DE19932944A1 - Load driver circuit with switching device - Google Patents
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Abstract
Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern einer Last mit einer Schaltvorrichtung, die in Reihenschal tung mit der Last zwischen einem ersten und einem zweiten Versorgungspotentialanschluß verschalten ist. Eine Steuervor richtung bringt die Schaltvorrichtung in einen leitenden oder einen sperrenden Zustand.The invention relates to a circuit arrangement for driving a load with a switching device in series scarf tion with the load between a first and a second Supply potential connection is interconnected. A tax prep direction brings the switching device into a conductive or a locking condition.
Derartige Ansteuerschaltungen sind aus dem Stand der Technik hinlänglich bekannt. So ist beispielsweise in der EP 0 572 706 A1 eine Ansteuerschaltung für einen Leistungs- FET mit sourceseitiger Last beschrieben. Halbleiterschalter mit einer sourceseitigen Last lassen sich z. B. über eine Pumpschaltung ansteuern. Diese ist meist als ein integrierter Schaltkreis ausgebildet. Hierdurch ist es möglich, einen Halbleiterschalter mit sourceseitiger Last auch dann voll leitend zu steuern, wenn die Spannung am Steuereingang klei ner als die Drainspannung ist. Über eine geeignete Ansteue rung der Pumpschaltung wird der Halbleiterschalter leitend oder sperrend geschalten. Hierdurch kann der Stromfluß in dem Halbleiterschalter, d. h. im Lastkreis geregelt werden. Durch die Schaltvorgänge des Halbleiterschalters entstehen Span nungspulse, die zu elektromagnetischer Störstrahlung (EMV- Störungen) führen können. Diese Gefahr besteht insbesondere dann, wenn der Halbleiterschalter vollständig in den leiten den bzw. in den nicht-leitenden Zustand gebracht wird.Such control circuits are from the prior art well known. For example, in the EP 0 572 706 A1 a control circuit for a power FET described with source-side load. Semiconductor switch with a source-side load z. B. via a Activate pump circuit. This is mostly as an integrated Circuit trained. This makes it possible to get one Solid-state switch with source-side load then also full Controllable to control when the voltage at the control input is low ner than the drain voltage. Via a suitable control the semiconductor circuit becomes conductive or switched blocking. This allows the current flow in the Semiconductor switches, d. H. be regulated in the load circuit. By the switching operations of the semiconductor switch arise span voltage pulses that lead to electromagnetic interference radiation (EMC Disturbances). This is a particular risk then when the semiconductor switch is completely in the conduct is brought into or into the non-conductive state.
Die gleiche Problematik besteht ebenfalls bei Schaltungsan ordnungen, bei denen der Halbleiterschalter mit einem Bezugs potential verbunden ist, während die Last am hohen Versor ungspotential anliegt.The same problem also applies to circuitry orders in which the semiconductor switch with a reference potential is connected while the load is on the high supply potential is present.
Die Auswirkungen der elektromagnetischen Störungen sind um so größer, je schneller der Halbleiterschalter ein- bzw. ausge schaltet werden muß. Die Forderung eines schnellen Ein- bzw. Ausschaltens ergibt sich bei einem pulsweiten modulierten Be trieb des Halbleiterschalters. Die Hauptursache dieser Stö rungen besteht in den "harten Übergängen" kurz bevor der Halbleiterschalter in den nicht-leitenden Zustand übergeht. Es ist bekannt, daß durch ein Abrunden dieser "Ecken" (Flan kenverrundung) die elektromagnetische Störung vermindert wer den kann.The effects of electromagnetic interference are all the more larger, the faster the semiconductor switch on or off must be switched. The demand for quick entry or Switching off results with a pulse-width modulated Be drive the semiconductor switch. The main cause of this interference is the "hard transitions" just before the Semiconductor switch goes into the non-conductive state. It is known that by rounding off these "corners" (Flan rounding) the electromagnetic interference is reduced that can.
