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DIE
VORLIEGENDE ERFINDUNG betrifft allgemein Stromumwandlung und insbesondere DC-DC-Stromwandler.
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DC-zu-DC-Stromwandler
werden allgemein in Stromversorgungsgeräten zur Umwandlung einer Eingangs-DC-Spannung
in eine festgelegte Ausgangs-DC-Spannung verwendet. Für moderne
digitale Anwendungen mit niedriger Leistung wird typischerweise
verlangt, daß DC-zu-DC-Stromwandler eine
ungeregelte Eingangs-DC-Spannung von zum Beispiel 48V oder 120V
in eine im wesentlichen konstante Ausgangsspannung bis auf 5V, 3,3V
oder sogar 1,5V hinab effizient umwandeln.
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Isolierte
Stromwandler im Stand der Technik regeln typischerweise die Ausgangsspannung
des Wandlers durch Modulieren der Pulsbreite der Eingangsschalter
auf der Primärseite.
Eine wesentliche Quelle von Ineffizienz für Stromwandler ergibt sich
jedoch anhand des Einschaltens der Eingangsschalter, die typischerweise
MOSFETs sind, bei von Null verschiedenen Spannungen. Einige dieser
Wandlertopologien können
Nullspannungsschaltungen der Eingangsschalter mit Steuerung der
relativen Einschaltdauer realisieren, aber genannte Topologien sind
gewöhnlich
auf Eintaktwandler oder auf spezielle Topologien, wie zum Beispiel
die phasenverschobene Vollbrücke
beschränkt.
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Für Zweitaktwandler,
die eine symmetrische Halbbrückentopologie
verwenden, kann Nullspannungsschaltung nicht realisiert werden,
wenn die Primärschalter
pulsbreitenmoduliert sind. Obwohl hocheffiziente Nullspannungsschaltung
der Eingangsschalter für
Halbbrückenwandlertopologien
realisiert werden kann, indem die relative Einschaltdauer der Primärschalter
auf oder in der Nähe
von fünfzig
Prozent eingestellt wird, wird sich außerdem die Ausgangsspannung
des Wandlers proportional zu einer schwankenden Eingangsspannung ändern, was
für die
meisten modernen Anwendungen nicht akzeptabel ist.
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Die
Literaturstelle zum Stand der Technik von Chen "Small-Signal Analysis of a Synchronous-Switch
Post Regulator with Coupled Inductors", IEEE Trans. on Industrial Electronics,
Band 47, Nr. 1, Februar 2000, S. 55–66, offenbart einen Wandler
mit Multiple Post Regulation Synchronous Buck Converters, die mit
einem Eingangshalbbrückenwandler
verbunden sind.
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Die
Fundstelle zum Stand der Technik von Cooke "Control Loop Inveractions for Secondary Side
Post Regulators",
APEC 1998, offenbart einen Wandler mit einer Push-Pull Main Power-Stufe
und einer Synchronous Buck Post Regulation-Stufe.
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Die
Fundstelle zum Stand der Technik U.S.-Patent 5,245,520 von Imbertson
offenbart einen brückenartigen
Stromwandler mit PWM-Schaltmodus mit asymmetrischen relativen Einschaltdauern zur
Reduzierung von Schaltverlusten.
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Dementsprechend
besteht ein Bedarf daran, einen hocheffizienten Trennwandler mit
Nullspannungsschaltung zu erhalten, der hocheffiziente Regulierung
der Ausgangsspannung beibehält.
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KURZE ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung ist auf einen Stromwandler gerichtet. Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird bereitgestellt ein Stromwandler zur Erzeugung wenigstens
einer Ausgangsspannung, umfassend:
eine erste Stromumwandlungsstufe,
die einen Transformator mit ersten und zweiten Sekundärwicklungen,
wenigstens zwei Primärschalter,
die mit dem Transformator gekoppelt sind, eine erste Gleichrichterschaltung,
die mit der ersten Sekundärwicklung des
Transformators gekoppelt ist, und eine zweite Gleichrichterschaltung
enthält,
die mit der zweiten Sekundärwicklung
des Transformators gekoppelt ist, und eine zweite Stromumwandlungsstufe,
die mit den ersten und zweiten Gleichrichterschaltungen der ersten
Stromumwandlungsstufe gekoppelt ist, wobei die zweite Stromumwandlungsstufe
erste und zweite Tiefsetzsteller (Buck Converters) enthält, worin
die ersten und zweiten Tiefsetzsteller jeweils einen jeweiligen
Schalter enthalten, der geregelt ist, um eine gewünschte Ausgangsspannung
zu erzielen, worin
die wenigstens zwei Primärschalter nicht geregelt sind
und unabhängig
von der Ausgangsspannung gesteuert werden und worin die ersten und
zweiten Primärschalter
symmetrisch betrieben werden und eine relative Einschaltdauer von
weniger als fünfzig Prozent
aufweisen, so daß der
erste Schalter eingeschaltet wird, wenn ein Spannungsabfall über den ersten
Schalter im wesentlichen gleich Null ist, und so daß der zweite
Schalter eingeschaltet wird, wenn ein Spannungsabfall über den
zweiten Schalter im wesentlichen gleich Null ist.
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Vorzugsweise
enthält
die erste Stromumwandlungsstufe eine Schaltung, die aus der Gruppe ausgewählt ist,
die aus einer Halbbrückenwandlerschaltung,
einer Vollbrückenwandlerschaltung
und einer Gegentaktwandlerschaltung (push-pull converter circuit)
besteht.
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Vorteilhafterweise
ist der erste Tiefsetzsteller mit einem Ausgang der ersten Gleichrichterschaltung gekoppelt,
der zweite Tiefsetzsteller mit einem Ausgang der zweiten Gleichrichterschaltung
gekoppelt und werden Ausgaben der ersten und zweiten Tiefsetzsteller
kombiniert, um eine einzige Ausgabe bereitzustellen.
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Zweckmäßigerweise
ist der erste Tiefsetzsteller mit den ersten und zweiten Gleichrichterschaltungen
gekoppelt und dient zur Erzeugung einer ersten Ausgangsspannung,
und ist der zweite Tiefsetzsteller mit den ersten und zweiten Gleichrichterschaltungen
gekoppelt und dient zur Erzeugung einer zweiten Ausgangsspannung.
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Vorzugsweise
enthält
die erste Gleichrichterschaltung einen selbstgesteuerten Synchrongleichrichter
und enthält
die zweite Gleichrichterschaltung einen zweiten selbstgesteuerten
Synchrongleichrichter.
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Vorteilhafterweise
ist eine erste Gate-gesteuerte Schaltung, die mit dem ersten Synchrongleichrichter
gekoppelt ist, und eine zweite Gate-gesteuerte Schaltung, die mit
dem zweiten Synchrongleichrichter gekoppelt ist, vorgesehen.
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Zweckmäßigerweise
enthält
wenigstens eine der ersten und zweiten Gate-Schaltungen einen FET.
