DE19525763A1

DE19525763A1 - Linearer HF-Leistungsverstärker

Info

Publication number: DE19525763A1
Application number: DE19525763A
Authority: DE
Inventors: Yogendra K Chawla; Leonid Reyzelman
Original assignee: ENI Inc
Current assignee: ENI Inc
Priority date: 1994-07-14
Filing date: 1995-07-14
Publication date: 1996-02-01
Also published as: US5477188A; NL1000775A1; US5726603A; NL1000775C2

Description

Die Erfindung betrifft Leistungsverstärker und insbesondere gepulste HF-Leistungsverstärker, bei denen mehrere FETs oder andere Verstärkerbausteine kombiniert sind, um ein HF- Eingangssignal zu verstärken. Die Erfindung betrifft insbe sondere das Regeln der Vorspannungspegel der Verstärkerbau steine, um sie in einem gewünschten Betriebspunkt in einem großen Temperaturbereich zu halten. Transistoren o. ä. haben einen Aktivbereich, in dem ein im wesentlichen lineares Verhältnis zwischen der Gate-Spannung und dem Drain-Strom herrscht. Bei einem linearen Klasse A-Verstärker wird beispielsweise der Vorspannungspegel so gewählt, daß beim Anlegen eines Nullsignals am Gate oder einer anderen Steuer elektrode der Ausgangsstrom eine gewünschte Ruhestromhöhe etwa in der Mitte des linearen Teils des Aktivbereichs des Gerätes liegt. Wegen der Betriebseigenschaften, wie Schwell wertspannung, Steilheit eines FETs usw. ändert der Verstär ker im Alterungsprozeß den Temperaturgang, so daß auch aus anderen Gründen die Vorspannung gesteuert wird, um in den Transistoren oder anderen Verstärkerstufen eine ausreichend konstante Vorspannung zu halten. Ein solches Steuerverfahren für einen HF-Verstärker ist im US-Patent 4,924,191 geschildert.

Kleine Leistungsverstärker können einen Source-Gegenkopp lungswiderstand und eine einfache Vorspannungsschaltung zwischen Drain und Gate aufweisen, um eine stabile Vor spannung zu liefern. Dies verkleinert die verfügbare Drain-Spannung, die Leistungsverstärkung und die Auslaßleistung. Jedoch haben Hochleistungsgeräte eher kleinere Verstärkungen als Geräte kleiner Leistung und dies erfordert einen Zuwachs an Größe und Betriebskosten, wenn passive Verstärkungsre gelung verwendet wird. Widerstände im Source-Drain-Weg verschlechtern die Verstärkung und erzeugen Leistungsver luste. Dies ist bei Verstärkern hoher Leistung unannehmbar, da dann zusätzliche Leistungsstufen usw. nötig sind.

Im Dauerbetrieb solcher Verstärker kann man den Drain-Strom messen und die Gate-Spannung einstellen, um die Gleich spannungskomponente des Drainstroms konstant zu halten.

In vielen Fällen soll jedoch der Verstärker gepulst arbei ten. Dann kann eine statisch Rückführung zum Konstanthalten der Vorspannung nicht verwendet werden, weil beim Absteuern des Verstärkers kein Strom fließt und so die Vorspannung zwischen den Impulsen nicht gemessen werden kann.

Deshalb wurde kürzlich vorgeschlagen, jede Verstärkerstufe im Turnus aufzutasten und mit einem Nulleingang zu belegen. Die Vorspannung für jede Stufe wird gemessen und die Meß werte in einen Prozessor gegeben, der die Vorspannungspegel steuert. Hierfür bedarf es eines Testvorgangs, in dem die Verstärkerelemente in Vorwärtsrichtung vorgespannt und ein Nullsignal eingegeben wird. Es fehlt aber daran, einen Nullbereich bei jedem Auftreten eines gepulsten Eingangs signals zu erzeugen. Im Dauerbetrieb des Verstärkers muß außerdem jedes der Verstärkerelemente in den Leerlaufzustand versetzt werden. Dann kann der Verstärker nicht im Dauer betrieb arbeiten.

Weitere Nachteile liegen darin, daß Leerlaufbetrieb oft unerwünscht ist. Auch kann die Korrektur für die Rückführung nicht den Fehler im Temperaturgang vieler Transistoren verhindern.

Zur Kompensation der Vorspannung läßt sich auch eine Tem peraturausgleichsschaltung verwenden. Diese korrigiert den thermischen Drift-Fehler der FET Gate zur Source-Schwell wertspannung. Der Vorteil liegt darin, daß der Verstärker dabei im Dauerbetrieb oder intermittierend arbeiten kann. Die Nachteile liegen aber in der offenen Schleife. Jeder FET o.a. erfordert eine Einstellung, um die anfängliche Vorspan nung auf einen bestimmten Pegel einzustellen. Dies bedingt oft ein von Hand eingestelltes Potentiometer. Auch muß der thermische Drift-Fehler jedes FETs berücksichtigt werden oder der Hersteller muß eine Einstellung zur Kompensierung des thermischen Drift-Fehlers treffen.

Um Kosten und Größe des Verstärkers zu verringern, hat man auch Hochspannungs-MOSFETs für Leistungsverstärker ver wendet. Solche Bausteine, die üblicherweise für Leistungs stufen benutzt werden, besitzen eine viel steilere Gate-Spannung zum Drainstrom Charakteristik als ein HF-MOSFET. Deshalb ist eine einfache Temperaturkompensation schwierig und kostspielig. Diese billigen FETs sind auch auf Tempera turänderungen sehr empfindlich. Wird dieses Verhalten nicht verbessert, so kann die Stufe zerstört werden. Auf Tempe raturschwankungen zurückgehende Schwellwertspannungs schwankungen sind ernst zu nehmen. Das steilere Gate-Spannungs zu Drain-Strom-Verhalten resultiert in einem schnellen und großen Abdriften.

