DE2823213C2

DE2823213C2 - Datenübertragungsempfänger für verschachtelte binäre Phasentastmodulation

Info

Publication number: DE2823213C2
Application number: DE2823213A
Authority: DE
Inventors: Alex Honore Nice Lautier; Jean Louis La Gaudé Monrolin
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1977-06-10
Filing date: 1978-05-27
Publication date: 1986-12-18
Also published as: JPS545369A; FR2394218B1; CA1092656A; GB1563385A; US4186348A; DE2823213A1; FR2394218A1

Description

binären Phasentastmodulation, die auch als BPSK-Modulation bezeichnet wird und in zahlreichen Veröffentlichungen beschrieben ist Es möge dazu hingewiesen werden auf das Buch "Information Transmission, Modulation and Noise", von M. Schwartz. Abschnitt 4-2, McGraw-Hill, New York 1970 und des weiteren auf die Bücher "Data Transmission" von R. W. Bennett und J. R. Davey, Kapitel 10, McGraw-Hill, New York 1,965 und Principles of Data Transmission" von R. W. Lucky, J. Salz und E. J. Weldon Ir, Kapitel 9, McGraw-Hill, New York 1968. Bei 5 der binären Phasentastmodulation v/erden die zu übertragenden Bits einzeln zu Zeitpunkten mit T Sekunden Abstand, welche auch als Signalzeitpunkte bezeichnet werden, gesendet, wobei jeder Bitwert einem von zwei möglichen Trägerphasenwechseln gegenüber der Trägerphase des vorangehenden Signalzeitpunktcs entspricht Die Trägerphase kann zu den einzelnen Signalzeitpunkten einen von zwei möglichen Phasenwerten annehmen. Bei der Darstellung der beiden möglichen Trägerphasenwerte in einem Zeigerdiagramm sind zwei Punkte mit 180° Phasendifferenz gegeben, mit deren Hilfe das verwendete Modulationsschema erläutert werden kann.

Bei der verschachtelten binären Phasentastmodulation entspricht das jeweils zu übermittelnde Bit bei den geradzahligen Signaizeitpunkten einer von zwei ersten Phasenlagen, die gegeneinander um 180° phasenversetzt sind, und bei den ungeradzahligen Signalzeitpunkten jeweils einer von zwei zweiten Phasenlagen, die wiederum gegeneinander um 180° und gegenüber den ersten genannten Phasenlagen um 90° phasenversetzt sind

Ein Vorteil, den die verschachtelte binäre Phasentastmodulation gegenüber der einfachen binären Phasentastmodulation bietet ist die Verwendung eines modulierten Signals, dessen Umhüllende weniger zeitabhängig variiert Infolgedessen bleibt der größte Teil der übertragenen Energie bei einem nichtlinearen Kanal in einem wohldefinierten, engen Frequenzband konzentriert Die verschachtelte binäre Phasentastmodulation wird sehr vorteilhaft bei Satellitenübertragungssystemen verwendet bei denen die Signale auf einzelnen benachbarten Frequenzbändern über einen gemeinsamen nichtlinearen Transponder übermittelt werden, wobei es sehr darauf ankommt, daß die verwendeten Modulationsmethoden Interferenzen zwischen diesen Bändern möglichst einschränken. Jedoch haftet der betrachteten Modulationsart ein gewisser Nachteil an. Wie bereits erwähnt wurde, verwendet die verschachtelte binäre Phasentastmodulation zwei Paare von Frequenzlagen im Zeigerdiagramm; wenn die übertragenen Daten ordnungsgemäß wiedergewonnen werden sollen, muß der Empfänger zu jedem Signalzeitpunkt als Referenzkriterium wissen, ob gerade eine Phasenlage des ersten oder des zweiten Paares empfangen wird. Das heißt andererseits: Der Empfänger muß mit dem Sender synchronisiert arbeiten. Bei den ersten Übertragungssystemen mit verschachtelter binärer Phasentastmodulation wurde daher vor der eigentlichen Nutznachricht jeweils eine Synchronisierfolge übertragen. Dies bedeutet natürlich ein zeitverschwendendes Verfahren, welches überdies zusätzliche GerSievorkehrungen im Sender und Empfänger und des weiteren eine besondere Resynchronisierungsprozedur für den Fall erfordert, daß die Signalphase für die Definition der Verschachtelung verloren geht.

Hingewiesen wird noch auf die DE-OS 22 16 259. Daraus ist es bekannt, in einem Demodulator für vierphasenmodulierte Signale zur Ableitung der Trägerfrequenz aus dem Empfangssignal die Trägerwiedergewinnungseinrichtung aufzubauen aus einem Frequenzvervielfacher, einem Modulator, dem einerseits das Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers und andererseits das Taktsignal zugeführt wird, einem schmalbandigen Filter, sowie einem dem schmalbandigen Filter nachgeschalteten, auf Viertel teilenden Frequenzteiler.