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Vorzugsweise
enthält
der erste Tiefsetzsteller eine erste flankengesteuerte Steuerschaltung
und enthält
der zweite Tiefsetzsteller eine zweite flankengesteuerte Steuerschaltung.
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Vorteilhafterweise
ist eine primäre
Steuerschaltung zur Steuerung der wenigstens zwei Primärschalter
und eine Synchronisierungsschaltung vorgesehen, die zwischen der
primären
Steuerschaltung und den ersten und zweiten flankengesteuerten Steuerschaltungen
angeschlossen ist.
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Zweckmäßigerweise
enthält
die Synchronisierungsschaltung:
einen ersten Transistor, der
erste und zweite Anschlüsse,
die dazwischen eine Leiterbahn definieren, und einen Steueranschluß aufweist,
worin der Steueranschluß mit
einem Synchronisierungsausgabeanschluß der primären Steuerschaltung gekoppelt
ist, einen zweiten Transistor, der erste und zweite Anschlüsse, die
dazwischen eine Leiterbahn definieren, und einen Steueranschluß aufweist,
worin der Steueranschluß mit
dem ersten Anschluß des
ersten Transistors gekoppelt ist und der erste Anschluß des zweiten
Transistors mit den ersten und zweiten flankengesteuerten Steuerschaltungen
gekoppelt ist, und einen ersten Kondensator, der zwischen dem ersten
Anschluß des
ersten Transistors und dem Steueranschluß des zweiten Transistors angeschlossen
ist.
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Vorzugsweise
ist der erste Anschluß des
ersten Transistors der Synchronisierungsschaltung mit einer primären Masse
gekoppelt, und ist der zweite Anschluß des zweiten Transistors der
Synchronisierungsschaltung mit einer sekundären Masse gekoppelt, wobei
die Synchronisierungsschaltung ferner einen zweiten Kondensator
enthält,
der zwischen primärer
Masse und sekundärer
Masse angeschlossen ist.
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Vorteilhafterweise
enthält
die erste Stromumwandlungsstufe einen symmetrischen Halbbrückenwandler.
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Zweckmäßigerweise
enthält
die erste Gleichrichterschaltung einen ersten Synchrongleichrichter,
und enthält
die zweite Gleichrichterschaltung einen zweiten Synchrongleichrichter.
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Vorzugsweise
enthält
die erste Gleichrichterschaltung eine erste Diode, und enthält die zweite Gleichrichterschaltung
eine zweite Diode.
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Vorteilhafterweise
sind die wenigstens zwei Primärschalter
für eine
Zeitdauer pro Schaltzyklus simultan ausgeschaltet.
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Zweckmäßigerweise
sind die erste Gleichrichterschaltung und die zweite Gleichrichterschaltung
während
eines Schaltzyklus nicht simultan eingeschaltet.
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Im
Gegensatz zum Stand der Technik liefern Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung hocheffiziente Trennstromwandler mit Nullspannungsschaltung,
die gleichzeitig für
hocheffiziente Regelung der Ausgangsspannung sorgen. Diese und weitere
Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand der nachfolgenden
ausführlichen
Beschreibung ersichtlich werden.
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Damit
die vorliegende Erfindung eindeutig verstanden und leicht in die
Praxis umgesetzt wird, wird die vorliegende Erfindung in Verbindung
mit den folgenden Figuren beschrieben werden, in denen:
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1 ein
Schemadiagramm eines Stromwandlers gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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2 ein
Zeitablaufdiagramm zeigt, das den Betrieb des Stromwandlers von 1 gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung darstellt;
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3–11 Schemadiagramme
des Stromwandlers gemäß weiteren
Ausführungsformen der
vorliegenden Erfindung zeigen;
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12 ein
Zeitablaufdiagramm zeigt, das den Betrieb des Stromwandlers von 10 gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung darstellt;
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13 ein
Schemadiagramm des Stromwandlers gemäß einer weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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14 ein
Schemadiagramm des Stromwandlers gemäß einer weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt; und
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15 ein
Schemadiagramm der Synchronisierungsschaltung gemäß einer
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung zeigt.
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Es
versteht sich, daß die
Figuren und Beschreibungen der vorliegenden Erfindung zur Darstellung
von Elementen, die für
ein klares Verständnis
der vorliegenden Erfindung relevant sind, vereinfacht worden ist,
während
andere Elemente eines DC-DC-Stromwandlers, der Klarheit halber,
weggelassen worden sind. Zum Beispiel werden hier keine Details
bezüglich
der Steuerschaltungen zur Steuerung des Schaltens von bestimmten
kontrollgesteuerten Schaltern des Stromwandlers geliefert. Fachleute
auf dem Gebiet werden jedoch erkennen, daß diese und andere Elemente
in einem typischen DC-DC-Stromwandler wünschenswert sein können. Da
jedoch genannte Elemente auf dem Gebiet allgemein bekannt sind und
sie kein besseres Verständnis der
vorliegenden Erfindung erleichtern, ist hierin keine Erörterung
von genannten Elementen vorgesehen.
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1 zeigt
ein Schemadiagramm eines Stromwandlers 10 gemäß einer
Ausführungsform. Der
in 1 dargestellte Stromwandler 10 wandelt eine
ungeregelte Eingangsspannung (Vin) in eine Ausgangsspannung
(Vout) um. Der Stromwandler 10 enthält einen
Halbbrückenwandler 12,
der zwei Tiefsetzsteller (buck converters) 14, 16 speist.
Der Halbbrückenwandler 12 enthält eine
Primärschaltung,
die Primärschalter
Q1, Q2 und einen Kondensator C1 enthält. Der Halbbrückenwandler 12 enthält auch
einen Transformator C1 mit einer Primärwicklung P1 sowie ersten und
zweiten Sekundärwicklungen
S1, S2. Der Halbbrückenwandler 12 enthält auch
ein Paar Ausgangsgleichrichterschaltungen, die, gemäß einer
Ausführungsform,
jeweils einen Synchrongleichrichter Q3 bzw. Q4 enthalten, wie dies
in 1 dargestellt ist.
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Der
erste Tiefsetzsteller 14 enthält ein Paar Schalter Q5 und
Q6, eine Induktivität
L1 und einen Kondensator C2. Der zweite Tiefsetzsteller 16 enthält ein Paar
Schalter Q7 und Q8, eine Induktivität L2 und den Kondensator C2.
(Es sollte jedoch beachtet werden, daß der gestrichelte Kasten 16 in 1 nicht den
Kondensator C2 enthält).
