DE2828678A1

DE2828678A1 - Verfahren und einrichtung zum betrieb eines elektromagnetischen verbrauchers, insbesondere eines einspritzventils in brennkraftmaschinen

Info

Publication number: DE2828678A1
Application number: DE19782828678
Authority: DE
Inventors: Klaus Dipl Ing Harsch; Peter Dipl Ing Schuelzke; Klaus Dipl Ing Streit
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1978-06-30
Filing date: 1978-06-30
Publication date: 1980-04-17
Also published as: GB2025183A; JPS5510093A; GB2025183B; JPS6346644U; US4266261A; DE2828678C2

Description

• S-

Es ist bekannt,. Einspritzventile zu Beginn eines Ansteuerimpul.ses mit einem hohen Strom zu beaufschlagen, und zwar so lange, bis das Einspritzventil geöffnet hat und damit der Reglerstrom in einen stationären Wert übergeht. Da nach dem öffnen des Magnetventils keine weitere mechanische Arbeit mehr verichtet werden muß, genügt zum Offenhalten ein geringerer Strom als zum Öffnen selbst. Bei der bekannten Ventilsteuerung wird die Reihenschaltung aus Verbraucher und Strommeßorgan solange unmittelbar einer Energiequelle parallelgeschaltet, bis das Magnetventil sicher angezogen hat. Erst danach wird der Ventilstrom auf die Höhe des Haltestromes reduziert und bis zum Ende des Erregersignales auf gleichem Wert gehalten. Es ist auch bereits eine entsprechende Einrichtung bekannt, bei der der anschließende Haltestrom getaktet wird, d.h. die Stromzufuhr zum Verbraucher wird stromabhängig ein- und ausgeschaltet. Mit Hilfe dieser Einrichtung läßt sich eine Leistungsverbrauchsabsenkung zumindest während der Haltephase erzielen.

Es hat sich nun herausgestellt, daß das Takten der Stromzufuhr während der Haltephase allein noch kein Optimum an Energieverbrauch eines Einspritzventils darstellt, wenngleich auch die Anforderungen an ein möglichst zeitgerechtes Öffnen und Schließen des Ventils befriedigen. Aufgabe der Erfindung ist es, eine Einrichtung für elektromagnetische Verbraucher mit einem beweglichen Anker zu schaffen, die optimal sowohl in zeitlicher als auch in verbrauchsmäßiger Weise arbeitet.

Vorteile der Erfindung

Das erfindungsgemäße Verfahren zum Betrieb eines elektromagnetischen Verbrauchers gewährleistet den Betrieb eines

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solchen Verbrauchers mit minimaler elektrischer Energie. Gleichzeitig wird ein zeitkonformes Verhalten von Ankerbewegung und Erregersignal erreicht.

Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen des im Hauptanspruch angegebenen Verfahrens möglich. So ist besonders vorteilhaft, wenn die Rücknahme des Stromflusses durch den Verbraucher zeitlich gestaffelt erfolgt. Desweiteren hat sich eine kurzzeitige Stromflußerhöhung am Ende eines Einspritzsignales als zweckmäßig erwiesen, um für den Freilaufkreis eindeutige Verhältnisse für den Ausschaltmoment zu schaffen. Wesentlich ist dies vor allem bei Verwendung von Thyristoren als Schalter im Freilaufkreis .

Realisierbar sind die angegebenen Verfahren mit den in den Sachansprüchen angegebenen Gegenständen. Als besonders zweckmäßig hat sich eine kombinierte Strom-Zeit-Steuerung der Ein-Ausschaltzeitpunkte des Schaltorgans in Reihe zum Verbraucher herausgestellt, weil dann das Strpmmeßorgan außerhalb des Freilaufstromkreises angeordnet sein kann und somit in dem Strommeßorgan während der Freilaufzeiten keine Verlustleistung entsteht. Auch durch die in den Unteransprüchen zum ersten Sachanspruch aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen des im ersten Sachanspruch angegebenen Gegenstandes möglich. Besonders vorteilhaft ist, wenn der Freilaufkreis zu bestimmten Zeiten und/oder bei bestimmten Strömen durch den Verbraucher ein- bzw. ausschaltbar ist, da mittels dieser Steuerung eine willkürliche Stromreduzierung zur gewünschten Zeitpunkten und Betriebszuständen auf einfache Weise möglich ist".

Zeichnung

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung

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dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen die Fig. la bis c mögliche Varianten im Stromverlauf durch einen elektromagnetischen Verbraucher nach den erfindungsgemäßen Verfahren zum Betrieb dieses Verbrauchers. Fig. 2.zweigt genauere Impulsdiagramme zum Stromverlauf nach Fig. la, Fig. 3 zeigt schematisch eine Realisierungsmöglichkeit des in Fig. la dargestellten Stromverlaufs, Fig. 4 ein Blockschaltbild eines beim Gegenstand von Fig. 3 verwendbaren Zweipunktreglers, Fig. 5 eine Einzelheit des Blockschaltbildes von Fig. 4, in Fig. 6 sind Diagramme zur Erläutertung des Gegenstandes von Fig. 5 dargestellt, Fig. 7 zeigt ebenfalls eine Einzelheit des Blockschaltbildes von Fig. 4, die Diagramme von Fig. 8 erläutern die Wirkungsweise des Gegenstandes von Fig. 7_S Fig. 9 zeigt eine dritte Einzelheit des Blockschaltbildes von Fig. 4. In Fig. 10 ist der Stromverlauf nach Fig.. Ic genauer dargestellt und Fig. 11 zeigt eine Schaltungsanordnung im Blockschaltbild zur Nachbildung des in Fig. 10b dargestellten Kurvenverlaufs, entsprechend zeigt Fig. 12 ein im Vergleich zu Fig. Ib deutlicheres Impulsdiagramm und Fig. 13 einen Gegenstand zur.Realisierung des in Fig. 12 dargestellten Stromverlaufs. Schließlich sind in den Fig. 14 und 15 zwei Schaltungsanordnungen zur Realisierung eines Freilaufkreises parallel zum Verbraucher- dargestellt.

