DE2613146A1

DE2613146A1 - Gleichspannungs-regelschaltung

Info

Publication number: DE2613146A1
Application number: DE19762613146
Authority: DE
Inventors: Jun Andrew Stephen Mihalik; Daniel Aaron Wisner
Original assignee: Burroughs Corp
Current assignee: Unisys Corp
Priority date: 1975-04-21
Filing date: 1976-03-27
Publication date: 1976-11-04
Also published as: BR7601737A; FR2308980A1; US3978393A; GB1496868A; BE838399A; FR2308980B1; JPS51127445A

Description

BURROUGHS CORPORATION, eine Gesellschaft nach den Gesetzen des Staates Michigan, Burroughs Place, Detroit, Michigan 48232, V.St.A.

Gleichspannungs-Regelschaltung

Die Erfindung befaßt sich mit einer schaltbaren Regelschaltung für eine Stromquelle, und zwar insbesondere mit einem Verfahren und einer Vorrichtung zur digitalen Steuerung der Ausgangsspannung einer Stromquelle durch Verändern der Schaltzeiten von Leistungstransistorschaltern, wobei die Schalter stets an eine nicht leitende Drossel (d.h. eine Drossel mit augenblicklich hohem Widerstand) und eine voll erholte Referenzdiode geschaltet sind.

Bei der Entwicklung von Computern, digital arbeitenden Schaltungen, Präzisionssteuerungen und ähnlichen Einrichtungen wird viel Zeit und Geld auf die Entwicklung sehr zuverlässiger -Stromversorgungen verwandt. Außer einer hohen Zuverlässigkeit spielen auch Kostenfaktoren der Wirkungsgrad, Raumbedarf und Gewicht eine Rolle, wobei auch die Probleme einer ausreichenden Stabilität, Rauschempfindlichkeit und Welligkeit nicht aueracht gelassen werden dürfen.

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Ein weiterer kritischer Parameter, der die Zuverlässigkeit einer Stromversorgung beeinflußt, ist die thermische Empfindlichkeit. Im allgemeinen wird die größte Zuverlässigkeit dann erreicht, wenn die Elektronik so nahe wie möglich bei Umgebungstemperatur betrieben wird. Dieser Grundsatz bestimmt die Größe von Wärmetauschern und die Unterschiede der verwendeten Kühlsysteme sowie das schließlich sich ergebende Gewicht, Umfang und Kosten der fertig entwickelten Schaltung. Das Temperaturverhalten hängt sehr stark von der Art der Regelung des Systems ab.

Wenn eine spezielle Last eine Präzisions-Regelung sowohl der Spannung wie des Stromes erfordert und wenn eine separate Gleich- oder Wechselstromquelle verwendet wird, dann muß gewöhnlich die Stromversorgung mit einer Regeleinrichtung ausgestattet sein. Grundsätzlich ist eine Regeleinrichtung für eine Stromversorgung entweder verlustbehaftet oder nicht verlustbehaftet. Die verlustbehaftete Regeleinrichtung absorbiert den Unterschied zwischen der Eingangsspannung der Quelle und der ungeregelten Spannung an der Last, wobei der Verlust sich ergibt aus (V. - V . ) χ I . Eine nicht verlustbehaftete Regeleinrichtung speichert die überschüssige Energie in einem LC-Filter und gibt die Energie an die Last in abgemessenen Intervallen ab. Nicht verlustbehaftete Regeleinrichtungen arbeiten gewöhnlich mit Schaltern zur Steuerung der abgegebenen Energie. Während der Einschaltzeiten des Schalters wird Energie in einem Energiespeicher (das LC-Filter) gespeichert und je nach Erfordernis an die Last abgegeben. Im Idealfall ist der Schaltbetrieb mit keinem Energieverlust behaftet. Da konventionelle verlustbehaftete Reihen- oder Shunt -Regeleinrichtungen den energie-regelnden Transistor in einem kontinuierlichen Leitungsbetrieb laufen lassen, werden bei hohen Stromlasten große Energiemengen als Verlust auftreten, insbesondere, wenn die Spannungsdifferenz zwischen Eingang

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und Ausgang groß ist.

Die Entwicklung moderner Regeleinrichtungen strebt nach zunehmendem Wirkungsgrad und zunehmender Zuverlässigkeit im Betrieb bei größtmöglicher Energieeinsparung, so daß die meisten modernen Regeleinrichtungen vom nicht verlustbehafteten Typ sind. Stromversorgungsschaltungen mit schaltenden Regeleinrichtungen besitzen einen hohen Wirkungsgrad unter allen Eingangs- und Ausgangsbedingungen. Da der Leistungstransistorschalter stets entweder abgeschaltet oder gesättigt ist, mit Ausnahme einer sehr kurzen Übergangsperiode zwischen jenen beiden Zuständen, kann die schaltbare Regeleinrichtung eine gute Regelleistung erreichen, und zwar trotz großen Veränderungen an Eingangsspannung, und kann einen hohen Wirkungsgrad über einen großen Bereich an Lastströmen aufrechterhalten. Die schaltbare Regeleinrichtung regelt durch Verändern der Schaltfrequenz eines Leistungstransistorschalters, und die Schaltfrequenz kann sehr viel höher als die Netzfrequenz gemacht werden, wobei die Filterelemente in der Strom-Versorgung klein, leicht, preiswert und mit hohem Wirkungsgrad ausgeführt werden können. Es wird außerdem möglich, die schaltbare Regeleinrichtung mit sehr mäßig gefiltertem Gleichstrom zu treiben und damit große und aufwendige Filter für die Netzfrequenz oder Leitungsfrequenz überflüssig zu machen. Weiter können schaltbare Regeleinrichtungen mit ausgezeichneten Last-Übergangseigenschaften entwickelt werden, so daß plötzliche Zunahmen des Ladestromes relativ kleine augenblickliche Veränderungen in der Ausgangsspannung bewirken, deren Erholung im wesentlichen in wenigen hundert Mikrosekunden erfolgt. Da der gesamte Wirkungsgrad einer Hochfrequenz- Regeleinrichtung weniger Wärmeverlust und weniger Raumbedarf bedeutet, kann die Größe des Wärmetauschers klein gehalten werden, wenn die Größe der Drosseln und Kondensatoren reduziert wird, weil kleiner dimensionierte Geräte verwendet werden können. Es ist daher nicht unvernünftig, daß die Regel-

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Einrichtungen in der Entwicklung elektrischer Geräte zunehmend häufiger verwendet werden, und zwar nicht nur im Bereich der Raumfahrt und Landeverteidigung, sondern auch in Computern, logischen Schaltungen, Steuersystemen, bei der Instrumentierung und Informationsübertragung.

Die Schalt-Regeleinrichtung ist jedoch nicht ohne Nachteile, die ihre Verwendung in bestimmten Bereichen ausschließen. Die primäre Energiequelle liefert Strom an die Regeleinrichtung in Impulsen, die aus Gründen des Wirkungsgrades schmale Flanken haben. In denjenigen Fällen, bei denen eine Reihenimpedanz zwischen der Energiequelle und der Regeleinrichtung vorhanden ist, können plötzliche Veränderungen des Stromes ein beträchtliches Rauschen erzeugen. Dieses Problem kann durch Reduzierung der Reihenimpedanz Erhöhung der Schaltzeit und/oder Filter des Eingangs für die Regeleinrichtung klein gemacht werden. Ein anderes Problem, das bei der Verwendung von Schalt-Regeleinrichtungen auftritt, ergibt sich aus der Ansprechzeit der Schaltungen auf plötzliche Laststromveränderungen. Die Schalt-Regeleinrichtung wird einen neuen Gleichgewichtszustand nur dann annehmen, wenn der mittlere Drosselstrom seinen neuen Dauerwert erreicht hat. Um diese Zeitspanne zu verkleinern, ist es vorteilhaft, Drosseln mit kleinem induktivem Widerstand, oder große Spannungsdifferenzen zwischen der Eingangs- und der Ausgangsspannung zu benutzen.

Da in vielen Anwendungsfällen induktionsbedingte Sprünge nicht toleriert werden können, sind verschiedene Versuche unternommen worden, diese Sprünge und die daraus sich ergebenden Folgerungen, Strom-senken u.dgl. zu verhindern; man hat Einrichtungen geschaffen, die vor überspannung, Unterspannung und vor Überstrom schützen. Ausgeklügelte Filter in den Eingangs- und Ausgangsleitungen dienen häufig dazu, elektromagnetische oder hochfrequente Störungen kleinzuhalten oder auszuschließen.Einschaltspitzen und Abschaltspitzen bestimmten

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häufig die Größe der Drossel oder Filterkondensatoren und verschiedene Anpassungen müssen vorgenommen werden, um die Bandbreite des Ansprechens der Regeleinrichtung, den Wirkungsgrad und die Zuverlässigkeit zu begrenzen. Gelegentlich wird auch empfohlen, die Regeleinrichtung in eine vollständige Abschirmung einzubauen, um die Rauschempfindlichkeit oder die Abstrahlung von Rauschsignalen zu verhindern, wenn die Regeleinrichtungen in Frequenzbereichen betrieben werden, deren Harmonische in anderen Bereichen stören.

Der Erfindung liegt daher das Ziel zugrunde, eine verbesserte Schalt-Regeleinrichtung für eine Stromversorgung zu schaffen. Weiter soll die Regeleinrichtung die Schaltzeiten eines Reihen-Transistorsuhalters so steuern, daß eine Regelung über den gesamten Laststrombereich erreicht und keine Minimal-Last für die Regelung erforderlich ist. Ferner soll die zu schaffende Regeleinrichtung durch . Impulsbreiten-Modulierung gesteuert sein, die LeistungsVerluste klein hält und den Wirkungsgrad maximiert. Die zu schaffende Schalt-Regeleinrichtung soll einen maximalen Wirkungsgrad für ein beliebiges Strom-Schaltelement mit vorgegebener Einschaltzeit sowie einen verbesserten Gesamt-Regel-Wirkungsgrad selbst für solche Strom- ·■ Schaltelemente sicherstellen, die relativ kurze Einschaltzeiten besitzen. Ferner soll die zu schaffende Schalt-Regeleinrichtung ein Reihen-Schalttransistor-Element haben, das stets _aneine nicht leitende Drossel und eine voll erholte Referenzdiode geschaltet ist. Ferner soll die Schalt-Regeleinrichtung Einschaltspitzen klein halten oder ganz eliminieren, die gewöhnlich in die Netzleitung bei Einschalten eines Reihenschaltelements abgegeben werden. Die Schaltregeleinrichtung soll eine Strombegrenzung besitzen, vermöge deren sowohl die Last wie auch die Reihenschaltelemente unter allen vorkommenden Bedingungen des Einschaltens und Belastens geschützt werden. Ferner soll die Schalt-Regeleinrichtung die Verwendung eines geringen L/C-Verhältnisses erlauben, wodurch eine ge-

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ringe Saugimpedanz des Filters und ein besseres ^Sc verhalten der Regeleinrichtung bei plötzlichen Veränderungen des Ladestroms erzielt werden. Ferner soll die Schalt-Regel-Einrichtung eine Rückkopp lixig^trombegrenzung besitzen, die einen geringeren Leistungsverlust gegenüber den üblichen Rückkopplungsstrombegrenzungen ermöglicht. Die Schaltregel-Einrichtung soll ferner eine zuverlässige Regelwirkung auch dann aufrecht erhalten, wenn nur sehr geringe Lastströme auftreten. Ferner soll das bei bekannten Schaltregeleinrichtungen bei Betriebsfrequenz auftretende Rauschen eliminiert oder verkleinert werden. Schließlich soll der Wirkungsgrad und die Zuverlässigkeit des Betriebs maximiert, die Kosten, der Platzbedarf und die Größe verkleinert werden. Es soll sich also ein maximaler Regel-Wirkungsgrad und ausgezeichnete Stabilität ergeben, wobei gleichzeitig die mit dem Übergangsrauschen und cfer Ansprechzeit verbundenen Probleme beseitigt werden sollen.

Die genannten Ziele und Vorteile werden gemäß der Erfindung mit einer Schalt-Regeleinrichtung erreicht, die mehrere Reihenpfade von Schalt-Regeleinrichtungen enthält, die zwischen die ungeregelte Eingangsspannung und eine Filterkondensator-Einrichtung gekoppelt sind. Jeder der Schalt-Regel-Einrichtungen enthält ein Strom -Schaltelement, eine Referenz-diode und eine Reihendrossel, und jeder Pfad ist zu den anderen Reihen-Schaltregel ρ faden parallel ge-

schaltet. Eine strombegrenzende Einrichtung und ein Spannungsabweichungsverstärker koppeln Fehlersignale vom Filterkondensator-Ausgang zurück und dienen zur Steuerung eines Impulsbreitenmodulators, der die Schalt, zeiten bestimmter Stromschaltelemente steuert. Die Strom schaltelemente werden so ausgewählt, daß sichergestellt ist, daß ein . Stromschaltelement nur an eine nichtleitende Drossel und eine voll erholte Klemmdiode geschaltet wird, wodurch der normalerweise beim

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Einschalten des Schalters auftretende Leistungsverlust lirniniert oder wenigstens verkleinert wird; dabei werden ferner die Schaltspitzen, die sich häufig in die Eingangsleitung zurück ausbreiten, eliminiert oder kleingehalten; ferner bleibt der Rauschpegel klein, es ergibt sich ein außerordentlich hoher Wirkungsgrad und eine äußerst zuverlässige Regelwirkung über den gesamten Bereich des Laststromes vom maximalen Laststrom bis zu einem Laststrom von nahezu Null.

Nachstehend wird die Erfindung anhand der beigefügten Zeichnungen im einzelnen beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer geregelten

Stromversorgung;

Fig. 2 ein mehr ins einzelne gehendes Schaltbild einer

Schalt-Regeleinrichtung;

Fig. 3 erläutert die Abhängigkeit des Stroms von der Spannung auf der Lastleitung bei einer Regeleinrichtung gemäß Fig. 2;

Fig. 4 einen Kurvenzug zur Definition der Schaltzeiten eines einzelnen Transistors mit Ohm'scher Kollektorbelastung, wobei die Basis von einem Generator getrieben wird, der eine ideale Stufenfunktion für den Stromverlauf besitzt;

Fig. 5 ein Blockdiagramm einer Schalt-Regeleinrichtung die mit den Merkmalen der Erfindung ausgestattet ist;

Fig. 6 einen Ausschnitt aus dem Diagramm der Fig. 5 mit Taktgeber 123 und der Schaltsteuerschaltung aus Block 121;

Fig. 7 ein schematisches Diagramm der Reihen-Schaltelemente aus Block 61 und Block 81 aus Fig. 5;

Fig. 8 eine Schaltung des Ausschnittes des Blockdiagramms aus Fig. 5, das die Klemmdioden, die Reihendrosseln, den Filterkondensator 101, die Strombegrenzungsschaltung aus Block 103, den Fehl-Spannungsverstärker aus Block 107 und die Referenz-Spannungsquelle aus Block 111 enthält;

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Fig. 9 Kurvenzüge zur Erläuterung des Betriebsverhaltens der Schalt-Regeleinrichtung gemäß der Erfindung;

Fig. 1O die Abhängigkeit der Spannung V-^ von der Verdi

lustleistung P_DISS in dem Schalter einer Regeleinrichtung;

Fig. 11 die Abhängigkeit von V^ von der Verlustleistung P _{T cc} des Schalters bei der mit den Merkmalen

der Erfindung ausgestatteten Regeleinrichtung; und

Fig. 12 eine Blockschaltung einer alternativen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schalt-Regeleinrichtung, bei der mehr als zwei Reihen-Schaltregelpfade benutzt werden.

