DE69532583T2

DE69532583T2 - Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen

Info

Publication number: DE69532583T2
Application number: DE69532583T
Authority: DE
Inventors: Gary Carlson; A. Jeffrey NORRIS
Original assignee: Edwards Lifesciences Corp
Current assignee: Edwards Lifesciences Corp
Priority date: 1994-06-29
Filing date: 1995-06-28
Publication date: 2004-12-16
Anticipated expiration: 2015-06-29
Also published as: US5797964A; CA2193826A1; JP2001189629A; US5594375A; JPH10505511A; CA2193826C; US5634470A; EP0767622B1; WO1996000519A1; US5701908A; JP3303016B2; EP0767622A1; DE69532583D1; US5636638A

Description

Hintergrund der Erfindung
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft Leistungsverstärker oder elektrische Energieversorgungen. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung das Gebiet von Leistungsverstärkern zur Abgabe von elektrischer Energie mit einer ausgewählten Frequenz bzw. ausgewählten Frequenzen und mit einem ausgewählten und variablen Spannungswert bzw. -werten. Ganz besonders betrifft die vorliegende Erfindung das Gebiet von regulierten elektronischen Leistungsverstärkern oder Energieversorgungen, die einen ausgewählten elektrischen Leistungswert mit einer gesteuerten Frequenz und veränderlich gesteuerten Spannung an eine elektrische Last liefern. Unter spezieller Bezugnahme auf das Anwendungsgebiet von solchen Leistungsverstärkern oder Energieversorgungen betrifft die vorliegende Erfindung einen solchen Leistungsverstärker, der insbesondere zum Gebrauch auf dem Gebiet der Medizin konfiguriert und ausgebildet ist, um Widerstandsheizleistung an einen kontinuierlichen Monitorkatheter für das Herzminutenvolumen zu liefern. Die vorliegende Erfindung liegt somit auch auf dem Gebiet von Vorrichtungen und Verfahren zur Überwachung des Herzminutenvolumens eines menschlichen Patienten.
Stand der Technik
Herkömmlich besteht die Überwachung des Herzminutenvolumens von Patienten, die eine Herzkrise durchmachen, wie das über einen Zeitraum nach einem Koronararterienverschluß der Fall sein kann, darin, periodisch eine Menge (oder einen Bolus) einer gekühlten physiologischen Kochsalzlösung an einer ausgewählten Stelle in den Kreislauf des Patienten zu injizieren. Ein Temperaturüberwachungskatheter wird an einer anderen ausgewählten Stelle verwendet, um die Temperatur-/Zeit-Beziehung des Blutstroms zu erfassen, so daß ein Wert des Herzminutenvolumens abgeleitet werden kann. Dieses Verfahren ist als Thermodilutionsmethode bekannt und liefert ein gutes Signal-Rausch-Verhältnis des pulmonalen Blutdurchflusses, während dieser von der kalten Kochsalzlösung gekühlt wird, im Vergleich mit der Normaltemperatur des Blutdurchflusses in der Pulmonalarterie vor und nach der Injektion des Kochsalzlösungs-Bolus. Eine Beziehung, die als Stewart-Hamilton-Gleichung bekannt ist, wird angewandt, um den Herzminutenvolumenwert abzuleiten.
Dieses herkömmliche Verfahren ist leider von dem fachlichen Können der Person abhängig, die die Kochsalzlösung injiziert. Das heißt, die Rate und Gleichmäßigkeit über die Zeit, womit der Kochsalzlösungs-Bolus injiziert wird, können die Genauigkeit des Resultats beeinflussen. Daher wird eine Reihe von solchen Tests über einen Zeitraum durchgeführt, um einen Mittelwert des Herzminutenvolumens zu bestimmen. Die Erkennung eines Trends oder einer Langzeitänderung (beispielsweise über einen Zeitraum von Stunden) des Herzminutenvolumens ist mit diesem herkömmlichen Verfahren sehr schwierig. Außerdem kann das Injizieren von kalter Kochsalzlösung für einige Patienten den Nachteil aufweisen, daß dem Blutstrom eine relativ große Wassermenge hinzugefügt wird. Dieses Wasser muß über die Nieren des Patienten abgeführt werden.
Ein anderes herkömmliches Verfahren zur Überwachung des Herzminutenvolumens verwendet einen Katheter, der durch das rechte Atrium und den rechten Ventrikel des Herzens und aus dem Herzen in die Pulmonalarterie eingeführt wird. Ein Widerstandsheizelement, das außen an diesem Katheter getragen wird, dient dazu, den pulmonalen Blutdurchfluß vom Herzen intermittierend leicht zu erwärmen, während dieses Blut in die Lungen des Patienten strömt. An der Abstromseite des Heizelements trägt der Katheter ein Temperaturfühlerelement. Die Temperatur-/Zeit-Beziehung des erfaßten Blutdurchflusses kann ebenfalls genutzt werden, um einen Wert des Herzminutenvolumens abzuleiten. Dieses Verfahren hat den Vorteil, dass es eine im wesentlichen kontinuierliche Überwachung des Herzminutenvolumens bereitstellt. Das Signal-Rausch-Verhältnis der Temperatur des erwärmten Bluts im Vergleich mit der normalen Körpertemperatur des Blutstroms vor und nach einem Erwärmungsintervall ist sehr klein. Dies muß auch der Fall sein, weil das Blut nicht zu stark erwärmt werden kann, damit eine Schädigung der gebildeten Blutzellen vermieden wird. Es sind daher Verfahren entwickelt worden, um den pulmonalen Blutstrom auf einer pseudo-zufälligen Basis zu erwärmen, so daß die resultierenden Temperaturänderungen detektiert und von den ansonsten normalen geringfügigen Temperaturänderungen des pulmonalen Blutstroms unterschieden werden können.
Aus Gründen der Sicherheit des Patienten und zur Vermeidung von elektromagnetischen Störungen, die sich mit anderen Überwachungs- und Behandlungsvorrichtungen, die sich ebenfalls in der Umgebung des Patienten befinden können, ergeben oder sich darauf auswirken, hat man eine Frequenz von 100 kHz als am meisten erwünscht für den Gebrauch zur Energieversorgung des Widerstandsheizelements des Monitorkatheters erkannt. Mit dieser festgelegten Frequenz der zugeführten Energie für das Widerstandsheizelement des Katheters wird ein veränderlicher Spannungspegel angewandt, um den Leistungspegel der Energie zu steuern, der an dem Heizelement in den pulmonalen Blutstrom des Patienten abgegeben wird. Diese Steuerung des Pegels der Heizenergie, die in den Blutstrom des Patienten freigesetzt wird, muß sorgfältig durchgeführt werden, weil die tatsächliche Blutzirkulationsrate für den Patienten verringert oder beeinträchtigt werden kann, so daß eine Überhitzung vermieden werden muß.
Zusätzlich zu den vorstehenden Ausführungen wird immer mehr akzeptiert, daß das heutige medizinische Umfeld auf restriktive Weise komplex ist. Das bedeutet, daß die Komplexität von medizinischen Überwachungs- und Behandlungsvorrichtungen, die bei manchen schwerkranken oder schwerverletzten Patienten eingesetzt werden müssen, den Zugang zum Patienten einschränken und die Gefahr eines Ausfalls oder eines fehlerhaften Betriebs der Vorrichtungen in sich tragen. Außerdem sind Krankenhäuser und Kliniken mit der Wartung, Bereitstellung, Aufbewahrung und der logistischen Planung der Verfügbarkeit dieser komplexen und teuren medizinischen Geräte erheblich belastet. Daher wird es immer populärer, in Krankenhäusern, Kliniken und auf dem Gebiet tragbarer medizinischer Behandlungsbereiche (beispielsweise bei Feuerwehren, Notarzt-Teams und mobilen militärischen Feldkrankenhäusern) eine Universal-Überwachungsvorrichtung zu verwenden, die elektronisch so konfiguriert sein kann, daß sie eine Vielzahl von Überwachungsfunktionen erfüllen kann.
Das Konfigurieren der Überwachungsvorrichtung erfolgt, indem in die Konsole der Universal-Überwachungsvorrichtung einfach ein oder mehr Module eingesteckt werden, die die Schaltkreise und die gespeicherten Informationen enthalten, die notwendig sind, um bestimmte Überwachungsfunktionen auszuüben. In Krankenhäusern und Kliniken bietet diese Technologie beispielsweise den Vorteil, daß die Universal-Monitore in den Krankenzimmern und im Notaufnahme- oder Intensivstationsbereich installiert oder belassen werden können. Diese Monitore müssen im Krankenhaus oder der Klinik nicht ortsverändert werden. Die Monitore sind einfach konfiguriert, so daß sie verschiedene Überwachungsfunktionen ausführen können, die der Zustand des jeweiligen Patienten erforderlich macht, indem die entsprechenden Module in die Monitorkonsolen eingesteckt werden. Es brauchen nur die Module im Krankenhaus oder in der Klinik ortsverändert zu werden. Die Module selber sind vergleichsweise klein, leicht und kostengünstig. Die Aufbewahrung der Module, wenn sie nicht im Gebrauch sind, verlangt erheblich weniger Platz als die herkömmlichen Monitoreinrichtungen. Auch stellt der Transport der erforderlichen Konfigurationsmodule innerhalb des Krankenhauses oder der Klinik bei weitem nicht die Belastung für das Krankenhauspersonal dar wie im Fall herkömmlicher Monitore.
Die herkömmlichen Monitore sind nämlich relativ große, schwere und teure Vorrichtungen, die im allgemeinen auf verfahrbaren Wagen angebracht sind. Jedesmal, wenn ein Monitor von einem Ort zu einem anderen beispielsweise innerhalb eines Krankenhauses verbracht wird, besteht eine gewisse Gefahr, daß er während dieses Transports beschädigt wird. Außerdem verlangt der physische Transport des Monitors die Dienste eines relativ kräftigen Mitglieds beispielsweise des Krankenhauspersonals, um den fahrbaren Wagen und den Monitor in die Krankenhausaufzüge und aus diesen zu befördern. Dagegen sind die Konfigurationsmodule der Überwachungsgeräte vom modularen Typ hinreichend klein, so daß sie von Hand von einer Stelle zur nächsten getragen werden können. Tatsächlich kann eine Person erforderlichenfalls mehrere dieser Module auf einmal tragen. Ein einziger verfahrbarer Wagen einer mit einem herkömmlichen Monitor vergleichbaren Größe kann einige bis mehrere Dutzend Konfigurationsmodule für ein modulares Überwachungssystem befördern.
