CN1324153A - 发光二极管和光发送接收模块 - Google Patents

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Abstract

即使内部电容大的LED,也可最小限度地抑制消耗电流增大,缩短过渡响应时间。LED利用等效模型本征二极管上施加的电压脉冲Vd,在达到尖峰值附近时电流急剧增大、可获得与正向电流成正比的光输出的性质,将低输出阻抗下具有大电流驱动能力的矩形电压脉冲、或上升之后为高电压、一定时间后返回到预定电压的二值高电平电压脉冲供给直接连接的LED负荷。此外,脉冲的低电平在保证系统要求所需的LED输出信号的消光比的电压范围中提供DC偏置。

Description

发光二极管和光发送接收模块
本发明涉及按照输入电压脉冲信号的高(high)、低(low)来控制LED输出的发光、不发光的LED强度调制型驱动电路，其中，涉及在高速光数据链接的光数据传输中可以输出无缺欠的发光脉冲波形失真小的高速调制光信号的LED驱动电路。
在目前快速发展和逐渐普及的多媒体中，在交换数字数据中，使用各种高速光网络中枢。以用于长距离LAN间连接中枢的光通信系统为代表，在支持中短距离LAN的光纤信道和千兆比特以太网中，光发送接收模块是关键部件而担负着重要的作用。特别在供给实用的IT系统中，光发送接收模块容许牺牲部分成本和部件的通用性等的特殊规格，可以使用着眼于开发高可靠性的特定制品。
另一方面，最近，光连接技术不限于将高性能的光通信和计算机、尤其是服务器相关设备间进行连接的特殊使用目的，在家电领域的多媒体设备之间的数据交换方面，可以确保某种程度的连接距离和高吞吐量，并且，作为最普通的用户也容易掌握，扩大应用范围的要求不断增加。
为了响应这些要求，将1995年规格化的IEEE1394电气规格扩大的IEEE1394a进一步扩大到光，作为使用塑料光纤(POF)的光数据链接对象，正在推进高速、低成本、可适用于中距离连接的IEEE1394b的标准化。在今后的广义的IT领域中，无论传输信号形态是光还是电，作为相互连接所需要的规格，除了规定吞吐量的高速性等基本传输性能的规格以外，也应重视实用观点上的那些特性。
即，从系统组合的安装性的观点来看，不需要冷却的低消耗功率、具有与IT设备内部使用的其它IC相同的电气特性、获得尽量在相同电源电压下可工作的特性等电气要求强烈，而从成本特性的立场来看，与现有的光发送接收模块相比，强烈要求大幅度降低相差悬殊的成本。
特别是在目前研讨中的规格方案IEEE1394b中，由于以使用的光纤的低成本化和形成简单的内部结构使光链接模块本身低成本化为目标，所以采用具有大的核心系统的折射率分布型的塑料光纤，与光纤的低损失波长区域的红色光源组合成为具体的对象。
作为红色波长区域的光源，使用发射650nm附近的波长区域的光的发光二极管(LED)，或按650nm振荡的光半导体激光二极管(LD)的光源。尤其在不远的将来，随着技术的确立，在高速的S800以上光数据链接成为主流中，根据本质的元件响应特性的关系，LD的采用不可缺少。
另一方面，在按规格从低速种类的S100到S400中，从实现模块低成本的观点来看，采用具有可以将作为重要因素的光发送器的电路结构和光结合系统简单化的特征的LED成为主流。
事实上，在以音频和FA系统为对象的数十Mb/s以下的光数据链接中，以LED作为光源的制品作为满足实用要求的制品而被销售，并被广泛使用。
图29表示现有的光发送电路的基本方框图。如图所示，该方式使用晶体管开关对恒流源产生的直流电流进行ON/OFF调制而产生固定电流脉冲，将该输出施加到负荷LED上。这种方式在10Mb/s左右的低速链接中，在技术上没有特别的问题。但是，一般来说，因作为LED特有性质的器件内部电容特别大而导致光信号的开关响应慢，它决定了光数据链接的高速性。
作为至少缓和这种制约的有效解决对策之一，除了ON/OFF调制的驱动固定电流脉冲以外，使用以下方法：通过与驱动电流开关的电平反向同步，将固定电流脉冲和同相的峰值脉冲电流进行重叠，来加速LED的过渡响应。
除了附加补偿并加速这样的低速响应的方法、原来使用的传输数据的速度低于几十Mb/s、决定LED器件固有速度的本质的时间常数本身减小为几ns以外，因IC处理技术的发展，由于光传输后的光电变换和逻辑变换的信号处理速度实质上可以忽略，所以数据传输时的信号差错率可以实现被减小抑制到实用上不产生问题程度的光传输。
但是，按照上述的最新要求，如果用LED要实现传输速率为100Mb/s，或扩大到其以上值的光传输，则单纯延长、应用这种旧的方法没有效果。
本发明人之一提出如日本专利特愿平11-34649的传输方式，其使用图28所示的结构，电流峰值驱动的原理是与以往例相同的方式，同时在峰值的施加方法和减小LED驱动振幅上下工夫，可达到100Mb/s附近的传输。
即，将产生LED接通(ON)时的光强度所需的电流偏置从直流恒流源常时供给LED正极，将外部脉冲信号输入Vp变换为因低阻抗在CMOS缓冲器中电源电压的Vdd和Vss之间转移的矩形脉冲，使用该脉冲对输入到LED正极的偏置电流进行ON/OFF调制，同时将流经电容Cp的微分电流作为峰值电流而重叠供给到LED正极上。
代替使用电容的电流峰值，日本专利特开平9-102769披露了使用电感器的方法。图29示出的用现有的普通固定电流开关脉冲驱动的电路作为主要结构，来代替仅将LED作为负荷，将串联连接电感器和电阻的电路并联连接到LED，并以它们作为电流输出的全负荷来驱动。即，在转换时用电感器产生峰值电流，将该电流加在LED上的方法。
通过附加将这些峰值电流进行重叠的部件，尽管确实可以改善，使得输出光信号的过渡响应时间缩短某种程度，但相反地，如果加大有效的峰值，则根据时间常数的关系，峰值脉冲的衰减不在信号脉冲宽度内结束，除了产生边引线等而使比特速率不能比预想的高以外，本质上具有输出光脉冲宽度比电信号的驱动脉冲宽度变窄等问题。
作为光脉冲宽度窄的具体值，还依赖于LED驱动电路方式，但通常在1ns以上，根据情况接近10ns也不足为奇。这些值在传输光信号的最小脉冲宽度为10ns以下的情况下是不可以忽略的值，成为传输信号的ON/OFF脉冲占空比变动大和时间抖动的附加增大要因，与对传输波形的品质产生重大影响的不良情况有关。
对于输入到LED的驱动脉冲来说，输出光脉冲变窄的现象本质上在于LED产生与二极管中流动的正向电流大致成比例的光这一器件固有的性质。即，二极管的电气等效电路模式如图22所示，用经由二极管的串联电阻Rs连接pn结二极管电容Cd和与其并联的恒流源Id的结构来表现。
恒流源Id的输出电流If依赖于Id或Cd两端上施加的本征二极管电压Vd，作为第1近似，假设二极管结的饱和电流为Is、发射系数为N、pn结的工作温度T对应的发热功率为Vt＝kT/q(k：玻尔兹曼常数，q：电子电荷)，以式If＝Is×exp[Vd/(N·Vt)]来决定。
此外，施加到LED的电压Vd为不使LED发光范围的正偏置电压或施加反偏置电压时，Cd随电压Vd增大的量，实质上表示支配pn结电容Cj的值。在LED不发光的工作条件下，除了该条件以外，还增加与正电流If成比例增大的转换时间电容的成分。
