DE60117124T2

DE60117124T2 - Ocdma empfänger mit einem nichtlinearen filter

Info

Publication number: DE60117124T2
Application number: DE60117124T
Authority: DE
Inventors: David John Highfield RICHARDSON; Periklis Highfield PETROPOULOS; Morten Highfield IBSEN; Peh Chiong Highfield TEH; Ju Han Highfield LEE
Original assignee: University of Southampton
Current assignee: University of Southampton
Priority date: 2000-03-09
Filing date: 2001-03-09
Publication date: 2006-11-23
Anticipated expiration: 2021-03-10
Also published as: WO2001067643A3; GB0005615D0; EP1264433B1; AU2001237622A1; EP1264433A1; AU2001237614A1; US20010055138A1; US20020150334A1; WO2001067657A1; DE60117124D1; WO2001067642A3; US20030035187A1; WO2001067642A2; US6628864B2; AU2001237644A1; WO2001067643A2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft das Gebiet der optischen Telekommunikation, insbesondere, aber nicht ausschließlich, den optischen Code-Division-Mehrfachzugriff (Optical Code Division Multiple Access, OCDMA).
Das fortgesetzte schnelle Wachstum im Internetverkehr erfordert die Entwicklung optischer Netzwerke mit immer zunehmender Kapazität und Funktionalität. Es ist klar, daß es, wenn solche zukünftigen Netzwerke entwickelt werden, wünschenswert ist, wenn nicht notwendig, soviel wie möglich von der Verarbeitung und von dem Routing der Signale direkt innerhalb der optischen Domäne auszuführen. Auf diese Weise können viele der „Flaschenhälse", die derzeit durch optoelektronische Umwandlung und elektronische Verarbeitung von Daten eingefügt werden, beseitigt werden.
Rein-optische Mustererzeugung und -erkennung sind zwei solcher Signalverarbeitungsfunktionen, welche wahrscheinlich in zukünftigen optischen Netzwerken mit hoher Kapazität erforderlich sein werden. Diese Funktionen werden zum Beispiel für Kopfzeilenerfassung in ultraschnellen OTDM-paketgeschalteten Netzwerken benötigt und für die Verwendung in optischen Code-Divison-Mehrfachzugriff-(OCDMA-)Systemen [1, 2]. OCDMA ist das optische Analogon der CDMA-Technik, welche erfolgreich auf das Gebiet der mobilen Kommunikation angewendet wurde. CDMA ist eine digitale Übertragungstechnik mit verbreitertem Spektrum, welche es mehreren Benutzern eines Netzwerks erlaubt, die gleiche relativ breite Übertragungsbandbreite durch die Zuordnung spezifischer mathematisch-definierter Codes, welche vorgeben, wie die individuellen Benutzer die verfügbare spektrale Bandbreite nutzen/abtasten, zu teilen, um sowohl Daten zu senden als auch zu empfangen. Es gibt zwei Haupttypen von Techniken, welche verwendet werden, um ein Datensignal spektral zu codieren und zu verbreitern, diese sind der sogenannten Direct-Sequence-(DS-)CDMA und der Frequency-Hopping-(FH-)CDMA, jedoch ist es auch möglich, Hybridansätze zu verwenden, welche versuchen, die beiden Techniken zu verbinden [3]. Bei der DS-CDMA werden die digitalen Daten direkt mit pseudozufälligen Mustern in der Zeit-Domäne codiert und der Empfänger weiß, wie er den gleichen Code generiert und er korreliert das empfangene Signal mit dem Code, um die Daten zu extrahieren. Im Gegensatz dazu wird bei der FH-CDMA das Signal schnell zwischen verschiedenen Frequenzen innerhalb der Hopping-Bandbreite pseudo-zufällig hin- und hergeschaltet, und der Empfänger weiß vorher, wo er das Signal zu jeder gegebenen Zeit findet. OCDMA ist noch in den frühesten Stadien technologischer Entwicklung, jedoch ist sie aus einer Anzahl von Grün den attraktiv, welche neben anderen die Kapazität für eine hohe Konnektivität, flexiblere Bandbreitenverwendung, asynchronen Zugriff und verbesserte Systemsicherheit einschließen.
Wir haben kürzlich eine Anzahl an DS-CDMA-Systemen basierend auf Faser-Bragg-Gitter-Codier-/Decodier-Vorrichtungen [4] gezeigt. Diese speziellen Experimente zeigten die Eignung der Verwendung der Superstruktur-Faser-Bragg-Gitter- (Superstructure Fibre Bragg Grating, SSFBG-) Technologie für die Erzeugung, Erkennung und Aufnahme von phasencodierten optischen Codesequenzen, die bis zu 63-Chips bei Chipraten so hoch wie 160 Gchip/s aufweisen. Längere Codesequenzen und höhere Chipraten sollten ebenfalls möglich sein. Ein DS-CDMA-System, welches Sampled-Faser-Bragg-Gitter bzw. Sampled-Fibre-Bragg-Gratings zum Codieren und Decodieren optischer Signale verwendet, wird von Geiger et al. in „Demonstration of a simple CDMA transmitter and receiver using sampled fibre gratings", Proceedings of ECOC 98, 20. bis 24. September 1998, Seiten 337-338, ISBN 84-89900-14-0 beschrieben.
Ein SSFBG kann als ein Standardfasergitter definiert werden, d.h. ein Gitter mit schnell variierender Brechungsindexmodulation mit gleichförmiger Amplitude und Steigung, auf welches eine langsam variierende Brechungsindexmodulation entlang seiner Länge aufgeprägt wurde. Es kann einfach bewiesen werden, daß die Impulsantwort eines schwach reflektierenden SSFBG (Reflektivität von weniger als ungefähr 20 %) präzise der gleichen Form folgt, wie das langsam variierende Superstrukturbrechungsindexprofil [5]. Wir stellen unsere SSFBGs her, wobei ein kontinuierliches Gitterschreibverfahren verwendet wird, welches es uns ermöglicht, Faser-Bragg-Gitter auf einer Gitterebene für Gitterebenen-Basis zu schreiben und welches dabei die Herstellung von Gittern mit hochgradig komplexen Brechungsindexprofilen [6] erlaubt. SSFBGs können daher mit einem breiten Bereich von komplex maßgeschneiderten Impulsantwortfunktionen mit präzisen Amplituden und Phasencharakteristiken entworfen und hergestellt werden. Solche SSFBGs sollten Anwendung in einer Vielzahl von optischen Impulsverarbeitungssystemen [7, 8] finden, einschließlich der Verwendung in sowohl DS-OCDMA-Codeerzeugungs- als auch -erkennungsvorrichtungen und für die eine präzise Steuerung der Amplitude und Phase des zeitlichen Impulsprofils wesentlich ist. SSFBG-Technologie stellt ein attraktives Mittel zum Erzeugen kompakter und potentiell preiswerter Komponenten für solche Anwendungen dar, im Vergleich zu den konventionelleren technologischen Ansätzen, welche aufweisen: die Verwendung planarer Lichtwellenschaltkreise [9], Anordnungen diskreter Fasergitter [10], Bulk-Gitter-basierte Systeme, welche räumliche Lichtmodulatoren [11] und Anordnungen von Faserkopplern [12] verwenden.
1 zeigt das grundlegende Prinzip der Impulscodierung und -decodierung durch SSFBGs. Wenn ein kurzer Impuls in den SSFBG-Codierer eintritt, stellt das resultierende reflektierte Signal eine codierte Sequenz mit verschiedenen zeitlich verbreiterten Impulsen dar (die individuellen Impulse, welche die Codesequenzen bilden, sind allgemein als Chips bekannt). Die individuelle Chiplänge, die Codesequenz und Codelänge sind durch die SSFBG-Impuls- Antwort definiert, welche wie oben diskutiert durch das SSFBG-Brechungsindexprofil gegeben ist. Die codierte Impulssequenz wird dann entlang einer optischen Faser an den Decodierer/Empfänger übertragen. Der Decodierer arbeitet nach dem Prinzip der angepaßten Filterung und basiert als solcher auf rein linearen optischen Effekten. Die angepaßte Filterungsoperation wird in der Praxis durch Reflektieren des codierten Impulses an einem Gitter mit dem räumlich umgedrehten Superstrukturprofil des Codierergitters und welches daher die zeitlich umgekehrte Impulsantwort (phasenkonjugierte Frequenzantwort) aufweist, realisiert. Folglich stellt der von dem Decodierergitter reflektierte Impuls die Kreuzkorrelationsfunktion zwischen den Codes dar, welche in den Codierer- und den Decodierer-SSFBGs verwendet werden. In dem Fall, daß die Codes angepaßt sind, stellt der reflektierte Impuls die Autokorrelationsfunktion der codierten Impulssequenz dar.
