CN1283351A - Pcm传输数据信号的预编码装置及方法 - Google Patents

Abstract

一种脉码调制(PCM)传输数据信号的预编码装置和方法,包括通过模拟信道向量化装置传输一序列模拟电平的发射器(52),其中模拟信道修改传输的模拟电平,该发射器(52)包括:把要传输的数据位映射为一序列等价类型的映射装置(150),其中每个等价类型含有一个或多个构像点;及与映射装置(150)互连的构像点选择器(152),构像点选择器(152)在每个等价类型中选择代表要传输的数据位的构像点,并传输在量化装置的输入端产生选择的构像点的模拟电平。

Description

PCM传输数据信号的预编码装置及方法

本申请是美国专利申请，序列号No.08/747840(申请日1996年11月13日)的部分继续申请，该专利申请作为参考整体包含于此。

本发明涉及脉码调制(PCM)传输数据信号的预编码装置及方法。

常规的调制解调器，例如V.34调制解调器，把公用交换电话网络(PSTN)看作纯粹的模拟信道，即使在该网络的绝大部分中，信号被数字化。相反，脉码调制(PCM)调制解调器利用了网络的绝大部分是数字的，并且通常中心位置调制解调器，例如因特网服务提供商和在线服务的那些调制解调器，通过数字连接(例如，在美国为T1，在欧洲为E1)与PSTN相连的事实。第一代PCM调制解调器只以PCM方式顺流传输数据(即，从中心位置数字调制解调器传向最终用户模拟调制解调器)，并以模拟方式，例如V.34方式逆流传输数据(即，从最终用户调制解调器传向中心位置调制解调器)。未来的PCM调制解调器将也以PCM方式逆流传输数据。

在PCM顺流传输的情况下，中心位置调制解调器通过数字网络传输对应于不同的中心局编译码器输出电平的8位数字字(八位字节)。在最终用户的中心局，八位字节被转换为通过模拟回路传输的模拟电平。随后，最终用户的调制解调器把看作脉码调幅(PAM)信号的模拟电平转换成相等的数字电平。相等的数字电平被理想地回映成最初传输的八位字节及这些八位字节代表的数据。

在PCM逆流传输的情况下，最终用户PCM调制解调器通过模拟回路传输对应于要传输的数据的模拟电平。模拟电平被模拟回路的信道特征改变，改变后的电平被量化，以便由最终用户的中心局中的编译码器形成八位字节。编译码器通过数字网络把八位字节传输给PCM中心位置调制解调器。PCM中心位置调制解调器根据八位字节确定传输的电平，并根据电平，确定恢复最终用户PCM调制解调器传输的数据。

逆流PCM传输存在的问题是最终用户PCM调制解调器传输的电平被模拟回路改变。由于这些改变后的电平是被量化，从而由编译码器形成八位字节的电平，而不是实际传输的电平，因此中心位置调制解调器难以根据八位字节，准确地确定最终用户PCM调制解调器传输的数据。模拟回路中存在信道空值，由最终用户的中心局中的八位字节引入的量化噪声，以及顺流PCM回波使该困难更加复杂，使得中心位置PCM调制解调器更难以准确地恢复传输的数据。

于是，需要一种PCM传输数据信号的预编码装置和方法，以便最终用户PCM调制解调器传输的模拟电平在最终用户中心局中的编译码器的输入端准确地产生预定的模拟电平(构像点)，该模拟电平(构像点)对应于由最终用户PCM调制解调器传输的数据。此外，需要一种PCM传输数据信号的预编码装置，系统和方法，该预编码装置，系统和方法限制了传输功率，并且消除了由模拟回路引入的信道零讯号，及由最终用户的中心局中的编译码器引入的量化噪声。

图1是典型的电话公司中心局的简化方框图；

图2是图1的μ规则-线性转换器输出的yk信号的频谱和图1的低通滤波器的波谱形状的曲线图；

图3是两个频谱的一部分的曲线图，每个频谱均在DC处具有空值，其中一个频谱在DC处急剧降低为零，另一个频谱较为平缓地下降；

图4表示了μ规则组的一部分；

图5是通过电话系统的调制解调器数据连接的方框图，电话系统包括根据本发明的用于对信号进行波谱整形的发射器；

图6是图6的编码器的方框图，该编码器特别用于在PSTN的模拟回路中，在所述模拟信号中产生DC空值；

图7是图6的编码器的方框图，该编码器一般可用于根据需要修改从模拟回路输出给最终用户的信号的频谱；

图8是典型的模拟PCM调制解调器-数字PCM调制解调器通信系统的方框图；

图9是描述根据本发明的PCM逆流传输的更为详细的方框图；

图10是图9的方框图的等效离散时间方框图；

图11是在模拟调制解调器采样速率为CO采样速率的两倍的情况下，图9的方框图的等效离散时间方框图；

图12是根据本发明的具有等价类型的传输组的一个例子；

图13是图10的根据本发明的模拟PCM调制解调器发射器的更详细的方框图；

图14A是根据本发明的具有等价类型的传输组的另一例子；

图14B是根据本发明的具有等价类型的传输组的又一例子；

图15是典型的模拟PCM调制解调器-模拟PCM调制解调器通信系统的方框图；

图16是描述在图15的PCM调制解调器通信系统的情况下的PCM传输的更详细的方框图；

图17是图16的方框图的等效离散时间方框图。

下面首先说明数据信号的PCM顺流频谱整形或预编码技术。接下来说明数据信号的PCM逆流传输的预编码技术。最后，说明如何把根据本发明的PCM逆流预编码技术推广到供互连两个模拟PCM调制解调器的PCM通信系统使用，与典型的模拟PCM调制解调器和数字PCM调制解调器互连相反。

