CN1148906C - 一种在扩展频谱通信系统内的发射机及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了在CDMA扩展频谱通信系统内以可变数据速率在同相和正交相通信信道上传递信息的改进的系统和方法。首先把信息信号分成第一和第二子信号，分别提供给第一和第二陪集编码网络。把第一子信号与第一陪集码组合，把第二子信号与正交于第一陪集码的第二陪集码组合。然后用正交函数信号调制复合陪集编码信号，以提供第一调制信号。分别用预定PN码的同相伪随机噪声和正交相伪随机噪声信号来扩展第一调制信号，以在I或Q通信信道上传输给接收机。

Description

一种在扩展频谱通信系统内的发射机及其方法

本申请是申请号为94193946.4的分案申请。

技术领域

本发明涉及一种使用扩展频谱信号的通信系统，尤其涉及一种新颖的、经改进的扩展频谱通信系统内信息通信的方法和装置。

背景技术

通信系统已经发展到能把信息信号从源处传输到物理性质不同的用户目的地。已经用模拟和数字的方法通过链接源处和用户目的地的信道来传输这种信息信号。数字方法相对模拟技术具有几项优点，例如，改善了抗信道噪声和干扰性、提高了容量以及用加密技术改善了通信的保密性。

在通过信道从源处传输信息信号时，首先要把信息信号转换成适合在信道上高效地传输的形式。信息信号的转换或者调制包括根据信息信号以使产生的调制载波频谱限制在信道带宽内的方法改变载波的参数。在用户处，从信道传播中连续接收到的调制载波的形式来复制原始报文信号。这种复制通常用与源发射机使用的调制方法相逆的方法来完成。

调制还使用多路复用技术，即在一个共用信道上同时传输几路信号变得容易。多路复用的通信系统一般包括多个需要期间较短的间隙服务而不是连续访问通信信道的远端用户单元。被设计成能在短暂的间隔内与一组用户单元进行通信的系统被称为多址访问通信系统。

一种特定类型的多址访问通信系统被称为扩展频谱系统。在这些扩展频谱系统中，所用的调制技术导致在通信信道中把传输的信号扩展成了宽频带信号的结果。一种多址访问扩展频谱系统是码分多址访问(CDMA)调制系统。另一些诸如时分多址(TDMA)、频分多址(TDMA)等多址访问通信系统和诸如幅度压扩单边带的AM调制方法在已有技术中是公知的。然而，CDMA扩展频谱调制技术比这些多址访问通信系统的调制技术具有显著的优点。在1990年2月13日公告的、名称变“使用卫星或地面中继站的扩展频谱多址访问通信系统”的美国专利No.4,901,307中揭示了在多址访问通信系统中使用CDMA技术，该专利已转让给本发明的受让人。

在上述的美国专利No.4,901,307中，揭示了一种多址访问技术，在这种技术中，大量的每个都有收发信机的移动电话系统用户通过使用CDMA扩展频谱通信信号的卫星中继或地面基站进行通信。在使用CDMA进行通信时，频谱能被多次利用，因此，可以增加系统用户容量。用CDMA可以得到比使用其它的多址技术能到达的更高的频谱利用率。

尤其是，在CDMA系统中，一对地方之间进行的通信是通过用唯一的用户扩展码来把每个传输的信号扩展成信道带宽信号来实现的。从通信信道内取出指定的传输信号，用与取出的传输信号相关的用户扩展码在通信信道内对复合信号能量进行解扩展。

在特殊的扩展频谱通信系统中，人们希望各种类型的用户信道(例如，语音、传真，或者高速数据)能以不同的数据速率进行工作。这些系统一般被设计成具有工作在标称数据速率下的信道，还具有数据速率降低的话务信道，以提供更多的话务数据容量。然而，通过使用数据速率降低的信道来增加容量延长了传输数据所需要的时间。而且，在某些扩展频谱通信系统中，还需要数据速率提高的信道，以比标称速率高的数据速率进行传输。

为了支持以可变速率进行数据传输，一般要求根据输入数据速率改变编码、交叉存取(interleaving)和调制。这种速率的改变一般要求对信道编码和译码过程进行复杂的控制，因而增加了系统的成本和复杂程度。

因此，本发明的一个目的是提供一种扩展频谱通信系统，在这种系统中，通信信道适合于以比标称系统速率高和低的两种速率进行数据传输。

本发明的另一个目的是提供这样一种扩展频谱通信系统，在这种通信系统中，用同一种格式对待以可变速率进行传输的数据进行编码、交叉存取和调制。

本发明的再一个目的是提供一种能提高话务信道的容量而相应的数据速率没有降低的CDMA扩展频谱通信系统。

发明内容

在使用正交PN码序列的扩展频谱通信系统中实施CDMA技术减少了用户之间的相互干扰，因而，可以提高容量，达到更好的性能。本发明提供一种改进的在CDMA扩展通信系统中在同相(I)和正交相(Q)通信信道上进行信息通信的系统和方法。

在一个典型的实施例中，用直接序列扩展频谱通信信号在I或Q通信信道上传输输入的信息信号。首先把信息信号分成第一和第二子信号，把它们分别提供给第一和第二陪集编码网络。第一陪集编码网络组合第一子信号的第一陪集码，而第二陪集编码网络组合第二子信号和与第一陪集码正交的第二陪集码。这样，第一和第二陪集编码网络的运作分别产生第一和第二陪集编码信号。然后对根据第一和第二陪集编码信号形成的复合陪集信号用正交函数信号进行调制，以提供第一调制信号。

预定PN码的同相伪随机噪声(PNI)和正交相伪随机噪声(PNQ)信号分别在I或Q通信信道上扩展第一调制信号。例如，可以把PNI信号与第一调制信号进行组合，提供I信道调制信号，以通过I通信信道传输给接收机。

在一个典型的实施例中，接收机的运作根据在I或Q通信信道上接收到的调制载波信号产生输入信息信号的估计值。首先用正交函数信号解调接收到的信号。然后对解调后的信号用解扩展PN信号进行去相关，把得到的映射信号提供给相位旋转器(phaserotator)。相位旋转器的运作根据映射信号和接收到的导频信号产生复合陪集(coset)编码信号的估计值。第一和第二子信号的估计值是通过根据第一和第二陪集码的正交性进一步去相关来完成的。

