DE19723893A1

DE19723893A1 - Verfahren und Vorrichtung zur digitalen Kompensation der VCO-Nicht-Linearität in einem Radarsystem

Info

Publication number: DE19723893A1
Application number: DE19723893A
Authority: DE
Inventors: Mark Taylor Core
Original assignee: TRW Inc
Current assignee: Northrop Grumman Space and Mission Systems Corp
Priority date: 1996-06-06
Filing date: 1997-06-06
Publication date: 1997-12-11
Also published as: JP2937947B2; JPH1062519A; GB2313970B; GB2313970A; GB9711516D0; US5719580A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf frequenzmodulierte (FM) Entfernungsmeß-Radarsysteme und richtet sich insbesondere auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum digitalen Kom pensieren der Effekte der Nicht-Linearität eines span nungsgesteuerten Oszillators (VCO) bei einer Zwischen frequenz (IF = ZF) Wellenform eines Bereichs oder Entfer nungsmeßradarsystems, und zwar unter Verwendung einer kontinuierlichen variablen Mehrfach-Ratentastung (multi rate sampling) der IF- oder ZF-Wellenform.

Beschreibung des Standes der Technik

Bei einem Ideal-FM-Entfernungsmeßradarsystem wird eine im wesentlichen lineare Impuls- oder eine "Chirp" FM-Wellen form übertragen. Eine Rampeneingangsspannung wird an den Eingang eines VCO (voltage controlled oscillator = span nungsgesteuerter Oszillator) angelegt, um das FM-Chirpsi gnal zu erzeugen. Die VCO-Ausgangsfrequenz ändert sich ansprechend auf das Spannungsrampensignal. Das FM-Chirp signal wird von einer Sendeantenne zu einem Ziel oder ei nem Target hin übertragen. Das Ziel reflektiert das über tragene Chirpsignal und sendet ein Echosignal zurück. Das reflektierte Echosignal wird durch eine Empfangsantenne aufgenommen. Die Empfangsantenne liefert das empfangene Echosignal an einen Mischer. Im Mischer wird das empfan gene Echosignal mit dem übertragenen Chirpsignal gemischt und in ein IF- (ZF)-Signal umgewandelt. Die Frequenz der If (ZF)-Wellenform steht funktionsmäßig in Beziehung mit der Frequenzdifferenz zwischen den übertragenen und emp fangenen Signalen, wobei diese ihrerseits funktionsmäßig in Beziehung steht mit dem Abstand zwischen dem Ziel und der Sendeantenne.

Infolge der Eigenschaften oder der Charakteristika einer tatsächlichen VCO ist die Impulschirp-FM-Wellenform je doch nicht linear. Infolge der durch den VCO eingeführten Nicht-Linearität ist die If (ZF)-Wellenformfrequenz nicht eine einzige Frequenz, sondern ändert sich vielmehr mit der Zeit. Diese sich ändernde Frequenz des IF (ZF)-Signals infolge der Nicht-Linearitätseffekte des VCO wird als "Schmieren (smearing)" bezeichnet. Dieser Schmieref fekt des IF (ZF)-Signals bewirkt (i) eine Verringerung des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses (SNR = signal-to-noise ratio) und (ii) eine zweideutige Enfernungs- oder Be reichsauflösung.

Typischerweise wird das ausgesandte oder übertragene Chirpsignal zur Verhinderung des Verschmierens des IF (ZF)- Signals linearisiert. Bekannte Chirpsignallineari sationssysteme verwenden eine Linearisiervorrichtung mit geschlossener Schleife. Bei einer Linearisiervorrichtung mit geschlossener Schleife liefert ein Frequenzdiskrimi nator ein Spannungssignal proportional zur Sendefrequenz des Senders an einen Eingang eines Komparators. Eine ideale Spannungsrampe wird am anderen Eingang des Kompa rators vorgesehen. Der Komparator liefert ein Signal pro portional zur Differenz zwischen der Frequenzdiskrimina torausgangsspannung und der Spannung der idealen Span nungsrampe. Das Komparatorausgangssignal wird als ein Fehlersignal verwendet, um den VCO zu steuern, um dadurch eine im wesentlichen lineare Impulschirpwellenform zu er zeugen. Dieses Verfahren ist jedoch kompliziert in der Anwendung und ferner sind die Kosten der notwendigen Kom ponenten hoch, um die Linearisiervorrichtung mit ge schlossener Schleife zu realisieren.

Zusammenfassung der Erfindung

Gemäß einem Ausführungs beispiel der vorliegenden Erfindung werden die Effekte der HF-VCO-Nicht-Linearität durch digitale Verarbeitung der getasteten ZF-Daten korrigiert. Die Korrektur kann erreicht werden, durch entweder (i) nicht-gleichförmige Zeittastungen (samplings) der ZF-Daten oder (ii) durch gleichförmige Zeitstastungen kombiniert mit einer numeri schen Interpolation der getasteten IF (ZF)-Daten auf nicht-gleichförmig beabstandete Tastpunkte unter Verwen dung einer kontinuierlich variablen Multi-Ratefiltertech nik.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird eine Vorrichtung vorgesehen zur Verarbeitung eines sich zeitlich verän dernden Signals. Die Vorrichtung weist Mittel auf zum Ta sten eines zeitlich sich ändernden Signals und zum Vorse hen eines getasteten Signals. Die Vorrichtung weist fer ner Mittel auf zum erneuten Tasten (resampling) des geta steten Signals an ausgewählten Zeiten. Mittel sind vorge sehen zur Veränderung der ausgewählten erneuten Tastzei ten und zum Vorsehen eines erneut getasteten sich zeit lich verändernden Signals gemäß der sich ändernden ausge wählten wieder getasteten Zeiten.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird eine Vor richtung vorgesehen zur Korrektur hinsichtlich Nicht-Li nearitäten in Modulationssystemen. Die Vorrichtung weist Mittel auf zur Übertragung oder zum Senden eines sich zeitlich verändernden modulierten Signals, und Mittel zum Empfang eines Echosignals, welches sich aus der Reflexion des übertragenen modulierten Signals ergibt. Die Vor richtung weist ferner Mittel auf zum Vergleich des Si gnals mit dem Echosignal und zum Vorsehen eines Ver gleichsignals, welches für den Vergleich eine Anzeige bildet. Mittel sind vorgesehen zum Tasten (sampling) des Vergleichssignals zu ausgewählten Tast- oder Sample-Zei ten. Die Vorrichtung weist ferner Mittel auf zum effekti ven Verändern oder Variieren der ausgewählten Tastzeiten, um so das Vergleichssignal zu korrigieren, und zwar hin sichtlich Abweichungen von einer nominalen konstanten Frequenz, die sich aus einer nicht-linearen Frequenzmodu lation des übertragenen sich mit der Zeit verändernden modulierten Signals ergibt.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Ver fahren zur Verarbeitung eines sich zeitlich verändernden Signals vorgesehen. Das Verfahren umfaßt die Schritte des Tastens eines sich zeitlich verändernden Signals und des Vorsehens eines getasteten sich zeitlich verändernden Si gnals. Das Verfahren umfaßt das Wiedertasten oder erneu tes Tasten zu ausgewählten Zeiten des getasteten sich zeitlich verändernden Signals und das Verändern der aus gewählten Wiedertastzeiten. Das Verfahren umfaßt ferner das Vorsehen eines wiedergetasteten sich zeitlich verän dernden Signals gemäß den variierten oder veränderten ausgewählten Wiedertastzeiten.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Ver fahren vorgesehen zur Korrektur hinsichtlich Nicht-Linea ritäten in Modulationssystemen. Das Verfahren umfaßt die Schritte des Übertragens oder Aussendens eines sich zeit lich verändernden modulierten Signals, den Empfang eines Echosignals, welches sich aus der Reflexion des übertra genen modulierten Signals ergibt, und das Vergleichen des ausgesandten Signals mit dem Echosignal und das Vorsehen eines den Vergleich anzeigenden Signals. Das Verfahren umfaßt ferner die Schritte des Tastens des Vergleichssig nals zu ausgewählten Tastzeiten und die effektive Verän derung der ausgewählten Tast- oder Probenzeiten, um so das Vergleichssignal zu korrigieren, und zwar hinsicht lich Abweichungen gegenüber einer nominellen konstanten Frequenz, die sich aus der linearen Frequenzmodulation des übertragenen, zeitlich sich ändernden modulierten Si gnals ergibt.

Weitere Vorteile, Ziele und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispie len anhand der Zeichnungen; in der Zeichnung zeigt:

Fig. 1 ein schematisches Blockdiagramm zur Veranschauli chung eines erfindungsgemäßen FM-Bereichs oder Entfernungsradarsystems;

Fig. 2 eine graphische Darstellung einer VCO-Frequenz überstreichungskurve als Funktion der Zeit für den VCO der Fig. 1;

Fig. 3 eine graphische Darstellung der VCO-Überstrei chungsneigung als Funktion der Zeit für die Über streichungsfrequenz der Fig. 2;

Fig. 4 eine graphische Darstellung eines linearen Chirp signals und Echosignals als Funktion der Zeit;

Fig. 5 eine graphische Darstellung eines nicht-linearen Chirpsignals und Echosignals als Funktion der Zeit;

Fig. 6 eine graphische Darstellung einer IF (ZF)-Wellen form für ein Target bei 25 Metern, und zwar sich aus einem nicht-linearfrequenzmodulierten Sendesi gnals ergebend;

Fig. 7 ein schematisches Blockdiagramm eines Teils des digitalen Signalprozessors der Fig. 1;

Fig. 8 ein schematisches Blockdiagramm des weiteren Aus führungsbeispiels eines Teils der vorliegenden Er findung;

Fig. 9 ein Flußdiagramm des Steuerprozesses der vorlie genden Erfindung gemäß Fig. 7;

Fig. 10 ein Flußdiagramm, welches den Steuerprozeß der vorliegenden Erfindung gemäß Fig. 8 veranschau licht;

Fig. 11 eine graphische Darstellung einer Wellenform ähn lich der der Fig. 6, und zwar nach der Linearisie rung gemäß der Erfindung;

Fig. 12 eine graphische Darstellung eines Filterimpulsan sprechens als Funktion der Zeit zur Verwendung in der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 13 eine graphische Darstellung eines verschobenen Filterimpulsansprechens als Funktion der Zeit zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung.

Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels

Fig. 1 zeigt ein FM-Bereichs- oder Entfernungsmeßradarsy stem 20 gemäß der Erfindung. Dieses System 20 weist einen Steuer- oder Regel/Digitalsignalprozessor 22 ("controller/DSP 22") auf, und zwar verbunden mit einer Quelle elektrischer Energie. In dem gezeigten Ausfüh rungsbeispiel ist das Radarsystem 20 in einem Landfahr zeug insbesondere einem Automobil eingebaut. Eine positi ve Klemme einer Fahrzeugbatterie B+ ist elektrisch mit einem Zündschalter 24 verbunden. Der Zündschalter 24 ist elektrisch mit dem Controller/DSP 22 verbunden. Wenn der Zündschalter 24 sich in einer EIN-Position befindet, so verbindet er die elektrische Leistung mit dem Control ler/DSP 22. Bei Erregung initialisiert der Controller/DSP 22 das Radarsystem 20. Die Initialisierung von dem Im pulsradarsystem ist Stand der Technik und braucht daher im einzelnen nicht beschrieben werden.

Vorzugsweise ist der Controller/DSP 22 ein Mikrocomputer. Der Controller/DSP 22 liefert analoge Rechteck- oder Qua dratwellenimpulssteuersignale an einem analogen Rampenge nerator 25 von einem Ausgang 23 eines internen D/A-Um wandlers (nicht gezeigt) des Controller/DSP 22. Man er kennt, daß der Controller/DSP 22 alternativ ein Digital signal an einem externen D/A-Umwandler liefern kann, der seinerseits die analogen Steuersignale für den Generator 25 erzeugen würde. Analoge Rampengenerator 25 liefert an sprechend auf das analoge Rechteckquellenimpulssteuersig nal ein lineares Spannungsrampensignal. Das einzelne Aus gangsspannungsrampensignal vom Generator 25 dauert eine Zeitperiode T gleich der Zeitperiode eines Eingangsimpul ses von dem Controller/DSP 22. Der Aufbau und der Betrieb des Analogrampengenerators ist auf diesem Gebiet der Technik bekannt und wird daher im einzelnen nicht weiter beschrieben.

Der Rampengenerator 25 ist elektrisch mit einem span nungsgesteuerten Oszillator (voltage controlled oscilla tor = VCO) 26 einer monolithischen mikrowellenintegrier ten Schaltung (MMIC = monolithic microwave integrated circuit) 28 verbunden, und zwar ausgelegt für ein Impuls radarsystem. Man erkennt, daß die in dem MMIC 28 enthal tenen Komponenten statt dessen auch unter Verwendung dis kreter Komponenten implementiert werden könnten. Der Ram pengenerator 25 liefert das Spannungsrampensignal an den Eingang 30 des VCO 26. Ein Ausgang 32 des VCO 26 ist elektrisch mit einem Verstärker 34 verbunden. Der VCO 26 liefert ein Oszillationsausgangssignal mit einer Fre quenz, die funktionsmäßig mit dem Eingangsspannungswert am Eingang 30 in Beziehung steht. Wenn die vom Rampenge nerator 25 an den VCO 26 gelieferte Rampenspannung in ih rem Wert linear ansteigt, so steigt auch die Frequenz des VCO-Ausgangssignals an. In der Praxis gilt, daß die VCO-Abstimmeigenschaften eines typischen MMIC-Radarsystems ein Maß an Nicht-Linerarität bei der Frequenzmodulations ausgangsgröße vom VCO bewirken, obwohl der Eingang mit einem linearen Rampeneingangssignal beliefert wird.

Fig. 2 zeigt eine VCO-Frequenzüberstreichungskurve 36, welche die Frequenzmodulation einer tatsächlichen Chirp wellenform von einem typischen MMIC-Radarsystem dar stellt. Ein Spannungsrampensignal vom Rampengenerator 25 steigt linear an, und zwar von 0,2 Volt bis 0,4 Volt. Die sich ergebende Frequenzverminderung des VCO-Ausgangssi gnals ist durch die VCO-Frequenzüberstreichungskurve 36 dargestellt. Die Spannungsrampendauer T betrug 102,2 µsec, was eine Chirpwellenform der gleichen Zeitdauer zur Folge hat. Die nicht-lineare durch die Kurve 36 darge stellte Chirpwellenform besitzt eine Frequenzauslenkung von 387 MHz.

Unter Bezugnahme auf Fig. 3 wird die Nicht-Linearität der Übertragungs- oder Sende-Chirpwellenform repräsentiert durch die VCO-Frequenzüberstreichungskurve 36 der Fig. 2 besser verstanden. Eine VCO-Überstreichungsneigungskurve 38 zeigt die Änderung der Neigung der VCO-Frequenzüber streichungskurve 36 (Fig. 2) als eine Funktion der Zeit. Die Neigung (auch als S(t) bezeichnet) der VCO-Frequenz überstreichungskurve 36 variiert von annähernd -3 MHz/µsec bis -4,2 MHz/µsec über die Periode T = 102,2 µsec.

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 sei bemerkt, daß der Ausgang des Verstärkers 34 elektrisch mit einem Leistungsteiler/Signal splitter 40 verbunden ist. Die verstärkte Chirp wellenform wird von einem Verstärker 34 an den Leistungs teiler 40 geliefert. Der Leistungsteiler 40 besitzt (i) einen verstärkten Ausgang (Ausgangsgröße) 42 elektrisch verbunden mit einem steuerbaren Schalter 46 und (ii) ei nen verstärkten Ausgang (Ausgangsgröße) 44 verbunden mit einem Mischer 48. Der Leistungsteiler/Signalsplitter 40 liefert verstärkte Chirpwellenformsignale an sowohl den steuerbaren Schalter 46 als auch den Mischer 48.

Der steuerbare Schalter 46 ist betriebsmäßig mit (i) ei ner ersten Sendeantenne 48, (ii) einer zweiten Sendean tenne 50 und (iii) einer dritten Sendeantenne 52 verbun den. Der Controller/DSP 22 ist steuerbar mit Schalter 46 über eine Antennenauswahlleitung 54 verbunden. Die Sende antennen 48, 50 und 52 sind betriebsmäßig in der gleichen nach vorne weisenden Richtung des Fahrzeugs angebracht, um so Signale 56 zu einem (nicht gezeigten) Ziel oder Target hin zu senden. Eine Empfangsantenne 58 ist be triebsmäßig am Fahrzeug in der nach vorne weisenden Rich tung angebracht. Die Empfangsantenne 58 empfängt reflek tierte Echosignale 60 der übertragenen Signale 56 vom Ziel.

Jede der Sendeantennen 48, 50, 52 besitzt eine Strahl breite von annähernd 3 Grad. Nur eine Sendeantenne über trägt eine Chirpwellenform zum Ziel hin zu einer Zeit. Wenn ein Fahrzeug auf einer Straße fährt und beim Folgen der Straße sich wendet, so kann eine einzige Sendeantenne nicht genügend Strahlbreite besitzen, um ein Signal aus zusenden, welches in der Lage ist, ein Ziel außerhalb des Strahls zu treffen. Infolgedessen sind Sendeantennen 48, 50 und 52 an beabstandeten Stellen derart angeordnet, daß eine adequate Abdeckung für eine breitere "Radarszene" vor dem Fahrzeug vorgesehen wird. Der Controller/DSP 22 schaltet alternativ zwischen den Sendeantennen unter Ver wendung des Schalters 46 und wählt die Sendeantennen aus, die das stärkste Rückkehrsignal an der Empfangsantenne 58 vorsieht.

Die Empfangsantenne 58 ist elektrisch mit einem Verstär ker 62 mit geringem Rauschen verbunden. Die reflektierten Chirpsignale 60 werden durch die Empfangsantenne 58 an den Niedrigrausch-Verstärker 62 geliefert. Der Verstärker 62 liefert verstärkte reflektierte Chirpsignal an den Mi scher 48. Unter Verwendung bekannter Verfahren kombiniert der Mischer 48 das übertragene Chirpsignal von dem Lei stungsteiler 40 mit dem reflektierten Chirpsignal vom Verstärker 62, um ein Zwischenfrequenzwellenformsignal 64 zu erzeugen (Zwischenfrequenz = ZF oder = IF = interme diate frequency). Die Frequenz des ZF Signals steht funk tionsmäßig in Beziehung mit der Frequenzdifferenz zwi schen dem übertragenen oder ausgesandten Signal 56 und dem Echo 60.

