DE2034207B2 - Schaltungsanordnung zur aenderung des frequenzhubes von frequenz- -nd phasenmodulierten signalen - Google Patents

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Änderung des Frequenzhubes von frequenz- und phasenmodulierten Signalen.

Um in Frequenz- oder Phasenmodulationssystemen mit großem Frequenzhub eine maximale Arbeitsweise zu erzielen, ist es häufig wünschenswert, die Grenzfrequenz des Demodulators unter den Wert zu drücken, der bei Anwendung der üblichen FM-Demodulation mindestens benötigt wird. Hierfür wurden verschiedene Methoden entwickelt, nämlich Demodulatoren mit frequenzmodulierter Rückkopplung und phasenstarre Demodulatoren. Bei beiden Methoden wird damit gearbeitet, daß das ZF-Signal effektiv mit einer Bandbreite gefiltert wird, die geringer ist, als es bei üblichen Demodulationssystemen erlaubt wäre.

Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, mit der eine echte Änderung des Frequenzhubes eines eintreffenden FM- oder PM-Signals möglich ist.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß zur Verarbeitung der frequenz- oder phasenmodulierten Signale zwei Kanäle vorgesehen sind und jeder Kanal ein Verzögerungsglied und einen Mischer enthält, in dem das Eingangssignal mit dem verzögerten Sianal des anderen Kanals gemischt wird und daß von mindestens einem der Kanäle ein Ausgangssignal abgeleitet wird, dessen Frequenz gegenüber der Frequenz des Eingangssignals gemiiß den Verzügerungszeiten der Verzögerungsglieder verschoben ist. Bei einer bevorzugten Ausfllhrungsform der Erfindung wird von dem Ausgangssignal noch ein zur Stabilisierung der Amplitude des Eingangssignals dienendes RUckkopplungssignal abgeleitet.

Durch die erfindungsgemaße Schaltungsanordnung wird der Frequenzhub eines eintreffenden FM- oder PM-Signals nach dem Prinzip der synthetischen Phasenisolalion (SP/) reduziert oder vergrößert. Das Prinzip der synthetischen Phasenisolation besteht darin, durch Mischen eines Eingangssignals mit einer Überlagerungsschwingung und weiteres Mischen eines ausgefilterten Summen- oder Differenzsignals mit dem Eingangssignal oder dem Differenz- bzw. Summensignal der ersten Mischung ein Ausgangssignal mit der Frequenz des Eingangssignals zu gewinnen, das eine von der Phase des Eingangssignals unabhängige Phase hat. Eine ürenzfrequenz- oder Schwellenwertverschiebung findet nur statt, wenn die Schaltungsanordnung nach der Erfindung zur Reduktion des Frequenzhubes benutzt wird. Diese Schaltungsanordnung kann jedoch für andere Zwecke, wie beispielsweise einen Systemübergang im Zwischenfrequenzbereich, auch zur Ausdehnung des Frequenzhubes benutzt werden. Das Signal mit reduziertem Frequenzhub kann dann durch ein Filter einem üblichen Demodulator zugeführt werden. Dieses Verfahren arbeitet ebenso wie alle Methoden zur Ausdehnung des FM- oder PM-Schwellenwertes bei Signalen mit großem Frequenzhub, denn es ist die minimale Bandbreite eines Systems gleich dem Zweif-?hen der Informationsfrequenz, und es muß der Frequenzhub ziemlich groß sein, wenn eine Verminderung des Frequenzhubes einen Nutzen haben soll.

Die vorliegende Erfindung wurde von dem Wunsch veranlaßt, die Technik der synthetischen Phasenisolation in einem FM-Empfänger mit Schwellenwert-Ausdehnung zu verwenden. Die Korrelationsbandbreite dieser regenerativen Anordnung wird von dem Konstrukteur ebenso beherrscht wie das Verhältnis der Zeitverzögerungen, also der Anstieg der Phasencharakteristik. Die Rauschbandbreite der Vorrichtung zur Reduktion des Frequenzhubes kann klein sein, wie in den üblichen Empfängern mit Schwellenwert-Verschiebung, ohne jedoch ein so großes Opfer hinsichtlich der Signalverzerrung und Signalunterdrückung bringen zu müssen, weil zur Signalverarbeitung keine Schaltungsanordnung verwendet werden muß, die Sättigungseffekte zeigt, wie ein Begrenzer, ein Diskriminator oder ein degenerativer, frequenzmodulierter Oszillator.

