CN1161882C - 具有温度补偿和倍频功能的频率合成器及其方法 - Google Patents

Abstract

一种具有温度补偿和倍频功能的频率合成器(200)。此合成器(200)具有一个未经温度补偿的频率振荡器(202)，联接一个包括至少一个温度补偿和倍频单元(208)的锁相环(206)。单元(208)最好是一个多模分频器。单元(208)由一个控制电路(210)编程，以作为温度和分数倍频因子的函数而变化。单元(208)亦可为频率振荡器(202)提供额定频率校正。频率振荡器(202)，并且最好是合成器(200)的所有单元都由单元(208)进行温度补偿以产生一个经过倍频和温度补偿的频率输出。

Description

具有温度补偿和倍频功能的频率合 成器及其方法

发明的领域

本发明一般涉及与压电频率振荡器共同使用于一种多通道无线通信的频率合成器，特别涉及一种带有温度补偿和倍频功能的频率合成器及其工作方法。

发明的背景

用于稳定频率无线通信的频率合成器，一般需要由带有温度补偿电路的晶体受控频率振荡器提供参考频率信号。这些补偿电路可能由模拟或数字器件构成，用来提供随温度变化相对平坦的频率输出。通常，提供一个电容元件以允许振荡器最终频率输出的精确校正。此电容元件通常或者是一种微调电容器的形式，或者是一种受控于外加直流电压的模拟变容二级管的形式。通过调整其电容量，使用者能够将振荡器调整到最终需要的频率。

熟悉现有技术的人应当知道，晶体受控频率振荡器的频率调整范围(调节能力)受到晶体及其电极的结构尺寸的限制。要增大调节能力必须使用增大了宽高比的晶体。但是，与没有更高调节能力要求的晶体相比，宽高比的增加导致晶体更易碎而且成本更高。此外，高调节能力晶体的长期稳定性由于其更加灵敏特性而削弱。

调节能力也可以通过使用具有较大调整范围的电容元件来增加。然而，这通常需要器件具有较大的结构尺寸。除了振荡器成本和尺寸的增加，元件的大小可能带来其它一些问题。具体地说，模拟变容管必然是很大的，不会象数字电路一样随集成电路的按比例缩小而缩小。另外，除了晶体的温度变化，这些电抗元件自身也随着温度变化，这种变化必须通过外加电压来控制，并且需与晶体的温度变化一起进行补偿一样。为了获得较好的变容二级管温度特性，需要提供较高的电压偏置。但是，这限制了低电压、单电源供电频率振荡器的使用。此外，振荡器的交流输出振幅也必须受到控制以防止变容二级管导通。

在典型的频率合成器的应用当中，频率变换三或三次以上。首先，一个晶体受控频率振荡器具有温度补偿电路，用来提供随温度变化相对平坦的频率输出。其次，振荡器调节到一个需要的频率上。第三，经过校正的振荡器频率在锁相环(PLL)中倍频以产生无线通信设备中本地振荡器所需的较高频率。采用不含有附加合成单元的单一单元实现合成器的温度补偿将是有益的。

因此人们需要一种采用PLL频率合成器的温度补偿频率振荡器，它通过更加简单的线路实现更加精确、线性度更高而且更具可重复性的温度补偿；不需要可调电抗元件来将振荡器调整到所需的频率，因而，允许使用更小、更便宜的元件；提供一种温度相关的倍频单元，从而可以实现频率合成器中晶体振荡器和其它电路元件的温度补偿。此外，希望提供一种供成本、小尺寸、低漏电、高增益的振荡器和PLL，允许晶体振荡器的温度补偿控制、调整、以及PLL倍频，而不发生任何有害的寄生频率响应。

