CN103201937B - 用于控制照明系统中的功率消耗的装置和方法 - Google Patents

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Abstract

在至少一个实施方式中，提供了包括开关路径、链路路径、反激路径功率消耗电路中的一个、一些或全部的照明系统，从而有效且选择性地控制照明系统中过剩能量的消耗。反激路径功率消耗电路通过开关功率转换器的反激路径消耗功率。在至少一个实施方式中，照明系统通过控制反激路径中的变压器初级电流以及例如利用电流源限制初级电流并且在反激开关和电流源中消耗功率来控制通过反激路径的功率消耗。

Description

用于控制照明系统中的功率消耗的装置和方法
相关申请的交叉引用
依照35U.S.C.§119(e)和37C.F.R.§1.78，本申请要求于2010年11月4日提交的美国临时申请第61/41,168号的优先权，将其全部内容通过引用结合于此。依照35U.S.C.§120和37C.F.R.§1.78，本申请还要求于2011年11月4日提交的美国专利申请第13/289,845号的优先权，将其全部内容通过引用结合于此。
技术领域
本发明总体上涉及电子领域，并且更具体地涉及用于控制照明系统中的功率消耗的方法和系统。
背景技术
开关功率转换器将从电源(诸如电压源)接收的功率转换为适合于负载的功率。从电压源接收的功率称为“POWER IN(功率输入)”，而提供至负载的功率称为“POWER OUT(功率输出)”。由于(例如)非理想的组件特性，所有开关功率转换器都具有某些固有功率损耗。倾向于最小化该固有功率损耗从而增加开关功率转换器的效率。固有功率损耗在本文中以“PINH”来表示。在某些情况中提供至开关功率转换器的功率量可以超过由开关功率转换器提供给负载的功率量，即，POWER IN>POWER OUT+PINH。当POWER IN大于POWER OUT+PINH时，开关功率转换器使用无源电阻器来无源地消耗过剩能量。
包括诸如一个以上发光二极管(LED)的低功率灯的可调光照明系统表示以下情况：即，开关功率转换器的POWER IN可以大于开关功率转换器的POWER OUT PINH。在这种示例性的情况下，开关功率转换器通过用于基于交流(“双向晶闸管”)的调光器的三极管接收电流。一旦基于双向晶闸管的调光器开始在交流(“AC”)电源电压的周期期间导通，为了防止双向晶闸管不利地、过早地在电源电压的周期中断开，开关功率转换器引出称为“保持电流”的最小电流。只要开关功率转换器的输入电流大于或等于保持电流，基于双向晶闸管的调光器就不应该过早地断开。对于前沿调光器，当调光器开始导通并且在达到电源电压的过零之前停止导通时，发生过早断开。过早的断开可以引起照明系统诸如闪烁和不稳定的问题。
因此，为了防止基于双向晶闸管的调光器的过早断开，开关功率转换器的最小POWER IN等于保持电流（“iHOLD”）乘以开关功率转换器的输入电压“VIN”。传统的基于双向晶闸管的调光器被设计为对白炽灯泡提供电力。对于所希望的调光等级，白炽灯泡针对所有可用的调光等级通常引出至少等于保持电流的电流。然而，诸如LED的其他灯在相对于光输出的功率方面比白炽灯泡更高效并因此在提供同等的光输出的同时使用比白炽灯泡更少的电力。因此，使用LED的照明系统通常利用比白炽灯泡更少的电力以及比白炽灯泡更少的电流。当照明系统吸取的POWER IN比照明系统固有地消耗的和作为POWER OUT提供至灯的功率多时，为了平衡功率，照明系统采用一个以上无源电阻器来内部地消耗过剩功率。
图1示出了包括前沿舍相调光器（phase-cut dimmer，切相调光器）102的照明系统。图2示出了关于照明系统100的理想示例性电压图200。参见图1和图2，照明系统100从电压源104接收AC电源电压VIN。由电压波形202表示的电源电压VIN例如是美国的额定60Hz/110V线电压或欧洲的额定50Hz/220V线电压。前沿调光器102舍相电源电压VIN的各个半周期的前沿（诸如前沿204和206）。因为电源电压VIN的各个半周期是180度的输入电源电压VIN，所以前沿调光器102以大于0度且小于180度的角度来舍相电源电压VIN。通常，前沿调光器102的电压舍相范围是10度到170度。“舍相”电源电压指的是调制交流（“AC”）电源电压的各个周期的前沿相位角。电源电压的“舍相”还通常称为“截去（chopping）”。舍相电源电压减少了提供至负载（诸如照明系统）的平均功率，从而控制提供至负载的能量。
照明系统100的输入信号电压VФ_IN表示调光等级，该调光等级使照明系统100调整传递至灯122的功率，并且因此根据调光等级来增加或减 少灯122的亮度。存在多个不同种类的调光器。通常，调光器使用指示希望的调光等级的数字或模拟编码的调光信号。例如，基于双向晶闸管102的调光器102对AC输入电源电压VIN的前沿进行舍相。前沿调光器102可以是任何种类的前沿调光器（诸如可向Lutron Electronics,Inc.of Coopersberg,PA（“Lutron”）购买的基于双向晶闸管的前沿调光器）。在2010年8月17日提交并且发明人是John L.Melanson的名为Dimmer Output Emulation的美国专利申请第12/858,164号的背景技术部分中描述了一种基于双向晶闸管的前沿调光器。
舍相调光器102将由舍相调光器102修改的输入电压VФ_IN提供至全桥二极管整流器106。全桥整流器106将AC整流电压VФR_IN提供至开关功率转换器108。电容器110从整流电压VФR_IN中过滤高频分量。为了控制开关功率转换器108的操作，控制器110产生控制信号CS0来控制场效应晶体管（FET）开关112的导通。控制信号CS0是脉冲宽度调制信号。控制信号CS0的波形114表示示例性控制信号CS0。控制器110产生具有波形114中所示的两种状态的控制信号CS0。控制信号CS0的各个脉冲开启开关112（即，导通），这表示使开关112高效地操作并且最小化开关112的功率损耗的第一状态。在控制信号CS0的各个脉冲期间，如示例性电感器电流波形115中所示，电感器电流iL增加从而在充电阶段TC对电感器116充电。二极管118防止电流从链电容器（link capacitor）120流入开关112。当控制信号CS0的脉冲结束时，控制信号CS0处于第二状态，并且电感器116使电压极性反向（通常称为“反激（flyback）”）。如电感器电流波形115中所示，电感器电流iL在反激阶段TFB期间减少。通过二极管118的电感器电流iL使跨链电容器120的链电压升高。反激阶段TFB何时结束以及下一个充电阶段TC何时开始取决于开关功率转换器的操作模式。在非连续导通模式（DCM）中，反激相位TFB在下一个充电相位TC开始之前结束。然而，不管开关功率转换器108是工作在非连续导通模式、连续导通模式还是临界导通模式，充电相位TC一结束就开始反激相位TFB。
开关功率转换器108是升压型转换器，因此链电压VLINK大于整流输入电压VФR_IN。控制器110检测在节点124的整流输入电压VФR_IN并且检测在节点126的链电压VLINK。控制器110操作开关功率转换器108来维持对于灯122的近似恒定的链电压VLINK、提供功率因数修正以及使链电流iLINK与整流输入电压VФR_IN的舍相角相关联。灯122包括一个以上发光二极管。