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Jeder
der Schalter Q1, Q2 kann durch eine Steuerschaltung (nicht gezeigt),
wie dies auf dem Gebiet bekannt ist, gesteuert werden und deren
relative Einschaltdauern können
unabhängig
von der Ausgangsspannung Vout sein. Gemäß einer
Ausführungsform
kann jeder Schalter Q1, Q2 gerade unter einer relativen Einschaltdauer
von 50 % symmetrisch arbeiten, so daß dazwischen keine Cross-Conduction
stattfindet. Die Dauer von simultan nichtleitenden Zuständen für die Schalter
Q1, Q2 kann ausreichend lang sein, um Nullspannungsschaltung (Zero
Voltage Switching (ZVS)) zuzulassen. Die Tiefsetzsteller 14, 16 können synchron
mit alternierenden Halbzyklen der Halbbrücke (d.h. den Leitung/Nichtleitung-Zyklen der
Primärschalter
Q1, Q2) arbeiten.
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Für die in 1 dargestellte
Ausführungsform
sind die Schalter Q1–Q8
als MOSFETs schematisch dargestellt, jedoch können gemäß anderen Ausführungsformen
einige oder alle der Schalter Q1–Q8 durch bipolare Bausteine,
wie zum Beispiel BJTs oder IGBTs ersetzt werden.
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Der
Betrieb des Stromwandlers 10 wird nun in Verbindung mit
dem Zeitablaufdiagramm von 2 dargestellt,
das die Gate-Source-Spannung der Schalter Q1–Q8 gemäß einer Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung darstellt. Als solches sind die Schalter
Q1–Q8
eingeschaltet (leitend), wenn deren entsprechende Gate-Source-Spannung
hoch ist, und ausgeschaltet (nichtleitend), wenn deren entsprechende
Gate-Source-Spannung niedrig ist. In 2 erstreckt
sich der erst Halbzyklus der Leitung/Nichtleitung-Schaltintervalle
der Schalter Q1, Q2 vom Zeitpunkt t0 zum Zeitpunkt t1, und erstreckt sich
der zweite Halbzyklus vom Zeitpunkt t1 zum Zeitpunkt t2. Die Schalter
Q1 und Q3 sind EIN (oder einem leitenden Zustand) über im wesentlichen
den gesamten ersten Halbzyklus (t0–t1), und die Schalter Q2 und
Q4 sind AUS (oder in einem lichtleitenden Zustand). Somit bildet
sich während
des ersten Halbzyklus (t0–t1)
Ladung auf dem Kondensator C1 und ist die Spannung über die
Primärwicklung
P1 des Transformators T1 im wesentlichen Vin/2.
Die Spannung über
die Primärwicklung
P1 ist mit den Sekundärwicklungen
S1, S2 des Transformators T1 magnetisch gekoppelt. Zu Beginn des
Halbzyklus (t0), wenn die Schalter Q1 und Q3 EIN-schalten, kann der Schalter Q5 auch
EIN-schalten und schaltet der Schalter Q6 AUS. Die Spannung über die
erste Sekundärwicklung
S1 wird somit an die Induktivität
L1 über
im wesentlichen den gesamten ersten Halbzyklus angelegt.
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Die
EIN-Zeit für
den Schalter Q5 kann unabhängig
von den Schaltern Q1 und Q3 geregelt werden, um die gewünschte Ausgangsspannung
Vout zu erzielen, und kann vor oder simultan
mit dem Ende des ersten Halbzyklus (t1) enden. Wenn der Schalter Q5
AUS-schaltet, schaltet der Schalter Q6 EIN. Der Schalter Q6 bleibt
EIN für
den Rest des ersten Halbzyklus und auch über den zweiten Halbzyklus
(t1–t2).
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Am
Ende der ersten Halbzyklus (t1) schalten die Schalter Q1 und Q3
AUS und nach einer Verzögerung,
um zu ermöglichen,
daß die
Magnet- und Leckinduktivität
des Transformators T1 die Spannung an dem Knoten zwischen den Schaltern
Q1 und Q2 hinunterzwingen, um ZVS durchzuführen, schalten die Schalter
Q2 und Q4 EIN und bleiben sie über
im wesentlichen den gesamten zweiten Halbzyklus (t1–t2) EIN.
Während
dieses zweiten Halbzyklus ist die Spannung über die Primärwicklung
P1 aufgrund der Ladung auf dem Kondensator C1 im wesentlichen Vin/2. Zu Beginn des zweiten Halbzyklus (t1), wenn
die Schalter Q2 und Q4 EIN-schalten, schaltet der Schalter Q7 auch
EIN und schaltet der Schalter Q8 AUS. Die Spannung über die
zweite Sekundärwicklung
S2 wird an die Induktivität
L2 angelegt. Die EIN-Zeit für
den Schalter Q2 kann unabhängig
von den Schaltern Q2 und Q4 geregelt werden, um die gewünschte Ausgangsspannung
Vout zu erzielen, und kann vor oder simultan
mit dem Ende des zweiten Halbzyklus (t2) enden. Die relative Einschaltdauer von Q7
kann dieselbe wie für
den Schalter Q5 sein. Wenn der Schalter Q7 AUS-schaltet, schaltet
der Schalter Q8 EIN und bleibt er EIN für den Rest des zweiten Halbzyklus
sowie über
den nächsten
Halbzyklus (t2–t3).
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Am
Ende des zweiten Halbzyklus (t2) schalten die Schalter Q2 und Q4
AUS und nach einer kurzen Verzögerung,
um zu ermöglichen,
daß die
Magnet- und Leckinduktivität
des Transformators T1 die Spannung an dem Knoten zwischen den Schaltern Q1
und Q2 hinaufzwingen, um ZVS durchzuführen, schalten die Schalter
Q1 und Q3 EIN.
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Die
Schalter Q5–Q8
können
von einer Steuerschaltung (nicht gezeigt) gesteuert werden, wie dies
auf dem Gebiet bekannt ist. Zusätzlich
können die
relativen Einschaltdauern der Schalter Q5–Q8 durch die Steuerschaltung,
wie dies auf dem Gebiet bekannt ist, auf der Grundlage der Ausgangsspannung
(Vout) moduliert werden. Die Synchrongleichrichter
Q3, Q4 können
selbstgesteuert sein, wie dies in 3 dargestellt
ist, worin Widerstände
R1 bzw. R2 die Spannung über
die jeweiligen Sekundärwicklungen
S1, S2 des Transformators T1 mit den Steueranschlüssen der
Schalter Q3, Q4 koppeln. Gemäß einer
weiteren Ausführungsform,
in der die Synchrongleichrichter Q3, Q4 selbstgesteuert sind, können die
Synchrongleichrichter Q3, Q4 durch die Spannung über zusätzliche Sekundärwicklungen
des Transformators T1 (nicht gezeigt) gesteuert werden. Gemäß einer
weiteren Ausführungsform
können
die Synchrongleichrichter Q3, Q4 kontrollgesteuert, wie zum Beispiel
durch eine Steuerschaltung (nicht gezeigt) werden, wie dies auf
dem Gebiet bekannt ist.
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Gemäß einer
Ausführungsform
kann der Stromwandler 10 Hinterflankenmodulation der Schalter
Q5–Q8
benutzen, um Ausgangsregelung zu erzielen. Gemäß einer weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kann der Stromwandler 10 Ausgangsregelung
durch Verwendung von Vorderflankenmodulation erzielen.