Bei Hochspannungs-MOSFETs in einem linearen HF-gepulsten Leistungsverstärker für Tiefband (5 bis 25 MHz) Magnet resonanzbildverarbeitung (MRImaging) ergeben sich zusätz liche Probleme. Hierzu muß man passende Hochspannungs-MOSFETs aussuchen und die Gegentaktschaltung für jedes Transistorpaar sorgfältig entwerfen. Eine thermische Kompensation der Gate-Vorspannung wird benötigt, um dynamische Linearität und Verstärkungsstabilität zu bekommen. Die thermischen Steuerung der B+ Spannung, d. h. der Drain-Spannung ist zur Verstärkungsstabilität nötig und das Kühlsystem muß für hohe Leistung ausgelegt werden.

Bei einem linearen HF-Verstärker verstärkt jedes Gegen takttransistorpaar gleichmäßig im gesamten Tiefband (5 bis 25 MHz) bei einer sehr hohen flachen Charakteristik bei jeder gegebenen Abbildungsfrequenz. Die dynamischen Linearität muß in einem großen Bereich von Impulsbreiten und Einschaltdauer so hoch wie möglich sein. Das heißt, die Ausgangsleistung zum Verstärkungsverhalten in dem ange gebenen dynamischen Bereich (40 dB) sollte innerhalb eines ± 1,0 dB Fensters liegen.

Verstärkungsstabilität definiert sich aus der Änderung der Verstärkung (sowohl für lange wie auch für kurze Zeit) bei einem bestimmten HF-Spitzenausgangswert. Verstärkungsstabi lität sollte bei ± 0,2 dB für 15 Minuten Betriebsdauer und bei ± 1,0 dB für 5000 Stunden Betriebsdauer gehalten werden.

Phasenstabilität definiert sich als Änderung der Phase in dem bestimmten dynamischen Bereich und zeitlich bei einem bestimmten Leistungspegel. Die Phasenstabilität sollte zwischen ± 2° und ± 5° für Langzeit und Kurzzeit sein.

Dachschräge wird als Änderung der HF-Spitzenausgangsleistung über die Impulsbreite für eine bestimmte Ausgangsleistung und Einschaltdauer definiert. Die Dachschräge sollte innerhalb ± 0,2 dB liegen.

Impulsanstiegs- und -abfallszeiten sollten kleiner als 25 µs liegen, gemessen zwischen 10% und 90% der HF-Leistung.

Das Eintastrauschen sollte kleiner als 27 dB im Gesamtsystem sein. Dies entspricht weniger als -80 dBm/Hz Eintastaus gangsrauschebene.

Das Austastrauschen sollte nicht größer als 20 dB im Gesamt system sein bzw. die Austastrauschebene sollte kleiner als -154 dBm/Hz sein.

Der Verstärker soll die minimale Leistung in mehreren VSWRs liefern (voltage standing wave ratio loads Last-Schwellen verhältnis). Der Verstärker muß seine maximale Leistung an verstimmte Belastungen liefern, um für eine anfängliche MRI Systemkalibrierung brauchbar zu sein.

Gegenwärtig verwenden Halbleiterverstärker HF-Leistungs-MOSFETs mit Eigenschaften für lineare HF-Anwendungen. Die höchste Betriebsfrequenz ist kleiner als die zulässige Maximalfrequenz des Transistors. Die inneren Kapazitäten des Transistors C_ISS, C_RSS und C_OSS sind alle niedrig und haben keine nennenswerten Auswirkungen auf die Impedanzen von Source und Belastung. Diese MOSFETs arbeiten typisch mit 50 V Drain zu Source und ein Gegentakt-Paar kann eine Spitzen leistung von 400 W bei einer Verstärkung von 13 dB liefern. Eine typische MRI-Anwendung braucht 5 kW für die HF-Spitzen leistung, also 16 Gegentaktpaare.

Andererseits haben Hochspannungs-MOSFETs eine 400 V Durch bruchsspannung und eine durchschnittliche Verlustleistung von 310 W und können bei nominell 85 V Drain zur Source arbeiten, mit einer 10 dB Verstärkung und 900 W Spitzenlei stung. Dies heißt, daß nur acht Gegentaktpaare nötig sind, um eine Gesamtleistung von 5 kW mit einer ausreichenden Durchbruchsspannung zu erzielen, um in hohen Schwellenver hältnissen (VSWRs) zu arbeiten. Der MOSFET hat einen Spiel raum von größer als 4 : 1 Drain zur Source Durchbruchsspannung für 85 V Drainspannung, um einen Spannungsdurchbruch zu vermeiden. Dabei wird die HF-Eingangsleistung auf den gleichen Wert für die Ausgangsleistung ungeachtet der Lastverstimmung gehalten.

Wegen der höheren Leistung und der Impendanzverstimmungs eigenschaften von Hochspannungs-MOSFETs und auch wegen der niedrigeren Kosten im Vergleich zu HF-Leistungs-MOSFETs ist ein Leistungsverstärker mit Hochspannungs-MOSFETs äußerst attraktiv.

Wegen der Verstärkungsstabilität und dynamischer Lineari tätsprobleme können diese Transistoren jedoch nicht einfach die HF-Leistungs-MOSFETs ersetzen. So muß man die Drain-Vorspannungsstabilität, Verstärkungsstabilität und dyna mische Linearität berücksichtigen. Bei bekannten HF-Verstärkern wurden diese Probleme noch nicht gemeistert, auch wenn diese Probleme keinesfalls trivial sind.

Eine Aufgabe der Erfindung liegt darin, einen zuverlässigen und preiswerten HF-Verstärker zu schaffen, der eine hohe HF-Leistung liefert und die vorgenannten Nachteile vermeidet. Ferner soll der Verstärker eine Drain-Vorspannungssteuerung und Drain-Speisesteuerung besitzen, um den Transistor im aktiven Bereich zu halten, eine lineare Verstärkung mit guter Stabilität für unterschiedliche Impulsbreiten und Einschaltdauer in einem großen Temperaturbereich zu erzielen.

