CN1030364C - 干扰检测技术 - Google Patents

Abstract

本发明是一种用来检测和指示加压高频角调制信号(139)上的干扰电平上的电路(139)。其中包括一个对数放大器(150)和一个FM检测器(151)，分别用来检测高频角调制信号的AM调制和FM调制，处理器(138)对检测结果予以处理，区分AM调制的原因，得出信号干扰比。这种电路可将由于同信道和/或多路干扰引起的AM调制与由于诸如衰落，滤波器频率响应等其它原因引起的AM调制区分开来。从而使系统采取适当的措施避免干扰，保证良好的通信。

Description

本发明与一些蜂窝式无线电话通信系统有关，具体地说，与在这些系统中的干扰检测有关。

在采用角调制，即频率调制（FM）或相位调制（PM），的蜂窝式无线电话通信系统中，通信往往要受到诸如同信通干扰和/或多路径干扰那样的无线电干扰的影响。可使用的通信信道内的各种寄生的传送都会引起同信道干扰。一个信号如果被许多可以形成多个接收路径的建筑物折射，接收时就作为一组时间上各有偏移的多个信号接收，此时往往会引起多路径干扰。这两种干扰对通信质量都会产生极严重的影响。

在这种干扰成为不可接受以前，如果可能的话，蜂窝式通信系统应该将通信信道转接（移交）给另一个网格（cell），以防通话中断。然而，这需要对干扰作精确的检测，该系统知道同信道干扰和多路干扰的影响程度。因此，已经推出了许多方法，用来检测无线电干扰和无线电干扰对通信信号干扰的程度。

在美国专利No.4，561，114（Kozono等人）和“移动通信的同信 道干扰测量方法”（“Co-Channel    Interference    Measurement    Method    for    Mobile-Communicatiom”IEEE    Transactionns    on    Vehicular    Technology，VT-36，No1，Feb    1987）中介绍了一种具有上述功能的系统，这两篇在此均列为参考。在这些出版物中提出，在窄带通信系统中可以通过监视由于同信道信号干扰而产生的高频差拍信号（AM调制）检测同信道干扰。根据所接收的信号包括的频率成分，可以区分遮蔽衰落（下面将详细讨论）和同信道干扰。将干扰检测出来。这是通过数字分析技术来实现的。以较低的采样率对一个第一组信号采样，而以较高的采样率对一个重叠的第二组信号采样。对从第一组信号取得的大量样本进行提取，可以使系统平均出由于衰落引起的干扰，而从第二组信号中系统可以提取得高频差拍信号的平均电平，按照Kozono的观点，高频差拍信号（AM调制）的平均电平就揭示了由同信道干扰引起的干扰量。

不幸的是，上述系统有一个缺点，这种系统极容易衰落该认为同信道干扰而作出不真实的干扰指示。熟悉该技术的人们十分清楚，不只是同信道和多路径干扰会使接收信号的包括产生高频谱分量。在一个以无线电话机高速运动为特征的移动无线电话环境下，必需考虑由衰落引起的高达几千赫芝的高频谱分量。此外，接收机中为了提高中频（IF）选择性而使用的各种滤波器的频率响应也会引起这些高频谱分量。

由于Kozono检测器检测的是接收信号包括中高频分量的平均 电平，很容易对不是干扰的其它情况作出响应。因此，推出一种能克服原有技术缺点的干扰检测器和技术将是极为有益的。

扼要地说，本发明是一种用来检测和指示加在遭受衰落的高频角调制信号上的干扰电平的电路。这种电路包括：一个用来接收高频角调制信号、据此提供一个对数放大器输出信号的对数放大器;用来对对数放大器的输出信号在“与角调制信号衰减速率有关的周期”小的周期内进行采样的采样装置;以及与采样装置通信、用来指示加在高频角调制信号上的干扰电平的指示装置。

按照另一个实例，干扰检测器还包括一个FM检测器。该检测器接至对数放大器的输入端，用来接收角调制信号，检测该信号的FM调制，和提供一个输出信号。

本发明的第一个优点是，指示装置可以将由于干扰引起的那些高频分量从由于其它原因引起的高频分量隔离出来。

本发明的第二个优点是，指示装置根据因干扰而产生的这些高频分量、确定调制信号与干扰之比。

本发明的另一个实例还有一个优点。当所检测出的FM调制超过预定的限时，就对导出的角调制信号与干扰之比忽略不计。

图1a示出了一个蜂窝式通信系统的二个基站的方框图;