图3示出了比较示例性白炽灯泡和示例性发光二极管（LED）的每瓦功率的光输出的示例性光输出/功率图300。对于每瓦功率，LED提供比白炽灯泡更多的光输出。与白炽灯泡的操作电流相比，LED所使用的低功率关联于较低的操作电流。因为LED的光输出与功率近似成线性关系并且LED以近似恒定的电压来操作，所以LED的操作电流随着光输出和功率的减少而近似线性地减少。
参见图1、2和3，为了减少灯122的光输出，舍相调光器102增加整流输入电压VФR_IN的舍相角（即，时间TOFF增加而时间TON减少）。控制器110通过减少提供至灯122的电流iLINK（这减少了灯122的光输出）来响应增加的舍相角。
开关功率转换器108包括功率消耗电阻器128使得调光器电流iDIM不会降低至保持电流值以下以及在整流输入电压VФR_IN的周期期间过早地断开。提供至开关功率转换器108的“POWER IN”等于VФR_IN·iDIM。由开关功率转换器108提供的“POWER OUT”等于VLINK·iLINK。因为基于LED的灯122的功率需求相对较低（特别是在较低的光输出水平），所以如果POWERIN等于POWER OUT+PINH，则调光器电流iDIM可能降低至保持电流值以下而使舍相调光器102过早地断开。在这种情况下，为了防止调光器电流iDIM降低至保持电流值以下，控制器110使开关功率转换器108将调光器电流iDIM维持在保持电流值以上，这使得POWER IN大于POWEROUT+PINH。因为POWER IN大于POWER OUR+PINH，所以开关功率转换器108通过功率消耗电阻器128来消耗过剩的功率。
因为组件的非理想性，开关功率转换器108包括固有功率损耗。固有功率损耗包括导体阻抗和开关112的开关损耗。然而，电路通常被设计为 减少固有功率损耗，并且这些固有功率损耗通常是可以忽略的并因此不足以消耗足够的功率以补偿在某些POWER OUT水平的POWER IN和POWER OUT+PINH之间的差。为了增加开关功率转换器的功率损耗从而使调光器电流iDIM即使在灯122需要更低功率的情况下也保留在保持电流值之上，开关功率转换器108包括电阻器128从而在开关112传导电感器电流iL时产生无源功率损耗。对于可忽略的固有功率损耗，选择电阻器128的阻抗值使得当开关功率转换器提供最小链电流iLINK时，POWER IN=POWER OUT+PINH+PASSIVE POWER DISSIPATE（无源功率消耗）。
电阻器128较便宜地实现为开关功率转换器108的一部分。然而，当链电流iLINK足够高使得POWER IN等于POWER OUT+PINH时，调光器输入电流iDIM可以在不通过电阻器128来消耗功率的情况下维持在保持电流值以上。然而，因为在开关108导通时调光器输入电流iDIM总是流经电阻器128，所以电阻器128仍然无源地消耗功率而不管POWER IN是否等于POWER OUT+PINH，这降低了照明系统100的效率。
发明内容
在本发明的一个实施方式中，一种装置包括被配置为控制耦接至可兼容舍相的可调光照明系统的开关功率转换器的输出级中的初级变压器线圈的反激开关的控制器。该控制器还被配置为控制功率消耗电路以在受控功率消耗阶段期间通过反激开关消耗过剩能量。受控功率消耗阶段在充电阶段开始之后并且在开关功率转换器的随后的反激阶段结束之前发生。
在本发明的另一实施方式中，一种装置包括被配置为控制耦接至可兼容舍相的可调光照明系统的开关功率转换器的输出级中的初级变压器线圈的反激开关的控制器。该控制器还被配置为以高效模式和功率消耗模式控制反激开关。在高效模式中，控制器被配置为操作升压开关以最小化反激开关中的功率消耗。在功率消耗模式中，控制器被配置为操作反激开关从而相对于反激开关在高效模式的操作期间的任何功率消耗来增加反激开关中的能量消耗。
在本发明的又一实施方式中，一种方法包括控制耦接至可兼容舍相的可调光照明系统的开关功率转换器的输出级中的初级变压器线圈的反激 开关。该方法还包括控制功率消耗电路从而在受控功率消耗阶段通过反激开关消耗过剩能量。受控功率消耗阶段发生在充电阶段开始之后并且在开关功率转换器的随后的反激阶段结束之前。
在本发明的另一实施方式中，一种方法包括控制耦接至可兼容舍相的可调光照明系统的开关功率转换器的输出级中的初级变压器线圈的反激开关。该方法还包括以高效模式以及功率消耗模式控制反激开关。在高效模式中控制反激开关包括操作反激开关以最小化反激开关中的功率消耗。在功率消耗模式中控制反激开关包括操作反激开关从而相对于反激开关在高效模式的操作期间的任何功率消耗而增加反激开关中的能量消耗。
附图说明
通过参照附图，可以更好地理解本发明并且可以使本发明的多个目标、特征和优点对于本领域中的技术人员变得显而易见。在多个附图中使用相同的参考标号表示相同或相似的元件。
图1（标注为现有技术）示出了包括前沿调光器的照明系统。
图2（标注为现有技术）示出了与图1的照明系统相关的示例性电压图。
图3（标注为现有技术）示出了示例性白炽灯泡和发光二极管的相对于光输出的功率。
图4示出了包括至少一个以上功率消耗电路的照明系统。
图5示出了包括开关路径功率消耗电路的照明系统。
图6示出了图5的开关路径功率消耗电路的实施方式。
图7和图8示出了图6的开关功率消耗电路的示例性操作期间出现的示例性波形。
图9示出了图5的开关路径功率消耗电路的另一实施方式。
图10示出了包括反激路径功率消耗电路的照明系统。
图11和图12示出了图10的反激路径功率消耗电路的相应的实施方式。
图13和图14示出了在图11和图12的反激路径功率消耗电路的示例性操作期间出现的示例性波形。
图15示出了图10的反激路径功率消耗电路的另一实施方式。
图16示出了包括链接路径功率消耗电路的照明系统。
图17和图18示出了图16的链接路径功率消耗电路的相应的示例性实施方式。
图19示出了示例性功率消耗阶段散布时间线。
图20示出了示例性功率消耗混合和散布时间线。
具体实施方式
照明系统包括一个以上方法和系统，从而在来自前沿舍相调光器的、到开关功率转换器中的功率大于开关功率转换器的功率输出时，控制照明系统中的过剩功率消耗。在至少一个实施方式中，照明系统包括控制器，其控制照明系统中的过剩能量的消耗从而防止舍相调光器的过早断开。在至少一个实施方式中，控制器通过产生一个以上信号来主动地控制功率消耗从而主动地和选择性地控制照明系统中的功率消耗。当进入照明系统的功率应当大于输出至照明系统的灯的功率时，控制器通过主动地和选择性地控制照明系统中的功率消耗来刻意地消耗功率。然而，当‘功率输入’能够等于‘功率输出’加上任意固有功率损耗而不致使舍相调光器过早地断开时，控制器通过减少或消除照明系统中的刻意的功率消耗来使照明系统更高效地操作。
为了控制过剩能量的消耗，控制器在一个以上受控功率消耗阶段期间控制一个以上功率消耗电路。在至少一个实施方式中，控制器建立与一个以上开关功率转换器的充电和/或反激阶段混合和/或散布的一个以上功率消耗阶段。“混合”指的是将一个以上功率消耗阶段与一个以上充电和/或反激阶段混合。“散布”指的是在一个以上充电和/或反激阶段之间插入一个以上功率消耗阶段。受控功率消耗阶段在充电阶段开始之后并且在开关功率转换器的随后的反激阶段结束之前发生。在至少一个实施方式中，对于升压开关功率转换器，充电阶段是当开关功率转换器的电感器电流增加并且对开关功率转换器的升压电感充电时的阶段。反激阶段是当电感器电流减少并且升高开关功率转换器的链电压时的阶段。
