DE19803249A1

DE19803249A1 - Mit induziertem Strom arbeitender Absolutpositionswandler, der mit einer Codespur-Skala und einem Lesekopf ausgestattet ist

Info

Publication number: DE19803249A1
Application number: DE19803249A
Authority: DE
Inventors: Karl G Masreliez; Nils Ingvar Andermo; Kim W Atherton
Original assignee: Mitutoyo Corp
Current assignee: Mitutoyo Corp
Priority date: 1997-01-29
Filing date: 1998-01-28
Publication date: 1998-08-13
Anticipated expiration: 2018-01-29
Also published as: CN1262812C; GB9800498D0; CN1194365A; US6054851A; GB2321710B; DE19803249B4; GB2321710A; JPH10213406A; US5841274A; JP4291424B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen elektronischen Absolutpositionswandler und insbesondere auf einen Absolutpositionswandler, bei dem eine Mehrzahl von induktiv gekoppel ten Wandlerwicklungen zum Einsatz kommt.

Es ist gegenwärtig eine Vielzahl von Bewegungs- oder Positionswandlersystemen verfügbar. Die meisten dieser Wandler können eine lineare Bewegung, eine Drehbewegung oder eine Winkelbe wegung erfassen. Optische Wandler sind üblicherweise mit einer Abtasteinheit und einer Glasskala bzw. einem Lineal aus Glas, auf dem ein Gitter aufgebracht ist, versehen. Die Abtast einheit enthält im allgemeinen eine Lichtquelle, eine Kondensorlinse zum Kollimieren von Licht, das von der Lichtquelle ausgesandt wird, eine zur Abtastung dienende Strichplatte mit Index- Gittern bzw. Index-Rastern und einen Photodetektor. Die Skala wird relativ zu der Abtasteinheit bewegt. Die Linien auf der Skala fallen abwechselnd mit Linien oder Zwischenräumen in dem Index-Raster zusammen, so daß periodische Schwankungen der Lichtintensität hervorgerufen werden. Diese periodischen Intensitätsschwankungen werden durch den Photodetektor in elektrische Signale umgewandelt, die dann zur Ermittlung der Position verarbeitet werden. Optische Wandler können Positionsmessungen mit sehr hoher Genauigkeit durchführen, und zwar insbesondere dann, wenn Laser-Lichtquellen eingesetzt werden.

Derzeit werden von den meisten Herstellern zur Verbesserung der Effizienz in der Hand gehaltene Codierer und andere Meßwerkzeuge bevorzugt, die sich auf dem Werkstatt- bzw. im Betriebsge lände statt in verunreinigungsfreien Inspektionsräumen befinden. Optische Wandler sind jedoch gegenüber einer Verschmutzung empfindlich und sind daher in der Praxis für die offene Benut zung in den meisten Herstellungs- oder Laden- bzw. Werkstattumgebungen nicht geeignet. Diese optischen Wandler arbeiten daher mit teueren und in manchen Fällen unzuverlässigen Dich tungsmaßnahmen zur Abdichtung gegenüber der Umgebung, oder mit anderen Methoden, bei denen der optische Wandler eingekapselt wird, so daß Staubteilchen und Öle den Wandler nicht erreichen können. Ferner erfordert die Lichtquelle häufig einen recht großen Strom. Daher können batteriebetriebene Meßwerkzeuge, zum Beispiel in der Hand gehaltene Codierer, im allgemeinen nicht mit optischen Wandlern arbeiten.

Kapazitive Wandler ziehen sehr geringen Strom. Daher sind solche Wandler für batteriebetriebene Meßwerkzeuge gut geeignet. Kapazitive Wandler arbeiten mit einer Mehrzahl von Kapazitäten, die durch parallele Platten gebildet sind. Die Senderplatte und die Empfängerplatte sind an einem ersten Element angebracht. Geeignete Spannungserzeugungsschaltungen und Leseschaltungen sind jeweils mit diesen Platten gekoppelt. Jede dieser Platten bildet eine Platte bzw. einen Belag einer Kapazität (Kondensator). Die andere Platte jeder Kapazität ist an einem relativbeweglichen Element oder einer Skala angeordnet und bildet eine von vielen, gegenseitig beabstandeten Platten. Wenn die Skala relativ zu dem ersten Element bewegt wird, werden die Sender- und Empfängerplatten kapazitiv mit jeweils anderen, an der Skala befindlichen Platten gekoppelt. Die Leseschaltung erfaßt die Änderungen der Spannung in der Empfängerplatte, während sich die Platten in der Skala relativ zu den Sender- und Empfängerplatten bewegen.

Bei kapazitiven Wandlern ist jedoch ein kleiner Spalt zwischen den an dem stationären Element befindlichen Platten und den an der Skala vorhandenen Platten erforderlich. Dieser kleine Spalt erfordert enge Toleranzen, was zu erhöhten Herstellungskosten führt. Darüber hinaus sind kapazitive Wandler gegenüber einer Verunreinigung, insbesondere gegenüber dielektrischen Fluiden, zum Beispiel Ölen, und leitenden Fluiden, wie etwa Wasser oder Kühlmittel, empfindlich. Daher sind bei kapazitiven Wandlern in gleicher Weise wie bei optischen Wandlern teure und unzuverlässige Abdichtungen in vielen Umgebungsverhältnissen erforderlich.

Magnetische Wandler sind gegenüber einer Verunreinigung, die durch Öl, Wasser oder andere Fluide verursacht wird, unempfindlich. Magnetische Wandler (zum Beispiel die Codierer "Sony Magnescale" (Marke)) sind mit einem Lesekopf, der Magnetfelder erfaßt, und einer ferromagneti schen Skala (Lineal) ausgestattet, die selektiv mit periodischen, magnetischen Mustern magneti siert ist. Der Lesekopf erfaßt Änderungen der Magnetfelder in dem magnetischen Skalenmuster, die bei einer Skalenbewegung auftreten, wobei die Position anhand dieser Magnetfeldänderun gen ermittelt wird. Magnetische Wandler werden jedoch durch kleine Partikel, insbesondere durch ferromagnetische Partikel, beeinträchtigt, die an die magnetisierte Skala angezogen werden. Demzufolge müssen auch magnetische Wandler, in gleicher Weise wie kapazitive und optische Wandler, eingekapselt oder in anderer Weise geschützt werden, um hierdurch Beein trächtigungen der Funktion durch Staub zu verhindern.

Induktive Wandler sind gegenüber Schneidöl, Wasser oder anderen Fluiden unempfindlich und sind auch gegenüber Staub, ferromagnetischen Partikeln usw. nicht empfindlich. Induktive Wandler (zum Beispiel Wandler des Typs INDUCTOSYN (eingetragene Marke)) arbeiten mit einer Mehrzahl von an einem Element befindlichen Wicklungen, wie etwa einer Reihe von parallelen Haarnadelwindungen, die wiederholt auf einer gedruckten Schaltungsplatine bzw. Leiterplatte angeordnet sind. Die Mehrzahl von Wicklungen überträgt bzw. erzeugt ein sich änderndes Magnetfeld, das durch gleichartige, an einem anderen Element befindliche Wicklungen empfan gen wird. Ein Wechselstrom, der in den Wicklungen des ersten Elements fließt, erzeugt das sich ändernde Magnetfeld. Das von dem zweiten Element empfangene Signal ändert sich periodisch entsprechend der relativen Position zwischen den beiden Elementen. Daher sind geeignete Schaltungen im Stande, die relative Position zwischen den beiden Elementen zu ermitteln. Die beiden Elemente sind allerdings aktiv. Daher müssen beide Elemente mit ihren jeweiligen Schaltungen elektrisch gekoppelt werden.

Das elektrische Koppeln der beiden Elemente führt allerdings zu einer Erhöhung der Kosten für die Herstellung und Installation. Da es ferner bei induktiven Wandlern erforderlich ist, daß die beiden Elemente elektrisch miteinander gekoppelt sind, ist es schwierig, induktive Wandler in in der Hand gehaltene Einrichtungen wie etwa in Schieblehren einzugliedern. Ferner ist das bewegliche Element bei Drehcodierern über Schleifringe angeschlossen, was die Kosten erhöht und die Zuverlässigkeit des Codierers verringert.

Bei manchen herkömmlichen Codierern wird versucht, einen Bewegungs- oder Positionswandler bereitzustellen, der gegenüber Verunreinigungen unempfindlich ist und dennoch kostengünstiger hergestellt werden kann als die vorstehend beschriebenen optischen, kapazitiven, magnetischen oder induktiven Wandler. In der US 4,697,144 (Howbrook), US 5,233,294 (Dreoni) und US 4,743,786 (Ichikawa et al.) sowie in der GB 2,064,125 A (Thatcher) sind Positionserfassungs einrichtungen offenbart, die die Position zwischen einem inaktiven oder nicht erregten Element und einem erregten Element erfassen. Bei diesen Wandlern ist die elektrische Kopplung zwischen den beiden sich bewegenden Elementen beseitigt. Jedoch sind sie im allgemeinen nicht im Stande, Wandler mit ausreichend hohem Auflösungsvermögen bereitzustellen, die die hohe Genauigkeit erzielen können, die durch die herkömmlichen Wandler, wie etwa durch optische oder induktive Codierer erreicht wird. Diese Wandler weisen ferner noch andere Nachteile auf, nämlich beispielsweise begrenzten Meßbereich, teuren oder verhältnismäßig sperrigen Aufbau, und/oder systembedingt schwache Signalstärke.

Damit ausreichend starke Signale erzielt werden, ist das inaktive Element vorzugsweise ferro magnetisch, so daß ein starkes Magnetfeld erzeugt wird. Alternativ bewegt sich das inaktive Element in einem sperrigen Aufbau, durch den das Magnetfeld, das durch das aktive Element erzeugt wird, konzentriert wird. Ferner können diese Wandler nicht in einer breiten Vielzahl von Einsatzmöglichkeiten, wie etwa in in der Hand gehaltenen, mit geringer Spannung betriebenen Meßwerkzeugen oder in linearen, drehbaren, winkelverstellbaren und anderen Arten von Positionswandleranordnungen eingesetzt werden, bei denen Genauigkeiten von nicht schlechter als ungefähr 10 µm erforderlich sind.

In der US 4,893,077 (Auchterlonie) ist ein Absolutpositionssensor beschrieben, bei dem mehrere lineare Spuren bzw. Reihen aus induktiven Wandlern eingesetzt werden. Jede Spur dieses Sensors weist eine geringfügig unterschiedliche Wellenlänge oder Frequenz auf. Die in dem Sensor vorhandenen Schaltungen analysieren die Phasendifferenz zwischen den Spuren zur Festlegung der Absolutposition des Lesekopfs. Ähnliche bekannte System arbeiten mit kapaziti ven Wandlern, die eine Mehrzahl von durch kapazitive Elemente gebildeten Spuren aufweisen, siehe beispielsweise die US 4,879,508 und US 5,023,599 (Patentinhaber ist jeweils Andermo).

Die Absolutpositionssensoren, die in der US 4,893,077 und in der US 4,879,508 und US 5,023,599 beschrieben sind, leiden jedoch an den herkömmlichen, vorstehend erläuterten Problemen induktiver und kapazitiver Wandler.

Bei dem in der US 4,697,144 beschriebenen Wandler werden mehrere Teilungsabstände für die Spulen (jeder Teilungsabstand repräsentiert eine Phasenänderung von 360°) benutzt, um hierdurch eine absolute Position oder einen Absolutpositionswandler unter Verwendung eines inaktiven Elements bereitzustellen. Dieser Wandler weist jedoch nur einen begrenzten Bereich auf, innerhalb dessen die absolute Position des inaktiven Elements ermittelt werden kann. Ferner ist dieser Wandler bei den meisten Anwendungen nicht im Stande, ausreichende Genauigkeit zu erzielen.

Bei einer Mehrzahl von von HEIDENHAHN hergestellten Produkten werden optische Wandler eingesetzt, die einen Photodetektor und eine Skala aufweisen. Die Skala trägt optische Markie rungen, die zum Identifizieren einer groben Absolutposition relativ zu der Skala dienen. Bei manchen Produkten von HEIDENHAHN ist jedoch eine mit großer Genauigkeit erfolgende Positionierung und Identifizierung der Markierungen erforderlich. Eine Positionierung dieser Markierungen mit hoher Genauigkeit erfordert jedoch kostenaufwendige Herstellungstechniken. Auf jeden Fall leiden diese optischen Wandler an den bereits vorstehend beschriebenen Beschränkungen hinsichtlich Empfindlichkeit gegenüber Verunreinigungen und des erforderlichen Leistungsverbrauchs.

In der US 5,027,526 (Crane) ist ein optischer Wandler beschrieben, der ein Strichcodemuster liest, das auf einem gewickelten Band aufgedruckt ist. Dieses Strichcodemuster entspricht dem standardmäßigen, verschachtelten, "2 aus 5"-Strichcodesymbol (Barcode-Symbol), durch das mehrere Nummern bzw. Zahlen zwischen den Start- und Stopp-Strichcodemustern codiert werden. Die Zahlen entsprechen ihrerseits einer groben absoluten Position des Bands. Schaltun gen lesen die Strichcodesymbole und wandeln diese in Zahlen um, die die Absolutposition des Bands repräsentieren. Eine Taktung bzw. Taktzählung auf der Grundlage der Position einer Trommel, auf der das Band aufgewickelt ist, bewirkt eine feine Positionsmessung.

Dieser absolute Wandler leidet jedoch an den vorstehend bereits erläuterten, traditionellen Problemen optischer Wandler. Weiterhin ist dieser absolute Wandler kein bei jeder Position wirklich absoluter Wandler, da der Wandler eine Abtastbewegung über einen Bereich, der so lang ist wie der Strichcode, erfordert, damit eine Messung der Absolutposition durchgeführt oder aktualisiert werden kann. Diese Eigenschaft macht den Wandler für viele Anwendungszwecke ungeeignet.

Es besteht daher eine Notwendigkeit hinsichtlich eines Absolutpositions-Wandlersystems, das: 1) gegenüber Verunreinigungsmitteln wie etwa Öl und ferromagnetischen Partikeln unempfindlich ist, 2) für eine breite Vielzahl von Anwendungsmöglichkeiten einschließlich von Anwendungen bei langem bzw. großem Meßbereich und Einsätze mit niedriger Spannung geeignet ist, 3) genau ist, 4) im Vergleich zu den herkömmlichen, vorstehend beschriebenen Wandlern relativ kosten günstig hergestellt werden kann, und 5) ein die Absolutposition darstellendes Ausgangssignal erzeugt. Bislang steht noch kein Wandlersystem zur Verfügung, das mindestens diese fünf Eigenschaften besitzt.

Mit der vorliegenden Erfindung wird ein induktiver Absolutpositionswandler gemäß dem Patent anspruch 1 geschaffen.

Weiterhin wird mit der Erfindung ein Verfahren zur Ermittlung einer Absolutposition eines ersten Elements relativ zu einem zweiten Element in einem induktiven Positionswandler gemäß dem Patentanspruch 39 geschaffen.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Mit der vorliegenden Erfindung wird somit ein Absolutpositionswandler bereitgestellt, der gegenüber Verunreinigungen unempfindlich ist.

Die vorliegende Erfindung stellt weiterhin einen Absolutpositionswandler bereit, der für eine breite Vielzahl von Anwendungen, beispielsweise bei batteriebetriebenen Wandlern und/oder Drehwandlern geeignet ist.

Die vorliegende Erfindung stellt weiterhin einen Absolutpositionswandler bereit, der relativ kostengünstig hergestellt werden kann.

Ferner wird mit der vorliegenden Erfindung ein Absolutpositionswandler geschaffen, der genau ist.

Der erfindungsgemäße Absolutpositionswandler ist ein induktives Wandlersystem, das für hohe Genauigkeit erfordernde Einsatzgebiete wie etwa bei linearen Codierern oder Drehcodierern geeignet ist. Diese hohe Genauigkeit liegt hinsichtlich der Auflösung und der Genauigkeit bei der Verlagerung des Lesekopfs in der Größenordnung von 10 µm oder besser.

Bei dem Absolutpositionswandler gemäß der vorliegenden Erfindung werden zwei Elemente eingesetzt, die relativ zueinander beweglich sind. Ein erstes aktives Element erzeugt Wirbel ströme in einem passiven zweiten Element. Mit dem passiven zweiten Element sind weder eine externe Spannungsquelle noch elektrische Drähte verbunden. Das erste Element enthält mindestens einen aktiven Sender zum Erzeugen eines Magnetfelds und mindestens zwei Empfänger zum Empfangen des erzeugten Magnetfelds. Bei einem ersten Ausführungsbeispiel weisen die beiden Empfänger ähnliche, jedoch unterschiedliche Wellenlängen auf. Durch die an einer jeweiligen Position auftretende Phasendifferenz zwischen den beiden Wellenlängen wird eine grobe Wellenlänge definiert, die sehr viel länger ist als die jeweiligen einzelnen Wellenlän gen.

Das zweite passive Element enthält mindestens zwei Sätze aus passiven, flußmodulierenden Elementen, die das empfangene Feld in Abhängigkeit von ihrer Position relativ zu den beiden Empfängern modulieren. Eine elektronische Schaltung, die mit dem Sender und den Empfängern gekoppelt ist, vergleicht die beiden Ausgangssignale der Empfänger, bewertet die Absolutposi tion zwischen den beiden Elementen, und zeigt die Position auf einer Anzeigeeinrichtung (Anzeige bzw. Display) an. Der in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehende, induktive Absolutpositionswandler ermittelt die zwischen den beiden Elementen vorhandene Absolutposition.

Der erfindungsgemäße, induktive Absolutpositionswandler läßt sich leicht und kostengünstig herstellen, indem zum Beispiel die Druckschaltungsplatinen- bzw. Leiterplattentechnologie eingesetzt wird. Der zwischen dem ersten und dem zweiten Element vorhandene Spalt läßt sich leicht herstellen und kann erheblich schwanken, ohne daß dies die Genauigkeit wesentlich verringert. Hierdurch sind die Anforderungen an die Herstellungstoleranzen verringert und es ist somit möglich, den induktiven Absolutpositionswandler sogar noch kostengünstiger herzustellen.

Ferner ist der in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehende, induktive Absolut positionswandler gegenüber Verunreinigungen durch Partikel, einschließlich ferromagnetischer Partikel, und durch Öl, Wasser oder andere Fluide unempfindlich. Als Ergebnis läßt sich der induktive Absolutpositionswandler ohne teure Abdichtungen gegenüber Umgebungseinflüssen herstellen, wobei er in den meisten Werkstatt- bzw. Fabrikräumen einsetzbar bleibt. Eine impulsbetriebene Treiberschaltung des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers ermöglicht es, daß der Wandler nur geringe Leistung verbraucht. Folglich läßt sich der Absolutpositionswandler leicht in in der Hand gehaltene, batteriebetriebene Meßwerkzeuge einbauen.

Genauer gesagt, weist der erfindungsgemäße induktive Absolutpositionswandler eine Magnet feldquelle auf, die vorzugsweise eine Wechselstromquelle enthält. Die Wechselstromquelle ist mit mindestens einem leitenden Pfad gekoppelt. Der mindestens eine leitende Pfad umschließt im wesentlichen eine Flußregion. Die Magnetfeldquelle erzeugt einen sich ändernden magnetischen Fluß in der Flußregion. Ein erster und ein zweiter Sensorleiter, die in der Flußregion angeordnet sind, weisen jeweils ein vorgegebenes, periodisches Muster aus Flußempfangsbereichen bzw. Flußaufnahmebereichen auf und sind entlang einer Meßachse angeordnet. Jeder Sensorleiter erzeugt eine elektromagnetische Kraft EMK an mindestens einem Ausgang als Reaktion auf den sich ändernden Magnetfluß. Eine Periode jedes der vorgegebenen periodischen Muster in dem ersten und dem zweiten Sensorleiter legt jeweils die erste bzw. die zweite Wellenlänge fest.

Das in jedem Sensorleiter vorhandene periodische Muster weist vorzugsweise eine Mehrzahl von ersten und zweiten alternierenden, das heißt abwechselnd angeordneten Schleifen auf. Jede erste Schleife erzeugt eine erste elektromagnetische Kraft bzw. ein erstes, durch elektromagneti sche Kraft erzeugtes Signal mit einer ersten Polarität als Reaktion auf den sich ändernden Magnetfluß. In gleichartiger Weise erzeugt jede zweite Schleife ein zweites, durch elektromag netische Kraft hervorgerufenes Signal mit einer zweiten Polarität als Reaktion auf den sich ändernden Magnetfluß. Eine erste Schleife und eine benachbarte zweite Schleife in jedem der ersten und zweiten Sensorleiter legen jeweils die erste bzw. die zweite Wellenlänge fest. Die erste und die zweite Wellenlänge sind einander ähnlich, jedoch nicht gleich. Folglich wird durch die Beziehung zwischen der ersten und der zweiten Wellenlänge eine dritte, grobe Wellenlänge erzeugt, die sehr viel länger ist als die erste oder als die zweite Wellenlänge.

Ein Trägerelement weist einen ersten und einen zweiten Satz aus Flußmodulatoren auf, die eine vorbestimmte Gestalt besitzen und entlang des Trägerelements mit ersten und zweiten vorbe stimmten Intervallen regelmäßig positioniert sind. Die Flußmodulatoren sind in dem magnetischen Fluß positionierbar. Die Flußmodulatoren können entweder als Flußunterbrecher oder als Flußverstärker ausgebildet sein. Die Flußunterbrecher sind aus einem leitenden Material herge stellt. Der Magnetfluß erzeugt Wirbelströme in den Flußunterbrechern, die in der Flußregion angeordnet sind. Die Wirbelströme unterbrechen den magnetischen Fluß in der Nähe der Flußunterbrecher. Der erste und der zweite Satz aus Flußunterbrechern sind bei der ersten bzw. der zweiten Wellenlänge des ersten bzw. des zweiten Sensorleiters angeordnet. Die Wellenlänge des oder der Flußunterbrecher ist durch einen Flußunterbrecher und einen benachbarten Raum bzw. Zwischenbereich definiert.

Der erste und der zweite, durch die Flußunterbrecher gebildete Satz sind relativ zu dem ersten und dem zweiten Sensorleiter ausgehend von einer ersten Position bis zu einer zweiten Position bewegbar. In der ersten Position liegen die ersten Schleifen des ersten und des zweiten Sensor ieiters nahe bei mindestens einem Flußunterbrecher in dem ersten und dem zweiten, durch die Flußunterbrecher gebildeten Satz. Folglich erzeugen die Flußunterbrecher eine erste, geänderte elektromagnetische Kraft (bzw. ein hierdurch hervorgerufenes Signal) in jedem Sensorleiter. In der zweiten Position befinden sich die zweiten Schleifen des ersten und des zweiten Sensorlei ters in der Nähe bei mindestens einem Flußunterbrecher in dem ersten und dem zweiten, durch die Flußunterbrecher gebildeten Satz. Folglich erzeugen die Flußunterbrecher eine zweite geänderte elektromagnetische Kraft (bzw. ein hierdurch hervorgerufenes Signal) in jedem Sensorleiter.

Mit dem ersten und dem zweiten Sensorleiter ist eine Analyseschaltung verbunden. Die Analyse schaltung ermittelt die absolute Position des ersten und des zweiten Sensorleiters relativ zu dem ersten und dem zweiten, durch die Flußunterbrecher gebildeten Satz. Die Analyseschaltung oder Analyseschaltungen ermitteln die absolute Position auf der Grundlage des ersten und zweiten, durch die elektromagnetischen Kräfte erzeugten Signals, die an den Ausgängen des ersten und des zweiten Sensorleiters erzeugt werden.

Ein zweites Ausführungsbeispiel des induktiven Absolutpositionswandlers gemäß der vorliegen den Erfindung weist ein Element mit mindestens einem Pfad aus leitendem Material auf, das einen ersten sich ändernden Magnetfluß erzeugt. Ein Satz aus Codesensorleitern ist an diesem Element ausgebildet und in dem Magnetfluß angeordnet, so daß als Reaktion auf den sich ändernden Magnetfluß eine elektromagnetische Kraft bzw. ein hierdurch hervorgerufenes Signal an mindestens einem Paar von Ausgangsanschlüssen erzeugt wird.

Ein Trägerelement enthält einen Satz aus Flußunterbrechern und Räumen bzw. Zwischenräumen, die binäre Codeelemente bilden. Dies bedeutet, daß jeder der Flußunterbrecher zusammen mit dem jeweiligen, zwischen den Flußunterbrechern gebildeten Raum ein Codebit aus einer Folge bzw. Reihe von binären Codebits definiert. Die binären Codebits können zu binären Codewörtern gruppiert werden. Jedes gruppierte binäre Codewort definiert eine bestimmte absolute Position entlang der Meßachse. Der durch die Flußunterbrecher gebildete Satz ist in dem Magnetfluß bewegbar. Der sich ändernde Magnetfluß ruft Wirbelströme in den Flußunterbrechern hervor, die den magnetischen Fluß in der Nähe der Flußunterbrecher unterbrechen.

Der oder die Sätze aus Codesensorleitern und die Codeelemente sind relativ zueinander entlang der Meßachse ausgehend von einer ersten Position bis zu einer zweiten Position bewegbar. In der ersten Position befindet sich der durch die Codesensorleiter gebildete Satz in der Nähe einer ersten Gruppe der Flußunterbrecher und der Zwischenräume. Diese erste Gruppe erzeugt einen ersten Satz von geänderten elektromagnetischen Kräften bzw. den entsprechenden Signalen in den Codesensorleitern. Der erste Satz aus geänderten elektromagnetischen Kräften bzw. Signalen definiert ein erstes Codewort.

In der zweiten Position befindet sich der durch die Codesensorleiter gebildete Satz nahe bei einer zweiten Gruppe aus den Flußunterbrechern und den Zwischenräumen. Diese zweite Gruppe erzeugt einen Satz von geänderten elektromagnetischen Kräften bzw. zugehörigen Signalen in den Codesensorleitern. Der zweite Satz aus geänderten elektromagnetischen Kräften bzw. Signalen definiert ein zweites Codewort. Das erste und das zweite Codewort definieren eine erste und eine zweite Absolutposition der Sensorleiter relativ zu dem Satz aus Flußunterbrechern und Zwischenräumen, die die Codeelemente enthalten. Die Genauigkeit dieser Absolutposition bzw. Absolutpositionsmessung hängt mit dem Teilungsabstand der Codeelemente zusammen.

Die Codesensorleiter enthalten vorzugsweise mindestens ein Sensorelement, das durch einen leitenden Pfand gebildet ist, der mindestens eine erste Codeschleife und eine zweite Codeschlei fe enthält, die als Reaktion auf den sich ändernden magnetischen Fluß jeweils eine erste bzw. eine zweite Signalkomponente mit entgegengesetzter Polarität erzeugen. Jedes Sensorelement ist im Stande, mindestens einen Flußunterbrecher in dem betriebsmäßig gebildeten Satz aus Codeelementen zu erfassen, wenn sich der Flußunterbrecher nahe bei der ersten oder der zweiten Codeschleife befindet. Jedes Sensorelement des Satzes aus Codesensorleitern, der sich nahe bei einem Flußunterbrecher befindet, empfängt einen geänderten Fluß in Abhängigkeit von der relativen Position der Codeelemente. Hierdurch wird ein entsprechendes, geändertes, durch elektromagnetische Kraft erzeugtes Signal (EMK-Signal) hervorgerufen, das mindestens einen Teil des entsprechenden ersten oder zweiten Codeworts bildet.

Mit der vorliegenden Erfindung werden Probleme, die den herkömmlichen Wandlern anhaften, dadurch gelöst, daß ein sehr genauer Absolutpositionswandler bereitgestellt wird, der 1) gegenüber Verunreinigungsmaterialien wie etwa Öl und Partikeln unempfindlich ist, 2) für eine große Vielzahl von Einsatzmöglichkeiten geeignet ist, 3) hohe Genauigkeit über einen verbreiter ten Bereich hinweg bereitstellt und 4) im Vergleich mit den herkömmlichen Wandlern relativ kostengünstig hergestellt werden kann.

Diese und weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung erschließen sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen noch deutlicher.

Fig. 1 zeigt eine auseinandergezogene, isometrische Ansicht einer elektronischen Schieblehre einer mit inkrementaler Messung arbeitenden Ausführungsform, bei der das grundle gende Erfassungsprinzip gemäß der vorliegenden Erfindung zum Einsatz kommt und Modulatoren des Unterbrecher-Typs verwendet werden,

Fig. 2 zeigt eine Querschnittsansicht der elektronischen Schiebelehre, wobei der Querschnitt entlang der in Fig. 1 gezeigten Linie 2-2 geschnitten ist,

Fig. 3 zeigt eine Draufsicht, in der das Layout (Formgebung) der Senderwicklungen und der Empfängerwicklungen eines inkremental arbeitenden Lesekopfs, bei dem das durch die Erfindung gelehrte grundlegende Erfassungsprinzip bei einem induktiven Positions wandler eingesetzt wird, und entsprechende Unterbrecherskalenelemente bzw. Unter brecherelemente der Skala dargestellt ist,

Fig. 4 zeigt eine Draufsicht, in der die einander abwechselnden Schleifen einer der in Fig. 3 gezeigten Empfängerwicklungen dargestellt sind,

Fig. 5A zeigt eine Draufsicht, in der eine Empfängerwicklung dargestellt ist, die oberhalb der Skala (bzw. des Lineals) liegt, wobei die Skala mit einem ersten Abschnitt der Emp fängerwicklung gekoppelt ist,

Fig. 5B zeigt eine Draufsicht, in der die oberhalb der Skala liegende Empfängerwicklung dargestellt ist, wobei die Skala nun mit einem zweiten Abschnitt der Empfängerwick lung gekoppelt ist,

Fig. 5C zeigt ein Wellenformdiagramm, in dem die Amplitude und die Polarität eines Aus gangssignals, das von der Empfängerwicklung während ihrer Bewegung erzeugt wird, gegenüber der Position der Skala dargestellt sind,

Fig. 6 zeigt eine Wellenformdarstellung, in der die Amplitude und die Polarität des Aus gangssignals gegenüber der Position für ein Signal mit feiner bzw. kleiner Wellenlänge aufgetragen sind,

Fig. 7 zeigt eine Draufsicht auf ein erstes Ausgangsbeispiel des induktiven Absolutpositions wandlers, der drei Sätze von Sender- und Empfängerwicklungen aufweist, wobei Abschnitte von drei Skalen bzw. Linealen dargestellt sind,

Fig. 8 zeigt eine Wellenformdarstellung, in der die Spannungsamplitude und die Polarität gegenüber der relativen Verlagerung für zwei Wandlerwicklungen, die geringfügig unterschiedliche Wellenlängen aufweisen, dargestellt sind,

Fig. 9 zeigt in Form eines Blockschaltbilds eine elektronische Schaltung des ersten Ausfüh rungsbeispiels des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden induktiven Absolutpositionswandlers,

Fig. 10 zeigt ein Zeitdiagramm, in dem die verschiedenen, durch die in Fig. 9 gezeigte elektronische Schaltung erzeugten Signale dargestellt sind,

Fig. 11 zeigt ein Zeitdiagramm, in dem die in der in Fig. 9 gezeigten elektronischen Schaltung ausgeführten Vorgänge bezüglich der Signalsammlung bzw. Signalgewinnung und Verarbeitung dargestellt sind,

Fig. 12 zeigt ein Ablaufdiagramm, in dem ein Verfahren zur Ermittlung der Absolutposition unter Einsatz des ersten Ausführungsbeispiels des in Übereinstimmung mit der vorlie genden Erfindung stehenden induktiven Absolutpositionswandlers veranschaulicht ist,

Fig. 13 zeigt ein Ablaufdiagramm, in dem das Verfahren zum Sammeln bzw. Ermitteln der feinen und groben Positionssignale in größeren Einzelheiten dargestellt ist,

Fig. 14 zeigt ein Ablaufdiagramm, in dem das Verfahren zur Ermittlung eines zwischen zwei Phasen der Empfängerwicklungen vorhandenen Phasenwinkels in größeren Einzelhei ten dargestellt ist,

Fig. 15 zeigt ein Ablaufdiagramm, in dem das Verfahren zum Senden und Empfangen von Signalen zu und von dem Wandler in der in Fig. 9 dargestellten elektronischen Schal tung in größeren Einzelheiten dargestellt ist,

Fig. 16 zeigt eine Draufsicht auf ein zweites Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers,

Fig. 17 zeigt einen Abschnitt der Skala und der Empfängerwicklung des Codesensors, die in Fig. 16 dargestellt sind, in Form einer vergrößerten Draufsicht,

Fig. 18 zeigt eine Draufsicht auf die Skala bzw. das Lineal und die Codespur bei dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,

Fig. 19 zeigt eine Draufsicht auf einen Lesekopf eines binären Codewandlers eines dritten Ausführungsbeispiels eines in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers,

Fig. 20 zeigt eine Draufsicht auf einen Abschnitt der binärcodierten Skala (Lineal) bei dem dritten Ausführungsbeispiel des induktiven Absolutpositionswandlers gemäß der vor liegenden Erfindung,

Fig. 21 zeigt eine Draufsicht auf ein viertes Ausführungsbeispiel der binärcodierten, das heißt einen binären Code tragenden Skala bei dem in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandler,

Fig. 22 zeigt eine Draufsicht auf einen Abschnitt einer einen binären Code mit acht Bit tragenden Skala und eines Lesekopfs bei dem vierten Ausführungsbeispiel des erfin dungsgemäßen, induktiven Absolutpositionswandlers,

Fig. 23 zeigt eine Draufsicht auf einen Abschnitt der binär codierten Skala bei dem vierten Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehen den, induktiven Absolutpositionswandlers,

Fig. 24 zeigt in Form eines Blockschaltbilds eine zweite Ausführungsform der elektronischen Schaltung, die bei dem zweiten bis vierten Ausführungsbeispiel des erfindungsgemä ßen, induktiven Absolutpositionswandlers zum Einsatz kommen kann,

Fig. 25 zeigt ein Zeitdiagramm, in dem die Schritte der Signalgewinnung und der Signalverar beitung dargestellt sind, die durch die in Fig. 24 gezeigte elektronische Schaltung aus geführt werden,

Fig. 26 zeigt eine Darstellung eines acht Bit aufweisenden Codemusters, das für den Einsatz bei dem zweiten, dritten und vierten Ausführungsbeispiels des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers geeignet ist,

Fig. 27 zeigt eine Nachschlagetabelle, die dem acht Bit aufweisenden, in Fig. 26 gezeigten Codemuster entspricht,

Fig. 28 zeigt eine Draufsicht auf ein fünftes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers,

Fig. 29 zeigt eine vergrößerte Draufsicht auf das fünfte Ausführungsbeispiel des erfindungs gemäßen, induktiven Absolutpositionswandlers,

Fig. 30 zeigt eine Draufsicht auf einen Abschnitt einer acht Bit aufweisenden Codespur, auf acht Codesensorelemente und auf eine als Beispiel dienende Ausgangssignalerzeu gung,

Fig. 31 zeigt eine Draufsicht auf den Abschnitt der acht Bit aufweisenden Codespur, wobei die acht Sensorelemente um ein Bit nach rechts verschoben sind,

Fig. 32 zeigt eine Draufsicht auf den Abschnitt der acht Bit aufweisenden Codespur, wobei die acht Sensorelemente um ein halbes Bit nach rechts verschoben sind,

Fig. 33 zeigt eine Draufsicht auf ein sechstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutposi tionswandlers, wobei drei Sätze aus Sender- und Empfängerwicklungen und Abschnit te von drei Skalen bzw. Linealen dargestellt sind,

Fig. 34 zeigt eine Draufsicht auf den in Fig. 33 dargestellten Lesekopf, wobei eine erste Hälfte des auf einer ersten Schicht befindlichen Leiters der Empfängerwicklungen dargestellt ist,

Fig. 35 zeigt eine Draufsicht auf den in Fig. 33 dargestellten Lesekopf, wobei die zweite Hälfte des auf einer zweiten Schicht befindlichen Leiters der Empfängerwicklungen dargestellt ist,

Fig. 36 zeigt eine Draufsicht auf den in Fig. 33 dargestellten Lesekopf, wobei ein erster Abschnitt des Leiters der Senderwicklungen auf einer ersten Schicht dargestellt ist,

Fig. 37 zeigt eine Draufsicht auf den in Fig. 33 dargestellten Lesekopf, wobei ein zweiter Abschnitt des Leiters der Senderwicklungen auf einer zweiten Schicht dargestellt ist,

Fig. 38 zeigt eine Draufsicht auf eine Codespur bei einem siebten Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutposi tionswandlers,

Fig. 39 zeigt ein Blockschaltbild einer ein analoges Signal verarbeitenden bzw. analog ausgebildeten Signalverarbeitungsschaltung,

Fig. 40 zeigt ein Schaltbild einer analogen Schaltung zur Ermittlung bzw. Unterscheidung zwischen hoher und niedriger Signalamplitude,

Fig. 41 zeigt eine Draufsicht auf eine Codespur bei einem achten Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutposi tionswandlers,

Fig. 42 zeigt eine Draufsicht auf eine Abänderung der Codespur bei dem achten Ausführungs beispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers,

Fig. 43 zeigt ein neuntes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers,

Fig. 44 und 45 zeigen ein zehntes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers, bei dem eine andere Ausführungsform des inkrementalen bzw. mit inkremental feiner Wellenlänge arbeitenden Wandlers eingesetzt wird,

Fig. 46A bis 46C zeigen ein elftes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers, bei dem der mit feiner bzw. kleiner Wellenlänge arbeitende Wandler und der binäre Skalen- bzw. Lineal-Wandler einander überlagert sind,

Fig. 47A bis 47C zeigen ein zwölftes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers, bei dem ebenfalls der mit kleinen Wellenlängen arbeitende Wandler und der binäre Skalen- bzw. Lineal-Wandler einander überlagert sind,

Fig. 48A bis 48D zeigen ein dreizehntes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers, bei dem ebenfalls der mit kleiner Wellenlänge arbeitende Wandler und der binäre Skalen- bzw. Lineal-Wandler einander überlagert sind, und bei dem die Flußmodulatoren mindestens von der einen binären Code tragenden Skala durch eine Wicklung gebildet sind,

Fig. 49 zeigt eine zweite Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts in der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung bei dem in Übereinstim mung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandler,

Fig. 50 zeigt eine dritte Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts in der zur Signaler zeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung bei dem erfindungsgemäßen, induktiven Absolutpositionswandler,

Fig. 51 zeigt eine vierte Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts in der zur Signaler zeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung bei dem in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandler,

Fig. 52 zeigt eine fünfte Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts in der zur Signaler zeugung und Signalverarbeitung ausgelegten Schaltung bei dem in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandler, und

Fig. 53 zeigt eine sechste Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signaler zeugung und Signalverarbeitung ausgelegten Schaltung bei dem erfindungsgemäßen induktiven Absolutpositionswandler.

Aus Gründen der Einfachheit und Klarheit werden die Betriebsgrundlagen, die Design- bzw. Gestaltungsfaktoren und das Layout (Gestaltung) der bei der vorliegenden Erfindung vorgesehe nen Wandlerwicklungen unter Bezugnahme auf einen mit inkrementaler Messung arbeitenden Wandler erläutert, der bei der in den Fig. 1 bis 3 dargestellten Schieblehre eingesetzt wird. Die grundlegenden Ausführungen zu dem Betrieb der Wicklungen des inkremental arbeitenden Wandlers sind auch hinsichtlich des Verständnisses und der Auslegung der konstituierenden bzw. elementaren Wicklungen (Wicklungsabschnitte), die in den absoluten Wandlern (Absolutwandlern) gemäß der vorliegenden Erfindung zum Einsatz kommen, hilfreich und anwendbar.

Wie in Fig. 1 gezeigt ist, weist eine induktive Schieblehre 100 einen langgestreckten Balken bzw. Stab 102 auf. Der langgestreckte Stab 102 ist ein steifer oder semisteifer bzw. halbsteifer Stab, der einen im wesentlichen rechteckförmigen Querschnitt besitzt. Eine Rille 106 ist in einer oberen Oberfläche des langgestreckten Stabs 102 ausgebildet. In der Rille 106 ist eine langge streckte Meßskala (bzw. Meßlineal) 104 fest mit dem langgestreckten Stab 102 verbunden. Die Rille 106 ist in dem Stab 102 mit einer Tiefe ausgebildet, die ungefähr gleich groß ist wie die Dicke der Skala 104. Folglich verläuft die obere Fläche der Skala 106 nahezu vollständig in der gleichen Ebene wie die oberseitigen Ränder des Balkens 102.

Ein Paar seitlich vorstehender, feststehender Backen 108 und 110 ist nahe bei einem ersten Ende 112 des Stabs 102 integral, das heißt einstückig ausgebildet. Ein entsprechendes Paar von seitlich vorstehenden, beweglichen Backen 116 und 118 ist an einer Schieberanordnung 120 ausgebildet. Die äußeren Abmessungen eines Objekts werden dadurch gemessen, daß das Objekt zwischen einem Paar von an den Backen 108 und 116 ausgebildeten Eingriffs- bzw. Anlageflächen 114 angeordnet wird. In gleichartiger Weise werden die inneren Abmessungen eines Objekts dadurch gemessen, daß die Backen 110 und 118 in einem Objekt angeordnet werden. Die Anlageflächen 122 der Backen 110 und 118 werden hierbei so positioniert, daß sie mit den an dem zu messenden Objekt ausgebildeten Oberflächen in Berührung gebracht sind.