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Der
Stromwandler 10 kombiniert die Effizienzvorteile von synchronen
Tiefsetzstellern mit einer Synchrongleichgerichteterhalbbrückenkonfiguration mit
ZVS an den Primärschaltern Q1,
Q2. Der Wandler 10 weist den weiteren Vorteil auf, daß die Schalter
Q5 und Q7 bei Nullstrom aufgrund von Wicklungsleckinduktivität EIN-schalten
können.
Außerdem
kann gemäß einer
Ausführungsform
ein Open Frame-Baudesign verwendet werden, da Spannungen größer als Vin nicht erzeugt werden. Ferner liefert die
Halbbrückenkonfiguration
eine Ausgangswelligkeit, die das doppelte der Primärschaltfrequenz
ist.
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4 zeigt
ein Schemadiagramm des Stromwandlers 10 gemäß einer
weiteren Ausführungsform.
Der Stromwandler 10 von 4 ähnelt demjenigen
von 1, außer
daß die
Synchrongleichrichter Q3, Q4 der Ausgangsgleichrichterschaltungen
des Halbbrückenwandlers 12 durch
jeweilige Gleichrichterdioden D3 und D4 ersetzt worden sind und
die Schalter Q6, Q8 der Tiefsetzsteller 14, 16 durch
jeweilige Dioden D6, D8 ersetzt worden sind.
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5 zeigt
ein Schemadiagramm des Stromwandlers 10 gemäß einer
weiteren Ausführungsform.
Der Wandler 10 von 5 ähnelt demjenigen
von 4, außer
daß der
Wandler 10 nur einen Tiefsetzsteller 14 enthält, der
den Schalter Q5, eine Diode D6, die Induktivität R1 und den Kondensator C2
umfaßt.
Man sollte beachten, daß für diese Ausführungsform
beide Sekundärwicklungen
S1, S2 mit dem Schalter Q5 des Tiefsetzstellers 14 gekoppelt
sind. Gemäß einer
weiteren Ausführungsform der
Topologie mit einzigem Tiefsetzsteller können die Ausgangsgleichrichterschaltungen
des Halbbrückenwandlers 12 und
Tiefsetzstellers 14 Synchrongleichrichter enthalten, wie
dies vorangehend unter Bezugnahme auf die 1 und 3 beschrieben
wurde. Gemäß einer
weiteren Ausführungsform
können
zusätzliche
Tiefsetzsteller in einer Weise ähnlich
dem dargestellten einzigen Tiefsetzsteller zur Schaltung hinzugefügt werden,
um mehrere Ausgaben zu liefern.
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6 zeigt
ein Schemadiagramm des Wandlers 10 gemäß einer weiteren Ausführungsform.
Der Wandler 10 von 6 ähnelt demjenigen von 1,
außer
daß der
Halbbrückenwandler 12 durch
einen Vollbrückenwandler 18 ersetzt
worden ist. Die Eingangsschaltung des Vollbrückenwandlers enthält zusätzliche
Schalter Q1B und Q2B auf der Primärseite, die auch durch die
Steuerschaltung (nicht gezeigt), die die Schalter Q1, Q2 steuert,
gesteuert werden können.
Der Wandler 10 mit der Vollbrückenkonfiguration kann ähnlich wie
die vorangehend unter Bezugnahme auf die 1 und 2 beschriebene
Halbbrückenkonfiguration
arbeiten. Die zusätzlichen
Primärschalter
Q1B, Q2B können
dieselbe zeitliche Steuerung (d.h. Leitung/Nichtleitungzyklen) wie
die Schalter Q1 bzw. Q2 aufweisen. In der dargestellten Ausführungsform
enthält
die Primärschaltung
des Vollbrückenwandlers 18 den
Kondensator C1, der bei der Symmetrisierung der Volt-Sekunden über den
Transformator T1 helfen kann. Der Kondensator C1 ist jedoch für die Vollbrückenkonfiguration
nicht notwendig.
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7 zeigt
ein Schemadiagramm des Wandlers 10 gemäß einer weiteren Ausführungsform.
Die Ausführungsform
von 7 ähnelt
derjenigen von 1, außer daß sie zwei parallel angeschlossene
brückengespeiste
Wandler 20, 22 enthält. Jeder der ersten und zweiten
brückengespeisten
Wandler 20, 22 kann ähnlich wie der vorangehend
unter Bezugnahme auf die 1 und 3–6 beschriebene
Wandler 10 sein und kann sich einen gemeinsamen Ausgangskondensator
C2 teilen, um eine einzige Ausgangsspannung Vout zu
liefern. In der dargestellten Ausführungsform sind die ersten
und zweiten brückengespeisten Wandler 20, 22 ähnlich wie
der in 1 dargestellte Wandler 10. Der zweite
brückengespeiste
Wandler 22 enthält
Schalter Q1B und Q2B auf der Primärseite, einen Transformator
T1B, einen Kondensator C1B und Ausgangssynchrongleichrichter Q3B,
Q4B, die beide Tiefsetzsteller speisen. Ein erster der Tiefsetzsteller
des zweiten Wandlers 22 enthält Schalter Q5B, Q6B, eine
Induktivität
L1B und den Kondensator C2. Der zweite Tiefsetzsteller enthält die Schalter Q7B,
Q8B, eine Induktivität
L2B und den Kondensator C2. der zweiten Brückenwandler 12 kann
in einer ähnlichen
Weise wie der vorangehend unter Bezugnahme auf die 1 und 2 beschriebene
arbeiten, außer
daß, gemäß einer
Ausführungsform,
die Leitung/Nichtleitung-Zyklen
der Primärschalter
Q1B, Q2B zum Beispiel neunzig Grad außer Phase mit den Leitung/Nichtleitung-Zyklen
der Schalter Q1, Q2 sein können.
Demzufolge kann der Leistungspegel des Wandlers 10 erhöht werden,
während
die Ausgangswelligkeitsfrequenz effektiv verdoppelt wird. Eine derartige
Ausführungsform
läßt die Benutzung
von Filterkomponenten mit kleinerer Ausgabe (Induktivitäten L1,
L2, L1B, L2B und Kondensator C2) und verbessertes Übergangsverhalten
zu.
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8–11 zeigen
Schemadiagramme des Stromwandlers 10 gemäß weiteren
Ausführungsformen.
In diesen Ausführungsformen
ist die zweite Sekundärwicklung
S2 des Transformators T1 entfernt. 8 stellt
eine Ausführungsform
ohne Synchrongleichrichtung dar, und 9 stellt
eine Ausführungsform
mit Synchrongleichrichtung dar. Der Betrieb der in den 8 und 9 dargestellten Stromwandler 10 ähnelt dem
vorangehend unter Bezugnahme auf die 1 und 2 beschriebenen. Obwohl
die Synchrongleichrichter Q3, Q4 in 9 so dargestellt
sind, daß sie
selbstgesteuert sind, können zusätzlich gemäß weiteren
Ausführungsformen
die Synchrongleichrichter Q3, Q4 zum Beispiel kontrollgesteuert
sein.