在至少一个实施方式中，照明系统包括开关路径功率消耗电路、链接路径功率消耗电路和反激路径功率消耗电路中的一个、一些或全部，从而主动地和选择性地控制照明系统的开关功率转换器中的过剩能量的功率消耗。开关路径功率消耗电路通过照明系统的开关功率转换器中的开关路径来消耗功率。在至少一个实施方式中，控制器被配置为控制可兼容舍相的可调光照明系统的开关功率转换器中的升压开关。控制器被配置为以高效模式和功率消耗模式来控制升压开关。在高效模式中，控制器被配置为操作升压开关以最小化升压开关中的功率消耗，而在功率消耗模式中，控制器被配置为操作升压开关来相对于升压开关在高效模式操作期间的任何功率消耗而增加升压开关中的能量消耗。在至少一个实施方式中，开关路径包括电流源以限制通过升压开关的电感器电流。限制通过升压开关的电感器电流使电流源和/或升压开关消耗功率。
在至少一个实施方式中，照明系统控制流经升压开关的电流的定时、顺序和/或大小中的一个以上或它们的任意组合，从而控制照明系统的功率消耗。在至少一个实施方式中，控制电流的定时指的是电流被限制或限定的持续时间。在至少一个实施方式中，控制通过升压开关的电流的顺序指的是选择哪些充电和反激阶段时间帧和/或到开关功率转换器的输入电压的周期来控制照明系统中的功率消耗。在至少一个实施方式中，各个充电和反激时间帧在跟随紧接着的反激阶段的第一充电阶段开始以及紧接着下一个充电阶段的反激阶段结束之间的时间发生。在至少一个实施方式中，周期的序列是一系列连续的周期，并且在至少一个实施方式中，时间帧或周期的序列是一系列不连续的时间帧或周期。在至少一个实施方式中，控制电流的大小包括控制升压开关的内部阻抗和/或控制对通过升压开关的电流的一个以上电流限制。
反激路径功率消耗电路通过开关功率转换器的反激路径来消耗功率。在至少一个实施方式中，照明系统通过控制在反激路径中的变压器初级电流以及（例如）以电流源限制初级电流以及在电流源中消耗功率来控制通过反激路径的功率消耗。在至少一个实施方式中，反激路径功率消耗电路包括反激开关以限制在反激开关中的反激电流。在至少一个实施方式中， 反激路径包括电流源以限制反击电流。限制通过反激开关的反激电流使电流源和/或反激开关消耗功率。在至少一个实施方式中，照明系统控制通过反击开关的电流的定时、顺序和/或大小中的一个以上或它们的任意组合，从而控制照明系统的功率消耗。
链接路径功率消耗电路通过控制开关功率转换器的链电流来消耗通过开关功率转换器的链接路径的功率。在至少一个实施方式中，控制器控制链接路径功率消耗电路以通过电流源限制链电流并且在电流源中消耗功率。在至少一个实施方式中，链接路径功率消耗电路包括输出开关，从而通过控制开关的内部阻抗来限制链电流。在至少一个实施方式中，链接路径包括电流源以限制链电流。限制通过输出开关的链电流使电流源和/或输出开关消耗功率。在至少一个实施方式中，照明系统控制通过输出开关的电流的定时、顺序和/或大小中的一个以上或它们的任意组合，从而控制照明系统的功率消耗。
图4示出了照明系统400，该照明系统包括受控开关路径功率消耗电路402、受控链接路径功率消耗电路404、受控反激路径功率消耗电路406、控制器408中的至少一个、一些或全部，从而主动地且选择性地控制照明系统400的开关功率转换器410中的功率消耗。因为功率消耗电路402、404和406中的一个或两个是可选的，所以功率消耗电路402、404和406以虚线示出。是否包括功率消耗电路402、404和406中的一个、两个或三个以及在照明系统400中包括哪个（些）功率消耗电路是设计选择的问题。包括功率消耗电路402、404和406中的两个或三个允许在所包括的功率消耗电路中分配功率消耗。在至少一个实施方式中，功率分配由控制器408来主动地控制。在至少一个实施方式中，功率分配是固定的或预先编制的。然而，包括多于一个的功率分配电路402、404和406会增加开关功率转换器410的复杂性和成本和/或控制器408的复杂性和成本。此外，尽管功率分配电路402、404和406作为开关功率转换器410的一部分示出，但是在至少一个实施方式中，全部或部分的消耗电路402、404和406位于控制器408中。
如早先描述的，舍相调光器102可以对电压源104提供的输入电压VIN进行舍相。全桥二极管整流器106对舍相的输入电压VФ_IN整流以产生整流输入电压VФR_IN。在某些情况下，特别是在功率输出电平较低时，为了将调光器电流iDIM维持在保持电流值以上，开关功率转换器410从电压源104吸取比PINH加上开关功率转换器410的POWER OUT更多的POWERIN。假设开关功率转换器410的固有损耗不足以消耗等于POWER IN和POWER OUT+PINH之差的足够的功率，则照明系统400控制功率消耗电路402、404和406中的一个或多个使得POWERIN等于POWER OUT+PINH加上由功率消耗电路402、404和/或406中的一个以上消耗的功率。开关功率转换器410对灯418提供功率。在至少一个实施方式中，灯418包括一个以上发光二级管（LED），诸如串行连接的N个LED420。“N”表示正整数。
控制器408对于照明系统400中包括的各个消耗电路402、404和406产生一个以上相应的控制信号。控制信号CS、CO和CF分别控制开关路径功率消耗电路402、链路路径功率消耗电路404和反激路径功率消耗电路406中的功率消耗。开关路径功率消耗电路402根据控制信号CS通过照明系统400的开关功率转换器410中的开关路径412消耗功率。链路路径功率消耗电路404根据控制信号CO通过开关功率转换器410中的链路路径414消耗功率。反激路径功率消耗电路406根据控制信号CF通过开关功率转换器410中的反激路径416消耗功率。用于实现功率消耗电路402、404和406以及控制通过开关路径412的功率消耗的具体方法和电路是设计选择的问题。此外，控制在功率消耗电路402、404和406中的功率消耗的时间、顺序和/或大小是设计选择的问题。随后描述功率消耗电路402、404和406的示例性实施方式。功率消耗电路402、404和406在图4中示为完全在控制器408外。然而，在至少一个实施方式中，一个以上功率消耗电路402、404和406的全部或部分包括在控制器408内。
控制器408的具体实现方式是设计选择的问题。例如，控制器408可以（i）实现为包括例如处理器以执行存储在存储器中的软件或固件指令的集成电路，（ii）使用分立元件来实现，或（iii）使用前述的任意组合来 实现。在至少一个实施方式中，控制器408总体上按照以下文献中描述来调节链电压，这些文献是发明人为John L.Melanson的于2007年12月31日提交的名为“Power Control System Using a Nonlinear Delta-Sigma ModulatorWith Nonlinear Power Conversion Process Modeling”的美国专利申请第11/967,269号（在本文中称为“Melanson I”）、于2007年12月31日提交的并且发明人为John L.Melanson的名为“Programmable Power Control System”的美国专利申请第11/967,275号（在本文中称为“MelansonII”）、于2009年6月30日提交的并且发明人为John L.Melanson的名为“Cascode Configured Switching Using at Least One Low Breakdown VoltageInternal,Integrated Circuit Switch to Control At Least One High BreakdownVoltage External Switch”的美国专利申请第12/495,457号（在本文中称为“MelansonIII”）以及于2011年6月30日提交的并且发明人为John L.Melanson、Rahul Singh和Siddharth Maru的名为“Constant Current Controller With Selectable Gain”的美国专利申请第12/174,404号，通过引用将其全部结合于此。开关功率转换器410可以是任何种类的开关功率转换器，诸如升压型、降压型、升压降压型或Cúk型开关功率转换器。开关功率转换器410包括诸如EMI电容器、电感器和链电容器的其他组件，为了图4的清晰而没有示出这些组件但在随后的具体实施方式进行描述。