Hochqualitative Codeerzeugung und -erkennung in der Zeitdomäne kann durch dieses Verfahren [13] erhalten werden. Leider können, wenn man zu längeren Codelängen, höheren Datenraten und Mehrnutzerbetrieb übergeht, unerwünschte Phänomene ins Spiel kommen, welche die Qualität und den Kontrast der Mustererkennungssignatur reduzieren und, die beginnen, die Qualität der Systemleistung umgekehrt zu beeinflussen. Solche unerwünschten Phänomene können Dekohärenz des Brechungsindexprofils entlang der Gitterlänge aufgrund von Faserdurchmesserinhomogenitäten oder Fehler in dem Schreibprozeß selbst, Nachbarcode (intra-channel)-Interferenz und Inter-Channel-Intereferenz aufweisen.
Es wurde gezeigt [21], daß eine geschaltete Detektion an dem Empfänger verwendet werden kann, um Seitenkeulen, welche durch Faserdispersion in einem OCDMA-Übertragungssystem verursacht werden, zu unterdrücken. Jedoch wird durch Einfügen irgendeiner Schaltvorrichtung die Empfängerkonstruktion komplexer gemacht und optoelektronische und elektrische Komponenten werden benötigt, was eine Begrenzung für Kommunikation mit hoher Bitrate ist.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird ein optischer Empfänger bereitgestellt mit:

(a) einem Eingang zum Empfangen eines codierten optischen Signals, welches mit einer Codiersignatur codiert wurde,
(b) einem Decodierer, welcher so geschaltet ist, daß er das codierte optische Signal von dem Eingang empfängt, wobei der Decodierer eine Decodiersignatur verwendet, welche komplementär zu der Codiersignatur ist, so daß das codierte optische Signal decodiert wird, um ein decodiertes optisches Signal zu erzeugen, welches eine Autokorrelationsspitze und eine Hintergrundkomponente aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der optische Empfänger darüber hinaus aufweist
(c) ein nicht-lineares optisches Element, welches so geschaltet ist, daß es das decodierte optische Signal empfängt und die Autokorrelationsspitze relativ zu der Hintergrundkomponente verbessert aufgrund dessen, daß die Autokorrelationsspitze eine Intensität über einem nicht-linearen Schwellenwert des nicht-linearen optischen Elementes aufweist und die Hintergrundkomponente eine Intensität unter dem nicht-linearen Schwellenwert des nichtlinearen optischen Elementes aufweist, wodurch das decodierte optische Signal verbessert wird, wobei das nicht-lineare optische Element ein optischer Halbleiterverstärker (SOA) ist.

Dieser Ansatz liefert eine einfache, passive Art, um die Empfangsqualität eines optischen Signals, welches nach codierter Übertragung mit verbreitertem Spektrum decodiert wurde. Insbesondere wird die Notwendigkeit für optische Gating-Schaltkreise [21] vollständig vermieden. Der vorgetragene Ansatz erlaubt nicht nur eine Intensitätsunterdrückung der decodierten Autokorrelationsspitze relativ zu den Hintergrundkomponenten, sondern erlaubt es auch die Impulsbreite der Autokorrelationsspitze zu reduzieren (zu komprimieren) zurück bis auf die Impulsbreite des optischen Signals an dem Sender vor der spektralverbreiterten Codierung oder sogar auf schmälere Impulsbreiten, wenn gewünscht.
Andere geeignete nicht-lineare Komponenten könnten als eine Alternative zu dem SOA verwendet werden, z. B. ein nicht-linearer direktionaler Kuppler, ein sättigbarer Halbleiterabsorber oder ein Kerr-Gate. Die Verwendung von SOAs als schmalbandabstimmbare Wellenlängenfilter für dichte Wavelength-Division-gemultiplexte (WDM) optische Fasernetzwerke ist von Dubovitsky und Steier in „Tunable wavelength filters based on nonlinear optical interactions in semiconductor amplifiers", Journal of Lightwave Technology, Band 14, Nr. 6, Juni 1996, Seiten 1020–1026 beschrieben.
Der Decodierer kann ein brechungsindexmodulationsinduziertes Gitter aufweisen, welches z. B. in einer optischen Faser oder einem planaren Wellenleiter hergestellt ist.
Der Empfänger kann darüber hinaus einen Dispersionskompensator aufweisen, der so eingerichtet ist, daß er die Dispersion während der Übertragung des codierten optischen Signals kompensiert.
Ein Verstärker ist vorzugsweise vor dem nicht-linearen optischen Element angeordnet und so eingerichtet, daß er das decodierte optische Signal an das nicht-lineare optische Element innerhalb eines gewünschten Leistungsbereichs überträgt. Der Verstärker ist vorzugsweise ein optischer Verstärker, wodurch optoelektronische Komponenten vermieden werden.
Der Decodierer ist vorzugsweise in Reflektion in Kombination mit einem Zirkulator angeordnet. Er könnte jedoch in alternativen Ausführungsformen in Transmission angeordnet sein. Der Decodierer kann so eingerichtet sein, daß er ein spektralverbreitertes oder OCDMA-codiertes optisches Signal decodiert. Optisch paketgeschaltete Signale auch gehandhabt werden.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung wird ein optisches Übertragungssystem bereitgestellt mit:

(a) einem optischen Übertrager mit einem Codierter zum Erzeugen codierter optischer Signale,
(b) einer Übertragungsverbindung zum Weiterleiten des codierten optischen Signals von dem optischen Übertrager und
(c) einem optischen Empfänger gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung.

Gemäß einem dritten Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Decodieren eines codierten optischen Signals bereitgestellt mit:

(a) Empfangen eins optischen Signals,
(b) Decodieren des codierten optischen Signals mit einem Decodierer, so daß ein decodiertes optisches Signal erzeugt wird, das eine Autokorrelationsspitze und eine angrenzende Hintergrundkomponente aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren darüber hinaus aufweist
(c) Bereitstellen des decodierten optischen Signals an ein nicht-lineares optisches Element, so daß die Autokorrelationsspitze eine Intensität über einem nicht-linearen Schwellenwert des nicht-linearen optischen Elements hat und die Hintergrundkomponente eine Intensität unter dem nicht-linearen Schwellenwert hat, wobei die Autokorrelationsspitze relativ zu der Hintergrundkomponente verbessert wird, wobei das nicht-lineare optische Element ein optischer Halbleiterverstärker (SOA) ist.

Das decodierte optische Signal wird nach einer Verstärkung an das nicht-lineare optische Element bereitgestellt, um sicherzustellen, daß das nicht-lineare optische Element gemäß einer gewünschten Spezifikation arbeitet.
In einem erklärenden Beispiel, welches außerhalb des Schutzbereichs der beiliegenden Ansprüche liegt, demonstrieren wir ein gitterbasiertes OCDMA-Code-Erzeugungs- und Erkennungssystem, welches einen nicht-linearen optischen Schleifenspiegel (Nonlinear Optical Loop Mirror, NOLM) in dem Empfänger verwendet. Es wird gezeigt, daß der NOLM als ein nichtlineares Verarbeitungselement arbeitet, welches in der Lage ist, sowohl den Sockel, welcher der konventionellen angepaßten Filterung zugeordnet ist, zu reduzieren als auch die Breite des zugehörigen Codeerkennungsimpulses. Die Sockelunterdrückung erlaubt ein verbessertes Codeerkennungssignal-zu-Rausch-Verhältnis im Vergleich zu einer einfachen angepaßten Filterung alleine und reduziert Intea- und Inter-Channel-Interferenzrauschen aufgrund von Codeüberlappung. Die Systemvorteile vom Verwenden des NOLM werden experimentell sowohl im Einzel- als auch im Mehrnutzerbetrieb gezeigt in einer Auswahl von sowohl 7- als auch 63-Chip, 160 Gchip/s-Codeerzeugungs-, Codeerkennungs- und Codeübertragungsexperimenten basierend auf der Verwendung von bipolaren SSFBG-Codierungsdecodierungspaaren. Die Verwendung des NOLM zeigt, daß ein fehlerfreier, nachteilsfreier Betrieb bei Datenraten von bis zu 2,5 Gbit/s unter Einzelnutzerbetrieb möglich ist und daß sie eine fehlerfreie Leistung mit reduziertem Leistungsnachteil in Zwei-Benutzer-Experimenten bereitstellt. Die verschmälerte Impulserkennungssignatur bietet große Vorteile in Bezug auf die weitere nur-optische Verbarbeitung decodierter Signale, wie z. B. Codewiedererzeugung und -aufnahme.
Der Empfänger, das System und/oder das Verfahren können auch eines oder mehrere der folgenden Merkmale aufweisen:

1. Verwenden von sowohl dispersionskompensierenden als auch codierenden oder decodierenden Gittern in einem einzigen Superstrukturgitter.