在通常的LED中，Rs为几Ω到几十Ω，仅在零偏置时的Cj具有从几十pF到几百pF的范围。因此，例如如图23所示，即使在将理想的矩形脉冲Vh输入到LED的情况下，内部的本征二极管电压Vd以具有从小于Ins至10ns左右的时间常数(Rs·Cd)的指数衰减函数来变化，随着经过时间呈现与定常值Vhigh渐近的波形。由于正向电流If对于上述表达式那样的Vd是指数函数增大的量，所以对于获得期望的最大定常电流的Vd来说，在(N·Vt)以内，作为具体的典型值，在接近30mV-50mV时，达到与初始定常值相同大小的电流值。
换句话说，对于从外部输入到LED的矩形脉冲来说，在其电压达到尖峰值后，电流开始流动，从LED中得到与LED中流动的正向电流值成比例的光输出。这样，在脉冲上升部分中，相对于输入的矩形脉冲来说，发光脉冲的上升增大延迟，而在脉冲下降中，如果本征二极管上施加的Vd的电压降达到几十mV，则由于LED中流动的电流急剧地减小，所以几乎没有延迟。与输入的电脉冲信号相比，过渡变化时的这些延迟时间之差是光输出脉冲宽度变窄的理由。
为了减小过渡响应的信号延迟，如上述以往例那样，如果使峰值电流进行重叠，则可以缩短对Cd的充放电时间而缩短延迟时间。但是，由于峰值电流重叠一般为了获得光信号振幅而施加超过所需If的定常尖峰值的电流，所以工作时的消耗电流增加，同时光输出波形本身具有峰值并从矩形溃散，结果随着高速接收电路中的辨别电平的变动，产生接收输出信号的时间抖动增加的问题。
另一方面，在用于高速光通信中的LD的情况下，由于如果限定元件内的窄空间区域来实现光放大增益大的区域，可以获得激光振荡，所以也可以减小实际动作的元件自身占有的总面积。结果，元件具有的固有电容值为几pF至最多10pF以下。
此外，LD输出以某个一定的阈值以上的电流为界，与对元件的注入电流阈值的差分呈比例，并按大的光变换效率来获得大的光输出。因此，以恒流源为基准，对该恒流源高速地进行ON/OFF来变换为电流脉冲的驱动方式是有效的，至今为止，该方式被应用于大部分的LD驱动电路。
特别是即使在电流开关电路输出端子和LD之间的距离远时，由于可以使用用50Ω的传输线路连接在它们之间，获得所有电感器匹配的标准的高频电路技术，所以可以比较容易地确保高频特性。对此，在LED的情况下，不管注入电流的大小，与通常获得与输入电流呈比例的光输出的特征相反，由于附加大电容，所以具有如上述难以实现电信号产生的高频调制的本质特性。
本发明是考虑上述情况的发明，目的在于提供可高速传输的光发送接收模块，即使在具有器件固有特性的大内部电容的LED的情况下，通过基于其动作模式的新的驱动方式，可以对过度响应时间进行缩短并高速地进行调制，将消耗电流增大抑制到最小限度，并且，可以实现获得发光信号的脉冲波形失真小的输出光的LED驱动电路，以及实现使用它的低消耗功率和低成本。
本发明的LED驱动电路包括：电压生成电路，生成低电平的第1输出电压和高电平的第2输出电压；第1 MOS开关，将所述第1输出电压传送到输出端子；
第2 MOS开关，将所述第2输出电压传送到所述输出端子；以及脉冲生成电路，对外部输入信号进行波形整形，生成相互互补关系的第1和第2矩形脉冲；其中，LED电连接到所述输出端子，将所述第1矩形脉冲输入到所述第1 MOS开关的栅极，将所述第2矩形脉冲输入到所述第2 MOS开关的栅极；所述高电平由为了从所述LED输出规定强度的光所必需的所述LED的正向电流或正向电压来决定，所述低电平按为了使所述LED的发光强度为零或达到可以忽略程度的值的电压值来设定。
所述第1和第2 MOS开关与所述输出端子之间连接缓冲器。此外，代替上述方案，也可以将所述第1输出电压经由第1缓冲器输入到所述第1 MOS开关，而将所述第2输出电压经由第2缓冲器输入到所述第2 MOS开关。
本发明的LED驱动电路包括：电压生成电路，生成低电平的第1输出电压、第1高电平的第2输出电压、以及比所述第1高电平高的第2高电平的第3输出电压；第1 MOS开关，将所述第1输出电压传送到输出端子；第2 MOS开关，将所述第2输出电压传送到所述输出端子；第3 MOS开关，将所述第3输出电压传送到所述输出端子；以及脉冲生成电路，对外部输入信号进行波形整形，并生成第1、第2及第3矩形脉冲；其中，LED被电连接到所述输出端子，将所述第1矩形脉冲输入到所述第1 MOS开关的栅极，将所述第2矩形脉冲输入到所述第2 MOS开关的栅极，将所述第3矩形脉冲输入到所述第3MOS开关的栅极；在所述第3矩形脉冲变为高电平后，所述第2矩形脉冲接着变为高电平，所述第1矩形脉冲具有与获得所述第2和第3矩形脉冲的“或”值互补的关系；对所述LED施加的高电平的电压有2个值。
所述第1、第2和第3 MOS开关与所述输出端子之间连接缓冲器。此外，代替上述方案，也可以将所述第1输出电压经由第1缓冲器输入到所述第1 MOS开关，将所述第2输出电压经由第2缓冲器输入到所述第2 MOS开关，而将所述第3输出电压经由第3缓冲器输入到所述第3 MOS开关。
将所述低电平设定为必要电压以下的电压值，以便产生具有按所述LED的消光比来分配所述LED的正向电流的正向二极管电流。
此外，对以最高频率工作时从所述LED发出的光的强度进行设定，使得该强度为在通常频率下工作时从所述LED发出的光的强度的2倍以下。
通常对所述LED施加比0V高的一定电压来作为DC预置。
本发明的LED驱动电路还包括控制电路，随着所述工作温度的变动来变化所述LED的正向偏置电压，以便在所述LED的工作温度变化时，保证所述LED中流动的正向电流达到一定值。
将驱动所述LED的高电平的电压脉冲在所述电压脉冲的上升之后的最初一定期间设定为所述第2高电平，而在其余的期间被设定为所述第1高电平，将所述第1至第3矩形脉冲的高电平设定为与所述第2高电平相同的值。
所述第1高电平和所述第2高电平的电压差在1V以下，所述第2高电平的所述第3输出电压仅在5ns以下的期间内持续输出，并且，所述第3输出电压的振幅和宽度比所述第3矩形脉冲的振幅和宽度小。
从所述脉冲生成电路输出的矩形脉冲具有在瞬态转变时20％以上的振幅过冲特性，并且，该脉冲宽度与所述外部输入信号的脉冲宽度相同，或者在3ns以内。
本发明的LED驱动电路还包括：光检测器，在所述LED的附近监视发光强度；以及调整电路，对从所述脉冲生成电路输出的矩形脉冲的振幅进行调节，使得所述发光强度的平均值达到一定。
本发明的光发送接收模块包括：具有所述的LED驱动电路的IC；连接到所述LED驱动电路的输出端子的LED；安装有所述IC和所述LED的子模块；与所述LED光学结合的光连接器；与所述IC和所述LED电结合的引线；以及装入所述IC、所述LED、所述子模块、所述光连接器和所述引线的外壳。
附图的简单说明
图1表示通过小信号MOS电压开关产生矩形电压脉冲，并将它缓冲放大输出的类型的LED驱动电路的方框图。
图2表示直接通过MOS开关来切换缓冲放大过的基准电压而产生矩形电压脉冲方式的LED驱动电路的方框图。
图3表示通过小信号MOS电压开关来产生二值电压，并将它缓冲放大输出的类型的LED驱动电路的方框图。
图4表示直接通过MOS开关来切换缓冲放大过的基准电压而产生二值电压脉冲方式的LED驱动电路的方框图。
图5表示使用Bi-COMS电路的高速缓冲放大器的实施例1的图。
图6表示使用Bi-COMS电路的高速缓冲放大器的实施例2的图。
图7表示使用Bi-COMS电路的高速缓冲放大器的实施例3的图。