Ferner soll erfindungsgemäß eine Drain-Vorspannungssteuerung geschaffen werden, die unabhängig von der Betriebsart des Verstärkers oder der HF-Frequenz ist. Es soll eine einfache und preiswerte Verstärkungsstabilität und dynamische Line arität vorgesehen werden. Auch sollen die Transistoren thermisch stabil arbeiten, um die Drain-Vorspannungs steuerung und Drain-Speisesteuerung für einen derartigen Verstärker zu verbessern.

Erfindungsgemäß enthält die HF-Verstärkerstufe eine Anzahl von parallelen Gegentakt-HF-Verstärkern. Jeder Verstärker besteht aus einem ersten und zweiten Hochspannungs-MOSFET, deren Drains an eine Drain-Spannungsquelle von z. B. nominell 85 V angeschlossen ist. Ein HF-Eingangssignal liegt am Eingangsanschluß von einer vorgeschalteten Stufe her an. Ein erster Impedanzanpaßtransformator mit einfachem Ende oder unsymmetrisch ist mit seinem Eingang hoher Impedanz an den Eingangsanschluß und mit seinem Ausgang niedriger Impedanz an einen asymmetrischen Eingang eines Symmetrieübertragers angeschlossen, dessen erster und zweiten symmetrischer Ausgang an die Gates des ersten und zweiten FETs ange schlossen sind. Ferner sind jeweils Vorspannungsschaltungen zum Anlegen von Vorspannungspegeln an die Gates der FETs vorgesehen. Ein ausgangsseitiger Symmetrieübertrager hat einen ersten und zweiten Eingang, die an die Drains der jeweiligen FETs angeschlossen sind und einen asymmetrischen Ausgang, der an den Niederimpedanzeingang eines Ausgangsim pedanzanpaßtransformators angeschlossen ist. Dieser Anpaß transformator hat einen Hochimpedanzausgang, der an einen HF-Ausgangsanschluß angeschlossen ist und von dort an eine nachgeschaltete Stufe. In der Praxis sind die Ausgänge der Gegentaktverstärker an eine Kombinationsschaltung ange schlossen, um die erforderliche, hohe Leistung zu liefern. Die Impedanzanpaßtransformatoren haben Impedanzverhältnisse von 4 : 1 bzw. 1 : 4. Zur Anpassung an 50 Ohm bis 12,5 Ohm. Liegen die Impedanzanpaßtransformatoren außerhalb des Symmetrieübertragers, so sind nur vier Transformatoren nötig anstelle von sechs bei bekannten Anordnungen. Die innere Kapazität der Hochspannungs-MOSFETs ist verhältnismäßig hoch und daher sind ihre Auswirkungen auf die Source und Drain-Impedanzen vernachlässigbar. Diese Anordnung ist besser geeignet, C_ISS und C_OSS Kapazitäten über die Wicklungsin duktivitäten des Symmetrieübertragers zu absorbieren.

Vorzugsweise wird ein Sperrübertrager zwischen den Drains der FETs und dem Anschluß der Drain-Voltage eingebaut.

Die FETs erzeugen Wärme, außer wenn sie voll ein- und ausgeschaltet sind. Im Dauerbetrieb kann jeder FET im Durchschnitt 310 W liefern. Im Impulsbetrieb liefert jeder FET 1250 W Spitze bei einer Impulsbreite von 6 ms und 10% ED oder 1786 W Spitze bei einer Impulsbreite von 3 ms und 5% ED. Der Wärmefluß zur Senke sollte möglichst gleichmäßig sein, damit die FETs in ihren thermischen Grenzen arbeiten. Die Sperrschichttemperatur sollte unter 115°C liegen, um einen Grenzwert für eine akzeptable Lebensdauer zu nennen, also erheblich unter 150°C maximaler Sperrschichttemperatur. Für die hier verwendeten FETs ist die durchschnittliche thermische Impedanz von der Sperrschicht zum Gehäuse etwa 0,4°C pro Watt, und die thermische Impedanz für den Impuls betrieb ist viel kleiner. Die thermische Impedanz für 3 ms Impulsbreite und 5% ED ist 0,07°C pro Watt. Für 6 ms Impulsbreite und 10% ED ist die thermische Impedanz 0,1°C pro Watt. Um die dynamische Linearität im ± 1,0 dB Fenster zu halten, sollte die Drain-Vorspannung 250 mA sein. Die Gate zur Source-Schwellwertspannung sollte zwischen 2,7 und 4,7 V liegen.

Diese Transistoren haben eine typische Gate-Source-Span nungsänderung von ± 5 mV pro Grad Celsius. Die Gate-Source-Schwellwertänderung im 25°C - 75°C - 25°C - Temperaturzyklus sollte weniger als ± 5 mV betragen.

Der Drain-Source-Ein-Widerstand R_DS-ON ist etwa 0,2 Ohm und bestimmt den Drain-Wirkungsgrad und die Ausgangsleistung. Der Widerstand R_DS-ON steigt mit der Temperatur, die die verfügbare Drain-Source-Spannung erniedrigt und beeinflußt die Verstärkungsstabilität. Dies kann typischerweise zu einem 40%-Anstieg in R_DS-ON bei einem Temperaturanstieg von 25°C auf 75°C führen.

Der Gate-Source-Schwellwert sinkt mit der Temperatur und dadurch steigt die Drain-Vorspannung für eine gegebene Gate-Source-Vorspannung. Dies beeinflußt die Verstärkungsstabili tät und dynamische Linearität. Eine richtige Drain-Vorspan nung wird empirisch zwecks optimaler dynamischer Linearität bestimmt. Die Steuerung des Drain-Stromes bestimmt die dynamische Linearität und die Verstärkungsstabilität des Verstärkers. Die Übergangszeit für die Gate-Source-Spannung bestimmt die Stabilitätsgrenze der Drain-Vorspannung. Diese kann mit Hilfe einer thermischen Rückführung stabilisiert werden.

