DE2823213A1

DE2823213A1 - Datenuebertragungsempfaenger fuer verschachtelte binaere phasentastmodulation

Info

Publication number: DE2823213A1
Application number: DE19782823213
Authority: DE
Inventors: Alex Honore Lautier; Jean Louis Monrolin
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1977-06-10
Filing date: 1978-05-27
Publication date: 1978-12-14
Also published as: GB1563385A; FR2394218B1; CA1092656A; US4186348A; DE2823213C2; FR2394218A1; JPS545369A

Description

'Anmelderin: International Business Machines

I Corporation, Armonk, N.Y. 10504

ker / sue / bd

;Datenübertragungsempfänger für verschachtelte binäre !Phasentastmodulation

I Die Erfindung betrifft einen Datenübertragungsempfänger für j verschachtelte binäre Phasentastmo«
Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

•verschachtelte binäre Phasentastmodulation entsprechend dem

ι Die verschachtelte binäre Phasentastmodulation ist eine spezielle Art der bereits vielseitig verwendeten binären iPhasentastmodulation, die auch als BPSK-Modulation bezeichnet 'wird und in zahlreichen Veröffentlichungen beschrieben ist. Es möge dazu hingewiesen werden auf das Buch "Information Transmission, Modulation and Noise", von M. Schwartz, Abschnitt 4-2, McGraw-Hill, New York 1970 und des weiteren auf die Bücher "Data Transmission" von R. W. Bennett und J. R. Davey, Kapitel 10, McGraw-Hill, New York 1965 und "Principles of Data Transmission" von R. W. Lucky, J. Salz und E. J. Weldon Jr., Kapitel 3, McGraw-Hill, New York 1968. Bei der binären Phasentastmodulation werden die zu übertragenden Bits einzeln zu Zeitpunkten mit T Sekunden Abstand, welche auch als SignalZeitpunkte bezeichnet werden, gesendet, wobei jeder Bitwert einem von zwei möglichen Trägerphasenwechseln gegenüber der Trägerphase des vorangehenden Signalzeitpunktes entspricht. Die Trägerphase kann zu den einzelnen Signalzeitpunkten einen von zwei möglichen Phasenwerten annehmen. Bei der Darstellung der beiden möglichen Trägerphasenwerte in einem Zeigerdiagramm sind zwei Punkte mit 180° Phasendifferenz gegeben, mit deren Hilfe das verwendete Modulationsschema erläutert werden kann.

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Bei der verschachtelten binären Phasentastmodulation entspricht das jeweils zu übermittelnde Bit bei den geradzahligen Signalzeitpunkten einer von zwei ersten Phasenlagen, die gegeneinander um 180 phasenversetzt sind, und bei den ungeradzahligen Signalzeitpunkten jeweils einer von zwei zweiten Phasenlagen, die wiederum gegeneinander um 180° und gegenüber den ersten genannten Phasenlagen um 90 phasenversetzt sind.

Ein Vorteil, den die verschachtelte binäre Phasentastmodulation gegenüber der einfachen binären Phasentastmodulation bietet, ist die Verwendung eines modulierten Signals, dessen Umhüllende weniger zeitabhängig variiert. Infolgedessen bleibt der größte Teil der übertragenen Energie bei einem nichtlinearen Kanal in einem wohldefinierten, engen Frequenzband konzentriert. Die verschachtelte binäre Phasentastmodulation wird sehr vorteilhaft bei Satellitenübertragungssystemen verwendet, bei denen die Signale auf einzelnen benachbarten Frequenzbändern über einen gemeinsamen nichtlinearen Transponder übermittelt werden, wobei es sehr darauf ankommt, daß die verwendeten Modulationsmethoden Interferenzen zwischen diesen Bändern möglichst einschränken. Jedoch haftet der betrachteten Modulationsart ein gewisser Nachteil an. Wie bereits erwähnt wurde, verwendet die verschachtelte binäre Phasentastmodulation zwei Paare von Frequenzlagen im Zeigerdiagramm; wenn die übertragenen Daten ordnungsgemäß wiedergewonnen werden sollen, muß der Empfänger zu jedem Signalzeitpunkt als Referenzkriterium wissen, ob gerade eine phasenlage des ersten oder des zweiten Paares empfangen wird, pas heißt andererseits: Der Empfänger muß mit dem Sender synchronisiert arbeiten. Bei den ersten Übertragungssystemen jnit verschachtelter binärer Phasentastmodulation wurde daher (vor der eigentlichen Nutznachricht jeweils eine Synchronisierjfolge übertragen. Dies bedeutet natürlich ein zeitverschwendendes Verfahren, welches überdies zusätzliche Gerätevorjcehrungen im Sender und Empfänger und des weiteren eine be-

