CN1981444B - 用于测量电压的模/数转换的装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于以模/数转换器(1)对测量电压(U_e)进行模/数转换的装置，其具有积分元件(2)，该积分元件拥有运算放大器(OP1)、电阻(R)和反馈回路中的电容(C)，其中参考电压(U_ref)施加至运算放大器(OP1)的反相输入端，并且测量电压施加至运算放大器(OP1)的同相输入端，电容(C)在时间长度(t₁)的充电阶段期间被充电并且在时间长度(t₂)的放电阶段期间被放电，模/数转换器(1)还包括在运算放大器(OP1)下游连接的比较器、在比较器(3)下游连接的存储元件(4)、产生充电时间(t₁)的时间发生器(6)和计数器(8)，其中计数器(8)检测A/D转换器(1)在输出端提供的脉宽调制输出信号(U_out)的边沿或周期长度(T＝t₁+t₂)，并且提供同步元件(5)，其至少在预定的测量持续时间(X)内将脉宽调制的输出信号的边沿与计数器(8)的时钟脉冲同步。

Description

用于测量电压的模/数转换的装置

技术领域

本发明涉及一种用于测量电压的模/数转换的装置。

背景技术

计数方法是A/D转换的代表性方法，也就是将模拟输入电压转换为与幅度成比例的数字。计数方法的实施方式有单斜坡方法和双斜坡方法，其中利用积分元件，在单斜坡方法中仅将输入电压积分，而在双斜坡方法中，输入电压和参考电压都被积分。

测量信号的A/D转换的周期长度由位于积分元件的反馈回路中的电容的放电时间t1和充电时间t2之和确定。充电阶段和放电阶段之间的切换总是发生在积分元件的输出电压达到预定临界电压的时刻。这通过下游的比较器实现，其一个输入端接收积分元件的输出电压，而另一输入端接收临界电压。

为了测量脉宽调制的输出信号的周期长度，脉宽调制的输出信号的两个上升沿或两个下降沿之间的时间被计数器检测。在这种情况中，周期长度的确定中的分辨率依赖于计数器时钟的频率，即，计数器时钟频率越高，时间分辨率约好。如果例如计数器以计数器时钟频率f工作，那么对于最小可测量时间变化Δt有：

Δt＝1/f。

已知的A/D转换器由于分辨率越来越高而越来越昂贵。另外，已知的A/D转换器的分辨率通常是固定的或预定的，从而通常安装最优地适于特定应用场合的A/D转换器。

过程测量技术的趋势是多参数测量仪表，即，测量仪表能够测量多个不同的物理或化学过程变量。这种过程变量的例子例如包括待测介质的温度、压力、料位、流量、pH值、离子浓度、导电率等等。原理上，测量质量由测量精度和/或测量的时间分辨率即测量速率确定。通常，这两种需求彼此抵触。于是，对于高精度的测量，相应需要较长的时间。相反，如果测量时间有限，则测量速率的增加要牺牲测量精度。出路是A/D转换器适当快速并且同时具有较高的位分辨率。这种转换器的缺点在于它们相对较贵，这使得测量仪表的制造成本显著增加。

在多参数测量仪表的情况中，还有另一个方面：在过程测量技术中，对于提供测量值，即，对于代表各个过程变量的测量信号的A/D转换，在测量精度和时间分辨率方面有不同的需求。作为例子，考虑温度，由于在正常情况中不会发生突然的温度跳变，所以这是通常随时间改变相对较慢的过程变量。然而，在温度测量的情况中，通常需要高测量精度。在这一点，考虑化学过程中的温度监控和/或控制。由于温度改变相对较慢，所以检测测量值可以使用相对较多的时间。

例如在压力测量的情况中则完全不同。在这种情况中，还必须能够检测突然发生的压力跳变。这只有当测量持续时间相对较短才可能，然而，在压力测量的情况中，测量精度的重要性较低。于是，关于这一点有意义的是找到一种妥协方案，其允许关于测量精度和测量持续时间而调整测量值的检测以适应给定应用的特殊需求。

