CN101861557B

CN101861557B - 优化数字电源控制系统的滤波器补偿系数的方法和系统

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Publication number: CN101861557B
Application number: CN200880107236.8A
Authority: CN
Inventors: A·查普斯
Original assignee: Power One Inc
Current assignee: PAI Capital LLC
Priority date: 2007-07-23
Filing date: 2008-07-16
Publication date: 2013-02-13
Anticipated expiration: 2028-07-16
Also published as: JP5081303B2; KR20100037157A; CA2694295A1; US20080010474A1; KR101143133B1; WO2009014946A1; CN101861557A; JP2010534460A; EP2183656B1; EP2183656A1; AU2008279400A1; BRPI0814583A2; AU2008279400B2; EP2183656A4; US7743266B2; CA2694295C

Abstract

公开了一种用于优化分布式电源系统中的数字控制开关电源的数字滤波器补偿系数的系统和方法。功率控制系统包括至少一个负载点(POL)调节器，具有适于将功率传送至负载的功率转换电路，以及数字控制器，通过反馈回路连接到功率转换电路。数字控制器包括数字滤波器，其具有由多个滤波器系数限定的传递函数。数字控制器周期性地存储反馈测量的采样。系统控制器通过串行数据总线从数字控制器获取所存储的采样。在获取预定数量的采样之后，系统控制器计算数字滤波器的优化滤波器系数并将优化的滤波器系数发送到数字控制器用于在数字滤波器中使用。

Description

优化数字电源控制系统的滤波器补偿系数的方法和系统

相关申请

依据35U.S.C§120，本专利申请作为于2004年7月12日提交的专利申请序列号10/889,806、2007年7月24日授权的美国专利第7,249,267号(其依据35U.S.C§119(c)要求2004年2月12日提交的临时专利申请序列号60/544,553的优先权，还依据35U.S.C§120作为2003年2月10日提交的专利申请序列号10/361,667以及2002年12月21日提交的序列号10/326,222的部分继续申请案要求优先权)的部分继续申请案要求优先权。

技术领域

本发明涉及电源电路，更具体地涉及数字电源控制系统和方法，用于优化和对开关电源电路的滤波器补偿系数编程。

背景技术

本领域已知开关电源将可用的直流(DC)或交流(AC)等级电压转换为另一DC等级电压。降压转换器是一种特定类型的开关电源，其通过选择性地通过将电流的流动切换至输出电感中从而在耦合至负载的输出电感中存储能量，由此向该负载提供调节后的DC输出电压。其包括通常由MOSFET晶体管提供的两个电源开关。与负载并联耦合的滤波电容器减少输出电流的纹波。脉宽调制(PWM)控制电路用来以交替模式控制电源开关的选通，从而控制输出电感中电流的流动。响应于变化的负载条件，PWM控制电路使用经由反馈回路传送的、反映输出电压和/或电流等级的信号来调节应用于电源开关的占空比。

传统PWM控制电路使用模拟电路元件(例如运算放大器、比较器和诸如用于回路补偿的电阻器和电容器的无源元件)和诸如逻辑门和触发器的一些数字电路构成。但是，期望全部使用数字电路来代替模拟电路元件，这是因为数字电路占用更少的物理空间、吸收更少的功率、并且允许采用具有可编程特征或自适应控制技术的实施方式。

传统数字控制电路包括模-数转换器(ADC)，其将表示受控信号(例如输出电压(V₀))和基准值之间的差的误差信号转换为具有n位的数字信号。数字控制电路使用数字误差信号来控制数字脉冲宽度调制器，该数字脉冲宽度调制器提供控制信号至具有占空比的电源开关，从而电源的输出值跟踪基准值。数字控制电路还可以包括数字滤波器，例如具有相关传递函数的无限脉冲响应(IIR)滤波器。该传递函数包括定义了IIR滤波器的操作的补偿系数。期望具有改变或对这些补偿系数进行编程的能力，以便优化用于特定负载条件的数字滤波器的工作。

由于电子系统经常需要以多种不同的离散电压和电流等级提供的功率，所以已知在整个电子系统中分布了中间总线电压，并且在电子系统中的功率消耗点处包括单独的负载点(POL)调节器，例如，开关型的DC/DC整流器。具体地，对于各个电子电路中的每一个都可以包括POL调节器，以将中间总线电压转换为该电子电路需要的等级。电子系统可以包括多个POL调节器，以将中间总线电压转换为多个电压等级中的每一个等级。理想情况下，POL调节器与相应的电子电路物理相邻地设置，从而最小化整个电子系统的低电压、高电流线路的长度。中间总线电压可以使用最小化损失的低电流线路传送至多个POL调节器。

使用这样的分布方法，需要协调电源系统的POL调节器的控制和监控。POL调节器通常与激活、编程和监控单个POL调节器的电源控制器合作进行操作。本领域已知控制器使用多连接并行总线以激活和编程每个POL调节器。例如，并行总线可以传送用于打开和关闭每个POL调节器的使能/禁止位，用于对POL调节器的输出电压设置点进行编程的电压标识(VID)码位。控制器还可以使用其他连接来监控由每个POL调节器传递的电压/电流，从而检测POL调节器的故障状态。使用这样的控制系统的缺点在于其增加了整个电子系统的复杂性和尺寸。

因此，提供一种克服现有技术中的这些和其他缺点的用于数字地控制开关电源的系统和方法是有利的。提供一种用于控制和监控分布式电源系统中的数字控制开关电源的操作的系统和方法也是有利的。更具体地，提供一种用于对分布式电源系统中的数字控制开关电源的数字滤波器补偿系数进行优化的系统和方法是有利的。

