DE2626122C2 - Anordnung zum Verarbeiten von Signalen in einem Frequenzmultiplex-Übertragungssystem - Google Patents

Anordnung zum Verarbeiten von Signalen in einem Frequenzmultiplex-Übertragungssystem

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DE2626122C2
DE2626122C2 DE2626122A DE2626122A DE2626122C2 DE 2626122 C2 DE2626122 C2 DE 2626122C2 DE 2626122 A DE2626122 A DE 2626122A DE 2626122 A DE2626122 A DE 2626122A DE 2626122 C2 DE2626122 C2 DE 2626122C2
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    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04J1/04Frequency-transposition arrangements
    • H04J1/05Frequency-transposition arrangements using digital techniques

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs.
Eine derartige Anordnung ist bekannt aus der Zeitschrift »IEEE Transactions on Communications« Vol. COM-22, No. 9, September 1974, Seiten 1199-1205.
Bekanntlich ist ein FDM-Signal für Sprachsignale aus einer Anzahl FDM-Kanäle aufgebaut, die je eine Bandbreite von 4 kHz beanspruchen. In jedem dieser Kanäle gibt es einen Sprachkanal zur Übertragung eines Sprachsignals. Dieser Sprachkanal hat dabei eine Bandbreite von 3,1 kHz, und der Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Sprachkanälen im FDM-Signal beträgt 900 Hz. Die jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgenden Sprachkanälen vorhandenen Frequenzräume von 900 Hz werden zur Übertragung von Signalisierungssignalen und gegebenenfalls Pilotsignalen benutzt InsDesondere wird dazu jedem Sprachkanal ein Hilfskanal zugeordnet zur Übertragung der zu diesem Sprachkanal gehörenden Signalisierungssignale. Es sei bemerkt daß die Bandbreite derartiger Signalisierungssignale nicht mehr als einige zehn Hertz (beispielsweise 20 Hz) beträgt
Die obenstehend beschriebene Lage der Signalisierungssignale gegenüber dem zugehörenden Sprachsignal wird als »außerhalb-des-Bandes-Signalisierung« bezeichnet im Gegensatz zur sogenannten »innerhalbdes-Bandes-Signalisierung«, wobei die Signalisierungssignale innerhalb des Frequenzbandes des Sprachsignals liegen.
Die in der Praxis angewandten Signalisierungssignale sind alle in Form einer Reihe von Impulsen mit einer Wiederholungsfrequenz von beispielsweise 10 Hz. Damit diese Signale in den Hilfskanälen des FDM-Signals untergebracht werden können, wird bei der bekannten Anordnung auf der Sendeseite aus jedem Signalisierungssignal ein digitales Signal erzeugt, und diese digitalen Signale werden getrennten Eingängen einer Digitalfilterbank zugeführt die eine inverse diskrete Fourier-Transformationsanordnung und ein daran angeschlossenes Polyphasennetzwerk enthält Damit umgekehrt aus einem angebotenen FDM-Signal die Signalisierungssignale wieder räumlich getrennt und in Basisbandlage verfügbar werden, wird das FDM-Signal auf der Empfangsseite digitalisiert und einer Digitalfilterbank zugeführt die die Reihenschaltung eines Serie-Parallelwandlers, eines Polyphasennetzwerkes und einer diskreten Fourier-Transformationsanordnung enthält Damit wird zwar eine digitale Verarbeitung der Signale sowohl auf der Sendeseite als auch auf der Empfangsseite durchgeführt und aufwendige analoge Filter vermieden, jedoch ist in der FDM-Modulationsanordnung die Abtastfrequenz der Hilfssignale gleich der Kanalsignalbandbreite von 4 kHz. Weiter werden die Digitalfilterbänke in den FDM-Modulations- und Demodulationsanordnungen hauptsächlich durch die Kaskadenschaltung eines diskreten Fourier-Transformators und eines Polyphasennetzwerkes gebildet In dieser Ausführungsform ist die Rechengeschwindigkeit in allen Rechenanordnungen gleich 4 kHz.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Anordnung der
so eingangs genannten Art anzugeben, mit der eine wesentliche Verringerung der Anzahl Berechnungen pro Sekunde erhalten wird. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs angegebenen Merkmale gelöst
Nachstehend wird die Anordnung auf der Sendeseite zum Umwandeln der räumlich getrennten Signalisierungssignale in ein FDM-Format als FDM-Modulationsanordnung bezeichnet. Die Anordnung auf der Empfangsseite zum Rückgewinnen und räumlichen Trennen in einem FDM-Format angebotener Signalisierungssignale wird als FDM-Demodulationsanordnung bezeichnet.
Es wird ausdrücklich darauf hingewiesen, daß auch eine gemäß der Erfindung aufgebaute Anordnung auf der Sendeseite zusammen mit einer bekannten Anordnung auf der Empfangsseite sowie auch eine bekannte Anordnung auf der Send'äseite zusammen mit einer gemäß der Erfindung aufgebaute Anordnung auf der
Empfangsseite verwendet werden kann, da das zwischen Sende- und Empfangsseite übertragene Signal im wesentlichen unabhängig von der verwendeten Anordnung ist
In der Anordnung gemäß der Erfindung wird die Rechengeschwindigkeit bei vielen Rechenanordnungen dadurch wesentlich verringert, daß die Hilfssignale mit einer wesentlich niedrigeren Abtastfrequenz (mit beispielsweise 500 Hz) abgetastet werden. In der FDM-Modulationsanordnung wird nun zwischen jedes Polyphase;uietzwerk und den dem Fourier-Transformator entsprechenden Ausgang ein interpolierendes Filter zum Erhöhen der Abtastfrequenz eingefügt In der FDM-DemoduJationsanordnung wird zwischen jedes Polyphasennetzwerk und den betreffenden Ausgang des Fourier-Transformators ein extrapolierendes Filter zum Verringern der Abtastfrequenz aufgenommen. In dieser Ausführungsform arbeiten die Fourier-Transformatoren mit einer niedrigen Rechengeschwindigkeit
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend an Hand der Zeichnung näher erläutert Es zeigen
F i g. 1 und 2 eine FDM-Modulationsanordnung bzw. eine FDM-Demodulationsanordnung mit einer bekannten Digitalfilterbank,
Fig.3 das Spektrum des Multiplexsignals für eine Primärgruppe von 12 Fernsprechsignalen,
Fig.4 im Diagramm 4a die Dämpfungskennlinie eines Tiefpaßfilters und in den Diagrammen 4b bis einschließlich 4/ verschiedene Dämpfungskennlinien von Bandpaßfiltern, die zusammen die Übertragu.igskennlinie einer Digitalfilterbank bilden, und im Diagramm 4g das Spektrum der multiplexbehandelten Hilfssignale,
F i g. 5 im Diagramm 5a das Spektrum des Signals am Ausgang der Digitalfilterbank in der FDM-Demodulationsanordnung und im Diagramm 5b die Kennlinie des Filters zum Selektieren der Signalisierungssignale und im Diagramm 5c die Kennlinie des Filters zum Selektieren eines Pilotsignals,
F i g. 6 eine Ausführungsform eines digitalen Phasenschiebers,
F i g. 7 und 8 die FDM-Modulations- bzw. Demodulationsanordnung gemäß der Erfindung,
Fig.9 im Diagramm 9a einen umzuwandelnden Impuls und im Diagramm 9b die gefilterte Version dieses Impulses,
Fig. 10 ein Ausführungsbeispiel der Steueranordnung 9 und des Speichers 10 in F i g. 1 bzw. F i g. 7.
