CN101123436B - 具有抗干扰能力的模数转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种具有抗干扰能力的模数转换器(ADC)及其方法。该ADC包括阈值发生器、比较器电路、计算器以及积分器。通过将一信号与来自阈值发生器的正、负阈值信号作比较，比较器电路基于该比较结果将该信号从模拟的转换成数字的。计算器计算数字信号的百分比并基于所计算的百分比产生一个比特信号。响应于该比特信号，积分器将一控制信号提供给阈值发生器，以调节正、负阈值信号，以使得将所计算的百分比保持在预定的百分比阈值。

Description

具有抗干扰能力的模数转换器
技术领域
本发明涉及一种模数转换器(ADC)，特别涉及一种具有抗干扰能力的ADC。
背景技术
当今，因为无线通信的繁荣，在无线电接口中的信号易于遭受各种各样的干扰。特别地，全球定位系统(GPS)应用潜在地会经历窄带和宽带干扰两者混合干扰。在GPS接收机的天线端口处的信号的额定功率大约是-130dBm，而热噪声水平大约是-110dBm。因此，在正常运行时，所接收的GPS信号被覆盖在噪声平面下。
图1是现有技术的GPS接收机100的结构图。典型地，首先通过常规的RF滤波器、低噪声放大器和降频转换混合器，将GPS信号和热噪声转换成中频(IF)信号。接着，在复合过滤处理之后，进一步由可变增益放大器(VGA)110放大该IF信号，并通过2位模数转换器(ADC)120将其从模拟格式转换成数字格式。已放大的IF信号应该具有满足ADC 120的动态范围要求的电压电平。为了控制已放大的IF信号的电压电平，设计了具有电容140的自动增益控制(AGC)环130，用于调节VGA 110的增益。VGA 110、ADC 120、AGC环130和电容140组成信号放大和数字化电路。
图2是图1中的信号放大和数字化电路的原理图。在被VGA 110根据预定增益放大之后，IF信号接着由2位ADC 120转换成数字量信号MGNA以及数字标记信号SIGN。2位ADC 120包括电流源121和电流吸收器123。当来自VGA 110的输出大于正参考信号Vref或者小于负参考信号-Vref时，电流吸收器123将从电容140吸收电流Iout。否则，电流源121将提供电流Iout输入到电容140。在稳态条件下，在电容140处的DC电压是恒定的，且被反馈给VGA 110。该反馈环通常被称为AGC环，且被用于调节预定增益。通常，AGC环的时间常数必须为毫秒(ms)级，因而电容140的电容值必须为毫微法(nF)级。为了具有上述的大电容值，电容140必须作为离散的而实现为芯片外部的，因此增加了电路的总体成本。
在前述处理之后，虽然热噪声仍然存在，但是图1中的基带相关器150通过将数字信号MAGN和SIGN相互关联一个长周期，能够获得适当的后相关信噪比(SNR)。然而，对于恒定包络线的连续波(CW)干扰，SNR退化远大于热噪声造成之退化，故GPS接收机必须在相关处理之前降低CW造成之SNR退化。干扰通常在ADC 120处减轻。而且，CW干扰具有比热噪声更大的功率，因此AGC环130应当确保VGA的增益在一个动态范围内变化，以在ADC 120的输入上保持一个最佳信号量。
因此期望有一种具有抗干扰能力的ADC，其能够直接实现前述的AGC环，所以不需要大的外部电容。因此本发明旨在这样的ADC和AGC方法。
发明内容
本发明涉及下列1的自适应的A/D转换设备，其中2-11是该自适应的A/D转换设备的优选方案：
1.一种自适应的A/D转换设备，用于将模拟信号转换成数字信号，其中，包括：
阈值发生器，该阈值发生器能够提供一第一阈值信号和一第二阈值信号；
耦合到阈值发生器的比较器电路，该比较器电路能够将模拟信号与第一阈值信号和第二阈值信号作比较，而产生一具有第一状态和第二状态的数字量信号，该比较器电路还能将模拟信号与一标记阈值信号作比较，而产生一数字标记信号；
耦合到比较器电路的计算器，该计算器能够在预定周期内计算数字量信号处于第一状态的百分比而产生一累加信号，该计算器还能将该累加信号与一百分比阈值信号作比较，而产生一比特信号；以及
耦合在计算器和阈值发生器之间的积分器，该积分器能够响应于来自计算器的比特信号将一控制信号提供给阈值发生器，并能够调节第一阈值信号和第二阈值信号。
2.根据1所述的自适应A/D转换设备，其中，通过相对地改变相同的量来调节第一和第二阈值信号。
3.根据1所述的自适应A/D转换设备，其中，所述第一阈值信号确定了上阈值，第二阈值信号确定了下阈值，而上、下阈值分别高于和低于标记阈值一个相等的绝对差值。
4.根据1所述的自适应A/D转换设备，其中，当模拟信号高于第一阈值信号或者低于第二阈值信号时，将数字量信号设定为第一状态；而当模拟信号在第一和第二阈值信号之间时，将数字量信号设定为第二状态。