图1b为图1a中无线电设备115和119，或130部分的展示方框图，其中包括干扰检测电路135;

图1c为干扰检测器135的第一个实例的展示图;

图1d为干扰检测器135的另一个实施的展示图;

图2为可以由图1b的微型计算机执行的流程图，按本发明计算出C/I比;以及

图3为可以由图1b的微型计算机执行的流程图，通过使用干扰检测器135避免通信系统中的干扰。

在本说明书中所揭示的配置专门用来检测蜂窝无线电话通信系统中加在射频（RF）通信信道上的干扰。具体地说，在此揭示的配置的目的是，通过干扰检测确定什么时候需要采用适当的措施，例如在蜂窝式无线电话通信系统网格之间过区切换无线电话呼叫。

图1a、1b、1c和1d分别示出了一个蜂窝系统、该系统中可用的基础设备以及在基站设备中所用的本发明的干扰检测电路。干扰检测电路为确定是否需要避免中断干扰提供了依据。

图1a所示的蜂窝系统包括分别射频覆盖地区（网格）110和112的基站设备115和119。对于网格110来说，基站设备115包括一台基站收发机114和一个基站（1）的控制器116。对于网格112来说，基站设备119包括一组基站收发信机118和一个基站（2）的控制器120，基本上与基站设备115的电路相同。

为了示例本发明提出的交换操作情况，图中还示出了一个从网格110向网格110的网格112移动的无线电话机130。

蜂窝系统交换控制器122的信号处理单元121对基站设备 115和119实施总体综合控制。交换控制器122还有一个数字式的交换网格123，用来控制公共电话交换网络（PSTN）131与基站设备115和119之间的通信交换。在蜂窝交换器122内有一套脉冲编码调制（PCM）变换器125，用作系统与PSTN131的接口。对于常规的蜂窝系统的一般情况可参阅美国专利No.4，654，867“蜂窝式的语音和数据无线电话系统”（“Cellular    Voice    and    Data    Radiotelephone    System”Labedz等人）。对于常规的蜂窝交换控制器的更为详细的情况，可参阅美国专利No.4，268，722（Liffle    et    al）。这两个专利授予同一个受让人，在此作列参考。

在图1b中，以展开形成示出了基站设备115或119的接收机部分。应该注意到，这些方框也可以表示无线电话机130的接收机部分。在无线电话机130中，这个电话用来向进行移交控制的系统报告信号质量，或者，使无线电话机130能确定信号质量降低的程度，请求系统进行移交处理。

图1b中示出了与在基站覆盖范围内的一些无线电话机通信的常规基站无线电设备132，还示出了交换控制器122（见图1a）与基站无线电设备115或119之间的音频路径137。

微型计算机138及其附属的存储单元140对基站设备进行智能控制。微型计算机138用来控制无线电设备132和将基站设备与交换控制器122的信号处理装置121（见图1a）连接起来。模数变换（ADC）电路134通过信号路133接收基站无线电设备132的连接 机（未示出）的输出信号。接收机的输出信号（其中含从各无线电电话机收到的信号）经ADC电路134变换后，由微型计算机138分析，从而得到从正在通话的无线电话机发来的信息信号（包括无线电话机识别信息和信号质量信息，如RSSI和SAT信号）。微型计算机接口电路136提供了ADC电路134和交接控制器122互微型计算机138的接口，对于基站设备的更详细情况，请参阅美国专利No.4，549，311（Mclanghlin）、4，485，486（Webb等人）和4，696，027（Bonta），其中后者也授予同一受让人，在此列作参考。

此外，干扰检测电路（IDC）135与A/D变换器134相接，向微型计算机138提供有关正在通信的无线电话信号质量的辅助信号信息。信号质量信息从由基站无线电设备132加到信号通路139上的中频（IF）信号中提取，用来向微型计算机138提供有关的基站无线电设备正在接收的信道上同信道干扰和/或多路经干扰电平的信息。