Beschreibung der Erfindung

Das Ausführungsbeispiel betrifft die Art der.Ansteuerung eines elektromagnetischen Einspritzventils und die diese Ansteuerung realisierende Einrichtungen. Fig. 1 zeigt drei Stromdiagramme, in denen der Strom durch die Erregerwicklung des Magnetventils über der.Zeit aufgetragen ist. Gemeinsam ist sämtlichen Impulsdiagrammen ein anfänglicher Anstieg des Stromes bis zu einem maximalen Wert. Daran schließt sich eine Phase" mit einem über den Haltestromwert

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liegenden Strom an, und schließlich dauert die Haltephase mit dem Haltestrom für das restliche Zeitintervall bis zum Ende der gewünschten Erregung des Einspritzventils. Der erste Maximalwert des Stromes weist eine solche Größe auf, bei der der Anker des Einspritzventils vorzugsweise gerade anzieht. Der dadurch bestimmte sogenannte Anzugsstrom wird zweckmäßigerweise empirisch ermittelt. Prinzipiell ist es nicht erforderlich, daß der Anker zu demjenigen Zeitpunkt, in dem dieser Anzugsstrom erreicht wird, sich selbst bereits bewegt. Ob sich der Anker mit Erreichen dieses Stromwertes bewegt, ist eine Frage der Trägheit der beweglichen Teile im Einspritzventil sowie eine Frage der Flankensteilheit des Anzugsstromes. Wesentlich ist nur das Vermögen des Ankers, sich bei diesem Stromfluß aus der Ruhelage zu lösen und eine Hubbewegung auszuführen.

Die sich an den anfänglichen Stromanstieg anschließende Phase relativ hohen Stromes soll sicherstellen, daß der Anker in seine Endlage gelangt. Erst danach kann dann der Strom durch die Erregerwicklung des Einspritzventils auf den Haltestrom reduziert werden.

Sowohl die einzelnen Stromwerte, als auch die Zeitintervalle der unterschiedlichen Ströme sind primär auf die Art des verwendeten Einspritzventils abzustimmen. Daneben spielt auch das Leistungsvermögen bzw. der Innenwiderstand der verwendeten Stromquelle für das Einspritzventil eine Rolle.

Beim Diagramm nach Fig. la steigt der Ventilstrom bis zu einem Maximalstrom an. Danach klingt er über einen Ffeilaufkreis langsam ab und geht in eine stromgeregelte Haltephase bis zum Ende des Erregerimpulses über. Dabei ist der Freilaufkreis im Hinblick auf einem langsam abklingenden Stromfluß zu dimensionieren, wobei die kürzest vorkommenden Einspritzimpulse einen Grenzwert liefern. Ein schneller Abfall eines Magnetventils setzt nämlich eine möglichst geringe gespeicherte Energie voraus, d.h., daß der durch die Ventilwicklung fließende Strom zum AbsehaltZeitpunkt nicht über dem Haltestrom liegen sollte.

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Nimmt man einen Stromverlauf durch die Wicklung des Einspritzventils entsprechend Fig. Ib, dann ist ein sicherer Anzug des Magnetventils auch bei kürzesten Einspritzimpulsen möglich und gleichzeitig ein schneller Ventilabfall gewährleistet. Realisierbar ist dies mit einem Abschalten des Freilaufkreises, wobei der Abschaltzeitpunkt vor dem Ende des kürzest möglichen Einspritzimpulses liegen muß. Gestrichelt und strichpunktiert sind in dem Diagramm von Fig. Ib zwei weitere mögliche Stromverläufe im Anschluß an das Erreichen des Anzugsstromes eingezeichnet. Die eine Möglichkeit betrifft ein Konstanthalten dieses Anzugsstromes bis zum Ablauf der genannten Zeit. Als weitere Möglichkeit ist ein zusätzlicher Anstieg des Stromes vorgesehen, wobei dieser Anstieg- jedoch wesentlich flacher verlaufen kann, da der Anker ja bereits aufgrund des Anzugsstromes aus seiner Ruhelage abhebt und sich in Richtung des Anschlages bewegt. Welche Art des Stromverlaufes nach Erreichen des Anzugsstromes gewählt wird ist von mancherlei Faktoren abhängig. Orientierungspunkte können die zulässige Verlustleistung sein, ferner das Bedürfnis für einen sicheren Anzug. Schließlich ist. bei jedem der zuletzt genannten Stromverläufen der Aufwand höher als bei einem reinen gesteuerten Freilaufkreis.

Fig. Ic zeigt eine weitere Möglichkeit der Art der gewünschten Stromverläufe. Sie ist gekennzeichnet durch eine getaktete Steuerung der Stromzuführung zum Einspritzventil, wobei die Schaltpunkte durch unteschiedliche Stromwertschwellen festgelegt sind. - .

In Fig. 2 sind verschiedene Diagramme gezeigt, die im Zusam-

menhang mit dem in Fig. la dargestellten Kurvenverlauf wesentlich sind. . . .

Fig. 2a zeigt das Ansteuersignal ti der Schaltendstufe für das Magnetventil. Dieses'Signal wird in einer Impulserzeuger-

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stufe ausgehend von Drehzahl- und Lastwerten erzeugt und gegebenenfalls temperaturabhängig korrigiert.

Die Darstellung von Pig. 2b entspricht im wesentlichen dem Kurvenverlauf von Fig. la. Ein Abschnitt in der Mitte der Haltephase ist dabei zeitgedehnt und am Ende des ti-Impulses schließt sich ein zusätzliches Stromflußintervall bestimmter Dauer an. Erkennbar ist aus dem Diagramm nach Fig. 2 ein rascher Anstieg des Stromes zu Beginn des Einspritzsignales ti und ein Stromabfall im Anschluß an das Erreichen einer Il-Schwelle. Dieser Abfall des Stromes wird über einen Freilaufkreis bewirkt. Während der anschließenden Haltephase pendelt der Strom zwischen zwei Stromgrenzwerten (IH und

max

IH . ) bis zum Ablauf des ti-Impulses. Der Haltephase folgt ein kurzfristiger Stromanstieg konstanter Dauer, um zur Schaltung des Freilaufkreises einen gleichbleibenden definierten Zustand zu haben.

Fig. 2c zeigt die Spannung am Kollektor des Schalttransistors für den Magnetventilstrom. Dabei entspricht der Spannungswert Null einen, durchgeschalteten und somit stromleitenden Endtransistor. Dies ist jeweils dann der Fall, wenn der Strom nach Fig. 2b eine positive Steigung aufweist. Nach Ende der zusätzlichen Einschaltzeit tk, die auf den Einspritzimpuls ti folgt, erreicht diese Spannung wegen des ausgeschalteten Freilaufkreises sehr hohe Werte um anschließend wieder auf den Spannungswert des stromlosen Zustandes abzusinken.

In Fig. 2d sind die Grenzwerte für die Schwellwertumschaltung aufgetragen, die die Umschaltpunkte von leitendem und nichtleitendem Zustand des Transistors als Stromschaltorgan markieren. Zu Beginn des ti-Impulses muß der Stromfluß den hohen Wert des Anzugsstromes erreichen, weshalb auch der Sollwert hoch gewählt wird. Im Anschluß daran -wird der Schwellwert auf den Minimalwert des Haltestromes abgesenkt und pendelt

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dann von Umschaltmoment zu Umschaltmoment zwischen dem maximalen und minimalen Wert für den entsprechenden Haltestrom. Nach Ende des ti-Impulses nimmt der Sollwert wieder einen hohen Wert ein und gelangt somit wieder in die Ausgangsposition.

