CN105122654A - 用于将校验不规则非系统ira码编码和解码的系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于在其中期望容量实现编码的任何通信或电子系统中，将消息的校验不规则非系统IRA码编码和解码的系统和方法。根据这些系统和方法，采用了改善的IRA编码策略，包括采用不规则且展现低错误平层的容量接近非系统IRA码的IRA编码策略。这些非系统IRA码在其中可由于信道损害引起达一半的编码位损失，和/或其中期望互补编码位经由两个或更多通信子信道传输的情境中是特别有利的。编码器包括信息位重复器和编码器、一个或多个交织器、校验节点组合器、校验节点旁路和累加器。解码器包括去映射器、一个或多个校验节点处理器、累加器解码器、位解码器，以及一个或多个交织器/去交织器。

Description

用于将校验不规则非系统IRA码编码和解码的系统和方法

相关申请的交叉引用

本申请要求由相同发明人于2012年12月3日提交的、题为“用于将校验不规则非系统IRA码编码和解码的系统和方法”的第13/693,029号美国专利申请的优先权，其全部内容通过引用并入本文。

技术领域

本发明涉及用于在其中期望实现编码的的容量的任何通信系统中编码和解码消息的方法和系统，其中该通信系统包括全数字或混合数字无线电(HD无线电或HDR)通信发射器和接收器，以及其他无线或有线通信系统。

背景技术

Turbo码和低密度奇偶校验(LDPC)码是先进的前向纠错(FEC)方案。随着信息块大小增大，已知这些码性能接近香农极限。同样，这些码在设计现代有线和无线通信系统，诸如3G蜂窝、Wi-Fi、Wi-MAX、DVB-x(-C2/T2/S2、-SH、-RCS/RCS2、-NGH)、ADSL2+和遥测技术(CCSDS)中以及对于磁盘的可靠性是有吸引力的。实践中，考虑到并行解码架构，LDPC码可有效实施并实现高数据吞吐量。LDPC码可具有比turbo码更好的纠错能力，尤其是对于较高的编码速率和较大的块大小。如本领域中已知，不规则重复累积(IRA)码是特征在于比通常的LDPC码更低的编码复杂性的具有可比较的误码率性能的一类LDPC码。

在本领域中普遍意识到这些容量实现码(例如，turbo、LDPC和IRA)需要是系统性的以使得能够在低信噪比实现其收敛。在系统码中，信息位与编码位或奇偶校验位一起经由信道传输。信息数目对奇偶校验位数目的比率取决于编码率(R)。在非系统码中，不传输信息位但仅传输编码位。直到近来，缺少关于非系统容量实现码的工作。然而，应注意在某些现有技术系统中，非系统IRA码可与系统IRA码一样执行。重要地，在一些通信情境下，非系统容量实现码可具有优于系统容量实现码的显著优点。

非系统码优于系统码的典型情境是：(i)在所接收的编码位流的一小部分上存在强干扰或其他信道损害；(ii)卫星分集(当由于严重的遮蔽或多径衰落因此来自一个卫星的信号损失时)；(iii)MIMO传输，或通常的传输分集(例如，来自两个或更多个站点或天线的信号传输，或在时间或频率上的多个信号传输)；以及(iv)混合自动重复请求(HARQ或混合ARQ)系统(其中包重发可采用全互补编码位)。

例如，在具有双卫星分集的系统诸如Sirius卫星数字无线电系统中，例如，其中相同信息包从两个卫星传输，期望在两个卫星编码符号流上实施互补编码，使得每个流具有编码率R但来自两个流的组合信号具有编码率R/2。这可用非系统码通过采用速率R/2的已编码流的互补删余(puncturing)以获得每个的速率均为R的两个互补的已编码流容易地实现。因此，当来自两个卫星的信号都有效接收时，接收具有强FEC的组合信号。如果来自卫星中的一个的信号被树或建筑物衰减或遮挡，则来自另一卫星的信号仍受速率R的FEC码保护。关于系统容量实现码，互补编码和组合不是有效的，因为通常所有系统位需要在两个流中重复，并且仅奇偶校验位可以是互补的，因此，引起组合信号中较低效的FEC保护。对于本领域技术人员，在包括上述通信情境的其他前述通信情境下系统码为什么不可以是期望的相似推论是明显的。因此，需要具有低错误平层的容量接近的非系统码，包括改善的IRA编码策略。

非系统IRA码的设计在S.tenBrink和G.Kramer，“DesignofRepeat-AccumulateCodesforIterativeDetectionandDecoding”，IEEETrans.onSignalProcessing，Vol.51，No.11，pp.2764-2772，2003年11月中为了仅码率R＝1/2，采用二进制相移键控(BPSK)调制而提出。S.tenBrink等人的方法的非系统IRA码具有双规则校验节点结构，度数1的校验节点的子集，即也称为校验旁路，用于掺杂，和剩余的度数3的校验节点，也称为度数3的校验组合器。度数n的校验组合器执行在{0，1}域中表示的n个输入位的模2加法。S.tenBrink等人的方法中的IRA码的缺点中的一个是由于相对大部分的低度数位重复节点引起的该码展现相对高的错误平层。另外，需要非常大数目的迭代以实现收敛。展现改善的错误平层的某些码可通过用线性块码诸如汉明(8，4)块码替代一小部分度数2的位码来实现，与在S.I.Park和K.Yang，“ExtendedHammingAccumulateCodesandModifiedIrregularRepeatAccumulateCodes”，IEEElectronicsLetters，Vol.38，No.10，pp.467-468，2002年5月中的IRA码的情况一样。Park等人的方法中的IRA码是具有度数3的校验节点的校验规则码。然而，实验模拟结果示出校验规则非系统IRA码诸如源自Park等人的该码在许多情况下不收敛。

因此，进一步需要改善的IRA编码策略，包括采用容量接近非系统IRA码，其中该IRA码是不规则的并展现低错误平层。

发明内容

根据某些实施方式，提供将不规则非系统IRA码编码和解码的方法和系统，即包括帮助开始迭代解码的某一部分的度数1的校验节点，以及较高度数例如度数3和4的一些其他校验节点。除改善解码收敛速率和错误平层之外，通过具有改变位和校验节点度数的自由，本文中所述的校验不规则非系统IRA码优选地还提供在设计各种期望的FEC速率上的额外灵活性。IRA码还以适度数目的迭代非常好地执行。

不失一般性，某些方面和实施方式的优点在以下部分中通过R＝1/3和R＝5/12码率与不同调制，诸如二进制相移键控(BPSK)和64正交幅度调制(64-QAM)的示例来表明。

如先前解释的那样，在非系统码的情况下，源自相同编码器的单独的高编码率码可以互补形式在接收器适当组合，产生低编码率码。例如，两个非系统互补的R＝4/5码的组合产生R＝4/10＝2/5非系统码，并因此在接收器形成更强的码。然而，这不是系统码诸如本领域中已知的系统turbo码和LDPC码的情况。在这些情况下，假设系统位在两个组件码中重复(这是必需的，因为系统位的删余导致显著的性能恶化)，则两个系统R＝4/5码的组合产生R＝4/6＝2/3系统码。因此，预期组合信号流的性能相对于对应的R＝2/5非系统码恶化。为此，非系统IRA码具有特别的重要性，因为当在接收器处适当组合时，其产生具有较低等效码率的更强码。这使得非系统IRA码的设计具有实际重要性，因为：(i)其允许产生更强较低速率码的较高速率码的适当组合；以及(ii)在一个较高速率码损失的情况下，解码器仍能利用接收的仅一个较高速率码操作。

在一些实施方式中，校验不规则非系统IRA码与互补删余一起使用，以改善HD无线电(HDR)数字广播系统的性能。混合HDR是用于地面数字无线电广播的系统，其中模拟AM/FM和数字无线电信号基于正交频分复用(OFDM)同时传输，其中数字信号在低功率级在模拟主机信号的两侧上的子带中传输。在全数字HDR系统中，仅传输数字OFDM子载波，但上下边带可仍经历不同的信道损害。由于频率选择性多径衰落和可能的邻信道干扰(ACI)，边带中之一中的信号可显著受损。显然一些接收器可在信道失真后损失一个边带，并且HDR系统使用卷积码在两个边带上采用互补删余/编码，以在损失一个边带或没有损失一个边带的情况下允许最有效的解码。然而，HDR系统中的卷积码，以及一些情况下的链接的卷积码和Reed-Solomon码远离信道容量进行操作。在一些情况下，它们令人不满意地执行。因此，通过采用与本发明的原理一致的更有效的FEC编码来改善HDR系统的性能。