因此，本发明提供一种在扩展频谱通信系统内调制一组数据速率相等的p个信息信号以同时进行传输的发射机，包含：

把每个所述信息信号与一组p个陪集码中的一个码组合，以产生一组p个陪集编码的信号的装置；

把所述p个陪集编码的信号进行组合并产生一个复合陪集编码信号的装置；

产生一个正交函数信号的装置；和

把所述复合陪集编码信号与所述正交函数信号进行调制以提供第一调制信号的装置。

本发明还提供一种在扩展频谱通信系统内调制一组数据速率相同的p个信息信号以便同时传输的方法，所述方法包含下列步骤：

把每个所述信息信号与一组p个陪集码中的一个组合，产生一组p个陪集编码信号；

组合所述p个陪集编码信号，产生一个复合陪集编码信号；

产生一个正交函数信号；

所述复合陪集编码信号与正交函数信号调制，提供第一调制信号。

附图概述

从下面结合附图的详细描述和所附的权利要求书将使本发明的附加目的和特征变得更为明了，其中：

图1示出了传统的扩展频谱发射机的框图。

图2示出了传输I信道和Q信道信息信号的扩展频谱发射机的较佳实施例的框图。

图3示出了本发明的对信息信号进行编码的I信道陪集编码网络的方框示意图。

图4是适合于包含在图3的陪集编码网络中的一类速率为1/p的陪集编码器的方框示意图。

图5示出了本发明的较佳实施例中所用的一对I信道和Q信道陪集编码网络的方框示意图，它以四倍于标称数据速率的速率传输数据。

图6示出了本发明的较佳实施例中所用的一对I信道和Q信道1/4速率陪集编码网络的方框示意图，它以八倍于标称数据速率的速率传输数据。

图7示出了较佳实施例中所用的陪集编码网络的方框示意图，它以标称速率的一半速率传输数据。

图8示出了较佳实施例中所用的陪集编码网络的方框示意图，它以标称速率的四分之一的速率传输数据。

图9图示了提供I和Q信道导频序列的导频产生网络。

图10示出了引入本发明的较佳实施例中的RF发射机的一种典型的具体例子。

图11是用于接收RF信号的典型的分集接收机的方框图。

图12是接收在I和Q通信信道上发射的RF信号能量的分集接收机的方框图。

图13是包括在设计成对在所选的传输通道上接收到的信号能量进行处理的图12的分集接收机内接收机指针的方框图。

图14提供了图13所示的所选的接收机指针更详细的图示。

本发明的实施方式

参见图1，图1示出了诸如1992年公告的、名称为“在CDMA蜂窝式电话系统内产生信号波形的系统和方法”的美国专利No.5,103,459中描述的扩展频谱发射机，该专利已转让给本发明的受让人，在此援引，以作参考。在图1的发射机中，把由例如用声码器转换成数据的语音组成的数据比特100提供给编码器102，在编码器102内根据输入的数据速率用码符号复制对这些比特进行卷积编码。如果数据比特率低于编码器102处理的速率，码符号复制命令该编码器102复制输入数据比特100，以产生比特率与编码器102的运作速率相匹配的重复的数据流。然后把已编码的数据提供给交叉存取器104，进行卷积交叉存取。把交叉存取后的符号数据以典型的19.2ksps的速率从交叉存取器104输出至异或门106的输入端。

在图1的系统中，把交叉存取后的数据符号进行加密，以在信道上提供更为保密的传输。对于语音信道的信号的加密可以通过用指派给打算接收的用户单元的PN码对交叉存取后的数据进行伪噪音(PN)编码来实现。PN发生器108用合适的PN序列或加密方法可以提供这种PN加密。PN发生器108一般包括长PN发生器，以产生固定的1.2288MHz的PN片码率的唯一的PN码。然后根据提供的用户识别信息把这种PN码通过+取-器，把得到的每秒19.2千个符号(ksps)的加密序列提供给异或门106的另一个输入端。然后把异或门106的输出提供给异或门110的一个输入端。

再参见图1，把异或门110的另一个输入端连接到Walsh波形发生器112上。Walsh发生器112产生分配给要传输信息的数据信道的Walsh波形。从一组每个的长度为64个Walsh片码的64个Walsh波形来选择发生器112提供的Walsh波形。64个正交波形对应于64X64Hadamard矩阵内的入口，其中，由矩阵的行和列来定义特定Walsh波形。由异或门110对加密后的符号数据和Walsh波形进行异或运算，把得到的结果作为异或门114和116两个的输入。

异或门114还接收PN_I信号，而异或门116的另一个输入端接收PN_Q信号。PN_I和PN_Q信号为伪随机噪声序列，一般对应于CDMA系统所覆盖的一特定区域，即蜂窝，它们分别与同相(I)和正交相(Q)通信信道相关。把PN_I和PN_Q信号分别与异或门110的输出进行异或运算，在进行传输之前进一步扩展用户数据。

把得到的I信道码扩展序列122和Q信道码扩展序列126用于双相调制一对正交的正弦波。把调制后的正弦波相加、带通滤波、移到RF频率上，并在通过天线发射以完成在通信信道上的传输之前再次进行滤波和放大。

传统的在图1的传输系统内提供可变数据速率的技术一般要求使用控制器，根据输入数据速率来改变编码器102、交叉存取器104和Walsh发生器112的工作速率。如此后所描述的，本发明能用共用的编码、交叉存取和调制速率，以高于标称速率进行信息信号的扩展频谱传输，或者，以低于标称速率、进行多信息信号传输。

图2示出了本发明的用于传输数据速率为kR_b的输入信息信号S_IN的扩展频谱发射机150的较佳实施例的方框图，其中k为整数，R_b表示标称发射机数据(即比特)率。如此处所用的，把标称数据速率R_b定义为等于PN片码率与卷积编码速率的乘积除以Walsh波形的每个符号的Walsh片码数。在一个典型的实施例中，标称发射机数据速率R_b被设置为9.6kbps，所用的一组调制参数为：把PN片码率选为1.2288MHz，卷积码率为1/2码速率，Walsh波形符号长度设置为64。本发明的一个特征是发射机150可以用来发射数据速率高于或等于标称速率的信息信号，而不用调整前述的调制参数值。如此后所要描述的，本发明还提供一种发射多个数据速率比标称速率低的信息信号而不需要相应地调整调制参数的技术。