Eine Flankenverrundung während des Abschaltens kann bei spielsweise dadurch bewirkt werden, daß im Laststromkreis eine Strommeßeinrichtung vorgesehen ist, die den Stromverlauf erfaßt und überwacht. Die Strommeßeinrichtung vergleicht den Laststrom mit einer vorgegebenen Stromschwelle und liefert bei Erreichen dieser Stromschwelle ein Steuersignal, das die Ansteuerung des Halbleiterschalters derart beeinflußt, daß der Laststrom im Laststromkreis verringert wird. Nachteilig bei dem beschriebenen Vorgehen ist jedoch, daß eine Vielzahl an Bauelementen benötigt wird, die zusammen einen Regelkreis bilden, um die Ansteuerung entsprechend zu beeinflussen.A rounding of the edges during the switch-off can occur at can be caused, for example, that in the load circuit a current measuring device is provided which measures the current recorded and monitored. The current measuring device compares the Load current with a predetermined current threshold and delivers when this current threshold is reached, a control signal that the Control of the semiconductor switch influenced in such a way that the load current in the load circuit is reduced. Disadvantageous in the procedure described, however, is that a variety of components that together form a control loop form to influence the control accordingly.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht daher darin, eine einfache Schaltungsanordnung bereitzustellen, die durch die Formung der Schaltflanken eine Verringerung der elektro magnetischen Störstrahlung ermöglicht.The object of the present invention is therefore to to provide a simple circuit arrangement by the formation of the switching edges reduces the electro allows magnetic interference.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des vorliegenden Pa tentanspruchs 1 gelöst.This task is characterized by the features of the present Pa claim 1 solved.
Erfindungsgemäß ist bei der gattungsgemäßen Schaltungsanord nung zur Ansteuerung einer Last vorgesehen, daß die Schalt vorrichtung einen ersten und zumindest einen zweiten Halblei terschalter aufweist, die mit ihren Laststrecken parallel verschalten sind und deren Steueranschlüsse miteinander ge koppelt sind. According to the invention in the generic circuit arrangement voltage to control a load provided that the switching device a first and at least a second half lead Has switch that is parallel with their load paths are interconnected and their control connections are ge are coupled.
Erfindungsgemäß ist also vorgesehen, den Ausgangsstrom in zu mindest zwei Teilströme zu unterteilen. Die Halbleiterschal ter werden durch eine zeitliche Verzögerung zu unterschiedli chen Zeitpunkten geschaltet. In der Summe der Teilströme er gibt sich so eine Abrundung der Flanken.The invention therefore provides for the output current to be increased to divide at least two partial flows. The semiconductor scarf ter are differentiated by a time delay Chen times switched. In the sum of the partial flows there is a rounding of the flanks.
In einer bevorzugten Ausgestaltung sind die Steueranschlüsse des ersten und des zweiten Halbleiterschalters über einen Spannungswandler miteinander verbunden. Der Spannungswandler kann beispielsweise als Diode ausgeführt sein. Durch den Spannungsabfall an der Diode ergeben sich unterschiedliche Spannungen an den Steueranschlüssen des ersten und des zwei ten Halbleiterschalters. Dadurch, daß die Halbleiterschalter mit ihren Laststrecken parallel geschalten sind, ergibt sich somit ein verzögerter Schaltvorgang.In a preferred embodiment, the control connections of the first and second semiconductor switches via one Voltage transformers connected to each other. The voltage converter can for example be designed as a diode. By the There are different voltage drops across the diode Voltages on the control connections of the first and the two th semiconductor switch. The fact that the semiconductor switch are connected in parallel with their load paths thus a delayed switching process.
Vorteilhafterweise weist der Spannungswandler auch eine Stromquelle auf, die der Diode parallel geschalten ist. Hier durch ist es möglich, beide Halbleiterschalter in einen voll ständig sperrenden Zustand zu bringen.The voltage converter advantageously also has one Current source that is connected in parallel with the diode. Here by it is possible to switch both semiconductor switches into one full bring constantly locking state.