In Fig. 1, die ein Blockdiagramm einer geregelten

Stromversorgung zeigt, bedeutet Block 11 einen Umsetzer, der ein Eingangs-Wechselstromsignal auf eine gewünschte Wechselstromstärke bringt. Block 13 steht für einen Gleichrichter, welcher das herab- oder heraufgesetzte Wechselstromsignal in einen Ausgangs-Gleichstrom gleichrichtet. Der Filter gemäß Block 15 nimmt diesen Gleichstrom auf und filtert die Wechselstromkomponente aus dem gleichgerichteten Gleichstromsignal aus. Die Regeleinrichtung gemäß Block 17 verarbeitet oder regelt das gefilterte Signal, so daß sich ein im wesentlichen geregelter Gleichstromausgang ergibt. Das Ausgangsfilter gemäß Block 19 kann zur Entfernung hochfrequenter Störspitzen hinzugefügt werden, so daß sich eine geregelte Gleichspannung am Ausgang ergibt und an eine externe Last angelegt werden kann. Der Aufbau des Umsetzers 11, des Gleichrichters 13, des Filters 15 sowie des Ausgangsfilters 19 sind für die vorliegende Erfindung nicht kritisch, können jedoch übliche Transformatoren, Gleichrichter oder Filter enthalten, die an sich zur Verwendung in geregelten Stromversorgungen bekannt sind.

Fig. 2 zeigt da schematische Diagramm einer Schaltung aus der Regeleinrichtung 17 gemäß Fig. 1. Die Schaltung gemäß Fig. 2 nimmt eine ungeregelte Eingangsgleichspannung V™ auf und regelt diese auf eine Ausgangsgleichspannung Vm, so daß diese unabhängig von Schwankungen oder Fluktationen von Vj.£. sowie des Laststromes I,- ist. Die bisherigen Schalt-

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Regeleinrichtungen erreichen die Regelung durch Verändern der Schaltfrequenz (oO) eines Leistungstransistor-Schalters 21 im Gegensatz zu einer Veränderung des Spannungsabfalls über einem Leistungstransistor, der im Linearbetrieb gefahren wird. Der Leistungstransistor-Schalter kann beispielsweise aus einem Leistungstransistor 23 gemäß Fig. 2 oder alternativ aus einem Thyristor, einem Darlington-Schalter oder einer Hybrid-Darlington-Schaltvorrichtung bestehen. Weil das Strom schaltelement 21 stets im gesättigten Betrieb gefahren wird, in welchem es leitet, sonst jedoch absolut nicht leitend ist, mit Ausnahme einer kurzen Umschaltzeit zwischen dem Ein- und Aus-Zustand, ist der Leistungsverlust in der schaltenden Regeleinrichtung sehr viel geringer als in einer Reihen-Regelschaltung, bei welcher der Spannungsabfall über dem Leistungstransistor verändert wird, während dieser im Linearbetrieb gefahren wird.

In der Schaltung gemäß Fig. 2 dient der Kollektor des Leistungstransistors 23 als der Schaltereingang und ist mit der positiven Klemme 25 für die ungeregelte Eingangsspannung V__N über Leitung 27 verbunden. Der Emitter des Leistungstransistors 23 dient als Schalterausgang und ist mit einem Schaltungspunkt 29 über Leitung 31 verbunden. Der Schaltungspunkt 2 9 ist mit einem Ende einer Schutzdrossel oder einer Reihendorssel 33 verbunden, deren anderes Ende zu einem Schaltungspunkt 35 führt. Der Schaltungspunkt 35 ist mit der positiven Ausgangsklemme 37 über Leitung 3 9 verbunden. Eine Masse-Leitung 41 kann die negative oder geerdete Eingangsklemme 25' für die ungeregelte Eingangsspannung V _M mit der negativen oder geerdeten Ausgangsklemme 37' verbinden, so daß die geregelte Ausgangsspannung V zwischen den Ausgangsklemmen 37 und 37' abgenommen werden kann. Ein Lastwiderstand 43, bezeichnet mit R_x, ist zwischen Ausgangsleitung 39 und der geerdeten Leitung 41 verbunden und der Filterkondensator 45 ist zwischen Schaltungspunkt 35 und der geerdeten

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Eingangsleitung 41 verbunden. Eine freilaufende oder Klemm- · diode 47 ist zwischen Schaltungspunkt 29 und der geerdeten Leitung 41 verbunden. Die Klemmdiode 47 liegt mit ihrer Kathode am Schaltungspunkt 29, während ihre Anode mit der geerdeten Leitung 41 verbunden ist.

Das am Schaltungspunkt 35 und damit an den Ausgangsklemmen 37,37' vorhandene Signal wird vom Schaltungspunkt 35 zur SchalterSteuerschaltung 49 über Leitung 51 zurückgekoppelt. Ein zweiter Eingang für die Schalter-Steuerschaltung 4 9 kann über Leitung 53 von einer Referenzspannungsquelle abgenommen sein. Die SchalterSteuerschaltung kann beispielsweise ein Spannungskomparator oder ein Fehler-bzw. Abweichungsdetektor sein, der zur Bildung des Regelsignals die rückgekoppelte Spannung vom Schaltungspunkt 35 mit dem vorbestimmten Referenzpotential vergleicht und durch Impulsbreitenmodulation die Frequenz des Leistungstransistor-Schalters 22 über Leitung 55 steuert.

Der Betrieb der Schaltregeleinrichtung gemäß Fig. 2 hängt von der Frequenz ab, die von dem Leistungsschaltelement 21 erzeugt und von der Schutzdrossel 33, dem Filterkondensator 45 und der freilaufenden oder Klemmdiode 47 integriert wird, so daß die Energie wirksam von der höheren Eingangsspannung V_1n zu niedrigeren Ausgangsspannung V_OUT mit einem Verhältnis transformiert wird, das durch die Frequenz «C bestimmt ist. Die Schaltersteuer-Schaltung 4 9 läßt das Leistungsschaltelement 21 mit einer vorbestimmten Frequenz schalten und die Leitungsperiode kann durch Verwendung der Impulsbreitenmodulation gesteuert werden. Während derjenigen Zeit, während der der Leistungstransistor 23 eingeschaltet ist, wird die Eingangsspannung V_1n an den Eingang des LC-Filters, bestehend aus Reihendrossel 33 und Filterkondensator 45, gelegt, wodurch der Strom durch die Drossel 33 ansteigt. Wenn der Leistungstransistor 23 sperrt, hält die in der Drossel 33

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gespeicherte Energie den Stromfluß zur Last zur Zirkulation durch die die Klemmdiode 47 einschließende Schleife aufrecht. Der Eingang zum LC-Filter liegt jetzt bei ungefähr 0 Volt, wodurch die Drossel die gespeicherte Energie freigibt, bis der Strom durch die Drossel auf seinen ursprünglichen Wert absinkt und sich der Zyklus wiederholt. Die Ausgangsspannung V_nnT wird gleich dem zeitlichen Mittel der Spannung am Eingang des LC-Filters, und die Schalter-Steuerschaltung 4 9 fühlt die Spannung V ab und regelt diese Spannung durch Steuern der Frequenz oi. so, daß dann, wenn V_T„ zunimmt, die Schaltersteuerschaltung 4 9 eine entsprechende Reduzierung der Frequenz at*erzeugt, do daß eine kostante Spannung V_nTT aufrecht erhalten bleibt, und zwar entsprechend der Gleichung V _nT = oC ^x V_T

Da die Klemmdiode 47 während der Zeitspanne leitet, während der der Leistungstransistorschalter 23 leitet, um einen Strompfad für die Reihendrossel 3 3 zu schaffen, und den Stromfluß zum Filterkondensator 4 5 aufrecht zu erhalten, muß sich die Klemmdiode 47 innerhalb der kürzest möglichen Zeit erholen, um den gesamten Wirkungsgrad der Schaltung optimal zu machen. Da der Leistungstransistorschalter 2 3 nur in Sättigung oder nur in gesperrtem Zustand gefahren wird, wird die Verlustleistung auf einem Minimum gehalten. Die Verlustleistung bei einem praktischen Leistungstransistor-Schalter besteht im wesentlichen aus drei Komponenten, nämlich dem Einschaltverlust, dem Leitungsverlust und dem Ausschaltver-' lust. Bisher haben Schalt-Regeleinrichtungen für Stromversorgungen den Leistungstransistorschalter 2 3 bereits in eine leitende Drossel·33 und eine nicht erholte Klemmdiode 47 geschaltet, was zu einer Lastkurve gemäß Fig. 3 führte. Wenn der Leistungstransistorschalter 23 eingeschaltet wird, und damit zu leiten beginnt, benötigt der Strom eine Zeitspanne t - für zum Ansteigen und zur Erholung der Klemmdiode 47 von ihrer Last. Während dieser Zeitspanne bleibt die Kollektorspannung im wesentlichen konstant, wie der vertikale,

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geradelinige Anteil der Kurve V in Fig. 3 andeutet, weil die Klemmdiode 47 noch leitet (noch vorwärts gespannt ist). Der durch den Buckel 57 in Fig. 3 angedeutete überschießende Strom repräsentiert den umgekehrten Erholungsstrom der Diode. Die Zeitspanne t „ ist diejenige Zeitspanne, die für die Spannung des Leistungstransistors 23 zum Wechseln ihrer Werte erforderlich ist. An dieser Stelle möge man bemerken, daß t ₁ und t - nacheinander auftreten und addiert werden müssen, um die gesamte Einschaltzeit des Geräts zu erhalten. Man bemerke ferner, daß der höchste Wert des Leistungsverlustes durch den Transistor eine Funktion der Schaltzeit oder der Erholungszeit der Klemmdiode 47 ist. Es gibt eine gewisse abschließende Erholungszeit für die Klemmdiode, um zu sperren und voll erholt zu sein. Der Strom aus dem Transistor muß die in der Klemmdiode 47 gespeicherte Ladung wegnehmen, die in einem Zustand der Leitung noch vorhanden ist. Daher muß der Leistungstransistor 23 Strom der Klemmdiode 47 wie auch der Drossel während der Einschaltphase zuführen. Dies ist die hauptsächlichste Quelle des von den bisherigen Regeleinrichtungen erzeugten Rauschens.

Beim Abschalten muß die Spannung über dem Transistor nach einer kurzen Zeitspanne des Speicherns ansteigen, bis sie die Versorgungsspannung um einen Betrag übersteigt, der zur Einleitung der Leitung der Klemmdiode 4 7 notwendig ist. Diese Zeitspanne ist mit t„₁ bezeichnet. Der Strom beginnt · dann während des Stromabfalls t_f„ abzufallen, und während dieser Zeit findet die umgekehrte Verteilung der Ladung gegenüber derjenigen bei der Anstiegszeit statt, während die Spannung kostant bei V--, bleibt.

Diese Schaltzeiten können noch besser verstanden werden bei Betrachtung der idealen Schalt-Kurven aus Fig. 4a und 4b und 4c. Angenommen, daß die Basis des Leistungstransistorschalters 23 von einem Generator getrieben wird, der eine ideale Stufenfunktion für den Strom gemäß Fig. 4a liefert,

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dann sieht man, daß eine endliche Verzögerung t, auftritt, ehe der Kollektorstrom anzusteigen beginnt. In praxi ergibt ergibt sich die Verzögerungszeit wegen der umgekehrten Vorspannung sowohl am Emitter wie an den Kollektorpunkten. Da die effektive Basis-Emitterspannung vennahe Null aus ansteigt, müssen die Sperrschichten anbeiden Verbindungspunkten ihre Stärke entsprechend reduzieren, und dies entspricht einer Zunahme des Verknüpfungs-Kapazität. Die Verzögerungszeit ist diejenige Zeit, die erforderlich ist, diese Kondensatoren auf die neuen Spannungswerte zu laden. Das Zeitintervall, das zur Reduzierung der Kollektor-Emitter-Spannung von 90% auf 10% ihres Sperrwertes zu reduzieren, ist definiert als die Anstiegszeit t . Die Anstiegszeit tritt auf, weil eine endliche Übergangsverzögerung zwischen den Basis- und Kollektorströmen existiert, und ist eine Manifestation der Frequenzcharakteristik und der Stromverstärkung in dem aktiven Gebiet des Transistors. Während der Anstiegszeit des Kollektrostromes in der Zeitspanne t .. bleibt die Kollektor spannung im wesentlichen konstant und der Basisstrom muß während dieser Zeitspanne genügend Ladung dem Kollektro-Basis-Kondensator sowie dem Basisgebiet zuführen, so daß sich ein neuer Kollektorstromwert ergibt und gegen die Re-Kombinationsrate aufrecht erhalten bleibt. Nachdem der Leistungsschalttransistor 23 die Klemmdiode 47 vom vollen Ladestrom entlastet hat, ist es notwendig, daß die Kollektor-Basis-Spannung auf einen Wert von Vpp des Leitungszustands reduziert wird. Die für diese · Änderung erforderliche Zeitspanne ist mit t ~ bezeichnet und hängt von dem verfügbaren überschüssigen Basisstrbm ab, der die benötigte Ladung liefern kann. Der Strom in einer induktiven Last wurde aufgebaut und kann während des Abfalls von V₀₁, als konstant betrachtet werden. Die Transistorbasis muß mit dem Strom für V_,„ übersteuert werden, um auf den Sättigungswert in der kürzestmöglichen Zeit abzufallen.

