CN1922806A - 自动频率改正方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明有关一种自动频率校正一局部振荡器的方法以及装置，该装置接收一载波信号，且该载波信号包括对该装置为已知的一码序列，该装置利用一局部振荡器而将该载波信号降频转换成为一基频信号，该装置执行该基频信号的样品与该已知码序列间的一区块关联，以产生一频率误差信号，且该频率误差信号会被反馈至该局部振荡器，以校正该频率误差。

Description

自动频率改正方法及装置

技术领域

本发明有关于无线通信，更特别地是，本发明有关一种自动频率校正的方法以及装置。

背景技术

在一无线通信系统中，一传输器会利用一高载频(high frequency carrier)而调变一基频信号，以传输至一接收器，该已调变的信号是在该接收器处被接收以及解调变，对调变以及解调变而言，一传输器以及一接收器两者皆会包括一局部振荡器(local oscillator)，以用于产生相同的载频信号，而为了有效率地解调变该已调变信号，于该接收器处的该局部振荡器的该频率应该与在该传输器处的频率相同，因此，很重要的是，移除该传输器以及该接收器的局部振荡器间的相位误差。

虽然一无线传输/接收单元(WTRU)以及一基地台局部振荡器的额定频率(nominal frequencies)相同，但是，它们于实际上是不相同的，而造成此差异的两个主要原因是，第一个原因是由于该振荡器的制造容忍度所造成的一起始频率误差，以及第二个原因是该振荡器频率随着时间所产生的一漂移，此现象的发生归因于各种理由，例如，温度效应、以及老化，而此会累积地造成在一WTRU以及一基地台之间的不同振荡器频率。

在一WTRU以及一基地台之间的局部振荡器的频率差异会造成系统降级，举例而言，在一通用陆地无线存取/分时双工(UTRA/TDD)系统中，在一WTRU以及一基地台之间的该频率差异可以与±3ppm一样大，而随着大约2GHz的一传输器以及接收器载频，则3ppm会对应于一6,000Hz的一频率误差，不过，由于该局部振荡器是合成自与用于取样的局部振荡器相同的局部振荡器，因此，对一TDD系统而言，位在该接收器处的取样即可以于每8.7个帧漂移与1码片一样多。

发明内容

本发明有关一种用于一局部振荡器的AFC的方法以及装置，本发明的该方法会利用在连续相位评估中的差异，而将该WTRU局部振荡器的该频率维持在相关于一基地台局部振荡器的一所需、或预先决定的范围之中，一WTRU会自一基地台接收一载波信号，且该载波信号包括对该WTRU为已知的一码序列，该WTRU会利用一局部振荡器而将该载波信号降频转换成为一基频信号，该WTRU会执行该基频信号的所述样品(samples)与该已知码序列间的一区块关联，以产生一频率误差信号，且该频率误差信号是会被反馈至该局部振荡器，以校正该频率误差。

附图说明

对于本发明的一更详尽了解可以获得自接下来为了举例而加以提供、且结合附图式的较佳实施例的叙述，其中：

图1是显示依照本发明的一较佳实施例，包括用于一自动频率校正程序操作的输入以及输出的一程序的方块图；

图2是显示依照本发明一较佳实施例，一种执行自动频率校正的装置的方块图；

图3是显示在图2的一装置中所利用的一频率评估区块的一方块图；

图4是显示在图3的该频率评估区块中所利用的区块关联器(blockcorrelator)的示意图；

图5是显示一示范性第一区块关联的一方块图；

图6是显示在图3的该频率评估区块中所利用的一共轭乘积及总和单元的一方块图；

图7是显示用于积分该已评估频率错误的一积分器的方块图；

图8是显示依照本发明的一种自动频率校正程序的一流程图；以及

图9是显示在图2的一装置中所利用的一频率评估区块的另一个实施例的一方块图。

具体实施方式

本发明将以附图描绘作为参考而进行叙述，其中，全文中相同的标号代表相同的组件。

本发明的特征是可以并入一积分电路(C)、或是可以加以建构于一包括多个互连构件的电路之中。

此后，该专用术语“WTRU”是包括，但不受限于，一用户设备，一移动站台，一固定或移动用户单元，一呼叫器，或任何其它形式的能够在一无线环境中操作的装置，而在之后提到时，专用术语“基地台”则是包括，但不受限于，一节点B，一位置控制器，一存取点，或任何其它形式的在一无线环境中的界面装置。