Was die herkömmlichen kontinuierlichen Monitore für das Herzminutenvolumen betrifft, so umfaßt der Monitor einen linearen elektronischen Leistungsverstärker, der imstande ist, einen veränderlichen Energiepegel und eine festgelegte Frequenz von elektrischem Ausgangswechselstrom zu liefern, und der das Widerstandsheizelement des kontinuierlichen Monitorkatheters für das Herzminutenvolumen mit elektrischer Heizenergie versorgt. Dieser herkömmliche lineare Leistungsverstärker ist physisch zu groß, um im Gehäuse eines Überwachungsmoduls der neueren Überwachungsvorrichtungen vom modularen Typ aufgenommen zu werden. Auch ist der Leistungswirkungsgrad des herkömmlichen Leistungsverstärkers so gering, daß zwar nur ungefähr 15 W Leistung auf intermittierender Basis in den Blutstrom des Patienten geleitet werden, aber ungefähr 30 bis 45 W oder mehr Leistung als Wärme in die Konsole des herkömmlichen kontinuierlichen Herzminutenvolumen-Monitors freigesetzt werden. Das heißt, daß der Wirkungsgrad dieser herkömmlichen linearen Leistungsverstärker nur ungefähr 25% betragen kann. Wenn – unter der Annahme, daß der herkömmliche lineare Leistungsverstärker physisch irgendwie in das Modul eingebaut werden könnte – dieser Wärmewert innerhalb eines Überwachungsmoduls freigesetzt werden würde, könnte durch die resultierenden hohen Temperaturen das herkömmliche Kunststoffgehäuse des Moduls verzogen werden oder schmelzen.
WO-A-93/15655 zeigt einen kontinuierlichen Monitor für das Herzminutenvolumen mit einem kontinuierlichen Monitorkatheter für das Herzminutenvolumen, jedoch keinen schaltbaren Wechselstromverstärker.
US-A-5 056 526 zeigt einen Katheter, wie er bei der vorliegenden Erfindung verwendet wird, und US-A-4 317 165 zeigt ein Beispiel eines schaltbaren Verstärkers, der von PWM-Signalen angesteuert wird.
Zusammenfassung der Erfindung
Angesichts der vorstehend erläuterten Nachteile des Stands der Technik ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Leistungsverstärker anzugeben, der einen oder mehrere dieser Nachteile vermeidet.
Insbesondere ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Leistungsverstärker für eine kontinuierliche Überwachungsvorrichtung für das Herzminutenvolumen anzugeben, wobei es möglich ist, den Leistungsverstärker physisch innerhalb eines Konfigurierungsmoduls für ein Überwachungssystem vom modularen Typ unterzubringen.
Noch eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines solchen Leistungsverstärkers mit einem so hohen Wirkungsgrad, daß von dem Leistungsverstärker ein zulässiger geringer Wärmeenergiewert freigesetzt wird, was es möglich macht, den Leistungsverstärker in einem Modul unterzubringen, das mit herkömmlichen modularen Überwachungsvorrichtungen kompatibel ist.
Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung und ein Verfahren zum elektrischen Erwärmen des Herzblutstroms innerhalb des Herzens eines menschlichen Patienten und zum Erfassen der Temperatur-/Zeit-Beziehung des Blutdurchflusses in der Pulmonalarterie. Der Leistungsverstärker liefert elektrische Wechselstromenergie mit einer bestimmten Frequenz, die aufgrund der speziellen Sicherheit dieser Frequenz für den Patienten und einer relativen relative Freiheit dieser Frequenz hinsichtlich der Erzeugung von elektromagnetischen Störungen, die andere bei der Behandlung des Patienten verwendete medizinische Geräte beeinflussen könnten, gewählt wird. Die zugeführte Wechselstromenergie hat einen veränderlichen Spannungspegel, um die Energie zu steuern, die in eine Widerstandslast abgegeben wird, von der Wärmeenergie in den Herzblutstrom abgegeben wird. Die Wärmeenergie ist nach Maßgabe eines pseudozufälligen Algorithmus intermittierend, um einen Temperaturübergang in dem Herz-Lungen-Blutdurchfluß des Patienten vorzusehen, wobei dieser Übergang erfaßt wird, um einen Wert für das Herzminutenvolumen des Patienten abzuleiten.
Somit stellt die vorliegende Erfindung gemäß dem Anspruch 1 einen Herzminutenvolumen-Monitor zum Gebrauch mit einem Herzminutenvolumen-Monitorkatheter, der in den Blutstrom eines Patienten eingeführt ist, bereit, wobei der Katheter ein Heizelement in Wärmeübertragungsbeziehung mit dem Blutstrom hat, um darin eine transitorische Temperatur in Abhängigkeit von dem gesteuerten Anlegen einer elektrischen Widerstandserwärmung auszubilden, und einen Temperatursensor hat, der an dem Katheter an der Abstromseite des Heizelements in dem Blutstrom angeordnet ist, um eine Antwort auf die transistorische Temperatur zu liefern, wobei der Monitor eine Konsole aufweist, die Mittel zum Verbinden mit dem Katheter für die Zuführung von elektrischer Energie zu diesem und zum Empfangen der Reaktion auf die transitorische Temperatur im Blutstrom des Patienten davon hat, wobei der Monitor ferner aufweist: eine Ausgabeeinrichtung zur lokalen Anzeige von Angaben, die sich auf die Herzüberwachung des Patienten einschließlich eines Werts für das Herzminutenvolumen beziehen; und ein Modul, das abnehmbar an der Konsole anbringbar ist, wobei das Modul eine elektrische Leistungsverstärkerschaltung vorsieht, um selektiv elektrische Heizenergie einer ausgewählten Frequenz und Spannung an die Konsole zum Durchschalten durch die Konsole zu dem Heizelement des Katheters zu liefern.
Gemäß einem weiteren Aspekt sieht die vorliegende Erfindung einen elektrischen Leistungsverstärker mit Wechselstromumschaltmodus vor, um Wechselstrom einer ausgewählten Frequenz zu liefern; dabei weist der Leistungsverstärker auf:
einen Referenzoszillator, der ein asymmetrisches Referenz-Impulsfolgesignal mit einer Frequenz abgibt, die ein Vielfaches der ausgewählten Frequenz ist; eine Teilereinrichtung, die zunächst die Referenzimpulsfolge durch einen Wert teilt, der gleich dem durch zwei dividierten Vielfachen ist, um eine resultierende Impulsfolge zu liefern, und dann die resultierende Impulsfolge durch zwei teilt, um eine endgültige Rechteckwellenimpulsfolge mit einem Tastverhältnis von 50% zu liefern, die bei der Referenzfrequenz zwischen einem ersten höheren Wert und einem zweiten niedrigeren Wert umschaltet; und eine Umschalteinrichtung zum alternierenden Umschatten der elektrischen Energie mit der ausgewählten Frequenz in Abhängigkeit von der endgültigen Impulsfolge.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist die Freiheit von Oberwellenstörungen in der von dem Leistungsverstärker gelieferten regulierten Leistung. Dabei sind solche Oberwellen-Störfrequenzen in der Wechselstromenergie, die von dem vorliegenden Leistungsverstärker geliefert wird, im wesentlichen überhaupt nicht vorhanden. Der vorliegende Leistungsverstärker liefert im wesentlichen rein sinuswellenförmige elektrische Wechselstromenergie. Außerdem sind die geringe Größe, das geringe Gewicht, die niedrigen Kosten, die Frequenzstabilität, die Fehlertoleranz (eigentlich die redundante Fehlertoleranz) und die gute Genauigkeit der Leistungsregulierung, die durch den vorliegenden Leistungsverstärker gegeben sind, sowohl einzeln als auch in Kombination besser, als dies mit herkömmlichen Energieversorgungen erreichbar ist.
Weitere Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus dem Studium der nachstehenden Beschreibung einer besonders bevorzugten beispielhaften Ausführungsform der Erfindung im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen, die nachstehend beschrieben werden.
Beschreibung der Zeichnungen
1 ist eine fragmentarische und etwas schematische Ansicht eines Patienten, in dessen Pulmonalarterie ein kontinuierlicher Herzminutenvolumen-Monitorkatheter eingesetzt ist, wobei diesem Katheter eine modulare Überwachungsvorrichtung zugeordnet ist;
2 zeigt schematisch die funktionellen Komponenten der kontinuierlichen Herzminutenvolumen-Monitorvorrichtung in Verbindung mit einem Abschnitt eines in die Pulmonalarterie eines Patienten eingesetzten kontinuierlichen Herzminutenvolumen-Monitorkatheters und die funktionelle Beziehung dieser Komponenten untereinander;
3 ist ein schematisches und Funktionsblockbild der Komponenten und Verbindungen derselben miteinander für einen Leistungsverstärker, der die vorliegende Erfindung verkörpert;
4 ist ein schematisches und Funktionsblockbild der Komponenten sowie von Verbindungen dieser Komponenten miteinander für einen Leistungsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung;
5a bis 5c zeigen Spannungswellenformen an ausgewählten Stellen in dem Leistungsverstärker von 4, wobei diese Wellenformen mit einem gemeinsamen Zeitmaßstab gezeigt sind;
5d zeigt eine resultierende Wellenform, die aus den Wellenformen der 5a bis 5c resultiert, wobei der Zeitmaßstab komprimiert ist, um die Darstellung mehrerer Spannungswellenformzyklen zu ermöglichen;
5e und 5f zeigen weitere resultierende Spannungswellenformen, die in einem geringfügig erweiterten Zeitmaßstab und auch mit einem erweiterten Spannungsamplitudenmaßstab gezeigt sind;
6 bis 11 sind Teilansichten einer elektrischen Leistungsverstärkerschaltung, die die vorliegende Erfindung verkörpert.
Genaue Beschreibung einer beispielhaften bevorzugten Ausführungsform der Erfindung
1 zeigt einen Patienten 10, der beispielsweise einen Koronarverschluß bzw. Herzinfarkt erlitten hat oder an schwerem Trauma etwa nach einem Autounfall leidet. Da bei dem Herzinfarkt-Patienten die Schädigung des Herzens 12 nicht nur als Folge eines ursprünglichen Verschlusses oder einer Blockade der Koronararterie erfolgt, sondern auch über einen Zeitraum von mehreren Stunden oder Tagen stattfindet, während Bereiche seines Herzens infolge der blockierten koronaren Blutversorgung nekrotisch werden, besteht während dieses beträchtlichen Zeitraums nach dem Herzinfarkt die Gefahr eines Versagens der koronaren Kapazität. Bei dem an Trauma leidenden Patienten, der eventuell viel Blut verloren hat und unter Schock stehen kann, kann die periphere Gefäßerweiterung des Körpers in einem Absinken des Blutdrucks resultieren, während gleichzeitig die Koronarkapazität des Patienten über einen Zeitraum verringert ist. Während dieser Zeiträume ist eine Früherkennung eines bevorstehenden Herzversagens sehr wichtig, damit frühzeitig Interventionsmaßnahmen ergriffen werden können, solange diese Maßnahmen am wirksamsten sind.
