DE69535415T2

DE69535415T2 - Verfahren und Anordnungen für Bandspreizkommunikationssysteme mit Vorwärtsfehlerkorrektur

Info

Publication number: DE69535415T2
Application number: DE69535415T
Authority: DE
Inventors: Nambirajan Chatham Seshadri; Carl-Erik Wilhelm Chatham Sundberg
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1994-04-29
Filing date: 1995-04-19
Publication date: 2007-11-29
Anticipated expiration: 2015-04-20
Also published as: EP0681376B1; CA2145567C; US5751739A; CA2145567A1; EP0681376A3; EP0681376A2; DE69535415D1

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft generell die Kommunikation von Signalen unter Verwendung von Spreizspektrum (SS)-Technologie. Spezieller betrifft die Erfindung eine Verbesserung der Spreizspektrumsystemkapazität und/oder -übertragungsqualität.
Hintergrund der Erfindung
Methoden des Spreizspektrumvielfachzugriffs (SSMA von spread spectrum multiple access) ziehen weitläufige Aufmerksamkeit auf sich auf den Gebieten persönlicher Kommunikation, wie beispielsweise beim digitalen Mobilfunk. In SSMA-Systemen werden sowohl die Zeitbereiche als auch die Frequenzbereiche von einer Mehrzahl von Nutzern gleichzeitig geteilt. Dieses gleichzeitige Teilen von Zeitbereichen und Frequenzbereichen ist zu unterscheiden von Zeitmultiplex- und Frequenzmultiplex-Vielfachzugriffssystemen, TDMA (von timedivision multiple access) und FDMA (von frequency-division multiple access), wobei Mehrfachnutzerkommunikation ermöglicht wird durch Verwendung eindeutiger Zeitfenster bzw. Frequenzbänder für jeden Nutzer.
In SSMA-Systemen, wie Direkt-Sequenz-Codemultiplex-Mehrfachzugriffs (DS-CDMA von direct-sequence code division multiple access)-Mobilfunksystemen, kann eine Basisstation gleichzeitig verschiedene Informationssignale an getrennte Nutzer unter Verwendung eines einzigen Bandes von Frequenzen übertragen. Gleichzeitig in einem Frequenzband übertragene individuelle Informationssignale können identifiziert und getrennt werden, da die Basisstation eine eindeutige Spreizsequenz in der Übertragung jedes Informationssignals verwendet. Vor der Übertragung multipliziert die Basisstation jedes Informationssignal mit einem Spreizsequenzsignal, das dem Nutzer zugeordnet wird, der das Signal empfangen soll. Diese Multiplikation, ausgeführt von einem "Spreizer", "spreizt" das Spektrum des Informationssignals über ein von allen Nutzern geteiltes "weites" Frequenzband". Um das korrekte Signal aus diesen Signalen wiederzufinden, die gleichzeitig in dem breiten Frequenzband übertragen werden, multipliziert ein empfangender Mobilnutzer ein empfangenes Signal (welches alle übertragenen Signale enthält) mit seinem eigenen eindeutigen Spreizsequenzsignal und integriert das Ergebnis. Diese Operationen werden von einem "Entspreizer" durchgeführt. Dadurch "entspreizt" der Nutzer die empfangenen Signale und identifiziert das für ihn gedachte Signal als verschieden von anderen Signalen, die für andere Nutzer gedacht sind.
"Multi-Rate DS-CDMA Radio Interface for Third-Generation Cellular Systems" von A. Baier und H. Panzer, 7^th IEE European Conference on Mobile and Personal Communications, Brighton, GB, 13–15.12.1993, Seiten 255–260, XP002042738, IEE, London", offenbart eine offene Muli-Raten-CDMA-Funk-Schnittstelle für mobile und persönliche Kommunikationssysteme der dritten Generation. Ein CDMA-System mit Mehrfach-HF-Kanalbandbreiten wird vorgeschlagen als der geeignete Weg, um eine offene und flexible Funkschnittstelle zu implementieren, wie sie für Systeme der dritten Generation erforderlich sind. Es ist beschrieben, dass Codespreizung in einem DS-CDMA-System ausgeführt werden kann synchron, unter Verwendung kurzer periodischer Spreizcodes, oder asynchron, unter Verwendung lang periodischer Pseudorausch (PN)-Codes. Ein Funkschnittstellenkonzept basierend auf Multi-Raten-DS-CDMA mit langen PN-Spreizcodes wird dargestellt, welches große Flexibilität für Frequenzmanagement, Funkressourcenmanagement und Servicebereitstellung für zukünftige Mobilkommunikationssysteme der dritten Generation bietet.
Das Telecommunications Institute of America ("TIA") entschied sich vor kurzem für einen SSMA-Standard, der DS-CDMA-Technologie implementiert. Telecommunications Institute of America, "Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread-Spectrum Cellular System", 1993 (veröffentlicht als IS-95). Dieser Standard wird IS-95 genannt. Wir haben jedoch erkannt, dass Spreizspektrumsysteme, wie das in dem IS-95-Standard beschriebene, bestimmte Signale ineffizient verarbeiten. Dieses ineffiziente Verarbeiten resultiert in reduzierter Systemkapazität und/oder Signalqualität.
Zusammenfassung der Erfindung
Wir haben eine Spreizspektrumübertragungstechnik erfunden, welche eine erhöhte Systemkapazität und/oder verbesserte Signalqualität erlaubt. Diese Vorteile werden erhalten durch Verwenden eines Ungleichfehlerschutzes (UEP von unequal error protection) in einem Spreizspektrumsystem.
