DE3909807C2

DE3909807C2 - Fernsteuerung

Info

Publication number: DE3909807C2
Application number: DE3909807A
Authority: DE
Inventors: David Richard Thompson
Original assignee: Pico Electronics Ltd
Current assignee: Pico Electronics Ltd
Priority date: 1988-03-25
Filing date: 1989-03-24
Publication date: 1998-07-02
Anticipated expiration: 2009-03-25
Also published as: CA1333195C; DE3909807A1; GB8807193D0; US5005187A; GB2215892A; GB2215892B

Description

Die Erfindung betrifft eine Fernsteuerung, und zwar im einzelnen einen Slave-Empfänger einer Fernsteuerung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Im Bereich der Übertragung und des Empfangs von Träger frequenzen in einer Netzleitung ist aus GB-PS 1592971 das Verfahren des Zählens von Trägerzyklen in einem Zeitschlitz oder -fenster nahe einem Nulldurchgang der Versorgungsleitung zur Bestimmung des Bitwertes oder einer seriellen digitalen Nachricht, die auf einem der Netzleitung überlagerten Hochfrequenzträger übertragen wird, bekannt. Die Fähigkeit dieses Verfahrens, das Funktionieren eines derartigen Kommunikationssystems bei kontinuierlichem Rauschen mit Frequenzen, die unterhalb der Trägerfrequenz liegen, oder bei diskon tinuierlichem Rauschen zu ermöglichen, die in dem Fenster nicht genügend Zyklen akkumulieren können, um einen Bitwert '1' zu registrieren, ist für eine wirk same Anwendung von Fernsteuerungssystemen, die Netz leitungsträger-Verfahren verwenden, von großer Bedeu tung. Die Anwendung des Träger-Zähl-Verfahrens ermög licht die Verwendung eines billigen und vergleichsweise breitbandigen Eingangsfilters.

Bei einer praktischen Ausführung, unter Verwendung einer Tägerfrequenz von 120 kHz, können das Zählverfah ren und das Bit-Decodieren in einer speziellen inte grierten Schaltung durchgeführt werden, und das Ein gangsfilter kann als auf 120 kHz zentrierter Einzel- Zwischenfrequenz-Transformator ausgebildet sein, der eine 3 dB-Bandweite von annähernd 10 kHz aufweist. Das Fenster kann zum Beispiel mit 600 Mikrosekunden und 64 im Fenster übertragenen Zyklen gewählt sein, um einen Bitwert von '1' zu bezeichnen, während Null Zyklen einen Bitwert von '0' bezeichnen.

Das Zählverfahren innerhalb der Schaltung ist in der Lage, kontinuierliches Rauschen unterhalb 80 KHz und auch diskontinierliches Rauschen bei 120 KHZ zu unter drücken, vorausgesetzt, daß im letzteren Fall die akku mulierte Anzahl von Zyklen innerhalb des Empfangsfen sters von 600 Mikrosekunden geringer als 48 ist. Der erste Typ von Rauschen kann durch Fernsehgeräte, Schaltnetzteile oder Kommutatoren von Motoren, erzeugt werden, während der zweite Typ von Rauschstörungen durch einen Triac-Schaltvorgang in einem Lampendimmer erzeugt werden kann oder das Ergebnis des Ein- oder Ausschaltens eines Stromabnehmers sein kann.

Dieser zweite Typ von Rauschen ist üblicherweise eine Serie von Impulsen, welche bewirken, daß ein an der Versorgungsleitung angeschlossenes Filter mit seiner Resonanzfrequenz, in diesem Fall 120 kHz, schwingt. Das Signal ist jedoch diskontinuierlich und tritt als wie derholter Burst von Schwingungen auf. Die Länge eines jeden Bursts hängt vom Dämpfungskoeffizienten des Fil ters ab, jedoch kann davon ausgegangen werden, daß sie kürzer als die Periode zwischen den Impulsen ist. Ob wohl die Kombination der in einer speziellen inte grierten Schaltung enthaltenen Trägerzählung mit dem einfachem Eingangsfilter aus Kosten- und Leistungsgrün den für die Fernsteuerung durch Netzleitungsträger günstig ist, ist sie nur so lange sinnvoll, wie die Versorgung mit speziellen Chips zu vernünftigen Preisen gesichert ist. Aus wirtschaftlichen Gründen ist ein alternativer Weg zur Erzielung der oben beschriebenen Rauschunterdrückungs-Charakteristiken wünschenswert, der handelsübliche Komponenten, wie zum Beispiel Mikro prozessoren, verwendet.

Obwohl heute bereits eine Anzahl kostengünstiger Ein- Chip-Mikroprozessoren erhältlich sind, die zum Deko dieren von Nachrichten in dem erforderlichen Format programmierbar sind, und eine Empfänger-Modul-Funktion bieten, enthält keiner dieser Mikroprozessoren einen Eingangszähler, der in Echtzeit die Anzahl der Zyklen der in einem schmalen Fenster nahe dem Null-Durchgang der Versorgungsleitung auftretenden Träger zählen kann. Diese Funktion durch Anwenden externer üblicher Digi tal-Zähl-ICs zu realisieren, wäre nicht kostengünstig.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Slave-Empfänger für die Erkennung von Fernsteuerbefehlen zu schaffen, der Mittel zum Zählen der Zykluszahl des Trägers ohne Ver wendung digitaler Zählvorrichtungen in integrierten Schaltungen aufweist.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt bei einer ersten Variante der Erfindung mit den Merkmalen des Patentan spruchs 1 und bei einer zweiten Variante mit den Merk malen des Patentanspruchs 11.