Die Erfahrung hat gezeigt, daß die Überwachung nur des Blutdrucks des Patienten oder der Blutsauerstoffsättigungswerte beispielsweise an den Extremitäten des Patienten 10 keine ausreichenden Anzeichen für ein bevorstehendes Herzversagen liefert. Infolgedessen ist die herkömmliche Technologie entwickelt worden, die eine Überwachung des Lungenblutkreislaufs des Patienten sowie von anderen verwandten Faktoren wie etwa der Sauerstoffsättigung des zu den Lungen des Patienten fließenden Bluts direkt an der Pulmonalarterie 14 des Patienten 10 durchführt.
Diese Überwachung des pulmonalen Blutdurchflusses erfolgt durch Einführen eines Monitorkatheters 16 in die rechte Halsschlagader des Patienten. Ein distaler Endbereich 18 dieses Katheters wird durch die Vene in das rechte Atrium 20 des Herzens 12 bewegt. Aus dem rechten Atrium 20 wird der distale Endbereich 18 durch die Trikuspidalklappe 22 und in den rechten Ventrikel 24 des Herzens 12 geführt. Anschließend wird der distale Endbereich 18 des Katheters 16 durch die Pulmonalklappe 26 und in die Pulmonalarterie 14 geführt.
Wie der Fachmann auf dem Gebiet weiß, wird für diesen Einführungsvorgang gewöhnlich ein aufweitbarer Ballonbereich 28 des Katheters 16 aufgeweitet, so daß der vorhandene Blutdurchfluß dazu beiträgt, den Katheter zu seinem gewünschten Ort zu bewegen oder zu treiben.
Außerhalb des Patienten 10 wird der Katheter 16 an einer Steckverbindungsstelle 16'/30' mit einem elektrischen Vielleiterkabel 30 verbunden. Dieses Kabel 30 ermöglicht eine gleichartige Steckverbindung mit elektrischen Schaltkreisen, die sich an einer variabel konfigurierbaren Universal-Monitorkonsole 32 vom modularen Typ befinden. Diese Monitorkonsole 32 hat einen Anzeigebildschirm 34, auf dem Informationen über den Zustand des Patienten lokal angezeigt werden können. Außerdem weist dieser Monitor 32 eine Datenausgabeeinheit wie etwa einen Computersystemport RS-232 (schematisch durch das mit Pfeil versehene Bezugszeichen 36 angedeutet) auf, wodurch Patienteninformationen an einen entfernten Ort wie etwa eine Pflegerstation, ein zentrales Patientenüberwachungs- und Datenaufzeichnungs-Computersystem oder einen Arzt übermittelt werden können, der die Informationen vielleicht zuhause oder im Büro über einen Telefonanschluß mit dem zentralen Patientenüberwachungs-Computersystem des Krankenhauses erhalten möchte.
Die Konsole 32 weist eine Vielzahl von elektrischen Anschlußöffnungen oder Ports 38 auf, in die Konfigurationsmodule steckbar sind, um den Monitor so zu konfigurieren, daß diejenigen Überwachungsfunktionen durchgeführt werden, die für bestimmte Patienten erforderlich sind. Im vorliegenden Fall hat die Konsole 32 ein Modul 40 zur Überwachung des Herzminutenvolumens des Patienten 10 erhalten. Das Kabel 30 hat eine direkte Steckverbindung zu dem Modul 40, wodurch eine Schnittstelle zwischen dem Katheter 16 und der Konsole 32 erhalten wird. Das Modul 40 weist einen zweiten Kabelverbinder 41 auf, der so konfiguriert ist, daß er den Verbinder 30' am distalen Ende des Kabels 30 aufnimmt, an das der Katheter 16 zur Überwachung des Patienten 10 angeschlossen ist. Es ist ersichtlich, daß das Modul 40 auch dazu dienen kann, den ordnungsgemäßen Betrieb des Kabels 30 durch Verbinden beider Enden des Kabels 30 mit dem Modul 40 zu prüfen.
Unter Bezugnahme auf 2 ist ersichtlich, daß das Modul 40 mit dem Monitor 32 über einen Datenbus, der allgemein durch den Zweirichtungspfeil 42 bezeichnet ist, und über eine Reihe von elektrischen Anschlüssen, die das Modul 40 mit elektrischer Energie von der Konsole 32 versorgen, verbunden ist. Es ist ersichtlich, daß 2 ausgesprochen schematisch ist und die außerhalb des Katheters 16 gezeigten elektrischen Leiter tatsächlich sehr kleinen Durchmesser haben und über einen Bereich ihrer Länge innerhalb des langgestreckten und vergleichsweise dünnen Schafts des Katheters angeordnet sind. Ein anderer Bereich der Länge der gezeigten Leiter wird natürlich von dem Kabel 30 gebildet. Zwei der Leiter 46 und 48 sind mit einem Widerstandsheizelement 50 verbunden, das außen an dem distalen Endbereich 18 des Katheters 16 angeordnet ist. Das Heizelement 50 kann in der Praxis als ein biegsames dünnes metallisches Folienelement ausgebildet sein, das einen hohen Widerstandsänderungskoeffizienten bei einer Änderung der Temperatur hat.
Der Katheter 16 ist bevorzugt so konfiguriert, daß dieses Heizelement 50 tatsächlich in dem rechten Ventrikel des Patienten 10 angeordnet ist. Der aus der Pumptätigkeit des Herzens resultierende turbulente Blutstrom in diesem Ventrikel unterstützt die gleichmäßige Verteilung der Wärmeenergie von dem Heizelement 50 durch den gesamten pulmonalen Blutstrom. An der Abstromseite des Heizelements 50 in bezug auf die Blutdurchflußrichtung (mit Pfeilen 52 bezeichnet) befindet sich ein Temperaturmeßfühler 54. Der Fühler 54 kann beispielsweise ein kleiner Perlthermistor sein und ist über Leiter 56' und 58' mit dem Kabel 30 und der Konsole 32 verbunden. Im Inneren des Moduls 40 führen die Leiter 56' und 58' das Temperatursignal von dem Fühler 54 einem mikroprozessorbasierten Steuersystem 56 zu, das einen Mikroprozessor 58 und eine Leistungsverstärkerschaltung 60 aufweist. Der Mikroprozessor 58 hat eine Zweirichtungs-Steuer- und -Datenschnittstelle mit der Leistungsverstärkerschaltung 60, wie es allgemein durch den Steuer- und Datenbus-Pfeil 62 angedeutet ist. Dieses allgemeine Schnittstellenbezugszeichen (62) wird in der gesamten nachstehenden Erläuterung für die Bezugnahme auf die Schnittstelle von Informations- und Steuersignalen in eine oder beide Richtungen zwischen dem Leistungsverstärker 60 und dem Mikroprozessor 58 verwendet.
3 zeigt, daß der Leistungsverstärker 60 einen programmierbaren, selektiv veränderlichen Spannungsquellenteil 64, einen Frequenzquellenteil 66 und einen Schaltmodusverstärkerteil 68 hat, der als Eingänge sowohl elektrische Energie mit einem gewählten programmierbaren Spannungswert von dem Teil 64 als auch ein Referenzfrequenzsignal von dem Teil 66 empfängt und diese Eingangssignale kombiniert, um frequenzgeregelte elektrische Wechselstromenergie an einen separaten, an den Patienten angeschlossenen Teil 70 mit reiner Sinuswellenform mit einem gewählten und veränderlichen Spannungspegel zu liefern. Elektrisch ist der mit dem Patienten verbundene Teil 70 teilweise durch den Katheter 16 und durch das Kabel 30 definiert. Die programmierbare, selektiv veränderliche Spannungsquelle 64 ist, wie bei 72 gezeigt ist, mit einer (nicht gezeigten) Gleichstromversorgung von 28 V verbunden. Ein Energieabschaltrelais 74 wird von dem Mikroprozessor 58 gesteuert, wie durch die Schnittstellenverbindung 62 angedeutet ist. Es ist ersichtlich, daß diese Steuerung des Relais 74 durch den Mikroprozessor 58 redundant ist und weiterhin durch die Steuerung der Spannungsquelle 80 mit dem Mikroprozessor 58 gestützt ist, so daß das Relais 74 geöffnet oder die Spannungsquelle 80 angewiesen werden kann, eine Ausgangsspannung von null zu liefern, was alles zur Sicherheit des Patienten 10 vor einer unbeabsichtigten Verletzung durch übermäßige Erwärmung am Katheter 16 geschieht. Dieses Relais 74 liefert elektrische Energie an ein Paar von Halbleiterschaltern 76 und 78. Die Schalter 76 und 78 werden von einer Spannungsregulierschaltung 80 gesteuert, die ebenfalls von dem Mikroprozessor 58 gesteuert wird, wie die Schnittstellenanschlüsse 62 zeigen.
Wie noch im einzelnen erläutert wird, hat die Anmelderin einen herkömmlichen integrierten Halbleiter-Spannungsregler, der dazu ausgebildet ist, einen gleichbleibenden regulierten Ausgangsspannungspegel auch dann zu liefern, wenn sich seine Speisespannung ändert, adaptiert und eine programmierbare, selektiv veränderliche Gleichspannungsquelle geschaffen. Im vorliegenden Fall hat die programmierbare Spannungsquelle eine Auflösung von 2¹² oder 4095 verschiedenen inkrementellen Spannungspegeln, die von dem Mikroprozessor 58 einzeln gewählt werden können, um den Wert der Widerstandserwärmung und Energieabgabe an dem Heizelement 50 des Katheters 16 zu steuern. Somit wird der elektrische Leistungspegel, der dem Heizelement 50 des Katheters 16 von dem Modul 40 zugeführt wird, von dem Mikroprozessor 58 sehr fein gesteuert.
Die elektrische Gleichstromenergie mit dem feingesteuerten Spannungspegel wird dem Verstärkerteil 68 von dem Spannungsquellenteil 64 zugeführt, wie der schematische Leiter 82 zeigt. Der Leistungsverstärkerteil 68 empfängt außerdem ein präzise reguliertes Frequenzsignal von dem Frequenzquellenteil 66, wie die schematischen Leiteranschlüsse 82 und 84 zeigen. Wie aus der schematischen Darstellung von 3 hervorgeht, weist der Frequenzquellenteil 66 einen Referenz-Quarzoszillator 88 von 1 MHz auf. Dieser Oszillator 88 liefert ein asymmetrisches (d. h. nur positiv werdendes) Ausgangssignal mit einer präzisen Rate von 1 MHz mit einem Hochsignal-Tastverhältnis von ungefähr 40%. Dieses Signal wird einer Teilerschaltung 90 zugeführt, die zuerst eine Division durch 5 durchführt, um ein 200 kHz-Signal zu liefern, das immer noch nur positiv wird und ein kleines Tastverhältnis hat. Als Hilfe für den Leser an diesem Punkt der Schaltungsbeschreibung sind in 3 zusätzlich kleine Signalwellenform-Grafiken hinzugefügt.
