CN1223239C

CN1223239C - 顺序突发模式激活电路

Info

Publication number: CN1223239C
Application number: CNB028000536A
Authority: CN
Inventors: 林永霖; 张育诚; 姚秉伟
Original assignee: O2Micro International Ltd
Current assignee: O2Micro International Ltd
Priority date: 2001-01-09
Filing date: 2002-01-04
Publication date: 2005-10-12
Anticipated expiration: 2022-01-04
Also published as: JP2004519978A; US20040183469A1; US6501234B2; US7847491B2; US6707264B2; TW535358B; CN1456027A; KR100537534B1; US20030071586A1; JP3758165B2; US20020125863A1; US7477024B2; WO2002056643A9; US20090218954A1; WO2002056643A1; HK1063130A1; KR20030025910A

Abstract

一种向多个负载提供功率的顺序突发模式调节系统。在示例性的实施例中，本发明的系统从单个脉宽调制信号产生多个定相脉宽调制信号，其中，每一个定相信号分别调节送往一个负载的功率。示例性的电路包括一个PWM信号发生器，以及一个相位延迟阵列，它接收一个PWM信号并产生多个定相PWM信号，后者被用来调节送往各负载的功率。可以提供一个频率选择器电路，它使用一个固定的或可变的频率参考信号来设置PWM信号的频率。

Description

顺序突发模式激活电路

技术领域

本发明涉及一种顺序突发模式激活电路。更具体地说，本发明提供一种电路拓扑，用以在多个负载的激活和亮度变化中，改进性能的稳定性。在使用多个负载用于改变亮度的场合，本发明具有普遍的实用价值。还有，在使用多盏荧光灯、特别是多个冷阴极荧光灯(CCFL)的场合，例如，在电视和计算机屏幕，以及在液晶显示器(LCD)的背光中，本发明还有着特殊的实用价值。

背景技术

用于使灯点亮或减光或改变其亮度的增亮和减光电路和技术都是已知的。用于使荧光灯，特别是使用于液晶显示器(LCD)的背光减光的方法被称为电压控制减光系统。电压控制减光系统包括电流控制和电流反馈控制。根据电压控制减光系统，减光的实现是通过改变送往变流器的输入电压，以便调整来自变流器的输出电压(即，施加到荧光灯管的电压)。由于荧光灯管使用放电能量来发光，当施加到荧光灯管的电压太低时，放电就变得不稳定。由于这个原因，就无法通过电压控制减光系统来获得大的减光范围，并且可能的减光比仅为2∶1左右，减光比是灯光系统的减光范围的指示。

使荧光灯减光的另一种技术就是“突发模式”减光系统，其中，用一个可变宽度的缺口(notch)来切断送给灯管功率的交变信号，以便减少被施加到灯管的功率，并由此提供所需的减光。向灯管提供的交流功率的(时间)宽度越窄，灯管所发出的亮度就越低。提供改变脉宽功能的通用装置就是市售的脉宽调制器(“PWM”)。

在突发模式减光中，减光的实现是通过用开灯时间和关灯时间之间的一个可变的时间比，来周期性地使光源闪亮。因此，这种系统跟上述电压控制减光方法相反，能提供大的减光比，可能大于100∶1，由此允许大的亮度变化。

美国专利第5,844,540号提供了在液晶显示器(LCD)中用于背光控制功能的点亮/减光电路。一个“PWM减光器驱动电路”对准备通过变流器送往液晶显示屏的背面的荧光灯管的电流大小进行调节。这种电路的一个目标就是避免在背光或荧光灯管与LCD之间出现亮度不稳定或闪烁，另一个目标就是降低噪声。PWM和变流器电路调节光源驱动装置，使之有能力用开灯时间和关灯时间之间的一个可变的时间比，来周期性地使光源闪亮，由此产生不同的平均光亮度。开灯时间取决于一个“脉冲计数电路”，它为PWM电路提供一个输入；这个脉冲计数电路对LCD显示屏的水平同步信号的脉冲数目进行计数，并且提供一段开灯时间，它允许背光的发光信号跟LCD的发光信号同步。再有，光源的亮暗频率是LCD显示屏的水平同步信号的水平驱动频率的一个分频。由此使得LCD显示屏以及背光彼此之间同相位。这种拓扑提供一个“突发模式”减光系统，但仅适用于一盏单独的荧光灯。它还提出让背光跟LCD同步，以避免在LCD和背光之间出现光的不稳定。要注意的是，各种荧光灯，特别是冷阴极荧光灯在开始加电时都处于高阻抗状态。若使用多个冷阴极荧光灯(CCFL)，则当所有灯都同步于一个光源时将导致电流纹波；这些电流纹波将妨碍变流器的性能并将引起闪烁。这是因为，当多个CCFL被同步时，电源就需要提供足够的功率，以便同时点亮所有的CCFL。由于有限的动态响应，从电源提供的瞬时功率会使供电电压降低。因此，使用PWM信号，即“突发模式”减光，从它本身来说，在为多灯配置提供一种针对闪烁/噪声的解决方案上是不实际的。

在多个CCFL的突发模式减光中，用以补偿闪烁或噪声的一种技术就是用一个电容器跟电源串联，以吸收引起电流纹波的功率浪涌。这种技术的一个缺点就是，当在每一个突发模式循环中灯光熄灭时，具有内在电感的电源线将继续运载电流，从而使电容器充电，导致输出电压的增加。

当负载不是荧光灯时，激活多个负载的现有技术没有解决由于多盏灯的同时点亮而出现闪烁和噪声问题。

发明内容

相应地，本发明通过在多个突发模式信号之间产生一个相位移，为多个负载提供一个顺序突发模式激活电路，以解决现有技术的各种问题。这些突发模式信号被用来调节送往负载的功率，其中，每一个负载都被一个独立的已移相的突发信号调节，使得至少两个负载不会同时被接通。本发明的电路通过消除因多个负载同时接通而产生的瞬时的大电流纹波以及噪声，优于现有技术的调节电路。