Ein Digital-Zähler nach GB-PS 1592971 kann entfallen, wenn man kapazitive Vorrichtungen verwendet, um Ladung entsprechend der Anzahl und der Frequenz der Trägerzyk len zu akkumulieren. Genauer gesagt: das sich ergebende Binärsignal ist zur Verarbeitung in einem Mikroprozes sor geeignet, zum Beispiel durch Messen der Zeit, in der sich das Binärsignal innerhalb eines Fensters in seinem zweiten Zustand befindet, um daraus die Digital werte zu bestimmen, und dabei gleichzeitig Rauschstö rungen auszufiltern. Somit kann ein solcher Empfänger aus einem Mikroprozessor und einfachen diskreten Ana logschaltungselementen bestehen.

Kapazitive Vorrichtungen zur Ermittlung einer erforder lichen Anzahl von Zyklen eines Signals in einem Fern steuerungssystem sind aus GB-PS 1592971 bekannt. In diesem Fall ist die Ausgangsstufe eine auflistbare Schaltung, die in ihren zweiten Zustand geschaltet wird, wenn durch eine die kapazitiven Vorrichtungen speisende abgestimmte Schaltung eine erste Frequenz ermittelt wird. Die Ausgangsstufe kann nur durch ein Signal einer, zweiten Frequenz in den zweiten Zustand zurückgeschaltet werden, das von einer zweiten abge stimmten Schaltung ermittelt wird, welche eine zweite kapazitive Vorrichtung speist. Zum Beispiel wird ein Relais von der bistabilen Schaltung geschaltet.

Reicht das Rauschen aus, um als die erste Frequenz ermittelt werden zu können, schaltet die bistabile Schaltung und verbleibt in ihrem zweiten Zustand, selbst wenn, wie es für Rauschen charakteristisch ist, das Rauschsignal aufhört oder im wesentlichen diskon tinuierlich wird.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung weist eine Eingangsschaltung auf, die umfaßt: einen Eingang zum Empfang des Signals; einen Stromflußweg mit zwei in gleicher Durchlaßrichtung in Reihe ge schalteten Dioden und einer ersten Kapazität, die den Eingang mit der Verbindung zwischen den beiden Dioden koppelt, einer zweiten Kapazität, die an Dioden ange schlossen ist; und eine Ausgangsstufe mit einer Schalt einrichtung deren Steuereingang an die zweiten Kapazi tät angeschlossen ist, so daß der Zustand der Schalt einrichtung von der Ladung der zweiten Kapazität ab hängt.

Eine solche Schaltung kann ohne Zuhilfenahme von digi tal zählenden ICs ausgebildet sein und benötigt ledig lich einige wenige, billige elektronische Komponenten und einen Transistor. Eine bevorzugte Ausführungsform ist so ausgebildet, daß sie ein 120 KHz-Signal vom Eingangsfilter aufnimmt und ein Gleichstromausgangs signal liefert, wenn das Signal von ausreichend hoher Frequenz ist und kontinuierlich über eine ausreichende Zeitspanne vorliegt. Dieses Signal ist dann zur Ein gabe in einen Mikroprozessor zur weiteren Dokodierung geeignet. Der Mikroprozessor muß lediglich prüfen, ob dieses Ausgangssignal für eine ausreichende Zeitspanne in dem Empfangsfenster vorhanden ist, um den empfange nen Bitwert zu bestimmen, und muß nicht die Trägerzyk len zählen. Somit kann eine Anzahl billiger Ein-Chip- Mikroprozessoren für das Erzielen der in GB-PS 1592971 beschriebenen Empfängerfunktion programmiert werden.

Im folgenden wird unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung näher erläutert.

Es zeigen

Fig. 1 ein Diagramm einer Slave-Empfängerschaltung;

Fig. 2a bis 2c Wellenformen an den Punkten A, B und C der Schaltung nach Fig. 1;

Fig. 3a bis 3d Wellenformen in einem kleineren Maß stab an den Punkten A bis D der Schaltung nach Fig. 1; und

Fig. 4 bis 6 Wellenformen an den Punkten A, C und D der Fig. 1 für drei unterschiedliche Zustände der Ver sorgungsleitung.

Fig. 7 zeigt ein Flußdiagramm der Funktion eines Mikro prozessors der Fig. 1.