5.根据1所述的自适应A/D转换设备，其中，所述计算器还包括：
累加器，该累加器能够计算数字量信号并提供累加信号；
耦合到累加器的比较器，该比较器能够将该累加信号与百分比阈值信号作比较，并产生一比较信号；以及
耦合到比较器的触发器，该触发器能够对比较信号进行采样并产生比特信号。
6.根据5所述的自适应A/D转换设备，其中，所述计算器还包括分频器，其用于将时钟信号提供给触发器。
7.根据6所述的自适应A/D转换设备，其中，所述时钟信号的频率由预定周期确定，而该频率确定了产生比特信号的速度。
8.根据1所述的自适应A/D转换设备，其中，所述积分器还包括：
开关控制器，该开关控制器能够接收比特信号，并产生第一开关控制信号和第二开关控制信号；
耦合到开关控制器的第一开关，该第一开关能够在第一开关控制信号的控制下接收正参考信号；
耦合到开关控制器的第二开关，该第二开关能够在第二开关控制信号的控制下接收负参考信号，第二开关还耦合到第一开关；以及
连接到第一和第二开关的离散时间积分器，该离散时间积分器能够基于第一和第二开关控制信号以及正、负参考信号产生控制信号。
9.根据1所述的自适应A/D转换设备，其中，所述阈值发生器还包括：
能够将控制信号转换成电流信号的转换器；
耦合到转换器的电流镜单元，该电流镜单元能够接收该电流信号并提供第一镜像电流和第二镜像电流；
耦合到电流镜单元的第一电阻，该第一电阻能够接收该第一镜像电流并产生第一阈值信号；以及
耦合到电流镜单元的第二电阻，该第二电阻能够接收该第二镜像电流并产生第二阈值信号。
10.根据9所述的自适应A/D转换设备，其中，所述第一电阻和第二电阻具有相等的电阻值。
11.根据9所述的自适应A/D转换设备，其中，所述第一镜像电流等于第二镜像电流。
本发明还涉及下列12的可变增益放大器的自动增益控制电路自适应的A/D转换设备，其中13-24是该可变增益放大器的自动增益控制电路的优选方案：
12.一种用于可变增益放大器的自动增益控制电路，所述可变增益放大器具有预定增益且能够根据该预定增益产生一电压信号，其中，所述自动增益控制电路包括：
耦合到可变增益放大器的比较器电路，该比较器电路能够将来自可变增益放大器的电压信号与第一阈值信号和第二阈值信号作比较，而产生一具有第一状态和第二状态的数字量信号；
耦合到比较器电路的计算器，该计算器能够在预定周期内计算数字量信号处于第一状态的百分比，而产生一累加信号，该计算器还能够将该累加信号与百分比阈值作比较，而产生一个比特信号；以及
耦合在计算器和可变增益放大器之间的积分器，该积分器能够响应于来自计算器的比特信号而提供一控制信号，并能够调节可变增益放大器的预定增益。
13.根据12所述的自动增益控制电路，其中，所述第一和第二阈值信号为差分输入。
14.根据12所述的自动增益控制电路，其中，当电压信号高于第一阈值信号或者低于第二阈值信号时，将数字量信号设定为第一状态；且当电压信号处于第一和第二阈值信号之间时，将数字量信号设定为第二状态。
15.一种用于将模拟信号数字化的电路，其中，其包括：
可变增益放大器，该可变增益放大器能够根据预定增益放大该模拟信号；
耦合到可变增益放大器的比较器电路，该比较器电路能够将已放大的模拟信号与第一阈值信号和第二阈值信号作比较，而产生一具有第一状态和第二状态的数字量信号，该比较器电路还能够将已放大的模拟信号与一标记阈值作比较，而产生一数字标记信号；
耦合到比较器电路的计算器，该计算器能够在预定周期内计算该数字量信号处于第一状态的百分比，而产生一累加信号，该计算器还能够将该累加信号与一百分比阈值作比较，而产生一个比特信号；以及
耦合在计算器和可变增益放大器之间的积分器，该积分器能够响应于来自计算器的比特信号而提供一控制信号，并能够调节可变增益放大器的预定增益。
16.根据15所述的电路，其中，所述第一阈值信号确定上阈值，第二阈值信号确定下阈值，且上、下阈值分别以相等的绝对差值高于和低于标记阈值。
17.根据15所述的电路，其中，当模拟信号高于第一阈值信号或者低于第二阈值信号时，将数字量信号设定为第一状态；且当模拟信号处于第一和第二阈值信号之间时，将数字量信号设定为第二状态。
18.一种用于以可调节的电压窗将模拟信号转换成数字信号的方法，其中，所述方法包括下述步骤：
为一电压窗产生第一阈值信号和第二阈值信号；
将模拟信号与第一阈值信号和第二阈值信号作比较而产生一数字量信号，该数字量信号具有关于电压窗的第一状态和第二状态，并将模拟信号与一标记阈值信号作比较而产生一数字标记信号；
计算数字量信号处于第一状态的百分比；
基于所计算的百分比和百分比阈值产生一个比特信号；
响应于该比特信号产生一控制信号；以及
在该控制信号的控制下调节第一和第二阈值信号。