Die Vorwärtssteilheit g_fs 5 des Transistors ist typischerweise 9,5 bis 13,5 S bei einem Drain-Strom von 10 A. Für kleinere Ströme, wie 250 mA ist die Vorwärtssteilheit 1,2 bis 2,2 S.

Die Vorwärtssteilheit bestimmt die Verstärkung und die Drain-Vorspannung, die beide die dynamische Linearität und Verstärkung beeinflussen.

Die dynamischen Kapazitäten der FETs beeinflussen ebenfalls die Verstärkung und deren Stabilität. Die Eingangskapazität (C_ISS) kann typischerweise bis zum 2950 pF betragen. Dies bestimmt die HF-Verstärkung des Verstärkers und die höchste nutzbare Frequenz (in der Annahme einer 8 dB minimalen Verstärkung). Die Rückwärtstransferkapazität (C_RSS) kann bis zu 310 pF betragen. Dies bestimmt die HF-Stabilität des Verstärkers und seine Fähigkeit bei hohen VSWR Lasten zu arbeiten. Die Ausgangskapazität (C_OSS) kann bis zum 750 pF betragen. Dies bestimmt den Verstärkungswirkungsgrad und die Ausgangsleistung des Verstärkers und die höchste Frequenz (in der Annahme eines 50% Minimum Drain-Wirkungsgrades).

Mit dem erfindungsgemäßen Verstärker werden die äquivalenten Serie-Kondensatorreaktanzen in Folge der inneren Kapazitäten C_ISS, C_RSS, C_OSS von den Serien-Induktanzen der Eingangs- und Ausgangswicklungen des Symmetrieübertrages an den Gate- und Drain-Anschlüssen absorbiert.

Um die Temperatur der FETs zu steuern und die Wärme abzu führen, werden die ersten und zweiten Transistoren jedes Gegentaktpaares auf einer Verteilerplatte aus Kupfer be festigt, die Teil der Wärmesenke ist. Ein Aluminium- oder Faserglasstreifen ist auf der Verteilerplatte befestigt und hält die Transistoren zwischen dem Streifen und der Platte. Jeder Transistor hat eine Kupferbasis zur Wärmeabfuhr aus dem aktiven Halbleiterbereich zur Verteilerplatte. Das Band drückt an diese Die-Bereiche, so daß die Wärme in die Wärmesenke wirksam abgeleitet wird. Ein thermischer Sensor, z. B. ein Tempsistor ist zwischen zwei Transistoren auf der Verteilerplatte befestigt und liefert ein Signal abhängig von der Temperatur. Der Sensor ist an eine Vorspannungs-Stabi lisierschaltung angeschlossen, um die Gate-Vorspannung einzustellen und/oder die Drain-Spannung zu verändern, um Verstärkungsstabilität und dynamische Linearität zu erhalten.

Der HF-Verstärker kann auch eine Kompensationsschaltung zur Verstärkungsstabilität enthalten, die die Speisespannung steuert, um die Drainspeisespannung abhängig von Änderungen der Die-Temperatur der Transistoren einzustellen. Die Kompensationsschaltung kann Mittel zum Messen der einlaß seitigen Lufttemperatur im Verstärkergehäuse aufweisen und eine Differentialschaltung, die ein Differenzsignal erzeugt, das auf den Unterschied zwischen Einlaßlufttemperatur und den Transistoren durch Messen der Wärmesenketemperatur basiert. Die Verstärkungsstabilitätsschaltung kann ferner eine Leistungsintegrierschaltung aufweisen, um ein Inte grationssignal zu erzeugen, das ein Zeitintegral der Ver stärkerausgangsleistung ist. Dieses Signal wird mit dem Differenzsignal kombiniert, um ein Referenzsignal zu erzeugen, das zur Steuerung der Drainspeisespannung verwendet wird.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel wird anhand der Zeichnung im folgenden näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines HF-Verstärkers in einer erfindungsgemäßen Ausführungsform;

Fig. 2 ein Schaltbild eines Gegentaktverstärkers mit Hochspannungs-MOSFETs in der erfindungsgemäßen Bauweise;

Fig. 3 ein Schaltbild einer Stabilisierschaltung der Gate-Vorspannung in einer erfindungsgemäßen Ausführungsform;

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Kompensationsschaltung zur Verstärkungsstabilisierung gemäß der Erfindung;

Fig. 5 eine Ansicht der Befestigung eines Gegentaktpaares von Hochspannungs-MOSFETs in einer Ausführungsform der Erfindung; und

Fig. 6 eine perspektivische Ansicht des Verstärkergehäuses in einer erfindungsgemäßen Ausführungsform, teilweise weggebrochen, um einen Kühltunnel sichtbar zu machen.

Fig. 1 zeigt einen HF-Leistungsverstärker 10 mit einem HF-Eingang 12, einem Vorverstärker 14, einem Leistungsver stärker 16 und einem HF-Ausgang 18. Eine geregelte Energie versorgung 20 liefert nominell 85 V Gleichspannung als Drainspeisespannung und liefert auch andere nötige Span nungen, wie die Gleichspannungen 24 V, 5 V, + und -12 V. Über eine Verbindung 22 erfolgt ein Anschluß an die Netzspannung, z. B. 208 V Wechselspannung. Die Spannungs versorgung 20 beliefert auch eine Reihe von Kühlgebläsen 26a, 26b und 26c mit Energie.

Im Vorverstärker 14 wird das HF-Eingangssignal vom Eingang 12 einer Austastschaltung 28 zugeführt, die das Eingangs signal in Austastintervalle dämpft. Dann folgt ein erster Verstärker 29, ein zweiter Verstärker 30 und ein dritter Verstärker 32. Die Drainspannung wird den Verstärkern 30, 32 über Sensoren 34 zugeführt, die Spannung als Messung der Drainvorspannung zur Steuerschaltung 36 zuführen. Der dritte Verstärker 32 speist einen Gleichtakterverteiler 38, der zwei Ausgänge liefert, jeweils mit 50 Ohm Impedanz und einer Leistungsspitze von etwa 250 W.

