DE2541908A1

DE2541908A1 - Leitwert-messanordnung zur ueberwachung des zustandes von materialien

Info

Publication number: DE2541908A1
Application number: DE19752541908
Authority: DE
Inventors: L Jonathan Kramer; Kenneth M Loewenstern; Frederick Maltby
Original assignee: Drexelbrook Controls Inc
Current assignee: Drexelbrook Controls Inc
Priority date: 1974-09-19
Filing date: 1975-09-19
Publication date: 1976-04-08
Also published as: US3993947A; US3993947B1; DE2541908C2; JPS5182651A; GB1528167A; JPS63289423A; US4146834B1; JPS6346366B2; US4146834A; CA1050114A; JPH0248844B2

Description

Leitwert-Keßanordnung zur Überwachung des Zustandes von Materialien (Priorität: 19. September 1974, USA, Nr. 507 540)

Die Erfindung bezieht sich auf RF-Admjfctana - oder -Scheinleitwert-, im folgenden kurz -Leitwert-,-Anordnungen zur Überwachung des Zustandes von Materialien, insbesondere auf Anordnungen zur Fernüberwachung.

Bisher werden Zweidraht-Geber zur Überwachung verschiedener Zustände an entfernten Stellen verwendet. Der Zweidraht-Übertrager oder -Geber ist über zwei Übertragungsdrähte mit einer Spannungsquelle und einer an einer anderen Stelle angeordneten Belastung in Reihe geschaltet. Ändert sich der zu überwachende Zustand am Geber, so ändert sich der wirksame Reihenwiderstand am Geber und damit der vom Geber gezogene Strom, der (im allgemeinen proportional) den zu überwachenden Zustand wiedergibt. Zweidrahtgeber dieser Art sind für geringen Leistungsverbrauch ausgelegt, da die an der entfernten Stelle zur Verfugung stehende Leistung begrenzt sein kann. In manchen Fällen kann es auch notwendig sein, daß der Zweidrahtgeber eigensicher ist, so daß er auch in explosionsgefährdeter Umgebung zur Überwachung von Zuständen verwendet werden kann. "Unter

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diesen Umständen wird die üblicherweise mit einem niedrigen Leistungsverbrauch einhergehende niedrige Energie wichtig, um die Möglichkeit einer Zündung und Explosion auszuschließen.

Die bekannten Zweidrahtgeber' können zwar zur Überwachung verschiedener Arten von Zuständen verwendet werden, die herkömmliche RP-Leitwertmessung ist jedoch für Zweidrahtgeber aus folgenden Gründen nachteilig.

Wenn zwischen einer Tastelektrode und einer Bezugsfläche, beispielsweise einem mit Masse verbundenem Behälter, der RF-Leitwert gemessen wird, wird hinsichtlich des Leistungsverbrauchs der zur Kapazität zwischen der Tastelektrode und dem mit Masse verbundenen Behälter parallel liegende Widerstand sehr wichtig. Bisher wurde allgemein angenommen, daß in einer ausreichend großen Zahl von Anwendungsfällen der Shuntwiderstand ausreichend gering ist, so daß die von einem Strom von 4 mA gelieferte Leistung bei einem 4 bis 20 mA-Zweidrahtgebersystein nicht ausreicht, um den Zweidrahtgeber mit Leistung zu versorgen. Mit anderen Worten, der Shuntwiderstand allein kann mehr Leistung verbrauchen, als in dem Zustand, in dem 4 mA fließen, zur Verfügung steht, so •daß zum Betreiben der Schaltung des Gebers wenig oder keine Leistung übrigbleibt.

Damit die Leitwertmessung genau ist, muß eine zuverlässige, phasenempfindliche Messung bzw. Erfassung angewendet werden. Um diese Zuverlässigkeit zu gewährleisten, muß eine starke Spannungsquelle verwendet werden, die sich mit den oben beschriebenen Forderungen eines Zweidrahtgebers nach niedriger Leistung und der zur Verfügung stehenden Leistung nicht verträgt, und zwar wegen des Shuntwiderstandes. Diese Paktorenkombination beschränkt die Leistung in starkem Maße, die im allgemeinen zur Erzeugung eines zuverlässigen RP-Signals von einem geeigneten Oszillator als notwendig betrachtet wird. Ähnliche Ein- . schränkungen ergeben sich hinsichtlich der Leistung, die im

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allgemeinen als notwendig betrachtet wird, um zu gewährleisten, daß der Phasendetektor mit hoher Zuverlässigkeit arbeitet.

Eine weitere Schwierigkeit, die insbesondere bei Leitwertmessungen besteht, ist die Isolation der Brücke, in die der zu messende, unbekannte Leitwert geschaltet ist-. Typischerweise besteht der zu messende, unbekannte Leitwert zwischen einer Tastelektrode und Masse, wie in den US-PSen 3 781 672 und 5 706 980 beschrieben. Jedoch kann eine Spannung squelle an einem von der Brücke entfernten Ort wie im Fall des Zweidrahtgebers nicht derart mit Masse verbunden werden, wie es für die Brücke erforderlich ist. Die Brücke muß daher von der/Brückenspannungsquelle isoliert werden, damit die Brücke ohne Berücksichtigung der Spannungsversorgungschaltung mit Masse verbunden werden kann. Wird die Spannung an dem unbekannten Leitwert bzw. Widerstand vermindert, um den Leistungsverbrauch auf ein Minimum zu senken, so muß darüber hinaus das das Ungleichgewicht der Brücke darstellende Signal, die Diagonalspannung, verstärkt werden. Es besteht daher das Problem der Schaffung einer isolierten.Spannungsquelle für eine derartige Verstärkung .

Weitere Schwierigkeiten bestehen bezüglich einer linearen und stabilen Eichung des Leitwert-Meßsystems. Es ist weiter wichtig, ein System zu schaffen, das mit verschiedenen Arten von Sonden und verschiedenen hiermit verbundenen Kabellängen arbeitet, ohne ' daß die Leitwertmessung nachteilig beeinflußt wird.

In sehr großem Maße treten die obigen Schwierigkeiten dann auf, wenn das System zur Überwachung des Zustandes von Materialien statt eines Zweidrahtgebers eine batteriegespeiste Einheit enthält. Unter diesen Umständen ist die zur Verfügung stehende Leistung wiederum begrenzt.

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Hauptziel der Erfindung ist es, den Zustand von Materialien an entfernten Stellen unter Anwendung von RF-(Radio- oder Hochfrequenz) -Leitwertmessungen zu überwachen. Dabei soll bei der Durchführung der Messungen der Leistungsverbrauch möglichst gering gehalten werden und die Keßanordnung eigensicher sein. Insbesondere soll die Anordnung bzw. der Zweidrahtgeber bei der von einem Strom von 4 bis 20 mA gelieferten Leistung betriebsfähig sein, einem Strom, der durch die beiden Geberdrähte fließt, die den Zweidrahtübertrager mit einer an einem entfernten Ort befindlichen Spannungsquelle verbinden.

Eine besonders bevorzugte Äusführungsform der Erfindung enthält eine Leitwert-Tastsonde mit einer Tastelektrode, die sich zur Erfassung des Leitwerts von Materialien zur Überwachung des Zustandes der Materialien eignet, einen RF-Signalgenerator und eine hieran angeschlossene Brücke. Die Brücke enthält den durch die Tastelektrode erfaßten Leitwert bzw. Widerstand, so daß die Brückei- oder Diagonalspannung dem Zustand der überwachten Materialien entspricht, während der Hochfrequenzsignalgenerator eine Spannung von weniger als V^r2V effektiv an den gemessenen Leitwert anlegt (Y = Spannung am Zweidraht geber). An die Brücke ist eine Ausgangseinrichtung angeschlossen, die zur Änderung des vom Zweidrahtgeber gezogenen, zwischen 4 und 20 mA liegenden Stroms entsprechend der Diagonalspannung der Brücke dient, wodurch der Zustand der Materialien dargestellt wird.

Gegenstand der Erfindung ist weiter, die Schaffung einer Isolierung zwischen einer Schwebespannungsquelle und der Tastelektrode, so daß der Leitwert der Materialien zwischen den Fühlelektroden und einem an Masse geführten Teil gemessen werden kann. Weiterhin soll durch die Erfindung eine Gleichstromisolation geschaffen werden, die bei hohen Spannungen nicht durchschlägt.

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Zur Lösung dieser Aufgaben enthält die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung Einrichtungen zur Gleichstromisolation der Brücke vom Hochfrequenz-Signalgenerator und die Ausgangs einrichtung. .Die Gleichstrom-Isolationseinrichtung kann einen Transformator enthalten, dessen Primärwicklung an den Hoehfrequenz-Signalgenerator angeschlossen ist und dessen Sekundärwicklung einen Teil der Brücke bildet. Die G-leichstrom-Isolationseinrichtung kann weiter einen zweiten Transformator enthalten, dessen Primärwicklung mit der Brücke und dessen Sekundärwicklung mit der Ausgangseinrichtung verbunden ist.

Zur Erhöhung der Ausgangsspannung der Brücke vor der Zufuhr zur Ausgangseinrichtung kann an den Ausgang der Brücke ein Verstärker angeschlossen sein. Zur Isolation der Brücke vom Rest des Zweidrahtgebers und der entfernten Spannungsquelle, wird der Verstärker von dem an die Brücke angeschlossenen Gleichrichter gespeist.

Ferner soll durch die Erfindung eine stabile Eichung für die Leitwert- oder Widerstandsmessung geschaffenwerden.