发明内容

本发明的目的是提供成本低廉的用于测量信号的A/D转换的装置，其可调整以适应给定测量任务的需求。

这个目的通过具有以下结构的装置实现：模/数转换器，其包括具有运算放大器、电阻和反馈回路中的电容的积分元件。施加于运算放大器的反相输入端的是参考电压，施加于运算放大器的同相输入端的是测量电压或输入电压。在预定充电时间的充电阶段期间，电容被充电，并且在放电时间的放电阶段期间，电容被放电。充电时间和放电时间之和为周期长度

另外，模/数转换器包括运算放大器下游的比较器、比较器下游的存储元件、产生充电时间的时间发生器、以及计数器。其中积分元件的输出电压施加至比较器的反相输入端并且临界电压施加至比较器的同相输入端。其中模/数转换器在输出端提供具有边沿和周期长度的脉宽调制的输出信号。其中计数器检测脉宽调制的输出信号的边沿(或周期长度)。其中参考电压和充电时间恒定，从而测量电压与周期长度成反比。在优选实施例中，存储元件是RS触发器。另外，模/数转换器还包括同步元件，其在预定的具有大量充电及放电阶段的测量持续时间内将脉宽调制的输出信号的边沿与计数器的时钟脉冲同步。其中通过与计数器的同步而在一个高于临界电压的输出电压发生切换，由此在预定的测量持续时间之内以计数器的分辨率发生n个测量值的循环。

正如已经提到的，在没有脉宽调制的输出信号与计数器的时钟脉冲的同步的情况中，精确地在达到设定的或预定的临界电压时，即在积分元件的电容在充电阶段期间存储的电荷被再次放电的时刻，发生充电阶段和放电阶段之间的切换。根据本发明，通过同步元件将脉宽调制的输出信号的边沿与计数器时钟脉冲同步。以这种方式，放电阶段和充电阶段之间的切换不在达到临界电压时发生，而是首先在计数器的下一时钟脉冲发生，即，在一个高于临界电压的电压值时发生。于是尽管达到临界电压，仍然迫使积分元件继续积分，直至发生下一计数器时钟脉冲。以这种方式，在积分元件的电容中发生残余电荷。每个随后的转换都重复这个步骤：残余电荷累积，直至最终在一定次数的转换之后发生计数值的突变。

在本发明的装置的优选实施例中，提供时钟发生器，其发出系统时钟，并且同步元件将计数器、模/数转换器和时间发生器与系统时钟同步。这个实施例的优点是，所有时钟都源自相同的系统时钟，例如由于温度改变或较长操作时间而引起的时钟漂移对于转换质量没有影响。

本发明的装置的具有优点的进一步发展提供了模拟开关，其将施加于运算放大器反相输入端的参考电压在两个不同电压值之间切换。这个进一步发展具有以下优点：施加于运算放大器反相输入端的参考电压可自由选择或可任意设置。如果不需要可自由选择的参考电压，则可以忽略模拟开关。例如，同步元件的输出电压可以作为参考电压被馈送至运算放大器的反相输入端。如果正如在本发明的具有优点的进一步发展中提供的，同步元件是D触发器，则在这个变型方案中，D触发器的工作电压对应于施加于运算放大器反相输入端的参考电压。

另外，本发明的装置的优选实施例中，计数器具有捕捉-比较输入端。计数器总是在预定的测量持续时间期间被接通并且检测脉宽调制的输出信号的边沿。原理上，正确的工作方式自然仅仅当脉宽调制的输出信号的至少一个周期位于选择的测量持续时间之内时才是可能的。在脉宽调制的输出信号的每一个检测的边沿，产生中断。另外，本发明的装置的优选实施例包括微处理器，其特别地通过平均计数器的多个计数值而从中断产生的计数值确定测量电压。