Eine eingangsseitige Schutzschaltung und Verstärkerrampen schaltung sind hier nicht dargestellt.

Die Ausgänge des Gleichtaktverteilers 38 werden an eine Gruppe von Kaskadengleichtaktverteiler 40 in der Leistungs verstärkerstufe 16 geführt. Diese Verteiler 40 speisen in eine Reihe von acht parallelen Gegentaktverstärkern 42a bis 42h ein. Jeder dieser Verstärker ist anhand der Fig. 2 näher erläutert und erhält eine gesteuerte Drainspannung von der Energieversorgung 20.

Jeder Verteiler liefert zwei Gleichtaktausgänge mit 50 Ohm, die voneinander mit einem Wert von mehr als 20 dB isoliert sind. Untenstehend erläuterte Combiner sind komplementäre Gleichtakteinrichtungen mit ähnlicher Kanal-zu-Kanal-Isolierung.

Die Ausgänge der Verstärker 42a bis 42h werden einer Kaskade von Combinern 44 zugeführt, die das verstärkte HF-Signal zusammenfassen, um eine Ausgangsleistung von etwa 5000 W bei einer Impedanz von 50 Ohm zu liefern. Das kombinierte Signal läuft durch einen Tiefpaßfilter und einen dualen Richtungs koppler, die nicht dargestellt sind.

An die Steuerschaltung 36 ist eine Schnittstellenkarte 46 angeschlossen, um die Emulationsschaltung (nicht darge stellt) anzuschließen, die die Steuerung des Verstärkers 10 ausführt und an ein Anzeigefeld 48, das verschiedene Anzeigegeräte (nicht dargestellt) beispielsweise Flüssig keitskristallanzeigen für den Betriebszustand versorgt.

Die Schaltung für jedes Gegentaktverstärkerpaar 42a bis 42h ist schematisch in Fig. 2 dargestellt. Dieser Verstärker ist topologisch optimal mit einer minimalen Anzahl von Transfor matoren (insgesamt fünf) um ein Eingangssignal einem Paar im Gegentakt geschalteten (d. h. 1800 phasenversetzt) Hochspan nungs-MOSFETs Q1, Q2 zuzuführen, oder deren Ausgänge zu kombinieren.

Die Hochspannungs-MOSFETs Q1, Q2 arbeiten mit 85 V Drain-Source und jedes Gegentaktpaar liefert mehr als 900 W HF Spitzenleistung im Frequenzbereich von 5 bis 25 MHz.

Die Kompression der Nennleistung ist kleiner als 1 dB und die Verstärkung ist größer als 9 dB. Die Schaltung ist optimiert nach Ausgangsleistung, Drain-Wirkungsgrad, Kompression, Leistungsverstärkung und dynamischer Linearität bei der gewünschten MRI Bildfrequenz und erfordert wenig oder keine Einstellung. Dies ergibt sich aus der richtigen Auswahl des Kompensationskondensators C2 und der Rückführwiderstände R7 und R8. Der Pegel für die Drainvorspannung ist im Hinblick auf die dynamische Linearität optimiert.

Die Transistoren Q1, Q2 sind Hochspannungs-MOSFETs, die nach den vorgenannten Kriterien ausgewählt sind. Die Widerstände R3, R4 sind an die Gates der jeweiligen MOSFETs Q1, Q2 ange schlossen und bilden die Rückführpfade. Diese haben Werte für stabilen Betrieb im Fall, daß Steuereingänge nicht ange schlossen oder nicht abgeschlossen sind. Typische Werte sind etwa 4,7 K.

Aus Widerstand und Kondensator bestehende Serienschaltungen R5, C7 und R6, C8 schließen die jeweiligen MOSFETs Q1, Q2 vom Gate zur Source in einem breiten Frequenzbereich ab. Die Werte der Widerstände R5, R6 werden so gewählt, daß sich HF-Stabilität ergibt ohne die Verstärkung zu verschlechtern. Die Kondensatoren C7, C8 sind zum Sperren der Gleichspannung und ihre Werte sind so gewählt, daß die Anstiegs- und -abfallzeiten beim Steuern nicht verschlechtert werden.

HF-Stabilität für niedrige Frequenzen wird mit eingangs seitigen Widerstand-Kondensatorschaltungen R1, C3 und R2, C4 erhalten, die in Reihe mit den Gates der jeweiligen MOSFETs Q1, Q2 liegen. Diese liefern eine Dämpfung bei niedrigen Frequenzen, bei denen die HF-Verstärkung der FETs hoch ist, ohne die Verstärkung bei hohen Frequenzen zu verschlechtern. Dieses Netzwerk verbessert die Niederfrequenz HF-Stabilität und liefert auch eine gewisse Verstärkungskompensation bei Niederfrequenz. Die Kondensatoren C5 und C6 sind Gleich spannungssperrkondensatoren.

Die HF-Breitbandstabilität bei VSWR Lasten wird mit den Widerstandskondensatorkombinationen R7, C9 und R8, C8 erzielt, die das Drain und Gate der jeweiligen FETs Q1, Q2 koppeln. Diese liefern eine HF-Rückführung und sind bei der Anpassung der eingangs- und ausgangsseitigen VSWRs behilflich. Die Werte der Widerstände R7 und R8 werden für die eingangs- und ausgangsseitige Anpassung gewählt, ohne die Leistungsver stärkung und Ausgangsleistung nennenswert zu verschlechtern. Dekondensatoren C9 und C10 sind Gleichspannungssperrkon densatoren und ihre Werte werden so gewählt, daß die Steueranstiegs- und -abfallzeiten nicht verschlechtert werden.

