CN1906838A - 利用变压器漏电感俘获能量的零电压开关半桥直流－直流变换器拓扑 - Google Patents

利用变压器漏电感俘获能量的零电压开关半桥直流－直流变换器拓扑 Download PDF

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Abstract

一种由工作周期变化的脉宽调制控制的半桥零电压开关直流－直流变换器，具有初级侧、次级侧和将初级侧连接到次级侧上的变压器。初级侧具有连接到变压器初级绕组上的第一和第二初级开关；和辅助支路，其具有连接到第一和第二初级开关的结上的一侧和连接到公共端上的第二侧。辅助支路包括接地辅助开关，当第一和第二初级开关之一导通时其导通以便在该初级开关关断时俘获变压器中的漏电感能量，然后关断以便释放俘获的漏电感能量来为另一个初级开关提供零电压开关条件。在辅助开关导通时导通的第一和第二初级开关之一可由工作周期变化的脉宽调制控制以便为该初级开关提供零电压开关条件。

Description

利用变压器漏电感俘获能量的零电压开关半桥直流-直流变换器拓扑
技术领域
本发明涉及直流-直流变换器，更特别涉及高密、高频和高效的零电压开关(“ZVS”)半桥直流-直流变换器。
背景技术
由于对功率密度更高的功率变换(power conversion)和对更好动力性能需求的日益增加，因此需要进一步增大直流-直流变换器中的开关频率以便减少无源元件的尺寸和成本。增大的开关频率增大了元件的电流应力、电压应力和脉宽调制(“PWM”)控制的直流-直流变换器中的开关损耗(switching loss)。零电压开关直流-直流变换器因为是零电压开关，而具有较低的开关损耗，因而具有较高的效率。
在ZVS直流-直流变换器当中，移相的ZVS全桥是较具有吸引力的，因为其通过利用变压器的漏电感和MOSEFT(金属氧化物半导体场效应晶体管)开关的结电容(junction capacitance)就能够允许所有开关在零电压开关下工作，而无需增加辅助开关来实现零电压开关。但是全桥的复杂性对其广泛应用而言是个阻碍，对于低功率电平而言尤其如此。对于低功率电平来说，相对于全桥而言半桥由于其简单性而更具有吸引力。
常规的对称PWM半桥直流-直流变换器是在硬开关条件下工作。也就是说，当选通时无论开关是否处于零电压条件下，变换器的开关都会导通。在半桥的两个开关关断期间，变压器的漏电感与结电容之间的振荡会导致能量耗散和电磁干扰(“EMI”)放射。因此，常规的对称PWM半桥直流-直流变换器不是在具有较高开关频率的直流-直流变换器中使用的较好选择。
人们已设计出一种用来软化半桥开关的开关行为的技术，就是使用开关的补充(非对称的)工作周期(duty cycle)控制。因为将补充的驱动信号提供给高压侧和低压侧开关，所以这两个开关能在零电压条件下导通。在一个开关关断之后，利用漏电感中和反射负载电流中的能量为该开关的结电容充电，为第二开关的结电容放电，并在第二开关的结电容已经被放电到零电压时强制使第二开关的本体二极体(body diode)导电以便再循环能量。在第二开关的本体二极体导电期间，第二开关可以在零电压条件下导通。
PWM半桥直流-直流变换器的补充工作周期控制具有一定的缺点。静态下两开关的非对称工作周期会造成非对称电压和元件的电流应力。当工作周期极度不均匀时，初级开关(primary switch)和次级整流器(secondary rectifier)上的电流应力明显不对称。次级侧整流器上的电压应力也不均匀，因而除非使用较高电压率元件否则将导致直流-直流变换器的性能降低。此外，因为在变压器中沿两个方向输送的功率是不均匀的，所以降低了变压器的使用效率。同时，直流电增益率是非线性的，并且与对称PWM所控制的半桥直流-直流变换器在相同输入电压变化下相比，需要更大的工作周期变化，这样使直流-直流变换器在标准输入电压下以超出最佳工作点来工作。因此，与变化的输入电压相比，补充(非对称)工作周期控制更适用于固定的输入电压。
非对称匝数比(turns-ratio)集成磁结构提供了一种减少宽输入变化的工作周期变化的方法，以便可以通过利用低电压率整流器来提高性能。但是在两个变压器中输送的非均匀功率传输和开关上的非均匀电流应力仍然存在问题。