In F i g. 1 ist eine FDM-Modulationsanordnung dargestellt. Diese Anordnung ist zum Übertragen von Regel- und Signalisierungshilfssignalen eingerichtet, die einer Gruppe im Frequenzmultiplex zu übertragender Fernsprechsignale zugeordnet werden. Nachstehend wird vorausgesetzt, daß das FDM-Signal durch eine Primärgruppe aus 12 Fernsprechsignalen gebildet wird.
Das Spektrum einer derartigen Primärgruppe ist in F i g. 3 dargestellt. Dieses Spektrum enthält die Sprachkanäle 7) bis einschließlich Ti2, die den 12 Fernsprechsignalen entsprechen und je ein Frequenzband mit einer Breite von 3100 Hz beanspruchen. Diese Sprachkanäle liegen jeweils zwischen den Vielfachen von 4 kHz im Frequenzband von 60—108 kHz. Die Intervalle /1 bis einschließlich /12 mit einer Breite von 900 Hz, die außerhalb der Sprachkanäle um die Vielfachen von 4 kHz herum liegen, werden als Übertragungskanäle für die Hilfssignale verwendet.
Zu diesen Hilfssignalen gehören die Signalisierungssignale. Dies sind logische Signale mit einer Eigenfrequenz von 10 Hz, die je einem Kanalsignal zum Versorgen der Kommunikation in diesem Kanal zugeordnet sind. Damit die Signalisierungssignale in die Intervalle zwischen Sprachkanäien eingefügt werden können, wird die Bandbreite jedes dieser Signalisierungssignale auf einige zehn Hz beschränkt wonach die auf diese Weise begrenzten Signale einem Träger aufmoduliert übertragen werden. In beispielsweise den sogenannten Gleichstromsignalisierungssystemen werden Trägerfrequenzen verwendet, die im Frequenzband von 64 — 108 kHz liegen und die je ein Vielfaches von 4 kHz sind. Diese Trägerfrequenzen sind in F i g. 3 durch Pfeile Si bis einschließlilch Sn bezeichnet
Einer Gruppe von Kanalsignalen werden zugleich ein oder mehrere Regelsignale in Form von Pilotsignalen mit einer sehr stabilen Frequenz und einer sehr stabilen Amplitude zugeordnet Diese Amplitude wird in der FDM-Demodulationsanordnung zur automatischen Pegelregelung der Sprachkanäle verwendet In einer Primärgrupe von 12 Kanaisignalen mit Gleilchstromsignalisierung wird ein Pilotsignal mit einer Frequenz von 84,14OkHz verwendet. Dieses Pilotsignal ist in F i g. 3 durch den Pfeil P bezeichnete. Aus F i g. 3 geht hervor, daß im Intervall /& das um die Frequenz von 84 kHz herum liegt ein Signalisierungssignal und ein Pilotsignal vorhanden ist
In F i g. 1 sind die Quellen für logische Signalisiedargestellt, die von einer Gleichspannung V gespeist und mit einer Frequenz von 10 Hz durch in der Figur nicht näher bezeichnete Mittel betrieben werden. Das Bezugszeichen 1 bezeichnet einen Pilotsignalgenerator. Der Kreis 2, der an den Regel- und Signalisierungssignalen Filter- und Trägermodulationsbearbeitungen durchführt liefert die Hilfssignale in einem FDM-Format, das in einem addierenden Verstärker 3 dem von den Sprachsignalen St gebildeten Multiplexsignal überlagert wird, das durch in der Figur nicht dargestellte Mittel gebildet wird. Das auf diese Weise gebildete Gesamtmultiplexsignal der Sprachkanäle und der Hilfssignale wird über die Leitung 4 übertragen.
Die FDM-Demodulationsanordnung aus F i g. 2 ist mit einem Verstärker 5 versehen, dem das über die Leitung 4 übertragene FDM-Signal zugeführt wird. Dieser Verstärker 5 hat einen veränderbaren Verstärkungsfaktor und wird vom empfangenen Pilotsignal gesteuert, das der Steuerklemme 6 dieses Verstärkers zugeführt wird. Das FDM-Signal das am Ausgang des Verstärkers 5 auftritt, wird einerseits der Klemme 7 zur räumlichen Trennung der Sprachkanäle auf eine Art und Weise, die in Fig.2 nicht näher angegeben ist, zugeführt. Auch wird dieses FDM-Signal einem Kreis 8 zugeführt, in dem die Demodulations- und Filterbearbeitungen durchgeführt werden und zwar zur räumlichen Trennung der empfangenen Hilfssignale. Die Signalisierungssignale werden den Leitungen l\ bis einschließlich /12 entnommen und zum Inbetriebsetzen der Kontakte C'\ bis einschließlich Ci2 benutzt, die den Kontakten Q bis einschließlich Ci2 aus F i g. 1 entsprechen. Das ausgesendete Pilotsignal wird der Leitung Ip entnommen um der Steuerklemme 7 des Verstärkers 6 zugeführt zu werden.
Die FDM-Modulationsanordnung (Fig. 1) enthält Mittel zum Erzeugen digitaler Signale, die den Hiltssignalen im Basisband entsprechen.