图8表示单值矩形脉冲驱动电路的开关控制脉冲产生逻辑电路和信号的定时波形的图。
图9表示仅扩大脉冲宽度的单值矩形脉冲驱动电路的开关控制脉冲产生逻辑电路和信号的定时波形的图。
图10表示二值脉冲驱动电路的开关控制脉冲产生逻辑电路和信号的定时波形的图。
图11表示仅扩大脉冲宽度的二值脉冲驱动电路的开关控制脉冲产生逻辑电路和信号的定时波形的图。
图12表示通过电压相加方式由小信号MOS电压开关来产生二值电压脉冲，并将它缓冲放大输出的这种类型的LED驱动电路的方框图。
图13表示通过与图12不同的电压相加方式由小信号MOS电压开关来产生二值电压脉冲，并将它缓冲放大输出的这种类型的LED驱动电路的方框图。
图14表示电压相加方式二值电压脉冲驱动电路的开关控制脉冲产生逻辑电路和信号的定时波形的图。
图15表示仅扩大脉冲宽度的电压相加方式二值电压脉冲驱动电路的开关控制脉冲产生逻辑电路和信号的定时波形的图。
图16表示使用恒流源和硅二极管的温度补偿型基准电压发生电路。
图17表示使用恒流源和参照LED的温度补偿型基准电压发生电路。
图18表示使用恒压源和硅二极管的振幅控制矩形电压脉冲产生用温度补偿型基准电压发生电路。
图19表示使用恒压源和硅二极管的固定振幅矩形电压脉冲产生用温度补偿型基准电压发生电路。
图20表示使用恒压源和硅二极管、并且可以调整活性率的固定振幅矩形电压脉冲产生用温度补偿型基准电压发生电路。
图21表示使用恒压源和硅二极管的振幅控制二值电压脉冲产生用温度补偿型基准电压发生电路。
图22表示LED电气等效电路模式图。
图23表示用矩形固定电压脉冲来驱动LED时的本征二极管电压响应的图。
图24表示用矩形固定电流脉冲来驱动LED时的本征二极管电压响应的图。
图25表示将EEPROM和D/A变换器组合构成的温度补偿型基准电压发生电路。
图26表示通过二值电压脉冲方式产生的电压、电流工作波形和输出光信号波形的例子的图。
图27表示搭载基于本发明制作的单芯片IC的光连接器结合型光发送接收模块的图。
图28表示现有的典型LED驱动电路的基本方框图。
图29表示现有的高速对应的LED驱动电路的一例图。
以下，一边参照附图一边详细说明本发明的LED驱动电路和光发送接收模块。
如上所述，从本质上来看，与输入到LED的驱动脉冲对应的输出光脉冲变窄的现象在于LED在电气上作为二极管作用，输出与二极管中流动的正向电流值大致呈比例的光强度的器件所固有的性质。
表示LED的电气特性的等效电路模式如图22所示，与光信号呈比例的恒流源Id产生的正向电流If由本征二极管上施加的内部电压Vd来决定，通过关系式If＝Isxexp[Vd/(N·Vt)]来赋予。一旦决定器件和动作条件，则是仅依赖于Vd而指数函数地增大的量。
因此，由于If增大到与高的光信号对应的期望的电流值相同的数量级，所以Vd可以达到最终达到的尖峰值Vhigh附近(N·Vt)的数倍以内，具体地说，达到比尖峰值Vhigh低100mV左右的电压范围内。即，在本征二极管上施加的电压脉冲Vd达到尖峰值附近时电流急剧地流动，可获得与该正向电流呈比例的LED光输出。因此，对于获得高速光信号的LED驱动电路的技术关键点在于，对Vd的尖峰值Vhigh附近的电压波形进行高速调制。
在多数LED中，Rs为几Ω到几十Ω，仅在零偏置时的结电容Cj具有从几十pF到几百pF的范围。一般地，Cj依赖于Vd，具有在正偏置电压区域中增大的特性。此外，在LED发光的动作条件下，作为正电流If，由于流动10mA以上的电流，所以与If呈比例增大的转移时间电容分量加到所有二极管电容Cd上。如果测定实际元件电容值，则在发光条件下，Cd的值在相对于零偏置时的Cj值的2倍左右以下。
如上所述，由于支配LED的发光特性的电压在Vd的尖峰值附近，所以在以下作为Cd的值可以考虑固定Vd的尖峰值。根据这种近似导出的结果与根据实际器件模式数值解析模拟结果未确认出大的差别，所以不产生改变在以下说明所示的本发明的内容宗旨的差异。
本质上，为了用高速矩形脉冲来驱动100pF左右大小的电容性负载，与负载在高频区域中的电感器减小相对应，使用具有比该电感器小的输出电感器的电压脉冲发生源来驱动是有效的。特别是与传输信号的比特率频率中的Cd的电感器相比，在串联电阻Rs小时，如果直接将矩形电压脉冲施加在LED上，则可以实现理想的矩形脉冲驱动。
具体地说，将外部输入脉冲整形为矩形脉冲，发生并输出与获得必要的If时的Vd相当的值的电压Vhigh为高电平的矩形电压脉冲，以便使LED按期望的亮度发光，也可以施加在外部负荷的LED上。但是，在最终级的脉冲输出电路中，期望其输出阻抗达到Rs的1/5以下。此外，输出电压脉冲的低电平Vlow的值在LED的负极与所连接的地同样为0V以上，与整个工作温度范围内不能忽略的LED的发光的正向电流为1μA以下所对应的电压在例如650nm的LED的情况下达到1.4V以下的电压。
与传输信号的比特速率中的Cd的阻抗相比，在Rs的值不能忽略时，也用上述那样的矩形电压脉冲来驱动，Vd的上升波形由LED具有的串联电阻Rs和整个二极管电容Cd的RC时间常数来限制。当然，取决于使用的LED元件的数量，但时间常数Rs·Cd之积的值从1ns开始增大，达到20ns左右的值。
因此，如图23所示，即使在LED驱动电路输出理想的矩形脉冲的情况下，LED内部的本征二极管电压Vd的变化按其时间常数决定的指数衰减函数来响应渐近定常值Vhigh的时间变化波形。而且，LED中电流从流动开始至发光的电流是相对于Vhigh达到100mV以内的时刻，所以从输入脉冲的上升边沿起需要时间常数的数倍延迟时间td。
这样，与驱动电路本身的过渡响应速度相比，宁可由元件的时间常数来决定可传输的比特速率的最大值。这样，在脉冲上升部分，对于输入的矩形电压脉冲来说，发光脉冲的上升延迟大的矩形电压脉冲在输入电压脉冲下降中，如果本征二极管的施加电压降与尖峰值Vhigh相比达到几十mA，则由于LED中流动的电流急剧地变小，所以与上升相比，不产生大的延迟。这样，相对于不能忽略的上升延迟来说，下降中的延迟实际上小到可忽略的程度的结果，通过采用以矩形脉冲来驱动的方式可高速工作，而脉冲宽度狭窄现象仍然残留。
由于串联电阻Rs不能忽略，所以在仅用单纯矩形电压脉冲来驱动时，在最高传输比特速率不足时，或在脉冲宽度狭窄现象不能忽略时，如果首先缩短LED内部的Vd的上升时间，并导入使Vd的波形接近矩形的新的部件，则可以改善。与LED驱动电路的输出阻抗有关，作为获得尽量选择比Rs小的良好改善结果的条件，限制此时Cd的充放电的阻抗主要是Rs。该条件下的改善策略有两种。
在脉冲上升时将本征二极管电压Vd迅速接近脉冲尖峰值Vh的第一方法是控制对LED输出的脉冲电压的低电平VI的值。即，在使电容负荷的电压上升的电荷流动被限制时，如果减小从最初开始变化的电压差，则充电所需的时间被缩短。
具体地说，对于提供输出光高电平的If来说，比提供按在LED的输出光信号中求出的消光比分配的电流值的正向电压低、并且最高频率下工作的重复光输出信号的低电平低速重复，并设定为尽量可以确保光脉冲信号的低电平的2倍以下的电压范围的高电压。结果，驱动LED的电压脉冲振幅被抑制到最小限度，对Cd进行充放电所需的电荷量也被抑制到最低限度，还获得抑制驱动电流、消耗功率变小的附带效果。