Eine Drainspeisespannung von 85 V wird einem Umkehrtrans formator T5 zugeführt, in dem der Magnetfluß während jedes HF-Zyklus ausgelöscht wird. Der Nettofluß im Transforma torkern ist Null. Sensorwiderstände R9 und R10 sind in Reihe mit den jeweiligen Wicklungen des Transformators T5 geschaltet, um eine individuelle Drainstrommessung für jeden Transistor Q1, Q2 zu ermöglichen, indem der Spannungsabfall an jedem Widerstand gemessen wird. Die Kondensatoren C13, C14 und C17 bilden einen HF-Bypass nach Masse und haben eine ausreichende Kapazität und Arbeitsspannung, um die erfor derliche Gleichspannung auszuhalten. Ein Elektrolytkonden sator C18 dient als Niederfrequenzbypass und besitzt eine Arbeitsspannung, die hoch genug ist, um die Drainnenngleich spannung zu halten. Der Widerstand R13 ist parallel zum Kondensator C18 zwischen der Energieversorgung 20 und Masse, um statische Ladungen abzuleiten, die sich an den Drains der FETs Q1, Q2 bilden, wenn die Energieversorgung 20 abgetrennt wird.

Ein eingangsseitiger Anpaßtransformator T1 ist vom Abwärts typ mit einem Impedanzverhältnis von 4 : 1 und 50 Ohm ein gangsseitig und 12,5 Ohm ausgangsseitig in einem Bereich von 5 bis 25 MHz. Ein Kompensationskondensator C2 liegt parallel zur Sekundärwicklung niedriger Impedanz des Anpaßtransfor mators T1, um Streuinduktivität abzubauen und ist für den gesamten Frequenzbereich optimiert.

Der Transformator T1 ist mit dem Eingang hoher Impedanz (50 Ohm) an einen HF-Eingang und mit seinem Ausgang niedriger Impedanz (12,5 Ohm) an einen asymmetrischen Eingang eines Symmetrieübertragers T2 angeschlossen. Dieser Symmetrieüber trager (Balun) hat eine charakteristische Impedanz von 12,5 Ohm und unterteilt das Eingangssignal gleich im Gegentakt, d. h. er liefert zwei symmetrische Signale, die 180° phasen versetzt sind. Die Balunimpedanzen sind typischerweise 6,25 Ohm an Masse für jeden Transistor Q1, Q2.

Der Effekt des Eingangskondensators C_ISS als äquivalenter Serienkondensator wird von der Wicklungsinduktivität in jedem Ausgangszweig des eingangsseitigen Balun T2 absorbiert.

An der Ausgangsseite der Transistoren Q1, Q2, d. h. am Drain, ist ein ausgangsseitiger Gegentaktcombiner in Form eines Symmetrieübertragers T3 angeschlossen. Dieser Übertrager hat zwei symmetrische Eingänge, die an die jeweiligen Drains der FETs über Gleichspannungssperrkondensatoren C15, C16 ange schlossen sind. Diese haben jeweils Eingänge von 6,25 Ohm, phasenversetzt um 180° und einen einphasigen Ausgang von 12,5 Ohm Impedanz, der mit dem Eingang eines ausgangssei tigen Anpaßtransformators T4 verbunden ist. Letzterer dient zum Erhöhen der Impedanz, paßt also 12,5 Ohm an 50 Ohm an. Die Transformatoren T3 und T4 decken das gesamte 5 bis 25 MHz Band ab ohne daß eine Kompensation erforderlich ist. Der Effekt der Transistorausgangskapazität C_OSS am Drain jedes FETs Q1, Q2 wird von der Induktivität der jeweiligen Balun eingangszweige des Transformators C3 kompensiert.

Der Ausgang des Transformators T4 mit 50 Ohm und 900 W Spitze wird einem Netzwerk von Combinern 44 zugeführt, die in Fig. 1 gezeigt sind.

Jedes Gate der Transistoren Q1, Q2 ist über Drosseln L1 und L2 an ein Gate 1 und Gate 2 einer Gatevorspannungsquelle angeschlossen. Kondensatoren C11 und C12 dienen als HF-Bypass und sind so bestimmt, daß sie die Steueranstiegs- und -abfallzeiten nicht verschlechtern.

Eine Stabilisierschaltung 50 für die Gatevorspannung ist in Fig. 3 dargestellt, welche die Steuerpegel für die Gatevor spannung an das Gate 1 und 2 der Transistoren Q1 und Q2 führt. Ein Gatesignalgenerator 52 erzeugt Gateimpulse, die Invertern 54 bzw. 54 zugeführt werden. Ein temperaturem pfindliches Gerät, nämlich ein Tempsistor 56 ist jedem Gegentakttransistorpaar Q1, Q2 zugeordnet und jeweils an einen Signalspeicher 64, 66 angeschlossen. Die Signal speicher werden von den Invertern 54 getaktet. Die Signal speicher 64 und 66 liefern temperaturabhängige Gatevorspan nungspegel an das Gate 1 und 2, die bei jedem Auftreten der Gateimpulse aufgefrischt werden.

Fig. 4 zeigt eine Kompensierschaltung 68 zur Verstärkungs stabilität als Teil der Steuerschaltung 36 (Fig. 1).

Ein Temperaturfühler 70 für die Luftumgebungstemperatur ist innerhalb eines Gehäuses des Verstärkers angeordnet und liefert eine Gleichspannung, entsprechend der Umgebungstem peratur T_AMB, die einem Wandler 72 eingespeist wird, der ein entsprechendes Digitalsignal erzeugt. Ein anderer Tempera tursensor 74 ist an der Wärmesenke der Ein-Richtung be festigt und liefert eine Gleichspannung entsprechend der Temperatur der Wärmesenke T_HTSK, die dem AD Konverter 76 zugeführt wird. Die digitalen Temperaturwerte werden einer Differenzschaltung 78 zugeführt, die einen Digitalwert liefert, der den Unterschied zwischen den beiden Tempera turen T_HTSK und T_AMB darstellt. Dieser Schaltung folgt eine Maßstabsschaltung 80, deren Ausgang von der Temperatur differenz abhängig ist.