2002年10月17日提交的美国申请号为10/272,719，发明名称为“半桥零电压开关(ZVS)脉宽调制(PWM)直流-直流变换器”的美国申请中，公开了一种ZVS半桥直流-直流变换器，其基于工作周期变化(DCS)的PWM控制为半桥直流-直流变换器的所有开关实现零电压开关。在此引用美国专利申请号10/272,719的公开文本作为参考。通过变化PWM的工作周期，利用变压器漏电感和宽负载变化的反射负载电流，使两个主要开关之一实现零电压开关。一种以零电压开关和零电流开关工作的未接地的辅助开关，其在半桥直流-直流变换器中用于使用漏电感中俘获的能量以便来实现第二开关的零电压开关。
发明内容
根据本发明的半桥直流-直流变换器，包括：初级侧、次级侧和将初级侧连接到次级侧的变压器。初级侧具有连接到变压器初级绕组上的第一和第二初级开关、和辅助支路，该辅助支路具有连接到第一和第二初级开关的结(junction)上的第一侧和连接到公共端(common)的第二侧。辅助支路包括辅助开关，其转换到第一状态以便俘获变压器的漏电感能量，关断(switch off)来释放俘获的漏电感能量以便为第一和第二初级开关之一提供零电压开关条件。
在本发明的一个方面中，当第一和第二初级开关之一导通时辅助开关导通以便俘获该初级开关关断时的漏电感能量。此后辅助开关关断以便释放俘获的漏电感能量为第一和第二初级开关中的另一个开关提供零电压开关条件。在本发明的一个方面中，在辅助开关导通时导通的初级开关由工作周期变化的脉宽调制控制，以便为该初级开关提供零电压开关条件。
在本发明的一个方面中，辅助支路包括与辅助开关串联的二极管。在本发明的一个方面中，辅助支路包括与第一辅助开关串联的第二辅助开关。
在本发明的一个方面中，初级开关以高频率转换。在本发明的一个方面中，各个初级开关具有相同工作周期。
在本发明的一个方面中，辅助开关是接地的辅助开关。
从下文所提供的详细说明中可以清楚了解本发明的更多应用领域。应该理解表明本发明优选实施方式的详细说明和特定实施例，只是出于解释说明的目的，并不是试图限制本发明的保护范围。
附图说明
通过下面的详细描述并参考附图，将会更加全面地理解本发明，其中：
图1是根据本发明的DCS半桥ZVS直流-直流变换器的电路拓扑；
图2是图1中的半桥直流-直流变换器工作的主要波形；
图3A-3I是表示图1中的半桥直流-直流变换器的主要工作模式的等效电路；
图4是表示图1中半桥直流-直流变换器原型效率的曲线图；
图5A和5B是图4中原型的实验波形图；
图6A是表示图1中的DCS半桥直流-直流变换器初级侧的可选电路拓扑的示意图，其中辅助支路包括两个开关；
图6B是表示图6A中的电路拓扑的变形的示意图，其中辅助支路中的两个开关的位置与图6A中的相反，且它们的栅极相连以使两个辅助开关可以用公共的驱动信号来驱动；
图7A表示用于图6A中所示电路拓扑的工作的主要驱动波形；
图7B表示用于图6B中所示电路拓扑的工作的主要驱动波形。
具体实施方式
下面对优选实施方式的描述只是出于解释本发明的目的，决不是试图限制本发明及其应用或使用。
图1示出了根据本发明一个实施方式的DCS半桥ZVS直流-直流变换器100的电路拓扑。半桥直流-直流变换器100包括初级侧102和次级侧104。初级侧102包括初级或电源开关S1、S2，电容器Cb和变压器T1的初级绕组Lp。半桥直流-直流变换器100的次级侧104包括变压器T1的次级绕组Ls，第一、第二电感器L1、L2，二极管D1、D2，滤波电容器108和输出端110。半桥直流-直流变换器100还包括初级侧102内的辅助支路112。辅助支路112包括辅助开关S3和二极管D3。半桥直流-直流变换器100还包括具有连接到开关S1、S2、S3上的输出端120、122、124的控制器114。控制器114产生使开关S1、S2、S3导通或关断的开关信号Vgs1、Vgs2、Vgs3(图2)。控制器114可以是能够产生开关信号的任何装置，例如微控制器、ASIC，或分立的电子逻辑电路。
在一个实施方式中，半桥直流-直流变换器100以高开关频率工作。也就是说，以较高的开关频率导通或关断开关S1和S2。就在此使用的而言，高开关频率是指100KHz或以上的开关频率。对于目前的半导体元件，通常认为高开关频率的范围界于100KHz到2000KHz之间。然而，应该理解随着半导体元件技术的提高，可以使用大于2000KHz的高开关频率。在一个实施方式中，半桥直流-直流变换器100以400KHz的开关频率进行工作。