Fig. 1 zeigt eine Slave-Empfängerschaltung, die vier Teile umfaßt: ein Eingangsfilter 1, einen begrenzenden Vorverstärker 2, einen Demodulator und Rauschfilter 3 und ein Mikroprozessorsystem 4, die zur Durchführung der in GB-PS 1592971 dargelegten Funktionen ausgebil det sind, deren Inhalt aus diesem Grund hiermit in die vorliegende Erfindungsbeschreibung einbezogen wird. Der Fachmann wird ohne Schwierigkeiten aus GB-PS 1592971 die darin beschriebenen, vom Slave-Empfänger ausgeführten logischen Funktionen, Schritte und Se quenzen entnehmen können. Mit diesen Informationen ist er leicht dazu in der Lage, den Mikroprozessor zur Durchführung dieser logischen Funktionen, Schritte und Sequenzen zu programmieren, mit Ausnahme der Zyklen zählung und der Null-Durchgangs-Ermittlung, die im folgenden beschrieben werden. Der Demodulator 3 ist die Komponente von besonderem Interesse, obwohl die anderen Komponenten zum besseren Verständnis der Ar beitsweise des Demodulators ebenfalls beschrieben wer den. Das Eingangsfilter 1 entspricht dem nach GB-PS 1592971 verwendeten Filter für die Empfängermoduln, die einen speziellen IC mit einem Eingangszähler ver wenden. Das Eingangsfilter 1 umfaßt einen Widerstand R₁ und einen Kondensator C₁, einen Transformator TR1 mit einem 10 : 1 Verhältnis, abgestimmten Schaltungs komponenten R₂ und C₂ und Schutzdioden D₁ und D₂. mit den angegebenen Werten kann das Filter ein 120 KHz- Signal der Versorgungsleitung mit einer Spannung von 35 mV von Spitze zu Spitze in eine Spannung von 200 mV Spitze zu Spitze umwandeln, die zur direkten Eingabe in einen speziellen IC geeignet ist. Empfängermoduln mit diesem Eingangsfilter und einem speziellen IC ar beiten am Besten, wenn ihre Empfindlichkeit für Sig nale in der Versorgungsleitung zwischen 20 und 50 Millivolt liegt. Sind Empfänger so eingestellt, daß sie Signale unter 20 mV empfangen, können zu viele Hintergrundrauschsignale durchdringen und den Empfang blockieren. Können Empfänger keine Signale unter 50 mV empfangen, kann der Empfang durch zu geringe Signal stärke verschlechtert werden. Die folgende Darstellung geht von der Zielsetzung aus, daß das Minimumsignal, welches das System empfangen soll ebenfalls 35 mV an der Versorgungsleitung oder 200 mV von Spitze zu Spitze am Ausgang des Eingangsfilters 1 betragen soll.

Die Dioden D₁, D₂ dienen dazu, die Amplituden der Rauschspitzen am Ausgang des Filters zu begrenzen. In der Versorgungsleitung kann Rauschen in wechselnden Pegeln von mehreren 10 Volt bis zu mehreren 100 Volt im Falle von Schaltstößen auftreten.

Die Dioden begrenzen die Amplitude am Filterausgang auf eine Spannung von ungefähr 1,2 V Spitze zu Spitze. R₂ wird dann zur Erhöhung des Dämpfungskoeffizienten so gewählt, daß die Schwingungen des Filters im Ge folge einer Rauschspitze nicht mehr als 15 Zyklen um fassen, bevor ihre Amplitude unter 200 mV (Spitze zu Spitze) sinkt. Üblicherweise liegen die Schwingungen, welche von einem Triac-Schalter eines Lampendimmers verursacht werden, näher bei 10 Zyklen.

Das Ausgangssignal des Filters wird in einen Vorver stärker 2 eingegeben, der aus einem Transistor TR1, den Widerständen R₃ bis R₆ und dem Kondensator C₃ besteht. Der Vorverstärker weist einen Verstärkungs faktor 20 auf und verstärkt das 200 mV Signal des Eingangsfilters zu einem 4 V Signal am Kollektor des TR1. Die angegebenen Werte gelten für einen Betrieb mit einer 5V-Stromquelle, so daß ein Spitzensignal von 4 V das maximale Signal ist, das der Vorverstärker er zeugen kann. Das bedeutet, daß das Signal an der Versorgungsleitung, oder ein Rauschen, das stärker als 35 mV ist, kein stärkeres Signal aus dem Vorver stärker ausgeben kann als ein Signal von 35 mV.

Der Demodulator 3 besteht aus den Kondensatoren C₄ und C₅, den Dioden D₃, D₄, den Widerständen R₆, R₇, und dem Transistor TR2 und erfüllt die folgenden Funktio nen:

a) Ausgeben eines hohen Pegels nur, wenn ein Träger über einen vorbestimmten Zeitraum vorhanden war.
b) Zum Aufrechterhalten des Ausgangssignals muß der Träger weiterhin vorhanden sein - jegliche Unter brechung für mehr als wenige Zyklen verursacht ein Absinken des Ausganssignals. Wird der Träger nach ei ner Unterbrechung wiederhergestellt, muß er wieder über einen gewissen Zeitraum vorhanden sein, bevor das Ausgangssignal wieder ansteigt. Der für den neuer lichen Anstieg des Ausgangssignals benötigte Zeitraum ist, bis zu einem Maximalwert, im wesentlichen propor tional zur Länge der Unterbrechung.
c) Signale, die wesentlich unterhalb der Trägerfre quenz liegen, können keinen Anstieg des Ausgangssig nals verursachen - selbst wenn sie einen Spitzenwert von 4 V am Kollektor des TR1 aufweisen.
d) Der Ausgangspegel des Demodulators ist direkt pro portional zum Eingangsspitzenpegel, vorausgesetzt, daß die vorgenannten Kriterien erfüllt sind.