Eine Verlagerungsschaltung 82 liefert einen Digitalwert, der einer vorbestimmten Verlagerungsspannung entspricht. Dieser Wert wird in eine Summierschaltung 84 eingespeist, die auch an den Ausgang der Maßstabsschaltung 80 angeschlossen ist.

Ein Vorwärtsleistungssensor 86 mißt die ausgangsseitige Verstärkungsleistung und dieser Wert wird in einem Wandler 88 digitalisiert und in einen digitalen Integrator 90 eingespeist. Dieser bildet ein Zeitintegral der Vorwärts leistung über eine Zeitdauer von null bis fünf Minuten Betrieb mit einer Integrationszeitkonstante von zwei Minuten. Das Zeitintegral wird vom Integrator 90 in eine Maßstabsschaltung 92 eingespeist, deren Ausgang abhängig vom Zeitintegral der Vorwärtsleistung ist. Der Ausgang der Schaltung 92 wird auf die Summierstufe 84 geführt.

Die Summierstufe liefert somit eine Summe der Funktionen der Temperaturdifferenz T_HTSK-T_AMB und des Zeitintegrals der Vorwärtsleistung, berücksichtigt aber die Spannungsver lagerung. Der Auslaß der Summierstufe wird über einen D/A Wandler 94 an eine Auslaßschaltung 96 gegeben, die eine Ausgangsspannung im Bereich von beispielsweise 4,7 bis 5,3 V liefert und damit die Ausgangsspannung der Energieversorgung 20 zwischen 80 und 90 V regelt. Die wirklichen Spannungen hängen von der Die-Temperatur und R_DS-ON Eigenschaften der Transistoren Q1 und Q2 ab.

Die Drainspannung wird entsprechend dem Temperaturverhalten der Transistoren verändert, um extrem stabile Verstärkungs eigenschaften während der gewünschten Zeitspanne (null bis fünf Minuten) zu erhalten, wenn die Transistoren aufheizen.

Die physikalische Anordnung der Hochspannungs-MOSFET-Transistoren ist in Fig. 5 gezeigt. Eine Wärmesenke 100, z. B. in Form einer Kupferverteilerplatte hält zwei Tran sistoranordnungen 102, 102, von denen jede eine thermisch leitende Basis mit Kunststoffkapselung besitzt und die aktiven Dies der Transistoren Q1, Q2 enthält. Diese liegen etwa in der gestrichelt dargestellten Lage. Ein Streifen 104 aus Aluminium oder Faserglas reicht über die beiden Tran sistoranordnungen 102, 102 in der Höhe der Dies (Ablei tungen) und klemmt die Transistoren zwischen sich und der Wärmesenke 100 ein. Der Streifen 104 ist bei 106 fest mit der Wärmesenke verschraubt. Isolatoren 108, z. B. eine dünne Lage eines Siliziumstücks optimiert für thermische Leit fähigkeit und dielektrische Konstante liegen zwischen den Transistoren 102 und der Wärmesenke 100. Der Streifen 104 drückt auf die Transistoren, so daß die Ableitungen von Q1 und Q2 in gutem thermischen Kontakt mit der Wärmesenke sind.

Der Tempsistor 56, der zu den beiden Transistoren gehört, ist direkt auf der Wärmesenke 100 zwischen den Transistoren befestigt. Hier erfaßt der Tempsistor genau die Temperatur änderungen beider Transistoren des Gegentaktpaares.

Fig. 6 zeigt eine verbesserte Wärmeabfuhranordnung in Form eines Zwangsluftkühlkanals der Gesamteinrichtung. Ein Gehäuse 112 mit dem Verstärker ist mit einem Deckel 114 versehen, unter dem die Wärmesenke 100 sitzt. Lange Kühlfahnen 102 sind in der Wärmesenke ausgebildet. Ein Kühlkanal 116 liegt zwischen der Wärmesenke 100 und dem Deckel 114 und reicht von einem Einlaßgitter 118 zu den Kühlgebläsen 26a, 26b, 26c.

In dieser Anordnung wird Luft ständig und gleichmäßig durch den Kühlkanal 116 und über die Rippen 120 geblasen. Dies liefert eine vorhersehbare Kühlwirkung der Hochleistungs transistoren.

Claims

1. HF-Gegentakt-Leistungsverstärker mit ersten und zweiten Hochspannungsfeldeffekttransistoren (Q1, Q2, 42a bis 42h), von denen jeder Drain, Source und Gate aufweist, mit einer an die Drains der Transistoren angeschlossenen Drain speisespannung, mit einem Signaleingangsanschluß für ein HF-Signal, mit einem eingangsseitigen Impedanzanpaßtransfor mator von hoher Eingangsimpedanz, der an den Signaleingang angeschlossen ist und einen Niederimpedanzausgang aufweist, mit einem Symmetrieübertrager (T2) mit eine asymmetrischen Eingang, der an den Niederimpedanzausgang des Anpaßtrans formators (T1) angeschlossen ist und dessen beide symme trischen Ausgänge jeweils an die Gates der ersten und zwei ten Transistoren angeschlossen sind, mit ersten und zweiten Vorspannungsschaltungen zum Zuführen von Vorspannungspegeln an die Gates der beiden Transistoren, mit einem ausgangssei tigen Symmetrieübertrager (T3), dessen symmetrische Eingänge jeweils an die Drains der beiden Transistoren angeschlossen sind und mit einem asymmetrischen Ausgang und mit einem Ausgangstransformator (T4) mit einem Niederimpedanzeingang, der an den asymmetrischen Ausgang angeschlossen ist, und mit einem Hochimpedanzausgang, der an einen HF-Ausgangsanschluß angeschlossen ist.