在一些实施方式中，采用校验不规则非系统IRA码而不是FEC码用于混合(即，模拟和数字)AMHDR。在其他实施方式中，采用校验不规则非系统IRA码改善混合FMHDR的性能。在一些实施方式中，校验不规则非系统IRA码应用于全数字AMHDR。在其他实施方式中，校验不规则非系统IRA码应用于全数字FMHDR。

在一些实施方式中，在多天线系统诸如SIMO、MISO和MIMO中有利地采用校验不规则非系统IRA码。

在又一些实施方式中，在具有全互补编码重传的HARQ系统中有利地采用校验不规则非系统IRA码。

本文中所述的方法和系统可以依靠信息位重复器、一个或多个交织器、校验节点组合器、校验节点旁路和累加器以将校验不规则非系统不规则重复累加码编码，并依靠一个或多个调制映射器，并可用于包括AM或FM、全数字或混合系统、HD无线电系统的不同通信系统。信息位重复器产生被交织的第一级编码位。校验节点组合器具有大于或等于2的不同度数，并且其中至少之一包括一个或多个模2加法器。校验节点旁路将该组第一级编码位转到另一编码级，累加器将其与源自校验节点旁路的输出一起编码。累加器可用具有较大存储器顺序的R＝1的卷积码替代。外部编码器可在第一级编码前将至少一些信息位编码。较不有效的源位可被引导至较不容错的位置，而更有效的源位被引导至较高度数位重复器。

相似地，这些方法和系统可依靠解映射器、一个或多个校验节点处理器、累加器解码器、位解码器与一个或多个交织器/去交织器，以将校验不规则非系统不规则重复累加码解码，并可用于包括AM或FM、全数字或混合系统、HD无线电系统的不同通信系统。一个或多个解映射器用于将接收的有噪音符号序列软解调以产生第三级编码位的对数似然比。校验节点处理器产生与源自进入消息和源自先验信息(例如，交织的外部信息)的第一级编码位对应的外发消息，并产生作为第二级编码位的先验信息用于转到累加器解码器的第二级编码位的外部信息。累加器解码器产生软位，即与从第三级编码位的对数似然比和先验信息获得的第二级编码位对应的外发消息，该先验信息对应于第二级编码位。位解码器处理与第一级编码位对应的去交织的更新进入消息，以产生用于第一级编码位的外部信息和信息位软输出。交织器/去交织器分别将用于第一级编码位的外部信息交织和将对应于第一级编码位的外发消息去交织。一个或多个位交织器(例如，矩形交织器)可包括在累加器与一个或多个符号映射器之间。

本发明的其他益处和特征可从结合附图考虑的以下详述变得清楚。然而，应理解仅出于例示的目的绘制附图，并且不作为本发明的限制的定义，该本发明的限制应参考所附权利要求书。

附图说明

结合附图，通过实施方式的以下详述，本发明的其他特征、其性质和各优点将变得清楚，在附图中：

图1是采用IRA编码器的发射器的简化框图；

图2是汉明(8，4)码的Tanner图；

图3是根据本发明某些实施方式的用于校验不规则非系统IRA解码器的解码器简化框图；

图4是根据本发明某些实施方式的解码器消息经过流程和校验不规则非系统IRA码的Tanner图；

图5示出了在本发明某些实施方式中使用的校验不规则非系统IRA码和turbo码的性能比较，其中编码率R＝1/3，呈现BPSK调制，其中图5(a)示出了在误码率方面的性能，而图5(b)示出了在误帧率方面的性能；

图6示出了在本发明的某些实施方式中使用的校验不规则非系统IRA码和turbo码的性能比较，其中编码率R＝5/12，呈现BPSK调制，其中图6(a)示出了在误码率方面的性能，而图6(b)示出了在误帧率方面的性能；

图7示出了在本发明的某些实施方式中使用的校验不规则非系统IRA码和呈现BPSK调制的具有可比较帧大小的来自DVB-S2标准的系统IRA码的性能比较；

图8是示出使用根据本发明某些实施方式的具有互补删余码的校验不规则非系统IRA码的框图；

图9示出了在本发明某些实施方式中使用的不规则非系统IRA码和turbo码的性能比较，其中全编码率R＝1/3和5/12，两个或一个边带(互补码)被接收，呈现BPSK调制；

图10示出了具有接收的两个或一个边带的在本发明某些实施方式中使用的校验不规则非系统IRA码和卷积码的性能比较，其中，独立瑞利衰落信道，BPSK调制，编码率R＝1/3，其中图10(a)示出了在误码率方面的性能，而图10(b)示出了在误帧率方面的性能；

图11示出了具有接收的两个或一个边带的在本发明某些实施方式中使用的校验不规则非系统IRA码和卷积码的性能比较，其中，独立瑞利衰落信道，BPSK调制，编码率R＝5/12，其中图11(a)示出了在误码率方面的性能，而图11(b)示出了在误帧率方面的性能；

图12是示出使用根据本发明某些实施方式的在AMHD无线电数字广播系统中的适于用64-QAM进行边带(上/下边带)传输的校验不规则非系统IRA码的框图；

图13示出了在AMHD无线电数字广播系统中使用的64-QAM调制映射(MA3)；

图14示出了根据本发明某些实施方式的具有一个或多个边带的校验不规则非系统IRA码的性能，其中，64-QAM(MA3)，R＝5/12，AWGN，其中图14(a)示出了在误码率方面的性能，而图14(b)示出了在误帧率方面的性能；

图15示出了根据本发明某些实施方式的具有一个或多个边带的约束长度9的卷积码的性能，其中，64-QAM(MA3)，R＝5/12，AWGN，其中图15(a)示出了在误码率方面的性能，而图15(b)示出了在误帧率方面的性能；

图16示出了在独立瑞利衰落中的在本发明某些实施方式中使用的校验不规则非系统IRA码和卷积码的性能比较，其中，64-QAM(MA3)，R＝5/12，其中图16(a)示出了在误码率方面的性能，而图16(b)示出了在误帧率方面的性能；

图17示出了由用于将AMHD无线电性能建模的地面传导结构(GCS)引起的信道响应的示例；

图18示出了在存在以不同概率发生的GCS的情况下，在AWGN信道中在本发明某些实施方式中使用的校验不规则非系统IRA码和卷积码的性能比较，其中采用64-QAM(MA3)并且码率R＝5/12，其中图18(a)示出了在误码率方面的性能，而图18(b)示出了在误帧率方面的性能。用于卷积码的时间分集分离等于3秒；

图19示出了在存在以不同概率发生的GCS的情况下，在拉普拉斯噪音信道中在本发明某些实施方式中使用的校验不规则非系统IRA码和卷积码的性能比较，其中采用64-QAM(MA3)并且码率R＝5/12，其中图19(a)示出了在误码率方面的性能，而图19(b)示出了在误帧率方面的性能。用于卷积码的时间分集分离等于3秒；以及

图20示出了在存在以不同概率发生的GCS的情况下，在拉普拉斯噪音信道中在本发明某些实施方式中使用的校验不规则非系统IRA码和卷积码的性能比较，其中采用64-QAM(MA3)并且码率R＝5/12，其中图19(a)示出了在误码率方面的性能，而图19(b)示出了在误帧率方面的性能。用于卷积码的时间分集分离等于4.5秒。

具体实施方式

校验不规则非系统IRA编码器和发射器

根据某些实施方式在图1中示出了典型的简化发射器，其中该发射器具有校验不规则非系统IRA编码器。发射器5100包括不同度数的也称为位重复器节点的一组位重复器，其共同被称为不规则位重复器5101，其中不规则位重复器5101以不规则形式将线路5107上的信息位序列u重复。例如，如本领域中已知，度数m的位重复器产生信息位的m个相同副本。这些重复的信息位表示第一级编码位。交织器5102对线路5108上的重复的位序列v执行伪随机置换，并在线路5109上产生交织的第一级编码位v'。

