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Technisches
Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine zum Erfassen, zum Detektieren
und/oder zum Auswerfen von mindestens einem Objekt vorgesehene Vorrichtung,
insbesondere Pulsradarvorrichtung, bei der ein Erfassungsbereich
bzw. ein Detektionstor mit einer Scangeschwindigkeit über einen
Meßbereich
verschiebbar ist, gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs 1.
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Die
vorliegende Erfindung betrifft des weiteren ein Verfahren zum Erfassen,
zum Detektieren und/oder zum Auswerten von mindestens einem Objekt,
bei welchem Verfahren ein Erfassungsbereich bzw. ein Detektionstor
mit einer Scangeschwindigkeit über
einen Meßbereich
verschoben wird, gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs 6.
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Eine
Sensierung des Umfelds eines Fortbewegungsmittels, insbesondere
eines Kraftfahrzeugs, kann grundsätzlich mittels LIDAR (= LIght
Detecting And Ranging), mittels RADAR (= RAdio Detecting And Ranging),
mittels Video oder auch mittels Ultraschall erfolgen.
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So
ist aus der Druckschrift
DE
42 42 700 A1 ein Objektdetektionssystem mit Mikrowellen-Radarsensor bekannt,
durch den die Erfassung von insbesondere auch in einer größeren Distanz
vorausfahrenden Objekten an einem Fahrzeug ermöglicht wird. Dieser Radarsensor
trägt zu
einem Fahrzeugsicherheitssystem bei, bei dem ständig Informationen über den
Abstand und die Relativgeschwindigkeit des Fahrzeugs zu den vorausfahrenden
Fahrzeugen in einem vorgegebenen Winkelbereich verarbeitet werden.
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In
der Druckschrift
DE
44 42 189 A1 ist offenbart, dass bei einem System zur Abstandsmessung
im Umgebungsbereich von Kraftfahrzeugen Sensoren mit Sendeeinheiten
und mit Empfangseinheiten zugleich zum Senden und zum Empfangen
von Informationen eingesetzt werden.
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Unter
Zuhilfenahme der Abstandsmessung können gemäß der Druckschrift
DE 44 42 189 A1 passive Schutzmaßnahmen
für das
Kraftfahrzeug, beispielsweise bei einem Front-, Seiten- oder Heckaufprall,
aktiviert werden. Mit einem Austausch der erfaßten Informationen kann zum
Beispiel eine Beurteilung von Verkehrssituationen zur Aktivierung
entsprechender Auslösesysteme
durchgeführt
werden.
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Weiterhin
ist auch aus der Druckschrift
DE 196 16 038 A1 ein Objektdetektionssystem
bekannt, bei dem ein optischer Sender für einen Lichtstrahl mit veränderlichem
Sendewinkel und ein winkelauflösender
optischer Empfänger
vorhanden sind. Der ausgesendete Lichtstrahl wird hier derart moduliert,
dass aus der Phasendifferenz des gesendeten Lichtstrahls und des
empfangenen Lichtstrahls bis zu einer bestimmten Entfernung auch
die Lage des Objekts innerhalb des Winkelbereichs des ausgesendeten
Lichtstrahls ermittelbar ist.
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In
der Druckschrift
DE
196 22 777 A1 ist ein Sensorsystem zur automatischen relativen
Positionsbestimmung zwischen zwei Objekten offenbart. Dieses konventionelle
Sensorsystem besteht aus einer Kombination eines winkelunabhängigen Sensors
und eines winkelabhängigen
Sensors. Der nicht winkelauflösende und
somit winkelunabhängige
Sensor ist als ein Sensor ausgeführt,
der über
eine Laufzeitmessung den Abstand zu einem Objekt auswertet. Als
mögliche
Sensoren werden Radar-, Lidar- oder Ultraschallsensoren vorgeschlagen.
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Der
winkelabhängige
Sensor besteht aus einer geometrischen Anordnung von optoelektronischen Sendern
und Empfängern,
die in Form von Lichtschranken angeordnet sind. Die Sensoren, die
beide einen gemeinsamen Detektionsbereich abdecken, sind räumlich eng
benachbart angeordnet. Um eine relative Position zum Objekt zu bestimmen,
wird mittels des winkelunabhängigen
Sensors der Abstand zum Objekt und mittels des winkelauflösenden Sensors
der Winkel zum Objekt bestimmt.
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Auf
Basis des Abstands und des Winkels zum Objekt ist die relative Position
zum Objekt bekannt. Als Alternative zur genannten Anordnung von
optoelektronischen Sendern und Empfängern wird eine Verwendung von
zwei Sensoren vorgeschlagen, die gemeinsam nach dem Triangulationsprinzip
den Winkel zum Objekt bestimmen.
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Aus
der Druckschrift
DE
199 49 409 A1 ist ein Verfahren sowie eine Vorrichtung
zur Objektdetektierung mit mindestens zwei an einem Kraftfahrzeug
angebrachten abstandsauflösenden
Sensoren bekannt, deren Detektionsbereiche sich zumindest teilweise überlappen.
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Hierbei
sind gemäß der Druckschrift
DE 199 49 409 A1 Mittel
vorhanden, um relative Positionen möglicher detektierter Objekte
bezüglich
der Sensoren im Überlappungsbereich
nach dem Triangulationsprinzip zu bestimmen; mögliche Scheinobjekte, die durch
die Objektbestimmung entstehen, können durch dynamische Objektbeobachtungen
ermittelt werden.
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In
der Druckschrift
DE
100 11 263 A1 schließlich
ist ein Objektdetektionssystem, insbesondere für ein Kraftfahrzeug, vorgeschlagen,
wobei das Objektdetektionssystem mehrere Objektdetektoren und/oder
Betriebsmodi aufweist, mit denen unterschiedliche Detektionsreichweiten
und/oder Detektionsbereiche erfaßt werden.
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Hierbei
kann gemäß der Druckschrift
DE 100 11 263 A1 ein
Objektdetektor ein Radarsensor sein, der in einem ersten Betriebsmodus
eine relativ große
Detektionsreichweite bei relativ kleinem Winkelerfassungsbereich
und in einem zweiten Betriebsmodus eine relativ dazu geringe Detektionsreichweite
bei vergrößertem Winkelerfassungsbereich
aufweist.
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Es
ist darüber
hinaus für
sich gesehen allgemein bekannt, dass eine Abstandsmessung mit einem
sogenannten Pulsradar vorgenommen werden kann, bei dem ein Trägerpuls
mit einer rechteckförmigen
Umhüllung
einer elektromagnetischen Schwingung im Gigahertzbereich ausgesendet
wird.
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Dieser
Trägerpuls
wird am Zielobjekt reflektiert, und aus der Zeitspanne zwischen
dem Aussenden des Impulses und dem Eintreffen der reflektierten
Strahlung kann die Zielentfernung und mit Einschränkungen
unter Ausnutzen des Dopplereffekts auch die Relativgeschwindigkeit
des Zielobjekts bestimmt werden.
