DE112005000388T5 - Vielseitiger und intelligenter Leistungssteller - Google Patents

Vielseitiger und intelligenter Leistungssteller Download PDF

Info

Publication number
DE112005000388T5
DE112005000388T5 DE112005000388T DE112005000388T DE112005000388T5 DE 112005000388 T5 DE112005000388 T5 DE 112005000388T5 DE 112005000388 T DE112005000388 T DE 112005000388T DE 112005000388 T DE112005000388 T DE 112005000388T DE 112005000388 T5 DE112005000388 T5 DE 112005000388T5
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
switching converter
drop
low
integrated circuit
monolithic integrated
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
DE112005000388T
Other languages
English (en)
Inventor
Jan Ameron
Guus Jansen
Douglas D. Lopata
Marcel Slomp
Maarten Visee
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Agere Systems LLC
Original Assignee
Agere Systems LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Agere Systems LLC filed Critical Agere Systems LLC
Publication of DE112005000388T5 publication Critical patent/DE112005000388T5/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac
    • G05F1/40—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices
    • G05F1/44—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
    • G06F1/16—Constructional details or arrangements
    • G06F1/18—Packaging or power distribution
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
    • G06F1/26—Power supply means, e.g. regulation thereof
    • G06F1/263—Arrangements for using multiple switchable power supplies, e.g. battery and AC
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
    • G06F1/26—Power supply means, e.g. regulation thereof
    • G06F1/28—Supervision thereof, e.g. detecting power-supply failure by out of limits supervision
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/10—Arrangements incorporating converting means for enabling loads to be operated at will from different kinds of power supplies, e.g. from ac or dc
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
    • H02J1/08—Three-wire systems; Systems having more than three wires
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
    • H02J1/08—Three-wire systems; Systems having more than three wires
    • H02J1/082—Plural DC voltage, e.g. DC supply voltage with at least two different DC voltage levels

Abstract

Stromversorgungseinrichtung mit mehreren Ausgängen, umfassend:
eine monolithische integrierte Schaltung mit einem ersten Schaltumsetzer auf einem ersten Teil der monolithischen integrierten Schaltung;
einem zweiten Schaltumsetzer auf einem zweiten Teil der monolithischen integrierten Schaltung; und
einer mit dem ersten und dem zweiten Schaltumsetzer verbundenen Steuerschaltung mit der Fähigkeit, einen oder beide des ersten und des zweiten Schaltumsetzers freizugeben und zu sperren.