图1和2图解说明了通过模拟回路传输给远程用户的调制解调器的信号中DC附近能量的存在。图1中显示了PSTN上的典型电话中心局10的一部分，该电话中心局10在输入端接收从直接与电流系统的数字部分相连的调制解调器(传输调制解调器，图中未表示)，例如前述同时待审的申请中说明的直接把数字数据编码成用于传输的八位字节的调制解调器传输来的μ规则八位字节12。这些八位字节由D/A转换器，也称为μ规则-线性转换器14转换成一系列电平yk，每个电平为255个μ规则电平中的一个。这些电平通过线路16被输出给LPF18，LPF18通过模拟回路20，把滤波后的模拟信号s(t)输出给远程调制解调器的接收器，模拟信号s(t)是电平的模拟表现。模拟信号由接收调制解调器解调并解码，接收调制解调器输出数字位流，该数字位流是最初传输的数据的估计值。

线路上来自μ规则-线性转换器14的一系列电平yk具有如图2所示的频率响应22。LPF18的波谱形状含有在如在点26所示的DC(f＝0)附近的大量能量。由于该系列yk具有平直的频率响应，滤波器18输出的信号s(t)的波谱具有和滤波器18相同的波谱形状24，于是信号s(t)也含有在DC附近的大量能量。如上所示，DC附近的该能量会使系统上的变换器饱和，从而在传输给接收调制解调器的信号s(n)中产生不希望的非线性失真。

在一些应用中，必须降低这种失真。这可通过降低传输信号中DC附近的信号能量来实现。图3中描绘了这样的DC空值。正如现有技术中已知的那样，为了在传输的信号中产生这样的DC波谱空值，必须使传输电平yk的运行数字和(RDS)(即所有先前传输的电平的代数和)保持接近于零。DC空值28周围的波谱的形状可从斜度相当低的波谱30变化到在DC处急剧下降的波谱32。空值的锐度取决于RDS的控制有多紧密。

于是，本发明以保持RDS接近于零的方式把被传输的数字数据编码成μ规则八位字节，以便在DC处产生所需的波谱空值，从而降低由变换器饱和引起的非线性失真。

为了举例说明产生波谱空值的方法，我们研究利用每个符号yk传输6个二进制位的例子。对于本领域的技术人员来说，显然本发明可用于传输任意其它数目的二进制位/每个符号，或者当传输的每个符号的二进制位因符号而异时。在没有波谱空值的系统中，首先从可用的255个μ规则电平中选择64个电平的子集，以使电平之间的距离d_min保持最小。在对于每个正电平均存在一个同样幅值的负电平的意义上，这64个电平是对称的。例如，对于低于为-12dBm0的管理限度的平均能量井来说，可获得32的d_min。

图4中表示了所有255个μ规则电平34(128个正电平和127个负电平)的一部分。这些电平遵循对数定律。最接近原点的64个电平在-63和63之间以为2的间距均匀隔开。下一正电平节段和负电平节段开始于+/-66处，并且均包含间距为4的16个点。该标尺以16个点的节段延伸，每个节段具有2ⁿ形式的间距，与前一节段分离开.75*2ⁿ的间距。最后的节段在+/12112和+/-4032之间延伸，间距为128。集合35是从这些255个电平中选出的64个电平的集合，用于代表6个二进制位的每个组合，即2⁶＝64。

在发射器中，6个为一组地收集输入的二进制位，随后将其映射为代表所需电平的μ规则八位字节。在中心局，μ规则八位字节被转换成电平，随后发送作为结果得到的电平。在接收器中，均衡器补偿由LPF及局部回路引入的失真，随后判定装置通过选择最接近接收点的电平，估计发送的电平。

为了在上述例子中实现波谱整形，还使用了辅助电平，但是电平之间的最小距离仍保持为32。例如，研究使用92个电平的情况。首先，把这些92个电平分成等价的类。这里说明一种特别有用的方法：我们用整数0-91标记这些电平，例如通过把标记0分配给最小(最负)的电平，标记1分配给次小的电平等等。随后，我们通过把其标记刚好相差64的电平归入一类，定义64个“等价类型”。这种分类导致只具有一个对应于最小幅值的36个最内层电平之一的36个等价类型，及28个具有其标记相差64的两个电平的等效类。也可使用产生等价类型的其它方法。随后由等价类型代表要传输的6个二进制位的每种可能的组合。

例如，位组合000000可对应于由两个电平组成的第一等价类型，每个电平由不同的八位字节代表。注意并非必须使用D/A转换器的全动态范围。该技术可以处理任意数目的电平，只要使用64个以上的电平。当然，使用的电平越多，所能获得的所需波谱形状就越好。我们的实验指出为了产生具有相当尖锐的凹槽的DC空值，几乎不必考虑附加电平。

在上面的例子中，由于6个信息二进制位的每个组合由一个等价类型代表，并且通常在一个等价类型中存在一个以上的电平，在发送代表该电平的八位字节之前，必须把信息二进制位映射为选择的等价类型中的电平之一。下面参考图5-7说明这种功能。

图5的发射器52从数字数字源，例如计算机接收数字数据的位流，并借助位收集器54把二进制位分成，例如6个一组。每个6个二进制位组被提供给编码器56，编码器56选择等价类型，将从这些等价类型选出在DC处获得波谱空值所需的电平。代表选择的电平的八位字节从编码器56被输出，通过数字电路交换电话网络58被发送，并到达远程用户的中心局60。在中心局60，八位字节由μ规则-线性转换器62转换为电平yk，电平yk通过LPF64，并以在DC处具有波谱空值的信号s(t)的形式，通过局部模拟回路65被输出。在接收器66中，采样器68对信号s(t)采样，均衡器70补偿由LPF64和局部回路引入的失真，随后判定装置或解码器72通过选择最接近接收点的电平，估计传输的电平。根据该电平，解码器72确定等价类型，并且随后通过执行反映射功能，恢复该6个信息二进制位。