2. HF-Gegentaktverstärker nach Anspruch 1, mit einem Sperrtransformator (T5) mit einer ersten und zweiten Wicklung, deren jeweils erster Anschluß an den jeweiligen Drain der beiden Transistoren und deren zweiter Anschluß jeweils an die Drainspeisespannung angeschlossen ist.

3. HF-Gegentaktverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der eingangsseitige Anpaßtransformator (T1) ein Impedanzverhältnis vom Eingang zum Ausgang von 4 : 1 hat.

4. HF-Gegentaktverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der ausgangsseitige Anpaßtransformator (T4) ein Impedanzverhältnis von 1 : 4 vom Eingang zum Ausgang hat.

5. HF-Gegentaktverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der eingangsseitige Asymmetrieübertrager (T2) eine charakteristische Impedanz in der Größenordnung von 12,5 Ohm hat.

6. HF-Gegentaktverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der ausgangsseitige Asymmetrieübertrager eine charakteristische Impedanz in der Größenordnung von 12,5 Ohm hat.

7. HF-Gegentaktverstärker, dessen Hochspannungs feldeffekttransistoren jeweils einen Halbleiter-Ableitungs bereich aufweisen, der in einer bestimmten Lage innerhalb einer wärmeübertragenden Basis enthalten ist, mit einer wärmeleitenden Verteilerplatte (100), an der die beiden Transistoren (Q1, Q2) wärmeübertragend befestigt sind, mit einem auf der Verteilerplatte angeordneten Streifen (104), der die beiden Transistoren zwischen sich und der Platte einklemmt, wobei der Streifen über die Halbleiterableitungs bereiche gelegt ist, mit einem auf der Verteilerplatte zwischen den Transistoren befestigten Temperaturfühler (56) und mit an den Temperaturfühler angeschlossenen Vorspan nungsmitteln zum Einstellen der den Transistoren zugeführten Spannung gemäß Temperaturänderungen, die von dem Temperatur fühler (56) erfaßt werden.

8. HF-Gegentaktverstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Streifen (104) an der Verteiler platte (100) mit Schrauben (106) gehalten ist.

9. HF-Gegentaktverstärker mit Hochleistungsfeld effekttransistoren mit jeweils Source, Drain und Gate, mit einer Drainspeisespannung für die Drains der Transistoren, einer Signaleingangsschaltung zum Zuführen eines Eingangs signals im Gegentakt zum den Gates der Transistoren, einer an die Drains der Transistoren angeschlossenen Ausgangsschal tung zum Zuführen eines verstärkten HF-Signals an einen HF-Ausgang, mit einer Temperaturfühlereinrichtung (56) in thermischer Verbindung mit dem Transistor zum Erzeugen einer Ausgangsgleichspannung abhängig von der vom Temperaturfühler gemessenen Temperatur, mit ersten und zweiten Gatevorspan nungsstabilisierschaltungen mit Gatevorspannungseingängen, denen jeweils der Ausgangswert des Temperaturfühlers (56) zugeführt wird und mit entsprechenden Gatevorspannungsaus gängen und mit ersten und zweiten Schaltungen (Fig. 3) zum Anschluß der Gatevorspannungsausgänge an die Gates der beiden Transistoren.

10. HF-Gegentaktverstärker nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß jede Gatevorspannungsstabili sierschaltung Mittel (52) zum Erzeugen eines Impulstast signals aufweist, einen Operationsverstärker (60, 62) mit einem an dem Temperaturfühler (56) angeschlossenen Eingang und einen Ausgang, an dem die Vorspannung ansteht und mit einer Signalschaltung (54), deren Eingänge an den Ausgang des Operationsverstärkers (60, 62) und an Mittel zum Erzeugen des Impulstastsignals angeschlossen ist und dessen Ausgang an das Gate des jeweiligen Transistors angeschlossen ist.

11. HF-Gegentaktverstärker nach einem der An sprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kompen sationsschaltung (68) zur Verstärkungsstabilität an den Ausgang eines Temperaturfühlers (74) angeschlossen ist, um ein Verstärkungseinstellsignal zu erzeugen und daß die Drainspeisespannung mit Mitteln zum Einstellen der Drain spannung in einem Bereich entsprechend dem Verstärkungs einstellsignal versehen ist (Fig. 4).

12. HF-Gegentaktverstärker nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltung zur Verstärkungsstabilität Mittel (70) zum Messen der Um gehungslufttemperatur aufweist, sowie eine Differenzschal tung (78) zum Werkzeugen eines Differenzsignals mit an die Mittel zum Messen der Umgehungstemperatur und an den Tem peraturfühler angeschlossenen Eingängen und einer Ausgangs schaltung, der das Differenzsignal zum Erzeugen des Ver stärkungseinstellsignals zugeführt wird.

13. HF-Gegentaktverstärker nach Anspruch 12, bei dem die Kompensationsschaltung zur Verstärkungsstabilität Leistungsintegriermittel (90) zum Erzeugen eines Integra tionssignals aufweist, die ein Zeitintegral der Verstärker ausgangsleistung über einen bestimmten Zeitraum darstellt und daß die Ausgangsschaltung Mittel (84) zum Kombinieren des Differenzsignals und des Integrationssignals aufweist.

14. HF-Gegentaktverstärker nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltung zur Verstärkungsstabilität ferner eine Summierstufe (84) aufweist, die ein Summensignal der Temperaturdifferenzen T_HTSK-T_AMB, ein Zeitintegral der Vorwärtsleistung und eine die Verlagerung berücksichtigende Spannung liefert.

15. HF-Gegentaktverstärker nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltung zur Verstärkungsstabilität außerdem ein Summiernetzwerk (96) aufweist, an dessen Eingängen die Ausgangsspannung der Summierstufe und eine feste Referenzspannung anstehen und der Ausgang des Summiernetzwerks eine Referenzspannung für einen Fehlerverstärker der Drainspeisespannungsquelle liefert.