CN1276689C - 冷阴极荧光灯的驱动装置和驱动方法 - Google Patents

冷阴极荧光灯的驱动装置和驱动方法 Download PDF

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Abstract

一种用于驱动一个或多个在两端具有电终端的串联冷阴极荧光灯的驱动装置。该驱动装置包括压电变压器，所述压电变压器通过压电效应将从初级电极输入的初级AC输入转换成从次级电极输出的次级AC输出；用于向初级电极施加初级AC输入的驱动装置；用于控制亮度的亮度控制电路；可变振荡电路；启动控制电路；以及启动检测器。该驱动装置构成为冷阴极荧光灯的端部电终端能够连接在两个次级电极之间。亮度控制电路检测次级AC输出和初级AC输入之间的相位差。当所检测到的相位差大于规定的相位差时，驱动装置降低被施加在初级电极上的初级AC输入的功率。如果所检测到的相位差小于所规定的相位差，则驱动装置增加被施加在初级电极上的初级AC输入的功率。

Description

冷阴极荧光灯的驱动装置和驱动方法
技术领域
本发明涉及一种液晶背光装置，更具体地说涉及用于冷阴极荧光灯的驱动装置，该荧光灯使用了一种压电变压器并且在例如个人计算机、平板监视器和平面电视中所用的液晶显示器中用作背光装置。
背景技术
压电变压器在负载不受限制时可以获得极高的电压增益，且增益率随着负载的降低而降低。压电变压器的其它优点在于，它们比电磁变压器小、不可燃烧并且不会由于电磁感应而发出噪音。压电变压器由于这些特征而被用作冷阴极荧光灯的电源。
图26显示出一种Rosen型压电变压器的结构，它是现有技术中一种典型的压电变压器。如图26中所示，该压电变压器具有低阻抗部分510、高阻抗部分512、输入电极514D和514U、输出电极516以及压电体518和520。参考数字522表示在低阻抗部分510中的压电体518的极化方向，参考数字524表示在压电体520中的极化方向，而参考数字610表示压电变压器。
当压电变压器610用于电压增益时，低阻抗部分510是输入侧。如由极化方向522所示，低阻抗部分510沿着厚度方向被极化，并且输入电极514U和514D沿着厚度方向设置在主要的前端和表面上。当压电变压器用于电压增益时，高阻抗部分512是输出部分。如由极化方向524所示，高阻抗部分512在纵向方向上被极化，并且在变压器的纵向端部上具有输出电极516。
施加在输入电极514U和514D之间的特定AC电压激发出纵向扩展和收缩振动，压电变压器610的压电效应将其转换成输入电极514U和输出电极516之间的电压。电压增益或降低是由低阻抗部分510和高阻抗部分512的阻抗变换产生的。
其冷阴极结构没有用于放电极的加热器的冷阴极荧光灯通常用作LCD的背光。由于冷阴极结构的缘故，所以用于启动灯的起弧电压和用于保持灯输出的工作电压在冷阴极荧光灯中都非常高。对于用在14英寸级别LCD的冷阴极荧光灯来说通常需要800Vrms的工作电压和1300Vrms的起弧电压。当LCD尺寸增加并且冷阴极荧光灯变得更长时，可以想到起弧电压和工作电压也将增加。
图27为用于现有技术压电变压器的自激励振荡驱动电路的方框图。可变振荡器616产生出用于驱动压电变压器610的AC驱动信号。该可变振荡器616通常输出一种脉冲波形，通过波整形电路从中除去了高频率分量以便变换成一种近似正弦波AC信号。驱动电路614将来自波整形电路612的输出放大到足以驱动压电变压器610的程度。将被放大的电压输入给压电变压器610的初级电极。输入给初级电极的电压在压电变压器610的压电效应的作用下被升高，并且从次级电极中被移走。
将从次级侧中输出的高电压施加在过电压保护电路630和由冷阴极荧光灯626和反馈电阻624形成的串联电路上。过电压保护电路630包括分压电阻628a和628b以及用于将在分压电阻628a和628b之间的节点处被检测到的电压与设定的电压进行比较的比较器620。过电压保护电路630控制着振荡控制电路618以防止从压电变压器的次级电极中输出的高电压电位大于设定电压。该过电压保护电路630在冷阴极荧光灯626打开时不工作。
在过电压保护电路630中，由于电流流向冷阴极荧光灯626和反馈电阻624的串联电路上，所以在反馈电阻624的两端出现的电压被施加在比较器620上。比较器620将设定电压与反馈电压进行比较，并且将信号提供给振荡控制电路618，从而使基本上稳定的电路流向冷阴极荧光灯626。施加在可变振荡器616上的振荡控制电路618的输出使得可变振荡器616在与比较器输出相配的频率下振荡。比较器620直到冷阴极荧光灯626打开才工作。
因此冷阴极荧光灯输出是稳定的。这种自激励驱动方法使得驱动频率即使在谐振频率随着温度而改变的时候也能够自动地跟随着该谐振频率。
这种压电反相器结构使得有可能保持向冷阴极管提供稳定的电流。
如图23中所示，已经提出一种通过并联地驱动两个压电变压器来驱动冷阴极荧光灯的方法，以及一种其中将压电变压器的两个输出电极与冷阴极荧光灯的两个输入终端相连的方法来作为防止不均匀发光的方法。在这些情况中的冷阴极荧光灯如图25中所示进行连接。
与图27中所示的驱动电路类似，这些驱动电路还需要反馈通向灯的电流以便控制频率或电压。或者有可能检测并反馈该冷阴极荧光灯的亮度。
将压电变压器输出电流或输出电压保持稳定以便保持冷阴极荧光灯亮度稳定，或者检测出通向反射器的电流并且反馈以进行控制。
因此普通的压电变压器和驱动电路将在冷阴极荧光灯附近的电阻接地，并且使用该电阻的电压以便在冷阴极荧光灯打开时控制该冷阴极荧光灯的亮度。该方法的问题在于由于电流泄漏所以出现不均匀发光的现象。
为了解决这个问题，日本专利公开No.11-8087披露了一种用于从冷阴极荧光灯的两个端部输入相位相差180°的电压的装置。在图22中显示出该结构。但是，当冷阴极荧光灯如图22所示连接时，在高电位侧上电流从冷阴极荧光灯330流向反射器，而在低电位侧上电流从反射器流向冷阴极荧光灯。因此，压电变压器输出电流包含流向灯的电流和流向寄生电容的电流。因此，在如图25中所示构成的压电变压器340的驱动电路中的输出电流检测电路344检测出流向冷阴极荧光灯346的电流和由冷阴极荧光灯346和反射器350组成的寄生电容348的泄漏电流。如果反射器350的寄生电容348是恒定的，则该恒定的寄生电容可以被考虑用来将流向冷阴极荧光灯346的电流保持恒定。但是，寄生电容348是变化的，泄漏电流随着驱动频率变化，因此实际上难以将流向冷阴极荧光灯346的电流保持恒定。在图23中所示的具有两个压电变压器的驱动电路也具有这个问题。
为了解决该问题，日本专利公开No.11-27955披露了一种用于通过用一种寄生电容电流检测电路来检测泄漏电流并且用灯电流检测电路检测灯电流来控制灯电流的方法。但是在采用该方法控制驱动频率以保持恒定输出的压电变压器中，如果泄漏电流频率由于寄生电容的缘故而变化或者寄生电容随着装置而变化的话，则阻抗会随着寄生电容而变化。因此泄漏电流是变化的。因此电路结构必须考虑到频率和装置的效果，而控制电路因此变得更加复杂。
还有，因为压电变压器的次级终端和负载必须1∶1地进行连接，所以冷阴极荧光灯必须串联连接。启动灯所需的起弧电压因此被加倍，并且保持灯亮的工作电压也必须高。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供一种用于具有分立的初级和次级侧的小型高效压电变压器(平衡输出压电变压器)的驱动电路，用来通过使多个串联的冷阴极荧光灯与该平衡输出压电变压器的次级终端电连接并且控制压电变压器的输入和输出电压的相位差，从而保持恒定的冷阴极荧光灯亮度。
本发明的另一个目的在于通过降低起弧电压和工作电压来提供高可靠性的压电变压器元件。