和上面所指的同进待审的申请中说明的接收机相比，接收机66的操作基本上没有变化。唯一的不同在于接收机现在需要考虑较大的一组可能电平，以及反映射涉及等价类型的确定。均衡器70补偿由LPF64和局部回路65引入的线性失真，如同进待审的申请中所述。例如，当使用线性均衡器时，均衡器的输出可被表示为如下所示：

rk＝yk+nk                                (1)

其中nk是均衡器的输出中存在的总噪声加上失真。解码器72随后选择最接近rk的电平yk，确定其等价类型，并且随后通过反映射恢复该6个信息二进制位。

如果均衡器包括最大似然序列概算器(例如Viterbi均衡器)，则接收的信号可如下表示为：

rk＝∑yk-jfj+nk，                         (2)

此时，解码器利用Viterbi解码器选择最接近的序列{yk}。对于每个估计的符号yk，解码器确定其等价类型，并且随后经过反映射查找6个信息二进制位。

图6的编码器56包括MAP74，MAP74是为从位收集器54(图5)接收的6个二进制位一组的数据组的每个可能的组合，含有代表每个等价类型I的电平的查表，其中i是0-63之间的整数。每个电平，本例中为两个电平，y(i，1)和y(i，2)均被提供给电平选择器76，在电平选择器76，作出关于哪一个电平yk将被传输的决定。

如下所述作出该决定。首先，编码器56通过把电平选择器76的输出反馈给功能块78，持续跟踪传输电平yk的运行数字和(RDS)。根据先前传输的电平yk，功能块78计算加权RDS，zk＝-(1-b)RDS，其中0≤b＜1是加权因子。由于D/A的非线性，在编码器56中，yk电平的确切值可能是未知的；但是，这应该不具有显著的影响。能够确定误差，并把该信息回送给编码器56，以使这些计算更准确。

假定要传输该组6个二进制位，电平选择器76从等价类型{y(i，1)，y(i，2)}选择最接近加权RDS的电平作为电平yk。可看出当RDS为正时，zk将为负，反之亦然。这使得编码器能够从每个等价类型选择电平yk，以便当其值被加入RDS时，和该等价类型中的其它电平相比，将使RDS更接近于零。在选择电平yk之后，八位字节转换器80确定代表该电平yk的八位字节，并通过数字网络传输该信息八位字节。

变量b是控制波谱空值的锐度与传输的信号的平均能量之间的折衷的加权因子。我们的分析已显示当电平的数目显著大于等价类型的数目时，序列yk将具有可由滤波器响应h(D)＝(1-D)/(1-bD)近似的波谱。显然，当b＝0时，我们得到h(D)＝(1-D)，这是众所周知的类I部分响应(Class I Partial Response)，其波谱形状为具有位于DC处的空值的正弦波谱形状。另一方面，当b接近1时，波谱在大多数波段内变得平直，除了在DC处的非常明显的波谱空值之外。可看出对于b＝0，yk的平均能量将为平直波谱形状情况下的yk能量的两倍。但是，当b接近1时，平均能量增大将消失。在某些应用中，保持借助电平数目与等价类型数目的比例测得的组扩展是所希望的。

对于本领域的技术人员来说，本发明显然可和任意数目电平的组一起使用，并可和任意较小数目的等价类型一起使用。

当需要时，本发明可更广泛地用于对来自于中心局的μ规则-线性转换器的模拟信号输出进行波谱整形。上面说明的例子是使用本发明降低DC周围的传输信号的能量的特殊情况，但是该例中使用的本发明的原理可推广到以各种形式对信号进行波谱整形，例如，对信号进行预均衡。

图7中表示了本发明的编码器的一般形式。这种一般情况和上面说明的波谱空值的特殊情况之间的唯一差别是序列或波谱函数zk是如何产生的。假定h(D)是提供所需波谱形状的滤波器的首一，偶然脉冲响应，其中D是延迟算符。假定我们利用D-变换表示法分别把序列{yk}和{zk}表示为y(D)和z(D)。则序列z(D)可如下表示为：

z(D)＝(1-1/h(D))y(D)                         (3)

该等式的周密检查显示在给定时刻k，zk只取决于yk的过去值，于是可被递归确定。这样，对于每个6个二进制位组，编码器56a根据相关的等价类型确定就值而言，哪一个电平最接近zk，并选择该电平。随后传输代表该电平的八位字节。同样，我们的分析显示对于足够大量的电平，中心局60传输的序列{yk}将具有非常近似于具有响应h(D)的滤波器的波谱。

这里说明的技术也可和把信息位映射为等价类型的更复杂方案一起使用。例如，它可和外壳映射(V.34高速调制解调器规范中使用的一种映射技术)一起使用。

上面说明的例子是关于未编码系统的。但是，该原理可容易地应用于编码系统，例如格式编码系统。这种情况下的唯一差别在于等价类型被进一步划分成子集，这些子集被用于构造格子码。

例如，当基于4路集合分区(4-way set partition)的一维格子码和相同的64-电平信号组一起被用于发送每个符号5个二进制位时，等价类型被划分成如下子集：a₁，b₁，c₁，d₁，a₂，b₂，c₂，d₂，…a_n，b_n，c_n，d_n。在上面描述的例子中，64个等价类型应被分成4个子集，每个子集含有16个等价类型。随后，速率-1/2常规编码器的输出，例如一组6个二进制位中的两个二进制位确定该子集，剩余的4个“未编码”二进制位选择该子集内的具体等价类型。如上所述从选择的子集中的选定等价类型中选择实际的电平。编码器其它方面的操作没有变化。