发明内容

本发明克服了现有技术的缺点，提供了一种用于优化分布式电源系统中的数字控制开关电源的数字滤波器补偿系数的系统和方法。

在本发明的实施例中，电源控制系统包括至少一个负载点(POL)调节器，其具有适于将功率传送至负载的功率转换电路，以及数字控制器，通过反馈回路连接到功率转换电路。数字控制器适于响应于功率转换电路的输出的反馈测量，向功率转换电路提供脉宽调制控制信号。数字控制器还包括数字滤波器，其具有由多个滤波器系数限定的传递函数。数字控制器周期性地存储多个反馈测量的采样中的连续采样。串行数据总线可操作地将POL调节器连接到系统控制器。系统控制器通过串行数据总线从数字控制器获取每个连续存储的采样。在获取预定数量的采样之后，系统控制器计算数字滤波器的优化滤波器系数并将优化的滤波器系数发送到数字控制器。数字控制器随后在数字滤波器中使用优化的滤波器系数。

更具体地，数字控制器进一步包括噪声源，适于周期性地将对称噪声信号插入脉宽调制控制信号。该对称噪声信号可以由伪随机二进制序列提供。预定数量的采样与伪随机二进制序列的序列长度有关。数字控制器还包括适于存储反馈测量的连续采样的寄存器。系统控制器包括适于存储从数字控制器获取的采样的存储器阵列。系统控制器基于从数字控制器获取的采样计算反馈回路的传递函数。系统控制器因此基于所计算出的传递函数来计算优化滤波器系数。

由于下面对于优选实施例的具体描述，本领域的技术人员能够更全面地理解用于优化数字电源控制系统的滤波器系数的系统和方法，并了解其其他优点和目的。参考将首先被简要描述的附图。

附图说明

图1示出了具有数字控制电路的开关电源；

图2示出了提供高饱和信号和低饱和信号的窗口快速ADC；

图3示出了具有无限脉冲响应滤波器和误差控制器的数字控制器；

图4示出了根据本发明实施例的用于传递滤波器补偿系数的示例性控制系统；

图5示出了POL控制系统的示例性POL调节器；

图6示出了POL控制系统的示例性系统控制器；

图7示出了用于模拟POL调节器的运行的图形用户界面(GUI)的示例性屏幕截图；

图8示出了用于对数字控制器的补偿系数进行编程的GUI的示例性屏幕截图；

图9示出了根据本发明的替换实施例的POL控制系统的示例性POL调节器；

图10示出了根据本发明的替换实施例的示例性POL调节器和示例性系统控制器之间的交互的示意图；

图11示出了根据本发明的替换实施例的示例性POL调节器和示例性系统控制器之间的交互的流程图；以及

图12示出了根据本发明的替换实施例的数字控制器中的输出电压反馈回路的结构的框图。

具体实施方式

本发明提供了用于数字地控制开关电源的方法。更具体地，本发明提供了一种用于优化和对分布式电源系统中的数字控制开关电源的数字滤波器补偿系数进行编程的系统和方法。在下面的具体描述中，类似的元件编号用于描述在一幅或多幅图中的类似的元件。

图1示出了根据本发明实施例的具有数字控制电路的示例性开关电源10。电源10包括降压转换器拓扑，以将输入DC电压V_in转换为施加至电阻性负载20(R_load)的输出DC电压V_o。电源10包括由MOSFET器件提供的一对电源开关12，14。上端电源开关12的漏极端耦合到输入电压V_in，下端电源开关14的源极端连接到地，以及上端电源开关12的源极端和下端电源开关14的漏极端耦合在一起以限定相位节点。输出电感器16串联耦合在相位节点和提供输出电压V_o的端子之间，以及电容器18与电阻性负载R_load并联耦合。各个驱动器22，24交替驱动电源开关12，14的栅极端。由此，驱动器22，24被数字控制电路30(下面描述)控制。电源开关12，14的打开和闭合在相位节点处提供了通常具有矩形波形的中间电压，以及由输出电感器16和电容器18形成的滤波器将矩形波形转换为基本上DC的输出电压V_o。

数字控制电路30从电源10的输出部接收反馈信号。如图1所示，反馈信号对应于输出电压V_o，然而应该理解反馈信号可以可选地(或另外地)对应于由电阻性负载R_load汲取的输出电流或表示被数字控制电路30控制的参数的任何其他信号。反馈路径还可以包括分压器(未示出)以将检测到的输出电压V_o降低到典型电压等级。数字控制电路30提供具有受控占空比的脉宽调制波形从而以期望的等级调节输出电压V_o(或输出电流)。即使将示例性电源10示出为具有降压转换器拓扑，然而应该理解利用数字控制电路30的电源10的反馈回路控制的使用同样可以应用于其他已知电源拓扑，例如隔离和非隔离构造的升压转换器和降压-升压转换器，以及可以应用于通常所说的电压模式、电流模式、充电模式和/或平均电流模式控制器的不同控制策略。

更具体地，数字控制电路30包括模-数转换器(ADC)32、数字控制器34、以及数字脉宽调制器(DPWM)36。ADC 32还包括窗口快速ADC，其接收反馈信号(即，输出电压V_o)和电压基准(Ref)作为输入，并产生表示输入之间的差(Ref-V_o)的数字电压误差信号(VEd_k)。数字控制器34具有传递函数G(z)，其将电压误差信号VEd_k转换为提供至DPWM 36的数字输出，DPWM 36将信号转换为具有成比例的脉冲宽度(PWM_k)的波形。数字控制器34接收在传递函数G(z)中使用的滤波器补偿系数作为输入，如下面将进一步描述的。如上所讨论的，由DPWM 36产生的脉冲调制波形PWM_k通过各个驱动器22，24耦合到电源开关12，14的栅极端。