在此当下，为了简化，本发明将以一TDD系统作为参考而进行叙述，然而，熟悉本领域技术的人将可以了解，本发明的教示是同样地可以应用于一一般的分码多重存取(CDMA)通信系统，包括分频双工(FDD)，分时同步CDMA(TDSCDM)，以及CDMA 2000，或是任何其它形式的CMDA系统。

图1是显示包括依照本发明的一较佳实施例而操作的一AFC处理器102的输入以及输出的一程序100的方块图。依照本发明的该AFC处理器102会利用数个输入，包括一已取样的已接收基频信号(较佳是，为一主要共通控制实体信道(primary common control physical channel，P-CCHCH)训练序列位置(midamble position)的形式)，为一基本训练序列代码数字形式的一信元参数，一奇/偶帧指示器，一RF载频，以及一起始电压控制的振荡器(VCO)数字模拟转换(DAC)控制电压，而可选择地是，该起始VCO DAC控制电压亦可以根据一用户定义的数值、或是一先前储存的数值，再者，该AFC处理器102的所述输出104包括(a)该VCO的一控制电压，(b)一已评估的频率误差，以及(c)一整合指示器(convergence indicator)，的其中任一。

该AFC会于一起始信元搜寻程序完成之后加以执行，且该AFC并不需要执行信道评估、或等化，本发明将会于之后借助在一P-CCPCH中的一训练序列码作为参考而进行解释，然而，应该要了解的是，任何其它导引序列是亦可以加以使用，而取代P-CCPCH，再者，AFC所需要的信息是仅为一P-CCPCH的一训练序列的位置，而其是提供于该起始信元搜寻程序之后，最初，该AFC程序会使用该P-CCPCH的该训练序列，不过，一旦建立一专属信道(DCH)之后，该AFC程序即可以更进一步地使用包含在该DCH中的一训练序列。

图2是一种用于依照本发明的一较佳实施例而执行AFC的装置200的一方块图。该装置200包括一VCO 202，一混合器204，一模拟数字转换器(ADC)206，一频率评估区块208，一信元搜寻区域210，一回路滤波器(loop filter)212，以及一DAC 214，正如图2所示，该VCO202所产生的该信号亦可以被使用于一传输程序，以混合一DAC 215所转换的传输资料，虽然此并不需要。

一载波信号包括一已知的码序列，较佳是一训练序列码，并且，该已知的码序列被用于评估该局部振荡器的频率误差，一已接收的载波信号是借助该混合器204而与该VCO 202所产生的带转换成为一基频信号的一信号进行混合，而该基频信号会借助该ADC 206而被转换成为一数字信号，其中，该ADC206是会过取样该基频信号，较佳地是，以2X的该码片率，此外，所述数字样品会被输入该频率评估区块208以及该信元搜寻区块210。

该信元搜寻区块210会利用任何已知的方法而执行一起始信元搜寻程序，而在该信元搜寻程序已经执行之后，该信元搜寻区块210即会输出一P-CCPCH的该训练序列的一第一具意义路径(first significant path)的位置，然后，该已2X过取样的已接收信号以及该第一具意义路径的该训练序列位置会被输入该频率评估区块208之中，接着，该频率评估区块208会产生一频率误差信号，此将会于之后进行解释，然后，该频率评估区块208所产生的该频率误差信号会进入该回路滤波器202，以产生用于该VCO 202的一校正信号，此校正信号会于一稳定的状态中驱动该已测量的频率误差至零，该校正信号可以为、或可以不为数字形式，而若是该校正信号是数字形式时，则其是会在被施加于该VCO 202之前，借助该DAC 214而被转换成为一模拟信号。