Die Aufgabs der vorliegenden Erfindung ist es daher, einen selbstsynchronisierenden Empfänger einfacher Konstruktion für die Verwendung in einem Datenübertragungssystem mit verschachtelter binärer Phasentastmodulation zu schaffen.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Im betrachteten Empfänger wird das aufgenommene Signal mittels eines in gegebener Phase liegenden Bezugsphasenträgers und eines Quadraturphasenträgers dazu demoduliert, die beide von einem Taktgeber und einer Trägerwiedergewinnungseinrichtung bereitgestellt werden und mit deren Hilfe die Bezugsphasen- und die Quadraturphasenkomponenten des Signals auswertbar sind. Das Vorzeichen der Summe der Signalkomponenten und das Vorzeichen der Differenz zwischen beiden wird selektiv dem Ausgang des Empfängers unter Steuerung durch das Taktsignal vom Taktgeber und der Trägerwiedergewinnungseinrichtung durchgegeben. In einer kombinierten Einrichtung wird die Frequenz des empfangenen Signals verdoppelt und das so gebildete Signal durch ein Taktsignal mit der halben, aus dem empfangenen Signal gewonnenen Signalfolgefrequenz moduliert. Diese Modulation ergibt ein Signal mit der dopptelten Trägerfrequenz, aus dem der Bezugsphasenträger und der Quadraturphasenträger abgeleitet werden.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.

Fig. 1 enthält das Blockschaltbild eines Senders, der mit verschachtelter binärer Phasentastmodulation arbeitet.

Fig. 2 zeigt Signalzeigerdiagramme zur Erläuterung der verschachtelten binären Phasentastmodulation.

Fig. 3 enthält das Blockschaltbild eines Datenempfängers nach der vorliegenden Erfindung.

In Fig. ist also ein Sender für die verschachtelte binäre Phasentastmodulation zur Erkennung des Zusammenhanges —iit dem Empfänger nach der vorliegenden F.rfindung dargestellt. Die zu übertragenden Datenbits auf eo der Leitung 1 werden über eine Leitung 2 dem Eingang eines^iefpasses 3 und über eine Leitung 4 dem Eingang eines antivalenten ODER-Glieds 5 zugeführt, dessen Ausgang wiederum über eine Leitung 6 dem Eingang eines Tiefpasses 7 zugeführt wird, der mit dem Tiefpaß 3 identisch aufgebaut ist. Die Ausgänge der Tiefpässe 3 und 7 sind über Leitungen 8 und 9 mit dem ersten Eingang je eines Modulators 10 bzw. 11 verbunden. Ein Trägergenerator 12 gibt einen in gegebener Phase liegenden Träger ab, der dem zweiten Eingang des Modulators 11 über eine Leitung 13 zugeführt wird. Die Phase dieses Trägers wird um 90° mittels eines Phasenschiebers 14 gedreht und als Quadraturträger dem zweiten Eingang des Modulators 10 über eine Leitung 15 zugeleitet Die Ausgangssignale der Modulatoren 10 und 11 werden mittels eines Summierers 16 addiert, dessen Ausgang über eine

Leitung 17 zum Eingang des Übertragungskanals führt. Der Taktgeber 18 gibt Signale mit der Signalfolgefrequenz XIT ab, die einem durch zwei teilenden Frequenzteiler 19 zugeleitet werden. Die von diesem Teiler abgegebenen Taktsignale mit der Folgefrequenz 1/2Twerden dem zweiten Eingang des antivalenten ODER-Gliedes 5 über eine Leitung 20 zugeleitet.

Vor der Funktionsbeschreibung der Anordnung gemäß Fig. 1 sollen die Signalzeigerdiagramme gemäß Fig. 2 zur Erläuterung der verschachtelten binären Phasentastmodulation betrachtet werden. Das Diagramm am weitesten links in Flg. 2 zeigt ein Punktpaar A-B, welches die Phasenlagen darstellt, die der Träger zum Signalpunkt nTannehmen kann, wobei Tdie Signalfolgeperiode und der Wert η eine beliebige ganze Zahl ist. Das im ersten Diagramm dargestellte Modulationsschema soll im folgenden als Modulationsschema 1 bezeichnet werden. Das zweite Diagramm in der Mitte von Fig. 2 zeigt ein Punktpaar C-D, welches die beiden Phasenlagen darstellt, die der Träger zum Signalpunkt (n + 1) Tannehmen kann. Das Modulationsschema nach dem zweiten Diagramm soll als Modulationsschema 2 bezeichnet werden. Das dritte Diagramm ganz rechts in der Rg. 2 gibt ein Punktpaar an, das die Phasenwerte wiedergibt, welche der Träger zum Signalzeitpunkt (n + 2) Tannehmen kann, wobei natürlich diese Punkte den Punkten A-H gemäß dem Schema 1 entsprechen.

