CN1653740A - 发射装置与接收装置 - Google Patents

Abstract

在一发射/接收概念中，使用具有码速度大于或等于0.5的一冗余加法编码器，以获得两不同发射器的两数据流，所述两发射器被配置于不同空间位置。在所述接收器中，接收信号的取样是由与所述的第一发射器同步的一第一取样器(40a)进行，且其输出是藉由与第二发射器同步的第二取样器(40b)，以获得一第一与一第二接收信号，此等接收信号被传至一格子译码器(54)以获得译码的第一(56a)与第二(56b)接收次群组的码单元，其乃再被传入一计算装置(58)以计算出干扰信号，该等干扰信号乃与对应的接收信号相组合(60a、60b)以完成一干扰降低(60)。该接收器概念说明一快速的收敛，且使得两发射器在相同频率带上发射所需的带宽为二发射器在不同频率发射的一对应发射器概念的频带宽的一半。

Description

发射装置与接收装置

技术领域

本发明是关于一数字通信技术，且特别是关于用于讯息通信的观念，其是透过具有一储存衰弱的信道，例如无线信道。

背景技术

WO 00/367783是揭露一种用于发射信息的装置与方法，以及用于接收信息的装置与方法。所述用于发射信息的装置是包含一信息来源、具有码速度小于1/2的一冗余-加法编码器、一分离器，用于将所述编码器的输出分离为两个不同的资料流，其中一数据流的发射是透过一第一信道，而另一数据流的发射是透过一第二信道。该冗余-加法编码器完成一前进的错误校正，其是被用于一接受器侧的译码器，以确保良好的接收品质。

所述的第一与第二信道是不同的，其空间上是不同的，且整合一时间变异函数，亦即透过所述的第一信道所发射的信息，再次于下一时间点透过另一信道发射。

在所述的接收器侧有两个接收器存在，其彼此并不相同，一方面用于接收透过所述第一信道所发射的信号，另一方面用于接收透过另一方面所发射的信号。使用一结合器，将所述接收器输出信号结合，且将其送至一译码器，例如设定为一维特比(Viterbi)译码器，且其输出值被送入一李德所罗门(Reed-Solomon)译码器。

已知在不同位置配置两卫星作为发射器的的发射/接收系统，是在不同的频率带上发射。由于卫星接收信号是在不同的频率带，且可用频率选择方式接收，所以可以简单区分来自不同卫星的信号。

然而，事实上此概念的缺点在于需要两完整的频率带，亦即第一位兴是在第一频率带发射，而第二卫星是在第二频率带发射。

然而，一般而言，发射信道的带宽是很珍贵的，所以在应用上通常仅可获得一点带宽或者一应用所需的带宽及花费昂贵。因而大幅增加系统的成本。特别是在传播应用上，在接收装置中，必须分为发射器与卫星的发展与架设。，因而造成成本的增加。然而，特别是在传播接收器的竞争市场中，些微的价格差距可导致一系统被市场所接受而另一系统落败且在市场上消失。

发明内容

本发明的目的是提供一种更有效节省成本的发射/接收装置。此目的可借由根据权利要求1的发射装置、根据权利要求11的发射方法、根据权利要求12的接收装置或是根据权利要求21的接收方法而达成。

本发明的基础在于为的达到一前进-错误校正，将一具有冗余-加法编码器的发射装置耦合至空间上不同位置的两发射器，以达到空间差异，其中更较佳为使用具有时间变异功能的一交织器。根据本发明，两发射器是在使用相同载体频率的频率戴上发射。根据本发明，借由个别的交织器，可达到具有向前错误校正的空间变异(透过冗余-加法编码器)，且较佳为在两发射装置的时间变异，相较于仅需要一半带宽的已知发射/接收概念，仍只需要一频率带宽，因而只需要一半的带宽成本。值得注意的是特别是在卫星传播，带宽减半可大幅降低成本。

当所述第一与第二发射器的发射信号是在相同的频率带，则其可重置于该接收器天线，且取决于该信道而造成较多或较少的强烈干扰。因而可实施本发明接收器的概念，因而与第一发射器相同，其将用于一接收天线与样品的接收信号同步化，在所述地发射器上以相同的同步化方式获得一第一接收信号与其它信号，以获得一第二接收信号。两种接收信号分别受到其它发射器的干扰而受到干扰。为了分别减少或是排除此种干扰，将所述两接收信号译码以撷取所接收的码单元，其是由冗余-加法编码器产生于发射器中。由这些码单元，计算所述接收器中的干扰信号，以及在在一重复回路中以一或多重复步骤，自所述两接收信号减去，以获得一干扰降低。该干扰降低的接收信号，亦即改善的接收信号，是在次被传送至该译码器，基于该干扰降低的接收信号，以撷取该码单元下的信息字符。为达此目的，提供一控制器，其一方面控制该重复，一方面决定是否决定该重复的终结条件。

再本发明的一较佳实施例中，使用具有码速度Rc为1/4的冗余加法编码器，其自一信息单元产生四个编码单元。而后这些码单元被分为两个码单元的次群组，因此该第一发射器获得两码单元，且该第二发射器亦获得两个码单元。在两发射分支中的各别交织器，是提供一时间变异函数，其对于爆冲错误的特别有利，例如深度衰减(deep fade)。各发射器还包含一QPSK映像器，以进行一QPSK调节。换言之，在一交织器的输出处，将两码单元分组，其上的QPSK符号是与此2码单元群组相关，其而后在一载体频率上偏移且由该发射器所发射。在该接收器中，习知的接收器前端下包含一天线与一下转换装置，提供一解映像器以自所接收的QPSK符号而回复所述的两码单元。

在本发明的一较佳实施例中，实施该解映像器作为一软解映像器，因此不需要进行任何的硬决定，而是提供码单元的机率0或1。在该解映像器之后，以机率呈现的码单元是再次被传送至一解交织器，其消除交织该发射器中的码单元。而后该「解交织的」码单元机率是被传送至一软进软出的译码器，其较佳士被实施为一BCJR-SISO译码器。自两接收分支而来的码单元机率是被传送至该SISO译码器，亦即作为预译码机率。

该SISO译码器是提供后译码机率于该输出侧的个别编码单元中，其是被用以估计该干扰信号。为达此目的，再次交织该后译码机率于该发射器中，且被传送至估计装置，以自该码单元机率而「软」估计所发射的QPSK符号。

在该接收器中，提供一发射信道特性于所估计的QPSK符号，其是由习知的信道估计方法而获得，以获得干扰信号，其最后是自所接收的信号中减去。特别地，自该第一接收信号减去在第二接收信号基础上所计算的该干扰信号，而自该第二接收信号减去以第一接收信号为基础计算的干扰信号，因而获得改善的第一与第二接收信号，其是被再次处理如「原始的第一与第二接收信号」，以使用进入的下一重复回路而再次计算后译码机率。

在本发明的一较佳实施例中，并非使用一习知的软式解映像处理器(demapper)，而是使用特别的软式解映像处理器(demapper)，其是使用呼叫信息进行一改善的解映像决定。为达此目的，在SISO译码器的输出处由后译码机率，计算一套外来的译码机率，其是在一分支中被送入该解映像处理器，在一对应的交织处理后，作为呼叫信息，以考量由于干扰减少所造成样品值中旋转变异的失真。

本发明的接收器观念优点在于可以使用一发射装置，其中两发射器在相同的频率带中运作，因此相较于习知技艺，仅需要一半的发射信道带宽。借由使用一信道译码器，较佳为SISO译码器且特别是BCJR译码器，反复进行干扰减少，通常可抑止在相同频率上进行两发射器之发射。由于该接收器中的组件可被使用数次，亦即对于各重复回路，所以该接收器的所耗费之力有限，且其成本与尺寸小于以双带宽的发射/接收概念所成者。

本发明概念的另一优点在于可达快速收敛。在第一重复步骤后，已可获得连续的干扰减少。在第四至第六重复步骤后，仅决定该被译码的码单元中的最小改变，因此可确保快速收敛。

本发明的另一优点在于可在基带中进行任何的处理，所以在进行干扰减少，例如在ZF带中或是在RF带中，虽然基本上可能需要，但是事实上不需要高费力且昂贵的数字电路或是模拟电路。

本发明的另一优点是可使用一般已知的模块，亦即该发射器以及QPSK解映像器中的FEC编码器与QPSK映像器、估计装置以及符合该发射器中FEC编码器的网格(trellis)译码器。