在脉冲上升时将Vd快速接近脉冲尖峰值Vhigh的第二方法是增加对Cd注入电流的方法。由于限制电荷注入的阻抗被Rs固定，所以脉冲转移的最初时间将Rs的两端子上电压、即LED上施加的电压设定得比Vh高。即，作为对LED输出的脉冲波形，从保证理想的一定高电平的矩形形状开始变形，LED由高电平具有二值的波形电压脉冲来驱动。即，电压Vd达到Vh前的脉冲上升沿开始后的一定期间设定作为高电平的施加电压的比Vh高的电压Vh2，在Vd达到期望的定常值Vh时刻，将高电平电压Vh1的值返回到规定的Vh，以Vh固定地保持原封不动残留的高脉冲期间。
脉冲上升后将电压提高设定到Vh2的期间在5ns以下就可以，此外，其振幅的增大部分(Vh2-Vh1)在1V以下。它们的最佳设定值是这样决定的理想值：Vd正好与Vhigh相等，在超过它的瞬间从Vh2切换到Vh1，实际上，在光输出脉冲的上升部稍微出现过冲，或以目标来决定其之前的值。当然，形成比所述矩形脉冲的宽度窄、并且比其振幅小的值，而且选择使最大峰值电流达到If的定常值的10倍以下。
这样的结果，脉冲边沿的电荷注入基本上被加速，但由于对于光信号原则上可以实现不产生过冲的动作，所以除了输出光脉冲的眼图波形失真最小以外，多余的电路电流也被抑制，消耗功率也被抑制。
作为这些方式的变形，也可以实现以下方式：在LED驱动电路脉冲特性上具有20％以上的过冲，使得与具有有效地加速脉冲边沿的电荷注入作用的二值电压脉冲等效。即，基本上是用低阻抗来输出二值电压V1和Vh的驱动电路，但作为脉冲输出放大器，通过以下方式来实现：将低频率侧的增益进行平坦，在最大比特速率的基本频率的3倍和5倍的频带上，具有增益比低频端的平坦增益增大设定的特性。
以上，说明了分别应用用于缩短包括延迟时间的上升时间的独立的两个方式。当然，也可以组合这两种方式来同时使用。在组合方式中，不言而喻，可以使延迟时间的缩短和过渡响应速度的提高更有效地发挥。消耗功率必然被抑制到最小，同时具有过渡响应快、可获得波形失真小的光输出的作用。
采用上述任何一个措施，在脉冲狭窄现象依然成为信号传输上的问题时，可以有意识地附加补偿狭窄量的脉冲宽度的电路来解决。即，上述LED驱动电压脉冲的宽度相对于按与输入信号脉冲宽度相同的波形整形过的宽度，以对外部输入的信号波形暂时进行整形的脉冲为基础，使用逻辑电路来产生要补偿高电平的脉冲宽度值的扩大脉冲，形成产生基于该脉冲的电压脉冲的LED驱动电路。在高速的LED驱动电路中，事实上，用2ns以下的脉冲宽度的扩大就可以充分地补偿。
LED是具有电气上大能带间隙的二极管，在电气特性上还具有二极管固有的温度依赖性。为了将LED的光信号特性保持一定，需要改变正向偏置电压，使得即使在温度变化时二极管的正向电流也不变化，决定驱动电压脉冲电平的Vh和V1通过跟随控制LED的正向电压的温度依赖性来实现。
基本上，以相同的LED为基准电压来使用，或选择具有与LED相同的发射系数N的硅二极管作为基准电压来使用，一边补偿温度依赖性同时产生电压V1和Vh。原则上，仅在结束制作LED驱动电路IC的处理时，大多数的硅二极管的温度变化比LED的温度变化稍微小一点的情况多，并且，由于LED的正向电压高，所以通过适当放大该处理的硅二极管正向电压的变化并合成为一定值，可以与LED的温度特性一致。
此外，将IC内的电路常数进行固定的方法不能对付将LED驱动电路作为通用部件灵活地应用于各种LED上。这可以使用以下方式来解决：写入并保持EEPROM中使用的LED的温度特性数据，使用该数据，用将硅二极管正向电压作为基准电压的DA变换电路来产生跟踪电压。
此外，在原理上，LED具有电流与发光效率为负的温度系数，通过使Vh的温度系数比V1的温度系数小，可以补偿光输出脉冲振幅的减少。在LED附近进一步主动地设置用于强度监视的光检测器，通过设置进行控制的反馈电路来使其强度监视信号的平均输出保持一定值，从而可以进一步保证因温度变化的传输信号的品质。
以下，利用附图按照实施例来具体说明本发明的细节。
为了期望说明内容的定量明确性，将所述LED的电气等效二极管模式的参数、以及如下选择其工作条件的情况作为典型的数值解析对象来例示。
假设Rs为10Ω，发光工作点附近的Cd的平均值为200pF，脉冲高电平时的发光工作点的正向峰值电流If的定常值为20mA，获得该电流的正向电压Vd的值为Vhigh，输出光信号的消光比确保20以上。不用说，这是实现高速的光数据链接中比较严格的器件的参数和驱动条件。
对于获得光输出信号为高状态的正向电流为20mA来说，求达到20的低电平的正向电流为1mA，而且，分别假设此时的正向电压Vd＝Vlow、即1.9V，热电动势(N·Vt)的值为50mV。如果使用这些数值根据上述二极管的正向电流的关系式来计算，则为了得到If＝20mA所需要的正向电压值Vhigh为2.05V。
另一方面，由于正向电流20mA产生的Rs的电压降为0.2V，将它们合并而从外部应该施加到LED正极-负极之间的电压Vh为2.25V。
图1的方框图表示用本发明的基本矩形电压来驱动LED的电路结构的实施例1。
这里，将决定脉冲高电平的基准电压Vh、决定低电平的V1＝0V的两个输入用控制定时脉冲通过小信号MOS电压开关Q1和Q2来切换而作为矩形电压脉冲发生信号输入，成为将该信号用缓冲放大器放大输出方式的LED驱动电路。
图2是用本发明的基本矩形电压脉冲来驱动LED的电路的另一实施例2。
与实施例1不同，在暂时缓冲放大基准电压、有大的输出电流负荷并可以保持一定电压后，将该电压直接通过功率MOS开关Q3和Q4切换并输出，将它直接输出到LED，其结果是用矩形电压脉冲来驱动LED的方式。
驱动LED负荷的输出电路根据以矩形脉冲高速驱动大电容负荷的目的，使输出阻抗比Rs高一位数左右，在这里考虑的条件下小于1Ω，并且，需要具有可以输出最大100mA左右的峰值电流的能力。
图5至图7示出满足该条件的增益1的高速缓冲放大器的具体电路实施例。实施例是Bi-CMOS处理产生的电路，即使在低电源电压工作时也可以大振幅工作，并且，具有兼备几百MHz以上的宽频带特性和100mA以上的高电流驱动能力的特征。
图5的实施例将双极晶体管组成的差动放大器作为输入电路来使用，是输入输出偏移电压误差小并且以低噪声为目标的高速缓冲放大器电路。输出最大电压被限制在比Vdd低0.8V左右的低电压，但在负极接地使用n衬底的LED的情况下没有问题。但是，使用的电源电压下降，难以达到Vdd和Vh之差为1V以下的工作条件时的需要。此外，由于输入电路的限制，所以V1的最低电压也被限制在约1V以上。
通过采用输入电路的同相输入电压容许范围宽的差动放大电路和在输出电路中设置对Vdd的阻止电路，可以实现消除图5所示的电路的输入输出工作范围的限制。
该实施例是图6所示的高速缓冲放大器。
由于在输入上使用P沟道MOS晶体管(P-MOS)的差动输入电路，所以在输入为0至(Vdd-0.5V)的范围内可以工作。由于使输出电压接近Vdd，所以将与npn晶体管并联连接的P-MOS连接到Vdd端，晶体管的饱和后通过MOS晶体管提高到Vdd，具有实现高速性、高电流驱动性、输出电压增大的特征。
根据实际的处理进行设计后，与图5的实施例相比，带宽多少有些变窄。此外，尽管有产生mV级的与设定输入值的偏差可能性等缺点，但具有与输入的信号电平和输出负荷的形态无关，可以完全使用Vdd和接地之间的电压来工作的特征。