根据本发明的一个方面，其提供一种用于驱动一个或多个在两端具有电终端的串联冷阴极荧光灯的驱动装置，包括：具有一对初级电极以及第一和第二次级电极的压电变压器，所述压电变压器通过压电效应将从初级电极输入的初级AC输入转换成次级AC输出，从第一次级电极中以第一相位输出次级输出并且从第二次级电极中以与第一相位相反的第二相位输出次级输出，并且使得冷阴极荧光灯的两端处的电终端能够连接在第一次级电极和第二次级电极之间；用于向初级电极施加初级AC输入的驱动装置；通过检测次级AC输出和初级AC输入之间的相位差而控制冷阴极荧光灯亮度的亮度控制电路，可变振荡电路，用于使初级AC输入以规定的频率振荡；启动控制电路，用来控制来自可变振荡电路的初级AC输入的频率以使冷阴极荧光灯起弧；以及启动检测器，用来检测冷阴极荧光灯的启动，从而当所检测到的相位差大于规定的相位差时，驱动装置降低给压电变压器初级电极的输入功率以便降低灯的亮度，而当所检测到的相位差小于所规定的相位差时，则驱动装置增加给压电变压器初级电极的输入功率以便增加灯的亮度。
还优选的是，启动控制电路控制着可变振动电路以扫过从规定频率到低于所述频率的初级AC输入以便使冷阴极荧光灯起弧，并且控制可变振荡电路以在启动检测器检测到冷阴极荧光灯启动的频率下固定和振荡。
还优选的是，亮度控制电路在使冷阴极荧光灯起弧时停止工作。
还优选的是，初级AC输入的频率是压电变压器的次级侧短路的频率之外的频率，并且是在压电变压器侧短路以及次级侧打开时的频率之间的频率。
还优选的是，初级AC输入频率为当次级侧短路时在压电变压器谐振频率的波段±0.3kHz中的频率之外的频率，以及是在当次级侧短路时的压电变压器的谐振频率和当次级侧打开时的谐振频率之间的频率的波段±0.3kHz之外的频率。
还优选的是，次级AC输入的频率比产生出最低冷阴极荧光灯负载的压电变压器的最大升压比的频率高。
根据本发明的另一方面，其提供一种冷阴极荧光灯驱动装置，包括：具有一对初级电极以及第一和第二次级电极的压电变压器，所述压电变压器通过压电效应将从初级电极输入的初级AC输入转换成次级AC输出，从第一次级电极中以第一相位输出次级输出并且从第二次级电极中以与第一相位相反的第二相位输出次级输出，并且使得冷阴极荧光灯的两端处的电终端能够连接在第一次级电极和第二次级电极之间；用于向初级电极施加初级AC输入的驱动装置；通过检测次级AC输出和初级AC输入之间的相位差而控制冷阴极荧光灯亮度的亮度控制电路；以及启动检测器，用来检测冷阴极荧光灯的启动，其中还包括与一个初级电极串联连接的感应器，从而与压电变压器形成谐振电路；其中该驱动装置包括：DC电源，驱动控制电路，用于根据初级AC输入频率输出驱动控制信号，以及驱动电路，与DC电源和谐振电路的两侧相连，用来将驱动控制信号放大到驱动压电变压器所需要的电压电平上，从而将AC输入信号输出给谐振电路，并且将AC电压输入给初级电极；以及亮度控制电路包括：电压检测器电路，用来检测来自第一和第二次级电极中至少一个的次级AC输出的AC电压，并且输出AC检测信号，相位差检测器电路，用来检测AC输入信号和所检测到的AC信号之间的相位差，并且根据所检测到的相位差输出DC电压，相位控制电路，用来控制驱动控制信号的相位，以及比较电路，用来对DC电压和参考电压进行比较，并且控制相位控制电路，从而使DC电压和参考电压匹配。从而当所检测到的相位差大于规定的相位差时，驱动装置降低给压电变压器初级电极的输入功率以便降低灯的亮度，而当所检测到的相位差小于所规定的相位差时，则驱动装置增加给压电变压器初级电极的输入功率以便增加灯的亮度。
还优选的是，AC输入信号频率接近谐振电路的谐振频率。
还优选的是，电压检测器电路包括：电平移动器，用来将次级AC输出的AC电压转变成规定的电压波幅电平；以及过零检测电路，用来在电位移动器输出信号超过0时切换并输出AC检测信号。
还优选的是，相位差检测器电路包括：逻辑“与门”电路，用来对AC输入信号和AC检测信号进行逻辑“与”(AND)运算，并且输出相位差信号；以及平均值电路，用来对相位差信号取平均值并且输出DC电压。
还优选的是，驱动电路包括：具有串联相连的第一开关元件和第二开关元件的第一串联连接结构；与第一串联连接结构相连并且具有串联相连的第三开关元件和第四开关元件的第二串联连接结构；与第一开关元件相连的用来驱动第一开关元件的第一元件驱动电路；与第二开关元件相连的用来驱动第二开关元件的第二元件驱动电路；与第三开关元件相连的用来驱动第三开关元件的第三元件驱动电路；与第四开关元件相连的用来驱动第四开关元件的第四元件驱动电路。
还优选的是，谐振电路连接在第一开关元件和第二开关元件之间的节点和第三开关元件和第四开关元件之间的节点之间。
在该情况中，驱动控制信号优选包括：用来驱动第一元件驱动电路的第一元件控制信号；用来驱动第二元件驱动电路的第二元件控制信号；用来驱动第三元件驱动电路的第三元件控制信号；用来驱动第四元件驱动电路的第四元件控制信号。
还优选的是，在该情况中第一元件控制信号和第二元件控制信号由驱动控制电路来控制，从而第一开关元件和第二开关元件以特定的工作时间比交替地打开和关闭；并且第三元件控制信号和第四元件控制信号由驱动控制电路来控制，从而第三开关元件和第四开关元件以与第一元件控制信号和第二元件控制信号相同的频率和工作时间比交替地打开和关闭。
还优选的是，第一元件控制信号、第二元件控制信号、第三元件控制信号或第四元件控制信号代替AC输入信号用于相位差信号检测。
还优选的是，AC输入信号是一种结合了第一元件控制信号、第二元件控制信号、第三元件控制信号和第四元件的矩形信号。
根据本发明还有一个方面的冷阴极荧光灯装置具有根据本发明的冷阴极荧光灯驱动装置，以及一个或多个在两端具有连接在压电变压器的第一和第二次级电极之间的电终端的串联冷阴极荧光灯。
根据本发明用于冷阴极荧光灯的驱动方法是一种用于驱动一个或多个在两端具有电终端的串联冷阴极荧光灯的方法，包括：将来自驱动装置的初级AC输入施加在压电变压器的初级电极上，该压电变压器具有一对初级电极以及第一和第二次级电极，该压电变压器通过压电效应将来自初级电极的初级AC输入转换成次级AC输出，从而从第一次级电极中以第一相位输出次级输出并且从第二次级电极中以与第一相位相反的第二相位输出次级输出；通过将第一相位次级AC输出施加到电终端中的一个上并且将第二相位AC输出施加到另一个电终端上，从而使其两个端部电终端连接在第一和第二次级电极之间的相连的冷阴极荧光灯起弧；通过用于控制冷阴极荧光灯亮度的亮度控制电路来检测出次级AC输出和初级AC输入之间的相位差；当被检测到的相位差大于规定的相位差时，控制驱动装置以降低给压电变压器的初级电极的初级AC输入电压；当被检测到的相位差低于规定的相位差时，控制驱动装置以增加给压电变压器的初级电极的初级AC输入电压；并且使得所检测到的相位差与规定的相位差相等，其中：控制用于使初级AC输入振荡的可变振动电路从而扫除从规定频率到低于所述频率的初级AC输入以便使冷阴极荧光灯起弧，并且控制可变振荡电路以在启动检测器检测到冷阴极荧光灯启动的频率下固定和振荡。
还优选的是，初级AC输入的频率是压电变压器的次级侧短路时的频率之外的频率，并且在压电变压器侧短路以及次级侧打开频率的中间。
还优选的是，初级AC输入频率为当次级侧短路时压电变压器谐振频率的波段±0.3kHz中之外的频率，以及是在当次级侧短路时的压电变压器的谐振频率和当次级侧打开时的谐振频率之间的频率的波段±0.3kHz中之外的频率。
还优选的是，次级AC输入的频率比产生出最低冷阴极荧光灯负载的压电变压器的最大升压比的频率高。
还有优选的是，初级AC输入包括由脉冲信号驱动的多个开关元件的脉冲信号，并且该初级AC输入被施加在初级电极上；并且由亮度控制电路进行的相位差检测检测出在给开关元件的脉冲信号输入和通过过零检测转换成矩形波脉冲信号的次级AC输出之间的相位差。
通过参照下面的说明书和权利要求并结合附图将会更加理解本发明的其它目的和成就。
附图说明
图1为根据本发明的第一实施方案的用于冷阴极放电管的驱动电路的方框图；
图2为用在本发明的第一实施方案中的压电变压器的斜视图；
图3显示出用于在图2中所示的压电变压器的等效电路；
图4显示出在图2中所示的压电变压器的工作；
图5显示出现有技术的压电变压器和冷阴极荧光灯的连接；
图6A显示出根据现有技术当使与根据现有技术连接的压电变压器相连的冷阴极荧光灯起弧时所施加的电压波形，图6B显示出当使与根据本发明连接的压电变压器相连的冷阴极荧光灯起弧时所施加的电压波形，(c)显示出当操作与根据现有技术连接的压电变压器相连的冷阴极荧光灯时所施加的电压波形，并且(d)显示出当操作与根据本发明连接的压电变压器相连的冷阴极荧光灯时所施加的电压波形；