判定POWER IN是否大于PINH+POWER OUT的方式是设计选择的问题。在至少一个实施方式中，控制器408包括功率监测电路422。当灯418需要的功率增加时，链电压VLINK减少，这表示POWER OUT增加。相反地，当灯418需要的功率下降时，链电压VLINK增加，这表示POWEROUT减少。因此，功率监测电路422的比较器424将链电压VLINK与参考链电压VLINK_REF相比。在至少一个实施方式中，参考链电压VLINK_REF被设定为比针对灯418所设定的额定电压高几伏或百分之几的电压电平。如果链电压VLINK减少至低于参考链电压VLINK_REF，则比较器424的输出PHIGH是高（HIGH），这表示POWER OUT的增加。如果链电压VLINK增加至高于参考链电压VLINK_REF，则比较器424的输出PHIGH是低（LOW），这表示POWER OUT的减少。在至少一个实施方式中，如果开关功率转换器 410的正常操作未阻止链电压VLINK增加至高于参考链电压VLINK_REF，那么POWER IN大于POWER OUT+PINH，进而控制器408操作一个以上功率消耗电路412、414和416来消耗由POWER IN和POWER OUT+PINH之差表示的过剩能量。
图5示出了照明系统500，其代表照明系统400的一个实施方式。照明系统500包括开关路径功率消耗电路502以消耗照明系统500中的过剩功率。开关路径功率消耗电路502代表开关路径功率消耗电路402的一个实施方式。开关路径功率消耗电路502的具体实现和控制是设计选择的问题。开关路径功率消耗电路502包括升压型开关功率转换器508中的FET升压开关504并且包括可控电流源509。在至少一个实施方式中，在功率消耗阶段期间，控制器506通过限制电感器电流iL来主动地消耗开关功率转换器508中的功率，并因此主动地和选择性地消耗照明系统500中的功率。限制通过升压开关504的电感器电流iL使得电流源509和/或升压开关504通过开关路径511消耗过剩功率。
当POWER IN大于到负载518的POWER OUT+PINH时，控制器506控制开关路径功率消耗电路502从而控制至少由升压开关504消耗的过剩能量。负载518包括一个以上LED。在至少一个实施方式中，例如按照在Melanson III中一般地描述的，栅极电压VG偏置升压开关504的栅极使得控制器506使用源极控制信号CS1来控制升压开关504的导通性。在另一实施方式中，例如按照在Melanson I和Melanson II中一般地描述的，控制器506控制升压开关504的栅极电压VG以控制升压开关504的导通性。控制器506表示控制器408的一个实施方式。在至少一个实施方式中，如由示例性可变电感器电流波形510示出的，控制信号CS1控制电感器电流iL的值。
电感器电流波形510表示在控制通过升压开关504的能量消耗期间的示例性电感器电流iL的波形。在充电阶段TC期间，控制器506产生控制信号CS1从而使升压开关504导通。当升压开关504导通时，电感器电流iL增加。当POWER IN大于PINH+POWER OUT时，控制器506刻意地限制电感器电流iL而不是最小化功率损耗，这使得至少由升压开关504在功 率消耗阶段TPD消耗过剩能量。假设开关功率转换器508中的固有损耗可以忽略，则“过剩能量”等于POWER IN减去（PINH+POWER OUT）。在功率消耗阶段TPD限制电感器电流iL使得电感器电流的变化diL/dt向0移动。因为跨电感器116的电压VL等于L·diL/dt，所以电压VL直接与电感器电流的变化率diL/dt成比例。“L”是电感器116的电感。因此，随着电感器电流的变化率diL/dt向0移动，电感器116的能量存储率向0减少并且升压开关功率消耗电路502消耗更多的功率。
参见控制信号CS1的波形513，在至少一个实施方式中，控制器506被配置为以高效模式和功率消耗模式中控制升压开关504。在高效模式中，控制器506产生两个状态的控制信号CS1（诸如两个状态的控制信号CS0（图1）），以操作升压开关504来最小化升压开关504中的功率消耗。在功率消耗模式中，控制器506被配置为操作升压开关504从而相对于升压开关504在高效模式操作期间的任何功率消耗来增加在升压开关中的能量消耗。在至少一个实施方式中，为了在功率消耗模式中操作升压开关504，控制器506产生具有诸如波形513中的状态“1”、“2”和“3”的至少三个（3）状态的控制信号CS1。在状态1和2期间，控制器506以高效模式中操作升压开关504以最小化升压开关504的功率消耗。在状态3期间，控制器506在功率消耗模式中操作升压开关504。在状态3中，控制器506限制电感器电流iL并且使控制信号CS1具有高于状态“2”但低于状态“1”的电压。因此，升压开关504在状态3中不完全关断。状态3不是简单的瞬时状态（即，控制信号CS1在状态1和2之间的连续过渡）。状态3是改变升压开关504的功率消耗的刻意的、非瞬时的状态。因此，在状态3中，控制器506通过限制电感器电流iL来产生控制信号CS1以在电流iL流过升压开关504的同时引起跨升压开关504的非零电压VDS。跨升压开关504的电压VDS和通过升压开关504的电流iL的同时发生引起由升压开关504的功率消耗。状态的数量是设计选择的问题并且可以通过（例如）控制电感器电流iL的不同极值来增加或减少。
例如，在至少一个实施方式中，电感器电流的变化率diL/dt由控制器506驱动至近似是0。当电感器电流iL中的变化diL/dt是0时，电感器电 流iL保持在恒定值并且跨电感器116的电压VL近似是0。在充电阶段期间，电感器电流iL增加。为了在充电阶段TC期间消耗功率，电感器电流的变化率diL/dt减少，这减少跨电感器116的电压VL。随着电感器电压VL减少，由开关路径功率消耗电路502消耗的功率的比例增加。在反激阶段，电感器电流diL/dt的变化率和电感器电压VL是负的。因此，为了在反激阶段期间消耗功率，电感器电流的变化率diL/dt向0增加，这使电感器电压VL向0增加并且使由开关路径功率消耗电路502消耗的功率的比例增加。