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Aus
der Druckschrift
DE
199 26 787 A1 ist eine derartige Pulsradareinrichtung bekannt.
Hierbei wird ein Sendeschalter durch die Impulse eines Generators
ein- und ausgeschaltet, so dass während der Pulsdauer eine von
einem Oszillator generierte und über
eine Gabelung auf den Sendeschalter geleitete Hochfrequenzwelle
zur Sendeantenne durchschaltet.
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Ein
Empfangsteil erhält
gemäß der Druckschrift
DE 199 26 787 A1 ebenfalls
das Ausgangssignal des Generators. Das Empfangssignal, das heißt ein an
einem Objekt reflektierter Radarpuls, wird mit dem Oszillatorsignal,
das über
einen Empfangsschalter zu einem Mischer gelangt, während eines
vorgegebenen Zeittors gemischt und ausgewertet.
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Auch
die Druckschrift
US 6 067 040 arbeitet
mit einem Sendeschalter, der durch Impulse eines Generators ein-
und ausgeschaltet wird. Für
den Empfang der reflektierten Radarpulse sind getrennte Züge für I[nphase]/Q[uadratur]-Signale
vorgesehen.
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Wie
bei der Pulsradareinrichtung gemäß der Druckschrift
DE 199 26 787 A1 ,
so wird auch gemäß der Druckschrift
US 6 067 040 das Empfangssignal
nur während
eines vorgegebenen Zeittors gemischt und ausgewertet, wozu sich
vor einem für
die Aufteilung des L[ocal]O[szillator]-Signals auf die Mischer in
den empfangsseitigen I[nphase]/Q[uadratur]-Zweigen vorgesehenen
Leistungsteiler ein empfangsseitiger Pulsmodulator oder Pulsschalter
befindet.
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Dies
hat jedoch den Nachteil, dass kein Mehrempfängersystem realisiert werden
kann und keine gleichzeitige Auswertung mehrerer unterschiedlicher
Empfangszellen möglich
ist.
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Beim
Vorschlag gemäß der Druckschrift
DE 101 42 170 A1 hingegen
sind zwei getrennt steuerbare empfangsseitige Pulsmodulatoren vorgesehen, über die
das kontinuierliche Signal der Hochfrequenzquelle, die auch den
sendeseitigen Pulsmodulator steuert, auf jeweils einen empfangsseitigen
Mischer schaltbar ist. Dies bedeutet, dass im Gegensatz zum Vorschlag
gemäß der Druckschrift
US 6 067 040 jeder Mischer
in einem Empfangszweig zu unterschiedlichen Zeitpunkten mit dem
Signal der Hochfrequenzquelle beaufschlagt werden und auch unterschiedlich
lange mit dem Signal der Hochfrequenzquelle verbunden sein kann.
Auf diese Weise werden unterschiedliche Betriebsweisen ermöglicht,
die auf relativ einfache Weise umsteuerbar sind.
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Ein
auf dem Aussenden von Impulsen beruhendes Meßprinzip ist beispielsweise
auch in dem Fachbuch von Albrecht Ludloff, "Handbuch Radar und Radarsignalverarbeitung", Seiten 2-21 bis
2-44, Vieweg-Verlag,
1993 beschrieben. Als weiterführende
Literatur kann auf das Fachbuch von Merrill Ivan Skolnik, "Introduction to Radar
Systems", Seiten
74 ff, McGraw-Hill Verlag verwiesen werden.
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Für das sichere
Ansteuern der eingangs erwähnten
Insassenschutzsysteme in einem Kraftfahrzeug werden in der Regel
eine Vielzahl von Radarsensoren für die einzelnen Konfliktsituationen
im Umgebungsbereich des Kraftfahrzeugs benötigt; beispielsweise ist eine
Kollisionsfrüherkennung
(sogenannte Pre-Crash-Erkennung) notwendig, um ein vorzeitiges Erfassen
eines Objekts zu ermöglichen,
das bei einer Kollision eine Gefahr für die Fahrzeuginsassen darstellt.
Hierdurch sollte es möglich
sein, Schutzsysteme wie Airbag, Gurtstraffer oder Sidebag rechtzeitig
zu aktivieren, um dadurch die größtmögliche Schutzwirkung
zu erzielen.
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Das
Erfassen bzw. Überwachen
der Verkehrssituation, insbesondere im Nahbereich des Kraftfahrzeugs,
kann darüber
hinaus auch für
eine Vielzahl weiterer Anwendungen nutzbringend sein. Hierzu zählen Einparkhilfen,
Hilfen zur Überwachung
des sogenannten "toten
Winkels" sowie eine
Unterstützung
des sogenannten "Stop & Go"-Verkehrs, bei dem
der Abstand zum vorausfahrenden Fahrzeug ermittelt wird, um automatisch
anhalten und anfahren zu können.
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Hierbei
werden üblicherweise
eine Vielzahl von Radarsensoren mit jeweils an die Meßaufgabe
angepaßten
unterschiedlichen Anforderungen verwendet, wobei sich die Anforderungen
im wesentlichen in der Reichweite und in der Auswertezeit unterscheiden,
denn jede dieser Funktionen weist spezifische Erfassungsbereiche
sowie unterschiedliche Meßzykluszeiten
auf; zwar lassen sich prinzipiell sogenannte Universalsensoren über ein
speziell angepaßtes
Bussystem gemeinsam betreiben und mit einer Auswerteeinheit zusammenschalten,
jedoch lassen sich oft aus Leistungsgründen nicht alle Entfernungsbereiche
innerhalb eines Nahbereichs in einer für eine sichere Funktionsweise
relativ kurzen Auswertezeit optimal abarbeiten.
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Aus
diesem Grunde wird in der Druckschrift
DE 199 63 005 A1 eine Vorrichtung
sowie ein Verfahren zum Erfassen und zum Auswerten von Objekten
im Umgebungsbereich eines Kraftfahrzeugs gemäß dem Oberbegriff der unabhängigen Ansprüche vorgeschlagen.
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Hierbei
wird gemäß der Druckschrift
DE 199 63 005 A1 der
Umgebungsbereich des Kraftfahrzeugs unter Ausnutzung eines Sendesignals
jeweils eines Pulsradarsensors in einem oder mehreren Empfangszweigen
derart erfaßt,
dass unterschiedliche Entfernungsbereiche parallel und/oder sequentiell
ausgewertet werden; gleichwohl ist weder die Vorrichtung noch das
Verfahren gemäß der Druckschrift
DE 199 63 005 A1 in
der Lage, auch eine entsprechende Winkelinformation hinsichtlich
des zu detektierenden Objekts zu liefern.