Die Anlageflächen 122 und 114 sind derart positioniert, daß die Anlageflächen 122 der Backen 110 und 118 dann, wenn die Anlageflächen 114 der Backen 108 und 116 miteinander in Kontakt stehen, das heißt sich gegenseitig berühren, miteinander ausgerichtet sind. In dieser Position, das heißt in der nicht dargestellten Nullposition, sollten sowohl die Außenabmessungen als auch die Innenabmessungen, die jeweils durch die Schieblehre 100 gemessen werden, gleich null sein.

Die Schieblehre 100 enthält weiterhin einen Tiefenstab bzw. Tiefenmeßstab 126, der an der Schieberanordnung 120 angebracht ist. Der Tiefenmeßstab 126 steht von dem Balken 102 in Längsrichtung vor und endet an einem Eingriffsende bzw. Anlageende (Anlageendfläche) 128. Die Länge des Tiefenmeßstabs 126 ist derart festgelegt, daß das Anlageende 128 mit einem zweiten Ende 132 des Balkens 102 abschließt, das heißt in der gleichen Ebene wie dieses liegt, wenn sich die Schieblehre 100 in ihrer Nullposition befindet. Indem das zweite Ende 132 des Balkens 102 auf eine Oberfläche aufgebracht wird, in der ein Loch ausgebildet ist, und weiterhin der Tiefenmeßstab 126 so weit in das Loch eingeführt wird, bis das Ende 128 den Boden des Lochs berührt, ist es möglich, mit der Schieblehre 100 die Tiefe des Lochs zu messen.

Wenn eine Messung entweder unter Verwendung der zur Durchführung einer Messung von Außenabmessungen dienenden Backen 108 und 116 oder unter Verwendung der zur Messung von Innenabmessungen dienenden Backen 110 und 118, oder unter Verwendung des Tiefen meßstabs 126 durchgeführt wird, wird die gemessene Größe auf einer herkömmlichen, digitalen Anzeige 138 angezeigt, die in einer Abdeckung 139 der Schieblehre 100 angebracht ist. In bzw. an der Abdeckung 139 sind weiterhin zwei Drucktastenschalter 134 und 136 angebracht. Durch den Schalter 134 wird eine zur Signalverarbeitung und zur Anzeige ausgelegte elektronische Schaltung 166 ein- und ausgeschaltet, die in der Schieberanordnung 120 enthalten ist. Der Schalter 136 wird dazu benutzt, die Anzeige 138 auf null zurückzusetzen.

Wie in Fig. 1 gezeigt ist, weist die Schieberanordnung 120 eine Basis 140 auf, die mit einem Führungsrand bzw. einer Führungskante 142 versehen ist. Die Führungskante 142 steht mit einem Seitenrand 146 des langgestreckten Stabs 102 in Berührung, wenn die Schieberanord nung 120 den langgestreckten Stab 102 überspannt bzw. auf diesen aufgeschoben ist. Hier durch wird eine exakte Betätigung der Schieblehre 100 sichergestellt. Zwei Schrauben (Schraubenpaar) 147 setzen einen elastischen Druckstab 148 so unter Vorspannung, daß er gegen eine angepaßte Kante des Stabs 102 gedrückt wird, um hierdurch ein freies Spiel zwischen der Schieberanordnung 120 und dem langgestreckten Stab 102 zu beseitigen.

Der Tiefenmeßstab 126 ist eine für den Tiefenmeßstab vorgesehene Rille 152 eingeführt, die an der Unterseite des langgestreckten Stabs 102 ausgebildet ist. Die Rille 152 erstreckt sich entlang der Unterseite des langgestreckten Stabs 102, so daß ein Freiraum für den Tiefenmeß stab 126 geschaffen ist. Der Tiefenmeßstab 126 wird in der Rille 142 durch einen endseitigen Anschlag 154 gehalten. Der endseitige Anschlag 154 ist an der Unterseite des Stabs 102 an dem zweiten Ende 132 angebracht. Der endseitige Anschlag 154 verhindert auch, daß die Schieberanordnung 120 unabsichtlich während des Betriebs von dem langgestreckten Stab 102 an dem zweiten Ende 132 freikommt.

Die Schieberanordnung 120 enthält weiterhin eine Aufnehmeranordnung 160, die an der Basis 140 oberhalb des langgestreckten Stabs 102 angebracht ist. Folglich bewegen sich die Basis 140 und die Aufnehmeranordnung 160 als eine Einheit. Die Aufnehmeranordnung 160 enthält ein Substrat 162, das zum Beispiel eine herkömmliche gedruckte Schaltungsplatine bzw. Leiterplatte sein kann. Das Substrat 162 trägt an seiner unteren Oberfläche einen induktiven Lesekopf 164. Eine zur Signalverarbeitung und Anzeige ausgelegte elektronische Schaltung 166 ist an einer oberen Oberfläche des Substrats 162 angebracht. Eine elastische Dichtung 163 ist zwischen der Abdeckung 139 und dem Substrat 162 zusammengedrückt und dient dazu, eine Verschmutzung der zur Signalverarbeitung und Anzeige dienenden elektronischen Schaltung 166 zu verhindern.

Wie in Fig. 2 gezeigt ist, ist der Lesekopf 164 durch eine dünne, haltbare bzw. belastbare isolierende Beschichtung 167 bedeckt, die vorzugsweise ungefähr 50 µm dick ist.

Die Skala 104 weist als ihr primäres Wandlerelement eine langgestreckte gedruckte Schaltungs platine bzw. Leiterplatte 168 auf. Wie in Fig. 1 gezeigt ist, ist eine Vielzahl von einen Satz bildenden Unterbrechern 170 mit einem periodischen Muster entlang der gedruckten Leiterplatte 168 mit gegenseitigem Abstand angeordnet. Die Unterbrecher 170 sind vorzugsweise aus Kupfer hergestellt. Die Unterbrecher 170 werden vorzugsweise in Übereinstimmung mit her kömmlichen Verfahren zur Herstellung von gedruckten Leiterplatten ausgebildet, obwohl auch viele andere Herstellungsverfahren eingesetzt werden können. Wie in Fig. 2 gezeigt ist, sind die Unterbrecher 170 durch eine schützende isolierende Schicht 172 bedeckt, die vorzugsweise eine Dicke von höchstens 100 µm aufweist. Die schützende Schicht 172 kann gedruckte Markierun gen enthalten, wie es in Fig. 1 dargestellt ist.

Die Schieberanordnung 120 trägt den Lesekopf 164 derart, daß er von dem Stab 102 durch einen Luftspalt 171, der zwischen der oder den isolierenden Schichten 167 und 172 gebildet ist, geringfügig beabstandet ist. Der Luftspalt 171 weist eine Größe auf, die vorzugsweise in der Größenordnung von 0,5 mm liegt. Der Lesekopf 164 und die Unterbrecher 170 bilden gemein sam einen induktiven Wandler. Der induktive Wandler und die zugehörige Schaltung weisen jeweils vorzugsweise irgendeine beliebige geeignete Gestalt auf, wie sie in der EP 0 743 508 A offenbart ist, deren Offenbarungsgehalt hiermit durch Bezugnahme in den Offenbarungsgehalt vorliegender Anmeldung einbezogen wird. Die Schieblehre 100 kann auch mit anderen elektronischen, bei geringer Spannung arbeitenden Schaltungstechniken arbeiten.

Wie auch bei der vorliegenden Erfindung arbeitet der induktive Wandler, der durch den Lesekopf 164 und die Unterbrecher 170 gebildet ist, in der in den Fig. 1 bis 3 gezeigten Schieblehre dahingehend, daß er sich ändernde Magnetfelder erzeugt. Die sich ändernden Magnetfelder induzieren umlaufende Ströme in den Unterbrechern 170, die in dem sich ändernden Magnetfeld angeordnet sind. Die umlaufenden Ströme werden auch als Wirbelströme bezeichnet.

Als Beispiel ist einer der Unterbrecher 170 zwischen den Polflächen eines Elektromagneten angeordnet. Das zwischen den Polflächen erzeugte Magnetfeld ändert sich mit der Zeit, beispielsweise dann, wenn der Elektromagnet durch einen Wechselstrom betrieben wird. Als Folge hiervon ändert sich der Fluß, der durch eine jeweilige geschlossene Schleife in dem Unterbrecher 170 fließt. Als Ergebnis wird um die geschlossene Schleife eine elektromagnetische Kraft ("EMK") induziert. Da der Unterbrecher 170 ein Leiter ist, wird ein Wirbelstrom erzeugt, dessen Wert gleich groß ist wie die elektromagnetische Kraft EMK, dividiert durch den Wider standswert, der entlang des die Schleife bildenden Materials, aus dem der Unterbrecher 170 hergestellt ist, auftritt. Solche Wirbelströme werden häufig in den Magnetkernen von Transfor matoren hervorgerufen. In den Transformatoren sind solche Wirbelströme unerwünscht, da sie zu Leistungsverlusten führen und Wärme erzeugen, die abgeleitet werden muß. In der vorliegenden Erfindung wird jedoch das Auftreten der Wirbelströme dazu ausgenutzt, vorteilhafte Ergebnisse zu erzielen.

Fig. 3 zeigt einen Schnitt durch den Lesekopf 164 in größeren Einzelheiten. Der Lesekopf 164 besteht vorzugsweise aus fünf im wesentlichen koplanaren Leitern 180 bis 184. Zwei dieser Leiter, nämlich die Leiter 181 und 182 bilden eine erste Empfängerwicklung 178. Zwei andere Leiter, nämlich die Leiter 183 und 184 bilden eine zweite Empfängerwicklung 179. Die erste und die zweite Empfängerwicklung 178 und 179 sind zentral bzw. mittig an dem Substrat 162 angeordnet und erstrecken sich entlang dieses Substrats 162 in sich gegenseitig überlappender Weise.

Die erste und die zweite Empfängerwicklung 178 und 179 sind jeweils in einem sinusförmigen Muster angeordnet und weisen die gleiche Wellenlänge auf. Der Leiter 181 erstreckt sich von einem Anschluß 185 zu einem Zwischenverbindungsanschluß 189a, an dem er mit dem Leiter 182 verbunden ist. Der Leiter 182 verläuft dann zu einem Anschluß 187 zurück. Die Leiter 181 und 182, die die erste Empfängerwicklung 178 bilden, definieren eine Vielzahl von sinusförmig ausgebildeten Schleifen 191.

In ähnlicher Weise erstreckt sich der Leiter 183 von einem Anschluß 188 zu einem Zwischen verbindungsanschluß 189b, an dem er mit dem Leiter 184 verbunden ist. Der Leiter 184 verläuft dann zu einem Anschluß 186 zurück. Die Leiter 183 und 184, die die zweite Empfängerwicklung 179 bilden, definieren ebenfalls eine Mehrzahl von sinusförmig ausgestalteten Schleifen 192. Die Schleifen 192 sind gegenüber den Schleifen 191, die durch die erste Empfängerwicklung 178 gebildet sind, um eine viertel Wellenlänge oder um die Hälfte einer Schleife versetzt. Gemäß Fig. 3 sind die Leiter 181 bis 184 so gezeigt, daß sie auf der gleichen Oberfläche des Substrats 162 angeordnet sind. Tatsächlich befinden sich jedoch abwechselnde halbe Wellenlängenabschnitte von jedem der Leiter 181 bis 184 auf separaten Schichten des Substrats 162. Folglich berühren sich die Wicklungen 178 und 179 gegenseitig nicht physikalisch. In ähnlicher Weise stehen auch die jeweiligen Wicklungen 178 und 179 an den "Überquerungs"- bzw. "Übergangs"-Punkten in der Mitte des Musters nicht in gegenseitiger physikalischer Berührung. Die halben Wellenlängen abschnitte bzw. einer halben Wellenlänge entsprechenden Abschnitte jedes der Leiter 181 bis 184 sind dann mit den anderen, einer halben Wellenlänge entsprechenden Abschnitten des gleichen Leiters durch Durchführungen 190 verbunden, die sich durch das Substrat 162 erstrecken.

Auch wenn sich die Leiter 181 bis 184 nicht auf der gleichen Oberfläche des Substrats 162 befinden, liegen die Leiter 181 bis 184 innerhalb einer dünnen Zone. Dies bedeutet, daß der Abstand zwischen der obersten Schicht der Wicklungen 178 und 179 auf dem Substrat 162 und der untersten Schicht des Substrats 162 minimal ist. Die Leiter 181 bis 184 sind daher annä hernd koplanar, das heißt verlaufen annähernd in der gleichen Ebene.

Die zweite Empfängerwicklung 179 ist im wesentlichen identisch wie die erste Empfängerwick lung 178, mit Ausnahme des räumlichen Phasenversatzes. Demgemäß konzentriert sich die nachfolgende Erläuterung hauptsächlich auf die erste Empfängerwicklung 178. Es versteht sich hierbei, daß die nachfolgenden Erläuterungen in gleicher Weise auch auf die zweite Empfänger wicklung 179 zutreffen.

Die fünfte Wicklung 180 ist eine Senderwicklung, die ebenfalls innerhalb der dünnen Zone liegt und die erste und die zweite Empfängerwicklung 178 und 179 im wesentlichen umschließt. Die Senderwicklung 180 ist ebenfalls durch einen Leiter auf einer Schicht oder einer Oberfläche des Substrats 162 gebildet. Die Senderwicklung 180 ist weiterhin gleichfalls in Übereinstimmung mit herkömmlichen Verfahren zur Herstellung von gedruckten Leiterplatten ausgebildet. Die Sender wicklung 180 weist eine Länge 194 und eine Breite 195 auf, die ausreichend groß sind, um die erste und die zweite Empfängerwicklung 178 und 179 zu umschließen.

Wenn nichts anders angegeben ist, sind die Messungen bzw. Bemessungen in den Fig. 3 und 4 relativ zu einer Meßachse 300 definiert. Mit dem Ausdruck "Länge" ist allgemein auf Abmessun gen Bezug genommen, die sich parallel zu der Meßachse 300 erstrecken, wohingegen der Ausdruck "Breite" allgemein auf Abmessungen Bezug nimmt, die rechtwinklig zu der Meßachse 300 in der Ebene des Substrats 162 verlaufen. Der Abstand bzw. die Strecke, die von zwei benachbarten Schleifen 191, die durch die erste Empfängerwicklung 178 gebildet sind, oder von zwei benachbarten Schleifen 192, die durch die zweite Empfängerwicklung 179 gebildet sind, überspannt wird, ist als der Teilungsabstand oder als Wellenlänge 193 des Lesekopfs 164 definiert. Die Strecke, die von einer einzigen Schleife 191 oder 192 überspannt wird, ist gleich groß wie eine Hälfte einer Wellenlänge 193. Die Strecke 302, die durch jeden Unterbrecher 170 überspannt bzw. belegt wird, ist vorzugsweise ebenfalls gleich groß wie eine Hälfte der Wellen länge 193.

Der zwischen der ersten Empfängerwicklung 178 und der zweiten Empfängerwicklung 179 vorhandene, eine viertel Wellenlänge betragende Versatz führt zur Erzeugung von Quadratur- Signalen, das heißt um 90° phasenverschobenen Signalen. Folglich ist die Richtung der Bewe gung des Lesekopfs 164 relativ zu der Skala 104 feststellbar. Ferner ist die Strecke 304, die von einem Rand eines Unterbrechers 170 bis zu dem entsprechenden Rand eines benachbarten Unterbrechers 170 überspannt wird, vorzugsweise gleich groß wie eine Wellenlänge 193.

Es ist festzustellen, daß die von Rand zu Rand gemessene Strecke 304 ein beliebiges ganzzahli ges Vielfaches "K" der Wellenlänge 193 sein kann, wenn alle Unterbrecher im wesentlichen identisch sind. In dem letztgenannten Fall ist es bevorzugt, daß jede Empfängerwicklung eine Länge aufweist, die dem "N.K"-fachen der Wellenlänge 193 entspricht, wobei N ebenfalls eine ganze Zahl bezeichnet.

Wie in Fig. 4 gezeigt ist, weist die erste Empfängerwicklung 178 ein sinusförmiges Muster aus Schleifen 191 auf. Die erste Empfängerwicklung 178 ist durch die Leiter 181 und 182 gebildet, die in einer Richtung in einem sinusförmigen oder zickzackförmigen Muster ausgelegt bzw. angeordnet sind, und anschließend in umgekehrter Richtung angebracht sind. Die Leiter 181 und 182 überqueren sich somit gegenseitig physikalisch (aber nicht elektrisch) und bilden hierdurch die Schleifen 191. Alternativ können die Schleifen 191 auch dadurch gebildet werden, daß eine Schleife aus isoliertem Draht in Uhrzeigerrichtung oder im Gegenuhrzeigersinn um 180° in regelmäßigen Inkrementen bzw. Schritten entlang der Schleife verdrillt wird. Der Aufbau der zweiten Empfängerwicklung 179 ist identisch wie derjenige der ersten Empfängerwicklung 178.

Als Ergebnis der sich überquerenden Gestaltung bzw. Überkreuzungen der Schleifen 191 haben jeweils benachbarte Schleifen 191 unterschiedliche effektive Wicklungsrichtungen. Ein Wechsel strom, der durch die Senderwicklung 180 fließt, erzeugt ein gleichförmiges, sich zeitlich änderndes Magnetfeld, das durch die erste(n) Empfängerwicklung(en) 178 verläuft. Das sich zeitlich ändernde Magnetfeld erzeugt eine elektromagnetische Kraft (EMK) in der ersten Empfän gerwicklung 178 oder, anders ausgedrückt, einen sich zeitlich ändernden, durch die erste Empfängerwicklung 178 fließenden Strom. Da jeweils benachbarte Schleifen 191 in abwech selnden Richtungen gewickelt sind, weisen die elektromagnetische Kraft und der Strom, die in benachbarten Schleifen 191 erzeugt werden, abwechselnde Polaritäten auf, was in Fig. 4 mit den Symbolen "+" und "-" veranschaulicht ist.

Jede der Schleifen 191 umschließt im wesentlichen die gleiche Fläche. Falls daher die Anzahl von "+" Schleifen 191a gleich groß ist wie die Anzahl von "-" Schleifen 191b und die Schleifen 191 einen gleichförmigen Magnetfluß empfangen, induziert das Magnetfeld eine netto bei null liegende elektromagnetische Kraft an den Anschlüssen 185 und 187 der ersten Empfängerwick lung 178. Dies trifft in gleicher Weise auch für die zweite Empfängerwicklung 179 zu.

Falls ein an der Skala 104 befindlicher Unterbrecher 170 oder ein beliebiges anderes leitendes Objekt in die Nähe des Lesekopfs 164 bewegt wird, induziert das Magnetfeld, das durch die Senderwicklung 180 erzeugt wird, Wirbelströme in dem Unterbrecher 170 oder in dem anderen leitenden Objekt. Demzufolge wird ein Magnetfeld in der Nähe des Unterbrechers erzeugt, das dem Magnetfeld, das durch die Senderwicklung 180 erzeugt wird, entgegenwirkt. Die Wirbel ströme rufen folglich entgegengesetzte Magnetfelder hervor, die das Sender-Magnetfeld in der Nähe des Unterbrechers 170 dämpfen.

Als Ergebnis wird der Magnetfluß, den die erste Empfängerwicklung 178 empfängt, räumlich geändert oder unterbrochen. Solange die Unterbrechung die "+" Schleifen 191a und die "-" Schleifen 191b nicht in gleicher Weise beeinflußt, gibt die Empfängerwicklung 178 ein nicht bei null liegendes EMK-Signal ab. Demzufolge ändert sich die Polarität der elektromagnetischen Kraft EMK zwischen den Ausgangsanschlüssen 185 und 187, wenn sich der leitende Unterbrecher 170 von der Nähe einer "+" Schleife 191a in die Nähe einer "-" Schleife 191b bewegt.

Die Größe des Unterbrechers 170 ist vorzugsweise nicht gleich groß wie die Wellenlänge 193. Falls die Länge 302 des Unterbrechers 170 beispielsweise gleich groß wäre wie die Wellenlänge 193 und wenn die Breite des Unterbrechers 170 gleich groß wäre wie die Breite 195, würde der Unterbrecher 170 unabhängig davon, wo er entlang der Meßachse 300 relativ zu den Schleifen 191 positioniert ist, das Sender-Magnetfeld mit jeweils gleich großen Flächen von benachbarten "+" Schleifen 191a und "-" Schleifen 191b unterbrechen. Als Ergebnis wäre die Amplitude des EMK-Signals, das von der Empfängerwicklung 178 abgegeben wird, nominell gleich null.

Weiterhin ist dann das von der Empfängerwicklung 178 abgegebene Ausgangssignal unempfind lich gegenüber der Position des Objekts relativ zu den Schleifen 191. Das Ausgangssignal liegt dann nämlich bei null, unabhängig von der Position des Unterbrechers 170 entlang der Meß achse. Da kein nützliches Signal bzw. Nutzsignal aus einer solchen Geometrie herrührt, ist die Größe des Unterbrechers 170 vorzugsweise nicht gleich groß wie die Wellenlänge 193. Die Länge des Unterbrechers 170 kann größer sein als eine Wellenlänge 193. Da jedoch derjenige Abschnitt des Unterbrechers, der gleich groß ist wie eine volle Wellenlänge 193, nicht zu der Signalstärke des Nutzsignals beiträgt, ist die Länge des Unterbrechers 170 vorzugsweise kleiner als eine Wellenlänge 193.

Falls die Länge des Unterbrechers 170 nicht gleich groß ist wie eine Wellenlänge 193 oder einem ganzzahligen Vielfachen der Wellenlänge 193, werden in den meisten Positionen ungleiche Flächen "+" und "-" der Schleifen 191 unterbrochen. Das Ausgangssignal ist folglich gegenüber der Position des Unterbrechers 170 relativ zu den Schleifen 191 empfindlich. Das Ausgangs signal wird dann die größte Amplitudenänderung in Abhängigkeit von der Position aufweisen, wenn die Länge des Unterbrechers 170 gleich groß ist wie die Hälfte einer Wellenlänge 193. Wenn die Länge des Unterbrechers 170 gleich einer Hälfte einer Wellenlänge 193 ist, überdeckt der Unterbrecher 170 periodisch entweder eine vollständige "+" Schleife 191a oder eine vollständige "-" Schleife 191b, überdeckt dabei dann aber keinerlei Teil einer benachbarten "-" Schleife 191b oder einer "+" Schleife 191a. Damit führt ein Unterbrecher 170, der eine Länge gleich einer halben Wellenlänge aufweist, zu der Erzeugung des stärkst möglichen Signals.

Wie in Fig. 3 gezeigt ist, sind die Unterbrecher 170 an der Skala 104 mit einem Teilungsabstand (einem Abstand von einem Rand zu dem benachbarten entsprechenden Rand) angeordnet, der einer Wellenlänge 193 entspricht. Demzufolge weisen aufeinanderfolgende Unterbrecher einen gegenseitigen Abstand von einer halben Wellenlänge 193 auf. Die Unterbrecher 170 sind vorzugsweise elektrisch sehr gut leitend, jedoch nicht ferromagnetisch. Folglich werden die Unterbrecher 170 nicht magnetisiert und ziehen keine ferromagnetischen Partikel an. Wie in Fig. 1 gezeigt ist, ist die Länge der Skala 104 bei dem ersten Ausführungsbeispiel größer als die Länge des Lesekopfs 164. Folglich definiert die Länge der Skala 104 den Meßbereich der Schieblehre 100.

Bei dem ersten Ausführungsbeispiel der Schieblehre 100 sind die Schleifen 191 der ersten Empfängerwicklung 178 vorzugsweise innerhalb eines vorgegebenen Bereichs in dem Inneren der Senderwicklung 180 angeordnet. Von den Erfindern wurde durch Experimente ermittelt, daß die Senderwicklung 180 ein Magnetfeld erzeugt, dessen Intensität sich in Abhängigkeit von dem Abstand von dem Leiter der Senderwicklung 180 rasch verringert. Von den Erfindern wurde jedoch durch Experimente weiterhin erkannt, daß das Magnetfeld in dem inneren Bereich bzw. in der Innenregion der Senderwicklung 180 dazu tendiert, sich jenseits eines gewissen Abstands von dem Leiter der Senderwicklung 180 einem gleichförmigen Wert anzunähern.

Der gewisse Abstand definiert somit die äußere Begrenzung bzw. den Umkreis eines relativ gleichförmigen Magnetfelds. Der Abstand, an dem das Magnetfeld gleichförmig wird, ist eine Funktion der Geometrie der Wicklung. Demzufolge sind die Schleifen 191 und 192 vorzugsweise mit dem gewissen Abstand von der Senderwicklung 180 entfernt angeordnet, um hierdurch die Genauigkeit des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden induktiven Wandlers zu verbessern. Die Schleifen 191 und 192 der ersten und der zweiten Empfängerwick lung 178 und 179 sind vorzugsweise vollständig innerhalb der Region des relativ gleichförmigen Magnetfelds angeordnet.

Bei einem als Beispiel dienenden Ausführungsbeispiel sind die Unterbrecher 170, die Empfän gerwicklungen 178 und 179, und die Senderwicklung 180 in folgender Weise dimensioniert:
Wellenlänge der Empfängerwicklung = 5,08 mm (0,200 Zoll),
Unterbrecherlänge = 2,54 mm (0,100 Zoll),
Unterbrecherbreite = 12,446 mm (0,490 Zoll),
Breite der Senderwicklung = 10,16 mm (0,400 Zoll),
Breite der Empfängerwicklung = 8,636 mm (0,340 Zoll),
Ein Viertel einer Empfängerwellenlänge = 1 ,27 mm (0,050 Zoll), und
Länge der Senderwicklung = 49,5 mm (1,950 Zoll).

Durch exaktes Balancieren bzw. Symmetrieren und durch abwechselndes Verschachteln der "+" Schleifen 191a und der "-" Schleifen 191b erzeugt die erste Empfängerwicklung 178 ein nominell bei null liegendes Ausgangssignal bei fehlendem Vorhandensein der Unterbrecher 170. Weiterhin führt die jeweils einander unmittelbar benachbarte Anordnung der abwechselnden "+" Schleifen 191a und "-" Schleifen 191b zur Erzeugung eines kontinuierlichen Signals an jedem Ausgang der Empfängerwicklungen, wenn der Unterbrecher 170 entlang der Meßachse 300 bewegt wird. Diese Gestaltungsfaktoren führen zu einem hohen Signal/Rausch-Verhältnis bei der Schieblehre 100. Diese Merkmale ermöglichen somit die Durchführung einer Messung mit hoher Genauigkeit.

Die vorstehend angegebene Geometrie des Lesekopfs 164 und der Skala 104 stellt sicher, daß der Wandler der Schieblehre 100 sehr genau arbeitet. Darüber hinaus werden durch die vorste hend angegebene Geometrie des Lesekopfs 164 der Schieblehre 100 Auswirkungen, die von nicht gleichförmigen Senderfeldern entlang der Breite des Lesekopfs 164, rechtwinklig zu der Meßachse 300, herrühren, beseitigt. Die vorstehend angegebene Geometrie führt auch zur Zurückweisung von von außen einwirkenden Magnetfeldern als "Gleichtaktfehler", was auf die symmetrierte "differentielle Erfassung" bei dem induktiven Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung zurückzuführen ist. Das Niveau der in dem induktiven Wandler der Schieblehre 100 auftretenden Genauigkeit hängt in großem Umfang von der Sorgfalt bei der Auslegung und der Konstruktion des Lesekopfs 164 und der Skala 104 ab.

In den Fig. 5A bis 5C ist ein Beispiel für die Arbeitsweise der induktiven Schieblehre 100 gezeigt. Wenn sich die Skala 104 und ihre Unterbrecher 170 (mit gestrichelten Linien dargestellt) relativ zu dem Sender bzw. der Senderwicklung 180 und der ersten Empfängerwicklung 178 bewegen, überdecken die Unterbrecher 170 entweder alle "+" Schleifen 191a und keine der "-" Schleifen 191b, oder unterschiedliche Anteile der "+" Schleifen 191a und der "-" Schleifen 191b, oder alle "-" Schleifen 191b und keine der "+" Schleifen 191a.

Fig. 5A zeigt die Unterbrecher 170 in einem Zustand, bei dem sie alle "-" Schleifen 191b und keine der "+" Schleifen 191a der ersten Empfängerwicklung 178 überdecken. Die Senderwick lung 180 ist mit den Unterbrechern 170 induktiv gekoppelt und induziert Wirbelströme in den Unterbrechern 170. Als Ergebnis dessen erzeugen die Unterbrecher 170 Magnetfelder, die dem Magnetfeld der Senderwicklung, das durch die "-" Schleifen 191b hindurchläuft, entgegenwir ken. Der Netto-Magnetfluß, der durch die "-" Schleifen 191b hindurchläuft, ist somit kleiner als der Netto-Magnetfluß, der durch die "+" Schleifen 191a hindurchgeht. Die "-" Schleifen 191b erzeugen somit eine kleinere induzierte elektromagnetische Kraft als die "+" Schleifen 191a. Demzufolge erzeugt die erste Empfängerwicklung 178 einen Netto-Strom mit "positiver" Polarität und eine Netto-Spannung mit "positiver" Polarität an ihren Ausgangsanschlüssen 185 und 187.

Das Ausgangssignal ändert sich mit der Zeit, da die Senderwicklung 180 ein sich zeitlich änderndes Magnetfeld erzeugt. Die Amplitude und die Polarität des sich zeitlich ändernden Ausgangssignals gibt, bezogen auf das Eingangssignal, die relative Position zwischen dem Lesekopf 164 und der Skala 104 an. In Fig. 5C ist dargestellt, wie sich die Amplitude und die Polarität des Ausgangssignals ändern, wenn sich die Position der Skala 104 relativ zu dem Lesekopf 164 ändert.

Die anfängliche Spitze in der Wellenform, die in Fig. 5C dargestellt ist, stellt ein Beispiel für ein eine Amplitude mit positiver Polarität aufweisendes Ausgangssignal dar, das an den Anschlüssen 185 und 187 der ersten Empfängerwicklung 178 auftritt. Die Polarität gibt die zeitliche Phase bzw. zeitliche Lage des sich zeitlich ändernden Ausgangssignals relativ zu dem Eingangssignal an. Die Polarität des Ausgangssignals liegt, bezogen auf das Eingangssignal, entweder in Phase mit diesem oder ist gegenüber diesem invertiert (um 180° phasenverschoben).

In Fig. 5B ist die Skala 104 in einem verschobenen Zustand gezeigt, bei dem die Unterbrecher 170 alle "+" Schleifen 191a überlappen, jedoch keine der "-" Schleifen 191b überdecken. In dieser Relativlage wirkt der induzierte Strom, der in den Unterbrechern 170 erzeugt wird, dem Fluß des Sender-Magnetfelds entgegen, das durch die "+" Schleifen 191a hindurchgeht. Die "-" Schleifen 191b erzeugen somit eine stärkere induzierte elektromagnetische Kraft EMK als die "+" Schleifen 191a. Als Folge hiervon erzeugt die erste Empfängerwicklung 178 einen Netto- Strom und eine Netto-Spannung an den Ausgangsanschlüssen 185 und 187 mit negativer Polarität. Das anfängliche Tal in der in Fig. 5C dargestellten Wellenform stellt ein Beispiel für ein eine Amplitude mit negativer Polarität aufweisendes Ausgangssignal dar, das an den Anschlüs sen 185 und 187 der ersten Empfängerwicklung 178 auftritt.

Wenn die Unterbrecher 170 die "-" Schleifen 191b vollständig überdecken, wie dies in Fig. 5A dargestellt ist, weist das resultierende Ausgangssignal eine maximale positive Amplitude auf, die in der in Fig. 5C gezeigten Wellenform durch die Spitzenwerte veranschaulicht ist. Wenn im umgekehrten Fall die Unterbrecher die "+" Schleifen 191a vollständig überdecken, wie dies in Fig. 5B dargestellt ist, weist das resultierende Ausgangssignal eine maximale negative Amplitude auf, die in der in Fig. 5C gezeigten Wellenform durch die Täler veranschaulicht ist.

Während sich die Unterbrecher 170 entlang der Meßachse 300 zwischen der in Fig. 5A darge stellten Position und der in Fig. 5B gezeigten Position bewegen, ändert sich die Amplitude der Wellenform kontinuierlich, wie dies in Fig. 5C dargestellt ist. Im einzelnen ist die Amplitude der in Fig. 5C dargestellten Wellenform gleich null, wenn die Unterbrecher 170 exakt eine Hälfte jeder der "+" Schleifen 191a und der "-" Schleifen 191b überdecken. Wenn sich die Unterbrecher 170 ausgehend von dieser Position noch näher zu der in den Fig. 5A oder 5B dargestellten Position bewegen, wird die Amplitude des Ausgangssignals der Empfängerwicklung zunehmend positiv oder negativ.

Der Lesekopf 164 weist, wie in Fig. 3 dargestellt ist, zwei Empfängerwicklungen 178 und 179 auf, die in einem gegenseitigen Abstand von einem Viertel der Skalen-Wellenlänge 193 angeord net sind. Dies bedeutet, daß die zweite Empfängerwicklung 179 die erste Empfängerwicklung 178 überlappt und gegenüber dieser um ein Viertel der Skalen-Wellenlänge 193 versetzt ist. Dies bedeutet, daß jede "+" Schleife 192a der zweiten Empfängerwicklung 179 einen Abschnitt einer "+" Schleife 191a und einen Abschnitt einer "-" Schleife 191b der ersten Empfänger 178 überlappt. In gleichartiger Weise überlappt jede "-" Schleife 192b der zweiten Empfängerwick lung 179 einen Abschnitt einer "+" Schleife 191a und einen Abschnitt einer "-" Schleife 191b der ersten Empfängerwicklung 178.

Isolierende oder überkreuzende Durchgänge bzw. Übergänge sind an oder in dem Substrat 162 jeweils in geeigneter Weise angeordnet, um hierdurch die erste Empfängerwicklung 178 gegenüber der zweiten Empfängerwicklung 179 elektrisch zu isolieren. Indem die erste Empfän gerwicklung 178 und die zweite Empfängerwicklung 179 in einem gegenseitigen Abstand von einem Viertel einer Skalen-Wellenlänge 193 angeordnet werden, ergibt sich, daß die von der ersten und der zweiten Empfängerwicklung 178 und 179 erzeugten Signale räumlich in Quadra tur vorliegen, das heißt um 90° phasenverschoben sind. Die Signalamplituden, die von den Empfängerwicklungen 178 und 179 abgegeben werden, definieren hierbei sinusförmige Muster als Funktion der Position. Insbesondere ist das sinusförmige Muster, das von der zweiten Empfängerwicklung 179 erzeugt wird, räumlich um 90° gegenüber dem sinusförmigen Muster verschoben, das durch die erste Empfängerwicklung 178 erzeugt wird.

Als Ergebnis erfaßt die zur Signalverarbeitung und Anzeige ausgelegte elektronische Schaltung 166 die Beziehung zwischen den Signalen, die von den beiden Empfängerwicklungen 178 und 179 erzeugt werden. Durch eine Analyse dieser Beziehung ermittelt die zur Signalverarbeitung und Anzeige dienende elektronische Schaltung 166 die Richtung, in der sich der Lesekopf 164 relativ zu der Skala 104 bewegt. Wie vorstehend dargelegt, ändern sich die Amplituden der Signale, die von den Wicklungen 178 und 179 ausgegeben werden, sinusförmig in Abhängigkeit von der Position des Lesekopfs 164 relativ zu der Skala 104.

Die zur Signalverarbeitung und Anzeige dienende elektronische Schaltung 166 ermittelt hierbei die Position des Lesekopfs 164 relativ zu der Skala 104 auf der Grundlage der nachstehend angegebenen Gleichung:

Hierbei bezeichnen:
p: die Position
λ: die Skalen-Wellenlänge 193,
n: eine ganze Zahl, die die Anzahl von vollständig durchwanderten Wellenlängen 193 angibt,
S1, S2: die Amplituden und die Vorzeichen der Ausgangssignale, die jeweils von den Empfängerwicklungen 178 bzw. 179 erhalten werden, und
tan⁻¹: die inverse Tangensfunktion, die einen Winkel zwischen 0 und 2π als eine Funk tion des Verhältnisses zwischen S1 und S2 definiert.

Die Vorzeichen S1 und S2 legen in Übereinstimmung mit der nachstehend angegebenen Tabelle 1 fest, in welchem Quadranten der Winkel liegt

Tabelle 1

Zur Verbesserung der Genauigkeit der Schieblehre 100 und/oder zur Verringerung der Anforde rungen an die analoge Signalverarbeitungsschaltung, die für das Ausgangssignal der Empfän gerwicklungen vorgesehen ist, kann der Lesekopf 164 drei oder mehr sich überlappende Empfängerwicklungen enthalten. Auch wenn ein Lesekopf 164, der drei oder mehr sich überlap pende Empfängerwicklungen aufweist, schwieriger herzustellen ist, führt er in Kombination mit gewissen Signalverarbeitungsmethoden zu noch genaueren Positionserfassungen als ein Lesekopf 164, der lediglich zwei sich überlappende Empfängerwicklungen aufweist. Solche, eine Mehrzahl von Wicklungen aufweisende Leseköpfe weisen vorzugsweise gleich große Phasenver schiebungen auf. Wenn die Anzahl von Wicklungen gleich m ist, ist die Phasenverschiebung beispielsweise gleich 180°/m.

Die zur Signalverarbeitung und Anzeige dienende elektronische Schaltung 166 ist im Stande, eine absolute Positionsmessung im Bereich einer halben Wellenlänge 193 unter Einsatz von bekannten Interpolationsmethoden und unter Verwendung lediglich einer Empfängerwicklung auszuführen. Als Beispiel kann die zur Signalverarbeitung und Anzeige dienende elektronische Schaltung 166, wie es in Fig. 6 gezeigt ist, zwischen einer ersten Position d1 und einer zweiten Position d2 innerhalb einer halben Wellenlänge 193 dadurch unterscheiden, daß die Amplitude und die Polarität des Empfängersignals an den Punkten 287 und 288 jeweils miteinander verglichen werden.

Der Punkt 287 weist einen Spannungswert von V1 auf, wohingegen der Punkt 288 einen Spannungswert von V2 besitzt. Die Position d3 entspricht dem Punkt 289 in dem Empfänger signal, wie es in Fig. 6 gezeigt ist. Der Punkt 289 weist den gleichen Spannungswert V1 wie der Punkt 287 auf. Die zur Signalverarbeitung und Anzeige dienende elektronische Schaltung 166 kann daher den zwischen den relativen Positionen bei der ersten Position d1 und der dritten Position d3 vorhandenen Unterschied bei Einsatz einer Interpolation nicht erkennen.

Die Skala 104, der Lesekopf 164 oder andere Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung lassen sich unter Verwendung von herkömmlichen Methoden leicht herstellen. Als Beispiel können bekannte Verfahren zur Herstellung von gedruckten Leiterplatten (auf festen oder flexiblen Substraten) zur Herstellung des Lesekopfs 164 benutzt werden, wobei die Senderwicklung 180 und die Empfängerwicklungen 178 und 179 hierbei auf einem gedruckten Leiterplattensubstrat ausgebildet werden. Eine geeignete Isolation ist zwischen den Schleifen 191 und 192 an denjenigen Stellen, an denen sich die Empfängerwicklungen 178 und 179 überkreuzen, notwen dig, um hierdurch Kurzschlüsse bei den Empfängerwicklungen an den Überkreuzungspunkten zu verhindern.

Die Skala 104 kann in gleichartiger Weise unter Verwendung von auf dem Gebiet der gedruckten Leiterplatten bekannten Techniken hergestellt werden. Die Fluß-Unterbrecher 170 sind dünne Stäbe aus Kupferfolie, die auf einem Substrat einer gedruckten Leiterplatte aufgebracht sind. Anstelle von Kupfer können auch andere, sehr gut leitende Materialien für die Fluß-Unterbrecher 170 eingesetzt werden, nämlich zum Beispiel Aluminium, Chrom, Silber oder Gold. Typische gedruckte Leiterplatten enthalten ein mit Glasfasern verstärktes Kunststoffmaterial wie etwa das Material FR4. Die Stabilität der Abmessungen der Skala 104 beeinflußt die insgesamt erzielbare Genauigkeit des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers.

Für eine hohe Genauigkeit erfordernde Einsätze sind daher stabilere Substrate für die Skala bevorzugt, beispielsweise Substrate aus Glas, Quarz, Stahl, Invar oder Keramikmaterial. Stahl und Invar sind leitende Materialien. Jedoch sind sie schlechter leitend als Kupfer. Der bezüglich der Leitfähigkeit vorhandene Unterschied zwischen den aus Kupfer bestehenden Fluß-Unterbre chern 170 und dem aus Stahl oder Invar bestehenden Substrat 116 führt zu einem ausreichen den Kontrast bzw. Unterschied im Hinblick auf die Erzeugung von sich ändernden Ausgangs signalen durch die Empfängerwicklungen 178 und 179, wenn sich die Skala 104 relativ zu dem Lesekopf 164 bewegt.

In manchen Anwendungen kann es nützlich sein, eine oder mehrere metallische Platten, die die Fluß-Unterbrecher 170 bilden, auf einem flexiblen Band aus Metall, das das Substrat bildet, zu laminieren oder an diesem anzubringen. Die metallischen Platten bestehen aus einem Metall, das sich von demjenigen des flexiblen Bands unterscheidet. Als Beispiel kann das metallische Band mit den an ihm angeklebten metallischen Platten an einem Gestell oder an einem Werkstück, dessen Position gemessen werden soll, angebracht werden. Alternativ kann das metallische Band zurückgezogen oder aufgewickelt werden, um diejenigen Abschnitte des metallischen Bands, die nicht für eine bestimmte Messung eingesetzt werden, zu speichern bzw. zu lagern. Eine weitere Verbesserung der Stabilität der Abmessungen läßt sich dadurch erzielen, daß das Substrat, das die Fluß-Unterbrecher 170 enthält, an einem aus Stahl bestehenden oder durch andere Mittel dimensionsstabilisierten Substrat oder Träger befestigt wird.