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Das Abschalten des Lei^tungstransistorschalters 23 besteht aus drei wesentlichen Zeitspannen: Speicherzeit, Spannungsanstiegzeit und Stromabfallzeit, bezeichnet mit t , t_f1 und t,- (Fig.4b und 4c). Die Speicherzeit t ist das Zeit-

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intervall vom augenblicklichen Umkehr des Basistreiberstromes bis zu dem Zeitpunkt, wenn die Kollektro-Emitterspannung auf 10% ihres endgültigen Sperrwertes angestiegen ist. Während des Leitungsintervalls des Transistors entstehen Überschussträger, weil der Kollektor vorwärts gerichtete Spannung erhält. Die Speicherzeit ist das Maß derjenigen Zeitspanne, die benötigt wird, damit sich die überschüssigen gespeicherten Minoritätsträger in der Basis und dem Kollektor rekombinieren bis auf das Niveau, das der Grenzschicht zwischen den Aktiven und den Sättigungsgebieten liegt. Die Speicherzeit ist mit einem Träger-Rekombinationsprozeß verwandt und ein Maß der Lebensdauer der Minoritätsträger in der Basis und den Kollektorgebieten. Die Spannungsanstiegszeit t^- tritt nach der Speicherzeit auf, wenn die Spannung über dem Transistor ansteigen muß, bis sie die angelegte Spannung um einen Wert übersteigt, der notwendig ist, um die Klemmdiode 47 mit der Leitung beginnen zu lassen. In dieser Zeitspanne t.p.. ist der Strom im wesentlichen konstant, so daß eine Stromkomponente in die Basis fließen muß und zusätzlicher Strom erforderlich ist, um den Kollektor-Basis-Kondensator auf einen neuen Wert zu laden. Während der Stromabfallzeit t,-~ findet die umgekehrte Wiederverteilung der Ladung gegenüber derjenigen der Stromanstiegszeit statt. Da der Leitungsverlust in dem Schalttransistor eine Funktion von V_„, dem Strom zur Last und dem Anteil des vollen Zyklus¹, während dem der Transistor leitet, und vom Leitungsverlust der Klemmdiode, der durch den Spannungsabfall der Diode bestimmt ist, dem Strom durch die Last und dem Teil des Zyklus¹, während dem die Diode leitet, ist, sieht man, daß die Leitungsverluste reduziert werden können, indem mehr wirksame Leistungsschalter vorgesehen werden, indem die

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Schaltfreguenz geändert wird, oder indem Klemmdioden mit niedrigem Spannungsabfall und kurzen Erholzeiten gewählt werden. Der Hauptteil des Leistungsverlustes in einer Schaltregeleinrichtung tritt jedoch beim Ein- und Abschalten auf. Die Erfindung beeinflußt nicht materiell den Leistungsverlust beim Abschalten, eliminiert oder wenigstens verkleinert erheblich jadoch den Leistungsverlust während des Einschaltens des Leistungstransistorschalters. Da die in Schaltregeleinrichtungen bislang verwendeten Leistungsschalter den Leistungstransistor in eine leitende Drossel und Klemmdiode schalteten, ist der Leistungsverlust beim Einschalten der größte während der Zeitspanne t ₁, wenn der Transistor mit seiner Leitung zunimmt bis auf nahezu vollen Strom und bei voller Spannung arbeitet. Dieser Verlust wird durch die Erfindung vollständig eliminiert und man bemerke weiter, daß eine endliche Erholungszeit für die Klemmdiode zum Sperren besteht, da der höchste Leistungsverlust bekannter Schalttransistoren eine Funktion der Schaltzeit oder Erholungszeit der Klemmdiode ist. Strom aus dem Transistor muß die in der Diode gespeicherte Ladung bewegen, während sie noch leitet, und daher muß der Transistor sowohl der Klemmdiode wie auch der Drossel während des Einschaltaugenblicks zuführen. Dieser Verlust wird durch die Erfindung ebenfalls eliminiert, weil der Transistor nur an eine nicht-leitende Drossel und eine voll erholte Klemmdiode geschaltet wird.

Das Blockdiagramm gemäß Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung in ihrer grundsätzlichen Gestalt, und zwar eine Schalt-Regeleinrichtung mit verbessertem Wirkungsgrad und erhöhter Zuverlässigkeit, die anstelle des Blockes 17 der Fig. 1 treten könnte. Der ungeregelte Gleichspannungsein gang kann an der Eingangsklemme 25 liegen und vom Ausgang des Gleichspannungsfilters 15 aus Fig. 1 kommen. Zwei ' gesonderte Reihen-Schaltregel-. Pfade sind zwischen

der V -Eingangsklemme 25 und einem summierenden Schaltpunkt

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59 geschaltet. Der erste Reihenschaltregelpfad umfaßt einen Leistungsschalter 61, dessen Eingang mit der Eingangsklemme 2 5 über Leitung 63 und dessen Ausgang mit einem Schaltungspunkt 65 über Leitung 67 verbunden sind. Der Schaltungspunkt 65 ist mit der Kathode einer Schottky-Leistungsdiode 69 verbunden, deren Anode an Masse liegt. Diese Diode ist in der Klemmdiode oder freilaufenden Diodenstufe des Reihenpfades eingeschaltet, welche als Block 71 gestrichelt in dem ersten Reihenschaltregeleinrichtungspfad umrandet ist. Der Schaltungspunkt 65 ist ferner über Leitung 73 an ein Ende einer Schutzdrossel oder Reihendrossel 65 angeschlossen, die von dem gestrichelten Block 77 umgeben ist; Block 77 soll eine Reihendrosselstufe des ersten Reihenschaltregeleinrichtungspfades repräsentieren. Das entgegengesetzte Ende der Reihendrossel· 75 ist über Leitung 7 9 mit dem gemeinschaftlichen summierenden Schaltpunkt 59 verbunden.

Der zweite Reihenschaltregel-Pfad weist ein zweites

Leistungsschaltelement 81 auf, dessen Eingang über Leitung 83 mit der Eingangsklemme 25 und dessen Ausgang über Leitung 85 mit einem Schaltungspunkt 87 verbunden ist. Der Schaltungspunkt 87 ist mit der Kathode einer Schottky-Diode 8 9 verbunden, deren Anode direkt an Masse liegt. Die Schottky-Diode 89 stellt eine Klemmdiode oder eine freilaufende Diodenstufe des zweiten Reihenschaltregel-. Pfad . dar, welche

durch den gestrichelt umrandeten Block 91 angedeutet ist. Der Schaltungspunkt 87 ist weiter über Leitung 93 zu einem Ende einer zweiten Schutzdrossel oder Reihendrossel 95 geführt, die die Reihendrosselstufe des zweiten Reihenschaltregelpfades angedeutet durch den gestrichelten ·

Block 97, repräsentiert. Das andere Ende der zweiten Reihendrossel 95 führt über Leitung 99 zum gemeinsamen Summierschal tungspunkt 59. Der gemeinsame Summierschaltungspunkt 59 ist über einen Filterkondensator 101 kapazitiv an Masse gelegt. Der Summierschaltungspunkt 59 steht ferner mit der Ausgangsklemme 37 für die geregelte Ausgangsspannung V"_onT über eine Strombegrenzerschaltung 103 in Verbindung. Der Aus-

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gang der Strombegrenzerschaltung 103 ist ferner über eine Leitung 105 mit einem Eingang einer Detektorschaltung 107 für eine Spannungsabweichung verbunden. Die Detektorschaltung 107 nimmt ein Referenzsignal über Leitung 109 aus einer Referenzspannungsquelle V _p 111 auf. Der Ausgang der Detektorschaltung 107 für die Spannungsabweichung wird über Leitung 115 einem Fehlersignal-Schaltungspunkt 113 zugeführt. Schaltungspunkt 113 ist ferner über Leitung 117 mit der Strombegrenzerschaltung 103 verbunden, so daß das Signal auf Leitung 117 das Signal auf 115 überdeckt, wenn Überstrom auftreten sollte. Schaltungspunkt 113 wird als ODER-Gatter für niedrige Signale in der Weise, daß dann, wenn entweder der Ausgang der Detektorschaltung 107 für die Spannungsabweichung oder der Ausgang der Strombegrenzerschaltung 103 niedrig ist, ein niedriges Rückstellsignal über Leitung 119 einer Schaltersteuerschaltung 121 zugeführt wird, die einen Impulsbreitenmodulator enthält. Die Schaltersteuerschaltung 121 nimmt Impulse fester Frequenz aus einem Taktgeber oder Oszillator 123 über Leitung 125 auf. Der Ausgang der Schaltersteuerschaltung 121 gelangt über Leitung 127 zu einem ersten Regel-Schaltelement 61 zur Steuerung dessen Schaltfrequenz sowie über eine zweite Leitung 129 zu einem zweiten Reihenschaltelement 81 zur Regelung der Schaltfrequenz.

Es werden zunächst die einzelnen Schaltungen aus den verschiedenen Blöcken der Fig. 5 und danach der gesamte Betriebsablauf der Schaltregeleinrichtung gemäß der Erfindung beschrieben. Fig. 6 zeigt das Schaltbild des Oszillators oder Taktgebers 123 aus Fig. 5, wobei der gestrichelte Block 121 die Schaltersteuerschaltung mit Impulsbreitenmodulator aus Fig. 5 bedeutet. Der Oszillator oder Taktgeber 123 enthält einen Verzögerungsmultivibrator 131, der wie an sich

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bekannt, ein übliches T L 9602-Gerät sein kann. Das Gerät wurde modifiziert und wie dargestellt, verschaltet. Der V_n_- Eingang des Verzögerungsmultivibrators 131 ist mit einem EingangsSchaltungspunkt 133 über Leitung 135 verbunden, wobei der Eingangschaltungspunkt 133 dann direkt mit einer Potential-

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quelle von +5 Volt verbunden ist. Der Eingangsschaltungspunkt 133 ist ferner über einen Widerstand 137 mit RC-Zeitkonstante an einen RC-Schaltungspunkt 139 angeschlossen. Der RC-Schaltungspunkt 139 ist über einen Kondensator 141 mit RC-Zeitkonstante an den C-Eingang des Verzögerungsmultivibrators 131 angeschlossen, während der RC-Schaltungspunkt 139 direkt mit dem RC-Eingang des Verzögerungsmultivibrators 131 über Leitung 143 verbunden ist. Der Eingangsschaltungspunkt ist ferner über Leitung 145 mit einem Entkoppel-Kondensator 147 verbunden, dessen entgegengesetzter Anschluß über Leitung 149 geerdet ist. Die geerdete Leitung 149 ist mit dem Eingang eines üblichen 936 DTL-Inverters 151 verbunden, dessen Ausgang über Leitung 153 an den I-Eingang des Verzögerungsmultivibrators 131 gekoppelt und über Leitung 155 an den CD oder Zwangslösch-Eingang des Verzögerungsmultivibrators angeschlossen. Der Eingangsschaltungspunkt 133 ist ferner mit der positiven Seite des Entkoppelkondensators 157 über Leitung 159 verbunden, wobei die gegenüberliegende Seite des Entkoppelkondensators 157 über Leitung 161 an Masse gelegt ist. Die geerdete Leitung 161 ist ferner mit dem Masse-Eingang GND des Verzögerungs-Multivibrators 131 über Leitung 163 verbunden. Der Q-Ausgang des Verzögerungs-Multivibrators ist mit Ausgangspunkt 165 über Leitung 167 verbunden. Der Ausgangspunkt 165 ist mit der Schaltersteuer-Schaltung 121 über Leitung 125 sowie über Leitung 169 zum Eingang eines zweiten 936 DTL-Inverters 171 verbunden, dessen Ausgang über Leitung 173 mit dem I-Eingang des Verzögerungsmultivibrators 131 verbunden ist.

Bekanntlich kann die RC-Zeitkonstante durch Wahl der Werte des Widerstands 137 sowie des Kondensators 141 verändert und geregelt werden. So wurden im vorliegenden Fall die Werte so gewählt, daß der Verzögerungsmultivibrator 131 bei fester Frequenz von ungefähr 36 kHz mit einem schmalbandigen negativen

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Taktimpuls läuft, der eine Breite von ungefähr 50 Nano-Sekunden hat und während jeder Taktperiode auftritt.

Die Taktimpulse fester Frequenz werden im Eingang der Schaltersteuerschaltung 121 über Leitung 125 zugeführt. Die Taktimpulse werden dem Takteingang C eines ersten D-Flip-Flops 77 über Leitung 175 zugeführt, welches als durch zwei teilender Zähler konfiguriert ist. Der durch zwei teilende Zähler ist in dem gestrichelt dargestellten Block 179 enthalten und stellt das phasengebende, adressierende oder Auswahlnetzwerk dar, das alternativ oder sequentiell den ersten und dann den anderen zweier parallel geschalteter Reihen-Schaltregeleinrichtungspfade auswählt. Die Eingänge S und R des Flip-Flops 177 sind mit einer positiven Potentialquelle verbunden. Der Q-Ausgang ist über Leitung 181 mit einem ersten Eingang eines ersten NAND-Gatters 183 verbunden, während der Q-Ausgang über Leitung 185 an einen Ausgangspunkt 187 gelegt ist. Der Q-Ausgangspunkt 187 ist mit dem D-Eingang des ersten D-Flip-Flops 177 über Leitung 189 zurückgeführt, und gelangt ferner zum ersten Eingang eines zweiten NAND-Gatters 193 über Leitung 191. Die NAND-Gatter 183, 193 sind übliche 944 DL NAND-Gatter.

Die dem Eingang der Schaltersteuerschaltung 121 über Leitung 125 zugeführten Taktimpulse gelangen ferner auf den S-oder Setzeingang eines zweiten D-Flip-Flops 195 über Leitung 197." Das zweite D-Flip-Flop 195 arbeitet als normale Kippschaltung, da der D-Eingang und der C-Eingang direkt über Leitung 199 und 201 mit Masse verbunden sind. Das zweite D-Flip-Flop 195 ist von dem gestrichelten Block 203 umgeben und stellt die Schaltung für die Impuls-Breitenmodulation gemäß der Erfindung dar. Andere Arten von Impuls-Breitenmodulations-Netzwerken können in ähnlicher Weise verwendet werden.

Der Q-Ausgang des Kipp-Flip-Flops 195 ist an den Q-Ausgang-Punkt 205 über Leitung 207 geführt und der Q-Ausgangspunkt 2

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dient als zweiter Eingang für das NAND-Catter 183 über Leitung 1U9 und als zweiter Eingang für das NAND-Gatter 193 über Leitung 211. Der R-oder Rückstelleingang des Kipp-Flip-Flcps 195 ist über Leitung 119 mit dem Fehlersignalpunkt 113 wie erwähnt verbunden.

Es wird jetzt das Betriebsverhalten der Schalter-Steuerschaltung 121 beschrieben. Die schmalen Impulse aus dem Ausgang des Oszillators oder Taktgebers 123 dienen zum Setzen des Kipp-Flip-Flops 195 am Anfang jedes Zyklus¹ und dienen zum Takten des Zähler-Flip-Flops 177, so daß der Zustand seiner Ausgänge geschaltet wird. Wenn das Kipp-Flip-Flop 195 gesetzt ist, geht der Q-Ausgang hoch und bleibt hoch, bis das Kipp-Flip-Flop 195 durch die Ankunft eines niedrigen Rückstellsignals zurückgesetzt wird, das einen Überstrom oder die Beendigung eines Spannungsfehlersignals auf Leitung 119 repräsentiert. Folglich wird das Flip-Flop 195 mit fester Frequenz betrieben und die Breite des Ausgangsimpuls' wird gesteuert oder moduliert durch den Zeitpunkt des Auftretens des Rückstellsignals,das aus der Fehlerdetektorschaltung 103 und 107 gemäß Fig. 5 zurückgekoppelt wird. Der modulierte Ausgangsimpuls wird vom Q-Ausgang des Kipp-Flip-Flops 195 dem zweiten Eingang der NAND-Gatter 183 und 193 über Leitung 209 und 211 zugeführt. Das von dem geteilt durch zwei Zähler-Flip-Flop 197 gerade vorbereitete NAND-Gatter 183 oder 193 wird dann ein negatives Treiber-Steuersignal durchlassen zum Schalter des zugehörigen Reihenschalt-Regeleinrichtungspfades, und dieses Treiberschaltsignal wird während der Zeitdauer des modulierten Ausgangsimpulses am Q-Ausgang des Kipp-Flip-Flops 195 durchgelassen.

