CN1142136A - 电流指令型脉宽调制变换器 - Google Patents

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CN1142136A CN96101951.4A CN96101951A CN1142136A CN 1142136 A CN1142136 A CN 1142136A CN 96101951 A CN96101951 A CN 96101951A CN 1142136 A CN1142136 A CN 1142136A
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高田和幸
坪内俊树
礒村宜典
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Abstract

本发明提供根本解决涉及电流误差放大器的增益调整的已有课题，完全不必调整，且廉价的电流指令型脉宽调制(PWM)变换器。它具备电动机电流检测装置、电流指令发生装置、电流控制装置和主电路功率控制部，电流控制装置由判断各线电流测定结果和各线电流指令的大小的比较装置、时标发生装置和根据时标信号和比较装置的输出，以减少各线电流测定结果与各线电流指令之差为目标，输出使主电路开关功率元件通或断的信号的逻辑电路构成。

Description

电流指令型脉宽调制变换器
本发明涉及对三相电动机进行驱动控制的电流指令型脉宽调制(PWM)变换器。
近年来，在对感应电动机、同步电动机和磁阻电动机等三相电动机进行驱动控制时大量使用电流指令型脉宽调制(PWM)变换器。
与向电动机发电压指令，按该指令将电压加在电动机上的电压指令型PWM变换器相比，向电动机发电流指令，按该指令将电流强制输入电动机的电流指令型PWM变换器在敏感度和可控性上更胜一筹，特别是在AC伺服电动机等的控制中，几乎都使用这种电流指令型PWM变换器。
这里用图11对一般的电流指令型PWM变换器的系统结构加以说明。
在图11中，首先，对电流指令发生装置7设定供给三相电动机1的三相交流电流波形的基波频率f和有效电流值ip，电流指令发生装置7再以这些信息为基础，将对内部应该流入三相电动机1的各线电流的指令作为第一线电流指令iTU，第二线电流指令iTV，和第三线电流指令iTW输出。
其次，电动机电流检测装置9检测三相电动机1的两个线电流，又取检测出的两个线电流之和并改变符号，求出剩下的一个线电流后，分别作为第一线电流测定结果iFU、第二线电流测定结果iFV和第三线电流测定结果iFW输出。该电动机电流检测装置9也可以测出三相电动机1的三个线电流，作为第一线电流测定结果iFU、第二线电流测定结果iFV和第三线电流测定结果iFW输出。
接着，电流控制装置106输入第一线电流控制指令iTU、第二线电流控制指令iTV、第三线电流控制指令iTW、第一线电流测定结果iFU、第二线电流测定结果iFV和第三线电流测定结果iFW，产生第一开关指令信号PU、第二开关指令信号PV和第三开关指令信号PW，分别使第一线电流指令iTU和第一线电流测定结果iFU与第二线电流指令iTV和第二线电流测定结果iFV以及第三线电流指令iTW和第三线电流测定结果iFW尽量一致。
主电路功率控制部8具有主电路直流电源3和取三相桥式结构的主电路功率元件组2(由连接在主电路直流电源3的正端子上，向三相电动机供给第一线电流IU的第一主电路开关功率元件Q1、连接在主电路直流电源3的正端子上，供给三相电动机1第二线电流IV的第二主电路开关功率元件Q2、连接在主电路3的正端子上，供给三相电动机1第三线电流IW的第三主电路开关功率元件Q3、连接在主电路直流电源3的负端子上，供给三相电动机1第一线电流IU的第四主电路开关功率元件Q4、连接在主电路直流电源3的负端子上，供给三相电动机1第二线电流IV的第五主电路开关功率元件Q5、连接于主电路直流电源3的负端子上，供给三相电动机1第三线电流IW的第六主电路开关功率元件Q6，以及并联于各主电路开关功率元件的回流二极管构成)，并做成按照第一开关指令信号PU的指令，使第一主电路开关功率元件Q1和第四主电路开关功率元件Q4中的任一个导通；按照第二开关指令信号PV的指令，使第二主电路开关功率元件Q2和第五主电路开关功率元件Q5中的任一个导通；按照第三开关指令信号PW的指令，使第三主电路开关功率元件Q3和第六主电路开关功率元件Q6中的任一个导通。
这里，所说明的结构具有如下功能：第一开关指令信号PU一达到H电平，就使第一主电路开关功率元件Q1导通，而第一开关指令信号PU一达到L电平，就使第四主电路开关功率元件Q4导通；第二开关指令信号PV一达到H电平，第二主电路开关功率元件Q2就导通，而第二开关指令信号PV一达到L电平，就使第五主电路开关功率元件Q5导通；第三开关指令信号PW一达到H电平，就使第三主电路开关功率元件Q3导通，而第三开关指令信号PW一达到L电平，就使第六主电路开关功率元件Q6导通。
以上所述是一般的电流指令型PWM变换器的系统结构。
下面用图12对已有的电流指令型PWM变换器的结构加以说明。
图12是表示电流指令型PWM变换器系统结构的图11中的电流控制装置106的已有结构。
图13是表示图12的动作的图。
首先，第一、第二、第三线电流指令iTU、iTV、iTW和第一、第二、第三线电流测定结果iFU、iFV、iFW分别使用减法装置117、118、119进行减法运算，求得第一、第二、第三线电流误差信号iEU、iEV、iEW。第一、第二、第三电流误差放大器120、121、122分别输入第一、第二、第三线电流误差信号iEU、iEV、iEW，输出电压指令信号VU、VV、VW。该电流误差放大器通常如图14所示，采用PI型(比例积分型)放大器，并由(式1)求其增益特性。
〔式1〕
G＝R2×(R3×C1×S)/〔R1×{(R2＋R3)×C1×S＋1}〕
其次，139为三相PWM信号发生装置，由第一、第二、第三比较器123、124、125和三角波发生装置126构成，所述第一、第二、第三比较器123、124、125将所述三角波发生装置126输出的三角波信号SC与各电压指令信号VU、VV、VW分别加以比较，输出第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW。
在这里，第一、第二、第三比较器123、124、125，在电压指令信号VU、VV、VW分别比三角波信号SC大的时候输出高(H)电平，小的时候输出低(L)电平。
图13是表示图12中的电流控制装置106的动作的图，表示以第一、第二、第三线电流指令iTU、iTV、iTW作为三相正弦波时的动作。
这里，在图12、图13，对电流误差放大器的增益进行了考察，即发现由于电流误差放大器的增益加大，各线电流指令和各线电流测定结果相近，可使各线电流误差减小，而线电流测定结果对于线电流指令的敏感度变好了。
但是，所述已有的结构中，由于三相电动机的电气时间常数引起的相位延迟、电流误差放大器的相位延迟以及在三相PWM信号发生装置浪费的时间延迟等因素，电流误差放大器的增益太大就产生振荡现象，因此，通常电流误差放大器的增益取不振荡范围内的最大值。这电流误差放大器的增益，在设计时根据三相电动机、电动机电流检测装置、电流控制装置和主电路功率控制部的特性，研究电流控制电路的开环传递函数后再加以确定。这里，考虑到这些特性的制造偏差和温度特性，必须把增益降低到在最坏的情况下也不发生振荡的程度。降低这增益的工作在设计现场需要很多劳力，而且，即使同一结构的电流指令型PWM变换器，如果连接的电动机不同，就要调整相应的增益，因此，存在制造现场的管理需要很多劳力的问题。
再者，设计电流指令型PWM变换器时尚未确定三相电动机的规格时的情况下(例如万能变换器、万能AC伺服驱动器等)，在决定、设置连接的三相电动机时，需要根据三相电动机的规格调整增益，存在这增益调整工作成为难关的问题。
还有，三角波发生装置和电流误差放大器本身的偏差和漂移将导致电流控制误差劣化和缩小动态范围的结果，因此，要有这些部件偏差和漂移小的运算放大器，有时还存在制造时需要进行调整偏差的工作，费用大的问题。
图12是用模拟电路实现电流控制装置106的已有例，但有的装置使用A/D变换器将第一、第二、第三线电流测定结果iFU、iFV、iFW变换为数字数据，以微电脑等数字电路实现相同的结构。即使是在这样的情况下，也要根据三相电动机、电动机电流检测装置、电流控制装置和主电路功率控制部的特性研究电流控制电路的开环传递函数后加以决定，该课题和用模拟电路实现的课题是一样的。
还有，在用微电脑等的数字电路实现电流误差放大器的情况下，由于是数字运算，电流误差放大器本身的偏差和漂移可以消除，但其运算处理时间越长，相位延迟越大，越容易振荡。其结果是，不缩短处理时间就不能提高增益，从而必须使用具有非常快的运算处理能力的微电脑，存在费用大的问题。
第一、第二、第三线电流测定结果iFU、iFV、iFW变换为数字数据的A/D变换器也是变换时间越长，相位延迟就越大，越容易振荡。其结果是，不缩短变换时间就不能提高增益，必须使用具有很快的变换速度的A/D器，价钱贵。而且A/D变换器的偏差和漂移将导致电流控制误差劣化和动态范围缩小的结果，因此，必须选定这些方面小的A/D变换器，也有价钱贵的问题。
还有，用数字电路构成三相PWM指令信号发生装置，如同日本专利特开平04-312360号的数字三相PWM波形发生装置所示，存在结构复杂价钱贵的问题。
本发明的目的在于，解决所述的已有问题点，提供廉价的，完全不需要进行增益调整，而且，线电流测定结果对线电流指令的敏感度极好的电流指令型PWM变换器。
为了达到这一目的，本发明的电流指令型PWM变换器具备，直接或间接地测定从各线流入三相电动机的线电流，并输出第一线电流测定结果、第二线电流测定结果以及第三线电流测定结果的电动机电流检测装置，将规定应该从所述各线流入所述三相电动机的线电流的第一线电流指令、第二线电流指令、以及第三线电流指令加以输出的电流指令发生装置，将所述第一线电流指令及所述第一线电流测定结果的大小关系加以比较，在第一线电流测定结果比第一线电流指令大的情况下，以第一线电流比较结果为大，在第一线电流测定结果比第一线电流指令小的情况下，以所述第一线电流比较结果为小的第一比较装置，比较所述第二线电流指令与所述第二线电流测定结果的大小关系，在第二线电流测定结果比第二线电流指令大的情况下，以第二线电流比较结果为大，在第二线电流测定结果比第二线电流指令小的情况下，以所述第二线电流比较结果为小的第二比较装置，将所述第三线电流指令与所述第三线电流测定结果的大小关系加以比较，在第三线电流测定结果比第三线电流指令大的情况下，以第三线电流比较结果为大，在第三线电流测定结果比第三线电流指令小的情况下，以所述第三线电流比较结果为小的第三比较装置，
主电路直流电源，