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ondere Resynchronisierungsprozedur für den Fall erfordert, da/3 die Signalphase für die Definition der Verschachtelung verloren geht.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, einen selbstsynchronisierenden Empfänger einfacher Konstruktion für die Verwendung in einem Datenübertragungssystem mit verschachtelter binärer Phasentastmodulation zu schaffen.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Im betrachteten Empfänger wird das aufgenommene Signal mittels eines in gegebener Phase liegenden Bezugsphasenträgers und eines Quadraturphasenträgers dazu demoduliert, die beide von einem Taktgeber und einer Trägerwiedergewinnungseinrichtung bereitgestellt werden und mit deren Hilfe die Bezugsphasen- und die Quadraturphasenkomponenten des Signals auswertbar sind. Das Vorzeichen der Summe der Signalkomponenten und das Vorzeichen der Differenz zwischen beiden wird selektiv dem Ausgang des Empfängers unter Steuerung durch das Taktsignal vom Taktgeber und der Trägerwiedergewinnungseinrichtung durchgegeben. In einer kombinierten Einrichtung wird die Frequenz des empfangenen Signals verdoppelt und das so gebildete Signal durch ein Taktsignal mit der halben, aus dem empfangenen Signal gewonnenen Signalfolgefrequenz moduliert. Diese Modulation ergibt ein Signal mit der doppelten Trägerfrequenz, aus dem der Bezugsphasenträger und der Quadraturphasenträger abgeleitet werden.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.

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Fig. 1 enthält das Blockschaltbild eines Senders,

der mit verschachtelter binärer Phasentastmodulation arbeitet.

Fig. 2 zeigt Signalzeigerdiagramme zur Erläuterung

der verschachtelten binären Phasentastmodulation.

Fig. 3 enthält das Blockschaltbild eines Datenem

pfängers nach der vorliegenden Erfindung.

In Fig. 1 ist also ein Sender für die verschachtelte binäre Phasentastmodulation zur Erkennung des Zusammenhanges mit dem Empfänger nach der vorliegenden Erfindung dargestellt. Die zu übertragenden Datenbits auf der Leitung 1 werden über eine Leitung 2 dem Eingang eines Tiefpasses 3 und über eine Leitung 4 dem Eingang eines antivalenten ODER-Glieds 5 zugeführt, dessen Ausgang wiederum über eine Leitung 6 dem Eingang eines Tiefpasses 7 zugeführt wird, der mit dem Tiefpaß 3 identisch aufgebaut ist. Die Ausgänge der Tiefpässe 3 und 7 sind über Leitungen 8 und 9 mit dem ersten Eingang je eines Modulators 10 bzw. 11 verbunden. Ein Trägergenerator

12 gibt einen in gegebener Phase liegenden Träger ab, der dem zweiten Eingang des Modulators 11 über eine Leitung

13 zugeführt wird. Die Phase dieses Trägers wird um 90° mittels eines Phasenschiebers 14 gedreht und als Quadraturträger dem zweiten Eingang des Modulators 10 über eine Leitung 15 zugeleitet. Die Ausgangssignale der Modulatoren 10 und 11 werden mittels eines Summierers 16 addiert, dessen Ausgang über eine Leitung 17 zum Eingang des Übertragungskanals führt. Der Taktgeber 18 gibt Signale mit der Signalfolgefrequenz 1/T ab, die einem durch zwei teilenden Frequenzteiler 19 zugeleitet werden. Die von diesem Teiler abgegebenen Taktsignale mit der Folgefrequenz 1/2T werden dem zweiten Eingang des antivalenten ODER-Gliedes 5 über eine Leitung 20 zugeleitet.

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Vor der Funktionsbeschreibung der Anordnung gemäß Fig. 1 sollen die Signalzeigerdiagramme gemäß Fig. 2 zur Erläuterung der verschachtelten binären Phasentastmodulation betrachtet werden. Das Diagramm am weitesten links in Fig. 2 zeigt ein Punktpaar A-B, welches die Phasenlagen darstellt, die der Träger zum SignalZeitpunkt nT annehmen kann, wobei T die Signalfolgeperiode und der Wert η eine beliebige ganze Zahl ist. Das im ersten Diagramm dargestellte Modulationsschema soll im folgenden als Modulationsschema 1 bezeichnet werden. Das zweite Diagramm in der Mitte von Fig. 2 zeigt ein Punktpaar C-D, welches die beiden Phasenlagen darstellt, die der Träger zum Signalzeitpunkt (n+1) T annehmen kann. Das Modu-'lationsschema nach dem zweiten Diagramm soll als Modulatiomjschema 2 bezeichnet werden. Das dritte Diagramm ganz rocht:; in der Fig. 2 gibt ein Punktpaar an, das die Phasenwerte wiedergibt, welche der Träger zum Signalzeitpunkt (n±2) T annehmen kann, wobei natürlich diese Punkte den Punkten A-B gemäß dem Schema 1 entsprechen. Jeder der betrachteton Punkte kann in den entsprechenden Diagrammen durch Rechteckkoordinaten angegeben werden, die ihrerseits die Bezugj;phaserikompcmente ,und die Quadraturphasenkomponente des Trägers darstellen. Γη den Modulationsschemen gemäß Fig. 2 sind die Trägerkoirpcmenten für die einzelnen Punkte die folgenden:

A(H, +1); B(-1, -1); C(-1, f 1) ; D(H, -1).

