DE10259585A1

DE10259585A1 - Elektronisches Vorschaltsystem mit Notlbeleuchtungseigenschaften

Info

Publication number: DE10259585A1
Application number: DE10259585A
Authority: DE
Inventors: Nicholas Buonocunto
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2001-12-19
Filing date: 2002-12-19
Publication date: 2003-07-10
Also published as: JP2003197389A; CN1430458A; US20030146714A1; MXPA02012701A; TWI292517B; US20050029966A1; KR20030051377A; CA2414543A1; US7084582B2; TW200301415A; US6784624B2

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltsystem zum Betreiben einer fluoreszierenden Lampe oder mehrerer fluoreszierender Lampen, das ein Subsystem mit einem Universaleingang von 108 V bis 305 V, eine Batterie zusammen mit einem Batterielader und einer zugehörigen Logik hat, die eine Notfallbeleuchtung bereitstellen und auch das Betreiben mindestens einer der fluoreszierenden Lampen bereitstellen. Das elektronische Vorschaltsystem umfasst eine Schaltung, die es erlaubt, dass eine fluoreszierende Lampe ohne ein Vorheizen ihrer Kathoden erregt wird, und umfasst auch eine Schaltung zur Leistungsfaktor-Korrektur, die einen Durchschnittsstrommodus verwendet, der durch einen Impulsweitenmodulator implementiert ist, und einen Leistungsfaktor für die elektronische Leistungsschaltung ableitet, der an einen Einswert angenähert ist.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1.0 Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft elektronische Vorschaltsysteme und insbesondere ein elektronisches Vorschaltsystem zum Betreiben fluoreszierender Lampen mit einem universellen Eingang (von 108 V bis 305 V), das ein Untersystem mit einer Batterie zusammen mit einem Batterielader und einer zugehörigen Logik hat, die die Notfallbeleuchtung bereitstellen.

2.0 Beschreibung des Stands der Technik

Elektronische Vorschaltsysteme bzw. Vorschaltgeräte zum Betreiben von fluoreszierenden Lampen bzw. Leuchtstofflampen sind bestens bekannt und einige von ihnen sind in den US-Patenten 5,808,421 und 6,031,342 offenbart. Elektronische Vorschaltsysteme wandeln typischerweise einen niederfrequenten Quellenwechselstrom, der eine relativ niedrige Frequenz in dem Bereich von 50 bis 60 Hz hat, in eine höhere Frequenz um, die typischerweise in dem Bereich von 30-40 kHz liegt. Die Umwandlung umfasst im allgemeinen einen zweistufigen Vorgang, worin die Wechselstromschwingung mit einer Frequenz von 50 bis 60 Hz zuerst in eine Gleichspannung gleichgerichtet wird und dann die Gleichspannung bei einer höheren Frequenz zerhackt wird, um einen Wechselstrom in dem Frequenzbereich von 30-40 kHz erzeugen zu können, der zur Erregung der fluoreszierenden Lampe verwendet wird. Die elektronischen Vorschaltschaltungen führen vorteilhaft die gewünschte Funktion zum Betreiben der fluoreszierenden Lampen durch und vermindern den Energieverbrauch im Vergleich mit nichtelektronischen Vorschaltschaltungen und insbesondere im Vergleich mit Glühlampen. Die herkömmlichen elektronischen Vorschaltschaltungen verwenden jedoch typisch einen Vorheizbetriebsmodus, der abgeschlossen sein muss, bevor die fluoreszierende Lampe derart erregt wird, dass sie in ihren kontinuierlichen und effizienten Normalmodus übergehen kann. Es ist erwünscht, dass eine elektronische Vorschaltschaltung vorgesehen ist, die das Erfordernis des Vorheizens der fluoreszierenden Lampe beseitigt, bevor die fluoreszierende Lampe betriebsmäßig in ihrem kontinuierlichen, effizienten Arbeitsnormalmodus gehalten wird.

Elektronische Vorschaltschaltungen werden typischerweise derart ausgewählt, dass sie Parameter haben, die bei bestimmten Eingangsfrequenzschwingungen arbeiten. Z. B. kann die elektronische Vorschaltschaltung Parameter haben, die derart ausgebildet sind, dass sie mit den 110 Volt, 60 Hz arbeitet, die typischerweise in den Vereinigten Staaten verwendet werden, wohingegen andere Vorschaltschaltungen Parameter haben können, die derart ausgebildet sind, dass sie mit 220 Volt, 50 Hz arbeiten, die in den europäischen Ländern normalerweise verwendet werden. Es wird gewünscht, eine Vorschaltschaltung bereitzustellen, die mit dem Universaleingang arbeitet, der den Bereich von 108 bis 305 Volt in einem Frequenzbereich zwischen 50-60 Hz abdeckt.

Des weiteren ist es erwünscht, eine elektronische Vorschaltschaltung bereitzustellen, die mit verschiedenen Typen von fluoreszierenden Lampen arbeiten kann, z. B. fluoreszierenden Lampen vom Typ T5, T8, T12, 20 W, 32 W, 40 W, 56 W, 70 W, linear, kreisförmig oder U-förmig.

Da fluoreszierende Lampen einen niedrigeren Energieverbrauch verglichen mit Glühlampen haben, werden sie weit verbreitet in industriellen und kommerziellen Umgebungen verwendet, die allgemein eine Notfalllichtversorgung erfordern. Es ist erwünscht, dass elektronische Vorschaltsysteme zum Betreiben einer oder mehrerer fluoreszierender Lampen bereitgestellt werden, die ein Untersystem mit einer Batterie zusammen mit einem Batterielader und einer zugehörigen Logikeinrichtung haben, um die Notfallbeleuchtungsversorgung bereitstellen zu können.

Elektronische Vorschaltsysteme, die fluoreszierende Lampen antreiben, leiden allgemein an dem Nachteil, dass sie elektromagnetische Störungen (EMI) bzw. Interferenzen und Hochfrequenzstörungen (RFI) erzeugen. Es ist erwünscht, ein elektronisches Vorschaltsystem bereitzustellen, dass das EMI/RFI-Rauschen reduziert oder sogar beseitigt, das durch die elektronischen Vorschaltsysteme erzeugt wird.

Elektronische Vorschaltschaltungen verwenden allgemein induktive Lasten, die eine Absenkung des Leistungsfaktors bewirken, was wiederum den Stromverbrauch erhöht und dadurch den Wirkungsgrad in bezug auf die fluoreszierenden Lampen reduziert. Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine elektronische Vorschaltschaltung bereitzustellen, welche die Erzeugung eines Leistungsfaktors ermöglicht, der sich dem Einswert annähert, wodurch der Wirkungsgrad des elektronischen Vorschaltsystems verbessert wird.

ÜBERBLICK ÜBER DIE ERFINDUNG

Diese Aufgabe wird durch das elektronische Vorschaltsystem nach Anspruch 1 bzw. 10, die Invertervorschaltschaltung nach Anspruch 5 bzw. die Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 9 gelöst. Demnach betrifft die Erfindung ein elektronisches Vorschaltsystem zum Betreiben einer fluoreszierenden Lampe oder mehrerer fluoreszierender Lampen bzw. von Leuchtstofflampen mit einem Universaleingang (von 108 V bis 305 V) und mit einem Untersystem mit einer Batterie zusammen mit einem Batterielader und einer zugehörigen Logik, das eine Notfallbeleuchtung bereitstellt. Das elektronische Vorschaltsystem der Erfindung ermöglicht den Betrieb von fluoreszierenden Lampen ohne ein Vorheizen ihrer Kathoden und ermöglicht auch eine Schaltung zur Leistungsfaktorkorrektur, die ermöglicht, dass eine elektronische Schaltung einen Leistungsfaktor hat, der sich dem Einswert annähert.

Das elektronische Vorschaltsystem der Erfindung weist auf: (a) einen EMI-Filter, der einen Eingang, der mit einem elektrischen Stromstoss bzw. einer Überspannung verbunden ist, und einen gefilterten Ausgang bereitstellt; (b) einen Vollwellengleichrichter, der einen Eingang hat, der mit dem Ausgang des EMI-Filters verbunden ist, und der eine erste Gleichspannung bereitstellt; (c) eine Leistungsfaktor-Korrekturschaltung, die einen Eingang hat, der mit dem Ausgang des Vollwellengleichrichters verbunden ist, und die einen leistungsfaktorregulierten bzw. -geregelten Ausgang bereitstellt; und (d) eine erste Invertervorschaltschaltung, die einen Eingang hat, der mit den Ausgang des Leistungsfaktorwandlers verbunden ist. Die Invertervorschaltschaltung hat eine Abtastfrequenzschaltung bzw. eine Durchstimmschaltung zum Zuführen eines oszillierenden Stromes, um eine erste fluoreszierende Lampe zu erregen, ohne dass ein Vorheizen ihrer Kathode erforderlich wäre.

