图1A和1B分别显示了CMOS倒相器链路100和102,其每一个都驱动相等的有效电容负载104。倒相器链路100是典型的现有技术缓冲电路,它带有六个串联的CMOS倒相器106、108、110、112、114和116,其晶体管的大小得到适当调节,以尽量减小输入信号200的上升和下降缘的传播延迟。图1A和1B中在括号中所示的各个晶体管的宽度,对于PMOS晶体管106P是3μ,而对于NMOS晶体管106N是2μ宽。在此例中,各个倒相器的大小以因子3增大,从倒相器106的PMOS/NMOS沟道宽度比值3/2开始,直到最后一个倒相器116的729/486。将各个晶体管的输出能力定义为负载的晶体管大小(沟道宽度)之和(即所要驱动的晶体管门电路的总宽度)除以驱动器晶体管的大小,给出PMOS晶体管106P、108P、110P等的输出能力Fp为5(5=(9+6)/3=(27+18)/9=(81+54)/27),且NMOS晶体管106N、108N、110N等的输出能力Fn为7.5(7.5=(9+6)/2=(27+18)/6=(81+54)/18)在相等的输出能力条件下,每一对级(一个处于上升缘而另一个处于下降缘)呈现出与隔一个对的传播延迟相同的传播延迟。
参见图1B,倒相器链路102包括四个串联的CMOS倒相器118、120、122和124,它们都具有不对称的晶体管大小。在此例中,假定信息由输入信号的上升缘携带。因此,晶体管大小是不对称的,以加快输入信号的上升缘通过倒相器链路的传播。第一倒相器118的NMOS晶体管的大小例如为PMOS晶体管的四倍,从而使节点118OUT上的下降转变比上升转变要快得多。为了实现倒相器链路102的快速(信息携带)通路的高速度,NMOS晶体管118N的输出能力Fn被选择为7.5,同样的值也被用在图1A的晶体管106N中。负载晶体管120P和120N的沟道宽度之和是这样设计的,即它比驱动器晶体管118N的4μ沟道宽度大7.5倍,因而晶体管120P和120N的总沟道宽度为30μ。为了加快倒相器120的输出端的信号的上升时间,PMOS晶体管120P被作得比NMOS晶体管120N大很多。在所示的例子中,倒相器120的PMOS/NMOS晶体管大小被设定在25/5。这加快了倒相器120的输出端处的信号的上升时间,但下降时间更慢,同时保持了30μ的晶体管沟道大小。相同的分析也适用于两个最后倒相器122和124的晶体管沟道宽度选择。在图1B所示的例子中,倒相器122和124的PMOS/NMOS沟道宽度分别为15/110和750/75。倒相器120的Fp为125/25=5,且倒相器122的Fn为825/110=7.5。
为了比较各个倒相器链路的性能,假定倒相器链路100中各个相继的倒相器对具有例如1nsec的传播延迟。在两个倒相器链路100和102的快速通路(即输入的上升缘)的输出能力相同的情况下,倒相器链路102中的每一对级的延迟实际上小于倒相器链路100的延迟。当输入信号200从低变到高时,分别至倒相器106和118的PMOS晶体管106P和118P的栅极—源极电压减小,同时NMOS晶体管106N和118N的栅极—源极电压增大。该NMOS晶体管因而开始导通,且该PMOS晶体管开始关断,从而将倒相器的输出向下拉向地。然而,在开始时,在将输出拉向地时,该NMOS晶体管必须克服还没有完全关断的PMOS晶体管。在此期间,较强的NMOS晶体管118N克服弱得多的PMOS晶体管118P,相比之下,NMOS晶体管106N克服比较强的PMOS晶体管106P。如果这两个NMOS晶体管的电容输出能力Fn都等于7.5,则在倒相器118的输出端的信号118OUT将比倒相器106的输出端处的信号106OUT更快地下降到地。即,对于上升的输入,不对称的倒相器118的延迟比一般的倒相器106的小。类似地,当两个链路中的任何一个的第一倒相器106和118的输出变低时,它们都分别使下一级中的PMOS晶体管108P和120P导通并使NMOS晶体管108N和120N关断。