Fig. 2e zeigt den Schaltzustand des Freilaufkreises. Beim angegebenen Beispiel wird der Freilaufkreis parallel zur Dauer des Einspritzimpulses eingeschaltet. Das bedeutet verschleifte StromabSenkungen während der ganzen Dauer des Einspritzimpulses ti und danach nach Ablauf der Zusatzzeit tk einen starken und damit schnellen Stromabfall zum möglichst genau definierbaren Abschalten des Einspritzventils, Im Signalverhalten des Stromes nach Fig. 2b würde sich keine Änderung ergeben wenn der Freilaufkreis jeweils nur während der Abklingphasen des Stromes eingeschaltet werden würde, jedoch bedeutet dies einen erhöhten Aufwand ohne Verbesserung des Ergebnisses. Ein Schalten des Freilaufkreises während der Einspritzdauer ist erst bei der Realisierung der Kurvenverläufe nach den Fig. Ib und Ic erforderlich. Diese Fälle werden jedoch weit.er hinten beschrieben.

Ein grobschematisches Blockschaltbild zur Realisierung der Kurvenverläufe nach den Fig. la und 2b zeigt Fig. 3. Ein oder mehrere Einspritzventile 20 und 21 liegen parallel und in Reihe mit einem Meßwiderstand' 22 und der Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors 23 zwischen deri Anschlüssen 24 und 25 einer Betriebsspannungsquelle. Ein Zweipunktregler 26 erhält ein Strommeßsignal vom Meßwiderstand 22 über zwei Eingänge 27 und 28. Sein eigentliches Eingangssignal erhält der Zweipunktregler 26 über einen Eingang 29, an dem die ti-Impulse als Einspritzimpulse anliegen. Ein erster Ausgang 30 des Zweipunktreglers 26 führt zur Basis des Transistors 23 und ein zweiter Ausgang 31 zu einem Eingang 32 eines FreilaufSteuerkreises 33 parallel zur Reihenschaltung von Einspritzventilen 20'und 21 und Meßwiderstand 22. Zwischen

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einem Anschlußpunkt 34 des Zweipunktreglers 26 und Masse liegt schließlich noch ein veränderbarer Widerstand 35 zur Einstellung der Zusatzzeit tk nach Ablauf des ti-Impulses. Eine Zenerdiode 36 liegt noch zwischen Basis und Kollektor des Transistors 23 für schnelles Abklingen des Stromes am Ende des Einspritzimpulses.

Beim Gegenstand von Fig. 3 liegt der Meßwiderstand 22 fortlaufend im Stromkreis der Ventile 20 und 21. Während des durchgeschalteten Zustandes des Transistors 23 wird dieser Meßwiderstand 22 vom gleichen Strom durchflossen, der auch durch den Transistor 23 fließt. Sperrt der Transistor 23, dann wird der Meßwiderstand 22 vom Strom durch den Freilaufkreis 33 durchflossen. Da somit der Spannungsabfall über den Meßwiderstand 22 zu jedem Zeitpunkt den Strom durch die Einspritzventile 20 und 21 angibt, empfiehlt sich beim vorliegendem Gegenstand eine reine Stromsteuerung des Zweipunktreglers 26, d.h. eine Steuerung, wie sie aus Fig. 2b ersichtlich ist und bei der die Schaltpunkte allein durch den jeweils fließenden Strom bestimmt werden. Eine Zeitsteuerung der Umschaltung des Zweipunktreglers ist deshalb nicht erforderlich.

Ein Blockschaltbild des Zweipunktreglers 26 zeigt Fig. 4. Beim Gegenstand von Fig. 4 sind Teile und Anschlüsse, die bereits in Fig. 3 numeriert worden sind, mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Dem Eingang 29 für die ti-Impulse folgt ein Schwellwertschalter 40 mit einem Vergleichseingang 4l, der mit einem Spannungsteiler aus zwei Widerständen 42 und 43 zwischen den Anschlüssen einer Betriebsspannungsquelle verbunden ist. Der Ausgang 45 des Schwellwertsehalters 40 ist

zu einem ersten Eingang 46 eines UND-Gatters 47 geführt, dessen Ausgang wiederum mit einem Eingang 49 eines ODER-Gatters gekoppelt ist. Der Ausgang dieses ODER-Gatters 50 ist zum Ausgang 30 des Zweipunktreglers 26 geführt und steuert das Basispotential des Transistors 23.

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»Λ A «

Dem Ausgang 45 des Schwellwertschalters 40 folgt auch eine monostabile Kippstufe 52 zur Bildung des Zusatzimpulses der Dauer tk nach Ablauf des Einspritzimpulses ti. Zu diesem Zweck wird diese mönos'tabile Kippstufe mit der negativen Flanke des Ausgangssignals der Schwellwertstufe 40 getriggert. Einstellbar ist die Zeitdauer tk der monostabilen Kippstufe 52 über einen Eingang 34 des Zweipunktreglers 46 mittels eines veränderbaren Widerstandes 35> dem ein Kondensator 53 parallelliegt. Der Ausgang der monostabilen Kippstufe 52 ist zum zweiten Eingang 51 des ODER-Gatters 50 geführt. Auch der Ausgang 31 für die Steuerimpulse des Preilaufkreises ist über einen Verstärker 55 mit dem Ausgang 50 des Schwellwertschalters 40 gekoppelt. Schließlich ist je ein Eingang 56 und 57 zweier logischer Gatterschaltungen 58 und 59 mit dem Ausgang 55 der Schwellwertstufe 40 gekoppelt. Jede der logischen Gatterschaltungen 58 und 59 weist noch einen weiteren Eingang 60 bzw. 6l auf sowie je zwei Ausgänge 62, 64 bzw. 63> 65·

Die. Eingänge 27 und 28 des Zweipunktreglers 26, mit denen der Meßwiderstand 22 verbunden ist, stehen über einen Differenzverstärker 67 mit dem Minuseingang eines Schwellwertschalters 68 in Verbindung. Ausgangsseitig ist dieser Schwellwertschalter 68 mit den .Eingängen 60 und 61 der logischen Gatterschaltungen 58 und 59 gekoppelt sowie mit dem zweiten Eingang 48 des UND-Gatters 47.