Weitere vorteilhafte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen. Weitere Vorteile, vorteilhafte Weiterbildungen und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung sind der nachfolgenden Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung in Verbindung mit den Zeichnungen zu entnehmen. Es zeigen:

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ein Blockdiagramm des elektronischen Vorschaltsystems der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 eine schematische Ansicht, die einen EMI-Filter, einen Gleichrichter und eine Leistungsfaktor-Korrekturschaltung (PFC) zeigt, die alle aus der Fig. 1 sind;
Fig. 3 eine schematische Ansicht einer Invertervorschaltschaltung von Fig. 1;
Fig. 4 eine schematische Ansicht des Leistungsschalt- und Batterieladers von Fig. 1; und
Fig. 5 eine schematische Ansicht des Notfallabschnitts von Fig. 1.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszeichen durchgehend auch gleiche Elemente angeben, ist in Fig. 1 ein elektronisches Vorschaltsystem 10 zum Betreiben einer fluoreszierenden Lampe oder mehrerer fluoreszierender Lampen gezeigt, das die Fähigkeit einer Notfallbeleuchtung bereitstellt.
Das elektronische Vorschaltsystem 10 umfasst einen Filter 12 für elektromagnetische Störung (EMI), der Eingangsanschlüsse L1 und N hat, die mit einer Stromquelle verbunden sind, und einen gefilterten Ausgang auf den Signalwegen 14 und 16 bzw. Signalleitungen bereitstellt. Das elektronische Vorschaltsystem 10 umfasst weiterhin einen Vollwellengleichrichter V1, dessen Eingänge mit den Signalwegen 14 und 16 des EMI-Filters 12 verbunden sind und der eine erste gleichgerichtete Gleichspannung auf den Signalwegen 18 und 20 bereitstellt. Eine Leistungsfaktor- Korrekturschaltung 22 ist mit Ihren Eingängen mit den Signalwegen 18 und 20 des Vollwellengleichrichters V1 verbunden und stellt einen Ausgang mit einem geregelten Leistungsfaktor auf den Signalwegen 24 und 26 bereit.
Das elektronische Versorgungssystem umfasst weiterhin eine erste Invertervorschaltschaltung 28A und es weist bevorzugt weiterhin drei zusätzliche Invertervorschaltschaltungen 28B, 28C und 28D auf. Jede der Invertervorschaltschaltungen 28B, 28C und 28D hat Eingänge, die mit den Signalwegen 24 und 26 der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 22 verbunden sind. Zudem hat jede der Vorschaltschaltungen 28A, 28B, 28C und 28D eine Abtastfrequenzschaltung, die einen oszillierenden Strom zuführt, um Strom bzw. Energie einer fluoreszierenden Lampe in ihrem Betriebs- oder Normalmodus zuführen zu können, ohne dass die fluoreszierende Lampe bzw. Leuchtstofflampe zuerst vorgeheizt werden muss.
Das elektronische Vorschaltsystem 10 kann von einem Untersystem aus eine Notfallbeleuchtung bereitstellen, wobei das Untersystem einen Stromschalt- und Batterielader 30 und einen Notfallabschnitt 32 aufweist.
Der Schalt- und Batterielader 30 hat eine Spannungsversorgung, deren Eingänge mit Plus- und Masseanschlüssen des EMI-Filters 12 verbunden sind und die eine zweite Gleichspannung bereitstellt, welche eine positive Spannung bzw. ein positives Potential und eine negative Spannung bzw. ein negatives Potential an den Signalwegen 34 bzw. 36 hat.
Der Notfallabschnitt 32 hat einen Schalter K1, der eine Verbindung der Signalwege 34 und 36 ermöglicht und hat eine Vielzahl von Kontakten SC1 und SC2. Der Notfallabschnitt 30 umfasst weiterhin eine Diode D16, die eine Anode und eine Kathode hat, wobei die Anode mit dem positiven Potential auf dem Signalweg 34 verbunden ist. Der Notfallabschnitt 32 hat weiterhin eine Batterie, die einen positiven Anschluss und einen negativen Anschluss hat, wobei ihr negativer Anschluss mittels des Signalweges 38 mit dem negativen Potential auf dem Signalweg 36 verbunden ist, und wobei ihr positiver Anschluss mit der Kathode der Diode D16 verbunden ist.
Der Notfallabschnitt umfasst weiterhin einen zweiten Vorschaltinverter, der einen Halbbrückentreiber U4A, eine Halbbrückenanordnung 40 und einen Hochspannungstransformator T2 aufweist. Die zweite Inverterschaltung hat einen Eingang und einen Ausgang, die mittels der Vielzahl von Schaltkontakten SC1 und SC2 derart angeordnet sind, dass sie die positiven und negativen Anschlüsse der Batterie verbinden, wenn die zweite Gleichspannung fehlt, die normalerweise zwischen den Anschlüssen 34 und 36 anliegt. Die zweite Inverterschaltung hat eine Abtastfrequenzschaltung zum Zuführen eines oszillierenden Stroms zu einer ersten fluoreszierenden Lampe, ohne dass zuerst ein Vorheizen der ersten fluoreszierenden Lampe erforderlich ist, in einer Art ähnlich zu der der Invertervorschaltschaltungen 28A, 28B, 28C und 28D. Die zweite Invertervorschaltschaltung umfasst weiterhin eine Einrichtung, die nachfolgend mit Bezug auf Fig. 5 erläutert wird, zum Erregen der Signalwege 42 und 44 derart, dass die fluoreszierende Lampe der Invertervorschaltschaltung 28A erregt wird.
Das elektronische Vorschaltsystem 10, genauer der EMI- Filter 12, umfasst eine Vielzahl von Bauelementen, wie in der Tabelle 1 aufgelistet ist, und wird nachfolgend weiter mit Bezug auf Fig. 2 beschrieben. TABELLE 1
Der Zweck des EMI-Filters 12 besteht darin, die elektromagnetische Störung bzw. Interferenz (EMI) und die Hochfrequenzinterferenz bzw. -störung (RFI) zu reduzieren oder sogar zu beseitigen, die als Quellen für Rauschen wirken, das ansonsten sehr wahrscheinlich von dem elektronischen Vorschaltsystem 10 erzeugt werden würde. Dieses elektrische Rauschen kann den Betrieb von Fernsehern, Radios, Telefonen u. ä. Geräten stören. Dieses elektrische Rauschen kann weiterhin über Netzleitungen fortgeleitet werden, die Störungen in externen Geräten abstrahlen und erzeugen können.
Der EMI-Filter 12 ist mit der Spannungsquelle verbunden, die aufgrund der Vorteile der vorliegenden Erfindung zwischen ungefähr 100-305 V Wechselspannung mit einer Frequenz zwischen 50-60 Hz variieren kann. Der EMI-Filter 12 weist Gleichtaktspulen L1 und L2 auf, die um den gleichen Kern gewickelt sind und betriebsmäßig mit den Kondensatoren C1, C2 und C3 verbunden sind, die, wie in Fig. 1 gezeigt ist, angeordnet sind, und führt eine RFI/EMI- Filterung des Gleichtaktrauschens aus. Zudem enthält der EMI-Filter 12 eine Sicherung SI1, die einen Überstromschutz bereitstellt, und einen Varistor R1, der einen Schutz gegen Hochspannungsspitzen bereitstellt. Der EMI- Filter 12 erzeugt einen gefilterten Ausgang auf den Signalwegen 14 und 16, der an dem Vollwellenbrückengleichrichter V1 anliegt, der herkömmliche Dioden aufweist, die angeordnet sind, wie es in Fig. 2 gezeigt ist.
Die Vollwellenbrücke V1 arbeitet auf herkömmliche Art und Weise, um den gefilterten Ausgang des EMI-Filters 12 in eine Gleichspannung zu wandeln, die über die Signalwege 18 und 20 an dem Glättungskondensator C4 anliegt, der Teil der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 22 (PFC) ist, welche aus der Vielzahl von Bauelementen besteht, die in Tabelle 2 angegeben und angeordnet sind, wie in Fig. 2 gezeigt ist. TABELLE 2
Der Zweck der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 22 besteht darin, einen Leistungsfaktor für das elektronische Energieversorgungssystem 10 bereitzustellen, der ungefähr den Einswert erreicht. Die Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 22 ist bevorzugt in dem elektronischen Vorschaltsystem 10 implementiert, da das elektronische Vorschaltsystem 10, wie auch alle bekannten Vorschaltschaltungen, Spulen verwendet, die dazu neigen, den Leistungsfaktor zu reduzieren, wie z. B. durch die Quelle der Wechselstromerregung ersichtlich ist, die das elektronische Vorschaltsystem 10 versorgt. Das Absenken des Leistungsfaktors erhöht nachteilig den Energieverbrauch, der sich auf die fluoreszierenden Lampen und die magnetischen Vorschaltkomponenten bezieht. Typisch erzeugen diese Reduzierung des Leistungsfaktors und die zugehörigen induktiven Störungen eine Erhöhung des Energieverbrauchs um 40%. Die Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 22 der vorliegenden Erfindung führt eine aktive Korrektur des Leistungsfaktors aus und bringt ihn typisch fast bis auf den Einswert (0,98%) und sie führt diese Korrektur aus, indem sie ihre Ausgangssignalwege 24 und 26 dazu zwingt, dem Durchschnittsprimärstrom des Wechselstroms zu folgen, der das elektronische Vorschaltsystem 10 versorgt. Zudem hält die Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 22 eine Gleichspannung auf ungefähr 450 Volt aufrecht, die unabhängig von der Schwankung des Wechselstroms stabilisiert wird, der zwischen 108 bis 305 Volt variieren kann.