Die Fluß-Modulatoren 170 können Elemente sein, die entweder den Fluß unterbrechen oder den Fluß verstärken, wie es in den anhängigen US-Patentanmeldungen 08/645,483 und 08/645,490, eingereicht am 13. Mai 1996, dargelegt ist, deren Offenbarungsgehalt hiermit vollständig in den Offenbarungsgehalt vorliegender Anmeldung einbezogen wird. Weiterhin können die den Fluß unterbrechenden oder den Fluß verstärkenden Elemente auch in einer Vielfalt von Formaten und Strukturen bereitgestellt werden, wie es in den US-Patentanmeldungen 08/645,483 und 08/645,490 beschrieben ist.

Fig. 7 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers 200. Der induktive Absolutpositions wandler 200 weist drei parallel angeordnete Wandler 210, 220 und 230 auf. Jeder der Wandler ist im wesentlichen so ausgelegt, wie es anhand der Erläuterungen zu den Fig. 1 bis 5 bereits vorstehend ausgeführt ist, und arbeitet im wesentlichen in der gleichen Weise.

Jeder der drei Wandler 210, 220 und 230 enthält jeweils eine Senderwicklung 212, 222 bzw. 232 und zwei überlappende Empfängerwicklungen 214 und 216, 224 und 226 bzw. 234 und 236. Jeder Wandler 210, 220 und 230 enthält weiterhin eine Skala 218, 228 bzw. 238. Die Skalen 218, 228 und 238 sind an einem Skalenelement 202 des induktiven Absolutpositions wandlers 200 ausgebildet. Jede Skala 218, 228 und 238 weist eine Mehrzahl von Fluß-Modula toren 170 auf. Hierbei ist wichtig, daß die Empfängerwicklungen 214 und 216, 224 und 226, und 234 und 236 der Wandler 210, 220 bzw. 230 jeweilige Wellenlängen λ₁, λ₂ bzw. λ₃ aufweisen. In gleichartiger Weise weisen die an den Skalen 218, 228 und 238 angebrachten Fluß-Modulatoren 170 jeweils eine Länge 219, 229 bzw. 239 auf, die, gemessen entlang der Meßachse 300, gleich groß ist wie die Hälfte der entsprechenden Wellenlänge λ₁, λ₂ bzw. λ₃.

Fig. 7 zeigt mehrere ausgezogene gezeichnete vertikale Linien, die mit gleichen, der Wellenlänge λ₃ entsprechenden Abständen angeordnet sind, sowie gestrichelt dargestellte Linien, die jeweils die halbe Wellenlänge markieren. Die ausgezogenen Linien und die gestrichelten Linien stellen eine sichtbare Referenz dar, die dazu dienen soll, die Unterschiede zwischen den Wellenlängen λ₁ und λ₂ einerseits und der Wellenlänge λ₃ andererseits zu veranschaulichen.

Vorzugsweise ist die Wellenlänge λ₁ gleich 2,54 mm, während die Wellenlänge λ₂ gleich 2,4094 mm ist und die Wellenlänge λ₃ gleich 2,56 mm ist. Jeder der Wandler 210 und 230 kann zur Erzielung einer feinen Wellenlängenmessung eingesetzt werden. Die Wellenlänge λ₃ (2,56 mm) wird bei Millimeter-Messungen bevorzugt, da sie einfache digitale Berechnungen ermöglicht. Die Wellenlänge λ₁ (2,54 mm) entspricht 0,1 Zoll (inch). Aus diesem Grund wird sie für Messungen in Zoll benutzt, daß sie einfache Berechnungen zur Umwandlung von Zoll in Millimeter ermög licht.

Die Wellenlängen λ₁, λ₂ und λ₃ sind einander jeweils ähnlich. Die räumliche Phasendifferenz zwischen Paaren aus diesen Wellenlängen durchläuft daher einen vollständigen Zyklus von 360° über eine räumliche Länge hinweg, die sehr viel größer ist als jede der einzelnen Wellenlängen λ₁, λ₂ oder λ₃. Demgemäß können die Positionsausgangsinformationen, die von zwei Wandlern mit unterschiedlichen Wellenlängen, beispielsweise durch zwei aus den drei Wandlern 210, 220 und 230, erhalten werden, zur Messung von großen Strecken zusammengefaßt werden.

Die kombinierten Positionsinformationen führen zu einer absoluten Positionsinformation bezüglich einer "mittleren Wellenlänge" oder einer "groben Wellenlänge" auf der Basis einer Berechnung der räumlichen "Phasenrelation". Diese "mittlere" oder "grobe" Wellenlänge entspricht einer relativen, räumlichen Phasenverschiebung um 360° und wird aus den räumlichen Wellenlängen der beiden Wandler gewonnen. Diese "mittlere" oder "grobe" Wellenlänge ist sehr viel länger als der Bereich der Absolutmessung, der durch einen der Wandler 210, 220 oder 230 für sich allein erzielt werden könnte.

Da sich die räumlichen Wellenlängen der beiden Wandler zunehmend ähnlich werden, durchläuft die Phasendifferenz, die aus den von den beiden Wandlern abgegebenen Signalen abgeleitet wird, einen vollständigen Zyklus von 360° über eine zunehmend längere "Phasenrelations"- Wellenlänge hinweg. Dies entspricht einem größeren absoluten Meßbereich.

Die in der Praxis zulässige Beziehung zwischen den Wellenlängen der Wandler 210, 220 und 230, und damit der gesamte absolute Meßbereich der Einrichtung, hängt von der Meßgenauig keit bei jedem der drei Wellenlängen/Wandlern ab. Eine hohe Meßgenauigkeit bei einem einzelnen Wandler bezeichnet die Tatsache, daß Positionen exakt mit einer Auflösung ermittelt werden können, die einem kleinen Teil der Wellenlänge des Wandlers entspricht.

Mit dem Ausdruck "Interpolationsverhältnis" ist das Ausmaß bezeichnet, mit dem eine Auflösung oder Genauigkeit im Bereich unterhalb einer Wellenlänge erzielt werden kann. Dies bedeutet, daß dieser Ausdruck das Verhältnis zwischen der Wellenlänge und dem gewählten Inkrement der positionsmäßigen Auflösung bezeichnet. Dieser Ausdruck kann auf die Wellenlänge eines einzelnen Wandlers angewendet werden, kann aber auch für die vorstehend beschriebenen, effektiven "mittleren" oder "groben" Wellenlängen benutzt werden.

Bei einer Gestaltung des induktiven Absolutpositionswandlers 200, wie sie in Fig. 7 gezeigt ist, muß der Absolutpositionswandler 200 mit einer sehr konservativen "Fehlergrenze" hinsichtlich der Berechnung der relativen Phase aufgebaut sein. Selbst unter den schlechtesten Bedingungen muß nämlich gewährleistet sein, daß die "mittlere" oder "grobe" Berechnung der relativen Phase die Position der sich relativ zueinander bewegenden Wandlerelemente entsprechend einer bestimmten, einzelnen Wellenlänge des "nächst feineren" Meßmodus des absoluten Systems identifizieren muß. Anderenfalls würde bei der gesamten Berechnung der absoluten Position ein Fehler hervorgerufen werden, der mindestens einer Wellenlänge des "nächst feineren" Meßmo dus entspricht. Mit dem Ausdruck "Wellenlängenverhältnis" ist das Verhältnis zwischen der relativ gröberen effektiven Wellenlänge und der "nächst feineren" effektiven Wellenlänge bezeichnet, zum Beispiel "grob/mittel" oder "mittel/fein".

Bei dem in Fig. 7 gezeigten induktiven Absolutpositionswandler 200 wird eine konservative Fehlergrenze bzw. ein konservativer Fehlerbereich dadurch erzielt, daß ein Wellenlängenverhält nis benutzt wird, das im Vergleich mit dem Interpolationsverhältnis der einzelnen Wandler niedrig ist. Die Wellenlängenverhältnisse, die bei den in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden Ausführungsbeispielen des induktiven Absolutpositionswandlers benutzt werden, betragen lediglich 16/1 für "mittel/fein" und 8/1 für "grob/mittel". Diese Wellenlängenverhält nisse führen zu einer angemessenen Sicherheitsgrenze hinsichtlich der nominellen Genauigkeit und des Interpolationsverhältnisses von 256/1, das bei den einzelnen Wandlern 210, 220 und 230 zu erwarten ist, und hinsichtlich ihrer zugehörigen feinen Wellenlängen. Die Wellenlängen verhältnisse können in Abhängigkeit von den Toleranzen der Systemauslegung und den zulässi gen Kosten vergrößert werden. Allerdings könnte dieses auch zu einem größeren Fehlerrisiko führen, durch das unkorrekte Meßergebnisse bei der Absolutmessung hervorgerufen werden könnten.

Die Phasendifferenz zwischen den Wellenlängen λ₁ und λ₃ führt zu einer effektiven groben Wellenlänge von 325,12 mm. Damit eine mittlere Wellenlänge λ_M erzielt wird, wird durch die Differenz zwischen der Wellenlänge λ₃ mit 2,56 mm und der Wellenlänge λ₂ mit 2,4094 mm eine Wellenlänge mit 40,96 mm bereitgestellt, die gleich groß ist wie 16×2,56 mm bzw. 17×2,4094 mm. Das Verhältnis "grob/mittel" liegt somit bei 325,12/40,96, das heißt annähernd bei 8, so daß das Verhältnis "grob/fein" demgemäß bei ungefähr 128 liegt. Es ist anzumerken, daß das Verhältnis "grob/fein" vorzugsweise mindestens 100 beträgt, wohingegen das Verhältnis "mittel/fein" vorzugsweise mindestens gleich 10 ist, damit sichergestellt ist, daß der induktive Absolutpositionswandler einen ausreichend großen Meßbereich besitzt. Die folgende, quantita tive Beschreibung faßt die bevorzugten Gestaltungsrichtlinien zusammen, die dem feinen (Millimeter und Zoll), dem mittleren und dem groben Betriebsmodus entsprechen und bei dem in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandler bevorzugt sind.

Die Wellenlängen λ₁, λ₂ und λ₃ sind speziell wie folgt ausgewählt: λ₁ = 2,54 mm; λ₂ = 2,4094 mm; und λ₃ = 2,56 mm. Die räumliche Phasenposition jedes Wandlers 210, 220 und 230 ist jeweils als ϕ₁, ϕ₂ bzw. ϕ₃ definiert. Die Wellenlängen λ₁ und λ₃ stellen die Wellenlängen λ_F für den feinen Modus bzw. die Feinmessung dar. Die Wellenlänge λ₃ wird für Messungen von Millimetern im feinen Meßbetrieb eingesetzt. Die Wellenlänge λ₁ wird für Messungen von Zoll im feinen Meßbetrieb verwendet. Die Wellenlänge λ_M für den mittleren Modus ist wie folgt festge legt:

oder alternativ:

Die Wellenlänge λ_M3 für den mittleren Modus beträgt 40,96 mm. Alternativ kann λ_M1 in manchen Fällen eingesetzt werden. λ_M1 beträgt 46,86 mm. Die Wellenlänge L_C für den groben Modus ist in folgender Weise festgelegt:

Wenn λ₁ gleich 2,54 mm ist und λ₃ = 2,56 mm ist, ist die Wellenlänge λ_C für den groben Modus gleich 325,12 mm.

Die Phasenposition (Phasenlage) liegt bei der groben Wellenlänge Λ_C bei ϕ₁- ϕ₃. Die Phasenposi tion für die mittlere Wellenlänge λ_M3 liegt bei ϕ₂-ϕ₃, wohingegen die Phasenposition bei der mittleren Wellenlänge λ_M1 bei ϕ₂-ϕ₁ liegt. Die Berechnung der allgemeinen Phasenposition ϕ_n wird nachstehend erläutert. Die Phasenposition wird sowohl für die feine Wellenlänge λ₁ als auch für λ₃ durch Quadratur bestimmt, wie vorstehend erläutert.

Die Senderwicklungen 212, 222 und 232 und die Empfängerwicklungen 214 und 216, 224 und 226 bzw. 234 und 236 der Wandler 210, 220 bzw. 230 werden vorzugsweise auf den beiden Seiten einer einzigen gedruckten Leiterplatte (Druckschaltungsplatine) ausgebildet, wie bereits vorstehend erläutert.

Wie vorstehend angegeben, werden bei jedem Wandler 210, 220 und 230 jeweils zwei Empfän gerwicklungen 214 und 216, 224 und 226 bzw. 234 und 236 eingesetzt. Dadurch, daß die Empfängerwicklungen mit einem Abstand von einem Viertel einer Skalenwellenlänge angeordnet sind, befinden sich die Empfängerwicklungen in Quadratur, das heißt sind um 90° phasenver schoben. Die Signale, die von den Empfängerwicklungen abgegeben werden, sind daher räumlich um 90° phasenverschoben. Die Beziehung zwischen den von den beiden Empfängerwicklungen abgegebenen Signalen ermöglicht daher die Ermittlung der Richtung der Bewegung und erlaubt hierbei die Berechnung einer eindeutigen, feinen Positionsmessung an jeder Stelle innerhalb der feinen Wellenlänge.

Bei dem in Fig. 7 gezeigten, induktiven Absolutpositionswandler 200 folgen die Signalamplituden der Empfängerwicklungen einer sinusförmigen Funktion, wenn sich die Skala (Skalenelement) 202 entlang der Meßachse 300 bewegt. Die lineare Position x und die Phasenposition ϕ_n innerhalb einer lokalen Wellenlänge der Skala, bezogen auf die entsprechenden Empfängerwick lungen, werden in folgender Weise erhalten:

x = tan⁻¹(s1/s2).(λ_n/2π)
ϕ_1n = tan⁻¹(s1/s2)
Hierbei bezeichnen:
x: die lineare Position;
ϕ_1n: die räumliche Phasenposition, wobei n = 1, 2 oder 3 für die Wandler 210, 220 bzw. 230 ist;
s1, s2: die Amplitude der von den entsprechenden Empfängerwicklungen jeweils abge gebenen Ausgangssignale; und
λ_n: die entsprechende Wellenlänge.

Die Funktion tan⁻¹ führt den Wert auf dem Bereich zwischen 0 und 2π zurück, wobei die Signalpolarität der Signale s1 und s2 dazu benutzt werden, den korrekten "Quadranten" der Wellenlänge zu identifizieren, der den Signalen entspricht.

Die Wandler 210, 220 und 230 können sich in gewissem Ausmaß parasitär koppeln. Hierdurch werden Fehler in den Empfängerausgangssignalen hervorgerufen, die von den Wandlern abgegeben werden. Damit die parasitäre Kopplung zwischen den Wandlern 210, 220 und 230 verringert werden kann, werden die beiden Wellenlängen, die sich am ähnlichsten sind, mit einem maximalen gegenseitigen Abstand in dem induktiven Absolutpositionswandler 200 angeordnet. Da λ₁ annähernd gleich ist wie λ₃, werden deshalb die Wandler 210 und 230 an entgegengesetzten Seiten des Wandlers 220 angeordnet.

Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel sollte ferner die Länge der Empfängerwicklungen jedes Wandlers 210, 220 und 230 dasjenige ganzzahlige Vielfache der Wellenlängen sein, das am nächsten bei der mittleren Wellenlänge λ_M liegt. Vorzugsweise ist die mittlere Wellenlänge λ_M gleich groß wie eine ganzzahlige Anzahl von Wellenlängen bei jedem Wandler 210, 220 und 230. Jedoch haben höchstens zwei der Wandler 210, 220 und 230 ganzzahlige Anzahlen von Wellenlängen, die gleich der mittleren Wellenlänge λ_M sind.

Der mittlere Wandler 220, der dazu dient, die Messung der mittleren Position bereitzustellen, weist hierbei annähernd die Differenz einer Wellenlänge zwischen sich selbst bzw. seiner Wellenlänge und den benachbarten Wandlern 210 und 230 oberhalb bzw. bezüglich der mittleren Wellenlänge auf. Folglich gilt: N×λ₁ = (N+1)×λ₂ = N×λ₃. Bei dem vorstehend beschriebe nen Beispiel bedeutet dies: 16×2,56 mm = 17×2,4094 mm = 16,126×2,54 mm. Diese eine Wellenlängendifferenz über die mittlere Wellenlänge λ_M hinweg (bzw. bezogen auf die mittlere Wellenlänge λ_M) zwischen benachbarten linearen Wandlern bedeutet, daß jegliche, durch parasitäre Kopplung hervorgerufenen Fehlerkomponenten einem vollen räumlichen Zyklus über eine mittlere Wellenlängenspanne hinweg unterliegen. Der Nettoeffekt besteht damit darin, daß die durch parasitäre Kopplung hervorgerufene Signalkomponente im wesentlichen ausgelöscht wird. Folglich addieren sich bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel alle solche Fehlerkompo nenten, die in dem induktiven Absolutpositionswandler 200 erzeugt werden, und löschen sich über die Spanne bzw. den Gesamtbereich der Empfängerwicklungen hinweg im wesentlichen aus.

Die vorliegende Erfindung ist hier allgemein im Hinblick auf einen Wandler beschrieben. Es ist jedoch anzumerken, daß dieser Wandler auf der Grundlage der vorliegenden, detaillierten Beschreibung in einfacher Weise auch so ausgelegt werden kann, daß er als ein planarer bzw. ebener Drehcodierer arbeitet, ähnlich wie derjenige, der in den Fig. 28 und 29 gezeigt ist, oder daß er als ein zylindrischer drehender Wandler oder als ein anderer Typ eines Wandlers betrieben wird und ausgelegt ist. Ferner können zur Erhöhung der Genauigkeit oder zur Verringe rung der Anforderungen an die analogen Signalverarbeitungsschaltungen zur Verarbeitung des Empfängerausgangssignals auch mehr als zwei sich überlappende Empfängerwicklungen in jedem Wandler 210, 220 und 230 benutzt werden. Diese und weitere Alternativen und Einzelheiten hinsichtlich der Gestaltung und der Betriebsweise der hier beschriebenen Wandler sind gleichartig wie diejenigen, die in der schon erwähnten EP 0 743 508 A beschrieben sind. Der Offenbarungsgehalt dieser Anmeldung wird hiermit durch Bezugnahme in den Offenbarungsgehalt vorliegender Anmeldung vollinhaltlich miteinbezogen.

Wie in Fig. 9 gezeigt ist, weist eine zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienende Schaltung 240, die bei der Realisierung des ersten Ausführungsbeispiels des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers 200 eingesetzt wird, drei Kanäle auf, wobei für jeden der Wandler 210, 220 und 230 jeweils ein Kanal vorgese hen ist. Die Empfängerwicklungen der Wandler 210, 220 und 230 sind bei dem induktiven Absolutpositionswandler 200 schematisch so gezeigt, als wären sie Seite an Seite anstatt überlappend vorgesehen.

Die zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienende Schaltung 240 weist einen Signalgene rator 250 auf. Der Signalgenerator 250 gibt über den Wählschalter 242 einen hohe Frequenz aufweisenden und in der Form einer Folge von Impulsen mit einer Frequenz von mehreren MHz vorliegenden Strom an die Senderwicklungen 212, 222 und 232 der Wandler 210, 220 und 230 ab. Der Signalgenerator 250 ist für Niederspannungsgeräte wie etwa in der Hand gehaltene oder mit Batterie betriebene Meßwerkzeuge einschließlich batteriebetriebenen Wandlern, in der Hand gehaltenen, mit niedriger Leistung oder Spannung arbeitenden Schieblehren, Mikrometern, Bandmeßeinrichtungen usw. ausgelegt. Der Signalgenerator 250 weist eine Kapazität bzw. einen Kondensator 251, zwei Widerstände 252 und 253, zwei Schalter 254 und 255 sowie einen Vergleicher 256 auf, die gemäß der Darstellung in Fig. 9 verschaltet sind. Generell sind alle Schalter in der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 durch Transistoren gebildet.

Im Ruhezustand, das heißt nicht während eines Meßintervalls, ist die Ladung des Kondensators 251 über den Widerstand 252 entladen worden. Der Widerstand 252 weist vorzugsweise einen sehr kleinen Widerstandswert auf. Der Widerstand 252 kann auch einfach der inhärente Widerstandswert des Schalters 255 sein. Eine digitale Steuereinheit 244 gibt ein erstes Aktivie rungssignal P₁ an den Steueranschluß des Schalters 254 ab. Das Signal P₁ bewirkt das Schließen des Schalters 254 für eine Zeitspanne t_c. Durch eine geeignete Spannungsquelle wie etwa eine Batterie wird eine Versorgungsspannung V_dd erzeugt. Das Schließen des Schalters 254 ermög licht es der Versorgungsspannung V_dd, den Kondensator 251 zu laden. Kurz danach gibt die digitale Steuerschaltung 244 ein zweites Aktivierungssignal P₂ an den Schalter 255 ab. Das Signal P₂ schließt den Schalter 255. Hierdurch wird der Kondensator 251 über eine der Sender wicklungen 212, 222 oder 232 gegen Masse kurzgeschlossen. Gemäß Fig. 9 ist der Kondensator 251 über die Senderwicklung 212 kurzgeschlossen.

Die digitale Steuereinheit 244 ist vorzugsweise eine anwendungsspezialisierte integrierte Schaltung, das heißt ein ASIC-Baustein oder ein Abschnitt einer integrierten Schaltung, die die anderen Schaltungen enthält, die die vorstehend beschriebenen Zeitsteuerungsfunktionen und Schaltersteuerungsfunktionen ausüben. Die digitale Steuereinheit 244 kann aber auch unter Verwendung einer anderen integrierten Schaltung, einer festverdrahteten elektronischen oder logischen Schaltung wie etwa einer durch diskrete Elemente gebildeten Schaltung, eine pro grammierbare logische Einrichtung wie etwa ein PLD-, PLA- oder PAL-Element, oder eines sonstigen Bauteils ausgeführt sein.

Fig. 10 zeigt die zeitliche Festlegung der Impulse P₁ und P₂, die an die Schalter 254 und 255 angelegt werden, und zeigt weiterhin die resultierenden Signale, die an den Knoten V1 und V2 sowie an den Ausgangsanschlüssen der Empfängerwicklungen 214 und 216 auftreten. In Fig. 10 sind weiterhin die Zeitsteuerungsimpulse P₃ und P₄, die an die Schalter 262 und 267 angelegt werden, und die Spannungen gezeigt, die an den Abtast- und Haltekapazitäten 263 und 268 gehalten werden.

Da die Senderwicklung 212, die eine Induktivität darstellt, und der Kondensator 251 eine Resonanzschaltung bilden, erzeugt der Signalgenerator 250 die Übergangsspannung an dem Knoten V2, wie es in Fig. 10 gezeigt ist. Das Übergangssignal an dem Knoten V2 weist ein Resonanz- bzw. Schwingungsverhalten aufgrund der Resonanzschaltung auf, die durch die Senderwicklung 212 und den Kondensator 251 gebildet ist. Dieses Übergangssignal wird durch die Senderwicklung 212 induktiv zu den Empfängerwicklungen 214 und 216 übertragen. Wie in Fig. 10 gezeigt ist, gibt die Empfängerwicklung 214 die Wellenform VA während einer ersten Meßperiode bzw. eines ersten Meßintervalls ab. Die Empfängerwicklung 216 gibt die Wellenform VB während einer zweiten Meßperiode bzw. eines zweiten Meßintervalls ab.

Die Amplitude des empfangenen Signals hängt von der relativen Position zwischen der Skala 218, 228 oder 238 einerseits und den Empfängerwicklungen 214 und 216, 224 und 226, oder 234 und 236 in den Wandlern 210, 220 und 230 andererseits ab.

Ein Phasenschalter 243 bewirkt eine Multiplexierung bzw. Multiplex-Weiterleitung der von den Empfängerwicklungen 214 und 216, 224 und 226, und 234 und 236 erzeugten Ausgangs signale. Wenn der Phasenschalter 243 zum Beispiel auf die Position A eingestellt ist, sind die Empfängerwicklungen 216, 226 und 236 der Wandler 210, 220 und 230 im Stande, die durch die Wandler 210, 220 oder 230 empfangenen Signale an den Wählschalter 242 abzugeben. In ähnlicher Weise können die von den Anschlüssen der Empfängerwicklungen 214, 224 und 234 abgegebenen Signale dann, wenn sich der Phasenschalter 243 in der Position B befindet, die von den Wandlern 210, 220 oder 230 empfangenen Signale an den Wählschalter 242 abgeben.

Bei einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der in Fig. 9 gezeigten, zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 wird eines der Empfängerausgangssignale von jedem der linearen Wandler 210, 220 und 230 einer Multiplexbearbeitung unterzogen und über den Wählschalter 242 ausgegeben sowie an einen Differenzverstärker 245 eingangsseitig angelegt. Bei dem jeweils ausgewählten Empfängerausgangssignal handelt es sich um dasjenige, das durch den Phasenschalter 243 aktiviert bzw. selektiert ist.

Der Wählschalter 242 weist drei Positionen entsprechend den drei Wandlern 210, 220 und 230 auf. Ein Unterschalter bzw. Teilschalter 242a des Wählschalters 242 legt das Wechselstrom signal selektiv an eine der Senderwicklungen 212, 222 oder 232 an. Wenn sich der Wählschalter 242 zum Beispiel in der Position 2 befindet und wenn der Phasenschalter 243 auf die Position A geschaltet ist, verbindet der Wählschalter 242 das Wechselstromsignal selektiv mit der Sender wicklung 222 des Senders 230, und schaltet selektiv die Signale, die von den Anschlüssen der Empfängerwicklung 226 des Wandlers 220 abgegeben werden und über die Unterschalter 242b und 242c ausgegeben werden, zu dem Differenzverstärker 245 durch. Der Differenzverstärker 245 weist Gleichtaktstörungen zurück, die zwischen den Signalen vorhanden sind, die von den Anschlüssen der Empfängerwicklungen über die Schalter 242 und 243 abgegeben werden.

Das Signal, das an den Anschlüssen der Empfängerwicklung, die mit dem Differenzverstärker 245 über die Schalter 242 und 243 verbunden ist, abgegeben wird, wird durch den Differenz verstärker 245 verstärkt. Das verstärkte Signal wird an eine von vier parallelen Abtast- und Halteunterschaltungen (Abtast- und Halteschaltungen) 261, 266, 271 und 276 der Abtast- und Halteschaltung 260 angelegt. Die erste Abtast- und Halteunterschaltung 261 weist einen ersten Schalter 262, einen Speicherkondensator (Speicherkapazität) 263, einen Verstärker 264 und einen zweiten Schalter 265 auf. Die zweite Abtast- und Halteunterschaltung 266 weist einen ersten Schalter 267, einen Speicherkondensator (Speicherkapazität) 268, einen Verstärker 269 und einen zweiten Schalter 270 auf. Die dritte Abtast- und Halteunterschaltung 271 weist einen ersten Schalter 272, einen Speicherkondensator (Speicherkapazität) 273, einen Verstärker 274 und einen zweiten Schalter 275 auf. Die vierte Abtast- und Halteunterschaltung 276 weist einen ersten Schalter 277, einen Speicherkondensator (Speicherkapazität) 278, einen Verstärker 279 und einen zweiten Schalter 280 auf.

Die vier parallelen Abtast- und Halteunterschaltungen 261, 266, 271 und 276 nehmen bis zu vier Signalen innerhalb einer sehr kurzen Zeitdauer auf, um hierdurch jegliche Fehler zu minimie ren, die von einer raschen Bewegung des Lesekopfs 204 relativ zu der Skala 202 des induktiven Absolutpositionswandlers 200 herrühren könnten. So sollte sich zum Beispiel bei einer genauen Positionsbestimmung während einer Bewegung diese Position nicht merklich zwischen den Abtastwerten ändern, die von den beiden Empfängerwicklungen eines beliebigen der Wandler 210, 220 oder 230 stammen. Wenn ferner Informationen von zwei der Wandler 210, 220 oder 230 bei einer Berechnung zusammenzufassen bzw. zu kombinieren sind, wie es beispielsweise bei den Berechnungen für den mittleren oder den groben Modus der Fall ist, sollte sich die Position nicht merklich zwischen den Abtastwerten ändern, die von allen jeweiligen der vier jeweils involvierten Empfängerwicklungen abgegriffen werden.

Die vier Abtast- und Halteunterschaltungen 261, 266, 271 und 276 speichern jedoch bei diesem Ausführungsbeispiel vier Abtastwerte nicht gleichzeitig. Statt dessen speichern sie vier Signale in rascher Aufeinanderfolge, weil der Wählschalter 242 zu einem jeweiligen Zeitpunkt lediglich nur mit einer der Senderwicklungen und nur mit einer der Empfängerwicklungen der drei Wandler 210, 220 und 230 verbunden sein kann. Nach dem Sammeln bzw. Abtasten von vier Signalen durch die vier Abtast- und Unterschaltungen 261, 266, 271 und 276, was innerhalb von wenigen Mikrosekunden erfolgt, werden die abgetasteten, aufgenommenen Signale aufeinander folgend über die Schalter 265, 270, 275 und 280 an den Analog/Digital-Wandler 246 angelegt. Diese Schalter 265, 270, 275 und 280 verbinden die Ausgangssignale der Pufferverstärker 264, 269, 274 und 279 sequentiell mit dem Analog/Digital-Wandler (A/D-Wandler) 246.

Der Analog/Digital-Wandler 246 wandelt die Signale in digitale Werte um und gibt diese an einen Mikroprozessor 241 ab. Auf der Grundlage der Werte, die von den positionsabhängigen und in der Abtast- und Halteschaltung 260 gespeicherten Empfängerausgangssignale gewonnen werden, berechnet der Mikroprozessor 241 die räumlichen Phasenwinkel der einzelnen Wandler 210, 220 und 230 und die räumlichen Phasendifferenzen zwischen den Wandlern 210, 220 und 230 und verknüpft diese Werte kombinatorisch, um hierdurch die absolute Position des indukti ven Absolutpositionswandlers 200 zu ermitteln.

Der Mikroprozessor 241 steuert die zeitliche Umschaltung der Schalter 242, 243, 254, 255, 262, 265, 267, 270, 272, 275, 277 und 280 mit Hilfe der digitalen Steuereinheit 244. Die zeitliche Steuerung der Schalter 262, 267, 272 und 277 und diejenige der Schalter 265, 270, 275 und 280 ist mit der Senderschwingung auf der Grundlage des Übergangssignals an dem Knoten V2 synchronisiert. Als Ergebnis dessen wird durch jeden der Schalter 262, 267, 272 und 277 ein Signal, das von den Anschlüssen der Empfängerwicklungen über die Schalter 242 und 243 abgegeben wird, synchron demoduliert.

Die Verstärker 264, 269, 274 und 279 geben jeweils ein Signal mit positiver Spannung bzw. positiver Amplitude ab, wenn der Differenzverstärker 245 ein Wechselstromsignal empfängt, das in Phase mit dem Signal an dem Knoten V2 ist. Wenn der Differenzverstärker 245 ein Wechsels pannungssignal empfängt, das nicht in Phase mit dem Signal an dem Knoten V2 ist, geben die Verstärker 264, 269, 274 und 279 ein Signal mit einer negativen Spannung bzw. negativen Amplitude ab. Die Wechselspannungssignale (Wechselstromsignale) befinden sich stets entwe der in Phase mit dem Signal an dem Knoten V2, oder sind gegenüber dem Signal an dem Knoten V2 um 180 Grad phasenverschoben. Die digitale Steuereinheit 244 steuert hierbei die Zeitsteue rung, das heißt die zeitliche Umschaltung der Schalter 262, 267, 272 und 277 sowie der Schalter 265, 270, 275 und 280 auf der Grundlage eines Signals an dem Knoten V1, das zwischen dem Widerstand 255 und dem Kondensator 254 generiert wird.

Hierbei ist es wichtig, daß, wie in Fig. 10 gezeigt ist, das Signal an dem Knoten V1 die Ampli tude null besitzt, wenn das Signal an dem Knoten V2 einen Amplitudenspitzenwert besitzt. Das Spannungssignal an dem Knoten V1 kann daher zweckmäßiger Weise dazu benutzt werden, die Schalter 262, 267, 272 und 277 in der Abtast- und Halteschaltung 260 so zu steuern, daß die Abtast- und Halteschaltung 260 die erste (und stärkste) Spitze in den Empfängerausgangssigna len abtasten kann. Demzufolge wird das Spannungssignal an dem Knoten V1 durch einen Vergleicher 256 in ein digitales Signal umgewandelt und dieses an die digitale Steuereinheit 244 angelegt. Die digitale Steuereinheit 244 benutzt die erste abfallende Flanke in dem Rechteck signal, das von dem Vergleicher 256 abgegeben wird, dazu, die Betätigung der Schalter 262, 267, 272 und 277 hinsichtlich der zeitlichen Lage zu steuern.

Bei der vorliegenden Erfindung wird somit eine synchrone Demodulationserfassung bzw. Detektion eingesetzt, um die Empfängerausgangssignale in Relation zu dem Sendersignal an dem Knoten V2 in geeigneter Weise abzutasten. Wie in Fig. 10 gezeigt ist, wird der jeweilige erste Spitzenwert in den von den Empfängerwicklungen 216 bzw. 214 abgegebenen Ausgangssigna len abgetastet und in den Kondensatoren 263 bzw. 268 gespeichert.

Bei einem besonders vorteilhaften Ausführungsbeispiel des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 ist der Differenzverstärker 245 stromab der Abtast- und Halteschaltung 260 angeordnet. Weiterhin werden zwei Abtast- und Halteschaltungen 260 vorgesehen, die jeweils für die jeweiligen, von dem Wählschalter 242 stammenden Ausgangssignalen eingesetzt werden. Bei dieser vorteilhaften Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schal tung 240 werden die Signale, die von dem Wählschalter 242 abgegeben werden, direkt abgetastet und werden lediglich dann verstärkt, wenn sie zu dem Analog/Digital-Wandler 246 ausgegeben werden.

Bei diesem vorteilhaften Ausführungsbeispiel des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signaler zeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 ist es somit nicht notwendig, daß der Differenzverstärker 245 die hohe Frequenz aufweisenden und von den Wandlern 210, 220 und 230 abgegebenen Signale verstärkt. Es ist vielmehr lediglich erforderlich, daß der Differenzver stärker 245 die sehr niedrige Frequenz aufweisenden Signale verstärkt, die von der Abtast- und Halteschaltung 260 abgegeben werden, wenn einer der Schalter 265, 270, 275 oder 280 geschlossen ist.

Bei einer zweiten vorteilhaften Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 ist, wie in Fig. 49 gezeigt ist, der Verstärker 245 durch einen Transformator 248 ersetzt, der auf der Hochfrequenzseite der Abtast- und Halteschaltung 260 angeordnet ist. Der Transformator 248 verstärkt die hohe Frequenz besitzenden Signale, die von den Empfängerwicklungen der Wandler 210, 220 und 230 stammen und von dem Wählschalter 242 abgegeben werden, ohne daß zusätzliche Störungen eingeführt werden. Der Transformator weist weiterhin eine hervorragende Linearität bei hohen Frequenzen auf.

Die beiden Ausgänge des Wählschalters 242 sind an die beiden Anschlüsse der Primärwicklung des Transformators 248 angeschlossen. Einer der Anschlüsse der Sekundärwicklung ist mit den Eingangsanschlüssen der Schalter 262, 267, 272 und 277 der Abtast- und Halteschaltung 260 verbunden, wohingegen der andere Anschluß der Sekundärwicklung an Masse angeschlossen ist. Der Transformator 248 wandelt daher das zwischen den Ausgängen des Wählschalters 242 vorhandene differentielle Signal in ein einseitig geerdetes bzw. auf Massepotential bezogenes Signal um.

Wie in Fig. 50 gezeigt ist, ist bei einer dritten vorteilhaften Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 weder der Verstärker 245 noch der Transformator 248 auf der Hochfrequenzseite der Abtast- und Halteschaltung 260 vorhanden. Statt dessen werden die hohe Frequenz aufweisenden Signale, die von den Empfängerwicklungen der Wandler 210, 220 und 230 stammen und über den Wählschalter 242 ausgegeben werden, direkt in die Abtast- und Halteschaltung 260 eingespeist.

Bei dieser dritten vorteilhaften Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 wird eine zweite vorteilhafte Ausführungsform der Abtast- und Halteschaltung 260 eingesetzt. Bei dieser zweiten vorteilhaf ten Ausführungsform der Abtast- und Halteschaltung 260 sind die Unterschaltungen 261, 266, 271 und 276 der Abtast- und Halteschaltung 260 so modifiziert, daß beide Signale, die von dem Wählschalter 242 abgegeben werden, gleichzeitig abgetastet werden. Zu diesem Zweck sind zu jeder der Unterschaltungen 261, 266, 271 bzw. 276 jeweils zweite Schalter 262a, 267a, 272a und 277a sowie zweite Kondensatoren (Kapazitäten) 263a, 268a, 273a und 278a hinzugefügt.

Jeder der Kondensatoren 262, 267, 272 und 277 ist an einen der Ausgangsanschlüsse des Wählschalters 242 angeschlossen, so daß die Kondensatoren 263, 268, 273 und 278 das Ausgangssignal speichern können, das an diesem Anschluß abgegeben wird. In gleichartiger Weise sind die Schalter 262a, 267a, 272a und 277a an den anderen Ausgangsanschluß des Wählschalters 242 angeschlossen, so daß die Kondensatoren 263a, 268a, 273a und 278a das Ausgangssignal speichern können, das an diesem Anschluß abgegeben wird.

Bei dieser Ausführungsform der Abtast- und Halteschaltung 260 ist jeder der Operationsverstär ker 264, 269, 274 und 279 als Differenzverstärker ausgebildet, was einen Unterschied zu der Ausgestaltung bei der ersten und der zweiten vorteilhaften Ausführungsform der Abtast- und Halteschaltung 260 darstellt, bei denen die Verstärker als Pufferverstärker ausgebildet sind. Die Signale, die in den Kondensatoren 262 und 262a der ersten Abtast- und Halteunterschaltung gespeichert sind, werden an den Operationsverstärker 264 eingangsseitig angelegt. Der Ausgang des Differenzverstärkers 264 ist über den Schalter 265 an den Analog/Digital-Schalter 246 angeschlossen. Die anderen Unterschaltungen 266, 271 und 276 sind, verglichen mit der ersten und der zweiten vorteilhaften Ausführungsform in gleichartiger Weise modifiziert.

Wenn folglich eine Positionsmessung durchgeführt wird, werden die Ausgangssignale, die von den Empfängerwicklungen eines der Wandler 210, 220 oder 230 stammen, über den Phasen schalter 243 und den Wählschalter 242 direkt in eine der Unterschaltungen der Abtast- und Halteschaltungen 260 eingespeist und dort abgetastet und gehalten. Die gespeicherten Signale werden dann durch den Differenzverstärker der jeweiligen Unterschaltung gepuffert und verstärkt und dann an den Analog/Digital-Wandler 246 ausgegeben.

Da die Differenzverstärker 264, 269, 274 und 279 stromab der Kondensatoren angeordnet sind, können sie folglich als Niederfrequenzverstärker bzw. niederfrequent arbeitende Verstärker ausgebildet sein, die leichter mit einem hohen Linearitätsgrad ausgebildet werden können. Da die Differenzverstärker weiterhin das differentielle Signal, das von dem Wählschalter 242 stammt, in ein einseitig geerdetes bzw. einseitig auf Massepotential bezogenes Signal umwandeln, können zusätzliche Schaltungselemente wie etwa der Transformator vermieden werden.

Bei einer vierten vorteilhaften Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 ist, wie in Fig. 51 gezeigt ist, der Transformator 248 zwischen den Wählschalter 242 und die zweite vorteilhafte Ausführungs form der Abtast- und Halteschaltung 260 geschaltet. Bei dieser vierten vorteilhaften Ausfüh rungsform ist ferner der zweite Anschluß der Sekundärwicklung des Transformators 248 nicht länger mit Massepotential (Masse) verbunden. Vielmehr ist der zweite Anschluß jeweils mit den zweiten Kondensatoren 262a, 267a, 272a und 277a der Unterschaltungen 261, 266, 271 bzw. 276 verbunden.

Bei dieser vierten vorteilhaften Ausführungsform verbessert der Transformator die Fähigkeit des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schal tung 240, Gleichtaktstörungen in den Signalen zurückzuweisen. Der Transformator bewirkt ferner keine Einführung von zusätzlichen Störungen oder von Linearitätsfehlern.

Einer der Nachteile bei jeder der vorstehend beschriebenen, ersten bis vierten vorteilhaften Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signalerzeugung und Signalverarbei tung dienenden Schaltung 240 besteht darin, daß die Abtast- und Halteschaltung 260 lediglich im Stande ist, zu einem jeweiligen Zeitpunkt die Signale, die nur von einer der Empfängerwick lungen eines der Wandlers 210, 220 oder 230 abgegeben werden, abzutasten und zu halten. Das serielle Abtasten der beiden Empfängerwicklungen des gleichen Wandlers, das bei der ersten bis vierten vorteilhaften Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts vorgesehen ist, führt zu einer Beeinträchtigung der Genauigkeit der Positionsmessung, da das Ausgangssignal der zweiten Empfängerwicklung an einer Position abgetastet wird, die nicht exakt mit derjenigen Position übereinstimmt, bei der das Ausgangssignal der ersten Empfängerwicklung abgetastet worden ist.