Jeder der betrachteten Punkte kann in den entsprechenden Diagrammen durch Rechteckkoordination angegeben werden, die ihrerseits die Bezugsphasenkomponente und die Quadraturphasenkomponente des Trägers darstellen. In den Modulationsschemen gemäß Fig. 2 sind die Trägerkomponenten für die einzelnen Punkte die folgenden:

Die Punkte A bis Dgeben die einzelnen möglichen Phasenwerte des Trägers an, nämlich zu 15°, 225", 135° und 315°.

Nun sollen die Funktionen der Anordnung gemäß Fig. 1 beschrieben werden. Die zu übertragenden Datenbits laufen über die Leitung 1 als Rechteckimpulse ein. Üblicherweise wird ein Bit 1 mittels eines Rechteckimpulses der Amplitude +1 und ein Bit 0 mittels eins Rechteckimpulses der Amplitude — 1 dargestellt. Der Taktgeber 18

bildet Taktsignale mit der Taktfolgefrequenz MT. Praktisch gibt der Taktgeber 18 zu jedem Signalzeitpunkt einen Taktimpuls ab, der als Äquivalent eines Bits 1 betrachtet werden kann. Die Frequenz der Taktsignale vom Taktgeber 18 wird mittels des Teilers 19 durch 2 geteilt Der Teiler 19 gibt dabei Taktimpulse ab, die während jedes zweiten Signalzeitpunktes als Äquivalent eines Bits 1 betrachtet werden können. Der Teiler 19 gibt dabei das Äquivalent eines Bits 0 während jedes geradzahligen Signalzeitpunktes und die vorerwähnten Bits 1 während jedes ungeradzahligen Signalzeitpunktes ab.

Während der geradzahligen Signalzeitpunkte wird ein Bit 0 über die Leitung 20 dem antivalenten ODER-Glied S zugeführt Als Ergebnis davon wird ein auf der Leitung 1 anstehender Datenimpuls direkt über die Leitung 2 zum Tiefpaß 3 geführt und gelangt unverändert über das antivalente ODER-Glied 5 über die Leitung 6 zum Tiefpaß 7. Die über die Leitungen 6 und 2 zu den Tiefpässen 7 und 8 laufenden Datenbitimpulse sind die Grundlage für die Phasen- und Quadraturkomponenten des zu übermittelnden Signale. Wenn z. B. das zu übertragende Datenbit ein Bit 1 ist, sind die Phasen- und die Quadraturkomponente beide +1, was dem Punkt A im ersten Diagramm gemäß Flg. 2 entspricht Wenn das zu übermittelnde Datenbit ein Bit 0 ist, entsprechen beide Komponenten —1, was den Punkt B im ersten Diagramm definiert. Die Punkte A und B stehen ihrerseits für Datenphasenwerte von 15° bzw. 225°.

Zu den ungeradzahligen Signalzeitpunkten wird ein Bit 1 über die Leitung 20 dem antivalenten ODER-Glied 5 angeboten. Demgemäß wird jedes über die Leitung 1 anstehende Datenimpuls direkt über die Leitung 2 dem Tiefpaß 3 zugeführt und mittels des antivalenten ODER-Gliedes 5 vor der Eingabe über die Leitung 6 zum Tiefpaß 7 invertiert Wenn jetzt ein Bit 1 zu übertragen ist, werden seine Phasen- und Quadraturkomponenten als — 1 und +1 verwendet womit der Punkt Cim zweiten Diagramm gemäß Fig. 2 definiert wird. Wenn ein Bit 0

zu übertragen ist wird dessen Phasen- und Quadraturkomponente als +1 und — 1 verwendet, wodurch der Punkt Dim zweiten Diagramm gemäß Fig. 2 definiert wird. Die Punkte Cund D stehen für die Phasenwerte 135° bzw. 315°.