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Der
in 10 dargestellte Stromwandler 10 ähnelt demjenigen
von 8, außer
daß die
Gleichrichterdioden D4, D3 entfernt worden sind. Der Betrieb des
Stromwandlers 10 von 10 wird
in Verbindung mit dem Zeitablaufdiagramm von 12 beschrieben,
das die Gate-Source-Spannungen für Schalter
Q1, Q2, Q5 und Q7 zeigt. Zu Beginn des ersten Halbzyklus (t0), wenn
der Schalter Q1 EIN-schaltet, schaltet der Schalter Q7 EIN und leitet die
Diode D8. Wenn die Schalter Q1, Q7 EIN-schalten, ist der Schalter
Q5 von dem vorherigen Halbzyklus immer noch EIN und kann die Diode
D6 sperren. Die Spannung über
die Sekundärwicklung
S1 wird an die Induktivität
L1 angelegt. Der Schalter Q5 kann durch eine Steuerschaltung (nicht
gezeigt) moduliert werden, um die Ausgangsspannung (Vout)
für diesen Halbzyklus
(t0–t1)
zu regeln. Wenn der Schalter Q5 AUS-geschaltet ist, leitet die Diode
D6 Strom durch die Induktivität
L1 und kann die Diode D8 weiterhin Strom durch die Induktivität L2 leiten.
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Am
Ende des ersten Halbzyklus (t1) schaltet der Schalter Q1 AUS und
nach einer kurzen Verzögerung,
um der Magnet- und Leckinduktivität des Transformators T1 zu
ermöglichen,
die Spannung an dem Knoten zwischen den Schaltern Q1, Q2 hinunterzuzwingen,
um ZVS durchzuführen,
kann der Schalter Q2 EIN-schalten. Wenn der Schalter Q2 EIN-schaltet,
schaltet der Schalter Q5 EIN. Der Schalter Q7 kann von dem vorherigen
Halbzyklus weiterhin EIN sein. Über
im wesentlichen den gesamten zweiten Halbzyklus (t1–t2) bleiben
die Schalter Q2, Q5 und Q7 EIN und sperrt die Diode D8. Als ein
Ergebnis wird die Spannung über
die Sekundärwicklung
S1 an die Induktivität
L2 angelegt. Die EIN-Zeit für
den Schalter Q7 kann durch die Steuerschaltung (nicht gezeigt) moduliert
werden, um die Ausgangsspannung (Vout) für den zweiten
Halbzyklus (t1–t2)
zu regeln. Wenn der Schalter Q7 AUS-schaltet, leitet die Diode D8
Strom durch die Induktivität
L2. Die Diode D6 kann weiterhin Strom durch die Induktivität L1 leiten.
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Am
Ende des zweiten Halbzyklus (t2) schaltet der Schalter Q2 AUS und
nach einer kurzen Verzögerung,
um der Magnet- und Leckinduktivität von T1 zu ermöglichen,
die Spannung an dem Knoten zwischen den Schaltern Q1, Q2 hinaufzuzwingen, um
ZVS durchzuführen,
schaltet der Schalter Q1 EIN. Wie vorangehend erörtert, schaltet der Schalter Q7
EIN und kann der Schalter Q5 EIN vom vorherigen Halbzyklus bleiben,
wenn der Schalter Q1 EIN-schaltet.
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Der
Stromwandler 10 von 11 kann
Hinterflankenmodulation der Schalter Q5 und Q7 zum Erzielen von
Ausgangsregelung benutzen. Gemäß einer
weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kann der Stromwandler 10 Vorderflankenmodulation
der Schalter Q5 und Q7 zum Erzielen von Ausgangsregelung benutzen.
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Der
in 11 dargestellte Stromwandler 10 ähnelt demjenigen
von 10, außer
daß die
Dioden D6, D8 durch Dioden Q6, Q8 ersetzt worden sind. Der Betrieb
des Stromwandlers 10 von 11 ähnelt demjenigen
von 10.
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13 zeigt
ein Diagramm des Stromwandlers 10 gemäß einer weiteren Ausführungsform.
Wie die vorangehend beschriebenen Wandler 10 enthält der in 13 dargestellte
Wandler 10 zwei Stufen. Die erste Stufe enthält den symmetrischen
Halbbrückenwandler 12.
Die zweite Stufe enthält
das Paar synchrone Tiefsetzsteller 14, 16. Gemäß der dargestellten
Ausführungsform
liefert der symmetrische Halbbrückenwandler 12,
wie unten weiter beschrieben ist, eine gleichgerichtete Impulsspannung,
in 13 als Vbus bezeichnet,
die an die synchronen Tiefsetzsteller 14, 16 geliefert
wird. Jeder synchrone Tiefsetzsteller 14, 16 liefert
eine separate Ausgangsspannung, in 13 jeweils
als V01 und V02 bezeichnet.
Obwohl nur zwei synchrone Tiefsetzsteller 14, 16 in 13 gezeigt
sind, erwägen
andere Ausführungsformen
eine andere Anzahl von synchronen Tiefsetzstellern, die mit dem
symmetrischen Halbbrückenwandler 12 gekoppelt
sind, wie zum Beispiel einen oder mehr als zwei synchrone Tiefsetzsteller. Obwohl
die erste Stufe in 13 als ein symmetrischer Halbbrückenwandler 12 dargestellt
ist, kann zusätzlich
gemäß anderen
Ausführungsformen
die erste Stufe, zum Beispiel, eine Gegentakt (Push-pull)-Topologie,
wie sie unten unter Bezugnahme auf 14 weiter
beschrieben ist, oder eine Vollbrückentopologie verwenden.
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Der
symmetrische Halbbrückenwandler 12 enthält Primärschalter
Q1, Q2, die die Primärwicklung
P1 des Transformators T1 symmetrisch antreiben können. Die Schalter Q1, Q2 können durch
eine Steuerschaltung 32 mit einer relativen Einschaltdauer
von zwischen 25% und 50% zur Durchführung von ZVS gesteuert werden,
wie dies unten weiter beschrieben wird.
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Die
Steuerschaltung 32 kann eine Open Loop-Steuerschaltung
sein, die nicht auf die Ausgangsspannungen V01,
V02 anspricht. Dementsprechend kann die
Spannung über
die Sekundärwicklungen
S1, S2 ungeregelt sein. Die Primärschaltung des
symmetrischen Halbbrückenwandlers 12 kann auch,
wie in 13 dargestellt, ein Eingangsfilter
mit einem Kondensator C3 und einer Induktivität L3 enthalten. Zusätzlich kann
der symmetrische Halbbrückenwandler 12 zwei
in Reihe verbundene Kondensatoren C1, C1B enthalten, die über die
Eingangsspannungsquelle (Vin) angeschlossen
sind.