Als nächstes führt die Teilerschaltung 90 eine Teilung durch 2 aus, um ein 100 kHz-Signal zu bilden, das zwischen einem Signalhochwert und einem Signalniedrig- bzw. -nullwert 100 tausendmal pro Sekunde umschaltet. Dieses Signal ist zwar eine Rechteckwellenform und wird nur positiv, bildet aber die Basis für eine reine symmetrische Wechselstromwellenform, die von dem Leistungsverstärker 60 geliefert wird. Dem Fachmann ist bekannt, daß eine reine Rechteckwellenform mit einem Tastverhältnis von 50% nur ungerade Oberwellen hat, die einer reinen Sinuswellenform hinzuaddiert sind, wenn eine Fourier-Analyse durchgeführt wird. Wie ersichtlich ist, dient die von dem Teiler 90 gelieferte Wellenform dazu, eine Umschaltung von Gleichstrom zu einer reinen Rechteckwellenform zu bewirken, aus der die ungeraden Oberwellen entfernt sind, damit von dem Leistungsverstärker 60 eine reine Sinuswellenform des Wechselstroms ausgegeben wird. Um ein gleichzeitiges Leiten und einen resultierenden Kurzschluß während des Schaltens der Gleichstromenergie von dem Spannungsquellenteil 64 zu verhindern, ist ein Totzeitgenerator vorgesehen, der ein Paar von entgegengesetzt werdenden Rechteckwellensignalen liefert, die immer noch ein Tastverhältnis von 50% haben. Diese Signale werden jeweiligen Schaltertreibern eines Paars von Schaltertreibern 94, 96 zugeführt. Diese Schaltertreiber 94, 96 steuern wiederum das Schalten eines jeweiligen Paares von Halbleiter- bzw. MOSFET-Schaltern 98, 100, die Teil des Leistungsverstärkerteils 68 sind.
Bei Betrachtung des Leistungsverstärkerteils 68 ist ersichtlich, daß die Schalter 98, 100 den Stromfluß durch entgegengesetzte Seiten eines Transformators 102 mit Mittenabgriff steuern. Bevorzugt hat dieser Transformator ein Windungsverhältnis von im wesentlichen 1 : 1,6. Wie oben gesagt wird, liefert dieser Transformator 102 mit Mittenabgriff ein Rechteckwellenausgangssignal mit einer Frequenz von 100 kHz mit einem Tastverhältnis von 50%. Infolgedessen hat diese Rechteckwelle die Charakteristiken einer reinen Sinuswelle, der nur ungerade Oberwellenfaktoren hinzugefügt sind. Der Leistungsverstärkerteil 68 umfaßt eine erste und eine zweite Reihenresonanzschaltung 104 und 106, die jeweils so abgestimmt sind, daß sie eine sehr hohe Impedanz für den dritten und fünften Oberwellenfaktor des 100-kHz-Signals vom Transformator 104 darstellen. Dabei ist die Schaltung 104 so abgestimmt, daß sie eine sehr hohe Impedanz bietet, um die 300 kHz-Komponente des Signals vom Transformator 102 wirksam zu blockieren, während die Schaltung 106 so abgestimmt ist, daß sie die 500 kHz-Komponente blockiert. Diese Blockierung der dritten und fünften Oberwellenkomponente des gewählten Frequenzsignals vom Transformator 102 ist ein wichtiger Aspekt des vorliegenden Leistungsverstärkers, weil diese ersten zwei ungeraden Oberwellen (dritte und fünfte Oberwelle) die meiste Energie führen. Indem an den Schaltungen 104 und 106 eine hohe Impedanz vorhanden ist, wird ein großer Anteil dieser Energie der dritten und fünften Oberwelle reflektiert und wird in dem Leistungsverstärker 60 nicht wirkungslos.
Als nächstes weist der Leistungsverstärkerteil 68 eine Reihenresonanzschaltung 108 auf, die für die gewählte Frequenz von 100 kHz eine sehr niedrige Impedanz darstellt, wogegen sie für die Frequenzen der Oberwellen höherer Ordnung mit der gewählten Frequenz von 100 kHz eine hohe Impedanz bietet. Die übrigen Anteile der Oberwellen höherer Ordnung, die durch die abgestimmte Schaltung 108 gehen, werden von einer Nebenschlußabstimmschaltung 110 höherer Ordnung zu Erde abgeleitet. Diese Nebenschlußabstimmschaltung 110 treibt ein resultierendes sinuswellenförmiges Spannungssignal in die Primärwicklung eines Trenntransformators 112, der ein Windungsverhältnis von im wesentlichen 3 : 1 hat. Wie 3 zeigt, ist der Verbindung zwischen der Nebenschlußabstimmschaltung 110 und der Primärwicklung des Transformators 112 eine Spannungsfühlerschaltung 114 zugeordnet, um einen Rückführungswert der dem Katheter 16 zugeführten Spannung an den Mikroprozessor 58 zu liefern, wie durch den Schnittstellenpfeil 62 angedeutet ist.
Wichtig ist, daß die Masseseite des Transformators mit der bei 116 angegebenen Masse über eine zweite Reihenresonanzschaltung 118 von 100 kHz verbunden ist. Die Reihenresonanzschaltungen 108 und 118 sind voneinander durch die hohe reflektierte Impedanz getrennt, die an der Primärwicklung des Trenntransformators 112 aufgrund seines Windungsverhältnisses von 3 : 1 erscheint, so daß die Induktivitäten und Kapazitäten dieser Resonanzschaltungen nicht einfach miteinander addiert werden und in einer Verbundresonanzschaltung resultieren, die eine von 100 kHz verschiedene Abstimmfrequenz hätte. Somit kann jede der Resonanzschaltungen 108 und 118 dazu beitragen sicherzustellen, daß im wesentlichen nur eine reine Sinuswellenspannung mit 100 kHz an der Primärwicklung des Transformators 112 wirksam ist. 3 zeigt außerdem, daß der Leistungsverstärkerteil 68 des Leistungsverstärkers 60 eine Verbindung mit dem Mikroprozessor 58 über eine Gleichtaktfühlerschaltung 120 und eine Stromflußfühlerschaltung 122 hat.
Der an den Patienten angeschlossene isolierte Schaltungsteil 70 ist effektiv erdpotentialfrei, weil keine Masseverbindung über den Trenntransformator 112 hergestellt wird. Dieser isolierte, an den Patienten angeschlossene Teil 70 der Leistungsverstärkerschaltung 60 weist das Widerstandsheizelement 50 des Katheters 16 und einen Kalibrierwiderstand 124 auf. Jeder dieser Widerstände hat einen Wert von im wesentlichen 39 Ohm, so daß die reflektierte Impedanz an der Primärwicklung des Trenntransformators im wesentlichen 350 Ohm ist (d. h. 39 Ohm, multipliziert mit dem Quadrat des Windungsverhältnisses über den Transformator 112). Außerdem weist der isolierte, an den Patienten angeschlossene Schaltungsteil 70 ein Relais 126 auf, das den Anschluß der Sekundärwicklung des Transformators 112 zwischen dem Heizwiderstand 50 und dem Kalibrierwiderstand 124 umschaltet. Dieses Schaltrelais 126 hat eine Verbindung mit dem Mikroprozessor 58, wie durch den Schnittstellenpfeil 62 angedeutet ist. Somit kann der Mikroprozessor 58 nicht nur den Zustand des Relais 126 steuern, sondern kann auch diesen Zustand prüfen (wie noch erläutert wird), so daß der Mikroprozessor 58 feststellen kann, daß elektrische Energie nur dann an den Heizwiderstand 50 angelegt wird, wenn der Mikroprozessor 58 den entsprechenden Befehl gibt, und nicht anderweitig angelegt werden kann, ohne daß der Mikroprozessor eine positive Aktion ausführt, um das gesamte Modul 40 abzuschalten.
4 ist eine detailliertere Darstellung des Frequenzquellen-Schaltungsteils 66. Dieser Schaltungsteil umfaßt den Quarzoszillator 88, der das positiv werdende Rechteckwellensignal gemäß 5a dem Teiler 90 über einen Leiter 128 zuführt. Der Teiler 90 führt zuerst eine Division durch fünf aus, um das in 5b gezeigte Signal zu bilden. Dieses Signal variiert zwischen Null und einem positiven Wert bei jedem fünften positiv werdenden Signalübergang des Signals in 5a. Der Wert des in 5b gezeigten Signals fällt nach einem relativ kurzen Zeitintervall auf Null zurück, das erheblich kürzer als die Dauer ist, die für den Ablauf von fünf Zyklen des Signals von 5a erforderlich ist. Wichtig ist, daß die Signale der 5a und 5b keine Rechteckwellen mit einem Tastverhältnis von 50% sind und der oben erläuterten Beziehung im Hinblick darauf, daß sie in bezug auf ein reines Sinuswellensignal nur ungerade Oberwellen haben, nicht genügen. Das in 5b gezeigte Signal wird von der Schaltung 90 auf einem Leiter 130 ausgegeben, der dieses Signal zu der Schaltung 90 zu einem Anschluß zurückleitet, an dem eine Division durch zwei erfolgt. Die Division durch zwei resultiert in einem in 5c gezeigten Signal, das zwischen Null und einem positiven Wert mit einer Rate von 100 kHz umschaltet. Dieses Signal ist eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50%, wird aber nur positiv. Das heißt, das Signal von 5c ist um die Nullspannungsachse nicht symmetrisch.
Dieses Signal von 5c wird dem Totzeitgenerator 92 auf einem Leiter 132 zugeführt. Diese Schaltung 92 umfaßt ein Paar von entgegengesetzt geschalteten Exklusiv-ODER- bzw. XOR-Gliedern 134 und 136. Das Glied 134 ist an einem Eingang mit dem positiven Eingang V_cc (der mit 138 bezeichnet ist) verbunden und empfängt am anderen Eingang das Signal von 5c.