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Werden
also nun für
die Erfassung des Umfelds des Fahrzeugs Radarsensoren eingesetzt,
so sollen die Entfernung sowie die Geschwindigkeit von Objekten,
zum Beispiel von anderen Fahrzeugen, im Detektionsbereich der Radarsensorik
detektiert werden. Im Nahbereich werden unter anderem 24 Gigaherfz-Pulsradarsensoren
eingesetzt, mittels derer eine Dopplerauswertung durch ein kohärentes Empfängerprinzip
vorgenommen werden kann; dies ermöglicht eine Bestimmung der
Geschwindigkeit durch das Auswerten der Phasenänderung über die Zeit (= sogenannter "Doppler-Effekt").
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Konventionellerweise
sind verschiedene Verfahren zur Messung von Geschwindigkeiten bekannt:
Beim
sogenannten Range-Rating erfolgt eine Vermessung des radialen Abstands
zwischen dem Sensor und dem Objekt in diskreten Zeitabständen des
Scanzyklusses, typischerweise zehn Millisekunden. Die zu messende
Geschwindigkeit ergibt sich aus dem Differenzenquotienten von Abstandsänderung
und Zeitabstand.
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Allerdings
zeitigt das Range-Rating, das heißt der Positionsvergleich aus
mehreren Scans im Abstand der Zykluszeit diverse Probleme:
- – Bei
höheren
Geschwindigkeiten des Objekts kann es zu Einschränkungen der Eindeutigkeit der
Peakzuordnung von Scan zu Scan kommen, denn die Abstandsänderung überschreitet
dann die Breite des Detektionstors. Dies führt im Falle von mehreren bewegten
Objekten im Detektionsraum dazu, dass die detektierten Radarreflexionen
den entsprechenden Objekten nur noch schwer zugeordnet werden können.
- – Reale
Objekte zeigen eine starke Fluktuation ihrer Reflektivität. Dies
gilt insbesondere für
ein quasioptisches Reflexionsverhalten im Mikrowellenbereich, denn
kleinste Änderungen
im Anstellwinkel der Reflexionsebene zur Wellenfront bewirken eine
starke Änderung
des Reflexionsquerschnitts (RCS). Die entstehende Änderung
der Signalamplitude ist stochastisch verteilt und kann zu Detektionsausfällen von
Scan zu Scan führen.
Die eingesetzten Differenzenfilter müssen folglich eine hohe Anzahl
von Scans verarbeiten und weisen dadurch eine unerwünscht hohe
Latenzzeit auf.
- – Die
Messung der Geschwindigkeit ist ungenau, denn aufeinanderfolgende
Messungen am Zielobjekt können
Reflexionszentren mit unterschiedlichen radialen Abständen finden;
sofern mehrere Reflexe am Objekt innerhalb des Meßtores zu
einem Gesamtreflex superponieren, kann sich die Phasenablage der
Einzelreflexe von Scan zu Scan stark ändern, so dass sich der Schwerpunkt
der superponierten Reflexion stark verschiebt. Dies führt zu einer
Meßunschärfe.
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Bei
der sogenannten C[losing]V[elocity]-Messung wird das Detektionstor
(sogenanntes Range-Gate) in einem definierten radialen Abstand mit
einer Hüllbreite
von etwa zwanzig Zentimetern fixiert. Ein dieses Detektionstor durchfahrendes
Objekt sorgt für
n Phasendrehungen (n = 16 = zwanzig Zentimetern geteilt durch die
Wellenlänge λ). Die Phasenänderung über die
Zeit ist die Winkelgeschwindigkeit und proportional zur Geschwindigkeit
des Objekts.
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Allerdings
zeitigt auch die C[losing]V[elocity]-Messung diverse Probleme:
- – Während der
C[losing]V[elocity]-Messung wird das Detektionstor, dessen Breite
etwa zwanzig Zentimeter beträgt
und das durch den Scan angesteuert wird, auf einer Position statisch
festgehalten; während
dieser Messung wird der restliche Detektionsbereich nicht abgescannt.
Folglich werden andere, eventuell funktionsrelevante Objekte ignoriert.
- – Demzufolge
muß durch
vorheriges Range-Rating im normalen Scanbetrieb mit sehr hoher Güte entschieden
werden, dass ein Ziel auf Kollisionskurs vorliegt, um dann die Ereignisumschaltung
in den C[losing]V[elocity]-Modus auszulösen.
- – Sofern
es sich um eine Fehlauslösung
handelte, muß schnell
in den normalen Scanbetrieb zurückgefallen werden.
Durch dieses Verfahren können
erhebliche Zeiten entstehen, in denen keine Zieldetektion vorliegt.
- – Falls
mehrere Objekte mit unterschiedlichen Geschwindigkeiten zeitgleich
das Detektionstor durchfahren, erzeugt dies eine Superposition von
mehreren Dopplerfrequenzen, wodurch einfache Frequenzzählungsverfahren
versagen.
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Indem
bei der sogenannten C[ontinuous]W[ave]-Messung die Faltung des Empfangssignals
mit einem Detektionstor ausgesetzt wird und anstelle dessen ein
dauerhafter Empfangsbetrieb erfolgt, werden ortsuneindeutig zeitgleich
die Dopplerfrequenzen aller sich bewegenden Objekte im Bereich der
Meßempfindlichkeit
der Sensorik gemessen.
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Allerdings
zeitigt auch die C[ontinuous]W[ave]-Messung diverse Probleme:
- – Die
Vermessung der Geschwindigkeit ist ortsunspezifisch und kann damit
nicht eindeutig einem bestimmten Objekt zugeordnet werden.
- – Die
Dopplerfrequenzen mehrerer Objekte superponieren, so dass einfache
Frequenzzählungsverfahren scheitern;
anstelle dessen erfolgt ein Einsatz von präziser mehrfrequenzfähiger F[ast]F[ourier]T[ransformation].
- – Der
Meßbereich
ist nicht definiert abgegrenzt, sondern bestimmt sich aus Antennendiagramm,
Empfängerempfindlichkeit
sowie Zielgröße (RCS).
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Darstellung der Erfindung:
Aufgabe, Lösung,
Vorteile
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Ausgehend
von den vorstehend dargelegten Nachteilen, Problemen und Unzulänglichkeiten
der Geschwindigkeitsmessung beim Range-Rating, beim C[losing]V[elocity]-Betrieb
bzw. beim C[ontinuous]W[ave]-Betrieb sowie unter Würdigung
des umrissenen Standes der Technik liegt der vorliegenden Erfindung
die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der eingangs genannten Art
sowie ein Verfahren der eingangs genannten Art so weiterzuentwickeln,
dass eine zieleindeutige Geschwindigkeitsmessung bei durchlaufendem Detektionsbetrieb
mit kleiner Latenzzeit und Resistenz gegen Fluktuationen gewährleistet
ist.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Vorrichtung mit den im Anspruch 1 angegebenen
Merkmalen sowie durch ein Verfahren mit den im Anspruch 6 angegebenen
Merkmalen gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und zweckmäßige Weiterbildungen der vorliegenden
Erfindung sind in den jeweiligen Unteransprüchen gekennzeichnet.