Wenn ein ideales lineares Chirpsignal ausgesandt wird, so ist die augenblickliche Frequenzdifferenz zwischen dem empfangenen Echosignal und dem übertragenen Chirpsignal eine Anzeige für den Abstand von der Antenne zum Target oder Ziel. Die augenblickliche Frequenzdifferenz erzeugt eine ZF-Wellenform mit konstanter Frequenz ω_IF, die wie folgt ausgedrückt werden kann:

l_IF=S·τ_d (1)

dabei ist "S" die Neigung (slope) der übertragenen Chirp wellenform in rads/sec² und τ_d ist die "Rundreise"-Verzö gerung zwischen dem übertragenen Signal und dem empfange nen Echosignal in Sekunden.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 4 und 5 erkennt man das Problem, daß sich durch die Verwendung eines nicht-linea ren VCO ergibt. Ein ideales lineares Sendechirpsignal 57 wird übertragen. Nach einer "Rundreise"-Verzögerungszeit τ_d1 wird ein ideales lineares Rückkehrsignal 59 empfan gen. Zu einer Zeit T1 wird eine Frequenzdifferenz Δω1 zwischen dem linearen Sendesignal 57 und dem linearen Rückkehrsignal 59 existieren, was ein ZF Wellenformsignal der Frequenz ω_IF1 am Ausgang des Systemmischers erzeugt. So lange das Sendesignal 57 und das Rückkehrsignal 59 perfekt linear und parallel bleiben, wird die Frequenz differenz Δω zu jeder Zeit T gleich der Frequenzdifferenz Δω sein (angenommen, daß der Zielabstand konstant bleibt). Diese konstante Frequenzdifferenz erzeugt eine konstante ZF-Wellenformsignalfrequenz ω_IF1 vom Mischer.

Ein nicht-lineares übertragenes Chirp kann durch eine sich zeitlich ändernde Frequenzneigung (slope) S(t) dar gestellt werden. Wenn man die Zeitperiode einer "Rund reise"-Verzögerung mit τ_d ansetzt und die Neigung während eines solchen Intervalls τ_d als konstant ansieht, so kann die ZF-Wellenform wie folgt ausgedrückt werden:

ω_IF(t)=S(t)·τ_d (2)

Gleichung (2) zeigt die Abhängigkeit der ZF-Wellenform frequenz ω_IF(t) von der zeitlich sich verändernden Fre quenzneigung S(t) infolge der sich mit der Zeit ändernden Nicht-Linearität des übertragenen Chirps (Chirpssignal) für die Periode t=O bis t=T. Unter Vernachlässigung von Phasenversetzungen und Rauschen kann eine typische ZF-Wellenform für ein einziges Ziel wie folgt ausgedrückt werden:

v(t)=cos(ω_IF(t)·t) (3)

Für ein Chirpsignal, welches zur Zeit t=O anfängt und zur Zeit t=T endet, ändert sich die ZF-Wellenform ω_IF(t) vom ω_IF(O) bis ω_IF(T). In Fig. 5 ist ein nicht-lineares Sen dechirpsignal 61 dargestellt. Das nicht-lineare Rückkehr signal 63 ist ebenfalls dargestellt und tritt nach einer "Rundreise"-Verzögerungszeit τ_d2 auf. Zu einer Zeit T2 hat nach Verarbeitung durch Mischer 48, wie oben ausge führt, eine Frequenzdifferenz Δω2 zwischen dem nicht-li nearen Sendesignal 61 und dem nicht-linearen Rückkehrsi gnal 63 ein ZF-Signal mit der Frequenz Δω2 zur Folge. Zu einer Zeit T3 hat eine Frequenzdifferenz Δω3 zwischen dem nicht-linearen Sendesignal 61 und dem nicht-linearen Rückkehrsignal 63 ein ZF-Signal mit der Frequenz Δω3 zur Folge. Infolge der Nicht-Linearität des Sendechirp (Signals 61) und des Rückkehrchirp (Signals 63) ist die Frequenzdifferenz Δω3 bei T3 nicht gleich der Frequenz differenz Δω2 zur Zeit T2. Allgemeiner ausgedrückt bedeu tet dies, daß die Frequenzdifferenz zwischen den Sende- und Rückkehrsignalen sich mit der Zeit ändert und daher ändert sich die Frequenz der ZF-Wellenform mit der Zeit. Diese Änderung der ZF-Wellenform hat einen Verlust oder eine Verringerung des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses (SNR = signal to noise ratio) zur Folge und eine zweifelhafte Bereichs- oder Entfernungsauflösung. Wenn das Radarsystem in einem Fahrzeug zur Bestimmung der relativen Geschwin digkeit aus der Ableitung der Entfernungswerte verwendet wird, so werden diese Geschwindigkeitswerte nicht aussa gekräftig.

Da wiederum unter Bezugnahme auf Fig. 1 sei bemerkt, daß der Ausgang 66 des Mischers 48 die ZF-Wellenform über Leitung 64 an ein Tiefpaß-Anti-alias-Filter 68 liefert. Das Anti-alias-Filter 68 liefert die gefilterte ZF-Wel lenform an einen AGC-Verstärker 70 (AGC = automatic gain control) d. h. der Verstärker 70 ist mit automatischen Verstärkungssteuerung oder -regelung ausgerüstet. Der Filter 68 begrenzt die ZF-Wellenform hinsichtlich ihres Bandes auf eine Frequenz unterhalb der Nyquist-Kriteri ums, und zwar vorzugsweise auf einen Wert weniger als 2 MHz für diese Radaranwendung. Es ist bekannt, daß das Nyquist-Kriterium für die Filterbandbreite auf der zu verarbeitenden gewünschten oder Soll-Signalfrequenz ba siert. Daher können andere Abschneidefrequenzen (Grenz frequenzen) ausgewählt werden, und zwar abhängig von den speziellen gewünschten Signalverarbeitungserfordernissen.

Der Ausgang 72 des AGC-Verstärkers 70 ist mit einem Ana log-zu-Digital (A/D)-Umwandler 74 und einem Leistungsde tektor 76 verbunden. Ein Ausgang 73 des Leistungsdetek tors 76 ist mit einem Steuereingang des AGC-Verstärkers 70 verbunden. Der Leistungsdetektor 76 mißt (i) die Lei stung vom Ausgang 72 des AGC-Verstärkers 70 und liefert (ii) ein Signal am Ausgang 73, das funktionsmäßig in Be ziehung steht mit der gemessenen durch AGC-Verstärker 70 vorgesehenen Leistung. Die AGC-Verstärker 70 verwendet das Ausgangssignal vom Leistungsdetektor 76 als ein Rück kopplungsfehlersignal zur Steuerung oder Regelung der Si gnalamplitude am AGC-Ausgang 72. Die Signalamplitude wird auf eine Maximalabweichung von 2 Volt Spite-zu-Spitze ge steuert oder geregelt. Die Spitze-zu-Spitze-Amplitude ei ner ZF-Wellenform steht mit dem Abstand von einem Ziel in Beziehung. Weiter weg gelegebe Ziele erzeugen Spitze-zu- Spitze-ZF-Wellenformen, die mehr Verstärkung erfordern als nahe gelegenere Ziel. Daher liefert ein Verstärker mit variabler Verstärkung, wie beispielsweise der AGC-Verstärker 70, die gewünsche Spitze-zu-Sspitze-Signalam plitude unabhängig von dem Zielabstand vom Fahrzeug.

Es wird auch ins Auge gefaßt, daß die Amplitude der Sig nalausgangsgröße vom AGC-Verstärker 70 durch den Control ler/DSP 22 gesteuert oder geregelt werden könnte. Spezi ell könnte der Controller/DSP 22 ein digitales Steuersi gnal vorsehen, welches funktionsmäßig in Beziehung steht mit der Spitze-zu-Spitze-Amplitude der getasteten ZF-Wel lenform empfangen durch den Controller/DSP 22 vom A/D-Um wandler 74. Das digitale Steuersignal würde von einem Ausgang 75 von einer Digital-zu-Analog (D/A)-Umwandler 77 geliefert. Ein Ausgang 79 des A/D-Umwandlers 77 wird elektrisch mit dem Steuereingang des AGC-Verstärkers 70 verbunden sein. Der D/A-Umwandler 77 würde ein analoges Steuersignal an den AGC-Verstärker 70 liefern. Die Aus gangsamplitude des AGC-Verstärkers 70 würde dann durch das Analogsignal vom D/A-Umwandler 77 in einer Art und Weise gesteuert, ähnlich wie dies für den oben erwähnten Leistungsdetektor 76 erfolgt. Der D/A-Umwandler 77 kann auch intern in dem Controller/DSP 22 vorgesehen sein.

Der Analog-zu-Digital-Umwandler 74 liefert eine Signalta stung (sample) ("v(t(n))") an ein RAM (Random Access Me mory) 81, welches seinerseits die Signaltastung über ei nen Ausgang 78 an den Controller/DSP 22 liefert. Man er kennt, daß der Controller/DSP 22 einen internen Analog- zu-Digital-Umwandler und ein RAM aufweisen kann, derart daß die analoge ZF-Wellenform direkt in einen Eingangsan schluß des internen A/D-Umwandlers eingegeben werden kann. Die verstärkte durch den AGC-Verstärker 70 gelie ferte ZF-Wellenform wird (unter Verwendung des gleichen Beispiels wie oben) durch A/D-Umwandler 74 getastet, und zwar mit einer gleichförmigen Rate über die 102,2 µsec Chirpimpulsdauer hinweg. Speziell sieht der A/D-Umwandler 74 512 gleichförmig beabstandete Tastwerte (samples) (v(t(0)) bis v(t(511)) vor, und zwar für den Control ler/DSP 22 während der Chirpimpulsdauer.

Fig. 6 zeigt eine ZF-Wellenform 81, die wie oben getastet wurde, und zwar ohne durch die vorliegende Erfindung vor gesehene Korrektur. Dieses Beispiel nimmt wiederum ein stationäres Ziel an. Man erkennt, daß die Frequenz der ZF-Wellenform sich ändert, wenn die Tast- oder Sample zahl, die zeitlich später vorgenommenen Tastwerten (sample values) ansteigt. Man sieht eine niedrigere Fre quenz bei Tastwerten, die zeitlich früher genommen wur den, wobei die Frequenz allmählich bei den später genom menen Tastwerten ansteigt. Die Frequenzänderung ist ein Ergebnis der Nicht-Linearität des VCO, wie dies oben un ter Bezugnahme auf Fig. 5 dargestellt wurde. Die Frequen zänderung der ZF-Wellenform 81, die eine tatsächliche ZF-Wellenform für ein Ziel bei 25 Metern darstellt, beträgt 31,2% für dieses Signal.