Vorteilhafterweise ist die Stromtragfähigkeit des ersten Halbleiterschalters größer als die Stromtragfähigkeit des zweiten Halbleiterschalters. In einer bevorzugten Realisie rung ist die Stromtragfähigkeit des ersten Halbleiterschal ters vierzigmal größer als die des zweiten Halbleiterschal ters. Vorzugsweise ist die Diode als eine MOS-Diode ausge führt, deren Einsatzspannung niedriger ist, als die des Halb leiterschalters. Die Stromquelle kann als Widerstand oder be vorzugt als Depletion-Transistor realisiert werden. In diesem Fall ist es möglich, den Spannungswandler zusammen mit den Halbleiterschaltern in monolitisch integrierter Form zu rea lisieren.The current carrying capacity of the first is advantageous Semiconductor switch greater than the current carrying capacity of the second semiconductor switch. In a preferred reality tion is the current carrying capacity of the first semiconductor scarf forty times larger than that of the second semiconductor scarf ters. The diode is preferably designed as a MOS diode leads, whose threshold voltage is lower than that of the half conductor switch. The current source can be a resistor or be preferably be implemented as a depletion transistor. In this It is possible to use the voltage converter together with the case Solid state switches in monolithically integrated form to rea lize.
Die Vorteile weitere Merkmale und die Funktionsweise der er findungsgemäßen Schaltungsanordnung werden anhand einer Figur näher erläutert. The benefits of other features and how it works Circuit arrangement according to the invention are based on a figure explained in more detail.
Die Fig. 1 zeigt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Ansteuerung einer Last beispielhaft in einer Highside- Konfiguration. Dies bedeutet, eine Last 3 ist mit einem zwei ten Versorungspotentialanschluß 2 verbunden, der beispiels weise das Massepotential darstellen kann. Mit ihrem anderen Anschluß ist die Last 3 mit einer Schaltvorrichtung verbun den, die aus zwei mit ihren Laststrecken parallel geschalte ten Halbleiterschaltern 4, 5 besteht. Die Reihenschaltung aus der Schaltvorrichtung 4, 5 und der Last 3 ist ferner mit ei nem ersten Versorgungspotentialanschluß 1 verbunden, an dem dann die Versorgungsspannung VBB anliegt. Die Schaltvorrich tung 4, 5 wird über eine Steuervorrichtung 6 in den leitenden oder in den sperrenden Zustand gebracht. Steuervorrichtungen, die geeignet sind, Highside-Halbleiterschalter anzusteuern sind aus dem Stand der Technik hinlänglich bekannt, so daß an dieser Stelle auf eine detaillierte Beschreibung verzichtet wird. Beispielhaft wird auf die in der EP 0 572 706 A1 ver wiesen. Die Steueranschlüsse der Halbleiterschalter 4, 5 sind über einen Spannungswandler miteinander gekoppelt. Fig. 1 shows the circuit arrangement for driving a load by way of example in a high side configuration. This means that a load 3 is connected to a two-th supply potential connection 2 , which can represent the ground potential, for example. With its other connection, the load 3 is connected to a switching device which consists of two semiconductor switches 4 , 5 connected in parallel with their load paths. The series circuit comprising the switching device 4 , 5 and the load 3 is also connected to a first supply potential connection 1 , to which the supply voltage V BB is then applied. The Schaltvorrich device 4 , 5 is brought via a control device 6 in the conductive or in the blocking state. Control devices which are suitable for driving highside semiconductor switches are sufficiently known from the prior art, so that a detailed description is not given here. As an example, reference is made to those in EP 0 572 706 A1. The control connections of the semiconductor switches 4 , 5 are coupled to one another via a voltage converter.
Der Spannungswandler besteht aus einer Diode 8, die im vor liegenden Beispiel als MOS-Diode ausgeführt ist. Sourceseitig ist die MOS-Diode 8 mit dem Steueranschluß des zweiten Halb leiterschalters 4 verbunden. Der Sourceanschluß ist ferner mit dem Steueranschluß der MOS-Diode 8 verbunden. Drainseitig ist die MOS-Diode 8 mit dem Steueranschluß des ersten Halb leiterschalters 5 verbunden. Zwischen den Source- und den Drain-Anschluß der MOS-Diode 8 ist ein Depletion-MOSFET 7 ge schalten, der die Funktion einer Stromquelle übernimmt. Der Drainanschluß des Depletion-MOSFETs 7 ist einerseits mit sei nem Steueranschluß und andererseits mit dem Steueranschluß des ersten Halbleiterschalters 5 verbunden. Sourceseitig ist der Depletion-MOSFET 7 mit dem Steueranschluß des zweiten Halbleiterschalters 4 verbunden. The voltage converter consists of a diode 8 , which is designed in the example before as a MOS diode. The source side, the MOS diode 8 is connected to the control terminal of the second semiconductor switch 4 . The source terminal is also connected to the control terminal of the MOS diode 8 . On the drain side, the MOS diode 8 is connected to the control terminal of the first semiconductor switch 5 . Between the source and the drain terminal of the MOS diode 8 is a depletion MOSFET 7 ge switch, which takes over the function of a current source. The drain connection of the depletion MOSFET 7 is connected on the one hand to its control connection and on the other hand to the control connection of the first semiconductor switch 5 . On the source side, the depletion MOSFET 7 is connected to the control connection of the second semiconductor switch 4 .