Um zu verstehen, wie diese Funktionen erzielt werden, können die Komponenten D₃, D₄ und C₄ als ein Span nungsverdoppler angesehen werden, der zur Ausgabe von Ladung auf C₅, anstatt zur Verdopplung der Spannung an C verwendet wird. Zum besseren Verständnis der Arbeits weise dienen die in den Fig. 2a bis 2c, und, in klei nerem Maßstab, in den Fig. 3a bis 3d gezeigten Wellen formen an den Punkten A, B und C. Fig. 3d zeigt das Signal an Punkt D. Erfolgt kein Signaleingang, liegt an Punkt A ungefähr 2,5 V an, Punkt B liegt eine Dio den-Abfallspannung unterhalb V_cc (d. h. bei ungefähr 4,5 V) und Punkt C liegt zwei Dioden-Abfallspannungen unterhalb V_cc, das heißt bei ungefähr 4 V. Der Basis- Emitter-Übergang des TR2 ist in Sperrichtung vorge spannt, so daß TR2 gesperrt ist und das Ausgangslevel D auf Null liegt. Der Kollektor des TR1 ist in Ruhe nahe V_cc/2 vorgespannt, ist jedoch ein Signal vorhan den, veranlassen negative Ausschläge D₃, C₄ zu laden und B auf 4,5 V zu halten.

Weist der Kollektor des TR1 einen positiven Ausschlag auf, wird die in C₄ akkumulierte Ladung über D₄ auf C₅ übertragen, was einen Anstieg des Spannungsniveaus in C verursacht. Angenommen, der Spannungsanstieg in C₅ ist gering, kehrt B beinahe auf sein vorheriges Niveau zurück und die Menge der übertragenen Ladung ist ungefähr C₄.V_p, wobei V_p der Spannungshub von Spitze zu Spitze am Kollektor des TR1 ist. Fällt die Spannung am Kollektor des TR1 zu Beginn des nächsten Signalzyklus wieder unter 2,5 V, wiederholt sich der gleiche Prozess, und, wenn man annimmt, daß die Span nungsveränderung in C₅ im Vergleich mit V_p gering ist, ist die auf C₅ pro Zyklus übertragene Ladung beinahe konstant und würde einen Anstieg der Spannung bei C um

in jedem Zyklus verursachen.

Sobald jedoch die Spannung V_c bei C über ihren Ruhepunkt ansteigt, beginnen die Dioden D₃ und D₄ zu sperren, so daß sie keinen Strom durch R₆ liefern können. R₆ beginnt nun C₅ zu entladen und entnimmt deshalb während eines Zyklus eine Ladungsmenge von

wobei f die Frequenz des Signals bezeichnet.

Infolgedessen erhöht sich die Nettoladung an C₅ um

pro Zyklus, so daß sich die Spannung an C₅ um

pro Zyklus erhöht.

Es kann nachgewiesen werden, daß die Spannung an C sich im Vergleich zu der Spitzenspannung V_p des Sig nals nicht stark verändert. In Ruhe beträgt der Wert von V_c ungefähr 4 Volt (2 Diodenabfallspannungen unter V_cc). War das Signal über einen ausreichenden Zeitraum vorhanden, steigt V_c schließlich auf V_cc, plus der Basis-Emitter-Schwelle des TR2, an welchem Punkt der in Basisschaltung geschaltete Transistor TR2 leitend wird und jeder Überstrom in den Emitter von TR2 ein fließt. Somit kann V_c nie unter 4 V und über 5,6 V ab weichen, was einer Veränderung von 1,6 V entspricht. Da hauptsächlich die Antwort auf Signale von 35 mV oder mehr (3,5 bis 4 V Spannung von Spitze zu Spitze bei A) in der Netzleitung interessiert, kann man annehmen, daß jede Veränderung in V_c im Vergleich zu V_p gering ist. In jedem Fall besteht der Effekt eines Anstiegs von V_c mit der Zeit, nachdem ein Signal aufgetreten ist, darin, daß die pro Zyklus übertragene Ladung ge ringfügig abnehmen würde und jeglichen Zeitraum des Anstiegs von V_c geringfügig länger werden ließe, als diese Berechnungen zeigen. Es kann ebenfalls angenom men werden, daß die Stromentnahme durch R₆ konstant und gleich

ist, während ein Signal vorhanden ist.

Ausgehend von den in Fig. 1 angegebenen Werten, kann man annehmen, daß V_c (Durchschnitt) etwa 5 v beträgt und einen Strom von 5 Mikroampere durch R₆ schickt. So läßt sich die Gleichung 1 wie folgt vereinfachen:

Da C₅ mit 1,6 V geladen werden muß, bevor der Basis- Emitter-Übergang des TR2 in Durchlaßrichtung vorge spannt werden und Strom an den Ausgang D zur Erzeugung einer Ausgangsspannung geleitet werden kann, beträgt die Anzahl der dazu erforderlichen Signalzyklen

und daher beträgt die hierzu erforderliche Zeit

Einfach ausgedrückt besagt Gleichung 2:
Die zum Laden von C 5 mit 1,6 V benötigte Zeit =

Gleichung 2 verdeutlicht, daß für jeden Wert des durch R₆ gehenden Entladestroms die Verzögerungszeit des Demodulators, für die ein Träger vorhanden sein muß, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, durch das Verhält nis von C₅ zu C₄ gesteuert wird. In der gezeigten Schaltung beträgt diese Zeit 220 Mikrosekunden für ein 120 KHz Signal, das am Kollektor des TR1 ein 4 V Signal erzeugt.

