DE4232025A1 - Elektrisch loeschbarer und programmierbarer nichtfluechtiger halbleiterspeicher mit automatischem schreibpruefungs-controller - Google Patents
Elektrisch loeschbarer und programmierbarer nichtfluechtiger halbleiterspeicher mit automatischem schreibpruefungs-controllerInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein elektrisch
löschbare und programmierbare, nichtflüchtige Halbleiter-
Speichereinrichtungen und insbesondere einen elektrisch
löschbaren und programmierbaren Festwertspeicher bzw. Nur-
Lese-Speicher mit einer Matrix aus Speicherzellen, von denen
jede im wesentlichen aus einem Transistor besteht.
Vor kurzem wurden als eine von hochintegrierten elektrisch
lösch- und programmierbaren Festwertspeichereinrichtungen
(EEPROM) EEPROMs des NAND-Zelltyps entwickelt. Bei einem
derartigen EEPROM-Typ ist eine Matrix aus Zeilen und Spalten
von Speicherzellen in eine Vielzahl von Zellabschnitten
unterteilt, die mit parallelen Bitleitungen gekoppelt sind.
Jeder Zellabschnitt umfaßt eine vorgegebene Anzahl von
Speicherzellentransistoren, die untereinander in Reihe ge
schaltet sind, wobei jede der aktiven Zwischenschichten als
Source bzw. Drain des benachbarten Speicherzellentransistors
wirkt. Jeder Speicherzellentransistor kann ein schwebender
Gate-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET)
sein, der eine Isolierschicht (schwebendes Gate) für die
Aufnahme elektrischer Ladungsträger und ein an eine ent
sprechende Wortleitung gekoppeltes Steuergate besitzt.
Die NAND-Zellmatrix ist entweder in einem p-Siliziumsubstrat
oder in einer p-Wanne, die in ein n-Siliziumsubstrat einge
formt ist, angeordnet. Ein am ersten Ende jedes NAND-Zellen
abschnitts angeordneter Speicherzellentransistor hat einen
an eine entsprechende Bitleitung über einen ersten Auswahl
transistor gekoppeltes Drain (Senke). Die Source (Quelle)
eines am gegenüberliegenden Ende des NAND-Zellenabschnitts
befindlichen Speicherzellentransistors ist über einen
zweiten Auswahltransistor an eine gemeinsame Versorgungs
spannung (eine Referenzspannungsleitung) gekoppelt. Die
Steuergate-Elektroden der NAND-Speicherzellentransistoren
sind untereinander in Zeilenrichtung verbunden, um Wort
leitungen auf dem Substrat zu bilden.
Die Funktionsweise eines herkömmlichen EEPROM des NAND-
Zellentyps mit dem obenbeschriebenen Schaltungsaufbau ist
wie folgt. Ein Einschreiben von Daten in einen ausgewählten
Zellenabschnitt erfolgt in der Weise, daß die darin ent
haltenen Speicherzellentransistoren nacheinander Schreib
operationen unterworfen werden, wobei als Anfangszellen
transistor derjenige Speicherzellentransistor dient, der am
weitesten von dem über den ersten Auswahltransistor an einer
entsprechenden zu diesem gehörenden Bitleitung gekoppelten
Speicherzellentransistor entfernt ist. Eine hohe Booster-
Spannung Vpp (z. B. 20 V) wird an das Steuergate eines
aktuell zu beschreibenden Speicherzellentransistors ange
legt. Eine mittlere Spannung VppM (z. B. 10 V) wird an das
Auswahlgate und an das (die) Steuergate(s) eines oder der
jenigen Speicherzellentransistoren angelegt, die zwischen
dem angewählten Zellentransistor und dem Auswahltransistor
angeordnet sind, wodurch diese Transistoren leitend werden.
An die entsprechende Bitleitung wird in Übereinstimmung mit
dem logischen Wert der einzuschreibenden Daten eine Null-
Volt-Spannung oder die mittlere Spannung VppM angelegt.
Bei Anlegen der Null-Volt-Spannung an die Bitleitung wird
ein daraus resultierendes Potential an das Drain des aktuell
angewählten Speicherzellentransistors über die in den lei
tenden Zustand versetzten Transistoren übertragen. Damit
werden Elektronen vom Drain in das schwebende Gate des
angewählten Zellentransistors injiziert. Auf diese Weise
wird die Schwellenspannung in positiver Richtung verschoben.
Diese positive Versatzbedingung ist als ein Speicherzustand
logisch "1" definiert. Wenn dagegen die mittlere Spannung
VppM an die Bitleitung angelegt wird, findet die Injektion
von Elektronen nicht statt, so daß der angewählte Zellen
transistor seine Schwellenspannung unverändert beibehält.
Diese Bedingung ist als Speicherzustand logisch "0" defi
niert.
Eine Datenlöschung wird so ausgeführt, daß sämtliche der im
EEPROM des NAND-Zellentyps enthaltenen Speicherzellentran
sistoren gleichzeitig gelöscht werden. Dies bedeutet im ein
zelnen, daß bei auf Null Volt liegenden Steuergates sowie
ersten und zweiten Auswahlgates (1) die Bitleitungen und die
gemeinsame Versorgungsleitung elektrisch getrennt werden und
daß (2) die hohe Spannung Vpp an das p-Substrat (oder sowohl
an die p-Wanne als an das n-Substrat) angelegt wird. Als
Ergebnis werden die in den schwebenden Gates gespeicherten
Elektronen an das p-Substrat (oder die p-Wanne) aller Spei
cherzellentransistoren entladen, wodurch deren Schwellen
spannungen negativ verschoben werden.
Das Lesen von Daten erfolgt, indem geprüft wird, ob in einem
angewählten Speicherzellentransistor ein Strom fließt oder
nicht, wobei das Steuergate auf Null Volt gelegt wird und
eine Versorgungsspannung Vcc (z. B. 5 V) an die Steuergates
der übrigen Speicherzellentransistoren und die Auswahlgates
angelegt wird.
Wie aus der obigen Erläuterung ersichtlich ist, fungieren
bei den derzeit verfügbaren EEPROMs des NAND-Zellentyps die
nicht angewählten Speicherzellentransistoren als "Übertra
gungsgates", die während der Schreib- und Leseperioden eine
Übertragung der Schreib- bzw. Programmierdaten zum und vom
angesteuerten Speicherzellentransistor erlauben. Unter
diesem Gesichtspunkt ergibt sich für die Einstellung eines
zulässigen Bereichs der Schwellenspannung des einmal pro
grammierten Speicherzellentransistors die folgende unver
meidliche Einschränkung: Die Schwellenspannung eines Spei
cherzellentransistors, der mit logisch "1" beschrieben ist,
sollte zwischen 0,5 und 3,5 V liegen. Unter Berücksichtigung
der alterungsbedingten Beeinträchtigung der Schwellenspan
nung nach Abschluß der Programmierung, möglicher Schwankun
gen der Fertigungsparameter der Speicherzellentransistoren,
einer Potentialschwankung der Versorgungsspannung Vcc und
dergl. ist es in praktischen Anwendungen erforderlich, den
zulässigen Schwankungsbereich enger als den obengenannten
Bereich auszulegen.
Bei einem herkömmlichen Programmierschema mit festem
Schreibpotential und fester Schreibdauer bezüglich aller
Speicherzellentransistoren zur Verwirklichung der Program
mierung unter identischen Bedingungen ist es nicht leicht,
die Schwellenspannungsschwankung nach dem Programmieren mit
logisch "1" so zu beeinflussen, daß sie in den eingeschränk
ten zulässigen Bereich fällt. So können z. B. die physikali
schen Eigenschaften der Speicherzellentransistoren aufgrund
einiger im Zuge des Fertigungsprozesses eventuell aufgetre
tener Schwankungen voneinander abweichen. Hinsichtlich der
Schreibcharakteristik führt dies dazu, daß im NAND-Zellen
abschnitt sowohl leicht als auch schwer zu beschreibende
Zellen vorhanden sind. Um eine erfolgreiche Programmierung
solcher Zellen mit verschiedener Schreibcharakteristik zu
verwirklichen, ist eine spezifische Programmierarchitektur
mit "variabler Schreibdauer/Prüfung" vorgeschlagen worden,
die einen Prozeß zur Anpassung bzw. Einstellung der Schreib
dauer für jede Speicherzelle entsprechend deren inhärenten
Schreibcharakteristik sowie einen Prozeß zur Prüfung der
Gültigkeit der einmal in jede Zelle eingeschriebenen Daten
beinhaltet. Leider kann das herkömmliche NAND-Zellen-EEPROM
die Vorteile der höheren Programmarchitektur nicht maximal
nutzen, obwohl es eine bisher nicht erreichte Integrations
dichte aufweist. Die Hauptursache hierfür ist, daß bei einem
herkömmlichen EEPROM zwei zusätzliche Flip-Flop-Schaltungen
erforderlich sind, die an den beiden Enden jeder Bitleitung
eine Datenzwischenspeicherungsoperation und eine Lesever
stärkungsoperation ausführen. Die zusätzliche Anzahl weite
rer Schaltungen bewirkt eine unerwünschte Zunahme des Platz
bedarfs der internen Beschaltung des EEPROM, wodurch seine
Integrationsdichte abnimmt.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb
darin, eine neue und verbesserte, elektrisch lösch- und
programmierbare Halbleitereinrichtung bereitzustellen, bei
der eine höhere Integrationsdichte sowie größere Zuver
lässigkeit verwirklicht sind und die es außerdem ermöglicht,
daß die Schwellenspannungsschwankung einer einmal program
mierten Speicherzelle innerhalb eines begrenzten zulässigen
Bereichs liegt, während eine höhere Integrationsdichte der
Speicherzellen beibehalten wird.
Diese Aufgabe wird bei einer Halbleitereinrichtung nach dem
Oberbegriff des Patentanspruchs 1 erfindungsgemäß durch die
in dessen kennzeichnendem Teil enthaltenen Merkmale gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus
den Unteransprüchen.
Die vorliegende Erfindung sieht also eine spezielle, elek
trisch löschbare und programmierbare nichtflüchtige Halb
leiterspeichereinrichtung vor, die ein Halbleitersubstrat,
eine Vielzahl von Bitleitungen auf dem Substrat sowie eine
Matrix aus Zeilen und Spalten von Speicherzellen vor, die
mit den Bitleitungen auf dem Substrat verbunden sind. Jede
der Speicherzellen besteht aus einem Transistor mit einer
isolierten Trägerspeicherschicht und einer über der Träger
speicherschicht isoliert angeordneten Steuergateelektrode,
in dem elektrische Ladungsträger aufgrund des Tunneleffekts
zur Programmierung in die Trägerspeicherschicht oder von
dieser weg wandern. Eine Lese/Pufferspeicherschaltung ist an
die Bitleitungen gekoppelt, um eine selektive Lese- und
Zwischenspeicherung der Programmierdaten durchzuführen. Ein
Programm-Controller dient zum Einschreiben der Programmier
daten in eine angesteuerte Speicherzelle oder Zellen der
jenigen Speicherzellen, die während einer vorgegebenen
Zeitdauer in einem bestimmten Bereich enthalten sind, zum
Lesen des Inhalts der angesteuerten Speicherzelle oder
Zellen, um zu prüfen, ob die jeweils resultierende Schwel
lenspannung innerhalb eines vorgegebenen Bereichs liegt oder
nicht und, falls ein unzureichend beschriebener Speicher
zellentransistor festgestellt wird, zum erneuten Einschrei
ben der Programmierdaten in den unzureichend beschriebenen
Speicherzellentransistor. Eine Informationsverwaltung (Data
Setter) ist zur Durchführung einer logischen Operation hin
sichtlich des Lesens des Inhalts der angesteuerten Speicher
zelle bzw. Zellen sowie der in der Lese/Pufferspeicher
schaltungseinrichtung zwischengespeicherten Programmierdaten
und zur automatischen Aktualisierung der in der Lese/Puffer
speicherschaltungseinrichtung zwischengespeicherten rück
geschriebenen Daten bezogen auf jede Bitleitung gemäß dem
tatsächlichen derzeit abgeprüften Programmierstatus vor
gesehen. Die Lese/Pufferspeicherschaltung enthält eine Flip-
Flop-Schaltung, die zu Beginn der Abprüfoperation als Auf
fangspeicherschaltung und nach dem Rücksetzen als Lese
verstärkerschaltung fungiert.