Eine andere Anwendung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung findet sich in Nachrichtensystemen unter Verwendung von Satelliten. Hier werden in den Verbindungen zum Raumfahrzeug Übertragungen mit hohem Modulationsindex benutzt. Die gleiche Information trifft oft mit Relaisstrecken zusammen, in denen von einem geringeren Modulationsindex Gebrauch gemacht wird. Die Technik der Änderung des Frequenzhubes kann als verzerrungsarme Transformation zwischen diesen beiden Systemelementen benutzt werden. Die bedeutenden Verzerrungen, die durch eine Demodulation und Wiedermodulation bedingt sind, werden mit einer Schaltungs-

Unordnung nach der Erfindung vermieden, weil hier emc solche Demodulation und Wiedermodulation nicht stattfindet,

Weitere Einzelheiten und Ausgestaltungen der Erfindung sind der folgenden Beschreibung zu entnehmen, in der die Erfindung an Hand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele ullher beschrieben und erliiutert wird. Die der Beschreibung und der Zeichnung zu entnehmenden Merkmale können bei anderen AusfUhrungsformen der Erfindung einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination Anwendung finden. Es zeigt

F i g. 1 das Blockschaltbild einer ersten Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

F i g. 2 das Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, die nur eine Reduktion des Frequenzhubes ermöglicht,

F i g. 3 ein Diagramm der Amplitude des Ausgangssignals der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 in Abhängigkeit von der Frequenz,

F i g. 4 die Wiedergabe eines Frequenzplanes, der die optimalen Frequenzen zur Erzielung der größtmöglichen Bandbreite zeigt, und

Fig. 5A und 5B Diagramme des Amplituden- und Phasenverhaltens der beiden Filter T₅ und T₆ der Schaltungsanordnung nach F i g. 2.

Es kann angenommen werden, daß die Schaltungsanordnung 10 zur Änderung des Frequenzhubes nach Fig. 1 die folgenden Eingangs- und Ausgangssignale aufweist:

zögerung T₃ verursacht, so daß die Ausgangssignale der Bandpli'sse 18 und 24 die folgende Form annehmen:

COS [(U, ((-T₁) + Φ] COS [(U₁ (t - T₃) + 0] .

Der M₂-Mischer 26 mischt das Ausgangssignal des Bandpasses 24 nach Gleichung (4) mit dem Ausgangssignal V_im nach Gleichung (2), was für das Ausgangssignal des M₂-M ischers 26 den folgenden Wert ergibt:

COS [((U₁ - O₂) t - 1O₁ T₃ + Φ - 0] ■ (5)

Die von dem Bandpaß 28 verursachte Verzögerung T₄ fuhrt zu folgendem Signal:

— On) (t — T₄) — (D₁ T₃ + Φ —

3°

V_ms = cos ((U₂ f + 0).

(D Das Signal nach Gleichung (6) wird durch Umformen zu

COS [((-I₁ - O₂) t - (U₁ T₄ + (.I₂ T₄ — (H₁ T₃ + Φ — 0] . (7)

Das durch die Gleichung (7) gegebene Signal wird dann im Mischer 20 mit dem verzögerten Ausgangs-•signal des Bandpasses 18 nach Gleichung (3) gemischt, so daß sich für das Ausgangssignal des M_rMischers 20 der folgende Ausdruck ergibt:

COS [(-J₂ t — ei, T₁ + Φ + (/I₁ T₄ — (U, T₄ + (D₁ T₃ — Φ + 0] .

(2)