本发明提供了一种定相负载调节系统，包括一个适于产生多个相移的突发模式信号的相位延迟阵列，其中每个所述相移的突发模式信号调节送往一个相应负载的功率。

本发明还提供了一种计算机系统，包括一个液晶显示面板、用于照亮所述液晶显示面板的多个冷阴极荧光灯、以及一个灯驱动系统，该灯驱动系统包括一个适于产生多个相移的突发模式信号的相位延迟阵列，其中每个所述相移的突发模式信号调节送往所述多个冷阴极荧光灯中每一个的功率。

本发明还提供一种液晶显示面板，包括用于照亮所述液晶显示面板的多个冷阴极荧光灯、以及一个灯驱动系统，该灯驱动系统包括一个适于产生多个相移的突发模式信号的相位延迟阵列，其中每个所述相移的突发模式信号调节送往所述多个冷阴极荧光灯中每一个的功率。

在一个示例性的实施例中，使用多个定相突发信号来调节送往多个负载的功率。此外，在每一个定相突发信号之间产生恒定的或可变的相位延迟。在一个示例性的系统中，本发明提供了用于多盏灯的顺序突发模式减光电路。特别是，该示例性的系统提供了用于多个冷阴极荧光屏灯(CCFL)的顺序突发模式减光电路。用户或软件输入改变PWM信号的脉宽，由此决定了被送往各灯的功率。参考信号被倍频，以选择PWM信号的频率。这个已选定的频率决定了各灯点亮和熄灭的频率。使用一个计数器和一个时钟，就能从上述用于多个CCFL的突发信号产生多个定相突发信号。每一个定相突发信号都被移动一个恒定的相位，使得至少两盏灯接收到相位不同的突发信号。因此，就实现了每一盏灯的顺序突发模式激活。最后，在示例性的系统中，多个相位阵列驱动器，其中的每一个都使用来自相应的灯的反馈，并结合相应的定相突发信号，向相应的多盏灯提供功率并调节其亮度。

本发明的另一个示例性的系统包括一个频率选择器，它产生一个用于背光负载的频率选择信号，后者跟随在电视机中的阴极射线管(CRT)的常规的屏幕刷新频率作为参考。在又一个示例性的系统中，一个相位延迟阵列产生多个定相突发信号，使得不会有两个定相突发信号具有不同的启动时间。在这样一个实施例的一个实例中，一个相位延迟阵列产生一个恒定的或可变的相位延迟，使得每一个定相突发信号相对于另一个定相突发信号来说，被延迟了这样一段相位延迟。

专业人士将懂得，虽然以下的详细说明将参照示例性的系统和使用方法来进行，但是本发明并不局限于这些示例性的系统和使用方法。本发明具有宽广的范围，并且仅将其限定为所附的权利要求书中所陈述的内容。

随着详细说明的进行，并参照于诸附图，将使本发明的其他特征和优点变得更加明显，在附图中，相同的数字描述相同的部件，其中：

附图说明

图1是本发明的一个示例性的顺序突发模式信号发生系统的顶级方框图；

图2是本发明的示例性的顺序突发模式信号发生系统的更详细的方框图；

图3是本发明的示例性的顺序突发模式信号发生系统的脉宽调制器的信号表示；

图4是本发明的示例性的顺序突发模式信号发生系统的相位延迟阵列的信号表示；

图5(a)和5(b)这两份表格表示输入到电路的各“选择”信号与所得到的各负载号码之间的关系；

图6提供从图1至图5所讨论的各种信号的归纳；

图7是本发明的顺序突发模式信号发生系统的一种示例性的IC实现方式；

图8是本发明的相位阵列驱动器的顶级图；

图9是一个电路实例，表示在本发明中，一个相位阵列驱动器如何产生功率调节信号；

图9a是负载电流的信号图；

图10是一份定时图，表示在本发明中，一个相位阵列驱动器如何产生功率调节信号；

图11是由本发明的一个示例性的相位阵列驱动器所产生的功率调节信号；

图12是在本发明中的一个相位阵列驱动器IC的示例性的IC实现方式；

图13是一个电路实例，表示在本发明的示例性的IC中，相位阵列驱动器如何产生一个电压箝位信号；

图14(a)和14(b)分别提供半桥和全桥(H桥)拓扑的电路实例；

图15提供一个信号发生的实例，表示在全桥拓扑中交叉切换信号的产生。

具体实施例的详细说明

下面的说明将参照用于多个冷阴极荧光灯(CCFL)的一个突发模式调节电路。例如，CCFL被配置于大型显示屏中。典型地，大型CCFL显示屏中的每一个都使用至少6盏灯，并且本发明将描述具有6个或更多的CCFL的突发模式激活电路。当然，本发明并不局限于最小数目的负载，也不局限于CCFL或任何特定类型的负载。

图1是本发明的一个示例性的顺序突发模式信号发生系统10的顶级方框图。总的来看，顺序突发模式信号发生系统10进行运作，以产生已移相的突发模式信号50。并将这些突发模式信号送往驱动器100，以便向多个负载18提供经过时间延迟的功率调节。“突发模式”，正如本文中所使用的以及业界中所了解的那样，通常指的是，使用脉宽调制(PWM)信号，基于PWM信号的脉宽，来调制被送往负载的功率。系统10通常包括调制器12，用以产生一组脉冲调制信号36；频率选择器14，它产生频率选择信号40，用以设定脉冲调制信号的频率；以及相位延迟阵列16，用以产生多个已移相的的突发信号50，由此取代了对一个单独的大功率输入连同多个适当的低功率输入的需求；本发明的系统10解决了常规的多种负载功率调节电路的上述问题。