19.根据18所述的方法，其中，当模拟信号在电压窗之外时，将数字量信号设定为第一状态；而当模拟信号在电压窗之内时，将数字量信号设定为第二状态。
20.根据18所述的方法，其中，调节第一和第二阈值信号以使之相对地改变相等的量。
21.根据18所述的方法，其中，还包括当根据预定增益通过可变增益放大器提供模拟信号时，在控制信号的控制下调节可变放大器的预定增益的步骤。
22.一种用于控制可变增益放大器的增益的方法，所述可变增益放大器产生一模拟信号，其中，所述方法包括下述步骤：
产生用于电压窗的第一阈值信号和第二阈值信号；
将模拟信号与第一阈值信号和第二阈值信号作比较而产生数字量信号，该数字量信号基于该电压窗和该模拟信号而具有第一状态和第二状态；
计算处于第一状态的数字量信号的百分比；
基于所计算的百分比和百分比阈值获得一个比特信号；
响应于该比特信号产生一控制信号；以及
在该控制信号的控制下调节可变增益放大器的增益。
23.一种接收机，其用于接收遭受了干扰的射频信号，其中，所述接收机包括：
用于将该射频信号转换成中频信号的转换电路；
耦合到该转换电路的可变增益放大器电路，该可变增益放大器电路能够根据预定增益放大中频信号；
耦合到可变增益放大器电路的模数转换器，该模数转换器能够将中频信号从模拟格式转换成数字格式，其中，所述模数转换器包括：
自适应阈值环和比较器电路，其中该自适应阈值环包括：
阈值发生器、计算器和积分器；
阈值发生器能够提供由第一阈值信号和第二阈值信号限定的电压窗；
比较器电路耦合到阈值发生器，该比较器电路能够将中频信号与电压窗的第一阈值信号和第二阈值信号作比较，而产生一具有第一状态和第二状态的数字量信号，该比较器电路还能将中频信号与一标记阈值信号作比较，而产生一数字标记信号；
计算器耦合到比较器电路，该计算器能够在预定周期内计算数字量信号处于第一状态的百分比而产生一累加信号，该计算器还能将该累加信号与一百分比阈值信号作比较，而产生一比特信号；以及
积分器耦合在计算器和阈值发生器之间，该积分器能够响应于来自计算器的比特信号将一控制信号提供给阈值发生器，并能够调节电压窗的第一阈值信号和第二阈值信号以抑制中频信号中的干扰；
耦合到模数转换器的基带相关器，该基带相关器能够使数字量信号和数字标记信号相关。
24.根据23所述的接收机，其中，将控制信号反馈到可变增益放大器电路，用于调节预定增益。
在一个实施例中，提供一种自适应的模数(A/D)转换设备，用于将模拟信号转换成数字信号。该A/D转换设备包括阈值发生器、比较器电路、计算器以及积分器。阈值发生器能够提供一第一阈值信号和一第二阈值信号。比较器电路耦合到阈值发生器，并能够将第一阈值信号和第二阈值信号与模拟信号作比较，而产生一数字量信号。比较器电路也能够将标记阈值信号与模拟信号作比较，而产生一数字标记信号。计算器耦合到比较器电路，并能够在预定周期内计算数字量信号，且产生一累加信号。计算器还能够将该累加信号与百分比阈值信号作比较，并产生一个比特信号。积分器耦合在计算器和阈值发生器之间，其能够响应于来自计算器的比特信号将一控制信号提供给阈值发生器，并能够调节第一阈值信号和第二阈值信号。
在又一实施例中，提供一种用于可变增益放大器的自动增益控制电路，其具有预定增益且能够根据该预定增益产生一电压信号。该自动增益控制电路包括比较器电路、计算器和积分器。比较器电路耦合到可变增益放大器，并且能够将来自可变增益放大器的电压信号与第一阈值信号和第二阈值信号作比较，而产生一数字量信号。计算器耦合到比较器电路，并能够在预定周期内计算数字量信号，且产生一累加信号。计算器还能够将该累加信号与百分比阈值作比较，并产生一个比特信号。积分器耦合在计算器和可变增益放大器之间，其能够响应于来自计算器的比特信号提供一控制信号，并能够调节可变增益放大器的预定增益。
在另一实施例中，提供一种用于将模拟信号数字化的电路。该电路包括可变增益放大器、比较器电路、计算器和积分器。可变增益放大器能够根据预定增益放大模拟信号。比较器电路耦合到可变增益放大器，并能够将已放大的模拟信号与第一阈值信号和第二阈值信号作比较，而产生一数字量信号。比较器电路还能够将已放大的模拟信号与一标记阈值作比较，而产生一数字标记信号。计算器耦合到比较器电路，并能够在预定周期内计算该数字量信号，且产生一累加信号。计算器还能够将该累加信号与一百分比阈值作比较，并产生一个比特信号。积分器耦合在计算器和可变增益放大器之间，该积分器能够响应于来自计算器的比特信号而提供一控制信号，并能够调节可变增益放大器的预定增益。
在另一实施例中，提供一种用于以可调节的电压窗将模拟信号转换成数字信号的方法。该方法包括为一电压窗产生第一阈值信号和第二阈值信号的步骤，将模拟信号转换成以数字标记信号和数字量信号的步骤，该数字量信号具有关于电压窗的第一状态和第二状态，在第一状态计算数字量信号的百分比的步骤，基于所计算的百分比和百分比阈值产生一个比特信号的步骤，响应于该比特信号产生一控制信号的步骤，以及在该控制信号的控制下调节第一和第二阈值信号的步骤。