Hierzu enthält der Hochfrequenz-Signalgenerator einen Hochfrequenz-Oszillator und eine Regulierschaltung für den Oszillator, um die Amplitude des Hochfrequenzsignals im wesentlichen konstant zu halten. Die Regulierschaltung enthält einen Vollwellengleichrichter für das Ausgangssignal des Oszillators und einen an den VoIlwellengleichrichter.angeschlossenen Kondensator, der durch den durch den Gleichrichter fließenden Strom aufgeladen wird. Zwischen den Kondensator und den Steuereingang des Oszillators ist ein Spannungsteiler geschaltet, wodurch die Amplitude des'Hochfrequenz-Signals vom Oszillator und die Spannung am Kondensator im wesentlichen konstant gehalten werden. Durch die Konstanthaltung der Amplitude des hochfrequenten Signals trotz Änderungen der Kennwerte der Transistoren im Oszillator und trotz Widerstandsbelastung durch die Fühlelektrode der Sonde nach Masse wird eine stabile Eichung der Leitwertmessung erzielt.

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Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform enthält der HF-Oszillator einen Oszillator der Klasse C mit einem Multivibrator und einer Resonanzschaltung. Hierdurch wird ein unverzerrtes sinusförmiges Hochfrequenzsignal erzeugt, während gleichzeitig der Leistungsverbrauch begrenzt wird. Die Resonanzschaltung kann den ersten Transformator und den Leitwert in der Brücke umfassen.

Weiterhin mit dem Ziel der stabilen Eichung und möglichst weitgehenden Verminderung des Leistungsverbrauchs enthält die Ausgangseinrichtung des Zweidrahtgebers oder -Übertragers einen phasenempfindlichen Detektor mit einem Zerhacker und einer Zerhackerspeisung zur Erzeugung eines Zerhacker-Triggersignals, das dem Zerhacker zugeführt wird. Die Zerhackerspeisung enthält.zwei Feldeffekttransistoren mit je einem ersten und zweiten Kanalanschluß und einem Steueranschluß sowie weiter zwei Kanalwiderstände. Die erste Kanalanschlüsse sind miteinander verbunden, während die zweiten Kanalanschlüsse über die Kanalwiderstände an eine regulierte Spannungsquelle angeschlossen sind. Der Resonanzkreis des Hochfrequenzoszillators ist an die Steueranschlüsse jedes Feldeffektransistors angeschlossen, und zwar derart, daß diese abwechselnd leitend werden. Die Kanalvfi der stände beschränken den Leistungsverbrauch dadurch auf ein Minimum, daß der Strom durch die beiden Feldeffekttransistoren begrenzt wird, wenn beide Transistoren gleichzeitig leitend sind. Die Kanalwiderstände, die die Ausgangsspannung der Kanalstrecke vermindern, bewirken einen schärferen Knick in der Eingangs-Ausgangskurve bei der Schwellenspannung der Feldeffekttransistoren, so daß eine annähernd quadratische Welle am Ausgang entsteht. Veiter wird hierdurch eine Verschiebung der Schwellenspannung mit der Temperatur eingeschränkt oder ausgeschlossen, wodurch die Stabilität der Eichung weiter verbessert wird. Zur Erzielung eines Arbeitsverhältnisses bzw. eines Tastfaktors von 50 fi ist zwischen die Kanalanschlüsse und die Steueranschlüsse ein Rückkopplungswiderstand geschaltet.

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Die Zerhackerspeisung enthält ferner ein zweites Paar von Feldeffekttransistoren mit je einem ersten und zweiten Kanalanschluß und einem Steueranschluß, wobei die ersten Kanaianschlüsse miteinander verbunden und die zweiten Kanalanschlüsse direkt an die regulierte Spannungsquelle angeschlossen sind. Das zweite Paar Feldeffekttransistoren erzeugt eine quadratische Welle, deren Spannung zwischen den beiden Spitzen größer ist als die der quadratischen Ausgangswelle des ersten Feldeffekttransistorenpaars zum Treiben des Zerhackers. Zur Verminderung des Leistungsverbrauchs auf ein Minimum ist das zweite leldeffekttransistorpaar unmittelbar oberhalb die Schwellenspannung jedes Transistors vorgespannt, so daß beim Nulldurchgang dex" quadratischen Welle, die durch das erste Feldeffekttransistorpaar erzeugt wird, geschaltet wird. Da das zweite Feldeffekttransistorpaar bis auf den eigentlichen Umschaltaugenblick nicht gleichzeitig leitend ist, wird scheinbar der gesamte, vom zweiten Feldeffekttransistorpaar gebrauchte Strom zur Speisung des Zerhackers benötigt, so daß der Leistungsverbrauch infolge ungenutzten Stroms auf ein Minimum verringert wird.

Weiter soll durch die Erfindung eine Ausgangseinrichtung geschaffen werden, die bei sämtlichen, die Leitwertmessung darstellenden Strömen einen stabilen Ausgangsstroa. aufrechterhält.

Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung enthält die Ausgangseinrichtung einen Ausgangsverstärker mit einer Spannungsrückkopplung, die an einen Widerstand angeschlossen ist, durch den der 4 bis 20 mA betragende Gleichstrom fließt, der vom Zweidrahtgeber oder -Sender gezogen wird, wodurch be.i allen Stromhöhen der zwischen 4 und 20 mA. liegende Gleichstrom stabilisiert wird.

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Weiterhin soll ein Zweidrahtgeber mit zwei Klemmen geschaffen werden, der austauschbar an die beiden Ubertragungsleitungen angeschlossen werden kann, ohne daß der Zweidrahtgeber zerstört oder nachteilig beeinflußt wird.

Erfindungagemäß enthält der Eingang des Zweidrahtgebers eine Vollwellen-Gleichrichterbrücke, die einen Strom durch zwei Dioden fließen läßt, wenn die Anschlüsse an die Übertragungsdrähte in einer Polarität angeschlossen sind, und die einen Strom durch das andere Diodenpaar fliei3en läßt, wenn die Klemmen mit entgegengesetzter Polarität an die Übertragungsdrähte angeschlossen sind.

Weiter soll durch die Erfindung eine lineare Eichung der Leitwertmessung erreicht werden.

Hierzu enthält die Brücke eine Kapazität, an der die Diagonalspannung der Brücke gemessen wird und die wesentlich größer ist als die Kapazität des zu messenden Leitwerts. Bei einer besonders bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfindung ist diese Kapazität wenigstens 10 χ und vorzugsweise 25 x größer als die Kapazität des Leitwerts, d. h. der Meßstrecke.

V/eiter soll die Messung des Leitwerts nicht durch die Länge des die Tastelektrode mit der Brücke verbindenden Kabels beeinflußt werden.

Erfindungsgemäß enthält hierzu die Tastelektrode eine Schutzelektrode, die neben der Tastelektrode angeordnet ist und diese abschirmt. Hierdurch wird das Potential der Schutzelektrode für einen gegebenen Arbeitspunkt im wesentlichen auf dem gleichen Viert gehalten wie das Potential der Tastelektrode, wenn die Tastelektrode über den Mittelleiter eines Koaxialkabels mit der einen Seite der Kapazität und die Schutzelektrode über den Außenleiter oder Schirm des Koaxialkabels mit der anderen Seite der Kapazität verbunden ist.

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— A- —

Weiterhin sollen bei dor erfindungsgemäßen Anordnung verschiedene Arten von Tastsonden verwendet werden können, beispielsweise lineare und nichtlineare Tauchsonden, die eine Schutzelektrode sowie eine Tastelektrode verwenden. Ferner soll die Anordnung von einer Batterie oder aus dem Wechselstromnetz gespeist werden können.

Anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele wird die Erfindung im folgenden näher erläutert. Es zeigen:

das Blockschaltbild eines die Erfindung verkörpernden Zweidrahtgebers;

das schematische Schaltbild eines ein wichtiges Merkmal der Erfindung verkörpernden Hochfrequenz-Signalgenerators;
Signalverläufe der Schaltung der Fig. 2; ■

Pig. 3 das schematische Schaltbild einer ein wesentliches Merkmal der Erfindung verkörpernden Zerhacker-Speiseschaltung;

Fig. 4 das schematische Schaltbild eines ein weiteres wesentliches Merkmal der Erfindung verkörpernden Ausgangsverstärkers ;

die schematische Darstellung der Brückenschaltung mit der mechanischen Darstellung der Sonde; das Ersatzschaltbild der Brückenschaltung der Fig. 5> schemati'sche Darstellungen verschiedener, in verschiedene Materialien eingetauchter Sonden; Ersatzschaltbilder der mit den Sonden der Fig. 7a bis rj_c gemessenen Leitwerte bzw. Widerstände; das Ersatzschaltbild des Leitwerts bzw. des Widerstandes der Fig. 8a bis 8c; und

das schematische Schaltbild eines batteriegespeisten Ausgangsverstärkers.

Fig.	1
Fig.	2
Fig. bis	ei ο CM CM

Fig.	5
Fig.	6
Fig. bis	7a 7c
Fig. bis	8a 8c
Fig.	9
Fig.	10

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JO

Gemäß Fig. 1 ist ein Zwei draht geber 10 in Reihe mit einer Spannungsquelle 12 und einer von einem Widerstand 14 gebildeten Last geschaltet, und zwar über Übertragungsdi^ähte 16 und 18, die .an die Anschlüsse 20 und 22 des Gebers 10 angeschlossen sind. Erfindungsgemäß dient der Geber 10 zur Hessung einer Impedanz bzw. eines Scheinwiderstandes 24. Ihm wird ein Strom zugeführt, der den unbekannten, zu messenden Scheinwiderstand 24 darstellt, der den von der Sonde erfaßten Zustand der Materialien darstellt. Die gemessene Impedanz 24, die die Kapazität 24c und den Widerstand 24r zwischen der Fühlelektrode und Blasse darstellt, bildet einen Arm einer Brücke 26, die einen Kondensator 28 sowie die Windungen 30 und 32 der Sekundärwicklung 34 eines Transformators 36 enthält. Die Brücke 26 wird von einem OsaiD.lator 38 gespeist, dessen Ausgang mit der Primärwicklung 40 des Transformators 36 verbunden ist.