由连接在所述主电路直流电源的正端子上，向所述三相电动机供给第一线电流的第一主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的正端子上，向所述三相电动机供给第二线电流的第二主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的正端子上，向所述三相电动机供给第三线电流的第三主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的负端子上，向所述三相电动机供给第一线电流的第四主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的负端子上，向所述三相电动机供给第二线电流的第五主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的负端子上，向所述三相电动机供给第三线电流的第六主电路开关功率元件，以及与所述各主电路开关功率元件并联连接的回流二极管构成三相桥式结构的主电路功率元件群，
输入所述第一线电流比较结果、第二线电流比较结果、以及第三线电流比较结果，产生所述第一、第二、第三、第四、第五、第六主电路开关功率元件的开关指令信号的逻辑电路，以及
将周期性状态更新定时信号提供给所述逻辑电路的定时信号发生装置；
所述逻辑电路具有根据所述状态更新定时和第一、第二、及第三线电流比较结果变化定时，决定使所述第一、第二、第三、第四、第五、第六主电路开关功率元件分别处于导通状态或是截止状态的开关指令信号的结构。
采用本结构，本发明的电流指令型PWM变换器使用状态更新定时和第一、第二、第三线电流比较结果变化定时，以减小各线电流指令和线电流测定结果的差为目标，重复进行决定第一、第二、第三、第四、第五、第六主电路开关功率元件分别处于导通还是截止状态的简单动作，显然可以使三相电动机的各线电流接近各线电流指令信号，使各线电流误差减小。
本发明的电流指令型PWM变换器采用不具有电流误差放大器的结构，因此，与电流误差放大器的增益调整有关的课题在本质上是可以解决的，完全没有必要进行增益调整。
而且，即使三相电动机、电动机电流检测装置、电流控制装置及主电路功率控制部的特性和规格改变，通常也依照使各线电流误差最小的要求动作。
又，即使存在特性制造偏差和温度特性，因为通常依照使各线电流误差最小的要求动作，所以电流控制敏感度优异，又不必担心发生振荡现象。
又，本发明的电流指令型PWM变换器的电流控制装置除了第一、第二、第三比较装置外，都由简单的数字电路构成，数字电路构成的部分不必担心偏差和漂移，而且价钱便宜。
图1为本发明第1实施例的电流控制装置的结构图。
图2为本发明第1实施例中的逻辑电路的结构图。
图3为本发明第1实施例的动作说明图。
图4为图1的逻辑电路的定时信号分配装置的时间图。
图5为本发明第2实施例的逻辑电路的结构图。
图6为本发明第3实施例的电流控制装置的结构图。
图7为本发明的电流指令型PWM变换器的系统结构图。
图8为图6的二次读出逻辑电路的结构图。
图9为本发明第4实施例的逻辑电路的结构图。
图10为本发明第4实施例的电流控制装置及开关指令信号延迟装置的动作图。
图11为已有的一般的电流指令型PWM变换器的系统结构图。
图12为图11的已有的电流控制装置的结构图。
图13为图12的已有的电流控制装置的动作图。
图14为图12的电流误差放大器的已有技术的结构图。
实施例1
下面参照附图对本发明的第1实施例加以说明。
图7为表示本发明第1实施例的电流指令型PWM变换器的系统结构的图。在图7中，首先在电流指令发生装置7设定供给三相电动机1的三相交流电流波形的基波频率f和有效电流值ip，电流指令发生装置7再以这些信息为根据，将对内部应流入三相电动机1的各线电流的指令作为第一线电流指令iTU，第二线电流指令iTV，第三线电流指令iTW输出。
接着，电动机电流检测装置9测出三相电动机1的两个线电流，又取测出的两个线电流的和并反号，求出剩下的一个线电流后，分别作为第一线电流测定结果iFU、第二线电流测定结果iFV和第三线电流测定结果iFW输出。也可以由该电动机电流测定装置9测出三相电动机的三个线电流，作为第一线电流测定结果iFU、第二线电流测定结果iFV和第三线电流测定结果iFW输出。
而电流控制装置6输入第一线电流指令iTU、第二线电流指令iTV、第三线电流指令iTW、第一线电流测定结果iFU、第二线电流iFV测定结果、第三线电流测定结果iFW，使其产生第一开关指令信号PU、第二开关指令信号PV、第三开关指令信号PW。
对该电流控制装置6的动作稍后将加以详细说明。
主电路功率控制部8具有主电路直流电源3和三相桥式结构的主电路功率元件群2(由连接于主电路直流电源3的正端子上，供给三相电动机以第一线电流IU的主电路开关功率元件其Q1、连接在主电路直流电源3的正端子上，供给三相电动机1以第二线电流IV的主电路开关功率元件Q2、连接在主电路直流电源3的正端子上，供给三相电动机1第三线电流IW的第三主电路开关功率元件Q3、连接在主电路直流电源3的负端子上，供给三相电动机1第一线电流IU的第四主电路开关功率元件Q4、连接在主电路直流电源3的负端子上，供给三相电动机1以第二线电流IV的第五主电路开关功率元件Q5、连接在主电路直流电源3的负端子上，供给三相电动机1以第三线电流IW的第六主电路开关功率元件Q6、以及并联连接在各主电路开关功率元件上的回流二极管构成)，而且设置逻辑反相电路5和基座驱动装置4，借助于所述逻辑反转电路5和基板激励装置4的作用，根据第一开关指令信号PU使第一主电路开关功率元件Q1和第四主电路开关功率元件Q4中的一个导通，根据第二开关指令信号PV使第二主电路开关功率元件Q2和第五主电路开关功率元件Q5中的一个导通，根据第三开关指令信号PW，使第三主电路开关功率元件Q3和第六主电路开关功率元件Q6中的一个导通。
这里，第一开关指令信号PU一变成高电平，即使第一主电路开关功率元件Q1导通，而第一开关指令信号PU一变成低电平，就使第四主电路开关功率元件Q4导通；第二开关指令信号PV一变成高电平，就使第二主电路开关功率元件Q2导通，而第二开关指令信号一变成低电平，就使第五主电路开关功率元件Q5导通；第三开关指令信号PW一变成高电平，就使第三主电路开关功率元件Q3导通，而第三开关指令信号PW一变成低电平就使第六主电路开关功率元件Q6导通。
以上是本发明第1实施例的电流指令型PWM变换器的系统结构。其次，图7所示的本发明第1实施例的电流指令型PWM变换器的系统结构中的电流控制装置6的结构示于图1。
在图1，17、18、19为第一、第二、第三比较装置，iTU、iTV、iTW被分别输入各反相输入端子，在非反相输入端子分别输入第一、第二、第三线电流测定结果iFU、iFV、iFW。然后，从各比较装置输出第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW。此外，为了以后说明方便，所述HU、HV、HW，在线电流测定结果比线电流指令值大时作为高电平，在线电流测定结果比线电流指令值小的时候作为低电平。
还有，10为逻辑电路，在输入第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW的同时，输入来自同步发生装置11的状态更新定时信号CLK10，输出指令主电路开关功率元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6通、断的第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW。
该逻辑电路10首先在状态更新定时信号CLK10的上升缘的时间，根据第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW的信号电平进行状态变更，输出第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW，然后根据第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW的信号电平的变化，改变第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW。
在这里所述逻辑电路10的真值表示于(表1)。
(表1)
 状态号  复位信号  状态更新定时信号  线电流比较结果   开关指令信号
 No.   RESET     CLK10 HU HV  HW  PU  PV  PW
 A00     L     ↑ L H  H  H  L  L
 AX1     L     ★ * L  H  H  H  L
 AX2     L     ★ * L  L  H  H  H
 A00     L     ↑ L H  H  H  L  L
 AY1     L     ★ * H  L  H  L  H
 AY2     L     ★ * L  L  H  H  H
 B00     L     ↑ H L  H  L  H  L
 BX1     L     ★ L *  H  H  H  L
 BX2     L     ★ L *  L  H  H  H
 B00     L     ↑ H L  H  L  H  L
 BY1     L     ★ H *  L  L  H  H
 BY2     L     ★ L *  L  H  H  H
 C00     L     ↑ H H  L  L  L  H
 CX1     L     ★ L H  *  H  L  H
 CX2     L     ★ L L  *  H  H  H
 C00     L     ↑ H H  L  L  L  H
 CY1     L     ★ H L  *  L  H  H
 CY2     L     ★ L L  *  H  H  H
 D00     L     ↑ H L  L  L  H  H
 DX1     L     ★ * H  L  L  L  H
 DX2     L     ★ * H  H  L  L  L
 D00     L     ↑ H L  L  L  H  H
 DY1     L     ★ * L  H  L  H  L
 DY2     L     ★ * H  H  L  L  L
 E00     L     ↑ L H  L  H  L  H
 EX1     L     ★ H  *  L  L  L  H
 EX2     L     ★ H  *  H  L  L  L
 E00     L     ↑ L  H  L  H  L  H
 EY1     L     ★ L  *  H  H  L  L
 EY2     L     ★ H  *  H  L  L  L
 F00     L     ↑ L  L  H  H  H  L
 FX1     L     ★ H  L  *  L  H  L
 FX2     L     ★ H  H  *  L  L  L
 F00     L     ↑ L  L  H  H  H  L
 FY1     L     ★ L  H  *  H  L  L
 FY2     L     ★ H  H  *  L  L  L
 G00     L     ★ H  H  H  L  L  L
 H00     L     ★ L  L  L  H  H  H
 CLR     H     ★ *  *  *  L  L  L
下面对(表1)的读法加以说明。