共同称为校验节点5103的一组不同度数的校验节点组合器对线路5109上的交织器输出v'进行操作，以产生线路5110上的第二级编码位，即校验位序列c。度数n的校验节点组合器执行在{0，1}域中表示的n个输入位的模2加法，度数1的校验节点是旁路校验节点，或简单地是校验旁路，其将输入位简单地转到输出。第二级编码位由仅是差分编码器的累加器5104处理，从而产生线路5111上的第三级编码位，即编码位序列α。然后，使用期望的调制映射(如BPSK、QPSK、M-QAM或其他期望的调制映射)将线路5111上的第三级编码位变换成调制符号，在框5105中在线路5112上产生将要在信道5106上传输的调制符号x。为了简单起见，这里考虑等效基带模型，省略了步骤诸如载波调制、功率放大和如在本领域中已知的其他步骤。信道可包括加性高斯白噪音(AWGN)、乘性衰落，或其他形式的多径衰落，以及可能的冲击干扰和其他干扰。最终，线路5113上的序列y是接收的基带信号，包括通过上面提到的各种信道损害而失真的、传输的符号x。在用于接收器的本领域中公知的处理之后，并且具体是在解调器采样后，一个符号间隔中的接收的符号可表示为

y_k＝A_k·x_k+n_k+w_k(1)

在(1)中，x_k表示第k个符号间隔中的传输的调制符号，A_k表示乘性失真诸如衰落的幅度，n_k表示在同相(I)和正交(Q)信道中具有方差σ²的复杂高斯白噪音，以及w_k表示可能的干扰，其为了简便在进一步的方程中被忽略。每个调制符号x_k包括m个信息位，其中m＝log₂(M)，{x_k(j)}，j＝1，…，m，其中M是调制阶数。

除图1所示的处理框之外，通常采用CRC编码器(为简便未示出)。同样，发射器5100可包括如本领域中已知的和如在其他实施方式中讨论的各种其他框。

在现有技术中，诸如在S.tenBrink等人的方法中，校验节点5103是双规则的并包括度数1的校验节点(即，校验旁路，通过将进入的消息位简单转发到累加器5104)和度数3的校验节点，该度数3的校验节点在将编码位转到累加器5104之前执行来自交织器5102的每三个进入位的模2加法。根据某些实施方式，做出若干实质改善。首先，不同于S.tenBrink等人的方法，为改善BER性能并降低错误平层，用速率R＝1/2的线性块码的码字，例如与Park等人的方法中相似地使用汉明(8，4)替代5101中重复2位节点的子组。

在一个示例性实施方式中，与在Park等人的方法中一样，汉明(8，4)码字对应于具有以下奇偶校验矩阵的线性块码，

$H=\left[\begin{array}{cccccccc}1& 1& 1& 0& 1& 0& 0& 1\\ 1& 0& 1& 1& 0& 1& 1& 0\\ 0& 1& 1& 1& 0& 0& 1& 0\\ 1& 1& 0& 1& 0& 0& 0& 1\end{array}\right]---\left(2\right)$

以及可在某些实施方式中采用的图2所示的因子图5120。在该图中，空心圆5125-5128、黑色圆5129-5132和校验方框5121-5124分别表明信息位节点、奇偶校验位节点和校验节点。在Tanner图上使用置信传播，例如使用和-积算法(SPA)或最小和算法(MSA)或基于块或基于网格的最大值A后验(MAP)概率解码器，或如本领域中已知的任何其他基于软输入软输出(SISO)的算法，将汉明(8，4)码字解码。

在另一实施方式中，不同于S.tenBrink等人的方法，5101中较高度数诸如24和49的位节点重复器可以被附加，以改善BER性能并降低错误平层。在另一实施方式中，不同于S.tenBrink等人和Park等人的方法，在5103中附加度数4的校验节点，使得码更不规则，且优于分别在Park等人、S.tenBrink等人的方法中的校验规则码和校验双规则码。此外，多个不同度数的校验节点的不规则结构提供设计期望编码率的良好码的额外的灵活性，即自由度。在另一实施方式中，不同于S.tenBrink等人和Park等人的方法，用具有较大存储器顺序的R＝1的卷积码替代累加器5104。这增加了网格状态的数目并提高解码复杂性但进一步降低错误平层。

在另一实施方式中，可在5101中添加预编码器如累加器或外码，用于将由重复2节点和/或更易遭受错误的汉明(8，4)码字与重复3位节点编码的位的额外保护，并因此改善总体码性能。例如，外码可以是单奇偶校验(SPC)码或一些其他高编码率码，诸如BCH、Reed-Solomon码、Fountain码或Raptor码。在另一实施方式中，线路5107上的所有消息位可通过高速率码进行编码。在另一实施方式中，较不有效的源位可被引导至较不容错的位置，例如5101中的度数2重复节点和/或汉明(8，4)码字与重复3位节点，而更有效的源位可在5101中被引导至其他较高度数位节点重复器。

校验不规则非系统IRA解码器和接收器

参考图3并根据某些实施方式，线路5148上接收的噪音符号序列y＝{y_k}由解调去映射器5141软解调，以从接收的失真信道符号产生编码位的对数似然比(LLR)。校验不规则非系统IRA码5140的解码操作遵循图3所示的一般性结构。解码包括以下步骤：

-将线路5156上校验节点解码器的先验信息L_c(extr)初始化为零。

-将线路5157上的累加器解码器(例如，如在本领域中已知的对数MAP解码器)的先验信息L_ca初始化为零。

-重复以下步骤：直到达到预定最大数目的迭代，或直到满足某一其他停止标准(基于限定输出LLR“质量“的度量)，或直到获得如由CRC解码器或其他错误检测解码器检测的正确帧。

-将累加器5142软解码；可在Tanner图上使用置信传播，例如使用SPA或MSA或用网格上的对数MAP解码器或最大值对数MAP解码器，或如在本领域中已知的任何其他基于SISO的算法，来执行累加器解码。

输入：来自去映射器并表示为线路5149上的(L_channel)的对数似然比(LLR)，以及在先前迭代中获得的、线路5157上来自校验节点的先验信息(L_ca)。在框5141中的去映射操作之后获得的并与位x_k(i)的LLR对应的线路5149上的信道LLR(L_channel)计算为：

$\begin{array}{c}{L}_{channel}\[C_k\left(i\right)\]=\log \frac{P\[C_k\left(i\right)=0\]}{P\[C_k\left(i\right)=1\]}\\ =\log \frac{\underset{x_k\∈X_0^i}{\mathrm{\Σ}}{p}_k\left(y_k|x_k\right)\underset{j=1,j\≠i}{\overset{m}{\mathrm{\Π}}}\exp \left\{-L_a\left(C_k\left(j\right)\right)\·x_k\left(j\right)\right\}}{\underset{x_k\∈X_1^i}{\mathrm{\Σ}}{p}_k\left(y_k|x_k\right)\underset{j=1,j\≠i}{\overset{m}{\mathrm{\Π}}}\exp \left\{-L_a\left(C_k\left(j\right)\right)\·x_k\left(j\right)\right\}}\end{array}---\left(3\right)$

其中C_k(i)是具有x_k(i)∈{0,1}实现的二进制随机变量，并且y_k表示接收的噪音符号序列。分子中的和在第i位等于0的所有符号x_k上取得，并且分母中的和在第i位等于1的所有符号x_k上取得。分子和分母中的第一变量p_k(y_k|x_k)表示在给定所传输符号x_k的情况下，接收的符号的条件概率密度函数。变量L_a(C_k(i))表示位x_k(j)的先验LLR，其中x_k(j)是与符号x_k相关联的第j位。在不失一般性的情况下，假设{L_a(C_k(i))}在初始迭代中为0，并且在随后的迭代中对应于源自校验不规则非系统IRA解码器的外部信息。给定传输的符号x_k，接收的符号的条件概率密度函数定义为：