Die Punkte A bis D geben die einzelnen möglichen Phase nwe-r te des Trägers an, nämlich zu 15°, 225°, 135° und 315°.

Nun sollen die Funktionen der Anordnung gemäß Fig. 1 beischrieben werden. Die zu übertragenden Datenbits laufen über die Leitung 1 als Rechteckimpulse ein. Üblicherweise wird ;ein Bit 1 mittels eines Rechteckimpulses der Amplitude +1

jund ein Bit 0 mittels eines Rechteckimpulses der Amplitude -1 dargestellt. Der Taktgeber 18 bildet Taktsignale mit der Taktfolgefrequenz 1/T. Praktisch gibt der Taktgeber 18 zu

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jedem SignaLZeitpunkt einen Taktimpuls ab, der als Äquivalent eines Bits 1 betrachtet werden kann. Die Frequenz der Taktsignale vom Taktgeber 18 wird mittels des Teilers 19 durch 2 geteilt. Der Teiler 19 gibt dabei Taktimpulse ab, die während jedes zweiten SignalZeitpunktes als Äquivalent eines Bits 1 betrachtet werden können. Der Teiler 19 jibt dabei das Äquivalent eines Bits O während jedes geradzahligen Signalzeitpunktes und die vorerwähnten Bits 1 w'ihrend jedes ungeradzahligen Signa!Zeitpunktes ab.

Wahrend der geradzahligen Signalzeitpunkte wird ein Bit O über die Leitung 20 dem antivalenteii ODER-Glied 5 zugeführt. Als Ergebnis davon wird ein auf der Leitung 1 anstehender Datenimpuls direkt über die Leitung 2 zum Tiefpaß 3 geführt und gelangt unverändert über das antivalente ODUR-Glied 5 über die Leitung 6 zum Tiefpaß 7. Die über die Leitungen 6 und 2 zu den Tiefpässen 7 und 5 laufenden Datenbitinpulse sind die Grundlage für die Phasen- und Quadraturkomponenten des zu übermittelnden Signals. Wenn z. B. das 7\ übertragende Datenbit ein Bit 1 ist, sind die Phasen- und di : Quadraturkomporu.-tite bi ide 1-1, was dem Punkt A im ersten Diagramm gemäß Fig. 1 e nti pricht. Wenn das zu Übermittelade Datenbit ein Bit 0 ist, entsprechen beide Komponenten -1, was den Punkt B im er^c-ts-n Diagriiim definiert. Die Punkte A und B stehen ihrer.<;ei tr, für D itenphasenwerte von 15° bzw. 225 .

Zu den ungeradzahligen Signal Zeitpunkten wird e in Bit 1 über die Leitung 2O dem antivalenten ODER-Glied 5 angeboten. Demgemäß wird jt-iltu über di-j Leitung 1 anstehende Datenimpuls direkt über die Leitung ':. dem Tiefpaß 3 zugeführt und mittels des antivelonten ODER-Gliedes 5 vor der Eingabe über die j Leitung 6 zum Tiefpaß 7 invertiert. Wenn jetzt ein Bit 1 zu übertragen ist/ werden seine Phasen- und Quadraturkomponen- _; ten als -1 und fi verwendet, womit der Punkt C im zweiten

{Diagramm gemäß fig. 2 definiert wird. Wenn ein Bit 0 zu j

Übertragen ist, i^xrd dessen Phasen- und Quadraturkomponente

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j als +1 und -1 verwendet, wodurch der Punkt D im zweiten ■Diagramm gemäß Fig. 2 definiert wird. Die Punkte C und D stehen für die Phasenwerte 135 bzw. 315 .

!Die der Phasen- und Quadraturkomponente entsprechenden ι Rechteckimpulse werden den Tiefpässen 7 und 3 zugeführt, !die sie in zwei Grundbandsignalelemente umwandeln, deren 'Verlauf für eine übertragung geeigneter ist. Die so auf den !Leitungen 9 und 8 gewonnenen Signalelemente dienen zur

Modulation des Trägers mit der gegebenen Phase und des in Quadratur liegenden Trägers mittels der Modulatoren 11 bzw. ■10. Die modulierten Signale werden im Summierer 16 kombiniert und über die Leitung 17 dem Eingang des Übertragungskanals 'zugeleitet.