Für die Signalisierungssignale -werden diese Mittel durch eine Steueranordnung 9 und einen Speicher 10 gebildet. Der Steueranordnung 9 werden die Signalisie-
rungssignale 5i bis einschließlich S\2 zugeführt. Wie bereits erwähnt wurde, werden diese Signalisierungssignale durch Reihen von Impulsen bezeichnet, die mit einer Frequenz von 10 Hz auftreten. Zum Enfügen dieser Signale in die Intervalle zwischen den Sprachkanälen ist es notwendig, diese Signale zu filtern, damit ihre Bandbreite auf einige zehn Hertz beschränkt wird. Dies könnte mit Hilfe digitaler Tiefpaßfilter vorgenommen werden, die eine geeignet gewählte Sprungsignalantwort haben. In Fig. 1 wird diese Filterbearbeitung auf eine einfachere Weise durchgeführt. Im Speicher 10 werden in digitaler Form die Abtastwerte der Stoßantwort des erforderlichen Tiefpaßfilters gespeichert. Infolge jedes der Signalisierungsimpulse werden von der Steueranordnung 9 Abtastwerte der Stoßantwort aus dem Speicher ίΟ auf eine Art und Weise ausgelesen, die an Hand der F i g. 9 noch näher erläutert wird. Insbesondere liefert ein Signalisierungsimpuls am Eingang Si der Steueranordnung eine Reihe von Abtastwerten am Ausgang b\ dieses Speichers 10, ein Signalisierungsimpuls am Eingang & eine Reihe von Abtastwerten am Ausgang be, usw. Die Frequenz, mit der die Abtastwerte der Stoßantwort beispielsweise am Ausgang b\ des Speichers 10 auftreten, wird durch die Zeitbasis 11 bestimmt
Das Pilotsignal, das im FDM-Signal untergebracht werden muß und beispielsweise eine Frequenz von 84,140 Hz hat, wird dadurch erhalten, daß von einem Basisbandpilotsignal sp mit einer Frequenz von 140 Hz ausgegangen wird. Dieses Signal wird in digitaler Form vom Generator 1 geliefert Dieser Generator wird beispielsweise durch einen ROM gebildet in dem die Abtastwerte eines sinusförmigen Signals mit einer Frequenz von 140 Hz in digitaler Form gespeichert sind. Diese Abtastwerte werden mit einer Frequenz ausgelesen, die von der Zeitbasis 11 bestimmt wird.
Damit dieses Pilotsignal in dem FDM-Signal untergebracht werden kann, enthält die Anordnung nach F i g. 1 weiter eine Addierschaltung 12, von der ein Eingang an den Ausgang a« des Speichers 10 angeschlossen ist und von der der andere Eingang an den Ausgang des Speichers 1 angeschlossen ist. Das Signalisierungssignal % und das Pilotsignal sp sind Hilfssignale, die in demselben Kanal übertragen werden müssen. Insbesondere werden diese Signale im Intervall h aus Fig.3 übertragen. Am Ausgang des Addierers 12 tritt auf diese Weise das digitale Signal st + sp auf.
Die FDM-Modulationsanordnung aus F i g. 1 enthält weiter eine Digitalfilterbank 13, um die Hilfssignale in das FDM-Format zu bringen. Insbesondere enthalten die 12 Intervalle h ... Iu auf Fig.3 bzw. die digitalen Signale s-„..., Ss-i-s,,... 5·,:. Die Filterbank 13 hat eine Übertragungskennlinie, die durch Bandpaßkennlinien gebildet wird, deren Mittenfrequenzen, die mit denen der Hilfskanäle zusammenfallen, wieder in den Hilfssignalen untergebracht sind. Diese Kennlinien werden von der Kennlinie eines Tiefpaßfilters abgeleitet, das zur Übertragung der Hilfssignale im Basisband sorgt
Die Dämpfungskennlinie dieses Tiefpaßfilters ist im Diagramm 4a aus Fig.4 dargestellt Aus dieser Kennlinie geht hervor, daß in der Nähe der Frequenz 0 eine sehr geringe Dämpfung auf ein Signalisierungssignal ausgeübt wird. Dieses Signalisierungssignal mit einer Bandbreite von beispielsweise 50 Hz ist in diesem Diagramm 4 durch ein schraffiertes Dreieck dargestellt Zugleich sind in diesem Diagramm 4a die beiden Basisbandpilotsignale mit den Frequenzen ± 140 Hz durch zwei Pfeile angegeben. Wie aus diesem Diagramm 4a hervorgeht, ist der Dämpfungsverlauf des Filters für alle Vielfachen von 4 kHz unendlich hoch.
Der Dämpfungsverlauf der jeweiligen Bandpaßkennlinien der Filterbank 13 ist in den Diagrammen Ab bis einschließlich 4f dargestellt. Die Kennlinien der Diagramme 4b, 4c, ... 4t/ ... 4e, 4f werden aus der Kennlinie 4a durch Verschieben über 12x4 kHz, 11 x4kHz, ... 7x4kHz, ... 2x4kHz, bzw. 1 x4kHz erhalten.
In der Ausführungsform nach F i g. 1 ist die Abtastfrequenz der Filterbank 13 zugeführter Signale gleich 4 kHz, und diese Filterbank ist auf die Art und Weise verwirklicht worden, wie diese in der USA-Patentschrift Nr. 38 91 803 der Anmelderin und in der französischen Patentanmeldung Nr. 73 42 527 beschrieben worden ist Insbesondere werden die 12 digitaler. Signale s-„ ... S6 + Sp,... si 2 den Eingängen b\ bis einschließlich b\ 2 eines inversen diskreten Fourier-Transformators 14 zugeführt. Der Fourier-Transformator 14 ist mit 28 reellen Ausgängen db bis einschließlich du versehen, und die digitalen Signale an diesen Ausgängen werden den 28 Zweigen eines Polyphasennetzwerkes zugeführt Jeder Zweig enthält in Kaskade einen digitalen Phasenschieber φο, gh ... φη und eine Verzögerungsschaltung Ro, Rt ... Ä27. Diese Verzögerungsschaltungen Ro, R\ ... R2? sorgen für die jeweiligen Verzögerungen 0,
JLT -J-γ -
— O My.., M.