Der Bildung von Stromschwellwerten - siehe Fig. 2b und 2d dient ein mehrgliedriger Spannungsteiler bestehend aus vier Widerständen 70 bis 73 zwischen den Betriebsspannungsanschlüssen. Dabei sind die Verbindungspunkte zwischen den einzelnen Widerständen über steuerbare Schalter 75» 76 und 77 mit dem Pluseingang des Schwellwertschalters 68 verknüpft. Eine Einstellung der einzelnen Schwellwerte ist über einen veränderbaren Widerstand 78 möglich, der in Reihe zu einer Zenerdiode 79 liegt und parallel der

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Reihenschaltung der beiden Widerstände 72 und 73 angeordnet ist.

Welcher der Schwellwerte zum Tragen kommt, bzw. welcher der Schalter 75 bis 77 eingeschaltet ist, wird durch die Potentialverhältnisse an den Ausgängen 62 bis 65 der logischen Gatterschaltungen 58 und 59 bestimmt. Der Verknüpfung dieser Ausgangssignale dienen zwei UND-Gatter 80 und 8l. Das erste UND-Gatter 80 erhält seine beiden Eingangssignale von den Ausgängen 62 und 6j> der logischen Gatterschaltungen 58 und 59 und steht an seinem Ausgang mit dem Steuereingang des Schalters 75 in Verbindung. Entsprechend erhält das UND-Gatter 81.Eingangssignale von den Ausgängen 63 und 64 der logischen Gatterschaltungen 58 und 59 und steuert seinerseits den Schalter 76. Schließlich steht noch der Ausgang 65 der logischen Gatterschaltung 59 unmittelbar mit dem Steuereingang des Schalters 77 in Verbindung.

Aus dem Diagramm von Fig. 2d lassen sich die Schwellwerte für den Ventilstrom ablesen, die auf den Pluseingang des Schwellwertschalters 38 in zeitlicher Reihenfolge geschaltet werden. Bis zum Erreichen des Anzugsstromwertes ist ein hoher Stromschwellwert erforderlich, d.h., daß der Schalter 75 nach Fig. 4 eingeschaltet sein muß. Beim nachfolgenden Umschalten auf den kleinsten Schwellwert muß der Schalter 77 geschlossen werden und bei der Schwelle des maximalen Haltestromes muß der Schalter 76 leiten. Aufgrund der logischen Verknüpfung mittels der UND-Gatter 80 und 81 müssen die Ausgangswerte der logischen Gatterschaltungen und 6S wie folgt zeitlich gestaffelt sein.

Bis zum Errichen des Anzugsstromes il muß an den Ausgängen 62 und 63,h.· Ql und Q2, je ein postives Signal anliegen. Damit der Schwellwert des minimalen Haltestroms wirksam wird, muß am Ausgang 65 und somit an"Q2 ein positives Signal anstehen. Für die Schwellen des maximalen Haltestromes be-

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darf es positiver Ausgangssignale an den Ausgängen 64 und 63> d.h. Ql und Q2.

Eingangssignale dieser logischen Gatter 68 sind einmal ein Signal vom Ausgang 45 des Schwellwertschalters 40 und es entspricht dem ti-Signal. Desweiteren erhalten die logischen Gatterschaltungen 58 und 59 je ein Ausgangssignal vom Schwellwertschalter 58, an dessen einen Eingang ein Wert bezüglich des durch den Meßwiderstand 22 fließenden Stromes anliegt und an dessen zweiten Eingang die jeweiligen Schwellenwerte anstehen. Das Ausgangssignal des Schwellwertschalters 68 entspricht dem Rezipoken des Signalverlaufes nach Fig. 2c wegen der Ansteuerung des Schalttransistors 23 über das UND-Gatter 57 und das ODER-Gatter 50.

Die wesentlichen Schaltvorgänge des Zweipunktreglers 26 spielen sich in den logischen Gattern 58 und 59 ab. Wegen ihrer Bedeutung ist für jede der logischen Gatterschaltungen ein Schaltungsbeispiel mit dazugehörigen Impulsdiagrammen in den Fig. 5 bis 8 dargestellt.

Fig. 5 zeigt eine Realisierungsmöglichkeit der logischen Gatterschaltung 58. Dabei sind die in Fig. 4 verwendeten Bezugszeichen für die gleichen Ein- und Ausgänge verwendet, die auch beim Gegenstand der Figuren vorhanden sind.

Dem Eingang 60 folgt, über einen Widerstand 85 die Basis eines Transistors 86, der emitterseitig an Masse liegt und kollektorseitig über einen Widerstand 87 mit einer Plusleitung 88 in Verbindung steht. Der Kollektor des Transistors 86 steht weiterhin über eine Diode 89 mit dem Minuseingang eines Verstärkers 90 in Verbindung. Gleichzeitig bildet dieser Minuseingang den Verbindungspunkt zweier Widerstände 91 und 92, die mit ihren anderen Enden an der Plusleitung 88 und Masse angeschlossen sind. Der Pluseingang dieses Verstärkers 90 steht mit je einem Widerstand gleicher Größe mit der

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Plusleitung 88, Masse sowie den Ausgang des Verstärkers in Verbindung, mit dem Minuseingang eines weiteren Verstärkers 95· Die Widerstände tragen die Bezugszeichen 91j 92 und 93· Der gegen die Plusleitung 88 liegende Widerstand 91 ist mittels eines Transistors 96 kurzschIießbar, dessen Basis über einen Widerstand 97 am Eingang 56 anliegt. Der Pluseingang des Verstärkers 95 ist mit dem Minuseingang des Verstärkers 90 gekoppelt. Die Ausgänge 62 und 64 der logischen Gatterschaltung 58 entsprechen den Ausgängen der Verstärker 90 und 95.

Zum Gegenstand von Fig. 5 gehören die Impulsbilder von Fig. 6. Fig. 6a zeigt vereinfacht den Ventilstrom durch die Magnetventile 20 und 21. Fig. 6b zeigt das Signal am Eingang 56 und es entspricht im wesentlichen dem Einspritzsignal ti. Das Ausgangssignal 'des Schwellwertschalters 68 ist in Fig. 6c dargestellt. Erkennbar sind die positiven Potentiale synchron zu den Stromanstiegen durch die Ventile 20 und 21, wobei der Signalzusammenhang naturgemäß zwar umgekehrt ist, jedoch die Darstellung ausgehend vom Ventilstrom einfacherer erfolgen kann.

Fig. 6d gibt das Eingangssignal am Minuseingang des Verstärkers 90 an. In der Ruhestellung liegt dieser Minuseingang wegen den gleichwertigen Widerständen 91 und 92 auf halber Betriebsspannung. Nur bei"gesperrten Transistor 86 erreicht dieses Eingangspotential höhere Spannungs'werte als die halbe Batteriespannung. Fig. 6e gibt die Spannung am Pluseingang des Verstärkers 90 an. Der Signalverlauf weist zwei Stufen auf, wobei die erste Stufe einen Spannungsrückgang von Ub auf 2Ub/3 markiert und die weitere Stufe letztlich bis auf einen Spannungswert von Ub/drittel absinkt.