本发明提供了一种具有温度补偿及倍频功能的频率合成器，包括：一个温度相关频率振荡器；一个温度传感器；一个锁定环路，它和一个与之相耦合的倍频单元相连，此倍频单元根据一个存储器的温度相关频率振荡器的温度训练数据被编程为作为温度相关频率振荡器的温度的函数和一个倍频因子的函数而变化，所述锁定环路包括一个相关检测器，该检测器与一个环路滤波器耦合，环路滤波器与一个压控振荡器耦合，压控振荡器的一个输出通过倍频单元耦合到检测器的第一输入，温度相关频率振荡器耦合到检测器的第二输入；一个控制电路，包括上述存储器，其中有温度相关频率振荡器的温度训练数据，还包括一个温度补偿控制器，其中温度传感器与温度补偿控制器相耦合，所述控制电路中的该温度补偿控制器耦合于并控制着该倍频单元；一个连接在该控制电路的一个控制信号通路中的噪声整形数字调制器；所述温度相关频率振荡器和倍频单元都与所述锁定环路耦合，从而提供一个所需的经温度补偿和倍频的输出频率。

本发明还提供了一种在具有一个倍频单元的频率合成器中的锁定环路中进行温度补偿和倍频输出的方法，其中频率合成器与一个温度相关频率振荡器相耦合，包含下列步骤：提供一个温度相关的频率振荡器的温度训练数据的存储器；在温度相关频率振荡器的附近测量一个环境温度值；寻找一个与环境温度值及倍频因子相应的预定温度相关控制信号；以及将此控制信号提供给一个倍频单元，以便获得所需经温度补偿和倍频的输出频率。

附图的简要描述

图1是一个现有技术的电路框图，它为温度不相关倍频器提供温度补偿参考频率信号；

图2是一个现有技术的电路框图，它提供脉冲扣除电路，对随后用于温度不相关PLL的温度相关频率信号进行温度补偿；

图3是一个现有技术的电路框图，它利用一个直接数字合成器，对随后用于温度不相关PLL的温度相关频率信号进行温度补偿；

图4是一个现有技术的电路框图，它为一个PLL中的直接数字合成(DDS)累加器提供一个温度补偿信号，以针对于温度相关频率振荡器作出修正；

图5是一个基于本发明的电路框图，提供一种与一个锁定环路相耦合的温度相关单元，用以对一个来自温度相关频率振荡器的信号进行温度补偿，并将一个温度相关倍频因子提供给锁定环路；

图6基于本发明，是图5的一个实施方式，其中，锁定环路是一个PLL，而温度相关倍频单元是一个加载噪声整形数字调制器信号的多模分频器。

图7是一个基于本发明的电路框图，提供一种PLL内部的多模分频器，以对一个温度相关的频率振荡信号进行温度补偿，该信号用于一个PLL，提供一个温度相关倍频因子；

图8基于本发明，是图7电路的一个参考实施方式，其中，一个附加的混频器用于提升PLL的分辨率；

图9是一个基于本发明的电路框图，提供一种多模分频器及控制电路，以产生一个温度相关频率信号，该信号在VCO输出处混入PLL回路，提供一个温度相关的倍频因子

图10是一种方法流程图，该方法通过使用一个温度相关PLL单元提供一个经过倍频和温度补偿的频率输出。

参考实施方式的详细说明

图1所示，一种现有技术的频率源10提供一个经过倍频和温度补偿的频率输出12。在此装置中，一个温度补偿频率振荡器14与一个提供所需频率输出12的温度不相关倍频器相耦合。

频率振荡器14包括一个晶体振荡器18、至少一个通常是变容二级管的频率调节元件20、一个温度补偿控制器22、一个温度传感器24以及一个存储器26。存储器26包含一个预编程的晶体温度补偿值查询表，表中的数值与由温度传感器24提供的预定温度变化电压信号相一致。通常，传感器24放置于晶体的附近以减少可能由于跨越频率振荡器14的温度梯度而产生的差错。传感器24将一个温度指示信号28提供给控制器22，并指引控制器22在存储器26中查询与传感器信号相一致的晶体补偿值。而后，控制器22将相应的调整电压信号传送到调节元件20以改变其电容量。调节元件20与晶体振荡器电路相耦合，因而电容量的变化将引起频率振荡器14的频率输出32的相应变化。通过这种方式，频率振荡器14提供一个相当稳定的温度补偿频率输出32以耦合于倍频器16。频率振荡器14也可能包括一个外加直流电压调节信号(未示出)以允许将频率振荡14调整至一个特定的输出频率32。

