CN101371451B - 码元检测方法以及相关的接收机 - Google Patents

Abstract

一种由接收机检测码元的方法，每个码元(S₀，S₁)由发射机以代表预定的数字值序列的连续脉冲(3a，3b，...，3n；4a，4b，...，4n)的形式发射，所述数字值在各预定序列内具有各自的标称权重。根据该方法，在接收机处接收由所述发射机发射的、与码元(S₀，S₁)基本对应的连续脉冲。确定与接收的所述连续脉冲相对应的数字值序列(S_r)，所述数字值在所确定的序列中具有各自的权重。根据所确定的数字值序列选择接收的码元，所述选择包括所确定的序列的数字值的加权操作，以恢复所述数字值的各自的标称权重。

Description

码元检测方法以及相关的接收机

本发明涉及由接收机进行的码元检测。

更具体地，本发明涉及由发射机以连续的脉冲的形式发射的码元的检测。

在噪声信号内检测脉冲一直存在问题，并且已经是雷达系统领域中的一个问题。

在该情况下，可能会涉及CFAR(恒虚警率)检测器。其包括在仍能满足预期性能准则时，确定系统能容忍的噪声峰值上的触发(虚警)的最大数量。当仅存在噪声时，接收机执行校准阶段，在该阶段中，接收机以二分法确定与虚警的最大数量相对应的阈值。因此而获得的阈值与用于固定误差率的检测的最佳可能灵敏度相对应。

CFAR检测器方法会产生有用的结果，但也具有与其运行原理直接相关的某些缺陷带来的不利后果。

首先，其表现出最小误差率。实际上，无论连接条件如何，接收机设置其阈值，以获得要求数量的虚警，因而获得要求数量的误差。因此，接收机不能利用很好的条件，这限制了其性能。其次，虚警代表绝大部分误差。这种不平衡须由误差校正编码系统来补偿。最后，阈值的校准可能很复杂。例如，为了在校准过程中确保没有任何信号，可能必须将天线与接收机断开。因此，阈值的校准偶尔地、在通信过程之外执行。

另一种检测脉冲的已知方法包括，寻找有用信号上的触发的固定数量。这种尤其简单的方法依赖于每个时间间隔发射的脉冲数量的知识。检测阈值首先固定在一个较高数值，然后，每次迭代降低一个给定数值，直到允许检测到预期数量的脉冲。因此，如果发射的信号在每个码元时间包括8个脉冲，那么系统的目标就是每个码元时间获取8个脉冲。

由于接收机无法一直预先得知每个时间间隔的脉冲数，并且每个时间间隔的脉冲数还可能随着连接条件和无线信道(比如回波数)的变化而变化，因而该方法的效率相对较低。

进一步，脉冲检测的问题也会在采用新近的UWB(超宽带)无线电技术的系统中出现。

该新兴的技术并不采用连续的载波频率。通过直接采用极短持续时间(几百皮秒至几纳秒之间)以及极大带宽(若干千兆赫兹)的脉冲，而不是通过调制载波信号，来对待发射信息进行发射。由于这些脉冲相对较低的能量在整个带宽上分布，因此该信号的频谱能量密度非常低。

因此，UWB脉冲信号并非连续的信号，而是一串极低占空比的极短脉冲。

利用由伪随机序列控制的时跳(跳时)而实现频繁的多路访问。通过改变幅值、形状或者甚至脉冲的延迟，可以调制信息。关于跳跃序列，其构成了发射机的特征或者“签名”。

每个脉冲必须由接收机相继地检测，其可通过同步检测(相干或相关)或者二次检测实现。但是，在任何情况下，为了依据信号的幅度或者获得的相关性水平来判断脉冲的存在与否，必须检查检测结果。

因此，连续的脉冲的检测能够使得相应接收的码元的值得以确定。

采用的第一UWB接收机依赖于通过同步相关来检测脉冲的原理。在这些接收机中，将获取的相关性水平与阈值水平相比以做出判断。由于这些接收机的同步特性，相对地说，阈值的正确调节在该情况下不是非常严格。相反地，在新的非相干的接收机的情况下，基于能量或幅值的检测，脉冲的检测问题更严重。

当脉冲检测性能非常差时，不可能希望高效地检测以连续的脉冲形式传递的一个或多个码元。

例如，当希望通过将给定时间间隔上测得的能量或者幅值与检测阈值相比较，以检测在该时间间隔内脉冲存在与否时，检测的性能以及随后的、根据发射码元的值所做的判断的性能很大程度上依赖于该阈值的设置。但是，该阈值的合适值不必迅速选定，尤其是当优选值可随着具体的无线电条件的变化而变化时。