附图说明

如下所述，本发明较佳实施例的详细说明可参阅附图。

图1是一方块图，说明本发明的发射装置。

图2是说明本发明的较佳实施例。

图3是说明一时间持续发射的基带模式。

图4是一方块概示图，其是说明时间分离发射。

图5是一方块图，说明本发明的接收装置。

图6是说明本发明较佳实施例中具有软解映像器的接收装置。

图7是三维解释图，借由该接收信号样品的实部与虚部，说明无呼叫信息的解映像器的发射函数。

图8是说明机率密度函数作为在接收信号的样品中实部与虚部函数。

图9是说明当I与Q的预映像机率不同时，该解映像器的发射函数作为具有非环状失真(distortion)(non-circulardistortion)的接收信号样品的实部与虚部函数。

图10是说明图11解映设函数的所接收样品的机率函数。

图11是以I组件的不同预解映像机率为基础，说明该解映像器的发射函数。

具体实施方式

图1是一概示图，其是说明本发明的发射器。一信息来源10提供具有多信息单元的一信息字符u。此信息字符是被传送至一冗余加法编码器12，其具有小于或等于1/2的码速度。由该信息字符透过该FEC编码器12，产生多个码单元，其中更可操作该编码器12以将该多个码单元分成码单元的次群组。以该编码器的第一输出线14a，将第一次群组的码单元传送至第一发射器16a，而在该编码器的第二输出线14b，将第二次群组的码单元提供于第二发射器16b。所述的第一发射器16a是连接至第一发射天线18a，以发射第一发射信号；而所述的第二发射器16b是连接至第二发射天线18b，以发射第二发射信号。为了获得空间变异函数，将第一与第二发射器配置于不同的空间位置。然而，根据本发明，两发射器是在相同的频率带发射，因此该第一发射信号与第二发射信号是在自由空间重合。该两发射器较佳为配置在不同几何位置的卫星；而一接收器则是例如一行动载体中的传播接收装置。

其中图2是说明本发明图1较佳实施例的发射器。特别地，较佳是使用具有编码速度Rc为1/4的编码器作为编码器12，因而自具有多个信息单元的一信息字符u，产生多个码单元，其是小于或等于所述多个信息单元的四倍。所述多个码单元代表一码字符c，其是被分为两个次群组或是次码字符c⁽¹⁾与c⁽²⁾。该信息字符较佳为编码器12所信道编码的二位信息字符，该编码器12可为回旋编码器且具有一给定的记忆v以及等于1/4的速度Rc。此编码器终止是在输入K信息位之后，亦即在0状态输入多个信息单元，换言之这表示交织v「延迟(lagging)」终止位。因此，该编码器输出一码字符c＝(c₀，...，c_N-1)，包含＝K+v。

对于各输入位u_k，该编码器产生四个码位cn，其是在并联/串联转换器13a、13b中，被分别分为第一发射器16a或是第二发射器16b长度N/2的次群组或是次码字符。各发射器分别包含一交织器20a或20b。较佳是将此两交织器(ILV)实施为s-随机交织器，以进行置换，如1995年JPL-TDA进度报告(progress report)第42-122册第56-65页，S.Dolinar与D.Divsaler所着「使用随机与非随机置换的涡轮码(Turbo Code)的权数分配」。所述的两位交织器20a、20b置换所述的向量c⁽¹⁾与c⁽²⁾。最后，在码单元的置换次码字符或是次群组中，将成对的连续位转换为使用QPSK映像器22a、22b的QPSK符号。(QPSK＝四相移相键控(quaternary phase shift keying)。在本发明图2的较佳实施例中，Gray映像是被用为映像规格，其中是使用下列规定：

1.“11”的一对连续码单元：在复数阶段的第一象限中45°指示物；

2.“10”的一对连续码单元：在复数阶段的第二象限中135°指示物；

3.“00”的一对连续码单元：在复数阶段的第三象限中225°指示物；

4.“01”的一对连续码单元：在复数阶段的第三象限中315°指示物。

当一对置换码位的一位是代表虚部而其它位是代表实部时，该Gray映像是有利的。

该两QPSK映像器22a、22b在输出侧，提供QPSK符号的向量x⁽¹⁾与x⁽²⁾，其长度等于N/4＝，其中如上所述，分别借由发射器或是卫星1与2(分别为16a或是16b)，将QPSK符号的向量在相同的频率带上发射。为达此目的，提供任何已知的发射器前端，例如进行一复数调整且已QPSK符号在一载体频率上进行一向上混合。

获得该发射器空间变异的最简单方式是要具备一编码器，其速度R_c为1/2，且重复该码字符，造成第一次群组的码单元与第二次群组的码单元是相同的，因此亦可获得整个码速度为1/4。所以相同的码位被发射两次，其中由于两分支中的交织器，对于第一卫星对应的次码字符，卫星中的向量 是简单的置换方式。

然而，根据本发明，较佳为使用码速度为1/4的实数码，以取代简单的重复码，而码速度为1/4的实数码所提供的功率效率高于简单重复码，产生额外的码位取代简单的重复码，造成更高的码变异。

在本发明的一较佳实施例中，回旋编码器v的存储器是等于6。在八进制说明中，对于具有最大自由距离R_c＝1/4的码，产生器多项式为(135₈，147₈，135₈，163₈)。值得注意的是最后两多项式为最前面两多项式的镜像版本。因此，较佳为前两多项式是与第一卫星的码位产生相关，而最后两多项式是被用于该卫星2。所以，经由两卫星的发射具有相同的功率效率。若是仅有一个卫星，则该码的最小距离是等于10，其最佳为R_c＝1/2且v＝6。当两卫星的次码字符被结合时，其最小距离是等于20。

根据本发明，由于两卫星是在相同的基带发射，所以整个发射速度是R＝1。事实上，由于额外的符号与回旋编码器的终止，整个速度小一点。特别地，关于数字，由一信息单元，产生四个码单元，其中两码单元再次各被分为两QPSK符号(自发射器1与自发射器2)，因此自一信息单元，产生两QPSK符号。在相同频率上，发射两发射器的该两QPSK符号之后，对于各信息单元，在单一时间点以及在相同频率(使用相同发射器)，进行一发射程序，因此根据习知技艺，当以上述方式实施时，整个码速度为1或是稍小于1。

如下所述，请参阅图3，其是说明在连续空间中发射的均等基带模式。两发射器16a、16b的发射过滤器G(f)30a、30b以及QPSK映像向量x⁽¹⁾或x⁽²⁾的使用是受到脉冲-振幅调节。为进行以下说明，假设发射过滤器是一符号期间Ts的平方根Nyquist过滤器，其具有一实数值脉冲反应g(t)。在该发射器与接收器之间的发射延迟部分为T₁∈[-0.5×T_s；0.5×T_s]。更进一步假设借由合适的测量，正确第估计该传播延迟的整数部分。借由假设等于0，所以忽略整数部分。透过大气层，该发射信号典型是以慢速时间变化衰退系数a⁽¹⁾(t)，经历频率中平坦的Rice衰退。该卫星(2)使用相同的发射过滤器G(f)30b；然而，其中至该接收器的传播延迟部分是T₂∈[-0.5×T_s；0.5×T_s]。同样地，对于第二卫星，制备频率中第二慢与平坦Rice衰退程序，在统计上其是独立于第一衰退程序之外。在本发明接收装置的接收天线，结合两卫星的信号，如图3中的加权器36所示。因此，两过滤器30a、30b是代表发射器中的脉冲形成，而两时间延迟组件32a、32b仿真自第一发射器至该接收器的信号运作时间或是自第二发射器至该接收器的信号运作时间。

借由乘法器34a、34b，仿真信道衰退，而事实上接收器是自该加权器36开始，在本发明的接收装置的接收天线，该加权器36仿真两发射信号的重置。在该加权器36的输出，该接收信号

是如下列方程式所述：

$\tilde{y}\left(t\right)=a^{\left(1\right)}\left(t\right)\·\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{x}^{\left(1\right)}\left[k\right]\·g(t-k{T}_s-T_1)+a^{\left(2\right)}\left(t\right)\·\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{x}^{\left(2\right)}\left[k\right]\·g(t-k{T}_s-T_2)---\left(1\right)$

除了由接收天线所进行的加法之外，同样亦将高斯噪声(WGN)与单方的光谱功率密度N₀相加。而后使用接收器脉冲形成过滤器38与发射函数G*(f)过滤所接收的信号，因此在此接收过滤器38的输出信号是如下列方程式所定义：