图2是本发明的系统10的更详细的方框图。脉冲调制器12产生具有脉宽L的脉宽调制(PWM)信号36，其空度比(即，脉宽)决定了送往负载18的功率。频率选择器14基于周期为T的独立参考信号38来选择PWM信号36的频率。在一个示例性的实施例中，由于下述原因，频率选择器14包括一个倍频器，用以对(周期为T的)参考信号38的频率进行k次倍频，并产生一个倍频信号40(周期为T/k)，其中，倍频信号40被用来设置PWM信号36的频率。例如，在系统10被用来调节多个CCFL的场合，一个同步信号，或Vsync，可以被用来作为参考信号38。在CCFL被用于电视、视频或LCD屏幕的实例中，Vsync 38是被用来刷新屏幕上的显示内容的一个有效的视频信号。由于若选择一个与屏幕刷新频率无关的随意的参考信号，则可能出现“拍频”，所以使用Vsync是人们所希望的。专业人士都理解，“拍频”以下列方式来表明它本身。在一部电视监视器上，由阴极射线管(CRT)来提供视频显示。该CRT在完成一帧显示画面的传送后，就返回到起始位置并进而传送下一帧显示画面。按照由Vsync所规定的频率对显示画面进行刷新。从一帧显示画面传送完成到下一帧显示画面开始之间的时间内，没有被广播的信息，并且电视机屏幕保持黑暗。在这段时间内若引入光，则CRT回到其起始位置的转变可能出现叠加有不同显示内容的可见的线条。在业界中被称为“拍频”。若各灯的突发模式调节不跟随Vsync的频率，则在上述时间内将有光的引入，由此导致拍频的出现。还有，因为若一个CCFL的频率等于屏幕刷新频率而不是它的整数倍，则屏幕刷新频率被倍增，所以并发的光的亮度可能导致闪烁。因此，对以上的示例性的应用来说，Vsync是所需的参考信号。

在该示例性的实施例中，参考信号Vsync 38被倍频，以产生倍频信号40，应当注意的是，当倍频信号40的周期T/k(k为信号Vsync38的倍频次数)大于信号36的L时，这就是说，当信号Vsync 38的周期T大于k*L时，每一个突发信号50将含有不同的脉冲。若周期T等于或小于k*L，则每一个突发信号50将是一个高(电平)直流信号(即，每一个突发信号50将代表一种满功率设置)。这将在下面作进一步的讨论。在图2的实例中，频率选择器14对独立的参考信号Vsync 38进行2倍频(即，k＝2)，由此产生具有周期为T/2的频率选择信号40。信号36和40二者都被输入到相位延迟阵列16，以产生多个定相突发信号50，如下面所讨论的那样。

相位延迟阵列16包括相位延迟发生器52，以便在相继的定相突发信号50₁，50₂，…，50_n中确定一个相位延迟数值D；负载选择电路，用以确定负载的号码n；以及电路54。用以产生多个相位延迟的脉宽调制信号50_n。下面将详细地说明这些分量中的每一个。

简要地参看图5(a)和图5(b)，图中所描绘的是输入到选择电路58的“选择”信号的表格。这些输入被用来量化被连接到本发明的电路10的负载18的号码。要注意的是，n也量化定相突发信号50的号码。在一个示例性的实施例中，选择电路58像一部状态机那样进行工作，以便根据已输入的“选择”信号的二进制数值来产生适当的信号，并送往相位延迟发生器52。图5(a)表示一个示例性的实施例的“选择”信号的产生，这里使用了至少6个CCFL。这份表格包括两个输入：Sel 0和Sel 1，各产生一个表示CCFL号码的二进制数值。在这份表格中，由Sel 0＝0和Sel 1＝0来表示6个CCFL。在这份表格中还定义了更多的CCFL(以2为增量进行相加)。图5(b)的表格对上述图5(a)的实例加以普遍化，使之包括小于最小数目6和大于最大数目12的CCFL。一般来说，更多的选择信号输入58允许使用更大数目(即，较大的n值)的负载18。在这个实例中，提供了一个附加的输入信号：Sel 2，它允许定义附加的负载。由于下述原因，在使用CCFL作为负载的实例中，需要在电路中定义奇数盏的灯。当然，专业人士将认识到，图5(a)和图5(b)的表格以及选择电路58可以适于定义任何数目的负载。

图3提供脉宽调制器12的信号表示。脉宽调制器12产生一组脉宽调制信号36，其脉宽L由可变选择器24来设定。提供可变选择器24是为了通过改变PWM信号的脉宽L，以便向负载提供可变的功率(即，使之减光)。可变选择器24改变与所希望的减光设置成正比的直流信号30的数值。在一个示例性的实施例中，可变选择器24包括一个减光选择器26以及一个极性选择器28。减光选择器26通过增加或减小直流信号30，来确定所需的减光设置。下面将进一步地讨论极性选择器28。振荡器22产生一组预定频率的三角波形34作为送往脉宽调制器12的输入。直流信号30被叠加在三角波形34之上。在图3所示的示例性的实施例中，由直流电压30跟每一个三角波形的上升边25a和下降边25b的交点所定义的一段，决定了每一个脉冲的上升沿和下降沿，由此决定了脉宽调制信号36的脉宽L。在这个实施例中，直流信号30的较大的数值将产生较小的脉宽L，并且直流信号30的较小的数值将产生较大的脉宽L。在一个可供选择的实施例中，由每一个下降边25b和下一个上升边25c所定义的段被用来产生脉宽L。在这个可供选择的实施例中，直流信号30的较大的数值将产生较大的脉宽L，并且直流信号30的较小的数值将产生较小的脉宽L。极性选择器28确定直流信号30与三角波形34的交点的哪一段被用来产生脉宽L。由此，脉宽调制器12产生由用户选择24所确定的PWM信号36的脉宽L。

图4是相位延迟阵列16的一份详细方框图和信号表示。相位延迟阵列16产生一个相位延迟数值D，并产生定相突发信号50，它是作为L，T/2以及号码n的一个函数)。相位延迟阵列16接收时钟信号15，具有脉宽L的PWM信号36，选择信号输入58，以及已倍频的参考信号40(即，周期为T/2)作为输入。最可取的是，这样来确定D的数值，使得介于每一个定相突发信号50之间的相移为恒定，即D为常数。还有，相位延迟D在最后一个(第n个)定相突发信号50_n以及第1个定相突发信号50₁之间重复它本身。在这里，假定有n个定相突发信号50，其中每一个定相突发信号p最好是比下一个脉冲p+1领先一个相移D。为了适应这一点，在优选的实施例中，相位延迟D等于(T/2)/n，其中，T为参考信号Vsync 38的周期，T/2为信号40的周期，n为定相突发信号50的号码，并且每一个定相突发信号50的频率等于信号40的频率。专业人士将认识到，可供选择地，本发明可以包括可变的相位延迟，使得相位延迟的数值不是常数，但是，仍然有某些或全部负载18在不同时间内被接通。这样的可供选择的实施例也被包括在本发明的范围内。