本发明的一个目的是获得有效的码元检测。

本发明的另一个目的是，即使在对形成码元的连续脉冲的检测相对低效时，也能获得有效的码元检测。具体地，即使在用于检测脉冲的检测阈值暂时地或更永久地不合适时，码元检测也应有效。

本发明的另一个目的是，允许在UWB类型系统中进行码元检测，更具体地，允许以非相干接收机进行码元检测。

因此，本发明提供一种由接收机检测码元的方法，每个码元由发射机以代表预定的数字值序列的连续脉冲的形式发射，所述数字值在各预定序列内具有各自的标称权重。所述方法包括如下步骤：

-在接收机处接收由所述发射机发射的、与码元基本对应的连续脉冲；

-确定与接收的所述连续脉冲相对应的数字值序列，所述数字值在所确定的序列中具有各自的权重；以及

-根据所确定的数字值序列判断接收的码元，所述判断包括所确定的序列的数字值的加权操作，选择所述加权操作以恢复所述数字值的各自的标称权重。

于是，基于在接收机处确定的数字序列，对发射的码元做出判断。在该序列中，数字值可具有不同的权重，换句话说，相对于在能够发射的码元中的相同数字值，数字值可表示为不同的比例。因此，上述的加权操作允许这些数字值的标称权重在对发射的码元进行判断的框架内得以恢复。

由于在进行判断时，在确定的序列中高份额数字值(其必然对应于误差)不受欢迎，而更可靠的低份额数字值受到欢迎，因而做出的判断得以改进。

所述数字值例如可以是二进制元素，其每一个可通过连续脉冲中的脉冲的方式发射。

有利地，根据时跳伪随机序列(对应于称为“跳时”的技术)，发射与发射机发射的码元基本对应的连续脉冲序列。

进一步，所述连续脉冲可通过例如脉冲的时移方式调制(PPM调制)或通过允许脉冲发射或禁止脉冲发射的方式调制(OOK调制)。

有利地，发射机和接收机采用UWB类型的超宽带无线电通信技术。

接收机可使用同步检测，或者作为可替代技术，可以是非相干接收机。在后者的情况下，与接收的所述连续脉冲对应的数字值序列的确定可有利地包括：将接收的连续脉冲中的各个脉冲的能量与至少一个给定阈值进行比较。

本发明还提供了一种设计用来检测码元的接收机，每个码元由发射机以代表预定的数字值序列的连续脉冲的形式发射，所述数字值在各预定序列内具有各自的标称权重。所述接收机包括：

-用于接收由所述发射机发射的、与码元基本对应的连续脉冲的装置；

-用于确定与接收的所述连续脉冲相对应的数字值序列的装置，所述数字值在所确定的序列中具有各自的权重；以及

-用于根据所确定的数字值序列判断接收的码元的装置，所述用于判断接收的码元的装置包括：用于对所确定的序列的数字值进行加权操作的装置，以恢复所述数字值的各自的标称权重。

本发明还提供一种计算机程序产品，其包括代码指令，当所述计算机程序产品被载入接收机的计算机处理装置并由所述计算机处理装置运行时，所述代码指令用于执行如上所述的方法。

本发明还提供了一种用于检测码元的装置，每个码元由发射机以代表预定的数字值序列的连续脉冲的形式发射，所述数字值在各预定序列内具有各自的标称权重。所述检测装置包括：

-用于获取由所述发射机发射的、与码元基本对应的连续脉冲的装置；

-用于确定与接收的所述连续脉冲相对应的数字值序列的装置，所述数字值在所确定的序列中具有各自的权重；以及

-用于根据所确定的数字值序列判断接收的码元的装置，所述用于判断接收的码元的装置包括：用于对所确定的序列的数字值进行加权操作的装置，以恢复所述数字值各自的标称权重。

本发明还提供了一种用于检测码元的可编程元件，每个码元由发射机以代表预定的数字值序列的连续脉冲的形式发射，所述数字值在各预定序列内具有各自的标称权重。所述可编程元件包括：