在表1中，状态号(A00、AX1、AX2、A00、AY1、AY2、B00、BX1等)表示逻辑电路10的输入、输出状态，状态更新定时信号的↑表示状态更新定时信号CLK10的上升缘时间，★号表示高电平或低电平的稳定状态。
而线电流比较结果的*号表示DON’T CARE，即不管是高电平还是低电平都和动作没有关系。此外，H表示高电平，L表示低电平。
复位信号RESET是为了使逻辑电路10恢复初始状态而输入的信号，通常为低电平，在高电平的情况下，逻辑电路10立即恢复初始状态。
下面用(表3)说明逻辑电路10的动作。首先，状态更新定时信号CLK10一上升(上升缘输入)，就根据这时的第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW的电平，推移到状态号A00，B00，C00，D00，E00，F00，G00，H00八种状态(注意看状态号的第一位，分为A至H。为了说明的方便，对状态号的三位的英文字母和数字的记号从左边起分别称为第一位、第二位、第三位。)
在这里，对推移到状态号A00、B00、C00、D00、E00、F00的某一个的情况加以说明。
在推移到这些状态的情况下，在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间的第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW内，注意同一信号电平的两个信号，在该两个信号内哪一个首先变化，以后的动作是不同的。(注意到状态号的第二位，分为X和Y两种)。
例如在状态号A00的情况下，假如第二线电流比较结果HV首先变化，将推移到状态号AX1，假如第三线电流比较结果HW首先变化，将推移到状态号AY1。
而后，在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间的第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW内，非先前已变化信号的另一信号发生变化时，即推移到状态号的第一位和第二位相同，第三位为2的状态。例如，从状态号AX1的状态推移到状态号AX2，如果是状态号AY1的话，就推移到状态号AY2。此后，将该状态保持到下一次状态更新定时信号的上升缘时间。
最后，对在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间，推移到状态号G00或H00的情况加以说明。在这些情况下，该状态一直保持到下一状态更新定时信号CLK的上升缘输入，从而第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW继续输出该电平。
以上是(表1)读法的说明。
下面根据表1的真值表对所述逻辑电路10的动作加以说明。
首先，对状态更新定时信号CLK10的上升缘时间的动作加以说明。
逻辑电路10在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间，读取第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW的信号电平，决定逻辑电路10的输出PU、PV、PW的信号电平，以使这时的第一、第二、第三线电流测定结果iFU、iFV、iFW分别接近第一、第二、第三线电流指令iTU、iTV、iTW，即发生iFU、iFV、iFW与线电流指令一致的变化。这结果是，PU、PV、PW的信号电平分别变与HU、HV、HW反相的电平。例如，HU是高电平的话，PU即被定为低电平；HU为低电平的话，PU即被定为高电平。对于PV、PW也相同。
下面对在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间之后，下一状态更新定时信号CLK10的上升缘时间之前的逻辑电路动作加以说明。
这一段时间里的动作由状态更新定时信号CLK10的上升缘时间的HU、HV、HW三个信号电平决定。
这里着眼于这HU、HV、HW三个信号电平，分为三个信号电平内的一个信号电平不同的情况下的动作，即(HU、HV、HW)＝(L、H、H)
     或＝(H、L、H)
     或＝(H、H、L)
     或＝(H、L、L)
     或＝(L、H、L)
     或＝(L、L、H)的情况下的动作，和三个信号电平完全相同的情况下，即(HU、HV、HW)＝(H、H、H)
      或＝(L、L、L)的情况下的动作，在下面加以说明。
首先，对在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间，HU、HV、HW三个信号电平中的一个的信号电平不同的情况下的动作加以说明。三相电动机1的三个线电流中的两个的线电流值求和后反相，即为另一线电流的值，这是不言自明的道理。因此在本发明的第1实施例的逻辑电路10，着眼于在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间，HU、HV、HW三个信号中的电平相同的两个信号，决定开关指令信号PU、PV、PW的电平，以控制供给与这两个信号有关的线电流的主电路开关功率元件的通断。
亦即，首先，将相应的开关指令信号的电平反相，以切换供给电平相同的两个信号中的，电平先反相的信号涉及的线电流的主电路开关功率元件的通断状态，通则切换为断断则切换为通。接着，在电平相同的两个信号中的剩下的一个的信号电平反相时，同样使相应的开关指令信号的电平反相，以使供给反相信号涉及的线电流的主电路开关功率元件切换通断。
在这一时刻，作为逻辑电路10的输出的第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW三个信号为同一电平，与在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间，HU、HV、HW三个信号中电平不同的一个信号的电平一致，该PU、PV、PW一直维持该电平，直到下一个状态更新定时信号CLK10的上升缘时间为止。然后，在下一个状态更新定时信号CLK10的上升缘时间之后，也反复进行相同的动作。这就是其结构原理。
接着，对在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间，HU、HV、HW三个信号的电平均为同一电平的情况下的动作加以说明。
在HU、HV、HW三个信号的电平完全相同的情况下，将状态更新定时信号CLK10的上升缘时间所定的PU、PV、PW的信号电平维持到下一状态更新定时信号CLK10的上升缘时间为止。以上是关于本发明第1实施例的电流指令型PWM变换器的电流控制装置6的结构的说明。下面再对本发明第1实施例的电流指令型PWM变换器的电流控制装置6的逻辑电路10的结构进行详细说明。
下面用图2对逻辑电路的内部结构进行详细说明。
在图2中，首先对结构要素的动作加以说明。
首先，36、37、38、39、40、41是第一、第二、第三、第四、第五、第六数据选择器(选数器)，其结构能进行如下动作，在输入端子SEL是高(H)电平时输入端子B的电平被输出端子Y输出；在输入端子SEL为低(L)电平时输入端子A的电平被输出端子Y输出。
其次，26、27、28是第一、第二、第三复位优先RS双稳态多谐振荡器，在输入端子R为高电平且输入端子S为低电平时复位，输出端子Q变为低电平；在输入端子R为低电平且输入端子S为高电平时复位，输出端子Q变为高电平；在输入端子R为高电平且输入端子S为高电平时优先复位，输出端子Q变为低电平。
而29、30、31、12、13、14、为第一、第二、第三、第四、第五、第六D锁存电路，在输入端子CK的输入信号上升缘时间锁存输入端子D的电平，将该电平输出到输出端子Q，但输入端子PR为输入预置信号的端子，在被输入高电平的情况下最优先预置，且输出端子Q输出高电平。
23、24、25、127、128、129、130、131、132、为第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八、第九“非”门，一旦输入端子上被输入高电平，即向输出端子输出低电平，而一旦输入端子上被输入低电平，即向输出端子输出高电平。
22为数据译码装置，具有输入端子A、B、C、和输出端子Y，表2为其真值表。
而且，真值表(表2)是可以很容易借助于“与”门、“或”门、“非”门实现的。(表2)
         输入                输出
 A  B  C Y＝A·B·C＋A·B·C＋A·B·C＋A·B·C
 L  L  L     L
 L  L  H     H
 L  H  L     H
 L  H  H     L
 H  L  L     H
 H  L  H     L
 H  H  L     L
 H  H  H     H
35是同步信号分配装置，输入系统时钟CLK1和状态更新定时信号CLK10，输出状态更新定时延迟信号CLK11。
这里用图4对CLK1、CLK10、和CLK11的关系加以说明。
首先，使状态更新定时信号CLK10的周期比系统时钟CLK1的周期大得多，而且使状态更新定时信号CLK10与系统时钟CLK1的下降缘同步变化。其次，使状态更新定时延迟信号CLK11成为将状态更新定时信号CLK10延迟系统时钟CLK1的上升缘和下降缘的时间间隔的一半左右的信号。
以上是关于结构要素的动作的说明。下面追随信号流对逻辑电路10的动作加以说明。
这里为了简化说明，将第一、第二、第三数据选择器36、37、38统称为第一数据选择装置20，第四、第五、第六数据选择器39、40、41统称为第二数据选择装置21，而第四、第五、第六D锁存器12、13、14统称第一数据锁存装置34，第一、第二、第三D锁存器29、30、31统称第二数据锁存装置15。
又将第一、第二、第三数据选择器36、37、38的输入端子A分别作为第一数据选择装置20的输入端子1A、2A、3A，输入端子B分别作为第一数据选择装置20的输入端子1B、2B、3B，将输入端子SEL连接在一起，并作为第一数据选择装置20的输入端子SEL，而将第四、第五、第六数据选择器39、40、41的输入端子A分别作为第二数据选择装置21的输入端子1A、2A、3A、将输入端子B分别作为第二数据选择装置21的输入端子1B、2B、3B，将输入端子SEL共同连接，并作为第二数据选择装置21的输入端子SEL。再将第四、第五、第六D锁存器12、13、14的输入端子D分别作为第一数据锁存装置34的输入端子1D、2D、3D，将输入端子CK连接在一起，并作为第一数据锁存装置34的输入端子CK；将输入端子PR连接在一起，并作为第一数据锁存装置34的输入端子PR，将输出端子Q分别作为第一数据锁存装置34的输出端子1Q、2Q、3Q；又将第一、第二、第三D锁存器29、30、31、的输入端子D分别作为第二数据锁存装置15的输入端子1D、2D、3D，将输入端子CK连接在一起，并作为第二数据锁存装置15的输入端子CK，将输入端子PR连接在一起，并作为第二数据锁存装置15的输入端子PR，输出端子Q分别作为第二数据锁存装置15的输出端子1Q、2Q、3Q。
又将第一数据选择装置20的输出称为第一选择输出信号Y1U、Y1V、Y1W，而将第二数据选择装置21的输出称为第二选择输出信号Y2U、Y2V、Y2W。