Im allgemeinen und mit gleichzeitigem Bezug auf Fig. 1 und 2 weist die Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 22 eine Spule T1 auf, die eine erste Wicklung T1A mit Eingangs- und Ausgangsanschlüssen hat, wobei der Eingangsanschluss mit dem positiven Anschluss 18 des Vollwellengleichrichters V1 verbunden ist. Die Leistungsfaktor- Korrekturschaltung 22 umfasst weiterhin einen Stromschalter Q1, der eine erste (1) Elektrode, eine zweite (2) Elektrode und eine dritte (3) Elektrode hat, wobei die erste Elektrode (1) mit dem Ausgangsanschluss der Wicklung T1A verbunden ist. Die Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 22 weist weiterhin eine Diode D3 auf, die eine Anode und eine Kathode hat, wobei die Anode mit dem Ausgang der ersten Wicklung T1A verbunden ist und wobei die Kathode mit dem positiven Anschluss 24 des zweiten Gleichspannungsausgangs verbunden ist, der durch die Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 22 erzeugt wird.
Eine Kapazitätseinrichtung, die einen Kondensator C8 und einen Kondensator C9 aufweist, ist zwischen dem positiven Anschluss und dem negativen Anschluss angeordnet, die mit den Signalwegen 24 und 26 verbunden sind. Eine P. F. C.- Steuereinheit U1A, die einen Eingang und einen Ausgang hat, wobei der Eingang (Stift bzw. Pin 3) zwischen dem positiven Anschluss und dem negativen Anschluss, die auf den Signalwegen 18 und 20 vorhanden sind, verbunden ist und mit diesen mittels eines Netzwerks verbunden ist, das aus den Kondensatoren C4 und C5 und dem Widerständen R2 und R3 besteht, die derart angeordnet sind, wie in Fig. 2 gezeigt ist. Die P. F. C.-Steuereinheit U1A hat eine Schaltung, die eine Pulsweitenmodulationssteuerung derart enthält, dass die Steuereinheit U1A einen Ausgang bereitstellt, der in Übereinstimmung mit dem primären Strom variiert, der durch den Vollwellengleichrichter V1 erzeugt wird. Die Steuereinheit U1A ist mit der zweiten (2) Elektrode des Leistungsschalters Q1 verbunden und die P. F. C.-Steuereinheit U1A ist auch mit der dritten Elektrode (3) des Leistungsschalters Q1 verbunden.
Die P. F. C.-Steuereinheit U1A enthält einen Breitbandspannungsverstärker, der in einer internen Rückkoppelschleife verwendet wird, einen Überspannungsregler, einen Quadrantenmultiplizierer mit einem weiten, linearen Betriebsbereich, einen Stromerfassungskondensator, einen Nullstromdetektor, einen Impulsweitenmodulator (PWM), der eine zugehörige Logikschaltung hat, einen MOSFET-Treiber in Totem-Pole bzw. hierarchischer Anordnung, eine interne Spannungsreferenz, einen Neustartzeitgeber und eine Spannungssperrschaltung. Die Steuereinheit bzw. der Controller U1A ist mit der Schaltung, die in Fig. 2 gezeigt ist, mittels den Stiften 1-8 verbunden.
Der Stift 1 (IN) der P. F. C.-Steuereinheit U1A dient als invertierender Eingang des Spannungsverstärkers. Der Stift 1 ist über einen Widerstandsteiler R9, R10 und R8 mit dem Signalweg 24 verbunden. Der Stift 2 (COMP) der P. F. C.-Steuereinheit U1A dient als Spannungsverstärkungsausgang und ist der Ausgang des Fehlerverstärkers (und einer der beiden Eingänge des internen Quadrantenmultiplizierers). Ein Rückkoppelkompensationsnetzwerk, das in der P. F. C.-Steuereinheit U1A enthalten ist, reduziert die Frequenzblockverstärkung, um vorteilhaft einen Versuch durch die P. F. C.-Steuereinheit U1A zu vermeiden, das Ausgangsspannungsbrummen (120 Hz) zu steuern, das auf den Signalwegen 24 und 26 gefördert wird. Der Stift 2 ist über den Kondensator C6 mit Masse- bzw. Erdeverbindung verbunden.
Der Stift 3 (MULT) der P. F. C.-Steuereinheit U1A dient als zweiter Eingang für den Quadrantenmultiplizierer. Der Stift 3 ist durch einen Widerstandsteiler R2, R3 mit den Signalwegen 18 und 20 verbunden. Der Stift 4 (CS) der P. F. C.-Steuereinheit U1A dient als Eingang für den Stromerfassungsvergleicher. Dieser Eingang (Stift 4) stellt den momentanen MOSFET-Strom bereit, der vom Leistungsschalter bzw. Stromschalter Q1 abgezogen wird und der durch ein proportionales Spannungssignal wiedergegeben wird, das an dem externen Erfassungswiderstand R7 erzeugt wird. Dieses proportionale Spannungssignal wird mit dem Schwellenwert verglichen, der durch den Quadrantenmultipliziererausgang gesetzt wird, und, wenn der sich ergebende Strom davon den gesetzten Wert überschreitet, wird der Leistungs-MOSFET Q1 durch ein Rücksetzsignal ausgeschaltet, das von dem Quadrantenmultiplizierer bereitgestellt wird und er bleibt ausgeschaltet bis zum nächsten gesetzten Impuls, der von dem PWM-Latch des Quadrantenmultiplizierers erzeugt wird.
Der Stift 5 (TM) der P. F. C.-Steuereinheit U1A dient als Nullstromdetektoreingang. Stift 5 ist durch einen Begrenzungswiderstand R5 mit der Hilfswicklung TIB der Spule T verbunden, die die primäre Wicklung T1A hat. Der Stift 5 stellt einen Nullspulenstrom und eine Spannungsfunktion für die P. F. C.-Steuereinheit U1A bereit, die das Spulensignal verarbeitet, das von der Hilfswicklung TIB abgezogen wird, und den externen MOSFET Q1 einschaltet, wenn die Spannung am Stift 5 den Schwellenwert kreuzt, der durch den Quadrantenmultiplizierer gesetzt wird. Der Stift 6 (GND) der P. F. C.-Steuereinheit U1A ist die gemeinsame Referenz der Schaltungen von Fig. 2. Der Stift 7 (OUT) der P. F. C.-Steuereinheit U1A ist der Ausgang des MOSFET-Treibers in Totem-Pole-Anordnung. Dieser Stift 7 dient dazu, den externen MOSFET Q1 zu treiben. Stift 8 (Vcc) der P. F. C.-Steuereinheit U1A befördert die Versorgungsspannung. Der Stift 8 ist extern mit der Gleichrichterdiode D1 und einem Filterkondensator C7, wie in Fig. 2 gezeigt ist, verbunden.
Die P. F. C.-Steuereinheit U1A arbeitet innerhalb eines Spannungsbereichs von 108 V bis 305 V und verwendet eine Durchschnittsstrommodus-PWM-Steuerung, um Leistungs- und Lastkompensationen bereitstellen zu können. Die P. F. C.- Steuereinheit U1A verwendet ein Optimalstromsteuerverfahren. Genauer verwendet die Steuereinheit U1A eine Durchschnittsstromsteuerung, die unter Verwendung der vorwärtsgekoppelten Leitungsregelung und einer variabel geschalteten Frequenz implementiert ist. Ein Oszillator innerhalb der P. F. C.-Steuereinheit U1A schaltet den MOSFET- Leistungsschalter Q1 an und startet gleichzeitig den Anstieg der PWM-Stromsteuerung, um den Ausgang zu regulieren bzw. zu regeln, der auf den Signalwegen 24 und 26 vorhanden ist.
Der Durchschnittspulenstrom, der an dem Stift 4 der P. F. C.-Steuereinheit U1A vorhanden ist, wird mit einer Stromreferenz verglichen, die mittels eines Stromfehlerverstärkers des Quadrantenmultiplizierers erzeugt wird. Die P. F. C.-Steuereinheit U1A arbeitet als ein Integrierer, der es ermöglicht, dass die P. F. C.-Steuereinheit U1A einen Ausgang genau bereitstellt, der der Stromreferenz folgt, die durch den Quadrantenmultiplizierer erzeugt wird.
Eine sog. "vorwärtsgekoppelte Kompensation" der Spannung, die auf den Signalwegen 18 und 20 vorhanden ist, wird dem Quadrantenmultiplizierer der P. F. C.-Steuereinheit U1.A hinzugefügt, um eine Konstantspannungsregelkreisbandbreite der P. F. C.-Steuereinheit U1A anstelle von Schwankungen bereitstellen zu können, die auf den Signalwegen 18 und 20 vorhanden sein können. Ein Quadrantenmultiplizierereingang ermöglicht, dass eine externe Kompensation an dem Strommodulationsquadranten angelegt wird. Der Oszillator innerhalb der P. F. C.-Steuereinheit U1A arbeitet bei einer modulierten Schaltfrequenz. Die Frequenz des PWM-Steuersignalausgangs hat deshalb ihren Minimumnormalwert bei ungefähr 20 KHz, wenn die Eingangsspannung vom Gleichrichter V1 an ihrem Minimum, dem Nullwert, ist und die Frequenz des PWM-Steuersignalausgangs hat ihren Maximalwert von ungefähr 40 KHz, wenn die Eingangsspannung vom Gleichrichter V1 an ihrem Spitzenwert ist.