Das Eingangssignal wird durch eine Schaltung 12 zur automatischen Verstärkungsregelung [AVR) auf konstanter Amplitude gehalten, um eine lineare Verarbeitung des Signals in der Schaltungsanordnung 10 zu gewährleisten. Das Ausgangssignal der AVR 12 wird zwei parallelen Kanälen 14 und 16 zugeführt. Der Kanal 14 enthält einen Bandpaß (τ,) 18, dessen Ausgangssignal einem Mischer (M₁) 20 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Mischers 20 wird einem weiteren Bandpaß (τ₂) zugeführt. Im Kanal 16 befindet sich ein Bandpaß (τ₃) 24, dessen Ausgangssignal einem Mischer (M₂) 26 zugeführt, wird. Das Ausgangssignal dieses Mischers 26 wird einem weiteren Bandpaß (τ₄) 28 zugeführt. Das Ausgangssignal des T₂-Filters 22 wird mit dem Ausgangssignal des T₃-Filters 24 in dem M₂-Mischer 26 gemischt, während das Ausgangssignal des T₄-Filters 28 mit dem Ausgangssignal des T₁-Filters 18 in dem M_rMischer 20 gemischt wird. Das Ausgangssignal des T₂-Filters 22 wird in einer Rückkopplungsschleife 30 über einen Gleichrichter 32 und einen Gleichstromverstärker 34 der /IKK-Schaltung 12 zugeführt, um die Amplitude des Eingangssignals konstant zu halten.

Beim Betrieb der Schaltungsanordnung 10 nach F i g. 1 wirken die Bandpässe 18, 22. 24 und 28 als Verzögerungsleitungen. Da es sich um Bandpässe handelt, übertragen sie nur die unteren Seitenbänder der von den M₁- und M₂-Mischern 20 und 26 gelieferten Signale. Das T₁-Filter 18 verursacht eine Verzögerung τ,, während das T₃-Filter 24 eine Ver-Dieser Ausdruck kann umgeformt werden in

COS [(D₂ ί — (U₁ T₁ + (-I₁ T₄ — Cl₂ T₄ + Cl₁ T₃ + Θ] . (9)

Das Signal nach Gleichung (9) wird dann von dem Bandpaß 22 um die Zeit T₂ verzögert, wodurch sich ein Ausgangssignal

COS [(-It t — Cl₁ T₁ — (D₁ T₁ + Cl₁ T₄ — (-I₂ T₄ + (U₁ T₃ + 0]

(10)

ergibt, das gemäß der eingangs gemachten Annahme gleich dem Ausgangssignal V„_us nach Gleichung (2) ist. Durch Auflösen dieser Gleichung ergibt sich:

— (H₁ T₂ — C)₁ T₁ + (Oi T₄ — 11)2 T₄ + O₁ T₃ = 0 "¹I l^T4 + ^T3 - ^TJ = <"2 [^T2 + ^T±]

[T₂ + T₄]

[T₃-T-T₄-T₁] ■

(H)

Demnach kann durch eine sorgfältige Wahl der Verzögerungszeiten, die durch die Bandpässe 18, 22. 14 und 38 beding! sind, der Frequenz ->i₂ ein Wert gegeben werden, der entweder größer oder kleiner als «-ι, ist. Die Schaltungsanordnung 10 nach F i g. 1 erlaubt demnach eine FM- oder PM-Schwellenwertverschiebung oder Verminderung oder Vergrößerung des Frequenzhubes eines eintreffenden Signals, die übergänge zwischen verschiedenen Signalsystemen möglich machen, ohne daß eine Notwendigkeit zur Demodulation und anschließenden neuen Modulation von Signalen besteht.

ή
ζ
β
d
η
ν
It

F
ν
e
b

F i g. 2 zeigt das Blockschaltbild einer Ausfuhrungsform der Erfindung, die nur eine Reduktion des Frequenzhubes gestattet. Ein Eingangssignal wird einer Schaltung 42 zur automatischen Verstärkungsregelung zugeführt, um in der Schaltungsanordnung eine lineare Verarbeitung zu gewährleisten. Das Signal wird von der AVR 42 zwei parallelen Kanälen 41 und 43 zugeführt. Der Kanal 41 enthält einen Mischer (M₃) 44. Das Ausgangssignal des M_rMischers 44 wird einem Bandpaß (τ₆) 46 zugeführt. Der Kanal 43 enthält einen Mischer (M₄) 48. Das Ausgangssignal des M₄-Mischers 48 wird einem Bandpaß (τ₅) 50 zugeführt. Das Ausgangssignal des r₆-Bandpasses 46 wird in dem M₄-Mischer 48 mit dem Eingangssignal gemischt, während im M₃-Mischer 44 das Ausgangssignal des T₅-Bandpasses 50 mit dem Eingangssignal gemischt wird. Das Ausgangssignal des τ (,-Bandpasses 46 wird außerdem in einer Rückkopplungsschleife 52 über einen Gleichrichter 54 und einen Gleichstromverstärker 56 der A FK-Schaltung 42 zugeführt, im Betrieb des Hubverminderers 40 nach F i g. 2 arbeiten die Bandpässe 46 und 50 als Verzögerungsleitungen. Da es sich um Bandpässe handelt, werden nur die unteren Seitenbänder der Ausgangssignale der Mischer 44 und 48 übertragen.