-用于获取由所述发射机发射的、与码元基本对应的连续脉冲的装置；

-用于确定与接收的所述连续脉冲相对应的数字值序列的装置，所述数字值在所确定的序列中具有各自的权重；以及

-用于根据所确定的数字值序列判断接收的码元的装置，所述用于判断接收的码元的装置包括：用于对所确定的序列的数字值进行加权操作的装置，以恢复所述数字值各自的标称权重。

在以下参照附图对非限制性的示例性实施方式的描述中，本发明的其它特征和有益效果会变得更加明显，附图中：

图1是示出脉冲形式的码元的发射的简化示例的图；

图2是示出为了对接收的码元做出判断而考虑的数字链示例的图；

下面将根据本发明在UWB系统中的应用来对其进行说明。但是，本发明并不限于该应用，其也可应用于任何其它形式的系统，所述系统包括设计用于从对应发射机接收连续脉冲形式的码元的接收机。

该连续的无线电脉冲形成了有时被称作脉冲无线电(ImpulseRadio，IR)信号的信号。每个信号脉冲具有例如在几百皮秒至几纳秒之间变化的持续时间。通常，若干脉冲用于传输同一个码元，这样可以获得非常可观的重复增益。该连续的脉冲因此代表了与要传输的码元相对应的预定数字值序列。例如，该连续的脉冲中的每个脉冲可以代表序列的数字值，典型地是二进制元素。其它的代表类型当然是同样可能的。

脉冲发射时间的时刻不一定是规律的：实际上，根据称为“时跳”的技术，可使用伪随机时跳码，时跳码的分量对应于可能的发射时间。通过示例的方式说明，如果每个脉冲可在32个不同的位置发射，则跳跃码的阶数为32。与码元相对应的连续的脉冲中的第N个脉冲(N＞1)，将在由跳跃码的第N个元素指定的时间位置上发射。因此可以认为，时跳原理是频谱中的频跳(FH)在时间维度上的精确对应。以这样的方式，若干发射可被多路复用到同一无线电信道上。

进一步，众所周知的，以连续的无线电脉冲形式传输的信息可通过各种不同的方式调制。下面将以示例的方式提及PPM(脉冲位置调制)类型的调制以及OOK(开关键控)类型的调制，其中，在PPM类型的调制中，每个脉冲可根据待传输的码元的值，在时间维度上移位或不移位，而在OOK类型的调制中，根据待传输的码元的值，能够使得各个脉冲发射或者相反地禁止其发射。当然，同样也可使用其它类型的调制。

为了说明上述内容，图1示出了以连续的N个、具有较短持续时间的脉冲的形式的码元传输示例。在该示例中，使用时跳并且使用PPM对传输的信号进行调制。

在该示例中，事实上两个码元由一个发射机发射，但是有两个不同的接收机。这些码元以前面提到的时跳技术时分多路复用。

第一码元以表示为3a、3b、...、3n的第一串连续的N个脉冲的形式发射。脉冲3a在持续时间为Tf的第一时间间隔1的8个可用空隙(换句话说，Tf＝8×2Tc＝16Tc)中占据持续时间为2Tc(例如从几百皮秒至几纳秒)的第一时隙；脉冲3b在持续时间为Tf的第二时间间隔2的8个可用空隙中占据持续时间为2Tc的第三时隙；...；脉冲3n在持续时间为Tf的最后一个时间间隔N的8个可用空隙中占据持续时间为2Tc的第七时隙。换句话说，第一码元根据阶数为8的伪随机时跳码发射：1，3，...，7。

类似地，第二码元以表示为4a、4b、...、4n的第二串连续的N个脉冲的形式发射。脉冲4a在持续时间为Tf的第一时间间隔1的8个可用空隙中占据持续时间为2Tc(例如几百皮秒至几纳秒)的第五时隙；脉冲4b在持续时间为Tf的第二时间间隔2的8个可用空隙中占据持续时间为2Tc的第四时隙；...；脉冲4n在持续时间为Tf的最后一个时间间隔N的8个可用空隙中占据持续时间为2Tc的第一时隙。换句话说，第一码元根据阶数为8的伪随机时跳码发射：5，4，...，1。

因此，在最大时期Ts＝N.Tf后，每个码元得以发射。

进一步，在图1示出的示例中，每个时隙分成两部分，每个部分的持续时间为Tc，并且每个脉冲在时隙的一个部分上发射。这可通过以PPM调制的方式发射码元的事实来解释。形成待发射的码元的每个数字值因而确定了在各自时隙内的相应脉冲的位置。