Erfindungsgemäß wird die an der Impedanz 24 angliegende Spannung auf eine Höhe begrenzt, bei der ein angemessener Leistungsverbrauch für den Zweidrahtgeber im Hinblick auf den Leistungsver-brauch des unbekannten Widerstandes 24r gewährleistet wird. Die Spannung ist auf weniger als {?T begrenzt, worin V die Spannung am Zweidrahtgeber ist, und der vom Zweidrahtgeber gezogene Strom zwischen 4 und 20 mA schwankt.

Bisher wurde angenommen, daß der unbekannte Widerstand 24r der zu messenden unbekannten Impedanz 24 über einen weiten Bereich schwankt. Freilich wird bei einer festen Spannung, wenn der Widerstand 24r sehr klein wird, an diesem Widerstand eine hohe Leistung verbraucht. Beim herkömmlichen Zweidralitgeber bildet der Strom durch die Übertragungsdrähte 14 und 18, der üblicherweise zwischen 4 und 20 mA liegt, die einzige Energiequelle. Nimmt man an, daß die Energiequelle eine Ausgangs spannung von 24 Volt erzeugt, so kann die Spannung an den Klemmen 20 und 22 des Zweidrahtgebers beispielsweise 12 Volt betragen, wenn der gesamte Spannungsabfall an der Last 14 plus dem Spannungsabfall an jedem der Drähte 16

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und 18 zwölf Volt beträgt. Das heißt, daß, wenn bei dem Zweic-.rahtgeber 4 mA fließen, die gesamte zum Betrieb des Gebers zur Verfugung stehende Leistung P - V · I = 48 mW beträgt. Das heißt, daß bei einem extrem kleinen Shuntwiderstand 24r eine extrem kleine Spannung an der unbekannten Impedanz 24 notwendig ist, damit der Geber bei 4 nA mit der zur Verfugung stehenden Leistung betrieben werden kann.

Es wurde jedoch festgestellt, daß der VJiderstand 24r in den meisten Fällen unabhängig von der verwendeten Sonde nicht unter 500 Ohm· fällt. Durch mäßige Begrenzung der Spannung an der unbekannten Impedanz 24 und damit der Spannung am unbekannten Widerstand 24r steht also genügend Leistung auch bei einem Strom von 4 laA für den Zweidrahtgeber zur Verfügung. Mit der Erkenntnis, daß der Widerstand 24r in den meisten Anwendungsfällen nicht unter 500' 0hm fällt, kann die Größe der Spannung am Widerstand 24r bei einem Strom von 4 bis 20 mA für aen Zweidrahtgeber leicht aus folgender Gleichung berechnet werden:

V die Spannung am Geber;

ν die effektive Spannung am Widerstand 24r;

I der minimale Strom durch den Zweidrahtgeber 10; und m

Γρ. der Wert des Widerstandes 24 in 0hm.

Mit I = 4 mA und r_Oil = 500 0hm ist
m ^4

ν = /IT , (2)

Ist V = 12 Volt, so ist ν = /2Jf oder weniger als 5 V f_f. Natürlich ist auch für den Zweidrahtgeber Leistung erforderlich. Daher ist in der bevorzugten Ausführungsform, in der I = 4 mA und V = 12 Volt ist, ν etwa 2,2 7^ oder wesentlich kleiner als 2V.

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Λ -

Weiter ist der Oszillator 33 von der Klasse C, das heißt der Kollektorstrom jedes der beiden Transistoren im Oszillator 38, die den Oszillatorkreis speisen, fließt über einen Winkel von weniger als 180 des 360 -Zyklus des hochfrequenten Sinussignals, das der Brücke 26 zugeführt wird. Durch die Betriebsweise der Klasse G kann jedoch das gewünschte sinusförmige Signal verzerrt werden. Daher enthält der Oszillator 38 erfindungsgemäß weiterhin einen Resonanzkreis in Form einer Oszillatorschaltung, die den Transformator 36 und die gemessene Impedanz 24 enthält, wie anhand Fig. 2 im einzelnen erläutert wird. Da die Impedanz 24 Teil des Resonanzkreises ist, wird zur Speisung der zusätzlichen Impedanz zwischen der Sonde und Masse nur ein geringfügiger zusätzlicher Strom benötigt.

Gemäß Fig. 1 wird einem Fehlerverstärker 42 ein wechselndes Fehlersignal zugeführt, das die Diagonalcpannung der Brücke 26 und damit die unbekannte gemessene Impedanz 24 darstellt. Der Fehlerverstärker 42 erlaubt erfindungsgemäß die Verwendung verhältnismäßig niedriger Wechselspannungen in der Brücke 26. Das Ausgangssignal des Fehlerverstärkers 42 wird einem phasenempfindlichen Detektor zugeführt, der den von einer Zerhacker- Speisung oder -Steuerung 46 getriggerten Zerhacker oder Unterbrecher 44 enthält.

Gemäß einem weiteren wichtigen Merkmal der Erfindung sind die Brücke 26 und■der Fehlerverstärker 42 von der Spannungsquelle bzw. Energieversorgung durch den ersten Transformator 36 und den zweiten Transformator 48 isoliert, der den Ausgang des Fehlerverstärkers 42 mit dem Eingang des Zerhackers 44 verbindet. Mit anderen Worten, die Speisespannung kann gegenüber der Sonde schweben. Dies erlaubt die Verwendung einer Sonde zur Messung der Impedanz 24 zwischen der Tastelektrode und Masse ohne Rücksicht auf die Art, in der die Spannungsquelle 12 mit Masse verbunden ist. Die Spannungsquelle 12 befindet sich an einer vom. Geber 10 entfernten Stelle, so daß die Art der Erdung oder Masseverbindung der Spannungsquelle 12 am Zweidrahtgeber 10 nicht

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leicht zu erkennen ist. Durch die durch die Transformatoren 36 und 48 gebildete Isolation kann jede der Klemmen 20 und 22 des Zweidrahtgebers 10 auf einer sehr beträchtlichen Wechsel- oder Gleichspannung'gegenüber Kasse gehalten-werden, ohne daß ein Hochspannungsüberschlag auftreten könnte.

Zur Isolation der Brücke 26 bei Gleichspannungsspeisung des Fehlerverstärkers 42, der direkt rait der Brücke 26 verbunden ist, sind zur Gleichrichtung des sinusförmigen hochfrequenten Signals von der Sekundärwicklung 34 des Transformators 36 Dioden 50 und 52 vorgesehen. Die Dioden 50 und 52 sind an eine Klemme 54 des Verstärkers 42 angeschlossen. Hierdurch wird dieser von einer von der Spannungsquelle 12 isolierten Gleichspannung gespeist.

Im Gegensatz dazu werden der Hochfrequenzoszillator 38, die Zerhackersteuerung 46, der Zerhacker 44 und der Ausgangsverstärker 56 von einer geregelten Spannungsquelle 58 mit einer positiven Speiseklemme +V, gespeist. Zusätzlich wird von einer Spannungsregulierschaltung im Oszillator 38 an einer Klemme ~V_? eine negative Spannung eingespeist. Die Zerhackersteuerung 46, der Zerhacker 44 und der Ausgangsverstärker 56 sind ferner an die gemeinsame Klemme C der regulierten Spannungsquelle 58 angeschlossen.

Damit die Brücke bei einer Kapazität 24c zwischen Sonde und Masse, die von der Füllkapazität 28 unterschiedlich ist, auf Null gestellt werden kann, unterscheidet sich die Anzahl der Viindungen J>0 von der der Windungen 32· Beispielsweise kann die Anzahl der Windun-

die
gen 30 dreimal so groß sein wie der Windungen 32, um die Brücke auf Null stellen zu können, wenn die gemessene Kapazität 24c zwischen Sonde und Hasse dreimal so groß ist wie die Nullkapazität 28. Zusätzlich enthält die Brücke 26 einen variablen Kondensator 60. Durch Einstellung des Kondensators 60 kann die gemessene Kapazität 24c, die notwendig ist, um einen vorherbestimmten Strom

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durch die Ubertragungsdrähte 16 und 18 zu erzeugen, geändert werden. Zusätzlich kann die Verstärkung des Ausgangsverstärkers 56 einstellbar sein, wodurch eine feine Einteilung der Meßspanne ermöglicht wird.

Als Flankenschutz für den Geber 10 sind zwei in Reihe geschaltote, umgekehrt gepolte Zenerdioden 62 und 64 vorgesehen, die zwischen eine Klemme des Kondensators 60 und Masse geschaltet sind. Zwischen die andere Klemme des Kondensators 60 und Masse ist eine Neonröhre 66 geschaltet. Die Dioden 62 und 64 und die Neonröhre 66 schützen den Geber 10 gegen Spannungsspitzen von mehreren Tausend Volt an der Impedanz 24, ohne daß die Bauteile der Brücke 26 beschädigt werden oder letztere außer Gleichgewicht gebracht wird.

Weiterhin ist gemäß Fig. 1 eine Anzapfung 68 der Primärwicklung des Transformators 48 mit einem Eingang des Fehlerverstärkers 42 verbunden. Diese Verbindung bildet eine Rückkopplung zum Verstärker 42, mit deren Hilfe dessen Verstärkung einstellbar ist. Durch Änderung der Stellung der Anzapfung 68 an der Primärwicklung des Transformators 48 wird die Verstärkung des Verstärkers 42 und damit die Höhe des Ausgangssignals geändert, das dem Zerhacker 44 zugeführt wird.

Das Ausgangssignal des Zerhackers 44 ist veränderlich. Es wird mit der Spannung an einem mit dem Draht 22 verbundenen Widerstand 57 verglichen. Der Ausgangs-Signalstrom des Verstärkers 56 wird über die Drähte 16 und 18 übertragen. Der Strom gibt die Größe der Impedanz 24 und den Zustand der zu überwachenden Materialien wieder. Er speist die Belastung 14.