本发明的方案特别有优点的是将存储单元分配给微处理器。在存储单元中存储在预定的测量持续时间期间由脉宽调制的输出信号的边沿产生的中断的数目。微处理器根据以下公式计算在超过预定测量持续时间之后的测量电压：

$U_e=\frac{t_1\·U_H}{Z-Z1}\·(I-1)$

其中变量Z1对应于第一计数值；Z代表随后的计数值，其作为重写而存储在存储单元中；I代表在测量持续时间期间计算的中断数目；t₁是充电时间；U_H是施加于积分元件的参考电压。

微处理器识别欠电压和过电压并生成相应的误差信号，这是本发明的装置的特别具有优点的实施方式。欠电压例如可以基于在测量持续时间内没有检测到脉宽调制的输出电压的至少两个边沿或至少两个中断而容易地确定。过电压可以通过中断的处理时间比待测量的周期长度更长而识别。为了避免测量误差，这里发生的中断的数目必须有上限。

或者，微处理器适应测量持续时间以避免发生欠电压和/或过电压。

附图说明

现在根据附图详细解释本发明，附图中：

图1是本发明的A/D转换器的电路框图；

图2是图1所示的本发明的A/D转换器的不同元件的电压的图形表示；

图3是图形表示，其中画出在一个测量周期中，运算放大器的输出电压U_a与计数器的计数值的关系；和

图4是图形表示，其中画出时间测量的误差与被平均的测量值的数目的关系。

具体实施方式

图1显示了本发明的A/D转换器1的电路框图。模/数转换器1由以下元件构成：

-积分元件2，包括运算放大器OP1、电阻R和反馈回路中的电容C；

-比较器3；

-存储元件4，这里是RS触发器4；

-同步元件5，这里是D触发器5；

-时间发生器6。

在附图中示出的本发明的优选变型中，同步元件5将模/数转换器1、计数器8和时间发生器6与系统时钟T_s同步。正如已经提到的，代替系统时钟T_s，还可以使用计数器时钟f进行同步。

可选地，提供模拟开关7。当无需可自由选择的参考电压U_ref时，可以忽略它。如果不需要参考电压U_ref可自由选择，则例如同步元件5的输出电压Q₂可直接用作参考电压U_ref，或者在没有同步的操作期间，存储元件4的输出电压Q₁可用作参考电压U_ref。于是，在这些情况中，D触发器5或RS触发器4的工作电压同时是施加至运算放大器OP1的反相输入端的参考电压U_ref。

A/D转换器1具有三个输入端和一个输出端：

-输入电压U_e施加于第一输入端；

-参考电压U_H施加于第二输入端；并且

-系统时钟T_s施加于第三输入端。

在A/D转换器1的输出端提供经过脉宽调制的输出信号U_out，其代表模拟测量信号U_e的数字转换结果。

在由时间发生器6提供的时间长度t₁期间，即，在充电阶段中，用作积分元件2的运算放大器OP1被充电。然后测量放电阶段的时间长度t₂。时间长度t₂对应于直至由于放电的电容C而在积分元件2的输出端测量到特定输出电压U_a所消耗的时间。通常这对应于临界电压U_th；根据本发明，通过与计数器的同步而发生切换，但是切换发生在一个高于预定临界电压的电压。施加于各个元件的电压U_a、U_K、Q₁、Q₂的时序或由各个元件发送的电压U_ref、T_C的时序在图2中显示。

在时间点t＝0开始所谓的充电阶段。这在图2中以(1)表示。在时间点t＝0，通过模拟开关7的相应切换，在运算放大器OP1的反相输入端给出电压U_H。如果参考电压U_H大于输入电压U_e，运算放大器OP1的输出端上的电压U_a从临界电压U_th线性下降。比较器3的输出U_K、RS触发器4的输出Q₁、D触发器5的输出Q₂(其对应于脉宽调制的输出信号U_out)以及时间发生器6的输出T_C在这个时间期间都处于二进制电平Hi。在时间点t₁，可以如下表达在积分元件2的输出端上的输出电压U_a：