因此，在所述示例中，已经考虑到，形成第一码元的所有数字值是0，而形成第二码元的所有数字值是1。所以，所有脉冲3a、3b、...、3n设置在各自时隙的第一半中，而相反地，与第二码元相关的所有脉冲4a、4b、...、4n设置在各时隙的第二半中。

当然，其它类型的发射同样是可能的。例如，如果采用OOK调制来取代PPM调制，则脉冲4a、4b、...、4n发射，而脉冲3a、3b、...、3n不发射。

在下面的说明中，将考虑根据上述原理发射的码元的接收。

获取和同步阶段是接收机所执行的第一阶段，利用了时跳序列的现有知识。接收机以公知的方式识别序列，定位其起始时间，并从中提取需要的时间基准。

从该时刻起，接收机检测到传播路径并锁定在该传播路径上(无线电传播信道可具有多个路径)。因此，接收机能够精确地预测发射脉冲的到达时间。

然后，接收机检查这些脉冲中每一个的到达时间，以检测脉冲在这些时间每一个上实际存在或不存在。该检查有利地包括将接收到的信号的幅值与判断阈值进行比较。当所述接收机是非相干类型时更是如此。

应该注意，在其它情况下，脉冲检测可通过其它方式进行。例如，对于相干检测或者相关性检测的接收机，脉冲检测有利地是公知的同步检测。

然后，接收机能做出与接收到的码元的值相关的判断，该判断考虑了最初执行的脉冲的检测。

为了简化的目的，根据本发明，下面将考虑仅发射两个码元与接收机相对应。如图2所示，第一码元S₀(例如等于“0”)根据由8个二进制元素构成的字01010101而编码，而第二码元S₁(例如等于“1”)根据由8个二进制元素构成的字10101010而编码，根据上述原理，每个二进制元素在被发射时作为各无线电脉冲的对象。

因此，在挑选的示例中，每一个码元S₀和S₁包括等于0和1的数字，换句话说，其每一个包括4个0和4个1。因此0和1在每一个所述码元中具有相同的标称权重，都是4。

另外，这里假设使用OOK类型的调制来发射这些码元。每一个码元S₀和S₁的发射因此包括4个脉冲(二进制元素1)的发射与4个其它脉冲(二进制位0)的发射的交替。因此，可以理解，码元S₀和S₁的每一个具有相同的能量。

常规地，对发射的码元的判断可在发射机处进行，所述判断如下进行：通过将在基本上对应于脉冲持续时间(Tc)的观测窗内接收到的能量与检测阈值相比较，从而确定接收到的二进制元素的序列，然后通过将确定的序列与各个码元的代表相比较。在检测阈值正确设置的理想情况下，码元时间(Ts)的特征是，根据上述的示例，在50％的观测窗中会检测到脉冲，而在剩余的50％的观测窗中检测不到脉冲。

不适合的检测阈值会引起虚警(检测到脉冲但相应的二进制元素为0)，或者漏检测(未检测到脉冲但相应的二进制元素为1)。

不适合的阈值本质上由错误的初始调节引起，或者暂时地由例如无线电条件的变化引起，在描述的示例中，不适合的阈值会产生检测到的为0的二进制元素数量与为1的二进制元素数量之间的不平衡。实际上，由于码元S₀和S₁具有相同数量的0和1，因此这些二进制元素应当在接收机处确定的序列内以相同比例出现。因此可以理解，阈值的不合适使得形成每个发射码元的二进制元素的检测出现偏差，并且因此会引起接收机在发射码元的确定方面性能较差。

根据本发明，所产生的不平衡(即，在确定的序列中每个二进制元素的权重改变)在接收机内得到补偿。这通过之后对二进制元素的标称权重进行恢复而得以实现，从而改善对发射码元的值做出判断的过程。在该方式下，即便错误的选择了检测阈值或者检测阈值不合适，但仍能对发送码元的值做出相关的判断。

下面在参考图2描述的示例中说明该补偿机制。该附图示出了以二进制元素表示的能被发射的每一个码元S₀和S₁。

序列S_r代表在由发射机发射了码元(S₀或S₁)之后，由所述接收机接收并检测的连续的8个二进制元素。该序列S_r，即01111111，可与码元S₀和S₁的每一个相比较。可以看到，S_r与S₀共同具有1个0(标号5)和4个1(标号6)。进一步，S_r与S₁共同具有3个1(标号7)，但没有共同具有的0。

