CN102393515B - 用于对飞行时间(tof)系统进行分层去混叠的方法和系统 - Google Patents

Abstract

TOF系统分开地使用与分开的混叠间隔范围Z₁，Z₂，...，Z_m相关联的n≥3个调制频率f₁，f₂，...，f_m来获得深度数据。接着，生成按f_DE1＜f_DE2＜...＜f_DEn次序排序的n个中间频率f_DE1，f_DE2，...，f_DEn，并且从分开地使用f₁，f₂，...，f_m来获得的数据中计算对应的相位。对由此获得的数据的分层去混叠使用所生成的中间频率来实现。如果需要，分层去混叠可一次一步地实现。由此操作，该TOF系统提供有效混叠间隔范围Z_D＞Z_k，其中k＝1...n，如同该TOF系统以非常低的调制频率f_D来操作，而同时提供深度分辨率确定性，如同该TOF系统以高调制频率f_E来操作。优选地，高调制频率f_E是所有调制频率f₁，f₂，...，f_m的函数，该函数是f₁，f₂，...，f_m的算术平均或加权平均。

Description

用于对飞行时间(TOF)系统进行分层去混叠的方法和系统

与共同待审申请的关系

要求来自2010年7月21日提交的共同待审美国临时发明申请系列号61/400,061、标题为“Methods and Systems for Hierarchical Dealiasing Time-of-Flight(TOF)Systems(用于对飞行时间(TOF)系统进行分层去混叠的方法和系统)”的优先权。还要求来自2009年6月26日提交的共同待审美国发明申请系列号12/459,033、标题为“Method and System for Lossless Dealiasing in Time-of-Flight(TOF)Systems(用于飞行时间(TOF)系统中无损去混叠的方法和系统)”的部分延续优先权。所述‘033申请是2007年10月2日提交的美国专利申请系列号11/906,609、标题为“Method and System for Lossless Dealiasing in Time-of-Flight(TOF)Systems(用于飞行时间(TOF)系统中无损去混叠的方法和系统)”的继续，现在的美国专利号为7,791,715。该新申请是所述共同待审申请系列号12/459,033的部分延续。 

技术领域

本发明一般地涉及深度成像系统，尤其涉及通过比较所发射的光能与所反射的检测出的光能之间的相移(θ)来获得距离(Z)处的深度图像的飞行时间(TOF)成像系统。Z中的改变产生相移θ中的改变，但最终相移开始重复，例如θ＝θ+2·π，等。由此，距离Z为已知模2·π·C/2·ω＝C/2·f，其中f为调制频率。本发明针对消除检测出的相移θ的值与距离Z之间的固有模糊性(或去混叠)，尤其在存在噪声的情况下。 

背景技术

现代飞行时间(TOF)系统可通过发射已知相位 的经调制的光能来查明到目标对象的距离(Z)，并且检查从该目标对象所反射回该TOF系统的光信号中的相移。这样的示例性相位型的TOF系统在由Canesta公司获得现在转让给微软公司的几个美国专利中描述。这些专利包括美国专利号6,515,740 “Methods for CMOS-Compatible Three-Dimensional Imaging Sensing Using Quantum Efficiency Modulation(使用量子效率调制的CMOS兼容的三维图像感测的方法)”、6,906,793标题为“Methods and Devices for Charge Management for Three Dimensional Sensing(用于三维感测的电荷管理的方法和设备)”、6,678,039“Method and System to Enhance Dynamic Range Conversion Useable With CMOS Three-Dimensional Imaging(用于CMOS三维成像可使用的增强动态范围转换的方法和系统)”、6,587,186“CMOS-Compatible Three-Dimensional Image Sensing Using Reduced Peak Energy(使用减小的峰值能量的CMOS兼容的三维图像感测)”、6,580,496“Systems for CMOS-Compatible Three-Dimensional Image Sensing Using Quantum Efficiency Modulaion(使用量子效率调制的CMOS兼容的三维图像感测的系统)”。 

由于本发明与这些现有技术的相位型TOF系统一起使用，此时回顾其操作是有用的。图1A是基于以上援引的专利(例如‘186专利)，并描绘示例性相位型TOF系统。 

在图1A中，示例性相移TOF深度成像系统100可被制造在包括像素检测器140的二维阵列130的IC 110上，这些像素检测器在操作上可以是单端的或差分的。优选地，像素检测器140中的每一个具有用于处理由相关联的检测器输出的检测电荷的专用电路150。优选地，IC 110还包括微处理器或微控制器单元160、存储器170(优选地包括随机存取存储器或RAM以及只读存储器或ROM)、高速的可分发时钟180、以及各种计算和输入/输出(I/O)电路190。控制器单元160可执行对与对象的距离以及对象速度的计算，以及其他功能。 

在微处理器160的控制下，光能的源120通过激励器115来周期性地通电，并朝对象目标20发射经调制的光能。优选地，发射器120是至少一个LED或一个或多个激光二极管，发射低功率(例如可能1W)的周期性波形、产生被称为快门时间(可能10ms)的时间段的已知频率(可能几十个MHz)的光能发射。通常，发射器120以带有可能800nm波长的近红外(IR)操作。透镜125通常被用于聚焦所发射的光能。 

所发射的光能(被表示为S_出)的某一些将从目标对象20的表面上反射(被表示为S_入)。这一被反射的光能S_入将通过光圈视场光阑以及透镜(统称为 135)，并将落在像素或光检测器140的二维阵列130上。当所反射的光能S_入撞击阵列130中的光检测器140时，光检测器内的光子将被释放，并被转换成微量的检测电流。为方便解释，传入光能可被模型化为S_入＝A·cos(ω·t+θ)，其中A为亮度或强度系数，ω·t表示周期性调制频率，以及θ表示相移。相移θ随着距离Z的改变而改变，并且图1B和1C描绘了所发射的信号与所检测的信号之间的相移θ。相移θ数据可被处理，以产生期望的Z深度信息。在阵列130内，像素检测器电流可被集成，以累积成用于形成深度图像的有意义的检测信号。以此方式，TOF系统100可在传感器阵列130中每一像素检测器140处为每一帧所获得的数据捕捉并提供Z深度信息。 

诸如系统100等相位型TOF系统内的信号检测在本文稍后参考图2B更完整地描述，但简言之，像素检测信息在至少两个离散相位(优选地0°和90°)处被捕捉并被处理以产生Z数据。 

系统100由于飞行时间而在距离Z处产生相移θ，由下式给出： 

θ＝2·ω·Z/C＝2·(2·π·f)·Z/C       (1) 

其中c是光在空气中的速度，300,000千米/秒。从以上等式(1)，于是距离Z由下式给出： 

Z＝θ·C/2·ω＝θ·C/(2·2·f·π)     (2) 

并且，当θ＝2·π时，与调制频率f相关联的混叠间隔范围由下式给出： 

Z_AIR＝C/(2·f)            (3) 

实际上，Z中的改变产生相移θ中的改变，但最终相移开始重复，例如θ＝θ+2·π，等。由此，距离Z为已知模2·π·C/2·ω)＝C/2·f，其中f为调制频率。由此，存在所检测的相移θ的值与距离Z之间的固有模糊性，并且采用多频方法来对相移数据进行消除模糊性或去混叠。由此，如果系统100报告距离Z₁，现实中实际距离可以是Z_N＝Z₁+N·C/2f中的任一个，其中N为整数。这一模糊性的本质可参考图1D和1E来更好的理解。 

图1D是针对系统100的所检测的相位θ对比距离Z的映射。假设系统100确定目标对象20的相位角θ’，其中这一相位信息使用比方说50MHz的调制频率f₁来获得。如图1D所示，存在可由这一特定相位角表示的若干距离，例如z₁、z₂、z₄、z₅等，但哪一个是正确的距离？在图1D中，Z_AIR1表示与以 频率f₁所获得的z数据相关联的混叠间隔范围的Z距离，并且是从z₁到z₂、或z₂到z₄、或z₄到z₅等的距离。这些不同的z₁、z₂、z₄、z₅距离是模糊的且需要消除模糊性或去混叠，以标识正确的距离值。术语消除模糊性(disambiguate)和去混叠(dealias)、或名词消除模糊性和去混叠在本文中可被互换地使用。 