Description

  • Die vorliegende Anmeldung beansprucht unter 35 U.S.C. § 119(e) den Nutzen der provisorischen Anmeldung Nr. 60/545,339, registriert am 17.2.2004, worauf hiermit vollständig ausdrücklich Bezug genommen wird.
  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schalt-Stromversorgungsschaltung für elektronische Einrichtungen.
  • ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
  • Moderne Computer sind im allgemeinen dafür ausgelegt, Erweiterungskarten aufzunehmen, die Funktionalität zu dem Computer hinzufügen. Solche Erweiterungskarten wären zum Beispiel eine LAN-Netzwerkschnittstellenkarte, eine Drahtlos-LAN-Karte, eine graphische Accelerator-Karte usw. und sind in der Regel so ausgelegt, daß sie mit einer gegebenen Industriespezifikation (z.B. mPCI, Cardbus, PC-card, usw.) kompatibel sind. Diese Erweiterungskarten werden in der Regel in den "Host-"Computer eingesteckt und arbeiten aus der Stromversorgung bzw. den Stromversorgungen des Hosts. Bestimmte Industriespezifikationen (z.B. die mPCI-Spezifikation) erfordern zur Zeit, daß Erweiterungskarten entweder aus einer Hauptstromversorgung oder einer Hilfsstromversorgung (die z.B. von einer Batterie abgeleitet wird) arbeiten, wodurch in der Regel den verschiedenen Schaltungen in dem Computer Versorgungsspannungen von entweder 3,3 V oder 5,0 V zugeführt werden. Aufgrund der Fortschritte bei der Integrationstechnologie und dem Strom-Management sind im allgemeinen jedoch moderne integrierte Schaltungen ("ICs") in der Regel für einen Betrieb aus einer Versorgungsspannung von 3,3 V (anstelle von 5,0 V) ausgelegt, und viele sind nun für einen Betrieb aus einer Versorgungsspannung von 1,5 V ausgelegt.
  • Aus diesen Gründen enthalten Erweiterungskarten gewöhnlich einen Leistungssteller oder eine Stromversorgungssteuerung (im engl. power controller) zur Auswahl entweder einer Haupt- oder einer Hilfsversorgungsspannung (wobei es sich entweder um 3,3 V oder 5,0 V handeln kann) von einem Hostcomputer und setzen die gewählte Versorgungsspannung in die Spannungen um, die von ICs auf der Erweiterungskarte benötigt werden. Der Leistungssteller fungiert gewöhnlich auch als Ein-/Aus-Schalter für die Erweiterungskarte, so daß die CPU in dem Hostcomputer die Erweiterungskarte gegebenenfalls herunterfahren kann, z.B. um in einem Standby-Modus Strom zu sparen. Sie enthält gewöhnlich ferner eine "Bypass-"Schaltung, mit der eine der Versorgungsspannungen direkt ohne jegliche Spannungsumsetzung den ICs auf der Erweiterungskarte zugeführt wird, z.B. wenn die Hostspannung den von der Erweiterungskarte benötigten Spannungen so nahe ist, daß Spannungsumsetzung unmöglich ist. Der Leistungssteller kann außerdem Schaltungen zum Überwachen der Host-Haupt- und -Hilfsversorgungsspannungen enthalten, und zum Senden eines "Rücksetz-" oder Herunterfahrsignals zu den ICs auf der Erweiterungskarte im Fall eines Überspannungs- oder Unterspannungszustands oder als Reaktion auf einen RESET-Befehl aus dem Hostcomputer. Schließlich kann der Leistungssteller auch eine Standby-Versorgungsschaltung enthalten, die bestimmten Schaltungen auf der Erweiterungskarte, die aktiv bleiben müssen, auch wenn die Erweiterungskarte in den Standby-Modus versetzt wird, Strom zuführt (z.B. eine Aufweckschaltung).
  • Diese Merkmale wurden üblicherweise über eine anwendungsspezifische Leistungsstellerschaltung unter Verwendung einer großen Anzahl diskreter Komponenten und ICs implementiert. Zum Beispiel kann ein herkömmlicher Leistungssteller mehr als 28 diskrete Komponenten erfordern, darunter einen Schalt-IC zum Ein-/Ausschalten, eine Versorgungsauswahlschaltung-IC, eine oder mehrere "Haupt-"Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer-ICs mit einem Linearregler oder einem hocheffizienten Schaltstromversorgungs ("SMPS", Switching mode power suplly)-Wandler, einen "Standby"-Versorgungs-Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer-IC und mehrere Versorgungsüberwachungs- und Rücksetzlogikschaltungen, darunter interne Referenzen, Spannungskomparatoren, Zeitverzögerungsschaltungen usw.
  • 1 zeigt, wie Versorgungsauswahl, Spannungsumsetzung und Bypass-ICs in herkömmlichen Erweiterungskarten-Leistungsstellern implementiert wurden. Die Host-Haupt- und -Hilfsversorgungsspannungen werden an Anschlüssen 102 bzw. 100 empfangen und über Anschlüsse 104, 106 mit der Versorgungsausauswahlschalt-IC 108 (einem Schalter des SPDT-Typs) verbunden. Die gewählte Ausgangsspannung an dem Knoten 110 wird dann in eine oder mehrere Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer-ICs 118 eingegeben. Wie in 1 gezeigt, sind die Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer-ICs 118 gewöhnlich entweder Schaltumsetzer (mit zwei FET-Schaltern 114, 116, einer Durchgangsinduktivität L1 und einem Shunt-Kondensator C1 wie gezeigt) oder lineare Drop-Out-Regler.
  • 2 zeigt eine ausführlichere Darstellung der in 1 gezeigten herkömmlichen Leistungsstellerschaltung. Der Versorgungsauswahlschalt-IC 108 ist gewöhnlich ein IC mit zwei FETs Q1 und Q2 mit hoher Leistung und niedriger Impedanz und assoziierten Schaltsteuerschaltkreisen. Die Schalttransistoren Q1 und Q2 sind über den IC-Pin 206 mit der Hauptversorgungsspannung und über den IC-Pin 208 mit der Hilfsversorgungsspannung verbunden und ihre Source-Anschlüsse sind (an dem Knoten 210) zusammen mit dem IC-Pin 212 verbunden.
  • Der in 2 gezeigte Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer-IC 114 enthält Transistoren Q3 und Q4, die im wesentlichen als Schalter arbeiten, die entweder offen oder geschlossen sind. Die Transistoren Q3 und Q4 werden über Steuerlogik 220 gesteuert. Der Source-Anschluß des Transistors Q3 und der Drain-Anschluß des Transsistors Q4 sind über den IC-Pin 222 mit der Reiheninduktivität L1 verbunden. Die Induktivität L1 ist ihrerseits mit dem Ausgangsknoten 236 verbunden, an dem die geregelte Spannung an die anderen Schaltungen auf der Erweiterungskarte ausgegeben wird. Der Kondensator C1 ist von dem Knoten 236 nach Masse geschaltet, um die Ausgangsspannung gegenüber Transienten, die der Versorgungsauswahlschalter 108 und der Bypass-IC 112 tendenziell erzeugen, zu stabilisieren. Die Ausgangsspannung wird an dem Knoten 236 genommen und außerdem über den IC-Pin 224 zu der Steuerlogik 220 zurückgekoppelt.
  • Wie in der Technik bekannt ist, arbeitet der Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer-IC 114 durch Schalten des Leistungstransistors Q3 auf der hohen Seite auf impulsbreitenmodulierte Weise, während gleichzeitig der Transistor Q4 auf der niedrigen Seite auf entgegengesetzte Weise geschaltet wird. Anders ausgedrückt ist, wenn der Transistor Q3 offen ist, der Transistor Q4 geschlossen und umgekehrt. Folglich wird die Quellenspannung an den Pin 216 periodisch auf die Induktivität L1 und den Kondensator C1 geschaltet. Die an dem Kondensator C1 entwickelte Spannung versorgt die Last an dem Knoten 234. Zusätzlich wird in der Regel die Ausgangsspannung gemessen, wie zum Beispiel durch einen Spannungsteiler, und als ein Eingangssignal einem Fehlerverstärker (in der Steuerlogik 220) zugeführt. Einem zweiten Eingang des Fehlerverstärkers wird eine Referenzspannung zugeführt. Der Ausgang des Fehlerverstärkers ist mit einem Eingang des Komparators (auch in der Steuerlogik 220) verbunden. Dem anderen Komparatoreingang wird in der Regel eine periodische Steuersignalform zugeführt, wie zum Beispiel ein Dreiecksignal. Der Komparator betreibt seinerseits den Leistungsschalter mit einer Reihe von Steuerimpulsen, mit deren Breite die Lastspannung trotz Lastschwankungen auf den gewünschten Pegel geregelt wird.
  • Bei herkömmlichen Erweiterungskarten können ferner zusätzliche Stromrichter oder Linearregler-ICs (LDO1 und LDO2, nicht gezeigt) (über die Leitung 228) mit dem IC-Pin 212 des Versorgungsauswahlschalters 108 verbunden werden. Mit diesen zusätzlichen Reglern können zusätzliche Versorgungsspannungen bereitgestellt werden, die möglicherweise von den Schaltungen auf der Erweiterungskarte benötigt werden (z.B. 1,5 V).
  • Es ist ersichtlich, daß der oben beschriebene herkömmliche Leistungssteller sowohl komplex als auch kostspielig ist. Der Leistungssteller für jede Erweiterungskarte wird gewöhnlich anwendungsspezifisch entwickelt. Obwohl anwendungsspezifische Entwicklungen den Vorteil haben, daß der Leistungssteller für die Stromversorgungsanforderungen einer gegebenen Erweiterungskarte optimiert werden kann, sind die für den Entwurf eines herkömmlichen Leistungsstellers erforderlichen Arbeitskosten sehr hoch. Aufgrund dieser hohen Arbeitskosten und der Kosten der zahlreichen diskreten Komponenten, die in dem herkömmlichen Leistungssteller enthalten sind, stellt der herkömmliche Leistungssteller einen wesentlichen Teil der Gesamtkosten einer Erweiterungskarte dar. Es wäre deshalb wünschenswert, einen Leistungssteller bereitzustellen, der auf eine einzige monolithische integrierte Schaltung mit einer verringerten Anzahl von Komponenten integriert werden könnte.
  • KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung liefert eine monolithische hochintegrierte Stromversorgungssteuerungsschaltung mit der Fähigkeit zur Bereitstellung verschiedener Spannungen für Schaltungen auf einer Erweiterungskarte entweder aus einer Hauptversorgungsquelle oder einer Hilfsversorgungsquelle.
  • In einem ersten Aspekt liefert die Erfindung einen Zweifachversorgungs-Schaltumsetzer mit nur zwei Schalttransistoren auf der hohen Seite und einer Gleichrichteinrichtung auf der niedrigen Seite. Gemäß der Erfindung sind die beiden Schalttransistoren auf der hohen Seite jeweils mit einer verschiedenen Stromversorgung verbunden. Ein Betrieb von einer beliebigen der Stromversorgungen wird dann ermöglicht, indem der mit der nichtgewählten Stromversorgung verbundene Transistor auf der hohen Seite gesperrt und der mit der gewählten Stromversorgung verbundene Transistor auf der hohen Seite in Verbindung mit der Gleichrichteinrichtung auf der niedrigen Seite betrieben wird, um auf die herkömmliche Weise eine geschaltete und geregelte Ausgabe zu produzieren. Der Transfer von einer Stromversorgung zu der anderen erfolgt über eine Öffner-vor-Schließer-Technik (d.h. das Betreiben des Transistors der hohen Seite wird gesperrt, bevor bewirkt wird, daß der Betrieb des anderen Transistors auf der hohen Seite als Hochfrequenzschalter beginnt).
  • Dieser erste Aspekt der Erfindung kann somit genauer als ein Schaltumsetzer beschrieben werden, der zu einem Betrieb aus einer ersten Versorgungsspannung und einer zweiten Versorgungsspannung fähig ist, umfassend: einen ersten Schalter der hohen Seite mit einem Steueranschluß, einem Ausgangsanschluß und einem Eingangsanschluß, der die erste Versorgungsspannung empfangen kann; einen zweiten Schalter der hohen Seite mit einem Steueranschluß, einem Ausgangsanschluß und einem Eingangsanschluß, der die zweite Versorgungsspannung empfangen kann, wobei der Ausgangsanschluß des zweiten Schalters mit dem Ausgangsanschluß des ersten Schalters verbunden ist; einen Gleichrichter der niedrigen Seite, der zwischen Masse und den durch die Ausgangsanschlüsse des ersten und des zweiten Schalters der hohen Seite gebildeten Knoten geschaltet ist; und eine mit den Steueranschlüssen des ersten und des zweiten Schalters der hohen Seite verbundene Steuerschaltung; wobei die Steuerschaltung bewirkt, daß ein gewählter des ersten und des zweiten Schalters der hohen Seite sich mit einer vorbestimmten Schaltfrequenz zwischen einem leitfähigen Zustand und einem nichtleitfähigen Zustand umschaltet, und bewirkt, daß der nichtgewählte des ersten und des zweiten Schalters der hohen Seite in einem nichtleitfähigen Zustand bleibt.