$y\left(t\right)\≈a^{\left(1\right)}\left(t\right)\·\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{x}^{\left(1\right)}\left[k\right]\·{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{gg}}(t-k{T}_s-T_1)+a^{\left(2\right)}\left(t\right)\·\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{x}^{\left(2\right)}\left[k\right]\·{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{gg}}(t-k{T}_s-T_2)+n\left(t\right)---\left(2\right)$

在此方程式中，ψ_gg(t)是g(t)的自动关联函数。如下所述，假设g(t)被常态化，因此ψ_gg(0)＝1为真。程序n(t)在接收信号的重置系如一加法器35所表示，该程序n(t)是说明过滤的噪声

其功率如下：

${\mathrm{\σ}}_n^2=N_0/T_s---\left(3\right)$

其实施方式的进一步说明如下，该接收器尝试各别同步化至两基带中的一对应卫星，因此在时间i×T_s+T₁+τ₁取样该接收器过滤器的输出信号，以获得该卫星1的时间分离信号。在时间i×T_s+T₂+τ₂，进行取样操作，以获得卫星2的时间分离信号y_sync ⁽²⁾。τ₁，τ₂说明恢复两卫星的符号时脉错误，亦即第一取样器40a与第二取样器40b的同步化。无一般的限制，可假设τ₁，τ₂远小于T_s，亦即所述的符号时间期间。所以，各符号间隔的两时间分离样品如下所定义：

$y_{\mathrm{sync}}^{\left(1\right)}\left[j\right]\≈a^{\left(1\right)}\left(j{T}_s\right)\·\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{x}^{\left(1\right)}\left[k\right]\·{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{gg}}((j-k)T_s+{\mathrm{\τ}}_1)---\left(4\right)$

$+a^{\left(2\right)}\left(j{T}_s\right)\·\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{x}^{\left(2\right)}\left[k\right]\·{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{gg}}((j-k)T_s+T_1-T_2+{\mathrm{\τ}}_1)$

$y_{\mathrm{sync}}^{\left(2\right)}\left[j\right]\≈a^{\left(1\right)}\left(j{T}_s\right)\·\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{x}^{\left(1\right)}\left[k\right]{\·\mathrm{\φ}}_{\mathrm{gg}}((j-k)T_s+T_2-T_1+{\mathrm{\τ}}_2)---\left(5\right)$

$+a^{\left(2\right)}\left(j{T}_s\right)\underset{k}{\·\mathrm{\Σ}}{x}^{\left(2\right)}\left[k\right]{\·\mathrm{\φ}}_{\mathrm{gg}}((j-k)T_s+{\mathrm{\τ}}_2)$

如下所述，以时间分离发射模式置换时间连续发射模式，如图4所述。图3的发射延迟T₁、T₂(32a、32b)是被仿真在如图4中所示的四个过滤器42a-42d，其具有该取样器40a、40b的同步化错误。

向量x⁽¹⁾中的QPSK符号与向量a⁽¹⁾的个别组件相乘，其是对应于该Rice衰退程序，其在频率中是慢且平坦。x⁽²⁾组件是与a⁽²⁾中的衰退系数相乘。而后以四个过滤器42a-42d过滤所得的向量y⁽¹⁾与y⁽²⁾，如图4中所示。这些过滤器的个别脉冲反应如下所示：

h^(1→1)[1]＝φ_gg(1T_s+τ₁)                  (6)

h^(2→1)[1]＝φ_gg(1T_s+T₁-T₂+τ₁)            (7)

h^(1→2)[1]＝φ_gg(1T_s+T₂-T₁+τ₂)            (8)

h^(2→2)[1]＝φ_gg(1T_s+τ₂)                  (9)

对于下列考量，假设在一信息字符的发射过程中该传播延迟T₁、T₂是定值，然而，在发射过程中，该同步化错误τ₁，τ₂可慢慢地变化，因而可发生τ₁[j]，τ₂[j]序列。

以H^(1→1) _(z)过滤y⁽¹⁾或是以H^(2→2) _(z)过滤y⁽²⁾是考量估计的与实际的符号相之间非合适的符合，亦即在该第一发射器或是第二发射器上，调节取样器40a、40b的同步化中的错误。当该相被正确地估计，亦即当呈现最佳的同步化且τ₁＝τ₂＝0时，则这些过滤器的发射函数等于1。

过滤器H^(2→1) _(z)与H^(1→2) _(z)代表样品中卫星信号的干扰其是以同步化的方式在卫星1取样，反之亦然。主要是由两卫星至接收装置传播延迟的差T₁-T₂决定这些过滤器。这些过滤器的输出信号是干扰样品的向量y_int ⁽²⁾与y_int ⁽¹⁾。

所以，这些过滤器的输出信号代表干扰信号，其是发生在实际发射过程中，由本发明的接收装置所估计，根据本发明重复的接收方法，以估计的干扰信号进行干扰降低。

将该扰信号重置于「有用的信号」上，其是由图4所示的加法器44a、44b进行符号表示。然而，在加法器44a、44b的输出，在时间分离说明中，使用相同的信号于图3取样器40a、40b的输出；然而无加法器34a、34b所加的接收天线的白噪(white noise)。简而言之，假设噪声向量n⁽¹⁾与n⁽²⁾彼此无关联，且所有噪声样品的变化为量σ_n ²N₀/T_s。所以，在加法器34a、34b的输出处，第一接收信号量y_sync ⁽¹⁾是该干扰所影响的第一发射器的接收信号，且第二接收信号量y_sync ⁽²⁾是受到干扰所影响的接收信号且被同步化至第二发射器。

如下所述，本发明的接收装置是如图5方块图所示。该接收装置包含配置一接收天线50与任何已知的接收器前端52，以转换该天线50的RF接收信号转换为基带。该天线前端52的输出信号被传送至取样装置40，其包含第一取样器40a与第二取样器40b。关于第一取样器40a的取样时间，是使用同步化信号41a控制，以达到将样品同步化至图1中所示的第一发射器16a。借由同步化信号41b控制第二取样器，以获得同步化至图1中所示的第二发射器16b接收信号的取样。然而，在所述取样器40a的输出处，存在第一接收信号，其是受到第二发射器的干扰，如图4所示。在第二取样器的输出处，存在第二接收信号，其是受到第一发射器的干扰。

一般而言，经过第零个重复，在第一取样器40a的输出处，第一接收信号是被传送至一译码装置54。此外，第二接收信号是被传送至所示的译码装置54，于与图1发射装置线14a上的第一次群组的码单元相关的第一输出56a处，提供第一接收次群组。此外，在输出侧的第二输出线56b的输出侧上，所述译码器54提供第二次群组的码单元，其是与图1发射装置线14b上的第二次群组的码单元相关。然而，值得注意的是在上述的「第零个重复路径」中，因为图1的第一与第二发射器16a、16b是在相同的载体频率发射，所以在线56a、56b上，所述的接收次群组与第二接收次群组并不完全对应于第一发射次群组与第二发射次群组的码单元，但由于干扰的存在而受到妨碍。

根据本发明，所述第一接收次群组与受到干扰妨碍的第二接收次群组被发射至一计算装置58，以计算以第二接收次群组为基础的第一干扰信号，以及计算以第一接收次群组为基础的第二干扰信号。所述第一干扰信号与第二干扰信号是被传送至一干扰降低装置60，以及分别于第一取样器的输出处自自该第一接收信号减去，或是于第二取样器的输出处自第二接收信号减去，如图1中减法器60a、60b所示。

一控制装置62连接至所述译码器54，以控制所示的译码装置54，因而将自干扰降低装置60所输出改善的第一接收信号输出与自干扰降低装置60所输出改善的第二接收信号译码，且以改善的第一接收信号与改善的第二接收信号为基础，以多个信息单元在接收信号下，输出信息字符。该控制器62更可进一步决定是否一重复已足够或是否需要继续一或数个重复。

若是无进行更进一步的重复，亦即若是完全符合一预先决定的终止条件，则直接使用所译码的改善的第一信号与译码的改善的第二信号，如两虚线箭号55a、55b所说明，以多个信息单元输出信息字符。

然而，若是要继续另一重复步骤，则自改善的第一接收信号与改善的第二接收信号，决定一接收次群组，如虚线箭号55b与55c所示，且使用改善的第一信号与改善的第二信号，计算第二接收次群组，如箭号55e与55f所说明。