倍频器16通常是一个包括锁相环(PLL)的频率合成器。基于诸如分数分解或希格玛-德耳塔(∑-Δ)变换等方法的频率合成器，是所知的在技术上实现温度无关频率倍增大于一的器件。同样，分频器是所知的在技术上实现温度无关频率倍增小于一的器件。通常，倍频器16从频率振荡器14获得温度补偿频率输出32并输出另一个倍增的，一般是较高的，频率12用做无线通信设备的一种本地振荡源。

这种现有技术的频率源10缺点是，倍频调整发生在电路中，每种调整都需要其自身的特定附加线路。频率振荡器14要求调节元件20提供晶体的温度补偿，而频率源10要求倍频器16传送输出频率12。调节元件20通常包括一些大的非线性模拟变容二级管，它们需要一种对于容性负载变化更敏感的特殊晶体设计。而且，更敏感的晶体设计还使得晶体对于温度变化和老化更加敏感。另外，频率源中其它部分的温度变化也没有得到补偿。

图2所示，另一种现有技术的频率源50，应用一个允许频率随温度变化的频率振荡器52。在此频率源50中，振荡器输出54是温度相关的，却在随后由一个脉冲扣除电路56补偿，以在将输出54连接到一个PLL 58之前为其提供温度校正。PLL 58包括一个第一分频器60、一个第二分频器62、一个鉴相器64、一个低通环路滤波器66，以及一个压控振荡器(VCO)68。而且，该频率源包括一个用来控制脉冲扣除电路56的温度补偿控制电路72。

频率振荡器52的输出54是一个随温度变化的方波脉冲序列，通过脉冲扣除电路56耦合到PLL 58。控制电路72控制脉冲扣除电路56从脉冲序列中扣除脉冲，以依据频率振荡器52的温度变化降低频率。通过这种方式，一个相当稳定的温度补偿频率输出76耦合到PLL 58。

脉冲扣除电路的输出76经第一分频器60分频并作为参考信号输入到鉴相器64。输出所需频率的VCO 68的一个输出经第二分频器62分频并输入到鉴相器64。鉴相器64通过环路滤波器66输出一个相位差信号78到VCO 68的一个控制端80。环路滤波器66减少由于丢失脉冲序列中的脉冲而在鉴相器64中产生的开关暂态(switching transients)。

这种现有技术的频率源50缺点是，脉冲扣除强制鉴相器64在脉冲丢失的任一期间都产生一个到VCO 68的长相差信号78。这种长和短相差信号78之间的切换在VCO 68中产生边带信号，可能引起无线通信收发机在错误的频率上接收或发送。这就必须使用一个频率非常低的低通环路滤波器66，它需要大的滤波器元件并导致慢的锁定时间。例如，对15MHz参考信号的1ppm修正需要从脉冲序列中扣除15个脉冲/秒，导致一个15Hz相差信号78加于环路滤波器66。环路滤波器66需要抑制15Hz相差信号78起作用。一个15Hz滤波器通常需要很大的元件，这是一个缺点。

图3所示，另一种现有技术的频率源100，有与图2的频率源非常近似的线路，但是采用一个直接数字合成器(DDS)102代替图2的脉冲扣除电路。DDS 102由来自温度相关频率振荡器104的信号定时，一个微控制器106完成温度补偿位修正，而DDS后102中的一个D-A转换器将修正值转换为一个温度补偿频率输出110。此频率源100的优点是产生一个规则的脉冲序列而减少了边带信号，但付出了D-A转换器中大漏电流的代价。而且，此频率源100有需要在电路中附加倍频单元112以获得所需倍频输出的缺点，而频率源中其它部分的温度变化也没有得到补偿。

图4所示，另一种现有技术的频率源150，应用一个DDS累加器152提供频率振荡器156的温度补偿，以得到高的频率分辨率。此频率源1 50的缺点是累加器152的一个输出154的恶劣寄生效应，这是由于使用单一累加器，它从一个累加寄存器的高位得到输出。应当认识到累加器在技术上是为人熟知的。此方法需要有效的滤波，与图2脉冲扣除电路56所需相似。