Die vorliegende Erfindung wird anhand der folgenden detail
lierten Beschreibung in Zusammenhang mit den beiliegenden
Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:
Fig. 1 ein Diagramm mit dem schematischen Gesamtaufbau
eines elektrisch löschbaren und programmierbaren
Festwertspeichers (EEPROM) des NAND-Zelltyps gemäß
einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung;
Fig. 2A eine Draufsicht eines NAND-Zellenabschnitts
innerhalb einer Speicherzellenmatrix gemäß Fig. 1
und
Fig. 2B ein Diagramm der zugehörigen Beschaltung des NAND-
Zellenabschnitts gemäß der vorigen Figur;
Fig. 3A und 3B zwei Querschnitte des NAND-Zellenabschnitts
gemäß der Fig. 2A bzw. 2B entlang der Schnitt
linien A-A bzw. B-B;
Fig. 4 ein Diagramm der Gesamtkonfiguration der internen
Speicherzellen der Zellmatrix gemäß Fig. 1;
Fig. 5 ein Diagramm der internen Anordnung einer Bitlei
tungssteuerschaltung gemäß Fig. 1;
Fig. 6 ein Ablaufdiagramm mit den Potentialänderungen an
den Hauptkomponenten während einer Leseoperation
für die geradzahligen Spalten der Ausführungsform;
Fig. 7 ein Ablaufdiagramm mit den Potentialänderungen an
den Hauptkomponenten während einer Leseoperation
für die ungeradzahligen Spalten der Ausführungs
form;
Fig. 8 ein Ablaufdiagramm mit den Potentialänderungen an
den Hauptschaltungskomponenten während der
Schreib- und Prüf-Leseoperationen der Ausführungs
form;
Fig. 9 ein Ablaufdiagramm mit den Potentialänderungen an
den Hauptschaltungskomponenten während der Über
schreib- und Prüf-Leseoperationen der Ausführungs
form;
Fig. 10 ein Diagramm der Schaltungskonfiguration einer
Modifikation der Bitleitungssteuerschaltung, die
in einer zweiten Ausführungsform der Erfindung
vorgesehen ist;
Fig. 11 ein Ablaufdiagramm mit den Potentialänderungen an
den Hauptschaltungskomponenten der zweiten Aus
führungsform;
Fig. 12 ein Ablaufdiagramm mit den Potentialänderungen an
den Hauptkomponenten während der Schreib- und
Prüfoperationen;
Fig. 13 ein Diagramm mit dem schematischen Gesamtaufbau
eines EEPROM des NAND-Zelltyps gemäß einer dritten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 14 ein Diagramm einer internen Schaltungskonfigura
tion einer Bitleitungssteuerschaltung gemäß Fig.
13;
Fig. 15 ein Ablaufdiagramm mit den Potentialänderungen an
den Hauptschaltungskomponenten der dritten Aus
führungsform während einer Leseoperation für die
Spalten eines ersten Speicherzellenblocks der Aus
führungsform;
Fig. 16 ein Ablaufdiagramm mit den Potentialänderungen an
den Hauptkomponenten während der Leseoperation für
die Spalten eines zweiten Speicherzellenblocks
der Ausführungsform;
Fig. 17 ein Ablaufdiagramm mit den Potentialänderungen an
den Hauptkomponenten während der Schreiboperation;
Fig. 18 ein Ablaufdiagramm der Potentialänderungen während
einer Prüfoperation der ditten Ausführungsform;
Fig. 19 ein Diagramm mit der Anordnung eines Speicherzel
lenmatrixabschnitts eines EEPROM des NOR-Typs
gemäß einer vierten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 20 ein Diagramm der internen Anordnung einer Bitlei
tungssteuerschaltung für das EEPROM des NOR-Typs
gemäß Fig. 19;
Fig. 21 ein Ablaufdiagramm mit den Potentialänderungen an
den Hauptschaltungskomponenten der vierten Aus
führungsform während der Schreib- und Prüfopera
tionen;
Fig. 22 bis 24 Diagramme mit drei möglichen Schaltungs
konfigurationen, die bevorzugt in den obengenann
ten EEPROMs des NAND-Zelltyps verwendet werden;
Fig. 25A ein Diagramm mit einer beispielhaften Schaltungs
konfiguration einer Treiberschaltung zur Erhöhung
der Signalspannungen, die bevorzugt in dem Fall
angewendet wird, bei dem das Konzept der vor
liegenden Erfindung bei einem EEPROM verwirklicht
wird, das unter einer verringerten Versorgungs
spannung arbeitet;
Fig. 25B ein Ablaufdiagramm der Ausführungsform gemäß der
vorigen Figur;
Fig. 26A ein Diagramm mit einer weiteren beispielhaften
Schaltungskonfiguration der Treiberschaltung zur
Erhöhung der Signalspannungen;
Fig. 26B und 26C zugehörige Ablaufdiagramme;
Fig. 27 ein Ablaufdiagramm mit den Potentialänderungen an
den Hauptschaltungskomponenten des EEPROM mit der
Treiberschaltung gemäß Fig. 25A bzw. 25B während
der Leseoperation für die Spalten eines ersten
Speicherzellenblocks;
Fig. 28 ein Ablaufdiagramm mit den Potentialänderungen an
den Komponenten während einer Leseoperation für
die Spalten eines zweiten Speicherzellenblocks des
EEPROM;
Fig. 29 ein Ablaufdiagramm der Potentialänderungen an den
Komponenten während einer Schreiboperation;
Fig. 30 und 31 Ablaufdiagramme mit zwei möglichen Potential
änderungen an den Komponenten während einer
Schreiboperation;
Fig. 32A bis 32H Diagramme verschiedener Anordnungen einer
Bitleitungssteuerschaltung, die möglicherweise in
den obigen NAND-Zellen-EEPROMs verwendet wird;
Fig. 33A bis 33H Diagramme mit verschiedenen Anordnungen
einer Bitleitungssteuerschaltung, die in den
obigen NOR-Zellen-EEPROMs verwendbar ist;
Fig. 34A und 34B Flußdiagramme der in den EEPROMS ablau
fenden Schreib- und Schreib-Prüfoperationen.
Bezug nehmend auf die Fig. 1 umfaßt ein elektrisch löschbarer
und programmierbarer Festwertspeicher (EEPROM) des NAND-
Zelltyps gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vor
liegenden Erfindung ein Feld bzw. eine Matrix 1 mit in
Zeilen und Spalten angeordneten Speicherzellen. Die Spei
cherzellenmatrix 1 ist in einem p-Siliziumsubstrat ("11" in
den Fig. 3A und 3B) ausgebildet. Wahlweise kann die Spei
cherzellenmatrix 1 auch in einem p-Wannenbereich in einem n-
Siliziumsubstrat ausgebildet sein.
Die Speicherzellenmatrix 1 ist mit einer Bitleitungssteuer
schaltung 2 verbunden, die eine Leseverstärkerschaltung
sowie eine Datenpufferspeicherschaltung beinhaltet, und die
für die Speicherzellenmatrix 1 eine Schreib-, Lese-, Über
schreib- und Prüfoperation durchführt. Die Bitleitungs
steuerschaltung 2 ist an einen Spalten-Decoder 3 angeschlos
sen. Der Spalten-Decoder 3 ist mit einem Adreßpuffer 4 ge
koppelt. Der Adreßpuffer 4 legt ein Adreßsignal an den
Spalten-Decoder 3 an. Außerdem ist der Adreßpuffer 4 an
einen Zeilen-Decoder 5 angeschlossen, der seinerseits mit
der Speicherzellenmatrix 1 gekoppelt ist. Der Zeilen-Decoder
5 steuert die Potentiale der Steuer- und Auswahlgates der
Speicherzellenmatrix 1.
Die Bitleitungssteuerschaltung 2 ist an einen Dateneingangs/
Ausgangspuffer (I/O) 6 angeschlossen und empfängt den Aus
gang des Spalten-Decoders 3, der von einem vom Adreßpuffer 4
gelieferten Signal abhängt. Die Speicherzellenmatrix 1 ist
an eine Substratpotentialsteuerschaltung 7 gekoppelt, die
das Potential des p-Siliziumsubstrats (bzw. des p-Wannenbe
reichs im n-Siliziumsubstrat) steuert.
Die Bitleitungssteuerschaltung 2 besteht im wesentlichen aus
einer Flip-Flop-Schaltung auf Basis der Komplementär-Metall
oxid-Halbleitertechnik (CMOS). Die Bitleitungssteuerschal
tung 2 ist diejenige Schaltung, die folgendes durchführt:
eine Zwischenspeicherung des Potentials eines logischen
Datenelements, das in eine aktuell angesteuerte Speicher
zelle einzutragen ist, eine Leseoperation zum Erfassen eines
Bitleitungspotentials zum Lesen von Daten, eine Leseopera
tion für ein Prüflesen nach der Schreiboperation und eine
Zwischenspeicherung des Potentials eines rückzuschreibenden
Datenelements (Rückschreibdaten), falls "unzureichend pro
grammiert bzw. eingeschrieben" festgestellt wird.
Die Speicherzellenmatrix 1 gemäß Fig. 1 ist in eine Vielzahl
von Zellenabschnitten unterteilt, von denen jeder eine vor
gegebene Anzahl von Feldeffekttransistoren in Metalloxid-
Halbleiteraufbau nach dem Tunnelprinzip M (FATMOS) enthält,
die jeweils eine "Zelle" bilden. Bei dieser Ausführungsform
wird für Erläuterungszwecke angenommen, daß es sich bei
diesen "Speicherzellentransistoren" um acht FATMOS-Transi
storen M1, M2, M3, . . ., M8 handelt. Wie die Fig. 2B zeigt,
sind die Speicherzellentransistoren M untereinander in Reihe
geschaltet, so daß ein aktiver Zwischenbereich sowohl als
Drain (Senke) eines Zellentransistors als auch als Source
(Quelle) eines anderen, benachbarten Zellentransistors
dient, wodurch eine "NAND-Zellen"-Struktur geschaffen wird.
Im folgenden wird der Zellabschnitt gemäß Fig. 2B als "NAND-
Zellenabschnitt" bezeichnet. Die zwei unterschiedlichen
Strukturen des NAND-Zellenabschnitts werden im Querschnitt
in den Fig. 3A bzw. 3B dargestellt.
Gemäß Fig. 3A ist die Reihenschaltung der Speicherzellen
transistoren M1 bis M8 in der Oberfläche des p-Substrats 11
(bzw. des nicht dargestellten p-Wannenbereichs) ausgebildet,
das von einem Elementtrennoxidfilm 12 umgeben ist. Die Spei
cherzellentransistoren M1-M8 haben schwebende Gateelektroden
14-1, 14-2, . . ., 14-8, die gegenüber dem Substrat 11 mittels
eines dielektrischen Films (Gateisolierfilm) 13 elektrisch
getrennt sind, sowie Steuergateelektroden 16-1, 16-2, . . .,
16-8, die mittels eines weiteren dielektrischen Films 15
isoliert sind. Im Substrat 11 sind stark dotierte n- (n+)-
Diffusionsschichten 19 als die Sources bzw. Drains der Spei
cherzellentransistoren M ausgebildet. Jede der Zwischen
diffusionsschichten, ausgenommen der beiden seitlichen,
dient als Source und Drain des jeweils benachbarten Spei
cherzellentransistors.
Auf der Drainseite der Reihenanordnung von NAND-Zellen
ist ein erster Auswahltransistor S1 angeordnet, der zwei
vertikal übereinanderliegende Gateschichten 14-9, 16-9
aufweist, die miteinander elektrisch gekoppelt sind. Ein
zweiter Auswahltransistor S2 ist an der Sourceseite ange
ordnet, so daß seine Gateschichten 14-10, 16-10 miteinander
elektrisch gekoppelt sind. Die Speicherzellentransistoren M
sowie der erste und zweite Auswahltransistor S1, S2 sind mit
einem dielektrischen CVD-Film 17 beschichtet, auf dem eine
metallische Verdrahtungsschicht 18 so angebracht wird, daß
eine Bitleitung BLi (i=0, 1, 2, . . .) gebildet wird. Wie aus
der Fig. 3A ersichtlich, ist die Bitleitungsschicht 18 durch
ein im dielektrischen CVD-Film 17 ausgebildetes Kontaktloch
mit einer Diffusionsschicht 19 gekoppelt, die als eine der
stromführenden Elektroden des ersten Auswahltransistors S1
fungiert.
Die Steuergateelektroden 16 jeder Submatrix aus Speicher
zellentransistoren M entlang der Spaltenrichtung sind so
miteinander verbunden, daß sie eine längliche Steuergate
verdrahtungsschicht CGj (j1, 2, . . ., 8) gemäß Fig. 3B bilden.
Die resultierenden parallelen Steuergateverdrahtungsschich
ten CG1, CG2, . . ., CG8 stellen Wortleitungen des EEPROM dar.