'Nun soll anhand der Fig. 3 der Empfänger nach der vorliegenden ,Erfindung beschrieben werden; Fig. 3 stellt einen erfindungs-

(gemäßen Datenempfänger für ein Satellitenübertragungssystem j dar, das die verschachtelte binäre Phasentastmodulation anwendet. Das über den Übertragungskanal und die Leitung 30 einlaufende Signal wird dem Eingang eines geeigneten Analogfilters 31 zugeführt. Das Ausgangssignal dieses Filters 31 wird über eine Leitung 32 dem Eingang zweier Demodulatoren 33 und 34 zugeführt, die in diesem Beispiel für die Aufgabe geeignete Ringmodulatoren sind. Solche Modulatoren sind in der Datenübertragung allgemein bekannte Bauteile und werden hier nicht näher erläutert. Eine Träger- und Takt-Wiedergewinnungseinrichtung 35, die noch beschrieben wird, gibt einen Bezugsträger ab/ der direkt über eine Leitung 36 dem Demodulator 33 und über einen 90 -Phasenschieber 37 und eine Leitung 38 dem Demodulator 34 zugeführt wird. Die Ausgangssignale der Demodulatoren 33 und 34 werden direkt zwei Tiefpässen 39 bzw. 40 zugeführt. Im dargestellten Beispiel sind diese , Tiefpässe 39 und 40 passive Analogfilter herkömmlicher Ausführung, die zur Unterdrückung unerwünschter Modulationsprodukte und thermischen Rauschens dienen. Das Ausgangssignal

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des Tiefpasses 39 wird über eine Leitung 41 dem Minus-Eingang eines Summieres 42 und einem Plus-Eingang eines Summierers 43 zugeführt. Das Ausgangssignal des Tiefpasses 40 wird über eine Leitung 44 dem Plus-Eingang des Summierers 42 und dem zweiten Plus-Eingang des Summierers 43 zugeführt. Im betrachteten Ausführungsbeispiel mögen die Summierer 42 und 43 herkömmliche Analogeinrichtungen mit Operationsverstärkern sein. Die Ausgangssignale der Summierer 42 und 43 werden den Eingängen zweier Begrenzer 45 und 46 zugeführt, die im Beispiel einen vorgegebenen oberen oder unteren Pegel bei einem positiven oder bei einem negativen Signal abgeben. Die Ausgänge der Begrenzer 45 und 46 sind mit je einem Eingang zweier UND-Glieder 47 und 48 verbunden. Die von der Takt- und Träger-Wiedergewinnungseinrichtung 35 abgegebenen Taktsignale werden direkt über eine Leitung 49 dem zweiten Eingang des UND-Gliedes 47 und über einen Inverter 50 dem zweiten Eingang des UND-Gliedes 48 zugeführt. Die Ausgänge der UND-Glieder 47 und 48 sind mit den Eingängen eines ODER-Gliedes ;51 verbunden, an dessen Ausgang die den empfangenen Daten !entsprechenden Signale verfügbar sind. Was die Einzelheiten der Takt- und Träger-Wiedergewinnungseinrichtung 35 anbetrifft, Wird das Ausgangssignal des Filters 31 über eine Leitung 52 'einem Frequenzvervielfacher 53 zugeführt, der die eingegebene 'Frequenz verdoppelt und dessen Ausgang über eine Leitung 54 mit dem Eingang eines breitbandigen Filters 55 verbunden ist. Der Ausgang dieses Filters 55 ist über eine Leitung 56 mit dem Eingang eines Modulators 57 verbunden, dessen Ausgang !wiederum mit dem Eingang eines schmalbandigen Filters 58 verbunden ist. Der Ausgang des Filters 58 führt zum Eingang eines Frequenzteilers 59, der die zugeführte Frequenz halbiert und den Bezugsphasenträger über die Leitung 36 abgibt. Der kusgang des Frequenzvervielfachers 53 ist des weiteren über eine Leitung 60 mit dem Eingang eines schmalbandigen Filters 61 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Frequenzteilers 62 verbunden ist, der die zugeführte Frequenz halbiert.

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■Der Frequenzteiler 62 gibt ein Bezugstaktsignal ab, das über leine Leitung 63 dem zweiten Eingang des Demodulators 57 !zugeleitet wird. Des weiteren wird das vom Teiler 62 abgegebene !signal dem UND-Glied 47 und über den Inverter 50 dem UND- ;Glied 48 zugeführt. Im in Fig. 3 betrachteten Ausführungsbei-

spiel ist das Filter 55 ein breitbandiges passives Analog-'filter und die Filter 58 und 61 schmalbandige Helix-Analogjfilter, der Modulator 57 ein passender Ringmodulator und der

Frequenzvervielfacher 53 sowie die Frequenzteiler 59 und 62 herkömmliche Analogbauteile.

Die Funktion des in Fig. 3 dargestellten Empfängers soll nun beschrieben werden. Das über die Leitung 30 vom Übertragungskanal empfangene phasenmodulierte Signal wird zuerst in üblicher Weise durch das Filter 31 geführt, um Bandrauschen ;auszublenden und die Einflüsse der Zwischensymbolüberlagerungen j zu beschränken. Das gefilterte modulierte Signal am Ausgang des Filters 31 besitzt eine komplexe Wellenform, die insbesondere vom verwendeten Signalelement und von der Modulationsmethode selbst abhängt. Um jedoch die Beschreibung des !dargestellten Erfindungsgegenstandes einfach zu halten, soll das gefilterte modulierte Signal s(t) ausgedrückt werden als

s(t) = cos (οι t + kff + 8(t)) (1)

Darin sind:

ω die Kreisfrequenz des Trägers,

kir die den Daten entsprechenden Phasenwechsel, wobei k die Werte 0 und 1 annimmt, und !