图5示出了一个根据本发明的频率合成器200的一般实现。一个来自未补偿的温度相关参考频率振荡器202的信号204输入到一个包含一个温度相关倍频单元208的锁定环电路206。锁定环电路206可能是一个相位锁定环路、一个频率锁定环路或一个延迟锁定环路。锁定环路206包括一个相关检测尤其是，一个相位锁定环电路可能包括一个鉴相器、一个频率锁定环路可能包括一个鉴频器或一个延迟锁定环路可能包括一个鉴延迟器。在一个实施方式中，锁定环电路206是一个相位锁定环，而单元208是一个多模分频器，最好由一个噪声整形数字调制器校正，以容许频率的小数分割，得到比整数分频器更好的分辨率。

在一个优选实施方式中，单元208是一个模二分频器，并且随温度变化，以对频率振荡器202温度补偿。这是由一个温度补偿控制电路210实现的，它把一个温度相关控制信号212送入单元208。使用单元208不仅仅是为了温度补偿频率振荡器202，也是为了倍增振荡器频率并提供频率综合。单元208也可用来温度补偿频率合成器电路200的所有元件。这比对温度相关单元独立进行温度补偿的现有技术优越。使用单一温度补偿单元208给现有技术的合成器以很大的简化，也符合低成本和低漏电的要求。

本发明还带来另一方面的好处，频率振荡器不再需要具有特别敏感性的晶体。这是因为晶体振荡器无须宽调整范围以调整到额定频率。此频率调整功能现在可以与单元208的倍频功能一起完成。因此，可以使用更不敏感和更耐用的晶体，以降低成本。而且，更不敏感的晶体具有较好的长期稳定性(老化)。另外，不再需要诸如变容二级管的大调谐阻抗元件，就能将振荡器调整到所需频率。

图6所示，一个本发明的实施方式，包括一个温度相关的频率振荡器202、一个锁定环电路206(如PLL所示)、一个噪声整形数字调制器214、以及一个温度补偿控制电路210。锁定环电路206包括一个鉴相器216，它的一个输出耦合到一个环路滤波器218，218的一个输出耦合到一个压控振荡器220，220的一个输出耦合到一个多模分频器222，再通过锁定环电路206的反馈通路240接鉴相器216的第一输入。频率振荡器202通过一个信号通路242将一个频率加到鉴相器216的第二输入。最好是，振荡器通过一个改善了频率输出238选择适应性的温度无关第二分频器224，给出一个信号。控制电路210包括一个温度传感器226和一个连接到温度补偿控制器228的存储器230，为控制分频器222，控制电路210的控制器228连接到分频器222。

温度补偿控制电路210监测来自所接温度传感器226的温度信号232，并利用温度信号232在所接存储器230中查询相应值。存储器230存储着由先前合成器温度训练预定的数值。计算这些数值以补偿由于合成器电路元件遇到温度变化而产生的输出频率误差。温度补偿过程可利用一个查询表，两者的计算或组合很好的相等，以决定适当的温度补偿数值。由于传感器226指示环境温度的变化，存储器230为温度补偿控制器228提供适当的相应补偿数值。控制器228产生一个适当的温度相关调制控制信号212，与所需的一个PLL倍频因子一同送到分频器222。在一个优选实施方式中，控制信号212通过一个噪声整形数字调制器214起作用，以便将一个降噪温度相关分频器模数控制信号用于分频器222，从而得到一个经倍频和温度补偿的频率合成器输出。

这不同于(如图1所示的)现有技术，那里诸如参考频率振荡器的分立合成器单元是分别进行温度补偿的。而且，就现有技术振荡器而言，使用频率调节元件提供的温度补偿并不包括所有的合成器单元。本发明具有无须使用附加单元就可以在一个单一温度补偿单元内提供所有温度补偿和倍频功能。

在一个优选实施方式中，一个噪声整形数字调制器214连接在从控制器228到多模分频器222的控制信号通路212上，来控制分频器222，以便PLL能够在减少寄生频率的同时完成高质量的频率分辨。温度补偿控制电路210使得噪声整形数字调制器214的输出与温度相关。调制器214在一个特定的时段，增大或减小多模分频器222的模数，以便得到一个平均分数模。应当认识到，较快的开关提供较好的平均模数。此外，调制器214通过温度相关分频器模数控制器236将多模分频器222的倍频因子作为一个温度的函数加以改变，以便获得一个倍频及温度补偿的合成器频率输出238。