Analog bilden die gegenseitig verbundenen Auswahlgates 14-9,
16-9 des ersten Auswahltransistors S1 ein sich in Zeilen
richtung erstreckende Auswahlgateleitung; die gegenseitig
verbundenen Auswahlgates 14-10, 16-10 des zweiten Auswahl
transistors S2 bilden eine weitere sich in Zeilenrichtung
erstreckende Auswahlgateleitung. Die Gesamtanordnung des
Speicherzellenmatrixabschnitts 1 mit einer Vielzahl ähnli
cher NAND-Zellenabschnitte ist in der Fig. 4 dargestellt,
wobei mit "Vs" eine gemeinsame Versorgungsspannung des
EEPROM gekennzeichnet ist.
Die detaillierte interne Schaltungskonfiguration des Bit
leitungs-Controllers 2 gemäß Fig. 1 ist in der Fig. 2 dar
gestellt, wobei der Bitleitungs-Controller 2 eine Flip-Flop-
Schaltung FF beinhaltet, die so ausgelegt ist, daß jeweils
eine Flip-Flop-Schaltung den zwei benachbarten (BL2i und
BL2i+1) parallelen Bitleitungen BL zugeordnet ist. Die Flip-
Flop-Schaltung FF führt eine Datenzwischenspeicherungsfunk
tion sowie eine Datenleseverstärkungsfunktion aus. Eine
solche Zwischenspeicherungs/Leseverstärkungs-Schaltung kann
in Abhängigkeit von den Steuersignalen Vsn, Vsp verschiedene
Funktionen ausführen, so daß sie während einer bestimmten
Zeitspanne als eine Datenzwischenspeicherungsschaltung und
während einer anderen Zeitspanne wahlweise als eine Lese
verstärkerschaltung fungiert.
Bei der Flip-Flop-Schaltung FF handelt es sich um eine
Schaltung auf Basis der Komplementär-Metalloxid-Halbleiter
technik (CMOS), die aus Anreicherungs-p-Kanal-Metalloxid-
Halbleiter-Feldeffekttransistoren (E-Typ) (MOSFETs) Qp1, Qp2
sowie E-Typ-n-Kanal-MOSFETs Qn5, Qn6 bestehen, die wie in
der Fig. 5 dargestellt mit den MOSFETs Qp1, Qp2 vernetzt
sind. Die Flip-Flop-Schaltung FF hat zwei Schaltungsknoten
N1, N2, die über die E-Typ-n-Kanal-MOSFETs Qn7 bzw. Qn8 an
die Bitleitungen BL2i (i=0, 1, 2, . . .), BL2i+1 gekoppelt
sind. Die n-Kanal-MOSFETs Qp1, Qp2 führen in Abhängigkeit
von den Steuersignalen ΦA bzw. ΦB Schaltoperationen aus,
wodurch die CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF selektiv an die
entsprechenden Bitleitungen angeschlossen oder davon ge
trennt wird.
Wie aus der Fig. 5 ersichtlich, sind die Bitleitungen BL2i,
BL2i+1 jeweils mit Transistorschaltungen versehen.
Eine Reihenschaltung der E-Typ-n-Kanal-MOS-Transistoren Qn9,
Qn10 ist zwischen die Bitleitung und die Versorgungsspannung
Vcc geschaltet. Eine Reihenschaltung der E-Typ-n-Kanal-MOS-
Transistoren Qn11, Qn12 ist zwischen die Bitleitung BL2i+2
und die Versorgungsspannung Vcc geschaltet. Die Gateelektro
de des MOS-Transistors Qn10 wird durch das Potential an
einem (N1) der Knoten N1, N2 der CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF
gesteuert, das Gate des MOS-Transistors Qn11 wird durch das
Potential am anderen Knoten (N2) gesteuert. An die Gates der
übrigen MOS-Transistoren Qn9, Qn12 werden Prüflesesignale
ΦAV, ΦBV angelegt, die während einer Prüfleseperiode auf
High gehen. Entweder die Bitleitung BL2i oder die Bitleitung
BL2i+2 kann durch eine entsprechende zugeordnete Transistor
schaltung auf ein Potential gelegt werden, wobei der Span
nungspegel unterhalb der Differenz aus der Versorgungsspan
nung Vcc und der Schwellenspannung Vth eines entsprechenden
E-Typ-n-Kanal-Transistors liegen sollte, d. h. Vcc-Vth. Die
Bitleitungen BL2i, BL2i+1 sind ebenfalls mit E-Typ-n-Kanal-
MOS-Transistoren Qn13 bzw. Qn14 bestückt. Diese Transistoren
sind Vorspannungstransistoren, die auf die Vorspannungs
steuersignale ΦPB bzw. ΦPA ansprechen.
Die E-Typ-n-Kanal-MOS-Transistoren Qn3, Qn4 dienen zum Aus
gleichen der beiden Knoten N1, N2 der CMOS-Flip-Flop-Schal
tung FF als Reaktion auf ein Ausgleichssteuersignal ΦE. Die
E-Typ-n-Kanal-MOS-Transistoren Qn1, Qn2 sind zwischen die
CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF und ein Paar von Eingangs/Aus
gangsleitungen I/O, geschaltet. Die Transistoren Qn1,
Qn2 dienen als Übertragungsgates, die auf ein Spaltenaus
wahlsignal CSLi ansprechen und veranlassen, daß das Flip-
Flop FF selektiv an das I/O-Leitungspaar gekoppelt wird, um
eine Dateneingangs/-ausgangsoperation auszuführen.
Eine Spannung Vsw (siehe Fig. 5) ist das an einem n-Wannen
bereich liegende Potential, in den die p-Kanal-MOS-Transi
storen Qp1, Qp2 der CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF eingeformt
sind. Die Spannung Vsw ist normalerweise gleich der Versor
gungsspannung Vcc; während einer Schreibdauer liegt die
Spannung Vsw auf einem mittleren Spannungswert Vm (z. B.
10 V). Eine an den gemeinsamen Source-Knoten der p-Kanal-
MOS-Transistoren Qp1, Qp2 anzulegende Spannung Vsp bleibt
auf dem Potentialpegel der Versorgungsspannung Vcc. Die
Spannung Vsp fällt während der Schreibdauer auf eine mitt
lere Spannung Vm ab und wechselt während einer Leseperiode
vorübergehend auf einen anderen Potentialpegel gleich der
Hälfte der Versorgungsspannung, d. h. Vcc/2 (= 2,5 V). Eine
an den gemeinsamen Source-Knoten der n-Kanal-MOS-Transisto
ren Qn5, Qn6 anzulegende Spannung Vsn beträgt Null Volt. Die
gemeinsame Source-Spannung Vsn steigt vorübergehend auf
den Wert Vcc/2 an. Die Potentiale der Vorspannungssignale
Vsa, Vsb sind wie folgt: Wenn während einer Leseperiode die
Bitleitung BL2i angesteuert ist, so beträgt die Spannung Vsa
etwa 3 V, während die Spannung Vsb Vcc/2 beträgt. Ist wäh
rend der Leseperiode die Bitleitung BL2i+1 angesteuert, so
beträgt die Spannung Vsa Vcc/2 und die Spannung Vsb 3 V.
Während einer Schreibperiode liegen die Spannungen Vsa, Vsb
auf dem mittleren Potential Vm. Diese Spannungen betragen
Null Volt, wenn die Bitleitungen nach Abschluß der Program
mier- und Löschoperationen rückgesetzt sind.
Die Funktionsweise des obenbeschriebenen EEPROM ist wie
folgt. Wenn das EEPROM in den Lesemodus gesetzt ist, liegen
die Signale ΦA, ΦB auf dem Pegel LO ("L"), wie in der Fig. 6
dargestellt, wodurch die CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF elek
trisch von den Bitleitungen BL getrennt wird. Die Vorspan
nungssignale ΦPA, ΦPB gehen nach HI (Pegel "H"), so daß die
Bitleitungen mit einer Vorspannung beaufschlagt werden. Es
ist zu beachten, daß bei der vorliegenden Ausführungsform
die geradzahligen Bitleitungen BL2i der Bitleitungen BL wäh
rend der ersten Hälfte der Leseperiode, wie in der Fig. 6
dargestellt, als erste angesteuert werden, wohingegen die
ungeradzahligen Bitleitungen BL2i+1 danach während der
zweiten Hälfte der Leseperiode, wie in der Fig. 7 darge
stellt, angesteuert werden.
Durch Anlegen der Vorspannungssignale ΦPA, ΦPB wird jede der
geradzahligen Bitleitungen BL2i mit einer Vorspannung bis zu
3 V beaufschlagt. Nach dem Aufbau dieser Vorspannung fällt
die Signalspannung ΦPA auf den Pegel "L", wodurch die gerad
zahlige Bitleitung BL2i elektrisch getrennt wird. Danach er
zeugt der Zeilen-Decoder 5 eine gewünschte Spannung, die an
die Auswahlgates und die Steuergates des Speicherzellen
matrixabschnitts 1 angelegt wird. Zum Zwecke der Erläuterung
sei angenommen, daß das zweite Steuergate CG2 aus den Steu
ergates CG der Fig. 4 ausgewählt ist. Bei einer solchen Be
dingung liegt das ausgewählte Steuergate CG2 auf Null Volt,
die übrigen Steuergates CG1, CG3 bis CG8 liegen auf der
Spannung Vcc, wobei das erste und zweite Auswahlgate SG1,
SG2 auf Vcc gesetzt sind. Wenn die im angesteuerten Spei
cherzellentransistor M2 gespeicherten Daten "1" sind, so ist
dessen Schwellenspannung positiv, d. h., es fließt kein
Strom. Das an der Bitleitung BL2i liegende Potential bleibt
auf 3 Volt. Wenn umgekehrt "0" in der Speicherzelle abgelegt
ist, so beginnt ein Zellenstrom zu fließen, wodurch das
Potential an der Bitleitung BL2i auf 2,5 V oder weniger
abfällt.
Danach werden sämtliche Steuergates CG und die Auswahlgates
SG1, SG2 auf Null Volt rückgesetzt. Die Spannung Vsb beträgt
Vcc/2 (= 2,5 V), wodurch die Bitleitung BL2i+1 mit 2,5 V
beaufschlagt wird. Die CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF wird
unter folgenden Bedingungen ausgeglichen bzw. gesetzt: (1)
ein an die Gates der MOS-Transistoren Qp3, Qp4 gemäß Fig. 5
angelegtes Signal ΦE wechselt nach Pegel "H" und (2) die
Signale Vsp, Vsn liegen auf 2,5 Volt. Danach gehen die
Signale ΦA, ΦB nach "High", wodurch die CMOS-Flip-Flop-
Schaltung FF mit den Bitleitungen BL2i, BL2i+1 verbunden
wird. Wenn Vsp gleich Vcc und wenn Vsn gleich Null Volt,
dann werden die Spannungen der Bitleitungen hinsichtlich
ihrer Differenzen verglichen, um eine Lesedatenspannung zu
erhalten, die extern gelesen und kontinuierlich zwischenge
speichert wird.
Wenn das Spaltenauswahlsignal CSLi nach "High" geht, werden
die Lesedaten an die I/O-Leitungen ausgegeben, an den Daten
Eingangs/Ausgangs-(I/O)-Puffer 6 übertragen und dann extern
aus diesem entnommen. Hierbei ist zu beachten, daß die Ope
rationen im Fall der Ansteuerung der ungeradzahligen Bitlei
tung BKL2i+1 analog den obenbeschriebenen Operationen ablau
fen, wobei anstelle der Potentialänderungen der Spannungen
ΦA, ΦB und Vsa die Spannungen ΦB, ΦPB bzw. Vsb geändert wer
den.
Eine Programmier- bzw. Schreiboperation wird wie folgt abge
wickelt. Die Ablaufdiagramme der Fig. 8 und 9 sind Impuls
folgen an den Hauptkomponenten der Ausführungsform während
der Schreib-, Prüflese-, Überschreib- und Prüfleseoperatio
nen, ausschließlich einer Ladeoperation der Programmierdaten
vom Daten-I/O-Puffer 6 in den Bitleitungs-Controller 2, wo
bei angenommen sei, daß die geradzahligen Bitleitungen BL2i
angesteuert sind. Vor der Abwicklung einer Programmieropera
tion werden sämtliche Speicherzellentransistoren M in der
Weise gleichzeitig gelöscht (Blocklöschoperation), daß eine
Spannung von Null Volt an die Steuergates aller Speicher
zellentransistoren M gelegt wird, während das p-Substrat
(oder das n-Substrat und der darin ausgebildete p-Wannen
bereich) auf der hohen Booster-Spannung Vpp liegen (z. B. 20
V). Nachdem die Programmierdaten vom Daten-Eingangs/Aus
gangs-Puffer 6 über die I/O-Leitungen an die CMOS-Flip-Flop-
Schaltung FF übergeben und darin zwischengespeichert sind,
werden die Vorspannungssignale ΦPA, ΦPB auf das mittlere
Potential Vm gelegt; daraufhin liegen die Spannungen Vsa,
Vsb, Vsp, Vsw auf Vm. Sämtliche Bitleitungen BL liegen auf
Vm-Vth. Die beiden Knoten N1, N2 der CMOS-Flip-Flop-Schal
tung FF liegen in Abhängigkeit vom logischen Wert der Pro
grammierdaten entweder auf Null Volt oder auf Vm.