在一个特定的应用中，输入信息比特序列S_IN可以由例如由声码器转换成数据比特流的语音组成。如图2中所示，把输入数据流提供给编码和交叉存取网络160。网络160对信息比特序列S_IN进行卷积编码，然后对编码后的数据进行交叉存取，并从网络160输出编码和交叉存取后的符号流S_INT。假设卷积编码为1/2速率，则以2kRb把符号流S_INT提供给去复用器。去复用器170通过把相继的符号S_INT定为子流{A(1)，A(2)，…A(k)}中对应相继的一个把符号流S_INT变换成一组每个速率为2R_b的符号流A(1)，A(2)，…A(k)}。把第一k/2个符号子流提供给I信道陪集编码网络180，而把余下的k/2个符号流提供给Q信道陪集编码网络190。如此后所描述的，在一个典型的陪集编码网络180和190的实施例子中，用长度为p的陪集码正交组对符号子流进行编码，其中p＝k/2。然后把分别网络180和190内的陪集编码符号流加到I信道和Q信道复合符号流I_C和Q_C中。虽然为了全面，图2中图示了I信道和Q信道陪集编码网络两者，但在特殊的实施例子中，可以把符号流划分成仅k/2个符号子流，在I信道或Q信道上传输。

再参见图2，由Walsh波形发生器210为I信道和Q信道调制和扩展网络200和205提供一对相同的Walsh波形。Walsh波形在网络200和205内用于调制I信道和Q信道复合符号流IC和QC。

另外，还由PN_I和PN_Q序列发生器215和220向调制和扩展网络200和205分别提供PN扩展信号。PN_I序列用于把复合符号流I_C扩展成I信道码扩展序列S_I。同样，网络205用PN_Q序列把复合符号流Q_C扩展成Q信道码扩展序列S_Q。得到的I信道和Q信道码扩展序列S_I和S_Q用于双相调制在RF发射器225内产生的一对正交正弦波。在通过天线在I和Q通信信道上发射之前，通常把调制后的正弦波相加、带通滤波，移到RF频率上，并进行放大。

图3示出了I信道陪集编码网络180的方框示意图，应当理解，Q信道陪集编码网络可以以基本上相同的方式来实现。编码网络180包括多个陪集编码器250，去复用器170向它们提供k/2个符号流。编码器250的运作产生k/2序列{a(1)，a(2)，…a(k/2)}，其中：

a(1)＝A(1)[]S₁，

a(2)＝A(2)[]S₂，

a(k/2)＝A(k/2)[]S_k/2

其中S₁，S₂，…S_k/2形成一组k/2个长度为p的正交陪集码，运算[]的定义如下。设A＝(Q₁，…，Q_r)为长度为“r”的序列，B＝(b₁，b₂，…，b_k)为长度为“k”的序列，则A[]B表示序列(a₁b₁，…，a₁b_k，a₂b₁，…，a₂b_k，…，a_rb_k)，其中表示异或运算。在产生序列{a(1)，a(2)，…，a(k/2)}时，符号子流{A(1)，A(2)，…，A(k)}重复“p”次，把第“p″次重复的符号与相应的陪集码的第p个系数异或。该技术领域的熟练人员把这一运算称为使用“l/p速率的重复陪集码”的编码。

图4是速率为l/p的陪集编码器300的方框示意图，它可用来使用陪集码C把输入符号流Rs编码成输出陪集编码的符号流R_s，enc，其中，C∈{c₁，c₂，…c_p}。陪集编码器包括去复用器305，向一组P个异或门310提供包括在符号流Rs内的每个符号r_i。每个符号r_i与陪集码系数c_p进行异或，并把结果提供给p：1复用器315。然后，复用器315产生陪集编码的符号流R_s，enc，其中R_s，enc∈{r₁c₁，r₁c₂，…，r₁c_p，r₂c₁，r₂c₂，…，r₂c_p，…r_ic_p，…}。更一般地，对于每个符号r_i，速率为l/p的陪集编码器产生一个序列，

(r_ic₁，r_ic₂，…，r_ic_p)＝r_i[]C

再参见图3，在较佳实施例中，子流{A(1)，A(2)，…，A(k)}和陪集码S₁，S₂，…，S_k/2由逻辑值0和1组成，如由陪集编码器250产生的序列{a(1)，a(2)，…，a(k/2)}。一组二进制一整数转换电路260把序列{a(1)，a(2)，…，a(k/2)}按如下方式转换成整数，即±1：

0→+1

1→-1

如图3所示，然后通过在数字加法器270内把转换电路260的输出加在一起产生序列IC。

支持高速率数据速率的实施例

I.4x标称速率

图5示出了本发明的较佳实施例中所用的用于以四倍的标称速率发射数据的I信道和Q信道陪集编码网络对350和360的方框示意图。详细地说，按序把符号赋予四个子流{A(1)，A(2)，A(3)，A(4)}中的一个子流，对标称速率(例如，9.6ksps)八倍的速率(例如，76.8kxps)的1/2速率编码和交叉存取的符号流去复用。其中，A(1)＝{A₁₁，A₁₂，…}，A(2)＝{A₂₁，A₂₂，…}，A(3)＝{A₃₁，A₃₂，…}，A(4)＝{A₄₁，A₄₂}，…}。  在图5的具体例子中，从速率等于标称速率四倍的输入数据比特序列(未图示)中得到1/2速率编码和交叉存取的符号流。如图5所示的，分别把子流A(1)和A(2)提供给I信道陪集编码网络350内的1/2速率陪集编码器370和372，而把子流A(3)和A(4)分别输送到Q信道陪集编码网络360内的1/2速率陪集编码器375和377中。对于1/2速率的重复操作，编码器370和375用陪集码(0，0)来对符号子流A(1)和A(3)进行编码，而把陪集(0，1)提供给陪集编码器372和377，对符号子流A(2)和A(4)进行编码。由一对二进制-整数转换网络380把I信道陪集编码器370和372的编码子流变换成整数形式(±1)，并在数字加法器385内把它们组合成实数序列I_c，4。用相同的方法，由二进制整数转换网络390把Q信道陪集编码器375和377的子流变换成整数形式(±1)，然后在数字加法器395内把它们相加，形成实数序列Q_c，4。