噪声整形数字调制器214可以多种方式实现。现有技术中已知的数字调制器的实现方式是分数分解和希格玛-德耳塔变换，两者都能提供其输出的充分的噪声整形。一个一位输出的希格玛-德耳塔变换器就可达到分频器的良好分辨率，因而达到合成器频率输出的良好分辨率。这些变换器适用于通过以下列方式改变分频器模数来产生一个平均分频器模数：当分频器模数改变时整形所产生的噪声，并从分频器额定输出频率将噪声转换出来。

图7所示，一个图6合成器的替代实施方式，其中温度相关多模分频器222置于振荡器202的信号通路242上，并且温度无关分频器224置于锁定环电路206的反馈通路240上，206最好是一个PLL。应当认识到，合成器中任意或所有的分频器可以用一个温度相关信号来控制，但是，除非系统的性能要求需要附加的复杂性，这将是多余、低效和不经济的。

图8所示，一个图7合成器的替代实施方式，其中一个混频器244连接在反馈通路240上，并耦合到来自振荡器信号通路242的前馈通路。附加混频器244是为了提高锁定环电路206的分辨率。

图9所示，另一个本发明的实施方式，其中一个第三温度无关分频器246连接在一条来自振荡器242的前馈通路上，并且一个温度无关分频器224置于锁定环电路206的反馈通路240上，206最好是一个PLL。一个混频器248连接在反馈通路240上，并通过一个多模分频器222耦合到信号通路242。应当认识到，许多其它的环路结构也可能应用温度相关多模分频器222。例如，依分辨率和复杂性的不同需要，反馈通路、振荡器信号通路及前馈通路中的每一中，合成器都可以有不止一个。另外，多种独立的锁定环电路可以用一个控制电路并行控制，独立的锁定环信号由一个混频器合并，以提供改善的分辨率。这些通路的任一或全部加上一个温度相关多模分频器可以控制温度补偿和倍频这两方面。

图10所示，一个根据本发明的方法300的流程图，该方法通过使用一个温度相关倍频单元，提供一个经过倍频和温度补偿的频率输出。此方法300包括一个第一步骤302：在一个作为频率振荡器温度和倍频因子的函数而发生变化的锁定环路中，提供一个温度相关频率振荡器和至少一个倍频单元。在一个优选实施方式中，提供倍频单元是一个多模分频器，而锁定环电路是一个相位锁定环。

第二步骤304包括测量一个振荡器附近的环境温度，并产生一个环境温度值。第三步骤306包括在一个查询表中寻找一个与环境温度值及所需频率的倍频因子相应的预定温度相关控制信号。做为一种选择，步骤306可包括计算温度相关控制信号或寻找和计算控制信号的合并。最后的步骤308包括将控制信号用于至少一个倍频单元，以便从合成器中获得所需经温度补偿和倍频的输出频率。

温度补偿方案往往要选择是否对温度相关频率振荡器的老化做修正。一个线性步长的补偿对老化的修正是可取的，因为温度补偿的训练在老化之前进行。如果温度补偿方案步长是非线性的，老化的补偿就不可能线性地叠加到温度补偿上。这种情形需要使用非线性外推电路以正确地补偿老化。在本发明中使用噪声整形数字调制器提供附加的线性度，这对使用老化补偿是有益的。在本发明中使用噪声整形数字调制器的线性的优点，可以通过例子看出，参考图8的发明。首先，使模分频器222不受噪声整形数字调制器的控制。这意味着N是在一个给定温度上的固定的整数值。令Fout经倍频和温度补偿的输出频率，Fosc为温度相关频率振荡器的频率。对于M＝1的第二分频器224：

$F_{\mathrm{out}}=F_{\mathrm{osc}}(1+\frac{1}{N})$

经倍频和温度补偿的输出频率，Fout关于N的导数是：

$\frac{{\∂F}_{\mathrm{out}}}{\∂N}=\frac{\∂}{\∂N}\left(F_{\mathrm{osc}}(1+\frac{1}{N})\right)=\frac{{-F}_{\mathrm{osc}}}{N^2}$