Vor dem ersten Stromanstieg entsprechend den Diagrammen nach Fig. 6a liegt am Eingang 56 ein Null-Potential an, weshalb der Transistor 96 durchgeschaltet hat. Das dadurch bewirkte

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sehr hohe Potential am Pluseingang des Verstärkers 90 bewirkt auch das vplle Spannungssignal am Ausgang 62. Steigt das Potential am Eingang 56 entsprechend dem Diagramm von Fig. 6b an, dann sperrt der Transistor 96 und das Potential am Pluseingang des Verstärkers 90 sinkt auf einen Wert von zwei Drittel der Betriebsspannung ab. Dies deshalb, v/eil elektrisch gesehen die beiden Widerstände 91 und 92 parallel liegen und gegen Masse der zu den anderen Widerständen gleichwertige Widerstand 93 geschaltet ist. Solange am Eingang 60 noch positives Signal anliegt und damit der Transistor 86 durchgeschalten ist, liegt am Minuseingang des Verstärkers 90 die Spannung Ub/2 an. Infolgedessen bewirkt die Spannungsänderung am Eingang 56 noch keine Änderung der Ausgangsspannung des Verstärkers 90. Geht jedoch die Spannung am Eingang 60 auf Null zurück, dann sperrt der Transistor 86 und der Widerstand 87 wird über die Diode 89 zum .Widerstand 91 parallelgeschaltet. Dadurch steigt das Potential am Minuseingang des Verstärkers 90 an und zwar über denjenigen Wert, der am Pluseingang herrscht. Dadurch schaltet der Verstärker 90 um und infolge der Mitkopplung verringert sich das Potential an seinem Pluseingang. Das Ausgangssignal des Verstärkers 90 bleibt so auch bei sich änderender Spannung am Minuseingang erhalten und eine Änderung tritt erst dann wieder ein, wenn über den Eingang 56 der Transistor 96 leitend gesteuert wird und somit dem Pluseingang direkt mit der Plusleitung 88 verbindet. Am Ausgang 62 liegt somit nur solange ein Nullsignal an, als der Einspritzimpuls ti dauert und gleichzeitig der Anzugsstrom bereits überschritten ist. Während dem Anliegen dieses Null-Signals kann somit der Haltestrom zwischen einem minimalen und einem maximalen Wert gehalten werden. Die hohe Stromschwelle für d.en Anzugsstrom fällt daher in den Bereich eines poitiven Ausgangssignals am Ausgang 62 der logischen Gatterschaltung 58 und entsprechend, kann mit diesem positiven Ausgangssignal der Schalter 75 für den hohen Schwellwert des Stromes Il eingeschaltet werden.

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Fig. 7 zeigt eine Realisierungsmoglichkeit der logischen Gatterschaltung 59 mit zwei Invertern 100 und 101 sowie ein ODER-Gatter 102. Dabei ist der Eingang 57 der logischen Gatterschaltung 59 über den Inverter 100 mit einem ersten Eingang des ODER-Gatters 102 verknüpft, während der zweite Eingang 6l unmittelbar auf den zweiten Eingang dieses ODER-Gatters 102 geschaltet ist. Ausgangsseiitig ist das ODER-Gatter 102 unmittelbar zum Ausgang 63 geführt und mittelbar über den Inverter 101 zum Ausgang 65.

Der Erklärung der Schaltungsanordnung von Fig. 7 dienen die Diagramme nach Fig. 8. Fig. 8a zeigt wieder den Ventilstrom durch die Magnetventile 20 und 21, Fig. 8b das dem Einspritzsignal ti entsprechende Signal am Eingang 57 der logischen Gatterschaltung 59· Am Ausgang des Inverters 100 entsteht das Signal nach Fig. 8c. Fig. 8d gibt das Ausgangssignal des Schwellwertschalters 68 wieder, das dem Signal am Eingang 6l entspricht. Das Signal am Ausgang 63 der logischen Gatterschaltung 59 zeigt schließlich Fig. 8e. Ein Vergleich der Kurvenverläufe der Fig. 8a und 8e zeigt, daß ein Null-Potential am Ausgang. 63 für den Schwellwert des'minimalen Stromes während der Haltephase dient, das positive Signal hingegen das Auftreten der hohen Stromschwelle während der Haltephase markiert.

Fig. 9 zeigt eine Realisierungsmoglichkeit des Differenzverstärkers 67. Seine Eingangssignale erhält dieser Differenzverstärkers 67 vom Meßwidestand 22 und er besteht aus einem Operationsverstärker 110, dessen Eingänge jeweils an den Abgriffen zweier Spannungsteiler aus den Widerständen 111 bis 114 angeschlossen sind. Dabei liegt der aus den Widerständen

111 und 112 bestehende Spannungsteiler zwischen dem Eingang und Masse und entsprechend der Spannungsteiler mit den Widerständen 113 und 114 vom Eingang 28 gegen Masse. Die verwendeten Spannungsteiler dienen dazu, sicherzustellen, daß die Eingangspotentiale des Verstärkers 110 nicht größer als das Pluspoten-

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* ♦ · a

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tial der Versorgungsspannung wird. Zwingend erforderlich wird diese Maßnahme beim Abschalten des Transistors 23 des Gegenstandes von Pig. 3, weil dann das Potential am Meßwiderstand Spannungspotentiale über U~ , 'aufgrund der Selbstinduktion an-

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nehmen kann, und mit Hilfe der Spannungsteiler aus den Widerständen 111 bis 114 die Eingangspotentiale des Verstärkers in jedem Fall niedriger als die Batteriespannung gehalten werden kann.

Wesentlich beim oben beschriebenen Gegenstand einer Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Magnetventils bei einer Brennkraftmaschine war der Umstand, daß die Stromzuführung zum Magnetventil nach Erreichen eines Anzugsstromes absehaltet und während der Haltephase kontaktgesteuert wird. Dabei sind die Schaltpunkte für den Transistor 23 ausschließlich stromabhängig. Aufgrunddessen erfolgt eine Schaltung dieses Transistors jeweils nach Erreichen bestimmter Stromschwellen, die mittels eines Meßwiderstandes 22 abgefragt werden.