Bei einer fünften vorteilhaften Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 ist dieser Nachteil überwun den. Diese fünfte Ausführungsform ist in Fig. 52 dargestellt. Bei der fünften vorteilhaften Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts ist insbesondere der Phasenschalter 243 weggelassen und es ist der Wählschalter so modifiziert, daß er zusätzliche Unterschalter enthält, so daß sich eine Gesamtheit von fünf Unterschaltern ergibt. Die Empfängerwicklungen 214 und 216 des ersten Wandlers 210 sind direkt an die Anschlüsse "1" von vier der Unterschalter des Wählschalter 242 angeschlossen. In gleichartiger Weise sind die Empfängerwicklungen 224 und 226 des zweiten Wandlers 220 direkt mit den Anschlüssen "2" der vier Unterschalter aus den Unterschaltern des Wählschalters 242 verbunden. In gleichartiger Weise sind die Empfängerwicklungen 234 und 236 des dritten Wandlers 230 direkt an die Anschlüsse "3" der vier Unterschalter angeschlossen.

Die Ausgänge der beiden Unterschalter des Wählschalters 242, die an die ersten Empfängerwick lungen 214, 224 und 234 angeschlossen sind, sind mit den Anschlüssen der Primärwicklung des Transformators 248 verbunden. In gleichartiger Weise sind die Ausgänge der beiden Unterschal ter des Wählschalters 242, die an die zweiten Empfängerwicklungen 216, 226 und 236 angeschlossen sind, mit den Anschlüssen der Primärwicklung eines zweiten Transformators 249 verbunden.

Bei dieser fünften vorteilhaften Ausführungsform kommt ebenfalls die erste vorteilhafte Ausfüh rungsform der Abtast- und Halteschaltung 260 zum Einsatz. Einer der Anschlüsse der Sekun därwicklung des Transformators 248 ist mit den Schaltern 262 und 272 der ersten und der dritten Unterschaltung der Abtast- und Halteschaltung 260 verbunden, wohingegen der andere Anschluß an Masse angeschlossen ist, das heißt auf Massepotential liegt. In gleichartiger Weise ist einer der Anschlüsse der Sekundärwicklung des zweiten Transformators 249 mit den Schaltern 267 und 277 der zweiten und der dritten Unterschaltung der Abtast- und Halteschal tung 260 verbunden, wohingegen der andere Anschluß mit Masse verbunden ist, das heißt auf Massepotential liegt.

Wenn somit eine Positionsmessung durchgeführt wird, und einer der Wandler 210, 220 oder 230 angesteuert wird, wird das Ausgangssignal, das von der ersten Empfängerwicklung dieses Wandlers abgegeben wird, durch die erste oder die dritte Unterschaltung abgetastet und gehalten, wohingegen das Ausgangssignal, das von der zweiten Empfängerwicklung dieses Wandlers abgegeben wird, durch die zweite oder vierte Unterschaltung gleichzeitig hiermit abgetastet und gehalten wird. Da die von den Empfängerwicklungen abgegebenen Ausgangs signale zum gleichen Zeitpunkt abgetastet werden, entsprechen die abgetasteten Ausgangs signale der gleichen Position. Folglich ist die positionsmäßige Genauigkeit der Messung nicht verschlechtert.

Ein weiterer Nachteil bei jeder der ersten bis vierten vorteilhaften Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 (und auch bei der fünften vorteilhaften Ausführungsform) besteht darin, daß die Abtast- und Halteschaltung 260 zu einem jeweiligen Zeitpunkt nur die Signale, die von den Empfängerwick lungen nur eines der Wandler 210, 220 oder 230 abgegeben werden, abtasten und halten kann. Auch wenn bei der fünften vorteilhaften Ausführungsform somit der Positionsfehler beseitigt ist, der hervorgerufen wird, wenn die einzelnen Empfängerwicklungen eines einzelnen Wandlers seriell abgetastet werden, ist dennoch die positionsmäßige Genauigkeit bei den Positionsmes sungen mittels der groben und der mittleren Wellenlänge aus den gleichen Gründen beeinträch tigt, wenn die Wandler selbst seriell abgetastet werden. Das serielle Abtasten der Empfänger wicklungen von zwei Wandlern, wie es bei der ersten bis fünften vorteilhaften Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts vorgesehen ist, führt nämlich zu einer Beeinträchtigung der Genauigkeit der Positionsmessung, da das Ausgangssignal der Empfängerwicklungen des zweiten abzutastenden Wandlers an einer Position abgetastet wird, die nicht exakt der gleichen Position entspricht, bei der die Ausgangssignale der Empfängerwicklungen des ersten abzuta stenden Wandlers abgetastet worden sind.

Bei einer sechsten vorteilhaften Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 ist dieser Nachteil überwun den. Diese sechste Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts ist in Fig. 53 gezeigt. Bei dieser sechsten vorteilhaften Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts ist insbesondere der Wählschalter 242 abgeändert und es ist der Phasenschalter 243 erneut weggelassen.

Der Wählschalter 242 ist hierbei derart abgeändert, daß der Unterschalter zwischen dem Signalgenerator 250 und den Senderwicklungen 212, 222 und 232 nicht länger enthalten ist. Folglich sind alle drei Senderwicklungen direkt an den Signalgenerator 250 angeschlossen und werden während jeder Positionsmessung angesteuert. Ferner ist der Wählschalter 242 in gleicher Weise wie bei der fünften vorteilhaften Ausführungsform des Abtast- und Halteabschnitts dahingehend abgeändert, daß er vier Unterschalter aufweist, die direkt an die Empfängerwick lungen 214, 216, 224, 226, 234 und 236 angeschlossen sind. Ferner ist ein zweiter Wählschal ter 242a vorgesehen, der ebenfalls vier Unterschalter enthält, die direkt an die Empfängerwick lungen 214, 216, 224, 226, 234 und 236 angeschlossen sind. Die Unterschalter des ersten und des zweiten Wählschalters 242 und 242a werden so gesteuert, daß jeder Wählschalter mit jeweils einem anderen der Wandler 210, 220 und 230 verbunden ist.

Weiterhin sind der erste und der zweite Transformator 248 und 249 so abgeändert, daß sie jeweils zwei Transformatorschaltungen enthalten. Jeweils eine bzw. jede der Transformator schaltungen des Transformators 248 ist an zwei der Unterschalter des ersten Wählschalters 242 angeschlossen, wohingegen jeweils eine bzw. jede der Transformatorschaltungen des zweiten Transformators 249 mit zwei der Unterschalter des zweiten Wählschalters 242a verbunden ist.

Hierbei sind die Anschlüsse der Primärwicklung von einer der beiden Transformatorschaltungen des Transformators 248 an die Unterschalter des ersten Wählschalters, der mit der ersten Empfängerwicklung 214, 224 oder 234 verbunden ist, angeschlossen. Die Anschlüsse der Primärwicklung der anderen der beiden Transformatorschaltungen des Transformators 248 sind mit den Unterschaltern des ersten Wählschalters, der an die zweite Empfängerwicklung 216, 226 oder 236 angeschlossen ist, verbunden. In gleichartiger Weise sind die Anschlüsse der Primärwicklung einer der Transformatorschaltungen des zweiten Transformators 249 an die Unterschalter desjenigen ersten Wählschalters angeschlossen, der mit der ersten Empfängerwick lung 214, 224 oder 234 verbunden ist. Die Anschlüsse der Primärwicklung der anderen Trans formatorschaltung des Transformators 249 sind an die Unterschalter des ersten Wählschalters angeschlossen, der mit der zweiten Empfängerwicklung 216, 226 oder 236 verbunden ist.

Ein Anschluß der Sekundärwicklung jeder der Transformatorschaltungen der Transformatoren 248 und 249 ist geerdet, das heißt auf Massepotential gelegt. Der andere Anschluß der Sekundärwicklung einer der Transformatorschaltungen des Transformators 248 ist an den Schalter 262 angeschlossen. Der andere Anschluß der Sekundärwicklung der anderen Transfor matorschaltung des Transformators 248 ist mit dem Schalter 267 verbunden. In gleichartiger Weise ist der andere Anschluß der Sekundärwicklung einer der Transformatorschaltungen des zweiten Transformators 249 mit dem Schalter 272 verbunden. Der andere Anschluß der Sekundärwicklung der anderen Transformatorschaltung des zweiten Transformators 249 ist an den Schalter 277 angeschlossen.

Aufgrund dieses Aufbaus ist die sechste vorteilhafte Ausführungsform des Abtast- und Halteab schnitts im Stande, beide Empfängerwicklungen von zwei Wandlern gleichzeitig abzutasten. Damit werden alle Abtastwerte bei der gleichen Position gewonnen. Folglich sind Fehler bei den Positionsmessungen bei den Messungen der groben und der mittleren Wellenlänge, die auftreten könnten, wenn die Ausgangssignale von zwei Wandlern seriell abgetastet werden, beseitigt.

Ferner ist anzumerken, daß jede der vorstehend erläuterten Ausführungsformen des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 bei jedem der weiteren Ausführungsbeispiele des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers eingesetzt werden kann, die im weiteren Text erläutert werden. Hierbei liegen notwendige Abänderungen jeder der vorstehend erläuterten Ausführungsformen des Abtast- und Halteabschnitts der zur Signalerzeugung und Signalverarbei tung dienenden Schaltung 240, die für deren Eingliederung in die nachfolgenden Ausführungs beispiele notwendig sind, im Rahmen fachmännischen Könnens und werden daher nicht erläutert.

Wie in dem in Fig. 11 gezeigten Zeitdiagramm darstellt ist, werden die Empfängerausgangs signale, die von dem induktiven Absolutpositionswandler 200 erzeugt werden, zusammengefaßt, um mittlere und grobe Messungen der Absolutposition zu erzielen. Jede der Messungen hinsicht lich der mittleren und der groben Positionen wird vorzugsweise nahezu zum gleichen Zeitpunkt wie die jeweils anderen abgetastet bzw. durchgeführt, da dann, wenn sich der Lesekopf relativ zu den Skalen 218, 228 und 238 rasch bewegen sollte, diese Bewegung eine unerwünschte (fehlerhafte) Verlagerung der räumlichen Phase entsprechend der verstrichenen Verzögerungszeit hervorruft. Dieser Fehler tritt zusätzlich zu den gewünschten räumlichen Phasenwert auf, der ausschließlich auf die nominelle Position bzw. Nennposition des Wandlers zurückzuführen ist, wenn der Meßzyklus eingeleitet wird.

Aufgrund der Verwendung von vier parallelen Abtast- und Halteschaltungen können vier Abtastwerte zu nahezu dem gleichen Zeitpunkt während eines Abtastintervalls t₁ aufgenommen werden. Diese vier Abtastwerte umfassen einen Abtastwert von jeder der Empfängerwicklungen 214 und 216, 224 und 226, oder 234 und 236 von zwei der drei Wandler 210, 220 oder 230. Als Beispiel können die vier Abtast- und Halteunterschaltungen 261, 266, 271 und 276 innerhalb des Abtastzeitintervalls t₁ diejenigen Ausgangssignale abtasten, die jeweils von den Empfängerwicklungen 214, 216, 234 und 236 abgegeben werden.

Das Abtastzeitintervall t₁ ist lediglich durch die Signalgeneratorschaltung 250, den Differenzver stärker 245 und die Abtast- und Halteschaltung 260 begrenzt. Jeder Abtastwert kann vernünfti gerweise innerhalb einer Mikrosekunde aufgenommen werden. Die Größe des Abtastzeitintervalls t₁, die zur Aufnahme von vier Abtastwerten erforderlich ist, beträgt somit ungefähr vier Mikrose kunden. Hierbei entspricht eine Geschwindigkeit von 1 m/s der Geschwindigkeit von 1 mm/ms oder 1 µm/µs. Bei dieser Geschwindigkeit bewegt sich der Lesekopf 202 daher um eine Gesamt strecke von 4 µm relativ zu der Skala 204 während des Abtastzeitintervalls t₁. Diese Strecke stellt ungefähr den 1/640-ten Teil jeder der drei Wellenlängen λ₁, λ₂ oder λ₃ bei dem ersten Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen induktiven Absolutpositionswandlers dar. Diese Strecke übt daher allenfalls einen vernachlässigbaren Effekt auf die Genauigkeit bei den Berech nungen im mittleren und groben Modus aus.

Zur Erzielung von Messung im feinen Modus, bei dem eine höhere Genauigkeit erforderlich ist, wird lediglich einer der feinen Wandler 210 oder 230 für alle vier Abtastwerte eingesetzt. Als Beispiel werden die Empfängerausgangssignale von den Empfängerwicklungen 214 und 216 zweifach aufgenommen und in der Abtast- und Halteschaltung 260 gespeichert. Als Ergebnis wird von jeder Empfängerwicklung ein Abtastwert jeweils alle zwei Mikrosekunden aufgenom men. Dies führt zu keinen merklichen Auswirkungen auf die Genauigkeit bei den Positionsmes sungen im feinen Modus.

Wie in Fig. 11 gezeigt ist, tastet der Mikroprozessor 241 die von dem ersten und dem dritten Wandler 210 und 230 abgegebenen Empfängerausgangssignale während des Abtastzeitintervalls t₁ ab. Die Pufferverstärker 264, 269, 274 und 279 speichern die Empfängerausgangssignale aufeinanderfolgend. Der Analog/Digital-Wandler 246 wandelt dann die vier abgetasteten Signale aufeinanderfolgend in digitale Werte um und gibt diese digitalen Werte an den Mikroprozessor 241 eingangsseitig ab. Nachfolgend verarbeitet der Mikroprozessor 241 die verstärkten Signale, während die nächste Gruppe von Signalen abgetastet wird.

Auch wenn gewisse Signale innerhalb eines sehr kurzen Intervalls abgetastet werden müssen, ist es nicht erforderlich, daß der Analog/Digital-Wandler 246 und der Mikroprozessor 241 diese Signale innerhalb des kurzen Intervalls verarbeiten. Statt dessen können der Analog/Digital-Wandler 246 und der Mikroprozessor 241 die Signalabtastwerte während eines Zeitintervalls verarbeiten, das erheblich länger ist als vier Mikrosekunden, sofern die Signalabtastwerte, die zur Durchführung einer jeweiligen Berechnung (Berechnungen im feinen, mittleren oder groben Modus) miteinander zu verknüpfen sind, im wesentlichen gleichzeitig während des Abtastzeitin tervalls t₁ aufgenommen bzw. abgetastet werden. Der Analog/Digital-Wandler 246 digitalisiert anschließend die Werte und es berechnet der Mikroprozessor 241 die absolute Position während eines längeren Zeitintervalls t₂, wie es in Fig. 11 gezeigt ist. Als Ergebnis kann der in Überein stimmung mit der vorliegenden Erfindung stehende induktive Absolutpositionswandler 200 eine Latenzzeit zwischen dem Abtasten der von den Empfängerwicklungen stammenden Signale und den Berechnungen der absoluten Position tolerieren. Von dieser Latenzzeit resultiert lediglich ein kleiner Fehler.

Zum Beispiel bedeuten ein Zeitintervall von t₂, das gleich 100 µs ist, und eine Geschwindigkeit von 1 m/s, daß sich der induktive Absolutpositionswandler 200 während des Zeitintervalls t₂ um weniger als 0,1 mm bewegt. Die Position, die anhand der erhaltenen Abtastwerte berechnet worden ist, entspricht im wesentlichen der Position zum Zeitpunkt der Abtastung, das heißt liegt recht nahe bei dieser Position. Der absolute Positionswert, der von dem Mikroprozessor 241 erzeugt wird, tritt allerdings erst dann auf, wenn der induktive Absolutpositionswandler 200 ungefähr eine zusätzliche Strecke von annähernd 0,1 mm durchwandert hat. Diese Ausgabela tenzzeit bzw. Ausgabeverzögerung von 0,1 mm bei einer Geschwindigkeit von 1 m/s ist bei den meisten Einsätzen, bei denen das Gerät in der Hand gehalten wird, nicht bedeutsam.

Allerdings muß selbst diese Strecke bei spezialisierten Einsätzen berücksichtigt werden, bei denen es erforderlich ist, daß die Positionsinformationen in Echtzeit während der Bewegung des induktiven Absolutpositionswandlers 200 bereitgestellt werden. Es ist anzumerken, daß mehrere Abschnitte der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 (unter entsprechender Erhöhung der Kosten und/oder des Komplexitätsgrads) dupliziert und gleichzeitig betrieben werden können, um hierdurch den Betrieb zu beschleunigen und diese Verzögerungs effekte bzw. Nachlaufeffekte zu verringern.

Die in Fig. 11 dargestellte Abtastsequenz wird durch den Mikroprozessor 241 bewirkt und ist in den Ablaufdiagrammen gemäß den Fig. 12 bis 15 noch klarer dargestellt. Fig. 12 zeigt die gesamte Meßroutine, die von dem Mikroprozessor 241 ausgeführt wird.

Wie in Fig. 12 gezeigt ist, beginnt das die Messung steuernde Steuerprogramm bei dem Schritt S100. Nach dem Start bei dem Schritt S100 fährt die Steuerung mit einem Schritt S110 fort. Bei diesem Schritt S110 werden die Signale für eine feine/grobe Messung aufgenommen bzw. übernommen, indem die Empfängerwicklungen 214, 216, 234 und 236 der beiden mit feinen Wellenlängen arbeitenden Wandler 210 und 230 abgefragt werden. Die Steuerung geht dann zu einem Schritt S120 über.

Bei diesem Schritt S120 ermittelt der Mikroprozessor 241 eine Phase ϕ₁ auf der Grundlage der relativen Amplituden der Signale, die von den Empfängerwicklungen 214 und 216 des mit feiner Wellenlänge arbeitenden Wandlers 210 erhalten werden. Nachfolgend ermittelt der Mikroprozes sor 241 bei einem Schritt S130 eine Phase ϕ₃ auf der Grundlage der relativen Amplituden der Signale, die von den Empfängerwicklungen 234 und 236 des mit feiner Wellenlänge arbeitenden Wandlers 230 erhalten werden. Die Steuerung geht dann zu einem Schritt S140 über.

Bei diesem Schritt S140 ermittelt der Mikroprozessor 241 eine grobe Position P_C des induktiven Absolutwandlers 200 gemäß der nachfolgenden Gleichung:

P_C = λ_C.(ϕ₃-ϕ₁)/2π

Hierbei bezeichnen
ϕ₁, ϕ₃: die Phasen, die jeweils in den Schritten S120 und S130 ermittelt wurden, und
λ_C: die grobe Wellenlänge.

Die Steuerung geht dann zu einem Schritt S150 über.

Bei dem Schritt S150 erzeugt der Mikroprozessor 241 Meßsignale anhand der Signale der Empfängerwicklungen 214, 216, 224 und 226 unter Heranziehung des feinen Wandlers 210 und des mittleren Wandlers 220. Die Signale, die von den Empfängerwicklungen 214, 216, 224 und 226 abgegeben werden, werden jeweils in den Abtast- und Halteunterschaltungen 261, 266, 271 bzw. 276 der Abtast- und Halteschaltung 260 gespeichert. Die gehaltenen Signale werden dann durch den Analog/Digital-Wandler 246 in digitale Signale umgewandelt. Die Steuerung geht dann zu einem Schritt S160 über.

Bei dem Schritt S160 berechnet der Mikroprozessor 241 erneut die Phase ϕ₁ auf der Grundlage einer relativen Amplitude der Signale, die von den Empfängerwicklungen 214 und 216 des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 210 abgegeben werden. Nachfolgend ermittelt der Mikroprozessor 241 bei einem Schritt S170 die Phase ϕ₂ auf der Grundlage der relativen Amplitude der Signale, die von den Empfängerwicklungen 224 und 226 des für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 220 abgegeben werden. Die Steuerung geht dann zu einem Schritt S180 über.

Bei dem Schritt S180 ermittelt der Mikroprozessor 241 eine mittlere Position P_M des induktiven Absolutpositionswandlers 200 auf der Grundlage der folgenden Gleichung:

P_M = λ_M1.(ϕ₂-ϕ₁)/2π

Hierbei bezeichnen:
λ_M1: die mittlere Wellenlänge, und
ϕ₁, ϕ₂: die Phasen, die bei den Schritten S160 und S170 ermittelt wurden.

Alternativ können anstelle von λ_M1 bzw. ϕ₁ auch die zuvor definierten Werte λ_M3 bzw. ϕ₃ dazu benutzt werden, den Wert von P_M zu berechnen, wie es in Fig. 12 angegeben ist. Die Steuerung geht dann zu einem Schritt S190 über.

Bei dem Schritt S190 wird die lineare Position P_F des induktiven Absolutpositionswandlers 200 für den feinen Modus anhand der Wellenlänge λ₁ und der Phase ϕ₁ des ersten Wandlers 210 ermittelt.

Die lineare Berechnung der Position im feinen Modus wird vorzugsweise auf der Basis des Wandlers 210 ausgeführt, wenn die Position in Zoll (Inch) zu berechnen ist, während sie vorzugsweise auf der Basis des Wandlers 230 ausgeführt wird, wenn die Position in Millimetern zu berechnen ist. Wenn angenommen wird, daß der Mikroprozessor 241 unter Heranziehung des dritten Wandlers 230 arbeitet, hat der Mikroprozessor 241 bereits bei dem Schritt S160 die räumliche Phase ϕ₃ auf der Grundlage der relativen Amplitude der Signale ermittelt, die von den Empfängerwicklungen 234 und 236 des dritten Wandlers 230 stammen. Folglich ermittelt der Mikroprozessor 216 eine lineare Position P_F des induktiven Absolutpositionswandlers 200 im feinen Modus innerhalb der lokalen mittleren Wellenlänge λ₃ als ein Teil des Schrittes S190 in folgender Weise:

P_F = ϕ₃.(λ₃/2π).

Bei einem Schritt S195 faßt der Mikroprozessor 241 die feinen, mittleren und groben Positions messungen zur Ermittlung einer exakten und gesamten Absolutposition des induktiven Absolut positionswandlers 200 zusammen. Der induktive Absolutpositionswandler 200 weist einen maximalen absoluten Meßbereich von einer groben Wellenlänge auf, die eine Vielzahl von mittleren Wellenlängen enthält. Der grobe Positionswert P_C ist die erste Abschätzung bzw. Näherung für die absolute Position. Der Mikroprozessor 241 analysiert den groben Positionswert P_C und ermittelt, zu welcher aus der Vielzahl von mittleren Wellenlängen (der "n-ten" mittleren Wellenlänge) der grobe Wert P_C entspricht. Im allgemeinen wird (P_C/λ_M) gleich groß sein wie (n.λ_M) + R_M, wobei R_M den mittleren Rest bzw. den Rest der mittleren Wellenlänge bezeichnet.

Der Mikroprozessor 241 benutzt den mittleren Positionswert P_M. Der mittlere Positionswert P_M stellt die Position innerhalb der lokalen mittleren Wellenlänge dar. Im Prinzip sollte der mittlere Positionswert P_M gleich groß sein wie R_M. Jedoch ist die Berechnung im mittleren Modus auf eine kürzere Wellenlänge bezogen. Es wird daher davon ausgegangen, daß sie genauer ist als die Berechnung der groben Wellenlänge. Daher berechnet der Mikroprozessor 241 einen verbesser ten Schätzwert für die absolute Position gemäß P_M + (n.λ_M).

Der Mikroprozessor 241 analysiert dann den Wert P_M + (n.λ_M) und ermittelt, welcher aus der Mehrzahl von feinen Wellenlängen (der "N-ten" feinen Wellenlänge) der Wert "P_M + (n.λ_M)" entspricht. Im allgemeinen wird P_M + (n.λ_M) gleich groß sein wie (N.λ_F) + R_F, wobei R_F den feinen Rest bzw. den Rest beim feinen Modus bezeichnet. Nachfolgend benutzt der Mikroprozes sor 241 den feinen Positionswert P_F. Der feine Positionswert P_F stellt die Position innerhalb der lokalen feinen Wellenlänge dar.

Im Prinzip sollte dieser feine Positionswert P_F gleich groß sein wie R_F. Jedoch wird die Messung und die Berechnung im feinen Modus anhand eines einzelnen Wandlers und nicht aufgrund der Beziehung zwischen Wandlern durchgeführt und basiert auf einer kürzeren Wellenlänge. Daher wird davon ausgegangen, daß diese Messung noch genauer ist als die Messung und Berechnung für die mittlere Wellenlänge. Der Mikroprozessor 241 berechnet daher einen verbesserten letztendlichen Schätzwert für die absolute Position gemäß (N.λ_F) + P_F, um hierdurch die absolute Position der Skalen 218, 228 und 238 relativ zu dem Lesekopf 204 zu ermitteln. Dies entspricht der absoluten Position des induktiven Absolutpositionswandlers 200.

Bei dem Schritt S195 gibt der Mikroprozessor 241 ferner die ermittelte absolute Position an eine geeignete Ausgabeeinrichtung wie etwa an eine Anzeige 247 ab. Die Steuerung geht dann zu einem Schritt S199 über.

Bei dem Schritt 199 ermittelt der Mikroprozessor, ob ein neuer Meßzyklus begonnen wird. Falls dies der Fall ist, springt die Steuerung zu dem Schritt S110 zurück, bei dem der Mikroprozessor 241 dann, wenn der nachfolgende Meßzyklus beginnt, erneut die Meßsignale für die Festlegung der feinen/groben Messung aufnimmt. Anderenfalls springt die Steuerung zu dem Schritt S199 schleifenförmig zurück.

In Fig. 13 ist der für die Ausführung der feinen/groben Messung dienende Schritt S110 in größeren Einzelheiten dargestellt. Wie in Fig. 13 gezeigt ist, geht die Steuerung, die bei dem Schritt S110 beginnt, zu einem Schritt S200 über. Bei dem Schritt S200 wird der Wählschalter 242 auf eine Position 1 eingestellt, wohingegen der Phasenschalter 243 auf die Position A eingestellt wird. Daher gibt der Signalgenerator 250 das oszillierende Treibersignal an die Senderwicklung 212 ab. Das Meßsignal wird demgemäß von der Empfängerwicklung 216 gelesen. Das von der Empfängerwicklung 216 empfangene Signal wird durch den Verstärker 245 verstärkt und in der ersten Abtast- und Halteunterschaltung 261 gespeichert. Die Steuerung geht dann zu einem Schritt S210 über.

Bei dem Schritt S210 wird der Phasenschalter 243 von der Position A auf die Position B umgeschaltet. Wenn der Signalgenerator 250 das Treibersignal an die Senderwicklung 212 abgibt, wird demgemäß das Meßsignal von der Empfängerwicklung 214 ausgelesen. Das empfangene Signal wird durch den Verstärker 245 verstärkt und in der zweiten Abtast- und Halteunterschaltung 266 gespeichert. Die Steuerung geht dann zu einem Schritt S220 weiter.

Bei dem Schritt S220 wird der Wählschalter 242 auf die Position 3 eingestellt, wohingegen der Phasenschalter 243 auf die Position A zurückgestellt wird. Wenn der Signalgenerator 250 das Treibersignal abgibt, wird dieses Treibersignal daher zu der Senderwicklung 232 geleitet. Das Meßsignal wird folglich von der Empfängerwicklung 236 abgelesen. Das empfangene Signal wird durch den Verstärker 245 verstärkt und in der dritten Abtast- und Halteschaltung 271 verstärkt. Bei einem Schritt S230 wird der Phasenschalter 243 dann erneut von der Position A auf die Position B umgeschaltet. Wenn der Signalgenerator 250 das Treibersignal an die Senderwicklung 232 abgibt, wird das gemessene Signal bzw. Meßsignal somit nun von der Empfängerwicklung 234 erhalten und abgelesen. Das empfangene Signal wird durch den Verstärker 245 verstärkt und in der vierten Abtast- und Halteunterschaltung 276 gespeichert. Die Steuerung geht dann zu einem Schritt S240 weiter.

Bei dem Schritt 240 wird oder ist der Schalter 265 der ersten Abtast- und Halteunterschaltung 261 geschlossen, wodurch das abgetastete Signal, das in dem Kondensator 263 gehalten wird, zu dem Analog/Digital-Wandler 246 geleitet wird. Der Analog/Digital-Wandler 246 wandelt das von der Empfängerwicklung 216 erhaltene analoge Meßsignal in ein digitales Signal um und gibt das digitale Signal an den Mikroprozessor 241 ab.

In einem Schritt S250 wird der Schalter 270 der zweiten Abtast- und Halteunterschaltung 266 geschlossen. Hierdurch wird das abgetastete Meßsignal, das von der Empfängerwicklung 214 abgegeben und in dem zweiten Kondensator 268 gehalten worden ist, an den Analog/Digital-Wandler 246 abgegeben. Der Analog/Digital-Wandler 246 wandelt das analoge Signal in eine digitales Signal um und gibt dieses digitale Signal an den Mikroprozessor 241 ab. Die Steuerung setzt sich dann mit einem Schritt S260 fort.

Bei dem Schritt S260 wird der Schalter 275 der dritten Abtast- und Halteunterschaltung 271 geschlossen. Hierdurch wird das abgetastete Signal, das von der Empfängerwicklung 236 abgegeben und in dem dritten Kondensator 273 gespeichert worden ist, an den Analog/Digital-Wandler 246 abgegeben. Der Analog/Digital-Wandler 246 wandelt das analoge Meßsignal in ein digitales Signal um und gibt dieses digitale Signal an den Mikroprozessor 241 ab. Die Steuerung geht dann zu einem Schritt S270 über.

Bei dem Schritt S270 wird der Schalter 280 der vierten Abtast- und Halteunterschaltung 276 geschlossen. Hierdurch wird der Kondensator 278 mit dem Analog/Digital-Wandler 246 verbun den. Der Kondensator 278 hält den abgetasteten Wert des Meßsignals, das von der Empfän gerwicklung 234 ausgegeben worden ist. Der Analog/Digital-Wandler 246 wandelt das analoge Signal in ein digitales Signal um und gibt das digitale Signal an den Mikroprozessor 241 ab. Bei einem Schritt S280 kehrt die Steuerung dann zu dem Schritt S120 zurück.

Es ist anzumerken, daß Schritte, die gleichartig sind wie die Schritte S200 bis S280, auch bei dem Schritt S150 ausgeführt werden, um hiermit die mittlere Positionsmessung durchzuführen. In diesem Fall wird der Wählschalter 242 bei den Schritten S220 und S230 auf die Position 2 anstatt auf die Position 3 eingestellt. Es ist anzumerken, daß dann, wenn von dem Schritt S150 zu dem Schritt S200 übergegangen wird, die Steuerung bei dem Schritt S280 dann zu dem Schritt S160 zurückkehrt.

In Fig. 14 ist der Schritt S120 in größeren Einzelheiten dargestellt. Hierbei geht die Steuerung nach dem Beginn mit dem Schritt S120 zu einem Schritt S300 über. Bei diesem Schritt S300 dividiert der Mikroprozessor 241 das Signal, das während des Schritts S200 abgetastet wird (und das als das Signal A aufgrund der Position des Phasenschalters 243 bezeichnet wird), durch den Wert des Signals, das während des Schritts S210 abgetastet worden ist (und das im folgenden als das Signal B wegen der Position des Phasenschalters 243 bezeichnet wird). Falls der absolute Wert des Quotienten gleich groß wie oder kleiner als 1 ist, geht die Steuerung von dem Schritt S300 zu einem Schritt S310 über. Falls aber andererseits der absolute Wert des Quotienten kleiner ist als 1, springt die Steuerung zu einem Schritt S340.

Bei dem Schritt S310 ermittelt der Mikroprozessor, ob das Signal B positiv ist. Falls dies der Fall ist, setzt sich die Steuerung mit einem Schritt S 320 fort. Bei diesem Schritt S320 wird die Phase als die inverse Tangensfunktion des Signals A, dividiert durch das Signal B, ermittelt (das heißt als (tan⁻¹(A/B))). Die Steuerung springt dann zu einem Schritt S370.

Falls jedoch bei dem Schritt S310 das Signal B negativ ist, springt die Steuerung zu einem Schritt S330. Bei dem Schritt S330 wird die Phase gemäß der Gleichung (180° + (tan⁻¹ (A/B)) ermittelt. Die Steuerung springt dann erneut zu dem Schritt S370.

Falls der absolute Wert von A bei dem Schritt S300 größer ist als der absolute Wert von B (das heißt wenn der absolute Wert von A/B größer ist als 1) springt die Steuerung zu einem Schritt S340. Bei dem Schritt S340 ermittelt der Mikroprozessor 241, ob das Signal A positiv ist. Falls dies der Fall ist, geht die Steuerung zu einem Schritt S350 über. Bei diesem Schritt S350 wird die Phase gemäß der Gleichung: 90°-(tan⁻¹ (B/A)) ermittelt. Die Steuerung springt dann erneut zu dem Schritt S370.

Falls jedoch das Signal A bei dem Schritt S340 negativ ist, springt die Steuerung zu einem Schritt S360. Bei dem Schritt S360 wird die Phase gemäß der Gleichung: 270°-(tan⁻¹ (B/A)) ermittelt. Die Steuerung geht anschließend zu dem Schritt S370 über.

Bei dem Schritt S370 kehrt die Steuerung zu dem Schritt S130 zurück. Es ist anzumerken, daß diese Subroutine auch bei den Schritten S130, S160 und S170 aufgerufen wird. Dies bedeutet, daß durch diese Subroutine jeder der Winkel Φ₁, Φ₂ oder Φ₃ berechnet werden kann, wodurch die Tabelle 1 implementiert wird. In diesen Fällen sind allerdings die gemessenen Signale, die dem Signal A und dem Signal B entsprechen, in Abhängigkeit von der Position des Wählschalters 242 jeweils unterschiedlich. Ferner wird bei dem Schritt S370 die Steuerung zu den Schritten S120, S130, S160 und S170 in Abhängigkeit davon, welcher Schritt diese Subroutine aufgerufen hat, zurückgegeben.

In Fig. 15 ist der Schritt S200 in größeren Einzelheiten dargestellt. Wie aus Fig. 15 ersichtlich ist, setzt sich die Steuerung nach Beginn in dem Schritt S200 mit einem Schritt S400 fort. Bei dem Schritt S400 wird der Wählschalter 242 auf die Position 1 eingestellt, wohingegen der Phasenschalter 243 auf die Position A eingestellt wird. Weiterhin wird der Schalter 262 der ersten Abtast- und Halteunterschaltung 261 geschlossen. Die Steuerung setzt sich dann mit einem Schritt S410 fort.

Bei dem Schritt S410 wird der Schalter 254 geöffnet, während der Schalter 262 geschlossen wird. Die Steuerung geht dann zu einem Schritt S420 über. Bei dem Schritt S420 wird der Schalter 255 geschlossen, um somit die Senderwicklung 212 anzusteuern. Die Steuerung geht dann zu einem Schritt S430 über.

Bei dem Schritt S430 erzeugt die Empfängerwicklung 216, die mit der Senderwicklung 212 induktiv gekoppelt ist, ein in ihr induziertes Spannungssignal mit sich ändernder Amplitude. Das empfangene Signal wird über den Phasenschalter 243 und den Wählschalter 242 zu dem Verstärker 245 gespeist, in dem es verstärkt wird. Das verstärkte Signal wird von dem Verstär ker 245 über den geschlossenen ersten Schalter 262 zu dem ersten Kondensator 263 der ersten Abtast- und Halteunterschaltung 261 geleitet. Danach wird der erste Schalter 262 synchron mit der Signalspitze (Signalmaximum) geöffnet, wie es in Fig. 10 gezeigt ist. Die Steuerung setzt sich dann mit einem Schritt S440 fort.

Bei dem Schritt S440 wird der Schalter 255 geöffnet, während der Schalter 254 geschlossen wird. Die Steuerung geht dann zu einem Schritt S450 über, bei dem die Steuerung zu dem Schritt S210 zurückgegeben wird.

Es ist anzumerken, daß diese Subroutine auch durch die Schritt S210, S220 und S230 aufgeru fen wird. Wenn diese Unterroutine durch einen jeweiligen dieser Schritte aufgerufen wird, werden die Schalterpositionen hinsichtlich des Wählschalters 242 und des Phasenschalters 243 bei dem Schritt S400 so eingestellt, daß die jeweilige Senderwicklung 212, 222 oder 232 erregt wird, und daß die Meßsignale von den Empfängerwicklungen 214, 216, 224, 226, 234 oder 236 empfangen werden, und zwar jeweils in Abhängigkeit von dem aufrufenden Schritt. Es ist weiterhin anzumerken, daß dann, wenn die Schritte S200 bis S280 durch den Schritt S150 anstelle durch den Schritt S110 aufgerufen werden, die Schalterposition jeweils geeignet eingestellt wird, wenn der Schritt S400 durch jeden bzw. einen jeweiligen der Schritte S200 bis S230 aufgerufen wird. In gleichartiger Weise werden jeweils unterschiedliche aus dem ersten bis vierten Schalter 262, 267, 272 und 277 der Abtast- und Halteschaltung 260 geschlossen, damit das empfangene Signal in jeweils unterschiedlichen Abtast- und Halteschaltungen 261, 266, 271 bzw. 276 gespeichert wird.

Der Mikroprozessor 241 gibt ein entsprechendes, geeignetes Signal an die Anzeige 247 zur Anzeige der absoluten Position ab. Ein durch einen Benutzer wählbarer bzw. einstellbarer Schalter (nicht gezeigt), der mit dem Mikroprozessor 241 gekoppelt ist, erlaubt es einem Benutzer, einen aus zwei Längeneinheits-Anzeigemoden für die Anzeige auszuwählen. Wie vorstehend angegeben, wählt der Mikroprozessor 241 (216) zur Vereinfachung der Schaltungen und des Rechenaufwands den Wandler 210 für die Berechnungen für die feine Positionsmes sung, die auf den "Zoll-Modus" bzw. "Inch-Modus" bezogen sind, oder aber den Wandler 230 für Berechnungen für die feine Positionsmessung, die mit dem "Millimeter-Modus" zusammen hängen, aus. Die berechnete Position kann auch, oder alternativ, an andere Systeme wie etwa beispielsweise ein Steuersystem zur Steuerung eines statistischen Prozesses oder an ein Servopositioniersystem ausgegeben werden.

Das vorstehend beschriebene, erste vorteilhafte Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers 200 ermittelt eine absolute Position innerhalb eines Bereichs, der gleich groß ist wie die längste Wellenlänge λ_C. Folglich ergibt sich bei dem ersten Ausführungsbeispiel ein Bereich von ungefähr 325 mm.

Darüber hinaus kann der Mikroprozessor 241 unter Einsatz von bekannten Interpolationsroutinen eine Meßauflösung erzielen, die deutlich unterhalb jeder der feinen Wellenlängen λ₁ oder λ₃ liegt.

Die Größe und/oder die Form des Empfängers kann auch abgeändert werden, wobei die wesent lichen Vorteile des erfindungsgemäßen induktiven Absolutpositionswandlers jedoch beibehalten bleiben. Darüber hinaus können auch andere Layouts oder Geometrien hinsichtlich der Empfän gerwicklungen und der Flußunterbrecher 170 eingesetzt werden, wobei dennoch angemessene Ergebnisse erzielt werden. Die in den Empfängerwicklungen erzeugten Signale sind im Vergleich zu dem starken Magnetfeld, das durch die Senderwicklungen erzeugt wird, schwach. Auch wenn die gesamte Größe des Lesekopfs 204 geändert werden kann, sollte daher die Fläche der Schleifen 191 und 192 der Empfängerwicklungen so gut wie möglich gleichartig bzw. gleich sein, um hierdur 99999 00070 552 001000280000000200012000285919988800040 0002019803249 00004 99880ch durch Signaloffset hervorgerufene Fehler zu minimieren sowie eingestreute Signalstörungen im Eingangssignal zurückzuweisen.

Falls notwendig, können zur Kompensation von Herstellungstoleranzen oder anderen Beschrän kungen, die zur Erzeugung eines Signaloffsets (Signalabweichung) tendieren, die Größe und die Gestalt der Schleifen 191 und 192 absichtlich und gezielt geändert werden, um hierdurch das von den Empfängerwicklungen erzeugte Ausgangssignal "abzustimmen". Sie werden dabei derart abgestimmt, daß das nominelle Ausgangssignal bzw. Nennausgangssignal der Empfängerwick lungen gleich null ist, wenn die Flußunterbrecher 170 nicht vorhanden sind. Falls ein sinusförmi ges Positionssignal gewünscht ist, können ferner die Formen und die Wellenlängen so ausge wählt werden, daß die empfangenen Felder räumlich gefiltert werden und hierdurch harmonische Verzerrungen bzw. Oberwellenverzerrungen verringert werden.

Der Ausdruck "Schleifen" bezieht sich hierbei auf alle im wesentlichen umschlossenen Bereiche oder Flächen, die kreisförmig, rechteckförmig, trapezförmig, dreieckförmig oder sinusförmig sind. Ferner kann eine Empfängerwicklung ein Erfassungsleiter bzw. Sensorleiter oder ein einziger leitender Pfad sein, der ein vorgegebenes periodisches Muster oder räumliche Änderungen entlang der Meßachse 300 aufweist.

