CN1095529A - 提供减小的失真的可变阻抗电路 - Google Patents

Abstract

一种电子电路(300)包括连接在一起的第一 (302)和第二(304)可变阻抗器件，第一(302)和第二 (304)可变阻抗器件被设计成在电子电路的工作点 附近各有一个相对于另一个基本上反相的传递函数， 这就为一个电子电路具有很低的失真性能提供条 件。像可调滤波器、压控振荡器(VCO)、接收机等电 路将得益于使用一个具有如此低失真性能的电子电 路(300)。

Description

本发明一般涉及电子电路，更准确地说涉及一种利用可变阻抗元件如电压可变电容器来实现减小的失真性能的电子电路。

可变阻抗元件，如应用于射频电路的电压可变电容器（VVC），可变电感器等，可表现出较差的互调失真（IMD）性能。例如，一个电压可变电容器的调谐比越大，电路呈现的互调失真性能也越差。在可调滤波器、压控振荡器（VCO）等电路中，低互调失真性能是十分有利的，因为起因于这些电路的失真越低，使用这些电路（如收音机、电视机等）的元件的总失真也越小。因此，需要一种可变阻抗电路，其能提供改善的失真性能。

简单地说，根据本发明，提供有一个电子电路，它包括第一和第二可变阻抗器件。该第一和第二可变阻抗器件相互耦合，并且所述的第一和第二可变阻抗器件各有一个传递函数，其在电子电路的至少一个工作点附件基本上与另一个反相。

在本发明的另一个实施例中，一个电子电路包括第一和第二电压可变电容器（VVC）。

在本发明的又一个实施例中，一个通讯装置包括一个含有第一和第二可变阻抗器件的电子电路，并且所述的第一和第二可变阻抗器件各有一个传递函数，其在至少一个工作点附件与另一个基本上反相。

图1是一个电压可变电容器与电压源串联的原理图。

图2是一个曲线图，它表示电容量与电压可变电容器的直流偏置电压的关系。

图3是根据本发明的一个可变阻抗电路原理图。

图4是示于图3电路的交流等效原理图。

图5是图4的反并联结构的谐波平衡模拟曲线图。

图6是一个根据本发明的带通滤波器原理图。

图7是一个根据本发明的通讯装置方块图。

尽管本说明书最后用权利要求书限定了具有新颖性的发明特点，相信，通过考虑下述的说明，结合附图，会对本发明更加了解，附图中，相同的参考号继续延用。

电压可变电容器是一种可变阻抗元件，它的电容量与电压的比变化很大。在一个电压可变电容器中，从低到高的偏置电压调节量会产生50至1数量级的电容量变化。由于电压可变电容器的物理结构，如授予Cornett等人的题为“电压可变电容器”的美国专利第5，173，835号（其在此引为对比文件）中公开的VVC，这种电性能是在没有明显的电耗负担下获得的。

图1示出一种有助于讨论电压可变电容器失真情况的测量电路，图1电路表示一个“无损耗”的电压可变电容器与电压源V_S以及源电阻R_S串联。电压可变电容器的损耗也可以加上，但为了简化起见，在此分析中不予考虑。图1所示电路能以两种方式分析，即电压分析或电流分析。为简便起见，本说明书将根据VVC两端的电压集中讨论失真问题。为了得出示于图1的作为电源电压函数的电容器（C）两端的电压，首先要采用一种近似。通常称为弱非线性近似的这种近似假定C-V（电容量与电压）曲线随偏压改变而缓慢变化。说明弱非线性近似的另一种方法是假设互调分量远小于基频信号。在这种近似下，电容器两端电压能用如下的简单的线性分压器关系来表示：

$V_C\mathrm{=V}{}_S\frac{\frac{1}{\mathrm{j\omega \; C}}}{R_S+\frac{1}{\mathrm{j\omega \; C}}}$

重要的是“C”仍然取决于电源电压V_S。例如，如果采用一个尺寸为76微米×76微米的电压可变电容器，那么，测量到的电容量与偏压的关系示于图2。

参照图2，电容量与偏压（C-V）的关系曲线204在工作点C。（如12微微法）附近的一种线性近似以202线表示。为简化分析，仅考虑电容器两端的交流电压。对于电容器两端电压近似得出：

V^总 _C＝V_C+V^DC _C

式中：V_C＝交流信号电压

V^DC _C＝直流偏压

于是，线性的C-V近似仅以交流电压来表示。只用交流电压的理想效果产生如图2所示的坐标变换。在电路工作点C_O的线性近似就变成：

C＝mV_C+C_O

对于一个两端元件，用功率表示交叉点（intercept    point）不是很有用的。这是由于功率与测式中的器件阻抗的依赖关系。表示交叉点的更有用的方法是伏特（IP3V）。IP3V定义为电容器两端的基频电压值等于IM电压时的电压：