在另一实施例中，提供一种用于控制产生一模拟信号的可变增益放大器的增益的方法。该方法包括用于电压窗的产生第一阈值信号和第二阈值信号的步骤，产生数字量信号的步骤，该数字量信号基于该电压窗和该模拟信号而具有第一状态和第二状态，计算成为第一状态的数字量信号的百分比的步骤，基于所计算的百分比和百分比阈值获得一个比特信号的步骤，响应于该比特信号产生一控制信号的步骤，以及在该控制信号的控制下调节可变增益放大器的增益的步骤。
在另一实施例中，提供一种用于接收遭受了干扰的射频(RF)信号的接收机。该接收机包括用于将该RF信号转换成中频(IF)信号的转换电路，耦合到该转换电路且能够根据预定增益放大IF信号的可变增益放大器(VGA)电路，模数转换器(ADC)以及基带相关器。ADC耦合到VGA电路且能够将IF信号从模拟格式转换成数字格式，并能够基于数字化的IF信号的已计算的百分比产生一控制信号。ADC还能够在控制信号的控制下抑制IF信号中的干扰。基带相关器耦合到ADC并能够使数字化的IF信号相关。
附图说明
本发明的益处将会随着下列示例性实施例的详细描述的进行而变得清楚，并且该描述应当结合附图来考虑，在其中：
图1是现有技术的GPS接收机的结构图；
图2是图1中所示的ADC和AGC环的原理图；
图3是根据本发明的一个实施例的信号放大和数字化电路的结构图；
图4是图3中所示的用于ADC的数字化策略的曲线图；
图5是示出了使用图3中所示的ADC进行的模数信号转换的示意图；
图6是根据本发明的一个实施例的计算器的原理图；
图7是根据本发明的一个实施例的积分器的原理图；
图8是图7中所示的积分器的时序图；
图9是根据本发明的一个实施例的阈值发生器的原理图；
图10是根据本发明的又一实施例的信号放大和数字化电路的结构图；
图11是根据本发明的一个实施例的ADC的结构图；
图12是根据本发明的一个实施例的自动增益控制电路的结构图；
图13是根据本发明的一个实施例的GPS接收机的结构图；以及
图14是根据本发明的又一实施例的GPS接收机的结构图。
具体实施方式
图3示出了信号放大和数字化电路200的结构图。在该电路200中为了保持VGA 100的输出恒定并且最佳，AGC环201和电容203连接到VGA 110。然后通过具有自适应阈值的ADC 205将该VGA输出从模拟的转换成数字的，该ADC 205能够借助于调节自适应阈值而抑制信号中的CW干扰。本文中的ADC 205包括比较器电路210、计算器220、积分器230和阈值发生器240。
与CW干扰混合的VGA输出首先被比较器电路210所接收。同时，由阈值发生器240产生的负阈值信号Vth_N和正阈值信号Vth_P被发送到比较器电路210。同时将恒定标记阈值信号V_sign提供给比较器电路210。该标记阈值信号V_sign表示标记阈值典型地等于0V。比较器电路210包括比较器211、213、215和OR门217。比较器211将VGA输出与标记阈值信号V_sign作比较，以产生数字标记信号SIGN。比较器213和比较器215将VGA输出分别与正阈值信号Vth_p和负阈值信号Vth_N作比较，而接着将两个比较结果都提供给OR门217，以产生一数字量信号MAGN。比较器211、213和215还供有时钟信号，用于对输入信号进行采样。
数字量信号MAGN具有两个逻辑状态：逻辑1和逻辑0。当数字量MAGN在预定周期内处于逻辑1时，计算器220计算次数。然后在计算器220中将该计算结果与百分比阈值信号作比较，以产生一个比特信号。该百分比阈值信号表示具有预定值的百分比阈值，例如33％。典型地，为了保证ADC 205具有最佳抗干扰能力，该百分比阈值应该是30％至40％。响应于该比特信号，积分器230将一控制信号提供给阈值发生器240。最后，阈值发生器240可以根据该控制信号调节负、正阈值信号Vth_N、Vth_P。
在电路200中有两个时间常数。一个是AGC环201的时间常数，而另一个是ADC 205的时间常数。这两个时间常数的存在为系统设计提供了一定的灵活性。图4是示出了图3中的ADC的数字化策略的曲线图202。标记阈值信号V_sign确定标记阈值，其在水平坐标上表示为T0，正、负阈值信号Vth_P、Vth_N分别确定上阈值和下阈值，这两个阈值在水平坐标上分别表示为T0+Δ和T0-Δ。可以注意到，上、下阈值分别以一个等同的绝对差值高于和低于标记阈值。