图2示出了用在数字控制电路30中的示例性窗口快速ADC40。ADC 40接收电压基准Ref和输出电压V_o作为输入。电压基准被施加至电阻梯的中心，电阻梯包括在基准电压端和连接至正电源电压(VDD)的电流源之间串联连接的电阻器42A、42B、42C、42D，以及在基准电压端和连接至地的电流源之间串联连接的电阻器44A、44B、44C、44D。每个电阻器具有相应的电阻值以与电流源一起定义在电压基准Ref之上和之下范围内的多个电压增量。电阻值和/或电流源的幅值可以被选择以定义ADC 40的LSB分辨率。比较器阵列连接到电阻梯，其包括多个正侧比较器46A、46B、46C、46D和多个负侧比较器48A、48B、48C、48D。每个正侧比较器46A、46B、46C、46D具有连接到输出电压V_o的非反相输入端，以及连接到各个电阻器42A、42B、42C、42D的反相输入端。类似地，每个负侧比较器48A、48B、48C具有连接到输出电压Vo的非反相输入端和连接到各个电阻器44A、44B、44C、44D的反相输入端。负侧比较器48D具有连接到地的非反相输入端和连接到输出电压V_o的反相输入端。应该理解，可以包括更多数量的电阻器和比较器，以便增加电压增量的数量以及进而增加ADC 40的范围，并且应该理解，图2中所示的有限数量的电阻器和比较器仅用于示例的目的。

ADC 40还包括耦合到比较器46A、46B、46C以及48A、48B、48C的输出端的逻辑装置52。逻辑装置52接收比较器输出，并提供表示电压误差VEd_k的多位(例如4位)并行输出。例如，超过基准电压Ref一个电压增量(例如5mV)的输出电压Vo将导致比较器46B、46A、48A、48B和48C的输出变高，而比较器46C、46D和48D的输出保持为低。逻辑装置52将其解读为逻辑电平9(或二进制1001)并产生相关联的电压误差信号VEd_k。应该理解电压基准Ref是可变的，从而移动ADC 40的窗口。如果输出电压V_o超过电阻梯的最高电压增量，则比较器46D的输出端提供HIGH饱和信号。类似地，如果输出电压V_o低于电阻梯的最小电压增量，则比较器48D的输出端提供LOW饱和信号。

在图3中，示出了具有数字滤波器和ADC 40的数字控制器。数字滤波器还包括根据先前的电压误差输VEd_k和先前的输出PWM_k’产生输出PWM_k’的无限脉冲响应(IIR)滤波器。如上所述，ADC 40提供电压误差输VEd_k。数字滤波器输出PWM_k’被提供至数字脉宽调制器(DPWM)36，其将脉宽调制的控制信号(PWM_k)提供至电源开关。

以框图的形式示出了IIR滤波器，以及其包括多个第一延迟寄存器72、74、...、76(每个被标注为z^-1)，具有系数71、73、...、77(标注为C0，C1，...，Cn)的多个第一数学运算器(乘法器)，多个第二数学运算器(加法器)92、94、96，多个第二延迟寄存器82、84、...、86(每个标注为z^-1)，以及具有系数83、87(标注为B1，...，Bn)的多个第三数学运算器(乘法器)。每个第一延迟寄存器72，74，76保持电压误差VEd_k的在前采样，随后被各个系数71、73、77加权。类似地，每个第二延迟寄存器82、84、86保持输出PWM_k’的在前采样，其随后被各个系数83、87加权。加法器92、94和96将加权的输入和输出采样结合。应该理解在IIR滤波器中可以包括更多数量的延迟寄存器和系数，以及在图3中示出的有限数量仅是出于示例的目的。图3中示出的数字滤波器结构是下面传递函数G(z)的示例性实施方式：

G (z) = \frac{PWM (z)}{VEd (z)} = \frac{C_{0} + C_{1} \cdot z^{- 1} + C_{2} \cdot z^{- 2} + . . . + C_{n} \cdot z^{- n}}{1 - B_{1} \cdot z^{- 1} - B_{2} \cdot z^{- 2} - . . . - B_{n} \cdot z^{- n}}

误差控制器62接收反映ADC 40和数字滤波器的误差状态的多个输入信号。具体地，误差控制器62接收来自ADC 40的分别反映输出电压V_o高于和低于ADC的电压窗口的HIGH饱和信号和LOW饱和信号。每个数学运算器(加法器)92、94、96向误差控制器62提供溢出信号，反映数学运算器的溢出状态(即，进位位)。数字滤波器还包括限幅器81，其在达到上范围界限或下范围界限的情况下，将对输出PWM_k’进行限幅。在这种情况下，限幅器81向误差控制器62提供相应的限制信号。

误差控制器62使用这些输入信号来改变数字滤波器的操作，从而提高数字滤波器对变化的负载状态的响应性。误差控制器61耦合到多个第一延迟寄存器72，74，76和多个第二延迟寄存器82，84，86中的每一个，以使能复位和/或预设存储在其中的值。如在此所使用的，“复位”表示将值设置为初始值(例如，零)，而“预设”表示将值设置为另一预定数。具体地，误差控制器62可以使用改变电源运行的预定值来代替电压误差VEd_k和输出PWM_k’的在前采样。误差控制器62接收将被用作系数71，73，...，77和83，...，87的数据值作为外部输入。应该理解可以通过为系数71，73，...，77和83，...，87选择适当的数据值来对数字滤波器的特性进行编程。