Da die beiden Mischer 44 und 48 das untere Seitenband liefern, werden die Phasen der beiden den Mischern zugeführten Signale subtrahiert. Da es sich bei der Schaltungsanordnung 40, sofern der Pegel des Eingangssignals ausreichend hoch ist, um eine schwingende Schleife handelt, arbeitet sie in solcher Weise, daß die Phasenverschiebung längs der geschlossenen Schleife 2 η .τ beträgt. Die Frequenzen der Ausgangssignale der Bandpässe 46 und 50 müssen sich stets zu der Frequenz des Eingangssignals addieren. Die Art und Weise, in der sie verteilt werden, ist jedoch von den Verzögerungswerten abhängig, die durch die Bandpässe 46 und 50 bedingt sind. Eine Ableitung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung 40 nach F i g. 2 folgt.

Das Eingangssignal des Hubreduzierers 40 wird mit Hilfe der /IVR-Schaltung 42 stabilisiert, damit eine lineare Verarbeitung gewährleistet ist. Wenn als Eingangssignal

V₁ ; (0 = A cos [(O₀ t + Φ (O]

und als Ausgangssignal

VAt) = B cos

gegebenen Eingangssignal gemischt wird. Das Ausgangssignal des Mischers 48 ist dann

5 4

A²B COS [«ι, (f - T₆) + CU₀ T₆ + Φ (t) - 0(t - T₆)

+ S(I-T₆)-]. (16)

Nach einer Verzögerung T₅ im Bandpaß 50 wird das _I0 Signal nach Gleichung (16) zu

V₁ (0 = |- A¹B cos [ω, (t- T₅ -T₆)

+ W₀ T₆ + 0(1 - T₅) - Φ(ί - T₅ - T₆) + 0 (t - T₅ - T₆)]

= B cos [(O₁ ί + 0(0]. (I?)

Aus der Gleichung (17) folgt 20 ?A² = 4

/■ = 4 (18)

25 0(0 = -(U₁ [T₅ + T₆] + O)₀T₆ + 0(t - T₅)

-Φ(ί-τ₅-τ₆)+0 (1-T₅-T₆). (19)

Die statischen und dynamischen Teile dieser Aus-30 drücke können wie folgt aufgelöst werden:

^iul [^T5 + T₆] = f«o T₆
(O₁ = OJ₀

35 " T₅+T₆

Die Frequenz ω₂ des Signals V₂ (t) ist gegeben durch

T5

4°

45

Die dynamischen Terme erfordern

-τ₅) - Φ(ί-

0(0]

angenommen wird, dann befindet sich am Ausgang des M₃-Bandpasses 44 ein unteres Seitenband der Form

(13) 5° Die Systemfunktion ist dann für phasenmodulierte Signale

H(s) = e"

y,4ßcos[(_fü0 -

+ Φ(0 - 0(0] ■ (14)

Nach einer Verzögerung T₆ im Bandpaß 46 wird das Signal nach Gleichung (14) zu

V₂ (0 = y AB cos [H - ..«,)(t - T₆)

+ Φ (1-T₆)- 0(1 -T₆)]. (15)

Das durch die Gleichung (15) gegebene Ausgangssignal des Bandpasses 46 wird dem M₄-Mischer 48 zugeführt, in dem es mit dem durch die Gleichung (12) 6o

Der erste Teil dieses Ausdrucks kann ignorier werden, weil es sich um eine einfache Verzögerung un T₅ handelt, und es ist demgemäß die Systemfunktioi zur Verstärkungs- und Phasenberechnung

1 -

⁶5 wird hierin j ω für s gesetzt, so ergibt sich

/148

(ο

Der konjugierte komplexe Ausdruck ist dann H*¹ (Jw) = ^^y, (26)

und es ergibt sich infolgedessen für das Quadrat der Verstärkung

Die Amplituden- und Phasen-Ubertragungsfunktionen sind dann gegeben durch

A(f) =

sin y /

A² (ω) = H^l(ja>)-H*^l(jü>)