当然，当使用格式编码时，接收器将使用解码器来选择最可能的序列。格式解码器也可是均衡器，对格子码解码，并同时均衡符号间干扰。

还可使用本发明在接收器中实现帧同步的损失检测。这可通过偶尔，但是周期性地违反选择给定等价类型中的信号点的规则来实现，这里周期被选择为所需帧同步的整数倍。通过监测这样的违规情况，可在接收机中检测帧同步的损失。接收机还可重新获得帧同步，或者简单地向发射器请求同步模式(训练序列)。

PCM逆流预编码

图8中表示了典型的PCM通信系统100。系统100包括通过局部模拟回路或信道103与电话公司中心局(CO)相连的模拟PCM调制解制器102，还包括与CO104，并与数字PCM调制解调器108互连的数字网络106。借助该系统，既可顺流(即，从数字PCM调制解调器108到模拟PCM调制解调器102)传输PCM数据，又可逆流(即，从模拟PCM调制解调器102到数字PCM调制解调器108)传输PCM数据。美国专利申请，序列号No.08/724491，“Hybrid Digital/AnalogCommunication Device”中描述了这种类型的双向PCM通信系统，该专利申请被转让给本发明的受让人，并作为参考整体包含于此。

在前面的章节中说明了数据信号的PCM顺流波谱整形或预编码技术。在本章节中将说明数据信号的PCM逆流预编码的预编码技术。

图9中是表示根据本发明的PCM逆流传输的例子的方框图110。在方框图110中，包括与模拟信道113互连的模拟PCM调制解调器112。模拟PCM调制解调器112包括具有预编码器122，前置滤波器124和数-模转换器(D/A)126的发射器120。预编码器122接收数字数据u(n)，并输出预编码的数字数据x(n)。预编码数字数据信号由前置滤波器124滤波，以产生被提供给D/A126的信号z(n)。D/A126把滤波信号z(n)转换为模拟信号形式，并通过具有信道特征c(t)的模拟信道113传输模拟信号z(t)。

模拟信道修改传输的信号z(t)，形成信号y(t)。随后信号y(t)遇到顺流PCM回波echo(t)128，顺流PCM回波echo(t)128被加入y(t)，产生信号r(t)。信号r(t)由中心局(CO)114中的μ规则(μ-law)(美国之外的其它一些国家中的规则)量化器130接收，并按照μ规则被量化。参见International Telecommunications Union，Recommendation G.711，Pulse Code Modulation(PCM)of VoiceFrequencies，1972。

量化后的八位字节(数字值)q(n)在数字网络116上以8kHz的频率被传输，在数字网络116，如下所述，量化后的八位字节q(n)可能受到各种数字减损的影响。可能受到影响的八位字节v(n)由数字PCM调制解调器118接收，数字PCM调制解调器118完美地把八位字节v(n)解码成它们相应的构像点y(t)，根据这些构像点y(t)，可恢复最初的数字数据u(n)。在同时待审的申请“System，Device andMethod for PCM Upstream Transmission Utilizing an OptimizedTransmit Constellation”CX097028中说明了v(n)的解码，该申请被转让给本发明的受让人，并作为参考整体包含于此。

在可逆流传输数据之前，必须使模拟PCM调制解调器112中的D/A126的时钟(f₁)与CO 114的时钟(f₂)同步。可通过从顺流PCM信号(图中未表示)获得CO 24的时钟，并利用美国专利No.5199046“First and Second Digital Rate Converter Synchronization Deviceand Method”中提出的技术使时钟同步来实现这一点，该专利作为参考整体包含于此。一旦时钟被同步，图9中的PCM逆流传输方框图110可表示为图10中的等效离散时间方框图110′，相同的组件由带有小撇号(′)的相同附图标记表示。在方框图110′中，假定f₁＝f₂；但是，必须注意f₁并非必须等于f₂，只要这两个时钟同步即可。当f₁等于f₂时，n是8kHz样本的时间索引，因为CO24的时钟(f₂)被固定在该频率。

图11中描述了f₁不等于f₂的例子。图11的等效离散时间方框图110′a与图10的等效离散时间方框图110′相同，除了考虑到f₁＝2f₂，在发射器120a′中存在2X个上行样本123a′，以及2X个下行样本129a′之外。变量“m”和“n”分别是16kHz和8kHz样本的时间索引。

根据本发明，预编码器122′和前置滤波器124′被设计成通过模拟信道113传输信号z(n)，以便在μ规则量化器130′的输入端产生对应于数字数据u(n)的预定构像点y(n)(结合回波分量，echo(n)，如果存在的话)。换句话说，在存在echo(n)的情况下，μ规则量化器130′的输入为y(n)+e(n)，在没有echo(n)的情况下，仅为y(n)。

使用下面说明的PCM逆流预编码技术，或者另一预编码技术，在没有正确设计的点y(n)的传输组的情况下，难以在存在回波，量化和数字减损的条件下准确地从v(n)解码得到u(n)。在同时待审的申请CX097028中说明了如何为y(n)设计传输组，以便在最小化的错误概率的情况下，在存在回波，量化和数字减损的情况下，使y(n)可被解码(并且最终根据v(n)得到u(n))。

如同同时待审的申请CX097028中说明的那样，对于给定连接，根据线路条件，为每个夺取位信令(RBS)时隙选择一个传输组。例如，图12中描述了传输组140。该传输组包括10个构像点y₀-y₉，其值从-39到39。应注意构像点y(n)并非必须是G.711μ规则电平。

构像点y(n)对应于要传输的数字数据u(n)。换句话说，每个构像点代表一组数据位，并且由每个构像点代表的数据位的数目取决于组中的点的数目(及下面将说明的等价类型的数目)。组中的点越多，可代表的数据位越多。如图12中所示，例如，数字数据u(n)被分成对应于00，01，10和11的4组二进制位0，1，2和3。这样，在本例中，传输的每个构像点对代表两个二进制位，并且由于构像点以8k/sec的速率被传输，因此数据速率为16kbps。必须明白这是一个简化例子，并且可利用可把二进制位映射为等价类型的任何映射方案，例如外壳映射(shell mapping)或者模数变换，把数据映射为u(n)。