图7显示出根据本发明的冷阴极荧光灯的电流和电压特性曲线；
图8显示出在CCFL中的电流和图2中所示的压电变压器的输入/输出电压相位差之间的关系；
图9显示出CCFL中的电流和图2中所示的压电变压器的CCFL亮度之间的关系；
图10显示出压电变压器的非线性特性曲线；
图11显示出升压比与压电变压器的负载的频率特性；
图12显示出输入/输出电压相位差与压电变压器负载的频率特性曲线；
图13为本发明的第二实施方案的方框图；
图14显示出来自图13中所示的驱动电路、谐振电路、电压检测器电路和相位差控制电路的信号波形；
图15显示出图13中所示的电压检测器电路的操作；
图16为本发明的第三实施方案的方框图；
图17显示出CCFL特性曲线；
图18显示出压电变压器的升压比；
图19为本发明的第四实施方案的方框图；
图20为根据现有技术的压电变压器的斜视图；
图21为根据现有技术的另一个实施例的压电变压器的斜视图；
图22说明了CCFL的泄漏电流；
图23为在日本专利公开No.11-8087中所披露的驱动电路的方框图；
图24为根据现有技术的另一个实施例的压电变压器的斜视图；
图25为显示出在图23中所示的压电变压器的驱动方法的方框图；
图26为根据现有技术的另一个实施例的压电变压器的斜视图；并且
图27为用于图26中所示的压电变压器的现有技术驱动电路的方框图。
具体实施方式
下面将参照附图对本发明的优选实施方案进行说明。
图1为根据本发明第一实施方案的用于冷阴极放电管的驱动电路的方框图。在图2中显示出用在本发明的这个实施方案中的压电变压器的结构。
在图2中所示的压电变压器是一种中央驱动型压电变压器，它包括高阻抗部分134和136以及低阻抗部分132。低阻抗部分132设在高阻抗部分134和高阻抗部分136之间，并且是升压变压器的输入部分。该低阻抗部分132具有沿着矩形体的厚度方向形成在主表面上的电极a138和电极b140。如由箭头128所示，当AC电压施加在电极a138和电极b140之间时，极化方向为沿着压电变压器110的厚度方向。
电极c142在高阻抗部分136中沿着厚度方向形成在主表面上或靠近一个端部。当AC电压施加在电极c 138和电极a138或电极b140之间时的极化方向如箭头127所示沿着压电变压器110的纵向方向。
电极d144同样在另一个高阻抗部分134中沿着压电变压器110的厚度方向形成在主表面上或靠近一个端部。当AC电压施加在电极d144和电极a138或电极b140之间时的极化方向如箭头129所示也是沿着压电变压器110的纵向方向。
接着参照图3-6对这样构成的压电变压器的操作进行说明。在图3中显示出近似于压电变压器110的谐振频率的集总常数等效电路。在图3中，参考数字Cd1、Cd2、Cd3是输入和输出侧边缘电容；A1(输入侧)、A2(输出侧)以及A3(输出侧)为功率系数；m为等效质量；C为等效顺应性；并且Rm为等效机械阻力。在根据本发明的所述第一实施方案的压电变压器110中，功率系数A1大于A2和A3，并且在图3中所示的等效电路中通过两个等效的理想变压器将它升高。另外，因为等效质量m和等效顺应性C在压电变压器110中形成一种串联谐振电路，所以尤其在负载电阻很大的时候输出电压大于变换系数。
图4显示出本发明的压电变压器110是怎样与冷阴极荧光灯126相连(下面被称为CCFL126)。
在图4中所示的为在图2中所示的压电变压器110、AC电源150以及冷阴极荧光灯126a和126b。灯126a和126b串联相连，从而形成CCFL126。AC电源150与初级侧电极a138相连，并且另一个初级侧电极b140接地。一个次级电极c142与CCFL126的一个电终端相连，并且CCFL126的另一个电终端与电极d144相连。
如图4所示一样构成的压电变压器110从两个电极c142和d144中输出幅度基本上相等并且相位相差180°的电压。电极c142和电极d144输出给CCFL126两端的两个电终端。CCFL126因此由施加在CCFL126的不同输入终端上的幅度相等、相位相差180°的电压驱动。
要注意的是，在图4中Vs表示CCFL126的起弧电位，Vo表示工作电位，Vsc是当使CCFL126起弧时被施加在灯126a上的电压，Voc为被施加在灯126a上以在一旦CCFL打开时对其进行操作的电压，Vsd是当启动CCFL126时被施加在灯126b上的电压，Vod是一旦CCFL126打开时被施加在灯126b上的电压。
图5显示出在图26中所示的具有普通CCFL1126的普通压电变压器的连接结构。在下面简要地对该连接进行说明以与本发明进行比较。
如图5中所示，参考数字1150是AC电源，而参考数字1126为CCFL。AC电源1150与一个初级电极514U相连，并且另一个初级电极514D接地。CCFL1126的一个终端与次级侧电极516相连，并且另一个终端接地。
通过图5中所示的结构，将从输出电极516输出的电压施加到CCFL1126的一个端部上以使灯起弧。
Vsp为用于启动CCFL1126的起弧电位，并且Vop为一旦灯被启动时被施加的工作电压。
在图6中对当用图26中所示的压电变压器610使CCFL起弧时以及当使用根据本发明在图2中所示的压电变压器110时的压电变压器的输出电压波形进行比较。
图6A显示出被施加用来使与如图5中所示的普通压电变压器610相连的CCFL1126起弧的电压波形，而图6(c)显示出工作电压的波形。
图6B显示出被施加用来使与根据本发明的压电变压器110相连的CCFL126起弧的电压波形，而图6(d)显示出工作电压波形。
根据本发明在图6(b)和(d)中的实线表示Vsc和Voc，并且虚线表示Vsd和Vod。
首先说明使CCFL起弧。
如图6A所示，将接地电位(0V)施加在一个终端上并且将Vsp施加到CCFL1126的另一个终端上以采用具有如图5所示的普通连接结构的现有技术变压器610使单个CCFL1126起弧。
但是，通过采用一种根据本发明的压电变压器110的结构，将Vsc施加在CCFL126的一个端部处的终端上，并且如图6B所示将Vsd施加在CCFL126的另一个端部处的终端上。要注意的是，Vsc和Vsd的波形幅度相等但是相位相差180°。因此，可以确保使具有两个串联连接的灯126a和126b的CCFL126起弧所需要的电位Vs。
接下来对CCFL已经启动之后的操作进行说明。
为了使用现有技术的一种压电变压器610来操作普通连接的单个CCFL1126，将接地电位(0V)施加在一个电终端上，并且将Vop施加在如图6(a)所示的另一个终端上。
但是通过一种采用了根据本发明的压电变压器110的结构，从而将Voc施加在CCFL126的一个端部终端上，并且如图6(d)所示将Vod施加在另一个终端上。要注意的是，Voc和Vod的幅度相等但是相位相差180°。因此可以确保使具有两个串联连接的灯126a和126b的CCFL126连续工作所需要的电位Vo。
因此可以知道，通过采用根据本发明的压电变压器110来驱动CCFL126，从而在CCFL126的端部处可以确保使CCFL126起弧并工作所需要的电位差，并且可以使压电变压器110的输出电压减半。也就是说，可以采用与用现有技术的压电变压器610驱动单个CCFL1126所需的电压相等的电压来驱动两个CCFL126a和126b。可以通过来自压电变压器110的输出来驱动由如图4所示的多个相连的灯构成的CCFL126。因此，压电变压器110可以通过输出等于CCFL126的每个端部上所需的起弧电位一半的电位来驱动包含如图4中所示连接的多个灯。当驱动单个CCFL时可以获得同样的效果这也是显而易见的。
通过用于采用了根据本发明的压电变压器110的CCFL的驱动装置，从而可以通过采用单个压电变压器110将幅度相等、相位相差为180°的电压施加到CCFL126的两个端部上。因此，本发明优点在于减小了压电变压器驱动电路的尺寸。
被施加在CCFL126的端部上用来使CCFL起弧的起弧电压Vs可以如下等式来表示：
Vs＝(Vsc+Vsd)
在CCFL126启动之后施加在其上的工作电压Vo可以被表示如下：
Vo＝(Voc+Vod)
其中
Vsc＞Voc
Vsd＞Vod