[1 - e-J""*] [1 - e^+Jl"']

[1 _ _e-;«.(T_s + r,)-| [1 _ _e+j...|T₅-t

sin² (1/2 ω T₆)
sin² (1/2 ω (t₅+ T₆)) '

10

~ sin²

(27)

Demnach ist bei Phasenmodulation die Amplitudenabhängigkeit

, _ sin 1/2 ω T₆

^{A (ω)} * sin 1/2 ω (t₅ + T₆) "

(28)

Für kleine Werte von ω (τ₅ + T₆) reduziert sich die Gleichung (28)

A (ω)

Die Phasenabhängigkeit ergibt sich zu

. , Im [H¹ (/ω)]

*<"> = ^tan ·

(29)

(30)

Die Auflösung in Real- und Imaginärteile ergibt dann weiter

Φ'(ω) = 1/2 ω T₅.

(3D

Zuvor wurde eine Verzögerung von T₅ vernachlässigt, und es ist infolgedessen die Phasencharakteristik der Systemfunktion für phasenmodulierte Signale

Φ (_ω) = 3/2 ω T₅.

(32)

Zur Normalisierung der abgeleiteten Formel zum Zwecke der Darstellung werden die folgenden Parameter benutzt:

(33) (34)

f = M (T₅ + T₆) .

♦.λ - 4

4 ^

(37)

(38)

Wie ersichtlich, nimmt die Amplitude bis f ^ η langsam zu und geht dann für / = 2 rr asymtotisch nach Unendlich. Die Phasenabhängigkeit ist lediglich eine Verzögerung und hat demnach keine Wirkung auf das Signal. F i g. 3 zeigt eine graphische Darstellung der Amplitude des Ausgangssignals der Schaltungsanordnung 40 als Funktion der Eingangs-Modulationsfrequenz für verschiedene Werte von n. Die Amplitude ist im wesentlichen konstant bis zu Frequenzwerten in der Größenordnung von

"W = — ^lr— (39)

T₅ + T₆

Beim Aufbau der Schaltungsanordnung 40 nach F i g. 2 kann die Wahl der Ausgangsfrequenzen in bezug auf den Betrag der Reduktion des Frequenzhubes unabhängig erfolgen, weil die Verzögerung und die Mittenfrequenz eines Bandpasses voneinander unabhängig sind. Ein Filter, wie die Bandpässe 46 und 50, verursacht effektiv eine Verzögerung und eine konstante Phasenverschiebung und führt demnach eine Konstante in die vorausgegangene Analyse ein.

Die Wirkung dieser konstanten Phasenverschiebung besteht darin, die mittlere Betriebsfrequenz zu ändern, jedoch wird dadurch nicht das dynamische Verhalten der Schaltungsanordnung 40 beeinflußt.

Die Wahl der Frequenzen kann jedoch nicht vollständig willkürlich erfolgen, weil die Bandpässe 46 und 50 eine Signaltrennung bewirken müssen. Wenr der Bandpaß 40 in bezug auf den Bandpaß 46 schma gemacht wird, erscheint der Hauptteil der Hubreduzierung im Ausgangssignal K₁(O. Da es leichtei ist, schmale Bandpässe bei niederen Frequenzen zi machen, ist der Bandpaß 50 so gewählt, daß sein< Miltenfrequenz niedriger ist als diejenige des Band passes 46. Es ist nützlich, die optimalen Frequenzei festzustellen, die zu der maximal möglichen Band breite führen. Wenn f_a die Mittenfrequenz des Band passes 50. /,, die Mittenfrequenz des Bandpasses 46 μ der Reduktionsfaktor des Frequenzhubes und B dii maximale Bandbreite des Eingangssignals ist. dam ergibt sich für den in F i g. 4 dargestellten Frequenz plan für eine maximale Bandbreite und zur Ver hinderung einer Überlappung

In diesen Gleichungen ist η das Verhältnis der Hub verminderung, während / die für eine Gesamtverzögerung der Schleife von einer Sekunde normali- sierte Eingangs-Modulationsfrequenzist. Demnach ist

(35)

<³⁶>

^fa+ 2N ~ ^fb 2 L¹ ~ JvJ

Wird ein Eingangssignal von 70 MHz angenommet so gilt definitionsgemäß

h = 70.