根据本发明，构像点被分为等价类型。一个等价类型一般是一组代表同组的二进制位或者要传输的数字数据u(n)的两个或更多个构像点。就组140来说，构像点y₀(-60)，y₄(-6)和y₈(45)构成u(n)＝0的等价类型。构像点y₁(-45)，y₅(6)和y₉(60)构成u(n)＝1的等价类型，y₂(-31)和y₆(18)构成u(n)＝2的等价类型。最后，y₃(-18)和y₇(31)构成u(n)＝3的等价类型。

通常如下所述完成等价类型的选择。具有M个点的组按照升序(或降序)被索引为y₀，y₁，…y_M-1。假定u(n)具有U个值，例如在上面的例子中U＝4，则u(n)＝u的等价类型含有所有的y_k，其中k模U为u。例如，在图11中，u(n)＝0的等价类型是y₀，y_U，y_2U，这里U＝4。注意每个等价类型并不需要具有相同数目的构像点。

u(n)的支持数据电平的数目应被选择成满足下述两个条件：1)扩展比例，扩展比例被定义为y(n)的构像点数目和u(n)的支持数据电平数目之间的比值，即M/U；2)TX功率限制(powerconstraint)。

扩展比例应大到足以确保稳定的操作。扩展比例的大小取决于信道特征。就在音频调制解调器应用而言，在f＝0的情况下，存在至少一个波谱空值。于是，为了使系统稳定，我们应具有M/U≥2的扩展比例。实际上，为了确保稳定性，根据信道响应c(n)确定信道质量，并据此设定最小扩展比例。例如，我们可使用C(f＝4kHz)，4kHz下的信道频率响应(相对于其它频率，例如2kHz)，作为信道质量，并根据该质量，设定最小扩展比例。如果C(f＝4kHz)≈C(f＝2kHz)，则我们设定M/U≥2.0。当C(f＝4kHz)变得越来越小时，必须增大扩展比例。

如下所述，预编码器122′从要传输的数据u(n)的等价类型中选择适当的构像点y_k，并确定将在μ规则量化器130′的输入端产生选择的构像点的x(n)的值。

下面如下说明预编码方案，即预编码器122′和前置滤波器124′。根据如同时待审的申请“Device and Method for Detecting PCMUpstream Digital Impairments in a Communication Network”，CX097029中说明的由数字PCM调制解调器118′确定的模拟信道113′的特征，c(n)，n＝0，1，…N_C-1，确定如图10中所示的最佳的目标响应p(n)，n＝0，1，…N_p-1，以及相应的前置滤波器g(n)，n＝-Δ，-Δ+1，…，-Δ+N_g-1(这里是判定延迟)。该问题类似于确定判定反馈均衡器(DFE)的最佳前馈和反馈滤波器。前置滤波器相应于DFE的前馈滤波器，目标响应相应于DFE的反馈滤波器。参见N.Al-Dhahir等的“Efficient Computation of the Delay Optimized Finite LengthMMSE-DFE”，IEEE Transactions On Signal Processing，vol.44，no.5，1996年5月，pp.1288-1292。目标响应p(n)和滤波器g(n)最好在模拟调制解调器中确定，不过也可在数字调制解调器中确定，并被传输给模拟调制解调器。

通过如下所述使代价函数(cost function)ζ达到最小，给定c(n)，可导出前置滤波器g(n)，n＝-Δ，-Δ+1，…，-Δ+N_g-1和目标响应，p(n)，n＝0，1，…N_p-1：

ζ＝||g(n)^*c(n)-p(n)||²+α||g(n)||²                (4)

第一项确保较小的符号间干扰(ISI)，即数字PCM调制解调器118′的接收器接收预编码器122′试图编码的内容，第二项迫使传输(TX)功率保持有限和较小。项α是应根据应用选择的常数项。α越大，在牺牲ISI的情况下，TX功率将越小。α越小，在牺牲TX功率的情况下，ISI将越小。于是，应根据对于给定应用所需的ISI和TX功率，选择较小的α。例如，α可被选择为系统的信号噪声比(SNR)，即σ_n ²/E(x²)，或者由信道能量归一化的SNR，即SNR/||c||²。对于E(x²)，我们可使用为逆流传输的功率限制的-9dBm。该最小化问题和DFE标记初始化问题相同。可如同时待审的申请CX097028中所述那样确定项σ_n ²。

如果模拟信道c(n)是时间不变量，则最初确定的p(n)和g(n)始终可用。但是，实际上，c(n)是时间变量，虽然它变化得非常缓慢。于是，某些类型的适应方案是必需的。一种途径是监测性能，并且如果性能变坏时，则重新调整，即在数字调制解调器118′中重新估计c(n)，并向模拟调制解调器112′回送新的c(n)，以重新计算g(n)和p(n)。另一途径是借助顺流数据传输从数字调制解调器118′向模拟调制解调器112′反馈如同时待审的申请CX097029中所述的模拟信道误差信号，error(n)，并使用该误差信号修改p(n)和g(n)。

一旦目标响应p(n)被确定，则可实现预编码器122′。如上所述，我们可通过传输x(n)发送数据u(n)，从而在图10的量化器130′的输入端产生构像点y(n)，构像点y(n)是u(n)的等价类型中的点之一。通常从u(n)的等价类型中选择用于代表u(n)的构像点，以使发射器120′的TX功率达到最小。发射器120′的TX功率是z(n)(或者其它一些量度)的功率。实际上，由于难以使z(n)的功率达到最小，代之以使x(n)的功率达到最小，这是使z(n)达到最小化的最接近近似。