Infolgedessen leitet das Glied 134 nur, während das Signal von 5c positiv ist. Andererseits ist das Glied 136 an dem einen Eingang mit dem Signal von 5c verbunden, und der andere Eingang ist mit Masse verbunden (mit 140 bezeichnet). Dieses Glied 136 leitet somit nur, während das Signal von 5c null ist. Das Resultat ist, daß die Glieder 134 und 136 jeweils entsprechende eines Paars von zeitlich abgestimmten Rechteckwellensignalen liefern, die nur positiv werden und zeitlich entgegengesetzt aufeinanderfolgen, wie 5d zeigt. Der Leser erkennt, daß das Zeitmaß von 5d gegenüber demjenigen der 5a bis 5c erheblich komprimiert ist, so daß mehrere Zyklen der zeitlich abgestimmten Signale mit entgegengesetzter Abfolge dargestellt werden können. Diese Signale von 5d werden auf entsprechenden Leitern 142 und 144 jeweiligen Widerstands-Kondensator-Netzen 146 und 148 zugeführt, von denen jedes außerdem eine entsprechend orientierte Diode aufweist, die zu Massepotential hin leitet, so daß das von den Gliedern 134 und 136 gelieferte Signal einen Übergang zum Hochpegel haben kann, um den Kondensator zu laden (wie an einem jeweiligen Leiter 150 und 152 zu sehen ist), aber den Übergang zum Niedrigpegel nur mit dem zusätzlichen Effekt der aus den Netzen 146 und 148 resultierenden Widerstands-Kondensator-Zeitkonstanten erfahren kann. Die auf den Leitern 150 und 152 resultierenden Signale sind in 5e zu sehen. Auch diese Signale können nur positiv werden und haben zwischen den beiden Signalen ein Tastverhältnis von 50%.
Die Signale von 5e werden einem Paar von Exklusiv-ODER-Gliedern 154 und 156 zugeführt, die an einem ihrer Eingangsanschlüsse durch einen Leiter 158 zusammengeschaltet sind. Der Leiter 158 hat einen Masseanschluß, der mit 160 bezeichnet ist. Infolgedessen leiten die Glieder 154 und 156 jeweils individuell nur dann, wenn die von den Leitern 150 und 152 empfangenen Signale (das Signal von 5e) hoch sind. Diese Glieder schalten jedoch nicht aus, sobald das Signal von 5e unter seinen größten Hochpegel fällt. Statt dessen schalten dieser Glieder bei einem Spannungspegel zwischen dem Hoch- und dem Niedrig- bzw. Nullsignalpegel aus. Aufgrund der Widerstands-Leiter-Zeitkonstanten, die an dem nach Null gehenden Teil der Signale von 5e wirksam sind, schalten die Glieder 154 und 156 nicht gleichzeitig mit den Signalen von 5d aus, sondern ihr Ausschalten wird verzögert, bis ein niedrigerer, aber Nicht-Null-Spannungswert erreicht wird, der mit 162 bezeichnet ist. Infolgedessen liefern die Glieder 154 und 156 auf jeweiligen Leitern 164 und 166 entsprechende Signale, wie 5f zeigt. Auch diese Signale werden nur positiv und haben ein Tastverhältnis von 50% zwischen den beiden Signalen. Der Abschaltübergang (d. h. der negativ werdende Teil der Rechteckwellenform) jeder Wellenform wird jedoch in bezug auf den positiv werdenden Übergang der zugehörigen Wellenform geringfügig verzögert, wie 5f zeigt. Die Leiter 164 und 166 liefern die in 5f gezeigten Signale an einen Schaltertreiberkreis 168, der jedes dieser Signale invertiert, so daß der positiv werdende Einschaltteil des Signals in bezug auf den negativ werdenden Ausschaltteil des Signals verzögert wird. Der Schaltertreiberkreis 168 liefert entsprechende invertierte Signale der gleichen Wellenform, wie sie in 5f gezeigt ist, jedoch mit entsprechend invertierter Form und vertauschter zeitlicher Abfolge, auf Leitern, die mit 170 und 172 bezeichnet sind. Wie diese Signale genutzt werden, wird nachstehend erläutert.
Es werden nun die 6 bis 8 gemeinsam betrachtet; dabei sind der Spannungsregler 80 und die Schalter 76, 78 der programmierbaren, selektiv veränderbaren Spannungsquellenschaltung 64 von 3 im einzelnen dargestellt. Insbesondere zeigt 6 schematisch das gesamte Schaltungsschema für eine geregelte Spannungsversorgung unter Verwendung einer integrierten Spannungsregelungsschaltung 174. Diese Schaltung 174 liefert eine Ausgangsspannung auf einen Leiter 175, die gleich einer Konstanten multipliziert mit der Summe von Eins plus dem Quotienten des Werts des Widerstands R₁, dividiert durch den Wert des Widerstands R_x, ist. Gemäß der derzeit bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist diese Konstante 1,25. Wie 6 zeigt, ist der Widerstand R_x ein veränderlicher Widerstand gemäß der vorliegenden Erfindung. Ferner ist ersichtlich, daß die vorliegende Erfindung vorsieht, daß der Wert des Widerstands R_x digital programmierbar und von dem Mikroprozessor 58 steuerbar ist. Der Wert des Widerstands R_x ist mit einer Auflösung von 2¹² inkrementellen Werten programmierbar. Daher ist ersichtlich, daß der von der Spannungsregelungsschaltung 174 gelieferte regulierte und gesteuerte Spannungspegel durch den Mikroprozessor 58 mit einem Feinsteuerungsgrad steuerbar ist.
Unter Betrachtung der kombinierten 7 und 8 ist ersichtlich, daß die Spannungsregelungsschaltung 80 einen mit R₁ bezeichneten Widerstand hat, der in 8 zu sehen ist und als der Widerstand wirksam ist, der in 6 ebenso bezeichnet ist. Die Spannungsregelungsschaltung und die Schalter 76 und 78 sind auch in 8 zu sehen. Dieser Spannungsregelungsschaltungsteil umfaßt ferner eine Anordnung von vier digital gesteuerten Analogschaltern 176, 178, 180 und 182, die in 7 zu sehen sind. Die Analogschalter 176 bis 182 werden jeweils von dem Mikroprozessor 58 über Schnittstellenanschlüsse gesteuert, die mit 62 bezeichnet und entlang der linken Seite von 7 zu sehen sind. Dabei kann der Mikroprozessor 58 den Signalpegel an einzelnen oder Gruppen von bis zu sämtlichen der Signalleitungen zu diesen Analogschaltern hochtreiben. Ein Signalhochwert auf einem der angegebenen Leiter resultiert darin, daß der zugehörige Schalter 176 bis 182 einen der unten angegebenen Widerstände in eine parallele Widerstandsbeziehung zu Masse schaltet.
Zur weiteren Erläuterung des Vorstehenden ist ersichtlich, daß die Analogschalter 176 bis 182 auch einzeln mit einer Anordnung von zwölf Widerständen verbindbar sind, die mit R₂ bis R₁₃ bezeichnet sind und einzeln in Verbindung mit einem geerdeten Leiter 188 schaltbar sind, wenn die jeweilige der Leitungen 62 von dem Mikroprozessor 58 in den Signalhochzustand getrieben wird. Diese Widerstände R₂ bis R₁₃ wirken gemeinsam als der in 6 gezeigte veränderliche Widerstand R_x. Diese Widerstände haben ansteigende Werte im allgemeinen von ungefähr 200 Ohm bis ungefähr 422 Kiloohm. Insbesondere haben die Widerstände R₂ bis R₁₃ die folgenden Werte in Ohm: 200, 402, 806, 1,62 k, 3,24 k, 6,49 k, 13,0 k, 26,1 k, 52,3 k, 105 k, 210 k und 422 k. Ein Beispiel eines Analogschalters, der sich als zur Verwendung als die Schalter 176 und 178 zum Schalten der Widerstände mit den niedrigeren Werten (d. h. im Bereich von ungefähr 200 Ohm bis ungefähr 1,6 kOhm) erwiesen hat, ist der Siliconix 9956DY. Dieser Analogschalter hat beim Einschalten einen sehr niedrigen Widerstandswert. Der Widerstandswert der Schalter 176 und 178 trägt daher selber nicht merklich zu dem Widerstandswert der Widerstände R₂ bis R₅ bei. Andererseits hat sich als Analogschalter 180 und 182 ein Harris DG412DY als akzeptabel erwiesen. Dieser Analogschalter hat einen sehr niedrigen Leckstrom, wenn er ausgeschaltet ist, so daß die vergleichsweise kleine inkrementelle Änderung des Stromflusses, der resultiert, wenn die höherwertigen Widerstände R₆ bis R₁₃ parallel in die Schaltung eingeschaltet werden, ohne weiteres von dem Leckstrom durch die Schalter 180 und 182 selber unterschieden werden kann. Die Werte der Widerstände R₆ bis R₁₃ sind größer als 1,6 kOhm bis zu oder größer als ungefähr 422 kOhm. Die Widerstände R₂ bis R₁₃ sind bevorzugt 0,1%, 50 PPM Präzisionswiderstände, um eine genauere Kalibrierung der von dem Spannungsregler 174 gelieferten Spannung zu erlauben.
In 7 ist zu sehen, daß ein Widerstand R₁₄ zum Einstellen des maximalen Widerstandswerts auf dem Leiter 190 gemeinsam mit einem Widerstand R₁₅ und einem Justierwiderstand R₁₆ zum Einstellen des am Leiter 192 erscheinenden effektiven Widerstandswerts vorgesehen ist. Der Wert des Widerstands R₁₅ gibt die maximale Spannung vor, die der Spannungsregler 174 auch dann liefert, wenn sämtliche Widerstände R₂ bis R₁₃ durch Schließen sämtlicher Analogschalter 176 bis 182 zu Masse geschaltet sind. Der Leiter 192 erscheint links in 8 und ist mit der Spannungsregulierschaltung 174 verbunden. Dieser Leiter 192 ist analog dem Leiter, der schematisch am oberen Ende des Widerstands R_x von 6 zu sehen ist und mit der Regulierschaltung 174 verbunden ist. Der effektive Widerstandswert von dem Leiter 192 zu Masse steuert den Spannungspegel, der von der Spannungsregulierschaltung 174 ausgegeben wird. Es ist ersichtlich, daß der Mikroprozessor 58 diesen effektiven Spannungspegel dadurch steuert, daß er die Widerstände R₂ bis R₁₃ über die Aalogschalter 176 bis 182 in Verbindung mit dem geerdeten Leiter 188 schaltet. Ferner kann der Mikroprozessor 58 die Spannungsregulierschaltung 174 durch die gezeigte Schnittstellenleitung 62 so steuern, daß der Spannungsregler 174 ausgeschaltet wird und keine Ausgangsenergie liefert oder eingeschaltet wird und Ausgangsenergie mit dem Spannungspegel liefert, der durch den Schaltzustand der Analogschalter 176 bis 182 ausgewählt ist. Somit kann der Mikroprozessor 58 den Leistungspegel der elektrischen Erwärmung, die an dem Heizelement 50 der Kathode 16 bewirkt wird, von Null bis zu der vollen Wattleistung dieses Heizelements steuern.