Die Frequenz des impulsweitenmodulierten Steuersignals, das von der P. F. C.-Steuereinheit U1A erzeugt wird, bestimmt den Strom, der von dem Vollwellengleichrichter V1 und deshalb von der Wechselstromnetzleitung gezogen wird. Indem der Strom, der von der P. F. C.-Steuereinheit U1A erzeugt wird und auf den Signalwegen 24 und 26 vorhanden ist, gezwungen wird, in Übereinstimmung mit der angelegten Netzspannung zu variieren, wird der Netzstrom dazu gezwungen, dass er sinusartig wird, wodurch die Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 22 ein Leistungsfaktor von ungefähr dem Einswert und eine niedrige harmonische Verzerrung hat. Der Ausgangsspannungswert der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 22 kann mittels des Widerstandteiles R9, R10, R8 eingestellt werden und wird typischerweise 450 V Gleichspannung gesetzt. Der Ausgang der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 22 wird über die Signalwege 24 und 26 zu der Vielzahl von Inverterleistungsschaltungen 28A, 28B, 28C und 28D geleitet, die jeweils aus einer Vielzahl von Bauelementen bestehen, die in Tabelle 3 gezeigt sind, und von denen jede mit Bezug auf Fig. 3 weiter beschrieben wird. Tabelle 3
Jede der Inverterleistungsschaltungen 28A, 28B, 28C und 28D weisen eine Halbbrückenvorrichtung 46, die mit den MOSFET-Vorrichtungen Q2 und Q3 aufgebaut ist, einen Halbbrückentreiber U2A, eine Resonanzschaltung 48, die mit dem Kondensator C13 und der Spule L6 aufgebaut ist, und ein Paar von Dioden D4 und D5 auf (Netz der Synchronisation), die in einem bidirektionalen Modus verbunden sind, alle wie in Fig. 3 und auch in Fig. 1 gezeigt.
Die MOSFET-Vorrichtungen Q2 und Q3 haben jeweils eine erste (1) Elektrode, eine zweite (2) Elektrode und eine dritte (3) Elektrode. Der MOSFET Q2 ist mit seiner ersten (1) Elektrode mit der positiven Gleichspannung verbunden, die auf dem Signalweg 24 vorhanden ist, und ist mit seiner dritten (3) Elektrode mit dem ersten Ende der Resonanzschaltung 48 verbunden, wohingegen die erste (1) Elektrode des MOSFET Q3 auch mit dem ersten Ende der Resonanzschaltung 48 verbunden ist und die dritte (3) Elektrode des MOSFET Q3 mit einer Erdeverbindung verbunden ist.
Die Halbbrücke U2A stellt einen ersten Ausgang und einen zweiten Ausgang bzw. entsprechende Ausgangsspannungen bereit, die den Betrieb einer Halbbrückenvorrichtung 48 steuern, die einen oszillierenden Strom für die Erregung der fluoreszierenden Lampe 52 bzw. Leuchtstofflampe bereitstellt. Die Resonanzschaltung 48 hat ein zweites Ende, das mit der ersten Kathode der fluoreszierenden Lampe 52 verbunden ist, die wiederum eine zweite Kathode hat, die mit der Erdeverbindung bzw. Masseverbindung verbunden ist.
Das Paar von Dioden D4 und D5 ist in einer bidirektionalen Art bezüglich Erde angeordnet und ist zwischen der ersten Kathode der fluoreszierenden Lampe und einem zweiten Ausgang des Halbbrückentreibers U2A angeordnet.
Der Halbbrückentreiber U2A ist mit seinem Stift 1 direkt mit der positiven Quelle der Spannung 13.5 V verbunden, die später mit Bezug auf Fig. 5 beschrieben wird, und dient als die Steuereinheit zum Bereitstellen der Schaltungsanordnung von Fig. 3, um als selbstoszillierende Halbwelle zu dienen.
Jede der Invertervorschaltschaltungen 28A, 28B, 28C und 28D wird derart gesetzt, dass sie bei einer festgelegten Frequenz von ungefähr 450 kHz schwingt, die durch den Widerstands- und Kapazitätswert des Netzes, das mit dem Widerstand R11 und dem Kondensator C14 aufgebaut ist, bestimmt wird. Beim Betrieb, wenn der Stift 1 des Halbwellentreibers U2A eine positive Spannung +13,5 V empfängt, und wenn an dem Drain des MOSFET Q2 eine positive Spannung von +450 V empfangen wird, beginnen die Invertervorschaltschaltungen 28A, 28B, 28C oder 28D mit dem Oszillieren und führen anfänglich eine Frequenzabtastung bzw. Frequenzdurchstimmung aus, um automatisch nach der richtigen Resonanzfrequenz (entsprechend der Frequenz, die die fluoreszierende Lampe in ihren Normalbetriebsmodus erregt) zu suchen, die durch die Werte bestimmt wird, die für die Spule L6, den Kondensator C15 und den Typ der fluoreszierenden Lampe 52 ausgewählt werden.
Ungleich früherer, elektronischer Vorschaltschaltungen verursachen die Invertervorschaltschaltungen 28A, 28B, 28C und 28D, dass die fluoreszierende Lampe 52 schnell nach ihrem Betriebsmodus sucht, ohne dass die Kathoden der fluoreszierenden Lampe 52 vorgeheizt werden müssen. Diese schnelle Erregung bzw. Zündung wird durch die bidirektionale Anordnung der Dioden D4 und D5 bereitgestellt, die mit den Kondensatoren C14 und C15, die, wie in Fig. 3 gezeigt ist, angeordnet sind, und mit dem Halbbrückentreiber U2A betriebsmäßig zusammenarbeiten, der einen oszillierenden Strom an seinen Stift 3 (CT) bereitstellt. Die Parameter der Invertervorschaltschaltungen 28A, 28B, 28C oder 28D können derart ausgewählt werden, dass die gewünschte Leistung für den Betrieb jeder der unterschiedlichen Typen von fluoreszierenden Lampen, z. B. von fluoreszierenden Lampen vom Typ T5, T8, T12, 20 W, 32 W, 40 W, 56 W, 70 W, linear, kreisförmig oder U-förmig, bereitgestellt wird.
Da die fluoreszierende Lampe 52 mit einer direkten Zündung (ohne dass sie vorgeheizt wird) eingeschaltet wird, ist es möglich, die fluoreszierende Lampe 52 mittels nur zweier Drähte betreiben zu können. Tatsächlich sollte aus Fig. 3 zur Kenntnis genommen werden, dass die fluoreszierende Lampe 52 von einer Seite mit der 100 V-Verbindung und von der anderen Seite mit der gemeinsamen Erde der fluoreszierenden Lampe 52 verbunden ist. Der Halbbrücken- Oszillator, der von jeder der Invertervorschaltschaltungen 28A, 28B, 28C und 28D bereitgestellt wird, versorgt die fluoreszierende Lampe in einer Serienresonanzanordnung, wobei diese spezielle Konfiguration Vorteile bezüglich eines adäquaten Schutzes gegenüber einer möglichen Beschädigung aufgrund von Bedingungen wie einer fehlenden Lampe 52, gebrochenen Kathoden in der Lampe 52, eines Erregungsfehlers der Lampe 52 und einer Unterbrechung der Verbindung der Lampe 52 bietet.
Im Fall einer der vorstehenden Anomalien liegt z. B. der Halbbrücken-Treiber U2A ohne eine Last vor und führt momentan in Antwort auf Fehlersignale eine sehr schnelle Frequenzdurchstimmung durch, um die neue Resonanzbedingung zu finden. Aber, da es keine Last gibt, steigen die Fehlersignale, die sich auf den Halbbrücken-Treiber U2A beziehen, an und dementsprechend nimmt der Strom, der durch den Halbbrücken-Treiber U2A erzeugt wird, für eine kurze Zeit zu hohe Werte an, wodurch die Unversehrtheit der Spule L6 und der MOSFET Q2 und Q3 gefährdet wird, was unvermeidbar einige Komponenten zerstören wird. Diese mögliche Beschädigung wird durch die Fehlersteuerlogik 50 bzw. Ausfallsteuerlogik verhindert, die in Fig. 1 gezeigt ist, aber klarer in Fig. 3 mit den Komponenten C17, D9, D8, C16, R16, D7, R15, Q4, D6 und R14 gezeigt ist.
Beim Betrieb werden, wenn, wie vorher erwähnt wurde, die Lampe 52 fehlt und wenn der Halbbrücken-Treiber U2A die richtige Resonanzfrequenz, die die spezielle Fluoreszenzlampe 52 betrifft, nicht finden kann, was eine Erhöhung der Störungswerte des Stroms und der Spannung verursacht, die auf die 100 V-Leitung ausgegeben werden und die am Kondensator C17 vorhanden sind, diese Störungen zu den Dioden D8 und D9 weitergeleitet. Die Dioden D8 und D9 richten diese Störungen gleich und geben die gleichgerichteten Größen an einen Elektrolytkondensator C16 und einen Widerstand R16 aus, die wiederum die gleichgerichteten Störungen filtern. Der Kondensator C16 entwickelt in Zusammenarbeit mit der Zehnerdiode D7 eine Spannung, die die SCR Q4 leitend hält, die wiederum verursacht, dass der Stift 3 des Halbbrücken-Treibers U2A auf Erde über die Dioden D6 und die SCR Q4 gebracht wird. Das verursacht wiederum, dass der Halbbrücken-Treiber U2A ausgeschaltet wird, was wiederum sofort die Oszillation der Invertervorschaltschaltungen 28A, 28B, 28C oder 28D auslöscht, wodurch jeder gefährliche Zustand, der die Spule L6 und die MOSFET Q2 und Q3 beschädigen würde, beseitigt wird.