在x(n)，y(n)和p(n)之间存在下述已知关系式：

y(n)＝p(n)*x(n)                              (5)

这里“*”表示卷积。该关系式可被表示为如下所示：

y(n)＝p(0)x(n)+p(1)x(N-1)+…p(N_p)x(n-N_p)     (6)

由于p(0)被设计成等于1，则等式(6)可简化成： $x\left(n\right)=y\left(n\right)-\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p\left(i\right)x(n-i)---\left(7\right)$

并且，由于p(n)以及x(n)的过去值已知，因此可在给定u(n)的等价类型的构像点中选择适当的y(n)，以使x²(n)达到最小，从而使发射器120′的TX功率达到最小。

或者，为了选择y(n)，可引入先行(lookahead)(即，判定延迟)。即，为了使|x(n-Δ)|²+|x(n-Δ+1)|²+…+|x(n)|²达到最小，可从u(n-Δ)的一组等价类型中选择y(n-Δ)，这里： $x(n-j)=y(n-j)-\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p\left(i\right)x(n-j-i)---\left(8\right)$

其中j＝0，1，…Δ，y(n-j)选自u(n-j)(j＝0，1，…Δ-1)的一组等价类型。

根据本发明，可如图13中描绘的那样实现预编码122′。预编码器122′包括映射装置150，映射装置150从数字数据源接收输入的数字数据u(n)，并根据借助每个构像点，可传输的二进制位的数目，为每组二进制位确定与该组二进制位相关的等价类型。映射装置150向TX信号/构像点选择器152输出构成等价类型的构像点y_k，TX信号/构像点选择器152从等价类型选出构像点y_k，并根据来自计算装置154的输入，确定传输信号x(n)。

滤波装置154接收传输信号x(n)，并计算上面的等式(7)的累加项(或者运行筛选和(running filter sum)(RFS))。根据RFS的值，TX信号/构像点选择器152在等价类型中选择将使等式(7)中的x(n)的值最接近于零的构像点，并根据计算的RFS和选择的构像点，计算x(n)的值。随后把计算得到的传输信号x(n)提供给前置滤波器124′，在前置滤波器124′，x(n)被滤波，形成通过图10中的模拟信道113′被传输的信号z(n)。

为了限制图10的发射器120′的TX功率，以使其保持在FCC规则范围之内，因此必须设计u(n)的等价类型。就具有预定数目构像点的组来说，如果我们想要发送更多的数据，则将需要更多组的数据u(n)，因此将需要更多的u(n)的等价类型。因此，构像点将间隔更远，并将需要更大的传输功率。这是因为如下所述按照等式(7)选择y(n)，以使x²(n)达到最小的缘故。于是，如果等价类型中的构像点间隔更远，x²(n)很可能将更大。这样，为了降低TX功率，我们可以在牺牲速率的情况下，使u(n)的等价类型更紧密些。图14A和14B中对此进行了描述。

在图14A和14B中，图14A的组156和图114B的组158均具有相同数目的构像点；但是，组156只具有三个等价类型u(n)＝0，1和2，而组158具有5个等价类型u(n)＝0，1，2，3和4。使用组158将比组156需要更高的TX功率，但是它能够以更高的数据速率进行传输。

当U是支持u(n)所需的点的数目时，可如下近似计算TX功率(z(n)的功率)： $p_z\≈|g\left(n\right){|}^2\frac{1}{U}\underset{i=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{dist}}^2(u\left(n\right)=i)/12---\left(9\right)$

这里|g(n)|²是前置滤波器的能量，dist(u(n)＝i)是等价点中点之间的最小距离。例如，在图12中，dist(u(n)＝i)＝|-6-(-60)|＝54。应尝试几个U值，以找出满足功率限制的U值。另外注意应为每个时隙进行这样的工作。

可把根据本发明的传输组选择和等价类型选择总结如下：

1)如同时待审的申请CX097028中所述那样获得数字减损，计算噪声方差σ_n ²及回波方差σ_e ²；

2)同样如同时待审的申请CX097028中所述那样，根据σ_e ²，σ_n ²和数字减损，对于每个时隙，为y(n)选择选择适当的组；并且

3)对于每个时隙，在满足TX功率限制和最小扩展比例，以确定稳定操作的同时，为u(n)找出可支持的点的数目。根据该U值，可确定y(n)的组，及u(n)的等价类型。

通过扩展u(n)的等价类型的定义，可把上面的使用一维组的预编码技术扩展到多维组。下面的参考文献描述了使用多维组的各种顺流预编码技术：Eyuboglu，Vedat；“Generalized Spectral Shaping forPCM Modems，”Telecommunications Insdustry Association，TR30.1Meeting，Norcross，Georgia，9-11，1997年4月，第1-5页；Eyuboglu，Vedat；“Convolutional Spectral Shaping，”TelecommunicationsInsdustry Association，TR30.1 Meeting，Norcross，Georgia，9-11，1997年4月；Eyuboglu，Vedat；“More on Convolutional SpectralShaping，”ITU Telecommunications Standardization Sector 009，V.pcm Rapporteur Meeting，La Jolla，CA，1997年5月5-7日；Eyuboglu，Vedat；“Draft Text for Convolutional Spectral Shaping，”ITU-T SG 16 Q23 Rapporteur′s Meeting，1997年9月2-11日，SunRiver，Oregon；Eyuboglu，Vedat；“A Comparison of CSS andMaximum Inversion，”Telecommunications Industry Association，TR30.1 Meeting on PCM Modems，Galveston，Texas，1997年10月14-16日；和Eyuboglu，Vedat；“Draft Text for Convolutional SpectralShaping，”Telecommunications Industry Association，TR30.1 MeetingGalveston，Texas，1997年10月14-16。