在至少一个实施方式中，电流源509将电感器电流限制为电感器电流极限值iLIM。因此，当通过升压开关504的电感器电流iL值达到电感器电流极限值iLIM时，diL/dt减少至0或减少至比另外将在没有功率损耗阶段TPD的情况下出现的值小的值。功率消耗阶段TPD发生在充电阶段TC之后且随后的反激阶段TFB之前。在至少一个实施方式中，控制器506在充电阶段TC和反激阶段TFB之间散布功率消耗阶段TPD，并且使开关路径功率消耗电路502消耗能量直到当升压开关504关断时的反激阶段TFB开始为止。
在至少一个实施方式中，可以由控制器506控制电感器电流极限值iLIM来调整功率消耗阶段TPD的持续时间。在至少一个实施方式中，源控制信号CS1控制整流输入电压VФR_IN的各个周期的充电阶段TC和反激阶段TFB何时开始。在至少一个实施方式中，当反激阶段TFB开始时功率消耗阶段TPD结束。因此，由于控制器506产生源控制信号CS1，所以控制器506通过控制何时开始反激阶段TFB来控制功率消耗阶段TPD的持续时间。
控制器506控制一个以上功率消耗阶段与一个以上充电和/或反激阶段的散布和/或混合。在至少一个实施方式中，控制器506通过将diL/dt减少至零来减少电感器电流iL随着时间的变化（即diL/dt）以在充电阶段或反激阶段之间散布功率消耗阶段TPD。当diL/dt减少至零时，通过升压开关504发生功率消耗。在至少一个实施方式中，控制器通过将diL/dt减少至非零值来将功率消耗阶段TPD与充电阶段TC或反激阶段TFB混合。当 diL/dt减少至非零值时，与通过升压开关504的开关路径功率消耗电路502的功率消耗相结合的充电阶段TC或反激阶段TFB继续。
图6示出了开关路径功率消耗电路600，其代表开关路径功率消耗电路502的一个实施方式。图7示出了对于在开关功率消耗电路600的示例性操作期间出现的示例性电感器电流iL、升压开关504的漏极到源极电压VDS、控制信号CS1的示例性波形700。参见图5、图6和图7，开关路径功率消耗电路600包括可控电流源602（其代表可控电流源509的一个实施方式）。电流源602包括被配置为电流镜的FET604和FET606。在至少一个实施方式中，控制器506调制控制信号CS1以使用至少三个（3）状态来控制通过开关504的电流。状态1和状态2是升压开关504的功率消耗最小化的高效状态。状态3是控制器506刻意和主动地使升压开关504消耗功率的非高效状态或功率消耗状态。
当控制器506使源控制信号CS1变为逻辑0时，升压开关504开启，并且电感器电流iL在充电期TC_0的开始时开始斜升。当电感器电流iL斜升时，控制信号CS1处于状态2，这允许升压开关504高效地操作（即，最小化由升压开关504的内部功率损耗）。在至少一个实施方式中，升压开关504在状态2开启，并且电感器电流iL流过升压开关504和FET604。电流源608提供流过FET606的参考电流iREF。在至少一个实施方式中，控制信号CS1在状态2以足够的电压使升压开关504开启，从而最小化升压开关504的内部阻抗。FET604的尺寸通过比例因数Z与FET606的尺寸成比例。比例因数Z的值是正数并且是设计选择的问题。比例因数Z的值乘以参考电流iREF的值设定了电感器电流极限值iLIM。因此，当电感器电流iL达到电感器电流极限值iLIM时，电感器电流iL将停止增加。在至少一个实施方式中，当电感器电流iL达到电感器电流极限值iLIM时，充电阶段TC_0结束并且功率消耗阶段TPD_0开始。在电流极限iLIM处，控制信号CS1处于非瞬时状态3，并且由开关504消耗功率。一旦电感器电流iL达到电流极限值iLIM，电感器电流iL变得恒等于iLIM，并且升压开关504和FET604消耗开关功率转换器508中的过剩能量。
当升压开关504关断时，功率消耗阶段TPD_0结束，并且反激阶段TFB_0开始。在非连续导通模式（DCM）和临界导通模式（CRM）中，反激阶段TFB_0继续直到电感器电流iL达到0为止。在连续导通模式（CCM）中，下一个充电阶段TC_1在电感器电流iL达到零之前开始。波形700示出了在DCM中操作的开关功率转换器508。开关功率转换器508还可以在CCM和CRM中操作。在至少一个实施方式中，当在DCM中操作时，一旦链电压VL下降至预定值，控制器506产生控制信号CS1从而使升压开关504导通并且发起下一个充电阶段TC_1。当电感器电流iL达到电感器电流极限值iLIM时，下一个功率消耗阶段TPD_1开始，依此类推。
功率消耗阶段TPD_0、TPD_1等的持续时间由控制器506控制并且是设计选择的问题。在至少一个实施方式中，功率消耗阶段的持续时间足够消耗在整流输入电压VФR_IN的单个周期中的所有过剩能量。在至少一个实施方式中，改变和顺序排列功率消耗阶段的持续时间以消耗在整流输入电压VФR_IN的连续或非连续的周期中的所有过剩能量。
此外，在至少一个实施方式中，电流源608可以根据由控制器506产生的可选的电流参考控制信号CiREF来改变参考电流iREF的值。改变参考电流iREF的值还改变根据比例因数Z的电感器极限电流iLIM。通过改变参考电流iREF并且因此改变在整流输入电压VФR_IN的单个周期期间的电感限制电流iLIM，控制器506可以使功率消耗分级。控制器506也可以改变在整流输入电压VФR_IN的连续或非连续周期期间的电感器极限电流iLIM从而管理开关功率转换器508中的功率消耗。
此外，在至少一个实施方式中，电流源608可以根据由控制器506产生的可选的比例因数控制信号CSCALE来改变比例因数Z的值。改变比例因数Z还改变根据比例因数Z的电感器极限电流iLIM。通过改变比例因数Z并且因此改变在整流输入电压VФR_IN的单个周期期间的电感器极限电流iLIM，控制器506可以使功率消耗分级。控制器506也可以改变在整流输入电压VФR_IN的连续或非连续周期期间的电感器极限电流iLIM从而管理开关功率转换器508中的功率消耗。在至少一个实施方式中，FET604和/或FET606使用多个并联连接的FET（未示出）来实现。在至少一个实施 方式中，比例因数控制信号CSCALE改变用于实现FET604和/或FET606的FET的数量，并且因此改变比例因数。例如，在至少一个实施方式中，一个FET用于实现FET606而与该用于实现FET606的一个FET相同的200个FET用于实现FET604，这提供了比例因数200。通过禁用一个以上的用于实现FET604的FET，控制器改变比例因数Z。此外，在至少一个实施方式中，控制器506控制参考电流iREF和比例因数CSCALE两者以控制电感器电流iL。
图8示出了对于控制器506使开关路径功率消耗电路502消耗过剩功率时的示例性电感器电流iL和控制信号CS1的波形800。参见图5、图6和图8，可以按照所希望的将充电阶段和反激阶段与功率消耗阶段散布和混合，从而控制升压开关504中的功率消耗的时间、顺序和大小。在开关路径功率消耗电路600中的功率消耗的散布和混合的量是设计选择的问题。波形800表示示例性选择。
在至少一个实施方式中，控制器506调制控制信号CS1以使用至少四个（4）状态来控制通过开关504的电流。状态1和状态2是当控制器506以高效模式操作升压开关504时的高效状态，并且因此最小化升压开关504的功率消耗。状态3和状态4是当控制器以功率消耗模式操作升压开关504时的非高效状态。在功率消耗模式中的状态3和状态4期间，控制器刻意地和主动地使升压开关504消耗功率。