在一个示例性的实施例中，电路54含有一个带有时钟输入15的计数器56，以产生给出上述各项输入的n个定相突发信号50。特别是，可以用一系列触发器来实现计数器56，其中，一个脉冲在时间t触发第1个定相突发信号50₁的第1个脉冲，同时一个时钟脉冲在时间t+D触发第2个定相突发信号50₂的第1个脉冲p。类似地，时钟脉冲在时间t+2D触发第3个定相突发信号50₃的第1个脉冲，并且一个时钟脉冲在时间t+(n-1)*D触发第n个定相突发信号50_n的第1个脉冲。于是，时钟脉冲在时间t+(n)*D触发第1个定相突发信号50₁的第2个脉冲。由于每一个信号的周期为T/2，其中T为独立信号Vsync 38的周期，所以随之而来的是[(t+nD)-t]等于T/2。换句话说，n*D等于T/2，或者D等于(T/2)/n。

再有，每一个定相突发信号50都具有脉宽L。为了适应这一点，通过在由可变的脉宽所决定的时间间隔内对开始于时钟信号t+(m-1)D的时钟信号进行采样，来产生第m个定相突发信号50_m的第1个脉冲，其中，1≤m≤n。后继的各定相突发信号50也照此处理。因此，可以从时钟脉冲t，t+1，t+2，…，t+(L-1)来产生第1个定相突发信号50的第1个脉冲，使得L个时钟脉冲计数组成每一个定相突发信号脉冲p的脉宽L。如前所述，为了为每一个定相突发信号50产生不同的脉冲，L必须小于T/2。这就是说，若L不小于T/2，则每一个定相突发信号50将是一个直流信号，没有可区分的脉冲。

图6对从图1至图5针对一个示例性的实施例所讨论的各种信号加以归纳。信号34是由振荡器22产生的三角波形(图3)。直流信号30被叠加到信号34之上，并且被上下移动，即，被增加或减小，以产生所需的减光(效果)。信号34与直流信号30的交点决定了脉宽调制信号36的每一个脉冲的上升和下降沿，由此决定了脉宽调制信号36的每一个脉冲的脉宽L。信号36跟随着信号34的频率。信号36的脉宽L被用来产生定相突发信号50(即，50₁至50_n)，而信号36的频率则不能。定相突发信号50的频率取决于周期为T的独立参考信号Vsync 38。Vsync 38被倍频以产生周期为T/2(即，频率为2/T)的信号40。定相突发信号50的号码取决于准备使用的负载的号码的输入。在本例中，使用了6个负载。因此，显示出6组定相突发信号50。其中，每一组定相突发信号，例如50₂，比前面一组定相突发信号，例如50₁，滞后了(T/2)/6＝T/12。

图7是本发明的顺序突发模式信号发生系统的一种示例性的集成电路(IC)60的实现方式。IC 60包括一个PWM发生器12，Vsync检测器与相移检测器13，倍频器14以及一个相位延迟阵列16。部件12，14和16在前面已经参照于图1-5作了说明。示例性的IC 60还包括一个时钟15；一个振荡器22，用以产生三角波形34；各缓冲器19，用以增加定相突发信号的电流驱动能力；以及欠电压锁定保护电路2。

PWM发生器12接收DIM，极性，LCT以及时钟(100kHz发生器)信号作为输入。PWM发生器12产生如上所述的PWM信号36。还有，如上所述，使用DIM和极性输入来选择由发生器12所产生的PWM信号的脉宽。示例性的IC 60的LCT是产生前述具有预定频率的三角波形的振荡器22的输入。时钟15被用来测量时间增量，使得可变的脉宽可以被计数。

Vsync检测器与相移检测器13接收Vsync 38，Sel 1，Sel 2，以及时钟15作为输入。Vsync 38是已在前面讨论过的一个独立参考信号。Vsync检测器与相移检测器13检出独立参考信号Vsync 38的存在，并且按照如上所述计算一个相位延迟数值D。在示例性的IC中，若Vsync没有被检出，则检测器13利用振荡器22的频率来产生参考信号38。当检测器13检测到Vsync信号38时，检测器13就放弃振荡器22的频率并采用Vsync的频率用于信号38。检测器13输出相位延迟数值D以及独立的参考信号Vsync 38。信号Vsync 38连同时钟15被馈送到倍频器14，其中Vsync的频率被倍频以产生突发频率。

在示例性的IC中，相位延迟阵列16的输入包括来自PWM发生器12的PWM信号36，来自倍频器14的一个突发频率数值以及一个时钟15。如上所述，相位延迟阵列16利用一个计数器来产生多个相位延迟的突发信号，其中，每一个定相突发信号通过操作来调节送往负载18的功率。通过缓冲器19来驱动每一个定相突发信号，以增加其电流驱动能力，随后通过各自的相位阵列驱动器100，下面将对此作进一步的讨论。

保护电路2被用来感知电源(Vcc)的电压水平。当图6的引脚26所示的Vcc从低到高增加时，保护电路2使整个IC复位，使得该IC在功能上处于初始状态。当Vcc变低时，保护电路2关闭该IC，以免可能损坏该IC。

图8是示例性的相位阵列驱动器100的一份顶级图。在一种示例性的配置中，每一个相位阵列驱动器，驱动器1，驱动器2，…，驱动器n/2，接收两路定相突发信号作为输入，并向两个各自的负载输出功率。对每一个负载的功率调节不依赖于对其他负载的功率调节。因此，各种可供选择的配置允许每一个相位阵列驱动器100去调节任何数目的负载，其总数可以大于或小于图中所示的数目。在一个示例性的系统中，每一个相位阵列驱动器100都接收两路互有180°相位差的定相突发信号50，并产生两路互有180°相位差的功率调节信号。相位阵列驱动器100将每一个可变的脉宽L转换为一个时间间隔，在每一次循环中，各自的负载在该时间间隔内处于接通状态。因此，定相突发信号的脉宽越长，在每一次循环中送往各自负载的功率就越大。同样，每一个负载都按照由各自的定相突发信号50所定义的突发频率来接通或断开。在示例性的系统中，由于驱动器100接收互补的信号，所以在这个实施例中，定相突发信号50的数目为奇数。