$U_a\left(t_1\right)=U_{\mathrm{th}}+\frac{1}{\mathrm{RC}}(U_e-U_H)\·t_1---\left(1\right)$

在经过时间点t＝0和t₁之间的时间长度之后，时间发生器6在输出端T_C产生二进制电平L_O的短时钟脉冲。以这种方式，在RS触发器4产生重置信号；结果，输出信号Q₁以及晚一个时钟脉冲的输出信号Q₂被设置为二进制电平L_O。另外，模拟开关7将参考电压U_ref切换至0V，并且放电阶段开始，这在图2中以(2)表示。

如果参考电压0V小于输入电压U_e，输出电压U_a线性增加。在时间点T＝t₁+t₂，电压U_a再次达到临界电压U_th，并且比较器3切换。结果，比较器3的输出电压U_K被设置为二进制电平L_O；另外，RS触发器4被设置(→SET)。Q₁处于二进制电平Hi，并且在一个时钟脉冲之后，D触发器的输出电压Q₂处于二进制电平Hi。Q₂用于切换参考电压U_ref以及释放时间发生器6。充电阶段(1)重新开始。在时间点T＝t₁+t₂，输出电压U_a可以这样数学表示：

$U_a\left(t_1\right)=U_{\mathrm{th}}+\frac{1}{\mathrm{RC}}(U_e-U_H)\·t_1---\left(2\right)$

通过将公式(1)的U_a(t₁)代入公式(2)，得到在A/D转换器1的振荡状态中的输入电压U_e和周期长度T之间的如下关系：

$U_e=\frac{U_H\·t_1}{T}---\left(3\right)$

如果参考电压U_H和预定的延迟时间t₁(延迟t₁)已知且恒定，则得到以下数学关系：

$U_e=\frac{U_H\·t_1}{T}=\frac{a}{T}~\frac{1}{T}---\left(4\right)$

在这些条件下，输入电压U_e与周期长度T成正比或反比，其中T＝t₁+t₂。

为了测量周期长度T，利用计数器8检测在脉宽调制的输出信号U_out的两个上升沿或两个下降沿之间的时间。在这种情况中，周期长度T的时间分辨率非常显著地依赖于计数器8的计数器时钟的频率f。如果以系统时钟T_s驱动计数器8，则对于最小可测量时间变化Δt：有以下数学关系

$\mathrm{\Δt}=\frac{1}{T_s}---\left(5\right)$

在本发明的A/D转换器1的情况中，消除了这个常见的分辨率限制。

如果没有基于系统时钟T_s或基于计数器8的时钟信号的同步，则放电阶段(2)和充电阶段(1)之间的切换总是精确地在达到临界电压U_th时发生，也就是在充电阶段(1)期间在积分元件2中存储的电荷被再次放电的时刻。根据本发明，A/D转换器1和计数器8被利用系统时钟T_s或计数器8的计数器时钟f同步。

通过利用系统时钟T_s或计数器时钟f同步A/D转换器1、计数器8和时间发生器6，前述的切换仅仅发生在系统时钟T_s或计数器时钟f的下一时钟脉冲。于是，两个阶段之间的切换不发生在U_th，而是在高于U_th处发生。结果，在积分元件2中得到残余电荷，这在每次转换中累积并且最终导致计数值跳变。测量值的循环以计数器8的分辨率发生。这个循环的n个测量值的平均将分辨率增加了至少n倍。平均的测量值的数目越高，分辨率A越好。平均的测量值加倍至少导致分辨率加倍并因而导致测量精度加倍。

图3通过例子显示了在一个循环中，电压U_e与计数器8的计数值的关系。这显示了积分元件2的输出电压U_a如何在经历了多个充电及放电阶段的一个循环中随时间变化。在10kHz时钟脉冲频率的情况，计数值的分辨率为10μsec。在循环期间，计数器8产生四次计数值130μsec和七次计数值140μsec。在微处理器10中，从十一个测量值形成平均值，从而获得精确的值136.3636μsec，即使计数器的实际分辨率仅有10μsec。