Die der Phasen- und Quadraturkomponente entsprechenden Rechteckimpulse werden den Tiefpässen 7 und 3 zugeführt, die sie in zwei Grundbandsignalelemente umwandeln, deren Verlauf für eine Übertragung geeigneter ist Die so auf den Leitungen 9 und 8 gewonnenen Signalelemente dienen zur Modulation des Trägers mit der gegebenen Phase und des in Quadratur liegenden Trägers mittels der Modulatoren 11 bzw. 10. Die modulierten Signale werden im Summierer 16 kombiniert und über die Leitung 17 dem Eingang des Übertragungskanals zugeleitet

Nun soll anhand der Fig. 3 der Empfänger nach der vorliegenden Erfindung beschrieben werden; Fig. 3 stellt einen erfindungsgemäßen Datenempfänger für ein Satellitenübertragungssystem dar, das die verschachtelte binäre Phasentastmodulation anwendet Das über den Übertragungskanal und die Leitung 30 einlaufende Signal wird dem Eingang eines geeigneten Analogfilters 31 zugeführt Das Ausgangssignal dieses Filters 31 wird über eine Leitung 32 dem Eingang zweier Demodulatoren 33 und 34 zugeführt die in diesem Beispiel für die Aufgabe geeignete Ringmodulatoren sind. Solche Modulatoren sind in der Datenübertragung allgemein bekannte Bautei-Ie und werden hier nicht näher erläutert Eine Träger- und Takt-Wiedergewinnungseinrichtung 35, die noch beschrieben wird, gibt einen Bezugsträger ab, der direkt über eine Leitung 36 dem Demodulator 33 und über einen 90°-Phasenschieber 37 und eine Leitung 38 dem Demodulator 34 zugeführt wird. Die Ausgangssignale der Demodulatoren 33 und 34 werden direkt zwei Tiefpässen 39 bzw. 40 zugeführt. Im dargestellten Beispiel sind diese Tiefpässe 39 und 40 passive Analogfilter herkömmlicher Ausführung, die zur Unterdrückung unerwünsch-

ter Modulationsprodukte und thermischen Rauschen dienen. Das Ausgangssignal des Tiefpasses 19 wird über eine Leitung 41 dem Minus-Eingang eines Summierers 42 und einem Plus-Eingang eines Summierers 43 zugeführt Das Ausgangssignal des Tiefpasses 40 wird über eine Leitung 44 dem Plus-Eingang des Summierers 42 und dem zweiten Plus-Eingang des Summierers 43 zugeführt Im betrachteten Ausführungsbeispiel mögen die

Summierer 42 und 43 herkömmliche Analogeinrichtungen mit Operationsverstärkern sein. Die Ausgangssignale der Summierer 42 und 43 werden den Eingängen zweier Begrenzer 45 und 46 zugeführt, die im Beispiel einen vorgegebenen oberen oder unteren Pegel bei einem positiven oder bei einem negativen Signal abgeben. Die Ausgänge der Begrenzer 45 und 46 sind mit je einem Eingang zweier UND-Glieder 47 und 48 verbunden. Die von der Takt- und Träger-Wiedergewinnungseinrichtung 35 abgegebenen Taktsignale werden direkt über eine Leitung 49 dem zweiten Eingang des UND-Gliedes 47 und über einen Inverter 50 dem zweiten Eingang des UND-Gliedes 48 zugeführt. Die Ausgänge der UND-Glieder 47 und 48 sind mit den Eingängen eines ODER-Gliedes 51 verbunden, an dessen Ausgang die den empfangenen Daten entsprechenden Signale verfügbar sind. Was die Einzelheiten der Takt- und Träger-Wiedergewinnungseinrichtung 35 abetrifft, wird das Ausgangssignal des Filters 31 über eine Leitung 52 einem Frequenzvervielfacher 53 zugeführt, der die angegebene Frequenz verdoppelt und dessen Ausgang über eine Leitung 54 mit dem Eingang eines breitbandigen Filters 55 verbunden ist. Der Ausgang dieses Filters 55 ist über eine Leitung 56 mit dem Eingang eines Modulators 57 verbunden, dessen Ausgang wiederum mit dem Eingang eines schmalbandigen Filters 58 ververbunden ist. Der Ausgang des Filters 58 führt zum Eingang eines Frequenzteilers 59, der die zugeführte Frequenz halbiert und den Bezugsphasenträger über die Leitung 36 abgibt. Der Ausgang des Frequenzvervielfachers 53 ist des weiteren über eine Leitung 60 mit dem Eingang eines schmalbandigen Filters 61 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Frequenzteilers 62 verbunden ist, der die zugeführte Frequenz halbiert.

Der Frequenzteiler 62 gibt ein Bezugstaktsignal ab, das über eine Leitung 63 dem zweiten Eingang des Demodulators 57 zugeleitet wird. Des weiteren wird das vom Teiler 62 abgegebene Signal dem UND-Glied 47 und über den Inverter 50 dem UND-Glied 48 zugeführt Im in Flg. 3 betrachteten Ausführungsbeispiel ist das Filter 55 ein breitbandiges passives Analogfilter und die Filter 58 und 61 schmalbandige Helix-Analogfilter, der Modulator 57 ein passender Ringmodulator und der Frequenzvervielfacher 53 sowie die Frequenzteiler 59 und 62 herkömmliche Analogbauteile.