Die Empfindlichkeit gegenüber einer Fehlausrichtung des Lesekopfs 204 aufgrund einer Drehung (Rotation) um eine Achse, die rechtwinklig sowohl zu der Ebene der Empfängerwicklungen als auch zu der Meßachse 300 verläuft ("Gieren"), stellt einen Nachteil bei dem induktiven Absolut positionswandler 200 dar. Das Gieren bzw. Taumeln oder Pendeln führt zu einer Versetzung der Empfängerwicklungen in dem Wandler 210 relativ zu den Empfängerwicklungen in dem Wandler 230 entlang der Meßachse 300. Als Ergebnis ist die räumliche Phasenbeziehung zwischen den Wellenlängen λ₁ und λ₃ gegenüber den planmäßig vorgesehenen Werten gestört, was zu in gewissem Ausmaß fehlerhaften Messungen bei der Positionsmessung im groben Modus führt.

Der induktive Absolutpositionswandler 200 leidet ferner an in der Praxis vorhandenen Beschrän kungen im Hinblick auf den Meßbereich bei der Absolutpositionsmessung. Ein Mittel zur Ausdehnung des Bereichs besteht darin, zusätzliche Wandler mit unterschiedlichen Wellenlängen zu dem induktiven Absolutpositionswandler 200 hinzuzufügen. Jedoch führen zusätzliche Wandler zu einer Erhöhung der Kosten und der Größe des induktiven Absolutpositionswandlers 200.

Alternativ können zur Vergrößerung des Bereichs auch die Genauigkeit der Schaltungen und die Genauigkeit bei der Herstellung der Wandler 210, 220 und 230 erhöht werden. Dies ermöglicht größere Verhältnisse (grob/mittel, mittel/fein) und erlaubt den Einsatz von höheren Interpolationsgraden. Jedoch unterliegt eine beliebige Vergrößerung der Genauigkeit der Wandler 210, 220 und 230 allgemein strengen ökonomischen Beschränkungen.

In den Fig. 16 bis 18 ist ein zweites Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandler dargestellt. Dieser induktive Absolutpositionswandler leidet nicht an den Nachteilen bezüglich einer Gier-Fehlaus richtung bzw. Verdrehungs-Fehlausrichtung. Weiterhin kann bei diesem zweiten Ausführungsbei spiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutposi tionswandlers bei einer gegebenen Meßauflösung ein sehr viel längerer Meßbereich für die absolute Positionsmessung als der generell bei dem induktiven Absolutpositionswandler 200 zulässige Meßbereich in ökonomischer Weise eingesetzt werden. Das zweite Ausführungsbeispiel des induktiven Absolutpositionswandlers 400 ist in Fig. 16 dargestellt.

Das zweite Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen induktiven Absolutpositionswandlers 400, das in den Fig. 16 bis 18 gezeigt ist, leidet nicht merklich unter einer Gier- bzw. Verdre hungs-Fehlausrichtung. Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel des induktiven Absolutpositions wandlers 400 gelangt ein Paar induktiver Wandler 410 und 420 zum Einsatz. Die Wandler 410 und 420 arbeiten in Übereinstimmung mit den vorstehend bereits erläuterten Prinzipien. Folglich sind viele der Elemente des zweiten Ausführungsbeispiels des induktiven Absolutpositionswand lers 400 im wesentlichen gleichartig wie diejenigen Elemente, die bereits anhand des ersten Ausführungsbeispiels erläutert worden sind. Es werden daher nachstehend lediglich diejenigen Elemente, die sich entweder hinsichtlich ihres Aufbaus, ihrer Materialien oder ihrer Betriebsweise unterscheiden, in Einzelheiten beschrieben.

Der induktive Absolutpositionswandler 400 weist vorzugsweise einen Lesekopf 402, ein Skalenelement 404, einen feinen Wellenlängenwandler bzw. einen Wandler 410 für die feine Wellenlänge, und einen Binärcodewandler 420 auf. Der Wandler 410 für die feine Wellenlänge und der Binärcodewandler 420 erstrecken sich entlang einer Meßachse 300. Der Wandler 410 für die feine Wellenlänge ist gleichartig wie die Wandler 210 und 230 und weist vorzugsweise entweder die feine Wellenlänge λ₁ oder die feine Wellenlänge λ₃ auf.

Der Lesekopf 402 enthält die Empfängerwicklungen 414 und 416 des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 410 und die Mehrzahl von Empfängerwicklungen 420 des Binärcode wandlers 420. Die Wandler 410 und 420 benutzen gemeinsam eine einzige Senderwicklung 412, die auch an dem Lesekopf 402 ausgebildet ist.

Das Skalenelement 404 enthält eine für die feine Wellenlänge vorgesehene Skala 418 des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 410 sowie eine Binärcodeskala 428 für den Binär codewandler 420. Die für die feine Wellenlänge vorgesehene Skala ist gleichartig wie die Skalen 218 und 238 der Wandler 210 und 230 bei dem induktiven Absolutpositionswandler 200.

Die Binärcodeskala 428 weist ein Muster aus Flußmodulatoren 170 und Räumen bzw. Zwischen räumen 172 auf, die entlang der Meßachse 300 angeordnet sind. Die Flußmodulatoren 170 kön nen entweder Flußunterbrecher oder Flußverstärker sein, wie es bereits vorstehend erläutert ist. Jeder Satz aus benachbarten Flußmodulatoren 170 und den Zwischenräumen 172 definiert eines aus einer Reihe von jeweils einzigartigen bzw. unterschiedlichen binären, mehrere Bits umfas senden Codeworten. Die Anzahl von binären Codeworten hängt von der Anzahl von Bits in den binären Codeworten und von den Auslegungsregeln für diese Codeworte ab. Diese Auslegungs regeln werden nachfolgend in größeren Einzelheiten erläutert.

Wie in Fig. 16 gezeigt ist, belegt bei der binären Codeskala bzw. Binärcodeskala 428 jeder Flußmodulator 170 und jeder Zwischenraum 172 eine entlang der Meßachse 300 gemessene Länge 308. Die Strecke bzw. Länge 308 ist vorzugsweise gleich groß wie die Hälfte der Wellenlänge 304 der für die feine Wellenlänge vorgesehenen Skala 418. Insbesondere ist bei der Binärcodeskala 428 die Länge 306 der Flußmodulatoren 170 geringfügig kleiner als die von Kante zu Kante gemessene Strecke bzw. Länge 308. Hierdurch wird ein kleiner isolierender Spalt erzeugt, der die Flußmodulatoren 170 umgibt und diese definiert, wenn sie benachbart zueinan der angeordnet sind. Folglich wird ein Bit der Informationen innerhalb jeder von Rand zu Rand bzw. Kante zu Kante gemessenen Strecke oder Länge 308 codiert. Diese Länge 308 ist weiterhin gleich groß wie eine Länge 425 jeder Empfängerschleife 424 und 426 des Binärcode wandlers 420. Die Anzahl von Bits, die in den mehrere Bits aufweisenden Codewörtern einge setzt werden, bestimmt zusammen mit der von Kante zu Kante gemessenen Länge 308 den maximalen absoluten Meßbereich für den Binärcodewandler 420 und somit für den induktiven Absolutpositionswandler 400.

Jedes der unterschiedlichen, mehrere Bits enthaltenden binären Codewörter identifiziert eine grobe absolute Position des induktiven Absolutpositionswandlers 400 entlang der Binärcodeskala 428. Auch wenn bei dem induktiven Absolutpositionswandler 400 vorzugsweise sowohl der Binärcodewandler 420 als auch der für die feine Wellenlänge vorgesehene Wandler 410 zum Einsatz kommen, kann bei dem induktiven Absolutpositionswandler 400 folglich auch lediglich der Binärcodewandler 420 ohne den für die Feinmessung vorgesehenen Wandler 410 zum Einsatz kommen, um hierdurch eine Messung der absoluten Position zu erzielen. Jedoch weist diese Positionsmessung dann eine geringere Auflösung auf.

Es ist weiterhin festzustellen, daß in Fig. 16 lediglich ein Teil des Skalenelements 404 und somit lediglich ein Teil der binären Codeskala bzw. Binärcodeskala 428 gezeigt ist. Im allgemeinen ist das Skalenelement 404 ausreichend lang, daß es genügend Flußmodulatoren 170 und Zwischen räume 172 enthalten kann, um hierdurch jedes der unterschiedlichen, mehrere Bits aufweisenden binären Codewörter zu bilden. Diese Länge hängt selbstverständlich auch von der Anzahl von Bits, die die mehrere Bits aufweisenden binären Codewörter bilden, und den Auslegungsregeln ab.

Wie in Fig. 16 gezeigt ist, ist das Paar von Empfängerwicklungen 414 und 416 des für die Feinmessung vorgesehenen Wandlers 410 gleichartig wie die Empfängerwicklungen 214 und 216, und 234 und 236 der vorstehend bereits beschriebenen Wandler 210 und 230. Die Empfängerwicklungen 414 und 416 erstrecken sich entlang der Meßachse 300. Die Empfän gerwicklungen 414 bilden eine Mehrzahl von Schleifen 191 mit abwechselnder Polarität. Die zweite Empfängerwicklung 416 bildet in gleichartiger Weise eine Mehrzahl von Schleifen 192 mit abwechselnder Polarität. Alternierende Abschnitte jeder der Empfängerwicklungen 414 und 416 sind an unterschiedlichen Oberflächen einer gedruckten Leiterplatte bzw. Druckschaltungsplatine ausgebildet, die den Lesekopf 402 des induktiven Absolutpositionswandlers 400 bildet.

Der Binärcodewandler 420 weist in ähnlicher Weise eine Mehrzahl von ersten Polaritätsschleifen (Schleifen mit einer ersten Polarität) 424 auf, die an einer Oberfläche der gedruckten Leiterplatte des Lesekopfs 402 ausgebildet sind. Der Binärcodewandler 420 enthält fernerhin eine ähnliche oder gleiche Anzahl von zweiten Polaritätsschleifen (Schleifen zweiter Polarität) 426, die an einer zweiten Oberfläche oder Schicht der gedruckten Leiterplatte des Lesekopfs 402 ausgebildet sind. Die Mehrzahl von Schleifen 424 der ersten Polarität sind um eine Schleifenlänge (das heißt um die Strecke 425) gegenüber der Mehrzahl von zweiten Schleifen 426 der zweiten Polarität versetzt. Dies ist in Fig. 17 noch deutlicher dargestellt. Somit erstrecken sich die Schleifen 424 und 426 mit der ersten und der zweiten Polarität für jede gegebene Anzahl n der ersten und zweiten Schleifen 424 und 426 jeweils über n + 1 Flußmodulatoren 170 und Zwischenräume 172 der Binärcodeskala 428. Jede aus der Vielzahl von Schleifen 424 für die erste Polarität ist in Reihe mit einer aus der Vielzahl von Schleifen 426 für die zweite Polarität verbunden, und zwar jeweils mit derjenigen Schleife 426, die auf einer anderen Schicht oder Ebene der gedruckten Leiterplatte angeordnet ist und unmittelbar benachbart an einer Seite der Schleife 424 der ersten Polarität angeordnet ist, wie dies in Fig. 17 dargestellt ist. Folglich bilden die Paare aus benach barten ersten und zweiten Schleifen 424 und 426 eine Vielzahl von balancierten bzw. symme trierten Schleifenpaaren 427. Jedes dieser balancierten bzw. symmetrischen Schleifenpaare 427 erzeugt nominell kein Ausgangssignal, falls keine Modulatoren vorhanden sind, die den durch die Senderwicklung 422 erzeugten Magnetfluß modulieren.

Wenn sowohl die für die erste Polarität vorgesehene Schleife 424 als auch die für die zweite Polarität vorgesehene Schleife 426 eines symmetrischen Schleifenpaars 427 oberhalb eines Paars von Zwischenräumen 172 oder eines Paars von Flußmodulatoren 170 angeordnet sind, ist die induzierte elektromotorische Kraft EMK in jeder der für die erste und die zweite Polarität vorgesehenen Schleifen 424 und 426 jeweils gleich. Daher ist die Amplitude der Nettospannung des Signals, das von dem symmetrierten Schleifenpaar 427 abgegeben wird, gleich null.

Wenn im Unterschied hierzu angenommen wird, daß die Flußmodulatoren 170 Elemente des Unterbrechertyps sind, die für die erste Polarität vorgesehenen Schleifen 424 Schleifen für die positive Polarität sind und die für die zweite Polarität vorgesehenen Schleifen 426 Schleifen mit negativer Polarität sind, gibt das symmetrierte Schleifenpaar 427 ein Spannungssignal mit einer positiven Amplitude ab, wenn eine für die positive Polarität vorgesehene Schleife 424 oberhalb eines Zwischenraums 172 angeordnet ist und die für die negative Polarität vorgesehene Schleife 426 eines symmetrierten Schleifenpaars 427 oberhalb eines Flußunterbrechers 170 positioniert ist. Dies bedeutet, daß die elektromotorische Kraft, die in der positiven Schleife 424 induziert wird, nicht unterbrochen wird. Demgegenüber wird aber die elektromotorische Kraft, die in der für die negative Polarität vorgesehenen Schleife 426 induziert wird, unterbrochen. Als Ergebnis wird in dem symmetrierten Schleifenpaar 427 eine im Nettoergebnis positive elektromotorische Kraft induziert. Das symmetrierte Schleifenpaar 427 gibt folglich ein Spannungssignal mit einer positiven Amplitude ab.

Falls die für die positive Polarität vorgesehene Schleife 424 eines symmetrierten Schleifenpaars 427 oberhalb eines Flußunterbrechers 170 angeordnet ist, während sich die für die negative Polarität vorgesehene Schleife 426 des symmetrierten Schleifenpaars 427 oberhalb eines Zwischenraums 172 befindet, gibt das symmetrierte Schleifenpaar 427 ein Signal ab, das eine negative Netto-Spannungsamplitude aufweist. Dies liegt daran, daß die elektromotorische Kraft, die in der die negative Polarität aufweisenden Schleife 426 induziert wird, nicht unterbrochen wird, wohingegen die elektromotorische Kraft, die in der die positive Polarität aufweisenden Schleife 424 induziert wird, unterbrochen wird. Folglich wird in dem symmetrierten Schleifen paar 427 eine negative Netto-EMK (elektromotorische Kraft) induziert. Das balancierte Schleifen paar 427 erzeugt somit ein Signal mit einer negativen Spannungsamplitude.

Es ist anzumerken, daß sich die Spannungsamplituden dann umkehren, falls die Flußmodulatoren 170 Elemente des verstärkenden Typs anstelle von Flußunterbrechern sein sollten oder wenn die Polaritäten der die erste Polarität aufweisenden Schleifen 424 und diejenigen der die zweite Polarität aufweisenden Schleifen 426 umgekehrt sein sollten. Falls allerdings diese beiden Änderungen gleichzeitig ergriffen werden sollten, bleiben selbstverständlich die Spannungsampli tuden die gleichen.

In Fig. 18 ist das Skalenelement 404 in größeren Einzelheiten gezeigt, wobei ferner ein Dia gramm 430 dargestellt ist, das das Ausgangssignal gegenüber der Codepaarposition für jedes symmetrierte Schleifenpaar 427 anzeigt, wenn dieses Schleifenpaar 427 mit jedem Paar von benachbarten Flußmodulatoren 170 und/oder von Zwischenräumen bzw. Leerräumen 172 verknüpft ist. Weiterhin sind in Fig. 18 die resultierenden binären Codewerte, die mit dem von dem Binärcodewandler 420 abgegebenen Ausgangssignal verknüpft sind, an jeder Position entlang des Skalenelements 404 dargestellt. Wie vorstehend erläutert und in Fig. 18 gezeigt ist, ist dann, wenn ein Paar von Flußmodulatoren 170 oder ein Paar von Zwischenräumen bzw. Leerräumen 172 einander benachbart sind, das Ausgangssignal von demjenigen symmetrierten Schleifenpaar 427, das oberhalb dieses Paars von benachbarten Flußmodulatoren oder oberhalb dieses Paars von benachbarten Zwischenräumen bzw. Leerräumen 172 liegt, gleich null. Dies ist als der Wert einer logischen "0" definiert, wie dies in Fig. 18 gezeigt ist.

Wenn im Unterschied hierzu ein Zwischenraum bzw. Leerraum 172 benachbart zu einem Flußmodulator 170 vorhanden ist, ist das Ausgangssignal, das von dem symmetrierten Schlei fenpaar 429 bzw. 427, das oberhalb dieses Paars aus einem Zwischenraum bzw. Leerraum 172 und einem benachbarten Flußmodulator 170 liegt, entweder eine positive Spannung oder eine negative Spannung. Diese beiden Spannungen sind als logische "1"-Werte definiert.

Genauer gesagt entspricht jeder Wert einer logischen "1" einem entlang der Codeskala 428 vorhandenen Übergang zwischen einem Flußmodulator 170 und einem Zwischenraum bzw. Leerraum 172. In gleichartiger Weise entspricht jeder, einer logischen "0" entsprechende Wert dem Fehlen eines Übergangs in der Codeskala 428. Das Diagramm 430, das das Ausgangssignal gegenüber der Codepaarposition veranschaulicht und in Fig. 18 dargestellt ist, entspricht dem Empfängerausgangssignal, das von jedem beliebigen Paar aus der Mehrzahl von symmetrierten Paaren 427 des Binärcodewandlers 420 erzeugt wird, während sich der Lesekopf 402 entlang der Codeskala 428 bewegt.

Damit definiert jeder Satz aus sieben benachbarten Paaren aus den Flußmodulatoren 170 und den Zwischenräumen bzw. Leerräumen 172 der Binärcodeskala 428 ein binäres, sieben Bits aufweisendes Codewort. Acht benachbarte Flußmodulatoren 170 und/oder Zwischen- bzw. Leerräume 172 bilden nämlich sieben Paare aus benachbarten Elementen, oder sieben Code paare. Jedes aus den sieben Codepaaren von benachbarten Elementen wird durch ein Schleifen paar aus den sieben symmetrierten Schleifenpaaren 427 des Binärcodewandlers 420 erfaßt.

Es existiert somit ein theoretisches Maximum von 128 (= 2⁷) möglichen Codewörtern, die in der Binärcodeskala 428 codierbar sind und von "0000000" bis zu "1111111" reichen. Die Flußmo dulatoren 170 und die Zwischen- bzw. Leerräume 172 sind in geeigneter Weise in der Binär codeskala 428 entlang der Meßachse 300 so angeordnet, daß jeweils unterschiedliche Code worte aus dem Satz von einzigartigen bzw. eindeutigen binären Codewörtern gelesen werden, während der Lesekopf 402 bewegt wird. Dies bedeutet, daß das Codewort, das von dem binären Codewandler 420 abgegeben wird, sich von einem ersten Codewort aus den 128 Codeworten zu einem zweiten Codewort aus diesen 128 Codeworten ändert, wenn der Lesekopf 402 um eine Strecke bewegt wird, die gleich der Länge 308 ist.

Es ist anzumerken, daß der Binärcodewandler 420 jede beliebige Anzahl von balancierten bzw. symmetrierten Schleifenpaaren 427 enthalten kann. Ferner verdoppelt jedes zusätzliche symme trierte Schleifenpaar 427 des Binärcodewandlers 420 die Anzahl von zur Verfügung stehenden Codewörtern annähernd, die in der Binärcodeskala 428 codiert werden können. Es ist weiterhin anzumerken, daß der Binärcodewandler 420 dadurch, daß die symmetrierten Schleifenpaare 427 benutzt werden, nicht entlang der binären Codeskala 428 bewegt werden muß, um ein einziges binäres Codewort zu lesen.

Es ist weiterhin festzustellen, daß zwischen den benachbarten Elementen in der binären Codeskala 428 kein Raum vorhanden sein muß, da die symmetrierten Paare 427 das Vorhanden sein oder Fehlen von Übergängen erfassen. Dies bedeutet alternativ, daß zwei Flußmodulatoren 170 direkt benachbart zueinander angeordnet werden können, ohne daß irgendein dazwischen befindlicher Raum vorhanden ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist daher die Strecke bzw. Länge 306 gleich groß wie die Strecke bzw. Länge 308. Bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel ist die binäre Codeskala 428 des Binärcodewandlers 420 somit im Stande, eine maximale Dichte der Flußmodulatoren 170 und der Zwischen- bzw. Leerräume 172 vorteilhaft auszunutzen. Die Codespur 401 und der Lesekopf 394 bzw. 402 weisen im wesentlichen die gleiche Einheits strecke bzw. Längeneinheit 416 für jedes leitende Element 414 auf, damit aus dem zur Verfü gung stehenden Platz das stärkste Empfängerausgangssignal effizient erzeugt wird.

Hierbei ist anzumerken, daß die Signalverarbeitung hinsichtlich der Senderwicklung 412 und der Empfängerwicklungen der symmetrierten Schleifenpaare 427 im wesentlichen so durchgeführt werden kann, wie es bereits vorstehend unter Bezugnahme auf Fig. 9 erläutert worden ist oder auch so, wie es nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig. 24 ausgeführt wird. Die Signale, die von den sieben symmetrierten Paaren 427 abgegeben werden, werden durch eine nicht gezeigte Abtast- und Halteschaltung abgetastet und gehalten bzw. zwischengespeichert. Die gehaltenen Signale werden dann durch einen Analog/Digital-Wandler digitalisiert, das heißt in digitale Werte umgewandelt und an einen nicht gezeigten Mikroprozessor abgegeben. Der Mikroprozessor interpretiert ein ausreichend positives oder negatives, digitalisiertes Signal als den Wert einer logischen "1". Der Mikroprozessor stuft ein digitalisiertes Empfängerausgangssignal, das ausreichend nahe bei null liegt, als den Wert einer logischen "0" ein.

Es ist festzustellen, daß dann, wenn der binäre Codewandler 420 des induktiven Absolutposi tionswandlers 400 lediglich ein einziges symmetriertes Paar 427 aufweisen würde, dieses einzige symmetrierte Paar 427 dann bei dem Spannungseinschalten (oder bei einer Störung bzw. schweren Fehlern der absoluten Daten) entlang der binären Codeskala 428 etwa grob siebenmal die von Kante zu Kante gemessene Strecke bzw. Länge 308 bewegt werden kann, um ein gesamtes Codewort zu gewinnen, das die absolute Position anzeigt. Ein nicht gezeigtes Schiebe register kann dabei als eine Zwischenspeichereinrichtung für dieses einzige symmetrierte Paar 427 eingesetzt werden. Diese alternative Methode sollte jedesmal dann eingesetzt werden, wenn die Anzahl von symmetrierten Paaren 427, die in dem binären Codewandler 420 vorgese hen sind, kleiner ist als die Anzahl von in einem Codewort enthaltenen Bits. Das Schieberegister sammelt die Bits seriell, während sich der Lesekopf 402 entlang der binären Codeskala 428 bewegt.

Damit ein zweideutiges Lesen der Codebits dann, wenn das symmetrierte Paar 427 nicht ausreichend oberhalb eines Codepaars zentriert ist, verhindert wird, kann das von dem für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler 410 abgegebene Signal dazu benutzt wird, zu ermitteln, wann das symmetrierte Paar 427 oberhalb eines Codepaars aus den Flußmodulatoren 170 und den Zwischen- bzw. Leerräumen 172 zentriert angeordnet ist. Das Signal, das von dem für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler 410 erzeugt wird, zeigt somit an, wann das symmetrierte Paar 427 aktiviert werden sollte und ein neues Bit in das Schieberegister eingetak tet bzw. eingelesen werden sollte.

Sobald ein vollständiges Codewort zusammengetragen ist, wird dieses in paralleler Form zu dem Mikroprozessor ausgelesen. Das Schieberegister wird in Abhängigkeit von der Richtung der Bewegung nach oben (aufwärts) oder unten (abwärts) getaktet bzw. verschoben. Die Richtung der Bewegung kann anhand der um 90° phasenverschobenen Signale des für die feine Wellen länge vorgesehenen Wandlers 401 ermittelt werden, wie es bereits vorstehend erläutert ist. Das Schieberegister speichert somit stets das Codewort, das der absoluten Position des induktiven Absolutpositionswandlers 400 entspricht, mit einer Auflösung entsprechend der von Kante zu Kante vorhandenen Strecke bzw. Länge 308. Als Ergebnis muß das einzige symmetrierte Paar 427 dann, wenn das erste Codewort nach dem Spannungseinschalten (oder nach einem Datenfehler bzw. einer Datenstörung) ermittelt worden ist, nur noch eine maximale Strecke von lediglich einer einzigen, von Kante zu Kante vorhandenen Strecke bzw. Länge 308 abtasten, um hierdurch die nächste absolute Position zu ermitteln.

Damit die Strecke, um die der Lesekopf nach der Spannungseinschaltung (oder nach der Datenstörung) zur Ermittlung der absoluten Position bewegt werden muß, auf ein Minimum gebracht wird, wird in dem binären Codewandler 420 vorzugsweise die gleiche Anzahl von balancierten Paaren 427 wie die Anzahl von Bits in einem Codewort eingesetzt, wie dies in Fig. 16 gezeigt ist. In diesem Fall muß der Lesekopf 402 dann bei geeigneter Auswahl der Signalver arbeitungsschaltungen, einem sorgfältig ausgewählten Codesatz und bei korrekten bzw. geeigneten Decodieralgorithmen nur noch minimal, oder überhaupt nicht, entlang des Skalenele ments 404 bewegt werden, damit er irgendein Codewort lesen und decodieren kann.

Falls die Signalverarbeitungsschaltungen für die Bits des Codeworts grob ausgelegt sind und zum Beispiel eine Meßauflösung von lediglich zwei Bits hinsichtlich des Ausgangssignals des einzigen symmetrierten Paars 427 besitzen, kann eine Bewegung des Lesekopfs 402 über das Skalenele ment 404 an manchen Positionen notwendig sein, um hierdurch alle Bitwerte der Codebits eindeutig zu erkennen. Jedoch liegt auch in diesem Fall die notwendige Bewegung nur in der Größenordnung ± 1/2 der von Kante zu Kante vorhandenen Strecke bzw. Länge 308. Solche groben Signalverarbeitungsschaltungen werden zur Erzielung einer ökonomischen bzw. kosten günstigen Herstellung benutzt.

Ein Nachteil des binären Codewandlers 420 liegt in den Signalamplituden, die den logischen Werten entsprechen. Insbesondere entspricht der Wert logisch "0" einem Signal mit einer Amplitude null. Die symmetrierten Paare 427 erzeugen somit kein Ausgangssignal, wenn die Elemente eines Codepaars jeweils zwei Flußmodulatoren 170 oder zwei Zwischen- bzw. Leerräume sind, das heißt kein Übergang vorhanden ist. In ähnlicher Weise entspricht der Wert logisch "1" entweder einem ausreichend positiven oder einem ausreichend negativen Signal. Die symmetrierten Paare 427 erzeugen somit lediglich dann ein starkes Ausgangssignal, wenn die entsprechenden Paare von Skalenelementen nicht jeweils zwei Flußmodulatoren 170 oder nicht jeweils zwei Zwischenräume bzw. Leerräume sind, das heißt, wenn ein Übergang nahezu zentriert unterhalb des symmetrierten Paars 427 vorhanden ist.

In den Fig. 19 und 20 ist ein drittes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers gezeigt. Das dritte, in den Fig. 19 und 20 gezeigte Ausführungsbeispiel stellt einen größeren Signalunterschied zwischen den logischen Werten bereit, indem verbesserte Empfängerausgangssignale erzeugt werden. Wie in Fig. 19 gezeigt ist, arbeitet der induktive Absolutpositionswandler mit einer Abänderung (Variation bzw. modifizierte Ausgestaltung) 440 des binären Codewandlers 420. Bei diesem binären Codewandler 440 ist jedes Codeskalenelement 174 (das heißt jeder Flußmodula tor 170 und jeder Zwischen- bzw. Leerraum 172) in zwei Abschnitte unterteilt. Jedes Skalen element 174 ist derart abgeändert angeordnet, daß es entweder 1) sowohl einen Flußmodulator 170 als auch einen Zwischen- bzw. Leerraum 172; 2) zwei Flußmodulatoren; oder 3) zwei Zwischen- bzw. Leerräume enthält. Die Skalenelemente 174 der binären Codeskala 448 des Binärcodewandlers 440 sind so angeordnet, daß stets ein Übergang zwischen einem Flußunter brecher 170 und ein Zwischen- bzw. Leerraum 172 zwischen benachbarten Skalenelementen 174 vorhanden ist, wie dies in Fig. 20 gezeigt ist.

Wie in Fig. 19 gezeigt ist, sind ferner die ersten, die positive Polarität aufweisenden Schleifen 444 und die zweiten, die negative Polarität aufweisenden Schleifen 446 nur noch halb so lang und überlappen sich nicht länger. Eine positive Spannung, die von einem balancierten bzw. symmetrischen oder symmetrierten Paar 447 erzeugt wird, entspricht dem Wert einer logischen "1", wohingegen eine negative Spannung dem Wert eine logischen "0" entspricht.

Das resultierende Diagramm 432, das das Ausgangssignal gegenüber der Codepaarposition veranschaulicht, ist in Fig. 20 dargestellt. Wie in Fig. 20 gezeigt ist, gibt das symmetrierte Paar 447 ein Signal mit einer positiven Amplitude, das heißt ein Signal logisch "1", ab, wenn eine die positive Polarität aufweisende Schleife 444 oberhalb eines Zwischen- bzw. Leerraums 172 liegt und eine negative Polarität aufweisende Schleife 446 oberhalb eines Flußunterbrechers 170 angeordnet ist. Wenn dem gegenüber eine positive Polarität aufweisende Schleife 444 oberhalb eines Flußunterbrechers 170 angeordnet ist und eine negative Polarität aufweisende Schleife 446 oberhalb eines Zwischen- bzw. Leerraums 172 liegt, gibt das symmetrierte Paar 447 ein Signal mit negativer Amplitude, das heißt ein Signal logisch "0", ab. Die Spannungsdifferenz zwischen einer logischen "1" und einer logischen "0" ist daher ist potentialmäßig doppelt so groß wie bei dem Binärcodewandler 420, wodurch die Fähigkeit zur Unterscheidung zwischen logischen "1en" und logischen "0en" verbessert ist.

Bei diesem dritten Ausführungsbeispiel tragen positive Signale und negative Signale ferner nicht mehr den gleichen logischen Wert, wie es bei dem zweiten Ausführungsbeispiel der Fall war. Folglich können die Zwischen- bzw. Leerräume 172 bei diesem dritten Ausführungsbeispiel durch Flußverstärker ersetzt werden, wenn angenommen wird, daß die Flußmodulatoren 170 Flußun terbrecher sind. In diesem Fall sind die positiven und negativen Netto-Signalamplituden, die in den symmetrierten Paaren 447 erzeugt werden, größer als in dem Fall, bei dem die Zwischen- bzw. Leerräume 172 zum Einsatz kommen. Hierdurch wird die Spannungsdifferenz zwischen logischen Einsen und logischen Nullen noch weiter erhöht, wodurch die Fähigkeit zum Unter scheiden zwischen logischen Einsen und logischen Nullen noch weiter verbessert ist.

In den Fig. 21, 22 und 23 ist ein viertes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers 400 dargestellt. Bei dem vierten Ausführungsbeispiel des induktiven Absolutpositionswandlers 400 weist der binäre Codewandler (Binärcodewandler) 450 acht balancierte bzw. symmetrierte oder symmetrische Paare 457 auf, wie dies in den Fig. 21 und 22 dargestellt ist. Die Mehrzahl von symmetrierten Paaren 457 ist durch eine Senderwicklung 452 umgeben, wohingegen die Senderwicklung 412 lediglich die Senderwicklungen 414 und 416 umgibt. Dies stellt einen Unterschied zu dem zweiten und dem dritten Ausführungsbeispiel dar, bei dem eine gemeinsame Senderwicklung für die beiden Wandler eingesetzt wird.

Jedes symmetrierte Paar 457 weist eine erste, für die positive Polarität vorgesehene bzw. die positive Polarität aufweisende Schleife 454 und eine zweite, für die negative Polarität vorgese hene bzw. die negative Polarität aufweisende Schleife 456 auf, was gleichartig wie bei dem zweiten und dem dritten Ausführungsbeispiel. Bei dem vierten Ausführungsbeispiel sind die ersten und zweiten Schleifen bzw. Polaritätsschleifen 454 und 456 jedoch rechtwinklig zu der Meßachse 300 ausgerichtet, was einen Unterschied zu den vorhergehenden Ausführungsbeispie len darstellt, bei denen sie entlang der Meßachse 300 ausgerichtet sind.

Der binäre Codewandler 450 weist bei dem vierten Ausführungsbeispiel Skalenelemente 174 auf, die zwei parallele Abschnitte enthalten, die an dem Skalenelement 404 ausgebildet sind. Die binäre Codeskala bzw. Binärcodeskala 458 enthält einen oberen Abschnitt 459 und einen unteren Abschnitt 459'. Die beiden Abschnitte sind entlang der Meßachse 300 angeordnet. Die oberen und unteren Abschnitte 459 und 459' enthalten jeweils eine Mehrzahl von Skalenelemen ten 74 einschließlich einer Mehrzahl von Flußmodulatoren 170 und einer Mehrzahl von Zwischen- bzw. Leerräumen 172. Jedes der Skalenelemente 174 weist eine Länge auf, die gleich groß ist wie die von Kante zu Kante vorhandene Strecke bzw. Länge 308.

Eine positive Spannung entspricht dem Wert logisch "1", während eine negative Spannung dem Wert logisch "0" entspricht. Das resultierende Diagramm 434, das das Ausgangssignal bezogen auf die Codepaarposition zeigt, ist in Fig. 23 dargestellt. Wie in Fig. 23 gezeigt ist, gibt das symmetrierte Paar 457 ein Signal mit positiver Amplitude, das heißt ein Signal logisch "1", ab, wenn eine die positive Polarität aufweisende Schleife 454 oberhalb eines Zwischen- bzw. Leeraums 172 liegt und eine negative Polarität aufweisende Schleife 456 oberhalb eines Flußunterbrechers 170 angeordnet ist. Umgekehrt hierzu erzeugt das symmetrierte Paar 457 ein Signal mit einer negativen Amplitude, das heißt ein Signal logisch "0", wenn eine positive Polarität aufweisende Schleife 454 oberhalb eines Flußunterbrechers 170 liegt und eine negative Polarität aufweisende Schleife 456 oberhalb eines Zwischen- bzw. Leerraums 172 angeordnet ist. Die Spannungsdifferenz zwischen einer logischen "1" und einer logischen "0" ist daher potentialmäßig doppelt so groß wie bei dem binären Codewandler 420, wodurch die Fähigkeit zur Unterscheidung zwischen logischen Einsen und logischen Nullen verbessert ist.

Bei diesem vierten Ausführungsbeispiel tragen ferner positive Signale und negative Signale wie auch bei dem dritten Ausführungsbeispiel nicht den gleichen logischen Wert. Folglich können bei diesem vierten Ausführungsbeispiel die Zwischen- bzw. Leerräume 172 durch Flußverstärker ersetzt werden, wenn davon ausgegangen wird, daß die Flußmodulatoren 170 als Flußunterbre cher ausgebildet sind. In diesem Fall sind die positiven und negativen Nettosignalamplituden, die durch die balancierten Paare 457 erzeugt werden, wiederum größer als bei dem Einsatz von Zwischen- bzw. Leerräumen 172. Hierdurch wird die Spannungsdifferenz zwischen einer logischen "1" und einer logischen "0" noch weiter erhöht, wodurch die Fähigkeit zur Unterschei dung zwischen logischen Einsen und logischen Nullen noch weiter verbessert ist.

Bei einer kleinen, von Kante zu Kante gemessenen Strecke bzw. Länge 308 ist der binäre Codewandler 450 bevorzugt, da die Modulatoren 170 noch gleichförmiger geformt und zum Beispiel quadratisch sein können. Dies stellt einen Unterschied zu den eher langgestreckten Modulatoren 170 dar, die bei den binären Codewandlern 420 und 440 bei dem zweiten und dritten Ausführungsbeispiel eingesetzt werden. Die gleichförmigen und potentialmäßig bzw. möglicherweise größeren Abmessungen der Modulatoren 170 bei dem binären Codewandler 450 lassen sich allgemein einfacher herstellen.

Bei einer kleinen, von Kante zu Kante gemessenen Strecke bzw. Länge 308 erzeugt der binäre Codewandler 450 ein eine größere Amplitude besitzendes Empfängerausgangssignal als die binären Codewandler 420 und 440 bei einem gegebenen Spalt 171 zwischen dem Lesekopf 402 und dem Skalenelement 404. Die binären Codewandler 440 und 450 bei dem dritten und dem vierten Ausführungsbeispiel erzeugen jedoch ein robustes Ausgangssignal. Dies liegt daran, daß jedes symmetrierte Paar 447 oder 457 ein positives oder negatives Spannungssignal abgibt, die leicht voneinander unterscheidbar sind, so daß eine zuverlässige, robuste Basis für den binären Code bereitgestellt wird.

Wie vorstehend erläutert ist, ist das Signal, das in den Empfängerwicklungen einschließlich der Codesensorwicklungen für die symmetrierten Paare aufgrund der flußmodulierenden Effekte der Flußmodulatoren 170 induziert wird, im Vergleich mit dem starken Sendermagnetfeld, das durch die Senderwicklungen generiert wird, schwach. Folglich ist das Balancieren bzw. Symmetrieren bzw. Ausgleichen der Effekte des Sendermagnetfelds ein wichtiges Merkmal zur Erzielung eines verbesserten Signal/Störverhältnisses und zur Beseitigung jeglichen störenden und unerwünsch ten "unbalancierten" bzw. unsymmetrierten bzw. ungleichgewichtigen Übersprechens zwischen den Sender- und Empfängerwicklungen. Ein solches Übersprechen tritt am wahrscheinlichsten an den Eingangs/Ausgangsanschlüssen der Wicklungen und an den Enden und Rändern der Wicklungen auf. Daher werden die Anschlüsse relativ weit entfernt von den Wicklungen angeordnet. Darüber hinaus erstrecken sich die Endabschnitte der Senderwicklungen vorzugs weise entlang der Meßachse 300 mindestens eine Wellenlänge 193 oberhalb der Empfängerwicklungen. Hierdurch werden die unbalancierten Randeffekte noch weiter verringert.

In Fig. 24 ist eine zweite, vorteilhafte Ausführungsform der zur Signalerzeugung und Signalverar beitung dienenden Schaltung 240 gezeigt, die an einen Lesekopf 402 angeschlossen ist. In Fig. 24 arbeiten diejenigen Elemente, die mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 9 versehen sind, in identischer Weise und werden daher nicht nochmals erläutert. Der Lesekopf 402 ist im wesentlichen der gleiche wie der in Fig. 21 gezeigte Lesekopf, enthält aber einen acht Bit umfassenden Binärcodewandler bzw. binären Codewandler 450'. Bei dieser zweiten vorteilhaften Ausführungsform der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 sind Abschnitte enthalten, die mit den binären Codewandlern 420, 440, 450 oder 450' anstelle der Wandler 220 und 230 verbindbar sind. Da bei dieser zweiten vorteilhaften Ausführungsform der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 lediglich zwei Wandler 410 und (420, 440, 450 oder 450') vorgesehen sind, verfügt der Wählschalter 242 lediglich über zwei Positionen bzw. Stellungen.

Der Schaltungsaufbau und die Signalverarbeitungsschritte, die mit dem für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler zusammenhängen, sind im wesentlichen die gleichen, wie sie bereits vorstehend in Verbindung mit den Fig. 9 bis 15 erläutert worden sind. Wie bei der ersten Ausführungsform der zur Signalerzeugung und Signalverarbeitung dienenden Schaltung 240 treibt der Signalgenerator 250 die Senderwicklung 212 des für die feine Wellenlänge vorgesehe nen Wandlers 410. Die Empfängerwicklungs-Ausgangssignale, die von den Empfängerwicklun gen 414 und 416 erzeugt werden, werden durch den Vorverstärker 245 verstärkt und an die Abtast- und Halteschaltung 260 eingangsseitig angelegt. Da jedoch lediglich ein einziger, für die feine Wellenlänge vorgesehener Wandler 410 anstelle der drei für die feine und mittlere Wellen länge vorgesehenen Wandler 210, 220 und 230 bei der ersten Ausführungsform vorgesehen ist, weist die Abtast- und Halteschaltung 260 lediglich zwei Abtast- und Halteunterschaltungen 261 und 266 auf.

Das von der Abtast- und Halteschaltung 260 erzeugte Ausgangssignal wird an den Ana log/Digital-Wandler 246 angelegt. Weiterhin wird an den Analog/Digital-Wandler 246 das von einer zweiten Abtast- und Halteschaltung 460 stammende Ausgangssignal angelegt. Die zweite Abtast- und Halteschaltung 460 weist eine Mehrzahl von Verstärkern 462 auf. Der in Fig. 24 gezeigte binäre Codewandler 450' arbeitet mit acht Bit aufweisenden Codewörtern. Daher weist der Lesekopf 402 acht symmetrierte bzw. ausgeglichene Paar 457 auf. Die Abtast- und Halteschaltung 260 verfügt demgemäß über acht Verstärker 462 und acht Abtast- und Halte schaltungen 264. Zur Ermittlung des von dem binären Codewandler 450' abgegebenen binären Codeworts wird ein Treibersignal an die Senderwicklung 252 über den Anschluß 2 des Schalters 242 angelegt. Hierdurch wird ein Ausgangssignal in allen acht symmetrierten Paaren 457 gleichzeitig induziert.

Wie bereits vorstehend im Hinblick auf die Abtastung bei dem für die feine Wellenlänge vorgese henen Wandler beschrieben ist, tasten die acht Abtast- und Halteunterschaltungen 464 die Codesignale, die von den symmetrierten Paaren 457 über die Verstärker 462 ausgegeben werden, gleichzeitig synchron mit dem Spitzenwert des Sendesignals ab und halten diese Codesignale. Durch diese gleichzeitige Abtastung werden Probleme überwunden, die aufgrund einer Bewegung des Wandlers auftreten könnten.