图9提供一个示例性的电路200，说明在相位阵列驱动器100中，负载电流控制信号ICMP的产生。图10是伴随着图9的一份定时图。在以下的讨论中，图9和10被同时考虑。同样参照于图1-5。

电路200包括一个误差放大器120，用以产生电流控制信号ICMP，一个传感电阻Rsense 138，它跟负载18串联，一个开关134，它将电路200连接到相位延迟阵列16，以及一个反馈电容器CFB 139。此外，示例性电路200还包括一个RC低通滤波器136，用以滤除噪声，并且使用变压器160来将电流控制信号ICMP施加到负载18，下面将进一步地讨论这些部件。

通常，在两种运行模式下，电路200接收一个反馈信号VIFB，并产生电流控制信号ICMP。第一种模式是软起动，第2种模式是突发模式。在软起动模式中，在一段预热时间内，利用一个外部软起动控制器(未示出)使负载18从断电状态逐渐加电到运行上的导通状态。软起动控制器将在下面作进一步的讨论。在突发模式中，在负载18的运行上的导通状态下，利用上述定相突发信号50(PWM)的空度比来调节负载电流IL。这就是说，在一个示例性的实施例中，IL将与[L/(T/K)]*ILmax成正比，式中，L为信号50的脉宽，T/K为信号50的周期，ILmax为充分加电时的负载电流。这样一来，负载18将在突发模式下减光。这将在下面作进一步的讨论。要注意的是，从顺序上来说，软起动模式领先于突发模式。在突发模式下，但是不在软起动模式下，电流控制信号ICMP调节负载电流IL。在软起动过程中，对ICMP进行监测，以确定何时从软起动模式转入突发模式。这将在下面作进一步的说明。

在两种模式下，误差放大器120将反馈信号VIFB跟参考信号ADJ进行比较，并产生控制信号ICMP。在一个示例性的实施例中，误差放大器120是一个负反馈运算放大器。ADJ是表示负载18的工作电流的预定的恒定参考电压。这将在下面作进一步的讨论。通过改变ICMP，使VIFB增加或减少，直到等于ADJ。这就是说，若VIFB小于ADJ，则误差放大器120增加ICMP。与此相反，若VIFB大于ADJ，则误差放大器120减少ICMP。若VIFB＝ADJ，则ICMP为一个常数，以便将VIFB保持在ADJ的水平上。下面将按照顺序更详细地讨论在软起动模式以及在突发模式中，示例性电路200的工作。

如上所述，在软起动模式下，负载18从一种断开状态被加电到运行上的导通状态。电路200根据负载电流IL，但不根据各自的定相突发信号PWM 50，来产生控制信号ICMP。这就是说，在软起动模式下，通过开关134，将电路200跟相位延迟阵列16脱离连接。这将在下面作进一步的讨论。下面参照于ILrms以及ILrms(spec)来进行讨论。ILrms指的是在任何瞬间负载电流IL的均方根值。ILrms(spec)，如在本文中使用的那样，是当负载18在满功率下运行时，生产厂家的负载规格。

在软起动模式下，反馈信号VIFB是负载电流IL的一个函数。IL通常为正弦波形。根据欧姆定律，VIFB跟Rsense*IL成正比。VIFB近似等于0.45*Rsense*ILmax，并且可按照下式导出。

ILrms = \sqrt{[{&Integral;}_{t 1}^{t 1 + T_{L}} {(ILpeak * Sin (t))}^{2} dt] / T_{L}} = ILpeak / \sqrt{2}

式中，T_L为正弦波的周期，t₁和t+T_L分别定义正弦波一个周期的起点和终点，ILpeak是峰值负载电流。二极管137去掉IL的负半周，由此产生波形IL(+)，在图9a中，信号400给出它的一个实例，该图绘出了送往负载的半波整流波形。在定相突发信号PWM 50跟电路200脱离连接的条件下，VIFB实际上就是跨在电阻Rsense两端的电压。即，

VIFB = [{&Integral;}_{t 1}^{t 1 + T_{L}} Rsense * IL (+) dt] / T_{L}

= (ILpeak * Rsense) / π

由于

ILrms = ILpeak / \sqrt{2},

所以

VIFB = (\sqrt{2} / π) * ILrms * Rsense \approx 0.45 * ILrms * Rsense

本发明并不局限于这种确定反馈VIFB的方法。在示例性的实施例中，在软起动以及突发这两种模式下，恒定的参考电压ADJ等于0.45*ILrms(spec)*Rsense，式中，ILrms(spec)通常是由如上所述的负载的运行规格所定义的一个常数。因此，当负载18处于满功率状态，即，处于按照运行规格的导通状态时，VIFB将等于ADJ。由于负载18从关断状态被接通，所以在软起动模式开始时，IL实际上为0。因而，VIFB实际上也为0，即小于ADJ。因此，ICMP为高。随着软起动控制器(未示出)使IL增加，VIFB也增加，由此减小了介于VIFB和ADJ之间的差值。结果，ICMP减小。当VIFB＝ADJ时，如上所述，负载18处于运行上的导通状态，并且ICMP运载着能量去调节负载18的工作电流。因此，当由软起动控制器(未示出)提供的能量已经增加到跟ICMP所提供的能量相匹配时，由软起动模式所定义的预热阶段就宣告结束。这时，软起动控制器(未示出)停止控制，由ICMP调节负载电流。开始进入突发模式。

在突发模式下，电路200根据负载电流IL以及PWM信号50二者来产生控制信号ICMP。因此，VIFB不再唯一地遵循方程式VIFB＝(0.45)*Rsense*ILrms。取而代之的是，上述方程式增补了由PWM信号50的出现而确定的一个因子。因而，在突发模式下，ICMP将跟随PWM信号50并驱动负载18，这将在下面作进一步的说明。