28
28
4 kHz
Die digitalen Phasenschieber φα, φ\ ... g>n haben eine sägezahnförmige Phasen-Frequenzkennlinie, deren Neigungen im Absolutwert denen der Phasenfrequenzkennlinien der mit diesen Phasenschiebern kaskadegeschalteten Yerzögerungsschaltungen Ro, Ru ... R27 entsprechen, deren Richtung jedoch entgegengesetzt ist Alle digitalen Phasenschieber haben dieselbe Amplituden-Frequenzkennlinie, und diese entspricht der im Diagramm 4a dargestellten Amplituden-Frequenzkennlinie des Basisfilters. Die Ausgänge der 28 Zweige des Polyphasennetzwerkes sind alle mit der Ausgangsleitung 15 der Digitalfilterbank 13 verbunden. Wie in der obengenannten US-Patentschrift und in der genannten FR-Patentanmeldung eingehend erläutert wurde, wird am Ausgang 15 in digitaler Form ein Multiplexsignal erhalten, das derart betrachtet werden kann, als sei es durch Abtastung jedes der 12 digitalen Eingangssignale Si, Sj, ... St+S^o, ■■■ Su, S12 erhalten worden und zwar mit einer Frequenz von 4 kHz, danach durch digitale Filterung dieses digitalen Signals mittels eines Digitalfilters mit einer Grenzfrequenz von 50 Hz und weiter durch Selektion dieser Spektrumwiederholungen, die die gewünschte Lage haben. Dieses Selektieren kann als das Filtern mit den in Fig.4 dargestellten Kennlinien 4b, 4c ... 4e, 4/ betrachtet werden. Auf diese Art und Weise wird ein Multiplexsignal mit einer Abtastfrequenz von 4x28=112 kHz erhalten. Das Spektrum dieses Multiplexsignals im Band mit der Frequenz 0 bis zur halben Abtastfrequenz 56 kHz ist im Diagramm 4g dargestellt Es enthält die
eo Spektren der 12 Signalisierungssignale s\ bis einschließlich S12 um die 12 Frequenzen herum, die je ein Vielfaches von 4 kHz sind, und ein Pilotsignal bei der Frequenz 28 kHz-140 Hz. Das Ausgangssignal des Polyphasennetzwerkes 13 kann nun auf einfache Weise in ein FDM-Signal üblichen Aufbaus umgewandelt werden. Dazu wird dieses digitale FDM-Signal mit Hufe des Digital-Analog-Wandlers 16 in ein analoges Signal umgewandelt
Bekanntlich besteht das Spektrum dieses Signals aus dem ursprünglichen Spektrum und Wiederholungen dieses Spektrums um Vielfache der Abtastfrequenz von 112 kHz. Mit Hilfe des Bandpaßfilters 17 wird das Basisband von 64-108 kHz selektiert. In diesem Band liegen nun die Spektren der 12 Signalisierungssignale in einer Reihenfolge, die gegenüber der des Diagramms 3g umgekehrt ist, und das Pilotsignal mit mit der gewünschten Frequenz von 84,140 kHz, wie in F i g. 3 angegeben ist.
Die in Fig.2 dargestellte FDM-Demodulationsanordnung enthält den Kreis 8, der zur räumlichen Trennung und Rückgewinnung der Hilfssignale, die in einem FDM-Format angeboten werden, bestimmt ist. Dieser Kreis 8 enthält eine Abtastanordnung 18, die unter Ansteuerung eines Ortstakigenerators !9, der Abtastimpulse mit einer Frequenz von 112 kHz erzeugt, das übertragene Multiplexsignal abtastet. Es sei bemerkt, daß das der Abtastanordnung 18 zugeführte Multiplexsignal die Sprachkanäle sowie die Hilfskanäle enthält. Mit Hilfe des Analog-Digital-Wandlers 20 wird das abgetastete Signal in ein digitales Signal umgewandelt. Dieses digitale Signal wird über die Eingangsleitung 21 der Digitalfilterbank 22 zum Trennen der 12 Hilfskanäle zugeführt. Diese Filterbank ist wieder auf die Art und Weise aufgebaut, wie in der obengenannten US-Patentschrift und in der französischen Patentanmeldung eingehend beschrieben wurde, und enthält Elemente, deren Wirkungsweise der der Filterbank 13 der FDM-Modulationsanordnung entgegengesetzt ist Diese Filterbank 22 enthält einen Reihen-Parallelwandler 23 mit 28 Ausgängen, der an jedem Ausgang digitale Signale liefert, deren Kodeworte mit 4 kHz auftreten. Diese Ausgänge sind mit den 28 Zweigen eines Polyphasennetzwerkes verbunden, jeder Zweig enthält in Kaskade eine Verzögerungsschaltung R'a, R\ ... Ä'27 mit den Verzögerungszeiten von 0,
28 '
IL
28
T, wobei T -
4 kHz
ist und einen digitalen Phasenschieber ^Z0, ψ\ ■■ ■ ψ τι mit je einer sägezahnförmigen Phasen-Frequenzkennlinie. Auch nun entspricht die Neigung einer Phasen-Frequenzkennlinie in ihrem Absolutwert der Phasen-Frequenzkennlinie der zugehörenden Verzögerungsschaltung ft'o,R'\ oder Ä'27, aber das Vorzeichen ist entgegengesetzt All diese digitalen Phasenschieber haben dieselbe Amplituden-Frequenzkennlinie, und diese entspricht wieder der im Diagramm 4a dargestellten Amplituden-Frequenzkennlinie des Basisfilters. Die Signale an den Ausgängen der Phasenschieber qft, bis einschließlich ψΏ werden den Eingängen d% bis einschließlich d'27 eines diskreten Fourier-Transformators 24 zugeführt, der 12 komplexe Paare von Ausgängen enthält, die mit b\ bis einschließlich b'u bezeichnet sind.
Wie in der genannten US-Patentschrift und in der genannten FR-Patentanmeldung eingehend beschrieben wurde, können die Ausgangssignale, die an den Ausgängen b\ bis einschlileßlich b'a des Fourier-Transformators 24 auftreten, derart betrachtet werden, als seien sie durch Filtern des Multiplexsignals mit Filtern, deren Durchlaßkennlinien in den Diagrammen Ab bis einschüeßlich 4/ dargestellt sind, und durch darauffolgendes Demodulieren dieser Signale zum Basisband erhalten worden. Diese Basisbandsignale sind nun digitale Signale, die mit einer Frequenz von 4 kHz abgetastet worden sind.