如图4中所示，有四种ADC输出电平：+R、+1、-1和-R。当用ADC 205采样的信号高于上阈值T0+Δ时，数字标记信号SIGN和数字量信号MIGN将被设定为逻辑1。换而言之，在基带相关器(未示出)中对超出上阈值的采样值赋予权重R，该基带相关器执行了相关功能。类似地，当采样值低于上阈值T0+Δ但高于标记阈值T0时，数字标记信号SIGN和数字量信号MIGN将会分别被设定为逻辑1和逻辑0，且在基带相关器中将对该采样值赋予权重+1。当采样值低于标记阈值T0而高于下阈值T0-Δ时，数字标记信号SIGN和数字量信号MIGN将会分别被设定为逻辑0，且在基带相关器中将对该采样值赋予权重-1。当采样值低于下阈值T0-Δ时，数字标记信号SIGN和数字量信号MIGN将会分别被设定为逻辑0和逻辑1，且在基带相关器中将对该采样值赋予权重-R。
为了获得最佳抗干扰能力，所有具有由电压窗覆盖的量值的采样值应当排除在基带相关器之外，其中的电压窗由上、下阈值定义。只有那些具有足够的超出了电压窗的量值的采样值才被传送到基带相关器。典型地，传送百分比应当为30％至40％。换而言之，处于逻辑1的数字量信号MAGN的百分比应当保持在30％至40％。
图5是示出了由图3中的ADC 205进行模数信号转换的示意图204。如图所示，虚线曲线40表示CW干扰，而实线曲线42表示GPS信号、热噪声和CW干扰的信号混合。在此实施例中，ADC 205的目标是保持数字量信号MAGN处于逻辑1的百分比为33％。为了实现此目标，将由上、下阈值定义的自适应电压窗提供给ADC 205。当来自积分器230的控制信号增加一定量值时，阈值发生器240通过以相同的量值增大正阈值信号Vth_P和减小负阈值信号Vth_N来调节电压窗，或者当该控制信号减小一定的量值时，阈值发生器240通过以相同的量值减小正阈值信号Vth_P和增大负阈值信号Vth_N来调节电压窗。
图6示出了图3中的计算器220的原理图。计算器220包括一个N位累加器201、数字比较器203、触发器205以及分频器207。N位累加器201由数字加法器202和寄存器204组成。N位累加器201能够计算数字量信号MAGN被设定为逻辑1的次数。该计算值作为累加信号输出。N位累加器201还由相同的时钟信号定时控制，该时钟信号用于给图2中的比较器电路210定时控制。如果N等于14且时钟信号频率为16MHz，则计算周期持续1.024ms且14位累加器201能够数到的最大值为16,384。而且，把给定的全部位数目定为每个计算周期16,384，则累加信号还表示所计算的数字量信号MAGN处于逻辑1的百分比。接着，将累加信号提供给数字比较器203，以将其与百分比阈值作比较。如果数字量MAGN在计算周期内处于逻辑1的目标百分比为33％，则百分比阈值应当被设定为5406，该数字是全部位数目16,384的33％。最后，将表示比较结果的比较信号从数字比较器203供给触发器205。进而，由于在数字比较器203的比较每1.024ms执行一次，所以采用分频器207将时钟信号从16MHz降至976KHz，并将此降频后的时钟信号提供给触发器205。根据此比较信号，触发器205产生比特信号Y。
图7示出了图3中的积分器230的原理图。积分器230包括开关控制器231、开关232和233，以及离散时间积分器237。响应于比特信号Y和一对非重叠时钟Φ1和Φ2，积分器237产生一个控制信号Vth。
图8示出了积分器230的时序图。通过在比特言号Y和时钟Φ1上以及Y的逆信号和时钟Φ1上分布进行AND操作，开关控制器231产生第一开关控制信号和第二开关控制信号，用于交替地导通开关232和233。当开关232被导通时，通过开关232将正参考电压Vref提供给离散时间积分器237。根据正参考电压Vref，离散时间积分器237设定控制信号Vth的电压电平。当第二开关233导通时，将负参考电压-Vref通过第二开关233提供给离散时间积分器237。根据负参考电压-Vref，离散时间积分器237设定控制信号Vth的电压电平。
图9示出了图3中的阈值发生器240的原理图。该阈值生成器240包括一个加载到电流转换器241上的电压、电阻243和245，以及由晶体管253、257、259和261构成的电流镜单元。加载到电流转换器241上的电压还包括由运算放大器242和晶体管251组成的电压跟随器。该电压跟随器接收控制信号Vth，并将控制信号的电压传送到置于电压跟随器和地之间的电阻249。产生等于Vth/R3的电流I3，然后流经置于电压跟随器和电源VDD之间的晶体管253，其中R3被定义为电阻249的电阻值。在电流镜单元中，电流I3继而经由由晶体管253和255组成的电流镜反射到电阻243。该电流I3还经由由晶体管253、257、259和261组成的电流镜反射到电阻245。当该被定义为I2的镜像电流流经该电阻243时，可获得正阈值信号Vth_P。当该被定义为I1的镜像电流流经电阻245时，可获得负阈值信号Vth_N。进而，电阻243和245的接合节点还耦合到公共端247，通过该公共端接收共模电压Vcm。