2. Hinzufügen eines Mehrfachcodes innerhalb eines einzigen Gitters – z. B. zwei Codes bei verschiedenen Zentralwellenlängen.
3. Weitere Ausweitung entweder der Gitterlänge oder Reduzieren der Chipgröße, so daß die Codelänge auf Codes größer als 5000 Chips oder mehr erhöht wird, was eine schnelle Erhöhung gleichzeitiger Benutzer erlaubt.
4. Komplexere Superstrukturprofile, welche Amplituden und Phasenmerkmale aufweisen, so daß sie die individuellen Chipformen steuerbar formen.
5. Verwenden von gleichzeitiger zusätzlicher Mehrfachfunktionalität mit einer einzigen Gitter-(Decodier- oder Codier-)Struktur, z. B. Verlustkompensation und Dispersionskompensation (2. und 3. Ordnung).
6. Die Vorrichtung kann neu konfiguriert werden, so daß das oben genannte Supersturkurgitter im Transmissionsmodus und nicht im Reflektionsmodus arbeitet.
7. Verwenden von Versionen der Decodier-/Codiergitter mit höherer Reflektivität, welche konstruiert sind, wobei andere und fortgeschrittenere Konstruktionsalgorithmen (z. B. inverse Streutechniken) als bei dem Fourier-Ansatz verwendet werden.
8. Verwenden von Kaskaden aus einem oder mehreren Codier-/Decodier-Gittern.
9. Verwenden fortgeschrittener Codes, wie z. B. solche, die von der Mobilkommunikationsgemeinde für optimierte Korrelationsfunktionsdefinition, z. B. M-Sequenzen, Gold-Sequenzen oder Kasami-Codes entwickelt wurden.
10. Verwenden einer Kombination eines Decodiergitters und eines nicht-linearen Elements, wie z. B. einem optischen Halbleiterverstärker oder einem faserbasierten nicht-linearen Schalter, so daß der Korrelationskontrast verbessert wird und weitere verbesserte Verarbeitungsfunktionen, wie z. B. optisches Routing, Kopfzeilenentfernung und -neuschreiben, Datenpaketladen bewirkt werden.
11. Verwendung einer parallelen Anordnung von Codier-Decodiergittern, so daß ein Mehrbenutzerbetrieb verbessert wird.
12. Verwendung eines Codier-/Decodieransatzes, so daß eine Reduzierung nichtlinearer optischer Effekte ermöglicht wird, durch Ausdehnen der Bitlänge in der Zeitdomäne, wobei optische Intensitäten reduziert werden.
13. Verwenden von Superstrukturgittern, so daß optische Impulse (welche von nichtoptimaler Form sein können) geformt werden für eine gegebene Übertragungstechnik oder für eine gegebene optische Verarbeitungsfunktion für eine wünschenswertere funktionale Form für die Weiterübertragung oder Verarbeitung, z. B. gechirpte Impulse, um begrenzte Impulskonversion zu übertragen, Soliton zu Super-Gauss'schen Impulsen, Solition zu Dispersionssolitonen, Gauss"sche Impulse zu Rechteckimpulsen.
14. Ausdehnen der Gitterbandbreiten eines Codier-Decodiergitters auf bis zu 200 nm oder mehr.
15. Ausdehnen von Techniken auf andere Wellenlängenregimes in dem Bereich von 700 nm bis zu 2000 nm oder mehr.
16. Ausdehnen der Superstrukturdecodiertechnik, um direkt mit dem Ausgang von einer modulierten optischen Quelle zu korrelieren (Bereitstellen angepaßter Filterung). Z. B. kann die Quelle eine direkt modulierte verstärkungsgeschaltete Diode sein, ein extern modulierter DFB-Laser, ein modegekoppelter Faserringlaser mit externer Modulation.
17. Hinzufügen von Wavelength-Division-Multiplexern und -Demultiplexern, wie z. B. in einem Array angeordneten Wellenleitergittern, so daß ein Mehrwellenlängenbetrieb erleichtert wird, mit einer oder mehreren Wellenlängen, die unter der zuvor beschriebenen Code-Division-Multiplex-Technik beschrieben werden.
18. Betrieb des Systems mit synchronen Sendern und Empfängern.
19. Betrieb des Systems mit asynchronen Sendern und Empfängern.
20. Betrieb des Systems mit einer Kombination von synchronen und asynchronen Sendern und Empfängern.
21. Verwendung von Nicht-SSFBG-Codier-/Decodierkomponenten, z. B. direktcodierten Signalen, wenn eine Codierung mit einem elektrischen Signal aufgeprägt wird, welches an Elektroden eines Modulators einer optischen Treiberstromquelle angelegt wird.

Weitere Aspekte dieser Erfindung weisen Code-Division-Multiplexing-(CDM-) Systemarchitekturen, ein Verfahren zum Verwenden von CDM-Systemarchitekturen, eine CDM-Architektur für optische Kommunikation oder eine kombinierte CDM- und WDM-Systemarchitektur für optische Kommunikation auf.
Mit CDM meinen wir nicht nur Code-Division-Multiplexing, sondern schließen auch ultraschnell paketgeschaltete oder andere OTDM-Netzwerke oder Übertragungssysteme ein.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Für ein besseres Verständnis der Erfindung, und um zu zeigen, wie diese ausgeführt werden kann, wird nun in Form eines Beispiels auf die beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen.
1 Grundprinzip der Impulscodierung und -decodierung durch SSFBGs.
2 Konfiguration eines 7-Chips zeitlich verbreiterten DS-OCDMA-Systems, welches einen NOLM verwendet. Die gesättigte Ausgangsleistung von EDFA3 betrug 15 dBm. Die Länge der DSF in dem NOLM betrug 6,6 km und die Dispersion der DSF betrug 1,18 ps/nm/km.
3 Theoretische Rechnung, welche den vorhergesagten Einfluß des NOLM auf sowohl die Autokorrelationssignalneuformung als auch die Sockelunterdrückung als eine Funktion der Eingangsimpulsleistung zeigt; (a) eigentliche Impulsformentwicklung als eine Funktion steigender Eingangsimpulsspitzenleistung, (b) gleiche Daten auf einer logarithmischen Skala aufgetragen.
4(a) FWHM des zentralen Autokorrelationsmerkmals als eine Funktion der Eingangsleistung, (b) entsprechender Wert des Signalkontrasts definiert als das Verhältnis zwischen der Spitzenleistung des Ausgangsimpulses zu der ersten Sockelkeule, (c) Kontrastverhältnis im Hinblick auf die gemessene SHG-Autokorrelation der decodierten Impulsform.
5 Vorhergesagte und gemessene Reflektivität des NOLM als eine Funktion der Eingangsspitzenleistung.
6 Experimentelle und theoretische SHG-Autokorrelationsfunktionen bei einer Spitzenleistung von 1,2 Watt sowohl (a) vor als auch (b) nach dem NOLM.
7(a) experimenteller Aufbau für die 63-Chip, 160 Gchip/s-Systemexperimente, (b) zwei 63-Chip bipolare Gold-Codes und die entsprechenden spektralen Profile der Codier-SSFBGs, welche hergestellt wurden.
8 Theoretisch vorhergesagte und experimentell beobachtete Antwort von (a) Gittern C1 und (b) ihrer entsprechenden konjugierten C1* nach Anregung mit 2,5 ps-Impulsen (durchgezogene Linien: experimentelle Messungen, gestrichelte Linien: theoretische Ausdrucke). Die Detektionsbandbreite der experimentellen Messung (~ 20 GHz) wurde für die theoretische Berechnung nicht berücksichtigt.
9 Die SHG-Autokorrelationen der zentralen Korrelationsspitzen der decodierten Impulsformen, (a) vor dem NOLM und (b) direkt hinter dem Decodiergitter für Bitraten von 1,25 und 2,5 Gbit/s.
10 Augendiagramm von (a) den 2,5 ps Eingangsimpulsen, (b) den Impulsen nach angepaßter Filterung und (c) den angepaßt gefilterten Impulsen nach nicht-linearem Schalten durch den NOLM jeweils für die Datenraten von 1,25 GHz und 2,5 GHz (100 ps/Teilstrich).
11 Gemessene BER gegen empfangene optische Leistung für Ein-Nutzer-Betrieb bei 1,25 Gbit/s und 2,5 Gbit/s.
12 Für einen Kanalbetrieb bei 10 Gbit/s, (a) Augendiagramm (50 ps/Teilstrich) und (b) BER gegen empfangene optische Leistung.