同样地,小的NMOS晶体管120N对大的PMOS晶体管120P的抵抗很小,同时NMOS晶体管108N在开始时提供了对PMOS晶体管108P的较大抵抗。在PMOS晶体管的电容输出能力Fn都为Fp=5的情况下,倒相器120的输出端处的信号120OUT因而将比在倒相器108的输出端处的信号108OUT更快地上升至VDD。因此,每一对不对称倒相器链路102的上升输入的平均延迟,比倒相器链路100的小,可能是0.9nsec。因而倒相器链路100的总延迟等于3nsec(六级,每级0.5nsec),而不对称倒相器链路102的上升输入的总延迟为1.8nsec(四级,每级O.45nsec)。注意倒相器链路102中最后一个倒相器124的PMOS晶体管124P比倒相器链路100中的最后一个倒相器116中的PMOS晶体管116P更强。因此,少两级的倒相器链路102能够驱动甚至更大的负载,且比倒相器链路100更快。不对称逻辑电路的上升输入的延迟,只是具有相同的总输出能力的正常逻辑电路的约60%。
然而,在输入信号的上升缘处通过电路120的速度的显著增大,是以输入信号的下降缘处的延迟的显著增大为代价的。现有技术的信号通路100对于上升或下降输入都具有相同的延迟。但根据本发明的信号通路102对下降缘在其输入端的传播是非常慢的。当输入变低时,PMOS晶体管118P在使节点118OUT变高上是非常慢的,其原因有两个。第一,PMOS晶体管118P具有非常高的输出能力(25+5)/1=30。这样大的输出能力本身就使PMOS晶体管118P非常慢。第二,NMOS晶体管118N继续成功地克服PMOS晶体管118P,直到输入端200的电压低得足以使NMOS晶体管118N关断。因此,节点118OUT,在输入端上的比电路100中的节点106OUT慢得多的一个负转变之后,转变到高。类似地,级120的NMOS晶体管120N在将节点120OUT拉低上也是非常慢的。因此,如图2所示,电路102的不对称逻辑电路在输入的前缘(上升缘)比现有技术电路100快,但在输入信号的后缘(下降缘)则比现有技术电路100慢。然而,后缘处增大的延迟,对本发明的电路的操作没有不利的影响。这是由于该脉冲在下一个携带信息的脉冲前缘之前就已经结束了。
由于第二缘较慢,当脉冲通过不对称的倒相器链路的各个级传播时,脉冲的宽度增大了很多。如图2所示,节点124OUT上的正脉冲比在节点122OUT上的负脉冲宽,而后者又比在节点120OUT上的正脉冲宽,等等。脉冲的宽度可以显著增大,而不会有不利的影响,但电路可以得到适当的设计,以保证即使在逻辑的最后一级,脉冲也能够在下一个信息携带缘出现之前结束。为了保证这种及时的结束,本发明的不对称逻辑电路技术能够被应用到这样的电路,即在这些电路中信号的信息携带缘不是随机出现的,而是受到限制,而只在新的携带信息的脉冲边缘之间以最小的时间间隔出现。这保证了一个数据携带脉冲在新的数据携带脉冲到达之前结束。
为了使电路适当地运行,设计者必然限制通过信号通路传播的信号的脉冲宽度。这可以通过采用例如简单的单触发电路,而在信号的信息携带缘处产生非常窄的脉冲来实现。窄脉冲被输入不对称逻辑电路,而不是原来的输入信号。当窄脉冲通过不对称逻辑电路通路传播时,其脉冲宽度增大。当信号的脉冲宽度增大到一个临界大小(小于最小循环时间)时,可再次使该信号通过一个单触发电路,以产生一个第二窄脉冲,后者继续通过不对称逻辑电路的其他级而传播。窄脉冲的这种再生,能够以所希望的次数进行。
图3提供了根据本发明的不对称逻辑电路的一个简单的例子。一个输入信号300被加到单触发电路302的输入端。单触发电路302的输出端304是处于输入信号的上升缘的一个窄负脉冲。信号通过不对称逻辑电路306的几个级而传播。在此例中,PMOS/NMOS大小比是不对称的,以减小在节点304上信号的下降缘通过电路的延迟。当该窄脉冲通过不对称逻辑电路306的各级时,其宽度增大。当该脉冲宽度达到输入信号的最小循环时间(即新的携带信息的脉冲开始之间的时间)时,一个第二单触发电路308在其输入端接收该信号,以在其输出端310产生一个第二窄脉冲。这一过程继续进行,直到信号到达输出端。应该理解的是,在典型的应用中,很多不对称倒相器306可以是“与非”、“或非”或其他逻辑门电路。