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Die
Lehre gemäß der vorliegenden
Erfindung baut demnach auf einer technischen und verfahrensmäßigen Realisierung
einer zieleindeutigen Geschwindigkeitsmessung für kohärentes Radar auf, wobei die
dargestellte Radararchitektur nach dem superheterodynen Prinzip
arbeitet.
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Dies
bedeutet mit anderen Worten, dass die vorliegende Erfindung sowohl
ein Auswerteverfahren als auch die technische Implementierung in
einer sogenannten SuperHET-Radararchitektur vorschlägt, deren
integraler Bestandteil mindestens ein Superheterodynempfänger sein
kann; hierbei handelt es sich um einen Empfänger mit konstanter Signalaufbereitungsfrequenz.
Durch Mischung mehrerer Signale, von denen eines vom mindestens
einem geräteinternen,
aber schwachen Oszillator(-Sender) stammt, wird eine hohe Trennschärfe möglich.
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Auf
diese Weise lassen sich sowohl die Vorrichtung gemäß der vorliegenden
Erfindung als auch das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung
von einfachen homodynen Radaren abgrenzen, die konventionellerweise
einen Teil des Sendesignals vor Modulation abzweigen, um damit den
Empfangsmischer als "Local feed
L[ocal]O[szillator]" zu
treiben. Bei diesem konventionellen Ansatz werden H[och]F[requenz]-Empfangssignale
in einem Schritt kohärent
auf die Frequenzablage Null (= "Zero-I[nter]F[requency]") abgemischt.
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Allerdings
ist ein derartiges direktes Abmischen auf Zero-IF vom Rauschpegel
her sehr ungünstig, denn
Halbleiter weisen ein 1/f-Rauschen auf, das in diesen Frequenzablage
(von etwa einhundert Hertz bis etwa zehn Kilohertz) sehr hoch ist;
ebenfalls sind Übersprechsignale
aus Treiberschaltungen in diesem Frequenzbereich dominant. Die Sensitivität des homodynen
Ansatzes ist demzufolge gering.
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Des
weiteren zeichnen sich die Vorrichtung sowie das Verfahren gemäß der Lehre
der vorliegenden Erfindung dadurch aus, dass im Gegensatz zur gemäß dem Stand
der Technik beschriebenen C[losing]V[elocity]-Messung oder C[ontinuous]W[ave]-Messung
eine Auswertung der Phasenänderung
und damit der Geschwindigkeit im laufenden Scanbetrieb vorgesehen
ist. Das Detektionstor ist also nicht stationär, sondern wird über die
Zeit über
den Detektionsbereich verschoben.
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Durch
die Überschreitung
der Detektionsschwelle von Zielen oder von Objekten, zum Beispiel
von Einrichtungen im Umfeld eines Kraftfahrzeugs, von Fußgängern, von
parkenden Kraftfahrzeugen, von vorausfahrenden Kraftfahrzeugen oder
von Radfahrern, wird der Zeitraum festgelegt, der zum Auswerten
einer geschwindigkeitsproportionalen Phasenänderung zur Verfügung steht.
Der Empfänger
weist mindestens einen I[nphase]/Q[uadratur]-Phasendetektor auf,
der die Phase eindeutig über
360 Grad darstellen kann.
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Dieser
Zeitraum ist umgekehrt proportional zur Scan-Geschwindigkeit; so
ergibt sich exemplarisch bei einer Scan-Geschwindigkeit von zweitausend
Metern pro Sekunde und bei einer Breite des Detektionstors von zwanzig
Zentimetern ein Detektionszeitraum von einhundert Mikrosekunden
= zwanzig Zentimeter geteilt durch zweitausend Meter pro Sekunde).
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Dies
bedeutet, dass in diesem Zeitraum von zum Beispiel einhundert Mikrosekunden
eine komplette Phasendrehung einer Dopplerfrequenz von minimal zehn
Kilohertz (= 100μs-1) dargestellt werden kann. Diese Dopplerfrequenz
von zehn Kilohertz entspricht bei einer exemplarischen Trägerfrequenz
von 24,125 Gigahertz einer Relativgeschwindigkeit von etwa 62 Metern
pro Sekunde oder etwa 225 Kilometern pro Stunde. Es wird deutlich,
dass die zur Verfügung
stehende Zeitbasis ausreicht, um die komplette Periode von relativ
hohen Geschwindigkeiten darzustellen.
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Die
Phasenauswertung kann gemäß einer
besonders erfinderischen Weiterbildung sowohl der vorliegenden Vorrichtung
als auch des vorliegenden Verfahrens dadurch geschehen, dass die
Phase des I[nphase]/Q[uadratur]-Mischers
- – auf den
fünfzig
Prozent-Marken des Radarsignals sowie
- – auf
dem Scheitel des Radarsignals
ausgewertet wird.
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Aus
der Änderung
der Phase über
diese drei Meßmarken
ergibt sich die Dopplerfrequenz. Es wird im folgenden angenommen,
dass eine Mindestphasendrehung von neunzig Grad über die Meßpunkte erfolgen muß, um eine
Aussage über
die Geschwindigkeit treffen zu können;
damit beträgt
die Mindestgeschwindigkeit vmin etwa 15,6
Meter pro Sekunde oder etwa 56 Kilometer pro Stunde.
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Gemäß einer
besonders bevorzugten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung wird
vorgeschlagen, die Scan-Geschwindigkeit nach Durchschreiten der
Detektionsschwelle zu reduzieren, zum Beispiel von zweitausend Meter
pro Sekunde auf fünfhundert
Meter pro Sekunde.
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Hierdurch
kann die Zeitbasis, das heißt
der Detektionszeitraum von einhundert Mikrosekunden auf vierhundert
Mikrosekunden vergrößert werden,
so dass der Meßbereich
für die
Geschwindigkeit um den Faktor vier nach unten vergrößert wird
(→ Mindestgeschwindigkeit
vmin = etwa 3,9 Meter pro Sekunde oder etwa 14
Kilometer pro Stunde).
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Gemäß einer
bevorzugten Weiterbildung der vorliegenden Vorrichtung wie auch
des vorliegenden Verfahrens wird die Phasenauswertung der Kanäle I[nphase]
und Q[uadratur] durch eine einfach zu implementierende Fallunterscheidung
realisiert:
Die Phase wird mathematisch korrekt durch den Ausdruck
Phi = arctan(I/Q) ermittelt. Die Realisierung des Quotienten I/Q
und des Arcustangens dieses Quotienten ist mit Fixed-Point-Microcontrollern
nur ungenau und sehr rechenaufwendig möglich. In zweckmäßiger Weise
wird aus diesem Grunde vorgeschlagen, eine einfache Fallunterscheidung
anzuwenden, die die Phase in Schritten von beispielsweise 45 Grad
quantisiert.