Das jeweils gewählte oder adressierte NAND-Gatter 183 oder wird durch den Zustand des Zähler-Flip-Flops 177 bestimmt, das als durch ein Geteilt-durch-zwei-Zähler konfiguriert ist, so daß es abwechselnd das erste und dann das andere NAND-Gatter 183 und 193 vorbereitet, da die aufeinanderfolgenden Taktimpulse jeweils das Komplement der Ausgänge des Zähler-

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Flip-Flops 177 bilden. Die Art des Steuersignals idr die Impulsbreitenmodulation, das dem Rückstelleingang über Leitung 119 zugeführt wird, ist derart, daß dann, wenn keine Nachführung oder Korrektur notwendig ist, das Signal noramalerweise niedrig ist und bestrebt ist, das Kipp-Flip-Flop zur versuchten Rückstellung zu veranlassen. Wenn der schmale negative Taktimpuls am Setzeingang über Leitung 197 ankommt, wird das Kipp-Flip-Flop 195 für die Zeitdauer des negativen Taktimpulses gesetzt, wodurch der Q-Ausgang während dieser schmalen 50 Nanosekunden dauernden Zeitperiode hochgeht. Am Ende der 50 Nanosekunden dauernden Zeitperiode geht der Taktimpuls wieder hoch am Setzeingang, und da der Rücksetzeingang bereits mit einem niedrigen Signal versorgt ist, daß das Rücksetzen veranlaßt, wird der Q-Ausgang in einen niedrigen Zustand zurückgesetzt, so daß das ausgewählte NAND-Gatter 183 oder 193 nur imstande ist, das schmale negative TreiberSteuersignal während der 50 Nanosekunden dauernden Zeitspanne während das Kipp-Flip-Flop 195 gesetzt war, durchzulassen. Dies ist ein wesentlicher Aspekt der Erfindung, weil dann, wenn keine Stromlast an der Stromversorgung liegt und wenn keine Korrektur notwendig ist, die Treiber-Steuerimpulse aus dem Ausgang der NAND-Gatter 18 3 und 193 nur während der kurzen 50 Nanosekunden dauernden Takt-Zeitspanne vorhanden sein werden. Dadurch werden die NAND-Gatter 183 und 193 am Beginn jedes Schaltzyklus' aktiviert und entladen sämtliche Kondensatoren und Kapazitäten und bereiten die Schalttreiberschaltungen vor, während jedoch der jeweilige Schalter während der 50 Nanosekunden-Periode nicht einschalten kann, weil ein Schalten normalerweise in so kurzer Zeitspanne nicht ausgeführt werden kann. Die Schaltung arbeitet somit in der Weise, daß das Vorliegen einer Abweichung oder eines Fehlers vermutet wird und daß sie zur Ausführung einer Korrektur am Anfangeexakt jedes Schaltzyklus¹ bereit ist, daß jedoch dann, wenn kein Fehler oder keine Korrektur notwendig sind, die Schaltertreiber über eine Zeitspanne hinweg nicht aktiviert

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sind, die lang genug ist, den Leistungstransistor-Schalter tatsächlich einzuschalten, wodurch der vorhandene fehlerfreie, geregelte Ausgang erhalten bleibt.

Fig. 7 zeigt schematisch den Regelschalter Nr. 1, der in dem strichpunktierten Block 61 in Fig. 7 enthalten ist, sowie schematisch den zweiten Regelschalter in dem gestrichelten Block 81. Die ungeregelte Eingangsspannung V_n, die in der grundsätzlichen Ausführungsform der Erfindung +24 Volt beträgt, wird von der Eingangsklemme 25 V abgenommen und über Leitung 63 zur Schaltung 61 und über Leitung 83 der Schaltung 81 zugeführt. Der Ausgang des NAND-Gatters 18 3 (Fig.6) wird über Leitung 127 dem Eingang einer ersten Leistungsschalter-Treiberschaltung zugeführt, die in dem kleingestrichelten Block 213 enthalten ist. Die erste Treiberschaltung enthält einen Treibertransistor 215, dessen Basis mit einem Basispunkt 217 verbunden ist. Der Basispunkt 217 ist mit einem Ende eines Vorspannungswiderstands 219 verbunden, dessen gegenüberliegendes Ende an einer Potentialquelle von +5 Volt liegt. Der Basispunkt 217 ist weiter über einen zweiten Vorspannungswiderstand 220 mit dem Emitter des Treibertransistors 215 verbunden. Der Emitter des Treibertransistors 215 ist mit der Anode einer Diode 221 verbunden, deren Kathode an dem Potential +5 Volt liegt, und der Emitter ist direkt über Leitung 127 mit dem Ausgang des NAND-Gatters 183 verbunden. Der Kollektor des Treibertransistors 215 ist über einen Kollektor-Widerstand 223 mit einer Treiber-Ausgangsleitung 225 verbunden. Die Treiber-Ausgangsleitung 225 ist mit dem Steuerelektroden-Eingang eines kleingestrichelten Blockes 227 verbunden, der eine modifizierten oder hybriden Darlington-Leistungstransistor-Schalter repräsentiert. Der hybride Darlington-Transistorschalter 227 weist einen ersten pnp Transistor 229 auf, dessen Basis direkt mit der Treiberleitung 225 verbunden ist, und umfaßt einen zweiten npn-Transistor 231, dessen Kollektor mit der Potentialquelle +25 Volt über Leitung 63 und dem Kollektorpunkt 23 5 verbunden

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ist, der als Schaltereingang dient. Der Kollektorpunkt 235 ist direkt mit dem Emitter des pnp transistors 229 am Emitterpunkt 237 über eine direkte Verbindung 233 verbunden. Der Emitterpunkt 237 ist direkt mit einem Ende eines Widerstands 23 9 gekoppelt, dessen gegenüberliegendes Ende mit einem Basispunkt 241 verbunden ist, der zur Basis des pnp-Transistors 229 führt und als Steuerelektrodeneingang für den Schalter dient. Der Kollektor des pnp-Transistors 229 ist direkt mit der Basis des npn-Transistors 2 31 am Punkt 243 verbunden, der andererseits mit einem Ende eines Widerstands 245 gekoppelt ist, dessen entgegengesetztes Ende mit einem Emitter-Ausgangspunkt 247 des npn-Transistors 231 gekoppelt ist. Der Ausgang des Leistungsschalters wird von dem Emitter-Ausgangspunkt 247 abgenommen und über Leitung 67 zur Klemmdioden-Reihendrossel-Schaltung aus Fig. 8 geführt.

Der zweite Reihenregel-. schalter 81 ist identisch wie derjenige aus Block 61 aufgebaut und ist mit gleichen, jedoch mit Apostroph versehenen Bezugszeichen versehen. Ausnahmen bestehen in dem Eingang zum Leistungstransistortreiber des Blocks 213", der vom Ausgangdes NAND-Gatters 193 abgenommen ist, und dem Treiberblock 213' über Leitung 129 zugeführt wird. Der Schalterausgangspunkt 247' des hybriden Darlington-Leistungsschalters 227' ist über Leitung 85 zur Klemmdiode und Reihendrossel des zweiten Reihenregelschalt-Pfades aus Fig. 8 über Leitung 85 verbunden.

Wenn im Betrieb eines der NAND-Gatter 183 oder 193 ein negatives Treibersteuersignal weiterleitet, wird dieses Signal dem Emitter des Treibertransistors 215 oder 215" zugeführt, wodurch Transistor 215 oder 215' leitet und Basistreiberstrom der Schaltersteuerelektrode oder Basis des pnp-Tran-. sistors 229 oder 229' zuführt. Wenn die Dauer des Basis- ■ treiberstromes lang genug ist, dann wird der hybride Darlingtonschalter 227 oder 227' eingeschaltet und gibt die ungeregelte Eingangsspannung auch aus dem Eingang 25 auf dem

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Schalterausgangspunkt 247 oder 247'.

Der erste Reihenschaltregelpfad setzt sich mit Leitung 67 fort, welche zum Punkt 65 wie erwähnt führt. Punkt 65 ist mit der Kathode einer Schottky-Diode 69 verbunden, deren Anode geerdet ist, wobei die Schottky-Diode als Klemmdiode oder freilaufende Diode dient, die allgemein durch den gestrichelten Block 71 in Fig. 5 dargestellt ist. Der Punkt 65 ist weiter mit einem Ende einer Schutzdrossel oder Reihendrossel 75 verbunden, deren anderes Ende über Leitung 79 zu einem Punkt 8 0 führt. In ähnlicher Weise ist der Ausgang des modifizierten Darlington-Leistungsschalters 81 über Leitung 85 zu einem Punkt 87 geführt. Der Schaltungspunkt 87 ist in ähnlicher Weise mit der Kathode einer Schottky-Diode 8 9 verbunden, deren Anode geerdet ist, wobei die Schottky-Diode als Klemmdiode oder freilaufende Diode 91 (Fig.5) dient. Schaltungspunkt 87 ist mit einem Ende einer Schutzdrossel oder Reihendrossel 95 verbunden, deren anderes Ende über Leitung 99 zum Punkt 8 0 führt und damit die Parallelschaltung eines Paares von Reihenschaltregelpfaden zwischen der positiven Eingangsklemme 25 und Punkt 80 vervollständigt. Der Punkt 8 0 ist über Leitung 100 mit einem gemeinsamen Summier-Schaltungspunkt 59 verbunden, und stellt tatsächlich einen einzigen Schaltungspunkt dar. Der Summiersehaitpunkt 59 ist mit einer Seite eines Filterkondensators 101 über Leitung 251 verbunden, dessen gegenüberliegende Seite mit der geerdeten Leitung 253 verbunden ist. Der Summierschalter 59 ist mit einem Ende eines Stromfühler-Widerstandes 255 verbunden, dessen anderes Ende mit Schaltungspunkt 257 verbunden ist. Schaltungspunkt 257 ist über Leitung 259 zum Eingang eines Ausgangsfilters, umgeben vom gestrichelten Block 231, verbunden, der zur Eliminierung hochfrequenter Spitzen dient. Der Ausgangsfilter umfaßt eine Schutzdrossel 261, deren eines Ende mit der Leitung 259 und deren anderes Ende mit Schaltungspunkt 263 verbunden ist. Schaltungspunkt 263 ist kapazitätsmäßig mit

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der geerdeten Leitung 253 über einen Filterkondensator 265 verbunden, und Schaltungspunkt 263 kann mit Ausyangspunkt 267 über eine Sicherung 26 9 oder über eine ähnliche Schutzeinrichtung verbunden werden. Eine Zenerdiode 271 kann mit ihrer Kathode an die Ausgangsklemme 267 für die geregelte Ausgangsspannung V _ und mit ihrer Anode an einen geerdeten Anschluß 267' angeschlossen werden, der direkt mit der geerdeten Leitung 253 in Verbindung steht. Die geregelte Ausgangs spannung v"_0UT wird zwischen Ausgangsklemmen 267 und 267' abgenommen, und eine Zenerdiode 271 ergibt einen zusätzlichen Schutz.

Die Strombegrenzerschaltung 103 (Fig. 5) wird jetzt unter Bezugnahme auf Fig. 8 beschrieben. Der Kern der SLrombegrenzerschaltung 103 ist ein Spannungsdifferenzkomparator 273 mit einem positiven, einem negativen Eingang und einem Ausgang. Der positive Eingang ist mit einem positiven Eingangspunkt 275 über Leitung 277 und der negative Eingang ist mit einem negativen Eingangspunkt 27 9 über Leitung 281 verbunden. Ein Kondensator 283 mit mit RC-Zeitkonstante ist zwischen dem positiven Komparatorexngangspunkt 275 und dem negativen Komparatorexngangspunkt 279 verbunden. Der positive Komparatorexngangspunkt 275 ist mit einem Ende eines ersten RC-Widerstands 285 verbunden,dessen gegenüberliegendes Ende mit einem Schaltungspunkt 287 verbunden ist, und deren negativer Komparatorexngangspunkt 279 ist mit einem Ende eines zweiten RC-Widerstands 289 verbunden, dessen gegenüberliegendes Ende mit einem Schaltungspunkt 291 verbunden ist. Schaltungspunkt 287 ist mit Schaltungspunkt 257 über Leitung 293 und Schaltungspunkt 291 ist über Leitung 251 und 295 mit dem gemeinsamen Summier-Schaltungspunkt 59 verbunden. Wie bereits erwähnt, verbindet Leitung 251 den Summierschaltungspunkt 59 mit der positiven Seite des Filterkondensators 101. Schaltungspunkt 291 ist außer-

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dem mit der an Masse liegenden Leitung 253 über Widerstand 297 verbunden. Schaltungspunkt 279 ist in ähnlicher Weise mit der geerdeten Leitung 253 über Widerstand 299 verbunden und die negativen Versorgungseingänge für den Spannungs-Differenz-Vergleicher 273 sind mit der an Masse liegenden Leitung 253 über Leitungen 301 und 303 verbunden. Der positive Eingang ist mit einem positiven Eingang-Schaltungspunkt 305 über Leitung 307 verbunden. Der positive Eingangsschal tungspunkt 305 ist direkt mit einer +24 V-Spannungsquelle über Leitung 309 verbunden. Sie ist widerstandsmäßig mit dem positiven Komparator-Eingangsschaltungspunkt 275 über einen Widerstand 311 verbunden, und ist kapazitiv mit der geerdeten Leitung 253 über Kondensator 313 verbunden. Der Ausgang des Spannungs-Differenz-Komparators 273 ist über Leitung 117 mit der Fehlersignal-Summiernode 113 verbunden und wie erwähnt, wird das Signal von dem Summier-Schaltungspunkt zum Rückstelleingang des Kipp-Flip-Flops 195 (Fig. 6) über Leitung119 zurückgegeben und dient zur Modulierung der Impulsbreite des Ausgangs des Kipp-Flip-Flops. Wenn kein Überstrom vorhanden ist, ist der Ausgang des Spannungs-Differenz-Komparators hoch, jedoch führt die Feststellung eines Überstroms durch den Strom-Fühler-Widerstand 255 dazu, daß der Ausgang des Spannungsdifferenz-Komparators herabgeht und dadurch das Kipp-Flip-Flop 195 zurücksetzt, gleichgültig, wie der Zustand des noch zu erwähnenden Spannungsfehler-Signals sich befindet.

Es wird jetzt die Sparuiungsfehler-Detektorschaltung gemäß Block 107 aus Fig. 5 beschrieben und dazu auf den gestrichelt umrahmten Block 108 aus Fig. 8 Bezug genommen. Das Herz der Spannungs-Fehler-Detektor-Schaltung 107 ist ein zweiter Spannungs-Differenz-Komparator 315 mit einem positiven und einem negativen Eingang und einem Komparator-Ausgang. Der positive Eingang des Spannungsdifferenz-Komparators 315 ist mit einem positiven Komparator-Eingangsschaltungs-

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punkt 317 über Leitung 319 verbunden und der negative Eingang ist über Leitung 323 mit einer negativen Komparator-Eingangsnode 321 verbunden. Der negative Komparator-Eingangs-Schaltungspunkt 321 ist mit einem Ende eines ersten negativen Komparator-Eingangs-Widerstands 325 verbunden, dessen anderes Ende über Leitung 109 zu einer Referenz-Spannungsquelle führt. Der negative Komparator-Eingang 321 ist ferner kapazitiv mit einer an Masse liegenden Leitung 327 über einen ersten negativen Komparator-Eingangs-Kondensator 329 verbunden. Die Kombination des ersten Komparator-Eingangs-Widerstands 325 und des ersten negativen Eingangs-Kondensators 329 ergibt am negativen Eingang des Spannungs-Differenz-Komparators 315 ein erstes RC-Zeitglied.