Die in der Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung eignet sich für eine monolitische Integration. Ist eine monolitisch inte grierte Ausführung nicht notwendig, so kann die MOS-Diode 8 durch eine diskrete Diode ersetzt werden, deren Anodenan schluß mit dem Steueranschluß des zweiten Halbleiterschalters 4 in Verbindung steht. Der Katodenanschluß ist dann mit dem Steueranschluß des ersten Halbleiterschalters 5 verbunden. Der Depletion-Halbleiterschalter 7 könnte auch durch einen Widerstand oder einem beliebigen gesteuerten Halbleiterschal ter ersetzt werden.The circuit arrangement shown in FIG. 1 is suitable for monolithic integration. If a monolithically integrated design is not necessary, the MOS diode 8 can be replaced by a discrete diode whose anode connection is connected to the control connection of the second semiconductor switch 4 . The cathode connection is then connected to the control connection of the first semiconductor switch 5 . The depletion semiconductor switch 7 could also be replaced by a resistor or any controlled semiconductor switch ter.
Der erste und der zweite Halbleiterschalter 4, 5 sind so di mensioniert, daß die Stromtragfähigkeit des ersten Halblei terschalters größer ist als die des zweiten Halbleiterschal ters 4. Ein bevorzugtes Verhältnis der Stromtragfähigkeit be steht in einem Verhältnis 40 : 1, d. h. der erste Halbleiter schalter 5 ist in der Lage einen vierzigmal höheren Strom zu tragen als der zweite Halbleiterschalter 4.The first and second semiconductor switches 4 , 5 are dimensioned such that the current carrying capacity of the first semiconductor switch is greater than that of the second semiconductor switch 4 . A preferred ratio of the current carrying capacity is a ratio of 40: 1, ie the first semiconductor switch 5 is able to carry a current 40 times higher than the second semiconductor switch 4 .
Im folgenden wird die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung näher erläutert. Bezüglich der elektroma gnetischen Störstrahlung ist insbesondere das Ausschalten kritisch. Dies ist durch Leitungsinduktivitäten bedingt, die Überschwinger an einem Ausgang 9, welcher zwischen der Schaltvorrichtung und der Last gelegen ist, auftreten.The mode of operation of the circuit arrangement according to the invention is explained in more detail below. Switching off is particularly critical with regard to electromagnetic interference. This is due to line inductances that overshoot occurs at an output 9 , which is located between the switching device and the load.