以具有漏极、源极和栅极的FET(场效应晶体管)为例来说明开关S1、S2和S3。在一个实施方式中，开关S1、S2和S3是MOSFET。开关S1的漏极连接到直流输入电压的直流电源106的正极116，开关S1的源极连接到开关S2的漏极和电容器Cb的一侧。开关S2的源极连接到公共端，其为直流电源106的公共端118。电容器Cb的另一侧连接到二极管D3的阳极和变压器T1的初级绕组Lp的一侧。变压器T1的初级绕组Lp的另一侧连接到公共端。二极管D3的阴极连接到开关S3的漏极，开关S3的源极连接到公共端。由于开关S3的源极连接到公共端，所以有时也将辅助开关S3称为接地辅助开关。C1、C2和C3分别表示开关S1、S2和S3的结电容。应该理解也可以在每个开关S1、S2和S3的漏极和源极的之间连接一个或多个外部电容器，在这种情况下C1、C2和C3将表示相应的外部电容器和相应的结电容。二极管Ds1、Ds2和Ds3分别代表开关S1、S2和S3的本体二极体。Lk表示变压器T1的漏电感。
以常规的电流倍增整流(current doubler rectification)拓扑为例来说明次级侧104。在次级侧104中，二极管D1的阴极连接到变压器T1的次级绕组Ls的一侧和电感器L2的一侧。次级绕组Ls的另一侧连接到二极管D2的阴极和电感器L1的一侧。电感器L1、L2的另一侧连接到滤波电容器108的一侧和输出端110的一侧。滤波电容器108和输出端110的另一侧连接到二极管D1和D2的阴极。应该认为二极管D1和D2可以由开关代替以减少传导损耗，这种技术通常被称为同步整流技术。还应该理解还可以为次级侧104使用除常规电流倍增整流拓扑之外的其它拓扑，例如中心抽头拓扑(center-tapped topology)。
使用在美国专利申请号10/272,719中所述的且下面将简述的DCS控制方案，来实现初级开关S1和S2之一(以S2为例)的零电压开关。DCS控制，包括变化初级开关S1和S2靠近另一个的两个驱动信号之一，同时保持PWM控制模式。因此由于开关S1和S2之一在另一个开关S1和S2刚刚关断后即开通，所以可以实现开关S1和S2之一的零电压开关。由于开关S1和S2的脉冲宽度是相等的，所以所有对应的元件在与对称半桥直流-直流变换器相同的电压条件和电流应力条件下工作。
图2示出了半桥直流-直流变换器100的主要工作波形。参考图2简述DCS控制方案。开关S2的驱动信号(Vgs2)向左靠近开关S1的驱动信号(Vgs1)的下降沿，同时使两个开关S1和S2保持相同的工作周期。当开关S1关断时，变压器T1初级电流为C1充电并为C2放电。当C2放电后，开关S2的漏极-源极之间的电压下降到零，开关S2的本体二极体Ds2导通以运载电流。当开关S2的本体二极体Ds2导电时，可以以零电压开关开通开关S2。
通过俘获变压器T1的漏电感中的能量，辅助支路112为S1实现零电压开关。在开关S2导通期间，辅助开关S3以零电流和零电压开关导通。当开关S2关断时，变压器T1的漏电感电流续流通过辅助支路112，也就是说通过二极管D3和辅助开关S3。在导通开关S1之前，开关S3关断以便释放漏电感能量来为C1放电，因此开关S1可以在零电压开关条件下开通。
参考图2中所示的主要工作波形和图3A-3I中所示的半桥直流-直流变换器100主要工作模式的等效电路，更加详细地描述半桥直流-直流变换器100的操作过程。为简化起见，除明示的以外，半桥直流-直流变换器100的元件都被认为是理想化的。在图3A-3I中，用实线表示电流流经的路径，用虚线来表示电流没有流经的路径。当开关S1、S2和S3导通时，用实线表示这些开关；当开关S1、S2和S3关断时，则用虚线表示这些开关。如上所述，控制器114分别产生如图2所示的开关信号Vgs1，Vgs2和Vgs3，其分别控制开关S1、S2和S3的导通和关断。
模式1(图3A)(t0＜t＜t1)：当时间t＝t0时，开关S1在零电压条件下导通(为后面模式9中提供打开开关S1的零电压开关条件)。在模式1的时段中，变压器T1的初级电流ip是正向的，次级侧二极管D2逆向偏压。
模式2(图3B)(t1＜t＜t2)：当时间t＝t1时，开关S1关断，使电流iP充电C1并放电C2。
模式3(图3C)(t1＜t＜t2)：当C2两端的电压放电至零时，开关S2的本体二极体Ds2导电，这就为开关S2提供零电压开关条件。在此子区间中，次级侧电流i1和i2分别续流通过次级侧二极管D2和D1。
模式4(图3D)(t2＜t＜t3)：当t＝t2时，开关S2在零电压条件下导通，使变压器T1的漏电感电流重置为零并反向充电，同时次级侧电感器L1、L2的电流i1和i2分别继续续流通过。
模式5(图3E)(t2＜t＜t4)：当变压器T1的初级电流ip达到次级侧电流i2的反射电流时，次级侧二极管D1被阻断，电感器L2充电。当时间t＝t3时，因为二极管D3是逆向偏压，所以开关S3在零电压开关下被导通。直到开关S2关断才有电流流经开关S3，C2两端的电压被充电至电容器Cb两端的电压(在模式7中发生)。