9(t) ein Ausdruck, der die Modulation um +π/2 oder -ir/2 ! wiedergibt, die aufgrund des Überlappungsverfahrens zu berücksichtigen ist.

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Die Frequenz des Signals s(t) wird im Frequenzvervielfacher 53 verdoppelt. Dieser Vervielfacher gibt ein Signal S₁(t)

ab, welches geschrieben werden kann: ■

S₁Ct) = \ cos [2ω t + 2kiT + 20 (t) ]+ 1/2 (2)

Die Gleichspannungskomponente +1/2, die in der Gleichung (2) erscheint, wird mittels der Filter 55 und 61 ausgeblendet. Der Multiplikationskoeffizient 1/2 wird ebenfalls vernachlässigt und das Signal S₁(t) kann nun geschrieben werden als:

S₁Ct) = cos [2ω t + 2kii + 20 (t) ] (3)

1 V-*

Entsprechend Gleichung (3) enthält das Signal S₁Ct) den , Ausdruck 2ω t, welcher für die doppelte Trägerfrequenz steht, ! den Ausdruck 2k7r, welcher aus der Gleichung (3) entfernt i werden kann, da er ein Vielfaches von 2ir ist, und den Ausdruck '■ 20(t). Dieser Ausdruck 20(t), der von der verwendeten über- _; lappungstechnik herrührt, gibt eine Modulation des Trägers mit +π wieder. Ohne sich in mathematische Details verlieren zu müssen, kann gesagt werden, daß diese zusätzliche Modulatior mit +π zwei Vektoren mit den Frequenzen (2ω +ττ/T) und (2ω -π/Τ) ergibt, wobei 1/T die Signalfolgefrequenz ist,

die im Spektrum des Signals S₁(t) erscheint, welches andererseits geschrieben werden kann als:

S₁Ct) = cos t(2ü)_c + ^) t] + cos £(2ω_ο - ^) t] (4)

Im in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel erfüllt der Frequenzvervielfacher 53 zwei Aufgaben. Er dient einerseits zur Elimination der Daten, womit der ummodulierte Träger

wiedergewinnbar ist, und zur Erkennung der Umhüllenden der empfangenen Wellenform, mit dem Ziel, daraus Zeitgabeinformationen abzuleiten. Im betrachteten Ausführungsbeispiel

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unterscheidet sich die Trägerfrequenz von z. B. 70 MHz beträchtlich von der Signalfolgefrequenz von 24,7 MHz, so daß {nicht die Gefahr der gegenseitigen Störung der beiden funktionellen Aufgaben zu befürchten ist. Dem Fachmann ist ,bekannt, daß bei anderen Ausführungsformen der Detektor für die Umhüllende getrennt vom Frequenzvervielfacher ausgeführt ist.

Der Frequenzvervielfacher 53 macht also in bekannter Weise die Umhüllende des empfangenen Signals verfügbar. Wie ebenfalls bekannt ist, enthält die Umhüllende des empfangenen Signals eine kennzeichnende Komponente mit der Signalfolgelf requenz 1/T. Diese Komponente wird durch das schmalbandige !Filter 61 herausgefiltert, dessen Durchlaßmitte bei der

Signalfolgefrequenz liegt. Die vom Filter 61 abgegebene Signalfolgefrequenz wird mittels des Frequenzteilers" 62 !halbiert, der seinerseits das Taktsignal s„(t) abgibt als:

S₂(t) = cos ξ t (5)

Das Taktsignal s₂(t) mit der halben Signalfolgefrequenz definiert den Überlappungsrhythmus.

Mit diesem Taktsignal wird das Signal s.. (t) , das mittels ' des Filters 55 herausgefiltert wird, seitens des Modulators ; 57 moduliert. Der Modulator 57 gibt das Signal s-.(t) ab:

s₃(t) = S₁ (t) χ s₂(t) (6)

Dieses Signal kann auch entsprechend den Gleichungen (4) und (5) geschrieben werden als:

S₃ (t) = [cos [(2ü)_c + |) t] + cos [(2ω_σ - ψ) t]j χ cos J t

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Vereinfacht kann die Gleichung (7) wie folgt geschrieben werden:

S₃ (t) = cos 2o)_ct + cos Γ(2ω_ο + ψ-) t] (8) In der Gleichung (8) steht der Ausdruck cos 2ω t für die

doppelte Trägerfrequenz.

Das Signal s-, (t) vom Modulator 57 wird dem schmalbandigen Filter 58 zugeführt, dessen Durchlaßmitte bei der doppelten Trägerfrequenz liegt und die folgende Komponente in der Gleichung (8) unterdrückt:

cos (2ü)_ct + ψ-) t

Somit wird am Ausgang des Filters 58 die doppelte Trägerfrequenz allein verfügbar.