这是因为压电变压器110的输出电压随着负载而变化，它在使CCFL126起弧的时候是一种相对较高的电压，而在操作CCFL126时是一种相对较低的电压。
下面将参照图1对用于采用了图2中所示的压电变压器110的CCFL的驱动电路进行说明。图1为用于采用了根据本发明的压电变压器的CCFL的驱动电路的方框图。
如图1所示，驱动电路130驱动图2中所示的压电变压器110，并且与驱动电源112相连。驱动电路130与压电变压器110的初级电极a138相连。压电变压器110的另一个初级电极b140接地。
驱动控制电路114控制着驱动电路130。CCFL126a和126b串联相连，从而形成CCFL126。在CCFL126两端的电终端与压电变压器110的次级电极c 142和d144相连。电压检测器124检测压电变压器110的次级电压，并且相位差检测器电路128检测来自驱动电路130的输出和来自电压检测电路124的输出之间的相位差。比较电路120将相位差检测电路输出与规定的参考电压Vref进行比较。相位控制电路118根据来自比较电路120的输出向驱动控制电路114输出控制信号。可变振荡电路116控制着驱动压电变压器110的AC信号的振荡，并且启动控制电路122控制着可变振荡电路116直到CCFL126启动。光电二极管119检测CCFL126启动，并且与启动控制电路122相连。
接下来将对这样构成的压电变压器驱动电路的工作进行说明，首先说明当CCFL126启动时的工作。
启动控制电路122向控制着驱动频率振荡的可变振荡电路116输出信号，同时CCFL126启动。
在图11中显示出驱动频率和压电变压器110的升压比之间的关系。如从图11中可以了解，压电变压器110的谐振频率随着负载变化，并且升压比在驱动频率接近谐振频率时增加。采用压电变压器110的这个特性，从而如果驱动频率从高于谐振频率的频率变化到接近谐振频率的频率，则升压比上升。因此，启动控制电路122控制可变振荡电路116直到压电变压器110的输出电压达到CCFL126起弧的阈电压。可变振荡电路116根据来自启动控制电路122的信号改变AC驱动信号的频率。要注意的是，当通过可变振荡电路116改变AC驱动信号频率时，控制该频率以从高于压电变压器110的谐振频率的频率接近谐振频率。这是因为如图10所示在低于谐振频率的频率下的非线性滞后特性导致特性降低。
回到图1，将来自可变振荡电路116的输出输入给驱动控制电路114。驱动控制电路114根据来自可变振荡电路116的AC驱动信号输出将驱动控制信号输出给驱动电路130。采用电源112，驱动电路130将该驱动控制信号放大到启动CCFL126所需的程度，并且将该放大的驱动控制信号施加在电极a138上。输入驱动控制信号即电压在压电效应的作用下上升，并且从电极c142和电极d144中以高电位输出。将从电极c142和电极d144中输出的高电位施加给包含两个串联连接的灯126a和126b的CCFL126，因此使CCFL126起弧。当CCFL126起弧时，从由例如光电二极管119检测到的亮度中可以检测出CCFL的启动，并且启动控制电路122停止工作。可变振荡电路116还使AC驱动信号的频率固定不变。
接下来将对一旦CCFL126打开时操作CCFL126的压电变压器驱动电路的操作进行说明。
当CCFL126起弧时由可变振荡电路116固定的AC驱动信号以固定的频率被输出给驱动控制电路114。驱动控制电路114减少压电变压器驱动频率之外的信号分量，并且将所要求的驱动控制信号输出给驱动电路130。驱动电路130使用电源112来将来自驱动控制电路114的驱动控制信号放大到足以驱动压电变压器110的程度，并且将被放大的信号作为AC输入信号施加到压电变压器110的初级电极a138上。然后被输入给电极a138的AC信号在压电效应的作用下以高电位从次级电极c142和电极d144中输出。然后，将来自次级电极的高电压施加给CCFL126。要注意的是，施加给CCFL126的两个电极的高电压信号具有相同的频率，但是相位相差180°。
在图7中显示出该CCFL126的电压-电流特性曲线，并且在图8中显示出测量压电变压器110的输入-输出电压相位差和流向CCFL126的电流的结果。在图8中显示出电子管电流和压电变压器110的输入/输出电压相位差之间的关系，并且流向CCFL126的电流在x轴上，并且压电变压器110的输入/输出电压相位差在y轴上。
如图7所示，CCFL126具有负阻特性，也就是说，电压随着电流的增加而降低。因此，阻抗根据流向CCFL126的电流而变化。另一方面，图8显示出流向CCFL126的电流和压电变压器110的输入-输出电压相位差之间的关系。要注意的是，压电变压器110以单一的频率被驱动。图8显示出如果压电变压器驱动频率固定的话，则压电变压器110的输入/输出电压之间的相位差随着CCFL126电流的增加(电子管阻抗降低)而增加。另一方面，压电变压器110的谐振频率随着负载和驱动频率而改变。在本发明的这个实施方案中，当负载改变时检测出输入/输出电压中的相位差，并且保持该相位差恒定以控制流向CCFL126的电流恒定。压电变压器110的输入/输出电压之间的相位差必须被检测出以便实现这个任务。在图8中，“i”为CCFL126电流设定值，而“d”为压电变压器110的输入/输出电压相位差。图9显示出流向CCFL126的电流和CCFL126的亮度之间的关系。流向CCFL126的电流显示在x轴上，而CCFL126的亮度在y轴上。从图9中可以了解，CCFL126的亮度将随着CCFL电流的增加而增加。
如果CCFL亮度低于程度b，则在CCFL126中的电流低于如图9所示的电流设定值“i”。换句话说，在图8中，所检测到的相位差小于相位差d。为了使所检测到的相位差达到相位差设定值d，要充分地增加输入给压电变压器110的功率。如果CCFL126亮度大于程度b，则在CCFL126中的电流大于电流设定值“i”。在该情况中，因为所检测到的相位差大于相位差d，所以输入给压电变压器110的功率被降低。
这样就有可能通过检测出压电变压器110的输入/输出电压的相位差并且将该相位差与所设定的电压相位差进行比较来将CCFL126中的电流保持稳定。
再回到图1，施加在CCFL126上的高电压也被输入给电压检测器电路124。该电压检测器电路124将压电变压器110的正弦波输出电压转换成所要求大小的矩形波AC输出信号，并且输出给相位差检测器电路128。相位差检测器电路128检测出在来自电压检测器电路124的AC输出信号和压电变压器110的AC输入信号之间的相位差。在转换成相当于相位差的DC信号之后，相位差检测器电路120输出给比较电路120。该比较电路120输出给相位控制电路118以使来自相位差检测器电路128的输出等于参考电压Vref。要注意的是，Vref为相当于相位差d的预设定DC电压。相位控制电路118根据来自比较电路120的输出来控制驱动控制电路114，并且确定出输入给压电变压器110的功率。
应该注意的是，虽然如图2所示的中央驱动型压电变压器在上述优选实施方案中被用作压电变压器，但是可以用各种其它的结构来实现相同的效果，例如如图20和图21中所示的，只要压电变压器具有两个次级电极并且从这两个电极中输出相位相差180°的电压。
在图12中显示出压电变压器驱动频率和输入/输出电压相位差之间的关系。在图12中，fro为在压电变压器110的次级侧开路时的谐振频率，frs为在次级侧短路时的谐振频率。要注意的是，在(frs+fro)/2和frs下没有任何相位改变，并且因此不能控制输入/输出电压的相位差。因此，压电变压器必须在(frs+fro)/2和frs之外的驱动频率下被驱动。
还有，由于负载变化而导致的相位改变在相位改变为0的频率下较小。更具体地说，如果压电变压器在frs或(frs+fro)/2±0.3kHz的范围中的频率下被驱动的话，则由于较小的相位改变会导致操作错误。因此优选在该频率波段以外的频率下驱动压电变压器。
实施方案2
图13为根据本发明的第二优选实施方案的CCFL的驱动电路的方框图。图14显示出在该实施方案中的MOSFET开关信号。要注意的是，在该实施方案中的压电变压器110的结构和操作和第一实施方案中的相同。