$p_k\left(y_k\right|x_k)=\frac{1}{\sqrt{2{\mathrm{\π\σ}}^2}}\exp \left(-\frac{{\left|y_k-A_k{x}_k\right|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}\right)---\left(4\right)$

其中A_k表示早先提到的瞬间衰落信道系数的幅度。

对于BPSK调制，(3)中的表达式简化成

$L_{channel}\left(k\right)=L_c\left(k\right)y_k=\frac{2}{{\mathrm{\σ}}^2}{A}_k{y}_k---\left(5\right)$

在线路5157上的初始迭代中获得的、源自校验节点的先验信息(L_ca)通过(18)-(19)计算。

输出：线路5150上的外部信息可计算为(例如，使用对数MAP算法)：

$\begin{array}{c}{L_{ac}}_{\left(extr\right)}=\underset{u_k=1}{\max }*\left(\left\{{\mathrm{\γ}}_k^{extr}\left(s^{\′},s\right)+{\mathrm{\α}}_{k-1}\left(s\right)+{\mathrm{\β}}_k\left(s^{\′}\right)\right\},\left\{{\mathrm{\γ}}_k^{extr}\left(s^{\′},s\right)+{\mathrm{\α}}_k\left(s\right)+{\mathrm{\β}}_k\left(s^{\′}\right)\right\}\right)-\\ \underset{u_k=-1}{\max }*\left(\left\{{\mathrm{\γ}}_k^{extr}\left(s^{\′},s\right)+{\mathrm{\α}}_{k-1}\left(s\right)+{\mathrm{\β}}_k\left(s^{\′}\right)\right\},\left\{{\mathrm{\γ}}_k^{extr}\left(s^{\′},s\right)+{\mathrm{\α}}_k\left(s\right)+{\mathrm{\β}}_k\left(s^{\′}\right)\right\}\right)\end{array}---\left(6\right)$

其中

max*(x,y)＝max(x,y)+ln{1+exp(-|x-y|)}(7)

在(6)中，假设以分支转换概率γ发生在时间点k-1的网格状态s'至在时间点k的网格状态s的转换，α和β分别是对数MAP算法的前向递归和后向递归。如在本领域中已知的那样，这些值计算为：

${\mathrm{\α}}_k\left(s\right)=log\underset{s^{\′}}{\Σ}\exp \{{\mathrm{\α}}_{k-1}\left(s\right)+{\mathrm{\γ}}_k(s^{\′},s)\}=\underset{s^{\′}}{\max }*\{{\mathrm{\α}}_{k-1}\left(s\right)+{\mathrm{\γ}}_k(s^{\′},s)\}---\left(8\right)$

${\mathrm{\β}}_{k-1}\left(s^{\′}\right)=log\underset{s}{\Σ}\exp \{{\mathrm{\β}}_k\left(s^{\′}\right)+{\mathrm{\γ}}_k(s^{\′},s)\}=\underset{s}{\max }*\{\mathrm{\β}\left(s^{\′}\right)+{\mathrm{\γ}}_k(s^{\′},s)\}---\left(9\right)$

其中

${\mathrm{\γ}}_k(s^{\′},s)=\frac{1}{2}{L}_c\left(k\right)y_k{x}_k+\frac{1}{2}{u}_{k}L\left(u_k\right)---\left(10\right)$

在(10)中，L_c(k)如在(5)中那样定义，即y_k和x_k分别对应于接收的和传输的编码位。u_k表示信息位，并且L(u_k)表示在解码器处的信息位的先验知识，即等于线路5157上的L_ca。同样，(6)中使用的的所谓外部项如下计算：

${\mathrm{\γ}}_k^{extr}(s^{\′},s)=\frac{1}{2}{L}_c\left(k\right)y_k{x}_k---\left(11\right)$

-框5143中的校验节点更新

输入：线路5150上来自软累加器解码器的外部信息(L_ac(extr))和来自在先前迭代中获得的位节点的先验信息(线路5156上L_apriori＝L_ac(extr))，其在下面在(20)中计算。

线路5151上的软输出

-对于度数1的校验节点(即，校验旁路)

框5143中的校验节点更新将进入消息简单转发至去交织器5144，即，

L_cv'＝L_ac(extr)(12)

-度数大于1的校验节点，输出由下式计算

L_cv'＝L_ac(extr)⊕L_apriori(13)

其中⊕表示用2个max*操作实施的box-plus操作，即，

x⊕y＝max*(0,x+y)-max*(x,y)(14)

这对应于如在本领域中已知的最优SPA。对于多于两个的自变量，递归地应用box-plus操作，例如：

x⊕y⊕z＝[x⊕(y⊕z)](15)

-框5145中的重复位解码器

输入：来自校验节点(L_cv)的线路5152上的去交织输出

线路5153上的软输出

$L_{\hat{u}}\left(j\right)=\underset{k\∈N_{uj}}{\mathrm{\Σ}}{L}_{cv}\left(k,j\right)---\left(16\right)$

其中L_cv(k,j)是从校验节点k到位节点j的进入消息(LLR)，并且N_uj是与位节点j相连接的所有校验节点的组。

如果达到最大数目的迭代或如果满足另一停止标准，则从线路5153上的取得硬判决。

线路5154上的外部消息

$L_{uv\left(extr\right)}(i,j)=\underset{k\∈N_{uj}\backslash i}{\Σ}{L}_{cv}(k,j)---\left(17\right)$

其中N_uj\i是除了校验节点i之外与位节点j相连接的所有校验节点的组。L_cv(k,j)表示从校验节点k到位节点j的外部信息。

然后，外部信息L_uv(extr)在框5146中交织，并且其在线路5155上的输出L_uv'提供给框5147，该输出L_uv'在线路5156上产生L_c(extr)，其中L_c(extr)用作(13)中用于校验节点更新计算的先验信息。

-框5147中校验节点到累加器解码器更新

输入：线路5155上来自位节点的先验信息(L_uv')

软输出

-度数1的校验节点(即，校验旁路)

在框5142中将进入消息简单转发到累加器。

L_ca＝L_uv'(18)

-线路5157上具有大于一的度数的校验节点

$L_{ca}\left(i\right)=\underset{k\∈N_{ci}}{\Σ}\⊕L_{{\mathrm{uv}}^{\′}}(i,k)---\left(19\right)$

其中以box-plus操作求和，并且N_ci是参与校验方程i的一组位节点。

该软输出信息(线路5157上的L_ca)用作下个迭代中对数-MAP解码器中的先验信息。

线路5156上的外部信息

-具有大于一的度数的校验节点

$L_{c\left(extr\right)}(i,j)=\underset{k\∈N_{ci}\backslash j}{\Σ}\⊕L_{{\mathrm{uv}}^{\′}}(i,k)---\left(20\right)$

其中以box-plus操作求和，并且N_ci\j是除了位节点j之外参与校验方程i的所有位节点的组。

这是具有大于一的度数的每个校验节点的外部信息，其在下个迭代中用作先验信息(L_apriori)。

在图4中示出了对于所有位节点5161-5164是简单重复器时的情况的、根据某些实施方式的校验不规则非系统IRA码的Tanner图和解码器消息经过流程5160。在一些实施方式中，重复器位节点的子组可由一些线性块码的Tanner图替代。例如，度数2的位节点5161-5162的子组可由汉明(8，4)码的Tanner图替代。交织器/去交织器框5165在从位节点到校验节点的方向执行伪随机交织，并在相反方向执行对应的去交织。校验节点5166-5168简单地是校验节点旁路。度数大于1的校验节点，即5169和5170，是在来自交织器5165的多边缘上执行位的模2加法的校验节点组合器。奇偶位5171-5715是通过累加器编码器进行差分编码的结果。

度数节点分布和性能结果-校验不规则非系统IRA码

一个示例性实施方式包括属于低编码率校验不规则非系统IRA码(R＝1/3和5/12)的某些设计。如早先描述的那样，这些码可在其中可期望此类校验不规则非系统IRA码的应用中用作具有改善的性能的信道码。在表1中对于两个不同编码率(即R＝1/3和5/12)以及通常用于广播应用的每帧30000位示出了用于位节点5161-5164和校验节点5166-5170的参数的分布。分布参数可为其他编码率和帧大小适当改变。