期望通过增加混叠间隔范围Z_AIR1的量级来对z数据去混叠。一种现有技术的方法通过增加C/2f比率来进行，即通过减小调制频率f，见等式(3)。图1D还以加粗线示出为较低调制频率f₂所获得的相位数据。在图1D中，f₂可能是20MHz，因为f₂波形的斜率dθ/dz小于f₁波形的斜率大约一半，其中斜率dθ/dz与调制频率f_m成比例。图1E是其中被描绘成逆时针旋转的线的向量以速度ω＝dθ/dt＝2πf旋转的极坐标表示。在现有技术的系统100中，数据从位于至少两个离散相位(例如0°和180°)处的像素检测器中被捕捉。 

由此，在图1D，当较低调制频率f₂被采用时，由相位θ’所表示的候选距离值为z₃、z₆等。如在图1D中可见，混叠间隔范围Z_AIR2已经被有利地从短范围Z_AIR1(与较快的调制频率f₁相关联)增加到较大范围Z_AIR2。混叠间隔范围增加的比率将为比率f₂/f₁。但是，与以较高调正频率f₁来获得相位数据相比，以较低调制频率f₂来获得相位数据产生带有较小精确性或分辨率的Z值。这一不精确性由于频率的f₂曲线斜率是调制频率f₁的斜率的约一半而发生。由此，与以f₁所获得的相位中的误差相比，在测量以f₂所获得的相位中的误差被转换成Z中更大的误差。对于某一信噪比，以f1和以f2所获得的相位中的误差将是相同的，但Z中使用以较低的f₂调制频率所获得的相位的对应不确定误差将是图1D的表示的两倍大。由此，在所有东西都相等的情况下，降低调制频率不期望地导致在准确地确定Z中的较低的分辨率(较大的不确定性)。 

由此，尽管增加混叠范围间隔是期望的，但通过减小调制频率来这样做是不期望的。这一用于去混叠的调制频率减小方法是浪费的，因为较低调制频率意味着来自发射器120(见图1A)的每瓦特照明功率的像素传感器140的准确性较低。例如，以因子2.5降低的调制频率，比如说从f＝50MHz到f＝20MHz，将有利地以相同因子来增加混叠间隔，比如说从3m到7.5m，但是惩罚是为了实现相似的不确定性性能，操作功率显著增加了(2.5)·(2.5)＝6.25倍，假定环 境日光的影响可被忽视。作为进一步示例，如果使用调制频率50MHz和10MHz，则去混叠范围会从3m增加到30m，但对于相同等级的不确定性，操作功率的增加为25倍。由此，实际上，通过降低调制频率来对TOF系统去混叠伴随有非常显著的性能惩罚。 

理想上，对TOF系统去混叠会实现对低调制频率的明确范围，同时提供对高调制频率的距离分辨率。但是存在噪声的去混叠可能是有挑战的，尤其对于高调制频率、或对于大的明确范围。 

对于相位型TOF系统所需的是一种对Z数据结果去混叠或消除模糊性的方法，尤其在存在噪声的情况下。优选地，去混叠应在存在噪声的情况下工作良好，即使带有高调制频率或对于大的明确范围。 

本发明提供用于在相位型TOF系统中去混叠的方法和系统。 

发明内容

本发明的各实施例对相位型飞行时间(TOF)系统所获得的深度距离Z进行分层地去混叠。深度数据通过优选地分别使用至少三个调制频率f₁，f₂，....，f_m的TOF系统来获得，其中，如果所述TOF系统仅仅以所述调制频率中的一个来操作，则混叠范围Z₁，Z₂，...，Z_m将产生。接着，n个中间频率f_DE1，f_DE2，...，f_DEn被生成且按f_DE1＜f_DE2＜...＜f_DEn的次序排序，并且其对应的相位从使用三个或更多调制频率f₁，f₂，...，f_m分别获得的数据中计算。最后，发生了使用所生成的中间频率来对该三个或更多调制频率所获得的数据分别进行的分层去混叠。如果需要，分层去混叠可一次一步地实现。 

结果是TOF系统提供有效的去混叠间隔范围Z_D＞Z_k(k＝1...n)，如同所述TOF系统以非常低的调制频率f_D来操作一样，而同时提供深度分辨率确定性，如同所述TOF系统以高调制频率f_E来操作一样。优选地，高调制频率f_E是所有调制频率f₁，f₂，...，f_m的函数，并且该函数可以是(并非作为限制)f₁，f₂，...，f_m的算术平均、或f₁，f₂，...，f_m的加权平均。 

在一个实施例中，对中间频率f_DE1，f_DE2，...，f_DEn的选择可基于两个(不一定要连续频率，但这里出于简化目的而示出)频率的比率 

该比率受不确定性要求所确定的比率的限制。 

在另一实施例中，分层去混叠可按步进式顺序来实现，该步进式顺序包括 使用f_D的相位的f_DE1的第一去混叠相位数据、以及随后使用f_DE1的相位的f_DE2的去混叠相位。如果需要，在每一步骤，f_DE(k+1)的相位使用f_DEk的相位来去混叠，直到最后一步，在那里f_E的相位使用f_DEn的相位来去混叠，以产生f_E的解开的相位。在一个实施例中，f_E的解开的相位通过以下方式来计算：在最后一步使用分层去混叠，使用f_DEn来对每一调制频率f₁，f₂，...，f_m的相位去混叠以得到每一调制频率的解开的相位，并随后使用f_E与f₁，f₂，...，f_m之间的函数来计算f_E的解开的相位。 

在一个实施例中，在使用f_DEk的相位来对f_DE(k+1)的相位去混叠的每一步，来自先前去混叠步骤的f_DE(k-1)的[0，2π]周期内的纠正的f_DEk相位周期被用于在f_DEk的周期内找出f_DE(k+1)的正确相位周期。最后，这使得在总体明确的范围Z_D内的f_DE(k+1)的正确周期、或f_D的周期被找出。 

本发明认识到，成功地对数据去混叠的难度随着f_E/f_D比率的增加而增加，因为当θ_E被用于计算θ_DS时，θ_E中的噪声被该比率放大。因此，对于与大有效频率f_E对应的高调制频率，或对于与小差别频率f_D对应的非常大的明确范围，这样经放大的噪声会在估计去混叠间隔K中产生误差结果。该结果将导致混叠了明确范围的中部。 

本发明的各实施例可在硬件和/或软件中实现，硬件和/或软件可以是用其实施本发明的TOF系统的一部分。根据本发明的各实施例的分层去混叠优选地是相对低损耗的。 

本发明的其他特征和优点将在以下描述中出现，其中已经结合其附图阐述了优选实施例。 

附图说明

图1A是描绘根据现有技术的相位型飞行时间三维成像系统的框图； 

图1B和2C描绘根据现有技术的与图1A的成像系统相关联的所发射和所反射的光能波形； 

图1D描绘根据现有技术的、针对两个调制频率所获得的相位对比距离Z并且展示混叠间隔和距离模糊性； 

图1E是根据现有技术的作为调制频率的函数的所获得的相位数据的极坐 标表示； 

图2A描绘根据12/459,033申请的各实施例的带有去混叠的相位型飞行时间三维成像系统； 

图2B描绘根据本发明的各实施例的在0°与180°、90°与270°处示例性相位捕捉的细节； 

图3根据12/459,033申请的各实施例获得了对于两个接近调制频率、以及对于虚拟频率f_D、f_E和f_DS的相位对比距离Z，以及所得的大混叠间隔Z_AIR； 

图4A描绘根据12/459,033申请的一个实施例的来自一个像素检测器的八个不同的捕捉的顺序、以及所得的相移和帧构造； 

图4B描绘根据12/459,033申请的一个实施例的、其中四个相邻像素检测器在单个捕捉中获得四个相位的顺序、以及所得的相移和帧构造； 

图4C描绘根据12/459,033申请的一个实施例的、其中每一相位的各捕捉使用来自相同像素检测器的数据来进行偏移量抵消的顺序、以及所得的相移和帧构造； 

图4D描绘根据12/459,033申请的一个实施例的、用于对θ_E进行直接计算的顺序，并且描绘所得的相移和帧构造； 

图5A和5B描绘根据12/459,033申请的最小公倍数去混叠实施例的、使用两个调制频率所确定的真实和幻影的目标对象位置； 

图6描绘根据本发明的各实施例的带有分层去混叠的相位型飞行时间三维成像系统；以及 

图7A-7D描绘根据本发明的各实施例的用于分层去混叠中各步骤的相位对比距离Z。 

具体实施方式

本发明的各实施例实现使用至少三个频率来对飞行时间(TOF)相位进行分层去混叠的各方法和系统，并将参考图6-7D来描述。传统去混叠依赖两个频率的使用。然而，使用三个或更多频率可有利地显著增加TOF系统的明确距离，而不较大地放大噪声。本发明的各方面可解决分层去混叠，包括相位概率分布以及椭圆形纠正的各方面。 