Der positive Komparator-Eingang 317 ist mit einem Ende eines zweiten Komparator-Eingangs-Widerstands 331 verbunden, dessen anderes Ende mit einem Schaltungspunkt 333 verbunden ist. Schaltungspunkt 333 ist über Leitung 235 mit Schaltungspunkt 287 und dann über Leitung 293 mit Schaltungspunkt 257 verbunden. Ein Justierwiderstand 337 ist über den zweiten Komparator-Eingangs-Widerstand 331 verbunden, so daß eine einmalige Anfangsjustierung ermöglicht werden kann, um richtiges Arbeiten der Schaltung sicherzustellen. Der positive Komparator-Eingang 317 ist ferner über Leitung 339 mit Schaltungspunkt 341 verbunden. Schaltungspunkt 341 ist widerstandsmäßig mit der geerdeten Leitung 327 über einen Widerstand 343 und kapazitiv mit der geerdeten Leitung 327 über einen zweiten oder positiven Kompa'ratoreingangs-Kondensator 345 verbunden. Ein zweiter Justierwiderstand 347 ist über dem Widerstand 343 gelegt, um eine Einmal -Korrektur-Justierung zu gestatten, vermöge der der richtige Betrieb der Schaltung sichergestellt werden kann. Die negativen Spannungs-Eingangsanschlüsse des Spannungsr-Differenz-Komparators 315 sind mit der geerdeten Leitung 327 über Leitungen 349 und 351 verbunden, während der positive Spannungseingang mit einer + 24 V-Potentialquelle über Lei-

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tung 353 und kapazitiv mit der geerdeten Leitung 327 über einen Kondensator 355 verbunden. Der Ausgang des Spannungs-Differenz-Komparators 315 wird dem Komparator-Ausgang 357 über Leitung 359 und dann über Leitung 361 dem Fehlersignal-Summierpunkt 113 wie erwähnt zugeführt. Der Ausgang 357 ist ferner mit einem Ende eines Hochziehwiderstandes 363 verbunden, dessen anderes Ende mit Schaltungspunkt 365 verbunden ist. Schaltungspunkt 365 ist direkt mit einer + 5 V-Potentialquelle und kapazitiv mit der geerdeten Leitung 327 über einen Kondensator 367 verbunden.

Die Referenz-Potentialquelle V_O^„ mit Block 111 umrahmt (Schaltung Fig.5) kehrt in Figur 8 wieder und umfaßt einen gewöhnlichen Spannungsregler, wie etwa einen üblichen Spannungsregler, oder dergleichen. Der Regler 369 ist mit seinem positiven Eingangsanschluß an eine Spannungsquelle von + 24 V über einen Widerstand 371 sowie ferner kapazitiv über einen Kondensator 373 mit Masse verbunden. Der negative Eingang ist in ähnlicher Weise über Leitung 375 zur geerdeten Leitung 327 geführt.

Die Wirkungsweise und der Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 8 ergibt sich kurz aus folgendem. Das geregelte Ausgangssignal V_nnT möge auf einen konstanten Wert von +12 V gehalten werden, jedoch verursachen Schwankungen in der Eingangsspannung oder in der Last eine Variierung der Ausgangsspannung. Diese SpannungsSchwankungen werden über Leitung 235 abgefühlt und die Ausgangssapnnung oder eine zu ihr proportionale Teilspannung wird mit einer aufgebauten Referenzspannung durch den Spannungsdifferenz- ' Komparator 315 verglichen. Der Ausgang des Spannungsdifferenz-Komparators wird niedrig sein, wenn V _T auf dem richtigen Wert liegt und zeigt dann an, daß kein Fehler vorliegt und daß eine Korrektur nicht notwendig ist. Dieses normalerweise

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niedrige Signal dominiert über das normalerweise hohe Signal aus dem Ausgang des Spannungs-Differenz-Komparators 273 der Strombegrenzers^haltung und läßt das Kipp-Flip-Flop 195 zurückstellen, sobald der Taktimpuls wie erwähnt ins Positive übergeht. Wenn jedoch die Ausgangsspannung schwankt, geht der Ausgang des Spannungsdifferenz-Komparators 315 hoch und ein Fehlersignal wird dem Fehler-Summierpunkt 113 zugeführt, damit es zurück zum Rückstelleingang des Kipp-Flip-Flops 195 aus Fig. 6 übertragen und zur Modellierung des Ausgangs des Kipp-Flip-Flops verwendet werde, so daß der Schalter solange getrieben wird, wie die Fehlerspannung-während eines gegebenen Zyklus¹ besteht. Das hohe Spannungsfehlersignal verhindert, daß das Kipp-Flip-Flop 195 zurücksetzt, bis der Fehler korrigiert ist, wodurch das Spannungsfehlersignal am Ausgang des Spannungs-Differenz-Komparators 315 niedrig geht und dadurch das Kipp-Flip-Flop 195 zurücksetzt und die Zufuhr vom Basistreiberstrom zum Schalter beendet. Der Spannungs-Differenz-Komparator 273 besitzt die RC-Zeitkonstante seiner Eingänge, so daß er das Auftreten eines Überstroms durch Abfühlen des Spannungsabfalls über dem Strom-Fühler-Transistor 255 abfühlt. Solange kein Überstrom vorhanden ist, bleibt der Ausgang des Spannungs-Differenz-Komparators 273 hoch und zeigt an, daß kein Fehler vorliegt, aber falls ein Überstrom festgestellt wird, geht der Ausgang des Spannungs-Differenz-Komparators 273 niedrig und unabhängig vom Vorliegen eines hohen Spannungsfehlersignale wird der Ausgang des Komparators 273 ein niedriges Rückstellsignal an den Fehlersignal-Summierschaltungspunkt 113 zum Zurückstellen des Kipp-Flip-Flops 195 wie beschrieben übergeben, wobei das niedrige Rückstellsignal einen Überstrom repräsentiert.

Der gesamte Betrieb der erfindungsgemäßen Schaltun" wird jetzt in Bezugnahme auf das Blockdiagramm der Fig. 5 sowie der Schaltungen gemäß Fig. 6,7 und 8 beschrieben. Der Takt-Oszillator aus Block 123 arbeitet mit konstanter Frequenz

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und erzeugt eine Reihe von schmalen negativen Taktimpulsen. Diese Taktimpulse dienen zur Steuerung des Betriebs eines durch zwei teilenden Zählers 179 in der Weise, daß die ins Positive gehende Kante jedes schmalen Taktimpulses ein Komplementieren des Zählor-Flip-Flops 177 verursacht, so daß die NAND-Gatter 183 und 193 durch den Ausgang des Zähler-Flip-Flops 177 abwechselnd vorbereitet werden. Das gerade vorbereitete NAND-Gatter bestimmt, wrIcher des Paares von Reihenschaltregelpfaden in jenem Zyklus gewählt wird, und das Kipp-Flip-Flop 195 steuert die Periode, während der der Ausgang des vorbereiteten NAND-Gatters, also entweder NAND-Gatter 183 oder NAND-Gatter 193 je nach Vorbereitung durch das Flip-Flop 377, einen niedrig gehenden Ausgang besitzt, wodurch die entsprechende Treiberschaltung der Blöcke 213 oder 213' ihren jeweiligen Leistungsschalter treiben. Die Periode, während der Treiberstrom zugeführt wird, wird durch die Pulsbreiten-Modulation bestimmt. Wenn kein Fehler vorliegt, wird das am Fehlersignal-Summier-Punkt 113 vorhandene Signal niedrig sein aufgrund des normalen Ausgangs des Komparators 315, und da dieses niedrige Signal über Leitung 119 zum Rückstelleingang des Kipp-Flip-Flops 195 weitergeleitet wird, wird der Ausgang des NAND-Gatters niedrig liegen, was ein Treibersteuersignal oder einen Befehl nur für die kurze Zeitperiode repräsentiert, während der der Setzeingang des Kipp-Flip-Flops 195 den negativ gehenden Taktimpuls empfängt. Da dies eintritt, wenn kein Fehlersignal vorhanden ist, wird das Einschalten eines der Regelschalter nicht erwünscht. Dieser Wunsch wird dadurch verwirklicht, daß die kurze Zeitspanne, während der der Ausgang des gewählten NAND-Gatters 183 oder 193 niedrig ist, zu kurz ist, als daß einer der Leistungsschalter eingeschaltet werden könnte. Sollte jedoch ein Spannungsfehler-Signal vorliegen, an dem Fehler-Summierpunkt 113, dann wird ein hohes Signal vorhanden sein, das solange hoch bleiben wird, wie der Fehlerzustand fortdauert. Wenn beispielsweise

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die Spannung V_0UT nur geringfügig niedrig ist, wird das hohe Signal an dem Fehler-Summierpunkt 113 vorliegen, und zwar um eine größere Zeitspanne hoch bleiben, als ein Taktimpuls dauert, jedoch weniger lang als der gesamte Zyklus. Dieses hohe Signal wird dem Rückstelleingang des Kipp-Flip-Flops zugeführt, was wie folgt arbeitet.

Wenn der Taktimpuls das Kipp-Flip-Flop 195 setzen läßt, würde die positiv gehende Kante normalerweise das Rücksetzen des Kipp-Flip-Flops ermöglichen, wenn ein niedriges Signal am Rückstelleinganq vorliegt, was dann der Fall wäre, wenn wie oben erörtert, kein Spannungsfehlersignal an dem Fehler-Summierpunkt 113 vorliegt. Wenn jedoch im vorliegenden Fall ein Fehlersignal vorhanden ist, das über eine gewisse Zeitspanne länger andauert als der schmale Taktimpuls wieder positiv geworden ist, nach dem Setzen des Kipp-Flip-Flops 195. Dieser positive Impuls am Rückstelleingang des Kipp-Flip-Flops 195 sorgt dafür, daß der Q-Ausgang hoch bleibt, bis die Rückflanke des Fehlersignals niedrig geht, wenn also der Spannungsfehler korrigiert wurde. An diesem Zeitpunkt wird das Kipp-Flip-Flop zurückgesetzt und der Q-Ausgang wird niedrig gehen, wodurch das ausgewählte NAND-Gatter 183,193 gesperrt und der Treibersteuer-Befehl beendet wird. Wenn andererseits ein großer Spannungsfehler festgestellt wird, dann wird das hohe Fehlersignal an dem Fehler-Summierpunkt 113 zurück zum Rückstelleingang des Kipp-Flip-Flops, 195 über Leitung 119 geführt und wird dafür sorgen, daß das Kipp-Flip-Flop solange gesetzt bleibt, bis der Fehler beseitigt wurde, es wird also der Q-Ausgang über viele Taktimpulse hinweg hoch bleiben, so daß zuerst ein Reihenregelschalter und dann der andere Reihenregelschalter durch das gewählte NAND-Gatter 183 oder 193 getrieben wird, und für die gesamte Zeitspanne, während der die NAND-Gatter 183 und 193 geöffnet sind, setzt sich dies fort, bis der Fehler berichtigt wurde. Welches der NAND-Gatter auch gerade

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vorbereitet wurde, der niedrige Treibersteuerbefehls an seinem Ausgang wird seinen zugehörigen Transistor-Treiber 213 oder 213' dazu veranlassen, in ein Leitungszustand zu schalten, indem Basis-Treiberstrom der Basis des zugehörigen pnp-Trunsistors der modifizierten Darlington-Schaltung zugeführt wird. Wenn dieser Treiberschaltung nur für eine kurze Zeitspanne aufrechterhalten wird, wie etwa während der Dauer eines der schmalen negativ gehenden Taktimpulse, dann wird nur ungenügende Zeit dafür zur Verfügung stehen, den Darlington-Schalter in einen durchgeschalteten Zustand zu treiben. Dies ist auch erwünscht, daß diese Situation das Fehlen eines Fehlersignals repräsentiert und nicht gewünscht wird, daß ein Leistungsschalter eingeschaltet wird. Wenn jedoch der Ausgang des gewählten NAND-Gatters 183 oder 193 über eine längere Zeitspanne niedrig ist, dann werden die Treibertransistoren 213 oder 213' ihre zugehörigen Leistungsschalter 227 oder 227' in den Leitungszustand durchschalten. Wenn der ausgewählte Leistungsschalter 227 oder 227' eingeschaltet ist, dann wird die + 24 V-Potentialquelle direkt mit der entsprechenden Reiheninduktion 75 oder 95 verbunden= Da raehrere Reihenschalt-Regelpfade verwendet werden, und abwechselnde Pfade ausgewählt werden, so daß die früher gewählte Induktion die Möglichkeit hatte, die in ihr gespeicherte Energie über die Last und den Filterkondensator 101 abzugeben, und die zugehörige Fang-Diode die Möglichkeit hatte, sich voll zu erholen, wird der gewählte Leistungsschalter "227 oder 227' stets nur an eine nicht leitende Reiheninduktion 75 oder 95 sowie eine voll erholte Fangdiode 69 oder 89 angeschaltet werden, je nach den gewählten Reihenschalt-Regelpfad. Dadurch wird der anfängliche durch das Einschalten bewirkte Leistungsverlust klein gehalten oder eliminiert, der normalerweise mit dem Einschalten eines Leistungstransistors

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verbunden ist. Das Eliminieren des mit den Regelschaltern normalerweise verbundenen Einschaltrauschens wird ebenfalls erreicht. Ferner werden die gewöhnlich mit dem Einschalten verbundenen Sprünge vermieden.

Das Verfahren, das die genannten Vorteile zu erreichen gestattet, wird jetzt in Bezug auf die Kurvenzüge aus Fig. 9 beschrieben. Wenn einer =1er Schalter zu Beginn eingeschaltet wird, wird sich der Strom in der Reiheninduktion in dem zugehörigen Pfad aufbauen und der Strom wird dem Summierpunkt 59 zugeführt, während gleichzeitig die Induktion in dem vorher gewählten Reihenschaltpfad iare Energie dem Summierpunkt 59 über die leitende Fangdiode in jener Reihenschaltung zuführt. Ehe der gewählte Schalter abgeschaltet wird, hat der induktive Widerstand in dem anderen Reihenschaltpfad seine Abgabe seiner Energie abgeschlossen und die diesem Pfad zugehörige Fang-Diode hat sich voll erholt, so daß dann, wenn der entgegengesetzte Schalter eingeschaltet wird, arbeitet er erneut auf einen nicht leitenden induktiven Widerstand und eine voll erholte Fang-Diode. Diese Operation wird erreicht, indem zusätzliche Reihenschalt-Regelpfade wie vorstehend beschrieben vorgesehen werden. Die Spannung an dem Summierpunkt 59 wird über Ausgangsfilter 231 gefiltert und den Ausgangsanschlüssen 267 und 267' als geregelte Ausgangsspannung V_QUT zugeführt. Wenn die Last mit der Eingangsspannung variiert, erleidet die Spannung am Punkt 257 eine entsprechende Schwankung und diese Spannung wird mit der Referenzspannung aus der Referenzspannungsquelle 111 an den Eingängen des Spannungsdifferenzkomparators 315 verglichen, wobei der Ausgang des Komparators 315 hoch gehen wird, solange wie ein Spannungsfehler besteht. Wie erwähnt, wird dieses hohe Fehlersignal zurück zum Rückstelleingang des Kipp-Flip-Flops 195 zum Zwecke der Impulsbreiten-Modulation übertragen. Sollte ein überstrom aufgetreten sein, wird der Überstrom durch Abfühlen des Spannungsabfalls über

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dem Strom-Fühlerwiderstand 255 festgestellt, wobei der Strom dem mit den Eingängen des Spannungs-Differenz-Komparators 273 verbundenen RC-Netzwerk zugeführt wird, so daß dann, wenn ein überstrom vorhanden ist, der Ausgang des Komparators 273 niedrig wird und dadurch ein dominierendes Überschreibe-Rückstellsignal dem Fehlersignal Summierungspunkt 113 zuführt, wodurch der Impuls am Ausgang des Kipp-Flip-Flops 195 niedrig wird, unabhängig vom Vorliegen oder Fehlen eines Spannungsfehlersignals.