图5还示出了I信道和Q信道调制和扩展网络200和205的较佳的具体例子。I信道网络200包括乘法器400，把序列I_c，4和Q_c，4与Walsh发生器210提供的Walsh函数W以整数(即+/-1格式)形式相乘，其中一个典形的具体例子为W＝(W₁，W₂，…，W₃₂，W₃₃，…，W₆₄)。这样，陪集编码网络350和360与扩展网络200和205一起工作，实际上把Walsh函数W赋予子流A(1)和A(3)，把Walsh函数W^*赋予子流A(2)和A(4)，其中，W^*＝(W₁，W₂，…，W₃₂，-W₃₃，…，-W₆₄)。

把PN_I序列提供给乘法器，把序列I_c，4扩展成由I信道网络200产生的I信道码扩展序列S_I，4。同样，乘法器404用PN_Q序列把序列Q_c，4扩展成由网络205产生的Q信道码扩展序列S_Q，4。得到的I信道和Q信道码扩展序列S_I，4和S_Q，4用于双相调制在RF发射器内(未图示)产生的正交正弦波对。

II.8x标称速率

图6示出了本发明的较佳较施例中所用的以标称速率八倍的速率发送数据的I信道和Q信道1/4速率陪集编码网络450和460。把标称速率八倍的输入比特序列以1/2速率编码和交叉存取成速率为标称速率(例如，9.6ksps)的16倍(例如，153.6ksps)的符号流，并通过按序把符号分配给八个子流A(i)中的一个子流的方式来解多路复用，其中i＝1，…8，A(i)＝{Ai1，Ai2，…}，i＝1，…，8。

如图5所示，分别把子流A(1)-A(4)提供给I信道陪集编码网络450内的I信道1/4速率陪集编码器470，472，474和478，而把子流A(5)-A(8)分别传送给Q信道陪集编码网络460内的Q信道1/4速率陪集编码器480，482，484和488。编码器470和480用1/4速率陪集码S₁对符号子流A(1)和A(5)进行编码，编码器472和482用陪集码S₂对符号子流A(2)和A(6)进行编码，编码器474和484用陪集码S₃对符号子流A(3)和A(7)进行编码，而编码器478和488用陪集码S₄对符号子流A(4)和A(8)进行编码。陪集码S₁到S₄的定义如下：

S₁＝(s₁₁，s₁₂，s₁₃，s₁₄)＝(0，0，0，0)；

S₂＝(s₂₁，s₂₂，s₂₃，s₂₄)＝(0，1，0，1)；

S₃＝(s₃₁，s₃₂，s₃₃，s₃₄)＝(0，0，1，1)；

S₄＝(s₄₁，s₄₂，s₄₃，s₄₄)＝(0，1，1，0)；

这样，八个陪集编码器的运作产生速率等于标称速率八倍的(例如，76.8ksps)一组八个编码符号流a(i)，其中i＝1，…，8。

编码符号流a(i)是根据下式产生的：

为了简化标记而又不丧失一般性，下面假设子流A(i)由单个符号Ai组成，而不是序列Aij，其中j表示时间。例如，用这种标记定义a(8)，则有，

a(8)＝A8[]S8＝{A80，A81，A80}

然后由二进制-整数转换器490把序列a(i)(i＝1，…8)转换成一组实数序列r(i)(i＝1，…8)，它由下式给出：

r(i)＝(-1)^a(i)＝((-1)^ail，…，(-1)^aip)＝(r_i1，…，r_ip)

其中，a_i1＝A_iS_i1，S_i1表示包括在第i个陪集码S_i内的第j个符号。在数字加法器494内把序列r(i)(i＝1，…4)组合成实数序列I_c，8。以相同的方法，在数字加法器498内把实数序列r(i)(i＝5，…8)相加，形成实数序列Q_c，8。参见图6，设置有乘法器502和504，把序列I_c，8和Q_c，8与Walsh发生器506提供的Walsh函数W相乘，在一个典型的具体例子中，W＝(W₁，W₂，…，W₃₂，W₃₃，…，W₆₄)。这样，实际上把Walsh函数W₀，W₁，W₂，W₃分别赋予符号子流A(i)(i＝1，…，4)，和A(i)(i＝5，…，8)，其中W₀，W₁，W₂，W₃定义为

W₀＝(W_a，W_b，W_c，W_d)；

W₁＝(W_a，-W_b， W_c，-W_d)；

W₂＝(W_a，W_b，-W_c，-W_d)；

W₃＝(W_a，-W_b，-W_c，W_d)；

序列W_a，W_b，W_c，W_d可以根据Walsh波形来定义：

W_a＝(W₁，…，W₁₆)；

W_b＝(W₁₇，…，W₃₂)；

W_c＝(W₃₃，…，W₄₈)；

W_d＝(W₄₉，…，W₆₄)。

把PN_I序列提供给乘法510，把序列I_c，8扩展成I信道码扩展序列S_I，8。同样，乘法器514用PN_Q序列把实数序列Q_c，8扩展成Q信道码扩展序列S_Q，8。得到的I信道和Q信道码扩展序列S_I，8和S_Q，8用于双相调制RF发射器(未图示)产生的正交正弦波对。

支持低数据速率的实施例

I.1/2数据速率

参见图7，把一对输入数据流A_nom/2和B_nom/2以等于标称速率一半的数据速率提供给编码和交叉存取网络550和554。网络550和554把信号A_nom/2和B_nom/2卷积编码成已编码和交叉存取的符号流A_1/2(1)和A_1/2(2)，其中A_1/2(1)＝{A₁₁，A₁₂，…}，A_1/2(2)＝{A₂₁，A₂₂，…}。假设进行1/2速率的卷积编码，把得到的交叉存取符号流A_1/2(1)和A_1/2(2)以标称速率提供给陪集编码器558和560。编码器558用陪集码S₁(S₁＝(0，0))进行速率为1/2的复制，把符号子流A_1/2(1)编码成编码子流A_1/2(1)。以相同的方式，把陪集码S₂(S₂＝(0，1))提供给陪集编码器560，进行速率为1/2的复制，把符号子流a_1/2(2)编码成编码子流a_1/2(2)。编码子流a_1/2(1)和a_1/2(2)的定义如下：

a_1/2(1)＝A_1/2(1)[]S₁＝{A₁₁0，A¹¹0，…}；以及

a^1/2(2)＝A_1/2(2)[]S₂＝{A₂₁0，A₂₁1，…}；

把编码子流以标称速率二倍的速率从陪集编码器558和560输出，并由二进制-整数转换网络570变换成整数格式(±1)。把得到的实数序列r_j(1)和r_j(2)在数字加法器575内组合成实数序列R1/2，以顺序传输到第j个接收区。把实数序列R_1/2提供给乘法器580，把它们乘以Walsh发生器590提供的Walsh函数，在一个典型的具体例子中，W＝(W₁，W₂，…，W₃₂，W₃₃，…，W₆₄)。这运算的结果是把Walsh函数(W，W)赋予符号流A_1/2(1)，把Walsh函数W^*赋予符号流A_1/2(2)，其中W^*＝(W，-W)。在乘了Walsh函数W之后，一般用伪随机PN_I或PN_Q序列来扩展序列R_1/2，以在相应的同相(I)或正交相(Q)通信信道上进行RF传输。