通过A/D变换器134收到的信息与由IDC135收到的信息同步，这使微型计算机138能确定哪个无线电能话正在受到干扰。应该注意到，对于每个在一个通信信道上接收数据的接收电路来说，都装有一个相应的IDC135，以便同时指示该通信信道上的干扰电平。当检测到妨碍通话进行的干扰达到门限电平时，交换控制器就得到信息，这样就能作出决定，避免干扰。需要时，主持进行通话的基站设备将指令无线电话机130采取适当行动（将参照图3进行更为详细的说明）。

配置图1b的IDC135的依据可以由以下几个事实来说明。首先，众所周知无线电干扰（如同信道干扰和/或多路径干扰）会使所接收的（IF）信号产生振幅调制。其次，这种无线电干扰对所接收的（IF）信号可以产生的振幅调制，在频率上要高于由于其它类型的衰落（如遮挡衰落或瑞利衰落）通常所产生的振幅调制。对于这类衰落的详细讨论，请参阅“微波移动通信”（“Microwave    Mobile    Communication”W    C    Jakes，Wiley    &    Sons，1974）。第二，在对数放大器输出端得到的交流峰一峰值与加在所接收的（IF）信号上的干扰的值一致。对于以上各点的进一步讨论，请参阅授予本代理人的美国专利No.4，998，289（Rabe    et    al）。该专利在此作参考。

从以下的数学分析中可以看到，对于高数据率通信，多路径干扰所引起的角调制信号的包络起伏，其频率范围与同信道干扰所引起的相同。

设有用信号表示为：

e₁（t）＝S（t）sin（ω₁t+Δω₁/P₁sinP₁t） （1）

其中，s（t）为振幅，ω₁为振频。该信号是一个调频信号，调制频率为P₁，最大频偏为Δω₁。

类似，设

e₂（t）＝I（t）sin（ω₂t+φ+Δω₂/P₂sin（P₂t+θ）） （2）

表示一个干扰信号，该信号的振幅为I（t），载频不ω₂，调制频 率为P₂，最大频偏为Δω₂。因子φ和θ分别表示在载波和调制波形中有用信号与干扰信号之间的相位差。

就以上假设来讨论干涉信号是由于时间处尽为Td的多路径传播所引起的这种情况。在这种情况下，干扰信号的某些参量就与有用信号有关，即：

ω₁＝ω₂（3）

Δω₁＝Δω₂（4）

P₁＝P₂（5）

θ＝P₂Td＝P₁Td （6）

因子I（t）和φ仍是独立的，因此这第二个因子受到产生多路径信号的反射表面的性质的影响。因此，这两个因子是不可预测的。

将等式3-6代入等式2。得

e₂（t）＝I（t）sin（ω₁t+φ+Δω₁/P₁sin（P₁（t-T_D））） （7）

e₁（t）与e₂（t）之和表示了接收机所接收到的合成信号，这个合成信号是由有用信号加上一个多路往干扰所引起的延尽“回波”组合而成的，其振幅和频率都有起伏。然而，我们主要关心的是由于多路径干扰而引起的独特的振幅（包络）起伏。

设合成信号的平方包络（功率包络）表示为：

R²（t）＝｜e₁（t）+e₂（t）｜²（8）

将等式3-6代入后即可得

R²（t）-S²（t）+I²（t）+2S（t）I（t）cosY（t） （9）

其中

Y（t）＝φ+Δw₁/P₁（sin P₁（t-T_D）-sin P₁t

＝φ+2Δw₁/P₁

[cos（P₁t-P₁T_D/2）sin（-P₁T_D/2）] （10）

R²（t）的两个分量，即S²（t）和I²（t），分别表示有用信号和干扰信号的慢变化振幅。而第三个分量，[2S（t）I（t）cosy（t）]，则表示由于有用信号与多路径干扰混合而引起的频率较高的包络起伏。由于已知这第三个分量所引起的起伏的频率近似为dy（t）/dt，因此从等式10可得

d/dt    Y（t）＝

2Δw₁[sin（P₁t-P₁T_D/2）sin（-P1T_D/2）] （11）

可见，由于多路径效应引起的包络起伏的最大频率等于原调制的最大频偏的二倍。

在采用FS调制的高速数据系统中，这个最大频偏通常在几千赫到几赫的范围内。但是，由于S（t）和I（t）的时间变化而引起的包络起伏通常频率为零赫到几十赫，最高频率由与接收机（或反射体）穿过电磁场运动有关的多普勒频率确定，该电磁场是由频率为ω₁的信号载波所产生的。

此外，可以看到，接收信号包络的振幅调制度与干扰对有用信号的比之间有着直接的关系。

设：现在有

2Δw₁/P₁｜sin（P₁T_D/2）｜≥π （12）

则方程9中的[coosy（t）]项代以它的极值（+1、-1），就可得到R（t）的最大值和最小值：

Max（R（t））＝S（t）+I（t）    （13）

Min（R（t））＝S（t）-I（t）.