Gemäß einem Merkmal der Erfindung ist am Eingang des Zweidrahtgebers 10 eine Vollwellen-Gleichrichterbrücke vorgesehen. Sie enthält Dioden 70, 72, 74 und 76. Die Dioden 70 und 72 führen den zwischen 4 und 20 iaA liegenden Strom, wenn an der Klemme 20

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-grgegenüber der Klemme 22 positive Spannung anliegt. Andererseits führen die Dioden 74 und 76 den Strom, wenn die Klemme 22 gegenüber der Klemme 20 positiv ist. Hierdurch kann die Spannungsquelle 12 beliebig an die Drähte 16 und 18 angeschlossen werden, ohne daß der Geber zerstört oder nachteilig beeinflußt wird.

Der C-Hochfrequenzoszillator 38 wird anhand der Fig. 2 näher erläutert. Der Oszillator enthält einen Multivibrator, beispielsweise einen Impulsverstärker mit zwei Transistoren 100 und 102, die abwechselnd leitend werden und einen Resonanz-Oszillatorkreis speisen, der den Transformator 36 und einen Kondensator 104 enthält, der parallel zur Primärwicklung 40 des Transformators 36 und zur gemessenen Impedanz A in der Brücke 26 geschaltet ist. Die Basisspeisung des Transistors 100 des Multivibrators wird von einem Kondensator 106 und Widerständen 108 und 110 gebildet, der an einen Transistor 112 einer Basisstrom-Regulierschaltung angeschlossen ist. Ahnlich bilden ein Kondensator 114 und Widerstände 116 und 118 die Basisspeisung des Transistors 102. Die Kondensatoren 106 und 114 werden vom Basisstrom der Transistoren 100 und 102 auf eine positive Spannung aufgeladen, die höher ist als die Speisespannung. Hierdurch werden die Transistoren 100 und 102 während des größten Teils des Zyklus ausgeschaltet, so daß eine Betriebsweise der Klasse C erreicht wird. Dioden 120 und 122, die in die Basisschaltungen der Transistoren 100 bzw. 102 eingeschaltet sind, schützen die Basen der Transistoren, indem sie den Strom abblocken,, wenn die Verbindungspunkte zwischen den Widerständen 108 und 110 bzw. 116 und 118 positiv werden.

Wie bereits erwähnt, ist der Transistor 112 Teil einer Regulierschaltung. Durch die durch den Transistor 112 bewirkte Regulierung wird die Amplitude der sinusförmigen Hochfrequenzsignale im wesentlichen konstant gehalten, und zwar trotz Änderungen der Betriebswerte der Transistoren im Oszillator und trotz der Belastung infolge des Widerstandes 24r. In diesem Zusammenhang sei

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darauf hingewiesen, daß die Basis des Transistors 112 mit einer Anzapfung eines Spannungsteilers verbunden ist, der aus Widerständen 124 und 126 besteht, wobei eine Klemme des Spannungsteilers an die Klemme +V. der regulierten Spannungsquelle und die andere Klemme des Spannungsteilers an einen Kondensator 128 angeschlossen ist, der über einen Entladewiderstand 130 mit Masse verbunden ist, der zur Erzielung der Eigensicherheit mit dem Kondensator 128 in einem Becher untergebracht sein kann.

Der Kondensator 128 wird gegenüber Masse mittels Vollwellen-Gleichrichtdioden 127 und 129 auf ein negatives Potential gebracht. Die Dioden 127 und 129 sind derart über die Resonanz- oder Oszillatorschaltung geschaltet, daß die an die Basis des Transistors 112 angeschlossene Anzapfung des Spannungsteilers auf einem Arbeitspunkt von etwa Full Volt gehalten wird. Dies reicht gerade aus, um die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 112 leitend zu machen. Der Emitter des Transistors 112 wird durch einen Widerstand 132 und eine Diode 134 auf einem geringen negativen Potential gehalten. Die Diode 134 kompensiert die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 112. Sie kompensiert ferner teilweise temperaturbedingte Änderungen der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 112, so daß eine stabile Eichung gewährleistet wird. Gemäß Fig. wird die negative Spannung des Kondensators 128 als negative Speisespannung -V_? des Zerhackers 44 und des Ausgangsverstärkers 56 verwendet (Fig. 1).

Die vorstehend beschriebene, den Transistor 112 enthaltende Regulierschaltung arbeitet folgendermaßen, wobei sie die Amplitude des sinusförmigen hochfrequenten Signals am Transformator 36 im wesentlichen konstant hält. Die Spannung am Transformator 36, die die Spannung an der Oszillator- oder Resonanzschaltung des Oszillators darstellt, wird von den Dioden 127 und 129 erfaßt, die den Kondensator 128 aufladen. Die sich ergebende negative Gleichspannung am Kondensator wird dann am die Widerstände 1 24 und 126 enthaltenden Spannungsteiler mit der Spannung des Reglers

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48 verglichen, so daß die Zwischenanzapfung etwa auf Masse gehalten wird. Ändern sich die Kennwerte des Transistors mit der Tempez-atur und wird die Sonde mit einem Widerstand belastet, wie er vom Widerstand 24r dargestellt wird, so führt der Transistor 112 den von den Kondensatoren 106 und 114 abfließenden Strom. Hierdurch werden die Amplitude des Oszillators und die entsprechende Spannung am Kondensator auf gleichem Potential gehalten.

Zur Vermeidung der Verzerrung des sinusförmigen hochfrequenten Signals bildet eine verhältnismäßig starke Drossel 136 eine hohe Impedanzbelastung für die Oszillatorschaltung, wodurch scharfe Stromimpulse verhindert werden, durch die das sinusförmige hochfrequente Signal verzerrt werden könnte. Eine Drossel 140 und ein Kondensator 142 bilden eine PiIterschaltung für die Spannungsquelle .·

Die Arbeitsweise des Oszillators 38 gemäß Klasse C wird nun anhand der Signalverläufe der Fig. 2a bis 2c erläutert. Die in Fig. 2a gezeigte Ausgangsspannung zwischen Kollektor und Masse wird der Primärwicklung 40 des Transformators 36 zugeführt. Sie ist wegen der Resonanzwirkung der Primärwicklung 40. und des Kondensators 104 und des durch den Tranformator 40 reflektierten Bildes der Brückenkondensatoren 24c und 28 (Fig. 6) im wesentlichen sinusförmig. Die Diode 120 wird während des größten Teils des Zyklus durch die Spannung am Kondensator 106 in Sperrichtung vorgespannt, wodurch an der Anode der Diode 120 ein Spannungsimpuls gemäß Fig. 2c entsteht. Der durch den Transistor 100 fließende Strom ist also intermittierend (Fig. 2b). Tatsächlich fließt nur ein kurzer Kollektorstromstoß (Fig. 2b) während des 36O°-Zyklus der Fig. 2. (Tatsächlich fließt während des Rests des Zyklus ein gewisser Strom weiter, dieser ist jedoch gegenüber der Stromspitze oder dem Stromimpuls sehr klein und daher in der Zeichnung nicht dargestellt.) Gemäß Fig. 2b fließt der Kollektorstromstoß während wesentlich weniger als 90 des gesamten Zyklus von 360 , was ebenfalls wesentlich weniger als 180 bei der Betriebsweise gemäß

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Klasse C ist. Der Stromstoß stimmt zeitlich mit den Spannungsspitzen in Fig. 2a und 2c überein, so daß die maximale Leistung aus dem fließenden Strom gewonnen wird.

Gemäß Fig. 1 und 2 ist die Resonanzschaltung^ über einen Schalter 144 mit der Zerhackersteuerung 46 verbunden. Der Schalter 144 dient zur wahlweisen Verbindung einer Klemme der Primärwicklung 40 mit der Zerhackersteuerung. Durch Umschaltung des Schalters von der einen in die andere Stellung wird die Phase der Zerhackersteuerung um 180 umgekehrt und die phasenempfindliche, vom Zerhacker 44 durchgeführte Messung bzw. Tastung wird um 180 gedreht, so daß der Geber in fehlersicherer Betriebsweise bei hohem oder niedrigem Pegel arbeiten kann.

Wie anhand Fig. 3 näher erläutert wird, erzeugt die Zerhackerspeisung 46 ein rechteckiges Triggersignal für den Zerhacker 44, wobei der Leistungsverbrauch möglichst gering gehalten und die stabile genaue Eichung, wie sie für die Erfindung erforderlich ist, optimiert wird. Hierzu enthält die Zerhackersteuerung 46 gemäß Fig. 3 ein erstes Paar von Feldeffekttransistoren 200 und 202,.deren Steueranschlüsse über einen Kondensator 204 mit der Resonanzschaltung verbunden sind. Die ersten Kanal-(Drain)-Anschlüsse der Transistoren 200 und 202 sind miteinander verbunden, während die zweiten Kanalanschlüsse (Source) zwischen Masse und die regulierte Speisespannung +V₁ geschaltet sind. Entsprechend den Zielen der Erfindung sind die zweiten Kanalanschlüsse über Widerstände 206 und 208 mit der Speisespannung und Masse verbunden.

Das sinusförmige Ausgangssignal des Oszillators 38 (Fig. 1) wird einem kapazitiven Spannungsteiler zugeführt, der den Kondensator 204 und zwischen den Kondensator 204 und Masse geschaltete Kondensatoren 228 und 230 enthält. Das kapazitiv geteilte sinusförmige Signal an den Kondensatoren 228 und 230 wird dann den Steueranschlüssen der Transistoren 200 und 202 zugeführt, die abwechselnd in den leitenden Zustand gesteuert werden.