参见波形800和开关路径功率消耗电路600，在充电阶段TC_1期间，控制信号CS1使升压开关504饱和并且电感器电流iL随着时间而增加。在混合的充电阶段TC_2和功率消耗阶段TPD_1的开始，控制器506产生电流参考控制信号CIREF和/或比例控制信号CSCALE以减少电感器电流iL的增加率（即，减少diL/dt），并且控制信号CS1处于状态3。
在第三充电阶段TC_3的开始，控制器506重新进入对于升压开关504的高效模式并且增加了电感器电流iL的变化率diL/dt，这减少了升压开关504中的功率消耗。在状态3中，控制器504使升压开关504操作在功率消耗模式。控制器506通过将电感器电流iL的变化率diL/dt限制为0来在混合的第二充电阶段TC2和第一功率消耗阶段TPD_1之间散布第二功率消耗阶段TPD_2。将diL/dt限制为0使电感器电流iL保持恒定并且通过升压开关504以及在电流源602中消耗过剩能量。控制器506产生微弱地使升压开关504处于开启但是允许反激阶段TFB_1与第三功率消耗阶段TPD_3混合的控制信号CS1。在散布的功率消耗阶段TPD_4期间，控制器506关断升压开关504，而控制器506使电感器电流iL被限制并且使diL/dt等于零。在第二反馈阶段TFB_2期间，控制器502使升压开关504开启从而允许全部的电感器电流iL对链电容器120充电。
在功率消耗阶段TPD_4期间，控制器506通过产生处于状态4的控制信号CS1来以功率消耗模式操作升压开关504。状态4对应处于比关联于状态3的极限更低的极限的电感器电流iL的极限。
图9示出了开关路径功率消耗电路900，其代表开关路径功率消耗电路502的一个实施方式。运算放大器902提供了反馈路径以控制升压开关504的栅极电压VG和源极电压VS。控制器506控制参考电压VREF，并且比较器902驱动栅极电压VG使得升压开关504的源极电压VS等于参考电压VREF。源极电压VS和控制信号CS1的电压电平产生了跨功率消耗电阻器904的压差，该压差设定电感器电流iL的值。电感器电流iL流过升压开关504和功率消耗电阻器904。因为控制器506控制源极电压VS和控制信号CS1的电压电平，所以控制器506控制电感器电流iL的值。因此，控制器506可以如与例如图7和图8相结合而描述地控制电感器电流iL并且混合和/或散布功率消耗阶段。在开关路径功率消耗电路502、600和900中的功率消耗的混合和散布的具体时间和量是设计选择的问题。
图10示出了照明系统1000，其代表照明系统400的一个实施方式。照明系统1000包括受控反激路径功率消耗电路1002（其代表受控反激路径功率消耗电路406的一个实施方式）。在至少一个实施方式中，照明系统1000通过控制在反激路径1002中的变压器初级电流iP以及限制初级电流iP来控制通过反激路径1004的功率消耗从而控制功率消耗。
照明系统1000还包括控制器506，其控制反激路径功率消耗电路1002并且产生控制信号CS2以控制开关功率转换器1008。在至少一个实施方式中，开关功率转换器1008是升压型开关功率转换器（诸如图1的开关功 率转换器108），并且控制器506例如按照在Melanson I和MelansonIII中一般地描述来控制开关功率转换器1008。
在至少一个实施方式中，反激路径功率消耗电路1002调制初级电流iP从而激励变压器1012的初级线圈1010。变压器1012将来自初级线圈1010的能量传输至次级线圈1014从而使次级电流iS流过二极管1016并且将负载电压电容1018充电至负载电压VLD。负载电压VLD提供跨灯1020的电压。
当POWER IN大于POWER OUT+PINH时，控制器506操作反激路径功率消耗电路1002来消耗过剩能量。用于消耗过剩能量的反激路径功率消耗电路1002的具体实现方式和操作是设计选择的问题。
图11示出了反激消耗电路1100，其代表反激功率消耗电路1002的一个实施方式。反激消耗电路1100包括可控电流源1102以控制通过反激FET1104的初级电流iP。控制器506产生一个以上的电流源控制信号CSCS和控制信号CS2以控制通过反激开关1104的初级电流。控制初级电流iP允许反激消耗电路1100以与开关路径功率消耗电路502（图5）中的功率消耗的控制相似的方式来控制功率消耗。
图12示出了反激路径功率消耗电路1200，其代表反激路径功率消耗电路1002的一个实施方式。在至少一个实施方式中，控制器506通过控制变压器初级电流iP以及（例如）以电流源1202限制初级电流iP和在电流源1202中消耗功率来控制通过反激路径1004的功率消耗。在至少一个实施方式中，电流源1202与电流源602相同（图6）并且起到如关于电流源602描述的功能。在至少一个实施方式中，电流源1202限制通过反激FET1104的初级电流iP以限制初级电流iP（也称为“反激电流”）。限制通过反激开关1104的初级电流iP使电流源1202消耗功率。在至少一个实施方式中，控制器506控制通过反激开关1104和电流源1202的功率消耗的散布、混合和顺序以控制照明系统1000（图10）的功率消耗。如同照明系统500，在至少一个实施方式中，控制器506产生控制信号CS2从而以反激开关1104不消耗功率的高效模式操作反激开关1104。还如同照明系统500，控制器506通过限制初级电流iP来产生控制信号CS2从而以功率 消耗模式操作反激开关1104。因此，控制器506产生具有至少三个（3）状态的控制信号CS2。状态的数量是设计选择的问题并且可以例如通过控制初级电流iP的不同极限来增加或减少。
图13示出了波形1302和波形1304，其示出了对于反激功率消耗电路1000和1100的示例性初级和次级电流。参见图12和图13，波形1302中的电流iP_0和iS_0表示相应的初级和次级电流。当反激路径功率消耗电路1200中的控制器506没有主动控制功率消耗时，反激开关1104在初级电流iP_0斜升的充电阶段TC期间是开启的。当控制器506使反激开关1104关断时，反激相位TFB_0开始。如同照明系统500，在至少一个实施方式中，控制器506产生控制信号CS2从而以反激开关1104不消耗功率的高效模式操作反激开关1104。
参见波形1304，当控制器506主动地控制反激路径功率消耗单元1200中的功率消耗时，在至少一个实施方式中，电流源1202产生初级限制电流iLIM_FB以限制初级电流iP并且延迟反激阶段TFB_1直到功率消耗阶段TPD完成为止。在功率消耗阶段TPD期间，初级电流iP是恒定的，所以跨初级线圈1010的电压是零，并且功率是通过反激FET1104和电流源1202来消耗。
图14示出了表示用于反激功率消耗电路1000和1100的示例性初级电流和次级电流的波形1400。在至少一个实施方式中，控制器506协调诸如限制电流iLIM_FB_1和iLIM_FB_2的多个初级限制电流从而对反激路径功率消耗电路1200的消耗功率分级。如对于电流源602（图6）所描述的，控制器506可以通过利用控制信号CIREF设定参考电流iREF、以控制信号CSCALE设定比例因数Z或设定参考电流iREF和比例因数Z两者来控制多个限制电流iLIM_FB_1和iLIM_FB_2。对反激功率消耗电路1200的功率消耗分级从而例如热管理反激开关1104和电流源1202的功率消耗。