8 zeigt ein weiteres Merkmal des vorliegenden Spannungsquellenschaltungsteils. Ein Beispiel einer integrierten Schaltung, die zum Gebrauch als Spannungsregler 174 geeignet ist, ist die Schaltung LTC1149 von Linear Technology. Dieser Spannungsregler hat eine Architektur mit konstanter Ausschaltzeit anstelle einer festgelegten Schaltfrequenz. Infolgedessen ändert sich die Betriebsfrequenz dieses Spannungsreglers mit der Ausgangsspannung. Bei dem vorliegenden Anwendungszweck kann die Ausgangsspannung zwischen 1 V und 26 V Gleichspannung veränderlich sein. Aus 6 ist ersichtlich, daß die Spannungsregulierschaltung 174 eine Kapazität zu Masse erfordert, die mit dem an den Referenzwiderstand R₁ angeschlossenen Leiter gemeinsam verbunden ist. Um die Verwendung von großen Hochspannungskondensatoren zu vermeiden und das Ziel einer geringen Größe, eines geringen Gewichts und niedriger Kosten des vorliegenden Leistungsverstärkers beizubehalten, ist diese Kapazität durch eine Kondensatoranordnung gebildet, die in 8 mit 194 bezeichnet ist. Die Kondensatoranordnung umfaßt eine Vielzahl von Kondensatoren, die zwischen den Leiter 82 (welcher der Ausgangsleiter der geregelten Spannung für den selektiv veränderlichen Spannungsquellenschaltungsteil 64 ist (siehe Beschreibung von 3)) und Masse geschaltet sind. Die Kondensatoranordnung 194 umfaßt eine Reihe von Widerständen 196 mit gleichem Wert, die als Spannungsaufteilungswiderstände zwischen den Kondensatoren der Anordnung 194 dienen und den Spannungsabfall gleichmäßig über diese Kondensatoren verteilen und einen Überstromfluß in den jeweiligen Kondensatoren verhindern.
In 9 sind der Leistungsverstärkerschaltungsteil 68 und der isolierte, an den Patienten angeschlossene Schaltungsteil 70 im einzelnen gezeigt. Unter Bezugnahme auf die frühere Beschreibung des Leistungsverstärkerschaltungsteils 68 ist ersichtlich, daß dieser Schaltungsteil die Signale von 5f auf Leitern 170 und 172 empfängt. Dieser Schaltungsteil empfängt ferner die selektiv geänderte Spannung, die auf dem Leiter 82 von dem Spannungsquellenschaltungsteil 80 ausgegeben wird. Die Signale auf den Leitern 170 und 172 treiben MOSFET-Schalter 98 und 100 alternierend in den leitenden Zustand, wobei die angedeutete Totzeit ein gleichzeitiges Leiten dieser Schalter verhindert, so daß die Erzeugung eines Kurzschlusses vom Leiter 82 zu dem Masseanschluß 198 verhindert wird. Die abwechselnde Stromleitung durch die Schalter 98 und 100 treibt den Transformator 102 mit Mittenabgriff, so daß er eine im wesentlichen symmetrische Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50% in die erste 300 kHz-Trenneinheit 104 ausgibt. Diese Trenneinheit 104 umfaßt einen Kondensator 200 und eine Induktionsspule 202, die gemeinsam so abgestimmt sind, daß sie eine hohe Impedanz für eine 300 kHz-Frequenz bilden. Gleichermaßen weist die 500-kHz-Trenneinheit 106 einen Kondensator 204 und eine Induktionsspule 206 auf, die gemeinsam so abgestimmt sind, daß sie eine hohe Impedanz für eine Frequenz von 500 kHz bilden. Der 100 kHz-Reihenabstimmkreis 108 von 3 ist durch das Zusammenwirken der beiden Induktionsspulen 104 und 106 in Reihe mit einem Kondensator 208 gebildet.
Diese Komponenten sind so abgestimmt, daß sie eine niedrige Impedanz für eine Frequenz von 100 kHz und eine vergleichsweise hohe Impedanz für Oberwellen höherer Ordnung (d. h. 7., 9. usw. Ordnung) der gewählten Frequenz von 100 kHz bilden. Die Nebenschluß-Abstimmeinheit 110 von 3 besteht tatsächlich aus einem Kondensator 210 und einem Paar von parallelgeschalteten Induktionsspulen 212, 214, die Oberwellen höherer Ordnung (nunmehr mit vergleichsweise niedrigem Energieniveau) zu dem Masseanschluß 116 leiten. Die Reihenabstimmeinheit 118 ist durch das Zusammenwirken eines Kondensators 218 und einer Induktionsspule 220 gebildet, so daß die gewählte Frequenz von 100 kHz den Massepunkt 116 mit geringer Impedanz erreicht. Somit empfängt die Primärwicklung des Trenntransformators 112 im wesentlichen Wechselstromleistung mit einer im wesentlichen reinen Sinuswellencharakteristik. Es ist zu beachten, daß der Spannungsabfall über einen Widerstand 222, der im wesentlichen nur der gewählten 100 kHz-Frequenz der in die Widerstandslast 50 abgegebenen elektrischen Energie ausgesetzt ist, für den Mikroprozessor 58 über die Schnittstellenverbindungen 62 verfügbar ist, die diesen Widerstand überbrücken. Somit kann der Mikroprozessor 58 prüfen, wann und ob elektrische Energie der gewählten Frequenz dem Heizelement 50 des Katheters 16 zugeführt wird.
Zum weiteren Verständnis der Steuerungs- und Sicherheitsmerkmale der vorliegenden Erfindung ist zu beachten, daß an dem Trenntransformator 112 eine virtuelle Trennbarriere ausgebildet ist, die durch eine Strichlinie 224 bezeichnet ist. Rechts von der Barriere 224 befinden sich die isolierten, mit dem Patienten verbundenen Bereiche der Leistungsverstärkerschaltung 60, das Modul 40 und der Katheter 16 mit Heizelement 50. Über die Barriere 224 wird keine physische elektrische Verbindung hergestellt. Zur Steuerung des Relais 126 ist ein zusätzlicher Trenntransformator 226 vorgesehen. Dieser Trenntransformator wird von einer 100 kHz-Versorgungsschaltung 228 (siehe 4) versorgt. Bei Betrachtung der Energieversorgungsschaltung 228 in 4 ist ersichtlich, daß ein Teiler 230 das Signal von 5a von dem Oszillator 88 empfängt und ebenso wie der Teiler 90 so geschaltet ist, daß er ein Signal wie das in 5c gezeigte an einen Transistor 232 liefert. Der Transistor 232 schaltet in Abhängigkeit von dem Signal vom Teiler 230 ein und aus und bewirkt ebenfalls, daß ein zweiter Transistor 234 ein- und ausschaltet. Dieser zweite Transistor 234 treibt ein Paar von entgegengesetzt geschalteten PNP- (236) und NPN- (238) Transistoren. Die Transistoren 236 und 238 schalten entgegengesetzt zueinander ein und aus, um eine 100 kHz-Wechselstromversorgung geringer Leistung am Leiter 240 bereitzustellen.
9 zeigt, daß der Leiter 240 diese 100 kHz-Wechselstromenergie geringer Leistung der Primärwicklung des Transformators zuführt. Somit wird die gleiche Frequenz der Wechselstromenergie, von der bestimmt wurde, daß sie für den Patienten die größte Sicherheit bietet, genutzt, um die Steuerung des isolierten Schaltungsteils 70, der mit dem Patienten verbunden ist, auszuführen. Die Sekundärwicklung des Transformators 226 treibt einen Gleichrichter 242, der an dem isolierten Schaltungsteil 70, der mit dem Patienten verbunden ist, Gleichstrom zur Verfügung stellt. Zur Steuerung des Relais 126 kann der Mikroprozessor 58 das Leuchten einer Leuchtdiode (LED) 244 anweisen. Licht von dieser LED (Pfeil 246) quert die Barriere 224 und bewirkt, daß eine Fotodiode 248 leitend wird. Die Fotodiode 248 steuert den Stromfluß durch die Spule 250 des Relais 126, so daß dieses Relais von dem Mikroprozessor 58 gesteuert wird, ohne daß eine physische Verbindung über die Barriere 224 stattfindet.
Um den Mikroprozessor 58 darüber zu informieren, daß Energie an der isolierten, mit dem Patienten verbundenen Seite der Barriere 224 abgegeben wird, wird der Spannungsabfall über den Kalibrierwiderstand 124 genutzt, um einen Transistorschaltkreis in die Leitfähigkeit zu treiben. Es ist zu beachten, daß der Kalibrierwiderstand 124 tatsächlich aus zwei parallelgeschalteten Widerständen besteht. Die Leitfähigkeit an dem Schaltkreis 252 bringt eine LED 254 zum Leuchten. Licht von der LED 254 wird wiederum über die Barriere 224 (Pfeil 256) abgestrahlt und bewirkt, daß eine Fotodiode 258 leitend wird. Durch das Leiten der Fotodiode 258 wird das Signal auf dem Leiter 260, der mit dem Mikroprozessor 58 verbunden ist (siehe Schnittstellenpfeil 62), auf den Niedrigpegel gezogen.
Unter erneuter Betrachtung von 3 ist ersichtlich, daß der Mikroprozessor 58 das Relais 74 steuert, von dem Energie zum Betrieb des gesamten Leistungsverstärkers 60 empfangen wird. Wenn der Mikroprozessor 58 Information erhält, daß elektrische Energie in den isolierten, mit dem Patienten verbundenen Teil 70 abgegeben wird, wenn kein Befehl zu dieser Energieabgabe gegeben wurde, wird das Relais 74 geöffnet, um den Leistungsverstärker abzuschalten. Wenn dagegen nach Abgabe des Befehls an die Spannungsquelle 80 (Regler 174) zur Bereitstellung eines ausgewählten Spannungspegels und nach dem Schließen des Relais 126 der Mikroprozessor nicht innerhalb eines gewählten Zeitintervalls (das nur ein Bruchteil einer Sekunde ist) darüber informiert wird, daß Energie in den isolierten, mit dem Patienten verbundenen Teil 70 abgegeben wird, wird von einem Fehler ausgegangen. Auch in diesem Fall wird das Relais 74 geöffnet, oder der Spannungsregler 174 erhält alternativ den Befehl, einen Nullspannungsausgang zu liefern, und der Patient ist dadurch gegen jegliche ungewollte Verletzung geschützt, die aus dem Betrieb des Heizelements 50 in der Pulmonalarterie 14 ohne angemessene Steuerung resultieren könnte.