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Die Widerstände 206 und 208 spielen eine besonders wichtige Rolle bei der Gewährleistung eines niedrigen Leistungsverbrauchs und einer hohen Genauigkeit bei der Phasentastung am Zerhacker 24. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, dal? die Widerstände 206 und 208 zur Begrenzung der Spannung an den Kanalanschlüssen der Transistoren 200 und 202 dienen, wodurch der Knick der Eingangs/Ausgangs-Spannungskennlinie der Feldeffektransistoren schärfer wird. Gemäß Fig. 3a (Kurve a) ergibt sich bei großen Ausgangsspannungen von der Kanalstrecke eines Feldeffekttransistors ein runder Knick in der Eingangs/Ausgangs-Spannungskennlinie, während bei Begrenzung der Ausgangsspannung (Kurve b) der Knick der Kennlinie schärfer wird. Hierdurch wird ein der Quadratform besser angenäherter Signalverlauf erzielt, was zur Erzielung einer hohen Zuverlässigkeit bei der Phasentastung am Zerhacker 44 äußerst wichtig ist.

Darüber hinaus wird, wie sich aus Fig. 3b ergibt, durch Begrenzung der Ausgangsspannung der Kanalstx-ecke des Feldeffektransistors dieser gegen Änderungen der Ausgangs/Eingangs-Spannung bei Temperaturänderungen unempfindlich. Wie sich aus den Kurven c (-55° C) und d (+25° C) der Fig. 3b ergibt, ist der Unterschied zwischen den Kurven c und d bei hoher Kanalspannung erheblich, wodurch die Stabilität der Eichung der Anordnung nachteilig beeinflußt wird. Begrenzt man dagegen die Ausgangsspannung gemäß den Kurven e und f, dann ist die Kurve für -55° C (e) im wesentlichen identisch der Kurve für + 25° C (f).

Zusätzlich tragen die Kanalwiderstände dazu bei, den Strom durch die Transistoren 200 und 202 zu begrenzen, wenn diese zwischen ihren ersten und zweiten Kanalanschlüssen gleichzeitig leitend sind. Hierdurch wird sichergestellt, daß der Leistungsverbrauch durch die Transistoren 200 und 202 nicht zu stark ansteigt, wenn beide gleichzeitig leiten.

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Das Ausgangssignal der miteinander verbundenen ersten Kanalanschlüsse ist ein quadratischer Spannungsverlauf oberhalb Massepotential. Um mit Sicherheit eine quadratische Signalform zu erhalten, ist zwischen den ersten Kanalanschlüssenund dem Steueranschluß (Gate) ein Rückkopplungswiderstand 210 vorgesehen, durch den der Gateanschluß auf die mittlere Gleichspannung an den ersten Kanalanschlüssen angehoben wird. Durch den Widerstand 210 wird ein Tastverhältnis von 50 $ gewährleistet, wodurch kleine Unterschiede der Schwellenspannungen der Feldeffekttransistoren kompensiert werden. Kondensatoren 212 und 214 bilden eine niedrige Impedanz zur Speisung der Gateka/pazität der nachfolgenden Stufe mit dem quadratischen, von den Feldeffektransistoren 200 und 202 erzeugten Signal.

Im ersten Zustand der Zerhackersteuerung wird also ein quadratischer Spannungsverlauf erzeugt. Bei der quadratischen Spannung ist jedoch die Spannung zwischen den Spitzen wegen des Spannungsabfalls an den Kanalwiderständen 206 und 208 zum Treiben des Zerhackers unzureichend«

Daher enthält die nachfolgende oder zweite Stufe der Zerhackersteuerung, die über Kondensatoren 217 und 219 mit der vorhergehenden Stufe gekoppelt ist, ein weiteres oder zweites Paar von Feldeffekttransistoren 216 und 218, die mittels an ihre Steueranschlüsse angeschlossener Widerstände 220, 222 und 224 etwa auf ihre Schwellenspannungen vorgespannt sind. Durch die Vorspannung der Transistoren 216 und 218 in die Nähe ihrer Schwellenspannungen schalten die Transistoren sehr nahe beim Nulldurchgang des Rechteckwellensignals ein, das von den Transistoren 200 und 202 erzeugt wird. Infolgedessen erreicht der Einschalt- oder.Tastfaktor der Transistoren 216 und 218 genauer 50 ?6, wodurch Phasenunsicherheiten ausgeschaltet und am Zerhacker 44 eine zuverlässige Phasentastung gewährleistet wird. Da die Transistoren 216 und 218 außer während des Umschaltens nicht gleichzeitig leiten, geht durchdie zweite Stufe wenig oder gar keine Leistung verloren.

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Die Transitoren 216 und 218 sind direkt zwischen die Spannungsquelle +V. und Kasse geschaltet, so daß das Ausgangssignal zum Zerhacker 44 abwechselnd auf +Y₁ und Kasse liegt. Hierdurch wer-

den . eine niedrige Ausgangsimpedanz In der Zerhackersteuerung erzeugt, und niedrige Anstiegs- und Abfallzeiten des rechteckförmigen Ausgangssignals erzeugt, ohne daß in der Zerhackersteuerung hohe Leistungen verbraucht werden müßten. Das von den zwischen V. und Masse geschalteten Feldeffekttransistoren 216 und 218 erzeugte Rechtecksignal erreicht sehr genau die Rechteckform, so daß eine hohe Phasenstabilität in der Phasentastung erzielt wird, ohne daß die Wirksamkeit der Zerhackersteuerung nachteilig beeinflußt wird.

Wird eine Sonde zur Messung der Höhe von Flüssigkeiten verwendet und neigt die Flüssigkeit dazu, die Sonde zu bedecken, so ist es wünschenswert, Einrichtungen vorzusehen, durch die die Phase des rechteckigen Zerhacker-Steuersignals um 45 geändert werden kann. In diesem Zusammenhang ist darauf hinzuweisen, daß lange Überzüge auf einer Sonde, wie in der genannten US-PS 3 706 980 beschrieben, als unendliche Übertragungsleitungen erscheinen und die Wirk- und Blindkomponenten des Überzugs gleich sind, so daß eine Verzögerung um 45 entsteht. Durch Tasten bei einem Phasenwinkel von 45 werden die Wirk- und die Blindkomponente gelöscht, so daß nur die Blindkomponente infolge Änderung der Kapazität der gemessenen Flüssigkeit selbst und nicht infolge des Überzugs verbleibt. V/ahlweise können zu dem Kondensator 230 ein Kondensator 226 und ein Reihenwiderstand 234 oder ein Kondensator 228 mittels eines Umschalters 232 parallelgeschaltet werden.

Gemäß einem weiteren wichtigen Merkmal der Erfindung enthält der Ausgangsverstärker 56 eine Spannungs-Rückkopplungsschaltung, die gemäß Fig. 1 an einen Widerstand 57 angeschlossen ist, durch den der zwischen 4 und 20 mA liegende, vom Zweidrahtgeber gezogene Gleichstrom fließt. Hierdurch wird der Gleichstrom auf allen möglichen Stromwerten stabilisiert. Gemäß Fig. 4 ist

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der Ausgangsverstärker 56 in die folgenden Abschnitte unterteilt: einen Rückkopplungs-Spannungsteiler 300, einen ersten Differenzverstärker 302, einen zweiten Differenzverstärker 304, eine Spannungs-Strom-Verstärkungsstufe 306 und eine Ausgangsverstärkerstufe 3O8, die den zwischen Masse und die Klemme 22 der Fig. 1 geschalteten Widerstand 57 enthält.

Der Rückkopplungs-Spannungsteiler 3OO enthält ein in Reihe mit Widerständen 312 und 314 geschaltetes Einstellpotentiometer 310, dessen einer Anschluß frei ist. Der Schleifer 316 des Potentiometers 310 ist so eingestellt, daß bei abgeglichene" Brücke 26 der Fig. 1 der vom Zweidrahtgeber gezogene Strom 4 mA beträgt, wenn durch die Verstärkungseinstellschaltung kein Strom fließt, die ein mit einem Widerstand 320 in Reihe geschaltetes Potentiometer 318 enthält, dessen Schleifer 322 über einen Widerstand 324 mit dem Eingang der ersten Differenzverstärkerstufe 302 verbunden ist. Fließt durch die Verstärkungs-Einsteilschaltung ein Strom, so bleibt die Spannung zwischem Schleifer 322 und Masse gleich Null, und zwar über den gesamten Bereich der' Verstärkungssteuerung bzw. -regelung.

Die Differenzverstärkerstufe 302 enthält einen ersten Transistor 326, dessen Basis an den Ausgang des Zerhackers 44 und den Rückkopplungs-Spannungsteiler 3OO angeschlossen ist. Die Basis eines zweiten Transistors 330 ist über einen Widerstand 332 an Masse angeschlossen. Die Differenzverstärkerstufe 302 enthält Vorspannwiderstände 334, 336 und 338, die zwischen die positive Schiene +V, und die negative -V_ geschaltet sind.

Die zweite Differenzverstärkerstufe 304 enthält einen ersten Transistor 340, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors 328 verbunden ist, und einen zweiten Transistor 342, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors 330 verbunden ist. Zwischen die positive Schiene +V. und Masse sind Vorspannwiderstände 344, 346 und 348 geschaltet.

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Die Kollektoren der Transistoren 340 und 342 sind mit den Basen zweier Transistoren 350 und 352 der Spannungs-Strom-Stufe 306 verbunden. Die Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren 350 und 352 sind zwischen der positiven und negativen Schiene -i-V., bzw. -V mit einem Widerstand 354 in Reihe geschaltet.

Die Ausgangsstufe 308 enthält zwei Transistoren 356 und 358. Die Basis des Transistors 356 ist mib dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 354 und dem Kollektor des Transistors 352 der Spannungs-Strom-Verstärkungsstufe 306 verbunden. Der Ausgangsstrom der Ausgangsstufe 308 wird über einen Widerstand 360 dem Widerstand 57 zugeführt. Widerstände 362 und 364 verbinden den Kollektor bzw. den Emitter der Transistoren 356 bzw. 358 mit der Klemme 20 des Zweidrahtgebers.