图3是在图2的该装置中所利用的一频率评估区块208的一方块图，应该要了解的是，在图3中所举例说明的该架构仅是了举例所提供，并且，任何其它型式的架构皆同样的可以被用于频率评估中，根据本发明的一较佳实施例，该频率评估区块208包括至少一区块关联器库(bank)220，至少一共轭乘积及总和单元230，以及一角度计算单元250，其中，该区块关联器库220会执行所述样品与该训练序列的关联性，以产生关联结果，而正如将会于之后所解释的，该区块关联器库220包括复数个区块关联器，再者，该共轭乘积及总和单元230会接收该关联结果，并且，会产生在该区块关联器库220中对于自一区块关联器至下一个区块关联器的相位改变的一评估，另外，该角度计算单元250会自该共轭乘积及总和单元230的输出产生一频率评估，更进一步地，该频率评估器208亦可以还包括一累加器，以累加在一预先决定时间内，该共轭乘积及总和单元230的该输出，一多路径检测单元，以及一多路径结合器248，以用于检测以及结合多路径分量。

该频率评估区块208亦可以包括多于一个区块关联器库220，以及多于一个的共轭乘积及总和单元230，以处理额外的训练序列，举例而言，正如在图9中所示，可以使用两个训练序列，m₁以及m₂(j＝0，1)，因此，在此实施例中，该频率评估区块208是包括两个区块关联器库220’，220”，以及两个共轭乘积及总和单元230’，230”，一第一区块关联器库220’以及共轭乘积及总和单元230’会处理该第一训练序列，m₁，以及该第二区块关联器库220”以及共轭乘积及总和单元230”会处理该第二训练序列，m₂，而此则是会允许在使用空间码传输分集(space code transmit diversity，SCTD)时的分集增益。

图4是显示图3的该区块关联器库220利用滑动窗(sliding window)区块关联性的一举例架构的方块图。该区块关联器库220包括复数个区块关联器220a-220d，其中，每一个区块关联器220a-220d会执行所述已接收基频样品与该训练序列的关联性，以产生一关联性结果，所以，该区块的大小，以及因此区块的数量，是会加以选择，以避免在该AFC校正完成该起始误差之前的过量关联性耗损，但是，并不需要是显示于附图中的该特殊大小。

作为一个例子，若是该AFC程序是对在一丛发(burst)型态1中所传输的一P-CCPCH的一训练序列进行处理时，则该传输会2X地进行过取样，以及该搜寻窗口包括10个前端码片(20个样品)，49个延迟码片(lagging chips)(98个样品)，以及512个训练码片(1024个样品)，该滑动窗所需要的样品的总数是1142(r₀-r₁₁₄₂)，所述前端样品会提供任何未检测路径的限度(margin)，所述延迟样品会提供该最大预期多路径延伸的限度，而在每一个延迟处，位在每一个区块关联器220a-220d处的四个(4)关联性会加以执行，在每一个延迟处，该前128个偶数样品(r₀，r₂，...，r₂₅₄)会被输入该第一区块关联器220a之中，接下来的128个偶数样品(r₂₅₆，r₂₅₈，...，r₅₁₀)会被输入该第二区块关联器220b，再接下来的128个偶数样品(r₅₁₂，r₅₁₄，...，r₇₆₆)会被输入该第三区块关联器220c，以及最后的128个偶数样品(r₇₆₈，r₇₇₀，...，r₁₀₂₂)会被输入该第四区块关联器220d，每一个区块关联器会执行与训练码的一不同部分的一关联性，而在前述的例子中，会使用训练码的512个位以及四个(4)区块关联器，每一个区块关联器会执行与训练码的128个位的一关联性，并且，分别地，该第一区块关联器220a会使用训练序列的该前128个位，该第二区块关联器220b会使用训练序列的该其次128个位，该第三区块关联器220c会使用训练序列的该第三个128位，以及该第四区块关联器220d会使用训练序列的该四个128位，且每一个区块关联器220a-220d会分别地产生一关联结果，R_0，i，j，R_1，i，j，R_2，i，j，以及R_3，i，j。