当在电流镜单元中的晶体管彼此相配，且电阻243的电阻值R1还等于电阻245的电阻值R2时，可以归纳出下面的公式1)。
V th _ P - V cm = I 1 R 1 = I 3 R 1 = V th R 1 R 3 = V th R 2 R 3 = I 3 R 2 = I 2 R 2 = V cm - V th _ S
1)
参考该公式1)，当控制信号Vth增加时，正、负阈值信号Vth_P和Vth_N将分别增加和减少相同的量，且当控制信号Vth减少时，正、负阈值信号Vth_P和Vth_N将分别减少和增加相同的量。
图10示出了信号放大和数字化电路200’的结构图。在一些环境中，该IF信号具有差分输入的形式。因而，电路200’特别为该差分输入而设计。对于电路200’的ADC，差分输入Vin+和Vin-分别被连接到比较器211’的非反相和反相端，以产生数字标记信号SIGN，该比较器213和215分别由差分比较器213’和215’替代。每个差分比较器213’和215’都包括第一差分输入对和第二差分输入对。相对的，应当重新设计有关这些差分比较器的电路。具体而言，将输入Vin+和负阈值信号Vth_N分别提供给差分比较器213’的第一差分输入对的非反相和反相端。将输入Vin-和正阈值信号Vth_P分别提供给差分比较器213’的第二差分输入对的反相和非反相端。将输入Vin-和负阈值信号Vth_N分别提供给差非比较器215’的第一差非输入对的非反相和反相端。将输入Vin+和正阈值信号Vth_P分别提供给差分比较器215’的第二差分输入对的反相和非反相端。
图11示出了同时实施自动增益控制和干扰抑制的示例性ADC 300的结构图。ADC 300还包括比较器电路210、计算器220、积分器230和阈值产生器240。然而，来自积分器230的控制信号Vth被直接反馈到VGA 110，并且被用于调整VGA110的增益。
具体而言，当处于逻辑1的数字量信号MAGN的计算百分比低于预定的百分比阈值时，例如33％，则增益增加，否则增益减少。本领域技术人员可以理解，此处的积分器230作了简单的修改以确保AGC环是反向的。此外，阈值发生器240接收恒定的电压信号Vcon，并产生正、负阈值信号Vth_P和Vth_N，这两个信号在这种情况下也是恒定的。通过直接由ADC 300实现自动增益控制，处于逻辑1的数字量信号MAGN的百分比最终保持在百分比阈值上，从而CW干扰被抑制，并且同时满足ADC 300的动态范围需求。
图12示出了示例性AGC电路400的结构图。AGC电路400以数字形式实现自动增益控制，所以不需要大的外部电容器140。AGC电路400可以用于使用了频率或相位调制的常规的通信系统中，诸如频移键控(FSK)、相移键控(PSK)等。在这样的常规通信系统中，基于设计时的考虑因素设定百分比阈值。
关于差分输入信号，本领域技术人员可以理解，在图11和12的结构图中可以参考图10的电路进行修改。为了行文的清楚，详细的修改在此省略。
图13示出了GPS接收器500的结构图。GPS接收器500包括电路510、信号放大和数字化电路200以及基带相关器150。在RF信号继续经过带通滤波、低噪声放大和与本地载波信号的混合之后，该电路510被用于将RF信号降频转换成IF信号。将该IF信号提供给信号放大和数字化电路200，其包括ADC 205，ADC 205包括比较器电路210和自适应阈值环520，该自适应阈值环520由计算器220、积分器230以及阈值发生器240构成。该信号放大和数字化电路200将2位的数字信号MAGN和SIGN提供给基带相关器150以进行相关处理。
图14示出了GPS接收器600的结构图。在GPS接收器600中，使用了ADC300。如前所述，ADC 300包括比较器电路210和用于调节VGA 110的增益的AGC环610。该AGC环610由计算器220和积分器230组成。
在操作过程中，图3中的ADC 205将信号从模拟的转换成数字的，并且同时抑制在信号中混合的CW干扰。该ADC包括比较器电路210、计算器220、积分器230和阈值发生器240。该比较器电路210将该信号与由阈值发生器240提供的正阈值信号和负阈值信号进行比较。基于比较的结果，将该信号转换成2位的数字信号MAGN和SIGN。计算器220计算数字量信号MAGN处于逻辑1的百分比，以产生基于所计算的百分比的比特信号。继而响应该比特信号，由积分器230产生控制信号并将该控制信号提供给阈值发生器240，并且用于调节该正阈值信号和负阈值信号。通过连续的调节，计算的百分比最终保持在预定的百分比阈值，例如33％，并且使得在信号中混合的CW干扰可以通过ADC 205得到有效的抑制。