Im leitenden Zustand der Schaltvorrichtung 4, 5 ist die Span nung am Steueranschluß des ersten Halbleiterschalters 5 auf einem Maximalwert. Die Spannung des Steueranschlusses des zweiten Halbleiterschalters 4 liegt eine Diodenspannung über der Spannung am Steueranschluß des ersten Halbleiterschalters 5. Wird durch die Steuervorrichtung 6 ein Ausschaltsignal an die Schaltvorrichtung 4, 5 gegeben, so beginnt die Spannung des Steueranschlusses des ersten Halbleiterschalters zu sin ken. Bis zum Erreichen der Einsatzspannung des ersten Halb leiterschalters 5 wird der Steueranschluß mit einem konstan ten Strom entladen. Dies hat zur Folge, daß bis zum Erreichen der Einsatzspannung eine Verzögerung auftritt, d. h. der Strom durch den ersten Halbleiterschalter 5 bleibt in diesem Zeitraum noch nahezu konstant. Erst mit dem Erreichen der Einsatzspannung beginnt der Laststrom sehr schnell zu sinken. Durch die Dimensionierung des ersten und des zweiten Halblei terschalters 5, 4 fließt der größte Teil des Laststromes über den ersten Halbleiterschalter 5. Der für die elektromagneti sche Störstrahlung kritische Moment besteht in dem Zeitpunkt ab dem Erreichen der Einsatzspannung bis zur vollständigen Entladung des Steueranschlusses des ersten Halbleiterschal ters 5. In diesem kurzen Zeitraum sinkt der Laststrom auf na hezu null und verursacht aufgrund der Leitungsinduktivitäten an dem Ausgang 9 Überschwingungen. Dadurch, daß die Spannung am Steueranschluß des zweiten Halbleiterschalters 4 jedoch eine Diodenspannung über der Spannung des Steueranschlusses des ersten Halbleiterschalters 5 liegt, kann der "kleine" Halbleiterschalter 4 einen Teil des Laststromes übernehmen. Sperrt der erste Halbleiterschalter 5, so liegt seine Gate- Source-Spannung noch nahe der Einsatzspannung. Die Einsatz spannung des zweiten Halbleiterschalters 4 liegt immer noch eine Diodenspannung darüber. Das Gate des ersten Halbleiter schalters 5 wird nun weiter entladen, wodurch auch die Gate spannung des zweiten Halbleiterschalters 4 sinkt. Durch die Dauer dieser weiteren Entladung ergibt sich im Verhältnis zur sogenannten "slewrate" des ersten Halbleiterschalters 5 eine flachere slewrate für den Halbleiterschalter 4. Der Grund für die unterschiedlichen slewrates bei gleichen Gateentladeströ men des ersten und des zweiten Halbleiterschalters 4, 5 ist darin zu suchen, daß im ersten Bereich der Laststrom vor al lem durch den ersten Halbleiterschalter 5 bedingt ist. Die slewrate wird dabei bestimmt durch kleine Spannungsänderungen am Gate des ersten Halbleiterschalters 5, der nahe seiner Einsatzspannung arbeitet. Der Gate-Entladestrom ist im we sentlichen von der Gate-Source-Kapazität CGS und der Miller kapazität (Gate-Drain-Kapazität CGD) des Halbleiterschalters 5 abhängig. Im zweiten Bereich wird der Laststrom durch den zweiten Halbleiterschalter geführt. Die slewrate ist hier durch größere Spannungsänderungen, d. h. die MOS-Diodenspan nung, bestimmt. Der Entladestrom arbeitet im wesentlichen ge gen die Gate-Source-Kapazität CGS des Halbleiterschalters 5. Durch eine Addition der beiden Teilströme findet somit eine Flankenverrundung statt.In the conductive state of the switching device 4 , 5 , the voltage at the control terminal of the first semiconductor switch 5 is at a maximum value. The voltage of the control connection of the second semiconductor switch 4 is a diode voltage above the voltage at the control connection of the first semiconductor switch 5 . If a switch-off signal is given to the switching device 4 , 5 by the control device 6 , the voltage of the control connection of the first semiconductor switch begins to sin. Until the threshold voltage of the first semi-conductor switch 5 is reached, the control connection is discharged with a constant current. As a result, there is a delay until the threshold voltage is reached, ie the current through the first semiconductor switch 5 remains almost constant in this period. The load current only begins to decrease very quickly when the threshold voltage is reached. Due to the dimensioning of the first and second semiconductor switches 5 , 4 , most of the load current flows through the first semiconductor switch 5 . The critical moment for electromagnetic interference radiation consists in the point in time from when the threshold voltage is reached until the control terminal of the first semiconductor switch 5 is completely discharged. In this short period, the load current drops to almost zero and, due to the line inductances at the output, causes 9 overshoots. Characterized in that the voltage at the control terminal of the second semiconductor switch 4, however, is one diode voltage above the voltage of the control terminal of the first semiconductor switch 5, the "small" semiconductor switch 4 can take over a part of the load current. If the first semiconductor switch 5 blocks, its gate-source voltage is still close to the threshold voltage. The use voltage of the second semiconductor switch 4 is still a diode voltage above it. The gate of the first semiconductor switch 5 is now further discharged, as a result of which the gate voltage of the second semiconductor switch 4 also drops. The duration of this further discharge results in a flatter slew rate for the semiconductor switch 4 in relation to the so-called "slew rate" of the first semiconductor switch 5 . The reason for the different slewrates at the same gate discharge currents of the first and second semiconductor switches 4 , 5 is to be found in the fact that in the first region the load current is primarily caused by the first semiconductor switch 5 . The slew rate is determined by small voltage changes at the gate of the first semiconductor switch 5 , which operates close to its threshold voltage. The gate discharge current is essentially dependent on the gate-source capacitance C GS and the Miller capacitance (gate-drain capacitance C GD ) of the semiconductor switch 5 . In the second area, the load current is passed through the second semiconductor switch. The slew rate is determined here by larger voltage changes, ie the voltage of the MOS diode. The discharge current works essentially against the gate-source capacitance C GS of the semiconductor switch 5 . By rounding the two partial flows, the edges are rounded.