根据本发明，接收机应用与表示在序列S_r中的每一个二进制元素0和1有关的权重，从而恢复这些二进制元素0和1的标称权重，换句话说，即在恢复二进制元素0和1在码元S₀和S₁中的比例。

在本示例中，序列S_r仅包括1个0和7个1。换句话说，序列S_r中0和1的权重分别是1和7，而在码元S₀和S₁中它们的标称权重均为4。在进行判断时，例如可以通过乘积来进行用于恢复标称权重的加权操作，0和1的权重分别与系数p₀和p₁相乘，使得p₀＝7×p₁＝4。

根据基于在接收机处确定的序列S_r做出判断的一个示例，计算出S_r与S₀的相关性以及S_r与S₁的相关性，每一个相关性均考虑了上述的加权操作。

由于S_r与S₀共同具有一个0和4个1，因此，S_r和S₀相关性的一个示例可如下计算：C₀＝1×p₀+4×p₁。从而，将上述的加权系数p₀和p₁值代入，可以得到：C₀＝4+4×4/7＝44/7。类似地，由于S_r与S₁仅共同具有3个1，因而S_r与S₁相关性可如下计算：C₀＝3×p₁。通过计算可以得到：C₁＝3×4/7＝12/7。

在该示例中，C₀的值比C₁几乎高4倍。因此，在具有相对较高程度的确定度下，能够判断接收的序列S_r与码元S₀相对应。

应该注意的是，根据相同的示例且在没有加权操作的情况下，S_r分别与S₀和S₁的相关性C₀′和C₁′会有各自的数值：5和3。因此，即使在没有恢复0和1的标称权重的情况下，也可以判断接收到的码元对应于S₀。但是，该判断可能不太肯定，这是因为在该情况下，C₀′的值不超过C₁′的两倍。

在其它示例中也可以看出，在上文描述的本发明的原理下可以做出正确的判断，而根据常规的判断机制，即缺少各种数字值的加权操作的情况下，可能做出错误的判断。

在上文描述的示例中，虽然码元S₀和S₁中的任何一个包括4个0和4个1，但在序列S_r中，1相对于0具有的优势，这意味着脉冲的检测阈值过低。所以，S_r中检测到的为0的二进制元素比S_r中检测到的为1的二进制元素可靠，后者中的部分一定是错误的。因而上文描述的加权操作通过为二进制元素0和1重新赋予其标称权重，而使得判断更可靠。这也使得错误设置的检测阈值得以补偿，而无须对其修改。

对于任何接收到的新码元可更新加权操作，或者可通过不太规则的方式更新加权操作。

可以理解，上文描述的判断模式构建了简单的示例。当然，序列的数字值的加权操作也可在任何其他判断算法中使用。类似地，所使用的调制类型可能影响对数字值进行的、用以恢复其标称权重的加权操作的方式。

进一步，应该注意，在参考图2描述的示例中，任何能被发射的码元包括相同数量的0和1。因此，由此而产生的加权操作目标在于恢复0和1之间的平衡。但是，可以理解的是，即使当能够被发射的码元中数字值呈非均匀分布(例如，40％的0和60％的1)时，所选择的加权操作需要使得确定的序列的每个数字值的标称权重(换句话说，例如，40％的0和60％的1)得以恢复。

上文描述的操作在接收机内进行。有利地，上述操作的至少一些通过包括适当指令的计算机程序执行，所述计算机程序能在接收机中载入和执行。

如果需要，上文描述的操作可由检测装置执行，所述检测装置可采用硬件或软件模块的形式并可集成在接收机中。

作为一个变型，所述操作也可由可编程元件执行，所述可编程元件例如为可被集成在接收机内的数字信号处理器(DSP)。

本发明的一个重要有益效果是，即使在通信中无线电条件发生了变化，接收机在码元检测方面的性能规范也能得以保持。另外，由数字值的加权操作所代表的数字补偿不需要接收机在硬件方面的修改。从软件角度，执行的数字操作相对较少。最后，在接收机处判断的改善并不影响发射。

如上所述，本发明在检测阈值的优化设置尤为关键的非相干接收机情况下尤其具有优势。但是，本发明也适用于任何其它类型的接收机，如相干检测接收机或者相关性检测接收机。

Claims (11)

1.一种由接收机检测码元的方法，每个码元(S₀，S₁)由发射机以代表预定的数字值序列的连续脉冲(3a，3b，...，3n；4a，4b，...，4n)的形式发射，所述数字值在各预定序列内具有各自的标称权重，所述方法包括如下步骤：