因此，再次借由计算装置58，决定改善的第一干扰信号与改善的第二干扰信号，且在干扰降低装置中，其分别是自第一接收信号或是自第二接收信号减去，对于此重复步骤，在所述干扰降低装置的输出处，决定更进一步改善的第一信号与更进一步改善的第二信号。

若是由于完全符合预先决定的条件，故所述控制器62决定终止重复，则使用更进一步改善的第一信号与更进一步改善的第二信号，所述的信息字符被直接译码与输出。同样地对于第二重复，使用更进一步改善的第一信号与更进一步改善的第二信号，直接计算所述的信息字符；然而，以第一重复中所获改善的第一信号与改善的第二信号为基础，而更进一步改善的第一信号与更进一步改善的第二信号分别是以改善的第一信号或是改善的第二信号为基础。

如下所述，请参阅图6，其是说明较佳实施例图5中的接收装置。相同的组件符号是表示相同的组件。在图6中，相较于图5，并未显示取样器40。在干扰降低加法器60a、60b的第零个重复路径中，该第一接收信号y_sync ⁽¹⁾或是第二接收信号y_sync ⁽²⁾被传送至该译码装置54，其中该译码装置是如图6中的虚线所示。

实施图6的接收器，以接收且译码接收信号，其是以图2所示发射器的发射信号为基础。为达此目的，该译码装置54包含一解映像器541a、541b于各接收分支。所述的解映像器包含复数样品值于输入侧，例如电压值，其是被转换为解映像器541a、541b中外来的解映像机率。代表调节符号y的复数样品可借由解映像器541a而被转换为两外来解映像机率，其中两机率说明是否形成QPSL符号的两码单元为1或0。外来机率的意义如以下详细说明所述。通常，其仅足以代表机率是否码单元为1，而由于码单元为1的机率，则该机率是否码单元为0。在输入侧，复数样品的向量是被传送至解映像器541a，而在输出侧，接收码单元机率的双重长度向量。

而后，在该解映像器541a或541b的输出处，外来调节机率的向量被传送至解交织器542z或542b，以取消该发射器中所进行的置换(图2的组件20a、20b)。在解交织器542a或542b的输出处，预先译码的机率造成在装置542a或542b的输入处具有相同长度的向量。

在一串联/并联转换器中，为了预先编码的机率(543a硕543b)，将该向量的两连续组件分别分组。在该串联/并联转换器543a或543b的输出处，在所述的实施例中，是使用第一接收次群组的码单元(543a)与第二接收次群组的码单元(543b)的预先译码机率。

在本发明的一较佳实施例中，当计算器率时，第一与第二接收次群组或是在这些次群组中，码单元的机率被传送至回旋译码器，其为SISO译码器，如图6所示，其操作是根据BCJR算法(BCJR＝Bahl，Cocke，Jelinek和Raviv)，其是被详细描述于1974年在IEEE信息论学会(IEEE Transactions onInformation Theory)第284-287页「用于将符号错误速度最小化的线性码的最佳译码」。

提供所实施的译码器作为软进软出的译码器，一译码的第一接收群组码单元，其是被传送至一并联/串联转换器544a，以及一译码的第二接收次群组的码单元，其是被传送至并联/串联转换器544b，以形成SISO译码器串行的并联输出。值得注意的是除了BCJR形式的SISO译码器，亦可使用其它的软进软出译码器。除此之外，全部使用软译码器并非重要。另一方面，亦可使用不计算器率的译码器，而是其中该解映像器是进行一硬0/1决定。

本发明概念特别适合软译码，然而该较佳的解映像器并非将样品转换至码单元中，而是转换为码单元的机率。原则上，然而是否以码单元或是以码单元的机率进行计算，皆为均等。所以，若是无表示差别，则在以下叙述中，当参阅码单元时，码单元的机率具有相同的时间参考。

当干扰降低的处理是重复时，在图6中以延迟组件545a、545b表示，其进行同步化使得第一与第二译码的接收次群组的码单元仅可获得于下一重复步骤中的进一步处理。借由使用交织器546a、546b，再次将某重复步骤I的后编码机率向量提供于一交织操作，以获得重置的后编码机率，其是分别被传送至图6估计器所设计的估计装置，以再次自该第一与第二接收次群组的码单元获得复数样品，其基本上分别对应于解映像器541a或541b输入处的样品。所以，在该估计器547a、547b输出处的输出信号再次代表复数四架符号。因此，该估计器可视为「软」QPSK映像器，而差别在于图2的QPSK映像器在输入处实际获得位，而图6该估计器547a、547b在输入侧获得位机率。

图6估计器547a、547b的输出线是分别对应于图5的线56a或56b。相较图5与图6，图5中所述的译码器包含解映像、解交织、SISO译码、交织后译码机率以及估计器547a、547b的相关性。

均等的是无论码单元的第一接收次群组存在译码装置54的输出，如图6的QPSK符号，或是当使用其它调整，如其它调节符号时，或是当无使用调节，如直接次群组的码单元。很明显地，虽然较佳是使用QPSK调解/解调节，但是熟知此技艺之人士可知调节形式并不是本发明干扰降低概念的主要部分。

借由该译码装置54，该第一与第二接收次群组的码单元输出可为具有两个或更多的分离码单元的直接接收次群组，如图6所示，或是唯一接收次群组的码单元，其中次群组以符号表现，其取决于该次群组的两个或多个码单元，其中图6中的符号是分别在估计器547a、547b输出处的「软」QPSK符号。

在图6的较佳实施例中，如图5中所示的计算装置58包含乘法器581a、581b，以完成信道衰退亦即两分支。除此之外，该计算装置包含时间分离(time-discrete)所述的发射函数582a、582b，以考量内部符号干扰透过异步化的干扰信号至所接收信号。在干扰降低装置中，其中该第一干扰信号是被传送至线583a上的加法器60a，而第二干扰信号是被传送至线583b上的第二加法器60a，在译码装置54中，产生改善的第一与第二接收信号于输入线61a或61b。

在本发明的一较佳实施例中，如图6所示，该解映像器541a或解映像器541b是被实施为特别的解映像器，其是使用呼叫信息进行解映像功能。亦可自SISO译码器提供呼叫信息，且是指图6中的外来译码机率p_{c，extrdec[i]}。

以习知技艺的已知方式，自后译码机率决定第一分支(1)与第二分支(2)的外来译码机率。对于第一与第二次群组的码单元，自后译码机率，该外部译码机率的决定是此技艺中已知的。关于此点，请参阅1996年在IEEE信息论学会(IEEE Transactions on Information Theory)第429-437页JoachimHagenauer、Elke Offer与Lutz Papke所着的「二字节块与回旋码的重复译码」。

外部译码机率是被传送至第一并联/串联转换器550a于该第一分支或是被传送至第二并联/串联转换器550b于第二分支，且如上所述，由延迟装置551a或551b延迟该延迟545a、545b，以代表此是一重复回路。在交织器552a置换该外来译码机率，亦即根据相同的规格，其亦分别于交织器546a或546b中进行或是在图2所示的交织器中进行。被置换的外来译码机率，如图6所示，是指预先映像机率，其是被传送至该解映像器541a、541b作为呼叫信息，以改善解映像函数相较于无呼叫信息的解映像器，最后在该译码器的输出处达成较佳的位错误速度。

当控制器62已决定重复终止条件是被完全满足时，则其可控制SISO译码器540，以输出后译码机率于一输出处的个别信息单元。而后所述的后译码机率被传送至一门槛值决定单元555，以获得译码的信息字符 其最后被传送至一信息槽62。

如下所述，图6中所示较佳译码装置的功能，其详细说明如下。

由上述方程式(4)与(5)，可知当该取样器40在卫星1上同步化(41a)时，而发生该卫星2的非常强干扰，反之亦然。特别地，当产生该干扰信号时，该脉冲反应h^(2→1)[1]与h^(1→2)[1]可非常长。根据本发明，该干扰信号被估计，且被结合于对应的接收信号，以借由装置60获得一干扰降低。值得注意的是本发明技术的复杂性主要是独立于干扰产生信号的脉冲反应长度之外。

如上所述，实施图6的译码器540作为软进/软出信道译码器(SISO译码器)，其较佳是使用该BCJR算法，以获得所谓该干扰信号的软估计。另一方面，可使用任何其它回旋译码器，其可译码该第一与第二接收信号，以获得第一接收次群组的码单元，其是与第一发射次群组的码单元相关，以及第二接收次群组的码单元，其是与第二发射次群组的码单元相关。较佳为，使用任何的SISO译码器，自该第一与第二接收次群组的预先译码机率，提供后译码机率于该第一与第二接收次群组。