本发明的不对称逻辑电路技术,要求数据由互补或彼此互斥的数据线上的脉冲来表示,而不是用电压电平来表示。即,数据不是通过单个的信号线来传送并利用电压电平来区分逻辑“0”和逻辑“1”。相反地,需要至少两条彼此互斥的导线,以使在真线上的脉冲表示逻辑“1”,同时在反线上的互斥脉冲表示逻辑“O”。例如,在随机存取存储器电路的预解码器或最后解码器输出的情况下,一个脉冲出现在N个输出端中选定的一个上,以排斥其他的输出。各个脉冲能够通过分别的不对称逻辑电路通路传播。分别的数据通路由图8中的电路例子显示。一个输入信号及其倒相信号,分别被加到两个脉冲发生器800和802的输入端上。脉冲发生器800和802的输出,分别通过不对称逻辑电路804和806的几级,这图3的块306中的五个倒相器类似。真通路804的输出,通过一个倒相器,驱动PMOS拉起晶体管808的栅极;而倒相通路806的输出,直接驱动NMOS拉下晶体管810的栅极。PMOS晶体管808和NMOS晶体管810的漏极,被连接到一起,以形成一个单个的输出线。输入的一个上升缘,在单触发电路800的输出端产生一个负脉冲,而负脉冲的前缘迅速通过不对称逻辑电路804,并以更宽的负脉冲的形式到达PMOS晶体管808的栅极,而NMOS晶体管810的栅极保持在逻辑低。这使得PMOS晶体管808,以很小的总延迟,将输出节点OUT拉起到VDD。输入的下降缘,在单触发电路802的输出端产生一个负脉冲,而该负脉冲的前缘迅速通过不对称逻辑电路806,并以宽得多的正脉冲中的形式到达NMOS晶体管810的栅极,同时PMOS晶体管808的栅极保持在逻辑高。这使输出节点OUT被拉低到地,在某些应用中,在输出线上会需要一个小的锁存器,以无限地保持由最近接收的脉冲所表示的数据。因此,本发明的不对称逻辑电路技术的速度优点,在一个单个但带有两个分离的信号通路的输出线上,能够在输入信号的两个方向实现。
这个例子还显示出了对两个信息携带缘出现之间的最小时间间隔的要求。即,在IN处的负转变不能跟随在一个正转变之后太近,且反过来也是一样。在单触发电路800的输出端产生的一个非常窄的脉冲,在PMOS晶体管808的栅极变成了宽得多的脉冲。如果随后在IN处的负转变出现过早而使NMOS晶体管81O在PMOS晶体管808关断之前导通,则输出将下降得很慢(如果它还下降的话),且电路将消耗很大的功率。因此,对于本发明的不对称逻辑电路技术来说,重要的是信号的信息携带缘不是以随机的时刻出现的。在携带信息的脉冲之间,必须有足够的时间,以使前一个信息携带缘在新的、可能是相反的信息携带缘到达之前结束。
本发明的不对称逻辑电路技术的一个应用电路的很好的例子,是动态或静态同步随机存取存储器电路。同步存储电路的设计,是基于一个主时钟信号的。一个动态随机存取存储器(DRAM)周期,诸如写入或读取,是在该时钟输入信号的上升缘(任意选择)开始的。提供给同步DRAM的列地址,是在周期时钟信号的上升缘被取样的,且不能在时钟信号之间改变。同步DRAM不支持读出/修正/写入周期,该周期将要求保持为读出操作之后的可能的写入周期保持选定的列解码信号。单个的已知操作(例如读出或写入),允许采用脉冲而不是最后列解码输出的电平。这与内部地址的周期改变相结合,使得能够采用不对称逻辑电路。因此,对于在列选择输出上的读出或写入,实现了不对称逻辑电路的速度优点,同时实现了比后充电逻辑电路更宽的脉冲。这些优点将在下面得到详细描述。
图4是用在DRAM中的典型解码方案的简化示意图。具有例如八位的地址信息,被加到八个相应的输入缓冲器400。一个预解码器级402将这些地址位分成两个由三个位组成的组和一个由两个位组成的组。预解码器402一般包括三输入端“与非”门404,其后面是一个驱动倒相器链路406,其尺寸逐渐增大。预解码器402为两个三位组选择八条全局预解码器线中的一条,并为两位组选择四条中的一条。全局预解码器线随后输入到一个最后解码级408,后者包括三输入端“与非”门410,其后面跟随有一个驱动倒相器链路412,这些倒相器的大小逐渐增大。最后解码级408选择256个中的一个,以产生最后的全局列解码线,该线选择许多存储器阵列中的每一个中的一条具体列。