表1

对于两个编码率R情况的不规则非系统IRA码分布

根据某些实施方式，假设AWGN信道上进行传输和BPSK调制，在图5和图6中对于R＝1/3和5/12分别示出了性能估计结果。分别使用对数MAP和块MAP解码器来执行累加器和汉明(8，4)码的解码，以及使用SPA算法来执行其他IRA节点的解码。图5还示出具有8状态并采用最优对数MAP解码算法的、具有相同信息大小R＝1/3的turbo码的性能。示出对于两组迭代，即用于IRA和turbo码的50和10，或100和20，校验不规则非系统IRA码分别优于turbo码。在FER＝10-3，具有30000信息位块大小的校验不规则非系统IRA码距香农容量约0.6dB。通过模拟验证对于较大的块大小，差距变得较小。turbo码展现处于FER＝10-3(BER＝10-7)的错误平层，而校验不规则非系统IRA码不展现错误平层。图6还通过将对应R＝1/3的turbo码的奇偶位删余而获得的R＝5/12的turbo码的性能。在此情况下，对于处于BER>10-5(FER>10-2)的相同迭代组，校验不规则非系统IRA码性能相对于turbo码性能稍微恶化。然而，在较低BER/FER值处，具有优于turbo码的更优斜率和更低误差平层。图7示出根据某些实施方式的具有编码率R＝1/3和5/12的校验不规则非系统IRA码的性能比较。块大小适于与在DVB-S2标准中使用的对应系统IRA码的块大小匹配。呈现BPSK调制。如用虚线所示，具有块大小K＝21000位和R＝1/3的校验不规则非系统IRA码优于DVB-S2码约0.2dB。该DVB-S2码具有块大小K＝21600位。具有块大小K＝26000位和R＝5/12的校验不规则非系统IRA码比具有块大小K＝25920位和R＝5/12的DVB-S2码低约0.2dB。

具有互补删余的校验不规则非系统IRA码

在其他实施方式中，校验不规则非系统IRA码以互补方式删余，从而获得速率2·R的两个码，该两个码在接收器中组合时产生全速率R码。在图8中根据某些实施方式示出互补删余方案5180的简化框图。非系统IRA编码器框5181对应于图1的框5101-5104，其中信息位在线路5185上作为输入。在图1中在线路5111上并在调制映射5105之前输出的、源自累加器的编码位对应于在多路分用器5182输入端处在图8中线路5186上的位。在图8中框5182中随机挑选一半位用于线路5187上的互补码1传输(a₁)，并且线路5188上的另一半位(a₂)用于互补码2传输。借此，速率2·R的两个码分别在框5183和5184中形成。只要接收到一个码，解码器可将全部消息解码，并且编码位的部分损失(即编码位的一部分损失或恶化)导致相对于全速率码的性能的温和恶化。由于编码位已在多路分用器5182中伪随机地分开，因此在接收器对于每个单独的速率2·R码预期相同性能。

根据某些实施方式，在图9中对于校验不规则非系统IRA码分别示出了互补删余码的性能，其中码率分别为R＝1/3和5/12，在(i)接收到两个互补码(两个带)的情况下；以及(ii)由于信道损害因此一个互补码(一个带)完全损失的情况下呈现BPSK调制。所有模拟参数与图5和图6中分别相同。解码迭代的数目分别为校验不规则非系统IRA码设定为50并为turbo码设定为20。可观察到当接收到两个互补码时，校验不规则非系统IRA码具有比turbo码更优的性能。在turbo码的情况下，观察到显著性能恶化。例如，组合的两个速率5/6的turbo码示出相对于全速率5/12的turbo码的2dB的性能损失。这是由于以下事实：对于系统码，系统位必须在每个子码中重复；否则，子码的性能将非常差。另一方面，单个最优化的R＝5/6的turbo码优于单个互补删余校验不规则非系统IRAR＝5/6码1.25dB。然而，一个互补码很少完全损失，并且在大多数情境中，两个互补码都被接收，或一个或两个互补码部分恶化。在此类情境中，预期某些实施方式的校验不规则非系统IRA码展现比turbo码或系统LDPC码更优的性能。如早先讨论，这些互补码可应用于许多系统，诸如HD无线电、Sirius/XM卫星数字无线电，以及其中可由于信道损害引起一部分位损失的其他相似情境。

在图10和图11中分别示出了根据某些实施方式的互补删余校验不规则非系统IRA码和非系统卷积码的性能比较，其中码率R＝1/3和R＝5/12，呈现BPSK调制，在接收器处具有已知衰落幅度和噪音功率的独立瑞利衰落，并且在(i)接收两个互补码(两个带)的情况下；以及(ii)由于信道损害因此一个互补码(一个带)完全损失的情况下。约束长度为9的非系统卷积码与是g1＝561，g2＝753和g3＝711的生成多项式一起使用。用于获得速率R＝2/3的码的删余模式在美国专利公布2010/7680201中给出为

$\left[\begin{array}{cccc}1& 2& 1& 2\\ 1& 2& 1& 2\\ 2& 1& 2& 1\end{array}\right],$

其中1和2分别表示分别分配给用于两个边带的互补码1和2的编码位位置。用于获得R＝5/12的码和速率R＝5/6的码的删余模式在美国专利公布2003/0212946中给出为

$\left[\begin{array}{ccccc}1& 2& 1& 1& 2\\ 1& 1& 2& 2& 1\\ 2& 0& 2& 0& 0\end{array}\right],$

其中0表明对应的编码位位置从具有速率R＝1/3的母码的输出删余，以获得R＝5/12，而1和2分别表示分别分配给用于两个边带的互补码1和2的编码位位置。在约0.001的FER，接收两个或仅一个边带时，对于R＝1/3，校验不规则非系统IRA码对非系统卷积码的性能增益是约6dB，并且在较低FER值增益较大。在约0.001的FER，对于R＝5/12，校验不规则非系统IRA码对非系统卷积码的性能增益在接收两个边带时为约6dB，并且在接收仅一个边带时为约12dB，并且在较低FER值增益较大。

在另一实施方式中，某些实施方式的互补删余校验不规则非系统IRA码应用于FMHD无线电系统。先前实施方式的BPSK调制用QPSK调制替代，伴随着与AWGN中相同的结果，或具有极好的相位恢复的衰落信道。多个但不必是所有的逻辑信道可聚集以通过校验不规则非系统IRA码进行编码。在某些实施方式中，FMHD无线电系统的所有逻辑信道可通过校验不规则非系统IRA码共同进行编码。这简化编码/解码，因为在目前的全数字FMHDR标准中仅使用单个FEC码而不是多个FEC码。另一优点是将位从所有逻辑信道聚集到单个不规则非系统IRA码中导致最好的总体性能，因为IRA码性能随着更大的块大小而改善。在某些实施方式中，大多数重要的位(如报头信息)例如可以有利地放置于IRA码的最可靠的位上，诸如图1的5101中的高度数位节点，而最不重要的位(如音频解码器的频谱数据)可放置于校验不规则非系统IRA码的最不可靠的位上。

可有效地采用FEC码，使得图85183-5184中的互补码1和2分别对应于FMHDR系统中OFDM子载波的下边带和上边带。即，两个边带码没有彼此共同的位，并且在组合时产生全速率码。如果两个边带都被接收，在经由信道传输之后，那么全速率R码为了最优编码性能在接收器处重建。否则，如果一个边带在信道传输后损失，那么速率2·R码在接收器处重建，因为编码位的一半的损失，所以该速率2·R码的性能相对于全速率R码明显恶化。在另一实施方式中，为了改善的性能，位交织器在图8中插入在映射框5183-5184之前或之后。

在另一实施方式中，可采用图8中的系统，以通过使用互补校验不规则非系统IRA码来提供时间和频率分集。在时间t1，图8中的互补码1和25183-5184可分别在下边带和上边带上传输。在充分离开t1以提供时间分集的时间t2，码在边带上的传输翻转，使得图8中码1和25183-5184分别在上边带和下边带上传输。因此，即使一个边带完全损失，仍可随时间接收全部组合的码。在另一实施方式中，可设计四个互补码1、2、3和4，并且码1和2在时间t1分别在下边带和上边带上传输，而码3和4在时间t2分别在下边带和上边带上传输，反之亦然。