特别地，在该接收器重复的重复步骤i中，使用该干扰降低的第(I-1)个重复的译码器的输出。关于此申请案的表示方式，值得注意的是用于接收器的变量的最后指针是代表重复，其中该变量是被计算。假设在重复i-1中，该信道译码器计算的后译码机率，其中p_{c，postdec[k]}[i-1]说明所发射码位c[k]等于1的机率。因此，一般无限制之下，一事件的机率被认为个别位为逻辑1。

该SISO更进一步计算相关的外来机率p_{c，postdec[k]}[i-1]于该字符c的位。在该译码器中以相同的方式，该后译码机率与外来机率皆被分为流与次群组，且被并联/串联转换，因而可分别获得在卫星1或2的码字符c⁽¹⁾与c⁽²⁾中位的后译码机率的向量p_{c(1)，postdec}[i]与p_{c(2)，postdec}[i]。同样可获得相关的外来机率，因此为具有外来机率结果的对应向量。借由图6中对应的交织器，置换两向量。

使用

与 的表示方式作为外来机率，其是由译码器所计算，被使用作为预先解映像机率。可使用被置换码位的后译码机率，以重建所发射的QPSK符号的向量x⁽¹⁾与x⁽²⁾。

当译码器无法可靠地辨识所有发射的码符号c_k时，使用该向量x⁽¹⁾与x⁽²⁾的⁽¹⁾[i]＝(⁽¹⁾[0][i]，...，⁽¹⁾[-1][i])  ⁽²⁾[i]＝(⁽²⁾[0][i]，...，⁽²⁾[-1][i])，其中要考量译码器输出的可靠度。为了将MMSE(MMSE＝最小平均平方错误)的估计错误最小化，所述的软估计值计算如下：

$x^{\left(1\right)}\left[i\right]=E\left[x^{\left(1\right)}\right|p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{postdec}}\left[i\right]]---\left(10\right)$

$x^{\left(2\right)}\left[i\right]=E\left[x^{\left(2\right)}\right|p_{{\tilde{c}}^{\left(2\right)},\mathrm{postdec}}\left[i\right]]---\left(11\right)$

此处， $E\left[x^{\left(1\right)}\right|p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{postdec}}\left[i\right]]$ 是代表x(1)的期望值，而向量 $p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{postdec}}\left[i\right]=\left(p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{postdec}}\right[0\left]\right[i],...,p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{postdec}}[N/2-1][i\left]\right)$ 包含的机率支持被置换的码位： $\tilde{c}\left(1\right)\left[k\right]=1\mathrm{for\; k}=0,...,N/2-1.$

可分别使用估计器547a或547b所计算的这些软估计，对于在两卫星上同步化的信号，降低自样品y_sync ⁽¹⁾与y_sync ⁽²⁾向量的干扰。为达此目的，首先借由将 或 乘以估计的衰退系数⁽¹⁾或⁽²⁾，重建所有的干扰信号。则分别以 与 过滤所获得的结果

与 对于过滤器H^(1→2)(z)与H^(2→1)(z)，这些过滤器代表接收器的估计，其是对图4所示时间分离发射模式中的干扰负责。所以，这些过滤器具有以下脉冲反应：

${\hat{h}}^{(1\→2)}\left[I\right]={\mathrm{\φ}}_{\mathrm{gg}}({1T}_s+T_2-T_1+{\mathrm{\τ}}_2-{\mathrm{\τ}}_1)---\left(12\right)$

${\hat{h}}^{(2\→1)}\left[I\right]={\mathrm{\φ}}_{\mathrm{gg}}({1T}_s+T_1-T_2+{\mathrm{\τ}}_1-{\mathrm{\τ}}_2)---\left(13\right)$

当该发射过滤器的脉冲反应g(t)为实数值时，以下成立：φ_gg(-t)＝φ_gg(t)。且以下成立： ${\hat{h}}^{(2\→1)}\left[1\right]={\hat{h}}^{(1\→2)}[-1]$ 且对应 ${\hat{H}}^{(2\→1)}\left(z\right)={\hat{H}}^{(1\→2)}(1/z).$ 两过滤器的输出信号

与 亦即干扰信号y_int ⁽¹⁾与y_int ⁽²⁾的估计，可自该接收信号y_sync ⁽¹⁾与y_sync ⁽²⁾减去，其是被同步化于两卫星。

若是干扰的估计是完美的，则所得向量 ${\tilde{y}}^{\left(1\right)}\left[i\right]=\left({\tilde{y}}^{\left(1\right)}\right[0\left]\right[i],...,{\tilde{y}}^{\left(1\right)}[\tilde{K}-1\left]\right[i\left]\right)$ 与 ${\tilde{y}}^{\left(2\right)}\left[i\right]=\left({\tilde{y}}^{\left(2\right)}\right[0\left]\right[i],...,{\tilde{y}}^{\left(2\right)}[\tilde{K}-1\left]\right[i\left]\right)$ 不具有干扰。在此范例中，具有完美的同步化或是符号时间回复，亦即τ₁＝τ₂＝0，则第j对样品 ${\hat{y}}^{\left(1\right)}\left[j\right]\left[i\right],{\hat{y}}^{\left(2\right)}\left[j\right]\left[i\right]$ 的信息载体部分的整个相对能量E_s[j]可被定义如下：

$E_s\left[j\right]={\mathrm{\σ}}_x^2\·({\left|a^{\left(1\right)}\right[j\left]\right|}^2+{\left|a^{\left(2\right)}\right[j\left]\right|}^2)\·T_s---\left(14\right)$

此处，σ_x ²为发射器中QPSK安排的变量。

然而，若考量该译码器输出信号的变化可靠度，则在向量 and

中仍存在残余的干扰。如1998年Ralf R.Muller与Johannes B.Huber于宽频无线通讯第110-115页「CDMA的重复软决定干扰取消」。 的样品 中，残余干扰的变化(σ_int ⁽¹⁾[j][i])²如下：

${\left({\mathrm{\σ}}_{\mathrm{int}}^{\left(1\right)}\right[j\left]\right[i\left]\right)}^2\≈{\left|a^{\left(2\right)}\right[j\left]\right|}^2\·\underset{1=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h^{(2\→1)}\right[-1\left]\right|}^2\·({\mathrm{\σ}}_x^2-{\left|{\hat{x}}^{\left(2\right)}\right[j+1\left]\right[i\left]\right|}^2---\left(15\right))$

此处，过滤器H^(2→1)(z)的约略长度为2L+1。值的注意的是当以个别估计⁽²⁾[j]und置换a⁽²⁾[j]and h^(2→1)(1)时，接收器(σ_int ⁽¹⁾[j][i])²可进行估计。

如下所述，更进一步描述图6的解映像器541a或541b。存在样品

中平均自由失真(distortion)d⁽¹⁾[j][i]的全部功率是残余干扰功率(σ_int ⁽¹⁾[j][i])²与噪声功率σ_n ²的加总。复数随机变量 $d^{\left(1\right)}\left[j\right]\left[i\right]=d_I^{\left(1\right)}\left[j\right]\left[i\right]+j{d}_Q^{\left(1\right)}\left[j\right]\left[i\right]$ 并非循环。请参阅1994年IEEE信号处理学会第42册第3473-3482页「循环」中所述者。实际上同样具有非高斯分布。简而言之，d⁽¹⁾[j][i]被仿真为接收器中二维实数高斯随机变量d⁽¹⁾[j][i]，亦即其表现如d⁽¹⁾[j][i]。具有呼叫信息的最佳解映像器是以此假设为基础。^T符号代表一位操作器。所以，机率密度函数(pdf)f_d(1)[j][i](d⁽¹⁾[j][i])如下所示：

$f_{d^{\left(1\right)}\left[j\right]\left[i\right]}\left(d^{\left(1\right)}\right[j\left]\right[i\left]\right)=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{{\left({\mathrm{\σ}}_{d^{\left(1\right)},I}\right[j\left]\right[i\left]\right)}^2\·{\left({\mathrm{\σ}}_{d^{\left(1\right)},Q}\right[j\left]\right[i\left]\right)}^2-{\left({\mathrm{\σ}}_{d^{\left(1\right)},\mathrm{IQ}}\right[j\left]\right[i\left]\right)}^4}}.$