然而，通过首先回顾根据12/459,033申请的两个频率的去混叠来获得对三个频率的去混叠更好的理解。根据12/459,033申请的去混叠是无损的，并可有利地提供与低调制频率相称的相对大的混叠间隔范围。这被实现，并且同时提供对于给定Z值、与最高调制频率f_m接近的调制频率相称的高精度的确定性。首先将参考图2A-5B进行对12/459,033申请的描述。 

图2A描绘与参考图1A-1C所描述的类似的相位型TOF系统200，不同之处在于包括附加组件210和软件220以实现12/459,033申请的各实施例。由此，软件220和210可被认为是TOF系统200的去混叠子系统。输出DATA’(数据’)可包括由图1A中的TOF系统100作为DATA(数据)来提供的信息。诸如系统100(图1A)或200(图2A)等TOF系统通常可在某一最大调制频率f_m(可能100MHz)操作。这并不是说该系统不能以超过f_m的调制频率来操作，但可以认识到以这样的较高调制频率，系统性能最终会降级。由此，可以理解，f_m表示系统通常可操作的最高调制频率，而不是系统能够被操作的最高调制频率。 

在描述系统200的去混叠操作之前，参考图2B简要地描述多相位检测是有用的，图2B示出阵列130中的许多光检测器(PD)中的两个(即光检测器140-1和140-N)、及其相关联的电子元件中的某一些(即150-1、150-N)。这一具体实施例采用量子效率(QE)调制的差分光检测器或像素140，其像素检测信息以至少两个离散相位0°和90°来捕捉，更优选地是四个离散相位0°和180°以及90°和270°。这些像素检测器的离散相位操作不要与想要检测的相移数据θ混淆。这些离散相位表示调制器115与光能发射器120之间的移位，而想要检测的相移数据θ是从发射器120所发射的光能S_出与阵列130中的像素检测器140之间移位(见图2A)。 

在离散相位捕捉的检测相位数据此处被表示为捕捉C⁰和C¹⁸⁰、C⁹⁰和C²⁷⁰，并被处理以实现根据12/459,033申请的去混叠。为移除所谓的固定图案偏置，使用四相位的获取是优选的。C⁰获取产生数据，但可包括相对于零的误差偏置，例如，在不存在要检测的信号时，值C⁰可以不为零。以相同的权标，C¹⁸⁰获取应具有相同但倒置的数据，并将具有相同的固定图案偏置。有利地，通过减去(C⁰-C¹⁸⁰)，并且优选地再减去(C⁹⁰-C²⁷⁰)，保留了相位和Z数据信息，而抵消了 固定的图案偏移量。然而，12/459,033申请的各实施例可被用于对从单端相位检测器所获得的、以及从不采用QE调制检测的检测系统所获得的多相位TOF数据进行去混叠。 

相位角θ可以从捕捉C⁰、C⁹⁰、C¹⁸⁰、C²⁷⁰中计算，如下式： 

θ＝atan2(C⁹⁰-C²⁷⁰，C⁰-C¹⁸⁰)     (4) 

其中，atan2(X，Y)是对应于atan(Y/X)的三角函数。 

图2B中所述的配置和操作与参考先前援引的美国专利号6,580,496和7,906,793中的固定相位延迟的实施例(图10)所描述的相似。在图2B中，来自每一经QE调制的差分像素检测器(例如140-1)的检测所生成的光电流被差分地检测(DIF.DETECT)并且被差分地放大(AMP)，以产生信号B·cos(θ)，B·sin(θ)，其中B是亮度系数。固定的离散0°或90°相移延迟(DELAY)，更优选地是固定的0°或180或90°或270°相移是响应于可通过时钟单元180’来命令的相位选择控制信号(PHASE SELECT)而可切换地插入的。以这些离散相位从相位检测器获得或捕捉相位数据，例如C⁰和C¹⁸⁰、C⁹⁰和C²⁷⁰。这样的相位检测的更详细描述可在以上援引的专利中找到，但并未作为限制，固定的离散相移可通过时钟单元180’来插入，该时钟单元180’的信号被用于驱动检测器阵列130，或可通过调制器115来引入；见图2B。 

根据12/459,033申请，优选地接近在一起的调制频率f₁和f₂，被组合，其中f₁和f₂通常各自都小于系统最大调制频率(f_m)。从各自获得的所得相位数据(被表示为θ₁和θ₂)被用于提供两个目标：(1)从系统200获取等效于产生低级别的Z分辨率不确定性的高调制频率测量的效果，以及(2)从系统200获取等效于提供长混叠间隔Z范围的低调制频率测量的效果。以此方式，近似Z范围从长混叠间隔中被确定，而对Z值更精确的确定从高调制频率测量中被确定。 

返回参考图2A，软件220当由处理器160执行时可通过组件210来更改时钟电路180’的正常操作。由此使得系统200使用至少第一和第二频率f₁、f₂来操作，其中，f₁＞f₂，f₁与f_m相距优选地在f_m的40％以内或更小，并且f2在f₁的35％以内且优选地更接近。由此，比如说f₁位于频率f_m的60％至100％的范围内，使得如果比如说f_m为100MHz，则f₁会具有约60MHz至高达100 MHz的频率。类似地，f₂的范围是该频率的约65％至约99％，使得如果比如说f₁为90MHz，则f₂会具有约58.5MHz至约89.1MHz的频率。 

根据12/459,033申请，使用调制频率f₁和f₂使得系统200对于去混叠间隔来运作，像是相位数据是在系统200以优选地与(f₁-f₂)成比例的非常低的调制频率f_D来操作时收集的。例如，假定系统200以调制频率f₁的操作提供了混叠间隔范围Z_AIR1，并且系统200以调制频率f₂的操作提供了混叠间隔范围Z_AIR2。12/459,033申请的各实施例处理以调制频率f₁和以调制频率f₂所获得的数据，以提供有效的混叠间隔范围Z_AIRD＞Z_AIR2 Z_AIR1。 

此外，这样的使用优选地接近在一起的调制频率f₁和f₂有利地产生Z测量的良好分辨率精度，像是系统200曾以接近于f_m(可能是(f₁+f₂)/2或f₁和f₂的其他组合)的高有效调制频率来收集相位数据。注意，频率(f₁-f₂)，(f₁+f₂)/2以及这些调制频率的其他组合确实是数学构造或虚拟频率，并且系统200在物理上不以这些虚拟频率来操作。当然，可以理解，可使用超过两个调制频率f₁、f₂，不同的调制频率优选地在频率上彼此接近并且接近于f_m。与如果TOF系统仅处理在以调制频率f₁操作时获得的数据并不顾以调制频率f₂所单独获得的数据、或以调制频率f₂操作并不顾以调制频率f₁获得的数据相比较，使用多个调制频率还产生更好的Z分辨率确定性或精确性。 

如将从图3所示的内容中可理解的，与其中f_m被减小而有损系统效率的现有技术的去混叠相比，12/459,033申请的各实施例以高频率(优选地接近于f_m)来操作系统200，这维护了高的操作系统效率。此外，由于调制频率f₁和f₂优选地彼此接近并且接近于f_m，由像素检测器140以一个调制频率来捕捉的相位信息可与以另一个调制频率(或如果超过两个调制频率被采用则为多个调制频率)来捕捉的数据帧共享。 

图3是根据12/459,033申请的相位对比距离Z的极坐标图。示出了对于使用第一调制频率f₁来获得的相位数据的波形，该数据被表示为θ₁。出于解释目的，假设f₁约为50MHz。图3还示出使用稍低的第二调制频率f₂来获得的相位数据的极坐标图，该数据被表示为θ₂。出于解释目的，假设f₂约为31MHz，且相应地，其斜率为小于f₁波形的斜率，并且其周期(混叠间隔范围)较长。对于f₁和f₂的这些示例性值，系统200的f_m的典型值可能是70MHz。f₂波形 用比f₁波形更深色的线来绘制，以促进该图中的清楚性。如同图1D中所描述的极坐标图的情况一样，在2π倍数的相位处，数据将折叠或回绕(wrap-around)。该回绕某种程度上使对θ_E和θ_DS的计算复杂化，如本文稍后所述。 