Es ist anzumerken, daß die Codesignale, die von den symmetrierten Paaren 457 abgegeben werden, nicht mit hoher Genauigkeit analysiert werden müssen. Eine Meßauflösung von annähernd drei bis fünf Bits ist ausreichend. Daher weisen die Verstärker 463 einen einfachen Aufbau auf und verbrauchen nicht übermäßig viel Platz auf oder in einer integrierten Schaltung.

Die von den Empfängerwicklungen 414 und 416 abgegebenen Empfänger- oder Feinpositions signale werden zuerst abgetastet. Die Code- oder Grobpositionssignale, die von den symmetrier ten Paaren 457 erzeugt werden, werden als nächstes abgetastet. Nachdem alle Empfänger- und Codesignale abgetastet und in den Abtast- und Halteunterschaltungen 261, 266 und 464 gespeichert worden sind, wandelt der Analog/Digital-Wandler 246 die abgetasteten Signale in digitale Signale um, die durch den Mikroprozessor 216 verarbeitbar sind.

Der Analog/Digital-Wandler 246 ist vorzugsweise ein herkömmlicher Wandler, der mit serieller sukzessiver Approximation arbeitet. Der Analog-Digital-Wandler 246 besitzt vorzugsweise ein wählbare Umwandlungsauflösung. Folglich werden die Feinpositionssignale (die feine Position angebenden Signale), die von den Empfängerwicklungen 414 und 416 abgegeben werden, mit einer hohen, acht Bit aufweisenden Auflösung umgewandelt. Im Gegensatz hierzu werden die groben Signale, die von den acht symmetrierten Paaren 457 ausgegeben werden, mit einer niedrigeren, jedoch schnelleren, drei Bit aufweisenden Auflösung umgewandelt.

Wie in dem Zeitdiagramm gemäß Fig. 25 dargestellt ist, werden die Codesignale, die von den symmetrierten Paaren 457 ausgegeben werden, parallel abgetastet, nachdem die Empfängeraus gangssignale, die von den Empfängerwicklungen 414 und 416 ausgegeben werden, abgetastet worden sind. Die von den Empfängerwicklungen 414 und 416 stammenden Empfängersignale und die von den symmetrierten Paaren 457 stammenden Codesignale werden in den Abtast- und Halteunterschaltungen 261, 266 und 464 innerhalb eines kurzen Zeitintervalls t₁₁ abgetastet und gespeichert. Nachdem alle Empfänger- und Codesignale abgetastet und gespeichert worden sind, werden die gespeicherten Signale jeweils einzeln zu dem Analog/Digital-Wandler 246 ausgege ben und durch diesen in digitale Signale, die von dem Mikroprozessor 241 verarbeitbar sind, innerhalb einer längeren Zeitdauer bzw. eines längeren Zeitintervalls t₁₂ umgewandelt.

Nachdem die Empfänger- und Codesignale digitalisiert und in den Mikroprozessor 241 einge speist worden sind, ermittelt der Mikroprozessor 241 die Phasenposition ϕ₁ der feinen Wellen länge unter Heranziehung der wesentlichen Schritte, die in den in den Fig. 12 bis 15 dargestell ten Ablaufdiagrammen gezeigt sind. Der Mikroprozessor 241 ermittelt dann das Codewort für die absolute Position, das aus den Codesignalen gewonnen worden ist, wie es nachstehend näher beschrieben wird. Das Codewort bezeichnet eine bestimmte Positionsnummer oder Positionszahl "Pos #" in eindeutiger Weise, wie es in Fig. 27 gezeigt und nachstehend näher beschrieben wird. Jede Positionsnummer entspricht einer bekannten absoluten Position x_code des Lesekopfs 402 in Bezug auf das Skalenelement 404.

Bei diesem Ausführungsbeispiel ist jede derartige absolute Position in räumlicher Hinsicht mit der gleichen relativen Phasenposition ϕ_code der benachbarten feinen Wellenlänge synchronisiert. Dies bedeutet, daß jedes Inkrement bzw. jede inkrementale Zuwachsstufe bei dem Wert "Pos #" einem absoluten Positionsinkrement bzw. inkrementalen Positionszuwachs einer feinen Wellen länge λ₁ entspricht. Vorzugsweise sind die absoluten Positionen in räumlicher Hinsicht auf ϕ_code = 0 synchronisiert. Damit eine absolute Position mit dem höchsten Auflösungsgrad berech net werden kann, berechnet der Mikroprozessor 241 somit die Gleichung P_F = ϕ₁.(λ₁/2π) unter Heranziehung der wesentlichen Schritte der Ablaufdiagramme, die in den Fig. 12 bis 15 dargestellt sind, und berechnet die gesamte absolute Position mit hoher Auflösung entsprechend der Gleichung x_code + P_F.

Falls die symmetrierten Paare 457 nicht zentriert oberhalb der Skalenelemente 174 angeordnet sind und folglich nicht eindeutige, niedrige Amplitude aufweisende Codebitsignale erzeugt werden, ermittelt der Mikroprozessor 241 dennoch das Codewort, wie es nachstehend in größeren Einzelheiten ausgeführt wird. Falls zum Beispiel eines der Codebitsignale eine niedrige Spannungsamplitude aufweist, die zwischen einem Viertel der maximalen positiven Spannung und einem Viertel der maximalen negativen Spannung liegt, ermittelt der Mikroprozessor 241 zunächst die Bits, die den unzweideutigen Codesignalen entsprechen, die eine ausreichend hohe Spannungsamplitude besitzen. Der Mikroprozessor ergänzt dann die nicht eindeutigen Werte gemäß der nachstehenden Erläuterung. Dies ist in Fig. 25 als sogenannte "Bereinigung" bezeichnet. Der Mikroprozessor 241 ermittelt dann nachfolgend die gesamte absolute Position, wie es bereits vorstehend dargelegt ist.

Der Mikroprozessor 241, mit dem der binäre Codewandler 420, 440, 450 oder 450' gekoppelt ist, ermittelt die grobe absolute Position durch Vergleichen des abgetasteten Codeworts mit einer Nachschlagetabelle. Die Nachschlagetabelle ist vorzugsweise in einem nicht-flüchtigen Speicher gespeichert, der nicht dargestellt ist. Die Nachschlagetabelle gibt die Beziehung zwischen einem jeweiligen Codewort und einer jeweiligen groben absoluten Position x_code an.

Bei einer ersten vorteilhaften Ausführungsform des Codes wird ein sieben Bit umfassendes Codewort benutzt. Das sieben Bit umfassende Codewort enthält eine Start/Stopp-Markierung und eine binäre Zahl. Drei aufeinanderfolgende Bits werden als die Start/Stopp-Markierung benutzt. Diese Bits geben an, wo ein jeweiliges Codewort beginnt oder endet. Als Beispiel kann die Start/Stopp-Markierung die binäre Bitfolge "001" sein. Die verbleibenden vier Bits in dem sieben Bit aufweisenden Codewort bilden eine aus einer Mehrzahl von jeweils eindeutigen binären Zahlen. Wie vorstehend bereits dargelegt, entspricht jede solche eindeutige binäre Zahl jeweils einer bestimmten groben absoluten Position. Mit vier Bits stehen theoretisch sechzehn mögliche binäre Zahlen von "0000" bis "1111" zur Verfügung.

Jedoch müssen manche dieser Zahlen ausgeschlossen werden, da der Mikroprozessor 241 sie fehlerhaft als die Start/Stopp-Markierung einstufen könnte. Die Zahlen, die fehlerhaft als die Start/Stopp-Markierung eingestuft werden können, sind "0001", "0010", "0011" und "1001". Wenn diese vier binären Zahlen, die fehlerhaft als die Start/Stopp-Markierung eingestuft werden könnten, beseitigt werden, stehen zwölf Zahlen zur Verfügung: "0000", "0100", "0101", "0110", "0111", "1000", "1010", "1011", "1100", "1101", "1110" und "1111".

Die binären Codeskalen 428, 448 und 458, die in den Fig. 18, 20 und 23 gezeigt sind, geben an, wie die Start/Stopp-Markierung "001" und die binären, vier Bit umfassenden Codewörter in Übereinstimmung mit den erläuternden Markierungen 470 zusammengefaßt werden. Damit exakte Positionsmessungen innerhalb vernünftiger Herstellungstoleranzen unter Verwendung der gegenwärtigen Herstellungstechnologie bei der Herstellung von gedruckten Leiterplatten erzielt werden können, ist die von Rand zu Rand gemessene Strecke 308 vorzugsweise gleich der Hälfte einer feinen Skalenwellenlänge 304, das heißt entspricht dem Wert λ₁/2. Die Skala 418 des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 410, die in den Fig. 16 bis 24 dargestellt ist, weist vorzugsweise eine Wellenlänge λ₁ von 5,12 mm auf. Der Mikroprozessor 241 kann innerhalb dieser Wellenlänge Interpolationen durchführen, um hiermit eine Positionsauflösung von ungefähr 0,01 mm zu erzielen. Die von Rand zu Rand gemessene Strecke 308 ist daher gleich dem Wert 2,56 mm.

Falls die binäre Codeskala 428 mit einem sieben Bit umfassenden Codewort arbeitet, ist die gesamte Länge jedes Codeworts gleich dem Siebenfachen dieser Strecke. Folglich weist das Codewort eine Länge von 7×2,56 mm = 17,92 mm auf. Da die zwölf vorstehend angegebe nen, binären Zahlen durch das sieben Bit umfassende Codewort codiert werden können und die Position der Startbits identifiziert werden kann, ist der gesamte Bereich bzw. die gesamte Länge der sieben Bit enthaltenden, binären Codewandler 420, 440 und 450 gleich dem Zwölffachen der Länge des gesamten Codeworts, das heißt = 12×17,92 mm = 215,04 mm. Ein Bereich von ungefähr 215 mm ist für die meisten Schieblehreneinsätze ausreichend.

Jedoch ist bei Maßbändern ein größerer Meßbereich erforderlich. In diesem Fall kann die Länge des Codeworts auf elf Bits vergrößert werden. Vier dieser elf Bits werden als eine Start/Stopp- Codemarkierung 0001 benutzt. Damit stehen 96 binäre Zahlen zur Verfügung. Als Ergebnis führt somit ein Codewort mit einer Länge von elf Bits zu einem Gesamtbereich von annähernd 2700 mm (96×11×2,56 mm = 2703 mm = 2,703 m).

Falls ein Codewort mit einer Länge von sieben Bits benutzt wird, ist ein Lesekopf erforderlich, der mindestens sieben balancierte bzw. symmetrierte Paare 427, 447 oder 457 aufweist. Auch wenn der Lesekopf nicht mit einem einzigen Codewort ausgerichtet sein sollte, ist der Mikropro zessor dennoch im Stande, die Position des Lesekopfs zu ermitteln. Statt dessen können die symmetrierten Paare 427, 447 oder 457 zwei benachbarte Codewörter überspannen. Wie zum Beispiel in Fig. 16 dargestellt ist, kann die sieben Bit aufweisende binäre Folge, die durch den binären Codewandler 420, 440 oder 450 gelesen wird, zwei benachbarte, vollständige Codewör ter wie etwa die Codewörter "1010001" und "1011001" überspannen, wobei die binäre Folge "0110110" ausgegeben wird. In diesem Fall wird keine der Start/Stopp-Markierungen der beiden benachbarten Codewörter "1010001" und "1011001" vollständig gelesen.

Der Mikroprozessor erkennt nach der Eingabe der binären Folge "0110110" zunächst, daß in der binären Folge die Start/Stopp-Markierung "001" fehlt. Der Mikroprozessor 241 ermittelt daher, daß der Beginn und das Ende der binären Folge jeweils Abschnitte von zwei separaten Start/Stopp-Markierungen enthält, die von zwei benachbarten Codewörtern stammen. Weiterhin weiß der Mikroprozessor, daß die Start/Stopp-Markierung mit einer "0" und nicht mit einer "1" beginnt. Daher ermittelt der Mikroprozessor auf der Grundlage dieser Informationen, daß die ganz rechts stehende "0" in der Folge "0110110" die erste "0" in einer rechts außen angeordneten Start/Stopp-Markierung ist. Die vier Stellen, die links von der rechts außen liegenden Stelle angeordnet sind und den Wert "01011" (bzw. "1011") aufweisen, entsprechen der binären Zahl, die die grobe absolute Position codiert. Der Mikroprozessor 216 ermittelt daher unter Heranzie hung einer geeigneten Nachschlagetabelle die grobe absolute Position des Lesekopfs 402 auf der Grundlage der binären Zahl 1011.

Der Mikroprozessor 216 benutzt die Start/Stopp-Markierung für die Messung der mittleren Position. Als Beispiel wird in jedem Codewort in der binären Codeskala 428, 448 oder 458 die binäre Folge "001" als eine Stoppmarkierung eingesetzt. Vor der Stoppmarkierung "001" ist somit die binäre Zahl angeordnet. Die grobe absolute Position entspricht dann dem Beginn jedes Codeworts. Bei dem vorstehend angegebenen Beispiel erkennt der Mikroprozessor, daß die beiden ganz links stehenden Bits "01" in der binären Folge "0110110" der zweiten und der dritten Stelle in einer links außen stehenden Stoppmarkierung entsprechen.

Da die binäre Folge (string) um zwei von Rand zu Rand gemessene Strecken 308 links von dem Beginn der groben absoluten Position liegt, die durch die binäre Zahl "1011" codiert ist, justiert bzw. korrigiert der Mikroprozessor 241 die grobe absolute Position um zwei von Rand zu Rand gemessene Strecken 308. Daher subtrahiert der Mikroprozessor 241 zwei von Rand zu Rand gemessene Strecken 308 von der groben absoluten Position, die durch die binäre Zahl "1011" definiert ist. Der für die feine Wellenlänge vorgesehene Wandler 410 stellt dann eine Messung der feinen Position bereit, die von dem Mikroprozessor 216 dazu benutzt wird, die absolute Position des Lesekopfs 402 insgesamt zu ermitteln.

Ein zweite vorteilhafte Ausführungsform der binären Codeskala 428, 448 oder 458 weist ein acht Bit umfassendes Skalenmuster und eine entsprechende, zur Verwendung mit diesem Muster vorgesehene Nachschlagetabelle auf. In den Fig. 26 und 27 ist jeweils das acht Bit umfassende Muster bzw. die Nachschlagetabelle dargestellt. Das in Fig. 26 gezeigte Bitmuster wird entlang der Codespur codiert, um hierdurch die Folgen von "0en" und "1en" für jede von Rand zu Rand gemessene Strecke 308 bereitzustellen. Dieses acht Bit umfassende Codewort ist nicht mit einer Start/Stopp-Markierung versehen. Folglich werden alle acht Bits in jedem Codewort dazu benutzt, eine grobe absolute Position zu definieren.

Das acht Bit aufweisende Skalenmuster, das bei der zweiten vorteilhaften Ausführungsform des Skalenmusters eingesetzt wird, stellt daher einen größeren Bereich als das sieben Bit aufwei sende Skalenmuster bereit, das bei der ersten Ausführungsform des Skalenmusters eingesetzt wird. Jedes der acht Bits aufweisenden Codewörter, die in dem in Fig. 26 dargestellten Bitmu ster codiert sind, weist mindestens eine starke "1" oder mindestens eine starke "0" auf. Dies bedeutet, daß in jedem acht Bit aufweisenden Codewort mindestens ein Paar von benachbarten "1en" oder mindestens ein Paar von benachbarten "0en" vorhanden ist.

Ferner beinhaltet ein acht Bit umfassendes Codewort auch einen größeren möglichen Bereich, was an der größeren Anzahl von möglichen, jeweils unterschiedlichen Codewörtern liegt. Falls das Bitmuster durch acht symmetrierte Paare 427, 447 oder 457 gelesen wird, geben die acht symmetrierten Paare 427, 447 oder 457 256 eindeutig unterschiedliche Codewörter ab, wenn sich der Lesekopf 402 von einem Ende des Skalenelements 404 zu dem anderen Ende bewegt.

Wie nachstehend noch näher erläutert wird, kann eine alternierende Folge von "0" und "1" zu einem nicht eindeutigen Signal führen. Falls daher die acht Bit umfassenden Zahlen "01010101" und "10101010" weggelassen werden, bleiben 254 eindeutige Codewörter. Das Bitmuster kann auch kreisförmig ausgelegt werden, indem die beiden Enden der binären Codeskala miteinander verbunden werden. Dies ist eine Möglichkeit, eine binäre Codeskala für einen Drehcodierer oder einen zylindrischen Codierer zu bilden, wie es in den Fig. 28 und 29 gezeigt ist. Wenn der Aufbau in dieser Weise ausgelegt ist, werden keine duplizierten bzw. doppelt vorhandenen Codewörter während einer vollständigen Abtastung der binären Codeskala ausgelesen. Es ist hierbei anzumerken, daß sich dann, wenn die Enden der binären Codeskala zur Bildung des Drehcodierers oder zylindrischen Codierers miteinander verbunden werden, die acht führenden "0" und die sieben nachlaufenden "0", die in Fig. 26 gezeigt sind, überlappen, wodurch ein einziger Satz aus acht aufeinanderfolgenden "0" gebildet wird.

Der Bereich für die absolute Messung ist bei einem 8 Bit aufweisenden Skalenmuster gleich dem 254-fachen der von Rand zu Rand gemessenen Strecke 308. Falls die feine Wellenlänge λ₁ zum Beispiel gleich 5,12 mm ist, liegt der absolute Bereich bei dem für den Binärcode vorgesehenen Wandler 420, 440 oder 450 bei 254×(5,12 mm) = 1300 mm.

Ein 12 Bits umfassendes Codewort wird vorzugsweise bei Anwendungen eingesetzt, die eine längere Skala für eine Absolutmessung erfordern, wie es beispielsweise bei einem Bandmaß bzw. Maßband der Fall ist. Wenn die von Rand zu Rand gemessene Strecke 308 gleich 5,12 mm ist, ist der absolute Bereich eines 12 Bits umfassenden Skalenmusters (2¹²-2)×5,12 mm = 20,96 m. Bei diesem Beispiel sind die beiden Codewörter, die alternierende "0en" und "1en" aufweisen, weggelassen. Falls der Lesekopf 402 entlang der binären Codeskala 428, 448 oder 458 derart angeordnet ist, daß die acht symmetrierten Paare 427, 447 oder 457 bei dem Codewort "00001100" positioniert und mit diesem Codewort ausgerichtet sind, interpretiert der Mikropro zessor den binären Wert dieses Codeworts als "12". Gemäß der Nachschlagetabelle, die in Fig. 27 gezeigt ist, entspricht der Dezimalcodewert von 12 der Position 15.

Falls die feine Wellenlänge λ₁ gleich 5,12 mm ist, liegt die grobe absolute Position bei ungefähr 76,8 mm (15×5,12 mm). Falls der Lesekopf 402 um eine dem doppelten der von Rand zu Rand gemessenen Strecke 308 entsprechenden Strecke nach rechts bewegt wird, ist der Lesekopf 402 mit dem binären Codewort "00110000" ausgerichtet. Der Mikroprozessor interpretiert das binäre Codewort "00110000" als "48". Wie in der Nachschlagetabelle gemäß Fig. 27 dargestellt ist, entspricht dieser Wert der Position 17. Daher liegt die neue grobe Position annähernd bei 87,04 mm. Es ist anzumerken, daß die Nachschlagetabelle und der Mikroprozessor 241 auf der Grundlage der vorstehenden detaillierten Beschreibung auch so ausgestaltet sein können, daß sie die absolute Position des Lesekopfs 402 allein auf der Grundlage des binären Codeworts erkennen, ohne daß das Codewort in einen Dezimalwert umgewandelt wird.

Bei den für die Binärskala vorgesehenen Wandlern 420 und 440 ist es erforderlich, daß die symmetrierten Paare mit den Skalenelementen 174 in den binären Codeskalen 428 und 448 ausgerichtet sind, damit ein eindeutiges Binärcodesignal ausgegeben wird. Als Ergebnis stellt ein induktiver Absolutpositionswandler 400, der diese für die Binärskala vorgesehenen Wandler benutzt, keine wahre absolute Position bereit. Dies liegt daran, daß diese für die Binärskala vorgesehenen Wandler an gewissen Positionen eine gewisse Bewegung des Lesekopfs 402 erfordern, damit der Lesekopf 402 mit den Skalenelementen 174 ausgerichtet ist, um hierdurch ein eindeutiges Ausgangssignal von den symmetrierten Paaren zu erhalten. Der induktive Absolutpositionswandler 400 arbeitet daher vorzugsweise mit dem für die Binärskala vorgesehe nen Wandler 450, da es dieser für die Binärskala vorgesehene Wandler 450 dem Absolutposi tionswandler 400 ermöglicht, die absolute Position des Lesekopfs 402 an jedem beliebigen Punkt entlang des Skalenelements 404 zu ermitteln.

In den Fig. 30 bis 32 sind ein Abschnitt einer als Beispiel dienenden Binärcodeskala bzw. binären Codeskala 472, acht balancierte bzw. symmetrierte oder symmetrische Paare 470 und eine Wellenform 436, die von der Mehrzahl von symmetrierten Paaren 470 abgegeben wird, darge stellt. Die binäre Codeskala enthält eine Mehrzahl von Skalenelementen 447, die eine Mehrzahl von Flußmodulatoren und eine Mehrzahl von Leer- bzw. Zwischenräumen einschließen.

In den Fig. 30 bis 32 ist diejenige Anordnung aus Flußmodulatoren und Leer- bzw. Zwischen räumen, die zur Erzeugung eines einer logischen "1" entsprechenden Signals in den symmetrier ten Paaren 470 führt, schattiert dargestellt, wobei diese Anordnung als ein Flußmodulator 474a bezeichnet wird, wohingegen diejenige Anordnung aus Flußmodulatoren und Leer- bzw. Zwischenräumen, die zur Erzeugung eines einer logischen "0" entsprechenden Signals führt, nicht schattiert dargestellt ist und als Leer- bzw. Zwischenräume 474b bezeichnet wird.

Positive Spannungsamplituden (Spitzen bzw. Spitzenwerte) in der Wellenform 436 entsprechen einer logischen "1" entsprechenden Werten, wohingegen negative Spannungsamplituden (Täler bzw. Minimalwerte) in der Wellenform 436 einer logischen "0" entsprechenden Werten entspre chen. Die Breite jeder Spitze oder jedes Tals in der Wellenform 436 entspricht der Anzahl von aufeinanderfolgenden Werten von logischen "1en" oder "0en" in der Wellenform 436.

Wie in den Fig. 30 bis 32 gezeigt ist, erfassen die acht symmetrierten Paare 470 gleichzeitig acht Bits eines Codeworts. Gemäß Fig. 30 sind die acht symmetrierten Paare 470 mit den Skalenelementen 474 ausgerichtet, die ein Codewort 476 bilden. Folglich erfassen die symme trierten Paare 470 das Codewort "10100100". Während sich die acht symmetrierten Paare 470 entlang der Meßachse 300 nach rechts bewegen, werden die acht symmetrierten Paare 470 mit den Skalenelementen 474 ausgerichtet, die ein Codewort 478 bilden. Folglich erfassen die symmetrierten Paare 470 das nächste vollständige Codewort "01001001", wie es in Fig. 31 gezeigt ist.

Der induktive Absolutpositionswandler 400 kann ein Codewort auch dann interpretieren, das heißt erkennen, wenn die acht symmetrierten Paare 470 nicht exakt mit jedem Skalenelement 474 in der binären Codeskala 472 ausgerichtet sind. Wie in Fig. 32 gezeigt ist, sind die acht symmetrierten Paare 470 zwischen den beiden Positionen angeordnet, die in den Fig. 30 und 31 dargestellt sind. Dies heißt, daß die acht symmetrierten Paare zwischen den Codeworten 476 und 478 positioniert sind. Die acht symmetrierten Paare 470 geben folglich Ausgangssignale ab, die dem Codewort "uuu0uu0u" entsprechen, wobei "u" für einen nicht definierten oder unbe kannten Wert steht. Dies bedeutet, daß "u" angibt, daß das Ausgangssignal zwischen dem einer logischen "1" entsprechenden Wert und dem einer logischen "0" entsprechenden Wert liegt.

Wie in Fig. 32 gezeigt ist, ist die Mitte jedes symmetrierten Paars 470 mit einem Übergang zwischen einem Skalenelement 474 und dem benachbarten Skalenelement 474 ausgerichtet. Folglich erzeugen lediglich zwei der acht symmetrierten Paare 470 ein Signal, das ein stark definiertes Tal bzw. lokales Minimum aufweist, das dem einer logischen "0" entsprechenden Wert entspricht.

Der Mikroprozessor 241 ermittelt jedoch dennoch die Position der symmetrierten Paare 470 relativ zu der Skala 472. Der Mikroprozessor beginnt damit, zu erkennen, daß lediglich zwei oder mehr benachbarte Skalenelemente 474 des gleichen Typs (das heißt zwei Flußmodulatoren oder zwei Räume) eindeutige, einer logischen "1" oder einer logischen "0" entsprechende Werte erzeugen, wohingegen zwei benachbarte Skalenelemente 474 unterschiedlichen Typs (das heißt ein Flußmodulator, der einem Leer- bzw. Zwischenraum benachbart ist) einen nicht definierten oder nicht eindeutigen Wert erzeugen.

Während des Betriebs klassifiziert der Mikroprozessor 241 die Amplitude des Signals, das von jedem der acht symmetrierten Paare 470 erzeugt wird. Wenn angenommen wird, daß der für die Binärskala vorgesehene Wandler 450 zur Implementierung der symmetrierten Paare 470 eingesetzt wird, entspricht eine logische "1" einem Spannungswert, der annähernd gleich groß ist wie eine positive Referenzspannung oder ein positiver Referenzwert, nämlich V_amp, der an den Analog/Digital-Wandler 246 angelegt wird und beispielsweise den Wert + 5 V aufweist. Demgegenüber entspricht der Wert logisch "0" einer negativen Referenzspannung oder einem negativen Referenzwert, nämlich -V_amp, die an den Analog/Digital-Wandler 246 angelegt wird und beispielsweise den Wert -5 V besitzt. Die positive und die negative Referenzspannung sind vorzugsweise gleich groß wie die Amplituden der stärksten positiven und negativen Bitsignale des Codeworts.

Der Mikroprozessor 241 klassifiziert daher die Amplituden der Codesignale, die von den symme trierten Paaren 470 abgegeben werden, dahingehend, ob sie entweder den Wert einer starken oder einer schwachen logischen "0" oder "1" oder einen undefinierten Wert aufweisen. Der Mikroprozessor 241 interpretiert das Codesignal als eine starke "0", wenn das entsprechende symmetrierte Paar 470 mit einem Leer- bzw. Zwischenraum 474b ausgerichtet, oder nahezu hiermit ausgerichtet ist, oder wenn es zwischen zwei Leer- bzw. Zwischenräumen 474b in der binären Codeskala 472 positioniert ist. Der Mikroprozessor 241 stuft das Codesignal als eine schwache logische "0" ein, wenn das entsprechende symmetrierte Paar 470 zwischen einem Leer- bzw. Zwischenraum 474b und einem Flußmodulator 474a positioniert ist, allerdings deutlich näher bei dem Leer- bzw. Zwischenraum 474b liegt.

Der Mikroprozessor 241 stuft das Codesignal als einen undefinierten logischen Wert ein, wenn das entsprechende symmetrierte Paar 470 in nahezu gleichem Ausmaß bzw. im wesentlichen mittig zwischen einem Leer- bzw. Zwischenraum 474b und einem Flußmodulator 474a positio niert ist. Der Mikroprozessor 241 stuft das Codesignal als eine schwache logische "1" ein, wenn das entsprechende symmetrierte Paar 470 zwischen einem Leer- bzw. Zwischenraum 474b und einem Flußmodulator 474a positioniert ist, allerdings näher bei dem Flußmodulator 474a liegt. Der Mikroprozessor 241 stuft das Codesignal als eine starke logische "1" ein, wenn das entsprechende symmetrierte Paar 470 vollständig oder nahezu mit einem Flußmodulator 474a ausgerichtet oder zwischen zwei Flußmodulatoren 474a positioniert ist.

Der Analog/Digital-Wandler 246 wandelt die Spannungssignale, die von jedem symmetrierten Paar 470 erzeugt werden, in einen binären Wert um. Auf der Grundlage der nachstehend angegebenen Tabelle 2 ermittelt der Mikroprozessor 241 dann, ob ein jeweiliges symmetriertes Paar 470 einen Wert abgibt, der einer starken oder schwachen logischen "1" oder "0" oder einem undefinierten logischen Wert entspricht. Speziell ist in der Tabelle 2 eine als Beispiel dienende Einstufung der logischen Werte auf der Grundlage der Spannungen gezeigt, die an den Analog/Digital-Wandler 246 angelegt werden. Hierbei bezeichnet V_amp die Spannungsamplitude der von den symmetrierten Paaren 470 erzeugten Signale, das heißt es liegen diese Signale zwischen +V_amp und -V_amp.

Tabelle 2

Anstelle des Analog/Digital-Wandlers 246 können vorteilhafterweise auch analoge Vergleicher dazu benutzt werden, die Grenzen zwischen den fünf logischen Werten, die in der Tabelle 1 oder 2 gezeigt sind, selektiv festzulegen.

Auf der Grundlage der umgewandelten Codesignale, die von dem Analog/Digital-Wandler 246 ausgegeben werden, analysiert der Mikroprozessor 241 jedes Codewort auf der Basis der nachfolgend angegebenen Abfolge von Schritten. Zunächst ermittelt der Mikroprozessor 241, ob ein jeweiliges Codesignal, das von einem der symmetrierten Paare 470 stammt, größer ist als das 0,2-fache der Signalamplitude (< 0,2 V_amp). Falls dies der Fall ist, entspricht das Signal einer logischen "1". Falls das umgewandelte Codesignal bei einem zweiten Schritt kleiner ist als das -0,2-fache der Signalamplitude (< -0,2 V_amp) stellt es eine logische "0" dar. Falls in dem Codewort lediglich Werte logisch "0" und "1" enthalten sein sollten, kann dann das Codewort, und im Anschluß hieran die absolute Position des Lesekopfs, ohne eine weitere Verarbeitung ermittelt werden.

Falls jedoch eines oder mehrere der symmetrierten Paare 470 ein Codesignal erzeugen, das nicht in einen dieser Bereiche fällt, ist eine zusätzliche Verarbeitung notwendig. In diesem Fall ermittelt der Mikroprozessor 241 die logischen Werte der Codesignale, die von den acht symmetrierten Paaren 470 erzeugt werden, noch genauer.

Daher ermittelt der Mikroprozessor 241 bei einem dritten Schritt dann, wenn das vorliegende Codesignal einen Wert von mehr als dem 0,6-fachen der Signalamplitude aufweisen sollte (das heißt größer ist als 0,6 V_amp), daß das Codesignal eine starke logische "1" ist. Dies tritt dann auf, wenn das entsprechende symmetrierte Paar 470 zwischen zwei Flußmodulatoren 474a positioniert ist. Falls das Codesignal anderseits aber kleiner als oder gleich groß wie das 0,6- fache der Signalamplitude ist (≦ 0,6 V_amp) und andererseits größer ist als das 0,2-fache der Signalamplitude (< 0,2 V_amp), handelt es sich bei dem Codesignal um eine schwache logische "1".

Bei einem vierten Schritt ermittelt der Mikroprozessor 241 in gleichartiger Weise die einer starken und einer schwachen logischen "0" entsprechenden Werte auf der Grundlage der Tabelle 2. Falls das Codesignal weder eine starke oder schwache "1" noch eine starke oder schwache "0" ist, wird es als "undefiniert" eingestuft. Die einer schwachen logischen "1" und einer schwachen logischen "0" entsprechenden Codesignalwerte werden vorzugsweise als undefiniert behandelt, wenn die undefinierten Codesignale ermittelt werden. Allerdings stellen die einer schwachen logischen "1" und "0" entsprechenden Werte eine Information hinsichtlich desjenigen Code worts, das näher bei dem Lesekopf 402 liegt, bereit. Folglich helfen die einer schwachen logischen "1" und "0" entsprechenden Werte dem Mikroprozessor 241, die mittlere Position bzw. Zwischenstellung zu ermitteln.

Bei dem abschließenden Schritt ermittelt der Mikroprozessor 241 unter Verwendung der bereits ermittelten, einer starken logischen "0" und "1" entsprechenden Werte, die undefinierten Codesignalwerte. Falls ein undefinierter oder schwacher Wert einem bekannten, einer logischen "1" entsprechenden Wert unmittelbar benachbart ist, muß dann ein einer logischen "0" entspre chender Wert, und umgekehrt, nachfolgen.

Wie in Fig. 32 als Beispiel gezeigt ist, empfängt der Mikroprozessor 241 beispielsweise das Codewort "1uu0u10u" von dem Analog/Digital-Wandler 246. Die beiden Nullen "0" sind als starke logische Werte "0" definiert, während die beiden Einsen "1" als schwache logische Werte "1" definiert sind. Der Mikroprozessor 241 weiß, daß ein starker logischer Wert "0" zwei benachbarten Leer- bzw. Zwischenräumen 474b entspricht.

In der nachstehend angegebenen Tabelle 3 sind die Sensorelemente 0 bis 7 gezeigt, die den acht symmetrierten Paaren entsprechen, die ihrerseits in Fig. 32 dargestellt sind. Die in der Tabelle 3 gezeigten Bitwerte der Sensorelementbits werden durch den Mikroprozessor 241 auf der Grundlage der Codesignale ermittelt, die durch die symmetrierten Paare 470 erzeugt werden. Die Codespurbits entsprechen den logischen Werten, die in der binären Codeskala 472 codiert sind. Da undefinierte Sensorelementbits vorhanden sind, sind die symmetrierten Paare 470 nicht mit den Skalenelementen 474 der binären Codeskala ausgerichtet. Dies ist in Tabelle 3 durch den dort gezeigten Versatz wiedergegeben.

Tabelle 3

Das unterstrichene Sensorelementbit, das dem Sensorelement 4 entspricht, bezeichnet einen starken logischen Wert "0". Daher erkennt der Mikroprozessor 216, daß dieser Wert zwei benachbarten Leer- bzw. Zwischenräumen 474b entspricht. Dies kann zu der Tabelle 3 als logische Werte "0" für die Codespurbits 4 und 5 in der die Codespurbits angebenden Zeile hinzugefügt werden, wie es in der nachstehenden Tabelle 4 angegeben ist.

Tabelle 4

In der gleichen Weise können auch logische Werte "0" in der die Codespurbits angebenden Zeile bezüglich der Codespurbits 1 und 2 hinzugefügt werden, wie es in der nachstehenden Tabelle 5 angegeben ist.

Tabelle 5

Der Mikroprozessor 241 ermittelt dann, ausgehend von den bekannten Werten für die Code spurbits 1, 2, 4 und 5, die Werte für die Codespurbits 0, 3 und 6. Das Sensorelement 0 ist undefiniert und muß zwischen einem Codespurbit, das den Wert einer logischen "0" aufweist, und einem Codespurbit liegen, das einen einer logischen "1" entsprechenden Wert besitzt. Da bereits bekannt ist, daß das Codespurbit 1 den einer logischen "0" entsprechenden Wert aufweisen muß, muß das Codespurbit 0 den einer logischen "1" entsprechenden Wert besitzen. Falls nämlich anderenfalls das Codespurbit 0 den einer logischen "0" entsprechenden Wert besitzen würde, müßte das Sensorelement 0 einer starken 0 entsprochen haben und könnte nicht den undefinierten Wert besitzen.

In der gleichen Weise wird ermittelt, daß die Codespurbits 3 und 6 den einer logischen "1" entsprechenden Wert besitzen. In der nachfolgenden Tabelle 6 ist das Codewort dargestellt, bei dem die logischen Werte für die Codespurbits 0, 3 und 6 ergänzt sind.

Tabelle 6

Die logischen Werte für die Codespurbits 7 und 8 können nun ermittelt werden. Das Sensorele ment 6 ist undefiniert und muß daher zwischen einem Codespurbit, das den einer logischen "0" entsprechenden Wert aufweist, und einem Codespurbit liegen, das den einer logischen "1" entsprechenden Wert aufweist. Da das Codespurbit 6 den einer logischen "1" entsprechenden Wert besitzt, muß das Codespurbit 7 den einer logischen "0" entsprechenden Wert aufweisen. Falls nämlich demgegenüber das Codespurbit 7 den einer logischen "1" besitzen würden, hätte das Sensorelement 6 eine starke 1 sein müssen und könnte nicht undefiniert sein. In der nachfolgenden Tabelle 7 ist das Codewort gezeigt, bei dem der logische Wert für das Codespur bit 7 ergänzt ist.

Tabelle 7

Der logische Wert des Codespurbits 8 kann nun auf der Grundlage des soeben ermittelten logischen Werts für das Codespurbit 7 festgelegt werden. Das Sensorelement 7 weist den einer schwachen "1" entsprechenden logischen Wert auf. Daher muß das Sensorelement 7 zwischen einem Codespurbit, das den einer logischen "0" entsprechenden Wert besitzt, und einem Codespurbit liegen, das den einer logischen "1" entsprechenden Wert aufweist. Da das Code spurbit 7 den einer logischen "0" entsprechenden Wert besitzt, muß das Codespurbit 8 den einer logischen "1" entsprechenden Wert aufweisen. In der Tabelle 8 ist das vollständig festgelegte Codewort dargestellt.

Tabelle 8

Zum Testen des Ergebnisses überprüft der Mikroprozessor 241 auf die gleiche Weise, ob alle schwachen Werte den Codespurbits entsprechen. Wenn nämlich das Sensorelement 7 den einer logischen "1" entsprechenden Wert als Folge davon aufweist, daß das Sensorelement 7 näher bei dem Codespurbit 8 als bei dem Codespurbit 7 liegt, muß nämlich das Sensorelement 2 in gleichartiger Weise den Wert des Codespurbits 3 anstelle denjenigen des Codespurbits 2 angenommen haben. Der Testvorgang bestätigt die vorstehend angegebenen Ergebnisse.

Als Resultat ermittelt der Mikroprozessor 241, daß der Lesekopf 402 zwischen den Codewörtern 466 und 468 positioniert ist, die die binären Werte "10100100" bzw. "01001001" aufweisen. Der Mikroprozessor ermittelt weiterhin, daß der Lesekopf 402 tatsächlich näher bei dem Codewort 466 liegt. Anstelle der Heranziehung der schwachen Bitwerte "0" und "1" des Lesekopfes für die Ermittlung, innerhalb welchen Codeworts der Lesekopf tatsächlich positioniert ist, kann dann die feine Skala gelesen werden. Wenn der Wandler um eine feine Wellenlänge λ_F bewegt wird, ändert sich die feine Phase ϕ_F um 2π Radian (rd). Es wird davon ausgegangen, daß die Phase ϕ_F zwischen -π und π variiert und an der Grenze zwischen zwei Codewörtern der Codespurskala durch null geht. Wenn eine Wahl zwischen zwei benachbarten Codewörtern der Codespurskala vorhanden ist, bedeutet eine positive feine Phase ϕ_F, daß die Position des Wandlers innerhalb des Codeworts mit dem höheren Positionswert bzw. mit der höheren Positionszahl liegt, wohingegen eine negative feine Phase ϕ_F bedeutet, daß die Position des Wandlers innerhalb des Codeworts mit dem niedrigeren Positionswert bzw. mit der niedrigeren Positionszahl liegt.

Diese Methode zur Bestimmung der undefinierten Werte trifft nicht nur auf den hier beschriebe nen, induktiven Absolutpositionswandler, sondern auch auf andere Wandler wie etwa auf optische Wandler zu. Solche Wandler können gegebenenfalls Werte bereitstellen, die um positive Werte statt, wie vorstehend beschrieben, um eine Nullspannung, herum zentriert sind. Dennoch kann dieses Verfahren zum Einordnen der Amplituden der Signale, die von den Sensorelementen des für die binäre Skala vorgesehenen Wandlers abgegeben werden, in fünf Kategorien in gleicher Weise auch bei anderen Wandler eingesetzt werden.

Wenn sich der Lesekopf 402 in einer mittleren Position, das heißt in einer Zwischenlage zwischen den Codespurbits befindet, gibt es lediglich zwei Codewörter, die durchgehend lediglich undefinierte Werte erzeugen. Diese Codewörter treten mit einer Folge von abwechseln den Nullen und Einsen auf und entsprechen somit den Codewörtern "01010101" und "10101010". Falls der Lesekopf 402 zwischen den Skalenelementen 474 dieser Codewörter angeordnet ist, besitzen alle Ausgangssignale undefinierte Werte, die zwischen den einer logischen "1" und eine logischen "0" entsprechenden Werten liegen. Da der Mikroprozessor 241 jedoch erkennen kann, daß lediglich diese beiden Codewörter ein solches Ausgangssignal erzeugen, kann der Mikroprozessor 241 folglich diese Codewörter erfassen und interpretieren. Alternativ können diese Codewörter auch in der binären Codeskala 472 weggelassen werden.

Wie vorstehend angegeben, kann diese Erfindung auch bei anderen Codiereranwendungen als bei Linearcodierereinsätzen zum Einsatz kommen. Wie vorstehend erwähnt, ist in den Fig. 28 und 29 ein fünftes vorteilhaftes Ausführungsbeispiel des induktiven Absolutpositionswandlers 400 gezeigt, das den für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler 410 und den für die Binärskala vorgesehenen Wandler 450 enthält.