将AM调制定义为R（t）最大值与最小值之差的二分之一除以R（t）的平均值，就可直接得到干扰对信号之比，即

AM＝[1/2（Max（R（t））-Min（R（t）））]/

[1/2（Max（R（t））+Min（R（t）））]    （14）

＝I（t）/S（t）.

现在再回过来参看方程12，对这个假设的意义加以说明。首先，为了使方程12严格适用，必需满足

Δω/P₁≥π/2 （15）

也就是说FM调制度必需大于1.4。

其次，正弦项必需接近其极大值，即

P₁T_D≈nπ/2 n为奇数 （16）

这等于是说，多路径延尽应该是调制波形周期的奇数倍。在数字通信系统中，这相当于延尽至少要为奇数个比特（即符号）周期，这个条件与数字通信中导致最大码间干扰的知件相同。

因此，在数据率较高的通信系统中，无论是同道干扰还是多路干扰，所引起的角调制的信号的瞬时频偏会使检测出的包络产生变化，其频率比由于衰减而产生的要高。

图1c的IDC135是图1b的IDC135的展示图，所以选择配置是根据对数包络检测可以迅速提供加在所接收的（IF）信号上的干扰量的直接指示，而不需要对变化较慢的平均信号强度取平均。更具体些说，对数放大器150无论所接收的（IF）信号139的绝对幅度为何值都能提供幅度直接与所接收的（IF）信号139的包络的振幅调制度有关的AC输出信号。对数放大器150所接收的振幅调制的IF信号139在数字上可以表示为

S（t）＝S_o（1+A_msin w_mt）sin w_ct （17）

其中：

S_o为平均信号强度;

A_m为调制度（%AM＝100×A_m）;

ω_m为调制频率;以及

ω_c为载波频率（IF）;

S（t）的包络函数可以通过从方程（17）中除去ωct项得出，结果为

R（t）＝Env [s（t）]-S_o（1+A_msin w_mt）. （18）

对方程（18）两边取对数，得到

Log R（t）＝Log S_o+Log（1+A_msin w_mt）. （19）

从方程（19）中可见，包络函数的DC分量（亦即平均信号强度）为LogSo项，而Log（1+AmSinWmt）则可看作包络函数的AC分量，最大值为Log（1+Am），最小值为Log（1-Am）。在下面有表中总结了%AM、Am、最小值、最大值、交流峰峰（P-P）振幅及方程（19）的P-PAC之间的关系，该表的数据是根据前述方程计算出来的，其中假设So＝1（如果So大于P-PAC振幅，由于最大值和最小值项的作用，对表中所列各条目不会有影响）。

该表的前列分别指出了加在所接收的（IF）信号上的振幅调制的真实百分数相应的小数（%/100）。第三列和第四列分别列出了前面所讨论的从方程19得出的最大项和最小项。第五列表示P-PAC摆幅，为在相应振幅调制度下最大值与最小值之差，最后一列表示了P-PAC摆幅测量与AM值之间相符情况，亦即〔P-PAC摆幅测量/AM值〕。

从上表最后一列可见，当Am在0至8之间时，P-PAC摆幅直接与Am相合，该差在±20%以内，在比较严峻的环境下，可以通过采用查找表的方法从测得的P-PAC摆幅查出Am来改善Am测量的精度。总而言之，这表示了可以用对数放大器150的输出来给出在所接收（IF）信号139上的振幅调制量。