$\·\exp (-\frac{d^{\left(1\right)}[j{\left]\right[i]}^T\·\left[\begin{array}{cc}{\left({\mathrm{\σ}}_{d^{\left(1\right)},Q}\right[j\left]\right[i\left]\right)}^2& -{\left({\mathrm{\σ}}_{d^{\left(1\right)}\mathrm{IQ}}\right[j\left]\right[i\left]\right)}^2\\ -{\left({\mathrm{\σ}}_{d^{\left(1\right)},\mathrm{IQ}}\right[j\left]\right[i\left]\right)}^2& {\left({\mathrm{\σ}}_{d^{\left(1\right)},I}\right[j\left]\right[i\left]\right)}^2\end{array}\right]\·d^{\left(1\right)}[j\left]\right[i]}{2({\left({\mathrm{\σ}}_{d^{\left(1\right)},I}\right[j\left]\right[i\left]\right)}^2\·{\left({\mathrm{\σ}}_{d^{\left(1\right)},Q}\right[j\left]\right[i\left]\right)}^2)-{\left({\mathrm{\σ}}_{d^{\left(1\right)},\mathrm{IQ}}\right[j\left]\right[i\left]\right)}^4)})---\left(16\right)$

两组件d_I ⁽¹⁾[j][i]与d_Q ⁽¹⁾[j][i]的变量(σ_d(1)，I[j][i])²与(σ_d(1)，Q[j][i])²，以及其中的共变量(σ_d(1)，IQ[j][i])2计算如下：

此处 与

是代表对应变量的实部与虚部。为求简单的表示方式，借由幅数值QPSK符号 $X\left({\tilde{c}}^{\left(1\right)}\right[2j+1],{\tilde{c}}^{\left(1\right)}[2j\left]\right)$ 中码字符

中一对 $\left({\tilde{c}}^{\left(1\right)}\right[2j+1],{\tilde{c}}^{\left(1\right)}[2j\left]\right)$ 连续位，说明发射器中的映像。由样品 中失真(distortion)d⁽¹⁾[j][i]的上述表示的机率密度函数PDF，以及使用预先解映像机率

所给的机率额外呼叫信息，其量定义如下，其是对应于发射该QPSK信号点的连接pdf，其是对应于码位对 $\left({\tilde{c}}^{\left(1\right)}\right[2j+1],{\tilde{c}}^{\left(1\right)}[2j\left]\right),$ 且接收样品

${\mathrm{\Λ}}^{\left(1\right)}\left({\tilde{c}}^{\left(1\right)}\right[2j+1],{\tilde{c}}^{\left(1\right)}[2j\left]\right)\left[j\right]{\left[i\right]}^{\mathrm{\Δ}}=\mathrm{pdf}\left({\tilde{y}}^{\left(1\right)}\right[j\left]\right[i],{\tilde{c}}^{\left(1\right)}[2j+1],{\tilde{c}}^{\left(1\right)}[2j\left]\right|p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{predem}}\left[i\right])---\left(20\right)$

$\·((1-{\tilde{c}}^{\left(1\right)}[2j+1\left]\right)\·(I-P_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{predem}}[2j+1\left]\right[i\left]\right)+{\tilde{c}}^{\left(1\right)}[2j+1]\·p_{{\stackrel{\‾}{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{predem}}[2j+1\left]\right[i\left]\right).---\left(21\right)$

$\·((1-{\tilde{c}}^{\left(1\right)}[2j\left]\right)\·(1-p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{predem}}[2j\left]\right[i\left]\right)+{\tilde{c}}^{\left(1\right)}[2j]\·p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{predem}}[2j\left]\right[i\left]\right)$

此时对于完美同步化的接收器(亦即τ₁＝0)而言，最佳解映像器所计算的后解映像机率如下所示：

$\mathrm{Pr}\left({\tilde{c}}^{\left(1\right)}\right[2j]=1|{\tilde{y}}^{\left(1\right)}\left[i\right],p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{predem}}\left[i\right])=---\left(22\right)$

$=\frac{{\mathrm{\Λ}}^{\left(1\right)}\left(\mathrm{0,1}\right)\left[j\right]\left[i\right]+{\mathrm{\Λ}}^{\left(1\right)}\left(\mathrm{1,1}\right)\left[j\right]\left[i\right]}{{\mathrm{\Λ}}^{\left(1\right)}\left(\mathrm{0,0}\right)\left[j\right]\left[i\right]+{\mathrm{\Λ}}^{\left(1\right)}\left(\mathrm{0,1}\right)\left[j\right]\left[i\right]+{\mathrm{\Λ}}^{\left(1\right)}\left(\mathrm{1,0}\right)\left[j\right]\left[i\right]+{\mathrm{\Δ}}^{\left(1\right)}\left(\mathrm{1,1}\right)\left[j\right]\left[i\right]}---\left(23\right)$

在相同的方式中，该解映像器以奇数指针计算码位的后解映像机率如下：

$\mathrm{Pr}\left({\tilde{c}}^{\left(1\right)}\right[2j+1]=1|{\tilde{y}}^{\left(1\right)}\left[i\right],p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{predem}}\left[i\right])=---\left(24\right)$

$=\frac{{\mathrm{\Λ}}^{\left(1\right)}\left(\mathrm{1,0}\right)\left[j\right]\left[i\right]+{\mathrm{\Λ}}^{\left(1\right)}\left(\mathrm{1,1}\right)\left[j\right]\left[i\right]}{{\mathrm{\Λ}}^{\left(1\right)}\left(\mathrm{0,0}\right)\left[j\right]\left[i\right]+{\mathrm{\Λ}}^{\left(1\right)}\left(\mathrm{0,1}\right)\left[j\right]\left[i\right]+{\mathrm{\Λ}}^{\left(1\right)}\left(\mathrm{1,0}\right)\left[j\right]\left[i\right]+{\mathrm{\Δ}}^{\left(1\right)}\left(\mathrm{1,1}\right)\left[j\right]\left[i\right]}---\left(25\right)$

以重复接收器而言，较佳为在参与的接收器组件之间交换的机率是外来机率。因此，该解映像器计算以下外来机率，且将其送至该译码器：

如上所述，在图2的映像器22a、22b中，使用Gray映像。这表示一码位对 决定QPSK符号x⁽¹⁾[j]的I组件，以及其它码位决定Q组件。因此该Gray映像对应于某种类的编码，其是指编码理论中的系统编码，该码位可直接以QPSK符号辨识。由编码理论，进一步已知BCJR形式的译码器之输出信号，其是与系统编码器相关，相较于至该译码器的输入，平均具有改善的可靠度，独立于信号与噪声比例(SNR)之外。所以，该系统编码对于低信号/噪声比率具有特别优点，且较佳为用于重复计划中，其是以低信号/噪声比例操作。

虽然在Fray映像的例子中，初见会感到在译码器与QPSK解映像器之间进行重复是不合逻辑，但是其优点为如下所述。一般干扰降低会造成样品

中非循环的失真(distortion)d⁽¹⁾[j][i]，亦即方程式17至成立。所以，I组件与Q组件统计上取决于

即使是使用Gray映像以及 的I与Q组件中信息实际上对应于该对 $\left({\tilde{c}}^{\left(1\right)}\right[2j+1],{\tilde{c}}^{\left(1\right)}[2j\left]\right)$ 位码，由于统计上的依赖性，此单一位的预先解映像机率仍影响其它位的后解映像机率。

例如，可使用以下的Gray映像：

X(0，0)＝-1-j，X(0，1)＝1-j，X(1，0)＝-1+j and X(1，1)＝1+j位 是被映像于Q组件。再者，假设： ${\mathrm{\σ}}_{d^{\left(1\right)},I}\left[j\right]\left[i\right]={\mathrm{\σ}}_{d^{\left(1\right)},Q}\left[j\right]\left[i\right]=\mathrm{0,5}$ unda⁽¹⁾[j]＝1。

图7是说明 ${\mathrm{\σ}}_{d^{\left(1\right)},\mathrm{IQ}}\left[j\right]\left[i\right]=0$ 的计算，亦即失真d(1)[j][i]是循环的。对于此种形式的失真， $p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{extrdem}}[2j+1]\left[i\right]$ 是依赖