  • Der Schaltumsetzer kann in diesem ersten Aspekt ferner einen Kondensator mit einem mit Masse verbundenen Anschluß und einem nicht mit Masse verbundenen Anschluß enthalten, der mit dem durch die Ausgangsanschlüsse des ersten und des zweiten Schalters der hohen Seite gebildeten Knoten verbunden ist.
  • Der Schaltumsetzer kann ferner eine Induktivität umfassen, die zwischen dem nicht mit Masse verbundenen Anschluß des Kondensators und dem durch die Ausgangsanschlüsse des ersten und des zweiten Schalters der hohen Seite gebildeten Knoten geschaltet ist.
  • Der Umsetzer kann ferner einen Induktivitäts-Bypassschalter umfassen, der mit der Induktivität parallel geschaltet und mit der Steuerschaltung verbunden ist, wobei der Induktivitäts-Bypassschalter die Induktivität als Reaktion auf ein Steuersignal aus der Steuerschaltung kurzschließt.
  • Der Umsetzer kann ferner eine Rückkopplungsverbindung zwischen der Steuerschaltung und dem nicht mit Masse verbundenen Anschluß des Kondensators umfassen, wobei die Steuerschaltung den gewählten des ersten und des zweiten Schalters der hohen Seite als Funktion der Spannung an den nicht mit Masse verbundenen Anschluß des Kondensators umschaltet.
  • Der Gleichrichter der niedrigen Seite kann eine Diode oder ein Transistor sein und der erste und der zweite Schalter der hohen Seite können Transistoren sein. Ferner kann der Gleichrichter der niedrigen Seite einen Steueranschluß aufweisen, dergestalt, daß die Steuerschaltung bewirken kann, daß der Schalter der niedrigen Seite mit derselben Frequenz wie der gewählte Schalter der hohen Seite schaltet.
  • In einem zweiten Aspekt liefert die Erfindung ein Verfahren zum Erzeugen einer geregelten Spannung aus einer ersten Versorgungsspannung und einer zweiten Versorgungsspannung, mit den folgenden Schritten: (a) Zuführen der ersten Versorgungsspannung zu dem ersten Schalter der hohen Seite; (b) Zuführen der zweiten Versorgungsspannung zu dem zweiten Schalter der hohen Seite; (c) Auswählen eines des ersten und des zweiten Schalters der hohen Seite als einen ersten aktiven Schalter und des anderen des ersten und des zweiten Schalters der hohen Seite als einen ersten inaktiven Schalter; (d) Deaktivieren des als den ersten inaktiven Schalter gewählten Schalters der hohen Seite; (e) Schalten des als ersten aktiven Schalter gewählten Schalters der hohen Seite mit einer Schaltfrequenz, um ein geschaltetes Ausgangssignal zu erzeugen; und (f) Gleichrichten des geschalteten Ausgangssignals, um ein geregeltes Ausgangssignal zu erzeugen.
  • Das Verfahren kann ferner folgendes umfassen: (g) Entscheiden zum Transfer des Schaltens von dem als ersten aktiven Schalter gewählten Schalter der hohen Seite zu dem als ersten inaktiven Schalter gewählten Schalter der hohen Seite; (h) Deaktivieren des als ersten aktiven Schalter gewählten Schalters der hohen Seite; und (i) Schalten des als ersten inaktiven Schalter gewählten Schalters der hohen Seite mit einer Schaltfrequenz, um das geschaltete Ausgangssignal zu erzeugen.
  • Schritt (c) des Auswählens eines des ersten und des zweiten Schalters der hohen Seite kann den Schritt des Überwachens der ersten Versorgungsspannung und der zweiten Versorgungsspannung umfassen.
  • Das Verfahren kann ferner die folgenden Schritte umfassen: (j) Rückkoppeln des geregelten Ausgangsspannungssignals, um ein Rückkopplungssignal zu erzeugen; und (k) Einstellen des Schaltens von Schritt (e) auf der Basis des Rückkopplungssignals.
  • In einem dritten Aspekt liefert die Erfindung eine Stromversorgungseinrichtung mit mehreren Ausgängen, umfassend: eine monolithische integrierte Schaltung mit einem ersten Schaltumsetzer auf einem ersten Teil der monolithischen integrierten Schaltung; einem zweiten Schaltumsetzer auf einem zweiten Teil der monolithischen integrierten Schaltung; und einer mit dem ersten und dem zweiten Schaltumsetzer verbundenen Steuerschaltung mit der Fähigkeit, einen oder beide des ersten und des zweiten Schaltumsetzers freizugeben und zu sperren. Der erste Schaltumsetzer kann einen Anschluß zum Empfangen einer ersten Versorgungsspannung und einen Anschluß zum Empfangen einer zweiten Versorgungsspannung enthalten. Der erste Schaltumsetzer kann ferner dazu fähig sein, eine gewählte der ersten und der zweiten Versorgungsspannung in ein geregeltes Ausgangssignal umzusetzen.
  • Die monolithische integrierte Schaltung kann ferner einen ersten Low-Drop-Out-Regler enthalten, der mit dem ersten Schaltumsetzer und/oder dem zweiten Schaltumsetzer verbunden ist und sich auf einem dritten Teil der monolithischen integrierten Schaltung befindet, und die Steuerschaltung kann ferner mit dem ersten Low-Drop-Out-Regler verbunden und dazu fähig sein, den ersten Low-Drop-Out-Regler freizugeben und zu sperren.
  • Die monolithische integrierte Schaltung kann ferner einen zweiten Low-Drop-Out-Regler enthalten, der mit dem ersten Schaltumsetzer und/oder dem zweiten Schaltumsetzer verbunden ist und sich auf einem dritten Teil der monolithischen integrierten Schaltung befindet, und die Steuerschaltung kann ferner mit dem zweiten Low-Drop-Out-Regler verbunden und dazu fähig sein, den zweiten Low-Drop-Out-Regler freizugeben und zu sperren.
  • Die monolithische integrierte Schaltung kann ferner einen Standby-Low-Drop-Out-Regler, der einen Anschluß zum Empfangen der ersten Versorgungsspannung und/oder der zweiten Versorgungsspannung aufweist, enthalten, der sich auf einem fünften Teil der monolithischen integrierten Schaltung befindet, und die Steuerschaltung kann ferner mit dem Standby-Low-Drop-Out-Regler verbunden und dazu fähig sein, den Standby-Low-Drop-Out-Regler freizugeben und zu sperren.
  • Die monolithische integrierte Schaltung kann ferner eine Rücksetzschaltung enthalten, die mit einem vorbestimmten Ausgang des ersten und/oder des zweiten Schaltumsetzers, dem ersten Low-Drop-Out-Regler und dem Standby-Low-Drop-Out-Regler verbunden ist. Diese Rücksetzschaltung kann ein Rücksetzsignal erzeugen, wenn die Spannung an dem vorbestimmten Ausgang außerhalb eines vorbestimmten Spannungsbereichs liegt.
  • In diesem Aspekt der Erfindung können der erste und/oder der zweite Schaltumsetzer zu einem Betrieb in der Nähe eines Schalttastverhältnisses von 100% fähig sein, wodurch der jeweilige Schaltumsetzer in einem Bypassmodus arbeitet.
  • In einem weiteren Aspekt liefert die Erfindung ein Verfahren zum Bereitstellen mehrerer geregelter Ausgangsspannungen über eine einzige monolithische integrierte Schaltung, mit den folgenden Schritten: Bereitstellen eines ersten Schaltumsetzers auf einem ersten Teil der monolithischen integrierten Schaltung; Bereitstellen eines zweiten Schaltumsetzers auf einem zweiten Teil der monolithischen integrierten Schaltung; Bereitstellen einer mit dem ersten und dem zweiten Schaltumsetzer verbundenen Steuerschaltung; und Freigeben und Sperren eines oder beider des ersten und des zweiten Schaltumsetzers über die Steuerschaltung.
  • Das Verfahren gemäß diesem Aspekt kann ferner die folgenden Schritte umfassen: Zuführen einer ersten Versorgungsspannung und einer zweiten Versorgungsspannung zu dem ersten Schaltumsetzer; und Umsetzen einer gewählten der ersten und der zweiten Versorgungsspannung in ein geregeltes Ausgangssignal über den ersten Schaltumsetzer.
  • Das Verfahren gemäß diesem Aspekt kann ferner die folgenden Schritte umfassen: Bereitstellen eines ersten Low-Drop-Out-Reglers, der mit der Steuerschaltung und mit dem ersten Schaltumsetzer und/oder dem zweiten Schaltumsetzer verbunden ist und der sich auf einem dritten Teil der monolithischen integrierten Schaltung befindet; und Freigeben und Sperren des ersten Low-Drop-Out-Reglers über die Steuerschaltung.
  • Das Verfahren gemäß diesem Aspekt kann ferner die folgenden Schritte umfassen: Bereitstellen eines zweiten Low-Drop-Out-Reglers, der mit der Steuerschaltung und mit dem ersten Schaltumsetzer und/oder dem zweiten Schaltumsetzer verbunden ist und sich auf einem vierten Teil der monolithischen integrierten Schaltung befindet; und Freigeben und Sperren des zweiten Low-Drop-Out-Reglers über die Steuerschaltung.
  • Das Verfahren gemäß diesem Aspekt kann ferner die folgenden Schritte umfassen: Bereitstellen eines Standby-Low-Drop-Out-Reglers auf einem fünften Teil der monolithischen integrierten Schaltung, der mit der Steuerschaltung verbunden ist; Auswählen der ersten Versorgungsspannung oder der zweiten Versorgungsspannung, um sie dem Standby-Low-Drop-Out-Regler zuzuführen; Leiten der gewählten Versorgungsspannung zu dem Standby-Low-Drop-Out-Regler und Freigeben und Sperren des Standby-Low-Drop-Out-Reglers über die Steuerschaltung.
  • Das Verfahren gemäß diesem Aspekt kann ferner die folgenden Schritte umfassen: Bereitstellen einer Rücksetzschaltung, die mit einem vorbestimmten Ausgang des ersten und/oder des zweiten Schaltumsetzers, dem ersten Low-Drop-Out-Regler und dem Standby-Low-Drop-Out-Regler verbunden ist; Überwachen der vorbestimmten Ausgangsspannung; und Erzeugen des Rücksetzsignals über die Rücksetzschaltung, wenn die Spannung an dem vorbestimmten Ausgang außerhalb eines vorbestimmten Spannungsbereichs liegt.
  • Das Verfahren gemäß diesem Aspekt kann ferner den folgenden Schritt umfassen: Betreiben des ersten und/oder des zweiten Schaltumsetzers in der Nähe eines Schalttastverhältnisses von 100%, so daß der erste und/oder der zweite Schaltumsetzer in einem Bypassmodus arbeitet.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nun in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen ausführlich beschrieben. Es zeigen:
  • 1 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Leistungsstellers für eine Erweiterungskarte;
  • 2 ein Blockschaltbild, das den herkömmlichen Leistungssteller von 1 weiter abbildet;
  • 3 ein Blockschaltbild eines Leistungsstellers gemäß der Erfindung;
  • 4 ein Blockschaltbild, das einen Leistungssteller gemäß der Erfindung weiter abbildet;
  • 5 ein Impulsdiagramm des Betriebes eines Leistungsstellers gemäß der Erfindung; und
  • 6 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform eines Leistungsstellers gemäß der Erfindung.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
  • Wie oben beschrieben, ist die vorliegende Erfindung ein hochintegrierter Leistungssteller bzw. eine hochintegrierte Stromversorgungssteuerung (im engl. power controller) zur Bereitstellung verschiedener Spannungen für Schaltungen auf einer Erweiterungskarte. Der extensive Grad der Schaltungsintegration bei der vorliegenden Erfindung wird durch eine einzigartige Kombination der gewöhnlich durch einen Spannungsversorgungsauswahl-IC durchgeführten Funktionen mit den gewöhnlich durch einen Schalt-Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer durchgeführten Funktionen erzielt.