根据某些实施方式，在其他实施方式中考虑64-QAM调制作为全数字或混合AMHD无线电系统中的调制方案之一，如图12所示那样。为了简单起见，HDR发射器和接收器5200的其他框被省略以简单地呈现。信息位帧如早先解释通过在框5201中编码的校验不规则非系统IRA进行编码，并然后在伪随机多路分用器框5202中随机挑选一半编码位用于上带传输，且另一半编码位用于下带传输。对于每个边带，可选的位交织器5203-5204附加在64-QAM映射器5205-5206之前。注意，在另一实施方式中，位交织器5203-5204可附加在校验不规则非系统IRA编码器(5201)输出端处，并在用于上/下带传输5209/5210的5202中编码位的伪随机多路分用之前。在将编码位映射至QAM符号后，在信道传输前在框5207和5208中为每个边带执行子载波映射操作。为例示简单起见，省略了本领域中通常使用的IFFT/FFT框和其他发射器/接收器框。

在接收器处对于每个边带执行反向操作，即5211-5212中的子载波去映射、5211-5212中的QAM符号软去映射成编码位LLR，以及5215-5216中的位去交织。多路复用器5217组合编码位流，以恢复在发射器处采用的伪随机多路分用之前的原始位顺序。最后，校验不规则非系统IRA解码器5218执行解码并产生所传输消息的估计，如在先前实施方式中描述的那样。在可替代性实施方式中，可使用其他调制方案，例如16-QAM、PSK、M进制正交调制等。同样，相同或相似布置可用于其他应用诸如双宏分集系统，例如双卫星分集，如在Sirius/XM或相似系统中。在其他可替代性实施方式中，可在多于两个互补流上执行互补码删余和码组合。

在另一实施方式中，可完成组合的映射和校验不规则非系统IRA编码程序，使得调制映射5202-5206的大多数受保护位分配给度数1的校验节点(即，校验旁路)，并还分配给度数2和度数3的重复节点。在此情况下，汉明(8，4)码字也可由重复2位节点替代。

在另一实施方式中，可在调制器5205-5206处执行不同映射星座的混合，即将星座映射1用于一部分输入位，并将不同的星座映射2用于其余的输入位。在接收器5213-5214处对应地执行软去映射。

在另一实施方式中，块位交织器5203-5204按行读取输入位，并且按列输出输入位。在另一实施方式中，用于64-QAM的等于4的列数目产生最好的性能。

在一个实施方式中，如图13所示，根据某些实施方式采用AMHD无线电标准的AMMA3模式64-QAM映射。当接收了两个边带时和仅接收了一个边带时的某些实施方式的R＝5/12的非系统码的性能结果根据某些实施方式在图14中示出。可观察到全速率码在低于4.3dB的Eb/No值处实现非常低的BER/FER，而一个边带的完全损失导致约10dB的恶化；3dB是由于损失能量的一半，并且其余7dB是由于较高效码率所引起的恶化码性能。损失一个边带(编码位的一半)在64-QAM情况下导致比在BPSK/QPSK情况下更多的恶化，但大体上如可通过对应香农容量结果来预测。应注意图14示出了单个初始去映射操作的结果，即，无迭代性的去映射、5个去映射操作(初始的和前四个IRA解码操作之后)，以及55个去映射操作(一个初始去映射和仅四个在去映射器和累加器之间的去映射，之后是在每个完整的校验不规则非系统IRA解码迭代之后的一个去映射)。可见采用至少若干迭代性的去映射迭代是有利的，但在从5个迭代性的去映射迭代进行到55个迭代性的去映射迭代时存在减小的增益。为了最好的性能复杂性折衷，在没有明显性能损失的情况下，采用比校验不规则非系统IRA解码迭代更小数目的去映射迭代是有利的。

根据某些实施方式在图15中示出了用于AMHD无线电的约束长度9的非系统卷积码的对应结果。用于卷积码和删余模式以获得R＝5/12码和速率R＝5/6码的生成多项式在美国专利公布2003/0212946中给出，如早先在用于图11的示例的上下文中解释的那样。

通过在图14和图15中比较FER性能，在FER＝10-3，可见该实施方式的校验不规则非系统IRA码为分别接收的双边带和单边带相对于所考虑的卷积码分别提供约5.5dB和5dB的增益。在优选用于广播应用的较低FER，该性能差距对校验不规则非系统IRA码有利地进一步增大，因为其具有比卷积码陡得多的FER曲线斜率。

在图16中，参考具有与图14和图14中参数相同的参数的非系统卷积码，进行速率R＝5/12校验不规则非系统IRA码的性能比较，除了在此情况下呈现独立瑞利衰落。采用55个去映射操作(仅5个在去映射器和累加器之间的初始去映射迭代，之后是在每个完整的校验不规则非系统IRA解码迭代之后的一个去映射)，因为通过实验观察到更多去映射迭代改善衰落信道中的性能。另外，可能有利的是在没有明显性能损失的情况下在一些迭代中跳过去映射以降低复杂性。可见在衰落的情况下，校验不规则非系统IRA码的性能增益甚至更大，具体地，当接收了双边带时约为12dB，并且当仅接收了一个边带时为大于20dB。可在实际关注的相关多径衰落信道中实现甚至更大的增益。

在另一实施方式中，通过包括地面传导结构(GGS)诸如天桥、桥梁、电力线和相似物的影响作为信道损害的一部分，更现实地将AMHD无线电系统建模。由GCS引起的示例性信道响应在图17中示出，图解由GCS引起的信道响应的突然变化，使得接收的信号也可以同时的迅速相变显著衰减。为得到具体的性能结果，假设GCS可以某一概率随机发生，并在其发生时可持续1.5秒至4.5秒。

为在GCS存在的情况下提高时间分集和鲁棒性，假设图12的框5201中的校验不规则非系统IRA编码器产生包括8×31000个信息位的长包。该包长度需要8×256个连续OFDM符号用于传输，使得为每个上/下带获得图12的框5205和5206中的8×6200个64-QAM符号。通过此类长度的包，改善了编码增益，并且另外即使在GCS长度达6秒的情况下，包仍可以足够高的SNR进行解码。在HD无线电标准中称为“T”符号的导频符号与在AMHDR标准中近似一样地插入，并且子载波映射在图12的框5207和5208中完成，使得对应于无线电帧长度的8×256个OFDM符号形成为用于图12的框5209和5210中的每个上/下带信道传输。假设256个OFDM符号对应于约1.5秒的持续时间。因此，对于1.5秒至4.5秒的GCS持续时间，互补删余校验不规则非系统IRA码的包在用于上带和下带中的每个的至多3×256个OFDM符号受到GCS影响。因此，通过这些假设，在最坏情况下可损失包的编码位的至多3/8。因此，尽管处在与GCS不影响信号的情况相比稍高的SNR，但在随机GCS发生的情况下，有效码率可在5/12和2/3之间变化，这使得即使在GCS发生的情况下，IRA码总是在可实现的低错误率性能方面收敛。

为了比较，非系统卷积码如早先描述的那样假设为具有删余模式以获得R＝5/12码，并且用于上子带和下子带以及主要分集子帧和备份分集子帧的删余如美国专利公布2003/0212946中那样来实施，其全部内容通过引用并入本文中。一个卷积码包包含31000个信息位，使得编码位的一半在主要子帧和备份子帧之间均匀分开。实施用于卷积码的时间分集，使得备份子帧在主要子帧开始后开始2×256个OFDM符号(约3秒)，这适应达3秒的最大GCS持续时间。采用64-QAM调制，并且相同导频符号结构与在上述IRA实施方式中一样地使用。