图5是显示在该区块关联器库220中的该第一区块关联器220a的一方块图。该第一区块关联器220a会接收128个样品，以及执行所述样品与训练序列的该前128个位的一关联性，并且产生R_0，i，j，一般而言，来自位在延迟i的第k个区块关联器的该输出会被定义为：

$R_{k,i,j}={\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{B-1}{r}_{i+2\mathrm{kB}+2n}{m}_{j,\mathrm{kB}+n}^{*}$ 方程式(1)

其中，对前述的例子而言，0 i 118，0 k 3，B＝128，以及j(0j 1)是会对应于用于该关联性的该训练位移，而该滑动窗关联区块的所述结果(R_0，i，j，R_1，i，j，R_2，i，j，以及R_3，i，j)会被递送至该共轭乘积及总和单元230。

图6是显示在图3的该频率评估区块208中所利用的一共轭乘积及总和单元230的一方块图。该关联器输出是代表所述已接收样品与该已移除训练序列调变的质心(centroid)的一复数，该共轭乘积及总和单元230会产生自一个区块关联器至下一个区块关联器的相位改变的一评估，而此是借助计算连续关联性输出的该共轭乘积而加以完成，其中，源自该第一区块关联器220a的共轭输出R_0，i，j ^*是会相乘至一第二区块关联器220b的一输出R_1，i，j，源自该第二区块关联器220b的共轭输出R_1，i，j ^*是会相乘至一第三区块关联器220c的一输出R_2，i，j，以及源自该第三区块关联器220c的共轭输出R_2，i，j ^*是会相乘至一第四区块关联器220d的一输出R_3，i，j，而来自一共轭乘积操作的每一个乘积是会为具有接近自一关联性的中心至下一个的相位改变的角度的一复数向量，接着，每一个训练序列，m₁以及m₂，的该三个共轭乘积会被加总在一起，以产生该自一区块关联器至下一个的相位改变的一较低变动评估(varianceestimate)，其中，相关于m₁的共轭乘积会被加总在一起，并且储存在D(i，0)之中，以及相关于m₂的共轭乘积会被加总在一起，并且储存在D(i，1)之中，而该定义该共轭乘积及总和区块的输出的方程式是：

$D(i,j)={\mathrm{\Σ}}_{k=1}^3{R}_{k,i,j}{R}_{k-1,i,j}^{*}$ 方程式(2)

较佳地是，该频率评估区块208包括一累加器240，而该累加器240会累加在N个训练序列期间的该共轭乘积及总和单元230的输出，所得出的累加复数则被定义为：

方程式(3)

该累加时间N是会于一开始被设定为2，并且，会接续地以一频率误差的绝对值的最新评估作为基础而加以决定。表一是提供N作为该频率误差的一函数的示范性数值，而所述被选择为N的数值则是会保证，在频率更新之间可以发生的移动会少于四分之一的码片，以避免路径跨越进入邻近的样品。

绝对频率误差(Hz)       训练序列数量(N)

(4000，)               2

(2000，4000)           4

(1000，2000)           6

(100，1000)            12

(0，100)               30

表一

更进一步地，请参阅回图3，该频率评估区块208还可以包括一多路径检测单元241，以及一多路径结合器248，该多路径检测单元241会包括一强度计算单元242，一搜寻单元244，以及一临界值计算器246，而为了结合多路径分量，在N个训练序列已经通过所述滑动窗区块关联器220而进行处理之后，该多路径检测单元241会进行搜寻，以发现数个(举例而言，六个)具有最大强度的已累加数值， D(i，j)，且所述已累积数值， D(i，j)，会被输入至该强度计算单元242以及该搜寻单元244，其中，该强度计算单元242会计算每一个已累加数值， D(i，j)，的该强度，并且会将每一个已累加数值， D(i，j)，的该强度输出至该搜寻单元244。