II.1/4数据速率

参见图8，把一组四个输入数据流A_nom1/4，B_nom1/4，C_nom1/4和D_nom1/4以等于标称速率的四分之一的数据速率提供给编码和交叉存取网络601，602，603和604。网络601-604把数据流A_nom1/4，B_nom1/4，C_nom1/4和D_nom1/4卷积编码成经编码和交叉存取的符号流A_1/4(1)，A_1/4(2)，A_1/4(3)，和A_1/4(4)，其中：

A_1/4(1)＝{A₁₁，A₁₂，…}；

A_1/4(2)＝{A₂₁，A₂₂，…}；

A_1/4(3)＝{A₃₁，A₃₂，…}；

A_1/4(4)＝{A₄₁，A₄₂，…}；

假设进行1/2速率的卷积编码，把得到的交叉存取符号流A_1/4(1)，A_1/4(2)，A_1/4(3)，和A_1/4(4)以标称速率一半的速率提供给陪集编码器611，612，613和614。陪集编码器611-614分别用陪集码{(0000)，(0101)，(0011)，(0110)}把符号流A_1/4(1)，A_1/4(2)，A_1/4(3)，和A_1/4(4)编码成编码子流a_1/4(1)，a_1/4(2)，a_1/4(3)，和a_1/4(4)。子流a_1/4(1)，a_1/4(2)，a_1/4(3)，和a_1/4(4)可以如下表示：

a_1/4(1)＝{A₁₁0，A₁₁0，A₁₁0，A₁₁0}，

a_1/4(2)＝{A₂₁0，A₂₁1，A₂₁0，A₂₁1}，

a_1/4(3)＝{A₃₁0，A₃₁0，A₃₁1，A₃₁1}，

a_1/4(4)＝{A₄₁0，A₄₁1，A₄₁1，A₄₁0}。

使编码子流以二倍的标称速率从陪集编码器611-614输出，然后由二进制-整数转换网络620变换成整数格式(±1)。在数字加法器575内把传输给第j个接收器的一组实数r_j(i)序列(i＝1到4)组合成实数序列R_1/4}。把实数序列R_1/4提供给乘法器，把它乘以与第j个接收器相关联的Walsh函数W_j。序列W_j由Walsh发生器630提供，它被定义为W_j＝(W₁，W₂，……W₃₁，W₃₃，…，W₆₄)。这种运算的结果是把Walsh函数W₀，W₁，W₂，W₃赋予符号流A_1/4(1)，A_1/4(2)，A_1/4(3)，和A_1/4(4)，其中，W₀，W₁，W₂，W₃由下式给出

 W₀＝(W_j，W_j，W_j，W_j)；

 W₂＝(W_j，-W_j，W_j，-W_j)；

 W₂＝(W_j，W_j，-W_j，-W_j)；

 W₃＝(W_j，-W_j，-W_j，W_j)。

因此显然，利用单个Walsh波形W_j与本发明设计的陪集编码技术能把Walsh波形W₀，W₁，W₂，W₃所分别标记的四个不同的信息信号传输给第j个接收器。在乘了Walsh函数W_j之后，一般用伪随机PN_I或PN_Q序列对序列R_1/4进行扩展，以在相应的同相(I)或正交相(Q)通信信道上进行RF传输。

假设在I信道上传输给第j个用户，可以如下公式表示传输的、根据序列r_j(i)合成的序列：

$S_{\mathrm{Ij}}=\left(\underset{i=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j\left(i\right)\right)\·W_j\·{\mathrm{PN}}_Z$

其中，在图8的例子中，p＝4。如果传输是在Q信道上进行的，则传输的序列表示为：

$S_{\mathrm{Qj}}=\left(\underset{j=p+1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j\left(i\right)\right)\·W_j\·{\mathrm{PN}}_Q$

下面的表I综合示出了支持以各种数据速率(Rb)传输输入符号流所用到的典型的参数组。对于每种数据速率，表I提供了相应的输入符号复制速率、复制陪集码速率以及Walsh波形长度和片码率。“去复用器”列内的每个入口指定了相关联的数据速率Rb的输入符号流(X)的数目和对输入符号流进行去复用以便陪集编码的符号子流(Y)的数目。

                                       表I

Rb[kbs]	速率输入符号复制	I/Q信道	去复用	Rate 1/P陪集码复制	Walsh长度	Walsh码速率
							9.64.82.41.219.238.476.8	11/21/41/8111	I或QI或QI或QI或QI和QI和QI和Q	1-12-24-48-81-21-41-8	11/21/41/811/21/4	64646464646464	1.22881.22881.22881.22881.22881.22881.2288
19.29.64.82.41.238.476.8153.6	11/21/41/81/16111	I或QI或QI或QI或QI或QI和QI和QI和Q	1-12-24-48-816-161-21-41-8	11/21/41/81/1611/21/4	128128128128128128128128	2.4572.4572.4572.4572.4572.4572.4572.457
							39.419.29.64.82.41.238.476.8153.6	11/21/41/81/161/32111	I或QI或QI或QI或QI或QI或QI和QI和QI和Q	1-12-24-48-816-1632-321-21-41-8	11/21/41/81/1 61/3211/21/4	256256256256256256256256256	4.94.94.94.94.94.94.94.94.9

在I和Q信道上的陪集编码数据的传输

在较佳实施例中，把与I信道和Q信道扩展序列S_Ij和S_Qj(j＝1到N)一起的给定的蜂窝区或区域内的“N”个接收器与不含调制数据的导频信道进行传输。导频信道可以具有用来捕获和跟踪信号的未调制的扩展频谱信号的特性。在引入了根据本发明的多个发射机的系统中，为每个发射机设置的一组通信信道可以用唯一的导频信号来识别。然而，不用单独的导频信号PN发生器组，可以用在相同的基本序列内移位来实现产生一组导频信号更有效的方法。使用这种技术，设计的接收单元顺序地搜索所有导频序列，调谐到产生最强相关性的偏置或偏移上。