如上所述，12/459,033申请的一方面或目标是通过看起来像是系统200使用相对低调制频率来获得定相的相位数据，来提供大的混叠间隔范围Z_AIR。以下描述将证明定义优选地是f₁和f₂的函数的差频并且定义相位差θ_D＝(θ₁-θ₂)将实现提供适合于大的混叠间隔范围的低调制频率的目的。并非限制，f_D的示例性函数可以是差分函数(a·f₁-b·f₂)，其中a和b可以是加权因子。 

算术上，相位延迟θ可按照绝对目标距离Z被表达成下式： 

$\mathrm{\θ}=2\mathrm{\π}(\frac{2\mathrm{fZ}}{C}+N)---\left(5\right)$

对公式(5)求微分得到： 

$\mathrm{\δ\θ}=\frac{4\mathrm{\πZ\δf}}{C}---\left(6\right)$

因此，绝对(去混叠)距离Z_ABS由下式给出： 

$Z_{\mathrm{ABS}}=Z=\frac{C}{4\mathrm{\π}}\frac{\mathrm{\δ\θ}}{\mathrm{\δf}}---\left(7\right)$

在该实例中，公式(7)中的微分可以用小的差分来代替而不损失精度，以便得到： 

$Z=\frac{C}{4\mathrm{\π}}\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{\mathrm{\Δf}}---\left(8\right)$

公式(8)示出Z可以从Δθ和Δf中确定，Δθ是θ_D或(或θ₁-θ₂)。注意，这是与可用于从调制频率Δf＝f_D＝f₁-f₂以及相位Δθ＝θ_D＝θ₁-θ₂中确定Z相同的公式。由此，知道了f₁、f₂、θ₁、θ₂，可计算对距离Z的测量，这与其中实际调制频率为物理的(f₁-f₂)的对Z的计算类似。这表示调制频率f₁和f₂的组合将产生大的混叠间隔范围，像是系统200在以非常低的调制频率操作时获得相位数据。当然，f₁和f₂的许多其他组合可被用于实现这一目标，并且可以采用超过两个调制频率，例如f₁、f₂、f₃...。优选地，这 些调制频率中的最高频率f₁将接近于系统最高的最大调制频率f_m并至少在f_m的40％内。优选地，至少各调制频率的最接近在一起会是在彼此±35％之内，并优选地比±35％更接近地在一起。 

优选地，最大调制频率f_m接近于TOF系统200的最优操作点。这意味着f_m是接近最大操作效率，并且因此，系统操作效率的曲线在f_m附近是相对平坦的。一般地，这一最大值是相当平坦的，并且因此操作频率f₁和f₂也将接近于系统200的最佳操作条件。 

现在将呈现根据12/459,033申请的、在实现与期望的低级别Z分辨率的不确定性相称的高的有效(例如虚拟)调制频率中的设计考虑。从以调制频率f₁和f₂操作的系统200(见图2A)获取的相位数据被组合，以便产生以频率f_E的有效(虚拟)频率测量。12/459,033申请的各实施例有利地结合以两个调制频率所获得的数据以进一步降低Z数据中的不确定性，而不是使用从单独以调制频率f₁操作的、或从单独以调制频率f₂操作的系统200所获取的数据。(可以理解，如果附加的调制频率被使用，例如f₃、f₄，则在以这些调制频率来操作系统200时所获得的相位数据也将优选地被使用)。 

组合来自所使用的全部调制频率(例如，在手边的实施例中f₁和f₂)的相位数据对相位数据测量中的噪声进行均分，并且与使用仅仅从单独的f₁或f₂所获得的数据而获取的噪声相比，有利地导致比较低的噪声。此外，由于调制频率f₁和f₂优选地相对接近于最大调制频率f_m，因此所获得的每一测量带有相对高的精度和降低的噪声。一般而言，对于接近在一起的频率f₁和f₂，系统200的性能将有些相似。有利地，在组合来自频率f₁和f₂的数据之后所获取的不确定性将是当单独地使用调制频率f₁或调制频率f₂来获得的相位数据时的不确定性的约0.7倍。 

由此，12/459,033申请的该第二方面涉及组合以不同(但优选地彼此接近)的调制频率操作的系统200所获得的相位数据，以便模拟以产生低的Z分辨率不确定性的高调制频率的系统操作。尽管现在将描述组合数据的某些具体方法，但可以理解，还可使用许多其他组合。 

针对该第二方面或目标，一种方法是组合来自阵列130中的像素检测器140(见图2A和2B)的来自以调制频率f₁获取的捕捉(C₁ ⁰、C₁ ⁹⁰、C₁ ¹⁸⁰、C₁ ²⁷⁰) 的原始数据读数，并将该原始数据加到以频率f₂所获取的数据读数(C₂ ⁰、C₂ ⁰、C₂ ¹⁸⁰、C₂ ¹⁸⁰)中以产生(C₁ ⁰+C₂ ⁰，C₁ ⁹⁰+C₂ ⁰，C₁ ¹⁸⁰+C₂ ¹⁸⁰，C₁ ²⁷⁰+C₂ ¹⁸⁰)。这一示例性组合等效于将以极坐标表示的相应的相位向量加在一起，并获得和向量的相位角。 

现在考虑以调制频率f₁或以调制频率f₂来操作的系统200所获得的、在给定距离Z的目标对象20的相位向量的极坐标表示。(图1E可被认为是单个向量的极坐标表示。)对于以调制频率f₁、f₂的捕捉，相位向量可分别以极坐标形式被表示为V₁＝(ρ，θ₁)和V₂＝(ρ，θ₂)。为了便于解释，将假设调制频率中的小变化不影响调制对比度，并且因此V₁和V₂具有相同量级ρ。(术语“调制对比度”表示对在像素检测器140中的收集效率的测量，例如，来自信号S_in的传入光子能量被捕捉且被转换成检测信号得有多好。高调制对比度是期望的。) 

将相位向量V₁＝(ρ，θ₁)和V₂＝(ρ，θ₂)相加得到： 

V₁+V₂＝(2ρ.sin((θ₁-θ₂)/2)，(θ₁+θ₂)/2)        (9) 

由此，如果(θ₁-θ₂))不是π的倍数，则会使得该向量为空的V₁+V₂的相位将是与以调制频率(f₁+f₂)/2所测量的目标对象20的相位向量相同的相位(θ₁+θ₂)/2。然而，实际上，调制对比度随频率而变化，使得这一附加方法的实现复杂化。进一步的复杂是调制对比度比率随温度的变化，这使得算术在某种程度上难以处理。在替换实施例中，来自以调制频率f₁和f₂的两个测量θ₁和θ₂的实际相位角自己相组合，以产生有效相位角θ_E。通常，使用相位角的平均(θ₁+θ₂)/2，尽管实际相位角的其他组合是可能的。 

如上所述，θ_E和θ_D的值可按各种方式来确定。不管被用于获取这些值的具体方法，优选地使用θ_E和θ_D两者来确定距离Z，如图3所示。图3描绘分别与频率f₁、f₂、f_D＝(f₁-f₂)和f_E＝(f₁+f₂)/2相关联的相位角θ₁、θ₂、θ_D＝θ₁-θ₂和θ_E＝(θ₁+θ₂)/2。注意，θ₁和θ₂被归一化使得对于Z＝0，θ₁和θ₂为0。图3还描绘θ_DS，它可从θ_D中导出，如θ_DS＝θ_D·f_E/f_D。角θ_DS对应于与θ_E相同的频率，并由此如图3中所示的，角θ_DS与θ_E具有相同斜率。然而，由于角θ_DS在算数上从θ_D导出，因此它有利地具有与θ_D相同的混叠间隔，被表示为Z_AIR。 