参照图13，可变振荡电路116产生出用于驱动压电变压器110的AC信号。MOSFET170、172、174和176为用于形成压电变压器驱动信号的开关元件。驱动电路160、162、164和166分别驱动MOSFET170、172、174和176，并且与相应MOSFET门相连。开关电路MOSFET170的第一串联连接的源极以及MOSFET172的漏极与电源112相连，并且开关电路MOSFET174的第二串联连接的源极以及MOSFET176的漏极也与电源112相连。由电感器182、压电变压器110输入电容和电容器184组成的谐振电路180连接在第一串联开关MOSFET170和172的节点以及第二串联开关MOSFET174和176的节点之间。这样四个MOSFET170、172、174和176以H桥结构与电源112连接。
电感器182和压电变压器110通过电极a138串联连接，从而形成第三串联结构。电容器184和压电变压器110与初级电极a138和电极b140串联相连。两个串联连接的灯126a和126b的第四串联与其连接在压电变压器的第二电极c142和d144上的电终端相连。该第四连接串联在下面被称为CCFL126。
用于检测从压电变压器110的次级电极输出的高电位的电压检测器电路124与电极d144相连。该电压检测器电路124包括第一电阻190、具有以相反的取向并联的第一二极管192a和第二二极管192b的二极管装置192、比较器194、第二电阻196、第二电源198和反相器IC200。第一电阻190与压电变压器110的电极d144相连并且接地。第一电阻190也与二极管连接结构192串联连接，从而形成第五连接结构串联。比较器194的倒相输入连接在第一电阻190和二极管连接结构192之间的节点上。比较器194的无倒相输入接地。比较器194的输出与反相器IC200和第二电阻196相连。比较器194也与第二电源198相连，从而接地。第二电阻196也与第二电源198相连。
电压相位差检测器电路128通过与门电路(AND)152、第三电阻154、第四电阻156和第二电容器158检测出压电变压器110的输入/输出电压相位差。驱动电路162与与门电路152的第一输入152a相连，反相器IC200的输出即电压检测器电路124的输出与AND152的第二输入152b相连。
比较电路120将来自相位差检测器电路128的输出与规定的参考电压Vref进行比较。相位控制电路118根据来自比较电路120的输出将控制信号输出给驱动控制电路114。可变振荡电路116控制驱动压电变压器110的AC信号的振荡，并且启动控制电路122控制着可变振荡电路116直到CCFL126启动。光电二极管119检测CCFL126的启动，并且与启动控制电路122相连。接下来将对这样构成的压电变压器驱动电路的操作进行说明，首先说明当CCFL126启动时的操作。
启动控制电路122向控制着驱动频率振荡的可变振荡电路116输出AC驱动信号，同时CCFL126启动。
如在第一实施方案中一样，启动控制电路122控制着可变振荡电路116直到压电变压器110的输出电压达到CCFL126起弧的阈电压。可变振荡电路116根据来自启动控制电路122的信号来改变AC驱动信号的频率。根据来自可变振荡电路116的AC驱动信号，驱动控制电路114输出用来控制驱动电路160、162、164、166的驱动控制信号。MOSFET170、172、174和176根据来自驱动电路160、162、164、166的驱动控制信号进行切换，并且确定矩形信号的电压，也就是说，施加在谐振电路180的两侧上的AC输入信号。将该AC输入信号的频率设定成接近谐振电路180的谐振频率。因此，将正弦电压波施加在电极a138和电极b140之间。
输入驱动控制信号即电压在压电效应的作用下上升，并且从电极c142和电极d144中以高电位输出。将从电极c142和电极d144中输出的高电位施加在CCFL126上，因此该CCFL起弧。当CCFL126起弧时，例如从由光电二极管119所检测倒的亮度中检测出CCFL启动，并且启动控制电路122停止工作。可变振荡电路116还在这时候使AC驱动信号的频率固定不变。
接下来将对一旦CCFL126打开时压电变压器驱动电路的操作进行说明。
当CCFL126起弧时由可变振荡电路116所固定的AC驱动信号以固定的频率被输出给驱动控制电路114。该驱动控制电路114向驱动电路160、162、164、166分别输出驱动控制信号A、B、C、D。控制信号A、B、C、D将MOSFET170、172、174和176打开和关闭。
下面将参照图14描述对压电变压器110的输入功率的控制。
图14(A)显示出从驱动控制电路114输出的驱动控制信号A的波形。在图14(B)、(C)、(D)中显示出与来自驱动控制电路114的控制信号B、C、D对应的波形。控制信号A、B、C、D的频率时在CCFL126启动时被固定的AC驱动信号的频率。图14(Vi)为在图13中被施加在谐振电路180的侧面上的波形，并且Vtr为被施加在压电变压器110的初级电极上的波形。Vp为来自电压检测器电路124的输出信号波形，并且Vsb显示出图14(B)中的波形和电压检测器输出信号Vp之间的相位差。
如图14(A)和(B)所示，驱动控制信号A和B被设定成在规定的工作时间比(工作循环)下打开和关闭。控制信号C和D被设定成以与信号A和B一样但是如图14(C)和(D)还与信号A和B具有规定的相位差的工作时间比打开和关闭。在图14(C)和(D)中由实线所示的波形表示CCFL126受约束或者输入电压较高的时候。在这时候被施加在谐振电路180的两个侧面上的AC输入信号在波形Vi中由实线表示。要注意的是，被施加在压电变压器110的初级电极上的电压的波形如在图14中由Vtr所示为正弦波，因为矩形信号Vi的频率被设定在谐振电路180的谐振频率fr附近。压电变压器110的谐振频率fr可以如下来表示，其中L为电感器182的电感系数，Cp为压电变压器110的输入电容，C为电容器184的电容。
f r = 1 2 π L ( Cp + C )
与实线波形相比，在图14中的虚线波形显示出当CCFL126亮度较高或输入电压较低时被施加在谐振电路180上的信号。在这时候被施加在谐振电路180上的AC输入信号同样由虚线Vi表示。如图14所示被施加在压电变压器110的初级电极之间的电压的波形仍然是一种正弦波形Vtr。换句话说，如上所述可以用通过驱动控制信号A、B、C和D之间的相位差而固定的驱动频率来控制输入给压电变压器110的功率。
由该控制方法导致的被施加在压电变压器110的电极a138和电极b140上的电压在压电效应的作用下从次级电极c142和d144以高电位被输出。将从次级电极中输出的高电位施加在四个串联连接结构的两个电终端上。在压电变压器110的次级电极处出现的电压还被输入给电压检测器电路124。
和第一实施方案中的一样，压电变压器110的驱动频率被固定，检测出负载中的变化与输入/输出电压的相位差，并且控制流向CCFL126的电流以便保持该相位差恒定。必须检测出压电变压器110的输入/输出电压之间的相位差以便实现该目的。这在下面作进一步地说明。
参照图13，电压检测器电路124检测出从压电变压器110的次级电极中输出的高电位。通过二极管连接结构192将从压电变压器110的次级电极中输入的这个高电压降低到可以被输入给比较器194尤其是比较器194的倒相输入的程度。
在本发明的第一和第二实施方案中，必须以良好的精确性检测出压电变压器110的AC输出信号以便检测出压电变压器110的输入/输出电压相位差。下面将参照图15来说明这是怎样实现的。
图15显示出当检测压电变压器110的输出电压时在来自电压检测器电路124的输出中的变化。
如图15A中所示，如果当来自压电变压器110的AC信号转换成所要求电压幅度的矩形波时阈电压Vt不是0V的话，则电压检测器电路124的工作时间比将根据压电变压器110输出电压的波幅电平而改变。但是，当阈电压Vt如图15(b)中所示为0V时，可以不考虑压电变压器的振动幅度来输出具有相同时间比的矩形波。因此，如图13所示在电压检测器电路124中的比较器194的非倒相输入接地。这就有可能使阈电压为0V。