首先，第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW被输入第一数据锁存装置34的输入端子1D、2D、3D，而且被输入第一数据选择装置20的输入端子1B、2B、3B，同时，经第一、第二、第三“非”门23、24、25被输入至输入端子1A、2A、3A。
这里，对状态更新定时信号CLK10从低电平变成高电平，亦即上升缘刚输入的状态，即如图4的TIME1进行说明的。首先，第一数据锁存装置的输入端子1D、2D、3D的输入电平由于被锁存而得以保持，被输出到输出端子1Q、2Q、3Q。第一数据锁存装置34的这一状态在后面的状态更新定时信号CLK10的上升缘被输入之前一直保持不变。接着，从第一数据锁存装置34的输出端子1Q、2Q、3Q输出的信号被输入数据解码装置22，按照表(2)所示的真值表，使输出端子Y为高电平或低电平。以下称该输出端子Y输出的信号为模式信号YM。
这里，第一数据选择装置20的输入端子SEL预先被输入模式信号YM，第一数据选择装置20随着模式信号YM，输出第一选择输出信号Y1U、Y1V、Y1W。
接着，对状态更新定时延迟信号CLK11从低电平变为高电平，亦即上升缘刚输入后的状态，即图4的TIME2进行说明。
首先，第一、第二、第三RS双稳态多谐振荡器26、27、28的各输入端子S被输入状态更新定时信号CLK11，在该信号高电平时可置位。但是，如前所述，第一、第二、第三RS双稳态多谐振荡器26、27、28是复位优先RS双稳态多谐振荡器，所以在输入端子R为高电平的情况下，复位优先。因而，在第一、第二、第三RS双稳态多谐振荡器26、27、28中，结果只有输入端子R为低电平的双稳态多谐振荡器在状态更新定时延迟信号CLK11为高电平时被置位。
这些第一、第二、第三RS双稳态多谐振荡器26、27、28的各输出信号输入第二数据选择装置21的输入端子1A、2A、3A，同时经第四、第五、第六“非”门127、128、129输入至输入端子1B、2B、3B。该第二数据选择装置21的输入端子SEL被预先输入模式信号YM，第二数据选择装置21按照模式信号YM输出第二选择输出信号Y2U、Y2V、Y2W
接着，对系统时钟CLK1从低电平变成高电平，亦即上升缘刚输入后的状态，即图4的TIME3进行说明。
首先，在第二数据锁存装置15的输入端子CK一输入系统时钟CLK1的上升缘，第二数据锁存装置15即从输入端子1D、2D、3D输入第二选择输出信号Y2U、Y2V、Y2W，加以锁存，并向第二数据锁存装置15的输出端子1Q、2Q、3Q输出被锁存的输入端子1D、2D、3D的输入信号，而且在下一个状态更新定时信号CLK10的上升缘的定时之前，保持各输出信号。从第二数据锁存装置15的输出端子1Q、2Q、3Q输出的信号经第七、第八、第九“非”门130、131、132变成第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW。
这里，第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW由于指定在系统时钟CLK1的上升缘输入到第二数据锁存装置15的输入端子CK的时间进行更新，因而在TIME1和TIME2没有变化。
以上是从状态更新定时信号CLK10从低电平变为高电平的时刻(TIME1)起到状态更新定时延迟信号CLK11从低电平变为高电平的时刻(TIME2)，以及此后系统时钟CLK1从低电平变为高电平的时刻的动作说明。
这些是状态更新定时信号CLK10上升(上升缘输入)时的动作，是向(表1)中的状态号A00、B00、C00、D00、E00、F00、G00、H00等8个状态推移的动作的说明。
下面对此后的动作，即到下一个状态更新定时信号CLK10的上升缘输入为止这一段时间的动作加以说明。
这里，首先对推移到(表1)中的状态号A00、B00、C00、D00、E00、F00中的任一状态的情况，即在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW中有两个相同信号电平的信号的情况加以说明。这里以(表1)的A00状态为例加以说明。
在状态号A00，线电流比较结果HU为低电平，HV为高电平，HW为高电平，模式信号YM为低电平，第一数据选择装置20的输出Y1U为高电平，Y1V为低电平，Y1W为低电平，第一RS双稳态多谐振荡器26为复位状态，第二RS双稳态多谐振荡器为置位状态，第三RS双稳态多谐振荡器28为置位状态。
又，第二数据选择装置21的输出Y2U为低电平，Y2V为高电平，Y2W为高电平。
这里，首先对第二线电流比较结果HV从高电平变为低电平时的动作，即从(表1)的状态号A00推移到状态号AX1的动作加以考察。
第二线电流比较结果HV从高电平变为低电平时，第一选择输出信号Y1V的电平从低电平切换为高电平，第二RS双稳态多谐振荡器27因而复位，所以第二选择输出信号Y2U从高电平切换为低电平。
因而，PU、PV、PW在下一个系统时钟脉冲CLK1的上升缘时间，变成
(PU、PV、PW)＝(H、H、L)。下一级主电路功率控制部8随这第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW动作。
下面对这以后第三线电流比较结果HW从高电平变为低电平时的动作，即从(表1)的状态号AX1推移到状态号AX2的动作加以考察。在第三线电流比较结果HW从高电平变为低电平时，第一选择输出信号Y1W的电平从低电平切换为高电平，第三RS双稳态多谐振荡器28因此复位，所以第二选择输出信号Y2W从高电平切换为低电平。
因而，PU、PV、PW在下一个系统时钟脉冲CLK1的上升缘时间变成
(PU、PV、PW)＝(H、H、H)。下一级主电路功率控制部8按照这第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW动作。
这一状态，即
(PU、PV、PW)＝(H、H、H)被维持到下一个状态更新定时信号CLK10的上升缘时间之后的系统时钟脉冲CLK1的上升缘时间为止。
迄今为止所说明的是在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间，推移到状态号A00、B00、C00、D00、E00、F00中任一个状态的时候，即状态更新定时信号CLK10的上升缘时间的第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW内有两个相同信号电平的信号的时候的动作。下面将对推移到(表1)的状态号G00、H00中任一个状态的时候，即状态更新定时信号CLK10的上升缘时间的第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW均为相同电平的情况加以说明。
这里以(表1)的状态号G00的状态为例加以说明。
在状态号G00的状态下，线电流比较结果HU为高电平，HV为高电平，HW为高电平，模式信号YM为高电平，第一数据选择装置20的输出Y1U为高电平，Y1V为高电平，Y1W为高电平，第一、第二、三、RS双稳态多谐振荡器26、27、28全部为复位状态。
其结果是，第二数据选择装置21的输出Y2U为高电平，Y2V为高电平，Y2W为高电平，因而在下一个系统时钟脉冲信号CLK1的上升缘时间，PU为低电平，PV为低电平，PW亦为低电平。下一级主电路功率控制部8随着这PU、PV、PW动作。
这一状态即
(PU、PV、PW)＝(L、L、L)将被维持到下一个状态更新定时信号CLK10的上升缘时间后的，系统时钟脉冲CLK1的上升缘时间为止。
以上是从(表1)的状态号A00向状态号AX1以及AX2推移的情况和在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间向状态号G00推移的动作说明，借助于迄今为止的说明，同样也可以考察(表1)中其他状态推移，因此省略其说明。
以上是本发明第1实施例的电流指令型PWM变换器的电流控制装置6的逻辑电路10的具体的动作说明。在这里，用图3对本发明第1实施例的电流指令型PWM变换器控制三相电动机1的线电流的情况加以说明。
在图3，(a)为表示第一、第二、第三线电流指令iTU、iTV、iTW以及第一、第二、第三线电流测定结果iFU、iFV、iFW的图，(b)为表示将(a)的虚线部放大的逻辑电路10的作用的图，(c)为表示以作为逻辑电路10的输出的第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW的输出电平为依据的第一、第二、第三、第四、第五、第六主电路开关功率元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6的通、断动作的图。
首先，对在t＝t1时刻，即在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间的动作加以说明。
在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间的iTU、iTV、iTW和iFU、iFV、iFW的大小关系为
iTU＞iFU
iTV＜iFV
iTW＜iFW的时刻t＝t1，第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW为
(HU、HV、HW)＝(L、H、H)
这个状态相当于(表1)的真值表中的状态号A00，从逻辑电路10输出的开关指令信号PU、PV、PW为
(PU、PV、PW)＝(H、L、L)被传送到主电路功率控制部8。
于是，主电路开关功率元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6分别为通、断、断、断、通、通，各线电流测定结果iFU、iFV、iFW随着三相电动机1的时间常数接近各线电流指令iTU、iTV、iTW。
以上是在时刻t＝t1、状态更新定时信号CLK10的上升缘时间的电流指令型PWM变换器动作说明。
下面说明iTV＞iFV，且
(HU、HV、HW)＝(L、H、H)变成
(HU、HV、HW)＝(*、L、H)的时间(时刻t＝t11)的动作(因为HU的电平忽略不计，为了说明方便，HU＝*表示“不必考虑”HU，以后以*表示“不必考虑”。)
逻辑电路10输入该第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW，将第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW从
(PU、PV、PW)＝(H、L、L)切换为
(PU、PV、PW)＝(H、H、L)，将主电路开关功率元件Q2切换为通，Q5切换为断(推移到状态号AX1)
以上是时刻t＝t11的动作说明。
下面说明iTW＞iFW，且
(HU、HV、HW)＝(*、L、H)变为
(PU、PV、PW)＝(*、H、H)的时刻(时刻t＝t12)的动作。
逻辑电路10输入该第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、VW，将第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW从(PU、PV、PW)＝(H、H、L)切换为(PU、PV、PW)＝(H、H、H)，将主电路开关功率元件Q3切换为通，Q6切换为断(向状态号AX2推移)。