数字控制器还包括多路复用器64，其能够在PWM_k’输出信号和由误差控制器62提供的预定输出信号之间进行选择。由误差控制器62提供的选择信号确定哪个信号通过多路复用器64。当ADC 40进入HIGH或LOW饱和时，误差控制器62通过控制多路复用器64来将PWM_k’信号设置为特定预定值(或部分取决于先前采样的序列值)。为了从这样的状态平滑地恢复，误差控制器也可以通过重新加载多个第一延迟寄存器72，74，76和多个第二延迟寄存器82，84，86来改变延迟的输入和输出采样。随着ADC 40从饱和恢复，这将保证反馈回路的受控运行。

例如，如果ADC 40经历正饱和，即，从低状态改变至高状态的LOW信号，则PWM_k’采样可以被复位为零以帮助减少误差。通过将PWM_k’采样复位成零，传递至电源10的上端电源开关12的脉宽成为零，有效地切断了至电阻性负载20的功率(见图1)。为了从该状态平滑地恢复，采样PWM_k-1’，PWM_k-2’，...，PWM_k-n’也可以被复位为零或被预设至另一值以允许平滑恢复。类似地，如果ADC 40经历负饱和，即从低状态改变至高状态的HIGH信号，则PWM_k’采样可以被预设至最大值以增加传递至上端电源开关12的脉宽以减少误差。同样，当发生数字滤波器的内部数字溢出时，误差控制器62可以采取行动来防止电源的电源开关的非受控命令，例如改变数字滤波器的输入和输出采样。

在本发明的实施例中，图1的开关电源还包括位于电子系统内的功率消耗点处的负载点(“POL”)调节器。电源控制系统包括多个类似的POL调节器，可操作地连接多个POL调节器的至少一个数据总线，以及连接到数据总线的系统控制器，所述系统控制器适于将数字数据发送至多个POL调节器和从多个POL调节器接收数字数据。系统控制器在串行总线上传输数据以使用系数71，73，...，77和83，...，87的值来对数字滤波器的传递函数G(z)进行编程。

参考图4，示出了根据本发明的实施例的POL控制系统100。具体地，POL控制系统100包括系统控制器102，前端调节器104，以及以阵列方式布置的多个POL调节器106，108，110，112，以及114。在此示出的POL调节器包括但不限于负载点调节器、加电负载调节器、DC/DC转换器、电压调节器和本领域技术人员通常已知的所有其他可编程的电压或电流调节装置。内部装置接口设置在各个POL调节器之间，以控制具体的相互作用，诸如电流均衡或并联，内部装置接口例如是在POL0106和POL1108之间提供的电流均衡接口(CS1)，以及在POL4112和POLn 114之间提供的CS2。在图4所示的示例性结构中，POL0 106和POL1 108以并联模式操作以产生具有增加的电流容量的输出电压V_o1，POL2 110产生输出电压V_o2，以及POL4112和POLn 114以并联模式操作以产生输出电压V_o3，然而应该理解也可以有利地使用其他组合和其他数量的POL调节器。

前端调节器104在中间电压总线上提供中间电压至多个POL调节器，并且可以简单地包括其他POL调节器。系统控制器102和前端调节器104可以被集成在单个单元中，或者可以被提供作为独立的器件。可选地，前端调节器104可以在多个中间电压总线上提供多个中间电压至POL调节器。系统控制器102可以从中间电压总线汲取其功率。

系统控制器102经由单向或双向串行总线(图4中示出为同步/数据总线)通过(同步或异步地)写入和/或读取数字数据来与多个POL调节器通信。同步/数据总线可以包括允许数据异步传输的双线串行总线(例如，I²C)或允许数据同步(即，与时钟信号同步)传输的单线串行总线。为了对阵列中的任意特定POL寻址，每个POL都由唯一地址标识，所述地址可以硬线连接到POL中或由其他方法设置。例如，系统控制器102在同步/数据总线上传递数据，以便对每个POL调节器的数字滤波器的传递函数G(z)的系数进行编程。系统控制器102还在第二单向或双向串行总线(图4中示出为OK/故障总线)上与多个POL调节器通信用于故障管理。通过将多个POL调节器连接到公用OK/故障总线来对其分组，使得POL调节器在故障状态下具有相同的运行。同样，系统控制器102经由用户接口总线与用户系统通信，用于编程、设置和监控POL控制系统10。最后，系统控制器102在独立的线路上与前端调节器104通信以禁止前端调节器的操作。

图5中更具体地示出了POL控制系统10的示例性POL调节器106。图4的其他POL调节器具有基本上相同的结构。POL调节器106包括功率转换电路142(例如，图1的开关电源10)、串行接口144、POL控制器146、默认配置存储器148、以及硬线连接设置接口150。功率转换电路142根据通过串行接口144接收到的设置、硬线连接设置150或默认设置将输入电压(V_i)转换为期望的输出电压(V_o)。功率转换电路142还可以包括监控传感器，用于输出供本地控制使用的电压、电流、温度和其他参数，并且还通过串行接口144传回系统控制器。功率转换电路142还可以产生用于独立应用的功率良好(PG)的输出信号以提供简化的监控功能。串行接口144经由同步/数据和OK/故障串行总线来接收和发送命令和消息至系统控制器102。在没有通过串行接口144或硬线连接设置接口150接收到编程信号的情况下，默认配置存储器148存储用于POL调节器106的默认配置。选择默认配置，以使得POL调节器106在不存在编程信号的“安全”状态下运行。

硬线连接设置接口150与外部连接通信，从而在不使用串行接口144的情况下对POL调节器进行编程。硬线连接设置接口150可以包括POL的地址设置(Addr)作为输入，以改变或设置某些作为地址的函数的设置(即，POL的标识符)，例如，相移、使能/禁止位(En)、微调、VID码位、以及选择用于优化不同输出滤波器配置的数字滤波器系数的不同(预设)集合。此外，地址通过串行接口144在通信操作期间标识POL调节器。微调输入允许一个或多个外部电阻器的连接定义用于POL调节器的输出电压等级。类似地，VID码位可以被用来将POL调节器编程为期望的输出电压/电流等级。通过触发数字高/低信号，使能/禁止位允许POL调节器打开/关闭。