Entsteht ein Ungleichgewicht in der Brücke 26, so steigt die Ausgangsspannung des Zerhackers 44 und die Basis des Transistors 328 wird positiver» Hierdurch wird der Transistor 328 stärker und der Transistor 330 weniger leitend, wodurch wiederum die Spannung am Kollektor des Transistors 328 geringer wird, und die Spannung am Kollektor des Transistors 330 ansteigt. Die KoI-

der
lektorspannungen Transistoren 328 und 330 werden dann als Eingangssignale den Basen der Transistoren 340 und 342 zugeführt, so daß die Kollektorspannungen der Transistoren 340 und 342 ansteigen bzw. abfallen. Hierdurch wiederum werden die Transistoren 350 und 352 stärker leitend, der Strom durch den Widerstand steigt an und die Basis des Transistors 356 nimmt eine höhere positive Spannung an, wodurch der Strom von den Ausgangstransistoren 356 und 358 ansteigt.

Da der gesamte Strom von den Ausgangstransistoren 356 und 358 über den Widerstand 57 fließt, steigt die Spannung am Widerstand 357 mit steigendem Strom infolge des Ungleichgewichts der Brücke, so daß die Spannung an der Klemme 22 gegenüber Masse abnimmt. Hierdurch wiederum wird die negative Spannung erhöht, die der

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Basis des Transistors 328 über den Rückkopplungs-Spannungsteiler zugeführt wird, bis die Spannung wiederum Null Volt ist, wodurch sich ein stabiler Zustand beim höheren Ausgangsstrom ergibt.

Aus den vorstehenden Ausführungen ergibt sich, daß der Ausgangsverstärker 56 analog auf einen Operationsverstärker angewendet werden kann, der einen Eingang an der Basis des Transistors aufweist, der als Summationspunkt für die Ausgangsspannung des Zerhackers 44 und die Spannung des Spannungsteilers 300 wirkt, wobei der zweite Eingang an der Basis des Transistors mit Masse verbunden ist.

Gemäß einem weiteren wichtigen Merkmal der Erfindung beeinflußt die Länge des mit der Sonde verbundenen Kabels die Impedanzmessung nicht.

Gemäß Fig. 5 ist eine Sonde 400 in die Brücke 26 geschaltet. Die Sonde enthält eine Schutzelektrode 410, die neben der Tastelektrode 412 angeordnet ist und diese umgibt. Eine Isolierung 414 umgibt die Tastelektrode 412, so daß die Schutzelektrode 410 gegenüber der Tastelektrode 12 und gegenüber dem mit Masse verbundenen, leitfähigen Behälter 418 isoliert ist. Zur Verbindung der Sonde 400 mit der Brücke 26 dient ein Koaxialkabel, dessen Schirm 420 einerseits an die Schutzelektrode 410 und andererseits an eine Klemme des Kondensators 60 zur Einstellung der Meßspanne angeschlossen ist. Der Axialleiter 422 des Koaxialkabels verbindet die Tastelektrode 412 mit der zweiten Klemme des Kondensators

Aus dem in Fig. 6 gezeigten Ersatzschaltbild der Anordnung der Fig. 5 ist ersichtlich, daß durch eine Änderung der Kabellänge die Impedanzmessung nicht beeinflußt wird. Die Impedanz 24 zwischen der Tastelektrode und Masse ist durch eine Kapazität 24c und einen Widerstand 24r dargestellt. Da der Axialleiter 422 von dem Koaxialschirm 420 umgeben ist, der an die Gegenklemme des Kondensators 60 angeschlossen ist, wird jede Impedanz zwischen dem Schirm/des Koaxialkabels und dem Axialleiter 422 über

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den Kondensator 60 geschaltet, so daß hierdurch der Abgleich der Brücke nicht beeinflußt wird. Ähnlich beeinflußt die Impedanz zwischen dem Koaxialschirm 420 und Masse, die durch eine Kapazität 426c und einen widerstand 426r dargestellt ist, nicht den Abgleich der Brücke 26, da diese Impedanz parallel zur Sekundärwicklung 34 des Transformators liegt.

Gemäß einem weiteren wichtigen Merkmal der Erfindung wird eine lineare Eichung der Impedanzmessung dadurch erreicht, daß der Meßspannenkondensator 60 gegenüber der Kapazität der zu messenden Impedanz groß gemacht wird (s. US-PS 3 778 705). Die Kapazität des Kondensators 408 bzw. 26 ist wenigstens 10 χ größer als die Kapazität des Kondensators 424c bzw. 24c. Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform beträgt die Kapazität des Meßspannenkondensators das 25-fache der zu messenden Kapazität.

Gemäß Pig. 5 ist die Tastelektrode 412 der Sonde 400 vollständig von der Isolation 414 umschlossen. Die Isolation 414 ist mit Material 428 abgedeckt, das im Behälter 418 enthalten ist. Yiie nun erläutert wird, übersteigt der Tastelektroden-Masse-Widerstand 24r in annähernd allen Anwendungsfällen 500 Ohm auch wenn die Sonde gemäß Fig. 5 mit einem Überzug 428 aus einer leitfähigen Flüssigkeit 429 bedeckt ist. .

Fig. 7a zeigt die schematische Darstellung des Überzuges 428 auf der Sonde 400 der Fig. 5 und die Art des Widerstandes zwischen Sonde und Masse. Der Überzug 428 kann als Reihe kleiner Widerstände 430 dargestellt werden, die sich über die Länge des Überzuges erstrecken. Die Yerbindungspunkte zwischen den Widerständen 430 sind über Shuntkondensatoren 432, die die Kapazität der Isolierung 414 darstellen, mit der Tastelektrode 412 verbunden. Ein der Sonde und dem Überzug der Fig. 7a entsprechendes Ersatzschaltbild ist in Fig. 8a gezeigt, wo der Kondensator 432 parallel zum Widerstand 430 geschaltet ist. Ein Kondensator 434 stellt die Kapazität der Isolierung 414 zwischen der leitfähigen Flüssigkeit unterhalb des Überzugs 428 und der Tast-

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elektrode 412 dar. Dieses Ersatzschaltbild kann wiederum gemäß Fig. 9 durch den Shuntwiderstand 424r und den Shuntkondensator 424c dargestellt werden. Es hat eich gezeigt, daß in praktisch allen Anwendungsfällen, in denen der Widerstand 424r gemäß Fig. 9 vom Überzug 428 beeinflui3t wird, wie durch die Reihenschaltung der Widerstände 430 (Fig. 7a) dargestellt, der Widerstand 424r größer als 500 Ohm ist.

Fig. 7b zeigt die in eine halbleitende Flüssigkeit eingetauchte isolierte Sonde 400 der Fig. 5> wobei die Flüssigkeit selbst durch eine Anzahl von Shuntkondensatoren 436 und Shuntwiderständen 438 dargestellt ist. Bas Ersatzschaltbild der eingetauchten Sonde der Fig. 7b ist in Fig. 8b gezeigt, wo die Shuntkondensatoren 436 und die Shuntwiderstände 438 parallel und gemeinsam mit dem Kondensator 434 in Reihe geschaltet sind, der die Kapazität der Isolation zwischen dem Material und der Tastelektrode 412 darstellt. Das Ersatzschaltbild der Fig. 8b kann selbstverständlich auch als Shuntwider stand-Kondensator-Konibinat ion gemäß Fig. 9 dargestellt werden. Obwohl der Widerstand 438 von dem halbleitenden Material statt von dem Überzug der eingetauchten Sonde der Fig. 7a gebildet wird, ist trotzdem der Ersatzwiderstand 424*" gemäß Fig. 9 in praktisch allen Fällen für die eingetauchte Sonde der Fig. 7b größer als 500 Ohm.

Fig. 7c zeigt schließlich eine nackte Elektrode 440, die in halbleitendes Material eintaucht. Dieses kann durch Shuntkondensatoren 436 und Shuntwiderstände 438 nachgebildet werden, die in Fig. 8c schematisch als Kondensator 442 und als Widerstand 444 dargestellt sind. Wiederum hat sich gezeigt, daß der den Widerstand 424r der Fig. 9 in der Brücke darstellende Widerstand 444 in praktisch allen Anwendungsfällen den Wert von 500 0hm übersteigt.

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Wie beschrieben, kann die Erfindung sowohl bei isolierten als auch bei nackten eintauchenden 'Sonden einschließlich· Schutzelektroden derart verwendet werden, wie sie in der US-Patentanmeldung 299 439 beschrieben ist. Natürlich ist die Erfindung auch auf Doppelanschlußsonden ohne Schutzelektrode anwendbar. Weiterhin ist die Erfindung bei den nichtlinearen Sonden anwendbar, bei denen die Tastelektrode gekennzeichnet ist, d. h. daß der Querschnitt der Tastelektrode von einem Ende der Tastelektrode zum anderen variiert. Eine nichtlineare Sonde ohne Schutzelektrode ist in der US-PS 3 269 180 und eine nichtlineare Sonde mit Schutzelektrode in einer weiteren US-Patentanmeldung (Akte Nr. M-562 des US-Anwalts) beschrieben. Weiter ist die Erfindung auf nichteintauchen.de Sonden anwendbar, die den Zustand eines eine Impedanz darstellenden Materials erfassen, wenn es sich in unmittelbarer Nähe zu den Sonden befindet.

Die Erfindung wurde vorstehend anhand eines Zweidrahtgebers oder -Übertragers beschrieben. Viele Merkmale der Erfindung können auch anderweitig angewendet werden, beispielsweise bei einer batteriegespeisten Anordnung, bei der die zur Verfugung stehende Leistung wenigstens ebenso begrenzt ist wie bei dem Zweidrahtgeber.