Wiederum unter Bezugnahme auf Fig. 1 sei bemerkt, daß der Controller/DSP 22 betriebsmäßig mit (i) einem Programm ROM 80, (ii) einem RAM 82 und (iii) einem EEPROM 84 ver bunden ist. Man erkennt, daß entsprechende Speicher auch intern in dem Controller/DSP 22 vorgesehen sein könnten. Das Programm ROM 80 enthält Softwarebefehle, die von dem Controller/DSP 22 zur Steuerung des FM-Bereichs- oder Ab standsradarsystem 20 gemäß der Erfindung verwendet wer den. RAM 82 wird zum Speichern von Werten verwendet, wie beispielsweise von (i) den getasteten ZF-Wellenformsi gnalwerten vom A/D-Umwandler 74, (ii) den Digitalfilter koeffizientetabellen und (iii) den Re-Sampel- oder Wie der-Tastzeittabellen.

Der Controller/DSP 22 ist elektrisch mit einer Fahrzeug geschwindigkeitsteuerung (vehicle cruise controller; Tem pomat) 88 und einer Airbagsteuervorrichtung 87 verbunden. Der Controller/DSP 22 liefert elektrische Signale mit die Zieldetektion und die Zielgeschwindigkeit anzeigenden Ei genschaften oder Charakteristka an die Geschwindigkeits steuerung 88 und die Airbagsteuervorrichtung 87. Die Air bagsteuervorrichtung 87 verwendet diese Information zur Steuerung des Einsatzes eines zugehörigen Airbags. Das Bereichs- oder Entfernungsmeßsystem 20 arbeitet als ein Voraussage-Zusammenstoßsensor für die Airbagsteuerung 87. Elektrische Signale von dem Controller/DSP 22 können auch von anderen Fahrzeugsystemen verwendet werden, bei spielsweise von Objektwarnsystemen, Zusammenstoßwarn- und Vermeidungssystemen, bei der Blindpunktdetektion usw.

Fig. 7 erleichtert das Verständnis der Funktion des Con troller/DSP 22. Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbei spiel der Erfindung werden Ausgangsgrößen 71 vom Radarsi gnalprozessor 95 und Ausgangsgrößen 78 vom A/D-Umwandler 74 an einen Linearisierer 86 angelegt. Der Ausgang 71 liefert die Tast- oder Samplezahlen an eine Filterkoeffi ziententabelle 89. Der Ausgang 78 liefert den sodann ge tasteten Wert der ZF-Wellenform v(t(n)) an einen finiten Impulsansprech-Digitalfilter 90 (finite impulse response = FIR = finite Impulsansprech-Digitalfilter). Die Digi talwerte der ZF-Wellenform sind bei 78 mit einer vorbe stimmten Tast- oder Samplerate verfügbar.

Der Controller/DSP 22 kompensiert die Effekte der VCO-Nicht-Linearität der ZF-Wellenform. Es sei dabei in Erin nerung zurückgerufen, daß eine nicht-lineare Frequenzmo dulation im Sende-Chirpsignal eine sich verändernde Fre quenz für die ZF-Wellenform zur Folge haben würde, wenn der Zielbereich oder Zielabstand konstant ist. Diese Fre quenzveränderung oder -variation bei der ZF-Wellenform würde folgendes zur Folge haben: (i) eine Verringerung des Signals zu Rauschverhältnisses (SNR) und (ii) eine nicht-eindeutige Bereichs- und Entfernungsauflösung. Unter Ver wendung der vorliegenden Erfindung wird eine ZF-Wellen form mit konstanter Frequenz erhalten, und zwar durch Kompensation hinsichtlich der nicht-linearen Effekte des VCO 26. Diese hier als Linearisierung bezeichnete Kompen sation wird erreicht durch erneutes Tasten (resampling, Wiedertasten) der durch den A/D-Konverter oder Wandler 74 gelieferten ZF-Wellenform. Das Wiedertasten oder Resamp ling geschieht im Linearisierer 86 zu nicht gleichförmig beabstandeten Zeiten t′ derart, daß folgendes gilt:

cos(ω_IF(t′(t))·t′(t))=cos(ω_NOM·t) (4)

wobei t′(t) eine nicht gleichförmig aufgetragene Zeit in einem kontinuierlichen Zeitsystem repräsentiert. Die Be zeichnung t′(n) repräsentiert eine nicht gleichförmig be abstandete Zeit in einem diskreten Zeitsystem. Dadurch daß man den arcus cosinus auf beiden Seiten der Gleichung (4) nimmt, erhält man folgendes:

ω_IF(t′(t))·t′(t)=ω_NOM·t (5)

wobei ω_NOM die nominale konstante Frequenz ist. Die nomi nale konstante Frequenz ω_NOM wird derart ausgewählt, daß t′(T)=T, wobei t′ die nicht gleichförmige Zeit in einem kontinuierlichen Zeitsystem ist, und zwar zur Zeit T und T ist die Zeitdauer des Chirpsignals.

Dies hat folgendes Resultat:

ω_NOM=ω_IF(T) (6)

Setzt man die Gleichung (2) und (6) in Gleichung (5) ein, so ergeben sich:

S(t′(t))·t′(t)·τ_d=S(T)·t·τ_d (7)

Es sei bemerkt, daß τ_d aus der Gleichung (7) herausge strichen werden kann, was anzeigt, daß die gewünschte nicht-gleichförmige Wiedertastenzeitfunktion, t′ (t) (in kontinuierlicher Zeitdarstellung), unabhängig ist von dem Ziel- oder Targetabstand und daher die ZF-Wellenform ir gendeiner Frequenz linearisieren wird. Nach der Eliminie rung von τ_d kann dann, wenn N Tastungen oder Samples der ZF-Wellenform genommen werden sollen, die Funktion t′(t) in der Gleichung (7) ausgewertet werden, um den folgenden N-Gleichungen zu genügen:

wobei t′(n) die diskrete nicht gleichförmig beabstandete Zeit t′ für eine Probe n und wobei N die Gesamtzahl der Proben ist, die pro Impulsdauerzeitperiode T genommen wird. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vor liegenden Erfindung werden 512 Tastungen (Proben, Sam ples) genommen, d. h. N=512, und zwar geschieht dies wäh rend der Chirpdauer von T=102,2 µsec.

Wiederum unter Bezugnahme auf die Fig. 2 und 3 sei be merkt, daß die VCO-Überstreichungsneigungskurve 38, S(t), die Neigungsänderung der VCO-Frequenzüberstreichungskurve 36 als eine Funktion der Zeit zeigt. Wie man anhand der Kurve 38 erkennt, ändert sich die Neigung der Kurve 36 von annähernd -3 MHz/µsec zu -4,2 MHz/µsec über 102,2 µsec hinweg. Es wurde empirisch bestimmt, daß die Nicht-Linearität eines typischen VCO, wie durch die Kurve 38 gezeigt, unter Verwendung der vorliegenden Erfindung li nearisiert werden kann, und zwar auf weniger 1% Rest- Nicht-Linearität, und zwar durch Verwendung einer Polyno mannäherung zweiter Ordnung von S(t), was wie folgt aus gedrückt wird:

S(t)=c₂t²+c₁t+c₀ (9)

Um die Berechnungen zu vereinfachen, sei angenommen, daß die Chirpdauer als T=1 definiert sei. Dadurch ergibt sich aus Gleichung (9) folgendes:

S(T)=c₂+c₁+c₀ (10)

Die Substitution der Gleichungen (9) und (10) die Glei chung (8) hat zur Folge, daß die N-Gleichungen für die nicht gleichförmigen kontinuierlichen variablem Tastzei ten t′(n) folgendes werden:

Dieser Satz von N-kubischen Gleichungen wird gelöst, um die diskreten nicht gleichförmigen Wieder-Tastzeiten t′(n) (in diskreter Zeitdarstellung) zu erhalten, die ei ne nicht-lineare Zf-Wellenform linearisieren werden. Die gewünschte Lösung ist die Wurzel des Polynoms, das sich im Intervall [0,1] befindet. Die Wurzel des Polynoms kann unter Verwendung des Verfahrens der "Bisektion" gefunden werden, wie dies in der folgenden Literaturstelle offen bart ist: "Numerical Recipes in C" by W. Press, Camb ridge, Ma, USA, veröffentlicht von Cambridge University Press, 1992. Die Offenbarung dieser Schrift wird zum Ge genstand der vorliegenden Anmeldung gemacht. Es sei be merkt, daß dann, wenn die getastete ZF-Wellenform eine konstante Frequenz ist infolge eines perfekt linearen Chirpsignals, die diskreten Wiedertast(resample)-Zeiten t′(n) in der Tat zu gleichförmigen Zeiten auftreten.

Um die 512 diskreten nicht-gleichförmigen Wiedertastzei ten t′(n) für ein spezielles Problem zu bestimmen, wie es bei der Nicht-Linearität der VCO-Frequenzmodulation auf tritt, werden die Polynome dritter Ordnung gelöst. Für andere Anwendungen wird die kontinuierliche variable Multi-Ratentastumwandlung unter Verwendung unterschiedli cher Algorithmen erreicht, um die gewünschten Wiedertast- oder Re-Sampelzeiten oder zufallsmäßig ausgewählte Wie der-Sampelzeiten zu bestimmen. Der ausgewählte Algorith mus hängt von dem speziellen Problem ab.