Das Ausgangssignal des Filters 58 wird dem Frequenzteiler 59 zugeführt, der die Trägerfrequenz über die Leitung 36 abgibt. Diese Trägerfrequenz wird als Bezugsphasenträger verwendet. Dieser Träger wird nach Drehung seiner Phase um 90 im Phasenschieber 37 als Quadraturphasenträger verfügbar.

Vor Beginn der Beschreibung der Funktionen der Einrichtung gemäß Fig. 3 soll das Datenwiedergewinnungsprinzip des betrachteten Empfängers kurz im Hinblick auf die Diagramme gemäß Fig. 2 betrachtet werden. Zu jedem Signalzeitpunkt kann das empfangene Signal durch einen Punkt Z in den Diagrammen gemäß Fig. 2 dargestellt werden. Aus Vereinfachungsgründen ist der Punkt Z nur im Diagramm ganz links dargestellt. Die x- und y-Koordinaten dieses Punktes stehen für die Phasen- und Quadratur-Komponenten des empfangenen Signals.

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Bei einer vorausgesetzten idealen Übertragung fällt der das empfangene Signal wiedergebende Punkt Z mit einem der Punkte ;A, B, C oder D des übertragenen Signals zusammen. Dies ist jedoch in der Praxis nie der Fall, und entsprechend der ,Lage des Punktes Z ist zu bestimmen, welcher der Punkte A jbis D übermittelt sein soll. Im Empfänger nach der vorliegenden Erfindung wird entsprechend dem Schema 1, d. h. zu den geradzahligen Signalzeitpunkten, die Entscheidung getroffen, daß der Punkt A z. B. für ein Bit 1 steht, welches dann übertragen worden ist, wenn die Summe χ + y der empfangenen Signalkomponenten positiv ist, und daß der Punkt B für ein Bit 0 im Beispiel übertragen worden ist, wenn die Summe Ix + y negativ ist. Dazu wird die mit REF1 bezeichnete 'Erkennungsachse im ersten Diagramm gemäß Fig. 2 verwendet. Wenn das Modulationsschema 2 für die ungeradzahligen Signal-IZeitpunkte anzuwenden ist, wird die Entscheidung so getroffen, daß der Punkt C für ein Bit 1 gegeben ist, wenn die Differenz y-x der Komponenten des emfpangenen Signals positiv ist, und daß der Punkt D für ein Bit 0 gegeben ist, wenn die übertragene Differenz y-x negativ ist. Dazu dient die Verwendung der Erkennungsachse REF2 gemäß dem zweiten Diagramm in Fig. 2. Das von der Takt- und Träger-Wiedergewinnungseinrichtung 35 abgegebene Taktsignal bestimmt, ob das empfangene Signal entsprechend dem Modulationsschema 1 oder 2 zu verwenden ist.

Nun wieder zurück zu Fig. 3. Die durch das Filter 31 herausgearbeitete Signalform wird mittels des Bezugsphasen- und Quadraturphasenträgers in den Demodulatoren 33 und 34 demoduliert. Die Bezugs- und Quadraturkomponenten χ und γ des empfangenen Signals werden am Ausgang der Demodulatoren 33 und 34 abgegeben, und zwar in der Form von Grundbandsignalelementen, welche idealerweise mit den Grundbandsignalelementen an den Ausgängen der Tiefpässe 3 und 7 im Sender gemäß Fig. 1 identisqh

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/und
sind. Die Bezugs- Quadraturkomponenten des empfangenen Signals werden in herkömmlicher Weise den Tiefpässen 39 und zugeführt. Die gefilterte Bezugskomponente wird jeweils von der gefilterten Quadraturkomponente im Summierer 42 subtrahiert. Die gefilterte Bezugs- und Quadraturkomponente werden andererseits im Summierer 43 addiert. Somit wird die Summe χ + y der Bezugs- und Quadraturkomponente und die Differenz y - χ am Ausgang der Summierer 43 und 42 verfügbar. Die Begrenzer 45 und 46 geben das Vorzeichen der Differenz der Komponenten bzw. das Vorzeichen ihrer Summe ab. Entsprechend den Diagrammen gemäß Fig. 2 läßt sich erkennen, daß es sich zu einem geradzahligen Zeitpunkt bei positiver Komponentensumme χ + y um einen übertragenen Punkt A handelt. Bei den geradzahligen Signalzeitpunkten steht das Vorzeichen der Summe χ + y für die Daten. Ähnlich steht zu den ungeradzahligen Signalzeitpunkten das Vorzeichen der Differenz y - χ für die Daten. Das von der Einrichtung 35 abgegebene Taktsignal bestimmt, ob der jeweilige Signalzeitpunkt geradzahlig oder ungeradzahlig ist. Wenn das auf der Leitung 49 anstehende : Taktsignal einen hohen Pegel aufweist, dann wird das Vorzeichen der Differenz y - χ zum Ausgang des Empfängers über das UND-Glied 47 und das ODER-Glied 51 ausgegeben, wohingegen bei niedrigem Taktsignalpegel· auf der Leitung 19 das Vorzeichen der Summe χ + y zum Empfängerausgang über 48 und 51 durchgegeben wird.