通过例子，图4代表了由本发明的装置通过构造平均值而获得的分辨率提高。特别地，这个图显示了时间测量中的误差与一个循环中执行的测量次数n的关系。参考图3中显示的例子，在高于n＝11的平均值构造处，误差接近零。然而，只有包络线1/n得到保证。

理论上，本发明的方案允许任何大小的分辨率，只要测量窗口或测量时间相应增加。确实，测量精度的增加要牺牲测量速度，但是，依赖于应用类型或测量类型，这一点的重要性较低。实际中由于出现噪声和非线性，对于分辨率设置了限制。

由于公式(3)中显示的在输入电压U_e和周期长度T之间的非线性关系，测量电压的分辨率不是线性的。较大的输入电压U_e导致较小的周期长度T和较小的分辨率。根据本发明，以下算法优选地用于分析：

在测量持续时间X(例如，X＝4ms)中，具有捕捉-比较输入端的计数器被接通。在由脉宽调制的信号U_out的边沿产生的中断I处的计数器状态被如下存储在存储单元11中。第一计数值被存储在变量Z1中；接下来的计数值以重写方式存储在变量Z中。中断的数目被保存在变量I中。在超过测量持续时间X之后，可以如下计算电压U_e：

$U_e=\frac{a}{Z-Z1}\·(I-1)---\left(6\right)$

较小的输入电压U_e产生略小于X的周期长度T，于是，该输入电压不被平均并被以计数器8的分辨率测量。较大的输入电压U_e产生非常小的周期长度T，这个输入电压被非常频繁地以由上述方法改进的分辨率测量并平均。于是，周期长度T＝X/2的信号具有最小分辨率。于是A/D转换器1的分辨率A可以由以下公式描述：

$A=\frac{X}{2}\·T_s---\left(7\right)$

如果测量持续时间例如达到X＝4ms并且系统时钟T_s＝8MHz，则A/D转换器1的分辨率A＝16,000，或14比特。

在微处理器10的软件中，阻止以下误差：

当测量持续时间X期间没有发生脉宽调制的输出信号的两个边沿或没有发生两个中断时，识别到欠电压。这指示测量电压或输入电压U_e太小。

由中断的处理时间T1比周期长度T长可以识别到过电压并且得到测量误差。于是，有必要将中断的最大数目限制为X/TI。

本发明的装置的优点如下：

原理上，测量中不会有如下误差：

-如果时间发生器6被以计数器时钟f同步，则充电时间t₁的漂移(例如，由于温度改变或随着工作时间)不影响测量结果；

-如果电路元件6、8、1的所有时钟脉冲都源自相同的时钟信号T_s，则时钟信号T_s的漂移(例如由于温度变化或者随着工作时间)没有作用；

-同样，只要临界电压U_th中的波动以及RC元件的波动不在一个循环的内部发生，该波动对于测量结果没有负面影响；

-另外，影响放电阶段时间长度t₂的数字电路切换时间对于测量结果没有影响。

另外，两点平衡消除了以下误差：

-运算放大器OP1的所有模拟偏移量(由于在这种情况中，只有漂移能够产生测量误差)；

-模拟开关7的开电阻值；

-切换时间，其影响充电阶段的时间长度t₁；

-参考电压U_H的绝对误差(这里，也是仅有漂移能够产生测量误差)。

附图标记

1A/D转换器

2积分元件

3比较器

4SR触发器/存储元件

5D触发器/同步元件

6时间发生器

7模拟开关

8计数器

9时钟发生器

10微处理器

11存储元件

OP1运算放大器

R电阻

C电容

U_out脉宽调制的输出信号

U_e测量电压

U_a运算放大器的输出信号

U_ref参考电压

U_th临界电压

Q₁存储元件处的电压

Q₂同步元件处的电压

Claims (11)