POL控制器146接收并对POL调节器的设置设定优先级。如果没有通过硬线连接设置接口150或串行接口144接收到设置信息，则POL控制器146访问存储在默认配置存储器148中的参数。可选地，如果通过硬线连接设置接口150接收到设置信息，则POL控制器146将应用那些参数。因此，默认设置应用于不能或没有通过硬接线设置的所有参数。硬线连接设置接口150接收到的设置可以被通过串行接口144接收到的信息重写。因此POL调节器可以以独立模式、完全可编程模式、或其组合模式运行。该编程灵活性使得单个普通的POL调节器能够满足多个不同功率应用，从而减少成本并简化POL调节器的制造。

例如，系统控制器102通过同步/数据总线传递数据值至特定POL调节器106以对数字滤波器系数进行编程。数据值由串行接口144接收并传递至POL控制器146。POL控制器随后将数据值连同适当的指令一起传递至功率转换电路142以对数字滤波器系数进行编程。

图6中示出了POL控制系统100的示例性系统控制器102。系统控制器102包括用户接口122、POL接口124、控制器126和存储器128。用户接口122通过用户接口总线发送消息至用户以及从用户接收消息。可以通过使用标准接口协议的串行或并行双向接口(例如I²C接口)提供用户接口总线。诸如监控值或新的系统设置的用户信息将通过用户接口122发送。POL接口124通过同步/数据和OK/故障串行总线发送数据至POL调节器和从POL调节器接收数据。POL接口124在同步/数据串行总线上进行通信以发送设置数据和接收监控数据，以及在OK/故障串行总线上进行通信以接收表示至少其中一个连接的POL调节器中的故障状态的中断信号。存储器128包括用于存储连接到系统控制器102的POL调节器的系统设置参数(例如，输出电压、电流限制设置点、定时数据等)的非易失性存储装置。可选的，第二外部存储器132也可以被连接到用户接口122来提供增加的用于监控数据或设置数据的存储器容量。

控制器126可操作地连接到用户接口122、POL接口124、以及存储器128。控制器126具有用于将禁止信号(FE DIS)传递至前端调节器104的外部端口。在启动POL控制系统100时，控制器126从内部存储器128(和/或外部存储器132)读取系统设置并通过POL接口124相应地对POL调节器进行编程。随后每个POL调节器基于系统编程以规定的方式被设置和启动。在正常操作期间，控制器126解码并执行来自用户或POL调节器的任何命令或信息。控制器126监控POL调节器的性能并将该信息通过用户接口122报告返回用户。POL调节器还可以由用户通过控制器126进行编程以执行对故障(例如过电流或过电压状态)的特定的、自治的反应。可替换地，POL调节器可以被编程为仅向系统控制器102报告故障状态，随后系统控制器将根据预定设置确定适当的校正动作，例如通过FEDIS控制线关闭前端调节器。

监控块130可以可选地被提供以监控没有通过同步/数据或OK/故障总线可操作地连接到控制器102的其他电源系统的一个或多个电压或电流等级的状态。以与关于POL控制系统10的其他信息相同的方式，监控块130可以将该信息提供至控制器126，用于通过用户接口报告给用户。以该方式，POL控制系统10可以提供为已经存在于电子系统中的电源系统的某些向后兼容性。

如上所讨论的，系统控制器102具有用于与用户系统通信的接口，用于编程和监控POL控制系统的性能。用户系统可以包括直接或通过网络耦合到接口的计算机，其具有适于与系统控制器102通信的适当软件。如本领域已知的，计算机可以配置有结合了可移动窗口、图标和鼠标的基于图形的用户接口(GUI)，其例如基于微软视窗TM接口。如在本领域中通常已知的，GUI可以包括用于表示文本和图形的标准编程格式。从系统控制器102接收到的信息通过GUI显示在计算机屏幕上，以及用户可以通过在GUI的特定屏幕上进行改变来编程和监控POL控制系统的操作。

图7示出了用于模拟POL调节器的操作的GUI的示例性屏幕截图。该屏幕截图示出了具有与上面参考图1所述的示例性开关电源10相对应的拓扑的POL调节器。该POL调节器包括由MOSFET器件提供的一对电源开关、输出电感器L_o以及电容器C_o 18。POL调节器的输出端通过π滤波器耦合到负载电阻器R_L，π滤波器由串联电感L₁和内部电阻RL₁、π滤波器的第一端处的电容C₁和内部电阻RC₁、以及π滤波器的第二端处的电容C₂和内部电阻RC₂定义。POL调节器还包括控制电路，其提供PWM驱动信号至电源开关，以及接收输出电流IL_o和输出电压V_o作为反馈信号。输出电压可以通过设置开关来从传输线的任一端感测到。

GUI允许用户定义POL调节器的各种参数的值以模拟其运行。每个用户可定义的参数包括允许用户输入期望数据值的字段。用户可以选择输出电压的参数，例如通过定义π滤波器的第一端的电压V₁、π滤波器的第二端的电压V₂、电压延迟、上升和下降时间、以及电源开关驱动脉宽和周期。用户还可以选择负载分配参数，包括定义π滤波器的电阻、电容和电感。用户还可以定义负载电阻和负载电流的特性。