13 Augendiagramm für Zwei-Kanal-Betrieb bei 2,5 Gbit/s (100 ps/Teilstrich).
14 Gemessener BER gegen empfangene optische Leistung für Zwei-Kanal-Betrieb bei 1,5 Gbit/s und 2,5 Gbit/s.
15 Optischer Paketschaltknoten für ein paketgeschaltetes optisches Kommunikationssystem.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
1. Einleitung
Im folgenden berichten wir sowohl über theoretische als auch experimentelle Ergebnisse, welche die Verwendung eines selbstschaltenden nicht-linearen optischen Schleifenspiegels (NOLM) in einem zeitlich verbreiterten DS-OCDMA-System, so daß er als ein schnell sättigbarer Absorber, mit dem die Qualität der Codeerkennungssignatur verbessert wird, arbeitet. Dies ist ein erläuterndes Beispiel außerhalb des Schutzbereichs der anhängenden Ansprüche. NOLMs wurden bereits für verschiedene andere optische Verarbeitungsanwendungen eingesetzt, diese weisen neben anderen auf, Laserimpulskompression [14], Auslöschungsverhältnisverbesserung von optischen Time-Domain-Multiplex-(OTDM-)Systemen [15], nur-optischem Kanaldemultiplexing [16] und Filtern von verstärktem spontanen Emissions-(Amplified Spontaneous Emission, ASE-)Rauschen [17]. Wir zeigen, daß ein geeignet entworfener NOLM den Kontrast einer degradierten Mustererkennungssignatur aufgrund von nicht-perfekter Anpassung von SSFBG-Parametern, signifikant verbessern kann und daß er sowohl das Intra-Channel- als auch das Inter-Channel-Interferenzrauschen reduzieren kann.
Der weitere Teil dieser Beschreibung ist wie folgt organisiert:
In Abschnitt II stellen wir die Ergebnisse einer vorläufigen theoretischen Studie über die Impulsformungs- und Signalkontrastverbesserungseffekte dar, die durch Einbauen eines geeig neten NOLM in ein SSFBG-basiertes DS-OCDMA-System erreicht werden können. Berechnungen werden für ein bestimmtes 7-Chip, bipolares 160 Gchip/s-System präsentiert, welches auf M-Sequenzcodes basiert und die Ergebnisse werden dann mit experimentellen Daten verglichen.
In Abschnitt III präsentieren wir die Ergebnisse detaillierter Systemexperimente, wobei 63-Chip 160 Gchip/s bipolare Codier- und Decodier-SSFBGs verwendet werden, in welchen die Rauschreduzierungsvorteile der Verwendung des NOLM in dem Decodierer offensichtlicher sind. Die Leistungsvorteile, die erreicht werden, werden dann aus einer Systemperspektive quantifiziert. Sowohl Einkanal- als auch Mehrkanal-Betrieb werden untersucht und die Auslöschung von sowohl Intra-Channel- als auch Inter-Channel-Interterenzrauschen werden erfolgreich demonstriert.
In Abschnitt IV ziehen wir Schlüsse in Bezug auf unsere Ergebnisse und diskutieren weitere Erweiterungen und Anwendungen der Technologie.
In Abschnitt V beschreiben wir einen optischen Paketschaltungsempfänger, welcher ein nicht-lineares Element zur Signalverarbeitung verwendet.
II. Theoretische und experimentelle Analyse der verbesserten Leistungsfähigkeit eines zeitlich verbreiterten 7-Chip-DS-OCDMA-Systems, welches einen NOLM verwendet.
Die Konfiguration für das zeitlich verbreiterte 7-Chip-DS-OCDMA-System, welches wir verwendet haben, um zunächst das oben beschriebene nicht-lineare Codeerkennungssignaturverbesserungskonzept zu bestätigen, ist in 2 gezeigt. Das System wies auf: einen 2,5 ps, 10 GHz regenerativ modengekoppelten Erbium-Faserringlaser (EFRL) mit einem externen 10 GHz „Impulsauswähler", einen 7-Chip-Codier-SSFBG, einen angepaßten 7-Chip-Decodier-SSFBG, verschiedene Verstärker mit niedrigem Rauschen, um die Systemverluste zu kompensieren, einen Leistungsverstärker, um die Leistung des decodierten Signals zu verstärken und einen NOLM für eine nicht-lineare Verarbeitung des angepaßt gefilterten Signals. Kurze Impulse von dem Laser wurden in den codierenden SSFBG gekoppelt, was zu der Erzeugung einer Codesequenz führt, welche der Impulsantwort des Gitters entspricht. In diesem Fall war der bestimmte Code bipolar zu den benötigten Phasenverschiebungen innerhalb des Gitters verteilt, in Übereinstimmung mit dem 7-Chip-M-Sequenz-Code „0100111". Die Chiplänge in den in unseren Experimenten verwendeten Gittern betrug 6,4 ps entsprechend einer Chiprate von 160 Gchip/s. Die codierte Impulssequenz hatte eine Gesamtdauer von ~ 45 ps. Die codierten Impulse wurden dann auf das Decodier-Gitter geschickt. Die zeitliche Form der von dem Decodiergitter reflektierten Impulse stellte daher die Kreuzkorrelationsfunktion zwischen der eingehenden codierten Sequenz und der Impulsantwortfunktion des Decodiergitters dar. Unter der Annahme, daß die Codier:Decodiergitter gut angepaßt sind, stellt dann unsere spezielle Auswahl einer 7- Chip-M-Sequenz in eine gute Mustererkennungssignatur sicher, welche die Form einer kurzen, chiplängenlangen Autokorrelationsspitze auf einem breiten Sockel mit relativ niedrigem Niveau hat. Der Sockel hat eine Gesamtlänge von zweimal der Codelänge (d.h. 90 ps). Wir quantifizierten die Leistungsfähigkeit der bestimmten Gitter, welche in diesen Experimenten verwendet wurden, in einer früheren Arbeit, die zeigte, daß die Präzision unseres Gitterschreibens so war, daß wir in der Tat exzellente Mustererkennungssignaturen erhalten konnten, wobei der angepaßte Filteransatz [4] verwendet wurde. In den jetzigen Experimenten verstärkten wir die decodierten Impulse auf eine höhere Leistung und schickten dann die verstärkten Impulse durch den NOLM, um die Korrelationsspitze selektiv durchzulassen und den Sockel mit niedrigem Niveau vor der Detektion herauszufiltern. Diese nicht-lineare Verarbeitung dient dazu, das Signal-zu-Rausch-Verhältnis der Mustererkennungssignatur zu verbessern und die Korrelationsspitze neu zu formen.
Um unser Systemkonzept theoretisch zu bestätigen und unser optimales NOLM-Design zu bilden, modulierten wir zunächst das oben beschriebene System als Funktion der Schlüsselparameter des NOLM (z. B. Kopplungsverhältnis, Dispersion und Länge) und der Spitzenleistung der auf den NOLM einfallenden decodierten Impulse. Wir nahmen an, daß die SSFBGs perfekt aufeinander abgestimmt waren und sich als idealisierte 7-Chip-M-Sequenz-Codierer und -Decodierer verhalten. Die Impulsausbreitung innerhalb des NOLM wurde moduliert, wobei die nicht-lineare Schrödinger-Gleichung mit Gruppengeschwindigkeitsdispersion, Selbstphasenmodulation, Intrapuls-Raman-Streuung und Selbstaufstellung und Schockbildung bei einer Impulskante [18] wie durch Gleichung 1 beschrieben, verwendet wurde.
wobei die Impulsamplitude A normalisiert ist, so daß |A|² die optische Feldstärke innerhalb der Faser darstellt. β₁ ist die Gruppenverzögerung, β₂ ist die Gruppengeschwindigkeitsdispersion (GVD) erster Ordnung und β₃ ist die GVD zweiter Ordnung. ^α stellt den Absorpti-onskoeffizienten der optischen Leistung in der Faser dar und entspricht 0,25 dB/km, ω₀ ist die Signalfrequenz und γ ≡ n₂ω₀/cA_eff ist der Nicht-Linearitäts-Koeffizient, wobei n² = 2,6 × 10^–20m²/Watt und A_eff = 50 μm² die effektive Fläche der Faser ist. T_R = 2fs hat seinen Ursprung in der verzögerten Raman-Antwort und stellt die Raman-Verstärkungseffekte erster Ordnung dar (es ist zu beachten, daß tatsächlich weder Raman-Streuung, Stelbstaufsteilung noch Dispersion dritter Ordnung eine signifikante Rolle bei der Ausbreitung von Impulsen in der Größenordnung der Chiplänge über die hier betrachteten, ~ 6 km-Ausbreitungslängen spielen).