因此，导频序列最好有足够的长度，以能通过在基本的序列内进行移位来产生很多不同的序列，在系统内支持较多的导频信号。另外，分离度或偏移必须是足够大，以确保各导频信号内没有相互干扰。因此，在一个典型的实施例中，导频序列的长度选为2¹⁵，这可以在片码为64的基本序列内有512种不同的带有偏置的导频信号。

参见图9，导频发生网络630包括Walsh发生器640，向数字乘法器644和646提供由零组成的Walsh“零”W₀波形。在乘法器644和646内把Walsh波形W₀分别乘以PN_I和PN_Q提供的PN_I和PN_Q序列。由于波形W₀仅包括一种，所以得到的序列的信息内容仅与PN_I和PN_Q序列有关。乘法器644和646产生的序列作为输入提供给有限脉冲响应滤波型(FIR)滤波器650和652。把FIR滤波器650和652输出的，分别对应于I信道和Q信道导频序列PI0和PQ0的导频序列提供给RF发射机660(图10)。

参见图10，图中示出了RF发射机660的典型的具体例子。发射机660包括I信道加法器670，把一组PN_I扩展数据信号SI(j＝1到N)与I信道导频PI0相加，以传输给指定的蜂窝或区域内的接收机。同样，Q信道加法器672用于把一组PN_Q扩展数据信号SQ(j＝1到N)与Q信道导频PQ0结合。还设置有数模转换(D/A)器674和676，把I信道和Q信道加法器670和672的数字信息分别转换成模拟形式。把D/A转换器674和676产生的模拟波形连同本地振荡器(LO)载波频率信号Cos(2πft)和Sin(2πft)分别提供给混合器688和690，在混合器688和690内把它们混合，并提供给加法器692。正交相位载波信号Sin(2πft)和Cos(2πft)由合适的频率源(未示出)提供。这些混合后的IF信号在加法器692中相加，然后提供给混合器694。

混合器694把相加后的信号与频率合成器696的RF频率信号相混合，以把频率上变频到RF频带上。RF信号包括同相(I)和正交相(Q)分量，由带通滤波器698进行带通滤波，然后输出至RF放大器699。放大器699根据发射功率控制电路(未图示)的输入增益控制信号放大频带受到限制的信号。应当理解，RF发射机630不同的具体例子可以使用各种此处没有描述的信号相加、混合、滤波和放大技术，但这些是在该技术领域内所公知的。

图11是用于接收RF发射机630提供的RF信号的典型的分集接收机的方框图。在图11中，天线接收发射的RF信号，并把它提供给分集瑞克(RAKE)接收机，瑞克接收机由模拟接收器712和数字接收器714组成。天线接收到的并提供给模拟接收器712的信号可能包含相同导频信号的多路径传播来的信号和单个或多个用户接收机想要的数据信号。在一个典型的实施例中构成QPSK调制解调器的模拟接收器712把接收到的信号下变频和数字化成复合I和Q分量。把复合I和Q分量提供给数字接收机714进行解调。然后把解调后的数据提供给数字电路716，进行组合、去交叉存取和译码。

模拟接收器712的每路I和Q输出可以包含相同导频的多路径传播信号和相应的信息信号。在数字接收器714中，在搜索接收器715及控制器718在选择时，由多个还被称为“指针”的数据接收器或解调器720a-720c中的不同的一个来处理某些发射信号的多路径传播的信号。虽然在图11中仅图示了3个数据解调指针(解调器720a-720c)，但应理解，可以使用更多或更少的指针。通过解扩展，每个指针从复合I和Q分量中取出导频的I和Q分量RI和RQ以及与特定的路径对应的数据信号。

可以认为每个指针的导频信号的I和Q分量可以形成导频矢量，I信道和Q信道的I和Q分量可以形成一对数据矢量。根据本发明，这些导频的I和Q分量和数据矢量从接收到的信号能量中取得，以产生I信道和Q信道的估计值。导频信号一般以强于数据信号的强度来传输，例如，导频信号的的幅度大于接收到的数据信号。因此，能把导频信号矢量用作信号处理的正确的相位参考值。

在传输过程中，传输的导频和数据信号传播到接收器的路径是相同的。然而，由于信道噪声，接收到的信号一般与发射的相位角产生一偏移。此处揭示的导频信号矢量与I信道和Q信道数据信号矢量的点积，即标量公式可以用于从选出的接收指针接收到的信号得到I信道和Q信道数据。尤其是，通过把导频是映射到每个数据矢量上，用点积来寻找与导频矢量同相的数据的的分量的幅度。下面参考图8来描述从所选出的接收器指针中取得导频信号的过程，这在1992年11月24日提出的美国专利申请No.07/981,034、名称为“导频载波点积电路”中也有描述，该专利申请已转让给本发明的受让人，将它引用在此，以用参考。

陪集编码符号子流的恢复

下面，详细描述从I信道发送的数据恢复一个陪集编码子流a(i)，其中：

a(i)＝A(i)S_i＝(A_ilS_il，…，A_ilS_ip)

假设在I和Q信道上向“N”个接收器中的第j个接收器(图8)传输之前，把子流转换成实数序列r(i)，其中：

r(i)＝(-1)^a(1)＝((-1)^AilSil，…(-1)^AilSip)＝r_il

在用Walsh波形W_j序列PN_I和PN_Q扩展之后，可以如下来表示第j个接收器要接收的序列S_Ij和S_Qj：

$S_{\mathrm{Ij}}=\underset{i=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}r\left(i\right)\left)\right[W_j\·{\mathrm{PN}}_Z],$

和

$S_{\mathrm{Qj}}=\underset{j=p+1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}r\left(i\right)\left)\right[W_j\·{\mathrm{PN}}_Q]$

向特定区域内的“N”个接收器发送的复合信号由下式给出：

$S\left(t\right)=\tilde{I}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)-\tilde{Q}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right);$

其中

$\tilde{I}=\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{\mathrm{Zj}}$

为能清楚地进行描述，假设信号S(t)在第m条传输路径上向第j个接收器传播，信号Rj(t)可由下式表示：

$R_j\left(t\right)={\tilde{I}}_{\cos }({\mathrm{\ω}}_{0}t+Q)-{\tilde{Q}}_{\sin }({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\θ})+n\left(t\right)$