在图5和图6所示的实施例的输出电路中，在输入和输出达到平衡的平衡点工作时，输出双极晶体管的偏置电流大致为零，所以高频输出阻抗变大，在电源等的噪声变动上有减弱的倾向。
以改善该弱点为主要目标，是设计以图6为基本形的电路，而图7表示高速缓冲放大器的实施例。
在该电路中，以高速的pnp晶体管的支持为前提，通过二极管D100、D101和电阻R100，在输出晶体管Q100和Q101中常时流动偏置电流，使输出电路进行AB级工作。通过使偏置电流最佳，可以将输出晶体管的工作截止频率在任何时候都保持在晶体管的最高截止频率的附近，可以实现不依赖于工作条件的缓冲器整体电路的高频特性维持和一定的过渡响应。
在上述实施例1和实施例2的驱动电路中，为了按照从外部输入的信号脉冲信号Vp来用MOS开关依次切换基准电压，以时序来控制输出脉冲电压电平，从而获得矩形电压脉冲，需要对MOS开关进行控制的脉冲Ch、C1。
图8表示以控制脉冲求出的各种信号的时序和定时波形。
作为产生脉冲Ch、Cl的电路，可以用图中所示的简单逻辑电路来产生。各种信号的定时波形和输出电压Vout的波形为理想的阶跃响应，电路信号延迟作为某个延迟而模式地插入延迟时间并如图示。再有，与电压输出Vout的波形有关，这里有V1为0V的情况，所以与点划线的波形对应。
最初，LED上施加的电压脉冲的低电平V1有为0V的情况，但为了以下的比较参照，首先调查以往的固定电流脉冲驱动。在将20mA振幅的固定电流脉冲输入到LED时，如图24所示，Vd的时间变化在达到最终定常值的尖峰电压Vhigh之前以线性增大的函数进行响应。
随着该线性电压上升，定量地调查随时间而指数函数增大的正向电流、即光信号的上升工作波形的结果，达到最大电流振幅的50％的值的延迟时间td为19ns，而从那时起达到90％的正向电流的时间、即光输出信号强度的上升时间tr为3.5ns。
另一方面，代替现有的固定电流脉冲驱动，在按照本发明的矩形电压脉冲来驱动时，如上所述，如图23所示，Vd的上升波形与由时间常数(Rs·Cd)决定的指数衰减函数表示的最终值的Vhigh渐近。即，根据将模拟的2.25V振幅的固定电压矩形脉冲输入到LED时求出的结果，延迟时间td为3.7ns，上升时间tr为5.3ns。
如果来比较以上两个不同驱动方式的模拟结果的数值，对电压脉冲输入电平变动开始起的延迟时间和上升时间进行合计的达到LED的定常发光电平前的时间，固定电压脉冲驱动的一方与固定电流脉冲驱动相比为一半以下，可判明固定电压驱动的一方对高速调制更有利。
但是，虽说过渡响应时间变短，但达到定常值前的合计时间依然需要9.0ns。如果元件特性适合高速工作那样使特性参数值多少被缓和，则元件电容Cd也变为100pF的一半，或者Rs变为5Ω的一半，可光传输的比特速率的实现范围被限定在100Mb/s以下的中速区域。
使用具有与上述相同特性的LED，为了实现更大的高速调制动作，也可以固定在一定的DC偏置电压上来代替将低电平电压V1下降至零。
该基本电路结构的实施例不改变图1和图2所示的实施例的电路图，而仅将输入基准电压V1为0V的情况提高设定到一定的DC偏置电压就可以。因此，开关控制的逻辑电路也不改变图8和图9所示的电路，其脉冲定时波形也与图示的波形相同。但是，通过获得施加低电平的DC偏置部分比0V高的电平，输出电压波形的Vout的工作波形与实线表示的响应波形相当。
具体地说，例如作为V1的值，考虑加上1.6V的DC偏置的情况。首先来调查下降时的动作，由于输入电压从2.25V的高电平转移到1.6V的低电平，所以在Rs两端上施加的电压为0.65V。由此，放电电流的峰值达到65mA，与将V1提高设定为1.6V无关，可以相应确保大值的电流注入，如后述那样，下降时间缩短1.5ns左右。
另一方面，与上升响应有关，相反地变化为从输入1.6V的低电平到2.25V的高电平的阶跃状的脉冲驱动。根据与此相对的响应波形的模拟求出的延迟时间td是1.2ns，上升时间tr是5.3ns。其结果，发光强度达到定常值的合计时间从输入脉冲的电平变化开始起为6.5ns，与将所述初始状态的V1设定为0V时的响应相比，td缩短的时间部分为2.Sns。
而且，为了缩短过渡响应时间来实现高比特速率的光传输，固定电压脉冲驱动的脉冲的高电平为单一值，根据保持一定的电压波形来代替中途变化的二值电压波形，最初将高电平设定为高电压Vh2，然后，在光输出达到期望的强度时，采用以返回到定常电平的电压Vh1＝Vh的二值电压脉冲来驱动的发明是有效的。
不言而喻，也可以单独采用本发明的驱动方式，图3表示将尽可能高速为目标的动作进行定量的有目的添加的LED驱动电路的块结构。
本实施例3是这样类型的LED驱动电路：输入规定高电平的三个基准电压Vh2、Vh1、V1，依次通过小信号MOS电压开关Q5、Q6和Q7来切换它们，产生具有二值高电平的电压脉冲，将该电压脉冲高速缓冲放大并输出。对于输出高速缓冲放大器来说，已经具体详细地说明了图5至图7所示的实施例，所以省略。
作为用高电平二值的电压脉冲驱动的另一形式的电路实施例，作为单一矩形脉冲驱动的与实施例2的动作类似的方式，有图4电路的实施例4。即，是将输入的基准电压Vh2、Vh1、V1暂时缓冲放大，可进行大电流负荷的连接，并直接通过MOS开关Q8、Q9、Q10来切换它们的电压而产生二值电压脉冲方式的LED驱动电路。
即使以上两方式的某个二值电压脉冲驱动电路，开关控制也都相同，图10表示其需要的脉冲发生逻辑电路和它们的信号的定时波形、以及输出电压Vout的波形。
在表示以上的二值电压脉冲方式的驱动电路中，切换与外部输入信号Vp的变化对应的每个定时参照的电压源来决定脉冲波峰，整形为要产生的脉冲形状。作为除了它们以外的二值电压脉冲发生方式，还有常常以V1作为基准来固定，作为与高电平相关的V1基准电压之差来依次相加的方式。
图12是其具体的电路实施例5。
这里，将基准电压-V1反向放大，将常时输出Vout的基准电压固定为V1。而且，将差信号电压(Vh1-Vh2)和(V1-Vh1)通过小信号MOS电压开关Q11和Q12来切换输入的通/断，高转移当初将两者与V1相加，得到Vout＝Vh2，从中途起使Q11关断而仅切断前者，并返回到Vout＝Vh2，Q11和Q12双方在关断时都为V1和返回到低电平。
结果，得到取得二值高电平的电压脉冲输出。在LED驱动电路的输出上使用反向-合成缓冲放大器。在该方式中，高电压转移时的初始过驱动电压(Vh2-Vh1)作为来自定常高电平电压Vh1的差分而开关输入，所以基准电压的设定变动和误差变小，结果，具有光信号的响应特性变动本身也被减小抑制的特征。但是，从外部输入的基准电压需要是完全的负值，所以如果用Vdd的单一电源来使电路工作，则不可避免不能获得从外部供给这样的缺点。
再有，输出缓冲器电路基本上需要差动输入放大电路，但在图6或图7所示的电路中，如果分离将输出电压直接反馈到反向输入端子的连接，则可以原封不动地利用。
在实施例5中，在回避需要负的基准电压源的缺点时，使用不同的电压相加方式，也可以仅使用正的基准电压源，并用单一电源可工作的电路。
图13表示按照该宗旨设计的LED驱动电路的实施例6。
这里，在各基准电压信号线上分别安装两个小信号MOS电压开关Q13和Q14、以及Q15和Q16，对输入基准电压或降低至接地进行切换。基于电路工作原理，对V1输入端子和开关通过后的二输入端子合在一起的三个电压时常进行加法平均的电压成为Vout。