Bei diesem fünften Ausführungsbeispiel ist der Absolutpositionswandler 400 so ausgelegt, daß er für einen Drehcodierer 500 geeignet ist. Der Drehcodierer 500 enthält einen stationären Abschnitt oder Stator 502 und einen drehenden Abschnitt oder einen Rotor 504. Die Sender wicklungen 412 und 452, die Empfängerwicklungen 414 und 416, und die balancierten bzw. symmetrierten Paare 457 sind an dem Stator 502 ausgebildet oder an diesem angebracht. Die Skala 418 und die für den Binärcode vorgesehene Skala 458 sind in dem Stator 502 ausgebildet oder an diesem angebracht. Der Stator 502 kann ein schmaler, keilförmiger Abschnitt sein, wie es in Fig. 28 gezeigt ist.

Zur Erzielung einer höheren Genauigkeit und einer besseren Verträglichkeit bzw. Unempfindlich keit gegenüber mechanischen Fehlausrichtungen kann der Stator 502 alternativ auch als ein vollständig scheibenförmiges Element, ähnlich wie der Rotor 504, ausgebildet sein oder kann aus mehreren, gleichartigen, keilförmigen Abschnitten aufgebaut sein, die symmetrisch um den Kreis herum angeordnet sind. Die Codespur arbeitet mit einem kontinuierlichen, 6 Bit umfassenden Codewort, ähnlich wie das acht Bit umfassende Codewort, das in den Fig. 26 und 27 gezeigt ist.

Ein 6 Bit enthaltendes Codewort stellt 64 mögliche binäre Zahlen bereit. Folglich können 64 grobe absolute Positionen je Umdrehung gemessen werden. Die Position innerhalb der feinen Wellenlänge kann mit einer Genauigkeit des 1/512-fachen einer Wellenlänge bestimmt werden. Weiterhin stellt die Skala 418 des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 410 32 vollständige feine Wellenlängen je Umdrehung (360°) bereit. Folglich wird eine Gesamtauflösung von 32×512 Winkelzählungen bzw. Winkelerfassungen je Umdrehung erzielt, daß heißt 16 384 Inkremente je Umdrehung erhalten.

Die induktiven Absolutpositionswandler, die mit den für den Binärcode vorgesehenen Wandlern 420, 440 oder 450 arbeiten, erzielen Vorteile gegenüber den induktiven Absolutpositionswand lern, die mit den in Fig. 7 gezeigten Wandlern 210 bis 230 arbeiten. Mit einem sechsten vorteilhaften Ausführungsbeispiel des induktiven Absolutpositionswandlers gemäß der vorliegen den Erfindung, das in den Fig. 33 bis 37 gezeigt ist, werden darüber hinaus noch gewisse zusätzliche Vorteile erzielt.

Ein Nachteil bei dem ersten Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Absolutpositionswand lers besteht nämlich darin, daß er sehr empfindlich gegenüber Bewegungen ist, die auftreten, wenn die Ablesungen der beiden Skalen für die Messungen der mittleren oder groben Position durchgeführt werden. Ein kleiner Fehler, der bei dem Ablesen bzw. Auswerten eines der für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler 210, 220 oder 230 gemacht wird, ruft einen sehr viel größeren Fehler bei der Berechnung der mittleren oder groben Position hervor. Der Fehler weist einen Faktor auf, der gleich dem Verhältnis von λ_M/λ_F oder λ_C/λ_F ist. Eine während der Messun gen auftretende Bewegung von lediglich 80 µm zwischen den für die feine Wellenlänge vorgese henen Wandlern 220 und 230 führt daher zu einem Fehler von ungefähr 1,28 mm bei der Messung der mittleren Position.

Ein Fehler von ungefähr 1,28 mm ist annähernd gleich groß wie die Hälfte einer feinen Wellen länge λ₁ oder λ₃. Da durch die Messung der mittleren Position festgelegt wird, innerhalb welcher bestimmten feinen Wellenlänge der Lesekopf 202 des induktiven Absolutpositionswandlers angeordnet ist, ist ein Fehler in der Größe einer Hälfte der feinen Wellenlänge λ₁ oder λ₃ nicht akzeptabel. Bei einem Meßfehler zwischen zwei feinen Wellenlängen in der Größe von ungefähr 160 µm kann die berechnete grobe Positionsmessung um bis zu einer Hälfte einer mittleren Wellenlänge abweichen.

Damit die Empfindlichkeit gegenüber Meßfehlern im Bereich zwischen zwei feinen Skalenwellen längen bei dem ersten Ausführungsbeispiel vermieden werden können, wird bei dem sechsten Ausführungsbeispiel des induktiven Absolutpositionswandlers 600, das in Fig. 33 gezeigt ist, ein für die mittlere Wellenlänge vorgesehener Wandler 610 benutzt, der eine mittlere Wellenlänge λ_M1 von 40,96 mm aufweist, anstatt die mittlere Wellenlänge aus der Wechselwirkung zwischen zwei für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlern zu ermitteln, wie es bei dem ersten Ausführungsbeispiel der Fall ist.

Als Resultat weist der für die mittlere Wellenlänge vorgesehene Wandler 610 folglich eine Skala 612 auf, bei der jeder Flußmodulator 170 eine Länge besitzt, die annähernd gleich groß wie die Hälfte der mittleren Wellenlänge ist, das heißt eine Länge von 20,48 mm besitzt. Der Lesekopf 602 des induktiven Absolutpositionswandlers 600 weist eine Empfängerwicklung 614 und eine Empfängerwicklung 616 des für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 610 auf, die auf ihm ausgebildet sind. Die Empfängerwicklung 614 verfügt über eine einzige, langgestreckte "+"-Schleife 191a und eine einzige langgestreckte "-"-Schleife 191b. In ähnlicher Weise weist die Empfängerwicklung 616 eine einzige langgestreckte "+"-Schleife 192a und eine einzige langgestreckte "-"-Schleife 192b auf.

Da die Messungen der mittleren Position direkt von dem für die mittlere Wellenlänge vorgesehe nen Wandler 610 anstatt von den beiden für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlern erhalten werden, ist der vorstehend erläuterte Bewegungsfehler praktisch beseitigt. Damit eine grobe Positionsmessung bereitgestellt wird, verfügt der induktive Absolutpositionswandler 600 über einen zweiten, für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandler 620. Der zweite, für die mittlere Wellenlänge vorgesehene Wandler 620 weist eine mittlere Wellenlänge λ_M2 von 35,84 mm auf. Die Phasendifferenz zwischen λ_M1 und λ_M2 ergibt eine grobe Wellenlänge von 286,72 mm. Die Wellenlängen sind vorzugsweise unterschiedliche ganzzahlige Vielfache einer Basiswel lenlänge und sind in noch weiter bevorzugter Ausgestaltung geradzahlige ganzzahlige Vielfache. Die Gründe hierfür werden im weiteren Text dargelegt. Die bevorzugten Wellenlängen, die bei dem induktiven Absolutpositionswandler 600 benutzt werden, weisen, wie dies bereits vorste hend in bezug auf das erste Ausführungsbeispiel dargelegt ist, die folgenden Beziehungen auf: λ_M1 = 16.λ₃ und λ_M2 = 14.λ₃, wobei λ₃ einen Wert von 2,56 mm besitzt.

Bei dem induktiven Absolutpositionswandler 600 werden die Fehler zwischen den Messungen der beiden feinen Wellenlängen vermieden, die während der mittleren und der groben Berech nungen bzw. Positionsberechnungen bei dem induktiven Absolutpositionswandler 200 auftreten können. Da die beiden Wellenlängen λ_M1 und λ_M2, die zur Erzielung der groben Positionsmessung eingesetzt werden, ungefähr 15mal größer sind als die feine Wellenlänge λ₃, sind die Berech nungen der räumlichen Phasenposition 15mal weniger empfindlich gegenüber einer Bewegung.

Damit zum Beispiel ein Bewegungsfehler von ungefähr der Hälfte der mittleren Wellenlänge λ_M1 hervorgerufen würde, müßte die Messung der groben Position um ungefähr 20 mm versetzt sein, das heißt fehlerhaft abweichen. Dies entspricht einem Fehler von ungefähr 2,7 mm zwischen den beiden, für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandlern 610 und 620. Ein Fehler von 2,7 mm läßt sich beträchtlich einfacher verhindern als ein Fehler von 160 µm, wie er vorstehend diskutiert wurde. Der induktive Absolutpositionswandler 600 ist folglich ungefähr 20 mal weniger empfindlich gegenüber einer Bewegung zwischen den beiden Wellenlängen, die die Messung der groben Position bestimmen.

Der induktive Absolutpositionswandler 600 enthält ferner einen für eine feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler 630, der mit der feinen Wellenlänge λ₃ arbeitet und zwischen den für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandlern 610 und 620 angeordnet ist. Damit elektromagne tische und parasitäre Kopplungen zwischen dem für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler 630 und den für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandlern 610 und 620 minimiert werden können, ist die Länge der Flußmodulatoren 170 in den mittleren Skalen 618 und 628 gleich groß wie ein ganzzahliges Vielfaches einer vollen feinen Wellenlänge. Hierdurch wird der Einfluß der für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandler 610 und 620 minimiert, den diese auf den für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler 630 ausüben.

Irgendwelche Kopplungen zwischen den für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandlern 610 und 620 und dem für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler 630 werden minimiert, da die Enden der Flußmodulatoren in den für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Skalen 618 und 628 stets mit einer gegebenen bzw. jeweiligen feinen Wellenlänge in der feinen Skala 638 des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 630 ausgerichtet sind. Wenn sich die Skalen 618, 628 und 638 relativ zu dem Lesekopf 602 bewegen, wirkt jeglicher Zunahme der Kopplung zwischen den Sender- und Empfängerwicklungen in dem für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler 630 an einem Ende, die durch einen Flußmodulator einer der mittleren Skalen 618 oder 628 hervorgerufen wird, eine Verringerung der Kopplung an dem anderen Ende entgegen. Aufgrund der Symmetrie zwischen den Empfängerwicklungen 614 und 616 oder 624 und 626, sollte jegliche parasitäre Kopplung zwischen den für die feine und mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandlern 610, 620 und 630 insgesamt nahe bei 0 liegen.

Um die elektromagnetische Kopplung noch weiter zu verringern, wird der Lesekopf 602 vor zugsweise so ausgebildet, wie es in den Fig. 34 bis 37 gezeigt ist. Jede der Fig. 34 bis 37 zeigt eine unterschiedliche Schicht oder Seite des in Fig. 33 dargestellten Lesekopfs 602. Wie in den Fig. 34 und 35 gezeigt ist, sind Abschnitte jeder der Empfängerwicklungen 614 und 616, 624 und 626 und 634 und 636, auf zwei Schichten bzw. Ebenen, oder an entgegengesetzten Seiten eines Substrats 606 des Lesekopfs 602 ausgebildet. Zusammen bilden diese Abschnitte die Empfängerwicklungen 614 und 616, 624 und 626 und 634 und 636, wie es in Fig. 33 gezeigt ist.

In gleichartiger Weise zeigen auch die Fig. 36 und 37 unterschiedliche Abschnitte der Sender wicklungen 612, 622 und 632, die in Fig. 33 dargestellt sind. Die Senderwicklungen 612 und 622 der für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandler 610 und 620 sind auf einer Seite des Substrats 606 ausgebildet. Im Unterschied hierzu ist die Senderwicklung 632 des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 630 in Form zweier Abschnitte ausgebildet, die auf entgegengesetzten Seiten des Substrats 606 liegen. Wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel sind die beiden Wellenlängen, die am engsten beieinander liegen, mit dem größten gegenseitigen Abstand angeordnet. Folglich sind die für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandler 610 und 620 durch den für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler 630 getrennt.

Die Empfängerwicklungen 634 und 636 des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 630 werden jeweils bei 3,5 feinen Wellenlängen umgekehrt. Die Senderwicklung 632 des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 630 wird in gleichartiger Weise jeweils nach 3,5 feinen Wellenlängen umgekehrt. Die Umkehrung der Senderwicklung 632 und 45313 00070 552 001000280000000200012000285914520200040 0002019803249 00004 45194der Empfänger wicklungen 634 und 636 in dem für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler 630 verringert den Einfluß, der von den mittleren Skalen auf das Ausgangssignal des Empfängers und auf die resultierende Berechnung der feinen Position ausgeübt wird. Im allgemeinen können die Sender- und Empfängerwicklungen 612, 614 und 616 jeweils bei allen z/2 feinen Wellenlängen umge kehrt werden, wobei z eine ungerade ganze Zahl bezeichnet.

Die Flußmodulatoren der beiden für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Skalen 618 und 628 weisen eine Länge auf, die ungefähr das siebenfache der feinen Wellenlänge λ₃ ist. Da die mittlere Wellenlänge λ_M2 im wesentlichen gleich groß ist wie ein ganzzahliges Vielfaches der feinen "Umkehrungs"-Wellenlänge, werden jegliche Streumagnetfelder, die von der Senderwick lung 632 des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 630 stammen, in den Empfän gerwicklungen 624 und 626 des für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 620 neutralisiert. Die gilt in gleicher Weise für den umgekehrten Fall. Im allgemeinen sollte die mittlere Wellenlänge λ_M1 oder λ_M2 ein geradzahliges Vielfaches der feinen Wellenlänge λ_F sein, wenn die feine "Umkehrungs"-Wellenlänge gleich (z.λ_F)/2 ist.

Die Flußmodulatoren der Skala 618 des für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 610 müssen keine Länge besitzen, die exakt gleich groß ist wie die Hälfte der mittleren Wellenlänge λ_M1. Auch wenn die mittlere Wellenlänge λ_M1 bei dem für die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandler 610 nicht exakt gleich groß wie ein ganzzahliges Vielfaches der feinen "Umkehrungs"- Wellenlänge sein sollte, tritt dennoch eine erhebliche Verringerung hinsichtlich der parasitären Kopplung zwischen den Wandlern bei dem sechsten Ausführungsbeispiel des induktiven Absolutpositionswandlers 600 im Vergleich zu derjenigen bei dem ersten vorteilhaften Ausfüh rungsbeispiel des induktiven Absolutpositionswandlers 200 auf. Der für die mittlere Wellenlänge vorgesehene Wandler 610 erzeugt dennoch ein kontinuierliches Signal. Jedoch können hierbei Fehler hinsichtlich einer Abweichung von einer reinen sinusförmigen Ausgangskurve auftreten. Solche kleinen Fehler sind nicht groß genug, um die Berechnungen der mittleren Wellenlänge zu beeinträchtigen.

Der für die mittlere Wellenlänge vorgesehene Wandler 610 muß ausreichend exakt sein, damit identifiziert werden kann, innerhalb welcher feinen Wellenlänge λ₃ der Lesekopf 602 positioniert ist. Falls der für die mittlere Wellenlänge vorgesehene Wandler 610 keine ausreichende Genauig keit bereitstellen sollte, könnte der andere, für die mittlere Wellenlänge vorgesehene Wandler 610 als der "primäre", für die mittlere Wellenlänge vorgesehene Wandler eingesetzt werden.

Bei dem zweiten bis fünften Ausführungsbeispiel sind die den Binärcode tragende Skala und die für die feine Wellenlänge vorgesehene Skala vorzugsweise so nahe wie möglich beieinander angeordnet, damit insgesamt Skalenbreite eingespart wird. Die Erfinder haben erkannt, daß der Abstand zwischen dem für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler und dem für die Binärskala vorgesehenen Wandler mindestens das 0,6-fache von λ_FINE sein sollte, wobei λ_FINE die Wellenlänge des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers bezeichnet. Bei diesem Abstand übt der für die Binärskala vorgesehene Wandler nur einen vernachlässigbaren Einfluß auf den für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler aus.

Falls jedoch die den Binärcode tragende Skala zu nahe bei der die feine Wellenlänge enthaltenen Skala angeordnet ist, ruft sie Störungen bei der Messung der feinen Wellenlänge hervor. Dies beruht darauf, daß das feine Senderfeld bzw. das Senderfeld für die Feinmessung nicht nur durch die die feine Wellenlänge enthaltende Skala bzw. das entsprechende Skalenelement, sondern auch in einem kleinen Ausmaß durch die Elemente der binären Codeskala moduliert wird. Diese zusätzliche Modulation des Senderfelds ruft einen Fehler bei der Messung der feinen Wellenlänge hervor. Damit dieser Fehler vermieden werden kann, kann die binäre Codeskala, das heißt die den Binärcode enthaltende Skala von der für die feine Wellenlänge vorgesehenen Skala wegbewegt werden. Die führt jedoch zu dem unerwünschten Effekt, daß sowohl die Gesamt breite der Skala als auch die Breite des Lesekopfs vergrößert werden.

Ein Möglichkeit zum Separieren (Trennen) der binären Codeskala von der die feine Wellenlänge tragenden Skala ohne eine Notwendigkeit, die gesamte Skalenbreite oder die Breite des Lese kopfs zu vergrößern, wird anhand eines siebten Ausführungsbeispiels des induktiven Absolutpo sitionswandlers gezeigt, das in Fig. 38 dargestellt ist. Wie aus Fig. 38 ersichtlich ist, ist die oberste Zeile der binären Codeskala 458, die in Fig. 23 dargestellt ist, entfernt, so daß die binäre Codeskala 728 lediglich eine einzige Zeile bzw. Reihe von Skalenelemente aufweist. Die Nullen und Einsen unterhalb der binären Codeskala zeigen die binären Werte an, die den Skalenelemen ten zugeordnet sind.

Damit diese aus einer einzigen Zeile bestehende binäre Codeskala decodiert werden kann, müssen die Skalenworte so angeordnet werden, daß mindestens zwei "1en" in einer Zeile innerhalb jedes 8 Bits umfassenden Codeworts vorhanden sind. Hierdurch wird sichergestellt, daß mindestens eine starke "1" in den Codesignalen vorhanden ist, die von den symmetrierten Paaren 727 erzeugt werden, und zwar auch dann, wenn die symmetrierten Paare zufälligerweise zwischen zwei Codewörtern positioniert sein sollten, wie es in Fig. 32 als Beispiel dargestellt ist.

Bei einer bevorzugten binären Codeskala 728 enthält jedes Codewort mindestens zwei "1en" und zwei "0en" in einer Zeile. Hierdurch wird sichergestellt, daß jedes Codewort sowohl mindestens eine starke "1" als auch mindestens eine starke "0" enthält. Folglich ist es bei jedem Codewort nun stets möglich, den Signalversatz bzw. die Signalverschiebung der Codewortbits und deren Signalamplitude zu messen. Damit wird das Ablesen der binären Codeskala 728 noch robuster, das heißt störungsanfälliger, da sich die binäre Codeskala 728 selbsttätig im Hinblick auf den Signal-Offset (Signalversatz oder Signalverschiebung) und die Signalamplitude kalibriert.

Damit werden der Signalversatz bzw. Signaloffset S_Off des Codesignals und die Amplitude S_AMP des Codesignals an jeder Position gemessen. Der Signaloffset S_Off des Codesignals ist als der Minimalwert aller Codesignale definiert, die von den symmetrierten Paaren 727 abgegeben werden. Die Amplitude S_AMP des Codesignals ist als der Maximalwert S_MAX der Codesignale, die von den symmetrierten Paaren 727 erzeugt werden, abzüglich des Minimalwerts S_MIN aller Codesignale, die von den symmetrierten Paaren 727 erzeugt werden, definiert. Folglich gilt:

S_AMP = (S_MAX-S_MIN).

Der Signalversatz S_OFF (oder S_Off) des Codesignals wird dann von jedem Codesignal S_x subtrahiert und es wird das Ergebnis durch die Signalamplitude S_AMP des Codesignals dividiert, um hierdurch normalisierte bzw. normierte Codesignalwerte S_N für jedes der symmetrierten Paare 727 zu erhalten. Damit ergibt sich:

S_Nx = (S_X-S_OFF)/S_AMP.

Die normierten Signalwerte S_N variieren folglich zwischen 0 und 1. Die normierten Codesignal werte S_N werden zum Beispiel in fünf Kategorien eingeteilt (klassifiziert), die allgemein den Kategorien entsprechen, die in der Tabelle 2 dargestellt sind:
Starke 0: 0,0 ≦ S_N < 0,2;
Schwache 0: 0,2 ≦ S_N < 0,4;
Undefiniert: 0,4 ≦ S_N ≦ 0,6;
Schwache 1: 0,6 < S_N ≦ 0,8;
Starke 1: 0,8 < S_N ≦ 1 ,0.

Die grobe Position wird dann decodiert, wie es bereits vorstehend mit Bezug zu den Tabellen 3 bis 8 dargelegt ist. Diese Methode kann auch bei den binären Codeskalen, die mit zwei Zeilen arbeiten, wie es bei dem zweiten bis fünften, in den Fig. 16 bis 26 gezeigten Ausführungsbei spielen der Fall ist, und auch bei seriellen Codespuren, die in allgemeinen Absolutpositionswand lern vorhanden sind, beispielsweise bei optischen Codespuren von optischen Wandlern, zum Einsatz kommen.

Die vorstehend beschriebene Einteilung der Bitsignale wird vorzugsweise mit Hilfe eines Mikro prozessors ausgeführt, nachdem die Codesignale von analoger in digitale Form umgewandelt worden sind. Die Ermittlung der Signalabweichung (Signalversatz bzw. Signaloffset) des Codesignals und der Amplitude des Codesignals kann auch vor der Umwandlung von analoger in digitale Form ausgeführt werden. Die Amplitude des Codesignals kann dann als die Referenz spannung für den Analog/Digital-Wandler eingesetzt werden. Hierdurch wird das Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers automatisch normalisiert bzw. normiert oder standardisiert. Folglich muß der Mikroprozessor keine zeitaufwendige Division der Codesignale durch die Amplitude der Codesignale ausführen.

In Fig. 39 ist eine bevorzugte Ausführungsform der analogen Signalverarbeitungsschaltung bzw. ein analoges Signal verarbeitenden Schaltung 730 gezeigt, die dazu dient, von dem Ana log/Digital-Wandler 246, der in Fig. 24 gezeigt ist, ein normiertes digitales Ausgangssignal zu erzeugen. Wie in Fig. 39 gezeigt ist, sind die Ausgänge von jedem der Pufferverstärker 462 der in Fig. 24 dargestellten Abtast- und Halteschaltung 460 sowohl mit einer Wähleinrichtung 732 zur Auswahl des hohen/niedrigen Codesignals als auch mit einem Wählschalter 734 zur Auswahl des Codesignals verbunden. Die Wähleinrichtung 732 zur Auswahl des hohen/niedrigen Code signals wählt diejenigen Codesignale aus, die die höchsten und die niedrigsten Signalamplituden besitzen.

Diese höchsten und niedrigsten Signalamplituden werden von der zur Auswahl des hohen/niedrigen Codesignals dienenden Wähleinrichtung 732 zu einem Differenzverstärker 736 gespeist. Im einzelnen wird hierbei das die höchste Amplitude besitzende Codesignal an den nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 736 angelegt. Das Codesignal mit der niedrigsten Amplitude wird an den invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 736 angelegt. Der Differenzverstärker 736 gibt als Ausgangssignal die Amplitudendifferenz zwischen den die höchste und die niedrigste Amplitude aufweisenden Codesignalen ab. Die Amplitudendifferenz zwischen den Codesignalamplituden wird als die Referenzspannung für den Analog/Digital-Wandler 246 eingesetzt. Hierdurch werden die digitalen Werte für das Codesignal, das von dem Analog/Digital-Wandler 246 abgegeben wird, zwischen 0 und 1 normiert. Der zur Auswahl des Codesignals dienende Wählschalter 734 wählt die Codesignale für den Analog/Digital-Wandler 246 jeweils eines zu einem Zeitpunkt aus und gibt diese über eine Subtrahierschaltung 738 an den Analog/Digital-Wandler 246 ab. Im einzelnen ist hierbei der Ausgang des zur Auswahl des Codesignals dienenden Wählschalters 734 mit dem nicht invertierenden Eingang eines Opera tionsverstärkers der Subtrahierschaltung 738 verbunden. Das die niedrigste Amplitude aufwei sende Codesignal wird an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers der Subtrahier schaltung 738 angelegt. Das von der Subtrahierschaltung erzeugte Ausgangssignal wird zu dem Analog/Digital-Wandlers 246 gespeist. Die Subtrahierschaltung subtrahiert das die niedrigste Amplitude aufweisende Codesignal von dem aktuellen Codesignal, bevor das aktuelle Codesignal an den Analog/Digital-Wandler 246 angelegt wird.

In Fig. 40 ist eine als Beispiel dienende Schaltung 740 für die zur Auswahl des hohen/niedrigen Bits des Signals oder Codesignals dienende Wählschaltung 732 dargestellt. Diese Schaltung wird dazu benutzt, die hohen und niedrigen Signale für vier Signaleingänge bzw. Eingangssignale festzulegen. Es ist anzumerken, daß diese Schaltung 740 für jede beliebige Anzahl von Signalen erweitert werden kann.

Die verschiedenen binären Codeskalen sind vorstehend im Hinblick auf eine konstante Anzahl von Bits in den Codewörtern diskutiert. In der nachstehend angegebenen Tabelle 9 ist die Anzahl von verfügbaren Codewörtern für die unterschiedlichen Auslegungsregeln und für unterschiedli che Anzahl von Bits je Codewort gezeigt.

Tabelle 9

In der nachfolgenden Tabelle 10 ist der zur Verfügung stehende Bereich für die unterschiedlichen Auslegungsregeln und die unterschiedliche Anzahl von Bits je Codewort, die bei der Tabelle 9 angegeben sind, gezeigt, wobei eine Skalen-Wellenlänge von 3,2 mm unterstellt wird.

Tabelle 10

Wie vorstehend bereits erläutert, können manche der symmetrierten Paare dann, wenn die den Binärcode tragende Skala gelesen wird, Ausgangssignale erzeugen, die nicht eindeutig oder undefiniert sind. Dies tritt dann auf, wenn der Lesekopf zwischen den Skalenelementen positio niert und somit nicht mit den Skalenelementen ausgerichtet ist. Dieses Problem wird mit Hilfe der Methoden, die vorstehend unter Bezugnahme auf die Tabellen 2 bis 10 beschrieben worden sind, dadurch überwunden, daß sichergestellt wird, daß mindestens eines der symmetrierten Paare im Stand ist, ein eindeutiges Codesignal auszugeben. Hierdurch werden jedoch relativ strenge Anforderungen an die Codesignale und an die Signalverarbeitungsschaltungen im Hinblick auf eine Amplitudenanpassung und auf eine Offset-Anpassung der Codesignale gestellt.

In Fig. 41 ist ein achtes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandler dargestellt. Bei diesem achten Ausführungsbeispiel weist der für die Binärskala vorgesehene Wandler bzw. Binärskalenwandler 820 einen ersten Satz 821 aus symmetrierten bzw. balancierten Paaren 827 und einem zweiten Satz 823 aus symmetrierten Paaren 827 auf. Hierbei sind der erste Satz 821 und der zweite Satz 823 speziell um die Hälfte der von Rand zu Rand gemessenen Strecke 308 oder um ein ungeradzahliges Vielfache der von Rand zu Rand gemessenen Strecke 308 versetzt.

Falls somit einer der Sätze 821 oder 823 zwischen den Skalenelementen 174 positioniert ist, ist der andere Satz 823 oder 821 dann mit den Skalenelementen 174 ausgerichtet. Während eine der Gruppen 821 oder 823 damit undefinierte Codesignale erzeugt, sind bei der anderen Gruppe 823 oder 821 in diesem Fall alle ihre Codesignal korrekt definiert.

Der für die feine Wellenlänge vorgesehene Wandler 810 kann ferner dazu benutzt werden, festzulegen, welcher der beiden Sätze 821 oder 823 benutzt werden sollte. Hierbei wird davon ausgegangen, daß die feine Wellenlänge gleich groß ist wie die von Rand zu Rand gemessene Strecke 308. Wenn die Spannungsamplitude einer der Empfängerwicklungen positiv ist, sollte in diesem Fall ein erster der Sätze 821 oder 823 eingesetzt werden. Wenn im Unterschied hierzu die Amplitude dieser Empfängerwicklung negativ sein sollte, sollte der andere der beiden Sätze 821 oder 823 benutzt werden.

Ein Nachteil bei dem achten Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers besteht darin, daß der Lesekopf doppelt so lang sein muß. Dieser zusätzliche Platz wird sowohl für den zweiten Satz aus symmetrierten Paaren als auch für die zusätzlichen Verbindungen benötigt, die für die elektroni sche Signalverarbeitungsschaltung erforderlich sind. Der größte Teil des zusätzlichen Raumbe darfs wird jedoch von dem zweiten Satz symmetrierter Paare benötigt.

Dieser Nachteil kann in einem erheblichen Ausmaß dadurch verringert oder kompensiert werden, daß die beiden Sätze symmetrierter Paare ineinander verschachtelt werden, wie es in Fig. 42 gezeigt ist. Die beiden Sätze symmetrierter Paare sind weiterhin um die Hälfte der von Rand zu Rand gemessenen Strecke versetzt. Jedoch ist nun lediglich eine kleine Menge an zusätzlichem Raumbedarf erforderlich. Diese Alternative zu dem achten Ausführungsbeispiel des in Überein stimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden induktiven Absolutpositionswandlers erfordert statt dessen, daß der erste und der zweite Satz symmetrierter Paare auf den beiden Seiten einer dünnen isolierenden Schicht verteilt bzw. angeordnet sind. Diese Sätze aus symmetrierten Paaren sind somit in der gleichen Weise ineinander verschachtelt, wie auch die Empfängerwicklungen ineinander verschachtelt bzw. verzahnt sind, wie dies bereits vorstehend erläutert ist.

Diese Alternative ist ferner nicht auf nur zwei Sätze aus symmetrierten Paaren beschränkt. Vielmehr kann jede beliebige Anzahl von Sätzen aus symmetrierten Paaren benutzt werden. In diesem Fall sind die Sätze dann, wenn die Anzahl von Sätzen aus symmetrierten Paaren gleich n ist, um eine Strecke versetzt, die der von Rand zu Rand gemessenen Strecke 308, dividiert durch die Zahl n, entspricht. Bei vier Sätzen symmetrierter Paare sind die Sätze folglich um ein Viertel der von Rand zu Rand gemessenen Strecke 308 versetzt. In diesem Fall wird der geeignete Satz symmetrierter Paare auf der Grundlage des Quadranten ausgewählt, der durch die beiden Empfängerwicklungen, die jeweils um 90° phasenverschobene Signale abgeben, angezeigt wird.

Fig. 43 zeigt ein neuntes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers. Der in Fig. 43 dargestellte induktive Absolutpositionswandler stellt hierbei eine Modifikation des vierten Ausführungsbeispiels des induktiven Absolutpositionswandlers dar, das in den Fig. 21 bis 23 gezeigt ist. Wie in Fig. 43 dargestellt ist, um klammert der für den Binärcode vorgesehene Wandler 950 den für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler 920. Hierbei sind bei jedem der acht symmetrierten Paare 957 des für den Binärcode vorgesehenen Wandlers 950, die an dem Lesekopf 902 ausgebildet sind, die negative Polarität aufweisenden Wicklungen 956 auf einer Seite des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 920 angeordnet, wohingegen die positive Polarität aufweisenden Windungen 954 auf der anderen Seite des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 920 angeordnet sind. Die negative Polarität aufweisende Wicklung 956 und die positive Polarität aufweisende Wicklung 954 jedes symmetrierten Paars 957 sind mit Hilfe eines langen Paars aus parallelen Verbindungsdrähten 955 miteinander verbunden.

In ähnlicher Weise umklammern bzw. überspannen die oberen und unteren Abschnitte 959 und 959' der den binären Code tragenden Skala 958 die für die feine Wellenlänge vorgesehene Skala 918 an dem Skalenelement 904. Schließlich ist eine einzige Senderwicklung 912 an dem Lesekopf 902 ausgebildet. Die einzige Senderwicklung 912 umschließt sowohl die Senderwick lung 914 des für die feine Skala vorgesehenen Wandlers 920 als auch die positive Polarität aufweisenden Schleifen 954 und die negative Polarität aufweisenden Schleifen 956 jedes der acht symmetrierten Paare 957 des für den Binärcode vorgesehenen Wandlers 950 vollständig.

Verglichen mit dem vierten Ausführungsbeispiel kann der für den Binärcode vorgesehene Wandler 950 bei dem neunten Ausführungsbeispiel des induktiven Absolutpositionswandlers 900 noch näher mit Bezug zu dem für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler 920 angeordnet werden, ohne daß die Messung der feinen Wellenlänge gestört wird. Hierdurch wird Platz in dem Lesekopf 902 gespart und somit insgesamt der Raum bedarf des gesamten induktiven Absolut positionswandlers 900 verringert. Da ferner lediglich eine Senderwicklung 912 benötigt wird, kann die Treiberschaltung vereinfacht werden. Das Weg lassen einer Senderwicklung und die Vereinfachung der Treiberschaltung spart zusätzlichen Platz.

Da eine einzige Senderwicklung 912 eingesetzt werden kann, können ferner der für die feine Wellenlänge vorgesehene Wandler 920 und der für den Binärcode vorgesehene Wandler 950 gleichzeitig angesteuert und abgetastet werden. Im Vergleich mit dem vierten Ausführungsbei spiel ergibt sich daher keine Zeitverzögerung bzw. Zeitnacheilung zwischen der Messung der feinen Wellenlänge und der Messung des Binärcodes. Hierdurch wird die Genauigkeit des induktiven Absolutpositionswandlers 900 im Vergleich mit dem vierten Ausführungsbeispiel des induktiven Absolutpositionswandlers, das in den Fig. 21 bis 23 gezeigt ist, erhöht.

In den Fig. 44 und 45 ist ein zehntes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden induktiven Absolutpositionswandlers gezeigt. Hierbei zeigen die Fig. 44 und 45 lediglich eine schematische Ansicht einer Skala 1058 und einer Anzahl von symmetrierten bzw. balancierten Paaren 1057 des induktiven Absolutpositionswandlers bzw. Positionswandlers 1000. Es ist anzumerken, daß bei diesem zehnten Ausführungsbeispiel des induktiven Positionswandlers der gleiche Aufbau hinsichtlich der Sender- und Empfängerwicklun gen wie bei allen jeweiligen vorhergehend beschriebenen Ausführungsformen des für den Binärcode vorgesehenen Wandlers eingesetzt werden kann.

Allerdings stellt die Skala 1058 keine binäre Codeskala bzw. Binärcodeskala dar. Die Skala 1058 ist vielmehr eine inkrementale Skala. Dies bedeutet, daß sich bei dem induktiven Positionswand ler 1000 jede einzelne der einzelnen Empfängerwicklungen, die durch die symmetrierten Paare 1057 gebildet ist, rechtwinklig zu der Meßachse 300 erstreckt, wohingegen sich die Skala 1058 entlang der Meßachse 300 erstreckt. Dies stellt einen Unterschied zu allen vorhergehend beschriebenen, für die feine und die mittlere Wellenlänge vorgesehenen Wandlern dar, bei denen sich die Empfängerwicklungen in einer Richtung erstrecken, die parallel zu der Meßachse 300 verläuft.

Wenn sich die symmetrierten Paare 1057 entlang der Meßachse 300 bewegen, gibt jedes der symmetrierten Paare ein maximales, positive Amplitude aufweisendes, inkrementales Positions signal ab, wenn die negative Polarität aufweisenden Schleifen 1056 mit den Flußunterbrechern 170 ausgerichtet sind und die positive Polarität aufweisenden Schleifen mit den Leer- bzw. Zwischenräumen 172 ausgerichtet sind. Jedes der symmetrierten Paare gibt ein Ausgangssignal mit maximaler negativer Amplitude ab, wenn die positive Polarität aufweisenden Schleifen 1054 mit den Flußunterbrechern 170 ausgerichtet sind und die negative Polarität aufweisenden Schleifen 1056 mit den Leer- bzw. Zwischenräumen 172 ausgerichtet sind.

Folglich kann das zehnte Ausführungsbeispiel des Positionswandlers 1000, das in den Fig. 44 und 45 gezeigt ist, anstelle des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers, der bei jedem der ersten bis neunten Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung vorgesehen ist, benutzt werden. Als Beispiel können die drei für die feinen Wellenlängen vorgesehenen, induktiven, inkrementalen Positionswandler 210, 220 und 230 jeweils durch einen inkrementalen induktiven Positionswandler 1000 ersetzt werden, der eine entsprechende Wellenlänge aufweist.

Es ist anzumerken, daß die Flußmodulatoren 170, die entweder Flußunterbrecher oder Flußver stärker sein können, und die Leer- bzw. Zwischenräume 172 der Skala 1058 identisch geformte Elemente enthalten, die abwechselnd in einer Position "0" und einer Position "1" angeordnet sind. Die symmetrierten Paare 1057 des Lesekopfs des inkrementalen induktiven Positionswand lers 1000 sind miteinander in Reihe geschaltet, so daß die Wicklungsrichtungen die positiven und negativen Polaritäten zeigen, wie dies in den Fig. 44 und 45 dargestellt ist.

Es ist anzumerken, daß das in Fig. 44 gezeigte Ausführungsbeispiel extrem empfindlich gegen über nicht symmetrischen Feldverteilungen in einer Richtung ist, die rechtwinklig zu der Meß achse 300 verläuft. Falls die Feldverteilung nicht symmetrisch um die Mittellinie 301 der Skala 1058 liegt, tritt somit in dem Ausgangssignal ein Offset bzw. Versatz auf, der zu einem Meßfehler führt.

Im Unterschied hierzu tritt bei dem in Fig. 45 gezeigten Ausführungsbeispiel dieses Problem nicht auf. Wie in Fig. 45 gezeigt ist, sind bei dem dort dargestellten Ausführungsbeispiel die Empfän gerwicklungen erneut in Serie (Reihe) geschaltet, so daß die Windungsrichtungen die abwech selnden positiven und negativen, in Fig. 45 gezeigten Polaritäten aufweisen. Weiterhin liegt jedes Paar 1059 von benachbarten, symmetrierten bzw. zusammengefaßten Schleifenpaaren 1057 innerhalb einer einzelnen Wellenlänge 1 (λ) der Skala 1058. Jedes Paar 1059 von benachbarten symmetrierten Schleifenpaaren 1057 ist somit relativ zu irgendwelchen beliebigen, nicht symmetrischen Feldverteilungen, die sowohl entlang der Meßachse 300 als auch rechtwinklig zu der Meßachse 300 auftreten, symmetriert bzw. symmetrisch ausgeglichen. Der Offset in dem Ausgangssignal liegt daher nominell bei null.

Weiterhin ändert sich der Offset in dem Ausgangssignal generell nicht mit Fehlausrichtungen hinsichtlich des Teilungsabstand oder des Rollens bzw. hinsichtlich Verkippbewegungen in der Bewegungsrichtung. Dies trifft selbst dann zu, wenn die Skala 1058 an einer leitenden Skalen basis angebracht ist. Hierbei ist auch festzustellen, daß die Signalamplitude bei dem in Fig. 45 dargestellten Ausführungsbeispiel doppelt so groß ist wie die Signalamplitude bei dem Ausfüh rungsbeispiel, das in Fig. 44 dargestellt ist.

Es ist ferner anzumerken, daß bei jedem in den Fig. 43 bis 45 gezeigten Ausführungsbeispiel auch zwei oder mehr Empfängerwicklungen für die feine Skala eingesetzt werden können, wie dies bei dem ersten bis achten Ausführungsbeispiel der Fall ist, auch wenn in den Fig. 43 bis 45 lediglich eine Signal-Empfängerwicklung oder ein Satz aus Empfängerwicklungen der für die feine Skala vorgesehenen Wandler 920 und 1000 gezeigt ist und lediglich ein einzelner Satz aus symmetrierten Paaren 957 des für den Binärcode vorgesehenen Wandlers 950 dargestellt ist. Ferner können, wie dies bei dem achten Ausführungsbeispiel gezeigt ist, auch zwei oder mehr Sätze von symmetrierten Paaren in dem für den Binärcode vorgesehenen Wandler 950 eingesetzt werden.

In den Fig. 46A bis 46C ist ein elftes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers gezeigt. Insbesondere sind, wie in Fig. 46A gezeigt ist, der für die feine Wellenlänge vorgesehene Wandler 1120 und der für den Binärcode vorgesehene Wandler 1150 einander überlagert, anstatt Seite an Seite angeordnet zu sein, wie dies bei dem zweiten bis fünften und siebten bis neunten Ausführungs beispiel der Fall ist. Damit wird die binäre Skala 1158 des für den Binärcode vorgesehenen Wandlers 1150 sowohl als die binäre Codeskala als auch als die feine Wellenlängenskala eingesetzt. Wie bei dem neunten Ausführungsbeispiel ermöglicht es der induktive Absolutposi tionswandler 1100, daß eine einzige Senderwicklung 1120 dazu benutzt werden kann, sowohl die für die feine Wellenlänge vorgesehene Empfängerwicklung 1114 als auch jedes der symme trierten Paare 1157 des für den Binärcode vorgesehenen Wandlers 1150 treibend anzusteuern.