Nachdem der Steueranschluß über die Steuervorrichtung 6 voll ständig entladen ist, liegt am Steueranschluß des zweiten Halbleiterschalters 4 noch eine Diodenspannung an. Um ein vollständiges Ausschalten des zweiten Halbleiterschalters 4 zu ermöglichen, kann über den Depletion-MOSFET 7 der Steuer anschluß über die Steuervorrichtung 6 vollständig entladen werden. Diese Entladung findet, je nach Dimensionierung, ent sprechend langsam statt.After the control connection via the control device 6 is fully discharged, a diode voltage is still present at the control connection of the second semiconductor switch 4 . In order to enable the second semiconductor switch 4 to be completely switched off, the control connection can be completely discharged via the control device 6 via the depletion MOSFET 7 . Depending on the dimensions, this discharge takes place accordingly slowly.
Im vorliegenden Beispiel beinhaltet die Steuervorrichtung nur zwei Halbleiterschalter 4, 5. Es ist jedoch denkbar, weitere Halbleiterschalter parallel zu schalten, wobei in der Form einer Kaskade zwischen dem zweiten Halbleiterschalter und dem weiteren Halbleiterschalter wiederum ein Spannungswandler (mit einer Diode und einer Stromquelle) vorgesehen ist. Durch eine geeignete Dimensionierung der Stromtragfähigkeit der Halbleiterschalter der Schaltvorrichtung kann eine gewünschte Flankenverrundung eingestellt werden.In the present example, the control device contains only two semiconductor switches 4 , 5 . However, it is conceivable to connect further semiconductor switches in parallel, a voltage converter (with a diode and a current source) again being provided in the form of a cascade between the second semiconductor switch and the further semiconductor switch. A suitable edge rounding can be set by suitable dimensioning of the current carrying capacity of the semiconductor switches of the switching device.
Die im Ausführungsbeispiel gezeigte Realisierungsform ist be sonders vorteilhalft, da mittels des ersten Halbleiterschal ters die Slew rate, d. h. die Geschwindigkeit bis zum Aus schalten im wesentlichen bestimmt ist, während der zweite Halbleiterschalter eine Flankenverrundung vornimmt und somit die elektromagnetische Störstrahlung verringert.The form of implementation shown in the exemplary embodiment is be particularly advantageous because by means of the first semiconductor scarf ters the slew rate, d. H. the speed to the end switch is essentially determined while the second Semiconductor switch rounds the edges and thus reduces electromagnetic interference.
Claims (8)
- - einer Schaltvorrichtung (4, 5), die in Reihenschaltung mit der Last (3) zwischen einem ersten und einem zweiten Ver sorgungspotentialanschluß (1, 2) verschalten ist,
- - einer Steuervorrichtung (6), die die Schaltvorrichtung leitend oder sperrend steuert
- - A switching device ( 4 , 5 ), which is connected in series with the load ( 3 ) between a first and a second supply potential connection ( 1 , 2 ),
- - A control device ( 6 ) that controls the switching device conductive or blocking
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
| 8364 | No opposition during term of opposition | ||
| R119 | Application deemed withdrawn, or ip right lapsed, due to non-payment of renewal fee |