Obwohl in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Algo rithmus, d. h. Gleichung 11, verwendet zur Bestimmung der ausgewählten Wieder-Tastzeiten empirisch vorherbestimmt wird, kann ein Algorithmus verwendet zur Bestimmung der ausgewählten Wieder-Tastzeiten alternativ in Realzeit be stimmt werden. Beispielsweise wird die allgemeine Form eines Polynoms im Speicher gespeichert. Die ZF-Wellenform wird für eine Impulsdauerzeitperiode T getastet. Die Größe der Nicht-Linearität der ZF-Wellenform wird be stimmt durch Vergleichen der Frequenzveränderung oder Frequenzvariation über die ganze Impulsdauerzeitperiode hinweg. Koeffizienten für das allgemeine Polynom werden bestimmt. Als nächstes werden die Polynome gelöst und ein Satz von ausgewählten nicht gleichförmigen Wieder-Tast zeiten wird bestimmt. Die Wieder-Tastzeiten werden in den Gleichungen 12 und 13 ausgewertet und die "Linearität" der wieder-getasteten ZF-Wellenform wird bestimmt. Wenn die wieder-getastete ZF-Wellenform nicht hinreichend li near ist, so werden die Koeffizienten des allgemeinen Po lynoms geändert und ein neuer Satz von ausgewählten nicht-gleichförmigen Wieder-Tastzeiten wird bestimmt. Dieser neue Satz von nicht-gleichförmigen Wieder-Tastzei ten wird wie oben ausgewertet. Sobald ein Satz von nicht gleichförmigen Wieder-Tastzeiten eine hinreichend lineare wieder-getastete ZF-Wellenform liefert, werden sie alle für die Realzeitimplementation der vorliegenden Erfindung gespeichert.

Die Wieder-Tastzeiten können zu einer vorbestimmten Zeit bestimmt werden, beispielsweise jedes Mal dann, wenn das Radarsystem mit Energie versorgt oder eingeschaltet wird. Diese periodische auf den neuesten Standbringen der Wie der-Tastzeiten sieht ein kontinuierlich variables Multi-Ratentastsystem vor, welches sich an die Änderungen der VCO Nicht-Linearität über die Zeit hinweg anpaßt. Alter nativ kann die Bestimmung der Wieder-Tastzeiten durch den Controller/DSP 22 als eine Subroutine geringer Priorität ausgeführt werden, und zwar in einer Reihe von Schritten innerhalb des Controller/DSP 22. Es kann auch ein unter schiedlicher Algorithmus verwendet werden, um die nicht- gleichförmigen Wieder-Sampelzeiten zu bestimmen, die eine unterschiedliche Nicht-Linearität in dem wieder-getaste ten ZF-Signal anstelle eines linearisierten ZFC-Signals zu Folge haben würde.

Die direkte nicht-gleichförmige Wieder-Tastung der ZF-Wellenform ist ein Weg, um die Linearisierung zu errei chen. Vorzugsweise werden die nicht-gleichförmigen Wie der-Tastzeiten t′(n) effektiv mit einem Interpolationsdi gitalfilter synthetisiert, und zwar unter Verwendung ei nes kontinuierlich variablen Multi-Ratenfilterverfahrens. Angenommen, daß die ZF-Wellenform dem Nyquist-Kriterium genügt, wird die Interpolation dadurch erreicht, daß man die getasteten ZF-Wellenformdaten durch ein digitales Tiefpaßfilter leitet. Das Tiefpaßfilter besitzt ein Im pulsansprechen h(t) und die Wieder-Tastung erfolgt zu den bestimmten nicht-gleichförmigen Tastzeiten t′(n).

Die ZF-Wellenform-Wiedertastung und -Rekonstruktion, die eine linearisierte wieder-getastete ZF-Wellenform er zeugt, kann als eine diskrete Zeitrechnung mit gleichför mig beabstandeten Tastwerten v(mT_S) der ZF-Wellenform v(t) folgen, und zwar unter Verwendung eines interpolie renden sich mit der Zeit verändernden Digitalfilters. Das zeitlich sich verändernde Digitalfilter wandelt die gleichförmig beabstandete Tastung in kontinuierlich va riable Multi-Ratentastung am. Die Multi-Ratentastung ist "kontinuierlich variabel", und zwar deshalb weil sich die Dauer der Wieder-Tastzeiten kontinuierlich verändert.

Ein Algorithmus für eine allgemeine diskrete Zeitimple mentation eines Tiefpaßfilters zur Wieder-Tastung und Re konstruktion einer ZF-Wellenform, wie oben beschrieben, kann wie folgt ausgedrückt werden.

wobei v(t′(n)) nicht gleichförmig wieder-getastete Werte der ZF-Wellenform v(t) sind, v(mT_S), gleichförmig geta stete Werte der ZF-Wellenform v(t) sind und h(t′(n)-mT_S) ein Impulsansprechen eines Tiefpaßfilters darstellt, und zwar für einen nicht-gleichförmigen Zeitschritt t′(n), verschoben um mT_S und wobei T_S gleichförmig beabstandete Intervalle sind, und zwar gleich T/(N-1), wobei T die Im pulsdauerzeitperiode ist, und wobei schließlich N die Ge samtzahl der Tastungen ist, die während der Impulsdauer genommen werden, und zwar beispielsweise 512 Tastungen.

Ein ideales Interpolationsfilter besitzt (i) ein Größen ansprechen von |H(ω)|=1 während die Phasenverschiebung Θ=0 für Frequenzen unterhalb f_S/2, wobei f_S die Tastrate (Tastfrequenz) ist, und wobei das Filter (ii) eine Grö ßenordnung ansprechend von |H((ω)|=0 für Frequenzen ober halb f_S/2. Infolge der Periodizität der Frequenzdomaine oder des Frequenzbereichs, die sich aus dem gleichförmi gen Tasten ergibt, hat die diskrete Zeitimplementation dieses idealen Filters ein Größenansprechen von |H(ω)|=1 für alle Frequenzen. Nimmt man an, daß das geta stete Signal auf eine Frequenz unterhalb Nyquist f_s/2 bandbegrenzt ist, wie dies oben unter Verwendung des Fil ters 68 beschrieben ist, so sollte die Filterkonstruktion diese Charakteristika über die Bandbreite des durchge lassenen ZF-Signals annähern.

Ein linearer Phasen-FIR-Filter mit einem Impulsansprechen der allgemeinen Form (sin x)/x, konstruiert unter Verwen dung eines bekannten Window- oder Fensterkonstruktions verfahrens, liefert ein Filter, das den obigen Anforde rungen entspricht. Ein FIR-Filter mit einem Impulsanspre chen h(t), das den integralen quadratischen Fehler zwi schen den gewünschten Frequenz ansprechen und dem tatsäch lichen Frequenzansprechen (Soll-Frequenzansprechen und Ist-Frequenzansprechen) minimiert, kann dadurch gefunden werden, daß man h(t) auf die Länge MT_S zurückschneidet, wobei M die Ordnung des Filters ist. Eine bekannte Fen ster- oder Windowfunktion wird sodann auf h(t) angewandt, um die durch die Zurückschneidung hervorgerufenen Gibbs-Schwingungen oder Oszillationen zu reduzieren. Andere Al gorithmen werden ins Auge gefaßt, die dazu verwendet wer den können, ein Linearphase-FIR-Filter zu konstruieren, beispielsweise der Parks-McClellan-Algorithmus.

Durch Anwendung des oben beschriebenen Verfahrens kann eine bevorzugte Impulsansprechfunktion h(t) des Interpo lationsfilters und ein Hamming-Fenster wie folgt ausge drückt werden:

wobei sin(πt/T_S)/(πt/T_S) das Impulsansprechen des Tief paßfilters der Form sin x/x ist, M=10 für einen Filter 10. Ordnung (10 tap(Abgriff)-Filter), und 0,54-0,46cos[(2 πt/MT_S] die Implementation des Hamming-Fensters ist. Fig. 12 zeigt das Impulsansprechen für das Interpolationsfil ter ausgedrückt in Gleichung 13, und zwar sowohl das Tiefpaßfilter als auch das Hamming-Window oder -Fenster einschließt.

Wiederum bezugnehmend auf Fig. 7 sei bemerkt, daß gemäß einem bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung hin reichend Speicherkapazität für eine Koeffiziententabelle 89 verfügbar ist, und zwar mit zehn Filter "tap"(Abgriff)-Koeffizientenwerten für jede der 512 Ta stungen. Die Gleichungen 12 und 13 liefern die zehn Fil tertap- oder -abgriffkoeffizientenwerte h(n) des Tiefpaß filter 90 mit der angewandten Window- oder Fensterfunkti on. Die Filterkoeffizientenwerte werden durch Auswertung der Gleichung 12 bestimmt, und zwar mit dem Impulsanspre chen der Gleichung 13 substituiert für h(t′(n)-mT_S) für jede Tastung. Die Gleichung 12 wird für jede Tastung mit t=(t′(n)-mT_S), M=10 und T_S=1 gelöst. Jede Tastung hat ei nen entsprechenden Satz von 10 Filtertapwerten. Die Aus wertung der Gleichungen 12 und 13 innerhalb der "t" ange gebenen Grenzen liefert nur zehn Nicht-Nullwerte von h(t′(n)-mT_S pro Tastung n. Die zehn Nicht-Nullwerte von h(t′(n)-mT_S) für jede Tastung sind die Filter-tap-Koeffi zientenwerte, die in der Filterkoeffiziententabelle 89 gespeichert sind.