In den Fig. 46B und 46C sind die für die feine Wellenlänge vorgesehene Empfängerwicklung 114 und die symmetrierten Paare 1157 jeweils getrennt voneinander dargestellt, damit die Beziehung zwischen diesen Wicklungen bzw. Windungen und der den binären Code tragenden Skala bzw. binären Codeskala 1158 besser zu erkennen ist. Wie in den Fig. 46A bis 46C gezeigt ist, sind vor allem die Breiten der Flußmodulatoren 170 und der Leer- bzw. Zwischenräume 172, die sich entlang der Meßachse 300 erstrecken, auf eine Hälfte der feinen Wellenlänge λ_F festgelegt. Im Unterschied hierzu ist die Breite der Windungen der symmetrierten Paare 1157, die sich entlang der Meßachse 300 erstrecken bzw. die in Richtung der Meßachse gemessene Breite ungefähr gleich groß wie die feine Wellenlänge λ_F. In gleichartiger Weise ist die Wellenlänge der Empfän gerwicklung bzw. -windung 1114 der feinen Skala ebenfalls annähernd gleich groß wie die feine Wellenlänge λ_F.

Wenn die positive Polarität aufweisenden Schleifen des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 1120 mit den Flußmodulatoren 170 ausgerichtet sind, sind folglich die die negative Polarität aufweisenden Schleifen des für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandlers 1120 mit den unmodulierten Spalten 173 zwischen den Flußmodulatoren 170 ausgerichtet, was auch im umgekehrten Fall gilt. Im Unterschied hierzu sind bei dem für den Binärcode vorgesehenen Wandler 1150 die die positive Polarität aufweisenden Schleifen 1154 dann, wenn zum Beispiel die die negative Polarität aufweisenden Schleifen 1156 mit den Flußmodulatoren 170 oder den Leer- bzw. Zwischenräumen 172 ausgerichtet sind, mit der jeweils anderen Komponente, das heißt den Leer- bzw. Zwischenräumen 172 oder den Flußmodulatoren 170 ausgerichtet.

Auf diese Weise ist der für die feine Wellenlänge vorgesehene Wandler 1120 im Stande, eine kontinuierliche, räumlich modulierte, induktive Kopplung auszugeben, das heißt zu erzeugen, die durch die Flußmodulatoren 170 und die Leer- bzw. Zwischenräume 172 noch weiter moduliert wird. Allerdings ist der bei diesem Ausführungsbeispiel vorhandene Bereich der Signalamplituden im Vergleich mit demjenigen bei den anderen Ausführungsbeispielen auf annähernd die Hälfte verringert. Gleichzeitig ist der für die Binärskala vorgesehene Wandler 1150 auch im Stande, Signalamplituden zu erzeugen, die starken Einsen bis zu starken Nullen entsprechen. Allerdings ist der Amplitudenbereich der Signalamplitude bei diesem Ausführungsbeispiel erneut ungefähr nur halb so groß wie bei den anderen Ausführungsbeispielen des für den Binärcode vorgesehe nen Wandlers.

Da lediglich eine Senderwicklung bzw. Senderwindung 1112 erforderlich ist, ist die Treiberschal tung wiederum vereinfacht, und es können der für die feine Wellenlänge vorgesehene Wandler 1120 und der für den Binärcode vorgesehene Wandler 1150 gleichzeitig angesteuert (erregt) und abgetastet werden. Da die beiden Wandler einander überlagert sind, wird ferner zusätzlicher Raum bedarf in erheblichem Umfang eingespart, und zwar auch im Vergleich mit dem vorstehend beschriebenen, neunten Ausführungsbeispiel. Es ist ferner anzumerken, daß bei diesem Ausfüh rungsbeispiel auch mehrere, für die feine Wellenlänge vorgesehene Empfängerwicklungen 1114 und eine Mehrzahl von Sätzen von symmetrierten Paaren 1157 eingesetzt werden können, wie dies bereits anhand des ersten und achten Ausführungsbeispiels beschrieben ist, auch wenn in den Fig. 46A bis 46C lediglich eine einzige, für die feine Wellenlänge vorgesehene Empfänger wicklung bzw. -windung 1114 und ein einziger Satz symmetrierter Paare 1157 gezeigt ist.

In den Fig. 47A bis 47C ist ein zwölftes Ausführungsbeispiel 1200 des induktiven Absolutposi tionswandlers dargestellt. Das in den Fig. 47A bis 47C gezeigte, zwölfte Ausführungsbeispiel entspricht generell, das heißt weitgehend, dem in den Fig. 46A bis 46C gezeigten elften Ausführungsbeispiel. Anstelle des Einsatzes lediglich einer einzigen Binärcodeskala sowohl für den für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler als auch für den für die Binärskala vorgese henen Wandler, wie es in den Fig. 46A bis 46C gezeigt ist, ist bei dem zwölften Ausführungs beispiel die binäre Codeskala bzw. die den Binärcode tragende Skala 1258 oberhalb einer für die feine Wellenlänge vorgesehenen Skala 1228 überlagernd angeordnet. Ansonsten ist das in den Fig. 47A bis 47C gezeigte zwölfte Ausführungsbeispiel im wesentlichen identisch mit dem in den Fig. 46A bis 46C gezeigten elften Ausführungsbeispiel. Damit erfolgt keine weitere Beschreibung dieses zwölften Ausführungsbeispiels.

In den Fig. 48A bis 48D ist ein dreizehntes Ausführungsbeispiel des in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehenden, induktiven Absolutpositionswandlers dargestellt. Generell ist das dreizehnte Ausführungsbeispiel identisch wie das in den Fig. 47A bis 47C gezeigte zwölfte Ausführungsbeispiel. Wie in den Fig. 48A und 48C gezeigt ist, sind jedoch die Flußmodulatoren 170 und die Leer- bzw. Zwischenräume 172 der den Binärcode tragenden Skala 1258 durch eine Wicklung bzw. Windung 1374 ersetzt, wie dies in Fig. 47C gezeigt ist. Die Wicklung 1374 bildet umschlossene Bereich 1370 und nicht umschlossene Bereiche 1372. Die umschlossenen Bereiche 1370 entsprechen den Flußmodulatoren 170, wohingegen die nicht umschlossenen Bereiche 1372 den Leer- bzw. Zwischenräumen 172 entsprechen. In allen anderen Aspekten ist das in den Fig. 48A bis 48C gezeigte dreizehnte Ausführungsbeispiel identisch wie das zwölfte Ausführungsbeispiel, das in den Fig. 47A bis 47C gezeigt ist.

In Fig. 48D ist ein Abänderung des dreizehnten Ausführungsbeispiels dargestellt, bei dem jeder der Flußmodulatoren 170 der für die feine Wellenlänge vorgesehenen Skala 1328 des für die feine Wellenlänge ausgelegten Wandlers 1320 durch eine einzige, unabhängige Schleifenwick lung bzw. Schleifenwindung 1376 ersetzt ist. Ansonsten ist diese in der Fig. 48D gezeigte Abänderung des dreizehnten Ausführungsbeispiels identisch wie das dreizehnte Ausführungsbei spiel, das in den Fig. 48A bis 48C gezeigt ist.

Auch wenn die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung allgemein unter Heranziehung des erfindungsgemäßen induktiven Wandlers erläutert worden sind, können die Binärcodewand ler bzw. für den Binärcode vorgesehenen Wandler auch unter Verwendung einer beliebigen, bekannten Wandlerkonfiguration wie etwa mittels eines optischen Codierers, realisiert werden. Bei einem optischen Codierer sind die Flußmodulatoren 170 abweichend vom vorhergehenden als Reflektoren ausgebildet, die ein Reflexionsvermögen besitzen, das sich von demjenigen der Leer- bzw. Zwischenräume zwischen den Reflektoren unterscheidet. Die Reflektoren repräsentieren somit die einer logischen "1" entsprechenden Werte, wohingegen die Leer- bzw. Zwischenräume die einer logischen "0" entsprechenden Werte repräsentieren. Der Lesekopf enthält in diesem Fall einen Photodetektor, der ein Bit zu einem jeweiligen Zeitpunkt entweder als einen einer logischen "1" oder einer logischen "0" entsprechenden Wert jeweils abhängig von dessen Reflektionsver mögen erfaßt. Auch wenn bei der vorliegenden Erfindung vorzugsweise der für den Binärcode vorgesehene Wandler bzw. Binärcodewandler zusammen mit einem für die feine Wellenlänge vorgesehenen Wandler eingesetzt wird, kann der in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehende Absolutpositionswandler ferner auch einfach nur allein den Binärcodewandler enthalten, ohne daß ein feiner Linearcodierer benutzt wird. Die Positionsmessungen sind in diesem Fall allerdings weniger genau.

Wie vorstehend erläutert, wird mit der vorliegenden Erfindung ein induktiver Absolutpositions wandler geschaffen, der fähig ist, Positionssignale mit hoher Genauigkeit bereitzustellen, und der kostengünstig unter Verwendung von aktuellen Methoden zur Herstellung von gedruckten Leiterplatten gefertigt werden kann. Der erfindungsgemäße Positionswandler ist gegenüber Verunreinigung durch Partikel einschließlich ferromagnetischer Partikel und auch durch Öl, Wasser und andere Fluide unempfindlich. Als Ergebnis kann der Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung in den meisten Arbeitsstätten bzw. Fertigungsstätten und auch außerhalb umschlosse ner Räume, das heißt im Freien eingesetzt werden. Bei der Erfindung sind keine ausgefeilten oder teuren Versiegelungen bzw. Abdichtungen zum Verhindern des Eindringens von Verunreinigun gen in den Wandler erforderlich.

Ein relativ großer Spalt zwischen den Elementen und dem Lesekopf bis hin zu 2 mm kann bei dem inkrementalen Wandler eingesetzt werden, wobei dennoch akzeptable Empfängerausgangs signale und hohe Genauigkeit erzielt werden. Ferner kann der Binärcodewandler auch einen sogar noch größeren Spalt tolerieren. Demgemäß sind präzise Herstellungstoleranzen bei dem erfin dungsgemäßen induktiven Absolutpositionswandler nicht kritisch. Er kann somit noch kosten günstiger als andere Arten von Absolutpositionswandlern hergestellt werden.

Der Lesekopf kann bei der vorliegenden Erfindung innerhalb einer dünnen Zone ausgebildet werden, die eine Höhe aufweist, die erheblich kleiner ist als die Breite oder Länge der Zone. Als Ergebnis kann die vorliegende Erfindung an viele Anwendungen bzw. Einsatzbereiche angepaßt werden, da sie erheblich weniger Volumen als herkömmliche Absolutpositionswandler erfordert. Die Empfängerwicklungen bzw. Empfängerwindungen der in Übereinstimmung mit der vorliegen den Erfindung stehenden Wandler werden nicht durch aktive elektronische Komponenten oder Schaltungen angesteuert und sind daher passiv. Die Empfängerwicklungen erzeugen als ihr Ausgangssignal einfach eine elektromotorische Kraft EMK. Diese elektromotorische Kraft wird durch eine geeignete Analysatorschaltung analysiert, um hierdurch die Verlagerung des Lese kopfs entlang der Meßachse in bezug auf die Skala zu messen.

Die Skalen und Codespuren sind bei der vorliegenden Erfindung ebenfalls passiv. Daher ist es nicht erforderlich, sie mit dem aktiven Abschnitt, das heißt mit der Senderwicklung des Lese kopfs elektrisch zu koppeln. Als Ergebnis kann der in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehende Absolutpositionswandler noch leichter in in der Hand gehaltene Meßwerk zeuge als andere Codierer des induktiven Typs eingebaut werden. Die vorliegende Erfindung stellt ferner eine mit niedriger Spannung arbeitende Treiberschaltung bereit, die ebenfalls dazu beiträgt, daß der in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung stehende induktive Absolutpositionswandler in einfacher Weise in in der Hand gehaltene, batteriebetriebene Werkzeuge eingebaut werden kann. Der erfindungsgemäße induktive Absolutpositionswandler stellt eine eindeutige, oder absolute, Position über die längste Wellenlänge oder den größten Abstand hinweg, der für ein Codewort mit einer gegebenen Länge zulässig ist, bereit. Als Ergebnis kann der erfindungsgemäße induktive Absolutpositionswandler hinsichtlich der Span nung abgesenkt oder abgeschaltet werden und dann erneut eingeschaltet werden und stellt dennoch die gleiche Positionsmessung bereit.

Für den Fachmann ist ersichtlich, daß mit der vorstehend erläuterten Erfindung ein induktiver Absolutpositionswandler geschaffen wird, der bei verschiedensten Anwendungen eingebaut werden kann. Auch wenn vorstehend spezielle Ausführungsbeispiele und Ausführungsformen für die Erfindung erläutert worden sind, können gleichwertige Modifikationen vorgenommen werden. Als Beispiel sind, obwohl vorstehend sinusförmige Empfängerwicklungen und symmetrierte Paare gezeigt und erläutert worden sind, auch verschiedene andere Geometrien möglich, einschließlich unterschiedlicher Geometrien für unterschiedliche Phasen bei einem jeweiligen Lesekopf. Während vorstehend allgemein rechteckförmige Flußmodulatoren gezeigt und erläutert sind, können auch hier in ähnlicher Weise andere Geometrien zum Einsatz kommen. Sofern diese Geometrien zu nicht sinusförmigen Funktionen des Ausgangssignals bezüglich der Verlagerung führen sollten, kann diese aktuelle Funktion dann in einer Nachschlagetabelle oder mit Hilfe anderer, dem Fachmann bekannter Mittel moduliert werden. Ferner können die hier beschriebe nen Positionsberechnungsgleichungen auch gemäß bekannten Signalverarbeitungstechniken modifiziert oder ersetzt werden.

Bei der vorliegenden Erfindung können ferner zusätzlich zu den verschiedenen, vorstehend erläuterten Sensorelementen auch Sensorelemente zum Einsatz kommen, die lediglich eine einzige Schleife aufweisen, die mit einer Schwellwerterfassungsschaltung zur Erfassung der Flußmodulatoren in der binären Codeskala gekoppelt ist. In diesem Fall haben die Flußmodulato ren eine Länge, die gleich groß ist wie die von Rand zu Rand gemessene Strecke. Daher erzeugt der eine einzige Schleife aufweisende Empfänger ein starkes Signal. Auch wenn die vorliegende Erfindung vorstehend allgemein im Hinblick auf den Einsatz von zwei oder mehr Senderwicklun gen beschrieben worden ist, kann auch eine einzige Senderwicklung zum Einsatz kommen, die alle Empfängerwicklungen und alle Sensorelemente im wesentlichen umschließt.

Auch wenn vorstehend als bevorzugte Ausführungsform eine binäre Codespur erläutert worden ist, bei der jede Codespur-Empfängerwicklung ein Bit eines binären Codeworts bereitstellt, ist es für den Fachmann ersichtlich, daß eine höhere Meßauflösung von jeder Codespur-Empfänger wicklung erhalten werden kann. In diesem Fall kann die Größe jedes Flußmodulators aus einem Satz von unterschiedlichen Größen ausgewählt werden. Folglich kann jedes Codewortelement, das einer Codespur-Empfängerwicklung entspricht, einen von drei oder mehr Zuständen anzei gen. Für den Fachmann ist ferner ersichtlich, daß auch einfache, nicht balancierte bzw. unsym metrierte Spulen in vielen Fällen ausreichend sind, auch wenn für die Codespur-Empfängerwick lungen "symmetrierte" Wicklungen bevorzugt sind.

Claims

1. Induktiver Absolutpositionswandler mit
einem Skalenelement (104; 204),
einem Lesekopfelement (164),
wobei das Skalenelement (104; 204) und das Lesekopfelement (164) relativ zueinander entlang einer Meßachse (300) beweglich sind,
einem induktiven Codespur-Positionswandler (210, 220, 230), der eine an dem Lese kopfelement ausgebildete Codespur-Senderwicklung (180; 212, 222, 232), mindestens einen Satz an dem Lesekopfelement (164) ausgebildeter Codespur-Empfängerwicklungen (178, 179; 214, 216, 224, 226, 234, 236), der eine Anzahl n von Empfängerwicklungen (178) enthält, wobei n eine positive ganze Zahl bezeichnet, und eine an dem Skalenelement ausgebildete Codespur umfaßt, die eine Mehrzahl von entlang der Meßachse verteilte Flußmodulatorzonen aufweist, wobei in mindestens einigen dieser Flußmodulatorzonen mindestens ein Flußmodulator (170) vorhanden ist, und
einer zur Signalerzeugung und -verarbeitung dienenden Schaltung (240), die mit der Senderwicklung und jeder Empfängerwicklung jedes Satzes von Codespur-Empfängerwicklungen elektrisch verbunden ist,
wobei die Flußmodulatoren (170) die induktive Kopplung zwischen jeder Empfängerwicklung und der Codespur-Senderwicklung in Abhängigkeit von der relativen Position zwischen dem Lesekopfelement (164) und dem Skalenelement (104; 204) modulieren,
die Flußmodulatoren (170) an dem Skalenelement (104; 204) derart verteilt angeordnet sind, daß jede Flußmodulatorzone im Stande ist, einen Ausgangszustand aus einer Anzahl von Ausgangszuständen in einer überlagerten Empfängerwicklung zu erzeugen, wobei die Flußmodu latorzonen eine Folge von Codeelementen bilden, die sich entlang der Meßachse erstrecken, und jeder Satz aus m benachbarten Codeelementen ein eigenes Codewort bildet, und
jedes eigene Codewort eine absolute Position des Lesekopfelements (164) relativ zu dem Skalenelement mit einer ersten Auflösung repräsentiert.

2. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Codespur-Senderwicklung (180; 212, 222, 232) und jede Empfängerwicklung (178, 179; 214, 216, 224, 226, 234, 236) induktiv gekoppelt sind, und
daß die Mehrzahl von Flußmodulatoren (170) der Codespur eine Mehrzahl von Flußun terbrechern oder eine Mehrzahl von Flußverstärkern oder eine Mehrzahl von Flußunterbrechern und Flußverstärkern enthält.

3. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich net, daß die zur Signalerzeugung und -verarbeitung dienende Schaltung (240) an dem Lesekopf element (164) angeordnet ist.

4. Induktiver Absolutpositionswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß der mindestens eine Satz der Codespur-Empfängerwicklungen (178, 179; 214, 216, 224, 226, 234, 236) einen ersten Satz von Codespur-Empfängerwicklungen und einen zweiten Satz von Codespur-Empfängerwicklungen umfaßt, und
daß der zweite Satz von Codespur-Empfängerwicklungen räumlich gegenüber dem ersten Satz von Codespur-Empfängerwicklungen entlang der Meßachse (300) versetzt ist.

5. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Satz von Codespur-Empfängerwicklungen räumlich gegenüber dem ersten Satz von Codespur-Empfängerwicklungen um die Hälfte eines entlang der Meßachse (300) gemessenen Teilungsabstands der Flußmodulatorzonen versetzt ist.

6. Induktiver Absolutpositionswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Signalerzeugung und -verarbeitung dienende Schaltung (240) umfaßt:
eine Signalerzeugungsschaltung (250),
eine Abtast- und Halteschaltung (261, 266, 271, 276),
einen Analog/Digital-Wandler (246) und
eine logische Schaltung (244), die Steuersignale an die Signalerzeugungsschaltung, die Abtast- und Halteschaltung und den Analog/Digital-Wandler abgibt.

7. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtast- und Halteschaltung (261, 266, 271, 276) eine Mehrzahl von Abtast- und Halteunter schaltungen aufweist.

8. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß jede Abtast- und Halteunterschaltung enthält:
einen ersten Schalter (262, 267, 272, 277), der zwischen eine Verstärkerschaltung und einen Knoten geschaltet ist,
eine Kapazität (263, 268, 273, 278), die zwischen Masse und den Knoten geschaltet ist,
einen Pufferverstärker (264, 269, 274, 279) und
einen zweiten Schalter (265, 270, 275, 280), der zwischen den Ausgang des Puffer verstärkers und den Analog/Digital-Wandler (246) geschaltet ist.

9. Induktiver Absolutpositionswandler nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der mindestens eine Satz der Codespur-Empfängerwicklungen eine Mehrzahl von Sätzen von Codespur-Empfängerwicklungen aufweist, und daß die zur Signaler zeugung und -verarbeitung dienende Schaltung (240) weiterhin einen Schalter (242) enthält, der jede Empfängerwicklung von mindestens einem aus der Mehrzahl von Sätzen von Codespur- Empfängerwicklungen mit der Abtast- und Halteschaltung in steuerbarer Weise verbindet.

10. Induktiver Absolutpositionswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der induktive Absolutpositionswandler in einer Schieblehre, einer linearen Skala, einem Mikrometer, einem Drehcodierer, einem Bandmaß oder einem Höhenmesser enthalten ist.

11. Induktiver Absolutpositionswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen induktiven Feinspur-Wandler (210, 230), der
eine Feinspur-Senderwicklung (212, 232), die an dem Lesekopfelement ausgebildet ist,
mindestens eine Feinspur-Empfängerwicklung (214, 216, 234, 236), die an dem Lese kopfelement (164) gebildet ist, und
einen Feinspur-Skalenabschnitt enthält, der an dem Skalenelement ausgebildet ist und der eine Mehrzahl von Flußmodulatoren aufweist, die an dem Skalenelement entlang der Meßachse verteilt angeordnet sind und die induktive Kopplung zwischen der mindestens einen Feinspur-Empfängerwicklung und der Feinspur-Senderwicklung in Abhängigkeit von der relativen Position zwischen dem Lesekopfelement und dem Skalenelement modulieren,
wobei der induktive Feinspur-Wandler eine feine Absolutposition des Lesekopfelements relativ zu dem Skalenelement mit einer zweiten Auflösung definiert, die feiner ist als die erste, durch den induktiven Codespur-Positionswandler festgelegte Auflösung.

12. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl von Flußmodulatoren (170) des Feinspur-Skalenabschnitts eine Mehrzahl von Flußunterbrechern oder eine Mehrzahl von Flußverstärkern oder eine Mehrzahl von Flußunterbre chern und Flußverstärkern enthält.

13. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekenn zeichnet,
daß die mindestens eine Feinspur-Empfängerwicklung (214, 216, 234, 236) eine erste Feinspur-Empfängerwicklung und eine zweite Feinspur-Empfängerwicklung enthält, und
daß die erste Feinspur-Empfängerwicklung gegenüber der zweiten Feinspur-Empfän gerwicklung entlang der Meßachse räumlich versetzt ist.

14. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Feinspur-Empfängerwicklung gegenüber der zweiten Feinspur-Empfängerwicklung um ein Viertel einer Wellenlänge der mindestens einen Feinspur-Empfängerwicklung räumlich versetzt ist.

15. Induktiver Absolutpositionswandler nach einem der Ansprüche 11 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß eine einzige Senderwicklung sowohl die Feinspur-Senderwicklung als auch die Codespur-Senderwicklung bildet.

16. Induktiver Absolutpositionswandler nach einem der Ansprüche 11 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Signalerzeugung und -verarbeitung dienende Schaltung umfaßt:
einen Schalter, der einen ersten, mit der Codespur-Senderwicklung verbundenen Ausgang und einen zweiten, mit der Feinspur-Senderwicklung verbundenen Ausgang aufweist,
eine Signalerzeugungsschaltung,
eine erste Abtast- und Halteschaltung,
eine zweite Abtast- und Halteschaltung,
einen Analog/Digital-Wandler und
eine logische Schaltung, die Steuersignale an die Signalerzeugungsschaltung, den Schalter, die erste und die zweite Abtast- und Halteschaltung und den Analog/Digital-Wandler abgibt.

17. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Abtast- und Halteschaltung jeweils eine Mehrzahl von Abtast- und Halteunterschaltungen enthalten.

18. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß jede Abtast- und Halteunterschaltung
einen zweiten Schalter, der mit einem Knoten verbunden ist,
eine Kapazität, die zwischen Masse und den Knoten geschaltet ist,
einen Pufferverstärker, und
einen dritten Schalter aufweist, der zwischen den Ausgang des Pufferverstärkers und den Analog/Digital-Wandler geschaltet ist.

19. Induktiver Absolutpositionswandler nach einem der Ansprüche 16 bis 18, dadurch gekennzeichnet,
daß die mindestens eine Feinspur-Empfängerwicklung eine erste Feinspur-Empfänger wicklung und eine zweite Feinspur-Empfängerwicklung enthält, und
daß die zur Signalerzeugung und -verarbeitung dienende Schaltung weiterhin einen zweiten Schalter aufweist, der die erste und die zweite Feinspur-Empfängerwicklung in steuerba rer Weise mit der zweiten Abtast- und Halteschaltung verbindet.

20. Induktiver Absolutpositionswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Codespur-Empfängerwicklung ein symmetriertes Empfänger wicklungspaar aufweist, das eine die positive Polarität aufweisende Wicklung und eine die negative Polarität aufweisende Wicklung enthält.

21. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die die positive Polarität aufweisende Wicklung und die die negative Polarität aufweisende Wicklung jedes symmetrierten Empfängerwicklungspaars relativ zueinander rechtwinklig zu der Meßachse angeordnet sind.

22. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet,
daß die die positive Polarität aufweisende Wicklung jedes symmetrierten Empfängerwicklungs paars auf einer ersten Seite der mindestens einen Feinspur-Empfängerwicklung ausgebildet ist, und daß die die negative Polarität aufweisende Wicklung jedes symmetrierten Empfängerwick lungspaars auf einer zweiten Seite der mindestens einen Feinspur-Empfängerwicklung ausgebil det ist,
daß jedes symmetrierte Empfängerwicklungspaar ein Paar Leiter aufweist, die die die positive Polarität aufweisende Wicklung mit der die negative Polarität aufweisende Wicklung erbinden, wobei das Paar Leiter jedes symmetrierten Empfängerwicklungspaars elektrisch gegenüber der mindestens einen Feinspur-Empfängerwicklung isoliert ist, und
daß jede Flußmodulatorzone einen ersten Codespurabschnitt, der auf der ersten Seite es Feinspur-Skalenabschnitts ausgebildet ist, und einen zweiten Codespurabschnitt aufweist, der auf der zweiten Seite des Feinspur-Skalenabschnitts ausgebildet ist.

23. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 21 oder 22, dadurch gekenn zeichnet,
daß jedes symmetrierte Empfängerwicklungspaar von mindestens einem Satz der Emp fängerwicklungen über der mindestens einen Feinspur-Empfängerwicklung ausgebildet ist, wobei jedes symmetrierte Empfängerwicklungspaar elektrisch gegenüber der mindestens einen Feinspur-Empfängerwicklung isoliert ist, und
daß ein einziger Skalenabschnitt sowohl die Codespur als auch den Feinspur-Skalenab schnitt ausbildet.

24. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet,
daß die Höhe jeder der die positive Polarität und die negative Polarität aufweisenden Wicklungen jedes symmetrierten Empfängerwicklungspaars jedes Satzes der mindestens einen Empfängerwicklung, gemessen in der rechtwinklig zu der Meßachse verlaufenden Richtung, der Hälfte der Höhe der Mehrzahl von Flußmodulatorzonen des einzigen Skalenabschnitts, gemessen in der senkrecht zu der Meßachse verlaufenden Richtung, entspricht,
daß die Höhe jedes Flußmodulators der Hälfte der Höhe jeder der Mehrzahl von Fluß modulatorzonen in der rechtwinklig zu der Meßachse verlaufenden Richtung entspricht,
daß jede Flußmodulatorzone einen Flußmodulator enthält,
daß ein erster Ausgangszustand aus dem Satz von Ausgangszuständen dadurch erzeugt wird, daß der Flußmodulator innerhalb einer entsprechenden Flußmodulatorzone benachbart zu den die positive Polarität aufweisenden Wicklungen der symmetrierten Empfängerwicklungspaare angeordnet ist, und
daß ein zweiter Ausgangszustand aus dem Satz von Ausgangszuständen dadurch erzeugt wird, daß der Flußmodulator innerhalb der entsprechenden Flußmodulatorzone benach bart zu den die negative Polarität aufweisenden Wicklungen der symmetrierten Empfängerwick lungspaare angeordnet ist.

25. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet,
daß die Höhe jeder positive Polarität und negative Polarität aufweisenden Wicklung jedes symmetrierten Empfängerwicklungspaars jedes Empfängerwicklungssatzes in der recht winklig zu der Meßachse verlaufenden Richtung der Hälfte der Höhe der Mehrzahl von Flußmodulatorzonen des einzigen Skalenabschnitts in der rechtwinklig zu der Meßachse verlaufenden Richtung entspricht,
daß jede Flußmodulatorzone einen ersten Flußmodulator und einen zweiten Flußmodula tor aufweist,
daß die Höhe jedes Flußmodulators der Hälfte der Höhe jeder der Flußmodulatorzonen in der zur Meßachse rechtwinklig verlaufenden Richtung entspricht,
daß jeder erste Flußmodulator eine entlang der Meßachse gemessene Breite besitzt, die gleich groß ist wie die entlang der Meßachse vorhandene Breite der symmetrierten Empfänger wicklungspaare,
daß jeder zweite Flußmodulator eine entlang der Meßachse gemessene Breite besitzt, die gleich der Hälfte einer Wellenlänge der mindestens einen Feinspur-Empfängerwicklung ist,
daß ein erster Ausgangszustand aus dem Satz von Ausgangszuständen erzeugt wird, wenn innerhalb einer Flußmodulatorzone der erste Flußmodulator benachbart zu den positive Polarität aufweisenden Wicklungen der symmetrierten Empfängerwicklungspaare und der zweite Flußmodulator benachbart zu den negative Polarität aufweisenden Wicklungen der symmetrierten Empfängerwicklungspaare angeordnet sind, und
daß ein zweiter Ausgangszustand aus dem Satz von Ausgangszuständen erzeugt wird, wenn innerhalb einer Flußmodulatorzone der zweite Flußmodulator benachbart zu den positive Polarität aufweisenden Wicklungen der symmetrierten Empfängerwicklungspaare und der erste Flußmodulator benachbart zu den negative Polarität aufweisenden Wicklungen der symmetrierten Empfängerwicklungspaare angeordnet sind.

26. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet,
daß die Höhe jeder der positive Polarität und negative Polarität aufweisenden Wicklun gen jedes symmetrierten Empfängerwicklungspaars jedes aus mindestens einer Empfängerwick lung bestehenden Satzes, gemessen in der rechtwinklig zu der Meßachse verlaufenden Richtung, der Hälfte der Höhe der Mehrzahl von Flußmodulatorzonen des einzigen Skalenabschnitts gemessen in der rechtwinklig zu der Meßachse verlaufenden Richtung, entspricht,
daß jede Flußmodulatorzone einen ersten Flußmodulator und einen zweiten Flußmodula tor enthält,
daß die Höhe jedes ersten Flußmodulators mit der Höhe jeder Flußmodulatorzone aus der Mehrzahl von Flußmodulatorzonen, gemessen in der zu der Meßachse rechtwinkligen Richtung, übereinstimmt,
daß die Breite jedes ersten Flußmodulators entlang der Meßachse gleich groß ist wie die Hälfte einer Wellenlänge der mindestens einen Feinspur-Empfängerwicklung,
daß die zweiten Flußmodulatorzonen durch mindestens eine Flußmodulatorwicklung gebildet sind, die sich entlang der Meßachse erstreckt,
daß ein erster Ausgangszustand aus dem Satz von Ausgangszuständen erzeugt wird, wenn innerhalb einer Flußmodulatorzone eine erste Polarität aufweisende Schleife der minde stens einen Flußmodulatorwicklung benachbart zu der positive Polarität aufweisenden Wicklung des symmetrierten Empfängerwicklungspaars angeordnet ist, und
daß ein zweiter Ausgangszustand aus dem Satz von Ausgangszuständen erzeugt wird, wenn innerhalb einer Flußmodulatorzone eine zweite Polarität aufweisende Schleife der minde stens einen Flußmodulatorwicklung benachbart zu der negative Polarität aufweisenden Wicklung des symmetrierten Empfängerwicklungspaars angeordnet ist.

27. Induktiver Absolutpositionswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Codespur-Empfängerwicklung ein symmetriertes Empfänger wicklungspaar aufweist, das eine positive Polarität aufweisende Wicklung und eine negative Polarität aufweisende Wicklung enthält.

28. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß die entlang der Meßachse gemessene Länge jeder positive Polarität und negative Polarität aufweisenden Wicklung jedes symmetrierten Empfängerwicklungspaars mit einem Teilungsab stand der Mehrzahl von Flußmodulatorzonen übereinstimmt.

29. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet,
daß die entlang der Meßachse gemessene Länge jeder der positive Polarität und nega tive Polarität aufweisenden Wicklungen jedes symmetrierten Empfängerwicklungspaars der Hälfte eines Teilungsabstands der Mehrzahl von Flußmodulatorzonen entspricht, und
daß die entlang der Meßachse gemessene Länge jedes Flußmodulators der Hälfte des Teilungsabstands jeder der Mehrzahl von Flußmodulatorzonen entspricht, so daß in jeder Flußmodulatorzone entweder kein oder ein oder zwei Flußmodulatoren gebildet sind.

30. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß die positive Polarität aufweisende Wicklung und die negative Polarität aufweisende Wicklung jedes symmetrierten Empfängerwicklungspaars relativ zueinander entlang der Meßachse angeordnet sind.

31. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß sich mindestens zwei benachbarte symmetrierte Empfängerwicklungspaare teilweise überlappen und gegenseitig elektrisch isoliert sind.

32. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß sich in jedem Paar der sich teilweise überlappenden, benachbarten, symmetrierten Empfän gerwicklungspaare die positive Polarität aufweisende Wicklung eines der sich teilweise überlap penden benachbarten symmetrierten Empfängerwicklungspaare vollständig mit der negative Polarität aufweisenden Wicklung des anderen der sich teilweise überlappenden, benachbarten, symmetrierten Empfängerwicklungspaare überlappt und mit dieser zusammenfällt.

33. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß die entlang der Meßachse gemessene Länge jeder der positive Polarität aufweisenden Wicklung und negative Polarität aufweisenden Wicklung jedes symmetrierten Empfängerwick lungspaars mit der entlang der Meßachse gemessenen Länge jedes Flußmodulators überein stimmt.

34. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß die positive Polarität aufweisende Wicklung und die negative Polarität aufweisende Wicklung jedes symmetrierten Empfängerwicklungspaars jeweils relativ zueinander rechtwinklig zu der Meßachse angeordnet sind.

35. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet,
daß die Höhe jeder der positive Polarität und negative Polarität aufweisenden Wicklun gen jedes symmetrierten Empfängerwicklungspaars jedes mindestens eine Empfängerwicklung enthaltenden Satzes, gemessen in der rechtwinklig zu der Meßachse verlaufenden Richtung, der Hälfte der Höhe der Mehrzahl von Flußmodulatorzonen, gemessen in der rechtwinklig zu der Meßachse verlaufenden Richtung, entspricht, und
daß die Höhe jedes Flußmodulators der Hälfte der Höhe jeder aus der Mehrzahl von Flußmodulatorzonen, gemessen in der rechtwinklig zu der Meßachse verlaufenden Richtung, entspricht.

36. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet,
daß jede Flußmodulatorzone einen Flußmodulator enthält,
daß ein erster Ausgangszustand aus dem Satz von Ausgangszuständen vorliegt, wenn der Flußmodulator innerhalb einer entsprechenden Flußmodulatorzone benachbart zu den positive Polarität aufweisenden Wicklungen der symmetrierten Empfängerwicklungspaare angeordnet ist, und
daß ein zweiter Ausgangszustand aus dem Satz von Ausgangszuständen vorliegt, wenn der Flußmodulator innerhalb der entsprechenden Flußmodulatorzone benachbart zu den negative Polarität aufweisenden Wicklungen der symmetrierten Empfängerwicklungspaare angeordnet ist.

37. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet,
daß jede Flußmodulatorzone einen Flußverstärker und einen Flußunterbrecher enthält,
daß ein erster Ausgangszustand aus dem Satz von Ausgangszuständen bereitgestellt ist, wenn innerhalb jeder Flußmodulatorzone der Flußverstärker (oder der Flußunterbrecher) benachbart zu den positive Polarität aufweisenden Wicklungen der symmetrierten Empfänger wicklungspaare angeordnet ist und der Flußunterbrecher (oder der Flußverstärker) benachbart zu den negative Polarität aufweisenden Wicklungen der symmetrierten Empfängerwicklungspaare angeordnet ist, und
daß ein zweiter Ausgangszustand aus dem Satz von Ausgangszuständen bereitgestellt ist, wenn innerhalb jeder Flußmodulatorzone der Flußverstärker (oder der Flußunterbrecher) benachbart zu den negative Polarität aufweisenden Wicklungen der symmetrierten Empfänger wicklungspaare und der Flußunterbrecher (oder der Flußverstärker) benachbart zu den positive Polarität aufweisenden Wicklungen der symmetrierten Empfängerwicklungspaare angeordnet sind.

38. Induktiver Absolutpositionswandler nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet,
daß bei jedem symmetrierten Empfängerwicklungspaar in dem mindestens einen Satz von Codespur-Empfängerwicklungen
ein erster Ausgangszustand aus dem Satz von Ausgangszuständen bereitgestellt ist, wenn ein Flußmodulator innerhalb einer Region der Flußmodulatorzone, die benachbart zu den positive Polarität aufweisenden Wicklungen oder zu den negative Polarität aufweisenden Wicklungen der symmetrierten Empfängerwicklungspaare liegt, angeordnet ist, und
daß ein zweiter Ausgangszustand aus dem Satz von Ausgangszuständen bereitgestellt ist, wenn kein Flußmodulator in der Flußmodulatorzone angeordnet ist.

39. Verfahren zum Ermitteln der Absolutposition eines ersten Elements relativ zu einem zweiten Element in einem induktiven Positionswandler, bei dem
eine codierte, eine erste Auflösung aufweisende Absolutpositionsmessung zwischen dem ersten und dem zweiten Element mit einer ersten Auflösung durchgeführt wird,
bei dem ein Satz von n benachbarten Codeelementmessungen durchgeführt wird, wobei jede Codeelementmessung auf mindestens eines aus einer Mehrzahl von flußmodulierenden Codeelementen anspricht, die entlang der Meßachse des ersten oder des zweiten Elements angeordnet sind,
bei dem jede der n Codeelementmessungen in einen Ausgangswert umgewandelt wird,
bei dem die n Ausgangswerte zu einem mehrere Bits aufweisenden Codewort zusam mengefaßt werden, und
bei dem die die erste Auflösung aufweisende Absolutpositionsmessung anhand des mehrere Bits aufweisenden Codeworts ausgeführt wird.

40. Verfahren nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß
eine eine zweite Auflösung aufweisende, inkrementale Positionsmessung zwischen dem ersten und dem zweiten Element mit einer zweiten Auflösung ausgeführt wird, und
bei dem eine eine zweite Auflösung aufweisende Absolutpositionsmessung zwischen dem ersten und dem zweiten Element auf der Grundlage der die erste Auflösung aufweisenden Absolutpositionsmessung und der die zweite Auflösung aufweisenden, inkrementalen Positions messung ausgeführt wird,
wobei die erste Auflösung gröber ist als die zweite Auflösung.

41. Verfahren nach Anspruch 40, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt der Ausfüh rung der die zweite Auflösung aufweisenden, inkrementalen Positionsmessung die Schritte enthält:
Ermitteln einer Phase ϕ_F der die zweite Auflösung besitzenden, inkrementalen Posi tionsmessung, und
Ausführen der die zweite Auflösung aufweisenden, inkrementalen Positionsmessung auf der Grundlage der Phase ϕ_F und einer inkrementalen Skalenwellenlänge λ_F.

42. Verfahren nach Anspruch 39, 40 oder 41, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem Satz von n benachbarten Codeelementmessungen mindestens zwei benachbarte, flußmodulie rende Codeelemente jeweils identisch sind, derart, daß mindestens eine der n Codeelementmes sungen einen extremen Meßwert unabhängig von den relativen Positionen zwischen dem ersten und dem zweiten Element entlang der Meßachse hervorruft.

43. Verfahren nach Anspruch 42, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt der Umwandlung jedes der n Codeelemente die Justierung mindestens einer Umwandlungsgrenze für die Umwandlung der n Codeelemente unter Heranziehung des extremen Meßwerts einschließt.

44. Verfahren nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß innerhalb jedes Satzes von n benachbarten Codeelementmessungen mindestens zwei benachbarte, flußmodulierende Codeelemente jeweils identisch sind, derart, daß mindestens eine der n Codeelementmessungen einen maximalen extremen Meßwert unabhängig von den relativen Positionen zwischen dem ersten und dem zweiten Element entlang der Meßachse ergibt, und daß mindestens zwei benachbarte flußmodulierende Codeelemente jeweils identisch sind, derart, daß mindestens eine der n Codeelementmessungen zu einem minimalen extremen Meßwert unabhängig von den relativen Positionen zwischen dem ersten und dem zweiten Element entlang der Meßachse führt.

45. Verfahren nach Anspruch 44, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt der Umwandlung jedes der n Codeelemente die Justierung von Umwandlungsgrenzen für die Umwandlung der n Codeelemente unter Heranziehung des minimalen und maximalen extremen Meßwerts enthält.

46. Verfahren nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt der Umwandlung jedes der n Codeelemente einschließt:
Identifizieren von Codeelementmessungen, die einen eindeutigen Ausgangswert aufwei sen,
Identifizieren einer Position innerhalb des Satzes von n Codeelementmessungen für jede Codeelementmessung, die einen eindeutigen Ausgangswert aufweist, und
Ermitteln eines Ausgangswerts für jede Codeelementmessung, die keinen eindeutigen Ausgangswert aufweist, auf der Grundlage der Ausgangswerte der Codeelementmessungen, die eindeutige Ausgangswerte aufweisen, und der identifizierten Positionen, die in dem Satz von n Codeelementmessungen für jede Codeelementmessung, die einen eindeutigen Ausgangswert aufweist, identifiziert sind.