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Diese
Art der Fallunterscheidung beruht auf drei einfachen Vergleichsoperationen,
aus denen die Phasenablage in den drei Meßmarken (= fünfzig Prozent-Marke
der ansteigenden Flanke des Radarsignals; hundert Prozent-Marke
des Radarsignals; fünfzig
Prozent-Marke der
abfallenden Flanke des Radarsignals) ermittelt wird.
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Es
ergibt sich eine Meßunsicherheit,
die umgekehrt proportional zur Zeitbasis und proportional zur Phasenunschärfe ist.
Aus diesem Grunde ist es vorteilhaft, die Zeitbasis, das heißt den Detektionszeitraum möglichst
groß zu
wählen.
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Da
die Wahl eines möglichst
großen
Detektionszeitraums in einem gewissen Widerspruch zur Anforderung
der Updaterate des Detektionszyklusses stehen kann, ist gemäß einer
besonders vorteilhaften Weiterbildung der vorliegenden Erfindung
zum Auflösen
dieses Widerspruchs eine Änderung
der Radararchitektur dahingehend vorgesehen, dass zwei voneinander
unabhängige
Kanäle
implementiert werden können.
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In
zweckmäßiger Weise
wird der erste Kanal (Sig[nal] out, nicht-kohärent) für den normalen Detektionsscan
eingesetzt. Hierbei wird das Detektionstor über den kompletten Meßbereich
mit konstanter Scangeschwindigkeit verschoben.
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Der
Scan des zweiten Kanals (Sig[nal] out, kohärent) kann in bevorzugter Weise
unabhängig
vom ersten Kanal betrieben werden. Das Detektionstor kann also für eine beliebige
Dauer auf eine beliebige Position gesetzt werden.
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Durch
die vorstehend dargelegte Vorgehensweise ergibt sich erfindungsgemäß eine Reihe
von voneinander unabhängigen
oder miteinander kombinierbaren zweckmäßigen Ausgestaltungen, Eigenschaften, Merkmale
und Vorteilen:
- – beliebig lange Meßzeit im
zweiten Kanal auf einem Objekt zur präziseren Ermittlung der Geschwindigkeit des
Objekts;
- – der
zweite Kanal kann zum Ermitteln der Geschwindigkeit mit beliebigen
Meßverfahren
eingesetzt werden, so zum Beispiel
- – mit
C[ontinuous]W[ave]-Messung mit feststehendem Detektionstor,
- – mit
Doppler-Auswertung mit langsam scannenden Detektionstor und/oder
- – mit
F[ast]F[ourier]T[ransformation];
- – unabhängiger Scanbetrieb
im ersten Kanal → keine
langen Blind- oder Latenzzeiten (vgl. diesbezügliche Problembeschreibung
zur C[ontinuous]W[ave]-Messung im vorstehenden Kapitel "Stand der Technik");
- – Ermittlung
der Geschwindigkeit erfolgt zieleindeutig im Detektionstor des zweiten
Kanals; die Positionierung des zweiten Meßtors erfolgt über die
Information der radialen Zielabstände des ersten Kanals sowie über eine
eventuelle Nachführung über die
Geschwindigkeitsmessung aus dem zweiten Kanal;
- – wahlweise
kann der Pulsbetrieb im zweiten Kanal unterdrückt werden, so dass zieluneindeutig
alle Geschwindigkeitsvektoren sämtlicher
Objekte im Detektionsbereich ermittelt werden (C[ontinuous]W[ave]-Messung); die Geschwindigkeitsdiskriminierung
kann zum Beispiel durch eine F[ast]F[ourier]T[ransformation] erreicht
werden;
- – durch
Kombination
- – der
Ortsinformationen aus dem ersten Kanal,
- – der
zieluneindeutigen, aber hochpräzisen
C[ontinuous]W[ave]-Vermessung
aus dem zweiten Kanal mit rechenintensiver F[ast]F[ourier]T[ransformation]
(bei unterdrücktem
Empfangspulsbetrieb) und
- – schließlich der
rechenextensiven, aber ortseindeutigen Vermessung der Geschwindigkeiten
mittels Phasenfallunterscheidung
wird insgesamt eine zieleindeutige
rechenextensive präzise
Objektgeschwindigkeitsinformation erreicht.
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Zusammenfassend
läßt sich
also feststellen, dass ein erfindungswesentliches Merkmal der vorliegenden
Vorrichtung wie auch des vorliegenden Verfahrens in der Möglichkeit
besteht, Ortsmessungen (durch einen Scan) und parallel dazu Geschwindigkeitsmessungen
durchzuführen;
demzufolge ist durch die vorliegende Erfindung ein Radarkonzept
mit gleichzeitiger Messung der Geschwindigkeit verwirklicht.
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Die
vorliegende Erfindung betrifft schließlich die Verwendung mindestens
einer Vorrichtung gemäß der vorstehend
dargelegten Art und/oder eines Verfahrens gemäß der vorstehend dargelegten
Art zum objekteindeutigen Messen der Geschwindigkeit von mindestens
einem Objekt im Umgebungsbereich eines Fortbewegungsmittels, insbesondere
bei durchlaufendem Erfassungs- bzw. Detektionsbetrieb
- – mit
geringer Latenzzeit und
- – mit
hoher Resistenz gegen Fluktuationen.
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Im
allgemeinen kann die vorliegende Erfindung auf dem Gebiet der Fahrzeugumfeldsensorik
eingesetzt werden, so zum Beispiel zum Messen sowie zum Bestimmen
der Winkellage von mindestens einem Objekt, wie sie etwa auch im
Rahmen einer Pre-Crash-Sensierung bei einem Kraftfahrzeug relevant
ist.
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Hierbei
wird durch eine Sensorik festgestellt, ob es zu einer möglichen Kollision
mit dem detektierten Objekt, beispielsweise mit einem anderen Kraftfahrzeug,
kommen wird. Falls es zu einer Kollision kommt, wird zusätzlich bestimmt,
mit welcher Geschwindigkeit und an welchem Aufschlagpunkt es zur
Kollision kommt.
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In
Kenntnis dieser Daten können
lebensrettende Millisekunden für
den Fahrer des Kraftfahrzeugs gewonnen werden, in denen vorbereitende
Maßnahmen
beispielsweise bei der Ansteuerung des Airbags oder bei einem Gurtstraffersystem
vorgenommen werden können.