Wenn das Signal ΦA auf das mittlere Potential Vm geändert
wird, ändert sich das Potential der Bitleitung BL2i gemäß
dem logischen Wert der Programmierdaten: Das Potential der
Bitleitung entspricht bei dem Datenelement "0" Vm; bei dem
Datenelement "1" beträgt das Potential der Bitleitung Null
Volt. Es sei angenommen, daß das Steuergate CG2 durch den
Zeilen-Decoder 5 aus den in der Fig. 4 dargestellten Steuer
gates CG ausgewählt ist. Das ausgewählte Steuergate CG2 wird
auf Vpp, die übrigen Steuergates CG1, CG3 bis CG8 werden auf
Vm gesetzt. Zu diesem Zeitpunkt liegt das erste Auswahlgate
SG1 auf Vm, während das zweite Auswahlgate SG2 auf Null Volt
liegt.
Nach Ablauf der vorgegebenen Zeitspanne werden die Steuer
gates CG1 bis CG8 sowie das Auswahlgate SG1 auf Null Volt
rückgesetzt. Das Signal ΦA beträgt dann Null Volt, wodurch
die geradzahlige Bitleitung BL2i von der CMOS-Flip-Flop-
Schaltung FF getrennt wird. Wenn die Signale Vsa, Vsm auf
Null Volt abfallen, und wenn die Signale ΦPA, ΦPB auf Vcc
liegen, werden sämtliche Bitleitungen auf Null Volt rückge
setzt. Die Spannungen Vsp, Vsw entsprechen Vcc.
Nach der Programmieroperation wird eine Leseoperation zur
Überprüfung der Programmierdaten (Prüflesen) durchgeführt.
Die Prüfleseoperation entspricht im wesentlichen einer nor
malen Leseoperation, bei der anstelle der an einem ausge
wählten Steuergate anliegenden Spannung von Null Volt eine
Spannung von 0,5 V angelegt wird und bei der ein Prüfsignal
ΦAV verwendet wird. Zunächst wird das Vorspannungssignal ΦPA
auf 5 V geändert, wodurch die Bitleitung BL2i mit 3 V beauf
schlagt wird. Wenn das Vorspannungssignal ΦPA auf dem Pegel
"L" liegt, wird die Bitleitung BL2i elektrisch getrennt. Die
Steuergates und die Auswahlgates werden selektiv durch den
Zeilen-Decoder 5 aktiviert, so daß das Steuergate CG2 als
das derzeit ausgewählte Gate z. B. auf 0,5 V liegt und das
erste Auswahlgate SG1 sowie die übrigen Steuergates CG1, CG3
bis CG8 auf Vcc liegen. Während "1" korrekt gelesen werden
kann, wenn die Schwellenspannung der Speicherzellentransi
storen im normalen Lesemodus höher ist als Null Volt, kann
es im Prüflesemodus eventuell vorkommen, daß "1" nur dann
gelesen werden kann, wenn die Schwellenspannung 0,5 V oder
mehr beträgt.
Die Spannung Vsb beträgt danach 2,5 V (=Vcc/2), und dement
sprechend ändert sich die Spannung der ungeradzahligen Bit
leitung BL2i+1 nach 2,5 V. Die geradzahlige Bitleitung BL2i
wird als Reaktion auf das Prüfsignal ΦAV mit der Spannung
Vcc-Vth beaufschlagt, falls logisch "0" eingetragen wurde.
Das Ausgleichssignal ΦE geht nach "High". Die Spannungen
Vsp, Vsn betragen 2,5 V, wodurch die CMOS-Flip-Flop-Schal
tung FF rückgesetzt wird. Mit diesem Rücksetzen kann sich
die CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF, die bisher als eine Daten
zwischenspeicherungsschaltung fungiert hat, in einen Lese
verstärker "verwandeln". (Die erforderliche Datenzwischen
speicherung kann durch eine parasitäre oder Streukapazität,
die in einer mit der Bitleitung gekoppelten Verdrahtungs
leitung inhärent vorhanden ist, erfolgen). Danach liegen die
Signale ΦA, ΦB auf dem Pegel "H", wodurch die Knoten N1, N2
mit den Bitleitungen BL2i bzw. BL2i+1 verbunden werden. Die
Spannung Vsp ändert sich nach Vcc, die Spannung Vsn beträgt
Null Volt. Ein Datenelement auf der Bitleitung BL2i wird
ausgelesen. Das ausgelesene Datenelement wird dann zwischen
gespeichert. Die zwischengespeicherten Daten werden später
als "Rückschreib"-Daten verwendet. Die Rückschreibdaten
(Daten, die an einen eventuell unzureichend beschriebenen
Speicherzellentransistor zu übergeben sind) werden dann
anhand eines während der Prüflesedauer erhaltenen Speicher
zellen-Datenelements auf Basis der zuvor verwendeten Pro
grammierdaten gebildet. Eine Konvertierungstabelle für die
Rückschreibdaten ist nachstehend angegeben.
Die Schreiboperation, einschließlich der Prüflese- und
Überschreibprozesse, wird, nachdem eine Kombination aus
Prüflesen und Rückschreiben eine bestimmte Anzahl von Malen
wiederholt wurde, beendet. Der Wiederholungswert kann bei
spielsweise einhundert sein. Wird bei einem derartigen Prüf
lese/Rückschreibschema nach Eintragen von "1" aus demselben
Speicherzellentransistor im aktuellen Fall "0" ausgelesen,
sollte davon ausgegangen werden, daß der Zellentransistor
eine unzureichend beschriebene Zelle ist, die mit dem Wert
"1" überschrieben wird. Anders ausgedrückt, erfolgt immer
dann, wenn die Schwellenspannung eines einmal beschriebenen
Zellentransistors nicht höher als 0,5 V ist, für diesen eine
zusätzliche Schreiboperation, um die Schwellenspannung zu
erhöhen. Nach Abwicklung dieses zusätzlichen Schreibens oder
Rückschreibens des Datenelements "1" wird "0" rückgeschrie
ben, wenn das Speicherzellen-Datenelement "1" beträgt. Dies
bedeutet, daß bei einem Speicherzellentransistor, für den
eine Schwellenspannung über 0,5 V festgestellt wird, während
der Rückschreibdauer ein "0"-Schreiben bezüglich dieses
Zellentransistors erfolgt, um damit jeden weiteren Anstieg
seiner Schwellenspannung zu unterbinden. Dem "0"-Schreiben
folgt ein "0"-Rückschreiben, d. h. ein Rückschreiben von "0"
wird automatisch bei jedem der Speicherzellentransistoren
durchgeführt, die mit "0" beschrieben worden sind. Um dies
noch weiter auszuführen, nur bei einer Schwellenspannung
eines mit "1" beschriebenen Zellentransistors von weniger
als 0,5 V wird erneut "1" in diesen eingetragen, womit es
möglich wird, alle mit "1" beschriebenen Zellentransistoren
zu sperren bzw. zu verhindern, daß deren Schwellenspannung
unerwünscht weiter ansteigt.
Die Impulsfolgen der Steuergates CG1 bis CG8 sowie der Aus
wahlgates SG1, SG2 während der Lösch-, Schreib-, Püflese-
und Leseoperationen sind der nachstehenden Tabelle 2 zu ent
nehmen. Dabei ist zu beachten, daß für die Tabelle angenom
men ist, daß das Steuergate CG2 ausgewählt und die gerad
zahlige Bitleitung BL2i angesteuert ist. Des weiteren ist zu
beachten, daß mit "FLT" der schwebende Zustand gekennzeich
net ist.
Bei einem wie oben beschriebenen EEPROM wird nachdem ein
Datenelement einmal in jeden der Speicherzellentransistoren
M1 bis M8 innerhalb des ausgewählten NAND-Zellenabschnitts
eingetragen ist, die resultierende Schwellenspannung jedes
Zellentransistors kontrolliert oder geprüft, indem der Bit
leitungs-Controller 2 veranlaßt, daß an den Zellentransistor
die Prüfspannung mit einem vorgegebenen Potentialpegel ange
legt wird (z. B. eine mittlere Spannung zwischen der Versor
gungsspannung Vcc und dem Erdungspotential). Ergibt eine
solche Kontrolle, daß ein Zellentransistor bzw. Transistoren
unzureichend beschrieben ist bzw. sind, d. h., wird einer
oder mehrere Speicherzellentransistoren innerhalb des NAND-
Zellenabschnitts festgestellt, dessen bzw. deren Schwellen
spannung selbst nach der Schreiboperation nicht in den zu
lässigen Bereich eines Zielwertes gebracht werden kann, so
wird ein solcher "unzureichend beschriebener" Zellentran
sistor mit demselben Datenelement erneut beschrieben (bzw.
überschrieben). Danach wird die Prüfoperation erneut durch
geführt, um zu kontrollieren, ob die resultierende Schwel
lenspannung auf dem Zielpegel liegt oder nicht. Der Prüf
prozeß wird so oft wiederholt, bis die gewünschten Ergeb
nisse erreicht sind, d. h., bis die Schwellenspannungen aller
Speicherzellentransistoren des NAND-Zellenabschnitts inner
halb des zulässigen Bereichs liegen.
Mit dem Schreibprüf/Rückschreibschema wird es durch Wieder
holung der Schreibprüf- und Rückschreiboperationen mit einer
zur erfolgreichen Datenprogrammierung verkürzten Zeitspanne
möglich, die Speicherzellentransistoren dahingehend zu be
einflussen, daß beim Programmieren die Streuung der Schwel
lenspannung so weit eingeschränkt wird, daß sämtliche resul
tierenden Schwellenspannungen innerhalb des zulässigen Be
reichs zu liegen kommen, der gemäß dem logischen Wert der
Programmierdaten festgelegt wird. Das EEPROM läßt sich damit
hinsichtlich seiner Leistungsfähigkeit und Zuverlässigkeit
der Schreiboperation maximieren.
Des weiteren besteht gemäß der Ausführungsform der Bitlei
tungs-Controller 2 aus einer speziellen Schaltung, die ihre
Funktion selektiv oder wahlweise zwischen der Datenzwischen
speicherung und der Leseverstärkung in Abhängigkeit von den
Steuersignalen Vsn, Vsp wechselt. Die Schaltung fungiert
gleichermaßen als eine Datenzwischenspeicherungsschaltung
und zu einem anderen Zeitpunkt als ein Leseverstärker. Die
Datenzwischenspeicherungs/Leseverstärkerschaltung beinhaltet
die CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF, die zur gemeinsamen Benut
zung durch jeweils benachbarte BL2i, BL2i+1 der parallelen
Bitleitungen BL angeordnet ist. Durch die Verwendung einer
solchen Flip-Flop-Schaltungsanordnung kann für das NAND-
Zellen-EEPROM die Anzahl zusätzlicher Schaltungskomponenten
minimiert werden, die zur Verwirklichung der Schreibprüf/
Rückschreibfunktion erforderlich sind. In anderen Worten,
die Ausführungsform kann erfolgreiche Schreibprüf/Rück
schreiboperationen durchführen, wobei der Beschaltungs
aufwand verringert ist, so daß im wesentlichen die gleiche
Chipfläche belegt wird wie von einem dem Stand der Technik
entsprechenden EEPROM, das nicht über eine Schreibprüf
funktion verfügt. Das EEPROM kann deshalb eine höhere Inte
grationsdichte erreichen.
Für die praktische Anwendung kann der Bitleitungs-Controller
2 gemäß der Fig. 5 wie in der Fig. 10 dargestellt modifi
ziert werden, wobei die CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF, die die
Datenzwischenspeicherungs/Leseverstärkerschaltung der vor
liegenden Erfindung bildet, so aufgebaut ist, daß sie ein
signalsynchrones CMOS-NICHT-Glied aus den E-Typ-p-Kanal-
MOSFETs Qp3, Qp4 und den E-Typ-n-Kanal-MOSFETs Qn17, Qn18
sowie ein weiteres signalsynchrones CMOS-NICHT-Glied bzw.