Es sei bemerkt, daß, obschon den Eingängen b\ bis einschließlich 612 des Fourier-Transformators 14 der FDM-Modulationsanordnung reelle Hilfssignale zugeführt werden, der Fourier-Transformator 24 der FDM-Demodulaltionsanordnung notwendigerweise komplexe Signale liefert, denn durch das Übertragungsmittel werden Phasenverschiebungen eingeführt, die nicht für alle Signale gleich sind. Das Spektrum der Signale, die in digitaler Form an den jeweiligen Ausgängen des Fourier-Transformators 24 auftreten, ist in der Nähe der Nullfrequenz im Diagramm 5a aus F i g. 5 dargestellt. Für alle Ausgänge b\ bis einschließlich b'n enthält dieses Spektrums das Spektrum eines Signalisierungssignals, das durch das schraffierte Dreieck dargestellt wird, das um die Nuiifrequenz herum liegt, und das Spektrum der Sprachsignale der angrenzenden Kanäle. Diese Sprachsignale sind durch die nicht so starke Filterung in der Filterbank 22 nicht nennenswert gedämpft. Denn diese Filterung wird mit der im Diagramm 4a dargestellten Kennlinien des Basisfilters durchgeführt und beabsichtigt hauptsächlich das Trennen der Hilfskanäle. Das Spektrum der Fernsprechsignale wird durch die beiden doppelt schraffierten Teile, die sich über der Frequenz von 3000 Hz für den obersten Fernsprechkanal und unter der Frequenz — 600 Hz für den untersten Fernsprechkanal erstrecken, dargestellt. Das Spektrum des Signals am Ausgang b% enthält weiter ein Pilotsignal mit einer Frequenz von 140Hz, wie in Fig.5a dargestellt ist.
Damit die Signalisierungssignale von den benachbarten Sprachsignalen völlig getrennt werden, sind digitale Tiefpaßfilter F\ bis einschließlich Fn an alle Paare von Ausgängen b\ bis einschließlich b'n des Fourier-Trans formators 24 angeschlossen. Diese Filter verarbeiten komplexe Signale und werden aus zwei Filterzellen zusammengestellt, die in der Figur nicht getrennt dargestellt sind, die aber den reellen Teil und den Imaginärteil der komplexen Signale verarbeiten. Die Frequenzdämpfungskennlinie jeder Zelle hat den im Diagramm 5b dargestellten Verlauf. Jede Zelle kann als Filter zweiter Ordnung verwirklicht werden.
Zum Erhalten des Pilotsignals mit der Frequenz von 140 Hz ist weiter ein Bandpaßfilter Fp mit dem Ausgängepaar b% des Fourier-Transformators 24 verbunden. Dieses Filter Fp ist ebenfalls von zwei nicht in Einzelheiten dargestellten Filterzellen gebildet, die den reellen Teil und den imaginären Teil des Komplexsignals an dem Ausgängepaar b'e bewirken. Die
Frequenzdämpfungskennlinie dieses Filters Fp hat den
im Diagramm 5c dargestellten Verlauf. Das Durchlaß bar.d dieses Filters hat eine Mitter.irequenz von !40 Hz und eine Bandbreite in der Größenordnung von 20 Hz.
An den Ausgängen der Signalisierungsfilter Fi bis
einschließlich F12 treten in digitaler Form komplexe Signale auf, die den empfangenen Signalisierungssignalen entsprechen. Zum Inbetriebsetzen der Kontakte C\ bis einschließlich Cn sind jedoch nur die Amplituden dieser Signale notwendig. Die Ausgänge paare der Filter Fi bis einschließlilch F]2 werden dazu mit Detektionsanordnungen D1 bis einschüeßlich Di2 verbunden, die als Ausgangssignal je die Amplituden des komplexen Ausgangssignals des vorhergehenden Filters liefern. Derartige Detektionsanordnungen sind
es bereits in einem Artikel von Blaser und Braun »Schnelle digitale Amplitudenbildung von Quadraturpaaren« Seiten 20 bis 26, erschienen in der Zeitschrift AGEN-—Zürich, Nr. 17, Dezember 1974 beschrieben worden.
An den Ausgängen A bis einschließlich In der Detektionsanordnung D\ bis einschließlich Dn treten auf diese Weise logische Signale zur Steuerung der Signalisierungskontakte C\ bis einschließlich Cn auf.
Weil auch zum Regeln des Pegels des Eingangs-FDM-Signals nur die Amplitude des Pilotsignals verwendet wird, ist eine Detektionsanordnung Dp mit dem Ausgang des Pilotfilters Fp verbunden. Diese Anordnung Dp liefert ein digitales Signal, das einem Digital-Analog-Wandler 25 zugeführt wird. Dieser letztere liefert an der Leitung lp das Regelsignal zur Steuerung der Verstärkung des Verstärkers S.
Das digitale System zur Übertragung der Hilfssignale weist wesentliche Vorteile gegenüber analogen Systemen auf. So sind beispielsweise in der FDM-Modulationsanordnung die analogen Tiefpaßfilter zur Beschränkung der Bandbreite der Signalisierungssignale völlig fortgefallen. Diese Filterfunktion wird nun vom Speicher 10 verwirklicht, in dem die Koeffizienten für alle Signalisierungssignale gespeichert sind. Das Pilotsignal im Basisband (140 Hz) wird ebenfalls von einem Speicher 1 geliefert. Die Umwandlung des Pilotsignals in die endgültige Frequenz (84,140 Hz) im Multiplexsignal wird gleichzeitig mit der Umwandlung der Signalisierungssignale mit Hilfe der digitalen Filterbank 1.3 durchgeführt. Im beschriebenen System ist es äußerst einfach, ein Pilotsignal mit anderer Frequenz als 84,140 kHz zu verwenden. Wird ein Pilotsignal mit einer Frequenz von 84,080 kHz erwünscht, so reicht es aus, die Koeffizienten des Speichers zu ersetzen. Um von der Frequenz 84,080 kHz auf die Frequenz von 104,840 kHz überzugehen, reicht es aus, die Addieranordnung 12 an einen anderen Eingang i2(bu) des Fourier-Transformators 14 anzuschließen.
In der FDM-Demodulationsanordnung ist die Verwendung groß bemessener Analogfilter zum Selektieren der Signalisierungen vermieden worden, während zugleich keine schwer zu verwirklichende und aufwendige Quarzfilter mehr notwendig sind zum Selektieren der Pilotsignale. Die digitalen Filterverarbeitungen, die durchgeführt werden; um die Hilfssignale räumllich zu trennen und in Basisbandlage zu bringen, lassen sich einfach verwirklichen und werden in zwei Schritten durchgeführt In einem ersten Schritt, der in der Digitalfilterbank 24 durchgeführt wird, werden die Hilfskanäle getrennt und die Signale in diesen Kanälen in Basisbandlage gebracht. In einem zweiten Schritt der in den Filtern Fi bis einschließlich Fi 2 und im Filter Fp durchgeführt wird, werden die Signalisierungssignale von den Pilotsignalen und den Sprachkanälen getrennt Weil diese Digitalfilter F, bis einschließlich Fi2 und Fp zum Bearbeiten von Niederfrequenzsignalen eingerichangeschlossen mit Koeffizienten k\ und Ar2, die der Dämpfungskennlinie des Phasenschiebers entsprechen. Die Ausgänge der Multiplizierer 63, 64 sind mit den Eingängen der Addierschaltung 65 verbunden, deren Ausgang den Ausgang des Phasenschiebers bildet.