Nun soll· die Selbstsynchronisierfunktion des Empfängers entsprechend der vorliegenden Erfindung beschrieben werden. Es wird angenommen, daß zu einem gegebenen Signalzeitpunkt ein Bit 1 übertragen wird mittels eines Trägers, dessen Komponenten x=f1 und y=H sind, d. h. unter Übertragung des Punktes A. Wenn kein Synchronisierfehler vorliegt, wird bei abgesenktem Taktsignal auf der Leitung 49 das Vorzeichen der Summe χ t- y, nämlich ein positives Vorzeichen, zum Ausgang des Empfängers als Bit 1 durchgegeben. Wenn ein Synchronisier-

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fehler vorliegt, dann ist das Taktsignal auf der Leitung 49 .auf angehobenen Pegel, öffnet das UND-Glied 47 und das Vorzeichen der Differenz y - χ gelangt zum Ausgang des Empfängers, Ein Synchronisierfehler bedeutet, daß ein Fehler π das Taktsignal auf der Leitung 63 verfälscht, wobei der Fehler des Bezugsträgers auf der Leitung 36 einen Fehler π/2 aufweist. Der Träger ist um π/2 verdreht und die Komponenten des empfangenen Punktes sind x=-1 und y=+1. Dann ist y - x=+2 und das Vorzeichen von y - χ positiv. Der Ausgang des Empfängers sieht ein positives Vorzeichen und gibt ein Bit 1 ab. Somit hat ein Taktsignalfehler keinen Einfluß auf die richtige Wiedergewinnung der Daten. Der Empfänger ist somit selbstsynchronisierend.

,Zusammenfassung

Ein Empfänger für verschachtelte binäre Phasentastmodulation wurde beschrieben, in dem das empfangene Signal mit Hilfe •eines Bezugsphasenträgers und eines Quadraturträgers dazu

demoduliert wird. Diese beiden Bezugskriterien werden seitens einer Takt- und Träger-Wiedergewinnungseinrichtung zur Verfügung gestellt. Das Vorzeichen der Summe der beiden ,mittels der Bezugskriterien demodulierten Bezugsphasen- und Quadraturphasenkomponenten des empfangenen Signals werden unter Steuerung durch Taktsignale am Empfängerausgang abgegeben. Die Frequenz des empfangenen Signals wird verdoppelt und das so gewonnene Signal mit einem Taktsignal der halben Signalfolgejfrequenz moduliert, wobei das Taktsignal halbierter Taktfolge- ,

jfrequenz ebenfalls aus dem empfangenen Signal abgeleitet wird. iDiese letztgenannte Modulationsoperation erzeugt ein Signal 'mit der doppelten Trägerfrequenz, von welchem wiederum der Bezugsphasenträger und der Quadraturphasenträger als Bezugsikriterien abgeleitet werden.

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

|i.' Datenübertragungsenipf anger für verschachtelte binäre Phasentastmodulation,

bei der jeder der beiden zu geradzahligen Signalzeitpunkten übertragbaren binären Bitwerte einem Punkt eines gegebenen ersten, sich um 180 im Phasenzeigerdiagramm des übermittelten Trägers unterscheidenden Punktpaares entspricht und

bei der jeder der beiden zu urigeradzahligen Signalzeitpunkten übertragbaren binären Bitwerte einem Punkt eines gegebenen zweiten, sich ebenfalls um 180 im Phasenzeigerdiagramm unterscheidenden Punktpaares entspricht,

wobei das erste gegenüber dem zweiten Punktpaar einen Phasenversatz von 90 aufweist,

gekennzeichnet durch die Kombination der folgenden Merkmale:

a) eine Trägerwiedergewinnungseinrichtng (35), der das über einen Übertragungskanal empfangene phajjenmodulierte Signal zugeführt wird und welche daraus einen Bezugsphasenträger mit der Grundphasenlage des empfangenen Signals ableitet,

b) ein erster Demodulator (33), deijsen erstem Eingang das über den Übertragungskanal empfangene phasenmodulierte Signal und dessen zweitem Eingang der abgeleitete Bezugsphasenträger zugeführt wird, wobei am Demodulatorausgang jeweils eine demodulierte Bezugsphasenkomponente des empfangenen Signals abnehmbar ist,

c) ein zweiter Demodulator (34), dessen erstem Eingang das über den Übertragungskanal empfangene phasenmodulierte Signal und dessen zweitem Eingang der abgeleitete Bezugsphasenträger über einen 90°-Phasenschieber