其中，信号Rj(t)相对于接收器的本地基准其随机相移为θ，n(t)表示固有信号干扰噪声。

参见图12的方框示意图，可以看出第j个接收器包括一组“r”个解调指针720，用于处理在”r“条传输路径上接收到的信号R_j(t)。把在第m条路径上传输的信号R_j(t)通过传递函数为h(t)的带通滤波器，并在t＝kT_W时进行取样，其中，T_w表示赋给的Walsh波形W_j内相继的片码之间的间隔。这种运算产生提供给第m个解调指针720的I和Q的映射R_Im，k和R_Qm，k，其中

$R_{\mathrm{Im},k}=R_j\left(t\right)\cos {\left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)}^{*}h\left(t\right){|}_{t=k{T}_w+{\mathrm{\τ}}_m}=\tilde{I}\cos \mathrm{\θ}-\tilde{Q}\sin \mathrm{\θ}+N_i$

$R_{\mathrm{Qm},k}=-R_j\left(t\right)\sin {\left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)}^{*}h\left(t\right){|}_{t=k{T}_w+r_m}=\tilde{I}\sin \mathrm{\θ}+\tilde{Q}\cos \mathrm{\θ}+N_q$

其中，τ_m对应于与第m条传输路径关联的延时，噪声项N_i和N_q可以有零均值和方差σ2的随机过程的特征。根据本发明，由第m个接收器指针720从取样的映射R_Im，k和R_Qm，k得到在第m条传输路径上传输的序列r(i)的估计值。

参见图13，图中示出了处理取样的映射R_Im，k和R_Qm，k的第m个接收器指针720的方框图。接收器指针720包括解调/去扩展和相位旋转电路740，以及相位估计和时间跟踪电路744。根据本发明，电路740用赋予的Walsh波形和PN_I序列完成第一组部分相关，用赋予的Walsh波形和PN_Q序列完成第二组部分相关来解调取样的映射R_Im，k和R_Qm，k。在L/p Walsh片码的间隔上进行每次部分相关，基中L表示用于覆盖在序列SIj和SQj内固有的“p”个符号流的Walsh波形W_j的长度。然后把部分相关的结果在相位上进行旋转，以产生第m个接收器指针720输出的判定变量Ihat(m)和Qhat(m)。θ这种相位旋转是根据传输的波形和本地产生的参考值之间估计的相移

来完成的。在一个较佳具体例子中，相位估计和时间跟踪电路744包括锁相功能，以产生相位估计

。

相位估计和时间跟踪744的工作根据在解调和去扩展取样映射R_Im，k和R_Qm，k期间电路740产行的中间信号在第m条路径上提供导频信号P_m)的估计值。得到的导频信号用于在电路740内进行相位旋转，以及在样本组合器750内(图12)进行时间校准。与判定变量Qhat(m)一样，在样本组合器750内，对一组“r”个接收器指针720产生的判定变量Ihat(l)(l＝1到r)进行时间校准和组合。

参见图14，可以看出第m个接收器指针720包括以1.2288MHz的PN扩展速率接收取样映射R_Im，k和R_Qm，k的乘法器780和782。把Walsh发生器786连接到此两个乘法器780和782上，把其输出(W_j)与映射R_Im，k和R_Qm，k相乘。接收器指针720进一步包括PN发生器790和792，它们向乘法器798和800提供PN_I序列，向乘法器802和804提供PN_Q序列。如图14所示，把乘法器780的Walsh解调的映射R_Im，k和R_Qm，k在乘法器798上与PN_I序列相乘，在乘法器780上与PNQ序列相乘。同样，把乘法器782的输出在乘法器800上与PN_I序列相乘，在乘法器804上与PN_Q序列相乘。

乘法器798和800把Walsh解调映射R_Im，k和R_Qm，k与PN_I序列相关。由时间校准电路810来维持PN_I序列与序列R_Im，k和R_Qm，k之间适当的定时关系，下面描述该操作。同样，由乘法器802和804把序列R_Im，k和R_Qm，k与PN_Q序列相关。然后把乘法器798，800，802和804的相关输出提供给相应的I信道累加器814和816以及Q信道累加器818和820。累加器814，816，818和820把输入信息累加在L/pWalsh片码上，其中L表示Walsh波形W_j的长度。累加器814，816，818和820工作，在发生在每个Walsh波形上的每个长度为L/p的Walsh片码的“p”个部分相关期间产生部分相关A_In，A_Qn，B_In和B_Qn。把部分相关A_In，A_Qn，B_In和B_Qn通过相应的开关834、836、838和840提供给延时元件824、826、828和830。根据时间校准电路810提供的定时信号在每次部分相关期间结束时这些开关从正常的打开位置转为关闭。可以如下公式表示在第n次相关期间结束时I信道累加器814和816产生的部分相关A_In和A_Qn：

$A_{\mathrm{In}}=\underset{k=\frac{64}{p}n+1}{\overset{\frac{64}{p}(n+1)}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{\mathrm{Ik}}{W}_{\mathrm{jk}}{\mathrm{PN}}_{\mathrm{Ik}}=\frac{64}{p}\underset{j=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{jn}}\cos \mathrm{\θ},$

$A_{\mathrm{Qn}}=\underset{k=\frac{64}{p}n+1}{\overset{\frac{64}{p}(n+1)}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{\mathrm{Qk}}{W}_{\mathrm{jk}}{\mathrm{PN}}_{\mathrm{IK}}=\frac{64}{p}\underset{j=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{jn}}\sin \mathrm{\θ},n=1,...,p,$

应当理解，可以以基本相同的方式表示部分相关B_In和B_Qn。参见式(12)和(13)，项r_jn(j＝1到p)共同表示包括在由等式(5)定义的实数序列r(i)内的“p”个整数值的表述值和估计值。参见图14，相位估计和时间跟踪电路744包括导频取出电路850，产生用于维持接收器指针720内的时间校准的导频信号。导频取出电路850包括把乘法器798和802的输出提供给它的乘法器854以及把乘法器800和804的输出相乘的乘法器856。电路850进一步包括Walsh发生器862和864，分别把Walsh波形W_i和W_o提供给乘法器866。把乘法器866产生的经电路810提供给Walsh发生器862和864的定时信息进行过合适的时间校准解调波形W_iW_o提供给乘法器868和870。由乘法器868把波形W_iW_o与乘法器854的输出相乘，而乘法器870响应于波形和乘法器856提供的输出进行相同的运作。