Um das gewünschte Maß an Sicherheit gegenüber ungewolltem oder unbeabsichtigtem Betrieb des Heizelements 50 zu gewährleisten, weist die Leistungsverstärkerschaltung 60 die Schaltungsteile 262 und 264 auf, die in den 10 bzw. 11 gezeigt sind. Insbesondere bei Betrachtung des Schaltungsteils 262 ist ersichtlich, daß der Leiter 266 gemäß 7 mit dem regulierten Spannungsausgang der Spannungsquelle 174 am Leiter 82 über ein Paar von Spannungsteilerwiderständen 268 verbunden ist. Der am Leiter 266 erscheinende Spannungspegel ist ein Anzeichen des Spannungspegels, der von dem Spannungsregler 174 tatsächlich bereitgestellt wird. Dieser Spannungspegel wird einem Pufferelement 270 mit einem Verstärkungsfaktor Eins zugeführt. Das Pufferelement 270 ist ein Operationsverstärker, der ein Ausgangssignal an den Mikroprozessor 58 liefert, das mit dem allgemeinen Schnittstellenbezugszeichen 62 versehen ist. Somit kann der Mikroprozessor 58 den von der Spannungsquelle 80 unter Verwendung des Spannungsreglers 174 bereitgestellten Spannungspegel ablesen. Wenn ein Fehler in dem Regler 174 oder einem anderen Teil des Leistungsverstärkers 60 dazu führt, daß eine von einem annehmbaren und erwarteten Wert abweichende Spannung von dem Pufferelement 270 erscheint, bewirkt der Mikroprozessor 58 das Abschalten des Leistungsverstärkers 60.
11 zeigt den Schaltungsteil 264, der die Steuerung des Relais 74 (siehe 3) durchführt. Der Schaltungsteil 264 umfaßt das Relais 74 selbst sowie einen transistorisierten Schaltkreis 272. Dieser transistorisierte Schaltkreis 272 bringt das Relais 74 über eine vom Leiter 274 bewirkte Kopplung unter die Steuerung durch den Mikroprozessor. Dabei resultiert ein Hochpegel des vom Mikroprozessor 58 kommenden Signals auf dem Leiter 274 darin, daß der Schaltkreis 272 schließt und das Relais 74 schließt, um den Leistungsverstärker 60 mit Energie zu versorgen. Dieses Schließen des Schaltkreises 272 kann jedoch nur solange erfolgen, wie die Gültigkeit dieses Vorgangs durch einen internen Überwachungstaktgeber (nicht gezeigt), der dem Mikroprozessor 58 zugeordnet ist, bestätigt wird. Wenn also, anders ausgedrückt, eine intern wiederholte Diagnose des Mikroprozessors 58 nicht erfolgreich abgeschlossen wird, erfolgt ein Rücksetzen und erneutes Hochfahren des Mikroprozessors 58 durch den Überwachungstaktgeber und ein Abschalten des Leistungsverstärkers 60, indem das Signal auf dem Leiter 274 auf den Niedrigpegel gezogen wird. Dieses Herunterziehen des Signals auf dem Leiter 274 erfolgt durch die Diode 276, die mit dem Überwachungstaktgeberteil des Mikroprozessors 58 verbunden ist, wie das Schnittstellenbezugszeichen 62 zeigt.
Unter erneuter Bezugnahme auf 1 wird daran erinnert, daß das Modul 40 die Möglichkeit bietet, die korrekte Funktion des Kabels 30 zu überprüfen. Das Kabel 30 könnte im Gebrauch der Monitorvorrichtung, die die Konsole 32, den Katheter 16, das Modul 40 und das Kabel 30 umfaßt, beschädigt werden. Die Konsole 32 und das Modul 40 sind robuste Komponenten, wogegen der Katheter 16 eine Einmalvorrichtung ist. Somit wird für jeden Patienten ein neuer Katheter 16 verwendet. Das Kabel 30 ist zwar eine robuste Komponente, unterliegt aber am ehesten einer Beschädigung durch unsachgemäßen Gebrauch oder dadurch, daß in der Einsatzumgebung der Vorrichtung für die medizinische Behandlung auf das Kabel getreten wird. Zur Prüfung und Bestätigung einer korrekten Funktionsfähigkeit des Kabels 30 wird der Verbinderteil, der an dem Kabel 30 an der Steckverbindung 16'/30' angebracht ist, an dem an diesem Modul 40 vorgesehenen Verbinder 41 in das Modul 40 zurückgesteckt.
9 zeigt in Strichlinien 278 die durch diese Rückverbindung des Kabels 30 in den Verbinder 41 erfolgende elektrische Konfiguration. Das heißt, wenn das Kabel 30 mit dem Verbinder 41 verbunden ist, ist das Widerstandsheizelement 50 eines Katheters 16 nicht mit dem Ausgang des Relais 126 verbunden. Die Kalibrierwiderstände 124 sind jedoch immer noch an die Kontakte dieses Relais 126 angeschlossen, mit denen sie normalerweise verbunden sind, und sind nunmehr auch über das Kabel 30 an die Kontakte dieses Relais angeschlossen, mit denen das Widerstandsheizelement 50 des Katheters 16 in der Gebrauchskonfiguration der Vorrichtung verbunden ist. Wenn das Kabel 30 mit dem Verbinder 41 verbunden ist und die Konsole 32 verwendet wird, um eine Kalibrierung des Moduls 40 und des Katheters 16 durchzuführen, liest somit das Modul 40 die Kalibrierwiderstände 124 in der Kalibriersequenz ab und liest dann diese Kalibrierwiderstände 124 erneut über das Kabel 30 so ab, als würde es die Betriebsbereitschaft eines Katheters testen. Wenn bei dieser Testsequenz mehr als eine vorbestimmte Differenz des Widerstandswerts zwischen den Kalibrierwiderständen 124 und dem Heizwiderstand 50 eines Katheters vorliegt, meldet das Modul 40 über die Konsole 32, daß der Katheter unbrauchbar ist. Bei der beschriebenen Kabeltestkonfiguration bedeutet jedoch dieses Signal "unbrauchbarer Katheter", daß das Kabel 30 selber fehlerhaft ist.

Claims

Kontinuierlicher Patientenmonitor (32) für das Herzminutenvolumen zur Verwendung mit einem kontinuierlichen Monitorkatheter (16) für das Herzminutenvolumen, der ein elektrisches Widerstandsheizelement (50) hat, wobei der Monitor folgendes aufweist: eine Konsole (32) mit einer Energiequelle (64), wobei die Konsole zur Verbindung (30) mit dem Katheter ausgebildet ist, um diesem elektrische Energie zuzuführen, und wobei die Konsole eine Ausgabeeinrichtung hat, um einen Wert des Herzminutenvolumens des Patienten zu empfangen und anzuzeigen; und eine elektrische Leistungsverstärkerschaltung (68) mit Wechselstrom-Umschaltmodus, die so angeschlossen ist, daß sie ein Frequenzsignal von einem Frequenzquellenabschnitt (66) und elektrische Energie von einem Spannungsquellenabschnitt (64) empfängt, wobei die Leistungsverstärkerschaltung so konfiguriert ist, dass sie diese Eingänge kombiniert und elektrische Heizenergie einer Spannung, einer Wellenform und einer ausgewählten Frequenz an das Widerstandsheizelement des Katheters abgibt.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 1, wobei die Frequenzreferenzeinrichtung einen Referenzoszillator aufweist, der ein Taktsignal abgibt, das ein Vielfaches der ausgewählten Frequenz ist.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 2, wobei die Frequenzreferenzeinrichtung ferner einen Teiler aufweist, der zunächst das Taktsignal durch einen Wert teilt, der gleich dem durch zwei geteilten Vielfachen ist, um ein Zwischenfrequenzsignal abzugeben, und dann das Zwischenfrequenzsignal durch zwei teilt, um ein Steuersignal abzugeben, das bei der genannten Frequenz zwischen einem ersten und einem zweiten Wert umschaltet, um ein Tastverhältnis von 50% vorzusehen.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 3, wobei die Frequenzreferenzeinrichtung ferner erste paarige Schaltereinrichtungen zum alternierenden Ein- und Ausschalten in entgegengesetzter Folge in Abhängigkeit von dem Steuersignal aufweist, um ein Paar von zeitlich angepaßten Rechteckwellensignalen entgegengesetzter Wellenform abzugeben.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 4, wobei die Frequenzreferenzeinrichtung ferner eine Totzeiterzeugungseinrichtung aufweist, um das Paar von zeitlich angepaßten Rechteckwellensignalen zu ändern, so daß ein negativer Anteil eines jeden von dem Paar von Signalen um ein bestimmtes Zeitinkrement verlängert wird.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 5, wobei die Frequenzreferenzeinrichtung ferner zweite paarige Schaltereinrichtungen aufweist, um das Paar von zeitlich angepaßten Rechteckwellensignalen, die von der Totzeiterzeugungseinrichtung verlängert worden sind, zu empfangen und ein Paar von Rechteckwellen-Schaltertreibersignalen abzugeben, die in Kombination ein Tastverhältnis von 50% haben und entgegengesetzte Wellenform haben, wobei ein positiver Anteil jedes Signals in bezug auf einen negativen Anteil des anderen des Paars von Schaltertreibersignalen geringfügig verzögert ist.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 1, wobei die Frequenzreferenzeinrichtung eine ausgewählte Frequenz von im wesentlichen 100 kHz liefert.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 1, wobei der Leistungsverstärker eine Spannungsquelleneinrichtung aufweist, um an den Katheter elektrische Heizenergie mit einem ausgewählten Spannungspegel abzugeben.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 8, wobei die Spannungsquelle des Leistungsverstärkers eine Spannungsregulie rungseinrichtung aufweist, um an den Katheter selektiv einen Spannungspegel der elektrischen Heizenergie abzugeben.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 9, wobei die Spannungsregulierungseinrichtung des Leistungsverstärkers eine Spannungsregulierungsschaltung und zwei Widerstandswerte aufweist, die mit der Spannungsregulierungsschaltung verbunden sind, wobei die Spannungsregulierungsschaltung eine Ausgangsspannung hat, die eine Funktion der zwei Widerstandswerte ist, und wobei die Spannungsregulierungseinrichtung ferner eine programmierbare veränderliche Widerstandsschaltung aufweist, die eine Vielzahl von parallelen Widerstandswerten zum Verbinden von einem von der Vielzahl von Widerstandswerten mit der Spannungsregulierungseinrichtung als einen der genannten zwei Widerstandswerte hat.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 10, wobei die Spannungsregulierungsschaltung des Leistungsverstärkers die LINEAR TECHNOLOGY LTC1149-Schaltung aufweist.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 10, wobei die veränderliche Widerstandsschaltung der Spannungsquelle des Leistungsverstärkers aufweist: eine Vielzahl von digital gesteuerten Analogschaltern, von denen jeder mit jeweiligen der Vielzahl von Widerstandswerten verbunden ist, und eine digitale Mikroprozessoreinrichtung, die mit den Analogschaltern verbunden ist, um den Befehl zu dem selektiven Schließen bestimmter der Analogschalter zu geben, um die Vielzahl von Widerstandswerten, die mit der Spannungsregulierungsschaltung verbunden sind, als einen der genannten zwei Widerstandswerte auszuwählen.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 12, wobei die Vielzahl von digital gesteuerten Analogschaltern einen Schalter aufweist, der aus der Gruppe ausgewählt ist, die den SILICONIX 9956DY und den HARRIS DG412DY aufweist.