Die Funktion des in Fig. 3 dargestellten Empfängers soll nun beschrieben werden. Das über die Leitung 30 vom Übertragungskanal empfangene phasenmodulierte Signal wird zuerst in üblicher Weise durch das Filter 31 geführt, um Bandrauschen auszublenden und die Einflüsse der Zwischensymbolüberlagerungen zu beschränken. Das gefilterte modulierte Signal am Ausgang des Filters 31 besitzt eine komplexe Wellenform, die insbesondere vom verwendeten Signalelement und von der Modulationsmethode selbst abhängt Um jedoch die Beschreibung des dargestellten Erfindungsgegenstandes einfach zu halten, soll das gefilterte modulierte Signal «^ausgedruckt werden als

s(t) = cos («_cf + Jbi + Q(O) (1)

Darin sind:

W₁-die Kreisfrequenz des Trägers, kn die den Daten entsprechenden Phasenwechsel, wobei k die Werte 0 und 1 annimmt, und
©ft) ein Ausdruck, der die Modulation um + π/2 oder —π/2 wiedergibt, die aufgrund des Überlappungsverfahrens zu berücksichtigen ist

Die Frequenz des Signals s(t) wird im Frequenzvervielfacher 53 verdoppelt Dieser Vervielfacher gibt ein Signal Si (t) ab, welches geschrieben werden kann:

si(t) = -j cos[2co<.f + 2kn + 2Q(t)] + 1/2 (2)

Die Gleichspannungskomponente +1/2, die in der Gleichung (2) erscheint, wird mittels der Filter 55 und 61 ausgeblendet. Der Multiplikationskoeffizient 1/2 wird ebenfalls vernachlässigt und das Signal s\(t) kann nun geschrieben werden als

st(t) = cos [2(ä_ct + 2kn + 2Q(t)] (3)

Entsprechend Gleichung (3) enthält das Signal s\(t) den Ausdruck 2ω_ο welcher für die doppelte Trägerfrequenz steht, den Ausdruck 2kk, welcher aus der Gleichung (3) entfernt werden kann, da er ein Vielfaches von 2π ist, und den Ausdruck 2Q(t). Dieser Ausdruck 2&(t). der von der verwendeten Überlappungstechnik herrührt, gibt eine Modulation des Trägers mit ± π wieder. Ohne sich in mathematische Details verlieren zu müssen, kann gesagt werden, daß diese zusätzliche Modulation mit ±π zwei Vektoren mit den Frequenzen (2ω_Γ + π/7? und (2(0c—n/T) ergibt, wobei MT die Signalfolgefrequenz ist, die im Spektrum des Signals S\(t) erscheint, welches andererseits geschrieben werden kann als

cos [(2 «_r + jr)'] + cos [(2 »_r - Yj /].

(4)

Im in Rg. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel erfüllt der Frequenzvervielfacher 53 zwei Aufgabea Er dient einerseits zur Elimination der Daten, womit der ummodulierte Träger wiedergewinnbar ist und zur Erkennung der Umhüllenden der empfangenen Wellenform, mit dem Ziel, daraus Zeitgabeinformationen abzuleiten. Im betrachteten Ausführungsbeispiel unterscheidet sich die Trägerfrequenz von z. B. 70 MHz beträchtlich von der Signalfolgefrequenz von 24,7 MHz, so daß nicht die Gefahr der gegenseitigen Störung der beiden funktioneilen Aufgaben zu befürchten ist Dem Fachmann ist bekannt daß bei anderen Ausführungsformen der Detektor für die Umhüllende getrennt vom Frequenzvervielfacher ausgeführt ist

Der Frequenzvervielfacher 53 macht also in bekannter Weise die Umhüllende des empfangenen Signals

verfügbar. Wie ebenfalls bekannt ist, enthält die Umhüllende des empfangenen Signals eine kennzeichnende Komponente mit der Signalfolgefrequenz MT. Diese Komponente wird durch das schmalbandige Filter 61 herausgefiltert, dessen Durchlaßmitte bei der Signalfolgefrequenz liegt. Die vom Filter 61 abgegebene Signalfolgefrequenz wird mittels des Frequenzteilers 62 halbiert, der seinerseits das Taktsignal S2(7,)abgibt als:

«ft/-cos-^f (5)

Das Taktsignal sj(t)m\\. der halben Signalfolgefrequenz definiert den Überlappungsrhytmus.