结果，形成高电平二值变化的电压脉冲，缓冲放大并输出该电压脉冲。在按上述实施例5和实施例6的电压加法方式来控制二值电压脉冲驱动电路中，开关控制脉冲有两种就可以。通过使用图14所示的脉冲发生逻辑电路，可以产生期望的控制脉冲。图14同时示出各信号的定时波形和输出电压Vout波形。
以上，使用从记述的实施例3至实施例6的任何一个电路来定量解析用高电平为二值的电压脉冲驱动LED时的响应波形。在脉冲上升沿的初始波峰电压Vh2为2.6V，随后的定常电平电压Vh1设定为2.25V的情况下，即与所述单值的波峰电压2.25V相比，如果调查提高驱动仅0.35V的脉冲上升的初始值高电平的情况，则延迟时间为0.71ns，上升时间为1.25ns。
根据该驱动方式，可得到将发光强度达到定常值的时间大幅度地缩短到1.96ns的结果。其中，上升沿中的瞬间峰值电流达到100mA，与20mA的If的定常驱动电流相比，大致增大5倍。在传输任意图形的信号时，由于注入冲击脉冲状的100mA的电流，所以需要电路工作上可与冲击脉冲动作对应的特别注意的设计，但这种程度的值不是可实现上成为大障碍的值。
在实施例1至实施例6中，固定电压脉冲的高电平是单一值并为二值，在从高电平转移到低电平时，从电压Vh＝2.25V改变为V1＝1.6V的阶跃状。如果调查此时的光输出脉冲的下降时间，则为1.51ns。该值与上述高电平使用二值的固定电压脉冲驱动时的1.25ns的上升时间大致相同，是暗示有可进行几百Mb/s的传输可能性的数值。
如果V1下降至0V，则当然存在下降时间减小到接近0.5ns的可能性，但不仅与上升时间的平衡变差，而且不有助于高速化。在下降中，与电脉冲对应的上升延迟所需的时间不过是0.1ns左右。
另一方面，在实施例4至6中，延迟时间缩短为0.7ns也是依然不能忽略的值，包括上升、下降校正的输出光信号的脉冲宽度与外部输入信号脉冲Vp的宽度相比变窄0.5ns左右。如果与上述同样使用对应高速化的元件，则在LED的元件固定数的Rs或Cd的值的某一个可以减小1/2的情况下，通过采用上述本发明的LED驱动电路，也可实现最大传输速率达到500Mb/s的光数据链接。此时的脉冲宽度狭窄量被估计为0.25ns。
采用上述任何一个部件，在原理上都使LED输出光信号脉冲的宽度变窄的脉冲狭窄现象极大地减小残留。该狭窄量在成为信号传输上的占空比的变化或时间抖动问题时，在原理上，可以通过采用以所述驱动方式产生的仅补偿脉冲狭窄量的高脉冲宽度的发明来解决。即，该方法如下：附加预先仅扩大脉冲狭窄量部分的输入信号高脉冲宽度的电路，并扩大LED驱动电压脉冲宽度本身。
实现它的驱动电路的基本工作原理是：在从实施例1到实施例6的电路中，仅变更控制脉冲发生电路就可以。作为控制脉冲发生电路应该包括的功能，以对外部输入信号波形进行暂时良好地矩形整形的脉冲为基础，最大组合使用两个延迟电路和逻辑合成电路，产生仅将高电平的脉冲宽度扩大所述狭窄量的时序脉冲。基于该脉冲，在按期望的定时依次选择切换基准电压，产生输出阻抗低的电压脉冲中，按照所述电压脉冲的产生方式，开关控制脉冲发生逻辑电路的结构有所不同。
图9所示的开关控制脉冲发生逻辑电路是单值矩形脉冲驱动电路方式的实施例1和2中采用的控制脉冲发生电路。在图中，示出具体的输入信号脉冲Vp、扩大脉冲宽度的控制脉冲C1和Ch的顺序波形、输出电压Vout的波形。
图11是二值电压脉冲驱动电路方式的实施例3和4中采用的开关控制脉冲发生逻辑电路和各种信号的顺序波形。通过扩大脉冲宽度的Ch1和C1与未改变脉冲宽度的Ch2的组合，来扩大驱动电压脉冲Vout的高脉冲宽度。
图15同样是二值电压脉冲驱动电路方式的电路结构不同的电压相加方式的实施例5和6中采用的开关控制脉冲发生逻辑电路及信号的定时波形。通过不改变控制脉冲Ch而仅扩大控制脉冲C1的脉冲宽度，来获得仅扩大高脉冲宽度的驱动电压脉冲Vout。
在实施例4至实施例6中，由于高电平宽度的狭窄量为0.5ns，所以在逻辑合成电路中应该设定的脉冲宽度扩大的最佳值为0.5ns，但在多数高速LED驱动电路中，实际上按2ns以下的脉冲宽度扩大来补偿就足够了。因此，脉冲宽度扩大上不可缺少的信号延迟电路也减小电路规模后，由于在IC芯片内可以紧凑地组装，所以LED驱动电路本身可以进行尺寸小的单芯片IC化。
在以上说明的过渡响应的具体数值结果中，采用LED元件参数的比较大的电容Cd＝200pF和串联电阻Rs＝10Ω。如果LED电容的Cd值小，则与其成比例减小，LED的串联电阻Rs的值也同样变小。因此，通过LED元件特性的选择，可以容易地实现直至500Mb/s左右的传输率的光数据链接，如果使用本发明的LED驱动电路，则可以用低成本来实现使用LED的千兆以下比特速率的光数据链接最小的消耗功率增大。
以上，作为代表例，图26表示使用以采用的接近LED电气特性的所有参数记述的实际的LED二极管模式，来解析二值电压脉冲驱动时的LED的电压·电流工作波形和输出光信号波形的结果。具体地说，是相对于250Mb/s的重复信号的特性，输入到LED的电压的电平值分别为V1＝1.6V、Vh＝2.25V、Vh1＝2.10V；驱动脉冲的上升时间和下降时间分别为0.6ns，而高脉冲宽度扩大时间为0.8ns。如果使用与理想的矩形脉冲不同有限的过渡响应脉冲，则与过渡响应时的峰值电流受抑制的倾向无关，可得到保证光输出波形的占空比为2∶1的良好脉冲形状。将进一步改善与高速对应的特性的LED来代替它，如果使驱动条件最佳，则可以容易地推测可以进行500Mb/s以上的传输。
以上仅集中说明了室温动作，下面说明温度变化时的对应对策。
与Si相比，尽管能带间隙大，但红色LED在本质上仍是二极管。因此，在一定值的正向电流流动时所需的正向电压Vf相对于与硅二极管同样的工作温度变化具有二极管固有的大的温度依赖性。
如上所述，在通过理想的二极管中流动的电流而可以忽略Rs产生的电压效果的情况下，与元件的材料无关而决定温度依赖性大小的参数仅有活化率N。N依赖于器件，实际上，在LED的发光所需的电流流动时，由于Rs产生的电压降在不能忽略的工作区域，所以表示从单纯的理想工作状态偏离的动作，而如果选择彼此的工作条件，LED的温度依赖性显示与硅二极管的情况大致一致的特性，即使不同也在百分之几十以内。
因此，与温度变化无关，为了将LED中流动的电流保证到某个特定的一定值，使通过该电流的Vf的值与温度变化一致并跟随驱动电压电平就可以。即，设计可以控制的电路，使得经常跟随LED的正向电压的温度变化来产生保证LED高速工作的DC偏置电压的低电平V1和决定光输出强度的Vh。
图16至图18表示与该目的一致的基准电压发生电路的基本结构的具体例。
在图16中，使用以能带间隙基准电压等作为基准的稳定恒流源I1来产生不依赖于温度的直流电流，选择电阻R51、R52、R53和具有与LED的温度变化量相同正向电压依赖性的硅二极管Si·D来从属连接，得到3个基准电压V1、Vh1、Vh2。电阻的值可以通过与使用的直流电流值分别对应的Si·D的正向电压、要产生的3个基准电压来唯一地决定。
在图17中，使用与电-光变换中使用的LED相同特性的直接产生的基准电压。在这种情况下，将从恒流源I1产生的直流电流按与LED在OFF时的低电平信号时流动的电流相同的值来设定，并根据该电流值来决定产生电压差(Vh1-V1)和(Vh2-V2)的R54和R55的电阻值。