Wir lösten die oben angegebene Gleichung, wobei das symmetrisierte Split-Step-Fourier-Verfahren [18] verwendet wurde. Wir modellierten einen NOLM, welcher aus einem 70:30-Koppler und einer Länge von dispersionsverschobener Faser (Dispersion Shifted Fibre, DSF) konstruiert war. Die DSF war gegenüber einer Standard-Einmoden-Faser (Single Mode Fibre, SMF) bevorzugt ausgewählt worden, um die für die Erzeugung der notwendigen SPM/Soliton-Effekte benötigte Leistung zu reduzieren aufgrund sowohl ihrer höheren Nicht-Linearität als auch ihrer geringeren Dispersion relativ zu einer SMF. Die Werte des Dispersionsparameters (D), der Dispersionssteigung (^dD/_dλ) und der Nicht-Linearitäts-Koeffizient (γ), die in unseren Rechnungen angenommen wurden, betrugen 1,18 ps/nm/km, 0,07 ps/nm²/km bzw. 1,55 W^–1km^–1 bei der Systembetriebswellenlänge von 1558 nm und entsprachen denen einer Faser, die in unseren Labors erhältlich war. Die Faserlänge betrug 6,6 km.
In 3 stellen wir die Ergebnisse unserer theoretischen Rechnung dar, welche den vorhergesagten Einfluß des NOLM auf Autokorrelationssignalneuformung und die Sockelunterdrückung als eine Funktion der Eingangsimpulsleistung zeigt. In 3(a) tragen wir die Impulsformentwicklung als eine Funktion zunehmender Eingangsimpulsspitzenleistung auf. 3(b) ist ein Ausdruck der gleichen Daten auf einer logarithmischen Skala. Die Impulsform des einfach angepaßt gefilterten decodierten Signals für die bestimmte 7-Chip bipolare Impulssequenz, die in unseren Experimenten verwendet wurde, ist durch die „OW"-Impulsform in 3(a) gegeben (es ist zu beachten, daß die individuelle Impulsform bei jeder Leistung in Bezug auf die Spitzenimpulsamplitude normalisiert ist). Es ist zu sehen, daß wenn die decodierte Signalleistung erhöht wird, die relative Höhe der welligen Merkmale, welche mit dem Sockel verbunden sind, abnimmt und sich das zentrale Autokorrelationsmerkmal signifikant verschmälert.
Diese Merkmale sind vollständiger in 4(a), (b) und (c) zusammengefaßt. In 4(a) tragen wir die halbe Breite des zentralen Autokorrelationsmerkmals als eine Funktion der Eingangsleistung auf. Es ist zu erkennen, daß eine optimale Kompression mit Kompressionsfaktoren, die „3" erreichen, bei einer Impulsspitzenleistung von ungefähr 1,5 Watt erreicht wird. Es ist zu beachten, daß für eine Spitzenleistung von 1,2 Watt die Impulsdauer 2,5 ps beträgt, im wesentlichen die gleiche wie die der Eingangslaserimpulse. In 4(b) tragen wir den entsprechenden Wert des Signalkontrasts auf, welchen wir als das Verhältnis zwischen der Spitzenleistung des Ausgangsimpulses zu der ersten Sockelkeule definieren. Nach einfacher angepaßter Filterung alleine (d.h. vor dem NOLM) beträgt dieses Verhältnis ~ 17 dB. Jedoch kann dieses auf bis zu 10 dB bei einer Spitzenleistung von 1,6 Watt erhöht werden und stellt in diesem Fall die optimale Kontrastverbesserung dar. Eine 8–9 dB Kontrastverbesserung wird bei einer Spitzenleistung von 1,2 Watt erreicht. In 4(c) quantifizieren wir die Verbesserung des Kontrastverhältnisses bezüglich der gemessenen SHG-Autokorrelation der decodierten Impulsform, da es in der Praxis diese ist, welche wir direkt in unseren vorläufigen Experimenten gemessen haben. Einen Faktor von ~ 3 Reduzierung der Impulsbreite und ein Spitzenkontrastverhältnisverbesserungsfaktor in der Größenordnung von 10 dB wird wieder vorhergesagt. Die Impulsbreitenkontraktion und nicht-lineare Filterung resultieren aus Soliton-Effekten höherer Ordnung in dem NOLM [19]. Diese Berechnungen und andere über einen breiteren Parameterraum als bisher beschrieben, zeigen, daß wir für eine optimale Impulskompression ein ~ 70:30-Kopplungsverhältnis, eine Solitonen-Ordnung von M = 3 in der 70%-igen Kopplungsrichtung in der Schleife benötigen und daß die Schleifenlänge in der Größenordnung der Soliton-Periode liegen muß (die relevante Impulsdauer zum Berechnen der Soliton-Periode und -Ordnung in der obigen Angabe ist durch die halbe Breite der in die Schleife anfallenden Korrelationsspitze gegeben).
In 5 tragen wir die vorhergesagte Reflektivität des NOLM als eine Funktion der Eingangsspitzenleistung auf. Es wird vorhergesagt, daß der NOLM ungefähr 12 % der einfallenden decodierten Impulsleistung bei niedrigen Intensitäten überträgt, wobei diese Prozentzahl sich auf ungefähr 78 % bei einer Impulsleistung von ungefähr 1,8 Watt erhöht. Die Reflektivität bei ~ 1,5 bis 1,6 Watt einfallender Leistung, der optimalen Leistung bezüglich minimaler Impulsdauer/Kontrasterhöhung beträgt ~ 70 %. In 5 tragen wir auch die experimentell bestimmte Reflektivität als eine Funktion der einfallenden Leistung auf. Der in diesem bestimmten Experiment verwendete Verstärker begrenzte unsere maximal zur Verfügung stehende Spitzenleistung auf 1,2 Watt, was, obwohl geringfügig weniger als das Optimum, noch ein signifikantes Schalten, eine Impulsformung und Kontrastverbesserung erlaubte. Die experimentell beobachtete nicht-lineare Zunahme in der NOLM-Transmission folgt eng der vorhergesagten theoretischen Form und erreicht 40 % bei dem 1,2 Watt-Niveau. In 6 tragen wir die experimentellen und theoretischen SHG-Autokorrelationsfunktionen bei einer Spitzenleistung von 1,2 Watt auf, beide vor und nach dem NOLM. Exzellente Übereinstimmung zwischen Theorie und Experiment wird in beiden Fällen bezüglich sowohl der Sockelunterdrückung als auch der Impulsverschmälerung beobachtet. Die letztliche entfaltete Impulsdauer nach dem NOLM beträgt ~ 2,6 ps, im wesentlichen die gleiche wie die Eingangsimpulsform und exakt wie in 4(a) vorhergesagt.
Unsere vorläufigen Experimente bestätigen daher unsere theoretischen Vorhersagen einer Mustererkennungssignaturbereinigung und -verschmälerung. Da die Autokorrelationseigenschaften dieser bestimmten M-Sequenz und die Qualität dieser 7-Chip bipolaren Gitter so gut ist, kann ein fehlerfreier, nachteilsfreier Betrieb einfach mit angepaßter Filterung allein erreicht werden. Die Vorteile des NOLM als ein Impulsreinigungselement werden nur wirklich offensichtlich aus einer Systemperspektive wenn entweder längere Codeworte verwendet werden oder wenn es eine Mehrzahl von Benutzern des Systems gibt. Die Verwendung längerer Codeworte diktiert die Verwendung längerer Codier-/Decodiergitter und sie kann zu einer Degradie rung der decodierten Signalqualität als eine Folge der Schwierigkeit beim Erhalten der Kohärenz der Gitterstruktur über längere physikalische Länge des Gitters während der Herstellung, führen. Darüber hinaus bedeutet die Verwendung längerer Codes, daß Interferenzrauschen aufgrund der zeitlichen Überlappung benachbarter codierter Datenbits auftritt, sobald die Länge des decodierten Signals (welche zweimal die Codelänge ist) länger wird als die Reziproke der Datenrate. Das Vorhandensein dieses Interferenzrauschens kann die Systemsleistungsfähigkeit signifikant beeinflussen, sogar unter Einnutzer-Betrieb des Systems. Ähnliches Interferenzrauschen wird auch erzeugt, wenn es gleichzeitige Nutzer des Systems gibt, welche entweder synchron oder asynchron über die gleiche Faser übertragen. Um diese Merkmale zu demonstrieren, haben wir daher detaillierte Systemmessungen an einem OCDMA-System durchgeführt, welches ähnlich dem zuvor für 7-Chip-Codes beschriebenen ist, jedoch dieses Mal mit 63-Chip-Code-Sequenz bipolaren SSFBGs. Diese Experimente sind im Detail in dem nächsten Textabschnitt beschrieben. Es ist zu beachten, daß die Verwendung von längeren Codeworten in wirklichen OCDMA-Systemen wünschenswert ist, da sie die Verwendung einer größeren Anzahl von gleichzeitigen Benutzern ermöglicht. In dem Fall von 7-Chip-Codes gibt es nur zwei bipolare M-Sequenz-Codes, was wenig Spielraum für wirkliche Systemanwendungen läßt. In dem Fall von 63-Chip-Codes basierend auf Gold-Sequenzen wie in unseren Experimenten verwendet, gibt es 65 „orthogonale" bipolare Codekombinationen [20], was die Unterstützung von bis zu 65 gleichzeitigen Benutzern ermöglicht.