图18中示出了互补删余校验不规则非系统IRA码与非系统卷积码在AWGN存在和不同的GCS发生概率的情况下的性能比较。对于互补删余校验不规则非系统IRA码，采用5个去映射操作(初始的和前四个IRA解码操作之后)。初始CSI估计用于非系统IRA码和互补删余校验不规则非系统IRA码，从而采用了相同算法。初始和随后的迭代信道估计可根据在题为SystemsandMethodsforAdvancedIterativeDecodingandChannelEstimationofConcatenatedCodingSystems的美国专利申请13/693,023中描述的实施方式来执行，该申请标的全部内容通过引用并入本文。图18a和图18b为IRA码和卷积码分别示出BER和FER性能曲线。图18a和图18b中的结果示出，该实施方式的互补删余校验不规则非系统IRA码示出当GCS不存在时(GCS概率等于0)处于约4.1-4.2dB处，以及在GCS概率几乎等于1的极端情况下处于约10dB处的瀑布式行为，码收敛。这两个情况对于0与1之间的GCS概率值基本上限制了IRA码的性能。对于GCS概率等于0的情况，在约0.001的FER的卷积码示出如与该实施方式的IRA码的对应性能相比约7dB的恶化。在GCS概率取值0.003、0.01和0.1的情况下，卷积码展现与对应的GCS发生概率成比例的错误平层。

在拉普拉斯噪音存在的情况下的相似性能比较结果在图19a和图19b中示出。拉普拉斯噪音用来将AM情境中的冲击噪音建模。在此情况下，图2的框5141中的去映射器被修改以匹配拉普拉斯噪音分布。即，(3)中位x_k(i)的信道LLR考虑接收的符号的条件概率密度函数，其与在(4)中类似地定义为

$p\left(y_k\right|x_k)=\frac{1}{2b}\exp \left(-\frac{\left|y_k-A_k{x}_k\right|}{2b}\right)---\left(21\right)$

其中2b²是零平均值拉普拉斯噪音的方差。

如图19a和图19b所示，互补删余校验不规则非系统IRA码的性能相对于AWGN情况改善，而互补删余卷积码的性能恶化。具体地，对于GCS概率等于0和1的情况，互补删余校验不规则非系统IRA码的瀑布式区域分别在约3.5dB和10dB处。同时，卷积码的FER对于GCS概率等于0的情况恶化约2dB。因此，在约0.001的FER，该实施方式的IRA码对于无GCS发生的情况实现约10dB性能增益，并且在更低FER值预期更大的恶化。相似地，取值0.003、0.01和0.1的GCS概率的卷积码性能也相对于AWGN情况进一步恶化。这是由于拉普拉斯噪音的冲击性，其中该拉普拉斯噪音的冲击性产生偶尔大的但错误的所接收信道LLR值，该信道LLR值对卷积维特比解码的累积路径度量具有有害效果。相反，该实施方式的互补删余校验不规则非系统IRA码在拉普拉斯噪音存在的情况下提供更鲁棒的解码，因为错误LLR的分布不同地显示在校验不规则非系统IRA码的正确解码上。具体地，对于给定的平均噪音功率，在拉普拉斯情况下，与AWGN情况比较，存在较小数目的错误LLR，但一些错误LLR可具有较大量值。更好地配备非系统校验不规则IRA解码器以处理此类错误分布。这部分地由于在将各LLR转到IRA解码器的下个解码级之前，在累加器解码器的输出端额外地裁剪大的LLR值(通过使用量化器)，这限制了通过IRA解码器其余部分的“错误传播”。此外，由大的噪音实现而导致的此类较不频繁的错误更容易由非系统校验不规则IRA解码器的组件解码器校正。例如，如果隔离的错误在用于图1的不规则重复器5101的汉明(8，4)码字位位置之一上发生，则其可以容易校正。相似地，此类错误也可容易由图1的5101中的高度数位重复器解码器校正。

图20a和图20b分别示出与图19a和图19b中相似的性能比较结果，但如HDR标准中那样将用于非系统卷积码的传输时间分集增大到4.5秒。实施时间分集使得在主要子帧开始后备份子帧开始3×256个OFDM符号(约4.5秒)，并且此类分集延迟适应达4.5秒的最大GCS持续时间，其中不受GCS影响的编码位是唯一可解码的。取值0.03、0.1和1的GCS概率的卷积码性能展现与对应的GCS发生概率成比例的错误平层。看来对于超过30dB的EbNo值，卷积码可开始示出下降的BER和FER，但该范围超出实际关注，因为其使得收敛非常小。该实施方式的IRA码如上文那样示出瀑布式行为，并相对于非系统卷积码的和对于相同GCS值实现了显著性能增益。在其他实施方式中，非一致的M-QAM星座用来接近更好的高斯字母表。非系统校验不规则IRA码的性能用非一致的64-QAM进一步改善。

已表明根据某些实施方式的新颖的校验不规则非系统IRA码可在AM和FMHD无线电系统中以及在其中出于先前讨论的原因期望非系统码的其他系统中提供显著的性能增益。

在其他实施方式中可采用多个接收天线。可采用图3中的接收器系统，使得去映射器5141为向量去映射器，如在本领域中已知的那样。术语“向量去映射器”表示在N个天线的情况下，去映射器5141使用相同的被传输调制符号的、如由N个天线接收的N个失真的有噪音的副本来执行位LLR计算。相似地，在图12中的系统中，可采用去映射器5213-5214，以处理由多个天线接收的有噪音的符号副本。可采用向量去映射器，以执行等增益或最大似然组合。在特殊情况下，可采用上述去映射器，以选择最好的天线信号并且然后对单个符号进行操作，正如在单天线系统中那样。可替代地，在去映射器之前某处的天线选择电路可向去映射器提供各符号。

在一个实施方式中，图8中的系统可适用于频率或时间和空间分集。在时间t1，5183中的互补码1可在天线1(未示出)上在给定载频和频带上传输，而5184中的互补码2可在天线2(未示出)上在相同载频和频带上传输。如果添加时间分集，则在与t1分离以提供充足时间分集的时间t2，5183-5184中的互补码1和2将分别在天线2和1上传输。在其他实施方式中，可采用多于两个码和天线。

在其他实施方式中，从某些实施方式的校验不规则非系统IRA码获得的互补删余码可有利地用于在MISO和MIMO系统中传输分集。通过N≥2的传输天线，足够低速率的非系统码互补删余成N个互补码1，…，N，使得互补码1从天线1传输，互补码2从天线2传输，等等。携带这些互补码的信号占用相同频带或部分重叠的频带。为促进来自不同天线的信号在接收器处的有效分离，每个天线传输独特的已知信号，其中该信号使得接收器能够估计不同的传输和接收天线之间的信道响应矩阵。估计的信道响应矩阵然后可用于通过使用迫零或MMSE线性检测器或最大似然检测器或本领域中已知的其他检测器来分离源自不同天线的信号。在与不同传输天线和互补码对应的符号流分离之后，其进行组合以产生如删余之前的完整的校验不规则非系统IRA码，其中互补码位中的一些可经历不同的衰落。使用校验不规则非系统IRA码和互补删余可提供比通常使用的MIMO传输分集方案(例如空间-时间块编码)更优的性能。

在其他实施方式中，互补删余校验不规则非系统IRA码用于HARQ系统。在不失一般性的情况下，考虑具有达4传输的HARQ系统。使得R<1/4，比如R＝1/5的低速率IRA码被删余成码率R＝4/5的四个互补码。在第一传输中传输互补码1。如果第一传输不成功，则第2传输携带码2的位，其在接收器中与第一传输组合时产生速率R＝4/10，因此除另外的能量和分集增益之外，存在另外的最大可能编码增益。如果即使在第2传输后包仍未解码，则第3传输包括互补码3，其在接收器中与前两个传输组合后产生速率R＝4/15以及如早先提到的对应增益加上能量和分集增益。同样，如果包仍未正确解码，则第4传输包括互补码4，因此提供与完整的校验不规则非系统IRA码速率R＝4/20＝1/5对应的最大编码增益。该方法在本领域中被称为增量冗余HARQ，但在现有技术系统中由于所采用的码的系统性质，增量冗余HARQ包括先前传输的至少一些编码位的重复，因此提供较小的码组合增益。