Sobald V_c V_cc + 0,6 V erreicht hat, ist der TR2 voll ständig leitend und, jeder zusätzliche Ladestrom geht als Kollektorstrom durch TR2, um eine Spannung an R₇ aufrechtzuerhalten. Sobald V_d V_cc erreicht hat, falls das durch den Demodulator gehende Signal von ausrei chend hoher Frequenz ist, um mehr Ladestrom zu erzeu gen als durch R₆ und R₇ geleitet werden kann, ist der TR2 gesättigt, und der zusätzliche Strom wird als er höhter Basisstrom weitergeleitet. Anders ausgedrückt: TR2 begrenzt V_c auf 0,6 bis 0,7 V über V_cc. Sobald das Signal aufhört, entlädt R₆ C₅, bis schließlich V_c un gefähr 1 V unter V_cc liegt und die Dioden D₃ und D₄ wieder zu leiten beginnen. Die Rate, mit der R₆ C₅ entlädt, ist beinahe linear, da die Spannungsänderung bei V_c im Vergleich mit V_c gering ist. Sobald das Signal aufhört, wird die Rate mit der V_c angegegben wird durch

ausgedrückt.

Entsprechend den in Fig. 1 angegebenen Werten, nimmt V_c um 0,3 Volt pro 100 Mikrosekunden ab. Da V_c üblicher weise lediglich von seinem Höchstwert V_cc + 0,7 auf V_cc + 0,55 abfallen muß, bevor TR2 sperrt, hat eine Signalunterbrechung von ungefähr 50 Mikrosekunden ein Abfallen der Ausgangsspannung bei D auf Null zur Folge. Danach, bei fortgesetzter Signalunterbrechung, fällt V_c um weitere 0,3 V pro 100 Mikrosekunden. Aus Gleichung 2 wird deutlich, daß, sobald das Signal zu rückkehrt, die Zeitspanne, die zum Laden von C₅ auf V_cc + 0,6 V benötigt wird, direkt proportional zum Be trag ist, um die V_c während der Unterbrechung gefallen ist. Kurze Signalunterbrechungen von mehr als 50 Mikrosekunden verursachen daher einen Abfall des Aus gangssignals des Demodulators auf Null und danach ist die zur Wiederherstellung des Ausgangssignals erfor derliche Zeitspanne, sobald das Signal zurückkehrt, direkt proportional zur Länge der Unterbrechung.

Gleichung 2 verdeutlicht, daß je niedriger die Fre quenz des Signals ist, desto länger die zur Erzeugung eines Ausgangssignals bei D erforderliche Zeit ist, bis schließlich bei ausreichend geringen Frequenzen kein Ausgangssignal mehr erzeugt wird. Dies wird noch besser verständlich, wenn man C₄ als eine Ladestrom quelle für C₅ betrachtet. In erster Annäherung ist die durch C₄ geleitete Strommenge

i = C₄.f.V_p

wobei V_p das Signal A (Spitze zu Spitze) am Kollektor von TR1 ist. Um ein Ausgangssignal bei D aufrechtzuer halten, muß dieser Strom ausreichend groß sein, um V_c bei V_cc + 0,6 V und das Ausgangssignal bei D nahe V_cc zu halten. Angenommen, der von Punkt D zu treibende Mikroprozessoranschluß hat eine logische Schwelle von V_cc/2, so beträgt die von C₄ zu erzeugende minimale Strommenge

Deshalb gilt für die in Fig. 1 angegebenen Werte

C₄ • f • V_p = 2,5 A + 5,6 A

Somit muß die Frequenz eines Signals von 4 V am Kol lektor von TR1 mindestens

betragen. Anderenfalls kann das Ausgangssignal an D nicht aufrechterhalten werden.

In der Praxis hat sich gezeigt, daß die minimale Ab schaltfrequenz näher an 70 KHz liegt, was möglicher weise auf Spannungsverluste in D₃, D₄ zurückzuführen ist. Durch Veränderung von R₆, R₇ kann die untere Abschaltfrequenz entsprechend der jeweiligen Anwendung modifiziert werden.

Um zu zeigen, daß das Ausgangssignal an D proportionel zu der Spitze-Spitze-Amplitude des Signals an A bei eingeschaltetem TR2 ist, läßt sich aus Gleichung 3 entnehmen, daß

ist, was, bezogen auf die angegebenen Werte (bei 120 KHz) entspricht:

V_dZ = 3,96 × Vp - 5,6

Für ein 35 mV Signal, das ein V_p von 4 V erzeugt, entspricht V_d 10 V. Dies zeigt, daß C₄ mehr Strom erzeugt, als benötigt wird um V_d auf 5 V und V_c auf 5,6 V zu halten. Der zusätzliche Strom wird von der Basis des TR2 während der Sättigung absorbiert.

Für ein 20 mv Signal jedoch, das 2,28 Volt V_p erzeugt, wird

V_c = 3,4 V

und liegt nahe dem Bereich, in dem der Mikroprozessor es nicht als einen logischen Zustand '1' liest. In diesem Bereich dominiert der konstante Ausdruck in der obigen Gleichung für V_d, und weitere geringfügige Abfälle des Signals verursachen ein schnelles Absinken von V_d auf Null.

Die Arbeitsweise des Slave-Empfängers als Ganzes wird im folgenden mit Bezug auf die Fig. 4, 5 und 6, die sich auf drei unterschiedliche Situationen beziehen und von denen jede die Wellenformen an A, C und D darstellt, zusammengefaßt.

Das Eingangsfilter 1 enthält einen Dioden-Begrenzer zum Absorbieren der Energie von Rauschspitzen und zum Begrenzen der Amplituden starker Signale im Netz. Es ist darüberhinaus gedämpft, so daß die Anzahl der Zyklen der Schwingungen, die durch eine starke Rauschspitze verursacht werden, 10 bis 15 Zyklen, gemessen an der Schwellenamplitude, nicht übersteigt.