在突发模式下，开关134将电路200连接到相位延迟阵列16。在一个示例性的实施例中，开关134是一个PNP晶体三极管134，在其源极(或发射极)处有参考电源REF，在其栅极(或基极)处有各自的定相突发信号(PWM)50。参考电源REF可以经由一个电压分压器电路(未示出)，例如，从示例性IC的电源Vcc(未示出)导出。当受到PWM 50触发时，开关134将它的漏极(或集电极)连接到在其源极处的REF，向电路200发送一个信号PWM_52。在优选的实施例中，开关134被位于其栅极处的一个低电平信号所触发，因此，PWM_52互补于PWM 50。在一个示例性的实施例中，当PWM 50为高电平时，晶体三极管134截止，并且PWM_52跟PNP 134互相隔离；这就是说，没有突发模式信息被发送到电路200，并且VIFB遵循方程式0.45*ILrms*Rsense。当PWM 50为低电平时，晶体三极管134导通，并且PWM_52为高电平。Rlimit 135将PWM_52电流转换为电压。这个电压被叠加到VIFB。Rlimit被这样选择，使得被叠加到VIFB的电压影响ICMP，从而将负载电流从运行上的导通状态改变为截止状态。下面将对此作进一步的讨论。

如上所述，引入了PWM信号50并产生了PWM_52。当PWM 50变为低电平时，PWM_52变为好电平，因此，VIFB超过ADJ。为了降低VIFB，并使VIFB匹配于ADJ，必须使ICMP变为低电平。由于ICMP驱动负载18，使得负载18有效地关断。专业人士应该认识到，负载18的关断并不需要负载18上的电流或电压为0，当它段断时，仍然可以向负载18提供极小的电流或电压。当PWM 50变为高电平时，PWM_52就跟参考电压REF脱离连接。在这个示例性的实施例中，VIFB就返回到方程式VIFB＝0.45*ILrms*Rsense。由于负载被有效地关断，所以ILrms近似为0。ICMP变为高电平，以便建立近似于ADJ的VIFB。因而，负载电流IL变高，负载18接通。如从图10中所看见的那样，其结果是负载电流IL跟随各自的定相突发信号PWM确50。然而，负载电流IL同样滞后于各自的突发信号PWM确50。

图11显示在本发明的一个示例性系统在突发模式运行中，PWM_52，ICMP和负载电流IL的示波器信号读出。由各自的定相突发信号PWM确50对PWM_52进行定时；这就是说，在PWM 50从低到高或者从高到低的跃变以及PWM_52从低到高或者从高到低的跃变之间，不存在显著的延迟。由于误差放大器具有有限的充电和放电电流，所以当VIFB分别变为高于或低于ADJ时，它要花时间对CFB 139进行充电或放电。因而，如图11所见，ICMP滞后于PWM_52。在突发模使运行中，由于ICMP驱动负载18，所以负载电流IL也类似地滞后于PWM_52。

图12提供了相位阵列驱动器100的一种示例性的IC实现方式300。IC300由一个先断后通的线路130组成，该线路带有一个半桥式开关拓扑结构。这将在下文中作进一步的讨论。在可供选择的IC实现方式中，可以使用诸如“全桥式”、“前向”或 “推挽式”等开关拓扑结构，这并没有离开本发明的范围。继续参照图9，对IC300的某些操作方面进行解释。示例性的IC 300接收两个相位差为180°的定相突发信号(PWM信号)50，示例性的IC 300用这两个定相突发信号来驱动两个信号相位差为180°的负载。这样，专业人士将会认识到，用成对出现的某些部件(例如，选择器122、124、126)来驱动两个独立的负载。当然，IC 300只是一个实例，它可以轻易地配置成驱动3个或更多负载(或单一负载)的电路。以下将先对选择器122、124、126进行描述，这些选择器由通用比较电路和/或专用电路组成，来完成对信号的检测，其说明如下。

示例性的IC 300由用于电压传感的误差放大器121、用于电流传感的误差放大器120、电流或电压反馈选择器122、突发模式或软启动模式选择器124和最小电压选择器126组成。选择器122、124、126可能具有相同的结构，由一个比较器和两个传送门组成，也可能用多路复用器来实现。

如上所述，每一个误差放大器120都通过比较ADJ和反馈VIFB(示于示例性的IC 300的引脚3)，而产生一个电流控制信号ICMP(示于示例性的IC 300的引脚4)。VIFB在软启动模式中由负载电流IL决定、在突发模式中由定相突发信号PWM 50和IL二者共同决定。

同样，图13提供一个示例性电路350，表示误差放大器121通过比较一个参考电压(例如2V)和由负载电压决定的电压反馈信号VFB。来产生一个电压控制信号VCMP(在示例性的IC 300的引脚5)。在一个示例性的实施例中，当负载开始通电时，通过软启动控制器(位于输入端132)施加到负载上的电压(此时称为SST)很低。也就是说，在变压器160副边的负载电压V_x很低。因而，VFB也很低。因为VFB和参考信号(如2V)之差远大于比较的阈值，所以误差放大器121产生一高电平VCMP信号。VFB和负载电压之间关系将在下文中加以讨论。随着SST增加，VFB也增加并接近参考电压(例如2V)，并且VCMP减小。当VFB匹配于参考电压(例如2V)时，选择VCMP代替SST来驱动负载电压，有效地把负载电压箝位于预定值，从而使VFB匹配于参考电压(例如2V)。电路360阐明了VFB和实际负载电压V_x(在示例性的电路350中，由变压器160副边所提供)的关系式：

VFB＝V_x*C1/(C1+C2)

因此，这样来选择C1和C2，使得电压反馈信号VFB能反映负载电压V_x的一个特定的因子。例如，若C2＝1000*C1，则VFB＝V_x/1000，也就是说，VFB是负载电压V_x的体现，它是负载电压V_x的千分之一。在这个例子中，若参考电压是2V，则负载电压将被箝位于2000V。此外，与二极管137(图9)的半波整流相类似，二极管365产生一个半波整流电压信号。Ry和Cy是峰值电压检波器，用来检出整流波形的峰值电压。

电流或电压反馈选择器122(I_或V_反馈)，选择电压控制信号VCMP或者电流控制信号ICMP作为突发模式下的负载驱动信号。在示例性的IC 300中，当负载电流小于运行电流(例如，VIFB＜ADJ)，而负载电压超过上文提到的预定值时，选择器122就选择VCMP。否则，选择器122选择ICMP。选择器122通过可供选择的比较来确定控制信号的选择，例如，选择器122可以被配置成对ADJ和VIFB进行比较，以确定负载是否达到运行功率或预定满负荷功率。下面参照于控制信号CMP进行讨论，CMP可能是上面讨论的ICMP，也可能是VCMP。