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Weitere
mögliche
Einsatzgebiete von Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung
und von Verfahren gemäß der vorliegenden
Erfindung sind Einpark-Assistenzsysteme, eine Tote-Winkel-Detektion
oder ein Stop & Go-System
als Erweiterung zu einer bestehenden Einrichtung zum automatischen
Regeln der Fahrgeschwindigkeit, wie etwa einem A[daptive-]C[ruise-]C[ontrol]-System.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Wie
bereits vorstehend erörtert,
gibt es verschiedene Möglichkeiten,
die Lehre der vorliegenden Erfindung in vorteilhafter Weise auszugestalten
und weiterzubilden. Hierzu wird einerseits auf die den Ansprüchen 1 und
6 nachgeordneten Ansprüche
verwiesen, andererseits werden weitere Ausgestaltungen, Merkmale
und Vorteile der vorliegenden Erfindung nachstehend anhand des durch 1 veranschaulichten
Ausführungsbeispiels
näher erläutert.
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Es
zeigt:
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1 eine
schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels der Vorrichtung
gemäß der vorliegenden
Erfindung, die nach dem Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung
arbeitet, bei dem ein Erfassungsbereich bzw. ein Detektionstor mit
einer Scangeschwindigkeit über
einen Meßbereich
verschoben wird.
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Bester Weg
zur Ausführung
der Erfindung
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Im
folgenden wird die Vorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung
sowie ein hierauf bezogenes Verfahren zum Erfassen, zum Detektieren
und zum Auswerten von einem oder mehreren (Ziel-)Objekten, wie etwa
von Einrichtungen im Umfeld eines Kraftfahrzeugs, von Fußgängern, von
parkenden Kraftfahrzeugen, von vorausfahrenden Kraftfahrzeugen oder
von Radfahrern, anhand 1 beispielhaft erläutert.
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Die
Vorrichtung 100 weist eine erste Oszillatoreinheit 20 auf,
die in Form einer Mikrowellen-Oszillatoreinheit ausgebildet ist
und mittels derer erste Oszillatorsignale (sogenannte Trägerfrequenz
Fcarrier) erzeugt werden können.
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Dem
ersten Oszillator 20 ist ein Sendepfad oder Sendezweig 10 nachgeschaltet,
der unter anderem eine als Pulsmodulator ausgebildete Sendepulsschaltereinheit 12 enthält, die
mit den ersten Oszillatorsignalen beaufschlagt wird und mittels
derer pulsmodulierte Hochfrequenzsignale generiert werden.
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Diese
von der Sendepulsschaltereinheit 12 erzeugten Hochfrequenzsignale
werden mittels einer der Sendepulsschaltereinheit 12 nachgeschalteten,
ebenfalls auf dem Sendezweig 10 angeordneten Sendeantenne 16 abgestrahlt
und am simultan hinsichtlich Position (durch einen Scan) sowie hinsichtlich
Geschwindigkeit zu detektierenden Objekt oder Ziel reflektiert.
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Zum
Empfangen der am Objekt oder Ziel reflektierten Signale weist die
Vorrichtung 100 einen der ersten Oszillatoreinheit 20 nachgeschalteten
Empfangspfad oder Empfangszweig 50 in Form eines R[adio]F[requenz]-Empfangszweig auf.
Dementsprechend ist der ersten Oszillatoreinheit 20 eine
erste Teilereinheit 18 nachgeschaltet, mittels derer die
von der ersten Oszillatoreinheit 20 erzeugten ersten Oszillatorsignale
auf den Sendezweig 10 und auf den Empfangszweig 50 verteilt
werden.
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Der
Empfangszweig 50 enthält
unter anderem eine Empfangsantenne 30; mit den von dieser
Empfangsantenneneinheit 30 empfangenen Signalen wird der
erste Eingangsanschluß 34a einer
der Empfangsantenneneinheit 30 nachgeschalteten I[nphase]/Q[uadratur]-Mischeinheit 34 beaufschlagt,
die ebenfalls Teil des Empfangszweigs 50 ist.
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In
dieser I[nphase]/Q[uadratur]-Mischeinheit 34 werden die
vom Objekt oder Ziel reflektierten Signale mit den ersten Oszillatorsignalen
gemischt, mit denen der zweite Eingangsanschluß 34b der I/Q-Mischeinheit 34 beaufschlagt
wird.
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Wie
der Darstellung gemäß 1 entnehmbar
ist, weist die Vorrichtung 100 des weiteren eine Taktgenerator-
oder Triggereinheit 80 (Symbol "Tx")
auf, die in Form einer N[iedrig-]F[requenz]-Taktgeneratoreinheit
ausgestaltet ist und mittels derer Taktsignale erzeugt werden können, mit
denen sowohl die Sendepulsschaltereinheit 12 als auch der
Empfangsantenneneinheit 30 nachgeschaltete, den Empfangszweig 50 ebenfalls
konstituierende Empfangspulsschaltereinheiten 52, 54 beaufschlagt
werden können.
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Um
die Taktsignale, mit denen diese Schalter 52, 54 angesteuert
werden, gegenüber
den Taktsignalen, mit denen die Sendepulsschaltereinheit 12 angesteuert
wird, definiert zeitlich zu verzögern,
ist zwischen der Taktgenerator- oder Triggereinheit 80 und
den Empfangspulsschaltereinheiten 52 bzw. 54 jeweils
eine Pulsverzögerungseinheit
(= sogenannte "delay
units" 22 bzw. 24)
zwischengeschaltet.
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Eine
Auswertung und Weiterverarbeitung der empfangenen Signale erfolgt
gemäß dem Ausführungsbeispiel
in 1 mittels einer Empfangsschaltung 70,
die als N[iedrig-]F[requenz]-Empfangsschaltung ausgebildet ist.
Eine Besonderheit dieser Empfangsschaltung 70 ist nun darin
zu sehen, dass diese Empfangsschaltung 70 mittels einer
dem Ausgangsanschluß 34c der
I/Q-Mischeinheit 34 nachgeschalteten Leistungsteilereinheit 36,
in zwei voneinander unabhängig
betreibbare Kanäle 72, 74 aufgeteilt
wird.
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Im
ersten Kanal 72 der Empfangsschaltung 70 wird
der Erfassungsbereich bzw. das Detektionstor mit konstanter Scangeschwindigkeit über den
gesamten Meßbereich
verschoben.
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Hingegen
wird im zweiten Kanal 74 der Empfangsschaltung 70 der
Erfassungsbereich bzw. das Detektionstor
- – mit variabler,
insbesondere reduzierbarer Scangeschwindigkeit über den Meßbereich verschoben und
- – für eine vorgebbare
Zeitspanne bei verschwindender Scangeschwindigkeit auf eine vorgebbare
Position innerhalb des Meßbereichs
gesetzt.
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Wie
aus der Darstellung gemäß 1 des
weiteren hervorgeht, werden im ersten Kanal 72 der Empfangsschaltung 70 die
empfangenen Signale mittels einer für A[mplituden]M[odulation]
ausgelegten Demodulationseinheit 42 demoduliert. Mit diesen
demodulierten empfangenen Signalen wird der erste Eingangsanschluß 52a der
ersten Empfangspulsschaltereinheit 52 beaufschlagt.