CMOS-Inverter aus den E-Typ-p-Kanal-MOS-Transistoren Qp5,
Qp6 und den n-Kanal-MOS-Transistoren Qn19, Qn29 enthält. Ein
n-Kanal-MOS-Transistor Qn21 ist zwischen einen Ausgangskno
ten der CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF und der Bitleitung BLi
geschaltet. Der Transistor Qn21 führt eine Schaltoperation
als Reaktion auf ein Steuersignal ΦF durch, das an seine Gate
elektrode gelegt wird, wodurch das CMOS-Flip-Flop FF und die
Bitleitung BLi selektiv miteinander verbunden werden.
Eine Reihenschaltung aus einem E-Typ-n-Kanal-MOS-Transistor
Qn22 und einem E-Typ-n-Kanal-MOS-Transistor Qn23 ist zwi
schen die Bitleitung BLi und die Versorgungsspannung Vcc
gekoppelt. Der Transistor Qn22 spricht auf den Ausgangs
knoten der CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF an; der Transistor
Qn23 spricht auf ein Steuersignal ΦV an. Diese Transistoren
haben die Aufgabe, die Bitleitung BLi mit einer Vorspannung
zur Spannung Vcc-Vth gemäß einem im CMOS-Flip-Flop FF wäh
rend einer Prüfleseperiode gehaltenen Datenelements zu be
aufschlagen.
Ein E-Typ-p-Kanal-MOS-Transistor Qp7 und ein n-Kanal-MOS-
Transistor des Verarmungstyps (D-Typ) Qd1 sind miteinander
in Reihe geschaltet, um eine Vorspannschaltung zur Beauf
schlagung der Bitleitung LBi mit der Versorgungsspannung Vcc
zu verwirklichen. Innerhalb dieser Vorspannschaltung ist der
Transistor Qd1 dazu vorgesehen, das Anlegen eines uner
wünscht hohen Potentials während der Löschoperation und
einer Schreiboperation an den Transistor Qp7 zu verhindern.
Ein E-Typ-n-Kanal-MOS-Transistor Qn24 ist mit der Bitleitung
BLi an ihrer stromführenden Elektrode verbunden. Dieser
Transistor dient als ein Rücksetztransistor zum Rücksetzen
der Bitleitung BLi auf Null Volt. Die beiden Knoten der
CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF werden über die E-Typ-n-Kanal-
MOS-Transistoren Qn15 bzw. Qn16 mit den I/O-Leitungen ge
koppelt. Diese Transistoren Qn15, Qn16 sind Übertragungs
gates, die auf das Spaltenauswahlsignal CSLi ansprechen.
Der in der Fig. 10 dargestellte Bitleitungs-Controller
arbeitet wie folgt. Die Impulsfolgen des Bitleitungs-
Controllers sind in der Fig. 11 dargestellt. Wenn das Signal
ΦF auf den Pegel "L" abfällt, wird die Bitleitung BLi elek
trisch von der CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF getrennt. Die
Bitleitung BLi wird auf die Versorgungsspannung Vcc gelegt,
wenn die Vorspannungssignale ΦP bzw. ΦP auf Pegel "H" bzw.
Pegel "L" liegen. Danach aktiviert der Zeilen-Decoder 5 das
erste und zweite Auswahlgate SG1 und SG2 sowie die Steuer
gates CG1 bis CG8. Unter der Annahme, daß das Steuergate CG2
ausgewählt ist, wird dieses auf Null Volt gelegt, und die
Auswahlgates SG1, SG2 sowie die übrigen Steuergates CG1, CG3
bis CG8 werden mit der Versorgungsspannung Vcc beaufschlagt.
Ist das Speicherzellendatenelement logisch "0", so liegt die
Bitleitung BLi auf dem Pegel "L". Ist das Datenelement "1",
bleibt die Bitleitung BLi auf dem Pegel "H".
Nach dem Rücksetzen der Auswahlgates SG und der Steuergates
CG steigen die Signale ΦSP, ΦSN auf den Pegel "H", während
die Signale ΦSN, ΦRN auf den Pegel "L" abfallen und damit
die CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF deaktivieren. Das Signal ΦF
liegt dann auf "H", so daß die resultierende Spannung auf
der Bitleitung BLi an die Ausgangsleitung des CMOS-Flip-Flop
FF übertragen wird. Wenn ΦSP auf "L" und ΦSN auf "H" liegt,
wird das Potential auf der Bitleitung BLi gelesen. Das er
faßte Potential wird zwischengespeichert, wenn ΦRP auf "L"
und ΦRN auf "H" liegt. Das zwischengespeicherte Datenelement
wird an die I/O-Leitungen übergeben, wenn das Potential des
Spaltenauswahlsignals CSLi nach "High" geht.
Anschließend wird eine Schreib/Schreibprüfoperation durch
geführt. Die Impulsfolgen während dieser Zeitspanne sind in
der Fig. 12 dargestellt. Nach der Zwischenspeicherung der
über die I/O-Leitungen übertragenen Programmierdaten in der
CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF liegt das Vorspannungssignal ΦP
auf Pegel "H", das Vorspannungssignal auf Pegel "L". Eine
an den p-Kanal-MOS-Transistoren Qp3, Qp5 gemäß Fig. 10 an
liegende Spannung Vmb wird bezüglich ihres Potentials von
der Versorgungsspannung Vcc zur mittleren Spannung Vm
(= 10 V) geändert. Das Signal ΦF liegt auf Vm. Das an der
Bitleitung BLi liegende Potential wechselt entsprechend dem
logischen Wert des zwischengespeicherten Datenelements ent
weder auf Null Volt oder auf Vm. Im Falle des Eintrags von
logisch "1" liegt die Bitleitung BLi auf Null Volt; im Falle
des Eintrags von logisch "0" liegt die Bitleitung BLi auf
Vm. Zu diesem Zeitpunkt liegt das erste Auswahlgate SG1 auf
Vm, während das zweite Auswahlgate SG2 auf Null Volt liegt.
An den Steuergates CG liegen folgende Potentiale an: Bei
Auswahl des Steuergate CG2 liegt das Steuergate CG1 auf Vm,
das ausgewählte Steuergate CG2 liegt auf der hohen Spannung
Vpp (= 20 V) und die restlichen Steuergates CG3 bis CG8
liegen auf Vm.
Wenn die Auswahlgates SG1, SG2 sowie die Steuergates CG1-CG8
auf Null Volt rückgesetzt sind, fällt das Signal ΦF auf den
Pegel "L" ab, das Signal ΦR geht nach "H", wodurch die Bit
leitung BLi auf Null Volt rückgesetzt wird. Dies bedeutet,
daß das EEPROM im Wartezustand für die Auslösung einer
Schreibprüfoperation ist.
Die folgende Schreibprüfoperation entspricht im wesentlichen
einer normalen in einem EEPROM des NAND-Zellentyps ablaufen
den Leseoperation. Zunächst wechselt das Vorspannungssignal
ΦP nach Pegel "H", das Vorspannungssignal liegt auf dem
Pegel "L", so daß die Bitleitung BLi mit einer Vorspannung
in Höhe etwa der Versorgungsspannung Vcc beaufschlagt wird.
Die Auswahlgates SG und die Steuergates CG werden dann, wie
später beschrieben wird, vom Zeilen-Decoder 5 gesteuert.
Nach dem Rücksetzen dieser Gates SG, CG geht das Prüfsignal
ΦV nach "High", so daß die Spannung Vcc-Vth an nur einer der
Bitleitungen BL erscheint, die mit logisch "0" beschrieben
ist.
Danach liegen die Signale ΦSp, ΦRP auf dem Pegel "H". Die
Signale ΦSN, ΦRN liegen auf dem Pegel "L". Das Signal ΦF
liegt auf dem Pegel "H". Wenn das Signal ΦSP auf "L" und das
Signal ΦSN auf "H" liegt, wird das Potential der Bitleitung
abgefragt. Danach geht das Signal ΦRP nach "L" und das
Signal ΦRN nach "H", wodurch die Rückschreibdaten zwischen
gespeichert werden. Die Beziehung zwischen den Programmier
daten, den Zellendaten und den Rückschreibdaten entspricht
der weiter oben wiedergegebenen Tabelle 1.
Der Schreib/Schreibprüfmodus ist nach der - beispielsweise
hundertmaligen - Wiederholung der obigen Schreib/Schreib
prüfoperationen abgeschlossen. Die Potentialänderungen an
der Bitleitung BLi, den Auswahlgates SG und den Steuergates
CG während der Lösch-, Schreib-, Lese- und Schreibprüfperio
den sind in der nachstehenden Tabelle 3 zusammengestellt.
Hierbei ist zu beachten, daß für Tabelle 3 davon ausgegangen
wird, daß das Steuergate CG2 ausgewählt ist.
Hierbei ist die Tatsache zu beachten, daß die Schwellenspan
nungs-Prüfoperation zwar eine 0,5 V Spannung als Referenz
spannung in den obigen Ausführungsformen verwendet, diese
Referenzspannung jedoch gemäß einer möglichen Schwellen
spannungsverteilung in der praktischen Verwirklichung modi
fiziert werden kann. Des weiteren kann die Zeitdauer, die
der Abwicklung einer Schreiboperation zugeteilt wird, wie
folgt geändert werden. Besteht jedoch die Forderung, daß die
resultierende Verteilung der endgültig erhaltenen Schwellen
spannungen einer Anzahl von Speicherzellentransistoren
innerhalb eines engen Bereichs exakt eingehalten wird, soll
te die Länge jeder Schreibperiodeverkürzt werden, um die
Wiederholungsanzahl der Schreibprüfoperationen bei kürzeren
Abwicklungsperioden zu erhöhen. Während die obigen Ausfüh
rungsformen auf EEPROMs des NAND-Zellentyps, die den Tunnel
injektionseffekt nutzen, gerichtet sind, kann die vorliegen
de Erfindung außerdem auf andere Typen von NAND-Zellen-
EEPROMs angewendet werden, z. B. ein NAND-Zellen-EEPROM mit
heißer bzw. "Hot-Electron"-Injektion. Die Ausführungsform
der Fig. 5 ist besonders wirksam, wenn der Speicherzellen
matrixabschnitt 1 der Fig. 1 so modifiziert ist, daß er eine
sog. "offene Bitleitungs"-Konfiguration aufweist.
Ein NAND-Zellen-EEPROM gemäß einer dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, das in der Fig. 13 dargestellt
ist, entspricht demjenigen gemäß Fig. 1 und weist einen in
zwei getrennte Zellenblöcke 1A, 1B geteilten Speicherzellen
abschnitt auf. Der Bitleitungs-Controller 2 ist eine gemein
same Schaltung für die beiden Zellenblöcke 1A, 1B.
Der Bitleitungs-Controller 2 ist gemäß Fig. 14 aufgebaut.
Diese Schaltungskonfiguration entspricht im wesentlichen
derjenigen der Fig. 5 mit Ausnahme der folgenden Modifika
tionen. Die Knoten N1, N2 der CMOS-Flip-Flop-Schaltung, die
die Datenzwischenspeicherungs/Leseverstärkerschaltung
bildet, sind über die Übertragungsgate-MOS-Transistoren Qn7,
Qn8 an die Bitleitungen BLa des Zellenblocks 1A sowie jene
des Zellenblocks 1B gekoppelt. In der Fig. 14 ist eine der
Bitleitungen BLa im Zellenblock 1A mit "BLai" (i=0, 1,
2, . . .) nur zur Verdeutlichung gekennzeichnet. Dies gilt
analog für die Bitleitung BLbi (i=0, 1, 2, . . .).
Bei der Schaltung gemäß Fig. 14 ist im Gegensatz zu der von
Fig. 5 ein n-Kanal-MOS-Transistor Qn25 als ein Aktivierungs
transistor am gemeinsamen Versorgungsknoten der MOS-Transi
storen Qn5, Qn6 an der NMOS-Seite der CMOS-Flip-Flop-Schal
tung FF angeordnet. Dieser Transistor Qn25 spricht auf ein
Taktsignal ΦF an, das an dessen Gate angelegt wird. Auf der
PMOS-Seite der CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF ist ein p-Kanal-
MOS-Transistor Qp8 am gemeinsamen Versorgungsknoten der
Transistoren Qp1, Qp2 als ein weiterer Aktivierungstransi
stor angeordnet.
Die Funktionsweise des EEPROM wird anhand der Fig. 15 bis 18
beschrieben, wobei die Fig. 15 und 16 die Impulsfolgen wäh
rend einer Leseperiode und die Fig. 17 und 18 die Impuls
folgen während einer Schreib/Schreibprüfperiode darstellen.