在所选的间隔上由导频取出累加器874和878分别累加乘法器868和870的输出，以保证产生与接收到的导频信号的相位无偏差的估计值。在一个典型的实施例中，累加期间跨过2rL时间，如上所述的，L对应于Walsh符号周期。该累加期间一般发生在要估计导频相位之前和之后立即发生的长度为“rL”的时间期间。由延时元件824、826、828和830维持累加器814、816、818和820产生的输出与导频取出累加器874和880的输出之间的时间校准。把每个延时元件824、826、828和830产生的信号延时选择成等于“r″个未来的Walsh符号跨越的期间。因此，在产生对应于第n个部分相关A_In和A_Qn的导频估计值时，累加器874和878把一组数据样本Dj累加，其中(L/p)(n-r)+1≤j≤(L/P)(n+r)。

导频取出累加器882和886产生的信号对应于在第m条路径上传输的导频(P_m)信号的I信道和Q信道映射，可以分别表示为：

$P_m\·\cos \left(\widehat{\mathrm{\θ}}\right)=\underset{(L/p)(n-r)-1}{\overset{(L/p)(n+r)}{\mathrm{\Σ}}}\{R_{\mathrm{Im}}{\mathrm{PN}}_I{W}_O+R_{\mathrm{Qm}}{\mathrm{PN}}_Q{W}_O\}--\left(15\right)$

$P_m\·\sin \left(\widehat{\mathrm{\θ}}\right)=\underset{(L/p)(n-r)+1}{\overset{(L/p)(n+r)}{\mathrm{\Σ}}}\{{-R}_{\mathrm{Im}}{\mathrm{PN}}_Q{W}_O+R_{\mathrm{Qm}}{\mathrm{PN}}_Q{W}_O\}--\left(16\right)$

参见图14，把每个导频信号的I信道和Q信道映射都提供给I信道相位旋转器850和Q信道相位旋转器852。I信道相位中器850产生对应于在第m条路径上传输的经导频信号Pm加权的序列r(t)的估计值的输出数据值序列。I信道相位旋转器850在第n个相关间隔结束时产生的判定项In(m)可以表示为：

${\hat{I}}_n\left(m\right)=A_{\mathrm{in}}\·P_m\·\cos \left(\widehat{\mathrm{\θ}}\right)+A_{\mathrm{Qn}}{P}_m\sin \left(\widehat{\mathrm{\θ}}\right)=\frac{64}{P}\underset{j=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{in}}$

样本组合器750(图12)把在第n个相关间隔期间指针解调器720产生的I信道判定项

(i＝1到r)组合到复合判定项 中，把Q信道判定变量 组合到复合判定项 中。组合器750以如下序列串行输出复合判定项

和

${\hat{I}}_c=({\hat{I}}_1,...,{\hat{I}}_p),$ 和

${\hat{Q}}_c=({\hat{Q}}_1,...,{\hat{Q}}_p)$

其中，下标与组合到实数序列r(i)中的“p”个符号子流一致。把复合判定序列和 提供给I信道和Q信道乘法器870和874，它们分别产生并行输出

${\hat{I}}_c^T={({\hat{I}}_1,...,{\hat{I}}_p)}^T,$ 和

${\hat{Q}}_c^T={({\hat{Q}}_1,...,{\hat{Q}}_p)}^T$

根据本发明，根据序列r(i)内固有的陪集码使判定序列

去相关，产生在I信道上传输的输入符号流A_I(i)的一组估计值A_I(i)，其中i＝1至p。更具体地说，通过下面的计算r(i)与判定序列

的内积来得到第i条符号流A_I(i)的估计值：

$\hat{A}\left(i\right)=\underset{n=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{I}}_a{\left(i\right)(-1)}^{c_{i}n}=64{(-1)}^{A\left(i\right)}$

其中ci，n表示用于对第i条符号流进行编码的陪集码ci的第n项。公式(18)规定的计算依赖于用于对输入符号流进行编码的陪集码之间正交性。即：

$\hat{A}\left(i\right)=\underset{n=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\hat{I}{\left(i\right)(-1)}^{c_{j}n}=0$

对所有j≠j。对于p≥4，公式(18)可以根据乘法器870(图12)提供的序列 进行例如快速Hadamard变换(FHT)运算求解。然后把符号流的估计值去交叉存取，并进行译码，以估计传输的数据。

上面提供的对较佳实施例的描述能使本技术领域的人员制作或使用本发明。对于这些技术人员对这些实施例作出种种变化显然是容易的，此处所限定的一般原理可以应用于其它实施例而无需应用创造力。因此，本发明并不限于所示的实施例，而应给予与此处揭示的原理和新颖的特征一致的最宽的范围。

Claims (4)

1、一种在扩展频谱通信系统内调制一组数据速率相等的p个信息信号以同时进行传输的发射机，其特征在于，包含：

把每个所述信息信号与一组p个陪集码中的一个码组合，以产生一组p个陪集编码的信号的装置；

把所述p个陪集编码的信号进行组合并产生一个复合陪集编码信号的装置；

产生一个正交函数信号的装置；和

把所述复合陪集编码信号与所述正交函数信号进行调制以提供第一调制信号的装置。

2、如权利要求1所述的发射机，其特征在于，所述发射机进一步包括：

产生预定的PN码的伪随机噪声信号的装置，和

把所述调制信号与预定PN码的所述伪随机噪声信号组合的装置。

3、如权利要求1所述的发射机，其特征在于，把所述信息信号与所述陪集码组合的所述装置包括：P个陪集编码器，每个陪集编码器相应地处理P个信息信号中的一个，并获得P个陪集编码信号，所述陪集编码器包括：

对所述信息信号进行去复用，以产生符号流中每个符号的装置；

把所述符号流中的每一个符号与一组p个陪集码系数异或，以产生一组p个中间序列的装置，和

把所述p个中间序列组合成所述陪集编码信号中第一个信号的复用器。

4、一种在扩展频谱通信系统内调制一组数据速率相同的p个信息信号以便同时传输的方法，其特征在于，所述方法包含下列步骤：

把每个所述信息信号与一组p个陪集码中的一个组合，产生一组p个陪集编码信号；

组合所述p个陪集编码信号，产生一个复合陪集编码信号；

产生一个正交函数信号；

所述复合陪集编码信号与正交函数信号调制，提供第一调制信号。

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