' . (37) zugeführt wird,

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wobei am Demodulatorausgang jeweils eine demodulierte Quadrafcurphasenkomponente des empfangenen Signais abnehmbar ist,

d) ein erster Summierer (42) , dessen Plus-Eingang die demodulierte Quadraturphasenkomponente und dessen Minus-Eingang die demodulierte Bezugsphasenkomponente des empfangenen Signals zugeführt wird, wobei am Summiererausgang somit die Differenz zwischen Quadraturphasenkomponente und Bezugsphasenkomponente abnehmbar ist,

e) ein zweiter Summierer (43), dessen erstem Plus-Eingang die Bezugsphasenkomponente und dessen zweitem P lus-IJingang die Quadraturphasenkomponente des empfangenen Signals zugeführt wird, wobei am Summiererausgang somit die Summe aus Bezug.spha;;enkomponente und Quadraturphasenkomponente abnehmbar iüt,

f) ein erster Detektor (Begrenzer 45) zur Bestimmung der. Vor''( ichen.; der Phasemkomponentendi t f erenz, dessen Eingang mit: dem Ausgang des ersten Summierers (42) verbunden ir.t,

g) ein /.v/e«itf?r Detektor (Begrenzer 16) :uir Bestimmung de};; Voi/z«·iche:ri:> der E⁵Ii l.smikomponEuiteMiiiuiinie, dessen Hingang i.iit dem Ausgang des zweiten Summierers (13) verbunden ist,

h) ein Taktgeber (5 3, 61, 62), de-m das über den tibf-rtragungiikanal empfangene phasenmodulierte Signal zugeführt wird und welcher daraus ein Taktsignal mit der halben Taktfolgefroquenz der übermittelten Bitwerte ab leitet,

i) eine Gatteranordnung (47, 48, 50, 51), der einerseits die Vorzeichensignale von den beiden vorgenannten Detektoren (Begrenzer 45, 46) und andererseits das Taktsignal mit der halben Taktfolgefrequenz vom Takt-

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gebor (53, 61, 62) zugeführt werden, wobei am Ausgang der Gatteranordnung im Takte der Signalfolgefrequenz der übermittelten Bitwerte abwechselnd das Vorzeichensignal vom ersten und zweiten Detektor (Begrenzer 45, 46) als wiedergewonnene binäre Bitwertfolge abnehmbar ist.

2. Datenübertragungsempfanger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß der Taktgeber (53, 61, 62) zur Ableitung des Taktsignals mit der halben Taktfolgefrequenz der übermittelten Bitwerte die Kombination der folgenden Merkmale umfaßt:

a) ein Detektor zur Ableitung der Umhüllenden des über den Übertragungskanal empfangenen phasenmodulierten Signals,

b) ein nachgeschaltetes schmalbandiges Filter (61)

zur Herausfilterung eines Signals mit der Signalfolgefrequenz des Ausgangssignals des Umhüllendendetektors,

c) ein diesem schmalbandigen Filter (61) nachgeschalteter halbierender Frequenzteiler (62) , an dessen Ausgang das Taktsignal mit der halben Signalfolgefrequenz der übermittelten Bitwerte abnehmbar ist.

3. Datenübertragungsempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,

daß der Detektor zur Ableitung der Umhüllenden als ein Frequenzvervielfacher (53) zur Verdoppelung der Frequenz des über den Übertragungskanal empfangenen phasenmodulierten Signals ausgebildet ist.

d. Datenübertragungsempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß die Trägerwiedergewinnungseinrichtung (35), welche aus dem empfangenen phasenmodulierten Signal den

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ORIGINAL INSPECTED

Bezugsphasenträger ableitet, die Kombination der folgenden Merkmale umfaßt:

a) ein Frequenzvervielfacher (53) für das empfangene phasenmodulierte Signal,

b) ein Modulator (57), dem einerseits das Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers (53) und andererseits das Taktsignal mit der halben Taktfolgefrequenz der übermittelten Bitwerte zugeführt wird,

c) ein nachgeschaltetes schmalbandiges Filter (58) zur Ableitung eines Signals mit der doppelten Trägerfrequenz des empfangenen phasenmodulierten Signals aus dem Ausgangssignalgemisch des Modulators (57),

d) ein dem schmalbandigen Filter (58) hinter dem Modulator (57) nachgeschalteter halbierender Frequenzteiler (59), an dessen Ausgang der Bezugsphasenträger mit der Grundphasenlage des empfangenen phasenmodulierten Signals abnehmbar ist.

5. Datenübertragungsempfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,

daß der vorgesehene Frequenzvervielfacher (53) als Frequenzverdoppler ausgebildet ist.

6. Datenübertragungsempfänger nach den beiden Ansprüchen 2 und 4 oder 3 und 5, dadurch gekennzeichnet,

daß für den Detektor zur Ableitung der Umhüllenden und den Frequenzvervielfacher für die Trägerwiedergewinnungseinrichtung ein gemeinsamer Frequenzverviel-' fächer (53) vorgesehen ist.

,7. Datenübertragungsempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,

daß dem gemeinsamen Frequenzvervielfacher (53) für die beiden nachfolgenden Verarbeitungswege je ein separates Filter (55, 61) nachgeschaltet ist.

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