可选择的，来自积分器230的控制信号还可以用于调节VGA 110的增益，其中如图11所示VGA 110置于ADC 300之前，而正、负阈值信号保持恒定。这样，在信号中混合的CW干扰也得到了有效的抑制，且同时，通过直接将ADC300连接到VGA 110而构成AGC环。
此外，AGC电路400可以以图12所示的数字形式实现。在这种情况下，AGC电路400可以使用在使用了频率或相位调制的常规的通信系统中。
此处使用的术语和措词被用作说明性术语而非限制性的，并且在使用这样的术语和措词时，并不意图排除任何所示的和所述的(或其部分)特征的等价物，并且可以认识到在权利要求范围内的各种修改是可行的。其他的修改、变化以及替换也是可行的。因此，权利要求书试图覆盖上述所有的等价物。

Claims (24)

1.一种自适应的A/D转换设备，用于将模拟信号转换成数字信号，其特征在于，包括：
阈值发生器，该阈值发生器能够提供一第一阈值信号和一第二阈值信号；
耦合到阈值发生器的比较器电路，该比较器电路能够将模拟信号与第一阈值信号和第二阈值信号作比较，而产生一具有第一状态和第二状态的数字量信号，该比较器电路还能将模拟信号与一标记阈值信号作比较，而产生一数字标记信号；
耦合到比较器电路的计算器，该计算器能够在预定周期内计算数字量信号处于第一状态的百分比而产生一累加信号，该计算器还能将该累加信号与一百分比阈值信号作比较，而产生一比特信号；以及
耦合在计算器和阈值发生器之间的积分器，该积分器能够响应于来自计算器的比特信号将一控制信号提供给阈值发生器，并能够调节第一阈值信号和第二阈值信号。
2.根据权利要求1所述的自适应A/D转换设备，其特征在于，通过相对地改变相同的量来调节第一和第二阈值信号。
3.根据权利要求1所述的自适应A/D转换设备，其特征在于，所述第一阈值信号确定了上阈值，第二阈值信号确定了下阈值，而上、下阈值分别高于和低于标记阈值一个相等的绝对差值。
4.根据权利要求1所述的自适应A/D转换设备，其特征在于，当模拟信号高于第一阈值信号或者低于第二阈值信号时，将数字量信号设定为第一状态；而当模拟信号在第一和第二阈值信号之间时，将数字量信号设定为第二状态。
5.根据权利要求1所述的自适应A/D转换设备，其特征在于，所述计算器还包括：
累加器，该累加器能够计算数字量信号并提供累加信号；
耦合到累加器的比较器，该比较器能够将该累加信号与百分比阈值信号作比较，并产生一比较信号；以及
耦合到比较器的触发器，该触发器能够对比较信号进行采样并产生比特信号。
6.根据权利要求5所述的自适应A/D转换设备，其特征在于，所述计算器还包括分频器，其用于将时钟信号提供给触发器。
7.根据权利要求6所述的自适应A/D转换设备，其特征在于，所述时钟信号的频率由预定周期确定，而该频率确定了产生比特信号的速度。
8.根据权利要求1所述的自适应A/D转换设备，其特征在于，所述积分器还包括：
开关控制器，该开关控制器能够接收比特信号，并产生第一开关控制信号和第二开关控制信号；
耦合到开关控制器的第一开关，该第一开关能够在第一开关控制信号的控制下接收正参考信号；
耦合到开关控制器的第二开关，该第二开关能够在第二开关控制信号的控制下接收负参考信号，第二开关还耦合到第一开关；以及
连接到第一和第二开关的离散时间积分器，该离散时间积分器能够基于第一和第二开关控制信号以及正、负参考信号产生控制信号。
9.根据权利要求1所述的自适应A/D转换设备，其特征在于，所述阈值发生器还包括：
能够将控制信号转换成电流信号的转换器；
耦合到转换器的电流镜单元，该电流镜单元能够接收该电流信号并提供第一镜像电流和第二镜像电流；
耦合到电流镜单元的第一电阻，该第一电阻能够接收该第一镜像电流并产生第一阈值信号；以及
耦合到电流镜单元的第二电阻，该第二电阻能够接收该第二镜像电流并产生第二阈值信号。
10.根据权利要求9所述的自适应A/D转换设备，其特征在于，所述第一电阻和第二电阻具有相等的电阻值。
11.根据权利要求9所述的自适应A/D转换设备，其特征在于，所述第一镜像电流等于第二镜像电流。
12.一种用于可变增益放大器的自动增益控制电路，所述可变增益放大器具有预定增益且能够根据该预定增益产生一电压信号，其特征在于，所述自动增益控制电路包括：
耦合到可变增益放大器的比较器电路，该比较器电路能够将来自可变增益放大器的电压信号与第一阈值信号和第二阈值信号作比较，而产生一具有第一状态和第二状态的数字量信号；
耦合到比较器电路的计算器，该计算器能够在预定周期内计算数字量信号处于第一状态的百分比，而产生一累加信号，该计算器还能够将该累加信号与百分比阈值作比较，而产生一个比特信号；以及
耦合在计算器和可变增益放大器之间的积分器，该积分器能够响应于来自计算器的比特信号而提供一控制信号，并能够调节可变增益放大器的预定增益。
13.根据权利要求12所述的自动增益控制电路，其特征在于，所述第一和第二阈值信号为差分输入。