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Die
Synchrongleichrichter Q3, Q4 sind jeweils mit den Sekundärwicklungen
S1, S2 des Transformators T1 gekoppelt. Wie dies in 13 dargestellt
ist, können
die Synchrongleichrichter Q3, Q4 gemäß einer Ausführungsform
selbstgesteuert sein. Gemäß einer
derartigen Ausführungsform
können die
Steueranschlüsse
des Synchrongleichrichters Q3 von einer Spannung über die
zweite Sekundärwicklung
S2 angesteuert werden und kann der Synchrongleichrichter Q4 durch
eine Spannung über
die erste Sekundärwicklung
S1 angesteuert werden. Zusätzlich
kann gemäß einer
Ausführungsform
der symmetrische Halbbrückenwandler 12 ein
Paar Ansteuerschaltungen 32, 34 zum Begrenzen
der an die Steueranschlüsse
der Synchrongleichrichter Q3, Q4 angelegten Spannung enthalten.
Die Ansteuerschaltungen 32, 34 können jeweils
einen Ansteuerschalter Q9, Q9B und eine Vorspannungsquelle 36, 38 enthalten.
Die Ansteuerschalter Q9, Q9B können
Transistoren, wie zum Beispiel FET oder bipolare Transistoren sein.
Gemäß einer
weiteren Ausführungsform
können
die Synchrongleichrichter Q3, Q4 kontrollgesteuert sein.
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Die
gleichgerichteten, ungeregelten Halbzyklusspannungen von den Sekundärwicklungen
S1, S2 werden zur Erzeugung der vollwellengleichgerichteten, ungeregelten
Spannung Vbus kombiniert. Diese Spannung
wird in jeden der synchronen Tiefsetzsteller 14, 16 gegeben.
Die Schalter Q5, Q6 des ersten synchronen Tiefsetzstellers 14 kann
durch eine Steuerschaltung 14 gesteuert werden, die auf
die Ausgangsspannung V01 des ersten synchronen
Tiefsetzstellers 14 anspricht. Die Schalter Q7, Q8 des
zweiten synchronen Tiefsetzstellers 16 können durch
eine Steuerschaltung 42 gesteuert werden, die auf die Ausgangsspannung
V02 des zweiten synchronen Tiefsetzstellers 16 anspricht.
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Wie
in 13 dargestellt ist, enthält die erste Stufe des Stromwandlers 10 (d.h.
des symmetrischen Halbbrückenwandlers)
kein Ausgangsfilter, um dadurch ZVS durchzuführen. Dementsprechend kann
die Spannung Vbus zusätzlich ungefiltert sein. Zur
Kompensation der ungefilterten Art der Spannung Vbus können die
Steuerschaltungen 40, 42 mit Flanken (entweder
Vorder- oder Hinter-) der Pulse der Spannung Vbus synchronisiert
werden. Gemäß einer
Ausführungsform
kann die Synchronisierung mit einer Synchronisierungsschaltung 50 zum
Senden von Synchronisierungspulsen zwischen den primären und
sekundären
Steuerschaltungen durchgeführt werden,
die unter Bezugnahme auf 15 unten
detaillierter beschrieben ist. Jede der Steuerschaltungen 40, 42 kann
auch auf Trimm-Signale Trim1 bzw. Trim2 ansprechen, um eine Variation
der Ausgangsspannungen V01, V02 zuzulassen
und für
eine besondere Lastanwendung zu passen. Die Ausgangsspannungen V01, V01 des Wandlers 10 können vollständig unabhängig sein
und V01 kann größer als oder geringer als V02 sein.
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Wie
vorangehend diskutiert wurde, können die
Schalter Q1 und Q2 mit einer relativen Einschaltdauer zwischen 25%
und 50% ohne Verzicht auf ZVS angesteuert werden, wenn man annimmt,
daß kein reflektierter
Strom auf der Sekundärseite
während der
Kommutierung der Schalter Q1, Q2 in der Primärseite fließt. Das heißt, daß in einem bestimmten Zyklus
Q1 (oder Q2) ausgeschaltet werden kann, nachdem sowohl Q5 als auch
Q7 ausgeschaltet worden sind. Ausschalten von Q1 und Q2, unmittelbar
nachdem sowohl Q5 als auch Q7 ausgeschaltet worden sind, weist den
Vorteil von verminderten Verlusten in dem Kern des Transformators
T1 auf und führt
zu einer hohen Stromumwandlungseffizienz. Solange die relative Ansteuereinschaltdauer
für Q1
und Q2 oberhalb von 25% gehalten wird, kann ZVS-Betrieb durch den
Magnetisierungsstrom des Transformators aufrechterhalten werden.
Gemäß weiteren
Ausführungsformen
kann jedoch die relative Einschaltdauer für die Schalter Q1 und Q2 nahe
an 50 % gehalten werden. Zusätzlich
können
die Tiefsetzsteller 14, 16, wie vorangehend diskutiert,
hinterflanken- oder vorderflankenmoduliert sein. Zur Durchführung von
ZVS können
die Durchlaßschalter
Q5 und Q7 eingeschaltet werden, nachdem die Primärseitenkommutierung abgeschlossen
ist, und ausgeschaltet werden, bevor die Primärseitenkommutierung des nächsten Zyklus ausgelöst wird.
In bestimmten Anwendungen kann die Hinterflankenmodulation leichter
zu implementieren sein.
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14 zeigt
ein Diagramm des Stromwandlers 10 gemäß einer weiteren Ausführungsform.
Der Stromwandler 10 von 14 ähnelt demjenigen
von 13, außer
daß die
erste Stufe des Stromwandlers 10 einen Gegentakt (Push-pull)-Wandler 50 enthält. Gemäß einer
derartigen Ausführungsform
enthält
der Transformator T1 zwei Primärwicklungen
P1, P2. Die Schalter Q1, Q2 der Primärschaltung sind zwischen den
Primärwicklungen
P1, P2 angeschlossen. Die Verwendung einer Gegentakt (Push-pull)-Topologie,
wie sie in 14 dargestellt ist, vereinfacht
die Primärschaltung
der ersten Stufe. Open loop-Gegentaktwandler implizieren jedoch
potentiell Transformatorsättigungsprobleme.
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15 zeigt
ein Diagramm der Synchronisierungsschaltung 50 gemäß einer
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung. Gemäß der dargestellten
Ausführungsform
enthält
die Synchronisierungsschaltung 50 einen Transistor 52,
wie zum Beispiel einen p-channel
enhancement-MOSFET, mit einem Gate-Anschluß, der mit dem Eingangssynchronisierungssignal
("Sync In") gekoppelt ist,
das von der Steuerschaltung 32 geliefert wird. Der Drain-Anschluß des Transistors 52 kann
mit der Masse auf der Primärseite über einen
Widerstand 54 gekoppelt sein. Der Drain-Anschluß des Transistors 52 kann über die
Trennsperre mit dem Steueranschluß eines Schalters 56 über einen
Kondensator 58 und einen Widerstand 60 gekoppelt
sein. Der Transistor 56 kann zum Beispiel ein n-channel
enhancement-MOSFET sein. Die Synchronisierungsschaltung 50 kann
auch ein Paar in Reihe verbundene Zener-Dioden 62, 64 enthalten,
die zwischen dem Steueranschluß des
Transistors 56 und der sekundären Masse angeschlossen sind.