Mit diesem Taktsignal wird das Signal s\(t), das mittels des Filters 55 herausgefiltert wird, seitens des Modulators 57 moduliert. Der Modulator 57 gibt das Signal si(t)ab:

s₂(O (2)

Dieses Signal kann auch entsprechend den Gleichungen (4) und (5) geschrieben werden als:
S₃ (/) = Ls Γ6 ω_ν + γ) λ+ cos \(l ω, - ψλ A 1 X cos JL /. (7)

...

Vereinfacht kann die Gleichung (7) wie folgt geschrieben werden:
s, (0 = cos 2 ω,./ + cos |Ϊ2 ω, + —λ t\ (8)

— ~

In der Gleichung (8) steht der Ausdruck cos 2u>_ct für die doppelte Trägerfrequenz.

Das Signal S₃(O vom Modulator 57 wird dem schmalbandigen Filter 58 zugeführt, dessen Durchlaßmitte bei der doppelten Trägerfrequenz liegt und die folgende Komponente in der Gleichung (8) unterdrückt:

cos \2m_ct

Somit wird am Ausgang des Filters 58 die doppelte Trägerfrequenz allein verfügbar.

Das Ausgangssignal des Filters 58 wird dem Frequenzteiler 59 zugeführt, der die Trägerfrequenz über die Leitung 36 abgibt Diese Trägerfrequenz wird als Bezugsphasenträger verwendet. Dieser Träger wird nach Drehung seiner Phase um 90° im Phasenschieber 37 als Quadraturphasenträger verfügbar.

Vor Beginn der Beschreibung der Funktionen der Einrichtung gemäß Fig. 3 soll das Datenwiedergewinnungsprinzip des betrachteten Empfängers kurz im Hinblick auf die Diagramme gemäß Fig. 2 betrachtet werden. Zu jedem Signalzeitpunkt kann das empfangene Signal durch einen Punkt Z in den Diagrammen gemäß Fig. 2 dargestellt werden. Aus Vereinfachungsgründen ist der Punkt Z nur im Diagramm ganz links dargestellt. Die x- und y-Koordinaten dieses Punktes stehen für die Phasen- und Quadratur-Komponenten des empfangenen Signals.

Bei einer vorausgesetzten idealen Übertragung fällt der das empfangene Signal wiedergebende Punkt Z mit einem der Punkte A, B, Coder Ddes übertragenen Signals zusammen. Dies ist jedoch in der Praxis nie der Fall, und entsprechend der Lage des Punktes Zist zu bestimmen, welcher der Punkte A bis D übermittelt sein soll. Im Empfänger nach der vorliegenden Erfindung wird entsprechend dem Schema 1, d. h. zu den geradzahligen Signalzeitpunkten, die Entscheidung getroffen, daß der Punkt A z. B. für ein Bit 1 steht, welches dann übertragen worden ist, wenn die Summe χ + yder empfangenen Signalkomponenten positiv ist, und daß der Punkt B für ein Bit 0 im Beispiel übertragen worden ist, wenn die Summe χ + y negativ ist. Dazu wird die mit REF1 bezeichnete Erkennungsachse im ersten Diagramm gemäß Fig. 2 verwendet Wenn das Modulationsschema 2 für die ungeradzahligen Signalzeitpunkte anzuwenden ist, wird die Entscheidung so getroffen, daß der Punkt C für ein Bit 1 gegeben ist, wenn die Differenz y — χ der Komponenten des empfangenen Signals positiv ist, und daß der Punkt D für ein Bit 0 gegeben ist, wenn die übertragene Differenz y — χ negativ ist. Dazu dient die Verwendung der Erkennungsachse REF2 gemäß dem zweiten Diagramm in Fig. 2. Das von der Takt- und Träger-Wiedergewinnungseinrichtung 35 abgegebene Taktsignal bestimmt ob das empfangene Signal entsprechend dem Modulationsschema 1 oder 2 zu verwenden ist