回到图13，从这样构成的比较器194中所输出的信号相位倒转了180°并且被输入给反相器IC 200。反相器IC 200将从比较器194中输出的相位倒转的信号转换成与压电变压器110的AC输出电压相位相同但是电压电平不同的矩形AC输出信号。将由反相器IC 200转换的AC输出信号作为从电压检测器电路124的输出输入给相位差检测器电路128。在图14中该信号被显示为波形Vp。
相位差检测器电路128检测出来自电压检测器电路124的AC输出信号和MOSFET172的驱动开关信号之间的相位差，并且产生出相当于该相位差的DC电压。MOSFET172开关信号还被输入给相位差检测器电路128中的AND152的第一输入152a，并且将来自电压检测器电路124的AC输出信号施加在第二输入152b上。AND152输出从两个输入中获得的AND相位差信号。因此AND152产生出代表MOSFET172开关信号和来自电压检测器电路124的AC输出信号之间的相位差的相位差信号。该相位差信号的波形在图14中被显示为Vsb。
使用第二电容器158、第三电阻154和第四电阻156，相位差检测器电路128就可以获得如图14中的Vsb所示并且从AND152中输出的相位差的平均值，并且将该结果作为DC电压输出给比较电路120。该比较电路120将信号输出给相位控制电路118，从而相位差检测器电路128的输出和参考电压Vref变得相等。要注意的是，参考电压Vref为相当于预定的相位差的DC电压。相位控制电路118根据来自比较电路120的输出来控制驱动控制电路114，并由此确定出对压电变压器110的输入。
通过这样驱动并控制压电变压器，从而当使CCFL起弧时可以以单一频率来驱动压电变压器，并且可以将CCFL亮度保持恒定。
应该注意的是，虽然在本发明的这个实施方案中检测出被施加在MOSFET门极上的开关信号和压电变压器的输出电压之间的相位差，但是只要有相位检测电路就可以采用其它结构来实现相同的效果。
另外，用于检测压电变压器输出电压的电压检测器电路包括电阻器、二极管、比较器和反相器IC，并且顺序采用FET开关信号来确定压电变压器输入电压，以便在本发明的这个优选实施方案中检测出相位差，但是只要可以检测出相位差可以采用其它方法来实现相同的效果。
应该注意的是，当压电变压器在低于谐振频率的频率下被驱动时它具有如图10中所示的非线性滞后特性，该特性会降低性能。因此，要求将驱动频率固定在高于压电变压器谐振频率的频率处，在该频率下CCFL电流最低(图11)。
在图12中显示出压电变压器驱动频率和输入/输出电压相位差之间的关系。在图12中，fro为当压电变压器110的次级侧打开时的谐振频率，而frs为当次级侧短路时的谐振频率。要注意的是，在(frs+fro)/2和frs下没有任何相位变化，并且因此不能控制输入/输出电压相位差。因此压电变压器必须在(frs+fro)/2和frs之外的驱动频率下被驱动。
还有，由于负载变化而导致的相位改变在0相位变化的频率下较小。更具体地说，如果压电变压器在frs或(frs+fro)/2±0.3kHz的范围中的频率下被驱动的话，则由于较小的相位改变会导致操作错误。因此优选在该频率波段以外的频率下驱动压电变压器。
而且，优选的是，在由于CCFL负载中的变化而导致在压电变压器输出和FET开关信号之间相位差的变化为0的频率下不驱动压电变压器。
还有，如果由于CCFL负载中的变化而导致在压电变压器输出和FET开关信号之间出现简单的相位差的情况下，即使驱动频率为frs和(frs+fro)/2也能够实现相同的效果。
应该注意的是，虽然如图2中所示的中央驱动型压电变压器在上述优选实施方案中被用作压电变压器，但是可以用各种其它结构来实现相同的效果，例如图20和图21中所示的，只要该压电变压器具有两个次级电极并且从两个电极中输出相位相差180°的电压。
实施方案3
图16为根据本发明的第三优选实施方案的CCFL驱动电路的方框图。要注意的是，在该实施方案中压电变压器110的结构和工作和在第一实施方案和第二实施方案中的相同。
参照图16，可变振荡电路206产生出用于驱动压电变压器110的AC信号。驱动电路202根据来自可变振荡电路的信号采用电源204来驱动压电变压器110。驱动电路202与压电变压器110的初级电极a138相连。另一个电极b140接地。压电变压器110的次级电极c142和d144与CCFL126的末端电终端相连。
电压检测器电路212检测处在压电变压器110的次级侧处出现的高电位，并且与压电变压器110的电极d144相连。比较电路210将来自电压检测器电路212的输出电压与参考电压Vref进行比较。频率控制电路208向可变振荡电路206输出信号，用来根据从比较电路210中的输出来控制从可变振荡电路206输出的AC信号的频率。启动控制电路214向可变振荡电路206输出直到CCFL126起弧。光电二极管119检测CCFL126的启动，并且与启动控制电路214相连。
下面将参照图16和图15对这样构成的压电变压器驱动电路的操作进行说明，首先说明当CCFL126启动时的操作。
启动控制电路214向控制驱动频率的可变振荡电路206输出信号，同时CCFL126启动。
与第一和第二实施方案中的一样，启动控制电路214控制着可变振荡电路206直到压电变压器110的输出电压达到CCFL126起弧的阈电压。可变振荡电路206根据来自启动控制电路214的信号来改变AC驱动信号的频率。驱动电路202降低在来自可变振荡电路206的AC驱动信号中的压电变压器驱动频率以外的分量，以获得所要求的AC驱动信号。驱动电路202还采用电源204来将驱动信号放大倒足以驱动压电变压器110的程度，并且将被放大的AC信号施加给压电变压器110的初级电极a138上。该输入AC电压在压电效应的作用下升高，并且从电极c 142和电极d144中以高电位信号输出。从电极c142和电极d144输出的高电位被施加在CCFL126的端部上，由此该CCFL起弧。当CCFL126起弧时，从由例如光电二极管119检测出的亮度中检测出CCFL的启动，并且启动控制电路214停止工作。
下面将对一旦CCFL126打开时压电变压器驱动电路的操作进行说明。
将从可变振荡电路206中输出的信号输入给驱动电路202。驱动电路202减少压电变压器驱动频率之外的分量以获得所要求的AC信号。驱动电路202还使用电源204将驱动信号放大到足以驱动压电变压器110的程度，并且将被放大的AC信号施加给压电变压器110的初级电极a138。该输入AC电压在压电效应的作用下升高，并且从电极c142和电极d144中以高电位信号输出。从电极c142和电极d144输出的高电位被施加在CCFL126的端部上。在这时候被施加在CCFL126的两个端部上的高电位信号具有相同的频率但是相位相差180°。在压电变压器110的电极d144处出现的高电压信号还被输入给电压检测器电路212。
在这个优选实施方案中，将施加在CCFL126上的电压与维持CCFL126工作所需要的所要求的驱动的参考电压进行比较，并且通过频率控制电路208来改变驱动频率，从而使所施加的电压和参考电压相等。下面对该控制方法作进一步地说明。
图17显示出CCFL126的电压-电流特性曲线和功率-电流特性曲线。如图17中所示CCFL126具有负阻特性。CCFL126的功率消耗也随着电子管电流的增加而增加。
图18显示出来自压电变压器110的输出功率的频率特性曲线。当压电变压器110的输出电压(即施加在CCFL126上的电压)高于参考电压时，CCFL126中的电流低于所要求的电流。因此，压电变压器110的驱动频率朝着谐振频率方向移动以便降低施加在CCFL126上的电压。这就增加来自压电变压器110的输出功率。当输出功率增加时，提供给CCFL126的功率增加。因此CCFL阻抗降低，如图17中所示提供给CCFL126的功率上升，结果施加在CCFL126上的电压降低。
相反，当压电变压器输出电压(CCFL输入电压)低于参考电压时，CCFL126中的电流大于所要求的电流。因此压电变压器110的驱动频率远离谐振频率以便增加施加在CCFL126上的电压。这使得压电变压器110的输出功率下降。当输出功率下降时，提供给CCFL126的功率下降。因此CCFL阻抗上升，如图17中所示提供给CCFL126的功率下降，结果施加在CCFL126上的电压上升。