Im wesentlichen wird daher der Spannungs-Differenz-Komparator 315 zur Feststellung benutzt, wenn die herabdividierte Ausgangsspannung der Spannungsquelle eine vorbestimmte Referenzspannung überschritten hat. Der Binät usgang des Komparators 315 dient zur Verzögerung des Rückstellens des Kipp-Flip-Flops des Schaltsteuer-Blocks 121, womit der gewählte Reihenleistungsschalter gesperrt und damit das Laden des zugehörigen Reihen-Induktionswiderstandes unterbrochen wird, wenn der Spannungsfehler beseitigt wurde. Gleichzeitig wird der Binärausgang des den Überstrom feststellenden Komparators 273 im Sinne einer ODER-Relation (für niedrige Signale) mit dem Binärausgang des Spannungsfühler-Komparators 315 am Fehlersignal-Summierpunkt 113 verknüpft und zum sofortigen Zurückstellen des Kipp-Flip-Flops verwendet, um auf diese Weise den gewählten Reihen-Leistungsschalter abzuschalten und das Laden der zugehörigen Induktion zu unterbrechen, wenn eine überstrom vorliegt.

Eine weitere Erklärung des Betriebs der Schaltung aus Fig. 5 ergibt sich durch Betrachung der Kurvenzüge aus Fig. 9 sowie der speziellen Schaltungen aus Fig. 6,7 und 8. Fig.9A stellt den Ausgang des Oszillators oder Taktgebers 123 dar. Man bemerke, daß die ins Negative gehenden schmalen Taktimpulse eine Dauer von etwa 50 Nano-Sekunden haben. Der Kurvenzug aus Fig. 9B stellt den Q-Ausgang des Zähler-Flip-Flops 177 dar und man erkennt, daß das Zähler-Flip-Flop 177 komplementiert, d.h. also umgestellt wird, an der hochgehenden

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Kante jedes negativen Taktimpulses. Der Q-Ausgang des Zähler-Fiip-Flops 177 würde als das Inverse des Kurvenzuges aus Fig. 9B erscheinen. Der Kurvenzug ist für einen Zähler typisch, der durch zwei teilt bzw. typisch für ein Flip-Flop. Der Kurvenzug aus Fig. 9C repräsentiert die Spannung am Ausgang des Leistungsschalters am Ausgangspunkt 247 aus Fig. 7, die über Leitung 67 zum Schaltungspunkt 65 übertragen wird. Dieser Kurvenzug zeigt, daß das Teiler-Flip-Flop 177 das NAND-Gatter 183 vorbereitet hat und einen niedrigen Ausgang desselben erzeugt. Die Schaltung zeigt einen maximalen Spannungsfehler oder die maximal mögliche Korrektur durch die Impulsbreiten-Modulation gemäß der Erfindung. Da die Fehlerspannung weiterhin andauert, steht ein hohes Spannungsfehler-Signal am Rückstelleingang des Kipp-Flip-Flops 195 über den gesamten Zyklus hinweg, wodurch der Q-Ausgang auf hohem Niveau stehen bleibt und das NAND-Gatter 183 einen niedrigen Treiber-Steuerbefehl durchläßt, bis das Zähler-Flip-Flop 177 durch die positiv gehende Kante des nächsten negativen Taktimpulses komplementiert wird und dadurch das andere NAND-Gatter während des ganzen nächsten Taktzyklus¹ geöffnet wird. Eine kleine Anfangs-Spannungsspitze tritt auf, da der volle + 24 V-Eingang sofort über der Schalteranordnung 227 liegt und die kleine Krümmung in der Nähe des + 24 V-Pegels tritt auf aufgrund der Widerstandsänderung des Schalters und der Induktion, da der Strom sich verändert und die Induktion lädt. Wenn die positiv gehende Kante des nächsten Taktimpulses das Zähler-Flip-Flop 177 komplementiert, wird die Leistungsschalteranordnung 227 abgeschaltet. Sobald der Leistungsschalter 227 abgeschaltet wird, fällt die Spannung am Punkt 65 auf Masse oder ungefähr Masse ab, wenn man davon ausgeht, daß der Spannungsabfall über der Fang-Diode 69 vernachlässigbar ist. Dieser Zustand dauert solange an, wie die Induktion ' die Abgabe der in ihr gespeicherten Energie in die Ausgangslast und den Filterkondensator 101 fortsetzt, solange die Zirkulation in der Schleife aufrecht erhalten bleibt, die

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durch die Induktion, die Parallel-Schaltung aus Filter-Kondensator 101 und Last, Masse und Fang-Diode 69 gebildet wird. Sobald die Reiheninduktion 75 die in ihr gespeicherte Energie abgegeben hat, nimmt der Schaltungspunkt 65 die Ausgangsspannung des Summierpunktes 59 an, die ungefähr bei + 12 V liegt, wenn man annimmt, daß der Spannungsabfall über dem Strom-Fühler-Widerstand 255 für die Beschreibung vernachlässigbar ist. Der Schaltungspunkt 65 bleibt auf seinem +12 V-Pegel stehen, bis die nächste positiv gehende Kante eines Taktimpulses wiederum das Zähler-Flip-Flop 177 komplementiert und bewirkt, daß der Leistungsschalter 227 erneut geschaltet wird und seinen Zyklus wiederholt.

Genau die gleiche Operationssequenz läßt sich in Bezug auf die Kurvenform der Fig. 9D für den zweiten Reihenschaltpfad angeben, allerdings mit dem Unterschied, daß die Kurven um 180° zueinander außer Phase sind. Die Kurve der Fig. 9E stellt den Strom durch den Leistungsschalter 227 dar, woraus man sieht, daß er bei Null am Anfang jedes Zyklus¹ beginnt, weil er zu Beginn stets auf eine nicht leitende Reiheninduktion 75 und eine voll erholte Fang-Diode 69 trifft. Der Strom nimmt etwa linear in dem Maße zu, in dem Energie in der Induktion 75 gespeichert wird und fällt auf Null ab, sobald der Leistungsschalter 227 abgeschaltet wird. Er bleibt auf Null, bis der Schalter erneut aktiviert wird. Die Kurve der Fig. 9F zeigt eine ähnliche Gestalt, jedoch ' um 180° außer Phase, und stellt den Strom durch den anderen Reihen-Leistungsschalter 227' dar. Die Kurve der Fig. 9G stellt den Strom durch die Fang-Diode 69 dar. Man sieht, daß der Strom zu fließen beginnt, sobald der Leistungsschalter 227 abgeschaltet wird und repräsentiert den Stromfluß in der Schleife, bestehend aus Reiheninduktion 75, der Kombination aus Filter-Kondensator 101 und Last, Masse und der Fang-Diode 69. Dieser Strom beginnt, wenn der Schalter abgeschaltet wird und stellt die Freigabe der Energie dar, die in der Induktion während des Einschalt-Teils des Zyklus¹

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gespeichert wurde. Man bemerke, daß der Strom durch die Diode nur eine kurze Zeitspanne lang fließt, verglLehen mit der Zeitspanne, während der die Induktion geladen wird, wenn der Schalter 227 eingeschaltet ist, weil nach dem Abschalten des Schalters die Induktion ihre gespeicherte Energie an den Filterkondensator 101 und die Last über die Fang-Dioden-Schleife abgibt. Die Kurve der Fig. 9H ähnelt wieder der Kurve aus Fig. 9G, ist jedoch um 180° außer Phase zu jener und stellt den Strom durch die Fang-Diode 83 des zweiten Gegenpfades dar. Die Kurve aus Fig.91 stellt den Strom durch die erste Reiehninduktion 7 5 dar. Man bemerke, daß der Strom durch die Re neninduktion 7 5 die Summe des Stiomes durch den Leistungsschalter 127 aus Fig. 9E und des Stromes durch die Fang-Diode 69 aus Fig. 9G ist und zeigt, daß dann wenn der Schalter zuerst eingeschaltet wird, der Strom sich in relativ linearer Weise in der Induktion aufbaut, bis zu dem Zeitpunkt, bei dem der Schalter 227 abgeschaltet wird. An diesem Zeitpunkt gibt die Induktion ihre Energie ab und der Strom fällt mit Abgabe der Energie an den Filterkondensator 101 und die Last ab, indem er durch die Fang-Diode 69 läuft. Die Kurve der Fig. 9J stellt in ähnlicher Weise den Strom die zweite Reiheninduktion 95 dar und ist wiederum um 180° außer Phase zum Strom durch die Reihen-Induktion 75. Die Kurve aus Fig. 9K stellt den Strom durch den Summierpunkt 59 dar und ist eine einfache Strom-Addition des Stroms, der durch die Reihen-Induktion 75 fließt mit dem Strom,der durch die Reiheninduktion 95 fließt. Man bemerke, daß·der Strom niemals Null erreicht, jedoch um einen von Null verschiedenen Stromwert schwankt, der in der Mitte zwischen den Spitzen und den Tälern der Kurve von Fig. 9K liegt. Die Kurve der Fig. 9L stellt die Spannung an dem Summierpunkt 59 dar und wieder erreicht die Spannung niemals Null, sondern schwankt um einen Mittelwert von ungefähr + 12 V. Die Kurve in Fig.9M stellt die geregelte AusgangsspannungV«.™ dar, die in diesem

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Fall eine konstante, geregelte + 12 V Gleichspannung ist, die an den Ausgangsanschlüssen 267 und 267' steht, nachdem sie durch den Ausgangsfilter 261 gefiltert wurde.

Fig. 10 und 11 erläutern den mit dem erfindungsgemäßen Schaltregler erzielbaren verbesserten Wirkungsgrad. In Fig. 10 ist die Spannung V gegen die Verlustleistung P in dem Schalter für einen Schaltregler aufgetragen, der nicht gemäß der Erfindung arbeitet. Man sieht, daß beim anfänglichen Einschalten des Schalters die gesamte Spannung Vpp als Eingangsspannung von + 24 V über dem Schalttransistor liegt und wenn, wie bei bisherigen Schaltreglern durchweg üblich, die Reiheninduktion gerade ungefähr den normalen Laststrom von beispielsweise 6 A oder geringfügig weniger führt, ergibt sich ein anfänglicher Leistungsverlust von 24 V mal 6 A oder 144 Watt. Man sieht, daß während der Anstiegszeit die Verlustleistung zunehmend abfällt, aber die Summe der gesamten abgestrahlten Leistung während des Einschaltens ist beträchtlich und kann unter Umständen bis zur Hälfte des gesamten Schaltverlustes ansteigen. Ein ziemlich unbedeutender Teil geht in dem Schalter während der tatsächlichen Einschaltzeit verloren, die durch t bezeichnet ist, da eine sehr kleine Spannung über dem Schalter nach dessen Sättigung abfällt. Wenn der Schalter abgeschaltet wird, wird erneut eine erhebliche Leistung in dem Schalter während der Abfallzeit verbraucht, die durch die Kurve in Fig. 10 ' angedeutet ist.

Der verbesserte Wirkungsgrad des außerordentlich zuverlässigen erfindungsgemäßen Schaltreglers ist so beschaffen, daß nahezu 100 % der normalerweise beim Einschalten verlorengehenden Leistung eingespart wird (Fig.11). Dies wird dadurch erreicht, daß der Schalter stets ausschließlich an eine nicht leitende Reiheninduktion und voll erholte Fang-Diode angeschaltet wird. Dadurch wird sichergestellt, daß praktisch keinerlei Leistung

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in dem Schalter verlorengeht, bis er voll gesättigt ist, und dann tritt der normale Verlust während der Leitung auf, der etwa der gleiche wie bisher bleibt. Auch der Leistungs- ■ verlust, der mit dem Anschalten während der Abfallzeit verbunden ist, bleibt etwa der gleiche. Der verbesserte Wirkungsgrad der Erfindung ist daher dem Umstand zuzuschreiben, daß der normalerweise mit dem Einschalten verbundene Leistungsverlust vermieden wird, der nahezu 50 % des gesamten Schaltverlustes beträgt.

Das Blockdiagramm in Fig. 12 erläutert eine alternative Ausführungsform mit N (dargestellt ist-N - 4) separaten Reihen-Regel-Schaltpfaden, die parallel geschaltet sind. Der Betrieb der Schaltung bleibt im Großen und Ganzen jedoch der gleiche wie der oben beschriebene. Ein wesentlicher Aspekt der Erfindung besteht darin, daß mehr als 2 parallele Schaltpfade benutzt werden können. Dies ist deshalb wichtig, weil Fälle auftreten können, bei denen ein zweiter Pfad geöffnet werden könnte, ehe seine Reihen-Induktion die Möglichkeit hatte, ihre Energie voll abzugeben und ehe die Fang-Diode voll erholt ist. Durch Vorsehen zusätzlicher Reihenpfade parallel zueinander kann dieses Problem eliminiert werden, so daß die Erfindung für beliebige Schaltgeschwindigkeiten verwendbar ist.

Der Taktoszillator 123 kann der gleiche wie die Taktschaltung 123 aus Fig. 6 sein oder kann natürlich auch durch eine andere an sich bekannte Taktschaltung ersetzt werden, die Taktimpulse mit kleiner Breite erzeugt. Der Ausgang der Taktschaltung wird von Leitung 125 abgenommen und wird dem Setzeingang eines D-Flip-Flops 195 zugeführt, das als Kipp-Einrichtung ausgelegt und im Block 203 eingeschlossen dargestellt ist. Die Kipp-Einrichtung kann identisch zurKippeinrichtung aus Fig. 6 sein. Die D- und C-Eingänge sind direkt mit Masse über Leitungen 199 und 201 verbunden, so daß das D- Flip-Flop 195 als Kipp-Flip-Flop arbeiten kann. Der

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Rückstell-oder R-Eingang ist mit Leitung 119 wie oben beschrieben, verbunden und nimmt die Fehlersignale aus dem Fehler-Summierpunkt 113 zur Steuerung der Impulsbreite am Q-Ausgang des Kipp-Flip-Flops 195 auf.