Es sind nun Fälle denkbar, bei denen der Ventilstrom nach Erreichen des Anzugsstromes nicht sofort und vor allem nicht über längere Zeit hinweg in starkem Maße abklingen soll. Neigt z.B. das Einspritzventil zum sogenannten Prellen, dann ist bis zum Ende des Prellvor.ganges ein höherer Strom wünschenswert als anschließend während der Haltephase. Dies bedeutet eine zusätzliche Steuerung des Stromes. Beispiele für solche gewnüschten Stromverläufe sind z.B. aus d-en Fig. Ib und Ic ersichtlich. Der in Fig. Ib dargestellte Kurvenverlauf zeigt einen verhältnismäßig hohen Stromfluß bis zu einer Zeit ti ab dem dann in das Halteintervall übergegangen wird. Dieser Zeitpunkt ti läßt sich mittels einer besonderen Stromschwelle oder jedoch mittels einer Zeitsteuerung bestimmen. Eine Verwirklichung mit einer Zeitsteuerung .zeigen die Fig. 10 und 11, wobei die Kurve mit der ausgezogenen Linie nachgebildet wird.

Fig. 10a zeigt das Einspritzsignal ti. Fig. 10b ein detaillier-

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teres Kurvendiagramm entsprechend Fig. Ib. Angezeichnet sind in diesem Kurvenyerlauf nach Fig. 10b Stromgrenzwerte sowie Zeiten, die für die Bildung dieser Kurve eine Rolle spielen. Erkennbar ist ein Stromanstieg bis zum Anzugsstromwert il__ ,

ein nachfolgendes Abklingen dieses Stromes bis auf einen Wert il-j > den wiederum ein steiler Abfall bis auf den minimalen Haltestromwert ih - folgt. Im Aschluß daran pendelt der Strom jeweils zwischen den beiden Haltestromwerten ih„,_, und ih . bis zum Ende des Einspritzimpulses ti. iiicLX min

Fig. 11 zeigt eine Realisierungsmöglichkeit im Blockschaltbild zur Erzeugung des in Fig. 10b dargestellten Kurvenverlaufs. Wesentlich beim Gegenstand von Fig. 11 ist der zwischen Transistor 23 und Masse liegende Meßwiderstand 120. Das bedeutet, daß nur die jeweils maximalen Stromwerte durch das Ventil 20 und damit auch durch den Meßwiderstand 120 abgefragt werden können, während die Dauer der jeweiligen Sperrzustände des Transistors zeitgesteuert sein muß. Aus diesem Grund werden entsprechend den Angaben in Fig. lOb die Zeiten ti, t2, t3 usw. gebildet während dem der Transistor 23 jeweils gesperrt wird. Vorteilhaft an dieser Anordnung des Meßwiderstandes. 120 ist, daß er während der Freilaufperioden nicht auch stromdurchflossen ist und somit in ihm gerade während dieser Freilaufperioden keine Verlustleistung auftritt. Die StromabSenkungen im Magnetventil 20 können auf diese Weise stärker verschleift werden, was wiederum eine Senkung der Häufigkeit an Schaltspielen bedeutet.

Beim Gegenstand von Fig. 11 ist dem Transistor 23 ein NOR-Gatter 121 mit vier Eingängen 122 bis 125 vorgeschaltet. Dem Verbindungspunkt von Transistor 23 und Widerstand 120 folgt eine Serienschaltung von Vergleichsstufe 127, monostabiler Kippstufe 128, bistabiler Kippstufe 129, sowie zwei monostabiler Kippstufen 130 und-131. Der Ausgang d.er monostabilen Kippstufe 128 steht mit dem Eingang 125 des

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NOR-Gatters 121 in Verbindung. Der Ausgang der bistabilen Kippstufe 129 ist auf dem Plus-Eingang der Vergleichsstufe 127 gekoppelt, ferner ist der Ausgang der monostabilen Kippstufe 130 zum Eingang "l24"des NOR-Gatters 121 zurückgekoppelt und schließlich steht der Ausgang der monostabilen Kippstufe 131 sowohl mit dem Eingang 123 des NOR-Gatters 121 als auch mit einem von zwei Eingängen eines NOR-Gatters 133 in Verbindung. Am vierten Eingang 122 des NOR-Gatters 121 liegen über eine invertierende Stufe 135 die Einspritzimpulse ti an und der Ausgang dieser Invertierstufe 135 ist zusätzlich mit einem Steuereingang I36 der bistabilen Kippstufe 129 und dem zweiten Eingang des NOR-Gatters 133 verknüpft. Der Ausgang des NOR-Gatters 133 ist zum Steuereingang des FreilaufSteuerkreises 133 geführt.

Die in Fig. 11 gezeigte Schaltungsanordnung arbeitet wie folgt.

Vor der Anstiegsflanke eines Einspritzimpulses ti sperrt der Transistor 23₃ da er wegen der zweifachen Invertierung durch den Inverter 135 und das NOR-Gatter 121 keinen positiven Ansteuerimpuls erhält. Beim Auftreten des Einspritzimpulses ti schaltet der Transistor 23 durch und es fließt so lange Strom, bis der Wert il erreicht ist. Mit Erreichen dieses Stromwertes geht die monostabile Kippstufe 128 in ihren instabilen Zustand un ihr Ausgangssignal sperrt über das NOR-Gatter 121 den Transistor 23· Gleichzeitig geht der'Ausgang der bistabilen Kippstufe 129 auf tiefes Potential und mit dieser Abfallflanke wird die monostabile Kippstufe I30 getriggert. Wenn nun die monostabile Kippstufe 128 wieder in ihren Ruhezustand zurückkippt, bleibt wegen der längeren Impulsdauer der

monostabilen Kippstufe 13Ο der Transistor 23 weiterhin gesperrt. Nach Ablauf der Zeitdauer der monostabilen Kippstufe 130 wird die folgende Kippstufe 131 getriggert. Deren Ausgangssignal sperrt ebenfalls den Transistor 23 und schaltet gleichzeitig den Freilaufsteuerkreis in der Weise, daß der

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Stromfluß in diesem Freilaufkreis unterbrochen wird, was zu einem raschen Stromabfall führt. Der Transistor 23 wird erst wieder nach Ablauf der Zeit t2 leitend. Das Ausgangssignal des Flipflops bewirkt jedoch eine Umsteuerung des Schwellwertes der Vergleichsstufe 127 und somit wird der Transistor 23 bereits beim maximalen Haltestrom ih gesperrt. Erst nach Ablauf des Einspritzimpulses ti wird die bistabile Kippstufe 136 wieder in ihrem Ausgangszustand zurückgeschaltet und stellt damit wieder einen hohen Stromschwellwert zur Verfügung. Gleichzeitig wird der Transistor 23 über dem Inverter 135 und das NOR-Gatter 121 wieder gesperrt.

Die einzelnen Baugruppen der Schaltungsanordnung nach Fig. 11 sind für sich bekannt. Daher kann auf eine gesonderte Er läuterung der einzelnen Baugruppen verzichtet werden.