以上是t＝t12时刻的动作说明。而且(PU、PV、PW)＝(H、H、H)的状态一直维持到下一个状态更新定时信号CLK10的上升缘时间为止。
再者，在下一状态更新定时信号CLK10的上升缘时间之后，也进行相同的动作，以使三相电动机1的各线电流遵照第一、第二、第三线电流指令iTU、iTV、iTW的控制。
以上是本发明第1实施例中电流指令型PWM变换器控制三相电动机1的线电流的情况的说明。
还有，在图1，当然也可以将第一、第二、第三比较装置17、18、19做成具有迟滞的结构，从而能减轻叠加在第一、第二、第三线电流指令iTU、iTV、iTW以及第一、第二、第三线电流测定结果iFU、iFV、iFW上的噪声的不良影响。
在图7，也可以在根据电流控制装置6的输出PU、PV、PW的输出电平，控制主电路开关功率元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6的基极激励装置4中，主电路开关功率元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6分别采用在从断转变到通时设置一定的时间延迟，而从通到断时迅速转变的结构。这是在例如从Q1为通，Q4为断的状态向Q1为断，Q4为通的状态转变时首先使Q1断，在Q1确实断了之后使Q4通的结构，借助于此，可以避免Q1和Q4在切换定时的一瞬间同时导通，主电路开关功率元件流过大电流的危险。
而且当然，作为电流指令型PWM变换器的过负载保护进行切断电流时，和想进行电动机的自由运转等情况下，也可以将可使Q1至Q6全部截止的状态附加于基极激励装置4上。
如上所述，采用本发明的第1实施例，由于使用没有电流误差放大器的结构，电流误差放大器的增益调整上的课题得到根本解决，完全没有必要进行增益调整。
再者，即使三相电动机1、电动机电流检测装置9、电流控制装置6和主电路功率控制部8的特性和规格改变，在动作时也会使各线电流误差最小，而且，即使有特性制造偏差以及温度特性，在动作时也会经常使各线电流误差成为最小，因此，电流控制敏感度优异，又不必担心产生振荡。
还有，本发明的电流指令型PWM变换器的电流控制装置6除了第一、第二、第三比较装置外，全部用简单的数字电路构成，用数字电路构成的部分不必担心偏差和漂移等，而且价格便宜。
从而，本发明能够提供不必进行电流误差放大器的增益调整和偏差调整工作，电流控制敏感度优异，价格便宜的电流指令型PWM变换器。
实施例2
下面参照附图对本发明第2实施例加以说明。本发明第2实施例，在图7所示的电流指令型PWM变换器的电流控制装置中具有如图1所示的结构的电流控制装置6中设置的逻辑电路10的内部结构，如图5所示，不同于第1实施例。
除了逻辑电路10的内部结构外，其他结构和第1实施例完全相同，因此，对于设置第2实施例的逻辑电路10的图1所示的电流控制装置6以及设置该电流控制装置6的图7所示的电流指令型PWM变换器的结构省略其说明，下面对逻辑电路10的结构及动作加以说明。
首先，在说明逻辑电路10之前，将逻辑电路10的真值表示于(表3)。
(表3)
 状态号  复位信号 状态更新定时信号  线电流比较结果   开关指令信号
 No.  RESET     CLKIO HU HV  HW  PU  PV  PW
 A00     L     ↑ L H  H  H  L  L
 AX1     L     ★ * L  H  H  H  L
 AX2     L     ★ * L  L  L  L  L
 A00     L     ↑ L H  H  H  L  L
 AY1     L     ★ * H  L  H  L  H
 AY2     L     ★ * L L  L  L  L
 B00     L     ↑ H L H  L  H  l
 BX1     L     ★ L * H  H  H  L
 BX2     L     ★ L * L  L  L  L
 B00     L     ↑ H L H  L  H  L
 BY1     L     ★ H * L  L  H  H
 BY2     L     ★ L * L  L  L  L
 C00     L     ↑ H H L  L  L  H
 CX1     L     ★ L H *  H  L  H
 CX2     L     ★ L L *  L  L  L
 C00     L     ↑ H H L  L  L  H
 CY1     L     ★ H L *  L  H  H
 CY2     L     ★ L L *  L  L  L
 D00     L     ↑ H L L  L  H  H
 DX1     L     ★ * H L  L  L  H
 DX2     L     ★ * H H  H  H  H
 D00     L     ↑ H L L  L  H  H
 DY1     L     ★ * L H  L  H  L
 DY2     L     ★ * H H  H  H  H
 E00     L     ↑ L H L  H  L  H
 EX1     L     ★ H * L  L  L  H
 EX2     L     ★ H * H  H  H  H
 E00     L     ↑ L H L  H  L  H
 EY1     L     ★ L * H  H  L  L
 EY2     L     ★ H * H  H  H  H
 F00     L     ↑ L L H  H  H  L
 FX1     L     ★ H L *  L  H  L
 FX2     L     ★ H H *  H  H  H
 F00     L     ↑ L  L H  H  H  L
 FY1     L     ★ L  H *  H  L  L
 FY2     L     ★ H  H *  H  H  H
 G00     L     ★ H  H H  L  L  L
 H00     L     ★ L  L L  H  H  H
 CLR     H     ★ *  * *  L  L  L
(表3)的阅读方法与第1实施例的逻辑电路10的真值表完全相同，因此省略其说明。
依据(表3)的真值表的、逻辑电路10的动作，在动作上与第1实施例的逻辑电路10动作相同的也省略其说明。
逻辑电路10在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间读取第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW，根据这些HU、HV、HW决定PU、PV、PW的信号电平，这和第1实施例的逻辑电路10的动作完全相同。
下面对下一个状态更新定时信号CLK10的上升缘时间到来之前逻辑电路10的动作，与第1实施例的逻辑电路10的动作说明一样，分为三个信号电平中一个信号电平不同的情况下的动作，即
(HU、HV、HW)＝(L、H、H)
         或 ＝(H、L、H)
         或 ＝(H、H、L)
         或 ＝(H、L、L)
         或 ＝(L、H、L)
         或 ＝(L、L、H)的情况下的动作和三各信号完全相同电平的情况下，即
(HU、HV、HW)＝(H、H、H)
         或 ＝(L、L、L)的情况下的动作在下面加以说明。
首先就在状态更新定时信号CLK的上升缘时间，HU、HV、HW三个信号电平中一个信号电平不同的情况下的动作加以说明。
首先讲在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间，HU、HV、HW三个信号电平内有一个信号电平不同的情况下的动作，在电平相同的两个信号内，先把供给与电平反相的信号有关的线电流的主电路开关功率元件的通断加以切换，通切换为断，断则切换为通，这样把相应的开关指令信号的电平反相，这与第1实施例的逻辑电路10的动作完全相同。接着，在电平相同的两个信号内的剩下的一个的信号电平反相时，不切换供给与反相信号有关的线电流的主电路开关功率元件的通断，其他两个开关指令信号的电平再度反相，这一点和第1实施例的逻辑电路10的动作不同。
这时候，作为逻辑电路10的输出的开关指令信号PU、PV、PW三个信号成同一电平，PU、PV、PW三个信号的电平，与第1实施例的情况成信号电平互相反相的关系，在状态更新定时信号CLK的上升缘时间，HU、HV、HW三个信号中电平不同的一个信号的电平变成其反相电平，在下一个状态更新定时信号CLK10的上升缘时间之前，这PU、PV、PW保持该电平。而在下一个状态更新定时信号CLK10的上升缘时间之后，也反复进行同样的动作。
在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间，HU、HV、HW三个信号的电平完全是同一电平的情况下的动作也和第1实施例相同，因此省略其说明。
以上是本发明第2实施例的电流指令型PWM变换器的电流控制装置6的结构的说明。下面对本发明第2实施例的电流指令型PWM变换器的电流控制装置6的逻辑电路10的结构进行更详细的说明。
关于逻辑电路10的内部结构，用图5在下面对和第1实施例不同的地方加以说明。
在图5，首先对第1实施例的逻辑电路10就新设置的构成要素的动作加以说明。
135、136是第一和第二“与”门电路，向第一“与”电路135的三个输入端的全部，或第二“与”电路136的两个输入端子的全部输入高电平，则在输出端子输出高电平。如果输入端子至少有一个是低电平的话，输出端子即输出低电平。
此外，作为构成要素，新设置有第七数据选择器42、第七D锁存器17、第十、第十一“非”门。各构成要素的动作完全和第1实施例相同，因此省略其说明。
借助于上述构成要素，数据解码装置22的输出端子Y通过第十“非”门133，连接于第七数据选择器42的输入端子A上，同时直接连接于输入端子B上。第七数据选择器42的输出端子Y连接于第二数据选择装置21的输入端子SEL上。第七数据选择器42的输入端子SEL与第七D锁存器16的输出端子Q连接。第七D锁存器16的输入端子D接地，常为低电平，输入端子CK和第一“与”门电路135的输出端子连接，输入端子PR和第二“与”门电路136的输出端子连接。
第一“与”门电路135的三个输入端子通过第四、第五、第六“非”门127、128、129分别和第一、第二、第三RS双稳态多谐振荡器26、27、28的各输出端子连接，状态更新定时延迟信号CLK11通过第十一“非”门134输入第二“与”门电路136的两个输入端子的一个，另一个输入状态更新定时信号CLK10。
借助于上述结构，第七数据选择器42在第七D锁存器16被预置，输出端子Q为高电平时，输入到输入端子B的电平输出到输出端子Y，一旦第七D锁存器16的输入端子CK从低电平切换为高电平，输出端子Q变成低电平，第七数据选择器42就将其输入端子A上输入的电平输出到输出端子Y。