Sobald sie durch das Abschalten des Halbbrücken-Treibers U2A aktiviert wird, wird die 100 V-Leitung keiner Störspannung und/oder keinem Störstrom mehr ausgesetzt und deshalb wird die SCR Q4 inaktiv gehalten und ihre Anode ist mit einer positiven Spannung durch den Widerstand R14 verbunden.
Um den Betriebszustand des Halbbrücken-Treibers U2A wiederherstellen zu können, ist es nur erforderlich, die Ursache zu entfernen, die das Abschalten des Halbbrücken- Treibers U2A hervorgerufen hat, z. B. durch das Einsetzen einer fluoreszierenden Lampe 52 oder durch das Ersetzen einer defekten fluoreszierenden Lampe 52. Die automatische Reaktivierung des Betriebs des Treibers ist nicht nur aus Sicherheitsgründen für das Personal, das für die Wartung eingesetzt wird, eingesetzt worden. Offensichtlich wird das Abschalten des Halbbrücken-Treibers U2A separat für die Invertervorschaltschaltungen 28A, 28B, 28C und 28D aktiviert. Dementsprechend, wenn eine Invertervorschaltschaltung, z. B. 28A, deaktiviert wird, bleiben die übrigen Invertervorschaltschaltungen 28B, 28C und 28D voll betriebsbereit.
Es ist ersichtlich von Vorteil, dass die Verwendung der vorliegenden Erfindung ein elektronisches Vorschaltsystem bereitstellt, das mit dem Universaleingang arbeitet, der einen Spannungsbereich zwischen 108 und 305 V Wechselspannung und einen Frequenzbereich zwischen 50-60 Hz hat. Das elektronische Vorschaltsystem der vorliegenden Erfindung ermöglicht die direkte Erregung der fluoreszierenden Lampen ohne irgendein Vorheizen ihrer Kathoden, wodurch dem elektronischen Vorschaltgerät ermöglicht wird, dass es die fluoreszierenden Lampen nur durch das Verwenden von nur zwei separaten Drähten versorgt. Zudem ermöglicht das elektronische Vorschaltsystem der vorliegenden Erfindung, das einzelne Vorschaltschaltungen 28A, 28B, 28C und 28D hat, eine individuelle Steuerung jeder fluoreszierenden Lampe, wohingegen jede der einzelnen Vorschaltschaltungen 28A, 28B, 28C und 28D eine ausgewählte Leistung einer Mannigfaltigkeit von unterschiedlichen Lampen bereitstellt, z. B. von fluoreszierenden Lampen vom Typ T5, T8, T12, 20 W, 32 W, 40 W, 56 W, 70 W, linear, kreisförmig oder U-förmig.
Bei der Planung eines Gebäudes muss die Integration einer Beleuchtung für Notfallzwecke berücksichtigt werden und diese Beleuchtung muss mit verschiedenen Gebäudeerfordernissen und auch mit verschiedenen gesetzlichen Erfordernissen übereinstimmen. Diese gesetzlichen Erfordernisse fordern insbesondere, dass, wenn ein Gebäude, das von der Öffentlichkeit frequentiert wird, seine Primärenergiequelle verliert, was den Verlust seiner normalen Beleuchtung verursacht, dann ein Hilfssystem für Notfallzwecke sofort bereitsteht. Ein Beleuchten für Notfallzwecke muss klar das Erfordernis berücksichtigen, die Ausgänge durch ein nach Kundenwunsch hergestelltes Signalisieren der Ausgänge und die Notfallwege entlang von Hallenwegen hervorzuheben, um einen ständigen Fluss an Menschen aus dem betroffenen Gebäude heraus zu ermöglichen, und sicherzustellen, dass Alarm- und Feuerbekämpfungseinrichtungen klar durch die Notfallbeleuchtung identifiziert werden können.
Die Notfallbeleuchtung wird typisch in Sicherheitskomponenten und Backup-Komponenten unterteilt. Der Zweck des Sicherheitslichts besteht darin, eine angemessene Evakuierung des Gebäudes sicherstellen zu können und sicherzustellen, dass die Evakuierung in einer sicheren Art und Weise ausgeführt werden kann. Die Backup-Beleuchtung erfordert allgemein, dass die Beleuchtung auf einer kontinuierlichen Basis derart bereitgestellt wird, dass verschiedenen Tätigkeiten von den Leuten, die in den betroffenen Gebäuden beschäftigt werden, durchgeführt werden können.
Die Sicherheitsbeleuchtung wird im Fall des Netzausfalls innerhalb einer extrem kurzen Zeit von 0,5 Sekunden eingeschaltet und der Betrieb wird automatisch ausgeführt. Das gleiche gilt für die Rückkehr zur normalen Energieversorgung, wenn die Ursache für den Ausfall behoben worden ist.
Gewöhnliche Vorrichtungen, die bei der Notfallbeleuchtung verwendet werden, enthalten Nickelkadmium (Ni-Cd), die autonom für mindestens eine Stunde betrieben werden können und eine Lebensdauer von mindestens vier Jahren haben.
Das elektronische Vorschaltsystem 10 der vorliegenden Erfindung enthält einen Schaltstrom- und Batterielader 30 und einen Notfallabschnitt 32, die ermöglichen, dass die fluoreszierende Lampe des Notfallabschnitts durch ihre Batterie erregt wird.
Das System 10, das Notfallsystem der vorliegenden Erfindung, stellt bereit, dass, wenn das Netz ausfällt, eine (1) fluoreszierende Lampe die Beleuchtungsfunktion durch den automatischen Betrieb des Systems derart aufrechterhält, dass, wenn die eingerichtete Konfiguration der Beleuchtung vier (4) Lampen hat, eine (1) Lampe eingeschaltet bleibt, wenn drei (3) Lampen vorhanden sind, eine (1) eingeschaltet bleibt, und wenn zwei (2) Lampen vorhanden sind, eine (1) übernimmt.
Der Notfallabschnitt 32 der vorliegenden Erfindung liefert die Energie bzw. den Strom für die fluoreszierenden Lampen, die vom 18 W bis 70 W-Typ sein können. Die Notfallbeleuchtung der vorliegenden Erfindung kann zudem weiterhin mit Bezug auf Fig. 4 beschrieben werden, die den Schaltleistung- und Batterielader 30 zeigt, der eine Vielzahl von Bauelementen aufweist, die in Tabelle 4 angegeben sind. TABELLE 4
Fig. 4 zeigt den Schaltleistungs- und Batterielader 30, dessen Eingänge mit dem Plus-Anschluss bzw. heißen Anschluss und dem Erde- bzw. Masseanschluss des EMI-Filters 12 von Fig. 2 verbunden sind. Es ist besonders wichtig, dass die Plusverbindung bzw. die heiße Verbindung des Schaltnetzteil- und Batterieladers 30 derart aufrechterhalten wird, dass sie nicht die Funktion der Notfallbeleuchtungsversorgung unterbricht.
Das wesentliche Bauelement des Schaltnetzteil- und Batterieladers 30 ist die Fly-Back-Steuereinheit U3A, die eine integrierte Schaltung ist und betriebsmäßig mit weiteren Komponenten, die in Fig. 4 gezeigt sind, und auch mit Komponenten, die in Fig. 5 gezeigt sind und noch beschrieben werden, zusammenarbeitet, um eine stabilisierte Gleichspannung erzeugen zu können, die einen Wert von ungefähr +13,5 Volt hat, welche von einer Wechselspannungsquelle abgeleitet wird, die einen Spannungsvariation zwischen 108-305 Volt Wechselspannung hat und die im wesentlichen die gleiche Wechselspannungsquelle zum Versorgen des EMI-Filters 12 ist. Die Fly-Back-Steuereinheit U3A enthält einen Leistungs-MOSFET-Schalter für Hochspannung (700 V) mit einer internen Leistungsvorschalt- Steuereinheit. Ungleich der P. F. C.-Steuereinheit U1A von Fig. 2, die einen herkömmlichen Impulsweitenmodulator verwendet, verwendet die Fly = Back-Steuereinheit U3A eine einfache EIN/AUS-Steuerung für die Regelung des Spannungsausgangs, der an ihren Signalwegen 34 und 36 bereitgestellt wird. Die Fly-Back-Steuereinheit U3A besteht aus einem Oszillator, einer Freigabeschaltung, einer Unterspannungsschaltung, einer Übertemperaturschutzvorrichtung, einer Strombegrenzungsschaltung und dem 700 V- Leistungs-MOSFET. Die Fly-Back-Steuereinheit U3A ist mit den Schaltungselementen von Fig. 4 mittels der Stifte 1-4 verbunden.