图15示出了反激路径功率消耗电路1500，其代表反激路径功率消耗电路1002的一个实施方式。在至少一个实施方式中，反激路径功率消耗电路1500通过电阻器1502消耗功率。辅助功率线圈1504在初级线圈的反激阶段期间从初级线圈1210接收能量。栅极电压VG偏置FET1506的 栅极，并且控制器506以控制信号CS3来控制FET1506的导通。当控制器506判定POWER IN不等于POWER OUT+PINH时，控制器506导通FET1506，这允许来自辅助线圈1504的电流iAUX流过二极管1508和电阻器1502。在至少一个实施方式中，在辅助电流iAUX的一个以上的周期中，控制器506消耗等于POWER IN和POWER OUT+PINH之差的功率量。
图16示出了照明系统1600，其代表照明系统400的一个实施方式。照明系统1600包括链路路径功率消耗电路1602以消耗照明系统1600中的过剩功率。链路路径功率消耗电路1602代表链路路径功率消耗电路404的一个实施方式。一般地，当POWER IN超过POWER OUT+PINH时，链路路径功率消耗电路1602通过输出功率消耗路径1604消耗过剩能量。在至少一个实施方式中，链路路径功率消耗电路监测链电压VLINK。当POWER IN超过POWER OUT+PINH时，如果过剩能量未由照明系统1600消耗，则链电压VLINK将增加。因此，在至少一个实施方式中，链路路径功率消耗电路1602监测链电压VLINK，并且当链电压VLINK超过预定的参考链电压时，链路路径功率消耗电路1602消耗过剩能量。链路路径功率消耗电路1602的具体实现方式和控制是设计选择的问题。
图17示出了示例性链路路径功率消耗电路1700，其代表链路路径功率消耗电路1602的一个实施方式。链路路径功率消耗电路1700包括串联连接的电阻器1702和1704，其形成基于电阻器的分压器以产生按比例的链电压VLINK_SCALE。链路路径功率消耗电路1700通过将按比例的链电压VLINK_SCALE与参考链电压VLINK_REF进行比较来监测链电压VLINK。参考链电压VLINK_REF建立了对于链路路径功率消耗电路1700的功率消耗的阈值。按比例的链电压VLINK_SCALE偏置比较器1706的正向输入端子，而参考电压VLINK_REF偏置比较器1706的反向输入端子。当按比例的链电压VLINK_SCALE超过参考链电压VLINK_REF时，比较器1706偏置开关1708，使得初级电流iP流过功率消耗电阻器1710和开关1708。开关1708的实现是设计选择的问题。在至少一个实施方式中，开关1708是双极结晶体管（BJT），并且比较器1706偏置BJT开关1708的基极。在至少一个实施 方式中，开关1708是FET并且比较器1706偏置FET开关1708的栅极。相反地，当按比例的链电压VLINK_SCALE少于参考链电压VLINK_REF时，比较器1706关断开关1708，这阻止了功率消耗电阻器1710中的电流流动和功率消耗电阻器1710的功率消耗。与参考链电压VLINK_REF相对应的具体链电压VLINK是设计选择的问题并且是例如标准操作链电压VLINK的105%-120%。在至少一个实施方式中，对于等于110Vrms的输入电压VIN，参考链电压VLINK_REF大约是115%而对于等于230Vrms的输入电压VIN参考链电压VLINK_REF大约是107%。
图18示出了示例性链路路径功率消耗电路1800，其代表链路路径功率消耗电路1602的一个实施方式。链路路径功率消耗电路1800包括串联连接的电阻器1802和1804，其形成基于电阻器的分压器以产生按比例的链电压VLINK_SCALE。链路路径功率消耗电路1800通过使用模数转换器1806将模拟的按比例链电压VLINK_SCALE转换为数字值的按比例链电压VLINK_SCALE（n）来监测链电压VLINK。逻辑电路1808通过判定按比例的链电压VLINK_SCALE是否指示出链电压VLINK大于特定阈值来判定链路路径功率消耗电路1800是否应当消耗过剩能量。特定阈值是设计选择的问题并且例如是标准操作链电压VLINK的105%到120%。如果逻辑电路1808判定链路路径功率消耗电路1800应当消耗过剩能量，则逻辑电路1808控制开关1812导通。在至少一个实施方式中，开关1812是BJT，并且逻辑电路1808控制电流源1812以偏置BJT开关1812的发射极并且控制初级电流iP通过功率消耗电阻器1814的流动。在至少一个实施方式中，开关1812是FET，并且逻辑电路1808控制电流源1812以偏置BJT开关1812的源极并且控制初级电流iP通过功率消耗电阻器1814的流动。
逻辑电路1808和电流源1810的实现方式是设计选择的问题。在至少一个实施方式中，电流源1810与电流源602（图6）相同，并且逻辑电路1808可以控制参考电流（未示出）和/或电流源1810的比例因数（未示出）。在至少一个实施方式中，逻辑电路1808包括处理器（未示出），该处理器根据预定算法执行代码以确定对于功率消耗期间的初级电流的具体限制、混合、以及散布。在至少一个实施方式中，算法作为可执行代码存储在逻 辑电路1808的存储器（未示出）中。具体的算法是设计选择的问题。在至少一个实施方式中，算法使功率消耗电阻器1814消耗功率直到按比例的链电压VLINK_SCAL指示出链电压VLINK下降至预定值（诸如灯418（图4和图16）的标准操作电平）为止。
参见图4，在至少一个实施方式中，当POWER IN大于POWER OUT+PINH加上照明系统400的固有损耗时，控制器408控制开关路径功率消耗电路402、链路路径功率消耗电路404和/或反激路径功率消耗电路406以消耗功率。在至少一个实施方式中，控制器408可以根据需要而引入功率消耗阶段以消耗过剩能量。图19示出了对于三个示例性时间帧A、B和C的示例性功率消耗阶段散布时间线1900。在至少一个实施方式中，单个时间帧（诸如时间帧A、B或C）是指紧跟着前一反激阶段的第一充电阶段开始与下一充电阶段之前紧邻的反激阶段结束之间的时间。在时间帧A中，功率消耗阶段1902散布在充电阶段1904和反激阶段1906之间。在整流输入电压VФR_IN的随后的时间帧B中，反激阶段1908紧跟充电阶段1910并且在时间帧B中没有功率消耗阶段。时间帧B可以是与时间帧A的连续时间帧或非连续时间帧。为了诸如当POWER IN等于POWER OUT+PINH时或为了在发起另一功率消耗阶段之前允许组件冷却的多种原因，控制器506（图5）可以避免在时间帧B中包括功率消耗阶段。在整流输入电压VФR_IN的时间帧C中，控制器506在充电阶段1914和反激阶段1916之间散布功率消耗阶段1912。
图20示出了对于单个时间帧的示例性功率消耗混合和散布时间线2000。在至少一个实施方式中，单个时间帧指代在紧跟着前一反激阶段的第一充电阶段开始与下一充电阶段之前紧邻的反激阶段结束之间的时间。功率消耗阶段2002与充电阶段2004混合并且与随后的充电阶段2006散布。随后的功率消耗阶段2008发生在充电阶段2006之后。功率消耗阶段2010散布在反激阶段2012和2014之间并且还与反激阶段2014混合。功率消耗阶段2009在充电阶段2006开始之后以及在随后的反激阶段2012结束之前开始。散布和混合的充电和反激阶段以及功率消耗阶段的数量和 时间是设计选择的问题并且取决于（例如）待消耗的功率量和组件的热管理。
因此，照明系统包括一个以上的方法和系统，从而在进入开关功率转换器的、来自前沿舍相调光器的功率大于开关功率转换器的功率输入时控制照明系统中的过剩功率消耗。在至少一个实施方式中，为了控制过剩能量的消耗，控制器在一个以上的受控功率消耗阶段期间控制一个以上的功率消耗电路。在至少一个实施方式中，控制器通过一个以上的开关功率转换器的充电和/或反激阶段来产生一个以上的混合和/或散布的功率消耗阶段。