Fig. 12 zeigt in ausführlicherer Darstellung den Kurvenverlauf von Fig. Ic. Unterschiedlich zum Kurvenverlauf nach Fig. 10b ist, daß der Strom durch das Magnetventil bereits vor der Haltephase getaktet wird. Im übrigen ergibt sich keine Veränderung. Realisierbar ist der Kurvenverlauf nach Fig. 12b mit einer Schaltungsanordnung nach Fig. 13. Dem Transistor .23 ist je ein NOR-Gatter 140 mit drei Eingängen l4l, 142 und 143 vorgeschaltet. Der Ausgang der Vergleichsstufe 127 ist zu zwei monostabilen Kippstufen 145 und 146 geführt. Während der Ausgang· der monostabilen Kippstufe 146 mit dem Eingang 143 des NOR-Gatters 140 in Verbindung steht, ist der Ausgang der monostabilen Kippstufe 145 mit einem Eingang einer bistabilen Kippstufe 148 gekoppelt, deren Ausgang wiederum mit dem Pluseingang der Vergleichsstufen" 127 in Verbindung steht und ferner mit dem Eingang einer weiteren monostabilen Stufe 149· Der Ausgang dieser monostabilen Kippstufe 149 ist wiederum sowohl an einem Eingang des. NOR-Gatters 133 als auch am Eingang 142 des-NOR-Gatters 140 angeschlossen. Die

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übrige Schaltung des Gegenstandes von Fig. 13 entspricht derjenigen des Gegenstandes von Fig. 11.

Vor dem Auftreten des Eihspritzimpuises ti sperrt der Transistor 23· Mit Beginn des Einspritzimpulses ti leitet dieser

Transistor 33.bis der Anzugsstrom il erreicht ist. Im An-/ max

Schluß daran sperrt das Ausgangssignal der monostabilen Kippstufe 146 über das NOR-Gatter 114 den Stromfluß. Gleichzeitig wird die monostabile Kippstufe 145 getriggert, deren Zeitdauer entsprechend der Abbildung von Fig. 12b größer ist als die der monostabilen Kippstufe 146. Nach Ablauf der Zeitdauer dieser letztgenannten Kippstufe 146 leitet der Transistor 23 wieder bis il__Q„ erreicht ist usw. Irrst wenn die Zeitdauer der Kippstufe 145 abgelaufen ist, schaltet die bistabile Kippstufe 148 und gibt der Vergleichsstufe 127 einen geringeren Schwellwert vor. Gleichzeitig wird die monostabile Kippstufe 1.49 getriggert und sperrt während deren Zeitdauer t2 den Freilaufstromkreis sowie über den Eingang 142 des NOR-Gatters den Transistor 23. Im Anschluß daran erfolgt während des folgenden Halteintervalls jeweils ein Anstieg des Ventilstromes auf den maximalen Wert ih und während.einer folgenden und jeweils konstanten Zeit ein entsprechender Abfall. Nach Ablauf des Einspritzimpulses ti wird der Transistor 23 über den Inverter 135 und das NOR-Gatter l40 erneut gesperrt und bleibt es bis zur nächsten Anstiegesflanke des Einspritzimpulses.

Beispiele für den Freilaufsteuerkreis 33 sind in den Fig. 14 und 15 dargestellt.

Beim Gegenstand von Fig. 14 besteht der Freilaufkreis aus einem Transistor 155, dessen Emitter-Kollektor-Strecke parallel zur Reihenschaltung aus Ventil 20 und 'Meßwiderstand 22 liegt. Zwischen Basis und Emitter dieses Transistors 155 liegt ein Widerstand 156. Seine Ansteuerung erhält der Transistor 155 über einen Widerstand 157 vom Kollektor eines Transistors 158, der emitterseitie; an Masse angeschlossen

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ist und dessen Basis mit dem Eingang 32 des Freilaufsteuerkreises in Verbindung steht. Bei keinem Signal am Eingang des Freilaufsteuerkreises sperrt der Transistor 158 und folglich auch Transistor 1553 so daß kein Freilaufstrom fließen kann. Bei positivem Potential am Eingang 32 hingegen leiten die Transistoren 155 und 158 und somit kann der Strom durch das Ventil 20 und den Meßwiderstand 2? 1 angciam abklingen. Eine Diode 159 in Reihe zum Transistor 155 dient zur Sperrung des Stromflusses beim durchgeschalteten Transistor 23.

Beim Freilaufsteuerkreis nach Fig. 15 dient als Freilaufstrom-Schaltmittel ein Thyristor I6O. Seine Zündelektrode steht über eine Diode 16I'mit der Plusleitung in Verbindung, ferner über eine Parallelschaltung von Widerstand 162 und Diode I63 mit dem Steuereingang 32. Verbunden ist dieser Steuereingang 32 zusätzlich mit der Verbindungsstelle von Thyristor 16O und Kollektor des Schalttransistors 23 über eine Parallelschaltung aus Widerstand I65 und einer Reihenschaltung von Widerstand I66 und Kondensator 167.

Der Thyristor I60 wird über die Diode I63 vom Kondensator-Umladestrom (167) gezündet, sobald die Spannung am Kollektor des Transistors 23 zu steigen beginnt. Zur Begrenzung des Kondensatorstromes ist ein Widerstand I66 vorgesehen. Wird der Transistor 23 leitend, dann sperrt der Thyristor I6O aufgrund der dann herrschenden Spannungsverhältnisse selbständig. Soll zur Einleitung des Löschvorganges der Thyristor 160 auch bei ansteigender Kollektorspannung gesperrt bleiben, dann wird das Potential am Steuereingang 32 auf Massepotential gelegt. Damit wird der Kondensator-Umladestrom abgeleitet und gleichzeitig wird über die Dioden-Widerstandskombination (161, 162) die Ansteuerelektrode des Thyristors 160 negativ gegen die Kathode gemacht. Der Widerstand I65 parallel zum Kondensator I67 beschleunigt die Umladung dos Kondensators 167.