Der Verstärkungsfaktor des Vorverstärkers 2 ist derart eingestellt, daß er ein Signal an der vom System zu erkennenden Minimumamplitude auf einen Punkt nahe dem Sättigungspunkt des Verstärkers verstärkt. Dadurch wird gewährleistet, daß stärkere Signale und Rauschstörungen mit größeren Amplituden amplitudenmäßig kein größeres Gewicht erhalten - ähnlich dem bei der Frequenzdemodu lationstechnik verwendeten Verfahren.

Der Demodulator 3 gibt keinen hohen Pegel aus, bis das Signal kontinuierlich für eine vorbestimmte Anzahl von Zyklen vorhanden ist. Bei einem 120 kHz Signal ent spricht dies ungefähr 26 Zyklen (oder 220 µs), während dies bei 70 kHz 40 Zyklen (ungef. 570 µs) entspricht. Dies stellt einen wirksamen Diskriminator gegen Rau schen dar, das normalerweise nicht kontinuierlich ist, und ist dem Effekt des Trägerzählverfahrens des oben erwähnten Patents ähnlich, in dem ein Signal 48 Impul se in einem Fenster erzeugen muß, um einen logischen Zustand '1' zu erzeugen. Das Fenster wird in der vor liegenden Erfindung durch den dekodierenden Mikropro zessor bestimmt und kann dem Fenster des genannten Patents gleich sein, zum Beispiel 600 msek. Auch das Verhältnis zwischen C₅ und C₄ bestimmt, wie viele Im pulse zur Erzeugung eines Ausgangssignals benötigt werden. In diesen Beispiel wurde die Zahl 26 als aus reichend gewählt, jedoch kann die Zahl beliebig ge wählt werden.

Der Demodulator 3 läßt keine Signale mit einer Fre quenz unter einem bestimmten Wert (und unterhalb der betreffenden Trägerfrequenz) passieren. Diese Grenz frequenz wird durch C₄ und die Werte von R₆ und R₇ bestimmt. In dem angegebenen Beispiel liegt die Grenz frequenz bei ungefähr 70 kHz, doch sie kann nötigen falls ohne Schwierigkeiten erhöht werden. Es wird der gleiche Effekt wie beim digitalen Zählverfahren er zielt, das 48 Impulse in einem Fenster von 600 Mikro sekunden benötigt, um einen Bitwert '1' zu registrie ren, was einem Rauschsignal von 80 kHz entspricht (das das Eingangsfilter noch passieren könnte). Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Effekt, wie zuvor beschrieben, durch eine Umwandlung der Frequenz des Signals in Spannung, und durch das Einstellen ei ner Schwelle, unterhalb der keine Spannung ausgegeben wird, erreicht. Dieses Verfahren ist unabhängig von der Fensterbreite, im Gegensatz zum digitalen Zähl verfahren, und es ermöglicht eine von der Grenzfre quenz unabhängige Breite des für den Mikroprozessor gewählten Fensters.

Das Ausgangssignal des Demodulators 3 fällt nach einer Signalunterbrechung von 50 Mikrosekunden auf Null. Nach der Rückkehr des Signals muß dieses kontinuier lich über einen Zeitraum vorhanden sein, bevor der Demodulator wieder ein Ausgangssignal abgibt. Diese Zeit für einen neuen Start ist direkt proportional zu der Länge der Unterbrechung, bis zu einer maximalen Verzögerung des neuen Starts von 200 bis 250 Mikro sekunden. Das bedeutet, daß ein diskontinuierliches Signal, wie es für Rauschstörungen typisch ist, noch weiter ausgefiltert wird. Das Beispiel in Fig. 5 zeigt, in einem Fenster von 600 Mikrosekunden, ein Rauschsignal, das in einem 200 µs Burst von 120 kHz mit einer Spannung von 4 V (Spitze zu Spitze) am Kol lektor von TR1 resultiert, der von einer Lücke von 100 µs gefolgt wird, dem sich ein weiterer Burst von 200 µs anschließt. Dieses Signal reicht aus, um nach dem digitalen Zählverfahren als Bitwert '1' regi striert zu werden. Unter Verwendung des Demodulators 3 würde dies ein Hoch-Ausgangssignal von ungefähr 190 Mikrosekunden ergeben (der erste Burst ergibt kein Ausgangssignal, die folgende Unterbrechung von 100 Mikrosekunden verursacht eine zusätzliche Verzögerung um 50 Mikrosekunden in dem zweiten Burst von 200 Mikrosekunden). Im letzten Fall wurde ein Signal, das insgesamt 400 Mikrosekunden andauerte, auf ein Signal mit einer Dauer von 190 Mikrosekunden in dem Fenster von 600 Mikrosekunden reduziert.

Mit dieser Rauschreduzierung auf weniger als 50 Pro zent ist es einfach, den Mikroprozessor zum Unter scheiden zwischen diesem Rauschmuster und einem wirk lichen Signal zu programmieren, das über einen Zeit raum von 400 Mikrosekunden (Fig. 4) vorhanden ist. Ähnlich würde eine Wellenform mit Bursts von 100 Mikrosekunden (12 Zyklen von Schwingungen mit 120 kHz), die alle 170 Mikrosekunden auftreten (Fig. 6), wie es bei kurz beabstandeten Zündimpulsen einer Triac- Schaltung zu erwarten ist, in einem Fenster von 600 Mikrosekunden ein Signal von kaum 50 Mikrosekunden erzeugen und in einem Fenster von 1 Millisekunde le diglich ein Signal von 290 Mikrosekunden. Dies be deutet wiederum eine Rauschreduzierung auf weniger als 50 Prozent in einem Signal, das von dem digitalen Zähl system ermittelt worden wäre.