以上，准备一个稳定恒流源和具有与LED相同温度依赖性的元件就可以，十分简便，但需要输出基准电压的输出阻抗比较高和调整从接地浮起的电阻值。
图18的实施例使用具有与稳定基准电压Vref本身和LED相同的温度依赖性的Si·D元件、以及不需要其高频特性的2个反馈放大器的电路。Si·D中流动的偏置电流由Vref/R10赋予，一旦产生V1，再以它作为基准来产生Vh的电路。在这种情况下，V1的输出电压和Vh的输出电压可以用分别接地的R10和R14来调整，所以可以容易改变为从IC外部进行调整的结构。此外，在电压Vh2未产生时，通过再增设一个电路可以形成与产生Vh1＝Vh电路相同的电路。图21表示本实施例。
一般地，由于LED的发光效率具有负的温度系数，所以与Vh的控制有关，与Vf相比，通过减小设定温度系数，对于实质上的温度变化来说，可以在电流高的值时具有正的温度系数，由此可以补偿光输出脉冲振幅随着温度上升而减少。作为具有这种作用的实施例，图19表示对图18进行修正的情况。
一旦产生稳定电压，使得与室温下电压差(Vh-V1)一致，就求与V1之和，并产生Vh。因此，Vh相对于V1变为不依赖于温度的具有一定电压差的电压。在Vh1＝Vh并且未产生Vh2时，不用说，增设与Vh发生电路相同的电路较好。
以上是如下的情况：使用相同的LED来作为电压基准，或选择具有与LED相同的发射系数N的硅二极管并作为电压基准使用，一边补偿温度依赖性一边产生基准电压V1和Vh、或Vh1和Vh2。原则上，仅在制作LED驱动电路IC的处理结束时，在多个处理中，硅二极管的温度变化与LED的温度变化相比很小的情况多，并且，由于LED的正向电压高，所以适当放大该处理的硅二极管正向电压的变化并增大温度系数而与LED的情况一致，而且通过合成正电压不足部分的DC电压偏置，可以与LED的特性完全一致。
将其具体化的电路例是图20。
在适当放大Si·D的正向电压后，加上一定电压的DC偏置，产生VI和Vh。
此外，为了将LED驱动电路作为通用部件来使用，可以柔软地应用在各种LED上，不能对应将IC内的电路数固定的方法。对此，如果写入并保持使用EEPROM中使用的LED的温度特性数据的IC处理的二极管正向电压的温度特性数据，将IC基板上的硅二极管正向电压用AD变换器产生EEPROM修整数据，将EEPROM输出数据输入到D/A变换电路而使用产生跟随电压，则可以解决。
将其作为具体表现的框图是图25所示的EEPROM和D/A变换器组合构成的温度补偿型基准电压发生电路。在EEPROM中通过端子W控制而写入预先写入的数据Data，在动作时，LED驱动器电路中内置的块或按基于外部输入时钟Clk的定时用控制电路Ctrl对3个D/A变换器的数字数据进行更新。
作为更积极地保证一定光信号的部件，在本说明书的附图中未示出，但通过在LED的附近设置用于强度监视器的光检测器，设置控制驱动电压脉冲的电压的反馈电路而使得该强度监视信号的平均输出保持一定值，可以更稳定地保证因温度变化的传输光信号的品质。如果使用它，则可以补偿LED随着经过时间产生的特性恶化。
以上，参照附图说明了本发明的LED驱动电路的具体例。
下面说明本发明的光发送接收模块。
图27是例示本发明的光发送接收模块的概略结构的主要部分斜透视图。
通过使用上述的驱动电路，对于本质上保持大值的结电容的LED也可以高速调制，脉冲波形失真小，可以实现可对应于消耗功率小的低电压电源的光发送接收模块。即，图中所示的模块包括装入本发明的LED驱动电路的IC1、LED元件2、使模块动作的附带电容9和电阻10。这些部件被集中安装在子模块基板4或塑料模压用引线框架上，成为子模块。
为了使该子模块上的LED和塑料-纤维等光导波路进行光结合，在模块中设置集中整形的光连接器5。此外，具有以下特征：在模块的一端设置与外部电结合的引线6，通过塑料封装成为集中模压的结构。
在图27中，将引线仅设置在模块的一侧端，但设置引线的地方可以适当选择，例如也可以设置在外壳的其它侧端上。此外，也可以附带确保将模块安装在印刷电路板上时的机械强度目的的引线。此外，即使形成与发送模块并排安装接收模块而一体成形的收发器模块的结构，也未脱离本发明的宗旨。
在图27中，作为这样的光发送接收模块的例子，例示了内置光检测器3和接收IC8的情况。根据本发明，用单一的电源来动作，在通常的散热设计中，可以按低成本来提供可使用的低消耗功率且小型的光连接器结合型塑料光发送接收模块。
以上，在本发明的光元件驱动电路中，说明了使用Bi-COMS处理的具体例。但是，本发明不限于这些具体例。例如，不用说，在按照构成具体的电路情况中采用的晶体管元件的特性而需要修正电路，但不限于Bi-COMS，即使在采用Si双极晶体管或CMOS元件等其它晶体管元件的情况下，不言而喻，也未脱离本发明的宗旨，可实现在原理上进行相同动作的光半导体元件驱动电路。
根据本发明，使用在以往不能高速驱动的LED也可以就小高速调制，输出光脉冲波形的失真小，消耗功率的增大也被抑制到最小限度，并且，可以将所有电路紧凑地安装在IC内部，所以单芯片IC化容易，即使是低电压电源也可以实现可工作的LED驱动电路。
作为其结果，电源电压在与其它信号处理IC共用的单一电源下动作，而且，在通常的散热设计中，可以按低成本来提供可使用的低消耗功率且小型的光连接器结合型塑料光发送接收模块。

Claims (30)

1.一种LED驱动电路，是直接电连接驱动LED类型的，其特征在于包括：脉冲生成电路，通过对外部输入信号进行波形整形，生成脉冲宽度一定的矩形电压脉冲；以及电压传输电路，根据所述矩形电压脉冲，将低电平的第1输出电压或高电平的第2输出电压施加到所述LED上；
所述高电平实质上等于为了从所述LED输出规定强度的光而产生必要的所述LED正向峰值电流的正向电压，所述低电平实质上等于用于使所述LED的发光强度为零或达到可以忽略程度的值的电压；
与所述LED的内部串联电阻相比，输出阻抗低。
2.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，所述低电平在为了使所述LED的正向峰值电流产生具有按所述LED的消光比分配的值的正向二极管电流所需的电压以下，并且，最高重复信号传送时产生的光信号的低电平为低速传输时产生的所述光信号的低电平的2倍以下的所述正向电压以上；
通常将比0V高的一定预置电压施加在所述LED上。
3.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，所述低电平和所述高电平即使在所述LED的工作温度变化时，也随着所述LED的工作温度而变化，使得所述LED中流动的正向电流常常一定。
4.如权利要求1所述LED驱动电路，其特征在于，所述电压传输电路具有将比所述第2输出电压的高电平高的高电平的第3输出电压施加到所述LED上的功能，在施加所述第3输出电压后将所述第2输出电压施加到所述LED上；
所述第3输出电压的高电平和所述第2输出电压的高电平之差在1V以下，所述第3输出电压的高电平在5ns以下、并且在所述矩形电压脉冲的脉冲宽度以下。
5.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，驱动所述LED的输出脉冲的脉冲宽度按与所述矩形电压脉冲的脉冲宽度相等那样被整形，所述输出脉冲的高电平期间在2ns以下。