此外，上面描述的例子是关于未编码系统的。但是该原理可容易地应用于编码系统，例如格式编码系统。这种情况下的唯一差别在于等价类型被进一步划分成子集，这些子集被用于构造格子码。

广义PCM预编码

上面描述的PCM逆流预编码技术(即，从图10的模拟PCM调制解调器112′到数字PCM调制解调器118)可应用于如图15中所描述的模拟PCM调制解调器到模拟PCM调制解调器连接。系统160包括通过模拟回路或者信道164与CO 166相连的模拟PCM调制解调器162。CO 166与数字网络168互连。类似地，模拟PCM调制解调器174通过模拟回路或信道172与CO 170相连。CO 170与数字网络168相连。

图16的方框图180描述了根据本发明的模拟PCM调制解调器-模拟PCM调制解调器连接。在方框图180中，包括与模拟信道184互连的模拟PCM调制解调器182。模拟PCM调制解调器182包括具有预编码器202，前置滤波器204及数-模转换器(D/A)206的发射器200。预编码器202接收数字数据u(n)，并输出预编码后的数字数据x(n)。预编码数字数据x(n)由前置滤波器204滤波，以形成被提供给D/A206的信号z(n)。D/A206把滤波后的信号z(n)转换为模拟信号，并通过具有信道特征c(t)的模拟信道传输模拟信号z(t)。

模拟信道把传输的信号z(t)修改成信号y(t)。随后信号y(t)遇到PCM回波echo(t)208，PCM回波echo(t)208被加入y(t)，产生信号r(t)。信号r(t)由中心局(CO)186中的μ规则(μ-law)(美国之外的其它一些国家中的规则)量化器210接收，并按照μ规则被量化。参见International Telecommunications Union，Recommendation G.711，Pulse Code Modulation(PCM)of VoiceFrequencies，1972。

量化后的八位字节(数字值)q(n)通过数字网络188以8kHz的频率被传输，在数字网络116，如下所述，量化后的八位字节q(n)可能受到各种数字减损的影响。可能受到影响的八位字节v(n)由CO190接收，并且八位字节，v(n)由μ规则D/A212转换成模拟电平，以便通过模拟信道192传输。模拟电平由模拟PCM调制解调器中94接收，模拟PCM调制解调器194把模拟电平转换成数据u(n)。

一旦D/A206和D/A210的时钟同步，则方框图180可表示为图17的离散时间方框图180′。模拟PCM调制解调器应进行均衡处理，以便以和现有技术中已知的顺流PCM调制解调器相同的工作方式从g(n)得到v(n)。随后，根据v(n)，执行PCM逆流解码算法，对y(n)解码，即得到u(n)。

上面只说明了从模拟PCM调制解调器182′到模拟PCM194′的传输；但是，相反方向的传输按照相同的方式实现。上面所述的PCM逆流预编码技术(即从图10模拟PCM调制解调器112′到数字PCM调制解调器118)可直接应用于如图15-17中所描述的模拟PCM调制解调器-模拟PCM调制解调器连接。

应注意本发明可以可存储在诸如计算机磁盘或存储器芯片之类的计算机可用媒体上的软件和/或固件的形式实现。本发明还可采取包括在载波中的计算机数据信号的形式，例如当本发明体现在例如，通过因特网电传输的软件/固件里的时候。

在不脱离本发明的精神和基本特征的情况下，还可以其它一些特定形式体现本发明。描述的实施例只是用于举例说明本发明，而不是对本发明进行限制。于是，本发明的范围由附加的权利要求限定，而不是由前述说明限定。在该含意范围内出现的，并在权利要求的等效物范围内变化的所有改变均包含在附加权利要求的范围内。

Claims (31)

1.一种用于对通过模拟信道传输给量化装置的一序列模拟电平预编码的发射器，其中模拟信道修改传输的模拟电平，该发射器包括：

把要传输的数据位映射为一序列等价类型的映射装置，其中每个等价类型含有一个或多个构像点；及

与映射装置互连的构像点选择器，构像点选择器在每个等价类型中选择代表要传输的数据位的构像点，并传输在量化装置的输入端产生选择的构像点的电平。

2.按照权利要求1所述的发射器还包括操作上与构像点选择器耦接的滤波装置，滤波装置在其输入端接收先前传输的电平，并将其输出提供给构像点选择器。

3.按照权利要求2所述的发射器，其中构像点选择器根据滤波装置的输出，从每个等价类型中选择构像点。

4.按照权利要求3所述的发射器还包括具有预定滤波响应g(n)，用于对构像点选择器传输的电平进行滤波的前置滤波器。

5.按照权利要求4所述的发射器，其中滤波装置的响应是： $\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p\left(i\right)x(n-i)$

这里p(i)是目标响应，x(n-i)代表先前传输的电平。

6.按照权利要求5所述的发射器，其中由模拟信道的预定响应c(n)导出目标响应p(n)和前置滤波器响应g(n)。

7.按照权利要求5所述的发射器，其中构像点选择器传输根据下面函数的电平x(n)： $x\left(n\right)=y\left(n\right)-\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p\left(i\right)x(n-i)$

这里y(n)是构像点。

8.按照权利要求7所述的发射器，其中通过选择产生最小的x(n)值的构像点y(n)，构像点选择器选择每个等价类型中使发射器的传输功率达到最小的构像点。

9.一种通过模拟信道向量化装置传输一序列预编码模拟电平的方法，其中模拟信道修改传输的模拟电平，该方法包括：

把要传输的数据位映射为一序列等价类型，其中每个等价类型含有一个或多个构像点；

在每个等价类型中选择代表要传输的数据位的构像点；及

传输在量化装置的输入端产生选择的构像点的电平。

10.按照权利要求9所述的方法，其中选择构像点的步骤包括利用滤波装置对先前选择的构像点滤波，并根据滤波装置的输出选择构像点。

11.按照权利要求10所述的方法，还包括利用具有预定滤波响应g(n)的滤波器，对传输的电平进行滤波。

12.按照权利要求11所述的方法，其中滤波装置的响应是： $\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p\left(i\right)x(n-i)$