Das Interpolationstiefpaßfilter 90 ist ein zeitlich sich veränderndes Linearsystem, in dem das Impulsansprechen h(m) sich mit jedem Zeitschritt n ändert. Die Filterkoef fiziententabelle 89 wird zur Speicherung der Filtertap-Koeffizientenwerte, wie oben beschrieben, verwendet und liefert die Filterkoeffizientenwerte h(m) an das FIR-Filter 90. Da jedes Filterausgangsfilter v(t′(n)) einen entsprechenden Satz von zehn Filtertapwerten besitzt, ist die Filterkoeffiziententabelle 89 eine 10×512 Matrix von Werten. Die getasteten Daten v(mT_S) vom A/D-Ausgang 78 werden an das FIR-Filter 90 geliefert. Die Filterkoeffi zientenwerte aus der Koeffiziententabelle 89 und die ge tasteten Daten vom A/D-Umwandler 74 werden in dem FIR-Filter 90 verarbeitet, um die rückgetastete gefilterte Ausgangsgröße v(t′(n)) zu erzeugen. Die wieder-getastete Ausgangsgröße v(t′(n)) wird an eine Spektrumsschätzungs funktion 94 geliefert. Spektrumschätzfunktionen sind, wie in der Technik bekannt, und werden daher hier nicht wei ter beschrieben. Die Ausgangsgröße des Spektrumsschätzers 94 wird an den Radarsignalprozessor 95 geliefert. Der Ausgang des Radarsignalprozessors 95 liefert Signale an andere Fahrzeugsysteme, wie oben beschrieben.

Fig. 9 verbessert das Verständnis des Steuerregelprozes ses des Linearisierers 86 gemäß Fig. 7, der die oben be schriebenen Interpolationstiefpaßfilter- und Fenster-Al gorithmus ausführt. Im Schritt 202 erfaßt der Linearisie rer 86 "N" ZF-Signaltastungen v(n) für n=0, 1, 2 . . . . ., N-1, und zwar vom A/D-Umwandler 74. Als nächstes wird im Schritt 204 der Filteralgorithmus ausgeführt. Es sei in Erinnerung gerufen, daß das Filter eine 10×512 Matrix von Filterkoeffizientenwerten ist, und zwar gespeichert in der Filterkoeffiziententabelle 89. Die Filterkoeffizien tentabelle 89 besitzt 10 Filtertapwerte für jeden der 512 Tastwerte. Die Filterkoeffiziententabelle 89 liefert zehn Filtertapwerte an das FIR-Filter 90, und zwar für jeden Filterausgangsgrößenwert v(t′(n)). Die an den FIR-Filter 90 gelieferten Werte werden im Filteralgorithmus verwen det, um die wieder-getasteten Signalwerte v(t′(n)) zu be stimmen. Der Filteralgorithmus wird vorzugsweise gemäß folgender Formel ausgeführt:

wobei N die Zahl der Tastungen ist, M die Filterordnung (ganzzahlig) ist, h(n,m′) eine N×M Anordnung von Filter koeffizienten ist, wobei die Zeile oder Reihe n den N-Filterkoeffizienten zur Zeit des Schrittes n entspricht, wobei ferner v(t′(n)) die wieder-getasteten Daten sind, T_S eine Tastperiode ist und wobei schließlich t′′(n)=(N-1)t′(n) ist. Die Gleichung 14 wird ausgewertet mit T_S=1 und v(m′+[t′′(n)])=0. wenn m′+[t′′(n)]<0 und m′+[t′′(n)]<N-1, wobei die [] anzeigen "least integer greater than" (kleinste ganze Zahl größer als). Im Schritt 206 liefert FIR-Filter 90 die Werte "linearisierte" ZF-Wellenform v(t′(n)) an die Spektrumschätzfunktion 94. Als nächstes liefert im Schritt 208 die Spektrumschätzfunktion 94 das wieder-getastete ZF-Wellenformsignal an den Radarsignal prozessor 95.

Fig. 11 zeigt eine wieder-getastete linearisierte ZF-Wel lenform 102, der nicht-linearen ZF-Wellenform 61 in Fig. 6. Man erkennt, daß die Frequenz der ZF-Wellenform 102 über die Tastung hinweg konstant ist. Der Radarsignalpro zessor 95 verarbeitet unter Verwendung von Verfahren, die auf dem Gebiet der Technik bekannt sind, die lineari sierte ZF-Wellenform, um (i) Ziele innerhalb der Ra dar"Szene" zu detektieren und (ii) den einmal detektier tes Ziel oder Target zu verfolgen. Die Ziele oder Target detektion umfaßt die Klassifikation eines Ziels als eine wahre Bedrohung oder eine Störung. Das Verfolgen umfaßt die Verwendung von Algorithmen, um die Bahn des Ziels festzustellen und Änderungen in der Position und der Bahn des Ziels zu überwachen. Der Radarsignalprozessor 95 lie fert Steuersignale an andere Fahrzeugsysteme ansprechend auf die oben beschriebene Ziele oder Targetdaten.

Fig. 8 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfin dung, und zwar zur Verwendung in einem System mit ungenü gend Speicher zur Speicherung einer 10×512 Matrix von Filterkoeffizienten. Die Ausgänge oder Ausgangsgrößen 71 und 78 vom A/D-Umwandler 74 liefern die Tastzahl und die getastete ZF-Wellenform an einen Linearisierer 91. Die Ausgangsgröße 71 liefert die Tastzahl n an eine Wieder-Tastzeittabelle 96. Die Wieder-Tastzeittabelle 96 enthält die nicht-gleichförmigen Wieder-Tastzeiten t′(0) bis t′(511), wie dies unter Verwendung der obigen Gleichung 11 bestimmt wird. Die Wieder-Tastzeittabelle 96 liefert die nicht-gleichförmigen Wieder-Tastzeiten t′(n) an eine Koeffizientenrechenfunktion (Koeffizientenrechner) 98. Da die Wieder-Tastzeit t′(n) nicht-gleichförmig beabstan det sind, sind die zehn Filtertapkoeffizienten unter schiedlich für jeden unterschiedlich beabstandeten Zeit schritt. Die zehn Filtertapkoffizienten für eine indivi duelle oder einzelne Probe werden in dem Koeffizienten rechner 98 bestimmt. Die Filtertapkoeffizientenwerte werden gemäß dem Impulsansprechen für das Digitalfilter wie in Gleichung 13 oben ausgedrückt und in Fig. 12 ge zeigt, bestimmt. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbei spiel wird die Impulsfunktion der Gleichung 13 ausgewer tet und 321 Impulsansprechwerte bezüglich der Zeit werden im RAM 82 gespeichert, und zwar zur Verwendung durch den Koeffizientenrechner 98. Die 321 Werte sind von gleich förmig beabstandeten Zeitintervallen gespeichert.

Wie oben beschrieben, werden die Reihen von Filterkoeffi zientenwerten h(-M/2), h((-M/2)+1)) . . . ., h(M/2-1) unter Verwendung der zuvor gespeicherten Werte des Impulsan sprechens gemäß Fig. 12 bestimmt. Gemäß der vorliegenden Erfindung sind die Wieder-Tastzeiten nicht gleichförmig. Da die Wieder-Tastzeitperioden nicht gleichförmig sind, wird die Impulsfunktion um eine Bruchteilsgröße gegenüber dem Ursprung verschoben, und zwar relativ zu einem ge speicherten örtlichen Maximalwert der Impulsfunktion an geordnet an einer gleichförmigen Zeitperiode. Beispiel weise kann die zehnte Wieder-Tastzeit zur Zeit 10,2 auf treten. Wenn die Impulsfunktion h(t′(n))-m′T_S) mit t′(n)=10,2 und m′T_S=10 ausgewertet wird, so wird die Im pulsfunktion gemäß Fig. 12 um 0,2 verschoben, wie in Fig. 13 gezeigt. Der örtliche Maximalwert der Impulsfunktion für jeden der zehn Filterkoeffizientenwerte in Fig. 13 ist in ähnlicher Weise verschoben. Die Filtertapwerte zu den Zeiten 6-15 werden unter Verwendung linearer In terpolation bestimmt. Diese Bestimmungen haben zehn In terpolationen für jede nicht-gleichförmige Tastung t′(n) zur Folge. Für jede Interpolation ist y ein örtlicher Filtertapwert und x ist ein Wert entsprechend der Größe, der die Impulsfunktion der Fig. 12 verschoben wird. Die Filtertapwerte von der verschobenen Impulsfunktion werden erhalten durch Interpolation zwischen den zwei am dichte sten benachbarten gespeicherten Impulsfunktionswerten der 321 gespeicherten Werte, die auf jeder Seite einer Filtertapstelle und eines Filtertaportes sind. Der ver schobene Wert ist die Bruchteilsgröße der Zeit, in der die nicht-gleichförmige Zeit t′(n) von einer gleichförmi gen Zeit verschoben ist, und zwar für die gespeicherte Impulsfunktion der Fig. 12. Die zehn Filterkoeffizienten werte h_n(m′) und die gleichförmig getasteten Daten v(t(n)) vom A/D-Ausgang 78 werden an den FIR-Filter 100 geliefert. FIR-Filter 100 arbeitet die gleichförmig geta steten Daten und die Filterkoeffizienten zum Vorsehen der gefilterten wieder-getasteten linearisierten Ausgangs größe v(t′(n)) an die Spektrumästimator- oder Schätzfunk tion 94. Die Spektrumschätzfunktion 94 liefert die wie der-getatetes ZF-Wellenform an den Radarsignalprozessor 95, wie oben beschrieben.

Fig. 10 ermöglicht das Verständnis des Steuerprozesses des Linearisierer 91 im Digitalsignalprozessor 22 gemäß Fig. 8. Beginnend mit Schritt 300 (Acquire N samples = erfasse N-Tastungen) erfaßt der Linearisierer 91 "N" gleichförmig beabstandete ZF-Signaltastungen v(n) für n=0, 1, 2, . . ., N-1 vom A/D-Umwandler 74. Als nächstes sind im Schritt 302 (Initialize n = 0; Initialisiere n = 0) wird der Linearisierer 91 initialisiert und "n" wird gleich Null gesetzt. Im Schritt 304 (Fetch value of t′(n) from table = hole Wert von t′(n) aus Tabelle) liefert der Radarsignalprozessor 95 eine gleichförmige Probenzahl oder Nummer "n" an den Linearisierer 91 auf Leitung 71. Eine entsprechende nicht-gleichförmige Wieder-Tastzeit t(n) wird von der Wieder-Tastzeittabelle 96 überholt. So dann schreitet der Prozeß zum Schritt 306 weiter. Im Schritt 306 (Calculate values for h(m) = berechne Werte für h(m)) werden die zehn Filtertapkoeffizientenwerte für den nicht-gleichförmigen Wieder-Tastzeitschritt t′(n) be stimmt. Da die Zeitschritte nicht gleichförmig sind, be sitzt jeder unterschiedliche nicht-gleichförmige Zeit schritt einen unterschiedlichen Satz von zehn Filtertap koeffizienten.