Der Stift 1 (D) der Fly-Back-Steuereinheit U3A dient als ihre MOSFET-Drainverbindung und stellt ein Signal zum Erzeugen eines internen Betriebsstroms für sowohl das Höchfahren als auch den Betrieb im eingeschwungenen Zustand bereit. Der Stift 2 (EN/UV) der Fly-Back-Steuereinheit U3A stellt eine Unterspannungs- und Freigabefunktion bereit. Die interne Unterspannungsschaltung sperrt den Leistungs-MOSFET, wenn die Spannung am Bypass-Stift (Stift 3) unter einen voreingestellten Spannungswert fällt. Die Freigabefunktion des Stifts 2 bestimmt, ob mit einem nächsten Schaltzyklus weitergearbeitet wird. Beim Betrieb vervollständigt die Fly-Back-Steuereinheit U3A immer den Zyklus, sobald ein Zyklus gestartet worden ist (auch wenn der Freigabestift 2 seinen Zustand bei der Hälfte des Zyklus ändert). Das Freigabesignal des Stifts 2 wird an der Sekundärseite des Transformators T2 (über den Stift 2 der Fly-Back-Steuereinheit U3A) erzeugt, indem die Spannungsversorgungsausgangsspannung, die an den Signalwegen 34 und 36 vorhanden ist, mit einer internen Referenzspannung verglichen wird. Das Freigabesignal ist hoch, wenn die Spannungsversorgungsausgangsspannung kleiner als die Referenzspannung ist. Dieser Stift (2) wird durch einen Optokoppler (OC1) angetrieben, der einen Transistor hat. Der Kollektor des Optokoppler-Transistors ist mit dem Freigabestift (2) verbunden und der Emitter des Optokoppler-Transistors ist mit dem Quellenstift (5) verbunden. Der Optokoppler hat eine LED, die in Serie mit einer Zenerdiode (D12) mit der Ausgangsgleichspannung verbunden ist, die an den Signalwegen 34 und 36 vorhanden ist, wenn die Ausgangsgleichspannung einen Sollwert oder einen vorgegebenen Regelspannungswert (Spannungsabfall an der Optokoppler-LED-Diode plus Zehnerspannung) überschreitet. Bei diesen Bedingungen fängt die Optokoppler- LED mit dem Leiten an, wodurch der Freigabestift (1) nach unten gezogen wird.
Der Stift 3 (BP) der Fly-Back-Steuereinheit U3A dient als Bypass-Stift, der mit einem Bypass-Kondensator C20 verbunden ist. Der Stift 4 (S) der Fly-Back-Steuereinheit U3A dient als Source-Stift für den internen Leistungs- MOSFET.
Der Schaltnetzteil- und Batterielader 30 arbeitet an einem Vollwellengleichrichter V2, der die Quellenwechselspannung (108-305 Vac) empfängt. Der Kondensator C18 filtert den gleichgerichteten Gleichspannungsausgang von V2 und stellt eine Verzögerungsfunktion bereit, um Verzögerungen in der Standby-Versorgung kompensieren zu können, die durch den Schaltnetzteil- und Batterielader 30 bereitgestellt wird, der im Fall des Verlusts der Primärenergie arbeitet. Die gleichgerichtete Gleichspannung wird auch der Primärwicklung des Transformators T1 zugeführt, die in Serie mit einem integrierten Hochspannungs- MOSFET innerhalb der Fly-Back-Steuereinheit U3A angeordnet ist. Eine Diode D10, ein Kondensator C19 und ein Widerstand R17 bilden eine Klemmschaltung, die die Ausschaltspannungsspitzen auf einen Sicherheitswert begrenzt, welche der Fly-Back-Steuereinheit U3A (Drainstift) zugeführt werden. Die Spannung an der Sekundärwicklung des Transformators T1 wird durch D11 und C21 gleichgerichtet und gefiltert, um einen Gleichspannungsausgang mit 14,5 V bereitstellen zu können. Die Ausgangsspannung wird durch die Summe des Spannungsabfalls an der LED des Optokopplers OC1 in Vorwärtsrichtutig und dem Spannungsabfall an der Zenerdiode D12 bestimmt. Der Widerstand R18 hält einen Vorstrom durch die Zenerdiode 12 aufrecht, um ihre Spannungsantwort verbessern zu können.
Die Fly-Back-Steuereinheit U3A ist dafür vorgesehen, dass sie in einem Strombegrenzungsmodus arbeitet. Wenn freigegeben, schaltet der Oszillator innerhalb der Fly-Back- Steuereinheit U3A den internen Leistungs-MOSFET am Beginn jedes Zyklus ein. Die interne MOSFET wird ausgeschaltet, wenn der Strom bis zu einem vorgegebenen Stromgrenzwert ansteigt. Die maximale Einschaltzeit des MOSFET wird durch die maximale Gleichspannung begrenzt, die mit dem Oszillator verbunden ist. Da die Stromgrenze und die Frequenzantwort einer gegebenen Fly-Back-Steuereinheit U3A konstant sind, ist der Strom bzw. die Energie, die ausgegeben wird, proportional zu der Primärinduktanz des Transformators T1 und diese Energie bzw. dieser Strom ist relativ unabhängig von der Eingangsspannung (108-305 Wechselspannung). Diese Primärinduktanz des Transformators T1 wird für den maximalen Strom bzw. die maximale Energie berechnet, die erforderlich ist, und wird dem Oszillator innerhalb der Fly-Back-Steuereinheit U3A zugeführt. Solange die Fly-Back-Steuereinheit U3A derart ausgewählt ist, dass sie für das Stromniveau an der niedrigsten Eingangsspannung ausgelegt ist, lässt die Primärinduktanz den Strom zu der Stromgrenze ansteigen, bevor die Gleichspannungsmaximalgrenze des verbundenen Oszillators erreicht wird. Der Notfallabschnitt 32 der elektronischen Vorschaltschaltung 10 kann zudem mit Bezug auf Fig. 5 beschrieben werden, die eine Vielzahl von Bauelementen zeigt, die in Tabelle 5 angegeben sind. TABELLE 5
Im allgemeinen ist ein wesentliches Merkmal des Notfallabschnitts 32 das Arbeiten als Hochfrequenzinverter, der den Gleichspannungsausgang der Batterie in eine Wechselspannung wandelt, die einen typischen Wert von 150 Volt und eine typische Frequenz von 33 Hz mit einem relativ kleinen Stromwert hat. Der Hochfrequenzinverter wird verwendet, um eine Fluoreszenzlampe LP1 bzw. Leuchtstoffröhre einzuschalten, die typischerweise von einem Niederleistungstyp (8 W) ist. Die Freigabe der Verwendung der Batterie wird durch die Kommutation bzw. Umschaltung bestimmt, die durch die Schaltersteuerung K1 bereitgestellt wird. Die Erregung der Schaltersteuerung K1 verursacht, dass der normalerweise geöffnete Kontakt SC1 den Knoten 110 verbindet, wodurch eine Gleichspannung von ungefähr 14,5 V zum Knoten 120 befördert wird. Diese 14,5 Volt werden auf 13,5 V durch den Betrieb eines Widerstands R20 und eines Kondensators C22 reduziert, die so angeordnet sind, wie in Fig. 5 gezeigt ist. Die 13,5 Volt werden an den Signalweg 42 angelegt, der mindestens zu einer Invertervorschaltschaltung 28A, 28B, 28C oder 28D leitet, aber in Fig. 1 als Fortleitung zu der Invertervorschaltschaltung 28A gezeigt ist. Der normalerweise geschlossene Kontakt SC1, der mit der Schaltersteuerung K1 verbunden ist, verbindet den Knoten 110 mit dem Knoten 140. Zudem hat die Schaltersteuerung K1, wie in Fig. 1 gezeigt ist, einen zweiten Satz von Kontakten, insbesondere den normalerweise geschlossenen Kontakt SC2, der den Übergang 200 mit der Lampe LP1 verbindet und auch mit der fluoreszierenden Lampe 52 von Fig. 3 über den Signalweg 44 verbindet. Der Hochfrequenzinverter des Notfallabschnitts 32 verwendet einen Halbbrücken-Treiber U4A, dessen Betrieb und interne Komponenten die gleichen sind, wie vorhergehend für die Steuereinheit U2A (vgl. Schaltung 28A, 28B, 28C, 28D) erläutert wurde. Der Halbbrücken-Treiber U4A ist betriebsmäßig mit den MOSFET Q10 und Q11 verbunden, die in einer Halbbrücken-Konfiguration 46 angeordnet sind, die zum Teil durch einen Kondensator C25 gesteuert wird, der mit der Primärwicklung des Transformators T2 mittels des Kondensators C26 verbunden ist. Die Kapazität des Kondensators C26 und die Induktanz des Transformators T2 bilden eine Resonanzschaltung. Der Halbbrücken-Treiber U4A ist mit der Schaltung von Fig. 5 mittels seinen Stiften 1-8 verbunden.
Stift 1 (Vcc) des Halbbrücken-Treibers U4A dient als Versorgungsquelle für Logik und einen Gate-Treiber, die sich innerhalb des Halbbrücken-Treibers U4A befinden. Dieser Stift 1 ist mit dem positiven Knoten 150 und mit dem Kondensator C23 verbunden. Der Stift 2 (RT) des Halbbrücken- Treibers U4A dient als Widerstandeingang für die Oszillatorzeitgebung. Der Stift 2 ist mit dem Widerstand R21 verbunden. Der Stift 3 (CT) des Halbbrücken-Treibers U4A dient als Kondensatoreingang für die Oszillatorzeitgebung. Dieser Stift 3 ist mit dem Kondensator C24 verbunden. Der Stift 4 (COM) des Halbbrücken-Treibers U4A dient als IC-Leistungs- und Signal-Erde. Der Stift 4 ist direkt mit der gemeinsamen Erde der Schaltung von Fig. 5 verbunden. Der Stift 5 (LO) des Halbbrücken-Treibers U4A dient als eine niedrige Seite für das Gate des Ausgangs, das den MOSFET Q11 treibt. Dieser Stift 5 ist mit dem Gate des MOSFET Q11 durch den Widerstand R23 verbunden.