因此可以通过这样控制驱动频率来将施加在CCFL126上的电压设定成等于参考电压。图16中所示的电路由此如下控制着压电变压器。
将输入给电压检测器电路212的高电位信号作为相当于压电变压器110的正弦输出电压的DC电压输出给比较电路。比较电路210向频率控制电路208发出控制信号，从而使来自电压检测器电路212的输出等于维持CCFL126工作所需的参考电压Vref。频率控制电路208根据来自比较电路210的输出来控制着可变振荡电路206振荡的频率。
比较电路210将施加在CCFL126上的电压与参考电压Vref进行比较，并且频率控制电路208控制着该频率从而使得施加在CCFL126上的电压变得与参考电压Vref相等。因此就有可能在次级侧浮动的时候控制CCFL126的电流即亮度。
应该注意的是，虽然如图2所示的中央驱动型压电变压器在上述优选实施方案中被用作压电变压器，但是可以用各种其它的结构来实现相同的效果，例如图20和图21中所示的，只要压电变压器具有两个次级电极并且输出与两个电极相位相差180°的电压。
实施方案4
图19为根据本发明的第四优选实施方案的CCFL驱动电路的方框图。该实施方案与第三实施方案的不同之处在于，压电变压器驱动频率是固定的，并且通过控制电源电压来控制CCFL亮度。要注意的是，在该实施方案中的压电变压器的结构和操作与在第一实施方案和第二
实施方案中的一样。
参照图19，可变振荡电路224产生出用于驱动压电变压器110的AC信号。驱动电路222根据来自可变振荡电路224的信号驱动压电变压器110，并且与电源220相连。驱动电路222也与压电变压器110的初级电极a138相连。另一个电极b140接地。压电变压器110的次级电极c142和d144与CCFL126的末端电终端相连。
电压检测器电路230检测出在压电变压器110的次级侧处出现的高电位，并与压电变压器110的电极d144相连。比较电路228将来自电压检测器电路230的输出电压与参考电压Vref进行比较。电压控制电路226根据来自比较电路228的输出来控制电源220的输出。启动控制电路232向可变振荡电路224输出直到CCFL126起弧。光电二极管119检测出CCFL126启动，并且与启动控制电路232相连。
下面将对由此构成的压电变压器驱动电路的操作进行说明，首先说明当CCFL126启动时的操作。
参照图19，启动控制电路232向控制驱动频率的可变振荡电路224输出信号，同时CCFL126启动。与在第一实施方案和第二实施方案中一样，启动控制电路232控制着可变振荡电路224直到压电变压器110的输出电压达到CCFL126起弧的阈电压。
可变振荡电路224根据来自启动控制电路232的信号改变AC驱动信号的频率。驱动电路222减少在来自可变振荡电路224中的AC驱动信号中的压电变压器驱动频率以外的分量，从而获得所要求的AC驱动信号。驱动电路222还使用电源220将驱动信号放大到足以驱动压电变压器110的程度，并且将被放大的AC信号施加在压电变压器110的初级电极a138上。输入AC电压在压电效应的作用下升高，并且从电极c142和电极d144中以高电位信号输出。将从电极c142和电极d144中输出的高电位施加在CCFL126的端部上，由此该CCFL起弧。当CCFL126起弧时，从由例如光电二极管119检测出的亮度中检测出CCFL启动，并且启动控制信号214停止工作。
下面将对一旦CCFL126打开时压电变压器驱动电路的操作进行说明。
将来自可变振荡电路224中的输出信号输入给驱动电路222。驱动电路222减少压电变压器驱动频率之外的分量以获得所要求的AC信号。驱动电路222还使用电源220将驱动信号放大到足以驱动压电变压器110的程度，并且将被放大的AC信号施加给压电变压器110的初级电极a138。该输入AC电压在压电效应的作用下升高，并且从电极c142和电极d144中以高电位信号输出。从电极c142和电极d144输出的高电位被施加在CCFL126的端部上。在这时候被施加在CCFL126的两个端部上的高电位信号具有相同的频率但是相位相差180°。在压电变压器110的电极d144处出现的高电压信号还被输入给电压检测器电路230。
在这个优选实施方案中，将施加在CCFL126上的电压与维持CCFL126工作所需要的所要求的驱动的参考电压进行比较，并且通过电压控制电路226来控制电源电压，从而使所施加的电压和参考电压相等。下面对该控制方法作进一步地说明。
图17显示出CCFL126的电压-电流特性曲线和功率-电流特性曲线。如图17中所示CCFL126具有负阻特性。CCFL126的功率消耗也随着电子管电流的增加而增加。
当压电变压器110的输出电压(即施加在CCFL126上的电压)高于参考电压时，CCFL126中的电流低于所要求的电流。因此，压电变压器110的输入电压增加，以便增加压电变压器110的输出功率。当压电变压器110的输出功率上升时，提供给CCFL126的功率增加并且CCFL阻抗降低。当CCFL阻抗降低时，提供给CCFL126的功率上升，并且结果施加在CCFL126上的电压降低。
相反，当压电变压器输出电压(CCFL输入电压)低于参考电压时，CCFL126中的电流大于所要求的电流。因此，压电变压器110的输入电压被降低以降低压电变压器110的输出功率。当压电变压器110的输出功率下降时，提供给CCFL126的功率下降。因此CCFL阻抗上升。当CCFL126阻抗上升时，提供给CCFL126的功率下降，并且结果施加在CCFL126上的电压上升。
因此可以通过这样控制驱动频率来将施加在CCFL126上的电压设定成等于参考电压。由此，采用图19中所示的电路以如下方式控制着压电变压器。
将输入给电压检测器电路230的高电位信号作为相当于压电变压器110的正弦输出电压的DC电压输出给比较电路228。比较电路228向频率控制电路226发出控制信号，从而使来自电压检测器电路230的输出等于维持CCFL126工作所需的参考电压Vref。电压控制电路226根据来自比较电路228的输出来控制电源220以调节输入给压电变压器110的电压。
比较电路228将施加在CCFL126上的电压与参考电压Vref进行比较，并且电压控制电路226控制着电源从而使得施加在CCFL126上的电压变得与参考电压Vref相等。因此，就有可能在次级侧浮动的时候控制CCFL126的电流即亮度。
应该注意的是，虽然如图2所示的中央驱动型压电变压器在上述优选实施方案中被用作压电变压器，但是可以用各种其它的结构来实现相同的效果，例如图20和图21中所示的，只要压电变压器具有两个次级电极并且输出与两个电极相位相差180°的电压。
如上所述，通过在具有分立的初级和次级侧的压电变压器中检测出压电变压器的输入和输出侧电压或压电变压器的输出电压(施加在冷阴极荧光灯上的电压)之间的相位差，并且将它控制在恒定的水平上，从而采用了根据本发明的压电变压器的冷阴极荧光灯驱动方法可以将冷阴极荧光灯保持在恒定的亮度下。
另外，采用了固定频率压电变压器的本发明的冷阴极荧光灯驱动方法降低了变压器损失，因为它能够在采用了正弦波的有效频率下驱动压电变压器。
还有，通过本发明的驱动电路施加在冷阴极荧光灯上的电压的绝对值是现有技术所采用的电压的一半，该驱动电路设有一种高度可靠的、紧凑的压电反相器，该反相器对于许多实际应用来说非常有用。
虽然已经这样对本发明进行了描述，但是显然可以以许多方式对本发明进行改变。这种改变不应该被认为脱离了本发明的精神和范围，并且对于本领域普通技术人员来说是显而易见的所有这些变化都应该被包含在下面的权利要求的范围内。

Claims (22)

1.一种用于驱动一个或多个在两端具有电终端的串联冷阴极荧光灯的驱动装置，包括：
具有一对初级电极以及第一和第二次级电极的压电变压器，所述压电变压器通过压电效应将从初级电极输入的初级AC输入转换成次级AC输出，从第一次级电极中以第一相位输出次级输出并且从第二次级电极中以与第一相位相反的第二相位输出次级输出，并且使得冷阴极荧光灯的两端处的电终端能够连接在第一次级电极和第二次级电极之间；
用于向初级电极施加初级AC输入的驱动装置；