尽管已示出并描述了如应用于本发明具体实施方式的本发明的各新颖特征，但应理解，在不背离本发明的精神的情况下，本领域技术人员可对所描述和例示的系统和方法的形式和细节上做出各种省略和替换和改变。本领域技术人员应认识到基于以上公开和源自以上公开的本发明教导的理解，作为本发明的一部分的具体硬件和装置，以及所提供并并入本文的一般功能性在本发明的不同实施方式中可能变化。因此，图1-图20所示的具体系统部件和结果用于例示的目的，以便于完全且完整地理解和认识到如在本发明的系统和方法实施方式中实现的本发明的具体实施方式的各方面和功能。本领域技术人员应认识到本发明可实践在除所描述实施方式之外的其他实施方式中，呈现所描述实施方式用于例示的目的且非限制的目的，并且本发明仅由附随权利要求书限制。

Claims (30)

1.一种用于将校验不规则非系统不规则重复累加码编码的系统，包括：

a.多个信息位重复器，产生第一级编码位组；

b.交织器，交织所述第一级编码位组；

c.两组或更多组不同度数的校验节点组合器，每个度数大于或等于2，其中度数M的校验节点组合器从交织的所述第一级编码位组产生第二级编码位组，其中至少一个所述校验节点组合器包括一个或多个模2加法器；

d.校验节点旁路，将所述第一级编码位组转到另一编码级作为第二级编码位；以及

e.累加器解码器，将来自所述校验节点组合器和所述校验节点旁路的所述第二级编码位编码。

2.根据权利要求1所述的系统，其中所述多个信息位重复器的至少两个或更多度数大于20。

3.根据权利要求1所述的系统，其中一些所述校验节点组合器具有度数3，并且一些所述校验节点组合器具有度数4。

4.根据权利要求1所述的系统，其中一些信息位由速率1/2线性块码而不是由度数2的重复器编码。

5.根据权利要求1所述的系统，其中一些信息位由速率1/3线性块码而不是由度数3的重复器编码。

6.根据权利要求1所述的系统，包括外部编码器，所述外部编码器在非系统不规则重复累积编码器中的第一级编码之前将至少一些信息位编码。

7.根据权利要求1所述的系统，其中用具有大于或等于二的存储器顺序的、R＝1的卷积码替代所述累加器。

8.根据权利要求1所述的系统，其中较不有效的源位被引导至较不容错的位置，而更有效的源位被引导至其他较高度数位重复器。

9.一种用于将校验不规则非系统不规则重复累加码解码的系统，包括：

a.去映射器，用于将接收的有噪音符号序列软解调，以从接收的失真信道符号产生第一组编码位的对数似然比，并将所述对数似然比输出到累加器解码器；

b.第一校验节点处理器，所述第一校验节点处理器：

i.从所述累加器解码器接收与第二组编码位对应的进入消息，

ii.从第二校验节点处理器接收与接收的第三组编码位对应的先验信息，以及

iii.产生与所述第三组编码位对应的外发消息；

c.其中所述第二校验节点处理器从交织器接收与所述第三组编码位对应的交织的外部信息，以及：

i.将与所述第三组编码位对应的所述交织的外部信息作为先验信息转到所述第一校验节点处理器，以及

ii.产生作为用于所述第二组编码位的先验信息的、用于转到所述累加器解码器的所述第二组编码位的外部信息；

d.其中所述累加器解码器产生与从以下获得的所述第二组编码位对应的外发消息：

i.由所述去映射器产生的所述第一组编码位的对数似然比，以及

ii.从所述第二组校验节点处理器获得的与所述第二组编码位对应的先验信息；

e.位解码器，处理从去交织器获得的与所述第三组编码位对应的去交织的消息，以产生用于所述第三组编码位的外部信息和信息位软输出，所述位解码器包括重复位解码器；

f.其中所述交织器将由所述位解码器产生的用于所述第三组编码位的外部信息交织，并且所述交织器的输出提供给所述第二校验节点处理器；以及

g.其中所述去交织器将从所述第一校验节点处理器获得的与所述第三组编码位对应的所述外发消息去交织，并将所述去交织的消息转到所述位解码器。

10.根据权利要求9所述的系统，其中除了所述信道对数似然比之外，所述去映射器接收由所述累加器解码器在先前迭代中产生的与所述第一组编码位对应的先验信息，以产生所述第一组编码位的所述对数似然比。

11.根据权利要求9所述的系统，其中所述位解码器包括至少一个线性块码解码器，所述至少一个线性块码解码器中至少之一包括速率1/2线性块码解码器和速率1/3线性块码解码器中至少之一。

12.根据权利要求11所述的系统，其中速率1/2的所述至少一个速率线性块码解码器包括汉明(8，4)解码器。

13.根据权利要求12所述的系统，其中所述汉明(8，4)解码器是MAP解码器。

14.根据权利要求9所述的系统，还包括(伪随机)多路分用器，以将来自所述累加器解码器输出的第三级编码位分成两组或更多组互补编码位，其中每组互补位在子信道上传输，其中所述子信道能够在接收器中独立解码，并且两组或更多组互补位可在所述接收器中组合以共同地解码。

15.根据权利要求14所述的系统，还包括位于所述累加器解码器与一个或多个符号映射器之间的一个或多个位交织器。

16.根据权利要求15所述的系统，其中所述一个或多个位交织器是具有不同数目的行和列的矩形交织器。

17.根据权利要求15所述的系统，其中一个或多个符号映射器是不同的，使得符号的子组通过一个映射生成，而符号的剩余子组中的一个或多个用不同的符号映射来产生。

18.根据权利要求15所述的系统，其中，在所述一个或多个符号映射器的M-ary符号星座中的一些位位置更可靠，以及取决于来自校验节点旁路的所述编码位的所述第三级编码位被优先置于所述M-ary符号星座的所述更可靠的位位置上。

19.根据权利要求18所述的系统，其中经过所述校验节点旁路的位还优先源自于具有最小度数的位节点。

20.一种用于使用校验不规则非系统不规则重复累加码将HD无线电系统中的信息位编码的系统，其中，所述HD无线电系统选自全数字AMHD无线电或混合AMHD无线电、全数字FMHD无线电或混合FMHD无线电，以及所述信息位表示来自一个或多个逻辑信道和音频与数据中至少之一的位，所述系统包括根据权利要求1所述的多个信息位重复器、交织器、校验节点组合器、校验节点旁路和累加器。

21.根据权利要求20所述的系统，其中所述位重复器的至少两个或更多度数大于20。

22.根据权利要求20所述的系统，其中一些所述校验节点组合器具有度数3，并且一些所述校验节点组合器具有度数4。

23.根据权利要求20所述的系统，其中一些所述信息位由速率1/2线性块码而不是由度数2的重复器编码。

24.根据权利要求20所述的系统，其中一些所述信息位由速率1/3线性块码而不是由度数3的重复器编码。

25.根据权利要求20所述的系统，包括另一外部编码器，所述另一外部编码器在所述非系统IRA编码器中的第一级编码之前将至少一些信息位编码。

26.根据权利要求20所述的系统，其中用具有较大存储器顺序的R＝1的卷积码替代所述累加器。

27.根据权利要求20所述的系统，其中较不有效的源位被引导至较不容错的位置，例如引导至度数2重复器和度数3重复器，而更有效的源位被引导至其他较高度数位重复器。

28.一种用于使用校验不规则非系统不规则重复累加码将HD无线电系统中的信息位解码的系统，其中，所述HD无线电系统选自全数字AMHD无线电或混合AMHD无线电、全数字FMHD无线电或混合FMHD无线电，以及所述信息位表示来自一个或多个逻辑信道和音频与数据中至少之一的位，所述系统包括根据权利要求9所述的去映射器、第一校验节点处理器和第二校验节点处理器、累加器解码器、位解码器、交织器和去交织器。

29.根据权利要求28所述的系统，其中除了所述信道对数似然比之外，所述去映射器接收由所述累加器解码器在先前迭代中产生的与所述第一组编码位对应的先验信息，以产生所述第一组编码位的所述对数似然比。

30.根据权利要求28所述的系统，其中所述位解码器包括至少一个线性块码解码器，所述至少一个线性块码解码器中至少之一包括速率1/2线性块码解码器和速率1/3线性块码解码器中至少之一，其中速率1/2的所述至少一个速率线性块码解码器包括MAP汉明(8，4)解码器。