第七D锁存器16被预置是在状态更新定时延迟信号CLK11为低电平，状态更新定时信号CLK10为高电平的时候，而输入端子CK从低电平切换为高电平是在第一、第二、第三RS双稳态多谐振荡器26、27、28全都复位的时候。
下面说明具有如上构成的逻辑电路10的动作。
根据图4，在状态更新定时延迟信号CLK11的上升缘之前，状态更新定时信号CLK10为高电平，状态更新定时延迟信号CLK11为低电平，由于第七D锁存器16被预置，与数据译码装置22的模式信号YM相同电平的信号被输入第二数据选择装置21的输入端子SEL。
另一方面，在第一、第二、第三RS双稳态多谐振荡器26、27、28全部处于复位状态之前，第二数据选择装置21的输入端子SEL的电平不反相。
因而，在向(表3)的A00、B00、C00、D00、E00、F00的任何一状态推移时，即在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间的第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW当中有两个相同信号电平的信号的情况下，从在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间固定的PU、PV、PW电平，到最初PU、PV、PW三个信号内某一个的电平反相的动作推移为止，完全和第一实施例的动作相同。
接着，在HU、HV、HW的信号中剩下的某一个反相时，第一、第二、第三RS双稳态多谐振荡器26、27、28完全复位，第二数据选择装置21的输入端子SEL的电平反相，如(表3)的状态号AX2、AY2、BX2、BY2等所示，被切换到和(表1)的状态反相的电平。
切换过的电平被维持到下一个状态更新定时信号CLK10的上升缘时间后的系统时钟脉冲CLK1的上升缘时间，这一点也和第1实施例相同。
下面对推移到(表1)中的G00、H00中的某一个的情况，即在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间的第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW完全为相同电平的情况加以说明。
根据图4，在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间，第一、第二、第三RS双稳态多谐振荡器26、27、28完全复位，而在状态更新定时延迟信号CLK11的上升缘时间之前，第七D锁存器处于预置状态，第二数据选择装置21的输入端子SEL的电平不变，因而该情况下的动作也如(表3)的真值表所示，变得和第1实施例的动作完全相同。
以上是本发明第2实施例的电流指令型PWM变换器的电流控制装置6的逻辑电路10的具体的动作说明。但是，在本实施例，将第1实施例的(表1)和第2实施例的(表3)相比，在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间，只有HU、HV、HW三个信号中有一个信号的电平不同的情况下，作为动作最终推移结果的、电平相等的PU、PV、PW的信号电平，第2实施例是第1实施例的PU、PV、PW电平的反相电平，这是唯一的不同。
PU、PV、PW的电平由于在开关指令信号PU、PV、PW相同的情况下三相电动机1各相的线间电压为0，无论是PU、PV、PW都是高电平或者都是低电平，在下一个状态更新定时信号CLK10的上升缘时间之前，各相的线间电压不变。从而第2实施例能够完全和第1实施例等价地控制三相电动机1的线电流。
还有，也可以做成(表1)中状态号G00时，PU、PV、PW均为高电平，在状态号H00时，PU、PV、PW均为低电平。
下面参照附图对本发明第3实施例加以说明。
在本发明第3实施例，图7所示的电流指令型PWM变换器的电流控制装置6的内部结构和第1实施例及第2实施例不同，图6表示本发明第3实施例的电流控制装置6的内部结构。
本发明第3实施例中，图6的电流控制装置6的构成要素，除了新设置第一、第二、第三两次读数逻辑电路48、49、50外，其他和第一、第二实施例完全相同。
第一、第二、第三两次读数逻辑电路48、49、50各有完全相同的结构，因此，用图8在下面对第一两次读数逻辑电路48的结构和动作加以说明。
在图8，对第一两次读数逻辑电路48的各构成要素的动作加以说明。首先，51、52是第八、第九D锁存器，在输入到输入端子CK的信号的上升缘时间锁存输入端子D的电平，将该输入端子D的电平输出到输出端子Q。但是，输入端子PR是输入预置信号的端子，在被输入高电平的情况下优先预置，输出端子Q变成高电平。
又，第八、第九D锁存器51、52的输入端子CK和输入端子接在一起。
137、138为第十二、第十三“非”门，在输入端子上输入高电平，则输出端子上即输出低电平；在输入端子上输入低电平则输出端子上输出高电平。
53为第四RS双稳态多谐振荡器，在输入端子R为高电平，并且输入端子S为低电平时复位，输出端子Q变成低电平，在输入端子R为低电平，并且输入端子S为高电平时置位输出端子Q变成高电平。
54、55为第三、第四“与”门电路，在全部输入端子都输入高电平信号时，输出高电平的输出信号，除此以外的输入都得到低电平的输出信号。
以上是关于第一两次读数逻辑电路48的各构成要素的动作的说明。下面跟踪信号流说明第一两次读数逻辑电路48的动作
首先，在系统时钟脉冲CLK2的上升缘时间，输入第一两次读数逻辑电路48的输入端子SI的第一线电流比较结果HU的电平被锁存保持于第八D锁存器51，输出到输出端子Q。
接着，在下一个系统时钟脉冲CLK2的上升缘时间，第八D锁存器51的输出端子Q的电平被锁存保持于第九D锁存器52、输出到该输出端子Q，同时这时的比较结果HU的电平被锁存保持于第八D锁存器51，输出到输出端子Q。
又，第八、第九D锁存器51、52的输出端子Q的输出电平分别被传送到第四“与”门电路55，并通过第十二、十三“非”门137、138被传送到第三与门电路54。而第三“与”门电路的54输出被传送到第四RS双稳态多谐振荡器53的输入端子R上，第四“与”门电路55的输出被传送到第四RS双稳态多谐振荡器53的输出端子S上。而第四RS双稳态多谐振荡器53的输出端子Q作为第一两次读数逻辑电路48的输出端子，输出HU1。
由上可知其动作为，第一两次读数逻辑电路48在每一CLK2的上升缘时间都核查输入信号HU，其结果两次连续为高电平时输出信号HU1变成高电平，而其结果两次连续为低电平时，输出信号HU1变成低电平。
以上是关于第一两次读数逻辑电路48的内部动作的说明，第二、第三两次读数逻辑电路49、50也完全相同。
从而，第一、第二、第三两次读数逻辑电路48、49、50能够生成消除包含于HU、HV、HW的信号中的极短时间的噪声等引起的信号、即高电平→低电平→高电平或低电平→高电平→低电平的信号变动的信号HU1、HV1、HW1。
还有，在图8中，设置三个或三个以上的D锁存器，取各D锁存器的输出电平的和，以此也可以将读系统时钟脉冲CLK2的上升缘时间的次数设定于三次以上。
如上所述，采用本发明第三实施例，设置第一、第二、第三两次读数逻辑电路48、49、50，通过所述第一、第二、第三两次读数逻辑电路48、49、50，将电流控制装置6的第一、第二、第三比较装置17、18、19的各输出信号HU、HV、HW传递给逻辑电路10，以这样的结构可以除去叠加在第一、第二、第三比较装置17、18、19的各输出信号上的噪声，即使在噪声容易发生的条件下，也可以控制三相电动机1的各线电流使其与第一、第二、第三线电流指令iTU、iTV、iTW准确一致。
还有，当然不用说，本实施例的第一。第二、第三两次读数逻辑电路48、49、50附加于第1实施例或第2实施例中的任何一个都可以得到同样的结果。
实施例4
下面参照附图对本发明的第4实施例加以说明。
图9是表示在本发明第4实施例图7所示的电流指令型PWM变换器的电流控制装置6的逻辑电路10的内部结构的图。
将本发明第4实施例的逻辑电路10的内部结构(图9)和所述第1实施例的逻辑电路10的内部结构加以比较，可以看到，
除了第七、第八、第九“非”门130、131、132的输出信号PU1、PV1、PW1被输入第一、第二、第三开关指令信号延迟装置56、57、58，该输出信号作为第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW被传递到主电路功率控制部8这样的结构外，其他结构完全相同。
这里，对第一、第二、第三开关指令信号延迟装置56、57、58的动作加以说明。
第一、第二、第三开关指令信号延迟装置56、57、58采取，能够分别输入第七、第八“非”门130、131、132的输出信号PU1、PV1、PW1，将按预定规则只延迟预定时间的信号作为第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW传递到主电路开关功率元件的结构。亦即在(表1)和(表2)，仅在向状态号A00、B00、C00、D00、E00、F00、G00、H00推移的情况下以延迟时间为0，在向其他状态推移的情况下，以只延迟预定的时间的方式输出第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW的结构。
这样构成的本发明第4实施例的电流控制型PWM变换器控制三相电动机1的线电流的情况用图10和(表1)加以说明。在图10，(a)是表示第一、第二、第三线电流指令iTU、iTV、iTW和第一、第二、第三线电流测定结果iFU、iFV、iFW的图；(b)是表示将(a)的虚线部分放大的，设置第一、第二、第三开关指令信号延迟装置56、57、58的逻辑电路10的作用的图；(c)是表示根据作为第一、第二、第三开关指令信号延迟装置56、57、58的输出的第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW的输出电平，主电路开关功率元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、的通断动作的图。
首先说明在时刻t＝t1、即状态更新定时信号CLK10的上升缘时间(图4的TIME3的情况)的动作。
在状态更新定时信号CLK10的上升缘时间iTU、iTV、iTW和iFU、iFV、iFW的大小关系为
iTU＞iFU
iTV＜iFV
iTW＜iFW的关系的时刻t＝t1，第一、第二、第三线电流比较结果HU、HV、HW变成
(HU、HV、HW)＝(L、H、H)。
这一状态相当于(表1)的真值表的状态号A00，因为
(HU、HV、HW)＝(L、H、H)，所以
(PU1、PV1、PW1)＝(H、L、L)。
这时，第一、第二、第三开关指令信号延迟装置56、57、58将PU1、PV1、PW1的电平变化原封不动作为PU、PV、PW输出，PU、PV、PW传递到主电路功率控制部8。
因而，主电路开关功率元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6分别变成通、断、断、断、通、通，第一、第二、第三线电流测定结果iFU、iFV、iFW随着三相电动机的时间常数逐渐接近第一、第二、第三线电流指令。
以上是关于在时刻t＝t1、状态更新定时信号CLK10的上升缘时间向状态号A00推移的动作的说明。
下面说明iTV＞iFV，且