Der Stift 6 (VS) des Halbbrücken-Treibers U4A dient als Hochspannungs-Floating-Versorgungsrückgabe. Dieser Stift 6 ist mit dem Übergang zwischen dem Drain des MOSFET Q11 und der Source des MOSFET Q10 und auch mit dem Kondensator C25 verbunden. Der Stift 7 (HO) des Halbbrücken- Treibers U4A dient als Hachseite für das Gate des MOSFET Q10. Der Stift 7 ist mit dem Gate des MOSFET Q10 und dem Transistor R22 verbunden. Der Stift 8 (VB) des Halbbrücken-Treibers U4A dient als Hochseite für das Gate des MOSFET Q11 mit einer Floatingversorgung. Dieser Stift 8 ist auch mit dem Kondensator C25 verbunden.
Beim Betrieb, d. h. im Fall eines Primärenergieausfalls, wenn der Halbbrücken-Treiber U4A eine positive Spannung von ungefähr 13,6 Volt, die von einer Batterie kommt, empfängt, beginnt er alternierend bei einer festgelegten Frequenz von ungefähr 33 kHz zu oszillieren, die durch den Wert des Kondensators C22 und den Wert des Widerstands R20 bestimmt wird. Die Schwingung treibt die beiden MOSFET Q10 und Q11 an, die in einer Halbbrücken- Konfiguration 40 angeordnet sind. Das Anlegen der Spannung von 13,5 V, die an dem Drain von Q10 (positiv) und an der Source von Q11 (negativ) angelegt ist, veranlasst den Halbbrücken-Treiber U4A, die Wechselspannung in eine rechteckförmige Spannung zu wandeln, die eine hohe Frequenz von 33 kHz hat. Die hohe Frequenz wird durch die Resonanzschaltung eingerichtet, die durch den Kondensator C25 und die Primärinduktanz des Transformators T2 ausgebildet ist. Der Kondensator C25 dient zur Begrenzung des Stromflusses durch den Transformator T2. Die hochfrequente Spannung, die an dem Kondensator C25 vorhanden ist, wird zu der Sekundärseite des Transformators T2 durch eine geeignete Auswahl des Verhältnisses der Wicklungen zwischen der Primärseite und der Sekundärseite des Transformators T2 übertragen. Diese Spannung, die an der Sekundärwicklung des Transformators T2 auftritt, wird auf einen Wert angehoben, der ausreichend dafür ist, die fluoreszierende Lampe LP1 in ihrem Betriebszustand zu halten, wider ohne dass die fluoreszierende Lampe zuerst durch ihren Vorheizmodus schreiten muss.
Der Notfallabschnitt 32 von Fig. 3 ermöglicht, dass die Fluoreszenzlampe LP1 in ihren Arbeitsmodus versetzt wird und beseitigt irgendwelche lästigen, negativen Effekte, die durch Flickern erzeugt werden, das typischerweise bei Niederleistungsfluoreszenzlampen, z. B. die LP1, bemerkt wird und das insbesondere während des Vorheizmodus auftritt, der bei der Verwendung der vorliegenden Erfindung nicht anwendbar ist. Im Gegensatz dazu verursacht der Betrieb der vorliegenden Erfindung, dass die Fluoreszenzlampe LP1 eine konstante, homogene Helligkeit bereitstellt.
Die Batterie, die in Fig. 5 gezeigt ist, hat einen positiven Anschluss und einen negativen Anschluss und kann vom Nickelkadmiumtyp sein, der 12 Zellen hat, die jeweils 1,2 Volt haben und in Serie derart verbunden sind, dass sie eine Gesamtstromkapazität von 1,5 Ampere bei 12 Volt Gleichspannung liefern. Der typische Stromverbrauch durch die Schaltungsanordnung von Fig. 5 variiert von einem Minimum von 0,4 Ampere (eine Lampe LPl von 18 W) bis zu einem Maximum von 0,7 Ampere (eine Lampe LP1 von 60 W). Die Batterie für diese Variationen kann autonom für mindestens eine Stunde arbeiten.
Der Strom für das Laden der Batterie wird ungefähr und bevorzugt auf ungefähr 1/8 eines Ampere geregelt und liefert einen Ausgang von ungefähr 13,6 Volt in Antwort auf eine Pufferladung von ungefähr 12 Stunden. Es ist möglich, die Autonomie der Batterie zu erhöhen, indem eine Batterie ausgewählt wird, die ein Maximum von 6 Amperestunden hat und ein Laden von mindestens ungefähr 4 Stunden zulässt.
In dem Gesamtbetrieb der vorliegenden Erfindung stellt, wenn die Primärenergiequelle verfügbar ist, der Schaltnetzteil- und Batterielader 30 von Fig. 4 einen Eingang von 14,5 Volt für den Notfallabschnitt, der in Fig. 5 gezeigt ist, bereit. Der Eingang verursacht, dass der Anzeiger (EIN) des Zustands des Batterieladers durch die LED D17 und den Widerstand R19 angezeigt wird. Das Vorhandensein dieser 14,5 Volt erregt das Relais K1, wodurch die Kontakte SC1 und SC2 kommutiert werden, was verursacht, dass der normal offene Kontakt SC1 die 13,5 V (reduziert von 14,5 V durch R20 und C22) den Invertervorschaltschaltungen 28A, 28B, 28C und 28D über den Signalweg 42 liefert. Im Gegensatz dazu verursacht das Vorhandensein der erregten Spule der Schaltersteuerung Kl, dass der normalerweise geschlossene Kontakt geöffnet wird, wodurch die 14,5 Volt dem Halbbrücken-Treiber U4A zugeführt werden. Zudem verursacht des Erregen der Schaltersteuerung K1, dass der normalerweise geschlossene Kontakt SC2 geöffnet wird, wodurch der Strom von dem Knoten 200 zu der Lampe LP1 und auch zu der Lampe 52 von Fig. 3 bewegt wird, die ansonsten mittels des Signalwegs 44 erregt werden.
Im Gegensatz dazu, wenn die Primärversorgungsspannung fehlt, erzeugt der Schaltnetzteil- und Batterielader 30die 14,5 Volt nicht, die ansonsten an dem Notfallabschnitt 32, der in Fig. 5 gezeigt ist, anliegen. Das Fehlen veranlasst, dass die LED D17 ausgeht. Zudem entfernt das Fehlen der 14,5 Volt von dem Schaltnetzteil- und Batterielader 30 die Erregung von der Spule des Relais K1, wodurch ermöglicht wird, dass die normalerweise geschlossenen Kontakte SC1 und SC2 in Betrieb sind. Der normalerweise geschlossene Kontakt SC1, wie in Fig. 5 gezeigt ist, verursacht, dass die Spannung von der Batterie an den Knoten 140 geliefert wird, der sie wiederum zu dem Halbbrücken-Treiber U4A durchleitet, was diesen einschaltet und diesen veranlasst, einen oszillierenden Strom, der an dem Knoten 200 vorhanden ist, der fluoreszierenden Lampe LP1 zuzuführen, der sie in ihrem Betriebszustand hält. Zudem wird der oszillierende Strom, der an dem Knoten 200 vorhanden ist, über den Signalweg 44 zu der Lampe 52 der ausgewählten Invertervorschaltschaltung 28A, 28B, 28C oder 28D geliefert.
Der Übergang von dem Notfallabschnitt 32 in Fig. 5 von seinem Ruhezustand, d. h., dass die Primärenergie vorhanden ist, in seinen aktiven Zustand, d. h., wenn die Primärenergie fehlt, hängt von der Kommutationszeit ab, die typischerweise 20 ms für das Relais K1 beträgt. Während des Betriebs, der die Notfallbeleuchtung bereitstellt, verwendet der Notfallabschnitt von Fig. 5, um zu vermeiden, dass die Batterie vollständig entladen wird, was einen hinausgezögerten Ausfall bewirken würde, eine Batteriesensorschaltung, die in dem Halbbrücken-Treiber U4A integriert ist. Genauer ist der Stift 1 des Halbbrücken- Treibers U4A intern verbunden und überwacht ständig die Gleichspannung, die den Halbbrücken-Treiber U4A versorgt, und wenn diese Gleichspannung unter einen bestimmten Wert abfällt, z. B. unter 8,2 Volt, löscht der Batteriesensor sofort den Oszillator innerhalb des Halbbrücken-Treibers U4A, wodurch der Halbbrücken-Treiber U4A in seinen Standby-Zustand gesetzt wird, der die fluoreszierende Lampe LPl nicht erregt. Die Funktionalität oder der Betriebszustand des Halbbrücken-Treibers U4A wird wiederhergestellt, wenn die Spannung, die an dem Stift 1 ansteht, wieder auf einen Wert von ungefähr 11 Volt ansteigt und dann die Batterie ihr Laden beginnt. Diese Vorrichtung stellt die Vorteile bereit, die darin bestehen, dass sie eine Beschädigung der Batteriezellen vermeidet, die ansonsten durch ihre komplette Entladung entstehen würde, dass sie die Zeit für das Wiederladen erhöht, dass sie den Strom absenkt, der für das Wiederladen der Batterie erforderlich ist, und dass sie entsprechend die Lebensdauer der Batterie erhöht.
Es ist nun ersichtlich, dass die Verwendung der vorliegenden Erfindung ein elektronisches Vorschaltsystem 10 bereitstellt, das ein Subsystem mit einer Batterie zusammen mit einem Batterielader und einer zugehörigen Logik hat, die eine Notfallbeleuchtung und auch den Betrieb von mindestens einer fluoreszierenden Lampe der Invertervorschaltschaltungen 28A, 28B, 28C und 28D vorteilhaft bereitstellen.
Ergänzend ist zu sagen, dass die Erfindung nicht auf die speziellen Ausführungsformen, die hier erläutert und beschrieben worden sind, beschränkt ist, sondern anders ausgeführt sein kann, ohne dass vom Prinzip und Bereich der Erfindung abgewichen wird.