Während einer Leseperiode fallen die Signale ΦA, ΦB auf den
Pegel "L", wodurch die Bitleitungen BLai, BLbi elektrisch
von CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF getrennt werden. Wenn die
Vorspannungssignale ΦPA, ΦPB nach High gehen, werden die
Bitleitungen mit einer Vorspannung beaufschlagt werden. Das
Beispiel in den Fig. 15 und 16 geht davon aus, daß zuerst
die Bitleitung BLai des ersten Zellenblocks 1A angesteuert
wird, und daß die Bitleitung BLbi des zweiten Zellenblocks
1B in einem nächsten Lesezyklus angesteuert wird. Der erste
Lesezyklus für die Bitleitung BLai wird nachstehend be
schrieben.
Wie in der Fig. 15 dargestellt, wird als Reaktion auf die
Vorspannungssignale ΦPA, ΦPB die angesteuerte Bitleitung
BLai mit einer Vorspannung von 3 V beaufschlagt und die
nicht angesteuerte Bitleitung BLbi mit 2 V. Nach dem Aufbau
dieser Vorspannung gehen die Signale ΦPA, ΦPB auf den Pegel
"L". Dadurch werden die Bitleitungen BLai, BLbi elektrisch
getrennt. Danach erzeugt der Zeilen-Decoder 5 geeignete
Spannungen, die an die Auswahlgates SG und die Steuergates
CG angelegt werden. Zum Zwecke der Erläuterung sei angenom
men, daß das Steuergate CG2 aktuell ausgewählt ist. ln
diesem Fall liefert der Zeilen-Decoder 5 eine Null Volt-
Spannung an das Steuergate CG2 und legt die Versorgungs
spannung Vcc an das erste und zweite Auswahlgate SG1, SG2
sowie an die restlichen Steuergates CG1 und CG3 bis CG8.
Wenn in einem zum Steuergate CG2 gehörigen Speicherzellen
transistor logisch "1" eingetragen ist, so fließt kein
Strom, da die Schwellenspannung des so angesteuerten
Speicherzellentransistors positiv ist. Das an der Bit
leitung BLai liegende Potential bleibt somit auf 3 Volt.
Wenn umgekehrt logisch "0" abgespeichert ist, so fließt ein
entsprechender Zellenstrom, wodurch das Potential an der
Bitleitung BLai auf 2 V oder weniger abfällt.
Anschließend steigt das Signal ΦP auf den Pegel "H", das
Signal ΦN liegt auf dem Pegel "L". Das Signal ΦE liegt auf
dem Pegel "H". Damit ist die CMOS-Flip-Flop-Schaltung FF ge
setzt bzw. ausgeglichen. Nach dem Setzen des Flip-Flop FF
liegen die Signale ΦA, ΦB auf dem Pegel "H", wodurch die
Bitleitungen BLai, BLbi elektrisch mit dem Flip-Flop FF ver
bunden werden. Wenn das Signal ΦP auf dem Pegel "L" und das
Signal ΦN auf dem Pegel "H" liegt, werden die Potentiale der
Bitleitungen hinsichtlich ihrer Differenzen verglichen, um
Lesedaten zu erhalten, die extern gelesen und kontinuierlich
zwischengespeichert werden. Wenn das Spaltenauswahlsignal
CSLi nach "High" geht, werden die Lesedaten an die I/O-
Leitungen ausgegeben, an den Daten-Eingangs/Ausgangspuffer 6
übertragen und dann extern aus diesem entnommen.
Danach wird die Bitleitung BLbi des zweiten Zellenblocks 1B
zum Lesen angesteuert. Die Leseoperation ist vergleichbar
der zuvor beschriebenen, wobei die Signale ΦPB, ΦP sowie die
Signale ΦSA, ΦSB jeweils gegeneinander ausgetauscht sind.
Wenn das EEPROM in einen Schreib- bzw. Programmiermodus
gesetzt ist, werden eine Schreib- und eine Schreiblese
operation gemäß den Fig. 17 und 18 abgewickelt, in denen das
Laden der Schreibdaten des Bitleitungs-Controllers 2 aus dem
Eingabe/Ausgabepuffer 6 nicht dargestellt ist. Es ist zu be
achten, daß die in den Fig. 17 und 18 dargestellten Impuls
folgen resultieren, wenn die Bitleitung BLai des ersten Zel
lenblocks 1A angesteuert ist. Vor der Abwicklung einer Pro
grammieroperation werden sämtliche Speicherzellen in der
Weise gleichzeitig gelöscht (blockweises Löschen), daß eine
Spannung von Null Volt an die Steuergates aller Speicher
zellentransistoren M gelegt wird, während das p-Substrat
(oder das n-Substrat und der darin ausgebildete p-Wannen
bereich) auf der hohen Booster-Spannung Vpp liegen (z. B. 20
V). Nachdem die Programmierdaten vom Daten-Eingangs/Aus
gangs-Puffer 6 über die I/O-Leitungen an die CMOS-Flip-Flop-
Schaltung FF übergeben und darin zwischengespeichert sind,
werden die Vorspannungssignale ΦPA, ΦPB auf den Pegel "H",
wodurch alle Bitleitungen rückgesetzt werden.
Wenn die Signale ΦA, Vsw auf das mittlere Potential Vm
(= 10 V) geändert werden, ändert sich das Potential der
Bitleitung BLai gemäß dem logischen Wert der Programmier
daten. Bei dem Datenelement logisch "0" entspricht die Span
nung der Bitleitung Vm; bei dem Datenelement logisch "1"
beträgt die Spannung der Bitleitung Null Volt. Unter der
Annahme, daß das Steuergate CG2 ausgewählt ist, ist dieses
Steuergate CG2 auf Null Volt gelegt, während die Auswahl
gates SG und die übrigen Steuergates CG1, CG3 bis CG8 auf Vm
liegen.
Nach Ablauf der vorgegebenen Zeitspanne (z. B. 40 Mikrosekun
den) werden die Auswahlgates SG1, SG2 und die Steuergates
CG1 bis CG8 rückgesetzt, so daß das Signal ΦA dann Null Volt
beträgt. Dadurch wird die Bitleitung BLai von der CMOS-Flip-
Flop-Schaltung FF getrennt. Wenn das Signal ΦPA auf dem Pegel
"H" liegt, werden sämtliche Bitleitungen rückgesetzt. Das
Signal Vsw nimmt die Versorgungsspannung Vcc an.
Danach wird eine Leseoperation zur Überprüfung der Program
mierdaten (Schreibprüf-Leseoperation) durchgeführt. Wie in
der obenbeschriebenen Ausführungsform wird anstelle der am
ausgewählten Steuergate anliegenden Spannung von Null Volt
eine Spannung von 0,5 V angelegt und das Prüfsignal ΦAV
erzeugt. Die Bitleitung BLai wird mit einer Vorspannung von
3 V, die Bitleitung mit 2 V beaufschlagt. Danach fallen die
Vorspannungssignale ΦPA, ΦPB auf dem Pegel "L", wodurch die
Bitleitungen BLai, BLbi elektrisch getrennt werden. Die Aus
wahlgates und die Steuergates werden selektiv durch den
Zeilen-Decoder 5 aktiviert, so daß das ausgewählte Steuer
gate CG2 auf 0,5 V liegt, während die Auswahlgates SG1, SG2
sowie die übrigen Steuergates CG1, CG3 bis CG8 auf der Ver
sorgungsspannung Vcc liegen. Während "1" korrekt gelesen
werden kann, wenn die Schwellenspannung der Speicherzellen
transistoren im normalen Lesemodus höher ist als Null Volt,
kann es im Prüflesemodus eventuell vorkommen, daß "1" nur
dann gelesen werden kann, wenn die Schwellenspannung 0,5 V
oder mehr beträgt.
Anschließend wird die Bitleitung BLai als Reaktion auf das
Prüfsignal ΦAV mit der Spannung Vcc-Vth beaufschlagt, wenn
ein Datenelement logisch "0" eingetragen ist. Der Potential
pegel der durch das Prüfsignal in diesem Fall angelegten
Spannung kann höher sein als der der angesteuerten Bitlei
tung. Nach dem Rücksetzen des CMOS-Flip-Flop FF als Reaktion
auf das Ausgleichssignal ΦE steigen die Signale ΦA, ΦB auf
den Pegel "H", wodurch die Knoten N1, N2 mit den Bitleitun
gen BLai bzw. BLbi gekoppelt werden. Die Signalspannung von
ΦP wechselt nach Pegel "L", während das Signal ΦN nach "H"
geht. Damit wird eine Datenspannung an der Bitleitung BLai
ausgelesen. Die ausgelesenen Daten werden zwischengespei
chert. Diese zwischengespeicherten Daten werden als Rück
schreibdaten verwendet. Diese Ausführungsform entspricht
hinsichtlich des Datenkonvertierungsschemas der vorigen Aus
führungsform, bei der die Rückschreibdaten auf Basis der
während der Prüfleseperiode erhaltenen Speicherzellendaten
gemäß den Programmierdaten in Tabelle 1 gebildet werden.
Die Schreiboperation wird, nachdem eine Kombination aus
Prüflesen und Rückschreiben eine bestimmte Anzahl von Malen,
z. B. einhundert, wiederholt wurde, beendet. Bei einem
solchen Prüflese/Rückschreibschema der vorliegenden Ausfüh
rungsform ist es möglich, alle mit "1" beschriebenen
Speicherzellentransistoren zu sperren bzw. zu verhindern,
daß deren Schwellenspannung unerwünscht weiter ansteigt.
Die Potentialänderungen an den Steuergates CG1 bis CG8 sowie
den Auswahlgates SG1, SG2 während der Lösch-, Schreib-,
Prüflese- und Leseoperationen sind der nachstehenden Tabelle
4 zu entnehmen. Dabei ist zu beachten, daß für die Tabelle
angenommen ist, daß das Steuergate CG2 ausgewählt und die
Bitleitung BLai angesteuert ist. Mit "FLT" ist der schwe
bende Zustand gekennzeichnet.
Die vorliegende Erfindung kann weiterhin auf EEPROMs des
NOR-Zellentyps angewandt werden, wovon eine bevorzugte Aus
führungsform nachstehend beschrieben ist.
Ein EEPROM des NOR-Zellentyps gemäß der Fig. 19 umfaßt eine
Matrix aus Speicherzellen, die jeweils aus einem Doppelgate-
MOS-Transistor M mit einem schwebenden Gate und einem
Steuergate bestehen. Diese Speicherzellentransistoren sind
in Zeilen und Spalten angeordnet und bilden so eine Matrix
form. Die Zeilen der Zellentransistoren M sind an den
Steuergates mit den Wortleitungen WLi, WLi+1, WLi+2, . . .
gekoppelt. Die Spalten der Zellentransistoren M sind an den
Drainelektroden mit den Bitleitungen BL0, BL1, . . ., BLm
gekoppelt. Um die Schwellenspannung eines Zellentransistors
zu senken, so daß logisch "1" darin eingetragen wird, wird
die negative Polarität (z. B. -12 V) an das Steuergate des
betreffenden Transistors angelegt, während die Versorgungs
spannung Vcc an dessen Drain angelegt wird. Zu diesem Zeit
punkt wird an die Drains der nicht angesteuerten Zellen
transistoren, deren Steuergates gemeinsam mit dem Steuergate
des angesteuerten Zellentransistors gekoppelt sind, eine
Spannung von Null Volt angelegt, so daß die Schwellenspan
nung dieser nicht angesteuerten Zellentransistoren unver
ändert bleibt.
Wie in der Fig. 20 dargestellt, ist ein Bitleitungs-
Controller 2 mit der Datenzwischenspeicherungs/Lesever
stärkerschaltung an die Bitleitungen BLai, BLbi angeschlos
sen, die dem ersten und zweiten NOR-Zellenblock 1A, 1B mit
jeweils der Speicherzellenmatrix gemäß der Fig. 19 zugeordnet
sind. Der Bitleitungs-Controller 2 puffert darin ein Daten
element, das bestimmt, ob die Schwellenspannung eines ange
steuerten Zellentransistors zu ändern ist oder nicht. Die
Datenzwischenspeicherungs/Leseverstärkerschaltung beinhaltet
ein CMOS-Flip-Flop FF, das demjenigen gemäß Fig. 5 ent
spricht. Die E-Typ-n-Kanal-MOS-Transistoren Qn31, Qn32,
Qn34, Qn35 sind Prüfleseeinrichtungen. Die E-Typ-n-Kanal-
MOS-Transistoren Qn33, Qn36 sind zur Spannungsbeaufschlagung
und zum Rücksetzen der Bitleitungen vorgesehen.
Nachdem bei dieser Ausführungsform eine Senkung der Schwel
lenspannung bezüglich eines bestimmten Zellentransistors er
folgt ist, wird eine resultierende Schwellenspannung mittels
einer Prüfspannung mit vorgegebenem Potentialpegel über
prüft, die an das Steuergate desjenigen Zellentransistors an
gelegt wird, dessen Schwellenspannung gesenkt worden ist.