1.一种用于对测量电压(U_e)进行模/数转换的装置，该装置具有模/数转换器(1)，该模/数转换器具有积分元件(2)，该积分元件拥有运算放大器(OP1)、电阻(R)和在反馈回路中的电容(C)；参考电压(U_ref)通过所述电阻(R)施加至运算放大器(OP1)的反相输入端，并且测量电压(U_e)施加至运算放大器(OP1)的同相输入端；电容(C)在充电时间t₁的充电阶段期间被充电并且在放电时间t₂的放电阶段期间被放电；其中充电时间t₁和放电时间t₂之和为周期长度；模/数转换器(1)还包括在运算放大器(OP1)下游连接的比较器(3)、在比较器(3)下游连接的存储元件(4)、产生充电时间t₁的时间发生器(6)和计数器(8)；其中积分元件(2)的输出电压(U_a)施加至比较器(3)的反相输入端并且临界电压(U_th)施加至比较器(3)的同相输入端；其中在模/数转换器(1)的输出端提供具有边沿和周期长度的脉宽调制的输出信号(U_out)；其中计数器(8)检测所述脉宽调制的输出信号(U_out)的边沿或周期长度；其中参考电压(U_ref)和充电时间t₁恒定，从而测量电压(U_e)与充电时间t₁和放电时间t₂之和成反比；并且模/数转换器(1)还包括同步元件(5)，其连接在存储元件(4)和时间发生器(6)之间，同步元件(5)的输出端提供所述输出信号(U_out)，该同步元件(5)在预定的具有大量充电及放电阶段的测量持续时间内将脉宽调制的输出信号(U_out)的边沿与计数器(8)的时钟脉冲同步；其中通过与计数器(8)的同步而在一个高于临界电压(U_th)的输出电压(U_a)发生切换，由此在预定的测量持续时间之内以计数器(8)的分辨率发生n个测量值的循环。

2.根据权利要求1所述的装置，其中提供时钟发生器(9)，其发出系统时钟；并且同步元件(5)将计数器(8)、模/数转换器(1)和时间发生器(6)与系统时钟同步。

3.根据权利要求1或2所述的装置，其中提供模拟开关(7)， 其将施加于运算放大器(OP1)反相输入端的参考电压(U_ref)在两个不同电压值之间切换。

4.根据权利要求1或2所述的装置，其中同步元件(5)的输出端的电压(Q₂)被馈送至运算放大器(OP1)的反相输入端作为参考电压(U_ref)。

5.根据权利要求1所述的装置，其中存储元件(4)的输出端的电压(Q₁)被馈送至运算放大器(OP1)的反相输入端作为参考电压(U_ref)。

6.根据权利要求1所述的装置，其中存储元件(4)是RS触发器。

7.根据权利要求1所述的装置，其中同步元件(5)是D触发器。

8.根据权利要求1所述的装置，其中计数器(8)具有捕捉-比较输入端；计数器总是在预定的测量持续时间期间被接通并检测脉宽调制的输出信号(U_out)的边沿；并且提供微处理器(10)，其通过平均所述计数器(8)的多个计数值而从计数值确定测量电压(U_e)。

9.根据权利要求8所述的装置，其中将存储单元(11)分配给微处理器(10)；在存储单元(11)中存储由脉宽调制的输出信号(U_out)的边沿产生的中断的数目；并且微处理器(10)根据以下公式计算在超过预定测量持续时间之后的测量电压(U_e)：

其中变量Z1对应于计数器(8)的第一值；Z代表随后的计数值，其作为重写而存储在存储单元(11)中；量I代表在测量持续时间期间计算的中断的数目；并且a是常数。 

10.根据权利要求8或9所述的装置，其中微处理器(10)识别欠电压和过电压并生成相应的误差信号；其中，基于在测量持续时间内没有检测到脉宽调制的输出信号的至少两个边沿或没有检测到至少两个中断，而识别出欠电压；基于中断的处理时间比待测量的周期长度更长，而识别出过电压。

11.根据权利要求10所述的装置，其中微处理器(10)调整测量持续时间以避免发生欠电压和/或过电压。 

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