14.根据权利要求12所述的自动增益控制电路，其特征在于，当电压信号高于第一阈值信号或者低于第二阈值信号时，将数字量信号设定为第一状态；且当电压信号处于第一和第二阈值信号之间时，将数字量信号设定为第二状态。
15.一种用于将模拟信号数字化的电路，其特征在于，其包括：
可变增益放大器，该可变增益放大器能够根据预定增益放大该模拟信号；
耦合到可变增益放大器的比较器电路，该比较器电路能够将已放大的模拟信号与第一阈值信号和第二阈值信号作比较，而产生一具有第一状态和第二状态的数字量信号，该比较器电路还能够将已放大的模拟信号与一标记阈值作比较，而产生一数字标记信号；
耦合到比较器电路的计算器，该计算器能够在预定周期内计算该数字量信号处于第一状态的百分比，而产生一累加信号，该计算器还能够将该累加信号与一百分比阈值作比较，而产生一个比特信号；以及
耦合在计算器和可变增益放大器之间的积分器，该积分器能够响应于来自计算器的比特信号而提供一控制信号，并能够调节可变增益放大器的预定增益。
16.根据权利要求15所述的电路，其特征在于，所述第一阈值信号确定上阈值，第二阈值信号确定下阈值，且上、下阈值分别以相等的绝对差值高于和低于标记阈值。
17.根据权利要求15所述的电路，其特征在于，当模拟信号高于第一阈值信号或者低于第二阈值信号时，将数字量信号设定为第一状态；且当模拟信号处于第一和第二阈值信号之间时，将数字量信号设定为第二状态。
18.一种用于以可调节的电压窗将模拟信号转换成数字信号的方法，其特征在于，所述方法包括下述步骤：
为一电压窗产生第一阈值信号和第二阈值信号；
将模拟信号与第一阈值信号和第二阈值信号作比较而产生一数字量信号，该数字量信号具有关于电压窗的第一状态和第二状态，并将模拟信号与一标记阈值信号作比较而产生一数字标记信号；
计算数字量信号处于第一状态的百分比；
基于所计算的百分比和百分比阈值产生一个比特信号；
响应于该比特信号产生一控制信号；以及
在该控制信号的控制下调节第一和第二阈值信号。
19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，当模拟信号在电压窗之外时，将数字量信号设定为第一状态；而当模拟信号在电压窗之内时，将数字量信号设定为第二状态。
20.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，调节第一和第二阈值信号以使之相对地改变相等的量。
21.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括当根据预定增益通过可变增益放大器提供模拟信号时，在控制信号的控制下调节可变放大器的预定增益的步骤。
22.一种用于控制可变增益放大器的增益的方法，所述可变增益放大器产生一模拟信号，其特征在于，所述方法包括下述步骤：
产生用于电压窗的第一阈值信号和第二阈值信号；
将模拟信号与第一阈值信号和第二阈值信号作比较而产生数字量信号，该数字量信号基于该电压窗和该模拟信号而具有第一状态和第二状态；
计算处于第一状态的数字量信号的百分比；
基于所计算的百分比和百分比阈值获得一个比特信号；
响应于该比特信号产生一控制信号；以及
在该控制信号的控制下调节可变增益放大器的增益。
23.一种接收机，其用于接收遭受了干扰的射频信号，其特征在于，所述接收机包括：
用于将该射频信号转换成中频信号的转换电路；
耦合到该转换电路的可变增益放大器电路，该可变增益放大器电路能够根据预定增益放大中频信号；
耦合到可变增益放大器电路的模数转换器，该模数转换器能够将中频信号从模拟格式转换成数字格式，其中，所述模数转换器包括：
自适应阈值环和比较器电路，其中该自适应阈值环包括：
阈值发生器、计算器和积分器；
阈值发生器能够提供由第一阈值信号和第二阈值信号限定的电压窗；
比较器电路耦合到阈值发生器，该比较器电路能够将中频信号与电压窗的第一阈值信号和第二阈值信号作比较，而产生一具有第一状态和第二状态的数字量信号，该比较器电路还能将中频信号与一标记阈值信号作比较，而产生一数字标记信号；
计算器耦合到比较器电路，该计算器能够在预定周期内计算数字量信号处于第一状态的百分比而产生一累加信号，该计算器还能将该累加信号与一百分比阈值信号作比较，而产生一比特信号；以及
积分器耦合在计算器和阈值发生器之间，该积分器能够响应于来自计算器的比特信号将一控制信号提供给阈值发生器，并能够调节电压窗的第一阈值信号和第二阈值信号以抑制中频信号中的干扰；
耦合到模数转换器的基带相关器，该基带相关器能够使数字量信号和数字标记信号相关。
24.根据权利要求23所述的接收机，其特征在于，将控制信号反馈到可变增益放大器电路，用于调节预定增益。
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