归一化到Fosc时，此式变为：

$\frac{(\∂F_{\mathrm{out}}/\∂N)}{F_{\mathrm{osc}}}=\frac{-1}{N^2}$

本例允许的最小频率变化发生在整数N的变化量为1时。这代表了Fout处的最小可能频率分辨率。为了在Fout点N只变化一步就能将频率改变0.1ppm，N必须是大约3200，如下：

因为 $\left|\frac{\∂F_{\mathrm{out}}/\∂N}{F_{\mathrm{osc}}}\right|=\frac{1}{N^2}={10}^{-7},$ 所以N≈3162

为将频率改变50ppm，N的变化范围是从大约2730到大约3756，如下：

$\frac{{\mathrm{\ΔF}}_{\mathrm{out}}}{F_{\mathrm{osc}}}=(\frac{1}{3162}-\frac{1}{2730})\≈-50\×{10}^{-6}$

$\frac{{\mathrm{\ΔF}}_{\mathrm{out}}}{F_{\mathrm{osc}}}=(\frac{1}{3162}-\frac{1}{3756})\≈+50{\×10}^{-6}$

但是，N每变化一个步长，频率变化在各自的限度内变化。当N＝2730，每步的频率变化是：

$\frac{{\mathrm{\ΔF}}_{\mathrm{out}}}{F_{\mathrm{osc}}}=(\frac{1}{2730}-\frac{1}{2731})=1.34{\×10}^{-7}$

相当于0.134ppm的分辨率。在额定的N＝3162时，分辨率是0.100ppm，而当N＝3756，分辨率是0.071ppm。因此，使用一个标称0.1ppm频率分辨率的整数分频器导致大约±30％的微分非线性。

试图用N＝3162时的给定频率分辨率，0.1ppm，调整频率±50ppm，将产生严重误差。例如，在一个线性系统，±500步(±50ppm/0.100ppm/步)将需要完成±50ppm的频率调整。但是，由于频率分辨率的非线性，导致下面的频率变化：

$\frac{{\mathrm{\ΔF}}_{\mathrm{out}}}{F_{\mathrm{osc}}}=(\frac{1}{3662}-\frac{1}{3162})=-43.2\mathrm{ppm}$

$\frac{{\mathrm{\ΔF}}_{\mathrm{out}}}{F_{\mathrm{osc}}}=(\frac{1}{2662}-\frac{1}{3162})\≈+59.4\mathrm{ppm}$

N的500等步长的积分非线性，上升和下降两者，是-6.8ppm和+9.4ppm。在所需的±50ppm范围的限制内，这分别相当于-14％和+19％的误差。对于图8的发明，当多模分频器中只使用整数步长时，如需要优于±10ppm的精确度，老化补偿使用简单的线性相加基本上是行不通的。

本发明通过使用由噪声整形数字调制器控制的多模分频器(图8所示222)提供改进的线性补偿功能，从而降低了老化补偿的复杂性。用于本发明的噪声整形数字调制器提供一种控制多模分频器的途径，以便它能够有效地提供一个分数的而非整数的除数，例如N加上一个分数。数字调制器通过控制多模分频器在一个指定的时间间隔内除以多于一个的数值来做到这一点。在此指定的时间间隔内有效的除数是多于一个除数的一个加权平均。例如，如果多模分频器受控在时间间隔的99％除以N，而在时间间隔的1％除以N+1，则分频器的有效除数是(N+1/100)。此技术允许用小N值得到较高分辨率。

噪声整形数字调制器的输出频率有一个基频以及基频附近的噪声边带。数字调制器中的噪声整形是这样一项技术，数字调制器的过采样输出使它的噪声在除掉基频的频率范围内整形。这导致了具有改善的噪声边带和一个较纯净的合成输出频率的发明。与只对多模分频器使用整数值的可能相比，本发明中噪声整形数字调制器的应用，通过提供一个基本线性的温度补偿工作过程，减小了老化补偿的复杂性。为与前面唯整数工作过程相比较，基本线性工作过程描述如下。