模式6(图3F)(t4＜t＜t5)：当时间t＝t4时，开关S2关断，变压器T1的初级电流放电C1同时充电C2。
模式7(图3G)(t5＜t＜t6)：当t＝t5时，C2两端的电压充电到Cb两端的电压，然后变压器T1的漏电感电流流经D3和开关S3。在此期间，漏电流续流流过D3和俘获漏电感中的能量的开关S3。在次级侧104，电感器L1和L2的电流i1和i2分别续流流过D2和D1。
模式8(图3H)(t6＜t＜t7)：当t＝t6时，开关S3关断，通过变压器T1的漏电感电流为C2和C3充电，为C1放电。
模式9(图3I)(t6＜t＜t7)：当C1两端的电压放电至零时，开关S1的本体二极体Ds1导电以便再循环变压器T1漏电感的能量，并为开关S1提供零电压开关条件。然后在前述的在零电压条件下以模式1导通开关S1。
半桥直流-直流变换器100提供初级开关S1、S2(以及辅助开关S3)的软开关，并减少漏电感的相关损耗。由于半桥直流-直流变换器100的高压侧初级开关S1和低压侧初级开关S2具有相同的工作周期宽度，所以作用在半桥直流-直流变换器100的变压器、开关、二极管和电感器上的强度与作用在常规对称的半桥直流-直流变换器元件上的应力相同。
与在美国专利申请号10/272,719中公开的使用未接地的辅助开关拓扑技术相比，使用接地的辅助开关S3简化了对开关S3的驱动。未接地的辅助开关拓扑需要针对浮控开关(floating switch)的驱动技术，而在本发明的接地辅助开关拓扑中则不需要。
根据本发明构建了具有3.3V/35A输出值和36～75V输入电压的半桥直流-直流变换器的四分之一原型，以说明半桥直流-直流变换器的操作。在次级侧104使用同步整流器以减少传导损耗。两个FET平行以提供初级开关S1和S2。以48V输入电压400KHz的开关频率工作，在图4中示出了半桥直流-直流变换器100原型的效率，在图5A和5B中示出了实验波形。
图6A中示出了图1中的初级侧100的变体100’，其中辅助支路112中的二极管D3由开关来代替以减少传导损耗，因此目前的辅助支路112’包括串联连接的开关S3和S4。图7A示出了图6A中拓扑的主要开关波形。图6B示出了图6A中的辅助支路112’拓扑的变体112”，其中开关S3、S4的位置是相反的，它们的栅极(开关输入端)通过电阻器600连接起来以使开关S3、S4可以通过共同的开关信号来驱动。图7B示出了图6B中拓扑的主要开关波形。
本发明的描述只是出于解释的目的，因此不脱离本发明要旨的各种变形都包含在本发明的保护范围之内。这些变形不应被认为脱离了本发明的精神和范围。

Claims (23)

1.一种半桥直流-直流变换器，包括：
初级侧、次级侧和将所述初级侧连接到所述次级侧的变压器；
所述初级侧包括连接到所述变压器初级绕组上的第一和第二初级开关；
辅助支路，其具有连接到所述第一和第二初级开关的结上的一侧和连接到公共端上的第二侧，所述辅助支路包括辅助开关，其能够转换到第一状态以俘获所述变压器中的漏电感能量，和转换到第二状态以释放所述变压器的漏电感能量，以为所述第一和第二初级开关之一提供零电压开关条件。
2.如权利要求1所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述辅助开关在所述第一和第二初级开关之一导通时转换到所述第一状态；在所述第一和第二初级开关关断后转换到所述第二状态，以为所述第一和第二初级开关中的另一个提供零电压开关条件。
3.如权利要求2所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述辅助开关为接地辅助开关。
4.如权利要求3所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述辅助开关在所述第一状态下导电，在所述第二状态下不导电。
5.如权利要求2所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，当所述辅助开关被转换到所述第一状态时导通的所述第一和第二初级开关之一，由工作周期变化的脉宽调制来控制，以提供所述初级开关的零电压开关。
6.如权利要求1所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述第一和第二初级开关以高频率转换率和相同的工作周期宽度转换。
7.如权利要求1所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述辅助支路还包括与所述辅助开关串联的二极管。