6.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，驱动所述LED的输出脉冲在瞬态转变时具有相对于完全的矩形形状20％以上的振幅过冲，并且所述输出脉冲的脉冲宽度与所述矩形电压脉冲的脉冲宽度相同或在3ns以下。
7.如权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，还包括：光检测器，监视所述LED的发光强度；以及调整电路，对驱动所述LED的输出脉冲的振幅进行调整，使得所述LED的发光强度的平均值一定。
8.一种LED驱动电路，其特征在于包括：
电压生成电路，生成低电平的第1输出电压和高电平的第2输出电压；
第1 MOS开关，将所述第1输出电压传送到输出端子；
第2 MOS开关，将所述第2输出电压传送到所述输出端子；以及
脉冲生成电路，对外部输入信号进行波形整形，生成相互互补关系的第1和第2矩形脉冲；
LED电连接到所述输出端子，将所述第1矩形脉冲输入到所述第1 MOS开关的栅极，将所述第2矩形脉冲输入到所述第2 MOS开关的栅极；
所述高电平由为了从所述LED输出规定强度的光所必需的所述LED的正向电流或正向电压来决定，所述低电平按为了使所述LED的发光强度为零或达到可以忽略程度的值的电压值来设定。
9.如权利要求8所述的LED驱动电路，其特征在于，在所述第1和第2 MOS开关与所述输出端子之间连接缓冲器。
10.如权利要求8所述的LED驱动电路，其特征在于，所述第1输出电压经由第1缓冲器输入到所述第1 MOS开关，所述第2输出电压经由第2缓冲器输入到所述第2 MOS开关。
11.如权利要求8所述的LED驱动电路，其特征在于，将所述低电平设定为必要电压以下的电压值，以便产生具有按所述LED的消光比来分配所述LED的正向电流的正向二极管电流。
12.如权利要求8所述的LED驱动电路，其特征在于，对以最高频率工作时从所述LED发出的光的强度进行设定，使得该强度为在通常频率下工作时从所述LED发出的光的强度的2倍以下。
13.如权利要求8所述的LED驱动电路，其特征在于，通常对所述LED施加比0V高的一定电压来作为DC预置。
14.如权利要求8所述的LED驱动电路，其特征在于，包括控制电路，随着所述工作温度的变动来变化所述LED的正向偏置电压，以便在所述LED的工作温度变化时，保证所述LED中流动的正向电流达到一定值。
15.如权利要求8所述的LED驱动电路，其特征在于，从所述脉冲生成电路输出的矩形脉冲具有在瞬态转变时20％以上的振幅过冲特性，并且，该脉冲宽度与所述外部输入信号的脉冲宽度相同，或者在3ns以内。
16.如权利要求8所述的LED驱动电路，其特征在于，包括：光检测器，在所述LED的附近监视发光强度；以及调整电路，对从所述脉冲生成电路输出的矩形脉冲的振幅进行调节。
17.一种LED驱动电路，其特征在于包括：
电压生成电路，生成低电平的第1输出电压、第1高电平的第2输出电压、以及比所述第1高电平高的第2高电平的第3输出电压；
第1 MOS开关，将所述第1输出电压传送到输出端子；
第2 MOS开关，将所述第2输出电压传送到所述输出端子；
第3 MOS开关，将所述第3输出电压传送到所述输出端子；以及
脉冲生成电路，对外部输入信号进行波形整形，并生成第1、第2及第3矩形脉冲；
LED被电连接到所述输出端子，将所述第1矩形脉冲输入到所述第1 MOS开关的栅极，将所述第2矩形脉冲输入到所述第2 MOS开关的栅极，将所述第3矩形脉冲输入到所述第3 MOS开关的栅极；
在所述第3矩形脉冲变为高电平后，所述第2矩形脉冲接着变为高电平，所述第1矩形脉冲具有与获得所述第2和第3矩形脉冲的“或”值互补的关系；
对所述LED施加的高电平的电压有2个值。
18.如权利要求17所述的LED驱动电路，其特征在于，在所述第1、第2和第3 MOS开关与所述输出端子之间连接缓冲器。
19.如权利要求17所述的LED驱动电路，其特征在于，所述第1输出电压经由第1缓冲器输入到所述第1 MOS开关，所述第2输出电压经由所述第2缓冲器输入到所述第2 MOS开关，所述第3输出电压经由所述第3 MOS开关输入到所述第3 MOS开关。
20.如权利要求17所述的LED驱动电路，将所述低电平设定为必要电压以下的电压值，以便产生具有按所述LED的消光比来分配所述LED的正向电流的正向二极管电流。
21.如权利要求17所述的LED驱动电路，其特征在于，对以最高频率工作时从所述LED发出的光的强度进行设定，使得该强度为在通常频率下工作时从所述LED发出的光的强度的2倍以下。
22.如权利要求17所述的LED驱动电路，其特征在于，通常对所述LED施加比0V高的一定电压来作为DC预置。
23.如权利要求17所述的LED驱动电路，其特征在于，包括控制电路，随着所述工作温度的变动来变化所述LED的正向偏置电压，以便在所述LED的工作温度变化时，保证所述LED中流动的正向电流达到一定值。
24.如权利要求17所述的LED驱动电路，其特征在于，将驱动所述LED的高电平的电压脉冲在所述电压脉冲的上升之后的最初一定期间设定为所述第2高电平，而在其余的期间被设定为所述第1高电平，将所述第1至第3矩形脉冲的高电平设定为与所述第2高电平相同的值。
25.如权利要求17所述的LED驱动电路，其特征在于，所述第1高电平和所述第2高电平的电压差在1V以下，所述第2高电平的所述第3输出电压仅在5ns以下的期间内持续输出，并且，所述第3输出电压的振幅和宽度比所述第3矩形脉冲的振幅和宽度小。
26.如权利要求17所述的LED驱动电路，其特征在于，从所述脉冲生成电路输出的矩形脉冲具有在瞬态转变时20％以上的振幅过冲特性，并且，该脉冲宽度与所述外部输入信号的脉冲宽度相同，或者在3ns以内。
27.如权利要求17所述的LED驱动电路，其特征在于，包括：光检测器，在所述LED的附近监视发光强度；以及调整电路，对从所述脉冲生成电路输出的矩形脉冲的振幅进行调节。
28.一种光发送接收模块，其特征在于，包括：具有如权利要求1至7任何一项所述的LED驱动电路的IC；连接到所述LED驱动电路的输出端子的LED；安装有所述IC和所述LED的子模块；与所述LED光学结合的光连接器；与所述IC和所述LED电结合的引线；以及装入所述IC、所述LED、所述子模块、所述光连接器和所述引线的外壳。
29.一种光发送接收模块，其特征在于，包括：具有如权利要求8至16中任何一项所述的LED驱动电路的IC；连接到所述LED驱动电路的输出端子的LED；安装有所述IC和所述LED的子模块；与所述LED光学结合的光连接器；与所述IC和所述LED电结合的引线；以及装入所述IC、所述LED、所述子模块、所述光连接器和所述引线的外壳。
30.一种光发送接收模块，其特征在于，包括：具有如权利要求17至27中任何一项所述的LED驱动电路的IC；连接到所述LED驱动电路的输出端子的LED；安装有所述IC和所述LED的子模块；与所述LED光学结合的光连接器；与所述IC和所述LED电结合的引线；以及装入所述IC、所述LED、所述子模块、所述光连接器和所述引线的外壳。
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