Claims

1. Elektronisches Vorschaltsystem, das aufweist:

a) einen EMI-Filter, der einen Eingang hat, der mit einer Erregungsquelle verbunden ist, und einen gefilterten Ausgang bereitstellt;

b) einen Vollwellengleichrichter, der einen Eingang hat, der mit dem Ausgang des EMI-Filters verbunden ist, und der eine gleichgerichtete Gleichspannung bereitstellt;

c) eine Leistungsfaktor-Korrekturschaltung, die einen Eingang hat, der mit dem Ausgang des Vollwellengleichrichters verbunden ist, und die einen Ausgang mit einem geregelten Leistungsfaktor bereitstellt; und

d) eine erste Invertervorschaltschaltung, die einen Eingang hat, der mit den Ausgang des Leistungsfaktorwandlers verbunden ist, wobei die erste Invertervorschaltschaltung eine Durchstimmfrequenzschaltung zum Zuführen eines oszillierenden Stromes für die Versorgung einer ersten fluoreszierenden Lampe ohne dem Erfordernis eines Vorheizens der Lampe hat.

2. Elektronisches Vorschaltsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der EMI-Filter einen heißen Anschluss und einen neutralen Anschluss hat und dass das elektronische Vorschaltsystem weiterhin aufweist.

a) eine Spannungsversorgung, die einen Eingang hat, der mit dem heißen Anschluss und dem neutralen Anschluss verbunden ist, und die eine zweite Gleichspannung bereitstellt, die ein positives Potential und ein negatives Potential hat;

b) eine Schalteinrichtung, die einen Eingang hat, der mit dem Ausgang der Spannungsversorgung verbunden ist, und die eine Vielzahl von Schalterkontakten hat;

c) eine Diode, die eine Anode und eine Kathode hat, wobei ihre Anode mit dem positiven Potential der zweiten Gleichspannung verbunden ist;

d) eine Batterie, die einen positiven Anschluss und einen negativen Anschluss hat, wobei der positive Anschluss mit dem negativen Potential der zweiten Gleichspannung verbunden ist und wobei der positive Anschluss mit der Kathode der Diode verbunden ist;

e) eine zweite Invertervorschaltschaltung, die einen Eingang hat, der mittels der Vielzahl von Schalterkontakten angeordnet ist, die mit dem positiven Anschluss und dem negativen Anschluss der Batterie verbunden werden, wenn die zweite Gleichspannung der Spannungsversorgung fehlt, wobei die zweite Invertervorschaltschaltung eine Durchstimmfrequenzschaltung zum Zuführen eines oszillierenden Stromes zu der zweiten fluoreszierenden Lampe ohne dem Erfordernis eines Vorheizens der zweiten fluoreszierenden Lampe hat.

3. Elektronisches Vorschaltsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Invertervorschaltschaltung weiterhin eine Einrichtung zum Zuführen des oszillierenden Stromes des zweiten Inverters zu der ersten fluoreszierenden Lampe hat.

4. Elektronisches Vorschaltsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Invertervorschaltschaltung weiterhin eine Ausfallsteuerlogik aufweist, die parallel zu der ersten fluoreszierenden Lampe angeordnet ist und mit einem Ausgang und einem Eingang der Durchstimmfrequenzschaltung verbunden ist und eine Einrichtung zum Sperren der Durchstimmfrequenzschaltung hat, wenn die erste fluoreszierende Lampe betriebsunfähig wird.

5. Invertervorschaltschaltung, die aufweist:

a) eine Halbbrückenvorrichtung, die einen Eingangsanschluss, der mit einer positiven Gleichspannung verbunden ist, einen Steueranschluss, der mit einem ersten Ende einer Resonanzschaltung verbunden ist, und einen geerdeten Anschluss hat, der mit Erde verbunden ist;

b) einen Treiber, der einen ersten Ausgang und einen zweiten Ausgang bereitstellt, wobei der erste Ausgang mit der Steuerung der Halbbrücken-Anordnung verbunden ist und wobei der erste Ausgang und der zweite Ausgang jeweils einen oszillierenden Strom zuführen;

c) wobei die Resonanzschaltung ein zweites Ende hat, das mit einer ersten Kathode einer fluoreszierenden Lampe verbunden ist, die eine zweite Kathode hat, die mit Erde verbunden ist; und

d) ein Paar von Dioden die parallel zueinander angeordnet sind, aber in entgegengesetzten Richtungen bezüglich Erde, und zwischen der ersten Kathode der fluoreszierenden Lampe und dem zweiten Ausgang des Treibers angeordnet sind.

6. Invertervorschaltschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbbrückenanordnung einen ersten gate-angesteuerten MOSFET-Transistor und einen zweiten gate-angesteuerten MOSFET-Transistor aufweist.

7. Invertervorschaltschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die positive Gleichspannung einen Wert von ungefähr 450 Volt hat.

8. Invertervorschaltschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzschaltung eine Spule und einen Kondensator aufweist, die in Serie zwischen dem Steueranschluss der Halbbrücken-Vorrichtung und der ersten Kathode der fluoreszierenden Lampe angeordnet sind.

9. Leistungsfaktor-Korrekturschaltung mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang mit der ersten Gleichspannung, die einen positiven Anschluss und einen negativen Anschluss hat, verbunden ist und wobei der Ausgang eine zweite Ausgangsgleichspannung bereitstellt, die einen positiven Anschluss und einen negativen Anschluss hat, und mit einem vorgegebenen Leistungsfaktor; wobei die Leistungsfaktor-Korrekturschaltung aufweist:

a) einen Induktor, der eine erste Wicklung hat, wobei die erste Wicklung einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss hat, wobei der Eingang der ersten Wicklung mit dem positiven Anschluss der zweiten Gleichspannung verbunden ist;

b) einen Leistungsschalter, der eine erste, eine zweite und eine dritte Elektrode hat, wobei die erste Elektrode mit dem Ausgang der ersten Wicklung verbunden ist;

c) eine Diode, die eine Anode und eine Kathode hat, wobei die Anode mit dem Ausgang der ersten Wicklung verbunden ist, und wobei die Kathode mit dem positiven Anschluss der zweiten Ausgangsgleichspannung verbunden ist;

d) eine kapazitive Einrichtung, die an dem positiven Anschluss und dem negativen Anschluss der zweiten Ausgangsgleichspannung angeordnet ist; und

e) eine Steuereinheit, die einen Eingang und einen Ausgang hat, wobei der Eingang an dem positiven und dem negativen Anschluss der ersten Gleichspannung durch ein Netzwerk verbunden ist, das einen Kondensator aufweist, wobei die Steuereinheit eine Einrichtung hat, die eine Impulsweitenmodulationssteuerung derart hat, dass die Steuereinheit einen Ausgang bereitstellt, der in Übereinstimmung mit dem Durchschnittsprimärstrom variiert, der durch die erste gleichgerichtete Gleichspannung erzeugt wird, wobei der Ausgang der Steuereinheit an dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss bereitgestellt wird, wobei der erste Anschluss mit der zweiten Elektrode des Leistungsschalters und der zweite Anschluss mit der dritten Elektrode des Leistungsschalters verbunden sind.

10. Elektronisches Vorschaltsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es weiterhin eine Notfallinvertervorschaltschaltung zum Zuführen von Energie zu der fluoreszierenden Lampe aufweist, wenn das erste Invertersystem außer Funktion ist, ohne dem Erfordernis eines Vorheizens der Lampe.

11. Elektronisches Vorschaltsystem, das aufweist:

a) einen EMI-Filter, der einen Eingang hat, der mit einer elektrischen Quelle verbunden ist, und der einen gefilterten Ausgang bereitstellt;

c) eine Leistungsfaktor-Korrekturschaltung, die einen Eingang hat, der mit dem Ausgang des Vollwellengleichrichters verbunden ist, und die einen Ausgang mit geregeltem Leistungsfaktor bereitstellt; und

d) eine Invertervorschaltschaltung, die einen Eingang hat, der mit dem Ausgang des Leistungsfaktor-Wandlers verbunden ist, wobei die erste Invertervorschaltschaltung eine Durchstimmfrequenzschaltung zum Zuführen eines oszillierenden Stroms zum Versorgen einer fluoreszierenden Lampe hat, die betriebsmäßig mit der Invertervorschaltschaltung ohne dem Erfordernis eines Vorheizens der Lampe verbunden ist.