Nun wieder zurück zu Flg. 3. Die durch das Filter 31 herausgearbeitete Signalform wird mittels des Bezugsphasen- und Quadraturphasenträgers in den Demodulatoren 33 und 34 demoduliert Die Bezugs- und Quadraturkomponenten χ und y des empfangenen Signals werden am Ausgang der Demodulatoren 33 und 34 abgegeben, und zwar in der Form von Grundbandsignalelementen, welche idealerweise mit den Grundbandsignalelementen an den Ausgängen der Tiefpässe 3 und 7 im Sender gemäß Fig. 1 identisch sind. Die Bezugs- und Quadraturkomponenten des empfangenn Signals werden in herkömmlicher Weise den Tiefpässen 39 und 40 zugeführt Die gefilterte Bezugskomponente wird jeweils von der gefilterten Quadraturkomponente im Summierer 42 subtrahiert Die gefilterte Bezugs- und Quadraturkomponente werden andererseits im Summierer 43 addiert Somit wird die Summe χ +y der Bezugs- und Quadraturkomponente und die Differenz y — χ &m Ausgang der Summierer 43 und 42 verfügbar. Die Begrenzer 45 und 46 geben das Vorzeichen der Differenz der Komponenten bzw. das Vorzeichen ihrer Summe ab. Entsprechend den Diagrammen gemäß Fig. 2 läßt sich erkennen, daß es sich zu einem geradzahligen Zeitpunkt bei positiver Kompoentensumme χ + y um einen

übertragenen Punkt A handelt. Bei den geradzahligen Signalzeitpunkten steht das Vorzeichen der Summe χ + y für die Daten. Ähnlich steht zu den ungeradzahligen Signalzeitpunkten das Vorzeichen der Differenz y — χ für die Daten. Das von der Einrichtung 35 abgegebene Taktsignal bestimmt, ob der jeweilige Signalzeitpunkt geradzahlig oder ungeradzahlig ist. Wenn das auf der Leitung 49 anstehende Taktsignal einen hohen Pegel aufweist, dann wird das Vorzeichen der Differenz y — χ zum Ausgang des Empfängers über das UND-Glied 47 und das ODER-Glied 51 ausgegeben, wohingegen bei niedrigem Taktsignalpegel auf der Leitung 49 das Vorzeichen der Summe χ + y zum Empfängerausgang über 48 und 51 durchgegeben wird.

Nun soll die Selbstsynchronisierfunktion des Empfängers entsprechend der vorliegenden Erfindung beschrieben werden. Es wird angenommen, daß zu einem gegebenen Signalzeitpunkt ein Bit 1 übertragen wird mittels eines Trägers, dessen Komponenten χ = +1 und y = +1 sind, d. h. unter Übertragung des Punktes A. Wenn kein Synchronisierfehler vorliegt, wird bei abgesenktem Taktsignal auf der Leitung 49 das Vorzeichen der Summe χ + y, nämlich ein positives Vorzeichen, zum Ausgang des Empfängers als Bit 1 durchgegeben. Wenn ein Synchronisierfehler vorliegt, dann ist das Taktsignal auf der Leitung 49 auf angehobenem Pegel, öffnet das UND-Glied 47 und das Vorzeichen der Differenz y — χ gelangt zum Ausgang des Empfängers. Ein Synchronisierfehler bedeutet, daß ein Fehler π das Taktsignal auf der Leitung 63 verfälscht, wobei der Fehler des Bezugsträgers auf der Leitung 26 einen Fehler π/2 aufweist. Der Träger ist um π/2 verdreht und die Komponenten des empfangenen Punktes sind χ = — 1 undy=+\. Dann isty — χ = +2 und das Vorzeichen vony — χ positiv. Der Ausgang des Empfängers sieht ein positives Vorzeichen und gibt ein Bit 1 ab. Somit hat ein Taktsignalfehler keinen Einfluß auf die richtige Wiedergewinnung der Daten. Der Empfänger ist somit selbstsynchronisierend.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprache

1. Datenübertragungsempfänger für verschachtelte binäre Phasentastmodulation, bei der jeder der beiden zu geradzahligen Signalzeitpunkten übertragbaren binären Bitwerte einem Punkt eines gegebenen ersten, sich um 180° im Phasenzeigerdiagramm des übermittelten Trägers unterscheidenden Punktpaares entspricht und bei der jeder der beiden zu ungeradzahligen Signalzeitpunkten übertragbaren binären Bitwerte einem Punkt eines gegebenen zweiten, sich ebenfalls um 180° im Phasenzeigerdiagramm unterscheidenden Punktpaares entspricht, wobei das erste gegenüber dem zweiten Punktpaar einen Phasenversatz von 90° aufweist, gekennzeichnet durch die Kombination der folgenden Merkmale:

ίο a) eine Trägerwiedergewinnungseinrichtung (35), der das über einen Übertragungskanal empfangene

phasenmodulierte Signal zugeführt wird und welche daraus einen Bezugsphasenträger mit der Grundphasenlage des empfangenen Signals ableitet,

b) ein erster Demodulator (33), dessen erstem Eingang das über den Übertragungskanal empfangene phasenmodulierte Signal und dessen zweitem Eingang der abgeleitete Bezugsphasenträger zugeführt wird, wobei am Demodulatorausgang jeweils eine demodulierte Bezugsphasenkomponente des empfangenen Signals abnehmbar ist,

c) ein zweiter Demodulator (34), dessen erstem Eingang das über den Übertragungskanal empfangene phasenmodulierte Signal und dessen zweitem Eingang der abgeleitete Bezugsphasenträger über einen 90°-Phasenschieber (37) zugeführt wird, wobei am Demodulationsausgang jeweils eine demodulierte Quadraturphasenkomponente des empfangenen Signals abnehmbar ist,

d) ein erster Summierer (42), dessen Plus-Eingang die demodulierte Quadraturphasenkomponente und dessen Minus-Eingang die demodulierte Bezugsphasenkomponente des empfangenen Signals zugeführt wird, wobei am Summiererausgang somit die Differenz zwischen Quadraturphasenkomponente und Bezugsphasenkomponente abnehmbar ist

e) ein zweiter Summierer (43), dessen erstem Plus-Eingang die Bezugsphasenkomponente und dessen zweitem Plus-Eingang die Quadraturphasenkomponente des empfangenen Signals zugeführt wird, wobei am Summiererausgang somit die Summe aus Bezugsphasenkomponente und Quadraturphasenkomponente abnehmbar ist

f) ein erster Detektor (Begrenzer 45) zur Bestimmung des Vorzeichens der Phasenkomponentendifferenz, dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Summierers (42) verbunden ist,

g) ein zweiter Detektor (Begrenzer 46) zur Bestimmung des Vorzeichens der Phasenkomponenterisumme, dessen Eingang mit dem Ausgang des zweiten Summierers (43) verbunden ist,

h) ein Taktgeber (53, 6t, 62), dem das über den Übertragungskanal empfangene phasenmodulierte Signal zugeführt wird und welcher daraus ein Taktsignal mit der halben Taktfolgefrequenz der übermittelten Bitwerte ableitet,

i) eine Gatteranordnung (47,48, 50,51), der einerseits die Vorzeichensignale von den beiden vorgenannten Detektoren (Begrenzer 45,46) und andererseits das Taktsignal mit der halben Taktfolgefrequenz vom Taktgeber (53,61,62) zugeführt werden, wobei am Ausgang der Gatteranordnung im Takte der Signalfolgefrequenz der übermittelten Bitwerte abwechselnd das Vorzeichensignal vom ersten und zweiten Detektor (Begrenzer 45,46) als wiedergewonnene binäre Bitwertfolge abnehmbar ist.

2. Datenübertragungsempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerwiedergewinnungseinrichtung (35), welche aus dem empfangenen phasenmodulierten Signal den Bezugsphasenträger ableitet, die Kombination der folgenden Merkmale umfaßt:

a) ein Frequenzvervielfacher (53) für das empfangene phasenmodulierte Signal,

b) ein Modulator (57), dem einerseits das Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers (53) und andererseits das Taktsignal mit der halben Taktfolgefrequenz der übermittelten Bitwerte zugeführt wird,
c) ein nachgeschaltetes schmalbandiges Filter (58) zur Ableitung eines Signals mit der doppelten Trägerfrequenz des empfangenen phasenmodulierten Signals aus dem Ausgangssignalgemisch des Modulators (57),

so d) ein dem schmalbandigen Filter (58) hinter dem Modulator (57) nachgeschalteter halbierender Frequenzteiler (59), an dessen Ausgang der Bezugsphasenträger mit der Grundphasenlage des empfangenen phasenmodulierten Signals abnehmbar ist.

3. Datenübertragungsempfänger nach Anspruch 2 dadurch gekennzeichnet, daß der vorgesehene Frequenzvervielfacher (53) als Frequenzverdoppler ausgebildet ist.

4. Datenübertragungsempfänger nach den beiden Ansprüchen 2 und 3 mit einem Detektor zur Ableitung

der Umhüllenden des über den Übertragungskanal empfangenen phasenmodulierten Signals, dadurch gekennzeichnet, daß für den Detektor und den Frequenzvervielfacher für die Trägerwiedergewinnungseinrichtung ein gemeinsamer Frequenzvervielfacher (53) vorgesehen ist.
Datenübertragungsempfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß dem gemeinsamen Frequenzvervteifacher (53) für die beiden iiaciifü'igenden Verarbcitungswcge je ein separates Filter (55_; 61) nachgeschaltet ist.

Beschreibung

Die Erfindung betrifft einen Datenübertragungsempfänger für verschachtelte binäre Phasentastmodulation entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 und dem Artikel von R. Herman et al, "Conference on Digital Processing of Signals in Communications", Loughborough, April 11 — 13,1972(IERE Publication).
Die verschachtelte binäre Phasentastmodulation ist eine spezielle Art der bereits vielseitig verwendeten