  • 3 ist ein Blockschaltbild eines Zweifachversorgungs-Schaltumsetzers ("DSSC", dual-supply switching converter) gemäß diesem Aspekt der Erfindung. Wie in 1, werden die Haupt- und die Hilfsversorgungsspannungen an Anschlüssen 302 und 300 eingegeben und jeweils Anschlüssen 304 und 306 des Versorgungsauswahlschalters 308 zugeführt. Gemäß der Erfindung werden die beiden SPST-Schalter, aus denen der Versorgungsauswahlschalter 308 (ein SPDT-Schalter) aufgebaut ist, so betrieben, daß die Verbindung zwischen den Anschlüssen 304 und 310 (für die Hilfsversorgung) oder zwischen dem Anschluß 306 und 310 (für die Hauptversorgung) mit einer hohen Frequenz geschaltet wird, auf ähnliche Weise wie der Schalter 114 auf der hohen Seite in dem herkömmlichen Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer 118 geschaltet wurde. Der Schalter 312 der niedrigen Seite wird ähnlich mit hoher Frequenz (wenn auch umgekehrt zu den Schaltern in dem Versorgungsauswahlschalter 308) wie bei dem herkömmlichen Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer 118 geschaltet. Das Ergebnis ist, daß ein pulsbreitenmodulierter Strom durch die Induktivität L1 fließt, um den Kondensator C1 zu laden, wodurch über den Anschluß 314 verbundene Lasten mit einer geregelten Spannung versorgt werden.
  • 4 zeigt ferner den Zweifachvorsorgungs-Schaltumsetzer ("DSSC") von 3. In 4 wird der SPDT-Versorgungsschalter durch die Schalttransistoren Q1 und Q2 der hohen Seite gebildet und der Schalter 114 der niedrigen Seite ist als Transistor Q3 gezeigt. Die Steuerschaltung 406 überwacht die verschiedenen Spannungen und Ströme in dem DSSC und steuert das Schalten der Transistoren Q1, Q2 und Q3 in 4. Die Induktivität L1 und der Kondensator C1 sind mit dem Ausgangs-Pin 416 des DSSC verbunden. Unter der Annahme einer Verwendung einer hohen Schaltfrequenz (z.B. 1 MHz) können die Induktivität L1 und der Kondensator C1 relativ klein sein (z.B. etwa 2,2 bis etwa 4,7 μH bzw. etwa 10 μF bis etwa 22 μF) und können über diskrete Komponenten implementiert werden, die mit dem DSSC-IC verbunden sind. Der Kondensator C1 kann ein kostengünstiger nichtexplosiver Kondensator des Keramiktyps sein.
  • Die Steuerschaltung 406 kann über kombinatorische Logik wie etwa in einem ASIC oder über einen Mikrocontroller oder einen einfachen Mikroprozessor implementiert werden. Die Steuerschaltung 406 enthält vorzugsweise einen Algorithmus zum Bestimmen, ob die Hauptversorgungsspannung oder die Hilfsversorgungsspannung zu einem gegebenen Zeitpunkt als die Versorgungsquelle gewählt werden soll. Dieser Algorithmus ist vorbestimmt und kann auf vielfältigen Faktoren basieren, darunter Qualität oder Spannungspegel der Haupt- und Hilfsversorgungsspannungen Vcc1 und Vcc2 oder Empfang eines vorbestimmten Steuersignals von einem Hostcomputer.
  • Nachdem die Steuerschaltung 406 bestimmt hat, daß entweder die Hauptversorgungsspannung oder die Hilfsversorgungsspannung als die Versorgungsquelle gewählt werden soll, gibt die Steuerschaltung 406 ein geeignetes Steuersignal an das Gate des mit der nichtgewählten Versorgungsquelle assoziierten Transistors der hohen Seite (z.B. Q1) aus, so daß dieser Transistor in einen voll nichtleitenden Zustand versetzt wird. Die Steuerschaltung 406 erzeugt ferner Steuersignale, die bewirken, daß der mit der gewählten Versorgung assoziierte Transistor der hohen Seite (z.B. Q2) sich mit einer vorbestimmten Rate und mit einer vorbestimmten Impulsbreite öffnet und schließt, und bewirken, daß der Transsistor Q3 der niedrigen Seite umgekehrt zu dem gewählten Transistor der hohen Seite arbeitet, wie bei einem standardmäßigen Einquellen-Schaltumsetzer. Die obigen Steuersignale können gemäß Fachleuten auf dem Gebiet der Schalt-Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer wohlbekannten Techniken erzeugt werden. Auf diese Weise kann der Zweifachversorgungs-Schaltumsetzer 400 eine der Versorgungsquellenspannungen (Haupt- oder Hilfsquelle) auswählen und die gewählte Spannung am Ausgangsanschluß 424 in eine niedrigere Spannung umsetzen.
  • Der DSSC 400 kann ferner Strommeßeinrichtungen 410 und 412 enthalten, um einen kleinen Teil des durch die Transistoren Q1 und Q2 der hohen Seite fließenden Stroms zu der Steuerschaltung 406 zurückzukoppeln. Diese Strommeßeinrichtungen 410 und 412 können über, mit den Transistoren Q1 und Q2 der hohen Seite parallel geschalteten kleine Transistoren auf Fachleuten bekannte Weise implementiert werden. Die Steuerschaltung 406 kann dann auch den Strom durch den gewählten Transistor (Q1 oder Q2) überwachen und ihn unter Verwendung herkömmlicher zyklusweiser Strombegrenzungstechniken stabilisieren.
  • Bei einer alternativen Ausführungsform kann der Transistor Q3 der niedrigen Seite durch eine Hochleistungs-Schottky-Gleichrichtdiode des Typs ersetzt werden, der gewöhnlich in bestimmten herkömmlichen Eintransistor-Schalt-Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzerschaltungen verwendet wird.
  • Der DSSC 400 kann auch eine Tub-Steuerschaltung 408 zur Steuerung der Vorspannung des n-Tub (auch als n-Mulde bekannt) der Schalttransistoren Q1 und Q2 während des Schaltens und Transfers von einer Quelle zu der anderen Quelle enthalten. Die Tub-Steuerschaltung 408 überwacht die Ausgangsspannung, die beiden Eingangsspannungen und die Spannungen an verschiedenen Stellen in dem n-Tub und erzeugt eine Tub-Anschluß-Vorspannung, die ausreicht, um parasitäre Ströme in den naturgemäß in den Transistoren Q1 und Q2 vorliegenden parasitären Elementen zu reduzieren. Die Tub-Steuerschaltung kann über bekannte Techniken, wie zum Beispiel den in Ladungspumpenschaltungen verwendeten, implementiert werden. Da der Tub-Strom sogar mehrere hundert Milliampere betragen kann, sollten zusätzlich die n-Tubs für jeden der Transistoren Q1 und Q2 über große Tub-Verbindungen verbunden werden, so daß der Spannungsabfall an den Tub-Verbindungen minimiert wird.
  • 5 zeigt ein für den Betrieb des DSSC geeignetes Steuer-Timing. In 5 zeigen die Verläufe 500 und 502 die Spannung an der Hauptstromstromversorgung (PS1 in 5) bzw. die Spannung an der Hilfsstromstromversorgung (PS2 in 5). Der Verlauf 504 zeigt ein internes Signal STOP_SW in der Steuerschaltung 406, mit dem das Zyklieren des DSSC während des Überwechsels von einer Versorgungsquelle zur anderen vorübergehend angehalten wird. Die Verläufe 506 und 508 zeigen zwei weitere Signale SEL_PS1 und SEL_PS2, auch innerhalb der Steuerschaltung 406, die anzeigen, ob die Hauptstromstromversorgung PS1 oder die Hilfsstromstromversorgung PS2 als die gewählte Stromquelle verwendet werden soll. Als letztes zeigt der mit LX OUTPUT bezeichnete Verlauf 510 das DSSC-Ausgangssignal an dem Pin 416, das zu der Reiheninduktivität L1 geleitet wird.
  • Zu Anfang sind sowohl die Hauptstromversorgungsspannung und die Hiufsstromversorgungsspannung als "aus" gezeigt. Zum Zeitpunkt 512 fährt die Hauptstromversorgungsspannung rampenförmig zu ihrem Normalpegel (z.B. 5,0 V) herauf und der DSSC beginnt mit dem Schalten von Q1 und Q3, um das LX-Rechteckausgangssignal zu erzeugen. Zum Zeitpunkt 514 fährt die Hilfsstromversorgung rampenförmig zu ihrem Normalpegel herauf. Zum Zeitpunkt 516 bestimmt die Steuerschaltung, daß der DSSC von der Hauptstromversorgung zu der Hilfsstromversorgung umschalten soll. Diese Bestimmung kann gemäß einem vorbestimmten Algorithmus auf der Basis vielfältiger Faktoren erfolgen, darunter Qualität oder Pegel der Haupt- und Hilfsstromversorgungsspannungen und "bevorzugte" Quelle für eine gegebene Anwendung, wie zum Beispiel Netzstromversorgung anstelle von Batteriestromversorgung.
  • Die Bestimmung, von einer Versorgung zu der anderen umzuschalten, ist in 5 durch den Übergang des Signals STOP_SW nach "high" wiedergegeben. Dieses STOP_SW-Signal bewirkt, daß die Steuerschaltung 406 mit dem Schalten eines der Transistoren der hohen Seite aufhört, während der Transfer von einer Versorgung zu der anderen stattfindet (d.h. während des Zeitraums dt3). Das Aufhören des Schaltens wird insofern zum Zeitpunkt 522 auf LX OUTPUT widergespiegelt, als LX OUTPUT auf "low" bleibt, während STOP_SW "high" ist. Nachdem das Signal STOP_SW auf "high" geht und ferner nach einer kurzen Zeitverzögerung DT1 geht das Signal SEL_PS1 nach "low", so daß bewirkt wird, daß die Steuerschaltung 406 mit dem Schalten des Transistors Q1 der hohen Seite aufhört und ihn stattdessen in einen nichtleitenden Zustand versetzt und ferner den Transistor Q3 "öffnet", so daß Strom weiter in der durch die Transistoren Q3, L1 und die Lastschaltungen und Masse gebildeten Schleife fließen kann. Nach einer kurzen Zeitverzögerung DT2 geht zum Zeitpunkt 520 SEL_PS2 nach high und zeigt somit an, daß die Steuerschaltung 406 mit dem Schalten des mit der Hilfsstromquelle assoziierten Transistors Q2 beginnen soll. Zum Zeitpunkt 524 wird folglich das Signal STOP_SW freigegeben und die Steuerschaltung beginnt mit dem Schalten der Transistoren Q2 und Q3, um wieder Signale LX OUTPUT aus der Hilfsstromquelle zu erzeugen. Aus der obigen Sequenz ist ersichtlich, daß der Transfer von den Transistoren Q1 und Q2 im Öffnung-vor-Schließung-Verfahren erfolgt.
  • Zwischen den Zeiten 524 und 530 läuft der DSSC weiter aus der Hilfsstromversorgung. Wenn aus einem bestimmten Grund das Hilfsstromversorgungssignal PS2 ausgeschaltet oder ungültig werden sollte (wie zum Beispiel zum Zeitpunkt 528 gezeigt), transferiert der DSSC zurück zu der Hauptstromversorgung. Folglich wird zum Zeitpunkt 530 der DSSC "aus-"geschaltet, der Transistor Q2 der hohen Seite wird deselektiert (nach der Verzögerung DT4) und der Transistor Q1 der hohen Seite wird wieder ausgewählt (nach der Verzögerung DT5). Nach einer Gesamtverzögerung DT6 wird zum Zeitpunkt 540 der DSSC wieder eingeschaltet und die LX-Ausgabe wieder gestartet.
  • Der Transfer von einer Versorgungsquelle zu der anderen erfolgt vorzugsweise so schnell wie möglich, um das Erscheinen transienter Spannungseffekte an dem Ausgang Vout zu vermeiden. Wenn zum Beispiel der DSSC mit einer Schaltfrequenz von 1,44 MHz (oder etwa einem Taktzyklus von 700 ns) betrieben wird, wird der Transfer vorzugsweise innerhalb eines Taktzyklus erreicht.
  • Bei einer weiteren Ausführungsform kann ein (in 4 gestrichelt gezeigter) optionaler Induktivitäts-Bypasstransistor Q4 über der Induktivität L1 vorgesehen werden, und der Induktivitätsstrom während des Zeitraums, in dem STOP_SW "high" ist, überwacht werden. Wenn der Induktivitätsstrom beginnt, sich während der Zeitperioden dt3 oder dt6 null zu nähern, kann der Induktivitäts-Bypasstransistor Q4 "ein-"geschaltet und der Transistor Q3 der niedrigen Seite "aus-"geschaltet werden. Auf diese Weise kann ein Rückwärtsstrom, der tendentiell von dem Kondensator C1 durch die Induktivität und durch den Transistor Q3 nach Masse fließen könnte, vermieden werden und die Ausgangsspannung Vout wird einfach durch den Kondensator C1 ungefähr auf ihrem Vortransferpegel gehalten.