注意，θ_D和θ_E两者都被调整，以考虑θ₁和θ₂的折叠或回绕重复。例如，在θ_E的第一混叠间隔结束之前，θ₁回绕。仅仅计算θ_E＝(θ₁+θ₂)/2会不够，因为当θ₁回绕时θ_E会减小π。然而，当θ₁＜θ₂时，已知θ₁肯定已经回绕，因此π必须被加入θ_E。这样的三角纠正是本领域已知的，并被假定已经对该数据执行过。 

由此适当地经三角纠正的θ_E和θ_D之后，由于θ_E和θ_D具有相同斜率并且仅仅其混叠间隔有所不同，于是在不存在噪声的情况下，θ_DS＝θ_E+K2π。K是表示θ_E的混叠间隔的索引的整数。在存在噪声的情况下， 

找出正确的混叠间隔涉及选择K以便最小化(θ_DS-θ_E+K2π)的绝对值。θ_E+K2π则表示对Z的准确测量，但混叠间隔未知。表达式θ_E+K2π表示经去混叠的θ_E值。当然假定目标对象位于比f_D的混叠间隔更近的距离。可以理解，还可采用用于为K确定合适的值的其他等效算术方法。 

选择适当的差频f_D是重要的。如果f_D太大，则f_D的对应去混叠间隔可能太小。相反，如果f_D太小，则以f_D进行的Z测量中分辨率不确定性可变得太大。由此，受制于影响分辨率不确定性的噪声约束，差频f_D应尽可能小。混叠间隔索引K应以高的确定性来确定，以确保适当的去混叠间隔被选择。 

如果假定f_D＜＜f_E，则误差(θ_DS)＞＞误差(θ_E)，则通常可忽略来自θ_E的误差。令K_s＝((θ_DS-θ_E)/2π。则K是最接近于K_s的整数。为找出正确的K，K_s上的误差必需＜＜0.5，这意味着θ_DS/2π＝θ_D*f_E/f_D/2π上的误差还必需远小于0.5。 

下面部分现在将描述根据12/459,033申请、用于标识调制频率f₁和f₂的良好捕捉顺序的示例性方法。可使用许多不同的捕捉顺序来生成去混叠的帧。帧表示由传感器阵列130获得的完整的Z图像，即，该阵列中的每一像素检测器140与来自目标对象20的对应Z值相关联。首先假定系统200中的像素检测器140一次仅可取得一个捕捉。在该假定下，某些示例性顺序如下。 

第一种情况在图4A中描述，其中假定某一像素检测器通过八个不同的捕捉来定序，以获得期望的相移数据θ₁、θ₂。由此，如图4A所示，系统200以调制频率f₁来操作，随时间获得了捕捉序列C₁ ⁰、C₁ ⁹⁰、C₁ ¹⁸⁰、C₁ ²⁷⁰。接着，系统200以调制频率f₂来操作，捕捉序列C₂ ⁰、C₂ ⁹⁰、C₂ ¹⁸⁰、C₂ ²⁷⁰被获得，在此之后，系统被返回以便以调制频率f₁来操作，并且捕捉序列C₁ ⁰、C₁ ⁹⁰、C₁ ¹⁸⁰、C₁ ²⁷⁰被产生，等等。由此，在图4A中(以及在图4B-4D中)，显示在捕捉的 相关序列之下的相位信息是由以相关联的调制频率来操作的系统200所获得的相位数据。由此，可以理解，下标1表示与调制频率f₁相关联的捕捉，而下标2表示与调制频率f₂相关联的捕捉。显示在相位信息之下的帧信息示出如何优选地根据所示序列来构造各帧。一旦确定了θ₁和θ₂，则可从(θ₁+θ₂)/2计算θ_E。 

图4B描绘另一定序示例，其中，像素阵列中被示作为一个块的四个相邻像素检测器被用于在单个捕捉中获得所有的四个相位。鉴于图4A的八个捕捉序列易受由于获得全部八个捕捉的时间长度而引起的运动模糊的影响，图4B中所示的序列应固有地显示出较低的运动模糊。但在图4B中，C⁰-C¹⁸⁰偏移量抵消是使用来自不同像素的数据来完成的，因而性能可能由于偏移量没有被完全抵消而受到损失。如上所述，θ_E从(θ₁+θ₂)/2中计算。 

图4C描绘又一定序示例，其中，对每一相位的各捕捉都采用被示作一个块的相同像素检测器对C⁰-C¹⁸⁰偏移量进行了抵消。在该配置中，性能是相当好的，并且运动模糊是可接受的。如上所述，θ_E从(θ₁+θ₂)/2中计算。 

图4D描绘替换实施例，其中，相位θ₁和相位θ₂未经C⁰-C¹⁸⁰偏移量纠正。结果，数据质量有些差，但θ_E有利地直接从捕捉C₁ ⁰-C₂ ¹⁸⁰和C₁ ⁹⁰-C₂ ²⁷⁰中计算。该方法如以上所描述的，其中C₂ ¹⁸⁰代替C₂ ⁰，以及其中C₂ ²⁷⁰代替C₂ ⁹⁰。有利地，θ_E的数据质量良好，但θ_D＝θ₁-θ₂的质量较差，结果，去混叠间隔决策质量受到损失。 

未明确地描绘的替换实施例与图4D的类似，但其中θ_E是从(θ₁+θ₂)/2中计算的。如前所述，所获得的相位角优选地被归一化，以便对于Z＝0从零开始。在手边的该替换实施例中，如果θ₁与θ₂之间的预先归一化差异是小的，则偏移量所引起的θ₁和θ₂中的误差将彼此相反，并且将有利地在θ_E＝(θ₁+θ₂)/2中部分抵消。如果O为假定的小偏移量，则根据等式(4)，θ₁＝atan2(C₁ ⁰+O，C₁ ⁹⁰+O)，以及θ₂＝atan2(-C₂ ¹⁸⁰+O，-C₂ ²⁷⁰+O)。如果调制对比度对于调制频率f₁和f₂两者是相似的，并且θ₁≈θ₂，则C₁ ⁰≈C₂ ¹⁸⁰，且C₁ ⁹⁰≈-C₂ ²⁷⁰。由此，θ₁≈atan2(C₁ ⁰+O，C₁ ⁹⁰+O)，并且θ₂≈atan2(C₁ ⁰-O，C₁ ⁹⁰-O)+π。如此，相位θ₁和θ₂相对于偏移量O以相反方向移动大致相等的量。由此，偏移量O的影响将有利地在总和θ_E＝(θ₁+θ₂)/2中被部分抵消。在某些高级TOF系统中，飞行时间像素可在每一捕捉处获取超过一个相位或调制频率。例如，这样的多相位捕捉 像素有效地运作，像它们同时捕捉C₁ ⁰和C₁ ⁹⁰。这样的有效功能可例如通过不同调制频率和/或相位之间进行快速时间片(time-slicing)或时间复用、或通过使用以不同调制频率和/或相位来操作的多个检测器，来移植。使用这些像素，组装去混叠的帧的序列的时间被显著地缩短了。本文先前描述的基本方法保持相同。 

至此，所描述各种去混叠实施例是无损的，例如，去混叠被实现，而带有非常小的TOF系统性能惩罚。现在将参考图5A和5B来描述有损的所谓最小公倍数(LCM)去混叠实施例。在图5A和5B中，使用两个调制频率f₁和f₂来作出两个距离测量，其中，频率Z_AIR1和Z_AIR2表示相关联的最大明确混叠间隔范围。在图5A中，f₁为25MHz，并且Z_AIR1为3M，而在图5B中，f₂为较低的18.75MHz，并且Z_AIR2为较长的4M。假定目标对象被呈现在距TOF传感器阵列7m。如果单个调制频率f₁＝25MHz被用于获得数据，则可推断目标的Z距离是1m、4m、7m或10m，如图5A中用阴影线的矩形区域所示。另一方面，如果单个调制频率f₂＝18.75MHz被使用，则可推断目标对象位于3m、7m或11m，如图5B中用阴影线的矩形区域所示。 

根据该LCM实施例，以上两个结果被组合，得出该目标对象必定位于7m距离处的结论。该目标对象在图5A和5B中用加粗线绘制，以便与用虚线绘制的幻影位置相区别。目标对象的真实位置可能仍然与位于19M处的另一位置混淆，但与一个调制频率的情况相比，使用两个调制频率显著地扩展了明确间隔范围。根据12/459,033申请，如果使用两个调制频率，则有效明确间隔范围根据Z_AIR1和Z_AIR2的LCM最小公倍数而增加。在选择调制频率中的一种策略是通过选择彼此接近的两个频率来最大化对应的明确间隔范围的LCM。 