一旦用户已经选择了用于POL调节器的期望参数，GUI可以基于所选择的参数进行模拟。图8示出了GUI的示例性屏幕截图，其中图形地显示了用于POL调节器的传递函数G(z)。在增益幅值和相位相对于频率的变化的方面图形地显示了传递函数。作为部分模拟，计算出用于数字PWM的数字滤波器的滤波器系数并显示在屏幕上。用户可以使用调节传递函数的极点和零点的滑线变阻器来改变增益图形的形状，以及可以重复POL调节器的模拟直到满意性能结果。随后用户可以通过选择适当的按钮来选择将所选数字滤波器系数应用于特定印刷电路板上的单个POL调节器或一组POL调节器或所有组POL调节器。该行为将使得所选滤波器系数存储在系统控制器102中包含的非易失性存储器中，以及进而如上所述通过同步/数据总线被传递至每个适当的POL调节器。

在本发明的替换实施例中，可以使用电路中的网络分析器来获取最佳滤波器系数。网络分析器可以适于测量POL调节器主电压反馈回路的开环传递函数，随后基于该测量计算滤波器系数。这就使得反馈回路能够被优化用于实际的负载状态，而不是基于电路模拟来估计滤波器系数。更具体地，POL调节器可以设置有将噪声分量注入用于驱动电源开关的脉宽调制控制信号(PWM_k)的电路。随后可以周期性地对所获得的误差值进行采样并通过同步/数据总线传递至系统控制器(或用户系统)，系统控制器随后计算回路传递函数和最佳滤波器系数。如上所述，系统控制器随后将滤波器系数传递返回用于对数字滤波器进行编程的POL调节器。

图9示出了实施噪声注入和采样系统的POL控制系统的示例性POL调节器200。POL调节器200包括功率转换电路230以及包括模-数转换器(ADC)232、数字滤波器234、以及数字脉宽调制器(DPWM)236的反馈回路。POL调节器200还包括串行接口244、POL控制器246、默认配置存储器248以及硬线连接设置接口250。减法器242从POL控制器246提供的基准值中减去ADC 232的输出以产生电压误差信号(VEd_k)。这些系统的功能和操作基本如上面所述。功率转换电路230根据通过串行接口244接收的设置、硬线连接设置250或默认设置将输入电压(V_i)转换为期望的输出电压(V_o)。POL控制器246还可以产生用于独立应用的功率良好(PG)的输出信号以提供简化的监控功能。

POL调节器200额外地包括耦合至反馈回路的回路响应检测电路220。回路响应检测电路220包括噪声源222，其产生将被注入PWM_k控制信号的噪声。在本发明的实施例中，噪声源222产生伪随机二进制序列(PRBS)，然而应该理解也可以有利地使用其他对称噪声信号源。加法器226将PWM_k控制信号与噪声信号合并，并将合并的信号提供至功率转换电路230。回路响应检测电路220还包括耦合至加法器242的输出的寄存器224，用以存储电压误差信号的采样。串行接口244耦合到每个噪声源222和寄存器224。由寄存器224存储的采样经由串行接口244(下面将具体讨论)被周期性地传递至系统控制器。同样，可以通过串行接口244由系统控制器对噪声源220的运行参数进行编程。

因此，对于每个PWM周期，回路误差的单一测量被记录。无论系统控制器何时通过串行接口244从寄存器224中获取该值，噪声源222都被重新初始化。随后，噪声源222再次将噪声注入PWM_k控制信号，以及对应于该周期的回路误差被采样和存储在寄存器224中，从而其可以通过串行接口被读取。由于PRBS噪声源是确定的(即，可重复的)，因此即使在相邻采样之间存在一些延迟量且它们不直接相邻，但是回路误差值将对应于采样k、k+1、k+2、...、k+N。

图10示出了交叉测量的噪声注入的回路响应。测量周期从与PRBS噪声源222操作同步的计数器初始化开始。随后，获取电压误差的采样并存储在寄存器224中，从而其能够通过串行接口244被传递到系统控制器。这在图10中被示出为被存储以及随后通过串行接口244被读出的初始采样k。一旦获得采样，噪声源222能够被暂时停止以最小化负载对于噪声的暴露。系统控制器随后通过串行总线获得单个回路误差值，计数器加1用于下一采样，以及重新启动噪声源222，其现在运行到第k+1采样。该周期被重复N次，N对应于PRBS序列的长度。在每个周期中，噪声源222可以在进行采样之前运行一段时间，以使得能够进行反馈回路的设置。例如，噪声源222可以运行对应于63个采样的时间周期，则获取第64个这样的采样并存储在寄存器224中。因此，该存储的采样具有如同噪声源222已经连续操作一样的数据特征。在N个周期的过程中，获取足够数量的采样来产生正确计算的回路增益。

更具体地，图11提供了从系统控制器和POL调节器的角度示出回路增益测量周期的流程图。该过程在步骤302开始，其中POL调节器200将数字滤波器234所使用的当前滤波器系数传递至系统控制器。如上所述，POL调节器200和系统控制器之间的所有通信都经过同步/数据总线。系统控制器在步骤332接收当前数字滤波器系数。随后，在步骤334，系统控制器开始回路增益测量周期(也被称作系统标识(ID)周期)并初始化计数器(k＝0)。系统控制器将信号传递至POL调节器以指示其开始回路增益测量周期。在步骤304，POL调节器接收开始信号并将噪声源幅值设置为选定等级。POL调节器还初始化计数器(k＝0)。此后，处理循环在系统控制器和POL调节器中开始。