Der Koeffizientenrechner 98 bestimmt die Bruchteilsgröße der Zeit, mit der die Impulsfunktion der Fig. 12 für den speziell nicht-gleichförmigen Wieder-Tastwert verschoben werden muß, beispielsweise eine Verschiebung von 0,2 für die nicht-gleichförmige Zeitperiode von 10,2, gezeigt in Fig. 13 für eine zehnte Tastung "n". Die 321 gespeicher ten Werte der Impulsfunktion gemäß Fig. 12 werden vom RAM 82 wieder aufgerufen. Die Impulsfunktion der Fig. 12 wird um die geeignete Größe, wie in Fig. 13 gezeigt, verscho ben. Sobald die Impulsfunktion verschoben ist, wird jeder der zehn Filtertapwerte für die verschobene Impulsfunkti on in Fig. 13 bestimmt, und zwar durch lineare Interpola tion zwischen zwei Impulsfunktionswerten benachbart zu einem Filtertap. Die Impulsfunktionswerte werden von den 321 gespeicherten Impulsfunktionswerten erhalten. In im Fig. 13 gezeigten Beispiel wird die Linearinterpolation, wie oben beschrieben, dazu verwendet, um die Filtertap werte zu bestimmen, und zwar entsprechend den Filtertaps bei 6, 7, . . ., 15. Diese Filtertapwerte sind die Filter koeffizienten für diese nicht-gleichförmige Wieder-Tast zeit, d. h. 10,2, welche die zehnte gleichförmige Tastung der ZF-Wellenform vorgesehen durch den A/D-Umwandler 74 "linearisieren". Sodann schaltet der Prozeß zum Schritt 308.

Im Schritt 308 (Performed filter and store re-sampled va lues = Ausführen des Filterns und Speichern des wieder getasteten Wertes) wird die Filterung ausgeführt, wobei zehn der gespeicherten gleichförmig getasteten Werte vom Schritt 300 an das FIR-Filter 100 geliefert werden. Der Koeffizientenrechner 98 liefert die Filterkoeffizienten an den FIR-Filter 100. Die FIR-Filterung 100 wird gemäß der folgenden Gleichung ausgeführt:

und die Auswertung erfolgt innerhalb der definierten Grenzen von:

wobei N die Anzahl der Tastungen ist, M die Filterordnung (ganzzahlig) ist, v(t′(n)) die wieder-getasteten Daten sind, h_n(m′) die Filterkoeffizienten beim Zeitschritt t′(n) sind, T_S die Tastperiode ist, die gleich eins (i) ist, und wobei t′′(n)=(N-1)t′(n) die Wieder-Tastzeit ist, und zwar in Einheiten einer neuen Zeitskala mit T_S=1 und T=N-1. Der wieder-getastete Wert v(t′(n)) für diese Ta stung wird gespeichert. Im Schritt 310 wird der Wert von "n" um eins inkrementiert. Im Schritt 312 wird bestimmt, ob n<511. Wenn die Bestimmung negativ ist, so wird der Prozeß zurück zum Schritt 304 geschleift, wo der nächste nicht-gleichförmige Wieder-Tastzeitwert t′(n) geholt wird, verarbeitet wird, und wobei der sich ergebende Wert für v(t′(n)) gespeichert wird. Wenn die Bestimmung im Schritt 312 zustimmend ist, was anzeigt, daß die Filte rung an allen Tastungen ausgeführt wurde, so schreitet der Prozeß zum Schritt 314. Im Schritt 314 (To spectrum estimator function = zur Spektrumschätzfunktion) werden die gespeicherten wieder-getasteten Signalwerte v (t′(n)), die die linearisierte ZF-Wellenform repräsentiert an die Spektrumschätzfunktion 94 geliefert. Die Spektrumschätz funktion 94 liefert die wieder-getastete Wellenform an den Radarsignalprozessor und der Prozeß geht zurück zum Schritt 300 oder die Schleife kehrt zu diesem Schritt 300 zurück. Der Radarsignalprozessor 95 liefert Steuersignale wie oben beschrieben, an andere Fahrzeugsysteme.

Obwohl das beschriebene Ausführungsbeispiel die nicht- gleichförmigen Wieder-Tastzeiten in der Wieder-Tastzeitt abelle 96 speichert, erkennt der Fachmann, daß die Fil terkoeffizienten in Realzeit unter Verwendung von Algo rithmen, wie beispielsweise die Gleichungen 11, 12 und 13 abgeleitet werden können. Anders ausgedrückt, kann die Gleichung 11 durch den Controller/DSP 22 gelöst werden, um die nicht-gleichförmigen Tastzeiten vorzusehen. Die Gleichungen 12 und 13 würden die nicht-gleichförmigen Ta stzeiten verwenden, um die Filterkoeffizientenwerte vor zusehen.

Die spezielle diskrete Zeitimplementation des Filters des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 8, die in Gleichung 15 ausgedrückt ist, und in Schritt 308 ausgeführt wird, wird aus der allgemein diskreten Zeitfilterimplentation ausge drückt in Gleichung 12 entwickelt. Gleichung 12 ist die Implementation eines Digitalfilters mit einer Filter transferfunktion h(t′(n)-mT_S) ausgewertet in einer nicht- gleichförmigen Zeit. Ein geeignetes Filterimpulsanspre chen h(t) mit einer Fenster- oder Windowfunktion zur Ver wendung in Gleichung 12 ist in Gleichung 13 gezeigt. Die Gleichungen 12 und 13 werden zusammen ausgewertet, um das Digitalfilter t=(t′(n)-mT_S zu implementieren. Die prakti sche Implementationsgleichung 13 ist außerhalb des Be reichs (-M/2)T_S< t <(M/2)T_S zu- oder abgeschnitten.

Für jeden Wert von "n" gibt es nur M Nicht-Nullwerte für h(t′(n)=mT_S) in der unendlichen Summe der Gleichung 12. Die Nicht-Nullausdrücke sind bestimmt durch:

oder ausgedrückt als

wobei angibt "least integer greater than" = kleinste ganze Zahl größer als und anzeigen "greatest integer less than" = größte ganze Zahl kleiner als. Die unendli che Reihe der Gleichung 12, die für Nicht-Nullausdrücke ausgewertet ist, kann wie folgt ausgedrückt werden:

wobei durch Definition einer neuen Summationsindexvaria blen m′=m-t′(n)/T_S die Gleichung 19 wie folgt geschrie ben werden kann:

Die Gleichung 20 ist t′(n)T_S-t′(n)/T_S=-1 mit Ausnah me, dann wenn t′(n)= kT_S, in welchem Falle es Null ist. Daher gelten

und

Wenn in Gleichung 22 t′(n)=kT_S ist der Ausdruck in der Summe, wenn m′=M/2 gleich Null. Daher gilt:

wenn

gilt, dann reduziert sich der Impulsansprechausdruck der Gleichung 23 auf:

Da h(-t)=h(t)), reduziert sich die Gleichung (25) weiter auf

wobei t′(n) in dem Bereich [0,1] liegt. Die Substitution der Gleichung (26) in die Gleichung (23)

Mit der Definition einer neuen ′Wieder-Tastzeitvariablen

ergibt sich sodann

Um den Ausdruck für v(t′(n)) zu vereinfachen und den Aus druck für eine diskrete Zeitberechnung geeignet zu ma chen, wird die Zeitskala derart redefiniert, daß T_S=1.

Daher gilt

Die Definition h(m′-τ_n)=h_n(m′) und die Substitution in Gleichung 30 ergibt folgendes:

Die Gleichung (31) wird ausgewertet mit v(m′+ [t′′(n)] de finiert als Null für alle Werte m′+[t′′(n)] außerhalb des Bereichs [0,N-1]. Die Gleichung 31 ist eine spezifische oder spezielle diskrete Zeitimplementation eines Tiefpaß filters entwickelt aus der allgemeinen diskreten Imple mentierung in Gleichung 12 und ist in den Fig. 8 und 10 gezeigt.

Ein Fachmann erkennt, daß ein Vorteil der vorliegenden Erfindung darin besteht, daß die digitale Signalverar beitung verwendet wird, um die Effekte der VCO Nicht-Li nearitätsergebnisse in einem System zu linearisieren, die sich an die Nicht-Linearitäten anpassen kann und im Laufe der Zeit in dem VCO entwickeln kann. Anders ausge drückt, kann der Filteralgorithmus im Signalprozessor geän dert werden, um sich ändernde nicht-lineare Charakteri stika im VCO zu kompensieren. Die Bestimmung eines geeig neten Algorithmus kann in Realzeit ausgeführt werden.

Abwandlung der Erfindung sind dem Fachmann gegeben.

Zusammenfassend sieht die Erfindung folgendes vor:
Eine Vorrichtung zum Korrigieren von Nicht-Linearitäten in Modulationssystemen weist einen Sender (24, 28, 48, 50, 52) auf, um zeitlich sich änderndes moduliertes Ra darsignal (56) zu ertragen. Ein Empfänger (58, 62) emp fängt ein Echosignal (60), welches sich aus der Reflexion des gesendeten oder übertragenen modulierten Signals (56) ergibt. Ein Mischer (48) wird leicht das gesamt gesendete Signal mit dem Echosignal und liefert ein Vergleichssig nal, welches den Vergleich anzeigt. Das Vergleichssignal wird durch einen A/D-Umwandler (74) getastet. Der A/D-Um wandler (74) liefert ein getastetes Vergleichssignal an den Controller/DSP (22). Der Controller/DSP (22) tastet das getastete Vergleichssignal erneut an den ausgewählten Wieder-Tastzeit und verändert in effektiver Weise die ge wählten Wieder-Tastzeiten, um Nicht-Linearitäten im Ver gleichssignal zu korrigieren, die sich aus Nicht-Lineari täten des übertragenen sich zeitlich verändernden modul ierten Signals ergeben.