的Q组件。此量是独立于组件I中码位的预先映像机率 之外。

当考量以下状况时， ${\mathrm{\σ}}_{d^{\left(1\right)},\mathrm{IQ}}\left[j\right]\left[i\right]=0.49$ 且 $p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{predem}}[2j+1]\left[i\right]=p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{predem}}\left[2j\right]\left[i\right]=1/2,$

则如图8所述，由接收样品的机率密度函数 $\mathrm{pdf}\left({\tilde{y}}^{\left(1\right)}\right[j\left]\right[i\left]\right|p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{predem}}\left[i\right]),$ 该失真是明显非循环的。

此时，外来机率

所具有的函数如图9所示，且该Q组件中码位的外来机率是取决于Q以及 的I组件。

除此之外，同样是取决于I组件中该码位的预先解映像机率

为了说明此点，I组件的预先解映像机率假设如下：

$p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{predem}}\left[2j\right]\left[i\right]=0.99$ and $p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{predem}}[2j+1]\left[i\right]=1/2.$

图10是说明机率密度函数 $\mathrm{pdf}\left({\tilde{y}}^{\left(1\right)}\right[j\left]\right[i\left]\right|p_{{\tilde{c}}^{\left(1\right)},\mathrm{predem}}\left[i\right]),$ 而图11是说明Q组件的外来机率的函数完全非对称性，且不同于图7中所示者，这是由于I组件的不同预先解映像机率。

第二卫星解映像的进行主要是如第一卫星的解映像。由软解映像器所计算的外来机率向量 与

如图6所示，由对应的交织器进行解交织，其中该解映像器是与该发射器中的对应交织器相反。

在一发射分支中至少一交织器的准备以及较佳为一个别交织器于各发射分支，具有三个主要优点，这是本发明较佳为使用交织器的原因。

1.发射系统的信道是衰弱的信道。所以，亦如已知的深衰弱，需要借由码字符中不同的位置，以个别符号开启强衰弱发生。

2.该解映像器与译码器重复交换外来机率。一组件的对应输出向量中邻近的机率是统计上具依赖性的。然而，另一方面，假设邻近机率是统计上具依赖性于一组件的输入处。当完全符合该输入符号的统计依赖性时，对于各重复系统，达到一最佳的效果。所以，较佳为使用一交织器，以于组件的输出区段中分布邻近组件至其它组件输入处的不同位置或组件。此种处理通常是指外来机率的「解关联性」。

3.由于本发明概念中的干扰降低， 与 中的失真的确受到影响。例如，若是该干扰降低中有一错误且失真很高，则不只是QPSK符号受到严重干扰，数个连续的QPSK符号亦受到严重干扰。如衰退信道中，这些错误爆冲亦需要被分配至码字符中的不同位置。

如交织器，较佳为上述的其它s-随机交织器。由于其扩展限制，其确保邻近的组件的确被带至其输入处的远程输出组件，因此排除深衰退与错误爆冲。另一方面，一随机的，亦即重复系统中非一般交织器的表现优于一般结构。

该次码字符c⁽¹⁾与c⁽²⁾预先译码机率的解交织向量 与

最后是被并联/串联转换，且作为输入至SISO译码器。基于这些预先译码机率p_c，predec[i]，可计算后译码机率p_c，postdec[i]与外来机率p_c，extrdec[i]。

此时，完成该接收器的重复i。相较于p_c，postdec[i-1]与p_c，extrdec[i-1]，当p_c，postdec[i]与p_c，extrdec[i]提供较佳的可靠度时，这些向量可用于其它重复i+1，以更进一步地改善干扰降低。当该重复系统正确地收敛时，则在数次重复后，该向量

与 无干扰。而后该译码器给定后译码机率p_c，postdec[i]于信息位u至图6的一门槛值分离器555，其提供估计信息位的向量 至信息槽62。

当该译码器无输出信号离开第一发射时，亦即在第一重复之后，较佳为平均机率p_c，postdec[0]＝p_c，extrdec[0]＝[1/2 1/2...1/2]作为此重复的输出值。这些机率是表示各码位c_k可为0且相同机率1/2作为1。因此，所估计的干扰为 ${\hat{y}}_{\mathrm{int}}^{\left(1\right)}\left[1\right]={\hat{y}}_{\mathrm{int}}^{\left(2\right)}\left[1\right]=0.$ 所以，在第一重复中，可达到无干扰降低。借由设定p_c，extrdec[0]＝[1/2 1/2...1/2]，本发明软解硬射器541a、541b的作用等同于习知的QPSK解映像器。习知的QPSK解映像器作用无预先解映像机率所给定的呼叫信息。所以，接收器的第一重复是对应于简单接收器的第一重复，而无干扰取消且具有习知的QPSK解映像器。

例如，可使用具有494信息单元长度的信息字符。以码记忆nu＝6与码速度Rc为1/4，形成码字符长度N＝1000且长度＝500。一次群组的码单元亦包含1000码单元。所以，该系统的整体速度为R＝494∶500＝0.99。所使用长度N/2＝1000的两交织器可被作为不同的s-随机交织器，其所具有的扩展值s＝17。该系统的发射过滤器G(f)可作为平方根余弦过滤器，其具有减低参数α＝0.2。

为了发射信道的仿真或估计，仿真信道成为Rice衰退，亦即其包含LOS组件(LOS＝视线)以及一Rayleigh衰退组件，其具有一对应变量。为了仿真，这些程序的常态化最大都卜勒频率可被假设为0.01。对于两统计上独立的Rice衰退程序，可代表对应的Rice参数。

所表示的仿真，在一些(通常超过5)重复步骤之后，没有任何的实质改善。所以，在五次重复之后，可达到一收敛。

值得注意的是对于取样器的同步化，可使用不同的已知概念，例如训练序列，其是自两不同发射器传送，且其中取样器可同步化至对应的发射器。在此同步化过程中，为了抑制干扰，例如在接收器已知的一预先决定的时间窗口中，总是仅有一发射器可发射，因此可达到具有低干扰的最佳同步化。为了计算干扰信号，其中是使用信道系数，以完成乘法器581a、581b中的加权，可使用习知的信道估计方法，其亦操作训练序列。此外，亦有盲目估计方法存在，其可达到一信道估计而无预先知道的训练序列。

图6发射过滤器582a、582b亦成立，其仿真该取样器的非实数同步化。如第一近似值，当假设一实数同步化时，这些过滤器的发射函数可被设定为「1」。端视于本案，此发射函数亦可依经验估计。

Claims (22)

1.一种发射装置，包含：

用于提供一具有多信息单元信息字符的一装置(10)；

一冗余加法编码器(12)，用于自所述的信息字符产生多码单元，其中所述的多码单元是大于或等于所述多信息单元的两倍，以及用于将所述的多码单元分为两次群组(14a、14b)的码单元：

一第一发射器(16a)，用于产生一第一发射信号，其使用所述第一次群组的码单元；

一第二发射器(16b)，用于产生一第二发射信号，其使用所述第二次群组的码单元，

其中所述的第一发射器是被配置于一第一空间位置，其中所述的第二发射器是被配置于一第二空间位置，以及其中所述的第一空间位置与所述的第二空间位置不同；

其中实施所述的第一发射器(16a)乃为了于一频率带中产生所述的第一发射信号，以及其中实施所述的第二发射器(16b)乃为了于相同的频率带中产生所述的第二发射信号，以及

其中所述的第一或第二发射器包含一交织器(20a)，用于根据一置换规格而置换一次群组的码单元。

2.如权利要求1的发射装置，其特征在于所述的第一发射器(16a)包含一第一交织器(20a)，用于根据一第一置换规格而置换所述第一次群组的码单元；以及

其中所述的第二发射器(16b)包含一第二交织器(20b)，用于根据一第二置换规格而置换所述第二次群组的码单元；

其中所述的第一与第二置换规格彼此不同。

3.如权利要求1或2的发射装置，其特征在于所述的第一发射器(16a)包含一第一振幅与/或相位移键入调节器(22a)，其用来自两或多码单元产生一发射信号；

其中所述的第二发射器(16b)包含一第二振幅与/或相位移键入调节器(22b)，其用来自两或多码单元产生一发射信号单元。

4.如权利要求3的发射装置，其特征在于所述的第一与第二相位移键入调节器(22a、22b)包含一四相移相键入(OPSK)映像器，以及其中较佳为将所述的QPSK映像器实施成为一Gray码映像器，因而一码位代表一QPSK符号的实部，以及一第二码位代表一QPSK符号的虚部。