IDC    135的配置还考虑了一个导致本发明的发现：不只是无线电干扰会产生通常与干扰存在有关的高频AM调制。虽然，一般都认为无论是同信道干扰还是多路干扰引起的角调制信号的瞬时频偏会使检波包络产生频率比通常衰落所产生要高的变化，但是，可以看到，由于使用了对数放大器150，将会产生由衰落引起的低频AM分量的谐波。因此，必需预先考虑到由于衰落引起的几千赫范围内的高频AM调制，并解决何时使用对数放大器。

在做这一努力时，将图1c中的对数放大器150与图1b中的A/D转变换器134结合在一起设置，以检测在衰减影响下的干扰 /接收的角调制。可以理解，在衰减条件下，根据从角调制信号中导得的IF信号观察到的幅度调制的重复率与移动式接收机的速度和电磁波（载波）的波长有关。通常把这个重复率描述为“多普勒频率”，在下文中将称为“衰减频率的衰减速率”。当一个移动式设备以40千米/时的速度移动且载波频率为900MHz时，预先考虑在30Hz范围内的合成的低频分量。不过，在由对数放大器150进行放大时，必须预先考虑在千赫范围内的谐波分量。

本领域的技术人员可以理解，频率可以被限定为以时间为单位的许多个重复的周期过程。根据本发明，与衰减频率有关的时间单位是在衰减之间的平均时间周期。为了准确地区发因干扰产生的这些幅度调制，本发明使用A/D变换器134在比衰减之间的平均时间周期短的时间周期内对对数放大器150的输出进行取样。因为在比衰减这间的平均时间周期短的时间周期内对对数放大器150的输出取样所采用的取样速率比衰减速率高些，因而多个样值在衰减之间采集，借此有效地避免因衰减产生的AM（调幅）分量。产生这些高频AM分量还有另外一个原因，这就是接收机中为了获得中频选择性而使用的滤波器的频率响应。当所接收的载波振幅恒定频率受调（FM）时，由于在IF滤波器的通带内振幅变化，在IF滤波器后面将检测到振幅变化。对于FM调制来说载波的瞬时频率是变化的，因此IF滤波器的接收振幅也将变化。这种从FM转换成AM的现象所产生的AM调制基频为FM调制频率的两倍。这 些AM调制的幅度正比于所接收的（IF）信号139的FM调制幅度。

为了保持满意的声频质量或发信性能，必须保证有用信号功率（载波）与干涉信号功率（干扰）之比高于由系统性能指标决定的门限电平。一个干扰检测器可以测出所接收的信号139的含AM量的幅度，从而导致出载波与干扰之比（C/I），然而这样一个系统往往会错误地将由于其它原因而引起的高频AM调制指为干扰。因此，必需将由于对数放大器的谐波响应和/或FM到AM的转换而引起的AM调制从由于干扰而引起的AM调制区别出来，以保证产生精确的C/I比。

按照以上这些事实和发现，在图1d中以展开形式示出了图1b和1c的IDC135。IDC135包括对数放大器150、前面讨论过的A/D变换电路134以及FM检测器151。习惯上，对数放大器作为基站无线电设备的部件。A/D电路134及包括接口136和存储单元140在内的微型计算机电路138也是这样。图1d的电路采用了对数放大器150得出的一个表示所接收的（IF）信号139的对数包括的输出信号。对数放大器150的这个输出是一个电压，它的DC分量与输入端的平均信号强度成正比，而它的AC分量则与有用的信号功率（C）对干涉信号功率（I）的平均比成正比。FM检测器151也接收IF信号139，检出IF信号139的FM调制的幅度。这个测量用来测定在对数放大器150输入端上的AM调制是由于干扰所引起的还是由于FM到AM变换现象所引起的。

A/D变换电路134对对数放大器150和FM波器151的输出采样，通过接口单元136将样本输入给微型计算机138。根据本发明，A/D变换器134的采样速率比衰减频率高些。换句话说，A/D变换器对对数放大器的输出在比与衰减速率有关的周期短的一个周期内采样。事实上，A/D变换器以高的速率在比衰减之间的时间周期短的一个周期内对对数放大器的输出采样，以避免因衰减产生的幅度调制。虽然图1d用了一个A/D变换电路，但显然可以图1d所示的TDC135进行较大的修改，采用两个独立的A/D变换电路，分别接到对数放大器150和FM检波器151。