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 13, wobei der SILICONIX 9956DY oder der HARRIS DG412DY verwendet wird, um Widerstandswerte bis zu ungefähr 1,6 kOhm zu schalten.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 13, wobei der SILICONIX 9956DY oder der HARRIS DG412DY verwendet wird, um Widerstandswerte von ungefähr 1,6 kOhm bis zu ungefähr 422 kOhm oder mehr zu schalten.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 1, wobei die Frequenzreferenzeinrichtung ein Paar von Rechteckwellen-Schaltertreibersignalen aufweist, die in Kombination ein Tastverhältnis von 50% haben und die ausgewählte Frequenz haben, und wobei die Leistungsverstärkerschaltung ferner einen Verstärkerabschnitt mit Umschaltmodus, der die Schaltertreibersignale empfängt, und eine Spannungsquelle aufweist, die elektrische Energie abgibt, wobei der Verstärkerabschnitt mit Umschaltmodus einen Transformator mit Mittelabgriff und ein Paar von Schaltern aufweist, die in Abhängigkeit von jeweiligen positiven und negativen Anteilen der Schaltertreibersignale schließen und öffnen, um elektrische Energie von der Spannungsquelle mit der Primärwicklung des Transformators mit Mittelabgriff zu verbinden, und wobei der Verstärkerabschnitt mit Umschaltmodus ferner aufweist: ein Fangfilter für ungeradzahlige Oberwellenfrequenzen, eine erste Reihenabstimmeinrichtung, die auf die ausgewählte Frequenz abgestimmt ist, und ein HF-Oberwellen-Nebenschlußfilter, und wobei der Transformator eine Sekundärwicklung aufweist, die der Reihe nach mit dem Fangfilter, der ersten Reihenabstimmeinrichtung und dem Nebenschlußfilter verbunden ist.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 16, wobei die Leistungsverstärkerschaltung eine zweite Reihenabstimmeinrichtung, einen Lastwiderstand und einen Trenntransformator aufweist, der eine Primärwicklung hat, die über die erste Reihenabstimmeinrichtung elektrische Energie der ausgewählten Frequenz von dem Transformator mit Mittelabgriff empfängt, wobei die Primärwicklung des Trenntransformators mit der zweiten Reihenabstimmeinrichtung verbunden ist, die ebenfalls auf die ausgewählte Frequenz abgestimmt ist, wobei der Trenntransformator ferner eine zweite Wicklung hat, die mit dem Lastwiderstand verbunden ist, wobei die zweite Wicklung gegen eine Aggregation mit der ersten Reihenabstimmeinrichtung durch eine reflektierte Impedanz getrennt ist, die in der Primärwicklung aufgrund des Lastwiderstands auftritt.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 17, wobei die Leistungsverstärkerschaltung an den Katheter elektrische Heizenergie mit der ausgewählten Spannung und Frequenz mit einer im wesentlichen reinen Sinuswellenform abgibt.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 1, wobei der kontinuierliche Monitorkatheter für das Herzminutenvolumen abnehmbar durch ein langgestrecktes elektrisches Kabel mit der Konsole elektrisch verbunden ist, wobei die Konsole ferner aufweist: eine Verbindereinrichtung zum Verbinden mit dem Kabel an seinem fernen Ende anstelle des Katheters, und eine Schaltungseinrichtung, die mit dem Kabel durch die Verbindereinrichtung verbunden ist, um den Katheter zu emulieren, so daß eine Verifizierung der Kontinuität und Impedanzwerte des Kabels erzielt werden kann.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 1, der ferner ein Modul aufweist, das an die Konsole abnehmbar angekoppelt ist, wobei das Modul eine elektrische Verbindung zwischen dem Katheter und der Konsole herstellt, und wobei das Modul ferner die genannte elektrische Leistungsverstärkerschaltung mit Umschaltmodus aufweist.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 20, wobei die Frequenzreferenzeinrichtung einen Referenzoszillator aufweist, der ein Taktsignal abgibt, das ein Vielfaches der ausgewählten Frequenz ist.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 21, wobei die Frequenzreferenzeinrichtung ferner einen Teiler aufweist, der zu nächst das Taktsignal durch einen Wert teilt, der gleich dem durch zwei geteilten Vielfachen ist, um ein Zwischenfrequenzsignal abzugeben, und dann das Zwischenfrequenzsignal durch zwei teilt, um ein Steuersignal abzugeben, das bei der genannten Frequenz zwischen einem ersten und einem zweiten Wert umschaltet, um ein Tastverhältnis von 50% vorzusehen.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 22, wobei die Frequenzreferenzeinrichtung ferner eine erste paarige Schaltereinrichtung zum alternierenden Ein- und Ausschalten in entgegengesetzter Folge in Abhängigkeit von dem Steuersignal aufweist, um ein Paar von zeitlich angepaßten Rechteckwellensignalen entgegengesetzter Wellenform abzugeben.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 23, wobei die Frequenzreferenzeinrichtung ferner eine Totzeiterzeugungseinrichtung aufweist, um das Paar von zeitlich angepaßten Rechteckwellensignalen zu ändern, so daß ein negativer Anteil eines jeden von dem Paar von Signalen um ein bestimmtes Zeitinkrement verlängert wird.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 24, wobei die Frequenzreferenzeinrichtung ferner zweite paarige Schaltereinrichtungen aufweist, um das Paar von zeitlich angepaßten Rechteckwellensignalen, die von der Totzeiterzeugungseinrichtung verlängert worden sind, zu empfangen und ein Paar von Recheckwellen-Schaltertreibersignalen abzugeben, die in Kombination ein Tastverhältnis von 50% haben und entgegengesetzte Wellenform haben, wobei ein positiver Anteil jedes Signals in bezug auf einen negativen Anteil des anderen von dem genannten Paar von Schaltertreibersignalen geringfügig verzögert ist.
Kontinuierlicher Patientenmonitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 1, wobei die elektrische Leistungsverstärkerschaltung mit Umschaltmodus in einem Modul enthalten ist, das an die Konsole abnehmbar angekoppelt ist, wobei das Modul die elektrische Verbindung zwischen dem Katheter und der Konsole herstellt.
Kontinuierlicher Patientenmonitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 26, wobei die Frequenzreferenzeinrichtung der elektrischen Leistungsverstärkerschaltung mit Umschaltmodus folgendes aufweist: einen Referenzoszillator, der ein Taktsignal abgibt, das ein Vielfaches der ausgewählten Frequenz ist; einen Teiler, der zunächst das Taktsignal durch einen Wert teilt, der gleich dem durch zwei geteilten Vielfachen ist, um ein Zwischenfrequenzsignal abzugeben, und dann das Zwischenfrequenzsignal durch zwei teilt, um ein Steuersignal abzugeben, das bei der genannten Frequenz zwischen einem ersten und einem zweiten Wert umschaltet, um ein Tastverhältnis von 50% vorzusehen; erste paarige Schaltereinrichtungen zum alternierenden Ein- und Ausschalten in entgegengesetzter Folge in Abhängigkeit von dem Steuersignal, um ein Paar von zeitlich angepaßten Rechteckwellensignalen entgegengesetzter Wellenform abzugeben; eine Totzeiterzeugungseinrichtung, um das Paar von zeitlich angepaßten Rechteckwellensignalen zu ändern, so daß ein negativer Anteil eines jeden von dem Paar von Signalen um ein bestimmtes Zeitinkrement verlängert wird; und zweite paarige Schaltereinrichtungen, um das Paar von zeitlich angepaßten Rechteckwellensignalen, die von der Totzeiterzeugungseinrichtung verlängert worden sind, zu empfangen und ein Paar von Rechteckwellen- Schaltertreibersignalen abzugeben, die in Kombination ein Tastverhältnis von 50% haben und entgegengesetzte Wellenform haben, wobei ein positiver Anteil jedes Signals in bezug auf einen negativen Anteil des anderen von dem genannten Paar von Schaltertreibersignalen geringfügig verzögert ist.
Kontinuierlicher Patientenmonitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 1, wobei die elektrische Leistungsverstärkerschaltung mit Umschaltmodus folgendes aufweist: einen Referenzoszillator, der ein Referenzimpulsfolgesignal abgibt, das eine Frequenz hat, die ein Vielfaches der ausgewählten Frequenz ist; eine Teilereinrichtung, um zunächst die Referenzimpulsfolge durch einen Wert zu teilen, der gleich dem durch zwei geteilten Vielfachen ist, um eine resultierende Impulsfolge abzugeben, und wobei die Teilereinrichtung dann die resultierende Impulsfolge durch zwei teilt, um eine endgültige Rechteckwellenimpulsfolge abzugeben, die ein Tastverhältnis von 50% hat und bei der genannten Referenzfrequenz zwischen einem ersten höheren Wert und einem zweiten niedrigeren Wert umschaltet; und eine Schalteinrichtung, um bei der ausgewählten Frequenz elektrische Energie alternierend in Abhängigkeit von der endgültigen Impulsfolge zu schalten.
Kontinuierlicher Patientenmonitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 28, wobei die Schalteinrichtung ferner eine Einrichtung zum Blockieren mindestens der ersten ungeradzahligen höherwertigen Oberwelle der ausgewählten Frequenz aufweist.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 29, der ferner eine Schaltungseinrichtung zum Nebenschließen von Frequenzen bei höherzahligen ungeraden Vielfachen der ausgewählten Frequenz mit Masse aufweist.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 28, wobei die Schalteinrichtung aufweist: einen Schaltkreis, um ein Paar von zeitlich entgegengesetzt ablaufenden Impulsfolgen in Abhängigkeit von der endgültigen Impulsfolge abzugeben, und eine Totzeiterzeugungsschaltung, um einen von einem positiven oder einem negativen Übergang der zeitlich ablaufenden Impulsfolge um ein bestimmtes Zeitintervall zu verzögern.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 31, wobei die Totzeiterzeugungsschaltung ein Widerstands-Kondensator-Netzwerk aufweist, das eine von dem Paar von zeitlich entgegengesetzt ablaufenden Impulsfolgen empfängt, wobei eine Diode geschaltet ist, um zu gestatten, daß einer von dem negativen oder dem positiven Signalübergang ohne Störung auf tritt, und um den anderen der Übergänge in Abhängigkeit von einer Zeitkonstanten des Widerstands-Kondensator-Netzwerks zu verzögern.
Kontinuierlicher Monitor für das Herzminutenvolumen nach Anspruch 32, der ferner eine Schaltertreibereinrichtung zum Invertieren der zeitlich entgegengesetzt ablaufenden Impulsfolgen aufweist, so daß die negativen Signalübergänge in jedem Fall den positiven Signalübergängen des Paars von Impulsfolgen um das bestimmte Zeitintervall vorausgehen.