在同步DRAM中,在输入缓冲器400的输入端处的地址,在例如主时钟信号的给定上升缘上,受到取样(或锁存)。图5的块400是采用根据本发明的不对称逻辑电路的同步DRAM地址输入缓冲器的一个例子的示意图。在输入台500处的地址,利用串联的倒相器502和504,而得到缓冲。倒相器504的输出端,与两输入端“与非”门506的输入端之一相连,该“与非”门的输出端与一个倒相器508相连。倒相器508的输出端,构成了输入缓冲器电路的真输出端OUT。第一倒相器502的输出端,与另一两输入端“与非”门510的一个输入端相连,而该“与非”门510的输出端与倒相器512的一个输入端相连。倒相器512的输出端,形成了输入缓冲器电路的互补输出端
OUT。“与非”门506和510的第二输入端,被连接在一起,并接收一个STROBE信号,该STROBE信号通过在适当的输出线OUT或
OUT上传送一个脉冲,而锁存该地址。一个单触发电路514(与图3中的块302类似),在其输入端接收的一个时钟信号的上升缘,产生一个负脉冲。单触发电路514的后面,跟随有一个倒相器516,后者的输出是STROBE信号。STROBE是在时钟输入的上升(前)缘上的一个非常窄的正脉冲。不对称逻辑电路在此电路中被用来减小对地址信号的前缘的延迟。因此,“与非”门506和510具有较大的NMOS晶体管和小的PMOS晶体管,而倒相器508和512具有较大的PMOS晶体管和小的NMOS晶体管。倒相器516和单触发电路51 4的PMOS/NMOS晶体管大小比是不对称的,以减小(在此例中)CLK IN信号的上升缘。为地址输入的初始缓冲提供的倒相器502和504,具有正常的晶体管大小比值,因为正和负的地址输入转变需要相等的速度。
在地址输入端500处逻辑“1”(VDD)与在STROBE的一个正脉冲的结合,在OUT产生出一个正脉冲,而
OUT被保持在地。在地址输入端500处的一个逻辑“0”(地)与在STROBE的一个正脉冲的结合,产生
OUT处的一个正脉冲中,而OUT被保持在地。由于晶体管大小的不对称,在OUT和
OUT的信号是比STROBE脉冲宽一些的脉冲。
在OUT或
OUT的地址脉冲,被送进预解码器。图6是根据本发明的一个同步DRAM预解码器的示意电路的例子。三个地址位Ai、Aj和Ak,分别与三个NMOS晶体管600、602、604的栅极相连。这三个NMOS晶体管将预置的解码节点606与地相串联,从而进行“与非”逻辑运算。第四个NMOS晶体管608在其栅极接收Ai的补码信号(最低位),并将晶体管602和604连接到一个第二预充电解码节点610。节点606因而对地址111进行解码,且节点610解码地址110。三个带有其他Aj和Ak值的其他的类似电路,产生六个其他的输出。PMOS晶体管612和614分别将解码节点606和610预置到正电源电压(VDD),且当脉冲到达Ai—Ak时被关断。对各个解码节点上的信号的缓冲,是由具有不对称且逐渐增大的晶体管大小的三个串联倒相器提供的。倒相器616、618、620,对来自节点606的信号进行缓冲,以对倒相器620的输出端上的高电容负载进行驱动。这些不对称倒相器分别具有诸如80/20、80/160、和700/170的PMOS/NMOS沟道宽度比值。倒相器622、624、626,以类似的PMOS/NMOS比值,对来自节点610的信号进行缓冲。这种不对称显著地减小了在倒相器链路的输出端处的信号的前缘所受到的延迟。