(HU、HV、HW)＝(L、H、H)变成
(HU、HV、HW)＝(*、L、H)的时间(时刻t＝t11)的动作。
逻辑电路10输入该信号，将PU1、PV1、PW1从
(PU1、PV1、PW1)＝(H、L、L)切换为
(PU1、PV1、PW1)＝(H、H、L)，而第二开关指令信号延迟装置57在经历预定将PV1的电平从低电平切换为高电平的延迟时间TD后的时刻t＝t111时，从
(PU、PV、PW)＝(H、L、L)切换成
(PU、PV、PW)＝(H、H、L)，主电路开关功率元件Q2切换为通，Q5切换为断。
借助于这一动作，第二线电流测定结果iFV的下降在相对于第二线电流指令iTV过去一定时间后得到抑制(向状态号AX1推移)。
以上是时刻t＝t11处的动作说明
下面说明iTW＞iFW，且
(HU、HV、HW)＝(*、L、H)变成
(HU、HV、HW)＝(*、L、L)的时间(时刻t＝t12)的动作。
逻辑电路10输入该信号，将PU1、PV1、PW1从
(PU1、PV1、PW1)＝(H、H、L)变成
(PU1、PV1、PW1)＝(H、H、H)，而第三开关指令信号延迟装置58经历在预定将PW1的电平从低电平切换为高电平的延迟时间TD后的t＝t112时，从
(PU、PV、PW)＝(H、H、L)切换为
(PU、PV、PW)＝(H、H、H)，主电路开关功率元件Q3切换为通，Q6切换为断。
用这一动作使第三线电流测定结果iFW的下降在相对于第三线电流指令iTW经过一定时间后得以抑制(向状态号AX2推移)。
以上是时刻t＝t12的动作说明。而且
(PU、PV、PW)＝(H、H、H)的状态被维持到下一个状态更新定时信号CLK10的上升缘时间为止。
在下一个状态更新定时信号CLK的上升缘时间后也进行相同的动作，以此按照第一、第二、第三线电流指令指令iTU、iTV、iTW控制三相电动机1的各线电流。
以上是用本发明第四实施例的电流控制型PWM变换器控制三相电动机1的线电流的情况的说明。
如上所述，本发明第四实施例在逻辑电路上设置第一、第二、第三开关信号延迟装置，通过第一、第二、第三开关信号延迟装置将第七、第八、第九“非”门的输出传递到主电路功率控制部。以这样的构成，第一、第二、第三开关指令信号延迟装置只在向(表1)和(表3)中状态号A00、B00、C00、D00、E00、F00、G00、H00推移时，以延迟时间为0，在向其他状态推移时以只延迟预定时间的方式，将第一、第二、第三开关指令信号PU、PV、PW传递到主电路功率控制部8。
而且，不用说本实施例是在第1实施例上附加第一、第二、第三开关指令信号延迟装置56、57、58而成的，在第2实施例附加第一、第二、第三开关指令信号延迟装置56、57、58也能得到相同的效果。
本发明的电流指令型PWM变换器因为其结构不包括电流误差放大器，从根本上解决了和电流误差放大器的增益调整有关的课题，完全没有必要进行增益调整。
再者，即使电动机、电动机电流检测装置、电流控制装置和主电路功率控制部的特性和规格改变，也会在动作时经常保持各线电流误差最小。而且，即使有特性制造偏差或具有温度特性，在动作时也会经常保持各线电流误差最小，因此，电流控制敏感度优异，不必担心振荡现象发生。
而且，本发明的电流指令型PWM变换器的电流控制装置除第一、第二、第三比较装置外，全部都用简单的数字电路构成，使用数字电路构成的部分不必担心偏差和漂移，并且价钱便宜。
从而，本发明能够提供不用进行电流误差放大器的增益调整和偏差调整，电流控制敏感度优异，而且便宜的电流指令型PWM变换器。

Claims (5)

1.一种电流指令型脉宽调制变换器，其特征在于具备：
直接或间接地测定从各线流入三相电动机的线电流，并将第一线电流测定结果、第二线电流测定结果以及第三线电流测定结果输出的电动机电流检测装置，
将规定应该从所述各线流入所述三相电动机的线电流的第一线电流指令、第二线电流指令以及第三线电流指令加以输出的电流指令发生装置，
比较所述第一线电流指令与所述第一线电流测定结果的大小关系，在第一线电流测定结果比第一线电流指令大的情况下，以第一线电流比较结果为大，在第一线电流测定结果比第一线电流指令小的情况下，以所述第一线电流比较结果为小的第一比较装置，
比较所述第二线电流指令与所述第二线电流测定结果的大小关系，在第二线电流测定结果比第二线电流指令大的情况下，以第二线电流比较结果为大，在第二线电流测定结果比第二线电流指令小的情况下，以所述第二线电流比较结果为小的第二比较装置，
比较所述第三线电流指令与所述第三线电流测定结果的大小关系，在第三线电流测定结果比第三线电流指令大的情况下，以第三线电流比较结果为大，在第三线电流测定结果比第三线电流指令小的情况下，以所述第三线电流比较结果为小的第三比较装置，
主电路直流电源，
由连接在所述主电路直流电源的正端子上，向所述三相电动机供给第一线电流的第一主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的正端子上，向所述三相电动机供给第二线电流的第二主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的正端子上，向所述三相电动机供给第三线电流的第三主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的负端子上，向所述三相电动机供给第一线电流的第四主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的负端子上，向所述三相电动机供给第二线电流的第五主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的负端子上，向所述三相电动机供给第三线电流的第六主电路开关功率元件，以及与所述各主电路开关功率元件并联连接的回流二极管构成三相桥式结构的主电路功率元件群，
输入所述第一线电流比较结果、第二线电流比较结果、以及第三线电流比较结果，产生所述第一、第二、第三、第四、第五、第六主电路开关功率元件的开关指令信号的逻辑电路，
将周期性状态更新定时信号提供给所述逻辑电路的定时信号发生装置；
所述逻辑电路具有根据所述状态更新定时和第一、第二以及第三线电流比较结果变化定时，决定使所述第一、第二、第三、第四、第五、第六主电路开关功率元件分别处于导通状态或是截止状态的开关指令信号的结构。
2.根据权利要求1所述的电流指令型脉宽调制变换器，其特征在于具备：
直接或间接地测定从各线流入三相电动机的线电流，并将第一线电流测定结果、第二线电流测定结果以及第三线电流测定结果输出的电动机电流检测装置，
将规定应该从所述各线流入所述三相电动机的线电流的第一线电流指令、第二线电流指令以及第三线电流指令加以输出的电流指令发生装置，
比较所述第一线电流指令及所述第一线电流测定结果的大小关系，在第一线电流测定结果比第一线电流指令大的情况下，以第一线电流比较结果为大，在第一线电流测定结果比第一线电流指令小的情况下，以所述第一线电流比较结果为小的第一比较装置，比较所述第二线电流指令与所述第二线电流测定结果的大小关系，在第二线电流测定结果比第二线电流指令大的情况下，以第二线电流比较结果为大，在第二线电流测定结果比第二线电流指令小的情况下，以所述第二线电流比较结果为小的第二比较装置，比较所述第三线电流指令与所述第三线电流测定结果的大小关系，在第三线电流测定结果比第三线电流指令大的情况下，以第三线电流比较结果为大，在第三线电流测定结果比第三线电流指令小的情况下，以所述第三线电流比较结果为小的第三比较装置，
主电路直流电源，
由连接在所述主电路直流电源的正端子上，向所述三相电动机供给第一线电流的第一主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的正端子上，向所述三相电动机供给第二线电流的第二主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的正端子上，向所述三相电动机供给第三线电流的第三主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的负端子上，向所述三相电动机供给第一线电流的第四主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的负端子上，向所述三相电动机供给第二线电流的第五主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的负端子上，向所述三相电动机供给第三线电流的第六主电路开关功率元件，以及与所述各主电路开关功率元件并联连接的回流二极管构成三相桥式结构的主电路功率元件群，
输入所述第一线电流比较结果、第二线电流比较结果以及第三线电流比较结果，产生所述第一、第二、第三、第四、第五、第六主电路开关功率元件的开关指令信号的逻辑电路，
将周期性状态更新定时信号提供给所述逻辑电路的定时信号发生装置；
所述逻辑电路具有，在所述状态更新定时处第一线电流比较结果小、第二线电流比较结果大，且第三线电流比较结果大的情况下，向第二、第三、第四主电路开关功率元件发出截止指令，向第一、第五、第六主电路开关功率元件发出导通指令，在从第二线电流比较结果变小的时刻开始到下一个状态更新定时信号到来为止这一段时间指令第五主电路开关功率元件截止，第二主电路开关功率元件导通，又在从第三线电流比较结果变小的时刻开始到下一个状态更新定时信号到来为止这一段时间指令第六主电路开关功率元件截止，指令第三主电路开关功率元件导通的结构，
而且具有，在所述状态更新定时处，第一线电流比较结果大、第二线电流比较结果小、第三线电流比较结果大的情况下，指令第一、第三、第五主电路开关功率元件截止，指令第二、第四、第六主电路开关功率元件导通，
在从第一线电流比较结果变小的时刻开始到下一个状态更新定时信号到来为止的时间内指令第四主电路开关功率元件截止，指令第一主电路开关功率元件导通，而在从第三线电流比较结果变小的时刻开始到下一个状态更新定时信号到来为止的时间内指令第六主电路开关功率元件截止，指令第三主电路开关功率元件导通的结构，
并且具有，在所述状态更新定时处，第一线电流比较结果大、第二线电流比较结果大、第三线电流比较结果小的情况下，指令第一、第二、第六主电路开关功率元件截止，指令所述第三、第四、第五主电路开关功率元件导通，在从第一线电流比较结果变小的时刻开始到下一个状态更新定时信号到来的时间内指令第四主电路开关功率元件截止，指令第一主电路开关功率元件导通，而在从第二线电流比较结果变小的时刻到下一个状态更新定时信号到来的时间内指令第五主电路开关功率元件截止，指令第二主电路开关功率元件导通的结构，
并且还具有，在所述状态更新定时处第一线电流比较结果大、第二线电流比较结果小、第三线电流比较结果小的情况下，指令第一、第五、第六主电路开关功率元件截止，指令所述第二、第三、第四主电路开关功率元件导通，在从第二线电流比较结果变大的时刻开始到下一个状态更新定时信号到来为止的时间内指令第二主电路开关功率元件截止，指令第五主电路开关功率元件导通，而在从第三线电流比较结果变大的时刻开始到下一个状态更新定时信号到来为止的时间内指令第三主电路开关功率元件截止，指令第六主电路开关功率元件导通的结构，