Ergibt die Prüfoperation, daß die resultierende Schwellen
spannung nicht auf einen Zielpegel geändert wurde, so wird
die gleiche Schreiboperation für denselben Zellentransistor
durchgeführt, womit eine weitere Senkung der Schwellen
spannung erzwungen wird. Der Prüfprozeß wird so oft wieder
holt, bis sichergestellt ist, daß die Schwellenspannung des
Zellentransistors zuverlässig innerhalb eines zulässigen
Bereichs zu liegen kommt.
Die Schreib- bzw. Programmier- und Prüfoperationen des NOR-
Zellen-EEPROM werden im folgenden anhand der Fig. 21 be
schrieben. Vor der Durchführung der Programmieroperation
erfolgt eine Löschoperation in der Weise, daß die zu jeder
Wortleitung gehörigen Zellentransistoren gleichzeitig ge
löscht werden. Ein solches wortweises Löschen wird durch
Anlegen einer hohen Booster-Spannung (z. B. 20 V) an jede mit
den Steuergates einer entsprechenden Zeile von Zellentran
sistoren gekoppelten Wortleitung WLi sowie durch Anlegen
einer Null Volt-Spannung an die Bitleitungen BL bewirkt.
Unter dieser Spannungsbeaufschlagung werden Elektronen in
die schwebenden Gates dieser Zellentransistoren injiziert,
so daß die Schwellenspannung die Versorgungsspannung Vcc
übersteigt.
Die Schreiboperation erfolgt für die eine Seite bildenden
Speicherzellentransistoren (seitenblockweises Löschen).
Zuerst fällt ein Vorspannungssignal ΦPA auf den Pegel "L"
ab, wodurch die Bitleitung BLai elektrisch getrennt wird.
Eine Wortleitung WLaj (siehe Fig. 20) liegt dann auf -12 V.
Wenn ΦA auf dem Pegel "H" liegt, ändert sich das Potential
an der Bitleitung BLai gemäß dem logischen Pegel eines
einzutragenden Datenelements: Wird logisch "1" eingetragen
(wodurch Elektronen aus dem schwebenden Gate freigesetzt
werden), liegt die Bitleitung BLai auf der Versorgungs
spannung Vcc; wird logisch "0" eingetragen (wodurch ein
Freisetzen der Elektronen aus dem schwebenden Gate verhin
dert wird), liegt die Bitleitung BLai auf Null Volt. Nach
dem Rücksetzen der Wortleitung geht das Signal ΦPA nach
"High", um die Bitleitung rückzusetzen. Damit ist die
Schreiboperation abgeschlossen.
Danach wird eine Prüfoperation durchgeführt. Die an die in
der Fig. 20 dargestellten Vorspannungs/Rücksetztransistoren
Qn33, Qn 36 angelegten Signale Va, Vb werden auf etwa 3 V
bzw. 5 V geändert, wodurch die Bitleitung BLai mit 3 V und
die Bitleitung BLbi mit 2 V beaufschlagt wird. Die Bitlei
tungen BLai, BLbi werden elektrisch getrennt, wenn die
Signale ΦPA, ΦPB auf den Pegel "L" zurückgehen. Das Potential
der Wortleitung entspricht der Prüfspannung von 3,5 V, so
daß ein Datenelement ausgelesen wird. Wenn logisch "0" in
einen zum Datenlesen ausgewählten Speicherzellentransistor
eingetragen ist, bleibt die Bitleitung BLai auf 3 V. Ist
logisch "1" in einen Speicherzellentransistor eingetragen,
dessen Schwellenspannung unter 3,5 V liegt, so sinkt das
Potential der Bitleitung BLai.
Wenn die Wortleitung auf Null Volt liegt, wechselt ΦAV nach
"H". Ist logisch "0" zwischengespeichert, um "0" in einen
angesteuerten Zellentransistor einzutragen, oder wenn es
nicht mehr erforderlich ist, "1" in einen Zellentransistor
einzuschreiben, in den bereits "1" eingetragen ist, werden
die beiden in der Fig. 20 dargestellten Transistoren Qn31,
Qn32 durchgesteuert, so daß das Potential der Bitleitung
BLai unter das Potential einer entsprechenden Blind-Bit
leitung absinkt, die praktisch auf Null Volt liegt. In einem
Fall, in dem logisch "1" in den angesteuerten Zellentransi
stor eingetragen ist, ändert sich das Potential der Bitlei
tung BLai nicht, da der Transistor in den nichtleitenden
Zustand versetzt ist.
Anschließend werden die Signale ΦP, ΦN nach Vcc/2 geändert.
Das Signal ΦE geht nach "High". Damit ist das CMOS-Flip-Flop
FF gesetzt bzw. ausgeglichen. Wenn ΦP auf der Versorgungs
spannung Vcc und wenn ΦN auf Null Volt liegt, wird ein Bit
leitungspotential ausgelesen, das als später zu verwendendes
Rückschreibdatenelement zwischengespeichert wird. Die Bezie
hung zwischen Schreibdaten, Lesedaten und Rückschreibdaten
entspricht derjenigen der zuvor anhand von Tabelle 1 be
schriebenen Ausführungsform.
Hierbei ist zu beachten, daß bei der obigen Ausführungsform
die Speicherzellenmatrix in einem p-Wannenbereich ausgebil
det sein kann, an den eine negative Spannung, z. B. -12 V,
angelegt wird, während die Versorgungsspannung Vcc an einer
angesteuerten Wortleitung liegt und die negative Spannung
(-12 V) außerdem an die nicht angesteuerten Wortleitungen
gelegt wird. Falls gefordert wird, die Definitionen von
"Schreiben" und "Löschen" gegeneinander auszutauschen,
können die n-Kanal-MOS-Transistoren gemäß Fig. 20 entfernt
werden, um die Schwellenspannungsverteilung der Speicher
zellentransistoren auf die gleiche Weise wie bei der zuvor
beschriebenen Ausführungsform einzuengen.
Die interne Schaltungskonfiguration des in der Fig. 1 oder
der Fig. 13 dargestellten Zeilen-Decoders 5 kann gemäß Fig.
22 aufgebaut sein, in der der Zeilen-Decoder eine aus den E-
Typ-n-Kanal-MOS-Transistoren Qn41, Qn42 und den E-Typ-p-
Kanal-MOS-Transistoren Qp11, Qp12 bestehende Freigabeschal
tung sowie eine aus den E-Typ-n-Kanal-MOS-Transistoren Qn43,
Qn44 und den E-Typ-p-Kanal-MOS-Transistoren Qp13, Qp14 be
stehende Übertragungsschaltung umfaßt. Der Zeilen-Decoder
wird durch ein Adreßsignal ai und ein Decoder-Freigabesignal
RDENB aktiviert, um einen der in den Fig. 13, 14 oder 20
dargestellten Zellenblöcke 1A, 1B anzusteuern. Der Zeilen-
Decoder arbeitet, wenn ein Signal ΦER nach "High" geht und
an das gemeinsame Gate der Transistoren Qp11, Qn42 gemäß der
Fig. 22 angelegt wird. Ein an den Transistoren Qp13, Pq14
liegende Spannung VppRW liegt während einer Leseperiode auf
der Versorgungsspannung Vcc; die Spannung VppRW steigt wäh
rend einer Lösch- und Schreibperiode auf die hohe Booster-
Spannung Vpp.
Die E-Typ-n-Kanal-MOS-Transistoren Qn50 bis Qn69 sowie die
E-Typ-p-Kanal-MOS-Transistoren Qp20 bis Qp29 sind so ange
ordnet, daß sie eine Vielzahl von Übertragungsgates bilden,
die in Abhängigkeit von einem Ausgangssignal des Zeilen-
Decoders selektiv "öffnen" können, wodurch ermöglicht wird,
daß (1) die Potentiale der Auswahlgates SG1D, SG2D, (2) die
Potentiale der Steuergates CG1D bis CG8D und (3) das Poten
tial am nicht angesteuerten Auswahlgate Vuss durch diese
übertragen werden. Die Signale Vuss, SG1D, SG2D, CG1D bis
CG8D sind für jeden Zeilen-Decoder gleich.
Die Potentialänderungen an den Auswahlgates SG1, SG2, den
Steuergates CG1 bis CG8, den Bitleitungen sowie der Signale
SG1D, SG2D, CG1D-CG8D, Vuss, VppRW während der Lese-,
Lösch-, Schreib- und Püfleseoperationen sind der nachstehen
den Tabelle 5 zu entnehmen. Für die Tabelle ist angenommen,
daß das Steuergate CG2 und die Bitleitung BLai angesteuert
sind. Mit "FLT" ist der schwebende bzw. elektrisch getrennte
Zustand gekennzeichnet.
Der obige Zeilen-Decoder kann wahlweise entsprechend der
Darstellung der Fig. 33 modifiziert werden. Die Potential
änderungen an seinen Hauptkomponenten sind in der nachste
henden Tabelle 6 zusammengefaßt, wobei CG1D bis CG8D auf
Null Volt anstelle der 20 V während einer Löschperiode
liegen.
Die Fig. 24 zeigt eine weitere Modifikation des Zeilen-
Decoders 5. Dieser Zeilen-Decoder ist ähnlich demjenigen der
Fig. 23, wobei die E-Typ-p-Kanal-MOS-Transistoren Qp30 bis
Qp39 zusätzlich vorgesehen sind. Obwohl die Potentiale an
den nicht ausgewählten Steuergates klein sind wie auch
Vcc-Vh1 in der Anordnung gemäß Fig. 23, ist die Ausführung
des Zeilen-Decoders gemäß Fig. 23 evtl. günstiger als die
jenige gemäß der Fig. 24, da die erstgenannte Ausführung
einen geringeren Beschaltungsbedarf hat als die zweite, wenn
das Potential Vh1 in dem Rahmen kleiner gehalten wird,
innerhalb dessen die Speicherungseigenschaften der Speicher
zellentransistoren praktisch nicht beeinträchtigt werden.
Die in den Fig. 5, 10 oder 14 dargestellte Bitleitungs
schaltung 2 arbeitet mit der Versorgungsspannung Vcc von
5 V. Der Bitleitungs-Controller wird in einem leistungs
armen EEPROM mit niedriger Versorgungsspannung von 3 V oder
weniger verwendet, die beispielsweise durch zwei Trocken
batterien eines Kleincomputers geliefert wird. Wenn diese
Bedingungen zutreffen, kann der Controller wie nachstehend
beschrieben angeordnet werden.
Zunächst sei angenommen, daß die Schwellenspannung der n-
Kanal-MOS-Transistoren Qn10, Qn11 niedriger ist als die der
anderen E-Typ-n-Kanal-MOS-Transistoren. Diese Definition
wird eingeführt, weil der Übertragungswirkungsgrad des
Spannungspotentials sinkt, wenn die Schwellenspannung höher
gehalten wird. Die für einen höheren Spannungsübertragungs
wirkungsgrad empfohlene Schwellenspannung erfüllt folgende
Bedingung:
Vcc - Vth(VRH) < VRH;
Vth(VRL) < -VRL;
Vth(VRL) < -VRL;
während einer Leseperiode und "VRL" eine Bitleitungsspannung
auf dem Pegel "L" während der Leseperiode bezeichnet. Es sei
angenommen, daß Vcc = 3 V, VRH = 1,4 V und VRL = 1,2 V.
Vth(1,4) < 1,6 V und Vth(1,2) < -1,2, wobei der in Klammern
angegebene Wert, z. B. 1,4 bzw. 1,2, die Rückwärtsregelspan
nung angibt. Die obigen anderen E-Typ-n-Kanal-MOS-Transisto
ren erfahren bei sinkender Schwellenspannung einen Anstieg des
Leckstroms; aus diesem Grund wird Vth in der praktischen An
wendung nicht geändert. Unter Berücksichtigung dieser Tat
sachen werden die Schaltungen der Fig. 25 und 26 als Trei
berschaltung für die Signale ΦPA, ΦPB, ΦAV, ΦBV, ΦA, ΦB, ΦE
herangezogen.
Bei der Schaltung gemäß Fig. 25A kann der Pegel "H" jedes
Signals höher als die Versorgungsspannung Vcc gelegt werden.
Dies bedeutet speziell, daß wie in der Fig. 25B dargestellt,
das Gate eines D-Typ-n-Kanal-MOS-Transistors Qd2, der zwi
schen Eingangs- und Ausgangsspannung Vin, Vout gekoppelt
ist, nach Ablauf einer Verzögerungszeit τ1 ab einem Zeit
punkt, in dem das Eingangssignal Vin gleich ist Vcc, in sei
nem Potential nach Null Volt wechselt. Nach Ablauf einer
Verzögerungszeit τ2 wird die Ausgangsspannung Vout auf einen
Potentialpegel über Vcc verstärkt.