  • Der oben beschriebene DSSC repräsentiert gegenüber herkömmlichen Stromversorgungssteuerungen eine signifikante Verbesserung. Herkömmliche Stromversorgungssteuerungen erfordern zwei Hochleistungs-Schalttransistoren in einer Spannungsversorgungsauswahl-IC und zwei zusätzliche Hochleistungs-Schalttransistoren in einer Schalt-Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer-IC. Herkömmliche Stromversorgungssteuerungen erfordern somit insgesamt vier Transistoren, die jeweils ein relativ großes Bauelement mit hoher Leistung und niedriger Impedanz sein müssen. Im Gegensatz dazu erfordert die vorliegende Erfindung nur drei Transistoren – zwei Transistoren der hohen Seite zur Auswahl einer der beiden Spannungsversorgungsquellen und zum Bereitstellen von Schalten der hohen Seite und einen Transistor der niedrigen Seite zum Aufrechterhalten des Stromflusses durch die Reiheninduktivität und die Last, wenn die Transistoren der hohen Seite "aus" sind. wenn alternativ dazu eine Gleichrichtdiode als die Gleichrichteinrichtung der niedrigen Seite verwendet wird, erfordert die vorliegende Erfindung nur zwei Transistoren der hohen Seite und die Diode. Darüber hinaus erfordern separate ICs in herkömmlichen Stromversorgungssteuerungen separate IC-Kapselung, separate Pins, separate Stromversorgungsleitungen, separate Steuerschaltungen, separate E/A-Schaltungen usw. Durch Verwendung des DSSC in der vorliegenden Erfindung werden diese redundanten Elemente beseitigt. Die Gesamtreduktion der Anzahl der Schaltungselemente hat einen DSSC ergeben, der wesentlich kleiner als herkömmliche Stromversorgungssteuerungen ist.
  • Auf der Basis der Verringerung der Schaltungsgröße, die auf den DSSC zurückführbar ist, ist es den vorliegenden Erfindern gelungen, eine Mehrfunktions-Stromversorgungssteuerung auf einer einzigen integrierten Schaltung mit einer Chipfläche von nur 4,0 mm2 zu erzeugen. 6 zeigt eine Mehrfunktions-Stromversorgungssteuerung ("MFPC", multi-function power Controller) gemäß diesem Aspekt der Erfindung. Wie in 6 gezeigt, kann die MFPC 600 zwei Zweifachversorgungs-Schaltumsetzer ("DSSCs") 623, 635, die wie oben mit Bezug auf 3-5 beschrieben arbeiten, umfassen. Jeder DSSC 623, 635 empfängt vorzugsweise sowohl ein Hauptstromversorgungseingangssignal (VCC_3.3, VCC_2.0) als auch ein Hilfsstromversorgungseingangssignal (AUX_3.3, AUX_2.0). Diese Stromversorgungseingangssignale besitzen vorzugsweise Spannungen, die zwischen 2,5 V und 5,5 V und besonders bevorzugt 3,3 V oder 5,0 V betragen, z.B. entsprechend den derzeitigen (m)PCI-Spezifikationen. Jeder DSSC 623, 635 umfaßt drei Transistoren (Q1-Q3; Q4-Q6), die durch Steuerschaltungen 622 und 636 gesteuert werden. Außerdem wird über die Verbindungen 614 und 634 durch die Steuerschaltungen 622 und 636 Tub-Steuerung für die Transistoren Q1, Q2, Q5 und Q6 wie oben mit Bezug auf 4 und 5 beschrieben bereitgestellt. Schließlich besitzt jeder DSSC 623, 635 einen geschalteten Ausgang (LX3P3, LX_2.0) zur Verbindung mit der Reiheninduktivität L1, L2 bzw. dem Shunt-Kondensator C1, C2. Die von jedem DSSC ausgegebene geregelte Versorgungsspannung ist an den Knoten 606 und 612 gezeigt.
  • Um vielfältige geregelte Versorgungsspannungen bereitzustellen, die in der Regel von verschiedenen integrierten Schaltungen in einer PC-Erweiterungskarte, z.B. einer drahtlos-Netzwerkschnittstellenkarte, benötigt werden, setzt der erste DSSC 623 (mit Q1-Q3) vorzugsweise die gewählte Haupt- oder Hilfsversorgungsspannung in eine geregelte "Haupt-"Speisung von 3,3 V (im engl. "main" 3,3 V power) an dem Knoten 606 um, während der zweite DSSC 635 (mit Q4-Q6) vorzugsweise die Haupt- oder Hilfsstromversorgungseingabe in eine niedrigere Spannung an dem Knoten 612, wie zum Beispiel 2,0 V, umsetzt. Jeder DSSC 623, 635 enthält ferner eine Rückkopplungsverbindung zwischen den Knoten 606, 612 und den Anschlüssen FB_3.3 und FB_2.0, die ferner (in den DSSC-Steuerungen 622, 636) mit Widerstands-Spannungsteilern 618, 620 und 638, 640 verbunden sind. Das Rückkopplungsspannungsausgangssignal der Spannungsteiler wird dann zur Einstellung der Frequenz des Schaltens der Schalttransistoren Q1-Q6 benutzt. Die gewöhnlich von Schalt-Umsetzern benötigten Oszillator- und Rampengeneratorsignale werden im Block 628 erzeugt.
  • Die MFPC 600 kann ferner zwei Low-Drop-Out-Regler ("LDO1" und "LDO2") 646, 648 umfassen. Wie in 6 gezeigt, erhalten LDO1 und LDO2 vorzugsweise ein Eingangssignal von 2,0 V, das dem geregelten Ausgang 612 des DSSC 635 entnommen wird. LDO1 und LDO2 setzen das Eingangssignal von 2,0 V effizient in ein geregeltes Ausgangssignal 650, 654 von 1,5 V herab. Die Kondensatoren C6 und C7 sind jeweils zwischen die Reglerausgänge 650, 654 und Masse geschaltet und dienen zur Stabilisierung der Ausgangsspannung an den Ausgängen 650, 654. Vorteilhafterweise kann man mit den beiden Ausgängen von LDO1 und LDO2 Erweiterungskartenschaltungen versorgen, die ansonsten einander stören würden, wenn sie aus einer einzigen Spannungsquelle versorgt würden. Wenn zum Beispiel die MFPC 600 in einer Drahtlos-LAN-Karte angewandt wird, kann man mit dem Ausgang von LDO1 die analogen Schaltungen der physischen Schnittstelle (PHY) in der LAN-Karte versorgen, während man mit dem Ausgang von LDO2 die Kern-Digitalschaltungen der PHY-Schnittstelle versorgen kann.
  • Die MFPC 600 kann ferner eine Standby-Versorgung enthalten, z.B. um einen WMAC-Standbystrom zu liefern und die verschiedenen Steuer- und Logikschaltungen in der MFPC 600 mit Strom zu versorgen. Die Standby-Versorgung wird vorzugsweise über einen separaten Hostversorgungs-Quellenauswahlschalter im Block 624 (verbunden mit VCC_2.0 und AUX_2.0), gefolgt durch einen dritten Low-Drop-Out-Regler 642, der vorzugsweise einen sehr niedrigen Ruhestrom aufweist, bereitgestellt. Der Regler 642 liefert vorzugsweise eine Versorgungsspannung von 3,3 V, die von den Logikschaltungen in den beiden DSSC-Steuerungen 622,636 benötigt wird. Um im Standby-Modus Strom zu sparen, ist der Regler 642 vorzugsweise ein Bauelement mit niedrigem Ruhestrom mit einem Ruhestrom von höchstens 10 mA.
  • Die MFPC 600 stellt außerdem ein Bypassmerkmal bereit. Wie in dem obigen Abschnitt über den Stand der Technik beschrieben dient ein Bypassmerkmal gewöhnlich dazu, eine Versorgungsquellenspannung von dem Eingang eines Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzers über einen separaten diskreten Bypasstransistor-IC direkt zu dem Ausgang des Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzers zu leiten. Bei der vorliegenden Erfindung wird diese Funktion jedoch dadurch erreicht, indem man die Shunt-Transistoren (Q3 oder Q6) in einen nichtleitenden Zustand versetzt (d.h. "aus-"geschaltet), während entweder die Haupt- oder die Hilfsschalttransistoren (Q1, Q2 oder Q4, Q5, abhängig von der gewünschten Versorgungsquelle, entweder Hauptquelle oder Hilfsquelle) in einen voll leitfähigen Zustand versetzt werden. Die Schalttransistoren werden somit im wesentlichen in ein Tastverhältnis von 100% versetzt. Folglich ist das Ausgangssignal der DSSCs 623, 635 die Spannung des gewählten Eingangs (Haupteingang oder Hilfseingang) minus den relativ kleinen Widerstands-Spannungsabfall der Schalttransistoren selbst. Auf diese Weise liefert die vorliegende Erfindung eine Bypassfunktion, ohne eine separate Bypasstransistor-IC zu erfordern.
  • Die MFPC 600 kann ferner eine Rücksetzschaltung enthalten, die im Block 628 gezeigt ist. Die Rücksetzschaltung enthält Überspannungs- und Unterspannungskomparatoren, die die Spannung überwachen, die von den verschiedenen DSSCs und Reglern auf der MFPC 600 empfangen und/oder erzeugt werden. Wenn sie außerhalb des Bereichs liegen, erzeugt die Rücksetzschaltung ein Signal RESET_N, das anderen mit der MFPC 600 verbundenen Schaltungen anzeigt, daß die MFPC-Spannungen außerhalb des Bereichs liegen. Durch diese Versorgungsspannungs-Überwachungsfunktionalität werden externe Rücksetzschaltkreise unnötig.
  • Die Rücksetzschaltung enthält ferner einen separaten Rücksetzeingangs-Pin "PHYRES", der externe Rücksetzereignisse z.B. von einem Hostcomputer ermöglicht. Die Rücksetzschaltung aktiviert das RESET_N-Signal, wenn sie das PHYRES-Signal empfängt. Die Rücksetzschaltung aktiviert das RESET_N-Signal auch während der Initialisierungs- und Herauffahrphase der MFPC 600.
  • Die MFPC 600 kann auch Schaltungen zum thermischen Überwachen und Herunterfahren enthalten (Block 630). Wenn die Temperatur der MFPC-IC bis über eine Temperatur ansteigt, die irreversible Beschädigung verursachen würde, sperren die Schaltungen für thermisches Überwachen und Herunterfahren die MFPC 600 und verhindern dadurch eine Beschädigung dieser selbst oder anderer Schaltungen auf der Erweiterungskarte.
  • Block 630 kann ferner Schaltungen zum Erzeugen einer oder mehrerer in der MFPC 600 verwendeter Referenzspannungen enthalten.
  • Vorteilhafterweise können die verschiedenen DSSCs und Regler auf der MFPC durch die Steuerschaltung 626 individuell gesteuert (d.h. ein- und ausgeschaltet) werden. Bei der in 6 gezeigten Ausführungsform empfängt die MFPC drei externe Steuersignale PSW1, PSW2 und PSW3. Beispielsweise kann ein Signal auf PSW1 steuern, ob der 2,0 V-DSSC 635 und die beiden 1,5 V-LDOs 646, 648 aktiv oder heruntergefahren sind, während ein Signal auf PSW2 steuern kann, ob der 3,3 V-DSSC 623 aktiv oder heruntergefahren ist. Schließlich kann ein Signal auf PSW3 steuern, ob der 3,3 V-DSSC 623 in den Bypassmodus versetzt werden soll oder nicht (d.h. wie oben beschrieben Vcc oder Vaux direkt zu dem Ausgang LX_3.3 leiten soll). Auf diese Weise kann die MFPC Befehle von einem Hostcomputer empfangen (z.B. um eine Erweiterungskarte in verschiedene Moden von aktiv, "schlafend" und "tiefschlafend" zu versetzen) und kann die verschiedenen PSSCs und Regler auf der MFPC 600 als Reaktion auf diese Befehle aktivieren oder deaktivieren.
  • Es versteht sich, daß die MFPC 600 nicht alleinig auf eine bestimmte Hostcomputerkonfiguration oder alleinig auf Anwendungen beschränkt ist, bei denen Erweiterungskarten vorkommen. Stattdessen kann sie in jeder Schaltung verwendet werden, die die verschiedenen Spannungen benötigt, die die MFPC 600 bereitstellen kann.
  • Obwohl die Erfindung mit Bezug auf ihre bevorzugte Ausführungsform beschrieben wurde, ist für Durchschnittsfachleute erkennbar, daß Modifikationen an der Struktur und an Elementen der Erfindung vorgenommen werden können, ohne von dem Gedanken und Schutzumfang der Erfindung als ganzes abzuweichen.
  • ZUSAMMENFASSUNG
  • Die Erfindung stellt eine monolithische hochintegrierte Stromversorgungsschaltung bereit, die verschiedene Spannungen für Schaltungen auf einer Erweiterungskarte entweder aus einer Hauptversorgungsquelle oder einer Hilfsversorgungsquelle bereitstellen kann. Die monolithische Stromversorgungsschaltung enthält vorzugsweise zwei Schaltumsetzer, zwei Low-Drop-Out-Regler, einen Standby-Regler, eine Rücksetzschaltung und eine Steuerschaltung. Außerdem wird ein zugeordnetes Verfahren zur Bereitstellung verschiedener Spannungen über eine monolithische Stromversorgungsschaltung offengelegt.