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Der
zweite Eingangsanschluß 52b der
ersten Empfangspulsschaltereinheit 52 wird mit den mittels
der Taktgenerator- oder
Triggereinheit 80 erzeugten sowie mittels des ersten Pulsverzögerungsbausteins 22 (↔ erster
Scan oder "Scan
1") definiert zeitlich
verzögerten
Taktsignalen beaufschlagt, nachdem diese Taktsignale einen ebenfalls
im ersten Kanal 72 der Empfangsschaltung 70 zwischen
die erste Pulsverzögerungseinheit 22 und
die erste Empfangspulsschaltereinheit 52 geschalteten ersten
Pulsbaustein 62 durchlaufen haben.
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Die
analogen Signale werden im ersten Kanal 72 der Empfangsschaltung 70 sodann
mittels eines dem Ausgangsanschluß 52c der ersten Empfangspulsschaltereinheit 52 nachgeschalteten
ersten A[nalog]/D[igital]-Wandlers 82 mit relativ geringer
Abtastrate in digitale Signale umgesetzt; diese insbesondere in
Form von komplexwertigen Vektoren oder komplexwertigen Skalaren
systematisierten digitalen Signale werden schließlich mittels eines der ersten
A/D-Wandlereinheit 82 nachgeschalteten (Mikro-)Prozessors 90 digital
verarbeitet.
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Im
zweiten Kanal 74 der Empfangsschaltung 70 wird
der erste Eingangsanschluß 60a einer
zweiten Mischeinheit 60, nämlich eines Zwischenfrequenzmischers,
mit den von dem Teiler 36 kommenden empfangenen analogen
Signalen beaufschlagt; der zweite Eingangsanschluß 60b der
zweiten Mischeinheit 60 wird mit von einer zweiten Oszillatoreinheit 26,
nämlich
von einem Zwischenfrequenzoszillator, erzeugten zweiten Oszillatorsignalen
beaufschlagt.
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Des
weiteren wird im zweiten Kanal 74 der Empfangsschaltung 70,
wie aus 1 ersichtlich, der erste Eingangsanschluß 54a der
zweiten Empfangspulsschaltereinheit 54 mit den vom Ausgangsanschluß 60c der zweiten
Mischeinheit 60 kommenden Signalen beaufschlagt.
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Der
zweite Eingangsanschluß 54b der
zweiten Empfangspulsschaltereinheit 54 wird mit den mittels der
Taktgenerator- oder
Triggereinheit 80 erzeugten sowie mittels des zweiten Pulsverzögerungsbausteins 24 (↔ zweiter
Scan oder "Scan
2") definiert zeitlich
verzögerten
Taktsignalen beaufschlagt, nachdem diese Taktsignale einen ebenfalls
im zweiten Kanal 74 der Empfangsschaltung 70 zwischen
die zweite Pulsverzögerungseinheit 24 und
die zweite Empfangspulsschaltereinheit 54 geschalteten
zweiten Pulsbaustein 64 durchlaufen haben.
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Die
empfangenen analogen breitbandigen Signale werden im zweiten Kanal 74 der
Empfangsschaltung 70 sodann mittels einer dem Ausgangsanschluß 54c der
zweiten Empfangspulsschaltereinheit 54 nachgeschalteten,
zum Schmälern
der Bandbreite vorgesehenen Tiefpaßfiltereinheit 44 gefiltert
und integriert.
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Diese
tiefpaßgefilterten
analogen Signale werden mittels eines dem T[ief]P[aß]F[ilter] 44 nachgeschalteten
zweiten A[nalog]/D[igital]-Wandlers 84 mit relativ geringer
Abtastrate in digitale Signale umgesetzt; diese insbesondere in
Form von komplexwertigen Vektoren oder komplexwertigen Skalaren
systematisierten digitalen Signale werden mittels der der zweiten
A/D-Wandlereinheit 84 nachgeschalteten (Mikro-)Prozessoreinheit 90 digital
verarbeitet.
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Zum
Erhöhen
des Detektionsbereichs sowie der Empfindlichkeit des Systems 100 ist
- – der
Sendeantenneneinheit 16 eine Sendeverstärkereinheit 14 zum
Verstärken
der abgestrahlten Hochfrequenzsignale vorgeschaltet und
- – der
Empfangsantenneneinheit 30 eine als Vorverstärker ausgebildete
Empfangsverstärkereinheit 32 zum Verstärken der
von der Empfangsantenneneinheit 30 empfangenen Signale
nachgeschaltet.
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Allerdings
sind diese beiden Verstärker 14, 32 insofern
optional, als sie nicht notwendigerweise zur Grundfunktionalität der vorliegenden
Erfindung beitragen, das heißt
die Vorrichtung 100 kann prinzipiell auch ohne diese beiden
Verstärkereinheiten 14, 32 betrieben
werden.
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In
der Darstellung gemäß 1 ist
des weiteren als erfindungswesentlich offenbart, dass zwischen die
erste Oszillatoreinheit 20 und die Sendepulsschaltereinheit 12,
im speziellen zwischen die erste Teilereinheit 18 und die
Sendepulsschaltereinheit 12, eine erste Mischeinheit 38,
die als Aufwärtskonvertierungsmischeinheit
(→ "UpConv[ersion]") ausgestaltet ist,
sowie eine zum Herausfiltern des unteren Frequenzseitenbands vorgesehene
H[och]P[aß]F[iltereinheit] 40 geschaltet
sind.
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Der
erste Eingangsanschluß 38a der
ersten Mischeinheit 38 ist mit der ersten Oszillatoreinheit 20,
im speziellen mit der ersten Tellereinheit 18, verbunden;
der zweite Eingangsanschluß 38b der
ersten Mischeinheit 38 ist mit der zweiten Oszillatoreinheit 26,
im speziellen mit der zweiten Tellereinheit 28 verbunden;
der Ausgangsanschluß 38c der
ersten Mischeinheit 38 ist mit der Filtereinheit 40 verbunden.
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Der
Hochpaßfilter 40 ist
im SuperHET[erodyn]-System im Sendepfad 10 angeordnet,
um das untere Seitenband herauszufiltern (ansonsten A[mplituden]M[odulation]);
optional kann an dieser Stelle des Sendepfads 10 entweder
eine Hochpaßfiltereinheit 40 (vgl. 1)
oder eine Tiefpaßfiltereinheit 40 eingesetzt
werden, um eines der Seitenbänder
herauszufiltern, nämlich
- – im
Falle der Verwendung eines Hochpaßfilters 40 das untere
Frequenzseitenband oder
- – im
Falle der Verwendung eines Tiefpaßfilters 40 das obere
Frequenzseitenband.