在POL调节器处，处理循环在步骤306开始，其中噪声源222被重置和启动。如上所述，噪声被注入至PWM_k控制信号。同时，系统控制器执行步骤346，其中系统控制器周期性地轮询POL调节器以查看采样是否可用。在步骤308，POL调节器将连续操作噪声源222一段时间以使反馈回路稳定。在第k个采样时间之前，POL调节器通过步骤312将应答NO返回给系统控制器。这导致系统控制器返回并重复步骤346。最后，在步骤310，一旦达到第k个采样时间，电压误差采样被存储在寄存器224中，以及POL调节器通过步骤312返回应答YES至系统控制器。随后，在步骤314，POL调节器发送电压误差采样至系统控制器，其在步骤348中获取采样并将其存储在存储器阵列中。其后，系统控制器和POL调节器在步骤350、316将计数器加1(k＝k+1)。如果该采样是最后的(即，N)采样，则两个处理循环在步骤318、352结束。否则，它们返回到处理循环的开始以收集下一采样。可选地，POL调节器也可以将数据采样标记为最后一个。以这种方法，系统控制器不需要跟踪计数k。

一旦系统控制器已经收集到所有的采样并将其载入存储器阵列，在步骤354，系统控制器开始计算开环响应的过程，所述开环响应是误差采样和当前数字滤波器系数的函数。通过交叉相关噪声和回路响应值并使用傅里叶变换在频域中转换该结果来计算开环响应。系统控制器随后基于开环响应在步骤356计算优化的数字滤波器系数。系统控制器随后将优化的数字滤波器系数传递至POL调节器，其在步骤320接收数字滤波器系数并将其应用于数字滤波器。系统控制器(或用户)可以周期性地重复该整个过程以使POL反馈回路适于开环响应的变化，例如，由于元件的老化、温度引起的元件性能的改变、或负载特性改变。代替计算开环响应，系统控制器可以计算功率转换电路230的传递函数，随后计算优化控制器。

上述方法的优点在于POL调节器不必包括用于保持所有采样的大容量存储器阵列或计算开环增益和数字滤波器系数的算术处理能力。这最小化了POL调节器的复杂性和成本。相反，额外的存储器和处理能力可以被定位在系统控制器(或用户)端，在那里，其可以提供用于电源控制系统的所有POL调节器的数字滤波器系数的优化。

现在参考图12，描述了用于计算输出电压反馈回路的开环增益的示例性处理。在输出电压反馈回路的数字实施方式中，传递函数G(z)完全由其使用滤波器系数的z变换确定和描述。G(z)的输出是应用于功率转换电路的占空比。如上所述，通过注入一些PWM噪声u和测量回路误差值e来测量回路增益。传递函数对应于：

T (z) = \frac{e (z)}{u (z)} = - \frac{k_{ADC} \cdot z^{- 1} \cdot H (z)}{1 + k_{ADC} \cdot z^{- 1} \cdot G (z) \cdot H (z)}

回路增益被定义为：

LG(z)＝k_ADC·z^-1、G(z)·H(z)

当T(z)被测量和确定时，可以根据下面的等式与已知的控制器传递函数G(z)一起计算回路增益：

LG (z) = - \frac{T (z) \cdot G (z)}{1 + T (z) \cdot G (z)}

ADC比例因子可以是例如：

k_{ADC} = \frac{1}{5 mV} = 200 V^{- 1}

在本发明的优选实施例中，注入至反馈中的噪声具有白噪声特性。伪随机二进制序列(PRBS)近似于白噪声。其具有额外的优点在于其幅值是有界限的，以及尽管其接近于白噪声，但是噪声是完全确定的，从而不需要被测量(即，其可以被预测)。可以使用如下移位寄存器产生PRBS，所述移位寄存器具有选择的长度以使得该序列在感兴趣的频段内产生噪声。最大频率由开关频率给出(F_s/2)，最小频率由二进制序列的长度(F_s/N)给出。例如，对于9位长度和500kHz的开关频率，噪声带宽是：

F_{NOISE} = \frac{1}{N \cdot T_{S}} . . . \frac{1}{2 \cdot T_{S}} = 978 Hz . . . 250 kHz

序列长度是：

N＝2ⁿ-1＝511

注入PWM信号的噪声具有幅值±u。

由于注入的噪声信号是伪白噪声，因此交叉相关函数r_ue对应于所测系统的脉冲响应：

{\hat{r}}_{ue} (k) = \frac{1}{{| u |}^{2}} \cdot Σ_{n = 0}^{N - 1} u (n) \cdot e (k + n)

使用PRBS作为噪声源的另一优点是在N个周期之后噪声重复，因此M个完整序列上的交叉相关函数的平均值可以用于最小化测量采样中的量化和回路噪声效应，如下所示：

\overset{&OverBar;}{{\hat{r}}_{ue} (k)} = \frac{1}{M} \cdot Σ_{m = 0}^{M - 1} {({\hat{r}}_{ue} (k))}_{ue}

平均的交叉相关函数的离散傅里叶转换(DFT)产生了z域中的传递函数T(z)，如下所示：

T (k) = \frac{1}{N} \cdot Σ_{n = 0}^{N - 1} \overset{&OverBar;}{{\hat{r}}_{ue} (n)} \cdot e^{- j \frac{2 π}{N} \cdot n \cdot k}

其中k对应于离散频率：

F (k) = \frac{k}{N \cdot T_{S}}

其中k＝1...N/2。一旦计算出T(k)，使用已知的控制器传递函数G(k)计算回路增益LG(z)：

LG (k) = - \frac{k_{P} \cdot T (k) \cdot G (k)}{1 + k_{P} \cdot T (k) \cdot G (k)} .