Zusätzlich
kann die Synchronisierungsschaltung 50 einen Widerstand 66 enthalten,
der parallel zu den Zener-Dioden 62, 64 angeschlossen
ist. Ferner kann eine Kondensator 68 zwischen der primären Masse
und der sekundären Massen
angeschlossen sein. Der Drain-Anschluß des Transistors 56 kann
das Ausgangssynchronisierungssignal („Sync Out") liefern, das mit den Steuerschaltungen 40, 42 gekoppelt
ist. Ein Widerstand 70 kann auch mit dem Drain-Anschluß des Transistors 56 gekoppelt
sein. Die Kondensatoren 58 und 68 kreuzen die
Trennsperre und können
irgendeine existierende DC-Differenz zwischen primären und sekundären Massen
kompensieren. Der Widerstand 60 und die Zener-Dioden 62, 64 können den Gate-Anschluß des Transistors 56 schützen.
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Gemäß einer
derartigen Ausführungsform, die
zum Beispiel Abfallflankenmodulation verwendet, werden die abfallenden
Flanken des Eingangssynchronisierungssignal (Sync In) durch die
Kondensatoren 58, 68 zum Transistor 56 kapazitiv
gesendet und führen
sie zu abfallenden Kanten des Ausgangssynchronisierungssignals (Sync
Out). Die Synchronisierungsschaltung 50 ist inhärent sehr
schnell mit geringen (vernachlässigbaren)
Verzögerungen
zwischen Eingabe und Ausgabe.
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Für eine optimale
zeitliche Steuerung kann ein primärer Synchronisierungspuls erzeugt
werden, bevor Kommutierung der Primärschalter Q1, Q2 gestartet
wird. Als solches ist das Ausgangssynchronisierungssignal Sync Out
vor Strompulsen verfügbar. Somit
kann selbst bei Vorliegen von signifikanten Sekundärsynchronisierungsverzögerungen
optimal zeitlich gesteuertes Einschalten der Schalter Q5 und Q7
erzielt werden.
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Obwohl
die vorliegende Erfindung hierin unter Bezugnahme auf bestimmte
Ausführungsformen beschrieben
worden ist, werden Fachleute auf dem Gebiet erkennen, daß viele
Modifikationen und Variationen implementiert werden können. Zum
Beispiel kann der Transformator T1 des Stromwandlers 10 mehrere
Primär-,
Sekundär-
und/oder Tertiärwicklungen
enthalten. Die vorangehende Beschreibung und die folgenden Ansprüche sollen
alle derartigen Modifikationen und Variationen abdecken.
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Eine
Ausführungsform
der Erfindung stellt ein Stromwandler dar, umfassend: einen symmetrischen
Halbbrückenwandler,
der einen Transformator mit einer Primärwicklung und ersten und zweiten
Sekundärwicklungen,
einer Primärschaltung,
die mit der Primärwicklung
gekoppelt ist, einer ersten Gleichrichterschaltung, die mit der
ersten Sekundärwicklung gekoppelt
ist, und einer zweiten Gleichrichterschaltung enthält, die
mit der zweiten Sekundärwicklung gekoppelt
ist, und erste und zweite Tiefsetzsteller, die mit dem Halbbrückenwandler
gekoppelt sind. Die Primärschaltung
des Halbbrückenwandlers
enthält
erste und zweite ungeregelte Primärschalter. Die ersten und zweiten
Primärschalter
weisen jeweils eine relative Einschaltdauer von weniger als fünfzig Prozent auf,
so daß der
erste Schalter eingeschaltet wird, wenn ein Spannungsabfall über den
ersten Schalter im wesentlichen gleich Null ist, und so daß der zweite Schalter
eingeschaltet wird, wenn ein Spannungsabfall über den zweiten Schalter im
wesentlichen gleich Null ist. Der erste Tiefsetzsteller ist mit
der ersten Gleichrichterschaltung gekoppelt, der zweite Tiefsetzsteller ist
mit der zweiten Gleichrichterschaltung gekoppelt und Ausgaben der
ersten und zweiten Tiefsetzsteller werden kombiniert, um eine einzige
Ausgabe zu liefern. Die erste Gleichrichterschaltung enthält einen
ersten Synchrongleichrichter. Außerdem enthält die zweite Gleichrichterschaltung
einen zweiten Synchrongleichrichter.
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Wenigstens
einer der ersten und zweiten Synchrongleichrichter kann kontrollgesteuert
sein, aber alternativ ist wenigstens einer der ersten und zweiten
Synchrongleichrichter selbstgesteuert.
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Die
zweite Gleichrichterschaltung kann eine Diode enthalten, und in
einer Ausführungsform
enthält
die erste Gleichrichterschaltung eine Diode und enthält die zweite
Gleichrichterschaltung eine Diode.
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In
einer Anordnung enthält
der erste Tiefsetzsteller: erste und zweite Gleichrichterbausteine, die
mit der ersten Gleichrichterschaltung des Halbbrückenwandlers gekoppelt sind,
eine erste Induktivität,
die einen ersten Anschluß aufweist,
der mit sowohl dem ersten als auch dem zweiten Gleichrichterbaustein
des ersten Tiefsetzstellers gekoppelt ist, und einen Kondensator,
der mit einem zweiten Anschluß der
ersten Induktivität
gekoppelt ist. Wenigstens einer der ersten und zweiten Gleichrichterbausteine
enthält
einen Synchrongleichrichter. Der zweite Tiefsetzsteller enthält: dritte
und vierte Gleichrichterbausteine, die mit der zweiten Gleichrichterschaltung
des Halbbrückenwandlers
gekoppelt sind, und eine zweite Induktivität, die einen ersten Anschluß aufweist,
der sowohl mit dritten als auch dem vierten Gleichrichterbaustein
des zweiten Tiefsetzstellers gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluß aufweist, der
mit dem Kondensator des ersten Tiefsetzstellers gekoppelt ist. In
einer Anordnung ist der erste Tiefsetzsteller mit sowohl der ersten
als auch der zweiten Gleichrichterschaltung gekoppelt und dient
der erste Tiefsetzsteller zur Erzeugung einer ersten Ausgangsspannung
und ist der zweite Tiefsetzsteller mit sowohl der ersten als auch
der zweiten Gleichrichterschaltung gekoppelt und dient der zweite
Tiefsetzsteller zum Erzeugen einer zweiten Ausgangsspannung. Die
erste Gleichrichterschaltung der Halbbrückenwandlerschaltung enthält einen
ersten Synchrongleichrichter und die zweite Gleichrichterschaltung
der Halbbrückenwandlerschaltung
enthält
einen zweiten Synchrongleichrichter. Die ersten und zweiten Synchrongleichrichter
sind selbstgesteuert. Der Wandler umfaßt ferner eine erste Gate-Ansteuerschaltung,
die mit dem ersten Synchrongleichrichter gekoppelt ist. Die erste
Gate-Ansteuerschaltung enthält
einen FET. Der Wandler umfaßt
ferner eine zweite Gate-Ansteuerschaltung,
die mit dem zweiten Synchrongleichrichter gekoppelt ist. Der erste
Tiefsetzsteller enthält
erste und zweite Gleichrichterbausteine, eine erste Induktivität, die einen
ersten Anschluß aufweist,
der mit sowohl dem ersten als auch dem zweiten Gleichrichterbaustein
gekoppelt ist, und einen ersten Kondensator, der mit einem zweiten
Anschluß der
ersten Induktivität
gekoppelt ist, und der zweite Tiefsetzsteller enthält dritte
und vierte Gleichrichterbausteine, eine zweite Induktivität, die einen ersten
Anschluß aufweist,
der mit sowohl dem dritten als auch dem vierten Gleichrichterbaustein
gekoppelt ist, und einen zweiten Kondensator, der mit einem zweiten
Anschluß der
zweiten Induktivität
gekoppelt ist. Der erste Gleichrichterbaustein des ersten Tiefsetzstellers
enthält
einen ersten Schalter und ein zweiter Gleichrichterbaustein des
ersten Tiefsetzstellers enthält
einen zweiten Schalter.