Eine in der Fig. 26A dargestellte Schaltung entspricht der
jenigen gemäß Fig. 25A, enthält jedoch eine zusätzliche
Schaltung 10 zum Schalten einer hohen Spannung. Bei dieser
hohen Spannung kann es sich um die mittlere Spannung Vm
(= 10 V) oder um die hohe Spannung Vpp (= 20 V) handeln. In
diesem Fall wechselten, wie in der Fig. 26B dargestellt, die
Eingangssignale Vin3, Vin2 nach Ablauf einer Verzögerungs
zeit τ1 nach Vcc, und das Gate des D-Typ-n-Kanal-MOS-Tran
sistors Qd3 wird auf Null Volt gesetzt. Nach Ablauf einer
weiteren Verzögerungszeit τ2 wird die Ausgangsspannung Vcc
auf einen Pegel über Vcc verstärkt. Eine Ausgabeoperation
bei einer derart hohen Spannung verläuft wie folgt. Wie in
der Fig. 26C dargestellt, wird nach einer Eingangsspannung
Vin3 von Vcc ein Signal Vin1 auf Null Volt gelegt, wodurch
das Gate des Transistors Qd3 auf Null Volt abfällt. Wenn
danach ein an die die hohe Spannung schaltende Schaltung 10
gelegtes Eingangssignal Vin4 auf Vcc gesetzt wird, so er
zeugt diese Schaltung eine hohe Spannung, die hinsichtlich
ihres Potentials entweder der mittleren Spannung Vm oder
der Versorgungsspannung Vcc entspricht.
Die Impulsfolgen der obenbeschriebenen Bitleitungs-Steuer
schaltung sind in den Fig. 27 bis 30 dargestellt und ent
sprechen denjenigen der Fig. 15 bis 18, wobei jedoch jedes
Signal wie erforderlich verstärkt ist.
Eine weitere Ausführungsform einer Vcc-Reduzierung für
leistungsarme EEPROMs wird auf Basis der in der Fig. 14
dargestellten Bitleitungs-Steuerschaltung beschrieben, bei
der die Transistoren Qn10, Qn11 normal ausgeführte E-Typ-n-
Kanal-MOS-Transistoren sind. Die Spannung Vsw für die CMOS-
Flip-Flop-Schaltung FF mit den Transistoren Qn5, Qn6, Qn25,
Qp1, Qp2, Qp8 wird während einer Prüfleseperiode bis auf
einen erhöhten Potentialpegel verstärkt. Die Impulsfolgen
dieser Ausführungsform sind in der Fig. 31 dargestellt, die
mit Ausnahme der verstärkten Spannung Vsw der Fig. 30 ent
spricht.
Die Fig. 32A bis 32H zeigen verschiedene mögliche Modifi
kationen der Bitleitungs-Steuerschaltung 2 der zuvor be
schriebenen EEPROMs des NAND-Zellentyps. Jede dieser Figuren
stellt die Schaltung dar, wie sie mit den Transistoren Qn9,
Qn10 gemäß Fig. 4, den Transistoren Qn22, Qn23, den Transi
storen Qn9, Qn10 oder Qn11, Qn12 gemäß Fig. 14, dem CMOS-
Flip-Flop FF und einer angesteuerten zugehörigen Bitleitung
verbunden ist. Die Darstellung lehrt, daß selbst bei einem
Austausch der n-Kanal-MOS-Transistoren gegen p-Kanal-MOS-
Transistoren die gleiche Schaltfunktion verwirklicht werden
kann, sofern die entsprechenden Schaltungsverbindungen mit
den Transistoren modifiziert werden.
Die Bitleitungs-Steuerschaltung 2 gemäß der Fig. 20, die im
NOR-Zellen-EEPROM gemäß Fig. 19 verwendet wird, kann auf
verschiedene Weise modifiziert werden, wie die Fig. 33A bis
33H zeigen, wobei jeweils die Verbindung zwischen den Tran
sistoren Qn31, Qn32 oder Qn34, Qn35 der Fig. 20, der Flip-
Flop-Schaltung FF und einer zugehörigen angesteuerten Bit
leitung dargestellt ist. Auch in diesem Fall kann bei einem
Austausch der n-Kanal-MOS-Transistoren gegen p-Kanal-MOS-
Transistoren die gleiche Schaltfunktion verwirklicht werden,
indem die zugehörigen Anschlüsse zwischen den Transistoren
modifiziert werden.
Es ist zu beachten, daß auch bei einer Kopplung des Drain
des MOS-Transistors Qn9 an die Versorgungsspannung Vcc bei
der Ausführungsform gemäß der Fig. 5, eine solche Gatespan
nung auf einen anderen Potentialpegel gelegt werden kann,
der höher ist als das "H"-Pegelpotential der Bitleitung
während einer Leseperiode. Analog kann die Source des Tran
sistors Qn32 der Fig. 20, die an das Massepotential gekop
pelt ist, auf ein anderes Potential gelegt werden, das
niedriger ist als der Pegel "L" der Bitleitung während einer
Leseperiode.
Bei einer derartigen Anordnung kann die Schreib/Schreibprüf
operation eines solchen EEPROM gemäß der Darstellung des
Flußdiagramms der Fig. 34A bzw. 34B erfolgen. Flußdiagramm
der Fig. 34A wird ein einzutragendes Datenelement in einem
Seitenmodus eingegeben. Nach der Dateneingabe erfolgt die
Programmierung. Für jeden Speicherzellentransistor, in dem
das Datenelement eingetragen ist, erfolgt eine Schreibprü
fung, bei der der tatsächliche Speicherinhalt des Zellen
transistors gelesen wird. Bei einer Ausgabe auf logisch "1",
d. h. bei einem "unzureichend beschriebenen" Zellentransi
stor, wird für diesen eine Rückschreiboperation durchge
führt. Die Prozesse des Lesens zur Programmierprüfung und
des Rückschreibens werden so oft wiederholt, bis die Ausgabe
jedes Zellentransistors logisch "1" ist.
Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 34B erfolgt die Bestim
mung, ob der Ausgang logisch "1" ist für alle Speicher
zellentransistoren, die gleichzeitig programmiert werden,
nachdem die Schreib/Schreibprüfprozesse eine vorgegebene
Anzahl von Malen (z. B. zehnmal) wiederholt abgewickelt
worden sind. Die zur Schreibprüfung gelesenen Daten werden
nicht jedesmal ausgegeben. Dies ist in dem Fall vorteilhaft,
bei dem die Gesamtzahl der Wiederholzyklen der Schreib- und
Prüfleseprozesse höher ist, da die Programmabwicklung auf
grund einer Verringerung der Gesamtdauer der Schreibperiode
beschleunigt werden kann.
Claims (8)
1. Elektrisch löschbare und programmierbare nichtflüchtige
Halbleitereinrichtung, die ein Halbleitersubstrat (11),
eine Vielzahl von Bitleitungen (BL) auf dem Substrat
sowie eine Matrix aus Zeilen und Spalten von Speicher
zellen enthält, die mit den Bitleitungen auf dem Sub
strat verbunden sind, wobei jede dieser Speicherzellen
aus einem Transistor mit einer isolierten Trägerspei
cherschicht und einer über der Trägerspeicherschicht
isoliert angeordneten Steuergateelektrode besteht und
wobei dieser Transistor es elektrischen Ladungsträgern
erlaubt, aufgrund des Tunneleffekts zur Programmierung
in die Trägerspeicherschicht oder von dieser weg wan
dern, dadurch gekennzeichnet, daß diese Einrichtung
weiterhin umfaßt: eine mit diesen Bitleitungen ge
koppelte Lese/Pufferspeicherschaltung (FF), um die
Programmierdaten selektiv einer Lese- und einer
Zwischenspeicherungsoperation zu unterwerfen; ein
Programm-Controllergerät (2, 3, 4) zum Eintragen der
Programmierdaten in eine angesteuerte Speicherzelle
oder Zellen derjenigen Speicherzellen, die während
einer vorgegebenen Zeitdauer in einem bestimmten Be
reich enthalten sind, zum Lesen des Inhalts der an
gesteuerten Speicherzelle oder Zellen, um zu prüfen, ob
die jeweils resultierende Schwellenspannung innerhalb
eines vorgegebenen Bereichs liegt oder nicht und, falls
ein unzureichend beschriebener Speicherzellentransistor
festgestellt wird, zum erneuten Einschreiben der Pro
grammierdaten in den unzureichend beschriebenen Spei
cherzellentransistor; und ein Informationsverwaltungs
gerät (Data Setter) (Qn9, Qn10) zur Durchführung einer
logischen Operation hinsichtlich des Lesens des Inhalts
der angesteuerten Speicherzelle bzw. Zellen sowie der
in der Lese/Pufferspeicherschaltungseinrichtung (FF)
zwischengespeicherten Programmierdaten und zur auto
matischen Aktualisierung der in der Lese/ Pufferspei
cherschaltungseinrichtung (FF) zwischengespeicherten
rückgeschriebenen Daten bezogen auf jede Bitleitung
gemäß dem tatsächlichen derzeit abgeprüften Program
mierstatus sowie dadurch gekennzeichnet, daß die
Lese/Pufferspeicherschaltung (FF) eine Flip-Flop-
Schaltung (FF) enthält, die zu Beginn der Abprüfope
ration als Auffangspeicherschaltung und nach dem
Rücksetzen als Leseverstärkerschaltung fungiert.
2. Einrichtung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Flip-Flop-Schaltung (FF) in Komplementär-
Metalloxid-Halbleitertechnik (CMOS) ausgeführt ist,
wobei die Flip-Flop-Schaltung (FF) einen Knoten (N1,
N2) hat, der über ein Übertragungsgate (Qn7, Qn8) an
eine Bitleitung (BL2i) gekoppelt ist.
3. Einrichtung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die CMOS-Flip-Flop-Schaltung (FF) jeweils zwei
benachbarten Bitleitungen (BL) zugeordnet ist.
4. Einrichtung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die CMOS-Flip-Flop-Schaltung (FF) erste MOS-Tran
sistoren (Qp1, Qp2) einer ersten Art von Leitfähigkeit
und zweite MOS-Transistoren (Qn5, Qn6) einer zweiten
Art von Leitfähigkeit beinhaltet, wobei die ersten MOS-
Transistoren und die zweiten MOS-Transistoren mit ein
ander kreuzgekoppelt sind.
5. Einrichtung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Flip-Flop-Schaltung (FF) mit einer entspre
chenden Bitleitung (BL) verbunden ist und eine Inver
terschaltung bzw. NICHT-Glied auf Basis der Komplemen
tär-Metalloxid-Halbleitertechnik (CMOS) mit den ersten
MOS-Transistoren (Qp5, Qp6) und den zweiten MOS-Transi
storen (Qn19, Qn20) enthält, die einander entgegenge
setzte Leitfähigkeit aufweisen.
6. Einrichtung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Informationsverwaltungseinrichtung (Data
Setter) Vorspannungsgeräte enthält, die die selektive
Spannungsbeaufschlagung einer Bitleitung (BLi) gemäß
einem aktuell in der CMOS-Flip-Flop-Schaltung (FF)
zwischengespeicherten Datenelement vornehmen.
7. Einrichtung gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die Informationsverwaltungseinrichtung einen ersten
CMOS-Transistor (Qn10) enthält, der folgendes umfaßt:
eine Gateelektrode, die mit dem Knoten (N1) der CMOS-
Flip-Flop-Schaltung (FF) gekoppelt ist, eine erste
stromführende Elektrode, die an eine entsprechende
Bitleitung gekoppelt ist und eine zweite stromführende
Elektrode; sowie einen zweiten MOS-Transistor (Qn9),
der zwischen die zweite stromführende Elektrode und
eine Versorgungsspannung (Vcc) geschaltet ist, wobei
der zweite MOS-Transistor auf ein Prüftaktsignal (ΦAV)
anspricht.
8. Einrichtung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Matrix aus Zeilen und Spalten von Speicher
zellen in eine Vielzahl von Untermatrixabschnitten (1A,
1B) auf dem Substrat unterteilt ist.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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US5768190A (en) | 1998-06-16 |
US20010048615A1 (en) | 2001-12-06 |
DE4232025C2 (de) | 2000-06-21 |
US6574147B2 (en) | 2003-06-03 |
US5627782A (en) | 1997-05-06 |
US5566105A (en) | 1996-10-15 |
US6477087B2 (en) | 2002-11-05 |
US6285591B1 (en) | 2001-09-04 |
US6026025A (en) | 2000-02-15 |
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