5.如上述任一项权利要求所述的的发射装置，其特征在于所述的冗余加法编码器包含一码速度1/4。

6..如上述任一项权利要求所述的发射装置，其特征在于所述的冗余加法编码器(12)包含一与六连续信息单元有关的一存储器。

7.如权利要求6所述的发射装置，其特征在于所述的冗余加法编码器包含在一八进制中的下列产生器多项式g₁，g₂，g₃，g₄：

g₁＝135₈，g₂＝147₈，g₃＝135₈，g₄＝163₈，

其中该产生器多项式g₁与g₂可被用于产生所述第一次群组的码单元，以及

其中所述的产生器多项式g₃与g₄可被用于产生所述第二次群组的码单元。

8.如上述任一项权利要求中所述的发射装置，其特征在于所述的冗余加法器(12)包含用于多个v位的一v位大存储器；

其中所述的信息位为二位信息位；以及

其中，实施所述的编码器(12)以将多个填充位增加至所述多个信息位，其中所述的多个填充位的数目等于所述的多个v位，因此一信息字符是借由所述的多个填充位的数目而自所述的多个信息单元形成。

9.如上述任一项权利要求所述的发射装置，其特征在于所述第一与第二发射器为两卫星。

10.如权利要求9所述的发射装置，其特征在于所述的两卫星是被配置于不同的同步位置。

11.一种发射方法，包含：

提供(10)具有多个信息单元的信息字符；

自所述的信息位产生(12)多个码单元，其中所述的多个码单元大于或等于所述多个信息单元的两倍，以及使用一冗余加法编码算法将所述的多个码单元分为两次群组(14a、14b)的码单元；

产生(16a)一第一发射信号，且自一第一空间位置发射所述的第一发射信号；

产生(16b)一第二发射信号，且自不同于所述第一空间位置的一第二空间位置发射所述的第二发射信号，

其中所述的第一发射信号包含一第一频率带，其中所述的第二发射信号包含一第二频率带，以及其中所述第一发射信号的所述第一频率带与所述第二发射信号的所述第二频率带相同。

12.一种用于接收一接收信号的接收装置，所述的接收信号对应于分别由一第一发射器(16a)与一第二发射器(16b)所发射的第一与第二发射信号的一重置，所述的第二发射器是配置于所述第一发射器(16a)的远程，其中所述的第一与第二发射信号是在相同的频率带中，其中是使用一第一发射次群组的码单元(14a)来产生所述的第一发射信号，其中是使用一第二发射次群组的码单元(14b)来产生所述的第二发射信号，其中所述第一发射次群组的码单元与所述第二发射次群组的码单元共同代表多个码单元，其是借由一冗余加法编码而自具有多个信息单元的产生一信息字符，所述的接收装置包含：

用于取样所述接收信号的装置(40)，用以获得与所发射的第一发射信号相关的一第一接收信号，且所述装置(40)是用于取样所述接收信号，以获得与所发射的第二发射信号相关的一第二接收信号；

一译码装置(54)，用于译码所述的第一与第二接收信号，以获得一第一接收次群组(56a)的码单元，其是与所述第一发射次群组的码单元相关，以及一第二接收次群组(56b)的码单元，其是与所述第二发射次群组的码单元相关；

一计算装置(58)，用以借由使用所述第二接收次群组的码单元计算一第一干扰信号，以及使用所述第一接收次群组的码单元而计算出一第二干扰信号；

一干扰降低装置(60)，用于结合所述第一干扰信号与所述第一接收信号，以及用于结合所述第二干扰信号与所述的第二接收信号，以获得一改善的第一接收信号与一改善的第二接收信号；以及

一控制装置，用于控制所述的译码装置(54)，因此同样地译码了所述改善的第一接收信号与所述改善的第二接收信号，以及基于所述改善的第一接收信号与所述的第二接收信号，输出具有所述多个信息单元的所述信息字符。

13.如权利要求12所述的接收装置，其特征在于实施所述的控制装置(62)以控制所述的干扰降低装置(60)与所述的计算装置(58)，因此同样计算出另一改善的第一与第二信息信号，其是借由一或数次重复步骤而使用所述改善的第一接收信号与所述改善的第二接收信号来计算，以及用以控制所述的译码装置(54)以获得具有多个信息单元的所述信息字符，其是使用所述另一改善的第一接收与所述另一改善的第二接收信号来执行。

14.如权利要求12或13所述的接收装置，其特征在于所述的译码装置(54)包含：

一映像装置(541a、541b)，用于将所述的第一接收信号或所述的第二接收信号转换为所述的第一接收次群组的码单元与第二接收次群组的码单元的预先译码机率；

一软进软出译码器(540)，用于计算所述第一与第二接收次群组的码单元的一后译码机率；以及

一估计装置(547a、547b)，用于以所述第一与第二接收次群组的码单元的所述后译码机率为基础，估计所述的第一与第二接收次群组。

15.如权利要求12所述的接收装置，其特征在于所述的软进软出译码器是一BCJR译码器。

16.如权利要求14或15所述的接收装置，其特征在于当产生所述第一与第二发射信号时，存在一交织函数，以及其中所述的译码装置(54)还包含：

一解交织器(542a、542b)，用于取消所述第一与第二发射信号的所述交织函数，其中所述的解交织器是连接在所述映像装置(541a、541b)与所述译码器(540)之间；以及

一交织器(546a、546b)，以表现相同的交织函数，其中所述的交织器是被配置于所述的译码器(540)与所述的估计装置(547a、547b)之间。

17.如权利要求14至16所述的接收装置，其特征在于实施所述的映像装置(541a、541b)，以操作使用自一处理重复步骤的页信息；以及

其中所述的页信息是得自于所述后译码机率的外来机率。

18.如权利要求12至17所述的接收装置，其特征在于实施所述的取样装置(40)以同步于所述第一发射器而取样共享的接收信号，以获得所述的第一接收信号，以及所述的取样装置(40)以同步于所述第二发射器而取样共享的接收信号，以获得所述的第二接收信号。

19.如权利要求18所述的接收装置，其特征在于实施所述的取样装置(40)，以便使用所述第一发射器(16a)的一预先决定的训练序列以及所述第二发射器(16b)的一预先决定的训练序列而同步化。

20.如权利要求12至19所述的接收装置，其特征在于所述的计算装置(58)还包含：

一装置(581a)，用于将一得自于所述第二接收次群组的码单元的信道特性加权至所述第二接收次群组的码单元或一调节符号，以获得一加权的第二接收次群组或一加权的调节符号；

一第二装置(581b)，用于将一得自于所述第一接收次群组的码单元的信道特性加权至所述第一接收次群组的码单元或一调节符号，以获得一加权的第一接收次群组或一加权的调节符号。

21.如权利要求14所述的接收装置，其特征在于所述的解映像装置是一QPSK解映像装置，以及

其中所述的估计装置是一MMSE估计装置。

22.一种用于接收一接收信号的方法，所述的接收信号是对应于分别由一第一发射器(16a)与一第二发射器(16b)所发射的第一或第二发射信号的一重叠，所述的第二发射器是配置于所述第一发射器(16a)的远程，其中所述的第一与第二发射信号是在相同的频率带中，其中是使用一第一发射次群组的码单元(14a)来产生所述的第一发射信号，其中是使用一第二发射次群组的码单元(14b)来产生所述的第二发射信号，其中所述第一发射次群组的码单元与所述第二发射次群组的码单元共同代表多个码单元，其是借由一冗余加法编码而自具有多个信息单元所产生的一信息字符，所述的方法包含：

取样(40)所述接收信号，以获得与所发射的第一发射信号相关的一第一接收信号，且取样(40)所述接收信号，以获得与所发射的第二发射信号相关的一第二接收信号；

译码(54)所述的第一与第二接收信号，以获得一第一接收次群组(56a)的码单元，其是与所述第一发射次群组的码单元相关，以及获得一第二接收次群组(56b)的码单元，其是与所述第二发射次群组的码单元相关；

计算(58)一第一干扰信号，其是使用所述第二接收次群组的码单元，以及计算一第二干扰信号，其是使用所述第一接收次群组的码单元；

结合(60)所述的第一干扰信号与所述的第一接收信号，以及结合所述的第二干扰信号与所述的第二接收信号，以获得一改善的第一接收信号与一改善的第二接收信号，以获得一干扰降低；以及

译码所述改善的第一接收信号与所述改善的第二接收信号，并以所述改善的第一接收信号与所述改善的第二接收信号为基础，输出所述多个信息单元的所述信息字符。

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