(41) 209 530/4:

2448

Die gleichzeitige Lösung dieser drei Gleichungen ergibt

140 JV

L =

N =

5JV-	2
70
5JV-	2
70
5JV-	2

[2JV-1]

[3 JV-I]

(42)

(43)

(44)

(45)

Die folgende Tabelle zeigt optimale Frequenzen für verschiedene Werte von n.

Il	b	/.	Λ
2	35	26,2	43,8
4	31	27,2	42,8
6	30	27,5	42,5
8	29,5	27,6	42,4
10	29,2	27,7	42,3
20	28,6	27,9	42,1
100	28,0	28,0	42,0

Da die Frequenzwerte so nahe liegen, wurden für Untersuchungen an einer Schaltungsanordnung nach F i g. 2 für /„ und f_h die Frequenzen von 28 bzw. 42 MHz gewählt. Hierbei ergibt sich eine maximale

ίο

Bandbreite von 28 MHz, wenn η groß wird. Für die Untersuchungen wurden T₅ und T₆ so gewählt, daß /j = 3.

F i g. 5A und 5 B zeigen das Amplituden- und Phasenverhalten der beiden Bandpässe 50 und 46. Der Anstieg der Phasenkurve ergibt für das Filter 50 eine Verzögerung von 280 ns und für das Filter 46 eine Verzögerung von 130 ns. Die vorausgesagte Hubreduzierung beträgt demnach

JV =

T₁+ T₂

280 + 130
I3Ö

= 3,15.

Die Hubreaktion der Schaltungsanordnung 40

wurde unter Verwendung eines ZF-Eingangssignals von 70 MHz gemessen, indem ihr Ausgang an einen Spektralanalysator angeschlossen wurde. Dann wurde dem ZF-Eingangssignal eine Sinus-Frequenzmodulation von 100 kHz aufgeprägt und der Modulalionsgrad so eingestellt, daß sich im Spektrum der erste Nullwert für die Trägerfrequenz ergab. Danach wurde das ZF-Signal von 70 MHz unmittelbar dem Spektralanalysator zugeführt, und es wurde die Modulationsfrequenz erneut so eingestellt, daß sich Tür den Träger der erste Nullwert ergab. Das Verhältnis der neuen Modulationsfrequenz zu 100 kHz ergibt die Reduktion des Frequenzhubes. Der gemessene Wert ergab 3,3 und ergab damit eine Genauigkeit der Vorhersage, die die Erwartungen erfüllte. Die Untersuchungen ergaben, daß die Schaltungsanordnung 40 eine lineare Reduktion ergibt, ohne daß die Notwendigkeit Tür eine Demodulation besteht. Daher gibt es keinen Demodulations-Schwellenwert, der dem Betrieb der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung

entgegenstehen könnte.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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Claims (4)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Änderung des Frequenzhubes von frequenz- und phasenmodulierten Signalen, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verarbeitung der frequenz- oder phasenmodulierten Signale zwei Kanüle (14 und 16) vorgesehen sind und jeder Kanal ein Verzögerungsglied (22 bzw. 28) und einen Mischer (20 bzw. 26) enthiilt, in dem das Eingangssignal mit dem verzögerten Signal des anderen Kanals gemischt wird, und daß von mindestens einem der Kanäle (z. B. 14) ein Ausgangssignal abgeleitet wird, dessen Frequenz gegenüber der Frequenz des Eingangssignals gemäß den Verzögerungszeiten der Verzögerungsglieder (22 bzw. 28) verschoben ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß von dem Ausgangssignal ein zur Stabilisierung der Amplitude des Eingangssignals dienendes Rückkopplungssignal abgeleitet ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsglieder von Bandpässen gebildet werden, die jeweils das untere Seitenband des zugeführten Signals passieren lassen.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem Kanal (14 und 16) zwei Verzögerungsglieder (18 und 22 bzw. 24 und 28) und die Mischer (20 und 26) jeweils zwischen den Verzögerungsgliedern des entsprechenden Kanals angeordnet sind und daß das jeweils aus dem ersten Verzögerungsglied (18 bzw. 24) eines Kanals austretende Signal mit dem Ausgangssignal des zweiten Verzögerungsgliedes (28 bzw. 22) des anderen Kanals gemischt wird.