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Der
erste Tiefsetzsteller enthält
eine erste flankengesteuerte Steuerschaltung, die mit den ersten
und zweiten Schaltern des ersten Tiefsetzstellers gekoppelt ist.
Der dritte Gleichrichterbaustein des zweiten Tiefsetzstellers enthält einen
dritten Schalter, der vierte Gleichrichterbaustein des zweiten Tiefsetzstellers
enthält
einen vierten Schalter und der zweite Tiefsetzsteller enthält eine
zweite flankengesteuerte Steuerschaltung, die mit den dritten und
vierten Schaltern gekoppelt ist. Der Stromwandler umfaßt ferner
eine primäre
Steuerschaltung zur Steuerung der ersten und zweiten Primärschalter
und eine Synchronisierungsschaltung, die zwischen der primären Steuerschaltung
und den ersten und zweiten flankengesteuerten Steuerschaltungen
angeschlossen ist. Die Synchronisierungsschaltung enthält einen
ersten Transistor, der erste und zweite Anschlüsse aufweist, die eine Leiterbahn
dazwischen bilden, und einen Steueranschluß aufweist, worin der Steueranschluß mit einem
Synchronisierungsausgangsanschluß der primären Steuerschaltung gekoppelt
ist, einen zweiten Transistor, der erste und zweite Anschlüsse aufweist,
die dazwischen eine Leiterbahn bilden, und einen Steueranschluß aufweist,
worin der Steueranschluß mit
dem ersten Anschluß des
ersten Transistors gekoppelt ist und der erste Anschluß des zweiten Transistors
mit den ersten und zweiten flankengesteuerten Steuerschaltungen
gekoppelt ist, und einen ersten Kondensator, der zwischen dem ersten Anschluß des ersten
Transistors und dem Steueranschluß des zweiten Transistors angeschlossen
ist. Der erste Anschluß des
ersten Transistors der Synchronisierungsschaltung ist mit einer
primären
Masse gekoppelt, und der zweite Anschluß des zweiten Transistors der
Synchronisierungsschaltung ist mit einer sekundären Masse gekoppelt; wobei
die Synchronisierungsschaltung ferner einen zweiten Kondensator
enthält,
der zwischen primären
Masse und sekundären
Masse angeschlossen ist.
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Der
Wandler kann einen zweiten symmetrischen Halbbrückenwandler umfassen, der parallel zum
Halbbrückenwandler
gekoppelt ist, und dritte und vierte Tiefsetzsteller, die mit den
Ausgaben des zweiten symmetrischen Halbbrückenwandlers der ersten, zweiten,
dritten und vierten Tiefsetzsteller gekoppelt sind, sind miteinander
gekoppelt.
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Eine
Ausführungsform
der Erfindung stellt ein Stromwandler dar, umfassend einen symmetrischen
Halbbrückenwandler,
der einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung
und einer mit der Primärwicklung
gekoppelten Primärschaltung
und erste und zweite Tiefsetzsteller umfaßt, die mit der Sekundärwicklung
des Transformators gekoppelt sind. Die Primärschaltung des Halbbrückenwandlers
enthält
erste und zweite ungeregelte Primärschalter. Die ersten und zweiten
Primärschalter
weisen eine relative Einschaltdauer von weniger als fünfzig Prozent
auf, so daß der
erste Schalter eingeschaltet wird, wenn ein Spannungsabfall über den
ersten Schalter im wesentlichen gleich Null ist, und so daß der zweite
Schalter eingeschaltet wird, wenn ein Spannungsabfall über den
zweiten Schalter im wesentlichen gleich Null ist. Der erste Tiefsetzsteller
enthält
erste und zweite Gleichrichterbausteine, die mit der Sekundärwicklung
des Transformators gekoppelt sind, eine erste Induktivität, die einen
ersten Anschluß aufweist,
der mit sowohl dem ersten als auch dem zweiten Gleichrichterbaustein gekoppelt
ist, und einen Kondensator, der mit einem zweiten Anschluß der ersten
Induktivität
gekoppelt ist, und der zweite Tiefsetzsteller enthält dritte
und vierte Gleichrichterbausteine, die mit der Sekundärwicklung
des Transformators gekoppelt sind, eine zweite Induktivität, die einen
ersten Anschluß aufweist,
der mit sowohl dem dritten als auch dem vierten Gleichrichterbaustein
gekoppelt ist und einen zweiten Anschluß aufweist, der mit dem ersten
Kondensator gekoppelt ist. Wenigstens einer der ersten und zweiten
Gleichrichterbausteine enthält
einen Synchrongleichrichter, und wenigstens einer der dritten und
vierten Gleichrichterbausteine enthält einen Synchrongleichrichter.
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In
der vorliegenden Beschreibung bedeutet „umfassen" „enthalten
oder bestehen aus" und
bedeutet „umfassend" „enthaltend oder bestehend aus".
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Die
in der vorangehenden Beschreibung bzw. den folgenden Ansprüchen oder
den beigefügten
Zeichnungen offenbarten Merkmale, die in deren speziellen Formen
oder hinsichtlich eines Mittels zur Durchführung der offenbarten Funktion
oder eines Verfahrens oder Prozesses zum Erzielen des beschriebenen
Ergebnisses ausgedrückt
sind, können bedarfsweise
einzeln oder in beliebiger Kombination von genannten Merkmalen zur
Realisierung der Erfindung in diversen Ausführungsformen derselben verwendet
werden.