In den bisher beschriebenen FDM-Modulationsanordnungen werden der Digitalfilterbank 13 digitale Signale mit einer Abtastfrequenz von 4 kHz, d. h. dem Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Kanal-Signalen zugeführt; auf dieselbe Art und Weise liefert die Digitalfilterbank 22 der FDM-Demodulationsanordnung digitale Signale mit einer Abtastfrequenz von ebenfalls 4 kHz, die mit 4 kHz abgetastet werden. Dadurch werden in diesen Filterbänken von allen Rechenanordnungen, wie den Fourier-Transformatoren 14 und 24 und den Phasenschiebern <po bis einschließlich ^27, g/a bis einschließlich gtv, Berechnungen mit einer Geschwindigkeit von 4 kHz durchgeführt. Auch in den Digitalfiltern Fi bis einschließlich Fi2 und F9 müssen dadurch Berechnungen durchgeführt werden mit einer Geschwindigkeit von 4 kHz. Bekanntlich ist es zur Verwirklichung digitaler Anordnungen immer günstig, insbesondere zu ihrer Integration, die Anzahl pro Sekunde durchzuführender Berechnungen möglichst zu verringern.
In den F i g. 7 und 8 sind eine erfindungsgemäße FDM-Modulations- und FDM-Demodulationsanordnung dargestellt, mit denen eine wesentliche Verringerung der Anzahl Berechnungen pro Sekunde erhalten wird. In diesen F i g. 7 und 8 sind der F i g. 1 bzw. F i g. 2 entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben. Zu einem guten Verständnis der in F i g. 7 und F i g. 8 angegebenen Anordnungen sei erwähnt, daß die Abtastfrequenz der Basisbandhilfssignale viel niedriger sein kann als 4 kHz. Denn die höchste Frequenz, die in diesen Hilfssignalen auftritt, ist nicht viel höher als 50 Hz für die Signalisierungssignale, während das Pilotsignal eine Frequenz von 140 Hz oder 80 Hz hat. In den F i g. 7 und 8 angegebenen Anordnungen ist die Abtastfrequenz der Hilfssignale 500Hz.
In der in F i g. 7 dargestellten FDM-Modulationsanordnung werden nun den Eingängen b\ bis einschließlilch b\2 des inversen Fourier-Transformators 14 digitale Signale mit einer Abtastfrequenz von 0.5 kHz zugeführt. Diese Rechenanlage führt inverse Fourier-Berechnungen mit einer Geschwindigkeit von 0,5 kHz durch. An den Ausgängen do bis einschließlich an dieses Fourier-Transformators treten auf diese Weise digitale Signale mit einer Abtastfrequenz von 0,5 kHz auf. Die Ausgangssignale des Fourier-Transformators 14 werden danach je einem interpolierenden Filter zugeführt
(CL 3111U, 1033*^11 SlC
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gilt insbesondere für das Pilotfilter Fp, das eine Mittenfrequenz von 140 Hz und eine Bandbreite von 20 Hz hat
Wie bereits erwähnt, werden an die Digitalfilterbänke 13 und 22 keine hohen Anforderungen gestellt Die digitalen Phasenschieber φα bis einschließlich φη und gto bis einschließlich p/27 können deswegen auf besonders einfache Weise verwirklicht werden. In F i g. 6 ist ein Ausführungsbeispiel eines derartigen Phasenschiebers dargestellt Dieser Phasenschieber ist vom herkömmlichen nicht rekursiven Typ, in dem zwei Koeffizienten benutzt werden. An den Eingang 60 dieses Phasenschiebers sind in Kaskade zwei Verzögerungsschaltungen 61 und 62 angeschlossen. An die Ausgänge von 61 und 62 sind Multiplizierer 63 und 64
UlIU £Wai £.U1 IjI Ul/ilUllg UCl /"VUIdSLlI CIjUCIl^. JCUCD
interpolierende Filter ist auf die Art und Weise aufgebaut wie es in der französischen Patentanmeldung Nr. 73 02 584 eingehend beschrieben wurde, und enthält insbesondere die Reihenschaltung von drei Interpolationszelien Ao bis einschließlich An, Bo bis einschließlich Bn, G) bis einschließlich Cn- Jede Interpolationszelle ist ein Digitalfilter, das in der Patentanmeldung Nr. 73 02 584 als Halbbandinterpolationsfflter bezeichnet wird. Wie in der genannten Patentanmeldung angegeben ist, wird unter einem Halbbandinterpolationsfilter ein Tiefpaßfilter verstanden, das eine Grenzfrequenz hat, die der Hälfte der Eingangsabtastfrequenz entspricht und das ein Digitalsignal mit einer Ausgangsabtastfrequenz liefert, die der doppelten Eingangsabtastfrequenz entspricht In Fig.7 sind die jeweiligen
Abtastfrequenzen angegeben, die an verschiedenen Stellen in der Schaltungsanordnung auftreten. Insbesondere beträgt an den Ausgängen der Zellen Λο bis einschließlich Λ27 die Abtastfrequenz 1 kHz; an den Ausgängen der Zellen Bo bis einschließlich 627 beträgt diese Frequenz 2 kHz und an den Ausgängen der Zellen C0 bis einschließlich C2? 4 kHz. Die Digitalsignale an den Ausgängen der Interpolationszellen Co bis einschließlich C27 werden den selben Zweigen des Polyphasennetzwerkes wie in F i g. 1 zugeführt, wobei diese Zweige durch die digitalen Phasenschieber gpo bis einschließlich <027 gebildet werden, mit denen in Reihe die Verzögesind. Diese Phasenschieber und Verzögerungsanordnungen weisen genau dieselben Eigenschaften auf wie die von Fig. 1, und ebenso wie in Fig. 1 beträgt die Geschwindigkeit der Berechnungen in den Phasenschiebern 4 kHz. Am Ausgang 15 wird auf diese Weise dasselbe FDM-Signal wie mit der Anordnung nach F i g. 1 erhalten.