Da in Fig. 12 N = 4 ist, sind vier separate Reihenschalt-Regelpfade parallel zueinander geschaltet. Der durch zwei teilende Zähler 179 aus Fig. 6 wurde durch den N-Zähler 381 ersetzt. Da N = 4 ist, enthält der 4-Zähler ein erstes RST-Flip-Flop 383 und ein zweites RST-Flip-Flop 385. Der T- oder Kipp-Eingang des ersten RST-Flip-Flops 383 ist mit der Taktleitung 125 über Leitung 387 verbunden. Der R-Rückstelleingang des Flip-Flops 383 sowie des Flip-Flops 385 ist mit einem Rückstellanschluß 389 über Leitung 391 verbunden, und ein Signal kann zum anfänglichen Löschen der Flip-Flops beim Operationsstart wie an sich bekannt, verwendet werden. Der Q1-Ausgangspunkt 393 ist mit dem T- oder Kipp-Eingang des zweiten RST-Flip-Flops 385 über Leitung 395 verbunden und ist weiter über Leitung 397 zum Schaltungspunkt 399 geführt. Der Q 1-Ausgang des ersten RST-Flip-Flops 383 ist über Leitung 401 zum Schaltungspunkt 403 geführt. Der Q2-Ausgang des zweiten RST-Flip-Flops 385 ist über Leitung 405 mit einem Schaltungspunkt 407 und der Q2-Ausgang ist über Leitung 409 mit einem Schaltungspunkt 411 verbunden. Die Ausgangspunkte 399, 403, 407 und 411 nehmen die Q1, Q1, Q2 und Q2-Ausgänge der RST-Zähler-Flip-Flops 383 und 385 auf und ermöglichen den Erhalt einer kontinuierlichen, zyklischen Vier-Zählung:" 00,01,10,11 und wieder oo, usw. die Zählerung dient zum sequentiellen öffnen eines ersten, zweiten, dritten und vierten NAND-Gatters 413,415,417 und 419. Diese NAND-Gatter können den NAND-Gattern aus Fig. 6 identisch sein und erfüllen die gleiche Funktion. Jedes NAND-Gatter, das der Eingang für den ihm zugehörigen Serien-Schalt-Regelpfad darstellt, umfaßt einen Schalttreiber, einen Leistungsschalter, eine Fang-Diode und eine Reihen-

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Induktion. Die vier Reihen ^chaltpfade sind dann zu einem gemeinsamen Summierschaltpunkt 59 zusammengeführt, der zur positiven Seite eines Filterkondensators 101 führt, dessen gegenüberliegende Seite mit Masse verbunden ist. Der Summierschaltpunkt 59 kann über Leitung 421 zur Strombegrenzerschaltung 103 aus Fig. 8 sowie zur Spannungs-Fehler-Detektorschaltung 107 aus Fig. 8 wie oben erwähnt, führen. Der erste Reihen-Schalt-Regelpfad umfaßt ein erstes NAND-Gatter 4I3, dessen Ausgang mit einem Schalttreiber 423 gekoppelt ist, der beispielsweise ähnlich dem Schalttreiber 213 aus Fig. 7 sein kann. Sein Ausgang dient zum Treiben eines ersten Leistungsschalters 425, der ähnlich dem hybriden-Darlington-Leistungsschalter 227 aus Fig. 7 sein kann.. Der erste Leistungsschalter 425 hat einen Schalteingang, der mit einem Eingangsanschluß 25 für eine ungeregelte Spannung verbunden ist, und eine ungeregelte Spannung V über Leitung 427 aufnimmt. Der Ausgang des ersten Leistungsschalters 425 ist mit dem ersten Reihen-Schaltpunkt 429 verbunden und der erste Reihenschaltpunkt 429 ist mit der Kathode einer Schottky-Diode 431 verbunden, deren Anode geerdet ist. Die Schottky-Diode 431 dient als freilaufende oder Fang-Diode, die an sich bekannt ist. Schaltungspunkt 429 ist an ein Ende einer ersten Schutz-Drossel oder Reihen-Induktion 433 angeschlossen, deren anderes Ende mit dem Summierpunkt 59 über Leitung 435 verbunden ist. Während der erste Reihen-Regelpfad das NAND-Gatter 413, den ersten Schalttreiber 423, den ersten Leistungsschalter 425, eine erste Fang-Diode 431 und eine ersteReihen-Induktion 433 enthielt, wird einfach man unschwer erkennen, daß die parallel geschalteten Reihen-Schaltpfade am Anschluß 25 für die ungeregelte Spannung V_1n beginnen, sich über das Leistungs-Schaltelement 425 und die Reihen-Induktion 433 erstrecken und in dem gemeinsamen Summierpunkt 59 enden.

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Der zweite Reihen-Schaltregler umfaßt ein zweites NAND-Gatter 415, dessen Ausgang mit einem zweiten Schaltertreiber 437 verbunden ist, dessen Ausgang zum Treiben eines zweiten Leistungsschalters 439 dient, dessen Ausgang mit einem zweiten Reihenpunkt 441 verbunden ist. Der zweite Reihenpunkt 441 ist in ähnlicher Weise mit der Kathode einer Schottky-Diode 44 3 verbunden, dessen Anode mit Masse verbunden ist, wobei der Schaltungspunkt 441 weiter mit einem Ende einer zweiten Reihen-Induktion 445 verbunden ist, deren gegenüberlxegendes Ende mit dem Summierpunkt 59 über Leitung 435 verbunden ist. Wiederum ist der Eingang des Leistungsschalters mit dem Anschluß 25 für die ungeregelte Eingangsspannung über Leitung 447 verbunden.

Ein dritter Reihen-Regelschaltpfad weist ein drittes NAND-Gatter 417 auf, dessen Ausgang mit einem dritten Treiber verbunden ist, dessen Ausgang einen dritten Leistungsschalter 451 treibt, dessen Ausgang mit einem dritten Reihenschaltpunkt 453 verbunden ist. Der dritte Reihenschaltpunkt 453 ist mit der Kathode einer Schottky-Fang-Diode 455 verbunden, die an Anode mit Masse verbunden ist. Der Reihenschaltpunkt 453 ist mit dem Eingang einer dritten Drossel 457 verbunden, deren Ausgang über Leitung 435 zu dem gemeinsamen Summierpunkt' 59 führt. Der Eingang des Leistungsschalters 451 ist mit dem Anschluß 25 für die ungeregelte , Eingangsspannung V__N über Leitung 459 verbunden.

Der vierte Reihen-Schaltreglerpfad umfaßt ein viertes NAND-Gatter 419, dessen Ausgang mit dem Eingang eines vierten Schalttreibers 461 verbunden ist, dessen Ausgang einen vierten Leistungsschalter 463 treibt, dessen Ausgang mit einem vierten Reihenschaltpunkt 465 verbunden ist. Der vierte Reihenschaltpunkt 465 ist mit der Kathode einer vierten Schottky-Fang-Diode 467 verbunden, deren Anode an Masse liegt, Der vierte Reihen-Schaltpunkt 465 liegt weiter am Eingang einer vierten Reihendrossel 469, deren Ausgang übei. Leitung

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435 zu dem gemeinsamen Summierschaltpunkt 59 führt. Der Leistungsschalter 463 ist eingangsmäßig über Leitung 471 mit dem Anschluß 25 für die ungeregelte Eingangsspannung V_TN verbunden. Jeder Schalttreiber 423,437,449 und 461 ist ähnlich demjenigen, der mit Block 213 aus Fig. 7 beschrieben wurde und arbeitet in ähnlicher Weise. Die Leistungsschalter 425,439,451 und 4 63 sind dem hybriden-Darlington-Leistungsschaltern aus Block 227 in Fig. 7 ähnlich und arbeiten auf identische Weise. Die Schottky-Diode 431, 443, 455 und 467 arbeitet als Fang-Dioden oder freilaufende Dioden in ähnlicher Weise wie die Schottky-Dioden 69 und 89 aus Fig. 8. Die Reihendrosseln 433,445,457 und 469 wirken in gleicher Weise wie die Reihendrossel 75 und 95 aus Fig. 8. Der Summierschaltpunkt 59 ist mit dem Strombegrenzer 103 aus Fig. 8 verbunden und dann mit dem Ausgangsfilter 231, sowie mit der Spannungsfehler-Detektorschaltung 107 mit einem Referenz-Eingang 111. Der Fehler-Summierpunkt überträgt Spannungsfehlersignale und dominierende Überstrom-Rückstellsignale zum Rückstelleingang der Kipp-Einrichtung 195 aus Block 203 (Fig. 12) zurück. Der 4-Zähler 381 adressierte sequentiell das erste, zweite, dritte und vierte NAND-Gatter 413,415,417 und 419 , wie noch erläutert wird. Da jede Zählung 00, 01,10 und 11 sequentiell nacheinander diese Nand-Gatter öffnet,wird der Ausgang des NAND-Gatters entsprechend dem impulsbreiten-modulierten Ausgang der Kippeinrichtung 195 abfallen, das von dem Kipp-Ausgang über Leitung 207 beaufschlagt wurde.

Der Ausgang der Kippeinrichtung 195 wird über Leitung 207 abgenommen und dem Schaltungspunkt 205 und von dort dem ersten Eingang des ersten NAND-Gatters 413 über Leitung 473, dem ersten Eingang eines zweiten NAND-Gatters 415 über Leitung 475, dem ersten Eingang eines dritten NAND-Gatters, 417 über Leitung 477 und dem ersten Eingang eines vierten NAND-Gatters 419 über Leitung 479 zugeführt. Diese ersten

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Eingänge geben die impulsbreiten-modulierten Ausgangssignale den NAND-Gattern aus der Kippeirnichtung 195 wie oben im Zusammenhang mit Fig. 6 erläutert wurde.

Der zweite Eingang des ersten NAND-Gatters 413 ist mit dem Q2- Punkt 411 übei Leitung 481 verbunden und der dritte Eingang des ersten NAND-Gatters 413 ist mit dem Q1-Punkt 403 über Leitung 48 3 verbunden, so daß dann, wenn der 4-Zähler 381 die Zählung 00 an den Q-Ausgängen hat, die Ausgänge Q1 und Q 2 das erste NAND-Gatter 413 bei dieser ersten Zählung öffnen werden. Der zweite Eingang des zweiten NAND-Gatters 415 ist mit dem Q2 Punkt 411 über Leitung 485 und der dritte Eingang des zweiten NAND-Gatters 415 ist mit Q1 Punkt 399 über Leitung 487 verbunden. Dadurch wird das zweite NAND-Gatter 415 bei der zweiten Zählung 01 geöffnet, da dann Q1 und Q2 Signale beide hoch sein werden und dadurch das zweite NAND-Gatter 415 bei der zweiten Zählung öffnen. Der zweite Eingang für das dritte NAND-Gatter 417 wird von dem Q2 Punkt 407 über Leitung 489 und der dritte Eingang des dritten NAND-Gatters 417 wird von dem Q1 Punkt 4 03 über Leitung 491 abgenommen. Diese Verbindung ermöglicht, daß das dritte NAND-Gatter bei der dritten Zählung 10 geöffnet wird, weil dann die Signale Q1 und Q2 beide hoch sind und dadurch das NAND-Gatter 417 öffnen. Der zweite Eingang für das vierte NAND-Gatter 419 wird von dem Q2 Punkt 407 über Leitung 493 und der dritte Eingang für das vierte NAND-Gatter 419 wird von dem Q1 Punkt 399 über Leitung 495 abgenommen. Diese Verbindung ermöglicht., daß das vierte NAND-Gatter 419 bei der vierten Zählung 11 geöffnet wird, weil dann beide Signale Q1 und Q2 hoch liegen.

Man sieht also, daß im Betrieb der 4-Zähler 381 sequentiell das erste, zweite, dritte und vierte NAND-Gatter 413,415,417 und 419 adressiert und damit auswählt, die ihrerseits die entsprechenden Schalttreiber 423,437,449 und 461 veranlassen, die zugehörigen Leistungsschalter 425,439,451 und 463 se-

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quentiell über solcho Zeitspannen hin einzuschalten, die durch den impulsbreiten-modulierten Ausgang der Kipp-Einrichtung 195 vorgeschrieben wird, welcher die Zeitspanne steuert, während der das ausgewählte NAND-Gatter das Treiben des zugehörigen Leistungsschalters ermöglicht. Die Summierverbindung 4 9 summiert die Ausgänge, wie im Zusammenhang mit der Kurve aus Fig. 9 erläutert wurde, mit der Ausnahme, daß vier statt zwei Gruppen von Kurven jetzt summiert werden; jedoch bleibt der wesentliche
Betriebsablauf der Schaltung der gleiche wie oben erläutert, Es ist dem Fachmann nun sicher klar, daß die Erfindung mit jeder an sich beliebigon Anzahl N (N.> 1) von Reihen-Schaltregelpfaden benutzt werden kann.

Nachfolgende Tabelle I gibt die für eine typische Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 5-8 verwendeten
Bauteile im einzelnen an. Die angegebenen Werte stehen natürlich nur repräsentativ und bilden keine Beschränkung des Erfindungsgedankens.

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Tabelle I

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Komponente

Verzögerungs-Multivibrator

Komparatoren

Regler

"D"-Flip-Flop NAND-Gatter Inverter

Widerstände Widerstände

Widerstände Widerstände Widerstände Widerstände Widerstände Widerstände Widerstände Widerstände Widerstände Widerstände Widerstände Widerstände Kondensatoren Kondensatoren Kondensatoren

Kondensatoren Induktoren
Induktoren
Schottky Dioden Zener Diode Dioden

Bezugszeichen

131 273,315

369

177,195 183,193 151,171 137

219,219' 220,220'

223,223 '

239,239"

245,245'

255

285,289

297

299

311

325

331

343

363

101

147,367

"157,283,313, 329,345,355

373

75,95

263

69,89

271

221 ,221 ' Wert oder Angabe Gewöhnlicher 9602 DMV

Gewöhnliche 311 Spannungsdifferenz -Komparator en

Gewöhnlicher 723 Spannungsregler "D"-Typ 7474 Flip-Flop Gewöhnlicher 944 NAND-Gatter Gewöhnlicher 936-Inverter 15000 Ohm 1500 Ohm

470 Ohm 47 Ohm 20 Ohm 0,015 Ohm 383 Ohm 560 Ohm 51 100 Ohm 1 χ 10 Ohm 2870 Ohm 4870 Ohm 6700 Ohm 1000 Ohm 1800 Mikrofarad 100 Mikrofarad 0,1 Mikrofarad

6,8 Mikrofarad 18 Mikrohenry 100 Mikrohenry SD51 Schottky-Dioden 15 Volt Zener-Diode IN4154

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Insgesamt wurde ein verbesserter schaltbarer Regler beschrieben, der eine ungeregelte Gleichspannung aufnimmt und eine geregelte Gleichspannung abnimmt und die Regelung über den gesamten Bereich maximalen Laststroms bis zum Laststrom Null aufrecht erhält. Der Regler arbeitet mit mehreren Reihenschaltpfaden, die zwischen den Eingang für die ungeregelte Gleichspannung und einem Summierpunkt am Ausgang eines Filterkondensators geschaltet sind. Jeder Reihenschaltpfad weist einen Leistungsschalter, eine Fang-Diode sowie eine Reihendrossel auf. Das andere Ende des Summierpunktes ist über eine Strombegrenzerschaltung mit dem gleichspannungsgeregelten Ausgang verbunden, und wenigstens ein Teil der Spannung an dem Summierpunkt wird einem Spannungsfehlerverstärker zugeführt und dient zur Steuerung des Betriebszyklus¹ der Reihenschaltelemente. Eine Rückkopplung von der Strombegrenzerschaltung kann die Spannungsfehlerverstärker-Steuerung überschreiben und dominieren, für den Fall, daß der maximal zulässige Strom überschritten wird. Die Schaltsteuerung verwendet die Impulsbreiten-Modulation zur Einstellung des Betriebszyklus¹ der Reihenschaltelemente, wobei die erfindungsgemäß verwendete Impulsbreiten-Modulation mit konstanter Frequenz und variabler Leitungszeit arbeitet. Die Schaltelement-Steuerung verwendet eine Auswahleinrichtung, mit der verschiedene Schaltelemente in unterschiedliche Reihenschaltpfade sequentiell geschaltet werden können, derart, daß das , ausgewählte Reihenschaltelement stets an eine nicht leitende Drossel und eine voll erholte Fang-Diode angeschlossen wird, so daß der sonst mit dem Einschalten verbundene Leistungsverlust praktisch vollständig eliminiert wird, wobei ferner der mit dem Schalten des Reglers verbundene Rauschpegel erheblich herabgedrückt wird, und wobei ferner die Einschaltspitzen,, die sonst in die Versorgungsleitung abgegeben werden, vermieden werden, so daß sich insgesamt eine zuverlässige Regelung mit erhöhtem Wirkungsgrad sowohl bei sehr kleinen wie insbesondere

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überhaupt keinen Laststrom wie auch bei sehr großen Strömen ergibt.