IP3V＝｜V_C ^fund｜＝｜V_C ^im｜

式中：V_C ^fund＝基频电压，以及

V_C ^im＝互调频率电压

IP3V的计算，是通过首先选用由下述表示的功率项：

$\mathrm{P=10log\; ｛}\frac{{\mathrm{｜V}}_{\mathrm{r\; m\; s}}{｜}^2}{\mathrm{｜Z\; ｜}}\mathrm{｝,}$

式中P等于功率，以及“Z”是在试验中的器件的阻抗。假设：

｜Z（ω_f）｜≈｜Z（ω_f+△）｜，

则IP3V等于：

$\mathrm{IP3V=}\sqrt{\frac{{\mathrm{｜V}}^{\mathrm{f\; u\; n\; d}}{}_c{｜}^3}{{\mathrm{｜V}}^{\mathrm{i\; m}}{}_c｜}}$

如果已知形成三阶IM分量的基频和偏置信号，上式可进一步简化为：

$\mathrm{IP}3V=\frac{\sqrt{2({\mathrm{\ω}}^2{C}_0^2{R}_S^2+1)}}{\mathrm{\ω}{R}_S\left|m\right|\sqrt{3}}\∝\frac{1}{\left|m\right|}$

以上的线性近似技术已表明，三阶交叉点电压（IP3V）是与C-V曲线的斜率（m）成反比的。这就导致这样的结果，示于图1的电压可变电容器在其调谐范围内可能会有最差的互调性能。正因为IP3V与C-V曲线的低利率成反比，有相等而斜率相反的两个相同的电压可变电容器会得到改善的互调性能。传统的做法是，两个可变电抗器置成串联或“背靠背”结构，将它们的正极（或负极）连接起来。虽然这种串联结构能改善可变电抗器对的互调失真（IMD），但这结构不是最佳的。将两个电压可变电容器并联，将其中一个的正极连接到另一个的负极（反并联结构），这种做法将在理论上消除全部的互调失真，尽管于实际电路的限制仍将看出一些失真。

参照图3的原理图，在可变阻抗部件300中，直流偏置为C₁（V₁）＝C₂（V₂）。电阻R_b1、R_b2和R_b3，以及电容器C_f1和C_f2是直流偏置网络的一部分。VVC₁302和VVC₂304是这样选取的，使它们的C-V曲线相同。图3所示电路的交流等效电路在图4表示。如图4所示，容易确定，该电路的总电容量可用下面式子求出：

C_总＝C₁+C₂（1）

不过，如果C₁和C₂是相同的，并有相反的直流极性：

则C₁＝-mV_c+C_O（2）

C₂＝mV_c+C_O

所以，总电容量等于：

C_总（-mV_c+C_O）+（mV_C+C_O）＝2C_O

对于源幅度来说，总电容量是常数，即：

上式得出零斜率，将该斜率用于IP3V等式得

$\mathrm{IP}3V=\frac{{\sqrt{2|2\mathrm{\ωj}{C}_0{R}_S+1}}^{1/2}}{0}=\∝---\left(3\right)$

上面的式子表明：反并联结构的IP3V为无穷大，即不产生互调分量。并联结构的具体好处是，C_总与源电压无关，这和以前的可变电抗器设计的“背靠背”结构不一样。这种无关性可使改善的互调性能超过单个电压可变电容器或两个串联电压可变电容器结构。

图4电路的并联结构的谐波平衡模拟曲线示于图5。可使用从Hewlett    Packard公司购买的微波设计系统来完成这种具体的谐波模拟。图5还示出单个电压可变电容器的测量IP3V曲线504和计算IP3V曲线506。应特别注意的是，反并联结构曲线502比另外两条曲线有不同的标度（×0.01），在曲线502的最小值处模拟的IP3V等于170V。

示于图3的电路最好用封装的电压可变电容器构成，并测量该反并联电压可变电容器的失真。图3电路的失真正如测量的那样，它是如此之小，甚至在最大失真偏置点（～0.75V），该互调分量低于测量所采用的频谱分析仪的本底噪声（-140dBm）。假设互调分量正好低于频谱分析仪的本底噪声，于是相应的IP3V会有125V的最小值。这就表明在失真性能改善方面，对示于图1的单个电压可变电容器至少提高两个数量级。

以上所作的失真分析是在线性的C-V曲线情况下进行的。然而这种零失真状况不限于线性的C-V曲线。由公式（2），我们可以得出零失真的唯一必要条件是电压可变电容器的C-V曲线能减为一个常数电容器值。换句话说，如果作为交流电压函数的电容量定为：

C（v）＝f（v）+C_o（4）

于是零失真的必要和充分条件是：

f（-v）＝-f（v）    （5）

按照定义，f（v）必须是v的奇函数。在上述给出的约束条件下，式（3）变成为：

C_总＝（f（v）+C_O）+（f（-v）+C_O）

C_总＝（f（v）+C_O）+（-f（v）+C_O） （6）

C_总＝2C_O

如果方程式（5）的C-V曲线的约束不能在电源的整个电压摆范围内保持，那么实际的失真将不为零。

图6示出一个根据本发明的带通滤波器600。带通滤波器600采用了由电压可变电容器C₂和C₃组成的第一组电压可变电容器和由电压可变电容器C₇和C₁₀组成的第二组电压可变电容器。电压可变电容器以其反向端并联连接，并且如上所述，每一组都使用了彼此之间有相反传递函数的电压可变电容器。所述的电压可变电容器C₂、C₃、C₇和C₁₀的使用为滤波器呈现出很低的失真性能提供了条件。