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Aus
diesem Prinzip entsteht insofern ein weiteres eigenständiges erfindungswesentliches
Merkmal, als das SuperHET-Prinzip den "internen" Betrieb der Einrichtung 100 bei
einer bestimmten Frequenz ermöglicht.
Die Leistung wird jedoch mithilfe der Filtereinheit 40 in
einem davon unabhängigen
Frequenzband ausgesendet.
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Dies
bedeutet im Ergebnis, dass mit der vorliegenden Vorrichtung 100 sowie
mit dem vorliegenden Verfahren zum Betreiben der vorliegenden Vorrichtung 100 vorteilhafterweise
- – der
Einsatz günstigerer
Bauelemente für
die "interne" Fundamentalfrequenz
möglich
ist und
- – durch
das Einfügen
der Filtereinheit 40 Frequenzbänder "flexibel ausgesucht" werden können und demzufolge die Zulassungsfähigkeit
des Systems 100 erreicht werden kann.
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Zusammenfassend
läßt sich
im Hinblick auf die Funktion sowie das Wirkprinzip der Vorrichtung 100 also
feststellen, dass der kohärente
heterodyne Ansatz der vorliegenden Erfindung aus den vorgenannten Gründen in
einem ersten Schritt das H[och]F[requenz]-Empfangssignal (= "HF-RX") mittels des I[nphase]/Q[uadratur]-Abwärtskonvertierungsmischers
oder DownConv(erters) 34 sowie mittels des I[ntermediate]F[requency]-Mischers 60 auf
eine Zwischenfrequenz (sogenannte I[ntermediate]F[requency] oder
FIntermediate, zum Beispiel zwei Gigahertz
oder 2,5 Gigahertz) abmischt, die höher als Null ist.
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In
dieser Zwischenfrequenz ist das 1/f-Rauschen (= sogenannter "flicker noise", der auf eine Vielzahl von
Rauschursachen zurückführbar ist
und der durch eine spektrale Verteilung mit zur Frequenz reziprok
proportionalem Abfall charakterisiert ist) unter das unvermeidbare
kT-Rauschen (Produkt
kT = von einem Widerstand im thermischen Gleichgewicht pro Hertz
Bandbreite verfügbare
Rauschleistung) gefallen.
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Um
die Kohärenz
zu erhalten, das heißt
um den Bezug der Phase zwischen Sendesignal und abgemischten Videosignalen
(= notwendige Voraussetzung für
eine Dopplerauswertung von Geschwindigkeiten) zu gewährleisten,
wird im Sendepfad oder -zweig 10 das Sendesignal ebenfalls
mit dem Zwischenfrequenzträger aufgemischt.
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Aus
diesem Grunde wird der Zwischenfrequenzoszillator 26 im
Sendepfad 10 durch den Aufwärtskonvertierungsmischer oder
UpConv(erter) 38 mit dem Signal des H[igh]F[requency]-Oszillators 20 (sogenannter "Stalo" stable local oscillator,
zum Beispiel 24 Gigahertz) auf die endgültige Sendefrequenz von 26
Gigahertz hochgemischt.
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Bei
diesem Mischvorgang entstehen prinzipiell stets ein oberes Seitenband
(sogenanntes OSB) und ein unteres Seitenband (sogenanntes USB),
also eine Spektrallinie bei 22 Gigahertz und eine Spektrallinie
bei 26 Gigahertz, wobei allerdings nur letztere als Sendesignal
erwünscht
ist.
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Aus
diesem Grunde folgt der Aufwärtskonvertierungsmischeinheit 38 der
Hochpaß(filter) 40,
der das untere Seitenband, das heißt den Anteil bei 22 Gigahertz
unterdrückt.
Das Ausgangssignal des Hochpaß(filters) 40 kann
nun mittels der Sendepulsmodulatoreinheit 12 moduliert,
mittels der Sendeverstärkereinheit 14 verstärkt und
der Sendeantenne 16 zugeführt werden.
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Das
Empfangssignal bei 26 Gigahertz wird im Mischer 34 mit
dem Stalo 20 auf Zwischenfrequenzablage (= I[ntermediate]F[requency]-Ablage)
abgemischt; das Signal wird hierbei zum Beispiel mittels des Empfangsvorverstärkers 32 auf
IF-Ablage verstärkt,
um es deutlich über
das Rauschniveau zu heben; sodann wird das Signal mittels des H[och]F[requenz]-Teilers 36 geteilt,
denn es gibt gemäß der Lehre
der vorliegenden Erfindung grundsätzlich zwei Möglichkeiten
der Detektion:
Im in 1 oberen
Kanal oder Pfad 74 der Empfangsschaltung 70 wird
kohärent über den
Mischer 60 (FZ[wischen]F[requenz] =
2,5 Gigahertz) auf Zero-I[ntermediate]F[requency]
abgemischt, woraus das Ausgangssignal "SigOut (coherent)" (↔ "FVID-NKD=DC...f" zwischen Zwischenfrequenzmischeinheit 60 und
zweiter Empfangspulsschaltereinheit 54) resultiert.
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Im
in 1 unteren Kanal oder Pfad 72 der Empfangsschaltung 70 wird
die Einhüllende
durch mittels der AM-Demod(ulationseinheit) 42 (FZ[wischen]F[requenz] = 2,5 Gigahertz) bewerkstelligter
Hüllkurven-Demodulation zum
Beispiel an einer gleichrichtenden Diode zuzüglich Haltekapazität nicht-kohärent ausgekoppelt,
woraus das Ausgangssignal "SigOut
(non coherent)" (↔ "FVID-NKD=DC...f' zwischen erster
Empfangspulsschaltereinheit 52 und erstem A[nalog]/D[igital]-Umsetzer 82)
resultiert.
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Konventionelle,
aus dem Stand der Technik bekannte homodyne Radare haben de Empfangsschalter in
den L[ocal]O[szillator]-Feed des homodyne Mischers gelegt, der somit
getastet betrieben wird.
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Damit
wird der Vorgang des Abmischens und Samplens in einem physikalischen
Block realisiert. Der getastet betriebene Mischer ist mit einer
Quelle vergleichbar, deren Innenwiderstand mit/ohne Feed von niedrig
(zum Beispiel zweihundert Ohm) auf hoch variiert, ähnlich dem
Schalter eines S[ample]&H[old]-Glieds.
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Ein
wesentlicher Kern der vorliegenden Vorrichtung 100 wie
auch des vorliegenden Verfahrens ist darin zu sehen, dass es erfindungsgemäß möglich ist,
den Vorgang des Abmischens vom Vorgang des Samplens zu trennen.
Damit ergibt sich die Option, voneinander unabhängige Sampler zu betreiben,
das heißt
zeitparallel Geschwindigkeitsmessung (C[losing]V[elocity]-Messung)
und Ortsmessung scannend zu betreiben.