In der FDM-Demodulationsanordnung nach Fig.8 enthält die Digitalfilterbank 22 ebenso wie in F i g. 2 an den Ausgängen des Reihen-Parallelwandlers 23 dieselben Polyphasennetzwerkzweige, die mit je einer Reihenschaltung aus einem R'o bis einschließlich R'n und einem digitalen Phasenschieber g/o bis einschließlich $^27 versehen sind. Die Eingangsabtastfrequenz der Verzögerungsschaltungen fl'obis einschließlich R'n und die Ausgangsabtastfrequenz des Phasenschiebers g/o bis einschließlich p/27 beträgt 4 kHz. Die Ausgänge der Phasenschieber qlo — qfn sind an die Eingänge der die Abtastfrequenz herabsetzenden Filter angeschlossen. Diese letztgenannten Filter, die auch als »extrapolierende« oder »decimation«-Filter bezeichnet werden, sind gemäß der genannten französischen Patentanmeldung Nr. 73 02 584 aufgebaut. Insbesondere enthält auch nun jede dieser Filter drei kaskadengeschaltete Zellen CO bis einschließlich C'27, ß'o bis einschließlich ß'27, A Ό bis einschließlich Λ'27. Jede dieser Zellen ist in der genannten Patentanmeldung Nr. 73 02 584 als HaIbbandextrapolationsfilter bezeichnet. Unter einem HaIbbandextrapolationsfilter wird ein Tiefpaßfilter verstanden, das eine Grenzfrequenz hat, die einem Viertel der Eingangsabtastfrequenz entspricht und zum Erzeugen eines digitalen Signals mit einer Ausgangsabtastfrequenz, die die Hälfte der Eingangsabtastfrequenz beträgt, eingerichtet ist Wie in F i g. 8 angegeben, ist die Ausgangsabtastfrequenz der Zellen CO bis einschließlich C'27 2 kHz. So ist die Ausgangsabtastfrequenz der Zellen BO bis einschließlich B'271 kHz und der Zellen A Ό bis einschließlich A '27 0,5 kHz. Der Fourier-Transformator 24 wird nun mit einer Geschwindigkeit von 0,5 kHz betrieben, und an den Ausgangspaaren b\,... b'n dieses Fourier-Transformators 24 beträgt die Abtastfrequenz 0,5 kHz. Die Selektionsfilter Fi-F]2 für die Signalisierungssignale und das Selektionsfilter Fp für das Pilotsignal werden nun mit einer Geschwindigkeit von 0,5 kHz betrieben.
Gegenüber den in den F i g. 1 und 2 angegebenen Anordnungen enthalten die Anordnungen der Fig.7 und 8 als zusätzliche Elemente die Interpolationszellen A B, Cbzw. die Extrapolationszellen C, B', A'. Wie in der genannten französischen Patentanmeldung Nr. 73 02 584 angegeben ist, können diese Zellen auf besonders einfache Weise verwirklicht werden. Insbesondere kann jede Zelle aus einem einzigen Multiplizierer und zwei Speichern aufgebaut werden, die zwei Verzögerungsschaltungen bilden. Wie jedoch aus den in den F i g. 7 und 8 an verschiedenen Stellen angegebenen Abtastfrequenzen hervorgeht, ist nun jedoch eine wesentliche Verringerung (um einen Faktor 8) der Geschwindigkeit, mit der Berechnungen in den beiden Fourier-Transformatoren 14 und 24 und in den Trennfiltern Fi bis einschließlich Fi 2 und Fp durchgeführt werden müssen, verwirklicht worden. Außerdem können diese Trennfilter weniger verwickelt sein; die Trennfilter für die Signalisierungssignale beispielsweise können mit einem einzigen rekursiven Digitalfilter zweiter Ordnung statt mit einer Kaskadenschaltung aus zwei rekursiven Digitalfiltern zweiter Ordnung verwirklicht werden. Es läßt sich darlegen, daß in den Anordnungen der F i g. 7 und 8 gegenüber den Anordnungen in F i g. 1 und 2 eine Verringerung der Anzahl Berechnungen pro Sekunde (hauptsächlich Multiplikationen) um einen Faktor von etwa 4 aufweisen, wobei die Anzahl erforderlicher Speicher um nur einen Faktor 2 erhöht wird.
Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Steueranordnung 9 und des Speichers 10 ist in Fig.9a ein Impuls eines Signalisierungssignales angegeben. Diese Impulse treten mit einer Frequenz von 10 Hz auf. Die Steueranordnung 9 und der Speicher 10 bezwecken, den in Fig.9a dargestellten Impuls in eine Reihe binär kodierter Abtastwerte umzuwandeln, die mit einer Abtastfrequenz von 4 kHz oder 0,5 kHz auftreten und die die gefilterte Version dieses Impulses kennzeichnen. Insbesondere werden im obenstehenden diese Impulse mit Hilfe eines Filters gefiltert, das eine Grenzfrequenz von 50 Hz hat. Die gefilterte Version dieses Impulses ist in Fig.9b durch die gestrichelte Kurve a dargestellt. Zugleich sind in F i g. 9b eine Anzahl Abtastwerte dieses gefilterten Impulses angegeben, von welcher Anzahl vier Stück durch b bezeichnet sind.
In Fig. 10 ist ein Ausführungsbeispiel der Steueranordnung 9 und des Speichers 10 dargestellt. In diesem Ausführungsbeispiel enthält die Steueranordnung 0 zwölf Eingangsleitungen, über die die Signalisierungssignale Si — S12 zugeführt werden. Jede Eingangsleitung enthält einen Vorwärts-Rückwärtszähler 101-112, die mit je einem Eingang CD und einem Eingang H versehen sind. Dem Eingang CD wird nun das betreffende Signalisierungssignai zugeführt und dem Eingang H Taktimpulse, die vom Taktimpulsgenerator 11 herrühren. Wenn ein Signalisierungsimpuls am Eingang CD eines Vorwärts-Rückwärfszählers vorhanden ist, werden die über den Eingang H zugeführte· Taktimpulse gezählt, bis der Zähler seine Maximalstellung erreicht hat, wonach weiter zugeführte Taktimpul-
se keine Änderung in der Zählerstellung verursachen. Verschwindet zu einem bestimmten Augenblick der Signalisierungsimpuls am Eingang CD des Zählers, so wird infolge der dann auftretenden "T^W'^irmicf» Hf»r Zähler rückwärts gezählt, bis er seine minimale Zählstellung erreicht hat, wonach weiter zugeführte Taktimpulse keine Änderung der Zählstellung mehr verursachen. Der Taktimpulsgenerator 11 liefert nun die Impulse mit der gewünschten Abtastfrequenz; also mit einer Frequenz von 4 kHz oder 0,5 kHz.