Claims (14)

  1. Stromversorgungseinrichtung mit mehreren Ausgängen, umfassend: eine monolithische integrierte Schaltung mit einem ersten Schaltumsetzer auf einem ersten Teil der monolithischen integrierten Schaltung; einem zweiten Schaltumsetzer auf einem zweiten Teil der monolithischen integrierten Schaltung; und einer mit dem ersten und dem zweiten Schaltumsetzer verbundenen Steuerschaltung mit der Fähigkeit, einen oder beide des ersten und des zweiten Schaltumsetzers freizugeben und zu sperren.
  2. Einrichtung nach Anspruch 1, wobei der erste Schaltumsetzer einen Anschluß zum Empfangen einer ersten Versorgungsspannung und einen Anschluß zum Empfangen einer zweiten Versorgungsspannung aufweist und wobei der erste Schaltumsetzer eine gewählte der ersten und der zweiten Versorgungsspannung in ein geregeltes Ausgangssignal umsetzen kann.
  3. Einrichtung nach Anspruch 1, wobei die monolithische integrierte Schaltung ferner folgendes enthält: einen ersten Low-Drop-Out-Regler, der mit dem ersten Schaltumsetzer und/oder dem zweiten Schaltumsetzer verbunden ist und sich auf einem dritten Teil der monolithischen integrierten Schaltung befindet; wobei die Steuerschaltung ferner mit dem ersten Low-Drop-Out-Regler verbunden und dazu fähig ist, den ersten Low-Drop-Out-Regler freizugeben und zu sperren.
  4. Einrichtung nach Anspruch 3, wobei die monolithische integrierte Schaltung ferner folgendes enthält: einen zweiten Low-Drop-Out-Regler, der mit dem ersten Schaltumsetzer und/oder dem zweiten Schaltumsetzer verbunden ist und sich auf einem vierten Teil der monolithischen integrierten Schaltung befindet; und wobei die Steuerschaltung ferner mit dem zweiten Low-Drop-Out-Regler verbunden und dazu fähig ist, den zweiten Low-Drop-Out-Regler freizugeben und zu sperren.
  5. Einrichtung nach Anspruch 4, wobei die monolithische integrierte Schaltung ferner folgendes enthält: einen Standby-Low-Drop-Out-Regler, der einen Anschluß zum Empfangen der ersten Versorgungsspannung und/oder der zweiten Versorgungsspannung aufweist und sich auf einem fünften Teil der monolithischen integrierten Schaltung befindet; und wobei die Steuerschaltung ferner mit dem Standby-Low-Drop-Out-Regler verbunden und dazu fähig ist, den Standby-Low-Drop-Out-Regler freizugeben und zu sperren.
  6. Einrichtung nach Anspruch 5, wobei die monolithische integrierte Schaltung ferner folgendes enthält: eine Rücksetzschaltung, die mit einem vorbestimmten Ausgang des ersten und/oder des zweiten Schaltumsetzers, dem ersten Low-Drop-Out-Regler und dem Standby-Low-Drop-Out-Regler verbunden ist, wobei die Rücksetzschaltung ein Rücksetzsignal erzeugt, wenn die Spannung an dem vorbestimmten Ausgang außerhalb eines vorbestimmten Spannungsbereichs liegt.
  7. Einrichtung nach Anspruch 1, wobei der erste und/oder der zweite Schaltumsetzer zu einem Betrieb in der Nähe eines Schalttastverhältnisses von 100% fähig sind, wodurch der erste und/oder der zweite Schaltumsetzer in einem Bypassmodus arbeitet.
  8. Verfahren zum Bereitstellen mehrerer geregelter Ausgangsspannungen über eine einzige monolithische integrierte Schaltung, mit den folgenden Schritten: Bereitstellen eines ersten Schaltumsetzers auf einem ersten Teil der monolithischen integrierten Schaltung; Bereitstellen eines zweiten Schaltumsetzers auf einem zweiten Teil der monolithischen integrierten Schaltung; Bereitstellen einer mit dem ersten und dem zweiten Schaltumsetzer verbundenen Steuerschaltung; und Freigeben und Sperren eines oder beider des ersten und des zweiten Schaltumsetzers über die Steuerschaltung.
  9. Verfahren nach Anspruch 8, ferner mit den folgenden Schritten: Zuführen einer ersten Versorgungsspannung und einer zweiten Versorgungsspannung zu dem ersten Schaltumsetzer; und Umsetzen einer gewählten der ersten und der zweiten Versorgungsspannung in ein geregeltes Ausgangssignal über den ersten Schaltumsetzer.
  10. Verfahren nach Anspruch 8, ferner mit den folgenden Schritten: Bereitstellen eines ersten Low-Drop-Out-Reglers, der mit der Steuerschaltung und mit dem ersten Schaltumsetzer und/oder dem zweiten Schaltumsetzer verbunden ist und sich auf einem dritten Teil der monolithischen integrierten Schaltung befindet; und Freigeben und Sperren des ersten Low-Drop-Out-Reglers über die Steuerschaltung.
  11. Verfahren nach Anspruch 10, ferner mit den folgenden Schritten: Bereitstellen eines zweiten Low-Drop-Out-Reglers, der mit der Steuerschaltung und mit dem ersten Schaltumsetzer und/oder dem zweiten Schaltumsetzer verbunden ist und sich auf einem vierten Teil der monolithischen integrierten Schaltung befindet; und Freigeben und Sperren des zweiten Low-Drop-Out-Reglers über die Steuerschaltung.
  12. Verfahren nach Anspruch 11, ferner mit den folgenden Schritten: Bereitstellen eines Standby-Low-Drop-Out-Reglers auf einem fünften Teil der monolithischen integrierten Schaltung, der mit der Steuerschaltung verbunden ist; Auswählen der ersten Versorgungsspannung oder der zweiten Versorgungsspannung, um sie dem Standby-Low-Drop-Out-Regler zuzuführen; und Leiten der gewählten Versorgungsspannung zu dem Standby-Low-Drop-Out-Regler und Freigeben und Sperren des Standby-Low-Drop-Out-Reglers über die Steuerschaltung.
  13. Verfahren nach Anspruch 12, ferner mit den folgenden Schritten: Bereitstellen einer Rücksetzschaltung, die mit einem vorbestimmten Ausgang des ersten und/oder des zweiten Schaltumsetzers, dem ersten Low-Drop-Out-Regler und dem Standby-Low-Drop-Out-Regler verbundene ist; Überwachen der Spannung an dem vorbestimmten Ausgang; und Erzeugen eines Rücksetzsignals über die Rücksetzschaltung, wenn die Spannung an dem vorbestimmten Ausgang außerhalb eines vorbestimmten Spannungsbereichs liegt.
  14. Verfahren nach Anspruch 1, ferner mit dem folgenden Schritt: Betreiben des ersten und/oder des zweiten Schaltumsetzers in der Nähe eines Schalttastverhältnisses von 100%, so daß der erste und/oder der zweite Schaltumsetzer in einem Bypassmodus arbeiten.
DE112005000388T 2004-02-17 2005-02-17 Vielseitiger und intelligenter Leistungssteller Withdrawn DE112005000388T5 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US54533904P 2004-02-17 2004-02-17
US60/545,339 2004-02-17
PCT/US2005/004961 WO2005079430A2 (en) 2004-02-17 2005-02-17 Versatile and intelligent power controller