该搜寻单元244会定位出所述最大绝对数值(D0(最大)至D5)的六(6)个，而接下来的方程式即会精确地定义出在所述已累加数值， D(i，j)，以及该六(6)个已解析路径之间的关系：

$(i_0,j_0)=\underset{(i,j)}{\mathrm{ArgMax}}\left(\right|\stackrel{\‾}{D}(i,j)\left|\right);$ 方程式(4)

D0＝ D(i₀，j₀)；         方程式(5)

$(i_1,j_1)=\underset{(i,j)\≠(i_0,j_0)}{\mathrm{ArgMax}}\left(\right|\stackrel{\‾}{D}(i,j)\left|\right);$ 方程式(6)

D1＝ D(i₁，j₁)；                方程式(7)

$(i_n,j_n)=\underset{(i,j)\≠(i_{n-1},j_{n-1})}{\underset{(i,j)\≠(i_1,j_1),...,}{\underset{(i,j)\≠(i_0,j_0)}{\mathrm{ArgMax}}}}\left(\right|\stackrel{\‾}{D}(i,j)\left|\right);$ 以及                               方程式(8)

Dn＝ D(i_n，j_n)；                方程式(9)

其中，i_n以及j_n分别为相关于多路径分量Dn的该延迟以及训练序列位移，且0 n 5，六(6)个路径的一总和会于该前述的例子中被结合在一起，而其会对应于具意义多路径的预期最大数量，其是三(3)，的两倍(为传输分集而言)，但应该注意的是，其它的数值也可以被用于取代六(6)。

该临界直计算器246会以峰值(0)的强度作为基础而决定一检测临界值，并且，是会将其与D1-D5进行比较，而若是D1-D5是于强度上大于β|D0|时，则其会受到相当的考虑，否则，它们将会被视为噪声而被拒绝：

方程式(10)

该检测临界系数，β，是一可配置的参数。

若是D1-D5的强度是超过该检测临界值时，则它们会被视为足够大，而被包括于该频率评估计算之中，而在D1-D5与该检测临界值比较之后，该多路径结合器248即会将剩余的多路径分量结合成为一单一的复数向量，且其角度乃会是在一关联器区块时间期间，该载波偏移的该相位改变的一评估，此复数结果是得自：

$D=D0+\underset{n=1}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Dn}}^{\′}$ 方程式(11)

该角度计算单元250会决定该复数结果的一频率评估，而在计算该频率评估时可以使用一三角函数计算，然而，较佳地是，该频率评估系是用两个近似值而加以计算，为了自该多路径结合器248输出撷取该角度信息，该复数个向量会加以比例化(scaled)，而具有单元强度，并且该复数绝对数值函数的一近似值会被用于一强度计算单元252以及一复数误差正规化单元254之中，而该复数绝对数值近似是如下所示：

Abs_approx{z}＝Max(|(Re{z}|，|Im{z}|)+1/2Min(|(Re{z}|，|Im{z}|)    方程式(12)

其是需要为了一复数单元向量的角度而使用一小角度近似，该近似是如下所示：

Im{z}Arg(z)＝θ，若是θ＜＜1，以及|z|＝1             方程式(13)

因此，相关于该已评估角度，θ，并具有该强度结合器248的该复数输出，D，的该方程式是：

$\mathrm{\θ}=\mathrm{Im}\left\{\frac{D}{{\mathrm{Abs}}_{\mathrm{approx}}\left\{D\right\}}\right\}$ 方程式(14)

频率的定义是相关于时间的相位的改变速率，而该不同相位评估的时间间隔是被固定在BT_c，因此，已评估频率误差，ε，即会简单地为θ的一比例化形式：

ε＝αθ                                             方程式(15)