III. Codeerkennungsleistungsverbesserung eines auf zeitlich verbreiterten 63-Chip-Gittern basierenden OCDMA-Systems, welches einen NOLM verwendet.
Unser experimenteller Aufbau für die 63-Chip, 160 Gchip/s-Systemexperimente ist in 7(a) gezeigt und ist im Prinzip dem 7-Chip-Aufbau ähnlich. In diesem Fall wurden die 2,5 ps-Impulse bei 10 GHz zuerst auf eine niedrigere Wiederholrate heruntergegated und mit pseudozufälligen Daten bei entweder 1,25 oder 2,5 Gbit/s codiert. Die Datenimpulse wurden dann aufgeteilt, wobei ein 2 dB-Koppler verwendet wurde und auf zwei separate Codiergitter gekoppelt, welche mit C1 bzw. C2 bezeichnet sind, bevor sie in einer einzigen Faser rekombiniert wurden, wobei ein zweiter 3 dB-Koppler verwendet wurde. Die individuellen Codier-SSFBGs enthalten Phasencodierungsinformation in ihren Brechungsindexprofilen wie durch zwei „orthogonale", 63-Chip bipolare Gold-Codes definiert. Da die Datenimpulse von den Gittern C1 und C2 reflektiert werden, erzeugen sie zwei verschiedene Datenströme, die mit einem dieser beiden unterschiedlichen Codes codiert sind. In 7(b) tragen wir sowohl die Verteilung der Phasenänderungen entlang des Gitters, wie durch die beiden ausgewählten Gold-Sequenzen definiert, als auch ihre entsprechenden spektralen Antworten auf. Das beobachtete, mit Spitzen versehende Reflektivitätsspektrum resultiert aus mehrfachen Phasensprüngen innerhalb des Spektrums und ist so wie theoretisch erwartet. Die Chiplänge für diese Gitter beträgt 6,4 ps und die Chiprate 160 Gchip/s. Die codierten Datenbits haben eine Gesamtlänge von ungefähr 400 ps wie in 8(a) und 8(b) dargestellt, in denen wir sowohl die theoretisch vorhergesagte als auch die experimentell beobachtete Antwort der Gitter C1 und ihrer entsprechenden konjugierten C1* nach Anregung mit 2,5 ps-Impulsen auftragen. Obwohl die Antwortzeit des Detektionssystems, welches verwendet wurde, um diese Impulse zu messen, nicht ausreichend war, um die individuellen Chips präzise aufzulösen, wird eine klare Korrelation zwischen Theorie und den experimentellen Daten beobachtet, welche die hohe Qualität der Gitter bestätigt.
Der codierte Datenstrom wurde dann entweder direkt eingespeist, um das Gitter C1* zu decodieren oder aber er wurde über 25 km einer Standard-Eimoden-Faser übertragen, deren Dispersion über eine 5 nm-Bandbreite kompensiert war, wobei ein geeignetes linear-gechirptes Faser-Bragg-Gitter verwendet wurde und dann auf das Gitter C1* gespeist. Das Gitter C1* wurde so konstruiert, daß es eine an das Gitter C1 angepaßte Filterantwort liefert. Der decodierte Ausgang des Gitters C1* wurde dann entweder direkt erfaßt oder in EDFA3 verstärkt, bevor er durch den HOLM vor der Erfassung geleitet wurde. Der NOLM, der in den 63-Chip-Experimenten verwendet wurde, war der gleiche NOLM, der in den zuvor beschriebenen 7-Chip-Experimenten verwendet wurde. Die Impulsformungseigenschaften der individuellen Gitter und der Gitter, wenn sie in Verbindung mit dem NOLM verwendet werden, wurden in der Zeit-Domäne charakterisiert, wobei eine schnelle Pin-Diode und ein Abtast-Oszilloskop mit kombinierter ~ 20 GHz-Bandbreite und ein SHG-Korrelator (< 100 fs Auflösung) verwendet wurden. Die Systemfehlerratenleistungsfähigkeit wurde gemessen, wobei ein BER-Test-Set mit bis zu 10 Gbit/s Meßfähigkeit verwendet wurde. Es ist zu beachten, daß wir sicherstellten, daß es einen signifikanten Unterschied in der Durchlaßzeit durch das System für jeden der individuellen codierten Datenströme gab, so daß jede direkte Korrelation zwischen den an dem Empfänger ankommenden Daten von den beiden Kanälen entfernt wird. Darüber hinaus konnte die relative Durchlaßzeit der beiden Kanäle fein abgestimmt werden, um einen zeitlichen Überlapp der codierten Datenbits zwischen 0 und vollständig an dem Empfänger zu ermöglichen.
Einkanalbetrieb
Abtrennen der mit dem Gitter C2 in 7(a) verbundenen Fasern erlaubt es uns, Einbenutzer-Experimente zu machen, wobei die Gitter C1 und C1* verwendet wurden. Wir führten Codier:Decodier- und zugehörige Transmissionsexperimente bei Datenraten von sowohl 1,25 als auch 2,5 Gbit/s durch. In 9(a) zeigen wir die SHG-Autokorrelationen der zentralen Korrelationsspitzen der decodierten Impulsformen vor dem NOLM und direkt hinter dem Decodier-Gitter für Bitraten von sowohl 1,25 als auch 2,5 Gbit/s. Diese speziellen Daten wurden ohne Zwischenübertragung der codierten Datenbits genommen. Die decodierten Impulsformen haben entfaltete zeitliche halbe Breiten von 6,4 ps bei 2,5 Gbit/s und 5,8 ps bei 1,25 Gbit/s und sie zeigen eine wünschenswerte Sockelkomponente, welche sich +/– 400 ps von der zentralen Korrelationsspitze erstreckt, wie in den der 10(b) gezeigten Augendiagrammen zu sehen ist.
Während die durch einfach angepaßte Filterung erhaltene Mustererkennungssignatur sehr gut ist, wodurch die Qualität unserer Codier:Decodiergitter bestätigt wird, kann das Vorhandensein der Sockelkomponente noch einen signifikanten Einfluß auf das Mustererkennungssignal-zu-Rausch-Verhältnis haben. Dies ist insbesondere wahr, da Datenraten über 1,25 Gbit/s, für welche die 800 ps langen Korrelationsimpulse, welche von individuellen Datenbits herrühren, einen signifikanten Überlapp in den Impulsschwänzen mit decodierten Bits haben können, welche von benachbarten Bit-Slots herrühren. Dieser Überlapp kann zu signifikantem Amplitudenrauschen führen, welches mit kohärenter Interferenz zwischen Sockeln verbunden ist, die von angrenzenden/benachbarten „1"-Datenbits herrühren. Dieses erhöhte Rauschniveau ist in 10(b) offensichtlich, wo wir die Augendiagramme, die für Datenraten von 1,25 Gbit/s (kein Sockelüberlapp) und von 2,5 Gbit/s (Sockelbeitrag von zwei benachbarten Daten-Slots) beobachtet wurden, darstellen. Um den Systemeinfluß dieses Rauschens zu quantifizieren, machten wir detaillierte BER-Messungen an den angepaßt gefilterten Impulsformen bei Datenraten von sowohl 1,25 als auch 2,5 Gbit/s, die in 9(a) und 10(b) gezeigt sind. Die Ergebnisse sind in 11 zusammengefaßt. Die Messungen zeigten, daß fehlerfreie Leistungsfähigkeit mit hoher Qualität bei beiden Datenraten erhalten werden konnte, wenn auch mit einem Leistungsnachteil im Vergleich zu Rücken-an-Rücken-Messungen (bzw. Back-to-Back-Measurements). Bei einer Datenrate von 1,25 Gbit/s betrug dieser Leistungsnachteil ~ 1,5 dB. Der Leistungsnachteil erhöhte sich auf 4,5 dB bei 2,5 Gbit/s aufgrund des Intra-Channel-Interferenzrauschens, welches wie zuvor diskutiert von decodiertem Signalüberlapp herrührt. Es ist zu beachten, daß es bei beiden Datenraten keinen signifikanten zusätzlichen Leistungsnachteil gab, welcher mit der Übertragung der codierten Bits über die 25 kmdispersionskompensierte Übertragungsleitung verbunden ist.