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE112005000388T5 true DE112005000388T5 (de) 2007-02-08

Family

ID=34886136

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE112005000388T Withdrawn DE112005000388T5 (de) 2004-02-17 2005-02-17 Vielseitiger und intelligenter Leistungssteller

Country Status (7)

Country Link
US (4) US7595569B2 (de)
EP (1) EP1723483A4 (de)
JP (3) JP2007523585A (de)
KR (2) KR20060123562A (de)
DE (1) DE112005000388T5 (de)
GB (1) GB2426131B (de)
WO (2) WO2005079447A2 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102011018920A1 (de) * 2011-04-28 2012-10-31 Fujitsu Technology Solutions Intellectual Property Gmbh Netzteil zur Stromversorgung eines elektrischen Verbrauchers, Computer und Anordnung

Families Citing this family (118)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7595569B2 (en) * 2004-02-17 2009-09-29 Agere Systems Inc. Versatile and intelligent power controller
US7235955B2 (en) 2004-07-26 2007-06-26 Intersil Americas Inc. Method and apparatus for preventing boosting system bus when charging a battery
US7629709B2 (en) * 2004-12-29 2009-12-08 Freescale Semiconductor, Inc. Regulation of a DC to DC converter
US8511558B2 (en) * 2005-04-12 2013-08-20 Sandisk Il Ltd. Smartcard power management
US7315096B2 (en) * 2005-06-06 2008-01-01 Inventec Corporation Voltage regulator circuit for blade server
US20070018622A1 (en) * 2005-07-08 2007-01-25 02Micro, Inc. Flexible buck converter to generate an output voltage higher or lower than an input voltage
US7547991B2 (en) * 2005-07-18 2009-06-16 Cisco Technology, Inc. Redundancy power for communication devices
US7709976B2 (en) * 2005-07-19 2010-05-04 Linear Technology Corporation Dual-input DC-DC converter with integrated ideal diode function
US7652457B2 (en) * 2005-09-30 2010-01-26 St-Ericsson Sa Switching regulator circuit including an inductor shunt switch
EP1806819A1 (de) * 2006-01-05 2007-07-11 Constructions Electroniques + Telecommunications, en abrégé "C.E.+T" Reservestromversorgung
DE102006017048B4 (de) * 2006-04-11 2014-01-23 Infineon Technologies Ag Verfahren und Vorrichtung zur Bereitstellung einer geregelten Spannung an einem Spannungsausgang
US9705325B2 (en) * 2006-06-01 2017-07-11 Linear Technology Corporation Controlling switching circuits to balance power or current drawn from multiple power supply inputs
US8212392B2 (en) * 2007-02-12 2012-07-03 Broadcom Corporation Method and system for supplying power to multiple voltage islands using a single supply source (SSS)
US8773086B1 (en) * 2007-12-07 2014-07-08 Marvell International Ltd. Circuits and methods for dynamic voltage management
KR20090065905A (ko) * 2007-12-18 2009-06-23 삼성전자주식회사 영상처리장치, 영상처리시스템 및 영상처리장치의전원제어방법
TWI381261B (zh) * 2008-07-18 2013-01-01 Asia Optical Co Inc 電源管理裝置以及電源管理方法
US7893560B2 (en) * 2008-09-12 2011-02-22 Nellcor Puritan Bennett Llc Low power isolation design for a multiple sourced power bus
US8223518B2 (en) * 2008-10-01 2012-07-17 Harris Corporation Multiple phase power supply having current shared power factor correction
JP2010263713A (ja) * 2009-05-08 2010-11-18 Ricoh Co Ltd スイッチング電源装置、ａｃ電源装置及び画像形成装置
US9112452B1 (en) 2009-07-14 2015-08-18 Rf Micro Devices, Inc. High-efficiency power supply for a modulated load
US8461815B1 (en) * 2009-10-05 2013-06-11 Huy X Ngo Fast transient buck regulator with dynamic charge/discharge capability
CN101938148B (zh) * 2009-12-28 2013-05-08 海洋王照明科技股份有限公司 一种电池充电电路及电池供电设备
US8981848B2 (en) 2010-04-19 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Programmable delay circuitry
US9431974B2 (en) 2010-04-19 2016-08-30 Qorvo Us, Inc. Pseudo-envelope following feedback delay compensation
US8633766B2 (en) 2010-04-19 2014-01-21 Rf Micro Devices, Inc. Pseudo-envelope follower power management system with high frequency ripple current compensation
US8493141B2 (en) 2010-04-19 2013-07-23 Rf Micro Devices, Inc. Pseudo-envelope following power management system
US8519788B2 (en) 2010-04-19 2013-08-27 Rf Micro Devices, Inc. Boost charge-pump with fractional ratio and offset loop for supply modulation
US9099961B2 (en) 2010-04-19 2015-08-04 Rf Micro Devices, Inc. Output impedance compensation of a pseudo-envelope follower power management system
CN102237800B (zh) * 2010-04-28 2014-06-25 中国科学院电子学研究所 适合宽脉冲负载的前级储能交替馈电式高压变换器
US8866549B2 (en) 2010-06-01 2014-10-21 Rf Micro Devices, Inc. Method of power amplifier calibration
WO2012027039A1 (en) 2010-08-25 2012-03-01 Rf Micro Devices, Inc. Multi-mode/multi-band power management system
WO2012047738A1 (en) 2010-09-29 2012-04-12 Rf Micro Devices, Inc. SINGLE μC-BUCKBOOST CONVERTER WITH MULTIPLE REGULATED SUPPLY OUTPUTS
WO2012068260A1 (en) 2010-11-16 2012-05-24 Rf Micro Devices, Inc. Digital gain multiplier for envelop tracking systems and corresponding method
CN102063171B (zh) * 2010-12-20 2016-03-30 南京博兰得电子科技有限公司 一种提高计算机用电源效率的装置及方法
US8588713B2 (en) 2011-01-10 2013-11-19 Rf Micro Devices, Inc. Power management system for multi-carriers transmitter
US8611402B2 (en) 2011-02-02 2013-12-17 Rf Micro Devices, Inc. Fast envelope system calibration
CN103444076B (zh) 2011-02-07 2016-05-04 射频小型装置公司 用于功率放大器包络跟踪的群延迟校准方法
US8624760B2 (en) 2011-02-07 2014-01-07 Rf Micro Devices, Inc. Apparatuses and methods for rate conversion and fractional delay calculation using a coefficient look up table
US9246460B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power management architecture for modulated and constant supply operation
US9379667B2 (en) 2011-05-05 2016-06-28 Rf Micro Devices, Inc. Multiple power supply input parallel amplifier based envelope tracking
US9247496B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power loop control based envelope tracking
EP2715945B1 (de) 2011-05-31 2017-02-01 Qorvo US, Inc. Robuster iq-empfänger auf basis von hf-verstärkungsmessungen
US9019011B2 (en) 2011-06-01 2015-04-28 Rf Micro Devices, Inc. Method of power amplifier calibration for an envelope tracking system
US8760228B2 (en) 2011-06-24 2014-06-24 Rf Micro Devices, Inc. Differential power management and power amplifier architecture
US8792840B2 (en) 2011-07-15 2014-07-29 Rf Micro Devices, Inc. Modified switching ripple for envelope tracking system
US8626091B2 (en) 2011-07-15 2014-01-07 Rf Micro Devices, Inc. Envelope tracking with variable compression
US8952710B2 (en) 2011-07-15 2015-02-10 Rf Micro Devices, Inc. Pulsed behavior modeling with steady state average conditions
US9263996B2 (en) 2011-07-20 2016-02-16 Rf Micro Devices, Inc. Quasi iso-gain supply voltage function for envelope tracking systems
US8618868B2 (en) 2011-08-17 2013-12-31 Rf Micro Devices, Inc. Single charge-pump buck-boost for providing independent voltages
TWI527342B (zh) * 2011-08-19 2016-03-21 善元科技股份有限公司 電源供應裝置
CN103858338B (zh) 2011-09-02 2016-09-07 射频小型装置公司 用于包络跟踪的分离vcc和共同vcc功率管理架构
US8957728B2 (en) 2011-10-06 2015-02-17 Rf Micro Devices, Inc. Combined filter and transconductance amplifier
KR101786587B1 (ko) * 2011-10-14 2017-10-19 삼성전자주식회사 전력 증폭기의 전압을 생성하기 위한 장치 및 방법
WO2013063387A2 (en) 2011-10-26 2013-05-02 Rf Micro Devices, Inc. Inductance based parallel amplifier phase compensation
US9484797B2 (en) 2011-10-26 2016-11-01 Qorvo Us, Inc. RF switching converter with ripple correction
US9294041B2 (en) 2011-10-26 2016-03-22 Rf Micro Devices, Inc. Average frequency control of switcher for envelope tracking
US9024688B2 (en) 2011-10-26 2015-05-05 Rf Micro Devices, Inc. Dual parallel amplifier based DC-DC converter
US8987934B2 (en) 2011-11-09 2015-03-24 Nxp B.V. Power supply with extended minimum voltage output
US8975959B2 (en) 2011-11-30 2015-03-10 Rf Micro Devices, Inc. Monotonic conversion of RF power amplifier calibration data
US9250643B2 (en) 2011-11-30 2016-02-02 Rf Micro Devices, Inc. Using a switching signal delay to reduce noise from a switching power supply
US9515621B2 (en) 2011-11-30 2016-12-06 Qorvo Us, Inc. Multimode RF amplifier system
US9280163B2 (en) 2011-12-01 2016-03-08 Rf Micro Devices, Inc. Average power tracking controller
WO2013082384A1 (en) 2011-12-01 2013-06-06 Rf Micro Devices, Inc. Rf power converter
US8947161B2 (en) 2011-12-01 2015-02-03 Rf Micro Devices, Inc. Linear amplifier power supply modulation for envelope tracking
US9256234B2 (en) 2011-12-01 2016-02-09 Rf Micro Devices, Inc. Voltage offset loop for a switching controller
US9041365B2 (en) 2011-12-01 2015-05-26 Rf Micro Devices, Inc. Multiple mode RF power converter
US20130141058A1 (en) * 2011-12-02 2013-06-06 Microchip Technology Incorporated Integrated circuit device with integrated voltage controller
US9494962B2 (en) 2011-12-02 2016-11-15 Rf Micro Devices, Inc. Phase reconfigurable switching power supply
US9813036B2 (en) 2011-12-16 2017-11-07 Qorvo Us, Inc. Dynamic loadline power amplifier with baseband linearization
US9298198B2 (en) 2011-12-28 2016-03-29 Rf Micro Devices, Inc. Noise reduction for envelope tracking
TWM433025U (en) * 2012-03-19 2012-07-01 Richtek Technology Corp Switching voltage regulator with multiple power source input terminals and related power converter
US8981839B2 (en) 2012-06-11 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Power source multiplexer
US9298238B2 (en) * 2012-06-28 2016-03-29 Nxp B.V. CMOS power backup switching circuit and method for operating a CMOS power backup switching circuit
WO2014018861A1 (en) 2012-07-26 2014-01-30 Rf Micro Devices, Inc. Programmable rf notch filter for envelope tracking
US9225231B2 (en) 2012-09-14 2015-12-29 Rf Micro Devices, Inc. Open loop ripple cancellation circuit in a DC-DC converter
US9197256B2 (en) 2012-10-08 2015-11-24 Rf Micro Devices, Inc. Reducing effects of RF mixer-based artifact using pre-distortion of an envelope power supply signal
US9436203B2 (en) * 2012-10-08 2016-09-06 Marvell World Trade Ltd. Method and apparatus for regulator control
US9207692B2 (en) 2012-10-18 2015-12-08 Rf Micro Devices, Inc. Transitioning from envelope tracking to average power tracking
US9627975B2 (en) 2012-11-16 2017-04-18 Qorvo Us, Inc. Modulated power supply system and method with automatic transition between buck and boost modes
WO2014116933A2 (en) 2013-01-24 2014-07-31 Rf Micro Devices, Inc Communications based adjustments of an envelope tracking power supply
US9178472B2 (en) 2013-02-08 2015-11-03 Rf Micro Devices, Inc. Bi-directional power supply signal based linear amplifier
US10698432B2 (en) * 2013-03-13 2020-06-30 Intel Corporation Dual loop digital low drop regulator and current sharing control apparatus for distributable voltage regulators
WO2014152876A1 (en) 2013-03-14 2014-09-25 Rf Micro Devices, Inc Noise conversion gain limited rf power amplifier
US9197162B2 (en) 2013-03-14 2015-11-24 Rf Micro Devices, Inc. Envelope tracking power supply voltage dynamic range reduction
US9071138B2 (en) * 2013-04-12 2015-06-30 Adaptive Digital Power, Inc. Adaptive digital pulse width modulation generator for buck converters
US9479118B2 (en) 2013-04-16 2016-10-25 Rf Micro Devices, Inc. Dual instantaneous envelope tracking
US9772637B2 (en) 2013-06-07 2017-09-26 Mediatek Inc. Voltage regulation circuits and power supply devices using the same
US9374005B2 (en) 2013-08-13 2016-06-21 Rf Micro Devices, Inc. Expanded range DC-DC converter
WO2015031069A1 (en) 2013-08-26 2015-03-05 Micropac Industries, Inc. Power controller
US9304561B2 (en) * 2013-08-30 2016-04-05 Intel Corporation Power management in a circuit
EP2849020B1 (de) * 2013-09-13 2019-01-23 Dialog Semiconductor GmbH Dualmodus-Spannungsregler mit geringer Abfallspannung
US9312767B2 (en) * 2013-12-06 2016-04-12 Infineon Technologies Austria Ag Reconfigurable multiphase power stage for switched mode chargers
US9614476B2 (en) 2014-07-01 2017-04-04 Qorvo Us, Inc. Group delay calibration of RF envelope tracking
US20160099593A1 (en) * 2014-10-03 2016-04-07 Infineon Technologies Austria Ag Battery charge state evaluation coincident with constant current charging
EP3213167B1 (de) * 2014-10-31 2020-11-04 Consiglio Nazionale Delle Ricerche Rauscharme stromquelle
CN104503627B (zh) * 2015-01-14 2017-06-09 京东方科技集团股份有限公司 触控结构、触控显示面板和触控显示装置
JP2016171676A (ja) * 2015-03-12 2016-09-23 株式会社東芝 電源回路とその制御方法
US9941844B2 (en) 2015-07-01 2018-04-10 Qorvo Us, Inc. Dual-mode envelope tracking power converter circuitry
US9912297B2 (en) 2015-07-01 2018-03-06 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power converter circuitry
US10298023B2 (en) * 2015-09-25 2019-05-21 Dell Products, Lp Universal power converter having variable voltage capability and method therefor
SG10201700633QA (en) 2016-02-03 2017-09-28 Gen Electric System and method for protecting a wireless power transfer system
JP7049768B2 (ja) 2016-02-03 2022-04-07 ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ ワイヤレス電力伝送システムを保護するための方法およびシステム
US9928898B2 (en) * 2016-03-30 2018-03-27 Qualcomm Incorporated Wordline adjustment scheme
US9973147B2 (en) 2016-05-10 2018-05-15 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power management circuit
WO2017217993A1 (en) * 2016-06-16 2017-12-21 Thomson Licensing Method and apparatus for decreasing power consumption in a low power device
FR3053857B1 (fr) * 2016-07-07 2020-03-27 Commissariat A L'energie Atomique Et Aux Energies Alternatives Circuit de selection d'une tension d'alimentation a transition controlee
GB2566248B (en) * 2017-02-22 2020-01-01 Rockley Photonics Ltd Optoelectronic Switch
US10838902B2 (en) * 2017-06-23 2020-11-17 Facebook, Inc. Apparatus, system, and method for performing hardware acceleration via expansion cards
US10491023B2 (en) * 2017-12-30 2019-11-26 Texas Instruments Incorporated Capacitor balanced driver circuit for dual input charger
FR3077677B1 (fr) * 2018-02-06 2020-03-06 Stmicroelectronics (Rousset) Sas Procede de precharge d'une alimentation de circuit integre, et circuit integre correspondant
US10671105B2 (en) * 2018-03-06 2020-06-02 Texas Instruments Incorporated Multi-input voltage regulator
US10476437B2 (en) 2018-03-15 2019-11-12 Qorvo Us, Inc. Multimode voltage tracker circuit
EP3648277B1 (de) * 2018-10-31 2022-02-09 Aptiv Technologies Limited Elektronische schaltung zur redundanten einspeisung einer elektrischen last
US11482889B2 (en) 2019-01-09 2022-10-25 Integrated Device Technology, Inc. Wireless power receiver configurable for LDO or buck operation
US10848063B2 (en) * 2019-01-11 2020-11-24 Analog Devices International Unlimited Company Converter techniques for sinking and sourcing current
CN110212512B (zh) * 2019-04-26 2020-12-18 中国南方电网有限责任公司 双端直流异步互联电网频率协调控制方法及装置
DE102020202354A1 (de) * 2020-02-24 2021-08-26 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Einzel-lnduktor-Dual-Eingang-Abwärts-Wandler mit Rück-Verstärkungsfähigkeit
US11855451B2 (en) * 2020-09-25 2023-12-26 Analog Devices International Unlimited Company Bootstrapped line-protector CMOS switch