12/459,033申请的另一实施例提供用于去混叠的有损的所谓分支界限分层方法。根据这一实施例，相对非常低的调制频率可被用于确定目标对象是否在第一或第二Z范围或柱中，例如，可能在0m至50m范围之间、或可能在50m至100m范围之间。如果TOF系统200确定该目标对象在比如说0m至50m内，则软件200可使得时钟180’对调制频率加倍，以确定目标对象是否位于0m至25m的子范围(或较窄的柱)内、或位于25m至50m的子范围(或窄的柱)内。如果该对象最初被发现位于50m至100m范围中，则执行 类似的分析和调制频率改变。估计目标对象的距离范围并且随后改变调制频率以便更好地查明该距离范围的这一方法可被重复，优选地直到该范围被确定带有期望的范围间隔尺寸。再次，该方法优选地在软件220的命令下被自动地实现。当然，尽管这一示例假定了各种替换范围或柱为相隔2倍，但可使用其他比率。 

在分支界限分层去混叠过程期间，不必以每一调制频率来获取完整确定性(例如，最佳间隔尺寸)。对于较低调制频率，它足以获取较低分辨率。例如，为在0m至50m、以及50m至100m范围或柱之间决定，相当粗的分辨率等级就足够了。例如，如果由系统200获得的最高质量的深度图像使用比如说十比特，则相当粗的分辨率等级可能仅需要三个至四个比特的分辨率。因此有利地，以低调制频率的捕捉可具有短的快门时间，以便反映这些放宽的要求。一般而言，对于调制频率的分层扫掠，例如1MHz、10MHz、100MHz，快门对于所有调制频率将是短的，但最高的扫掠频率，这里为100MHz。这样做有利地减小了传感器阵列以低调制频率来操作的集成时间(integration time)量，这进一步提升有效性能。 

可以理解，使用分支界限分层去混叠，可能期望最小化每一相对低的调制频率的柱的数量。进而，分层调制频率扫掠过程往往通过保持以尽可行地小的较低调制频率的分辨率要求，来最大化有效系统TOF调制频率。如果需要，则分支界限实施例可与无损去混叠实施例在分层过程中的一个或多个步骤处结合。 

以上描述针对有损分层类型的去混叠实施例。现在将描述12/459,033申请的无损分层去混叠实施例。本文先前示出了θ_D*f_E/f_D/2π应远小于0.5。在期望非常长的混叠间隔的实施例中，使用相对高的调制频率f₁和f₂产生变得非常大的f_E/f_D比率，从而使得难以保持θ_D*f_E/f_D/2π＜＜0.5。对于这些应用，无损去混叠方案法也可被分层地应用。以此方式，在分层过程中的每一步骤，由于受噪声考虑的影响且受软件220的控制，比率f_E/f_D被保持得相对小。 

考虑以下示例，其中调制频率f_a＝100MHz、f_b＝110MHz、f_c＝111MHz被使用，并且其中存在定义的差频D₁＝f_b-f_a＝10MHz、D₂＝f_c-f_a＝11MHz，并且分层地应用的差频E₁＝D₂-D₁＝1MHz。 

在所谓上下扫掠中，最初频率E₁被用于对所获得的D₁和D₂的相位数据进行去混叠。在这一最初步骤，f₁＝D₁、f₂＝D₂并且f_D＝E₁。有利地，比率f_E/f_D不太大，这里大致为10。由此，在该示例中，可找出对于有效频率θ_E＝(θ₁+θ₂)/2的去混叠的Z值。 

在分层过程中向下一步，以上找出的且去混叠的θ_E值现在将被用于当前步骤，作为有效频率0.33(f_a+f_b+f_c)以及有效相位θ_E＝0.33(θ_a+θ_b+θ_c)的去混叠相位θ_D。有利地，注意到比率f_E/f_D保持相对小，这里大致为10。以此方式，作为分层的底部的θ_E为0.33(100MHz+110+111MHz)，即接近于100MHz，它尚未被去混叠，好像其频率为E₁＝1MHz，Z_AIR为约150M。 

另外，注意TOF系统200不必物理地以调制频率f_c＝111MHz来获得相位数据。频率f_c可在算术上被计算，例如，如f_c＝(110MHz+100MHz/100)，例如，f_b+(f_a)/100。由此，仅仅频率f_a和f_b需要由TOF系统来进行物理测量。 

总之，根据12/459,033申请的各实施例的去混叠是无损的，并提供与低调制频率相称的相对大的混叠间隔范围。这些实施例还提供对于给定Z值、与最高调制频率f_m接近的调制频率相称的高精度的确定性。去混叠可相对无损地或有损地实现，取决于实施例。 

现在转向图6，基于相位的TOF系统300实现本发明。TOF系统300包括时钟单元180”，该时钟单元180”可在图1A的时钟单元180上修改，或另选地包括硬件310和/或软件320。软件320可以(但不必)由处理器160执行。这一硬件和/或软件实现本发明的各实施例，现在将描述。 

从本文先前呈现等式(2)和等式(8)回想示出确定范围Z与调制频率f成反比的以下关系： 

$Z=\frac{c}{2f}\×\frac{\mathrm{\θ}}{2\mathrm{\π}}=\frac{\mathrm{\θC}}{4\mathrm{\πf}}$ 以及 $Z=\frac{C}{4\mathrm{\π}}\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{\mathrm{\Δf}}$

其中，Δf＝f_D＝f₁-f₂，相位Δθ＝θ_D＝θ₁-θ₂。在图3中看出对两个频率去混叠的噪声不期望的敏感性，其中，θ_DS与θ_D之间的关系由下式给出： 

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{DS}}=\frac{f_E}{f_D}{\mathrm{\θ}}_D.$

其中， 

θ_D＝θ₁-θ₂为与f_D相关联的相位， 

为与f_E相关联的相位。相位θ_D被缩放以产生θ_DS，θ_DS的频率斜率由以上等式给出。注意， ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{DS}}\≅{\mathrm{\θ}}_E+2\mathrm{n\π}.$

不幸的是，在存在噪声的情况下，去混叠的难度随着比率 

的增加而增加。这是因为θ_E中存在的噪声在θ_E被用于计算θ_DS时被这一比率放大。因此，对于高调制频率(对应于大的有效频率f_E)或非常大的明确范围(对应于小的差频f_D)，这样经放大的噪声会在估计去混叠间隔K中产生误差结果，并会导致在的明确范围的中部进行混叠。这从图3来看是明显的，如果想象θ_DS的角(或斜率)随着比率 

的增加或减小而增加或减小，如 

由此，增加的比率 

表示θ_D中放大的噪声，并且由于它对错误的去混叠决定作出贡献因而是不期望的。期望的是同时维持小比率 

同时实现与小的f_D相关联的去混叠范围以及与大的f_E相关联的深度的精度。这可使用优选地至少三个调制频率来实现，如现在将示出的。本发明的各实施例优选地采用n步骤分层去混叠方法，来避免对θ_E中噪声的非常大的放大而造成的混叠问题。 

假定存在m个调制频率f₁，f₂，...，f_m(f₁＞f₂＞...，＞f_m)，则期望TOF系统300实现明确范围Z_D，该Z_D与频率f_D对应，如 

一个实施例使用f_D来去混叠并实现有效频率f_E的距离分辨率，其中f_E＝g₀(f₁，f₂，...，f_m)为调制频率f₁，f₂，...，f_m的函数，优选地为算术平均或加权平均。 

本发明的实施例优选地生成一组N-1个中间频率f_DE1，f_DE2，...，f_DE(N-1)，其中f_D＜f_DE1＜f_DE2＜...＜f_DE(N-1)＜f_E，而不是在一步去混叠中使用f_D来对有效频率f_E的相位进行去混叠。 

中间频率中的每一个都是调制频率f₁，f₂，...，f_m的函数，如f_DEk＝g_k(f₁，f₂，...，f_m)，其中k＝1，2，3...，N-1 

f_DEk＝g_k(f₁，f₂，...，f_m)，并且令f_DEO＝f_D以及f_DEN＝f_E. 