这里p(i)是目标响应，x(n-i)代表先前传输的电平。

13.按照权利要求12所述的方法，其中由模拟信道的预定响应c(n)导出目标响应p(n)和前置滤波器响应g(n)。

14.按照权利要求12所述的方法，其中传输步骤包括传输根据下面函数的电平x(n)： $x\left(n\right)=y\left(n\right)-\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p\left(i\right)x(n-i)$

这里y(n)是构像点。

15.按照权利要求14所述的方法，其中选择步骤通过选择产生最小的x(n)值的构像点y(n)，选择每个等价类型中使发射器的传输功率达到最小的构像点。

16.一种计算机可用媒体，它具有包含在其中，用于通过模拟信道向量化装置传输一序列预编码模拟电平的计算机可读程序代码工具，其中模拟信道修改传输的模拟电平，该方法包括：

把要传输的数据位映射为一序列等价类型的计算机可读程序代码工具，其中每个等价类型含有一个或多个构像点；

在每个等价类型中选择代表要传输的数据位的构像点的计算机可读程序代码工具；及

传输在量化装置的输入端产生选择的构像点的电平的计算机可读程序代码工具。

17.按照权利要求16所述的计算机可用媒体，其中用于选择构像点的计算机可读程序代码工具包括利用滤波装置对先前选择的构像点滤波，并根据滤波装置的输出，选择构像点的计算机可读程序代码工具。

18.按照权利要求17所述的计算机可用媒体，还包括利用具有预定滤波响应g(n)的滤波器，对传输的电平进行滤波的计算机可读程序代码工具。

19.按照权利要求18所述的计算机可用媒体，其中滤波装置的响应是： $\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p\left(i\right)x(n-i)$

这里p(i)是目标响应，x(n-i)代表先前传输的电平。

20.按照权利要求19所述的计算机可用媒体，还包括由模拟信道的预定响应c(n)导出目标响应p(n)和前置滤波器响应g(n)的计算机可读程序代码工具。

21.按照权利要求19所述的计算机可用媒体，其中用于传输的计算机可读程序代码工具包括传输根据下面函数的电平x(n)： $x\left(n\right)=y\left(n\right)-\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p\left(i\right)x(n-i)$

这里y(n)是构像点。

22.按照权利要求21所述的计算机可用媒体，其中用于选择的计算机可读程序代码工具包括通过选择产生最小的x(n)值的构像点y(n)，选择每个等价类型中使发射器的传输功率达到最小的构像点。

23.一种包含在载波中的计算机数据信号，其中计算机数据信号中所含的是用于通过模拟信道向量化装置传输一序列预编码模拟电平的计算机可读程序代码工具，其中模拟信道修改传输的模拟电平，该方法包括：

把要传输的数据位映射为一序列等价类型的计算机可读程序代码工具，其中每个等价类型含有一个或多个构像点；

在每个等价类型中选择代表要传输的数据位的构像点的计算机可读程序代码工具；及

传输在量化装置的输入端产生选择的构像点的电平的计算机可读程序代码工具。

24.按照权利要求23所述的计算机数据信号，其中用于选择构像点的计算机可读程序代码工具包括利用滤波装置对先前选择的构像点滤波，并根据滤波装置的输出选择构像点的计算机可读程序代码工具。

25.按照权利要求24所述的计算机数据信号，还包括利用具有预定滤波响应g(n)的滤波器，对传输的电平进行滤波的计算机可读程序代码工具。

26.按照权利要求25所述的计算机数据信号，其中滤波装置的响应是： $\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p\left(i\right)x(n-i)$

这里p(i)是目标响应，x(n-i)代表先前传输的电平。

27.按照权利要求26所述的计算机数据信号，还包括由模拟信道的预定响应c(n)导出目标响应p(n)和前置滤波器响应g(n)的计算机可读程序代码工具。

28.按照权利要求26所述的计算机数据信号，其中用于传输的计算机可读程序代码工具包括传输根据下面函数的电平x(n)： $x\left(n\right)=y\left(n\right)-\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p\left(i\right)x(n-i)$

这里y(n)是构像点。

29.按照权利要求28所述的计算机数据信号，其中用于选择的计算机可读程序代码工具包括通过选择产生最小的x(n)值的构像点y(n)，选择每个等价类型中使发射器的传输功率达到最小的构像点。

30.在适于向数字PCM调制解调器进行逆流PCM数据传输的模拟脉码调制(PCM)调制解调器中，一种用于对通过模拟信道传输给量化装置的一序列模拟电平预编码的发射器，其中模拟信道修改传输的模拟电平，该发射器包括：

把要传输的数据位映射为一序列等价类型的映射装置，其中每个等价类型含有一个或多个构像点；及

与映射装置互连的构像点选择器，构像点选择器在每个等价类型中选择代表要传输的数据位的构像点，并传输在量化装置的输入端产生选择的构像点的模拟电平。

31.在适于向另一模拟PCM调制解调器进行PCM数据传输的模拟脉码调制(PCM)调制解调器中，一种用于对通过模拟信道传输给量化装置的一序列模拟电平预编码的发射器，其中模拟信道修改传输的模拟电平，该发射器包括：

把要传输的数据位映射为一序列等价类型的映射装置，其中每个等价类型含有一个或多个构像点；及

与映射装置互连的构像点选择器，构像点选择器在每个等价类型中选择代表要传输的数据位的构像点，并传输在量化装置的输入端产生选择的构像点的模拟电平。

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