根据AFC的一固定点执行，该已评估频率误差的所述所需单元是必须一致于该VCO DAC缓存器，而在一个例子中，该VCO DAC具有10位的分辨率，以及意味着该LSB，δ，的±7.275ppm(29.1kHz)的一动态范围是会代表大约28Hz的一改变，该常数α是提供为：

$\mathrm{\α}=\frac{1}{4\mathrm{\δB}{T}_c}$ 方程式(16)

其中，

δ＝f_c·7.275×10^-6                                  方程式(17)

该LSB，δ，以及因此α，会取决于该无线电被调整成为的该RF频率，所以，其是必须要将该RF载波提供给该AFC演算式，以适当地比例化该已评估频率误差。

图7是显示用于积分该频率评估器所产生的该已评估频率误差的一举例说明积分器的方块图。该回路滤波器212会将该已评估频率误差ε视为一输入，并且该已评估频率误差是会借助λ262而加以比例化，以及是会通过一延迟以及反馈单元264而执行一积分操作，以获得该VCO DAC缓存器，v：

v(t)＝v(t-1)+λe(t)                        方程式(18)

该积分仅会在该误差ε是转储(dumped)自该在前区块时加以执行，因此，该数值v会在处理完N个训练序列后改变。

在AFC的起始之后，该整合指示器104是立即被跳过(cleared)，当频率误差的一评估是小于一预先决定的数值(举例而言，绝对值100Hz)时，该整合指示器会被复位(set)，而若是在整合之后，一已评估频率误差是加以计算出大于一预先决定的数值，举例而言，绝对值1kHz，时，则指示频率同步耗损的该聚合指示器会被跳过。

图8是显示依照本发明的AFC的一程序300的一流程图。一WTRU会接收一载波信号(步骤302)，该载波信号包括一已知的码序列，举例而言，一训练序列码，该WTRU是会利用一局部振荡器而将该载频信号降频转换成为一基频信号(步骤304)，该WTRU是会执行该基频信号的取样，较佳地是以2X该码片率(步骤306)，所述样品是会被输入复数个区块关联器，以产生复数个关联性结果(步骤308)，每一个区块关联器的关联性结果是会共轭地进行相乘以及总和，以产生一单一的共轭乘积及总和(步骤310)，所述共轭乘积及总和是会于N个训练序列期间进行累加，若是N个训练序列未被累加时，则该程序是会返回步骤302，以接收另外的载波信号(步骤312)。

若是其是决定为N个训练序列已于步骤312处进行累加时，则多路径分量是会被检测以及结合在一起(步骤314)，若是其是决定为N个训练序列尚未累加的话，则该程序300即会返回步骤302，在检测所述多路径分量时，数个最大的已累加乘积会被选择，并且与一检测临界值进行比较，该检测临界值可以依照所述最大累加共轭乘积及总和而进行设定，而为一频率评估的一角度数值即是计算自该已结合的乘积及总和(步骤316)，在计算该角度数值时，可以利用一近似方法，一频率误差信号是会产生自该角度数值(步骤318)，以及该频率误差信号是会被反馈至该局部振荡器，以校正该频率误差(步骤320)。

虽然本发明的所述特征以及组件是于特别结合的所述较佳实施例中进行叙述，但是，每一个特征、或组件皆可以在不需要该较佳实施例的其它特征以及组件的情形下，被单独地使用，或是在具有、或不具有本发明的其它特征以及组件的情形下，被使用于各种结合之中。

Claims (28)

1.一种在一无线传输/接收单元中自动频率校正一局部振荡器的方法，该方法包括下列步骤：

(a)接收一载波信号，该载波信号包括对该无线传输/接收单元为已知的一码序列；

(b)利用一局部振荡器而将该载波信号降频转换成为一基频信号；

(c)借助进行该码序列与复数个区块关联器间的关联、并比较所述关联结果而产生一频率误差信号；以及

(d)依照该频率误差信号而校正该局部振荡器的一频率。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(c)包括：