在分层去混叠的每一步骤，优选方法通过找出正确的去混叠间隔m_k来使用f_DE(k+1)(k＝0，1，..N-1)的相位θ_DE(k+1)对f_DEk的相位θ_DEk进行去混叠，使得 

其中 

f_E的最终解开的相位将由下式给出： 

${\mathrm{\θ}}_E+m_{N-1}2\mathrm{\π}+m_{N-2}\frac{f_{\mathrm{DE}(N-1)}}{f_{\mathrm{DE}(N-2)}}2\mathrm{\π}+\·\·\·+m_k\frac{f_{\mathrm{DE}(k+1)}}{f_{\mathrm{DEk}}}2\mathrm{\π}+\·\·\·+m_1\frac{f_{\mathrm{DE}1}}{f_D}2\mathrm{\π}$

中间频率数量N-1以及每一连续对中的频率之间的比率 

优选地通过深度的不确定性来确定。根据经验，优选地，在每一步骤放大因子的不确定性足够小，使得不正确地选择m_k的概率是低的。 

现在将参考图6和图7A-7D来描述实现两步(三个频率)分层去混叠的各实施例。对于两步分层去混叠，需要至少N＝3个调制频率。系统的总体明确范围通过f_D来确定，f_D为三个调制频率的函数。 

如图3中所示，对于f_D的第一相位θ_D被用于对某一中间频率f_DE的相位θ_DE进行去混叠，并且用于对于θ_DE的正确去混叠间隔m，使得 

在分层去混叠的第二步，θ_DE的每一去混叠间隔被用于通过找出正确去混叠间隔n来对有效频率f_E的有效相位θ_E进行去混叠，使得 

现在考虑图7A-7D。组合两个去混叠步骤使得能够作出对于θ_E的最终去混叠值，如 ${\mathrm{\θ}}_E+n2\mathrm{\π}+m\frac{f_{\mathrm{DE}}}{f_D}2\mathrm{\π}.$

注意，各去混叠步骤的放大比率分别为 

和 

有利地，这一方法实现期望的大比率 

而没有将θ_E中的噪声放大这一大比率。由于去混叠间隔m和n被分开地确定，并且噪声在每一方法步骤以小得多的比率来放大，因此发生有利的结果。 

现在将参考图7A-7D来描述对于两步分层去混叠的示例性算法细节。可以理解，这些步骤优选地使用TOF系统300例如通过时钟单元180”和/或模块310、320来实现。本发明的各实施例优选地使用至少三个调制频率。给定三个调制频率f₁、f₂和f₃，期望实现尽可能与TOF系统最大调制频率f_m接近的有效频率f_E。令f_D＝f₁-f₂被指定为与总体去混叠范围相关联的最慢频率，并且令f_DE＝f₁-f₃被指定为中间频率。最终有效频率可以是 

或f₁、f₂和f₃的其他加权线性组合。 

如图7A所示，可首先使用频率f_D的相位θ_E以便对某一中间频率f_DE的相位θ_DE进行去混叠，并且使用对于相位θ_DE的正确去混叠间隔m，使得 

如图7B所示，现在可使用θ_DE的每一去混叠间隔，以便通过找出正确的去混叠间隔n来对有效频率f_E的有效相位θ_E进行去混叠，使得 

图7C和7D描绘如何使用相位θ_DES来对各个频率f_i(对于三个频率，i＝1、2或3)的相位θ_i进行去混叠。例如，图7C示出θ_DE和θ_i有可能在不同 的距离处回绕。由此，不能对超过第一周期的θ_DE的相位进行去混叠。(为图7A中所示的θ_DS进行去混叠，会需要对该图中所示的所有四个周期的θ_DE进行去混叠。)图7D示出可计算偏移量经纠正的相位θ_i ^偏移量，在θ_DES每一周期开头总是以零相位开始。随后可使用这一偏移量经补偿的相位来对θ_DES的多个周期上的相位θ_i进行去混叠。 

由此，第一方法步骤是使用f_D＝f₁-f₂来对f_DE＝f₁-f₃进行去混叠。令θ₁为f₁的相位，令θ₂为f₂的相位，并且令θ₃为f₃的相位。首先必需使用θ₂来解开θ₁，以得到θ_I ^解开-2，θ_I ^解开-2＝θ₁+2π*(θ_I＜θ₁)，并且使用使用θ₃来解开θ₁，以得到θ_I ^解开-3。随后可获取f_D＝f₁-f₂的相位，如θ_D＝θ₁ ^解开-2-θ₂，并且可获得的f_DE＝f₁-f₃的相位，如θ_DE＝θ₁ ^解开-3-θ₃。 

现在可将θ_D重新缩放到与θ_DE相同的斜率，并且生成θ_DS，其中 

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{DS}}=\frac{f_{\mathrm{DE}}}{f_E}{\mathrm{\θ}}_D=\frac{f_1-f_2}{f_1-f_2}{\mathrm{\θ}}_D.$

完成该第一步骤，接着可通过最小化|θ_DS-(θ_DE+m2π)|来找出正确的去混叠间隔m，其中m＝0，1，2，...。 

现在考虑该方法的第二步，该第二步涉及从f_DE＝f₁-f₃中对 进行去混叠。尽管期望对f_E进行去混叠，但这不能直接完成，因为使用正确的回绕方法不能得到对应于 

的相位。相反，本发明的各实施例分开地对f₁、f₂和f₃进行去混叠，并且得到解开的相位φ₁＝θ₁+n₁2π，φ₂＝θ₂+n₂2π以及φ₃＝θ₃+n₃2π。 

对于 $f_E=\frac{f_1+f_2+f_3}{3}$ 的解开的相位可被计算为 ${\mathrm{\φ}}_E=\frac{{\mathrm{\φ}}_1+{\mathrm{\φ}}_2+{\mathrm{\φ}}_3}{3}.$

现在将参考图7C和图7D来描述对f_i(i＝1，2，3)进行去混叠以得到解开的相位φ_i。如图7C所示，由于频差，θ_DE和θ_i有可能在不同的距离Z处回绕。这将在去混叠的第二步中导致问题，除非对频率施加附加约束，例如θ_i为θ_DE的倍数。否则，如果直接应用如使用θ_DE来对θ_i进行去混叠的第一步的去混叠方法，则可能仅仅对θ_DE的第一周期进行去混叠，因为在剩余各周期中，θ_i和θ_DE将不以相同位置开始，并且不能满足 

的关系。 

现在参考图7D，优选地“偏移量补偿”方法被用于避免添加限制对频率的选择的附加约束。首先可移除由θ_DES和θ_DES的回绕导致的偏移量θ_i，并且计 算偏移量经纠正的相位θ_i ^偏移量。偏移量经纠正的相位θ_i ^偏移量将在θ_DES的每一周期开头总是以零相位开始。随后可通过最小化下式来找出正确的去混叠间隔： 

对于 

其中i＝1，2，3每一频率f_i的解开的相位被计算，如下式： 

对于 $f_E=\frac{f_1+f_2+f_3}{3}$ 的解开的相位则为 ${\mathrm{\φ}}_E=\frac{{\mathrm{\φ}}_1+{\mathrm{\φ}}_2+{\mathrm{\φ}}_3}{3}.$

从各优选实施例的描述中将理解，本发明提供了用于TOF系统的分层去混叠，其即使在存在噪声的情况下也有效。优选地，彼此接近的N个频率(N≥3)被用于创建慢的去混叠频率，并且至少一个中间频率可被用于对长距离进行分层去混叠。有利地，本发明的各实施例在每一去混叠步骤处仅仅以小比率来放大噪声，而不是通过如在两个频率的去混叠中以非常大的比率来放大噪声。 

可对所公开的各实施例作出修改和改变，而不背离所附权利要求书所定义的本发明的主题和精神。 

Claims (20)

1.一种用于对相位型飞行时间（TOF）系统的距离Z的范围进行分层去混叠的方法，所述方法包括以下步骤： 

（a）分开地使用调制频率f₁，f₂，...，f_m从所述TOF系统获得数据，其中如果所述TOF系统仅以所述调制频率中的一个来操作，则会产生混叠间隔范围Z₁，Z₂，...，Z_m； 

（b）生成按f_DE1<f_DE2<...<f_DEn次序排序的n个中间频率f_DE1，f_DE2，...，f_DEn，并且从在步骤（a）获得的数据中计算它们对应的相位，其中f_D<f_DE1<f_DE2<…<f_DEn<f_E，f_D是非常低的调制频率并且f_E是高调制频率；以及 