Um die Leistungsnachteile, die sowohl bei 1,25 als auch bei 2,5 Gbit/s beobachtet wurden, zu reduzieren, verstärkten wir die decodierten codekorrelierten Impulsformen und koppelten sie in den Eingang des NOLM. Die resultierenden nicht-linear geschalteten Impulsformen wurden dann wie zuvor charakterisiert und BER-Messungen ausgeführt. Der verbesserte Mustererkennungskontrast ist deutlich durch Vergleich der 9(a) und (b) und 10(b) und (c) ersichtlich. Der Sockel bei niedrigem Niveau, welcher mit einfacher angepaßter Filterung erhalten wird, ist durch den Durchgang durch den nicht-linearen Schleifenspiegel fast vollständig eliminiert. Aus 9 ist auch zu erkennen, daß die Form und Dauer der Ausgangsimpulse auf Werfe nahe der Originaleingangslaserimpulse wiederhergestellt ist. Die Vorteile der Sockelunterdrückung einer Systemperspektive sind in 11 hervorgehoben. Die zuvor beobach teten Leistungsnachteile, die mit der angepaßten Filterung verbunden sind, sind vollständig eliminiert. Dies ist sogar beim Vorhandensein eines beträchtlichen Autokorrelations-Schwanz-Überlapp bei der Bitrate von 2,5 Gbit/s wahr. Es ist wieder zu beachten, daß es für beide Datenraten keinen Leistungsnachteil gab, der mit der Übertragung der codierten Bits über die 25 kmdispersionskompensierte Übertragungsleitung verbunden ist.
Diese Ergebnisse sind signifikant aus einer Einkanal-Datenraten-Perspektive, da sie zeigen, daß die Verwendung eines NOLM um Intra-Channel-Kohärenzrauschen zu filtern, höhere Datenraten erlauben kann als mit einfacher angepaßter Filterung alleine möglich ist. Um diesen Aspekt weiter zu untersuchen, führten wir Experimente bei einer Datenrate von 10 Gbit/s durch. Bei dieser Datenrate empfängt ein gegebener Bit-Slot Beiträge von bis zu 16 benachbarten Datenbits, was zu beträchtlichem Interferenzrauschen führt. Die mit und ohne die Verwendung des NOLM erhaltenen Augendiagramme sind in 12(a) gezeigt und heben die signifikanten Leistungsverbesserungen hervor, die durch nicht-lineare Verarbeitungssignale erhalten werden können. Nach einer einfachen angepaßten Filterung alleine bei 10 Gbit/s ist das Auge vollständig geschlossen, jedoch ist nach nicht-linearer Verarbeitung ein klares, offenes Auge wiederhergestellt. Die Systemleistungsfähigkeitvorteile wurden wieder durch BER-Messungen, wie in 12(b) gezeigt, quantifiziert. Ohne den NOLM war es nicht möglich, eine aussagekräftige Fehlerrate zu messen. Jedoch wurde mit dem NOLM eine fehlerfreie Leistungsfähigkeit erhalten, wenn auch mit einem Leistungsnachteil von ~ 2 dB. Interessanterweise beobachteten wir in diesem Fall einen Fehlerboden bei dem 10^–9-BER-Niveau nach Übertragung durch die dispersionskompensierte Übertragungsleitung. Während wir noch die Ursache dieses Fehlerbodens vollständig ermitteln müssen, betrachten wir ihn nicht als fundamental für die Technik selbst. Wir glauben, daß er wahrscheinlicher mit dem zusätzlichen Verlust der Übertragungsleitung (ungefähr 10 dB) verbunden ist und den Besonderheiten der Rauschcharakteristiken des für dieses bestimmte Experiment verwendeten Hochleistungs-(20 dBm)-Er³⁺/Yb³⁺-Verstärker.
Mehrnutzerbetrieb (Zwei-Kanal)
Wir haben als nächstes das Gitter C2 wieder verbunden und den Aufbau für einen Mehrnutzerbetrieb neu eingerichtet. Wir führten Systemtests bei den Datenraten von 1,25 Gbit/s und 2,5 Gbit/s durch. Die Impulse in jedem Kanal waren so eingestellt, daß sie zeitlich vollständig am Detektor überlappen, so daß der Einfluß der Inter-Channel-Interferenz maximiert wird. Wie beim Vergleichen der Augendiagramme in 13(a) und (b) ersichtlich ist, führt der zeitliche Überlapp der beiden orthogonalen Codes zu schwerwiegendem Interferenzrauschen an dem Empfänger, wenn der NOLM nicht an seinem Platz ist. Wie aus 13(c) ersichtlich ist, wird jedoch die Qualität der Augenöffnung durch nicht-lineares Filtern des angepaßt gefilterten Signals wieder drastisch verbessert, was zu einer wesentlichen Verbesserung der BER- Leistungsfähigkeit führt. Die gemessenen BER-Ausdrucke sind in 14 zusammengefaßt. Für eine Datenrate von 1,25 Gbit/s wird ein fehlerfreier Betrieb mit einer 3,6 dB-Leistungsnachteilreduktion relativ zu der einfach angepaßten Filterung alleine durch die Verwendung des NOLM erreicht. Der verbleibende Leistungsnachteil von ungefähr 1,5 dB ist vergleichbar mit dem zuvor für einen Einkanalbetrieb ohne den NOLM erreichten. Wir glauben, daß der Nachteil in den Zwei-Kanal-Experimenten vorrangig auf den Beitrag der empfangenen mittleren Leistung durch eine nicht-perfekte Unterdrückung des zweiten („orthogonalen") Kanals zurückzuführen ist. Die Vorteile der Verwendung des NOLM bei der höheren Datenrate von 2,5 Gbit/s sind sogar noch offensichtlicher. In diesem Fall war es nicht möglich, einen fehlerfreien Betrieb ohne die Verwendung des NOLM zu erhalten. Der Leistungsnachteil relativ zu der Rükken-an-Rücken-Anordnung betrug in diesem Fall 2,8 dB, und war wieder ähnlich zu dem zuvor für einen konventionellen Ein-Kanal-Betrieb bei dieser Datenrate beschriebenen. Es ist zu beachten, daß wie zuvor diskutiert bei einer Datenrate von 2,5 Gbit/s die individuellen Mustererkennungssignaturen überlappen, wobei ein zusätzliches Element an Intra-Channel-Interferenzrauschen bereitgestellt wird und daher der leicht erhöhte Leistungsnachteil verglichen mit dem 1,25 Gbit/s-Fall, in welchem kein solcher Überlapp auftritt.
IV. Zusammenfassung der NOLM-OCDMA-Beispiele
Wir haben sowohl numerisch als auch experimentell die Vorteile demonstriert, welche man durch den Einbau eines nicht-linearen Schalters (in unserem Fall ein NOLM) in ein SSFBG-basierendes OCDMA und die dazugehörige nur-optische Verarbeitungs- und Codeerkennungsschemata erhält. Fehlerfreier, nachteilsfreier Betrieb eines 63-Chip, 160 Gchip/s, OCDMA-Senders/Empfängers wird zuverlässig durch das Hinzufügen eines einfachen nichtlinearen optischen Schalters erhalten. Bei unseren Experimenten verwendeten wir einen auf einer Faser basierenden NOLM, jedoch sollten Halbleiter-basierende nicht-lineare Vorrichtungen ähnliche Systemvorteile bieten. Die verbesserte Leistungsfähigkeit, die wir bei einer Wiederholrate von 10 Gbit/s als auch bei 2,5 Gbit/s und 1,25 Gbit/s beobachtet haben, bietet die Möglichkeit einer Datenbereitstellung mit höherer Kapazität als zuvor für Direktsequenz-OCDMA-Systeme mit hoher Kohärenz als machbar erachtet. Darüber hinaus impliziert die Tatsache, daß wir einen fehlerfreien und nachteilsfreien Betrieb in Zwei-Kanal-Multiplex-Experimenten erreicht haben, daß der Ansatz äquivalente Systemvorteile ergeben sollte, wenn er in OCDMA-Systemen, welcher unter Mehrbenutzerbetrieb arbeiten, verwendet wird. Wir denken, daß die vorangegangenen Experimente nur ein Beispiel der Art von optischer Verarbeitungsfunktion darstellen, die durch die Kombination von SSFBG-Technologie und nicht-linearen optischen Vorrichtungen ermöglicht wird.
V. Beispiel für optische Paketschaltung
Obwohl die oben beschriebenen Beispiele auf die Verwendung von SSFB-Technologie und OCDMA-Anwendungen gerichtet sind, ist es zu begrüßen, daß die Technologie auch Verwendung in einer ganzen Auswahl von anderen Netzwerk- und Transportanwendungen Verwendung finden könnte, in welchen optische Muster/Codeerzeugung und -erkennung benötigt werden. Die Technologie ist insbesondere für paketgeschaltete Netzwerkanwendungen relevant, in denen individuellen „Paketen" von Daten, im allgemeinen eine optische Kopfzeile vorangeht, welche die Schlüssel-Routing-Information definiert, die mit der Datennutzlast verbunden ist. SSFBGs können verwendet werden, um diese Paketkopfzeilen sowohl zu erzeugen als auch zu erkennen. Paketbasierte Systeme können so konstruiert sein, daß sie unter einer Vielzahl von Protokollen und Formaten laufen, einschließlich sowohl Internetprotokoll (IP) als auch asynchronem Transfermodus (Asynchronous Transfer Mode, ATM)-Protokoll. Die Technologie ist auch in der Lage, eine Beimischung von Protokollen auf einem Netzwerk zu unterstützen. Darüber hinaus ermöglicht die Technologie aufgrund der inhärenten Wellenlängenselektivität der Gitter ein signifikantes WDM und DWDM-Multiplexing von Kanälen.