因此已经描述了用于优化分布式电源系统中的数字控制开关模式电源的数字滤波器补偿系数的系统和方法的优选实施例，所以对于本领域的技术人员来说系统实现的特定优点是显而易见的。应该理解在本发明的范围和精神内可以对其进行各种修改、适应性修改和替换实施例。本发明进一步由下面的权利要求限定。

Claims

1.一种功率控制系统，包括：

至少一个负载点调节器，其具有适于将功率传送至负载的功率转换电路，以及数字控制器，通过反馈回路耦合到所述功率转换电路，所述数字控制器适于响应于来自所述功率转换电路的输出的反馈测量，向所述功率转换电路提供脉宽调制控制信号，所述数字控制器还包括数字滤波器，所述数字滤波器实现由多个滤波器系数限定的传递函数，所述数字控制器周期性地存储所述反馈测量的多个采样中的连续采样；

串行数据总线，操作地连接到所述至少一个负载点调节器；以及

系统控制器，连接到所述串行数据总线以及适于通过所述串行数据总线与所述至少一个负载点调节器通信，所述系统控制器通过所述串行数据总线从所述数字控制器获取每个所述连续存储的采样；

其中，在获取了预定数量的所述连续存储的采样之后，所述系统控制器至少利用所述连续存储的采样计算所述数字滤波器的优化的滤波器系数，并将所述优化的滤波器系数通过所述串行数据总线传递到所述数字控制器，所述数字控制器随后在所述数字滤波器中使用所述优化的滤波器系数。

2.根据权利要求1所述的功率控制系统，其中所述数字控制器进一步包括噪声源，所述噪声源适于周期性地将对称的噪声信号注入所述脉宽调制控制信号。

3.根据权利要求2所述的功率控制系统，其中所述对称噪声信号进一步包括伪随机二进制序列。

4.根据权利要求3所述的功率控制系统，其中采样的预定数量对应于所述伪随机二进制序列的序列长度。

5.根据权利要求1所述的功率控制系统，其中所述数字控制器还包括适于存储所述反馈测量的所述连续采样的寄存器。

6.根据权利要求1所述的功率控制系统，其中所述系统控制器包括存储器阵列，所述存储器阵列适于存储从所述数字控制器获取的所述连续存储的采样。

7.根据权利要求1所述的功率控制系统，其中所述系统控制器适于基于从所述数字控制器获取的所述连续存储的采样计算所述反馈回路的开环传递函数。

8.根据权利要求1所述的功率控制系统，其中所述系统控制器适于基于从所述数字控制器获取的所述连续存储的采样来计算所述功率转换电路的所述传递函数。

9.根据权利要求7所述的功率控制系统，其中所述系统控制器基于所述反馈回路的所述开环传递函数计算优化的滤波器系数。

10.根据权利要求8所述的功率控制系统，其中所述系统控制器基于所述功率转换电路的所述传递函数计算所优化的滤波器系数。

11.根据权利要求1所述的功率控制系统，其中所述数字控制器进一步包括：

数模转换器，提供表示所述功率转换电路的输出和基准值之间的差的数字误差信号，所述数字误差信号提供所述反馈测量；以及

数字脉宽调制器，提供所述脉宽调制控制信号。

12.根据权利要求1所述的功率控制系统，其中所述数字控制器进一步包括：

数模转换器，提供所述功率转换电路的所述输出的绝对数字表示，数字减法器，其产生表示所述绝对数字表示和数字基准值之间的差的数字误差信号，所述数字误差信号提供所述反馈测量；以及

数字脉宽调制器，提供所述脉宽调制控制信号。

13.根据权利要求1所述的功率控制系统，其中所述数字滤波器进一步包括无限脉冲响应滤波器。

14.根据权利要求13所述的功率控制系统，其中所述无限脉冲响应滤波器提供下面的传递函数G(z)：

G (z) = \frac{PWM (z)}{VEd (z)} = \frac{C_{0} + C_{1} \cdot z^{- 1} + C_{2} \cdot z^{- 2} + . . . + C_{n} \cdot z^{- n}}{1 - B_{1} \cdot z^{- 1} - B_{2} \cdot z^{- 2} - . . . - B_{n} \cdot z^{- n}}

其中PWM(z)是数字控制输出，VEd(z)是数字误差信号，C₀...C_n是输入侧系数，以及B₁...B_n是输出侧系数。

15.根据权利要求1所述的功率控制系统，其中所述功率转换电路进一步包括至少一个功率开关。

16.一种控制通过公共数据总线耦合到系统控制器的至少一个负载点调节器的方法，所述至少一个负载点调节器具有适于将功率传送至负载的功率转换电路，以及数字控制器，在反馈回路中耦合到所述功率转换电路，所述数字控制器适于响应于电压误差测量，向所述功率转换电路提供脉宽调制控制信号，所述数字控制器还包括数字滤波器，所述数字滤波器实现由多个滤波器系数限定的传递函数，所述方法包括：

将对称的噪声信号注入至所述脉宽调制控制信号一段预定时间；

在允许足够的时间用于使所述噪声信号稳定之后，存储所述电压误差测量的采样；

将所述采样通过所述公共数据总线发送至所述系统控制器；

对应于所述噪声信号的特性，重复所述注入、存储和发送步骤预定的次数；

基于所述采样中的多个采样计算所述反馈回路的传递函数；

基于所计算的反馈回路传递函数计算优化的滤波器系数；

通过所述公共数据总线，将所述优化的滤波器系数发送至所述至少一个负载点调节器；以及

使用所述优化的滤波器系数对所述数字滤波器进行编程。

17.根据权利要求16所述的方法，其中所述注入步骤进一步包括将伪随机二进制序列信号注入所述脉宽调制控制信号。

18.根据权利要求17所述的方法，其中所述重复步骤进一步包括对应于所述伪随机二进制序列的序列长度，多次重复所述注入、存储和发送步骤。

19.根据权利要求16所述的方法，其中所述计算传递函数进一步包括交叉相关所述采样和噪声信号，以及使用傅里叶变换在频域中变换所述交叉相关结果。

20.根据权利要求16所述的方法，进一步包括基于多个所述采样计算所述功率转换电路的传递函数。