Wie zum Beispiel in Fig. 7 gezeigt, ist die Program mierung des Mikroprozessors zur Unterscheidung zwi schen dem wirklichen Signal und dem Rauschsignal bei einer Rauschreduzierung in diesem Umfang einfach. In diesem Beispiel entspricht ein Zählvorgang des Daten zählers einem Zählvorgang des Fensterzählers. Diese Zeit ist die Ausführungszeit der Zähl- und Abtast schleife. Die Abtastrate kann zum Beispiel 120 µsek (6 Abtastungen in einem Fenster von 600 Mikrosekunden) betragen und ein Wert '1' kann ausgegeben werden, wenn der Datenzähler '3' oder eine größere Zahl anzeigt, anderenfalls ein Wert '0' ausgegeben wird.

Sobald das Signal (ein wirkliches oder ein Rausch signal) auf einen kritischen Wert absinkt, 35 mV bei 120 kHz, beginnt das Ausgangssignal des Demodulators linear dazu zu fallen, bis unterhalb von 20 mV (bei 120 kHz) kein Signal aus dem Demodulator ausgegeben wird. Dieser kritische Wert steigt bei niedrigeren Frequen zen, bis unterhalb der Grenzfrequenz kein Ausgangs signal mehr möglich ist. Auf diese Weise werden Sig nale mit geringer Amplitude, die unter dem jeweiligen Level liegen, unterdrückt.

Die mit 4 bezeichnete Schaltung ist in der Lage zu erkennen, wann die Netzspannung durch Null geht oder nahe Null wird, und zwischen Rauschstörungen und einem digitalen Signal zu unterscheiden. Sie besteht aus drei Dioden D_5- ₇ und den Widerständen R₈ und R₉, die an einen Mikroprozessor gekoppelt sind. Somit kann ein Fenster nahe oder an dem Null-Durchgang gewählt werden und der Mikroprozessor kann zwischen einer Rausch störung und einem wirklichen Signal unterscheiden. Der Wert des Mega-Ohm-Widerstandes kann verändert werden, um die Spannung am Eingangsanschluß auf die Hälfte zwischen dem logischen Zustand '1' und dem logischen Zustand '0' zu bringen, wenn die Netzspannung 0 V beträgt.

Claims

1. Slave-Empfänger zum Ermitteln von Fernsteuerbefeh len in Form von auf einen zyklischen Träger auf modulierten digitalen Signalen, wobei der Em pfänger eine auf den Träger antwortende Vorrich tung aufweist zum Bestimmen der Digitalwerte in Abhängigkeit von der Anzahl der Zyklen von Trägern in den durch den Empfänger definierten Zeit fenstern, dadurch gekennzeichnet, daß die antwortende Vorrichtung eine Eingangsschaltung (1, 2, 3) mit einer Ausgangsstufe (TR2), die zwischen zwei Zuständen schaltbar ist zur Er zeugung eines Binärsignals, und eine kapazitive Vorrichtung (C₅) mit Lade- und Entladeschaltungs vorrichtungen (D₅, D₄, C₅) aufweist, die derart auf den Träger antworten, daß:

a) die Ausgangsstufe (TR2) einen ersten Zustand aufweist, wenn der Träger abwesend ist;
b) wenn der Träger oberhalb einer vorgegebenen Frequenz und für eine erste vorgegebene Zeit an wesend war, sich in der kapazitiven Vorrichtung (C₅) ausreichend Ladung akkumuliert, um die Aus gangsstufe (TR2) in ihren zweiten Zustand zu bringen;
c) eine nachfolgende Unterbrechung im Träger von einer Dauer länger als eine zweite vorgegebene Zeit (wesentlich kürzer als die erste Zeit), eine Veränderung der Ladung an der kapazitiven Vorrich tung (C₅) verursacht, um die Ausgangsstufe (TR2) in ihren ersten Zustand zu bringen;
d) wenn der Träger anschließend wiederhergestellt ist, das Ausgangssignal für eine Zeit im ersten Zustand bleibt, die in direkter Beziehung zu der Länge der Unterbrechung steht, bevor wieder aus reichend Ladung akkumuliert wird, um den Zustand in den zweiten Zustand zu verändern; und
e) ein zyklisches Signal mit einer Frequenz, die wesentlich unterhalb der vorgegebenen Frequenz liegt, nicht ausreichend Ladung akkumulieren las sen kann, um die genannte Ausgangsstufe (TR2) zu veranlassen ihren zweiten Zustand einzunehmen, wobei der Empfänger des weiteren eine Vorrichtung (4) zum Verarbeiten des Binärsignals innerhalb der genannten Zeitfenster aufweist, um daraus die Bi närwerte zu bestimmen.

2. Slave-Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Ausgangsstufe derart ausgebildet ist, daß ihr Ausgangspegel bis zu einer vorgebenen Grenze in direktem Bezug zur Spitzenwerthöhe des Trägers steht.

3. Slave-Empfänger nach Anspruch 1 oder 2 zum Ankop peln an ein Versorgungsnetz, um von diesem digi tale Signale zu empfangen, die von einem auf die Versorgungsleitung aufmodulierten Träger übermit telt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Fenster mit den Null-Durchgängen der Versorgungs leitung synchronisiert sind.