8.如权利要求1所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述辅助开关还包括与所述辅助开关串联的第二开关。
9.如权利要求8所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述辅助开关的开关输入端和与所述辅助开关串联的所述第二开关彼此连接。
10.一种半桥直流-直流变换器，其包括：
初级侧，其由变压器连接到次级侧；
所述初级侧包括以高频率和相同工作周期转换的第一和第二初级开关，所述第一和第二初级开关的结连接到所述变压器初级绕组的第一侧，所述变压器初级绕组的第二侧连接到公共端；
所述第二初级开关由工作周期变化的脉宽调制控制，以提供所述第二初级开关的零电压开关；
连接到所述第一和第二初级开关的结和所述公共端的辅助支路，所述辅助支路包括辅助开关，所述辅助开关在所述第二初级开关导通后导通以俘获当所述第二初级开关关断时所述变压器的漏电感能量，所述辅助开关关断以释放所述变压器的所述漏电感能量，以为所述第一初级开关提供零电压开关条件。
11.如权利要求10所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述辅助开关包括MOSFET，所述辅助开关的所述MOSFET的漏极连接到所述第一和第二初级开关的结，所述辅助开关的所述MOSFET的源极连接到所述公共端。
12.如权利要求11所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述辅助开关的所述MOSFET的漏极，通过二极管连接到所述第一和第二初级开关的结上，所述二极管具有连接到所述第一和第二初级开关的结上的正极和连接到所述辅助开关的MOSFET漏极上的阴极。
13.如权利要求12所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述第一和第二初级开关的结，通过电容器连接到所述变压器的所述初级绕组上。
14.如权利要求13所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述每个第一和第二初级开关包括至少一个MOSFET。
15.如权利要求10所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述第一和第二初级开关的结，通过电容器连接到所述变压器的所述初级绕组上。
16.如权利要求10所述的半桥直流-直流变换器，还包括用于控制所述第一和第二初级开关和所述辅助开关的控制器。
17.如权利要求10所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述第一和第二初级开关包括至少一个MOSFET，所述第一和第二初级开关的结，包括所述第一初级开关的MOSFET的源极，其连接到所述第二初级开关的MOSFET的漏极上。
18.如权利要求10的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述辅助支路包括与所述辅助开关串联的第二开关。
19.如权利要求18所述的半桥直流-直流变换器，其特征在于，所述辅助开关的开关输入端和与所述辅助开关串联的所述第二开关彼此连接。
20.一种操作半桥直流-直流变换器的方法，该半桥直流-直流变换器具有通过变压器连接到次级侧上的初级侧，所述初级侧包括连接到所述变压器的初级绕组上的第一和第二初级开关，所述方法包括俘获连接到所述第一和第二初级开关的结以及公共端上的辅助支路中的所述变压器的漏电感能量，并且在所述第一和第二初级开关关断时释放该能量，以为所述第一和第二初级开关之一提供零电压开关条件。
21.如权利要求20所述的方法，还包括以工作周期变化的脉宽调制控制所述第一和第二初级开关中的另一个开关，以为所述另一个开关提供零电压开关条件。
22.如权利要求21所述的方法，其特征在于，俘获所述变压器的漏电感能量并释放之，包括，在由工作周期变化的脉宽调制控制的所述初级开关导通时，通过导通所述辅助支路中的接地辅助开关，以在所述初级开关关断时俘获所述漏电感能量，并随后通过关断所述辅助开关释放所俘获的漏电感能量。
23.如权利要求22所述的方法，还包括以高频率转换率和相同的工作周期宽度来转换所述第一和第二初级开关。
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