然而,在这些输出端处的信号的脉冲宽度,由于在脉冲的后缘上通过电路的延迟增大,而进一步增大。在最后解码器(图4中的408)的输出端处的全局解码信号的脉冲宽度,由于对脉冲的前缘有利的类似不对称,而得到了更进一步的增大。可以允许该脉冲宽度增大到但不超过适当的操作所要求的最小循环时间。如果该循环时间等于全局解码输出端处的脉冲的切换宽度,则选定的一个全局列在选择另一个的同时被去选择。当在相继的两个循环中选择了相同的列时,它只是在这两个周期中都保持导通,而这对后充电逻辑电路是不可能的。因此,本发明的不对称逻辑电路技术,允许全局列解码线在长至整个时钟周期的期间里保持导通,从而在给定的选择时间中实现了两倍于后充电逻辑电路所能够实现的存储器带宽。
全局解码信号通常将一对选定的Bit和
Bit连接到一对互补本地输入/输出(I/O)线。在一个全局解码信号在读出周期中被激活时,该本地I/O线产生一个差分信号,该差分信号的极性取决于存储在选定的存储单元中的数据。该本地I/O线与一个差分检测放大器的输入端相连,而该放大器的输出端在一个真或互补全局I/O线上产生一个脉冲。在此,通过控制差分检测放大器的激活信号,可以方便地减小该信号的脉冲宽度。图7是用于根据本发明的同步RAM的动态差分检测放大器的一个例子的电路示意图。一对NMOS输入晶体管700和702分别在它们的栅极接收I/O和
I/O。一个交叉耦合的NMOS晶体管对704、706和交叉耦合PMOS晶体管对708、710,被连接在一起,以进行差分放大。该差分放大器只在读出周期和只在选定的列在该本地I/O线上产生出一个差分信号时受到激活。NMOS晶体管712和PMOS晶体管714和716在它们的栅极接收激活STROBE信号,以使该放大器能够检测到差分输入。因此,该检测放大器在其中该列线仍然得到选择的较长时期里较晚的时间中,受到了新产生的窄脉冲的选通,且该这段时间中在该I/O线上缓慢地产生出一个差分电压。
在该窄正脉冲产生之前,在选通脉冲输入端的逻辑低,使节点718和721处的放大器输出达到VDD。当该窄正脉冲到达时,PMOS晶体管714和716关断且NMOS晶体管712导通。这使得交叉耦合晶体管开始再生过程,从而当I/O处于比
I/O更高的电压时,它使输出节点720更迅速地达到地电压,并使其互补节点718达到VDD。如果
I/O在选通脉冲到达时处于比I/O更高的电压,则交叉耦合晶体管使节点718达到地电压并使节点720处于VDD。该不对称逻辑电路技术,通过把NMOS拉下晶体管712作得比PMOS拉起晶体管714和716大,可以在放大器的内部得到采用。因此,一个输出端718或720将具有一个负脉冲,该负脉冲具有非常快的下降缘和较慢的上升缘。在节点718或720上的负脉冲的宽度,等于选通脉冲的宽度加上比强NMOS晶体管712慢的PMOS拉起晶体管714、716造成的脉冲延伸部分。两个倒相器722、724带有诸如20/4的不对称PMOS/NMOS晶体管大小,并分别驱动各个输出节点。同样,通过使PMOS比NMOS大很多,各个倒相器的输出端处的信号的上升时间,可以得到大大的减小。这些信号,分别经过拉下晶体管726和728,而与预充电的全局I/O和
I/O线相连。该不对称逻辑电路技术,可以以这种方式,在同步RAM中的整个I/O通路中得到采用,从而实现比正常的非不对称电路所能达到的更快的存取时间。
总之,本发明提供了一种CMOS电路快速传播技术。通过使CMOS电路的晶体管大小不对称,本发明的技术加快了传播的信号的信息携带缘,而减慢了相对的缘。与采用正常(对称)逻辑级的电路相比,这加快了电路的存取时间。该技术可以被用在其中信息不能随便改变的CMOS电路中—在该CMOS电路中信息只能已知的指定时刻受到改变。应用本发明的技术的一个好的例子,是CMOS同步DRAM或SRAM电路—其中存取时间是最重要的设计考虑之一。本发明的不对称逻辑电路技术,使得列选择线能够在整个时钟周期中被置于导通,因而与后充电逻辑电路所能实现的存储时间相比,显著增大了可用于写入或产生用于读出的信号的存储时间。
虽然以上对本发明的具体实施例进行了详细的描述,但是也可以采用各种修正、变形和替换。因此,本发明的范围不应该受到所述实施例的限制,而是应该只受到以下权利要求书的限制。