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Ein eindeutiges Schließen eines Einspritzventiles setzt einen schnellen Stromabfall durch die Magnetwicklung des Magnetventils voraus. Dies ist nur dann gewährleistet₃ wenn der Freilaufstromkreis ausgeschaltet ist.. Bei Verwendung von Thyristoren im Freilaufsteuerkreis 33 ist jedoch dann ein Ausschalten des Freilaufstromkreises problematisch, wenn unmittelbar vor Ende des ti-Impulses, d.h. des Einspritzimpulses j der Transistor 23 gesperrt ist. Dann nämlich fließt ein Freilaufstrom und der eingeschaltete Thyristor kann nicht in der gewünschten sehr kurzen Zeit in den Sperrzustand gebracht werden. Zur beliebigen Wiederholbarkeit eines exakten Ausschaltvorganges im Sinne eines zeitexakten Verhaltens wählt man einen kurzen Einschaltimpuls für den Transistor 23 nach Ende des eigentlichen Einspritzimpulses ti. Dargestellt ist das dazugehörige Impulsverhalten in Fig. 2. Realisiert wird es mittels der aus dem Gegenstand von Fig. 4 ersichtlichen Zeitglied der monostabilen Kippstufe 52, die mit der Abfallflanke des ti-Signales getriggert wird und ein zusätzliches Leitendwerden des Transistors 23 für eine vorbestimmte Zeitdauer tk bewirkt. Zwar wird bei dieser Schaltungsmaßnahme die tatsächliche Einspritzzeit des Einspritzventils um das Zeitintervall tk verlängert, jedoch kann diese Zusatzzeit bereits bei der Bildung bzw. der Korrektur der Einspritzimpulse ti berücksichtigt werden.

Die obengenannte Beschreibung bezieht sich auf die Ansteuerung von Einspritzventilen bei Brennkraftmaschinen. Losgelöst von diesem Anwendungsbeispiel ist das erfindungsgemäße Verfahren und die zugehörende Einrichtung überall dort verwendbar, wo elektromagnetische Verbraucher mit beweglichen Teilen mögliehst leistungsarm und sehr schnell gesteuert werden sollen.· Insofern bezieht sich die Erfindung auch auf Ansteuerungen z.B. von Relais. Wesentlich ist, daß nach Erreichen des Anaugsstromes noch für eine bestimmte Zeitdauer ein über dem Haltestrom liegender Ström zur" Verfügung gestellt wird, damit der

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Anker des elektromagnetischen Verbrauchers sicher anzieht und Prellvorgänge möglichst vermieden werden. Bei Verwendung von Thyristoren im Preilaufkreis empfiehlt sich das Hinzufügen eines kurzen und definierten zusätzlichen Einschaltinipulses für den Stromfluß, damit der Freilauf aus jeweils definierter Ausgansstellung der Spannungsverhältnisse am elektromagnetischen Verbraucher und im Freilaufkreis selbst abgeschaltet werden kann.

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Claims

I7.5.I978 Mu/Ko ■ -

ROBERT BOSCH GMBH, 7OOO STUTTGART 1

Ansprüche

Verfahren zum Betrieb eines elektromagnetischen Verbrauchers mit einem beweglichen Anker, insbesondere eines Einspritzventils in Brennkraftmaschinenj wobei diesem Verbraucher zu Beginn eines Betätigungssignals ein hoher und wenigstens gegen Ende ein reduzierter Strom zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß ab einer bestimmten Stromstärke, bei der der Anker vorzugsweise zwar bewegt wird, jedoch noch nicht seine Endlage erreicht hat, der Stromanstieg wenigstens reduziert wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ab der bestimmten Stromstärke (dem Anzugsstrom) der Stromfluß reduziert wird. " ■ ·
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rücknahme des Stromflusses zeitlich gestaffelt erfolgt.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3» dadurch gekennzeichnet, daß die Stromzufuhr zum Verbraucher nach

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ORIGINAL INSPECTED

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Erreichen der bestimmten Stromstärke getaktet und/oder geregelt wird.
5. Verfahren nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltpunkt der Stromzuführung während des Taktens strom- und/oder zeitabhängig ist.
6. Verfahren nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der FreilaufStromkreis für den Verbraucherstrom wenigstens zeitintervallmäßig einschaltbar ist.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur eindeutigen Steuerung des FreilaufStromkreises, insbesondere bei Verwendung von Thyristoren im Freilaufkreis, das Freilaufstromschaltorgan (Thyristor ΙβΟ) innerhalb einer vorgebbaren Zeitdauer stromlos gemacht wird.
8. Verfahren nach wenigstens Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromfluß durch den Verbraucher (20) am Ende eines Betätigungssignales (ti) für eine vorgebbare Zeitdauer (tk) erhöht wird.
9· Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 7, mit einem Strommeß- und Schaltorgan in Reihe zum Verbraucher und einem dem Strommeßorgan nachgeschalteten Schwellwertschalter zur Steuerung des Schalt-

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organs, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltschwellen des Schwellwertschalters (68, 127) strom- und/oder zeitabhängig steuerbar sind und die erste Stromschwelle auf einem Wert liegt, bei dem der Anker desVerbrauchers vorzugsweise zwar bewegt wird, jedoch noch nicht seine Endlage erreicht hat.
10. Einrichtung nach Anspruch 9> dadurch gekennzeichnet, daß der Freilaufsteuerkreis (33) wenigstens ab Erreichen der ersten Stromschwelle einschaltbar ist.
11. Einrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet,

daß der Freilauf steuerkreis (33) zu bestimmten Zeiten und/oder* Strömen ein-/ausschaltbar ist.
12. Einrichtung eines Freilaufkreises nach' Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens dem Verbraucher (20) ein Thyristor (160)·parallelgeschaltet ist, dessen Steuerelektrode über eine Diode (löl) mit der Plusleitung sowie über eine Parallelschaltung von Widerstand (l62) und Diode (Iö3) mit einem Steuereingang "(32) gekoppelt ist, und dieser Steuereingang (32) wenigstens über einen Kondensator (167) mit der Anode des Thyristors in Verbindung steht.
13. Einrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens bis zum Anschlag des Ankers des Verbrauchers und vorzugsweise bis zum Ende des Prellvorganges ein über dem Haltestrom liegender Strom vorgesehen

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ist und die Höhe dieses Stromes mittels Freilaufkreisdimensionierung,' Regelung oder Takten vorzugsweise regelbar bzw. steuerbar ist.
14. Einrichtung nach Anspruch 9 oder 13, dadurch gekennzeichnet , daß die einzelnen Stromschwellwerte für die Anzugs- und/oder Haltephase durch einen mehrstufigen Spannungsteiler bestimmt sind, der vorzugsweise in seiner Gesamtheit (mit Widerstand 78) steuerbar ist.
15. Einrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromfluß durch das Schaltorgan (23) mit Ende des Ansteuerimpulses (des ti-Impulses) für eine vorbestimmbare Zeitdauer (tk) einschaltbar ist.
16. Einrichtung nach wenigstens einem der Ansprüche 9 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß das Stromschaltorgan (23) zwischen Verbraucher (20, 21) und Strommeßfühler (22, 120) liegt und daß das Schaltorgan (23) teils zeit-, teils stromabhängig schaltbar ist.
17. Einrichtung nach wenigstens einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerströme der Stromschaltorgane (23) abhängig vom St'romfluß durch den Verbraucher · (20) regelbar sind.

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