-在接收机处接收由所述发射机发射的、与码元(S₀，S₁)对应的连续脉冲；

-确定与接收的所述连续脉冲相对应的数字值序列(S_r)，所述数字值在所确定的序列中具有各自的权重；以及

-根据所确定的数字值序列判断接收的码元，所述判断包括所确定的序列的数字值的加权操作，选择所述加权操作以恢复所述数字值的各自的标称权重。

2.如权利要求1所述的方法，其中，由所述发射机发射的、与码元对应的所述连续脉冲根据伪随机时跳序列发射。

3.如权利要求1和2中任一项所述的方法，其中，由所述发射机发射的、与码元对应的所述连续脉冲通过所述脉冲的时移的方式来调制。

4.如权利要求1所述的方法，其中，由所述发射机发射的、与码元对应的所述连续脉冲通过允许所述脉冲发射或禁止所述脉冲发射的方式来调制。

5.如权利要求1所述的方法，其中，在由所述发射机发射的、与码元对应的所述连续脉冲中，各个脉冲(3a，3b，...，3n；4a，4b，...，4n)的持续时间(Tc)在几百皮秒至几纳秒的范围内。

6.如权利要求1所述的方法，其中，所述发射机和所述接收机使用超宽带无线电通信技术。

7.如权利要求1所述的方法，其中，确定与接收的所述连续脉冲相对应的数字值序列(S_r)包括：将接收的所述连续脉冲中的各个脉冲(3a，3b，...，3n；4a，4b，...，4n)的能量与至少一个给定阈值相比较。

8.如权利要求1所述的方法，其中，判断接收的码元包括：计算所确定的数字值序列(S_r)与能够从所述发射机发射的各个所述码元(S₀，S₁)的相关性，以及确定与最佳相关性相对应的码元，以及，相关性的计算包括：对所确定的数字值序列与能够从所述发射机发射的各个所述码元的共有数字值(5-7)进行的计数操作，所述计数操作也将各自的加权系数用于数字值，从而恢复所述数字值的各自的标称权重。

9.一种设计用来检测码元的接收机，每个码元(S₀，S₁)由发射机以代表预定的数字值序列的连续脉冲(3a，3b，...，3n；4a，4b，...，4n)的形式发射，所述数字值在各预定序列内具有各自的标称权重，所述接收机包括：

-用于接收由所述发射机发射的、与码元(S₀，S₁)对应的连续脉冲的装置；

-用于确定与接收的所述连续脉冲相对应的数字值序列(S_r)的装置，所述数字值在所确定的序列中具有各自的权重；以及

-用于根据所确定的数字值序列判断接收的码元的装置，所述用于判断接收的码元的装置包括：用于对所确定的序列的数字值进行加权操作的装置，以恢复所述数字值的各自的标称权重。

10.一种用于检测码元的装置，每个码元(S₀，S₁)由发射机以代表预定的数字值序列的连续脉冲(3a，3b，...，3n；4a，4b，...，4n)的形式发射，所述数字值在各预定序列内具有各自的标称权重，所述用于检测码元的装置包括：

-用于获取由所述发射机发射的、与码元(S₀，S₁)对应的连续脉冲的装置；

-用于确定与接收的所述连续脉冲相对应的数字值序列(S_r)的装置，所述数字值在所确定的序列中具有各自的权重；以及

-用于根据所确定的数字值序列判断接收的码元的装置，所述用于判断接收的码元的装置包括：用于对所确定的序列的数字值进行加权操作的装置，以恢复所述数字值各自的标称权重。

11.一种用于检测码元的可编程元件，每个码元(S₀，S₁)由发射机以代表预定的数字值序列的连续脉冲(3a，3b，...，3n；4a，4b，...，4n)的形式发射，所述数字值在各预定序列内具有各自的标称权重，所述可编程元件包括：

-用于获取由所述发射机发射的、与码元(S₀，S₁)对应的连续脉冲的装置；

-用于确定与接收的所述连续脉冲相对应的数字值序列(S_r)的装置，所述数字值在所确定的序列中具有各自的权重；以及

-用于根据所确定的数字值序列判断接收的码元的装置，所述用于判断接收的码元的装置包括：用于对所确定的序列的数字值进行加权操作的装置，以恢复所述数字值各自的标称权重。

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