取样该基频信号；

执行所述样品与复数个区块关联器间的一关联性；

产生所述区块关联器的关联性结果的一共轭乘积及总和；

自该共轭乘积及总和计算一角度数值；以及

自该角度数值产生一频率误差信号。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，该基频信号是于两倍码片率时进行取样。

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，该共轭乘积及总和是借助将一关联器的一关联性结果的一共轭乘上紧接的关联器的一相关性结果，以及加总所述相乘结果而加以计算。

5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，该共轭乘积及总和是于N个码序列期间进行累加。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，该数量N是依照该角度数值而进行调整。

7.根据权利要求2所述的方法，其特征在于还包括，在该载波信号的多路径分量中计算该码序列的一共轭乘积及总和的步骤。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述多路径分量是与一检测临界值进行比较，并且仅有位在该检测临界值之上的一多路径分量会被结合。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，该检测临界值是依照该共轭乘积及总和的一最大数值而加以设定。

10.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，该角度数值是利用一近似方法而加以决定。

11.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该码序列是为一训练序列码。

12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，该训练序列码是于一主要共通控制实体信道中进行检测。

13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，包含在一专属信道中的训练序列码是于计算该角度数值时更进一步地被利用。

14.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，一传输分集所传输的额外训练序列码是于计算该角度数值时更进一步地被利用。

15.一种自动频率校正一局部振荡器的装置，该装置包括：

一接收器，用于接收一载波信号，且该载波信号包括对该装置为已知的一码序列；

一混合器，用于利用一局部振荡器而将该载波信号降频转换成为一基频信号；

一频率评估器，用于借助进行该码序列与复数个区块关联器间的关联，以及比较所述关联结果，而产生一频率误差信号；以及

一频率误差信号产生单元，用于产生一频率误差信号，并进而用于依照该角度数值而校正该局部振荡器的一频率。

16.根据权利要求15所述的装置，其特征在于，该频率评估器包括：

一取样器，用于取样该基频信号；

复数个区块关联器，用于执行所述样品与该码序列间的一关联性；

一共轭乘积及总和单元，用于产生所述区块关联器的关联性结果的一共轭乘积及总和；以及

一角度计算单元，用于自该共轭乘积及总和计算出一角度数值。

17.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，该取样器是于两倍码片率时对该基频信号进行取样。

18.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，该共轭乘积及总和单元是借助将一关联器的一关联性结果的一共轭乘上紧接的关联器的一相关性结果，以及加总所述相乘结果而计算该共轭乘积及总和。

19.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，该共轭乘积及总和单元是于N个码序列期间累加该共轭乘积及总和。

20.根据权利要求19所述的装置，其特征在于，该数量N是依照该角度数值而进行调整。

21.根据权利要求16所述的装置，其特征在于还包括，额外的共轭乘积以及加总单元，以用于在该载波信号的多路径分量中计算该码序列的一共轭乘积及总和，以及一多路径结合器，以用于结合所述多路径分量。

22.根据权利要求21所述的装置，其特征在于还包括一多路径检测单元，以用于借助比较所述多路径分量与一检测临界值而检测多路径分量，借此，仅有位在该检测临界值之上的一多路径分量会被结合。

23.根据权利要求22所述的装置，其特征在于，该检测临界值是依照该共轭乘积及总和的一最大数值而加以设定。

24.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，该角度计算单元是利用一近似方法而计算该角度数值。

25.根据权利要求15所述的装置，其特征在于，该码序列是一训练序列码。

26.根据权利要求25所述的装置，其特征在于，该训练序列码是于一主要共通控制实体信道中进行检测。

27.根据权利要求26所述的装置，其特征在于，包含在一专属信道中的训练序列码是于计算该角度数值时更进一步地被利用。

28.根据权利要求25所述的装置，其特征在于，一传输分集所传输的额外训练序列码是于计算该角度数值时更进一步地被利用。

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