通过检测次级AC输出和初级AC输入之间的相位差而控制冷阴极荧光灯亮度的亮度控制电路，
可变振荡电路，用于使初级AC输入以规定的频率振荡；
启动控制电路，用来控制来自可变振荡电路的初级AC输入的频率以使冷阴极荧光灯起弧；以及
启动检测器，用来检测冷阴极荧光灯的启动，从而
当所检测到的相位差大于规定的相位差时，驱动装置降低给压电变压器初级电极的输入功率以便降低灯的亮度，
而当所检测到的相位差小于所规定的相位差时，则驱动装置增加给压电变压器初级电极的输入功率以便增加灯的亮度。
2.如权利要求1所述的冷阴极荧光灯驱动装置，其中启动控制电路控制着可变振动电路以扫除从规定频率到低于所述频率的初级AC输入以便使冷阴极荧光灯起弧，并且
控制可变振荡电路在启动检测器检测到冷阴极荧光灯启动的频率下固定和振荡。
3.如权利要求1所述的冷阴极荧光灯驱动装置，其中亮度控制电路在使冷阴极荧光灯起弧的时候停止工作。
4.如权利要求1所述的冷阴极荧光灯驱动装置，其中初级AC输入的频率是压电变压器的次级侧短路的频率之外的频率，并且是在压电变压器侧短路以及次级侧打开频率之间的频率。
5.如权利要求1所述的冷阴极荧光灯驱动装置，其中初级AC输入频率是当次级侧短路时压电变压器谐振频率的波段±0.3kHz中之外的频率，以及是在当次级侧短路时的压电变压器的谐振频率和当次级侧打开时的谐振频率之间的频率的波段±0.3kHz中之外的频率。
6.如权利要求1所述的冷阴极荧光灯驱动装置，其中初级AC输入的频率比产生出最低冷阴极荧光灯负载的压电变压器的最大升压比的频率高。
7.一种冷阴极荧光灯驱动装置，包括：
具有一对初级电极以及第一和第二次级电极的压电变压器，所述压电变压器通过压电效应将从初级电极输入的初级AC输入转换成次级AC输出，从第一次级电极中以第一相位输出次级输出并且从第二次级电极中以与第一相位相反的第二相位输出次级输出，并且使得冷阴极荧光灯的两端处的电终端能够连接在第一次级电极和第二次级电极之间；
用于向初级电极施加初级AC输入的驱动装置；以及
通过检测次级AC输出和初级AC输入之间的相位差而控制冷阴极荧光灯亮度的亮度控制电路，以及
启动检测器，用来检测冷阴极荧光灯的启动，
其中还包括与一个初级电极串联连接的感应器，从而与压电变压器形成谐振电路；
其中该驱动装置包括：
DC电源，
驱动控制电路，用于根据初级AC输入频率输出驱动控制信号，以及
驱动电路，与DC电源和谐振电路的两侧相连，用来将驱动控制信号放大到驱动压电变压器所需要的电压电平上，从而将AC输入信号输出给谐振电路，并且将AC电压输入给初级电极；以及
亮度控制电路包括：
电压检测器电路，用来检测来自第一和第二次级电极中至少一个的次级AC输出的AC电压，并且输出AC检测信号，
相位差检测器电路，用来检测AC输入信号和所检测到的AC信号之间的相位差，并且根据所检测到的相位差输出DC电压，
相位控制电路，用来控制驱动控制信号的相位，以及
比较电路，用来对DC电压和参考电压进行比较，并且控制相位控制电路，从而使DC电压和参考电压匹配，从而
当所检测到的相位差大于规定的相位差时，驱动装置降低给压电变压器初级电极的输入功率以便降低灯的亮度，
而当所检测到的相位差小于所规定的相位差时，则驱动装置增加给压电变压器初级电极的输入功率以便增加灯的亮度。
8.如权利要求7所述的冷阴极荧光灯驱动装置，其中AC输入信号频率接近谐振电路的谐振频率。
9.如权利要求7所述的冷阴极荧光灯驱动装置，其中电压检测器电路包括：
电平移动器，用来将次级AC输出的AC电压转变成规定的电压放大电平；以及
过零检测电路，用来在电位移动器输出信号超过0时切换并输出AC检测信号。
10.如权利要求7所述的冷阴极荧光灯驱动装置，其中相位差检测器电路包括：
逻辑与门电路，用来对AC输入信号和AC检测信号进行与逻辑运算，并且输出相位差信号；以及
平均值电路，用来对相位差信号取平均值并且输出DC电压。
11.如权利要求7所述的冷阴极荧光灯驱动装置，其中驱动电路包括：
第一串联连接结构，具有串联相连的第一开关元件和第二开关元件；
第二串连连接结构，与第一串联连接结构并联，并且具有串联相连的第三开关元件和第四开关元件；
第一元件驱动电路，与第一开关元件相连，用来驱动第一开关元件；
第二元件驱动电路，与第二开关元件相连，用来驱动第二开关元件；
第三元件驱动电路，与第三开关元件相连，用来驱动第三开关元件；以及
第四元件驱动电路，与第四开关元件相连，用来驱动第四开关元件。
12.如权利要求11所述的冷阴极荧光灯驱动装置，其中谐振电路连接在第一开关元件和第二开关元件间的节点和第三开关元件和第四开关元件间的节点之间。
13.如权利要求12所述的冷阴极荧光灯驱动装置，其中驱动控制信号包括：
第一元件控制信号，用来驱动第一元件驱动电路；
第二元件控制信号，用来驱动第二元件驱动电路；
第三元件控制信号，用来驱动第三元件驱动电路；
第四元件控制信号，用来驱动第四元件驱动电路。
14.如权利要求13所述的冷阴极荧光灯驱动装置，其中第一元件控制信号和第二元件控制信号由驱动控制电路来控制，从而第一开关元件和第二开关元件以特定的工作时间比来交替地打开和关闭；并且
第三元件控制信号和第四元件控制信号由驱动控制电路来控制，从而第三开关元件和第四开关元件以与第一元件控制信号和第二元件控制信号相同的频率和工作时间比来交替地打开和关闭。
15.如权利要求13所述的冷阴极荧光灯驱动装置，其中第一元件控制信号、第二元件控制信号、第三元件控制信号或第四元件控制信号代替AC输入信号用于相位差信号检测。
16.如权利要求14所述的冷阴极荧光灯驱动装置，AC输入信号是一种结合了第一元件控制信号、第二元件控制信号、第三元件控制信号和第四元件的矩形信号。
17.一种冷阴极荧光灯装置，包括：
如权利要求1或7的冷阴极荧光灯驱动装置；以及
一个或多个串联冷阴极荧光灯，在其两端具有连接在压电变压器的第一和第二次级电极之间的电终端。
18.一种用于在其两端具有电终端的一个或多个串联冷阴极荧光灯的驱动方法，该方法包括：
将来自驱动装置的初级AC输入施加在压电变压器的初级电极上，
该压电变压器具有一对初级电极以及第一和第二次级电极，该压电变压器通过压电作用将来自初级电极的初级AC输入转换成次级AC输出，从而从第一次级电极中以第一相位输出次级输出并且从第二次级电极中以与第一相位相反的第二相位输出次级输出；
通过将第一相位次级AC输出施加到电终端中的一个上并且将第二相位AC输出施加到另一个电终端上，从而使其两个端部电终端连接在第一和第二次级电极之间的相连的冷阴极荧光灯起弧；
通过用于控制冷阴极荧光灯亮度的亮度控制电路来检测出次级AC输出和初级AC输入之间的相位差；
当被检测到的相位差大于规定的相位差时，控制驱动装置以降低给压电变压器的初级电极的初级AC输入电压；
当被检测到的相位差低于规定的相位差时，控制驱动装置以增加给压电变压器的初级电极的初级AC输入电压，其中：
控制用于使初级AC输入振荡的可变振动电路从而扫除从规定频率到低于所述频率的初级AC输入以便使冷阴极荧光灯起弧，并且
控制可变振荡电路以在启动检测器检测到冷阴极荧光灯启动的频率下固定和振荡。
19.如权利要求18的冷阴极荧光灯的驱动方法，其中初级AC输入的频率是压电变压器的次级侧短路的频率之外的频率，并且在压电变压器侧短路以及次级侧打开频率的中间。
20.如权利要求18的冷阴极荧光灯的驱动方法，其中初级AC输入频率为当次级侧短路时压电变压器谐振频率的波段±0.3kHz中之外的频率，以及是在当次级侧短路时的压电变压器的谐振频率和当次级侧打开时的谐振频率之间的频率的波段±0.3kHz中之外的频率。
21.如权利要求18的冷阴极荧光灯的驱动方法，其中次级AC输入的频率比产生出最低冷阴极荧光灯负载的压电变压器的最大升压比的频率高。
22.如权利要求18的冷阴极荧光灯驱动方法，其中初级AC输入包括由脉冲信号驱动的多个开关元件的脉冲信号，该初级AC输入被施加给初级电极；并且
由亮度控制电路进行的相位差检测来检测出在输入给开关元件的脉冲信号和通过过零检测转换成矩形波脉冲信号的次级AC输出之间的相位差。
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