存储在图1b的存储单元140的一个程序可以使微型计算机138将由于衰落及其谐波可引起的振幅变化由于干扰所引起的振幅变化区别开来。据此，微型计算机精确地确定出C/I比。同时，还测出所接收的（IF）信号139的FM调制的幅度。如果FM调制的幅度超过预定门限，则认为在对数放大器输入端上的AM分量是由于FM到AM变换现象所引起的，而不是由于干扰所引起的。在微型计算机138控制下，不进行C/I测量。

对数放大器150可以采用一个常规的集成电路来构成，诸如用于蜂窝系统无线电设备的接收信号强度指示器（RSSI）测量的那些集成电路。例如，莫托罗拉（Motorola    Inc）的MC3363那样的集成电路就很合适。通常，这类集成电路在“集成电路应用手册”

（“Applications    IC    Handbook”Plessey    Semiconducotors，PSI    1828，PP31-39）中有所说明，该手册在此列作参考。

FM检测器151最好是一个FM鉴别电路。然而，对于熟悉该技术的人员来说，十分清楚这可以用一个公知的峰值检测器来代替。

图2的流程图示出了图1b的微型计算机138利用图1b的IDC135按本发明确定C/I比的情况。在方框210，流程开始，A/D变换电路134对对数放大器150和FM检测器151的输出采用。采样持续时间小于与输入信号衰减速率有关周期的一个周期，从方框210，流程进至方框220，进行测试，确定是否FM检测器151的输出大于预定门限。如果“是”，则不计C/I测量，流程返回到方框210。如上所述，当FM检测器151所检测得的FM调制量超过预定门限，因此就不予考虑。

如果没有超过门限，则流程进至方框230，微型计算机138对对数放大器150的输出（一个AC电压）进行分析，识别局部最大（Max）值的局部最小（Min）。按照定义，一个局部最大值是在对数放大器输出器输出波形上的这样一个点：在该点的幅度大于波形上所有邻近各点的幅度。相反，一个局部最小值则是在对数放大器输出波形上的这样一个点：在该点的幅度小于波形上所有邻近各点的幅度。具体地说，设对数放大器的输出为f，则值f（c）为函数f的一个局部最大值的条件是：对于所有充分邻近C的X均满足（f（x）≤f （c）。类似，值f（c）为函数f的一个局部最小值的条件是：对于所有充分邻近C的X均满足f（x）≥f（c）。

从方框230，流程进至方框240，进行测试，确定是否在方框230至少识别出一个局部最大值和局部最小值。值得再加以注意的是，方框210的采用时间是小于输入信号的衰落周期的。因此，如果在采样期间没有识别出一个局部最大值和局部最小值，则本发明认为对数放大器输出端的AM调制不是由于干扰而是由于其它原因引起的。因此，流程将转移到方框250，微型计算机将计算出C/I＝0，然后就结束运行。

否则，流程将进至方框260，微型计算机138计算在方框230识别的各个局部最大值与至少一个邻近的局部最小值之间的幅度差。此后，在方框270，微型计算机根据各幅度差计算出C/I值，然后就结束运行。例如，可以将C/I计算的各幅度差中的最大幅度差。或者将C/I计算为各幅度差的平均值。

对于熟悉该技术的人员可以理解，如果对图加以修改，除去方框220，那么就可以用来说明图1b的微型计算机138用图1c的IDC135来确定C/I比的情况。

图3的流程图示出了图1b的微型计算机138用图1b、1c和1d的IDC135来避免干扰的情况。在方框310，流程开始，一台无线电话机正在进行通话。从方框310，流程进至方框320，执行测试，确定是否已经接到转换控制器发生的指令。如果没有接到指令，流程 进至方框330，微型计算机分析正在通话的无线电话机的信号强度。

在方框340，微型计算机执行测试，确定是否分析的信号强度可以保证继续通信。如果信号强度合适，流程进至方框350和360，微型计算机检验IDC135的输出，确定是否已经超过门限电平（指示有过量关联干扰）。如果没有超过门限电平，流程进至方框370，微型计算机进而执行通常的背景任务。当然，步310-360会得到的周期性的执行，从而保证正在通话的无线电话机进行正常的通信。

当检测到该无线电话通信信道完整不能满足时（由于信号强度测试或干扰测试失败），流程相应从方框340或360进至方380。因此，在方框380微型计算机向交换控制器发出信息，使交换控制器能确一个适当措施避开干扰。