图7示出一个根据本发明的通讯装置如接收机700的方块图。接收机700包括一个用于滤出天线702接收的射频信号的滤波器部件704。滤波过的信号发送到用于接收信号解调的解调器706。一个控制器如微处理器710和相配的存贮器708控制接收机700的整个工作。声频电路712包括一个声频放大级，由它将解调后的信号放大并滤波，用于扬声器714播出。可变阻抗元件如本文讨论的电压可变电容器最好在滤波器部件704中得到应用，而且也可以在解调器706和声频电路712中得到应用。

在最佳实施例中已经看出，通过组成一个具有两个并联连接的电压可变电容器的电路，而这两个电压可变电容器具有相反的C-V传递函数（在工作点附近反相的传递函数），则该电路的失真能被减小。这两个可变电压电容器在其工作点上必须有能减为一个常数值（例如，“C”必须是电压“V”的奇函数）的C-V曲线，如线性的C-V曲线。虽然线性的C-V曲线符合要求，但任何形式的曲线（例如，非线性曲线）也将符合所需的要求，只要在工作点附件两条曲线彼此之间有相反的传递函数。

尽管说明和叙述了本发明的最佳实施例，但是，很清楚，本发明并不受此限制。例如使用电感器等也同样能改善失真。对于那些本领域的技术人员来说，在不脱离所附的权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，能够进行多种修改、变动、改善、替代和等效。

Claims (14)

1、一种提供减少的失真性能并至少有一个工作点的电子电路，该电子电路包括：

一个第一可变阻抗器件；

一个连接到第一可变阻抗器件的第二可变阻抗器件；以及

所述的第一和第二可变阻抗器件各有一个传递函数，其中一个传递函数在至少一个工作点附近基本上与另一个反相。

2、根据权利要求1的电子电路，其中第一和第二可变阻抗器件是电感器。

3、根据权利要求1的电子电路，其中第一和第二可变阻抗器件是第一和第二电压可变电容器，而且第一和第二电压可变电容器以反并联结构耦合。

4、一种提供减小的失真性能的电子电路，该电子电路有至少一个工作点，电子电路包括：

一个有一个正极和一个负极的第一电压可变电容器;

一个有一个正极和一个负极的第二电压可变电容器;以及

第一电压可变电容器的正极连到第二电压可变电容器的负极，并且所述的第一和第二电压可变电容器各有一个传递函数，在至少一个工作点附近一个传递函数基本上与另一个反相。

5、根据权利要求4的电子电路，进一步包括一个连接于第一电压可变电容器的正极和第二电压可变电容器的负极之间的电容器。

6、根据要求5的电子电路，其中第一电压可变电容器的负极连接到地电位。

7、一种滤波器，包括：

一个输入端;以及

一个有至少一个工作点的可变阻抗部件，其包括：

一个有一个正极和一个负极的第一可变阻抗器件，第一可变阻抗器件的正极与输入端相连;

一个有一个正极和一个负极的第二可变阻抗器件;以及

第一可变阻抗器件的正极连到第二可变阻抗器件的负极，并且所述的第一和第二可变阻抗器件各有一个传递函数，在至少一个工作点附近，其中一个传递函数基本上与另一个反相。

8、根据权利要求7的滤波器，其中第一和第二阻抗器件是各有一个正极和负极的电压可变电容器，而且第一电压可变电容器的正极连到第二电压可变电容器的负极以及第一电压可变电容器的负极连到第二电压可变电容器的正极。

9、根据权利要求8的滤波器，进一步包括一个连接于第一电压可变电容器的正极和第二电压可变电容器的负极之间的电容器。

10、根据权利要求9的滤波器，其中第一可变电压电容器的负极耦合到地电位。

11、一种通信装置，包括：

一个用于接收信号的输入端;以及

一个有至少一个工作点的可变阻抗部件，其包括：

一个第一可变阻抗器件;

一个连接到第一可变阻抗器件的第二可变阻抗器件;以及

所述的第一和第二可变阻抗器件各有一个传递函数，在至少一个工作点附件其中一个传递函数基本上与另一个反相。

12、根据权利要求11的通信装置，其中第一和第二可变阻抗器件是各有一个正极和负极的电压可变电容器，并且第一电压可变电容器的正极耦合到第二电压可变电容器的负极。

13、根据权利要求12的通信装置，进一步包括一个耦合于第一电压可变电容器的正极和第二电压可变电容器的负极之间的电容器。

14、根据权利要求13的通信装置，其中第一电压可变电容器的负极耦合到地电位。

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