在一个优选实施方式中，本发明，以图8所示为例，为了满足同样的0.1ppm步长需要及±50ppm范围，使用一个数值N＝100/101的模二分频器连同一个大小为Num/Den(分子/分母)分数-N步长。尤其推荐，分数分解噪声整形调制器连接在模二分频器的控制信号通路上。噪声整形调制器用长度Den＝1000的累加器，而Num从0到1000变化。参考图8；

$F_{\mathrm{out}}=F_{\mathrm{osc}}(1+\frac{1}{(N+(\mathrm{Num}/\mathrm{Den}))})$

所得的由温度补偿输出频率Fout的变化相对Num变化引起的模二分频器有效N的微小变化是：

$\frac{\∂F_{\mathrm{out}}/\∂N}{F_{\mathrm{osc}}}=\frac{1}{\mathrm{Den}}\left(\frac{-1}{{(N+(\mathrm{Num}/\mathrm{Den}))}^2}\right)$

模二分频器的最小可能分辨率在分子步长为1时。额定的Num/Den＝500/1000时分辨率是0.099ppm，而Num/Den＝1000/1000时分辨率是0.098ppm，Num/Den＝0/1000时分辨率是0.100ppm。本例中，由噪声整形调制器控制的模二分频器给出了一个令人吃惊的结果，大约±1％的微分非线性，这在由使用固定整数N而得到的大约±30％的微分非线性之上大大地改进了。另外，本发明的积分非线性是意想不到的大约0.5％，这将使在想要的±50ppm范围的极限处的误差减小至大约0.25ppm。因此，当精确度要求好于0.5ppm时，模二分频器具有使老化补偿可以使用简单的线性加的优点。

尽管已经展示和描述了本发明的多种实施方式，可以理解，除了可以重新排列和组合前面的实施方式外，精通技术的人还可做出许多修改和代换，而不脱离本发明的创新精神和范围。

Claims (5)

1.一种具有温度补偿及倍频功能的频率合成器，包括：

一个温度相关频率振荡器；

一个温度传感器；

一个锁定环路，它和一个与之相耦合的倍频单元相连，此倍频单元根据一个存储器的温度相关频率振荡器的温度训练数据被编程为作为温度相关频率振荡器的温度的函数和一个倍频因子的函数而变化，所述锁定环路包括一个相关检测器，该检测器与一个环路滤波器耦合，环路滤波器与一个压控振荡器耦合，压控振荡器的一个输出通过倍频单元耦合到检测器的第一输入，温度相关频率振荡器耦合到检测器的第二输入；

一个控制电路，包括上述存储器，其中存有温度相关频率振荡器的温度训练数据，还包括一个温度补偿控制器，其中温度传感器与温度补偿控制器相耦合，所述控制电路中的该温度补偿控制器耦合于并控制着该倍频单元；

一个连接在该控制电路的一个控制信号通路中的噪声整形数字调制器；

所述温度相关频率振荡器和倍频单元都与所述锁定环路耦合，从而提供一个所需的经温度补偿和倍频的输出频率。

2.权利要求1的频率合成器，其中所述倍频单元是一个分频器。

3.权利要求2的频率合成器，其中所述倍频单元连接在一个锁定环路的反馈通路或一个温度相关频率振荡器的信号通路的一个中。

4.权利要求3的频率合成器，其中锁定环路是一个相位锁定环路，并且进一步包括一个混频器和一个前馈通路，混频器与前馈通路及反馈通路耦合，以便提高相位锁定环路的频率分辨率，而其中倍频单元连接在振荡器的一个信号通路上。

5.一种在具有一个倍频单元的频率合成器中的锁定环路中进行温度补偿和倍频输出的方法，其中频率合成器与一个温度相关频率振荡器相耦合，包含下列步骤：

提供一个温度相关的频率振荡器的温度训练数据；

在温度相关频率振荡器的附近测量一个环境温度值；

寻找一个与环境温度值及倍频因子相应的预定温度相关控制信号；以及

将此控制信号提供给一个倍频单元，以便获得所需经温度补偿和倍频的输出频率。

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