Claims

1. Vorrichtung zur Verarbeitung von sich zeitlich ver ändernden Signalen, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist:
Mittel zum Tasten eines zeitlich sich verändernden Signals und zum Vorsehen eines getasteten Signals;
Mittel zum erneuten Tasten des getasteten Signals zu ausgewählten Wieder-Tastzeiten; und
Mittel zum Verändern der ausgewählten Wieder-Tast zeiten und zum Vorsehen eines
wieder-getasteten zeitlich sich verändernden Signals gemäß den sich verändrenden ausgewählten Wieder-Ta stzeiten.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Mittel zum Verändern der ausgewählten Wieder-Tastzeiten Steuer mittel aufweisen, zur Bestimmung eines Algorithmus zur Bestimmung der ausgewählten Wieder-Tastzeiten.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Mit teln zum Verändern der ausgewählten Wieder-Tastzei ten Mittel aufweisen zum Steuern der Wieder-Tastzei ten derart, daß die Wieder-Tastzeiten kontinuierlich in ihrer Dauer variabel sind.

4. Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorherge henden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 3, wo bei die Dauer der kontinuierlich variablen Wieder-Tastzeiten nicht gleichförmig ist.

5. Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorherge henden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 3, wo bei die kontinuierlich variable Dauer der erwähnten Wieder-Tastzeiten nicht periodisch ist.

6. Vorrichtung nach einem oder mehreren Ansprüche, ins besondere nach Anspruch 3, wobei die kontinuierlich variablen Wieder-Tastzeiten in einer Nachschautabel le gespeichert sind.

7. Vorrichtung zur Korrektur von Nicht-Linearitäten in Modulationssystemen, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist:
Mittel zur Übertragung eines sich zeitlich verändern den modulierten Signals;
Mittel zum Empfang eines Echosignals, welches sich aus der Reflexion des übertragenen modulierten Si gnals ergibt;
Mittel zum Vergleichen des übertragenen Signals ge genüber dem empfangenen Echosignal und zum Vorsehen eines Vergleichssignals, welches eine Anzeige für den Vergleich bildet;
Mittel zum Tasten des erwähnten Vergleichssignals und zum Vorsehen eines getasteten Vergleichssignals;
Mittel zum Wieder-Tasten und erneutem Tasten des ge tasteten Vergleichssignal an ausgewählten Wieder-Tast zeiten; und
Mittel zum selektiven Verändern der ausgewählten Wieder-Tastzeiten, um so das Vergleichssignal zu korrigieren, und zwar auf Nicht-Linearitäten im Ver gleichssignal, die sich aus den Nicht-Linearitäten des übertragenen zeitlich veränderlichen modulierten Signals ergeben.

8. Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorherge henden Ansprüche, insbesondere Anspruch 7, wobei die Mittel zum effektiven Verändern der ausgewählten Wieder-Tastzeiten Mittel aufweisen zum Steuern der Wieder-Tastzeiten derart, daß die Wieder-Tastzeiten nicht gleichförmig sind.

9. Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorherge henden Ansprüche, insbesondere Anspruch 7, wobei die Mittel zum effektiven Veränderung der ausgewählten Wieder-Tastzeiten Mittel aufweisen, zum Steuern der Wieder-Tastzeiten derart, daß die Wieder-Tastzeiten nicht gleichförmig sind und daß die Steuermittel Mittel aufweisen zum Filtern des Vergleichssignals mit einem kontinuierlich variablen Multi-Rateninter polationsfilter.

10. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche, insbesondere Anspruch 7, wobei die Mittel zum Über tragen einen spannungsgesteuerten Oszillator aufwei sen und Mittel zum Treiben des spannungsgesteuerten Oszillators mit einem Rampensignal.

11. Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorherge henden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 10, wo bei die Mittel zum ergleichen einen Mischer aufwei sen, zum Vorsehen eines Signals mit einer Frequenz, die funktionsmäßig in Beziehung steht mit der Diffe renz der Frequenz zwischen dem übertragenen Signal und dem Echosignal.

12. Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei das Signal, das eine Anzeige für die Differenz bildet, eine Zwi schenfrequenzwellenform ist.

13. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche, insbesondere Anspruch 10, wobei die Mittel zum Über tragen ein Radarsignal übertragen.

14. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche, insbesondere Anspruch 13, wobei die Frequenzdiffe renz funktionsmäßig in Beziehung steht mit dem Ab stand zwischen den Mitteln zur Übertragung und einen Target oder Ziel.

15. Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei die Mittel zum Übertragen oder Senden Mittel aufweisen zum Übertra gen oder Senden eines frequenzmodulierten Signals.

16. Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorherge henden Ansprüche, insbesondere Anspruch 7, wobei die sich ändernden ausgewählten Wieder-Tastzeiten in ei ner Nachschautabelle gespeichert sind.

17. Verfahren zur Verarbeitung von sich zeitlich verän dernden Signalen, wobei das Verfahren die folgenden Schritte vorsieht:
Tasten eines zeitlich sich verändernden Signales;
Vorsehen eines getasteten zeitlich sich verändernden Signals;
erneutes Tasten oder Wiederasten zur ausgewählten Zeit des getasteten zeitlich sich ändernden Signals;
Veränderung der ausgewählten Wieder-Tastzeiten und
Vorsehen eines wiedergetasteten sich zeitlich verän dernden Signals gemäß den geänderten ausgewählten Wieder-Tastzeiten.

18. Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Schritt des Veränderns der ausgewählten Wieder-Tastzeiten den Schritt des Steuerns der ausgewählten Wieder-Tast zeiten derart aufweist, daß die ausgewählten Wieder-Tastzeiten kontinuierlich in ihrer Dauer variabel sind.

19. Verfahren nach einem oder mehreren der vorhergehen den Ansprüche, und zwar Anspruch 17, wobei der Schritt der Veränderung der ausgewählten Wieder-Ta stzeiten den Schritt des Steuerns der Dauer der aus gewählten Wieder-Tastzeiten umfaßt, so daß die ausge wählten Wieder-Tastzeiten nicht gleichförmig sind.

20. Verfahren nach einem oder mehreren der vorhergehen den Ansprüche, und zwar Anspruch 18, wobei der Schritt des Verändern der kontinuierlich variablen ausgewählten Wieder-Tastzeiten des Schritt des Steu erns oder Regelns der Dauer der kontinuierlich va riablen ausgewählten Wieder-Tastzeiten umfaßt, so daß die kontinuierlich variablen ausgewählten Wie der-Tastzeiten nicht periodisch sind.

21. Verfahren nach einem der mehreren der vorherge henden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 17, wo bei der Schritt des Veränderns der ausgewählten Wie der-Tastzeiten den Schritt der Bestimmung eines Al gorithmus umfaßt, und zwar zur Bestimmung der ausge wählten Wieder-Tastzeiten.

22. Verfahren zur Korrektur von Nicht-Linearitäten im Modulationssystem, wobei das Verfahren die folgenden Schritte vorsieht:
Übertragen oder Aussenden eines sich zeitlich verän dernden modulierten Signals;
Empfang eines Echosignals, welches sich aus der Re flexion des übertragenen modulierten Signals ergibt;
Vergleichen des übertragenen oder ausgewählten Si gnals, mit dem Echosignal und Vorsehen eines den Vergleich anzeigenden Signals;
Tasten des Vergleichssignals und Vorsehen eines ge tasteten Vergleichssignal;
erneutes Tasten des getasteten Vergleichssignals zur ausgewählten Wieder-Tastzeiten; und
effektive Veränderung der ausgewählten Wieder-Tast zeiten derart, daß das Vergleichssignal gegenüber Abweichungen von einer nominalen konstanten Frequenz korrigiert wird, und zwar sich ergebend aus der nicht-linearen Frequenzmodulation des ausgesandten Signals.

23. Verfahren nach Anspruch 22, wobei der Schritt des effektiven Veränderns der Wieder-Tastzeiten den Schritt des Steuerns der Wieder-Tastzeiten der Ta stungen des Vergleichssignals derart aufweist, daß die Wieder-Tastzeiten nicht gleichförmig beabstandet sind.

24. Verfahren nach Anspruch 22, wobei der Schritt des effektiven Veränderns der Wieder-Tastzeiten den Schritt des Steuerns der Wieder-Tastzeiten umfaßt, so daß die erwähnten Wieder-Tastzeiten nicht gleich förmig beabstandet sind, wobei das Verändern der Wieder-Tastzeiten den Schritt des Filterns des Ver gleichssignals umfaßt, und zwar unter Verwendung ei nes sich kontinuierlich verändernden Mehrfach-Raten interpolationsfilters.

25. Verfahren nach Anspruch 22, wobei der Schritt der Übertragung des frequenzmodulierten Signals den Schritt des Veränderns der Frequenz des sich zeit lich verändernden Signals ansprechend auf eine Ram penfunktion umfaßt.

26. Verfahren nach Anspruch 22, wobei der Schritt der Übertragung das Übertragen eines frequenzmodulier ten Signals umfaßt, und wobei der Schritt des Ver gleichs den Schritt der Bestimmung der Frequenzdif ferenz zwischen dem Übertragungssignal und dem empfangenen Echosignal umfaßt.

27. Verfahren nach Anspruch 22, wobei der Schritt der Übertragung das Übertragen eines Radarsignals um faßt.