4. Slave-Empfänger nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zur Verarbeitung zwischen Rauschen und Digitalwerten auf der Basis des Zeitraums, in dem der zweite Zustand in den Fenstern besteht, unterscheidet.

5. Slave-Empfänger nach einem der vorhergehenden An sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Lade- und Entladeschaltungseinrichtung umfaßt:

1. - eine erste Ladeeinrichtung (C₄, D₄) zum Verbinden des Trägers mit der kapazitiven Einrichtung (C₅), um zu bewirken, daß Zyklen des Trägers die kapazi tive Einrichtung (C₅) über einen vorbestimmten Ladungspesgel hinaus laden, wenn die Trägerzyklen über der vorgegebenen Frequenz und für wenigstens die erste vorgegebene Zeit vorhanden waren; und
2. - eine zweite Ladeeinrichtung (R₆) zum Anlegen von Ladung an die kapazitive Einrichtung (C₅) in ent gegengesetzter Richtung, so daß, wenn der vorbe stimmte Ladungspegel überstiegen wurde und eine nachfolgende Lücke in den Trägerzyklen der zweiten vorgegebenen Zeit besteht, die Ladung unter den vorbestimmten Pegel fällt und, wenn anschließend Trägerzyklen wiederhergestellt sind, der vorbe stimmte Ladungspegel nach einer direkt mit der Länge der Lücke in Verbindung stehenden Zeit er reicht wird.

6. Slave-Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekenn zeichnet, daß die Eingangsschaltung umfaßt:

1. einen Eingang (TR1) zum Empfang des Signals;
2. einen Stromflußweg mit zwei in gleicher Durch laßrichtung in Reihe geschalteten Dioden (D₃, D₄) und einer ersten Kapazität (C₄), die den Eingang mit der Verbindung zwischen den beiden Dioden kop pelt, einer zweiten Kapazität (C₅), die an die Dioden (D₃, D₄) angeschlossen ist; und
3. eine Ausgangsstufe mit einer Schaltvorrichtung, deren Steuereingang an die zweite Kapazität (C₅) angeschlossen ist, so daß der Zustand der Schalt einrichtung (TR2) von der Ladung der zweiten Kapa zität (C₅) abhängt.

7. Slave-Empfänger nach Anspruch 6, dadurch gekenn zeichnet, daß die Reihenschaltung einen Wider stand.

8. Slave-Empfänger nach Anspruch 6 oder 7, gekenn zeichnet durch einen Vorverstärker (2), der den Eingang an die erste Kapazität (C₄) koppelt.

9. Slave-Empfänger nach einem der Ansprüche 6, 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrich tung, die Reihenschaltung und der Vorverstärker (2) zwischen Stromversorgungspunkten der Schaltung geschaltet sind.

10. Slave-Empfänger nach einem der Ansprüche 6, 7, 8 oder 9, gekennzeichnet durch eine Eingangsstufe mit einem Eingangsfilter (1) zum Ankoppeln an das Netz, um von diesem ein auf das Netz aufmodulier tes Trägersignal zu empfangen, und einen Begrenzer (2) zum Begrenzen des Spitzenwertes des an die Eingangsstufe (TR1) abgegebenen Trägersignals.

11. Slave-Empfänger zum Ankoppeln an eine Versor gungsleitung, um von dieser Fernsteuerbefehle ent haltende digitale Signale zu empfangen, welche durch einen auf die Versorgungsleitung aufmodu lierten Träger übermittelt werden, wobei die Digi talwerte empfangener Signale von der Anzahl der Trägerzyklen innerhalb von mit den Null-Durchgän gen der Versorgungsleitung synchronisierten Fenstern abhängt, wobei der Empfänger einen Demo dulator, dessen Eingang an eine Versorgungsleitung koppelbar ist, um aus dieser ein Trägersignal mit einer vorgebenenen Frequenz zu extrahieren, und Begrenzungsvorrichtungen zum Begrenzen der Ampli tude des entnommenen Signals aufweist, gekennzeichnet durch

1. - eine kapazitive Vorrichtung, die in Abhängigkeit vom Vorhandensein und Nichtvorhandensein von Zyk len des entnommenen Signals aufladbar und entlad bar ist, und
2. - einem Ausgang, der in Abhängigkeit von dem La dungsniveau in der kapazitiven Anordnung einen von zwei Zuständen annimmt, wobei der Demodulator so ausgebildet ist, daß der Ausgang bei Nichtvorhan densein eines extrahierten Signals den ersten Zu stand annimmt und den zweiten Zustand bei Vorhan densein eines im wesentlichen kontinuierlichen extrahierten Signals (bei der genannten vorge gebenen Frequenz) zumindest für eine vorgegebene Zeitspanne annimmt und aufrecht erhält, und wieder den ersten Zustand annimmt, sobald Lücken in den Zyklen des extrahierten Signals über einen län geren als einen vorgegebenen Zeitraum existieren oder die Frequenz des extrahierten Signals unter einer zweiten Frequenz liegt, die niedriger als die vorgegebene Frequenz ist, um dadurch das Trägersignal zu demodulieren und es gleichzeitig von Rauschstörungen der Versorgungsleitung zu unterscheiden.

12. Slave-Empfänger nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch Recheneinrichtungen, welche die Zustände ermitteln und welche derart programmiert sind, daß sie zwischen Rauschen und den von dem Träger im Fenster übermittelten beabsichtigten Digitalwerten auf der Basis des Zeitraums, in dem der zweite Zustand in den Fenstern besteht, unterscheiden.