在示例性的IC 300中，选择器122被连接到突发模式或软启动模式选择器124(CMP_OR_SST)。示例性的IC 300中的选择器124在上文提到的软启动和突发两种模式中确定其一，并且在合适的时候(如下文所示)从软启动模式转入突发模式。选择器124通过比较CMP和SST(由软启动控制器所产生的负载功率控制能量)来确定应用何种模式并产生信号CMPR。CMPR可能是在软启动模式中的软启动信号，也可能是在突发模式中的控制信号。如上所述，一旦负载18到达运行上的导通状态，系统便跳转到突发模式。所以，在SST等于CMP之前，CMPR是SST；一旦SST达到或者超过CMP，CMPR就是CMP。提供软启动信号(SST)的软启动控制器可用一个外部电容器(未示出)接在引脚13、132之间的方式来实现，此电容充电的速率决定了负载上电的速率。在这个例子中，SST电压等于Is/(C*T)，这里，Is是电源133提供的电流，C是外接电容器(未示出)的电容量。可以通过改变外部电容器(未示出)的电容量，来改变软启动模式下的负载电流IL的增长速度。当CMP匹配于SST之后，软启动模式结束，突发模式开始，CMP在突发模式下调节负载功率，但SST仍继续增加到Vcc。

在示例性的IC 300中，选择器124被连接到一个最小电压选择器CMPP_or_MIN 126。选择器的输出称为RESCOMP。另一选择器126即使在负载处于关断状态下也能保证向负载提供预定的最小功率。也就是说，当向负载提供的功率小于预定的最小数值的情况下，RESCOMP就是最小电压，例如740mV。而当负载电压高于预定的最小电压时，RESCOMP就是CMPR(即，如上所述的CMP或SST)。

因而，在突发模式中，只要出现上述PWM 50变低或负载关断的情况，就会在负载两端出现一个预定的最小电压。下面将参照作为示例性负载的冷阴极荧光灯(CCFL)，来说明在负载两端维持一个最小电压的满意性。

一个关断的CCFL具有很高的阻抗，因此，只有很高的电压才能使电流通过CCFL，使灯亮起来。在示例性的IC 300中，由变压器160的副边向CCFL施加高的电压，使之点亮。一旦电流通过了CCFL，其阻抗就会降低，到最后，电压也将降低到运行中的水平。在负载两端维持预定的最小电压，就用不着重复施加高电压来使灯点亮。

当选择器126选定一个预定的最小电压时，锯齿波发生器128就起到脉宽调制器(PWM)的作用，产生一个PWM信号，其脉宽决定了送往负载的功率。锯齿波发生器128的作用与图3所述的脉宽调制器12的作用相当。同样，锯齿波发生器128用来产生PWM信号的直流电压就是预定的最小电压。预定的最小电压与图3所讨论的三角波信号34相交后，就产生一个PWM脉宽，该脉宽是适于维持信号的最小值。实际上，在每个突发循环中，锯齿波发生器128有效地利用选择器126选定的预定最小电压使负载在关断时缓慢地加充电。当负载电压超过预定的最小值时，由上述突发信号PWM 50决定的功率信号将被启用。

先断后通电路130利用如上所述的适当的信号来是变压器160接通或关断，值得注意的是，任何合适的开关都可以在此应用。示例性的IC 300有两个用于半桥拓扑结构的开关，即，作为一种通用的DC/AC转换器，先断后通电路130的输出端NDRI、PORI分别接通或关断NMOSFET和PMOSFEF，由此分别使变压器160切换到GND或VCC。值得注意的是，先断后通电路保证NMOSFET和PMOSFET中只有一个被接通。这就是说，NMOSFET和PMOSFET产生一对非重叠的信号。具体地说，在全桥(H桥)拓扑结构中，用4个开关来将变压器160切换到GND或Vcc。此开关将直流电压(Vcc)转换为交流信号，该信号被送往变压器的主边，这在业界中是众所周知的。

图14(a)和14(b)是分别使用半桥和全桥切换方案的常规的DC/AC变换器拓扑结构。图14(a)所示的是如上所述的示例性的IC300中的半桥拓扑结构。一个可供选择的实施例使用如图14(b)所示的全桥(H桥)拓扑结构。全桥拓扑结构典型地使用两个NMOSFET对和PMOSFET对来产生两对非重叠的信号。这将在下面参照图15加以说明。通过改变交叉开关对A和D(AD)、B和D(BD)的导电状况可以控制变压器160的接通和关断。先断后通电路130确保AD和BC不在同一时间被接通。

图15提供信号产生的实例，表示在本发明的示例性的实施例的全桥式拓扑结构中，交叉切换信号是如何产生的。如图3所示，振荡器22产生一个三角波信号34。信号34经过逆变，生成34′。RESCOMP是选择器126的输出，这就是说，RESCOMP可能是ICMP、VCMP、SST或MIN(例如740mV)中的任何一个。因此，RESCOMP是可变的。参考信号CLK被用来独立地控制开关A和B。在一个示例性的实施例中，CLK具有50％的空度比并且跟随信号34。第2参考信号PS_CLK被用来独立地切换开关C和D。在这个示例性的实施例中，PS_CLK是一个由可调整的延迟D_CLK确定其相位的CLK信号。RESCOMP决定D_CLK，下面将对此进行讨论。每个PSCLK脉冲的正边和负边分别由信号34的上升边跟RESCOMP的交点以及信号34′的上升边跟RESCOMP的交点产生。因此，当RESCOMP增加时，举例来说，在突发模式中，当各自的定相突发信号50升高时，介于CLK和PS_CLK之间的相位延迟D_CLK也随之增加。各开关对AD和BC的导通时间由CLK和PS_CLK的重叠部分决定。因此，当D_CLK增加时，AD和BC的导通时间也增加，从而引起更多的功率被送往各自的负载。然而值得注意的是，本发明并不局限于任何特定的驱动器结构，因此，也并不局限于半桥式或全桥式拓扑结构。