Nachdem sie einmal erzeugt wurde, kann eine Kopfzeilenerkennungssignatur so verwendet werden, daß sie eine Vorwärtsverarbeitung, d.h. Routing, der optischen Daten bewirkt. 15 zeigt als ein Beispiel einen optischen Schaltknoten für IP-Daten für die Verwendung in einem paketgeschalteten Netzwerk. Ein eingehender Datenstrom, welcher aus einer Serie von Paketen 506 gebildet ist, wird an einem Eingang 508 des Routing-Knotens empfangen. Jedes Paket 506 weist eine Kopfzeile 502 auf, welche die Codeadresse definiert und eine nachfolgende Datennutzlast 504, welche durch eine kurze (Wächter-) Zeit von der Kopfzeilenadresse getrennt ist. Das Signal tritt in den Routing-Knoten ein, wo es durch einen Teiler 500 z. B. einen 3 dB-Faserkoppler geteilt wird.
In einem Pfad 580 schreitet das Signal durch eine optische Verzögerungsleitung 585 zu einem Eingang eines optischen Schalters (oder Routers, Filters oder Modulators) 570 fort.
In dem anderen Pfad 505 wird das Signal durch einen optischen Zirkulator 510 an eine oder mehrere Decodier-Gitter 520 der in Bezug auf die vorangegangene Ausführungsform beschriebenen Art geleitet. Das reflektierte Signal wird dann auswärts in den Signalpfad durch den Zirkulator 510 geroutet. Wenn mehrere Decodiergitter 520 bereitgestellt werden, können sie in Serie, wie gezeigt, oder parallel angeordnet sein. Jedes Decodiergitter ist so konstruiert, daß es eine angepaßte gefilterte Antwort für eine bestimmte optische Kopfzeile 502 bereitstellt. Wenn eine korrigierte angepaßte Filterung erhalten wird (d.h. die eingehende Kopfzeile paßt zu einem der Decodiergitter), wird eine relativ intensive Autokorrelationssignatur durch das Decodiergitter erzeugt, welche dann durch ein nicht-lineares Element 530 zur Impulsformung an einen optoe lektronischen Konverter 540, z. B. einen Fotodetektor mit schnellem Antwortverhalten, bereitgestellt.
Das nicht-lineare Element 530 kann ein NOLM wie in den vorangegangenen Beispielen sein oder irgendein anderes nicht-lineares Element, z. B. ein optischer Halbleiterverstärker (Semiconductor Optical Amplifier, SOA) gemäß den beigefügten Ansprüchen.
Der optoelektronische Konverter 540 ist mit einem elektronischen Entscheiderschaltkreis 550 verbunden, welcher eine elektrische Ausgangsleitung 560 aufweist, die mit einem Steuereingang des optischen Schalters 570 zum Triggern verbunden ist. Das elektrische Steuersignal gatet Daten bei dem Schalter 570 für eine ausreichende Zeit, so daß ein Durchgang des Originaldatenpakets (im allgemeinen, aber nicht notwendigerweise auch der Kopfzeile) in die Ausgangsleitung 590 ermöglicht wird. Die Verzögerungsleitung 585 an dem Eingangsarm 580 des Schalters kann aktiv gesteuert sein (z. B. durch Dehnen einer Faserspule mit einem piezoelektrischen Aktuator), so daß sichergestellt ist, daß die Öffnung des Schalters 570 zur richtigen Zeit relativ zu dem eingehenden Datensignal erfolgt (d.h. es kann verwendet werden, um die verschiedenen Verzögerungen innerhalb des Systems aufzunehmen). Dies ist nur ein Beispiel einer nützlichen Vorrichtung für paketgeschaltete Netzwerkanwendungen, welche aus einem SSFBG oder anderen Codier-/Decodierkomponenten konstruiert werden können. Es gibt viele andere solche Beispiele, die denkbar sind. Z. B. einen optischen Routing-Knoten, in dem das eingehende Signal in Abhängigkeit von der Kopfzeile in eine aus einer Mehrzahl von Ausgangsleitungen geroutet wird. Das optische Paketschaltsystem kann mit asynchronen Sendern oder einer Kombination von synchronen und asynchronen Sendern und Empfängern arbeiten.
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[21] N Wada, H Sotobayashi, und Kitayama, Electronics Letters, Bd. 35. Nr. 10, s. 833-834

Claims

Ein optischer Empfänger mit: (a) einem Eingang zum Empfangen eines codierten optischen Signals (506), welches mit einer Codiersignatur codiert wurde, (b) einem Decodierer (520), welcher so geschaltet ist, daß er das codierte optische Signal von dem Eingang empfängt, wobei der Decodierer eine Decodiersignatur verwendet, welche komplementär zu der Codiersignatur ist, so daß das codierte optische Signal decodiert wird, um ein decodiertes optisches Signal zu erzeugen, welches eine Autokorrelationsspitze und eine Hintergrundkomponente aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der optische Empfänger darüber hinaus aufweist (c) ein nichtlineares optisches Element (530), welches so geschaltet ist, daß es das decodierte optische Signal empfängt und die Autokorrelationsspitze relativ zu der Hintergrundkomponente verbessert aufgrund dessen, daß die Autokorrelationsspitze eine Intensität über einem nichtlinearen Schwellenwert des nichtlinearen optischen Elementes aufweist und die Hintergrundkomponente eine Intensität unter dem nichtlinearen Schwellenwert des nichtlinearen optischen Elements aufweist, wodurch das decodierte optische Signal verbessert wird, wobei das nichtlineare optische Element ein optischer Halbleiterverstärker (SOA) ist.
Empfänger gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Decodierer ein brechungsindexmodulationsinduziertes Gitter aufweist.
Empfänger gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das brechungsindexmodulationsinduzierte Gitter in einer optischen Faser gebildet ist.
Empfänger gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, darüber hinaus mit einem Dispersionskompensator, der so angeordnet ist, daß er die Dispersion bei der Übertragung des codierten optischen Signals kompensiert.
Empfänger gemäß einem der vorherigen Ansprüche, darüber hinaus mit einem Verstärker, welcher vor dem nichtlinearen optischen Element angeordnet ist und welcher so eingerichtet ist, daß er das decodierte optische Signal an das nichtlineare optische Element in einem gewünschten Leistungsbereich bereitstellt.
Empfänger gemäß einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Decodierer in Reflexion in Verbindung mit einem Zirkulator (510) angeordnet ist.
Empfänger gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Decodierer so eingerichtet ist, daß er ein mit verbreitertem Spektrum codiertes optisches Signal decodiert.
Empfänger gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Decodierer so eingerichtet ist, daß er ein OCDMA-codiertes optisches Signal decodiert.
Optisches Übertragungssystem mit: (a) einem optischen Übertrager mit einem Codierer zum Erzeugen codierter optischer Signale, (b) einer Übertragungsverbindung zum Weiterleiten des codierten optischen Signals von dem optischen Übertrager und (c) einem optischen Empfänger gemäß einem der vorherigen Ansprüche.
Verfahren zum Decodieren eines codierten optischen Signals mit: (a) Empfangen eines optischen Signals (506), (b) Decodieren des codierten optischen Signals mit einem Decodierer (520), so daß ein decodiertes optisches Signal erzeugt wird, das eine Autokorrelationsspitze und eine angrenzende Hintergrundkomponente aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren darüber hinaus aufweist (c) Bereitstellen des decodierten optischen Signals an ein nichtlineares optisches Element (530), so daß die Autokorrelationsspitze eine Intensität über einem nichtlinearen Schwellenwert des nichtlinearen optischen Elements hat und die Hintergrundkomponente eine Intensität unter dem nichtlinearen Schwellenwert hat, wobei die Autokorrelationsspitze relativ zu der Hintergrundkomponente verbessert wird, wobei das nichtlineare optische Element ein optischer Halbleiterverstärker (SOA) ist.
Verfahren gemäß Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das codierte optische Signal nach einer Verstärkung an das nichtlineare optische Element bereitgestellt wird, so daß sichergestellt wird, daß das nichtlineare optische Element gemäß einer gewünschten Spezifikation arbeitet.
Verfahren gemäß Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß das codierte optische Signal ein mit verbreitertem Spektrum codiertes optisches Signal ist.
Verfahren gemäß Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß das codierte optische Signal ein OCDMA-codiertes optisches Signal ist.