Jedem der Zähler 101 — 112 ist ein Decodiernetzwerk zugeordnet Diese Netzwerke sind in Fig. 10 durch die schraffierten Gebiete 113 124 angegeben, deren Ausgänge 125—136 dem Speicher 10 zugeführt werden. An diesen Ausgängen tritt in paralleler Form ein Kodewort auf, das für die Zählerstellung kennzeichnend ist Die Decodiernetzwerke 125—136 sind mit je einem Ausgang 137—148 versehen, an denen ein Impuls auftritt, wenn der Zähler seine minimale Zählsteüung
erreicht hat, und mit einem Ausgang 149—160, an dem ein Impuls auftritt, wenn der Zähler seine maximale Zählstellung erreicht hat Die Ausgänge 137-148 sind über UND-Tore 161-172 und die Ausgänge 149-160 über UND-Tore 173 —184 an Eingänge des Speichers 10 angeschlossen. Diesen UND-Toren 161 — 184 werden zugleich die Taktimpulse des Taktimpulsgenerators 11 zugeführt
Der Speicher 10 wird in diesem Ausführungsbeispiel durch zwölf Speicherzellen 185—196 je in Form eines ROM gebildet Jede dieser Speicherzellen ist auf die Art und Weise, wie in der Figur dargestellt ist, einem der Zähler 101 — 112 zugeordnet Wird vorausgesetzt, daß die Zähler 101-112 je N Taktimpulse brauchen, um von der minimalen zur maximalen Zählerstellung zu gelangen oder umgekehrt, sind in jeder der Speicherzellen 185—195 N Kodewort gespeichert, die je einen Abtastwert der Einheitsstoßantwort des zu verwirklichenden Tiefpaßfilters mit der Grenzfrequenz von 50 Hz kennzeichnen. Infolge jedes der von einem Decodiernetzwerk gelieferten Kodeworte wird aus der zugeordneten Speicherzelle ein Kodewort in paralleler Form ausgelesen und zur Parallel-Reihenumwandlung einem Parallel-Reihenwandler 1096-10108 mit den Ausgängen a\ — an zugeführt
Die Wirkungsweise der in Fig. 10 dargestellten Anordnung ist nun wie folgt Wird ein Kontakt, beispielsweise Q, zu einem Zeitpunkt, wo der Zähler 1001 die minimale Zählstellung hat (vorausgesetzt die Stellung 0) geschlossen, so zählt der Zähler N Taktimpulse und erreicht seine maximale Zählstellung. Während dieses Zählvorgangs der Taktimpulse durchläuft der Zähler N verschiedene Zählstellungen. Infolge jeder dieser Zählstellungen liefert die Speicherzelle 1085 ein Kodewort das einem Abtastwert des gefilterten Impulses in der in Fig.9b angegebenen Zeitperiode J] entspricht Ist nach Erreichen der maximalen Zählstellung der Kontakt Q nach wie vor geschlossen, so bleibt der Zähler 1001 in der maximalen Zählstellung, und die Speicherzelle 1085 liefert infolge der Ausgangsimpulse des UND-Tores 1073 in der Zeitperiode Tz (siehe Fig.9b) Kodeworte, die die maximale Amplitude des gefilterten Signalisierungsimpulses kennzeichnen. Wird der Kontakt Ci nach der gezählt, bis er seine minimale Zählstellung erreicht hat In der dazu erforderlichen Zeit Ti (siehe F i g. 9b) liefert die Speicherzelle 1085 dieselben Kodeworte wie in der Periode 7], jedoch in umgekehrter Reihenfolge. Nach dem Erreichen der minimalen Zählstellung (Nullstellung) werden von der Speicherzelle 1085 keine Kodeworte mehr abgegeben.
Es sei weiterhin bemerkt, daß, obschon im Ausführungsbeispiel na( h Fi g. 10 der Speicher 10 durch zwölf einzelne Speicherzellen gebildet wird, eine einzige Speicherzelle ausreicht, denn alle zwölf Speicherzellen enthalten dieselben Kodeworte. Diese einzige Speicherzelle kann dann mit Hilfe von Zeitschachtelungstechniken betrieben werden.
Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

  1. Patentanspruch:
    Anordnung zum Obertragen von räumlich getrennten Signalen in einem FDM-Format die auf der Sendeseite
    — Mittel zum Digitalisieren der Signale und
    — eine Digitalfilterbank enthält, der die digitalisierten Signale zugeführt werden und die eine für jedes der Signale kennzeichnende Bandpaßkennlinie aufweist, wobei die sendeseitige Digitalfilterbank eine inverse diskrete Fourier-Transformationsanordnung mit einer Anzahl paralleler Ausgänge und ein daran angeschlossenes Polyphasennetzwerk enthält mit einer Anzahl Kanäle gleich der Anzahl Ausgänge der Fourier-Transformationsanordnung und mit einer Reihenschaltung in jedem dieser Kanäle aus einem digitalen phasendrehenden Netzwerk und einer digitalen Verzögerungsanordnung, deren Ausgänge mit einem Ausgang für die Signale im FDM-Format verbunden sind,
    und die auf der Empfangsseite
    — Mittel zum Digitalisieren des FDM-Signals und
    — eine Digitalfilterbank enthält, der das digitalisierte FDM-Signal zugeführt wird und die eine für jedes der Signale kennzeichnende Bandpaßkennlinie aufweist, wobei die empfangsseitige Digitalfilterbank einen Reihen-Parallel-Wandler mit mehreren Ausgangskanälen und eine mit diesen Ausgangskanälen über eine Polyphasennetzwerk verbundene diskrete Fourier-Transformationsanordnung mit einer Anzahl Ausgänge für die räumlich getrennten Signale enthält, worin das Polyphasennetzwerk für jeden Ausgangskanal die Reihenschaltung einer digitalen Verzögerungsschaltung und eines digitalen phasendrehenden Netzwerkes enthält, dadurch gekennzeichnet, daß sendeseitig zwischen jeden der Ausgänge der Fourier-Transformationsanordnung und dem entsprechenden Eingang des Polyphasennetzwerkes ein interpolierendes Digitalfilter angeordnet ist, dessen Abtastfrequenz am Ausgang größer ist als die Abtastfrequenz am Eingang, und daß empfangsseitig in Reihe mit jedem phasendrehenden Netzwerk des Polyphasennetzwerkes ein abtastverringerndes Digitalfilter angeordnet ist, dessen Abtastfrequenz am Ausgang niedriger ist als die Abtastfrequenz am Eingang.
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