这个措施可以是要求无线电话机130或主持通话的基站设备115或119增加发射功率，以改善C/I比。在其它一些情况下，可以使基站设备向无线电话机130发出的指令，执行移交。对于移交程序的详细情况，可参阅美国专利No.4，654，867和No.4，485，486。或者，可以向主持通话的基站设备发出指令，转换到另一个遭受较少干扰的通信信道。

当交换控制器作出这类决定时，流程从方框380返回到方框310，无线电话机仍在进行通话。如上所述，从方框310开始，微型 计算机确定是否已经交换控制器接到指令。如果已经接到指令，流程从方框320进至方框390，基站设备执行指令。

Claims (11)

1、一种检测和指示在具有衰减速率的高频角调制信号上干扰的电路，其特征在于包括：

一个对数放大器，该放大器具有一个输入端用以接收高频角调制信号和一个输出端用以提供对数放大器的输出；

采样装置，与上述对数放大器相耦合，用以在小于与高频角调制信号的衰减速率有关的周期内对对数放大器的输出采样；

检测和指示装置，与采样装置相连接，用以检测和指示在高频角调制信号上的干扰，作为在上述对数放大器输出端检测振幅调制的函数。

2、一种检测和指示在衰落影响下在具有衰减速率的高频角调制信号上无线电干扰的电路，其特征在于包括：

一个对数放大器，具有一个输入端用以接收高频角调制信号和一个输出端用以提供对数放大器的输出;

一个FM检测器，与上述对数放大器的输入端耦合，用以接收高频角调制信号、检测有关的FM调制，并据此提供一个输出;

采样装置，与上述对数放大器和FM检测器相耦合，用以对对数放大器和FM检测器的输出以大于高频角调制信号的衰减速率的取样速率进行采样，提供这两个输出的数字样值;以及

检测和指示装置，与上述采样装置相连接，用以检测和指示在高频角调制信号上的干扰，作为在上述的对数放大器输出端检测的振幅调制的函数。

3、根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述采样装置是一个模/数转换器。

4、根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述FM检测器是一个FM鉴频器。

5、根据权利要求1或2所述的电路，其特征在于，所述检测和指示装置，与上述采样装置相连接，用以检测和指示在高频角调制信号上的干扰，该装置还包括一个微计算机。

6、一种干扰检测电路，用以检测和指示在具有衰减速率的高频角调制通信信号上无线电干扰，其特征在于包括：

一个对数放大器，具有一个输入端，与一个接收电路相耦合，用以接收通信信号，和一个输出端提供对数放大器的输出;

至少一个第一采样装置，与上述的对数放大器相连接，用以对对数放大器的输出以高于高频角调制信号的衰减速率的采样速率进行采样，以提供对数放大器输出信号的数字样值;

检测和指示装置，与上述至少第一采样装置相连接，用以检测和指示加在通信信号上的干扰，作为在对数放大器输出端上检测的振幅调制的函数;以及

与上述干扰检测电路相连接、用以避免干扰的装置。

7、根据权利要求6所述的通信设备，其特征在于，所述干扰避免装置至少包括下列装置中的一个装置;

增加通信信号的信号功率以改善通信信号与干扰之比的装置;

将通信信道转换到另一个遭受较少干扰的信道的装置，以及

将接收转换到另一个遭受较少干扰的天线的装置。

8、一种检测和指示在具有交变衰落的高频角调制信号上的干扰电平的方法，该方法包括以下步骤：

对高频角调制信号进行对数检测，确定其AM量;

对高频角调制信号进行常值检测，确定其FM量;

对由于干扰引起的AM量的部分进行识别;

确定角调制信号与干扰之比，以及

当角调制信号的FM超过预定门限时角调制信号与干扰之比忽略不计。

9、根据权利要求8所述的方法，其特征在于，包括以某一采样率对角调制信号的AM量和FM量采样一段时间，得到这两者的数字表示形式。

10、根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述对由于干扰引起的AM量的部分进行识别的步骤还包括以下步骤：

选出周期比采样时间短的那些振幅调制;以及

对周期比采样时间长的那些振幅调制忽略不计。

11、根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述的FM检测器包括一个峰值检测器。

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