返回到图12的IC 300，在这个示例性的实施例中，当变压器160的供电电压超过IC 300的电源电压时，先断后通式IC300将使用“高电压电平偏移”机制。下面的例子将对“高电压电平偏移”机制进行解释。Vcc电压为5V，即，PMOSFET的栅极控制信号电平从GND(0V)改变到Vcc(5V)。若变压器160被施加15V电压，则先断后通式电路130将向PDRI输出端提供10V的直流电压偏移，由此允许PMOSFET的栅极控制信号电压达到15V(经由直流电压电平偏移的10V加上5V Vcc)。

示例性的IC 300还包括一个保护电路140，电路140是一个欠电压锁定电路(UVLO)。在软启动模式结束时，若输送到变压器160的电压没有下降，或者负载电流IL没有达到所说明的满负荷运行水平，则线路140会关断IC 300。一般地，在突发模式操作中，在向负载施加最大功率时，若VIFB低于ADJ，则电路140能感知负载电流，并且关断IC 300。值得注意的是，当VIFB低于ADJ时，误差放大器120将会增加送往负载的功率，因此，电路140在以上所述的情况下关断IC，以防止提供过份的功率而使部件发生损坏。而且，在进行上述的软启动时，保护电路140将不起作用。

很明显，本发明提供了一种可以满足所述目标的顺序突发模式调节电路。专业人士将认识到，可以对本发明作出许多修改，并且所有这些修改都处于本发明的原理及范围内，本发明范围仅受所附权利要求书的限制。

Claims

1.一种定相负载调节系统，包括一个适于产生多个相移的突发模式信号的相位延迟阵列，其中每个所述相移的突发模式信号调节送往一个相应负载的功率。

2.如权利要求1所述的定相负载调节系统，还包括一个产生脉宽调制信号的调制器，所述相位延迟阵列接收所述脉宽调制信号，以及其中送往各个负载的功率由所述脉宽调制信号的脉宽确定。

3.如权利要求1所述的定相负载调节系统，还包括一个频率选择器，用于接收一个参考信号，并基于所述参考信号产生一个频率选择信号，其中，所述相位延迟阵列接收所述频率选择信号，并基于所述频率选择信号设置所述相移的突发模式信号的频率。

4.如权利要求2所述的定相负载调节系统，其中所述调制器还包括一个可变选择器，用于设置所述脉宽调制信号的脉宽。

5.如权利要求1所述的定相负载调节系统，其中每个所述负载包括一个冷阴极荧光灯。

6.如权利要求1所述的定相负载调节系统，还包括相位阵列驱动器电路，用于接收所述多个相移的突发模式信号，并产生用于各个负载的至少一个功率调节信号。

7.如权利要求6所述的定相负载调节系统，还包括一个半桥开关电路，用于接收所述至少一个功率调节信号，并基于所述至少一个功率调节信号产生一个交流信号以给所述负载加电。

8.如权利要求6所述的定相负载调节系统，还包括一个全桥开关电路，用于接收所述至少一个功率调节信号，并基于所述至少一个功率调节信号产生一个交流信号以给所述负载加电。

9.一种计算机系统，包括一个液晶显示面板、用于照亮所述液晶显示面板的多个冷阴极荧光灯、以及一个灯驱动系统，该灯驱动系统包括一个适于产生多个相移的突发模式信号的相位延迟阵列，其中每个所述相移的突发模式信号调节送往所述多个冷阴极荧光灯中每一个的功率。

10.如权利要求9所述的计算机系统，还包括一个产生脉宽调制信号的调制器，所述相位延迟阵列接收所述脉宽调制信号，以及其中送往各个冷阴极荧光灯的功率由所述脉宽调制信号的脉宽确定。

11.如权利要求9所述的计算机系统，还包括一个频率选择器，用于接收一个参考信号，并基于所述参考信号产生一个频率选择信号，其中，所述相位延迟阵列接收所述频率选择信号，并基于所述频率选择信号设置所述相移的突发模式信号的频率。

12.如权利要求10所述的计算机系统，其中所述调制器还包括一个可变选择器，用于设置所述脉宽调制信号的脉宽，从而设置每个所述冷阴极荧光灯的亮度。

13.如权利要求9所述的计算机系统，还包括相位阵列驱动器电路，用于接收所述多个相移的突发模式信号，并产生用于各个冷阴极荧光灯的至少一个功率调节信号。

14.如权利要求13所述的计算机系统，还包括一个半桥开关电路，用于接收所述至少一个功率调节信号，并基于所述至少一个功率调节信号产生一个交流信号以给所述冷阴极荧光灯加电。

15.如权利要求13所述的计算机系统，还包括一个全桥开关电路，用于接收所述至少一个功率调节信号，并基于所述至少一个功率调节信号产生一个交流信号以给所述冷阴极荧光灯加电。

16.一种液晶显示面板，包括用于照亮所述液晶显示面板的多个冷阴极荧光灯、以及一个灯驱动系统，该灯驱动系统包括一个适于产生多个相移的突发模式信号的相位延迟阵列，其中每个所述相移的突发模式信号调节送往所述多个冷阴极荧光灯中每一个的功率。

17.如权利要求16所述的液晶显示面板，还包括一个产生脉宽调制信号的调制器，所述相位延迟阵列接收所述脉宽调制信号，以及其中送往各个冷阴极荧光灯的功率由所述脉宽调制信号的脉宽确定。

18.如权利要求16所述的液晶显示面板，还包括一个频率选择器，用于接收一个参考信号，并基于所述参考信号产生一个频率选择信号，其中，所述相位延迟阵列接收所述频率选择信号，并基于所述频率选择信号设置所述相移的突发模式信号的频率。

19.如权利要求17所述的液晶显示面板，其中所述调制器还包括一个可变选择器，用于设置所述脉宽调制信号的脉宽，从而设置每个所述冷阴极荧光灯的亮度。

20.如权利要求16所述的液晶显示面板，还包括相位阵列驱动器电路，用于接收所述多个相移的突发模式信号，并产生用于各个冷阴极荧光灯的至少一个功率调节信号。

21.如权利要求20所述的液晶显示面板，还包括一个半桥开关电路，用于接收所述至少一个功率调节信号，并基于所述至少一个功率调节信号产生一个交流信号以给所述冷阴极荧光灯加电。

22.如权利要求20所述的液晶显示面板，还包括一个全桥开关电路，用于接收所述至少一个功率调节信号，并基于所述至少一个功率调节信号产生一个交流信号以给所述冷阴极荧光灯加电。