Family Cites Families (48)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61254071A (ja) * 1985-05-01 1986-11-11 Canon Inc 電源制御用回路
EP0409226A3 (en) * 1989-07-21 1993-01-13 Hitachi, Ltd. Power supply control system
US5274828A (en) * 1992-02-24 1993-12-28 Texas Instruments Incorporated Computer including an integrated circuit having an on-chip high voltage source
US5301160A (en) * 1992-02-24 1994-04-05 Texas Instruments Incorporated Computer including an integrated circuit having a low power selection control arrangement
JP3279775B2 (ja) * 1992-11-12 2002-04-30 沖電気工業株式会社 マルチ高圧電源装置
JP3143284B2 (ja) * 1993-09-21 2001-03-07 シャープ株式会社 直流安定化電源装置
US5552643A (en) * 1994-04-08 1996-09-03 Motorola, Inc. Power signal combining method and apparatus
US5560022A (en) 1994-07-19 1996-09-24 Intel Corporation Power management coordinator system and interface
US5870617A (en) 1994-12-22 1999-02-09 Texas Instruments Incorporated Systems, circuits and methods for mixed voltages and programmable voltage rails on integrated circuits
JPH08308217A (ja) * 1995-04-27 1996-11-22 Canon Inc Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US5598041A (en) * 1995-11-16 1997-01-28 Lockheed Martin Corporation Efficient fault tolerant switching circuit for redundant d. c. power supplies
US5880945A (en) * 1997-06-30 1999-03-09 Intel Corporation Power conversion and load circuit on same integrated circuit
US6058030A (en) * 1997-11-20 2000-05-02 Intersil Corporation Multiple output DC-to-DC converter having enhanced noise margin and related methods
JPH11252907A (ja) * 1998-02-25 1999-09-17 Nec Tohoku Ltd スイッチング電源装置
JPH11265225A (ja) * 1998-03-16 1999-09-28 Toyota Motor Corp エンジン制御装置用の電源装置
DE19814696C1 (de) * 1998-04-01 1999-07-08 Siemens Ag Spannungs-Überwachungseinrichtung für zwei unterschiedliche Versorgungsspannungen eines elektronischen Geräts
US6031743A (en) * 1998-10-28 2000-02-29 International Business Machines Corporation Fault isolation in a redundant power converter
JP4120069B2 (ja) * 1998-11-18 2008-07-16 株式会社デンソー スイッチング電源回路
US6091617A (en) * 1999-01-21 2000-07-18 Dell Usa, Lp Automatic power supply selector for ACPI-compliant PCI devices
US6464128B1 (en) * 1999-05-28 2002-10-15 General Electric Company Braze repair of a gas turbine engine stationary shroud
EP1059556B1 (de) * 1999-06-07 2005-09-28 Nitto Denko Corporation Optisches Element
JP2001034349A (ja) * 1999-07-19 2001-02-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd 内部降圧電源回路
US6181120B1 (en) 1999-09-01 2001-01-30 Intersil Corporation Current mode dc/dc converter with controlled output impedance
US6246220B1 (en) * 1999-09-01 2001-06-12 Intersil Corporation Synchronous-rectified DC to DC converter with improved current sensing
JP2001211640A (ja) * 2000-01-20 2001-08-03 Hitachi Ltd 電子装置と半導体集積回路及び情報処理システム
JP3398703B2 (ja) * 2000-02-14 2003-04-21 米沢日本電気株式会社 放電回路及びデューティー比設定方法
JP3696470B2 (ja) * 2000-02-22 2005-09-21 富士通株式会社 Ｄｃ−ｄｃ変換回路、電源選択回路、および機器装置
US6229289B1 (en) * 2000-02-25 2001-05-08 Cadence Design Systems, Inc. Power converter mode transitioning method and apparatus
JP4559643B2 (ja) * 2000-02-29 2010-10-13 セイコーインスツル株式会社 ボルテージ・レギュレータ、スイッチング・レギュレータ、及びチャージ・ポンプ回路
JP3757094B2 (ja) * 2000-03-03 2006-03-22 ローム株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US6281666B1 (en) * 2000-03-14 2001-08-28 Advanced Micro Devices, Inc. Efficiency of a multiphase switching power supply during low power mode
US6271651B1 (en) * 2000-04-20 2001-08-07 Volterra Semiconductor Corporation Inductor shorting switch for a switching voltage regulator
JP4647747B2 (ja) 2000-06-08 2011-03-09 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータ用半導体集積回路装置
JP4963144B2 (ja) * 2000-06-22 2012-06-27 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体集積回路
JP4453172B2 (ja) * 2000-07-28 2010-04-21 ソニー株式会社 電源装置及び電源システム
JP3647728B2 (ja) * 2000-08-01 2005-05-18 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置及びスイッチング電源用半導体装置
US6281662B1 (en) * 2000-10-18 2001-08-28 Ford Global Technologies, Inc. Battery charging DC to DC converter
US6819537B2 (en) * 2001-03-22 2004-11-16 Primarion, Inc. Power regulation system, apparatus, and method for providing regulated power to a microelectronic device
US6462520B1 (en) * 2001-05-09 2002-10-08 Maxim Integrated Products, Inc. Differential output switching converter with ripple reduction
CN1618167A (zh) * 2001-11-23 2005-05-18 皇家飞利浦电子股份有限公司 开关式功率放大器
US6696825B2 (en) 2002-03-18 2004-02-24 Intersil Americas Inc. DC-to-DC converter with fast override feedback control and associated methods
JP3573137B2 (ja) * 2002-03-26 2004-10-06 セイコーエプソン株式会社 電源回路及びｐｗｍ手段
US6642750B1 (en) 2002-04-15 2003-11-04 International Business Machines Corporation Sequencing circuit for applying a highest voltage source to a chip
US6989659B2 (en) * 2002-09-09 2006-01-24 Acutechnology Semiconductor Low dropout voltage regulator using a depletion pass transistor
US6771052B2 (en) 2003-01-03 2004-08-03 Astec International Limited Programmable multiple output DC-DC isolated power supply
US6853174B1 (en) * 2003-08-11 2005-02-08 Micrel, Inc. Selective high-side and low-side current sensing in switching power supplies
US7215043B2 (en) * 2003-12-30 2007-05-08 Ememory Technology Inc. Power supply voltage switch circuit
US7595569B2 (en) 2004-02-17 2009-09-29 Agere Systems Inc. Versatile and intelligent power controller

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102011018920A1 (de) * 2011-04-28 2012-10-31 Fujitsu Technology Solutions Intellectual Property Gmbh Netzteil zur Stromversorgung eines elektrischen Verbrauchers, Computer und Anordnung

Also Published As

Publication number Publication date
JP2007523586A (ja) 2007-08-16
KR20060123562A (ko) 2006-12-01
WO2005079447A2 (en) 2005-09-01
WO2005079447A3 (en) 2005-12-15
US7595569B2 (en) 2009-09-29
US20050194839A1 (en) 2005-09-08
WO2005079430A3 (en) 2006-08-03
US20050180068A1 (en) 2005-08-18
GB0616294D0 (en) 2006-09-27
JP2007523585A (ja) 2007-08-16
US20070120423A1 (en) 2007-05-31
GB2426131A (en) 2006-11-15
US7898109B2 (en) 2011-03-01
JP2012070631A (ja) 2012-04-05
US7956494B2 (en) 2011-06-07
KR100909576B1 (ko) 2009-07-29
WO2005079430A2 (en) 2005-09-01
GB2426131B (en) 2008-01-23
KR20060131900A (ko) 2006-12-20
US7170197B2 (en) 2007-01-30
EP1723483A4 (de) 2010-06-30
US20100019579A1 (en) 2010-01-28
EP1723483A2 (de) 2006-11-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE112005000388T5 (de) Vielseitiger und intelligenter Leistungssteller
DE60224896T2 (de) Schaltungen und Verfahren zum Synchronisieren von Schaltreglern mit nicht-konstanter Frequenz durch eine Phasenregelschleife
DE69835265T2 (de) Mehrfachausgang-Gleichstromwandler mit verbessertem Störabstand und zugehöriges Verfahren
DE60029741T2 (de) Gleichstrom-Gleichstromwandlerschaltung, Stromversorgungsauswahlschaltung und Gerät
DE60220109T2 (de) Gleichstrom-Gleichstromwandler, Stromversorgungsschaltung, und Verfahren zur Steuerung derselben
DE102010009039B4 (de) Verfahren und Steuerschaltungen zum Steuern von Gleichstromstellerschaltungen zum Erzeugen einer geregelten Ausgangsspannung bei verringertem durchschnittlichem Induktorstrom
DE102012106866A1 (de) Schaltregler mit erhöhter Schwachlasteffizienz
DE102016200389A1 (de) Mehrschwellenwert-Alarmkomparatoren für Mehrphasen-Tiefsetzsteller-Phasenabschaltsteuerung
DE102020111308A1 (de) AC-DC-Wandler mit sekundärseitiger Regelung und Synchrongleichrichter-Erfassungsarchitektur
DE102015102783A1 (de) System und Verfahren für ein Schaltnetzteil
DE102020204966A1 (de) Leistungsverwaltungsschaltung
DE102017211633A1 (de) Mehrstufen-Abwärtswandler mit effizientem Betrieb bei geringer Last
DE112009001632T5 (de) Spannungswandler
DE202009009856U1 (de) Aktive Droop-Strom-Aufteilung
DE202009009853U1 (de) System zum korrekten Erhöhen von Stromaufteilung
DE202009009854U1 (de) Intelligente Verwaltung einer Stromaufteilungsgruppe
DE112019000868T5 (de) Mehrphasiger parallelisierbarer abwärtsregler mit konstanter einschaltdauer mit durch welligkeitseinspeisung sichergestellter phasenverschachtelung
DE10337541B4 (de) Integrierter Schaltungsbaustein und zugehöriges Optimierungsverfahren
DE102016211163A1 (de) Regelung eines Mehrstufen-Schaltleistungsumsetzers durch eine Zwischenspannungssteuerung
DE102017212354A1 (de) Niederohmiger Lastschalter mit Ausgangsstromstärkesteuerung
DE102015115655A1 (de) System und vorrichtung zum verbessern der nützlichkeit von reglern und assoziierte verfahren
DE102019206014A1 (de) Zweistufiger mehrphasiger schaltstromrichter mit zwischenstufenphasenabschaltsteuerung
DE102014218597A1 (de) Leistungswandler
EP1827915B1 (de) Steuergerät zur ansteuerung von personenschutzmitteln
DE102016222191A1 (de) Asymetrischer zweistufiger Gleichstrom-Gleichstrom-Schaltumsetzer

Legal Events

Date Code Title Description
R012 Request for examination validly filed

Effective date: 20111011

R079 Amendment of ipc main class

Free format text: PREVIOUS MAIN CLASS: G05F0001400000

Ipc: G05F0001460000

R079 Amendment of ipc main class

Free format text: PREVIOUS MAIN CLASS: G05F0001400000

Ipc: G05F0001460000

Effective date: 20120625

R016 Response to examination communication
R120 Application withdrawn or ip right abandoned
R120 Application withdrawn or ip right abandoned

Effective date: 20130226