（c）使用在步骤（b）生成的所述中间频率来对在步骤（a）获得的数据进行分层去混叠； 

其中，所述TOF系统提供有效混叠间隔范围Z_D＞Z_k，其中k=1...n，如同所述TOF系统以所述非常低的调制频率f_D来操作，而同时提供深度分辨率确定性，如同所述TOF系统以所述高调制频率f_E来操作。 

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在步骤（b），对所述中间频率f_DE1，f_DE2，...，f_DEn的选择基于两个频率之间的比率

该比率受到由不确定性要求所确定的比率的限制。 

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在步骤（c），分层去混叠一次一步地完成。 

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，在步骤（c），包括首先使用f_D的相位来对f_DE1的相位数据进行去混叠，并且随后使用f_DE1的相位来对f_DE2的相位进行去混叠。 

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，在每一步，使用f_DEk的相 位来对f_DE（k+1）的相位进行去混叠直到最后一步，在最后一步，使用f_DEn的相位来对相位f_E进行去混叠，以便产生f_E的解开的相位。 

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，f_E为所有调制频率f₁，f₂，...，f_m的函数，所述函数选自至少以下各项之一：（i）f₁，f₂，...，f_m的算术平均；以及（ii）f₁，f₂，...，f_m的加权平均。 

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，f_E的解开的相位能如下地计算： 

（i）在分层去混叠的最后一步，使用f_DEn来对每一所述调制频率f₁，f₂，...，f_m的相位进行去混叠，以便得到每一调制频率的解开的相位；以及 

（ii）使用f_E与f₁，f₂，...，f_m之间的函数来计算f_E的解开的相位。 

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在使用f_DEk的相位来对f_DE（k+1）的相位进行去混叠的每一步，来自先前去混叠步骤的f_DE（k-1）的[0，2π]周期内f_DEk的纠正的相位周期被用于在f_DEk的周期内找出f_DE（k+1）的正确相位周期； 

其中，在总的明确范围Z_D内或在f_D的周期内能找出f_DE（k+1）的正确周期。 

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法通过所述TOF系统来实现。 

10.一种能与基于相位的TOF系统一起使用的分层去混叠单元，所述分层去混叠单元包括： 

用于使得所述TOF系统分开地使用调制频率f₁，f₂，...，f_m来获得数据的装置，其中如果所述TOF系统仅以所述调制频率中的一个来操作，则会产生混叠间隔范围Z₁，Z₂，...，Z_m； 

用于生成按f_DE1<f_DE2<...<f_DEn次序排序的n个中间频率f_DE1，f_DE2，...，f_DEn、并且从步骤（a）所获得的数据中计算它们对应的相位的装置，其中f_D<f_DE1<f_DE2<…<f_DEn<f_E，f_D是非常低的调制频率并且f_E是高调制频率；以及 

用于对使用所述调制频率f₁，f₂，...，f_m来获得的数据分开地使用所述n个中间频率f_DE1，f_DE2，...，f_DEn来分层去混叠的装置； 

其中，所述TOF系统提供有效混叠间隔范围Z_D>Z_k，其中k=1...n，如同所述TOF系统以所述非常低的调制频率f_D来操作，而同时提供深度分辨率确定性，如同所述TOF系统以所述高调制频率f_E来操作。 

11.如权利要求10所述的分层去混叠单元，其特征在于，所述用于生成的装置基于两个频率之间的比率

来选择所述中间频率f_DE1，f_DE2，...，f_DEn，该比率受到由不确定性要求所确定的比率的限制。 

12.如权利要求10所述的分层去混叠单元，其特征在于，分层去混叠一次一步地完成。 

13.如权利要求10所述的分层去混叠单元，其特征在于，首先发生使用f_D的相位来对f_DE1的相位数据进行去混叠，之后使用f_DE1的相位来对f_DE2的相位进行去混叠。 

14.如权利要求12所述的分层去混叠单元，其特征在于，在每一步，使用f_DEk的相位来对f_DE（k+1）的相位进行去混叠直到最后一步，在最后一步，使用f_DEn的相位来对相位f_E进行去混叠，以便产生f_E的解开的相位。 

15.如权利要求10所述的分层去混叠单元，其特征在于，f_E为所有调制频率f₁，f₂，...，f_m的函数，所述函数选自至少以下各项之一：（i）f₁，f₂，...，f_m的算术平均；以及（ii）f₁，f₂，...，f_m的加权平均。 

16.如权利要求10所述的分层去混叠单元，其特征在于： 

f_E的解开的相位能通过以下来计算：在分层去混叠的最后一步、使用f_DEn来对每一所述调制频率f₁，f₂，...，f_m的相位进行去混叠以便得到每一调制频率的解开的相位；以及使用f_E与f₁，f₂，...，f_m之间的函数来计算f_E的解开的相位。 

17.如权利要求10所述的分层去混叠单元，其特征在于，在使用f_DEk的相位来对f_DE（k+1）的相位进行去混叠的每一步，来自先前去混叠步骤的f_DE（k-1）的[0，2π]周期内f_DEk的纠正的相位周期被用于在f_DEk的周期内找出f_DE（k+1）的正确相位周期； 

其中，在总的明确范围Z_D内或在f_D的周期内能找出f_DE（k+1）的正确周期。 

18.一种包括分层去混叠单元的基于相位的飞行时间（TOF）系统，所述分层去混叠单元包括： 

用于使得所述TOF系统分开地使用调制频率f₁，f₂，...，f_m来获得数据的装置，其中如果所述TOF系统仅以所述调制频率中的一个来操作，则会产生混叠间隔范围Z₁，Z₂，...，Z_m； 

用于生成按f_DE1<f_DE2<...<f_DEn次序排序的n个中间频率f_DE1，f_DE2，...，f_DEn、并且从步骤（a）所获得的数据中计算它们对应的相位的装置，其中f_D<f_DE1<f_DE2<…<f_DEn<f_E，f_D是非常低的调制频率并且f_E是高调制频率；以及 

用于对使用所述调制频率f₁，f₂，...，f_m来获得的数据分开地使用所述n个中间频率f_DE1，f_DE2，...，f_DEn来分层去混叠的装置； 

其中，所述TOF系统提供有效混叠间隔范围Z_n＞Z_k，其中k=1...n，如同所述TOF系统以所述非常低的调制频率f_D来操作，而同时提供深度分辨率确定性，如同所述TOF系统以所述高调制频率f_E来操作。 

19.如权利要求18所述的TOF系统，其特征在于，所述用于生成的装置基于两个连续频率之间的比率

来选择所述中间频率f_DE1，f_DE2，...，f_DEn，该比率受到由不确定性要求所确定的比率的限制。 

20.如权利要求18所述的TOF系统，其特征在于，所述分层去混叠单元具有从包括以下各项的组中选出的至少一个特征：（i）分层去混叠一次一步地完成；（ii）首先发生使用f_D的相位来对f_DE1的相位数据进行去混叠，之后使用f_DE1的相位来对f_DE2的相位进行去混叠；（iii）在每一步，使用f_DEk的相位来对f_DE（k+1）的相位进行去混叠直到最后一步，在最后一步，使用f_DEn的相位来对相位f_E进行去混叠，以便产生f_E的解开的相位；（iv）f_E为所有调制频率f₁，f₂，...，f_m的函数，所述函数选自至少以下各项之一：（i）f₁，f₂，...，f_m的算术平均；以及（ii）f₁，f₂，...，f_m的加权平均；（v）f_E的解开的相位能通过以下来计算：在分层去混叠的最后一步、使用f_DEn来对每一所述调制频率f₁，f₂，...，f_m的相位进行去混叠以便得到每一调制频率的解开的相位；以及使用f_E与f₁，f₂，...，f_m之间的函数来计算f_E的解开的相位；以及（vi）在使用f_DEk的相位来对f_DE（k+1）的相位进行去混叠的每一步，来自先前去混叠步骤的f_DE（k-1）的[0，2π]周期内f_DEk的纠正的相位周期被用于在f_DEk的周期内找出f_DE（k+1）的正确相位周期，使得在总的明确范围Z_D内或在f_D的周期内能找出f_DE（k+1）的正确周期。 

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