In diesem Zusammenhang sei ein weiterer Ausgangsverstärker 56 für eine batteriegespeiste Anordnung erläutert (Fig. 10). Der in Fig. 10 gezeigte Ausgangsverstärker ähnelt in vielerlei Hinsicht dem Ausgangsverstärker der Pig. 4. Im wesentlichen identische Schaltelemente sind mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet.

Der Ausgangsverstärker der Fig. 10 unterscheidet sich von dem der Fig. 4 darin, daß die Spannungsrückkopplung vom Widerstand 57 nicht einem Summationspunkt in der ersten Differenzverstärkerstufe, sondern dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers an der Basis des Transistors 330 zugeführt wird. Der Strom zwischen

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den Ausgangsklemmen 520 und. ^r>.Y an den Anschlüssen einer Diode 424 in der Kollektor-Emitter-strecke des Transistors 358 stellt das Ausgangssignal dar.

Im Betrieb wird durch ein positives Eingangssignal an der Basis des Transistors 328 und einer ersten Differenzverstärkerstufe der Strom durch den Widerstand 57 erhöht. Hierdurch wiederum wird die der Basis des Transistors 330 des die Widerstände 310, 312 und 526 enthaltenden Spannungsteilers zugeführte positive Spannung angehoben. Demzufolge wird der Strom durch den Widerstand 57 und der Ausgangsstrom an den Klemmen 520 und 522 auf einem höheren Wert stabilisiert.

Der beschriebene Ausgangsverstärker stellt einen Operationsverstärker dar, dessen einer Eingang mit dem Ausgang des Zerhackers und dessen zweiter Eingang im Gegensatz zu Fig. 4 mit einer Spannungsrückkopplung verbunden ist. Demgegenüber diente in Fig. 4 ein Eingang sowohl als an den Zerhackerausgang angeschlossener Summationspunkt als auch als Spannungsrückkopplung, während der andere Eingang mit Masse verbunden war.

Der Zerhacker 44 wurde nicht im einzelnen beschrieben, da Zerhacker und Ausgangsverstärker sur Verwendung bei dem erfindungsgemäßen Zweidrahtgebersystem bekannt sind. Beispielsweise kann der in der genannten US-Ps 3 778 705 beschriebene und gezeigte Zerhacker verwendet werden. Der Ausgangsverstärker kann eine beliebige Anzahl von im Handel erhältlichen Differenzverstärkern enthalten. Auch können als Ersatz der in Fig. 1 gezeigten Resonanzschaltung verschiedene Resonanzschaltungen verwendet werden. Ebenso kann der Spannungsregler 58 bekannte Spannungsregler enthalten.

Vorstehend wurden bevorzugte Ausführungsbeispiele beschrieben. Innerhalb des Rahmens der Erfindung sind vielerlei Änderungen und Abwandlungen möglich. ' · - '

BAD' ORIGINAL

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Claims

PAgEHIANSPRÜCHE

Zweidraht-Geberanordnung mit einer Spannungsquelle und einer Belastung an einer und einem Zweidrahtgeber an einer anderen Stelle, die durch zwei Übertragungsleitungen, die einen bestimmten Minimal- und einen bestimmten Maximalstrom führen, miteinander verbunden sind, und nur durch die Spannungsquelle gespeist werden, dadurch gekennzeichnet, daß der Zweidrahtgeber folgende Bestandteile enthält: eine Leitwert- bzw. Impedanzmeßsonde (Ί00) mit einer Tastelektrode (412) zur Erfassung der Impedanz von Materialien zur Überwachung des Zustandes der Materialien, einen Hochfrequenz-Signalgenerator (3S), eine an den Hochfrequenz-Signalgenerator angeschlossene Brücke (26), die die durch die Sonde erfaßte Impedanz enthält, so daß die Brückenspannung dem Zustand der überwachten Materialien entspricht, wobei der Hochfrequenz-Signalgenerator eine Spannung von weniger als \2V ~~ an der erfaßten Impedanz liefert, wobei V die Spannung am Zweidrahtgeber ist, und eine an die Brücke angeschlossene Ausgangseinrichtung (56) zur Änderung des Stroms durch die Übertragungsleitungen (16, 18) zwischen den Grenzwerten entsprechend der Diagonalspannung der Brücke, so daß der Zustand der Materialien wiedergegeben wird.

Geberanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (48) zur Gleichstromisolation der Brücke (26) vom Hochfrequenz-Signalgenerator (38) und der Ausgangseinrichtung (56).

Geberanordnung nach Anspruch 2,gekennzeichnet durch einen mit der Brücke gleichstromgekoppelten Verstärker (42), der vom Hochfrequenz-Signalgenerator (38) und der Ausgangsgangseinrichtung (56) gleichstromisoliert ist.

4. Geberanordnung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch zwischen den Verstärker (42) und die Brücke (26) geschaltete Gleichrichter (50, 52) zur Erzeugung einer Versorgungs-Gleichspannung für den Verstärker unter Beibehaltung der Isolation zwischen dem Verstärker und der Spannungs-. quelle (12).

5. Geberanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß der Hochfrequenz-Signalgeneratoiv (53) einen Hochfrequenzoszillator der Klasse C mit einem Resonanzkreis enthält, derart, daß ein hochfrequentes Signal erzeugt wird, dessen Frequenz gleich der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises ist.

6. Geberanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeich net, daß die Gleichstrom-Isolationseinrichtung einen Transformator (36) enthält, der den Ausgang des Oszillators (38) mit der Brücke (26) verbindet, wobei die Primär- und die Sekundärwicklung des Transformators sowie die erfaßte Impedanz einen Teil des Resonanzkreises bilden.

7. Geberanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß der Hochfrequenz-Signalgenerator (38) einen Hochfrequenz-Oszillator (100, 102) und eine Regulierschaltung (112) für den Oszillator enthält, wodurch die Amplitude der hochfrequenten sinusförmigen Signale trotz Widerstandsbelastung im wesentlichen konstant gehalten wird (Pig. 2).

8. Geberanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeich net, daß der Geber weiter einen Spannungsregler (58) und die Regelschaltung Einrichtungen (127, 129) zur Vollwellengleichrichtung des Ausgangssignals des Oszillators enthält, sowie ferner einen an die Vollwellengleichrichteinrichtung angeschlossenen und durch den durch diese fließenden Strom aufgeladenen Kondensator (104), einen zwischen den Kondensator und den Spannungsregler geschalteten Spannungsteiler (124, 126) und eine an den Spannungsteiler und den Oszillator angeschlossene Steuereinrichtung (112) zur Konstanthaltung

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der Amplitude des hochfrequenten Signals und der Spannung am Kondensator, unabhängig von vier Widerstandsbelastung an der gemessenen Impedanz.

9. Geberanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die Brücke (26) einen Keßspannen-ICondensator (60) enthält, dessen Kapazität "wesentlich größer ist als die kapazitive Komponente der von der Sonde erfaßten Impedanz, wodurch eine lineare Eichung des Gebers ermöglicht wird.

10. Geberanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangseinrichtung (56) einen Zerhacker

(44) und eine Zerhacker-Steuerung (46) enthält, deren Eingang an den Oszillator (38) und deren Ausgang an den Zerhakker angeschlossen ist und die diesem ein Triggersignal zuführt.

. Geberanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeich net, daß die Zerhacker-Steuereinrichtung (46) ein erstes Paar von Feldeffekttransistoren (200, 202) mit ersten und zweiten Kanalelektroden und einer Steuerelektrode sowie zwei Kanalwiderstände (206, 208) enthält, wobei die ersten Kanalelektroden miteinander verbunden und die zweiten Kanalelektroden über die Kanalwiderstände an eine Spannungsquelle angeschlossen sind, so daß an dem ersten Paar von Feldeffekttransistoren eine verminderte Spannung zugeführt wird, wobei der Hochfrequenz-Signalgenerator (38) an die Gateanschlüsse jedes Feldeffektransistors angeschlossen ist, so daß diese abwechselnd leitend werden und ein im wesentlichen rechteckiges Signal erzeugen.

12. Geberanordnung nach Anspruch 11 , dadurch gekennzeich net, daß die Zerhackersteuerung (46) weiter folgende Bestandteile enthält: ein zweites Paar von Feldeffektransistoren

(216, 218) mit ersten und zweiten Kanalansohlüssen und einem Steueranschluß, wobei die ersten beiden Kanalanschlüsse miteinander verbunden und die zweiten Kanalanschlüsse über die Spannimgsquelle und der Steueranschluß an die ersten beiden Transistoren angeschlossen ist, und daß die Zerhacker-Steuereinrichtung weiter Einrichtungen (220, 222, 224) zur Vorspannung des zweiten Feldeffekttransistorpaars in die Nähe dei? Schwellenwerte derselben enthält, so daß das vom ersten Feldeffektransistorpaar erzeugte Rechtecksignal in der Fähe oder beim Rulldurchgang der Rechteckwelle das zweite Feldeffekttransistorpaar schaltet, ohne daß die beiden zweiten Transistoren merklich gleichzeitig leitend sind.

13. Geberanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß die Ausgangseinrichtung folgende Bestandteile enthält: einen phasenempfindli_chen Detektor (46) zur Erzeugung eines das. Ungleichgewicht der Brücke (26) darstellenden G-Ieichspannungssignals und einen Ausgangsverstärker (56), der auf das Gleichstromsignal anspricht und eine Spannungsrückkopplung enthält, die auf den Strom zwischen den Grenzen -anspricht, wobei die Rückkopplung den Strom bei allen auftretenden Gleichstromwerten (4 bis 20 mA) stabilisiert.

14. Geberanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Vollwellen-Gleichrichterbrücke (70, 72, 74, 76) am Eingang des Zweidrahtgebers zur Verbindung der beiden Übertragungsleitungen (16, 18), so daß der Geber unabhängig von der Polarität des ihm zugeführten Stroms arbeitet.

15. Geberanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich· net, daß die Sonde (400) eine die Tastelektrode (412) umgebende Schutzelektrode (410) enthält, die so an die Brücke (26) angeschlossen ist, daß sie bei einem gegebenen Arbeitspunkt mit im wesentlichen dem gleichen Potential gespeist wird, wie axe Tastelektrode. - "

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16. Geberanordnung nach Anspruch 15, ferner gekennzeichnet durch ein -Koaxialkabel mit einem von einem Schirraleiter (420) umgebenen Axialleiter (422)_r wobei der Schirmleiter die Schutselektrode (410) mit der einen Seite der Brücke und der Inncnleiter die Tastelektrode mit der anderen Seite der Brücke (26) verbindet.

17. Geberanordnung nach Anspruch 16, dadurch gekenn zeich net, daß die Brücke (26) weiter einen Keßspannen-Kondensator (60) enthält, der zwischen die beiden Seiten der Brücke (26) geschaltet ist, wobei die Ausgangseinrichtung (56) so an die Brücke angeschlossen ist, daß sie den Meßspannen-Kondensator (60) überbrückt.

18. Anordnung zur Überwachung des Zustandes von Materialien, gekennzeichnet durch eine Impedanz- bzw. Admittanz-Meßsonde mit einer Tastelektrode zur Erfassung der Impedanz bzw. der Admittanz der Materialien, durch einen Hochfrequenz-Signalgenerator, durch eine an den Hochfrequenz-Signalgenerator angeschlossene Brücke, die die von der Sonde erfaßte Admittan bzw. Impedanz enthält, derart, daß das Ungleichgewicht der Brücke dem Zustand der überwachten Materialien entspricht,

eine
durch/an die Brücke angeschlossene Ausgangseinrichtung zur Erzeugung eines dem Ungleichgewicht der Brücke entsprechenden Signals, so daß der Zustand der Materialien angezeigt wird, und durch Einrichtungen zur Gleichstromisolierung der Brücke vom Hochfrequenz-Signalgenerator und der Ausgangseinrichtung.

19· Anordnung nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch einen mit der Brücke gleichstromgekoppelten Verstärker, der vom Hochfrequenz-Signalgenerator und der Ausgangseinrichtung gleichstromisoliert ist.

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20. Anordnung nach Anspruch 19» gekennzeichnet durch zwischen den Verstärker"und die Brücke gekoppelte Gleichrichtereinrichtungen zur Erzeugung einer Gleichstromspeisung für den Verstärker unter Beibehaltung der Isolation zwischen dem Verstärker und der Spannungsquelle.

21. Anordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichstromisolation einen Tranformator enthält, dessen Primärwicklung mit dem Hochfrequenz-Signalgenerator gekoppelt ist und dessen Sekundärwicklung einen Teil der Brücke bildet.

22. Anordnung nach Anspruch 21 , dadurch gekennzeichnet, daß der Hochfrequenz-Signalgenerator einen Oszillator mit einem Resonanzkreis enthält, wobei die Primärwicklung, die Sekundärwicklung und die gemessene Impedanz einen Teil des Resonanzkreises bilden.

23. Anordnung zur Überwachung des Zustandes von Materialien in einem Zweidrahtsystem, mit einer Spannungsquelle und einer Belastung an der einen und einem Zweidraht-Geber an einer anderen Stelle, die durch zwei, einen variablen Strom führende -Übertragungsleitungen miteinander-verbunden sind, dadurch .gekennzeichnet , daß der Zweidraht-Geber folgende Bestandteile enthält: eine Impedanz-Meßsonde mit einer Tastelektrode zur Erfassung der Impedanz der Materialien zur Überwachung des Zustandes der Materialien, einen Hochfrequenz-Signalgenerator mit einem Oszillator mit einem Resonanzkreis, der eine die mit der Sonde zu erfassende Impedanz enthaltende Brücke einschließt, so daß das Ungleichgewicht der Brücke dem Zustand der zu überwehenden Materialien entspricht, und eine an die Brücke angeschlossene Ausgangseinrichtung zur Änderung des Stroms durch die Übertragungsleitungen entsprechend dem Ungleichgewicht der Brücke zur Wiedergabe des Zustandes der Materialien.

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24. Anordnung zur Überwachung des Zustandes von Materialien, gekennzeichnet durch eine Admittanz- bzw. Impedanz-Meßsonde mit einer Tastelektrode zur Erfassung der Admittanz bzw. Impedanz der Materialien zur Überwachung des Zustandes derselben, durch eine die von der Sonde erfaßte Admittanz bzw. Impedanz enthaltende Brücke, wobei der unabgeglichene Zustand der Brücke dem Zustaixider überwachten Materialien entspricht, durch einen Hochfrequenz-Signalgenerator, der an die Brücke angeschlossen ist und einen Hochfrequenz-Oszillator und eine Regulierschaltung für den Oszillator zur Konstanthaltung der Amplitude der Hochfrequenzsignale enthält, wobei die Regulierschaltung Einrichtungen zur Vollwellengleichrichtung des Ausgangssignals des Oszillators enthält, sowie einen mit der Vollwellen-Gleichrichteinrichtung verbundenen und durch den durch diese fließenden Strom aufgeladenen Kondensator, einen zwischen den Kondensator und eine regulierte Spannungsquelle geschalteten Spannungsteiler und eine an den Spannungsteiler und den Oszillator angeschlossene Steuereinrichtung zur Konstanthaltung der Amplitude des Hochfrequenzsignals und der Spannung am Kondensator, und durch eine an die Brücke angeschlossene Ausgangseinrichtung zur Erzeugung eines Ausgangssignals bei unabgeglichener Brücke, wodurch der Zustand der überwachten Materialien wiedergegeben wird.

25. Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Hochfrequenzoszillator einen Multivibrator und einen an den Ausgang des Multivibrators angeschlossenen Resonanzkreis enthält.

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26. Zweidraht-Geberanordnung mit einer Spannungsquelle und einer Belastung an einer und einem Zweidrahtgeber an einer anderen Stelle, die durch zwei einen variablen Gleichstrom führende Übertragungsleitungen miteinander verbunden sind, dadurch gekennzeichnet , daß der Geber folgende Bestandteile enthält: zvrei je mit einer Übertragungsleitung verbundene Eingangsklemmen, einen Hochfrequenz-Signalgenerator, eine Admittanz- bzw. Impedanz-Meßsonde mit einer Tastelektrode zur Erfassung der Admittanz bzw. Impedanz der Materialien zur Überwachung des Zustandes derselben, eine an den Hochfrequenz-Signalgenerator angeschlossene Brücke, die die von der Sonde erfaßte Admittanz bzw. Impedanz enthält, so daß das Ungleichgewicht der Brücke dem Zustand der überwachten Materialien entspricht, eine an die Brücke angeschlossene Ausgangseinrichtung zur Änderung des durch die Übertragungsleitungen fließenden Gleichstroms, und eine vier Gleichrichter enthaltende Vollwellen-Gleichrichterbrücke, die die Eingangskieminen mit der Ausgangseinrichtung verbindet, wobei zwei Gleichrichter leiten, wenn der durch die Übertragungsleitungen fließende Strom in der einen und die beiden Gleichrichter leiten, wenn der Strom durch die Übertragungsleitungen in der anderen Richtung fließt.

27. Anordnung zur Überwachung des Zustandes von Materialien, gekennzeichnet durch eine Admittanz- bzw. Impedanz-Meßsonde mit einer Tastelektrode zur Erfassung der Admittanz bzw. Impedanz der Materialien zur Überwachung des Zustandes derselben, durch einen Hochfrequenz-Signalgenerator, durch eine an den Hochfrequenz-Signalgenerator angeschlossene Brücke, die die von der Sonde erfaßte Admittanz bzw. Impedanz enthält, so daß das Ungleichgewicht der Brücke dem Zustand der überwachten Materialien entspricht, und durch eine an die Brücke angeschlossene Ausgangs einrichtung zur Erzeugung eines den Zustand der Materialien wiedergebenden Sig-

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nals, wobei die Ausgangseinrichtung eir.cn Zerhacker und eine Zerhacker-Steuereinrichtung· enthält, deren Eingang mit dem Hochfrequons-Signalgenerator und deren Ausgang mit dem Zerhacker verbunden ist, so daß diesem ein Triggersignal zugeführt wird, wobei die Zerhacker-Steuereinrichtung ein erstes Paar von Feldeffekttransistoren mit ersten und zweiten Kanalanschlüssen und einem Steueranschluß und zwei Kanalwiderstände enthält, wobei die ersten Kanalanschlüsso miteinander und die zweiten Kanalanschlüsse über die Eanalwiderstände an die Spannungsquelle angeschlossen sind, so daß dein ersten Paar Feldeffekttransistoren eine verminderte Spannung zugeführt wird, wobei der Hochfrequenz-Signalgenerator au die Steueranschlüese jedes Feldeffekttransistors angeschlossen ist, so daß diese abwechselnd leitend werden und ein Signal mit-aim. wesentlichen rechteckigem Verlauf erzeugt wird.

28. Anordnung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß die Zerhacker-Steuereinrichtung ein zweites Paar von Feldeffekttransistoren mit ersten und zweiten Kanalanschlüssen und einem Steueranschluß enthält, wobei die ersten Kanalanschlüsse miteinander und die zweiten Kanalanschlüsse mit der Spannungsquelle verbunden sind, wobei die Steueranschlüsse an die ersten beiden Transistoren angeschlossen sind, und daß die Zerhacker-Steuereinrichtung ferner Einrichtungen zur Vorspannung des zweiten Feldeffektransistorpaars in die Nähe jeder Schwellenwerte enthält, so daß das vom ersten Feldeffektransistorpaar erzeugte Rechtecksignal die zweiten Feldeffektransistoren an oder in der Nähe des Nulldurchganges des Rechtecksignals schaltet, ohne daß die.zweiten Transistoren gleichzeitig leitend sind.

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