尽管详细描述了实施方式，但是应当理解在不偏离由所附权利要求定义的本发明的实质和范围的条件下可以对本发明进行各种变化、替代和修改。

Claims (29)

1.一种用于控制照明系统中的功率消耗的装置，包括：
控制器，被配置为控制耦接至可兼容舍相的可调光照明系统中的开关功率转换器的输出级中的初级变压器线圈的反激开关，其中，所述控制器还被配置为控制功率消耗电路从而在受控功率消耗阶段期间通过所述反激开关消耗过剩能量，并且所述受控功率消耗阶段发生在所述开关功率转换器的充电阶段开始之后并且在随后的反激阶段结束之前。
2.根据权利要求1所述的装置，还包括：
电流源，耦接至所述反激开关以控制在所述开关功率转换器的所述充电阶段期间通过所述反激开关的电流。
3.根据权利要求2所述的装置，其中，所述电流源是恒定电流源。
4.根据权利要求1所述的装置，其中，所述控制器还被配置为控制所述充电阶段的持续时间以控制通过所述反激开关消耗的能量的量。
5.根据权利要求1所述的装置，其中，所述功率消耗阶段开始于所述充电阶段结束时并且在下一反激阶段开始之前结束。
6.根据权利要求1所述的装置，其中，所述功率消耗阶段开始于所述开关功率转换器的升压阶段结束之前并且在所述开关功率转换器的下一反激阶段开始之后结束。
7.根据权利要求1所述的装置，其中，所述充电阶段发生在所述开关功率转换器的所述反激阶段期间。
8.根据权利要求1所述的装置，其中，所述控制器被配置为控制以下至少一项：所述反激开关中的电流、所述反激开关的导通时间、所述反激开关的所述导通时间和所述电流。
9.根据权利要求1所述的装置，还包括：
有源电路，当所述开关功率转换器接收的能量多于将要提供给耦接至所述开关功率转换器的负载的能量的量时，所述有源电路在所述开关功率转换器的输出端消耗功率。
10.根据权利要求1所述的装置，其中，所述装置还包括由以下各项构成的组中的至少一项：
升压开关，在可兼容舍相的可调光照明系统的开关功率转换器中，其中，所述控制器被配置为控制开关路径功率消耗电路从而在受控功率消耗阶段期间控制至少由所述升压开关消耗过剩能量，并且所述受控功率消耗阶段发生在所述开关功率转换器的充电阶段开始之后并且在随后的反激阶段结束之前；以及
有源电路，当所述开关功率转换器接收的能量多于将要提供给耦接至所述开关功率转换器的负载的能量的量时，所述有源电路在所述开关功率转换器的输出端消耗功率。
11.根据权利要求10所述的装置，还包括：
一个或多个发光二极管；以及
所述开关功率转换器耦接至所述一个或多个发光二级管。
12.一种用于控制照明系统中的功率消耗的装置，包括：
控制器，被配置为控制耦接至可兼容舍相的可调光照明系统中的开关功率转换器的输出级中的初级变压器线圈的反激开关，其中，所述控制器还被配置为以高效模式以及功率消耗模式控制所述反激开关，其中在所述高效模式中，所述控制器被配置为操作所述反激开关以最小化所述反激开关中的功率消耗，在所述功率消耗模式中，所述控制器被配置为操作所述反激开关从而相对于所述反激开关在所述高效模式的操作期间的任何功率消耗来增加所述反激开关中的能量消耗。
13.根据权利要求12所述的装置，其中，所述控制器被配置为产生控制信号以控制所述反激开关的导通并且在所述高效模式中，所述控制器还被配置为在所述高效模式中使用两个状态来产生所述控制信号，并且还被配置为在所述功率消耗模式中使用至少三个状态来产生所述控制信号。
14.根据权利要求12所述的装置，其中，在所述高效模式中，所述控制器被配置为在所述高效模式期间产生控制信号从而在所述开关功率转换器的充电阶段期间使充电电流流过所述反激开关并且在反激阶段期间切断通过所述反激开关的电流，并且所述控制器还被配置为在所述功率消耗模式期间将通过所述反激开关的电流限制为所述充电电流与零之间的中间值。
15.一种用于控制照明系统中的功率消耗的方法，包括：
控制耦接至可兼容舍相的可调光照明系统中的开关功率转换器的输出级中的初级变压器线圈的反激开关；以及
控制功率消耗电路从而在受控功率消耗阶段期间通过所述反激开关消耗过剩能量，并且所述受控功率消耗阶段发生在所述开关功率转换器的充电阶段开始之后并且在随后的反激阶段结束之前。
16.根据权利要求15所述的方法，还包括：
控制耦接至所述反激开关的电流源以控制在所述开关功率转换器的充电阶段期间通过所述反激开关的电流。
17.根据权利要求16所述的方法，其中，所述电流源是恒定电流源。
18.根据权利要求15所述的方法，还包括：
控制所述充电阶段的持续时间以控制通过所述反激开关消耗的能量的量。
19.根据权利要求15所述的方法，其中，所述功率消耗阶段开始于所述充电阶段结束时并且在下一反激阶段开始之前结束。
20.根据权利要求15所述的方法，其中，所述功率消耗阶段在所述开关功率转换器的升压阶段结束之前开始并且在所述开关功率转换器的下一个反激阶段开始之后结束。
21.根据权利要求15所述的方法，其中，所述充电阶段发生在所述开关功率转换器的反激阶段期间。
22.根据权利要求15所述的方法，还包括：
控制以下至少一项：所述反激开关中的电流、所述反激开关的导通时间、所述反激开关的所述导通时间和所述电流。
23.根据权利要求15所述的方法，还包括：
当所述开关功率转换器接收的能量多于将要提供给耦接至所述开关功率转换器的负载的能量的量时，在所述开关功率转换器的链路路径中消耗功率。
24.根据权利要求15所述的方法，还包括：
控制可兼容舍相的可调光照明系统中的开关功率转换器中的升压开关；以及
控制开关路径功率消耗电路从而控制在受控功率消耗阶段期间至少由所述升压开关来消耗过剩能量，并且所述受控功率消耗阶段发生在所述开关功率转换器的充电阶段开始之后并且在随后的反激阶段结束之前。
25.根据权利要求24所述的方法，还包括：
当所述开关功率转换器接收的能量多于将要提供给耦接至所述开关功率转换器的负载的能量的量时，在所述开关功率转换器的链路路径中消耗功率。
26.根据权利要求24所述的方法，还包括：
控制一个或多个发光二极管。
27.一种用于控制照明系统中的功率消耗的方法，包括：
控制耦接至可兼容舍相的可调光照明系统的开关功率转换器的输出级中的初级变压器线圈的反激开关；以及
以高效模式和功率消耗模式控制所述反激开关，
其中，以所述高效模式控制所述反激开关包括：
操作所述反激开关以最小化所述反激开关中的功率消耗；以及
其中，以所述功率消耗模式控制所述反激开关包括：
操作所述反激开关从而相对于所述反激开关在所述高效模式的操作期间的任何功率消耗来增加所述反激开关中的能量消耗。
28.根据权利要求27所述的方法，还包括：
产生控制信号以控制所述反激开关的导通；
在所述高效模式中使用两个状态来产生所述控制信号；以及
在所述功率消耗模式中使用至少三个状态来产生所述控制信号。
29.根据权利要求27所述的方法，其中：
在所述高效模式中，所述方法还包括：
在所述高效模式期间产生控制信号从而在所述开关功率转换器的充电阶段期间使充电电流流过所述反激开关并且在反激阶段期间切断通过所述反激开关的电流；以及所述功率消耗模式中，所述方法还包括：
在所述功率消耗模式期间将通过所述反激开关的电流限制为所述充电电流与零之间的中间值。
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