又具有，在所述状态更新定时处第一线电流比较结果小，第二线电流比较结果大，第三线电流比较结果小的情况下，指令第二、第四、第六主电路开关功率元件截止，指令所述第一、第三、第五主电路开关功率元件导通，在从第一线电流比较结果变大的时刻到下一个状态更新定时信号到来为止的时间内指令第一主电路开关功率元件截止，指令第四主电路开关功率元件导通，而在从第三线电流比较结果变大的时刻到下一个状态更新定时信号到来为止的时间内指令第三主电路开关功率元件截止，指令第六主电路开关功率元件导通的结构，
还具有，在所述状态更新定时处第一线电流比较结果小、第二线电流比较结果小、第三线电流比较结果大的情况下，指令第三、第四、第五主电路开关功率元件截止，指令第一、第二、第六主电路开关功率元件导通，在从第一线电流比较结果变大的时刻开始到下一个状态更新定时信号到来为止的时间内，指令第一主电路开关功率元件截止，指令第四主电路开关功率元件导通，而在从第二线电流比较结果变大的时刻开始到下一个状态更新定时信号到来为止的时间内指令第二主电路开关功率元件截止，指令第五主电路开关功率元件导通的结构。
3.根据权利要求1所述的电流指令型脉宽调制变换器，其特征在于具备：
直接或间接地测定从各线流入三相电动机的线电流，并将第一线电流测定结果、第二线电流测定结果以及第三线电流测定结果输出的电动机电流检测装置，
将规定应该从所述各线流入所述三相电动机的线电流的第一线电流指令、第二线电流指令以及第三线电流指令加以输出的电流指令发生装置，
比较所述第一线电流指令及所述第一线电流测定结果的大小关系，在第一线电流测定结果比第一线电流指令大的情况下，以第一线电流比较结果为大，在第一线电流测定结果比第一线电流指令小的情况下，以所述第一线电流比较结果为小的第一比较装置，比较所述第二线电流指令与所述第二线电流测定结果的大小关系，在第二线电流测定结果比第二线电流指令大的情况下，以第二线电流比较结果为大，在第二线电流测定结果比第二线电流指令小的情况下，以所述第二线电流比较结果为小的第二比较装置，比较所述第三线电流指令与所述第三线电流测定结果的大小关系，在第三线电流测定结果比第三线电流指令大的情况下，以第三线电流比较结果为大，在第三线电流测定结果比第三线电流指令小的情况下，以所述第三线电流比较结果为小的第三比较装置，
主电路直流电源，
由连接在所述主电路直流电源的正端子上，向所述三相电动机供给第一线电流的第一主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的正端子上，向所述三相电动机供给第二线电流的第二主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的正端子上，向所述三相电动机供给第三线电流的第三主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的负端子上，向所述三相电动机供给第一线电流的第四主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的负端子上，向所述三相电动机供给第二线电流的第五主电路开关功率元件，连接在所述主电路直流电源的负端子上，向所述三相电动机供给第三线电流的第六主电路开关功率元件，以及与所述各主电路开关功率元件并联连接的回流二极管构成三相桥式结构的主电路功率元件群，
输入所述第一线电流比较结果、第二线电流比较结果以及第三线电流比较结果，产生所述第一、第二、第三、第四、第五、第六主电路开关功率元件的开关指令信号的逻辑电路，
将周期性状态更新定时信号提供给所述逻辑电路的定时信号发生装置；
所述逻辑电路具有，在所述状态更新定时处第一线电流比较结果小，第二线电流比较结果大，且第三线电流比较结果大的情况下，指令第二、第三、第四主电路开关功率元件截止，指令所述第一、第五、第六主电路开关功率元件导通，接着，在第三线电流比较结果变小之前第二线电流比较结果变小的的情况下，在从该时刻开始到第三线电流比较结果变小为止的时间内，指令第五主电路开关功率元件截止，第二主电路开关功率元件导通，而在从第三线电流比较结果变小的时刻开始到下一个状态更新定时信号到来为止这一段时间指令第一、第二、第三主电路开关功率元件截止，指令第四、第五、第六主电路开关功率元件导通，
又，在第二线电流比较结果变小之前第三线电流比较结果变小的情况下，在从该时刻开始到第二线电流比较结果变小的时间内指令第六主电路开关功率元件截止，第三主电路开关功率元件导通，在从第二线电流比较结果变小的时刻到下一个状态更新定时信号到来的时间内指令第一、第二、第三主电路开关功率元件截止，第四、第五、第六主电路开关功率元件导通的结构，而且具有，在所述状态更新定时处第一线电流比较结果大、第二线电流比较结果小、第三线电流比较结果大的情况下，指令第一、第三、第五主电路开关功率元件截止，指令第二、第四、第六主电路开关功率元件导通，接着，在第一线电流比较结果变小之前第三线电流比较结果变小的情况下，在该时刻到第一线电流比较结果变小为止的时间内指令第六主电路开关功率元件截止，指令第三主电路开关功率元件导通，在从第一线电流比较结果变小的时刻到下一个状态更新定时信号到来的时间内，指令第一、第二、第三主电路开关功率元件截止，指令第四、第五、第六主电路开关功率元件导通，
又，在第三线电流比较结果变小之前第一线电流比较结果变小的情况下，在从该时刻到第三线电流比较结果变小为止的时间内，指令第四主电路开关功率元件截止，指令第一主电路开关功率元件导通，在从第三线电流比较结果到下一个状态更新定时信号到来的时间内，指令第一、第二、第三主电路开关功率元件截止，第四、第五、第六主电路开关功率元件导通的结构，
并且具有，在所述状态更新定时处第一线电流比较结果大、第二线电流比较结果大、第三线电流比较结果小的情况下，指令第一、第二、第六主电路开关功率元件截止，指令所述第三、第四、第五主电路开关功率元件导通，
接着，在第二线电流比较结果变小之前第一线电流比较结果变小的情况下，在从该时刻开始到第二线电流比较结果变小的时刻为止的时间内，指令第四主电路开关功率元件截止，指令第一主电路开关功率元件导通，在从第二线电流比较结果变小到下一个状态更新定时信号到来的时间内指令第一、第二、第三主电路开关功率元件截止，指令第四、第五、第六、主电路开关功率元件导通，
又，在第一线电流比较结果变小之前第二线电流比较结果变小的情况下，在从该时刻开始到第一线电流比较结果变小为止的时间内，指令第五主电路开关功率元件截止，指令第二主电路开关功率元件导通，在从第一线电流比较结果变小的时刻开始到下一个状态更新定时为止的时间内指令第一、第二、第三主电路开关功率元件截止，指令第四、第五、第六主电路开关功率元件导通的结构，
又具有，在所述状态更新定时处第一线电流比较结果大、第二线电流比较结果小、第三线电流比较结果小的情况下，指令第一、第五、第六主电路开关功率元件截止，指令所述第二、第三、第四主电路开关功率元件导通，接着，在第三线电流比较结果变大之前第二线电流比较结果变大的情况下，从该时刻开始到第三线电流比较结果变大为止的时间内，指令第二主电路开关功率元件截止，指令第五主电路开关功率元件导通，在从第三线电流比较结果变大的时刻开始到下一个状态更新定时信号到来为止的时间内指令第四、第五、第六主电路开关功率元件截止，指令第一、第二、第三主电路开关功率元件导通，
又在第二线电流比较结果变大之前第三线电流比较结果变大的情况下，在从该时刻开始到第二线电流比较结果变大为止的时间内指令第三主电路开关功率元件截止，指令第六主电路开关功率元件导通，在从第二线电流比较结果变大的时刻到下一个状态更新定时的时间内指令第四、第五、第六主电路开关功率元件截止，指令第一、第二、第三主电路开关功率元件导通的结构，
还具有，在所述状态更新定时处第一线电流比较结果小，第二线电流比较结果大，第三线电流比较结果小的情况下，指令第二、第四、第六主电路开关功率元件截止，指令所述第一、第三、第五主电路开关功率元件导通，接着，在第一线电流比较结果变大之前第三线电流比较结果变大的情况下，从该时刻开始到第一线电流比较结果变大为止的时间内，指令第三主电路开关功率元件截止，指令第六主电路开关功率元件导通，而在从第一线电流比较结果变大的时刻到下一个状态更新定时信号到来为止的时间内指令第四、第五、第六主电路开关功率元件截止，指令第一、第二、第三主电路开关功率元件导通，
又在第三线电流比较结果变大之前第一线电流比较结果变大的情况下，从该时刻开始到第三线电流比较结果变大为止的时间内指令第一主电路开关功率元件截止，指令第四主电路开关功率元件导通，在从第三线电流比较结果变大的时刻开始到下一个状态更新定时信号到来为止的时间内指令第四、第五、第六主电路开关功率元件截止，指令第一、第二、第三主电路开关功率元件导通的结构，
而且具有，在所述状态更新定时处第一线电流比较结果小，第二线电流比较结果小，第三线电流比较结果大的情况下，指令第三、第四、第五主电路开关功率元件截止，指令所述第一、第二、第六主电路开关功率元件导通，接着，在第一线电流比较结果变大之前第二线电流比较结果变大的情况下，在从该时刻开始到第一线电流比较结果变大为止的时间内，指令第二主电路开关功率元件导通，指令第五主电路开关功率元件导通，在从第一线电流比较结果变大的时刻到下一个状态更新定时信号到来为止的时间内，指令第四、第五、第六主电路开关功率元件截止，指令第一、第二、第三主电路开关功率元件导通，
又在第二线电流比较结果变大之前第一线电流比较结果变大的情况下，在从该时刻开始到第二线电流比较结果变大为止的时间内，指令第一主电路开关功率元件截止，指令第四主电路开关功率元件导通，在从第二线电流比较结果变大的时刻到下一个状态更新定时到来为止的时间内指令第四、第五、第六主电路开关功率元件截止，指令第一、第二、第三主电路开关功率元件导通的结构。
4.根据权利要求1或2或3所述的电流指令型脉宽调制变换器，其特征在于，第一比较装置具有周期性地比较所述第一线电流指令和第一线电流测定结果的大小关系，在第一线电流测定结果比第一线电流指令连续大至少两次以上的情况下，以第一线电流比较结果为大，在第一线电流测定结果比第一线电流指令连续小至少两次以上的情况下，以所述线电流比较结果为小的结构，
第二比较装置具有周期性地比较所述第二线电流指令和所述第二线电流测定结果的大小关系，在第二线电流测定结果比第二线电流指令连续大至少两次以上的情况下，以第二线电流比较结果为大，在第二线电流比较结果比第二线电流指令连续小至少两次的情况下，以所述线电流比较结果为小的结构，
第三比较装置具有周期性地比较第三线电流指令和第三线电流测定结果的大小关系，在第三线电流测定结果比第三线电流指令连续大至少两次以上的情况下，以第三线电流比较结果为大，在第三线电流比较结果比第三线电流指令连续小至少两次的情况下，以所述第三线电流比较结果微小的结构。
5.一种电流指令型脉宽调制变换器，其特征在于，逻辑电路具有，决定在状态更新定时处和第一、第二、第三线电流比较结果变化定时处，使第一、第二、第三、第四、第五、第六主电路开关功率元件分别处于导通状态或截止状态的开关指令信号的结构，
具有在指定第一、第二、第三线电流比较结果发生变化的时间，延迟预定的时间后，输出所述第一、第二、第三、第四、第五、第六主电路开关功率元件的开关指令信号的延迟装置。
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