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Claims

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Ansprüche

/ 1. /Verfahren zur Erzeugung einer geregelten Gleichspannung TV_on_), bei dem eine Parallelschaltung aus wenigstens einer ersten und einer zweiten Reihenschaltung vorgesehen ist und jede Reihenschaltung einen Leistungsschalter (425), eine Fangdiode (431) und eine Reihendrossel (433) aufweist, bei dem die Ausgänge der Reihenschaltungen an einem Filterkondensator (101) summiert werden und die geregelte Gleichspannung für die Last bereitgestellt wird, bei dem die Unterschiede zwischen der summierten Spannung und einer vorbestimmten Ausgangsspannung festgestellt und gegebenenfalls ein Fehlersignal erzeugt wird, bei dem weiter die einzelnen Leistungsschalter in den Reihenschaltungen sequentiell angesteuert und die Ein- und Ausschaltzeit der Leistungsschalter entsprechend der Dauer des Fehlersignals gesteuert wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Steuerung der An- und Abschaltzeiten der angesteuerten Leistungsschalter eine Reihe von Taktimpulsen fester Frequenz erzeugt wird, ein Treiberstrom für die angesteuerten Leistungsschalter am Beginn jedes Taktzyklus¹ erzeugt wird, daß die Zufuhr von Treiberstrom für die angesteuerten Leistungsschau ter beendet wird, wenn kein Fehlersignal erzeugt worden ist, und zwar beendet wird, ehe der angesteuerte Leistungsschalter aufgrund des zugeführten Stromes einschaltet.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei Überstrom ein weiteres Fehlersignal erzeugt wird, das über das eine Spannungsabweichung anzeigende Fehlersignal dominiert und die Zufuhr von Treiberstrom für den angesteuerten Leistungsschalter sofort beendet.

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4. Regeleinrichtung zur Erzeugung einer geregelten Gleichspannung, insbesondere zur Ausführung des Verfahrens nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei der die Ein- und Ausschaltzeit eines Leistungstransistorschalters durch Impulsbreiten-Modulation variiert wird, und die mehrere einzelne Reihenschaltungen aufweist, von denen jede einen Leistungstransistorschalter (425,439,451, 463) enthält, wobei jede Reihenschaltung zwischen eine Spannungsquelle mit ungeregelter Spannung und die Ausgangsklemme (421) zur Abgabe der geregelten Spannung einschaltbar ist, und bei der eine Adressiereinrichtung vorgesehen ist, mit der die einzelnen Leistungstransistorschalter in der Weise ansteuerbar sind, daß ihre Schaltfrequenz zur Erzeugung der geregelten, konstanten Ausgangs-Gleichspannung steuerbar ist.
5. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltzyklus des Leistungstransistors entsprechend einem Rückkopplungssignal geregelt wird, das einen Spannungsfehler am Ausgang des Reglers anzeigt; daß eine Anzahl von N-Reihenschaltungen zwischen einer Eingangsklemme, an der eine ungeregelte Eingangsspannung steht, und der Ausgangsklemme (421) geschaltet sind, wobei jede Reihenschaltung einen Leistungstransistorschalter, eine Reihendrossel und eine Fangdiode aufweist; daß ein N-Zähler zur Ansteuerung jeweils eines der Leistungstransistorschalter vorgesehen ist.
6. Einrichtung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Reihenschaltungen parallel geschaltet sind, deren Ausgänge an einem Summier-Schaltungspunkt (59) summiert werden; daß eine Fehlersignaleinrichtung an die Ausgangs-Gleichspannung angeschlossen ist und ein Fehlersignal erzeugt, wenn die Ausgangs-Gleichspannung unter einen vorbestimmten Wert abfällt; und daß eine Treiberstrom-Einrichtung einem der Leistungsschalter Treiberstrom solange zuführt, wie das Fehlersignal anhält.

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7. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Leistungstransistor einen Schalteingang, einen Schaltausgang und eine Steuerelektrode besitzt, wobei der Schalteingang an die ungeregelte Spannungsquelle angeschlossen, der Schaltausgang an den Eingang der ersten Reihendrossel und der Ausgang der ersten Reihendrossel an den Summier-Schaltungspunkt (59) angeschlossen sind, daß die erste Fangdiode mit ihrer Kathode an den Eingang der ersten Reihendrossel und mit ihrer Anode an Masse angeschlossen ist; und daß der Nte Leistungsschalttransistor, die Nte Fangdiode und Nte Reihendrossel entsprechend verbunden sind.
8. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-7, dadurch gekennzeichnet, daß die Fangdiode eine Schottky-Diode mit hohem Strom und hoher Temperatur und schneller Erholungszeit ist.
9. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-8, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungs-Transit-torschalter ein modifizierter hybrider Darlington-Leistungsschalter ist, der ein npn-Leistungstransistor, dessen Kollektor mit dem Eingang des Reihen-Leistungsschalters und dessen Emitter mit dem Ausgang des Leistungsschalters verbunden ist, ein pnp-Leistungstransistor, dessen Kollektor mit der Basis des npn-Leistungstransistors, dessen Emitter direkt mit dem Eingang des Reihenleistungsschalters und dessen Basis mit dem Anschluß für den Treiberstrom ' verbunden sind, einen ersten Widerstand zwischen Basis und Emitter des pnp-Leistungstransistors sowie einen zweiten Widerstand zwischen dex Verbindung des Kollektors des pnp-Leistungstransistors und der Basis des npn-Leistungstransistors zum Ausgang des Leistungsschalters aufweist.
10. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-9, dadurch gekennzeichnet, daß der gemeinsame Summier-Schaltungspunkt (59) über einen Filter-Kondensator (101) an Masse angeschlossen ist.

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11. Einrichtung, nach einem der Ansprüche 4-10, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung eines Fehlersignals einen ersten Spannungs-Differenz-Komparator mit einem ersten Komparator-Eingang, einem zweiten Komparator-Eingang und einem Komparator-Ausgang, eine Referenz-Potentialquelle, die an den ersten Eingang des Spannungsdifferenz-Kompd rators sowie eine Spannungsfühlersignal-Einrichtung aufweist, die mit dem Summier-Schaltungspunkt verbunden ist, und an den zweiten Eingang des Spannungsdifferenz-Komparators ein der Ausgangsspannung des Reglers repräsentatives Signal zuführt, wobei der Spannungsdifferenz-Komparator ein Spannungsfehlersignal an seinem Ausgang solange erzeugt, bis die Ausgangsspannung des Reglers auf den vorbestimmten, einzuregelnden Wert eingestellt ist.
12. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-11, dadurch gekennzeichnet, daß ein überstromfühler vorgesehen ist, der das Spannungsfehlersignal überschreibt und die Zufuhr von Treiberstrom zu dem Leistungsschalter beendet; daß der Überstromfühler einen zweiten Spannungsdifferenz-Komparator mit ersten und zweiten Komparator-Eingang und Komparator-Ausgang, einen Strom-Fühler-Widerstand, der zwischen den Summierausgang (421) und den Ausgang des Reglers zum Abfühlen des durchfließenden Stromes geschaltet ist, ein erstes RC-Zeitglied, das in den ersten Eingang des Spannungsdifferenz-Komparators geschaltet ist und ein zweites RC-Zeitglied auf-' weist, das in den zweiten Eingang des Spannungsdifferenz-Komparators angeschlossen ist, so daß ein Spannungsdifferenzverhältnis zwischen den beiden Eingängen des Spannungsdifferenzkomparators derart aufgebaut wird, daß das Vorliegen von überstrom durch das Auftreten eines vorbestimmten Spannungsdifferenz-Verhältnisses zwischen den beiden Eingängen des Spannumrsdifferenz-Komparators angezeigt wird; und daß der Ausgang de^. zweiten Spannungsdifferenz-Komparators an den Ausgang des ersten Spannungsdifferenz-Komparators angeschlossen ist.

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13. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-12, dadurch gekennzeichnet, daß eine Taktimpulsquelle von fester Frequenz und schmaler Impulsbreite vorgesehen ist, daß ein Zähler an die Taktimpulsquelle angeschlossen ist und daß der Ausgang des Zählers an die Treiberstrom-Zuführeinrichtung für die Leistungsschalter angeschlossen ist.
14. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-13, dadurch gekennzeichnet, daß eine Treiberstromschaltung zur Versorgung der Leistungstransistorschalter mit Treiberstrom und Aufrechterhaltung des Treiberstroms für die Dauer des Spannungsfehlersignals folgende Elemente aufweist: eine erste Treibereinrichtung, die an ein erstes Gatter eingangsseitig angeschlossen ist, und zur Versorgung des ersten Leistungsschalters bei Vorliegen eines Steuersignals aus dem ersten Gatter vorgesehen ist; eine zweite Treibereinrichtung für die Versorgung des zweiten Leistungsschalters mit Treiberstrom, wenn ein Steuersignal von einer zweiten Gatterschaltung vorliegt; und daß der Ausgang des Zählers mit dem ersten und zweiten Gatter verbunden ist; und daß eine Kipp-Einrichtung (195) auf die schmalen Taktimpulse anspricht und ein Treibersignal auf die Gatter gibt, wobei die Kippeinrichtung am Ende jedes Taktirnpulses sowie bei Vorliegen eines Spannungsfehlersignals am Ende des Spannungsfehlersignals sowie bei Vorliegen eines Oberstrom-Fehlersignals unabhängig vom Vorliegen oder Fehlen eines Spannungsfehlersignals zurückgesetzt wird.
15. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-14, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Abfühlen einer fehlerhaften Spannung das Zurücksetzen der Kippeinrichtung verzögert, bis das Spannungsfehlersignal beendet ist, so daß der angesteuerte Leistungsschalter mit Treiberstrom

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während der Dauer des Spannungsfehlersignals oder bis eine Änderung des Zählerausgangssignals zugeführt wird; und daß die Überstromfühlereinrichtung ein das Spannungsfehlersignal überschreibendes überstromsignal erzeugt, das das sofortige Zurücksetzen der Kippeinrichtung (195) zur Beendigung der Treiberstromzufuhr zum angesteuerten Leistungsschalter bewirkt.
16. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-15, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler an den Ausgang einer Wechselstrom-Gleichrichter-Einrichtung mit Filtereinrichtung angeschlossen ist und eine Parallelschaltung von N-Reihenschaltungen aufweist und N unabhängige Treibereinrichtungen enthält, von denen jede einem der Leistungstransistorschalter zugeordnet ist, sowie einen Impulsbreiten-Modulator (195) enthält, der mit jeder Treibereinrichtung verbunden ist.
17. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-16, dadurch gekennzeichnet, daß jede Treibereinrichtung einen Transistortreiber enthält, der an eine der Gatterschaltungen angeschlossen ist und einen Basis-Treiberstrom an die zugehörigen Leistungstransistorschalter abgibt, bis das Steuersignal aus dem zugehörigen Gatter beendet ist.
18. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-17, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler so viele Zählstufen hat, wie , Reihenschaltungen vorhanden sind, und an den Taktimpulsgenerator zur Zählung der von ihm abgegebenen Taktimpulse angeschlossen ist.
19. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-18, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsbreiten-Modulator eine Kippeinrichtung (195) aufweist, die am Beginn jeder Taktperiode gestartet wird und am Ende jedes Taktimpulses zurückgesetzt wird, wenn kein Spannungsfehlersignal vorliegt, deren Zurücksetzen jedoch verzögert wird, wenn und solange das Spannungs-

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fehlersignal vorliegt, und die sofort zurückgesetzt wird, wenn ein Überstromsignal vorliegt.
20. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-19, dadurch gekennzeichnet, daß die Überstrom-Fühlereinrichtung folgende Elemente aufweist:

einen Strom-Fühlerwiderstand, der zwischen dem Summierpunkt und den Ausgang der geregelten Gleichspannung geschaltet ist, einen ersten Spannungsdifferenz-Komparator mit ersten und zweiten Eingang und einem Komparatorausgang, ein erstes RC-Zeitglied, das zwischen dem Summier-Schaltungspunkt oder den ersten Eingang des ersten Spannungsdifferenz-Komparators geschaltet ist und einen zweiten RC-Zeitglied aufweist, das zwischen das andere Ende des Strom-Fühlerwiderstands und den zweiten Eingang des ersten Spannu:i,jsdifferenz-Komparators geschaltet ist.
21. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-20, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsdifferenz-Komparator zur Erzeugung des Spannungsfehlersignals aufweist: einen zweiten Spannungsdifferenz-Komparator mit erstem und zweitem Eingang und Komparator-Ausgang, einer Referenz-Potentialquelle, deren Referenzspannung der zu regelnden Ausgangsspannung entspricht; ein erstes RC-Zeitglied, das zwischen die Referenz-Spannungsquelle und den ersten Eingang des zweiten Spannungs-Differenz-Komparators geschaltet ist und einem zweiten RC-Zeitglied, das zwischen dem Summier-Schaltungspunkt und dem zweiten Eingang des zweiten Spannungsdif ferenz-Komparators geschaltet ist.
22. Einrichtung nach einem der Ansprüche 4-21, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungstransistor-Schalter ein hybrider Darlington-Leistungsschalter mit einem ersten npn-Leistungstransistor ist, dessen Kollektor mit dem Eingang, dessen Emitter mit dem Ausgang verbunden ist, sowie einem pnp-Leistungstransistor aufweist, dessen Kollektor an die Basis des ersten npn-Leistungstransistors angeschlossen

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ist und dessen Emitter direkt mit dem Eingang verbunden ist, und dessen Basis als Steuerelektrode zur Aufnahme des Treiberstroms dient, wobei ein erster Widerstand zwischen dem Emitter des pnp-Leistungstransistors und dessen Basis und ein zweiter Widerstand zwischen den Verbindungspunkt von Basis des ersten npn-Leistungstransistors und Kollektor des zweiten pnp-Transistors mit dem Ausgang geschaltet ist.