Entsprechend einem Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren gemäß Anspruch 1 geschaffen. Entsprechend einem anderen Aspekt wird eine Vorrichtung gemäß Anspruch 7 geschaffen.
Gemäß beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung enthält ein mittels eines Spreizspektrumsystem-Mehrfachzugriffsystem zu übertragendes Signal wenigstens zwei Teile mit verschiedenen Graden von Bedeutung relativ zueinander. Beispielsweise geben diese verschiedenen Grade von Bedeutung verschiedene Grade von Empfindlichkeit gegenüber Signalfehlern wieder. Ein erster dieser Teile repräsentiert Information, die relativ empfindlich gegenüber Signalfehlern ist, die sie bei der Übertragung erlitten hat, während ein zweiter dieser Teile Information repräsentiert, die relativ unempfindlich gegenüber solchen Signalfehlern ist. Wegen dieses Unterschiedes hinsichtlich der relativen Fehlerempfindlichkeit werden diese Teile mit verschiedenen Fehlerschutzverfahren verarbeitet, welche diesen Teilen einen größeren bzw. kleineren Grad an Fehlerschutz liefern.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung machen wirkungsvollen Gebrauch von verfügbarer Kanalbandbreite, da, anders als bei Fehlerschutz verwendenden herkömmlichen Spreizspektrumsystemen (wie dem IS-95-Standard), die Ausführungsformen die Fehlerschutzfähigkeit auf die Signalfehlerempfindlichkeit zuschneiden. Der IS-95 Standard verwendet beispielsweise ein Fehlerschutzverfahren, das für den (die) am meisten fehlerempfindlichen Teil(e) des Signals geeignet ist. Somit sieht IS-95 einen Grad an Fehlerschutz für einige Teile des Signals vor, welchen denjenigen übersteigt, welcher für solche Teile nötig ist. Dieser übermäßige Grad an Fehlerschutz (manchmal als "Überkodierung" bezeichnet) verschwendet Kanalbandbreite.
Die vorliegende Erfindung dagegen nutzt Kanalbandbreite in einer effizienteren Weise aus durch einen auf Fehlerschutz zugeschnittenen Lösungsansatz. So bietet die vorliegende Erfindung für eine gegebene Kanalbandbreite eine größere Systemkapazität. Für eine gegebene Kanalbandbreite und eine gegebene Anzahl von Nutzern bietet die vorliegende Erfindung eine verbesserte kommunizierte Signalqualität. Natürlich können Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sowohl eine erhöhte Systemkapazität als auch eine erhöhte Signalqualität bereitstellen.
Ein Beispiel eines Signals, welches wenigstens zwei Teile mit verschiedenen Graden von Bedeutung relativ zueinander aufweisen, ist ein komprimiertes Sprachsignal. Wie in der Technik der Sprachkompression wohl bekannt ist, weist ein komprimiertes Sprachsignal eine Sequenz von Rahmen auf, wobei jeder Rahmen typischerweise 20–30 ms unkomprimierter Sprache repräsentiert. Ein Rahmen komprimierter Sprache weist einen Satz von Bitfeldern auf. Jedes solches Bitfeld repräsentiert Parameter, die zum Rekonstruieren der Sprache aus dem komprimierten Rahmen benötigt werden. Beispielsweise repräsentieren diese Bitfelder typischerweise Parameter wie lineare Voraussagekoeffizienten, Tonhöhe, Codebuchindices und Codebuchverstärkungen. Im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung sind diese Bitfelder veranschaulichende Teile des komprimierten Sprachsignals, die verschiedene Grade von Bedeutung haben. Ein anderes Beispiel eines Signals, welches Teile mit verschiedenen Graden von Bedeutung aufweist, ist ein Signal, welches verschiedene Typen von Information repräsentiert, wie Audioinformation und alphanumerische Information. In diesem Fall haben der Audioteil und der alphanumerische Teil verschiedene Grade von Bedeutung. So kann die vorliegende Erfindung auf Signale angewendet werden, wie die zur Verbesserung der SS-System-Kapazität und/oder -qualität.
Einschlägige Fachleute werden erkennen, dass die Prinzipien der vorliegenden Erfindung auf einen weiten Bereich von SS-Signalen und -Systemen anwendbar sind. Beispielsweise kann die vorliegende Erfindung angewendet werden, um zugeschnittene Fehlerschutzfähigkeit bereitzustellen, wobei das zu übertragende Signal mehr als zwei Teile unterschiedlicher Empfindlichkeit gegenüber Fehlern aufweist (beispielsweise kann ein Signal (einen) erste(n) Teil(e) aufwei sen, welche(r) relativ empfindlich gegenüber Signalfehlern ist (sind), (einen) zweite(n) Teil(e), welche(r) relativ unempfindlich gegenüber Signalfehlern ist (sind)). Während die beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung einen DS-CDMA betreffen, ist die vorliegende Erfindung anwendbar auf Systeme, die andere Systeme der SS-Kommunikationstechniken verwenden (einschließlich Frequenzsprung ("FH" von frequency hopping)-Systeme, Zeitsprung ("TH" von time hopping)-Systeme, Chirp-Systeme und Einzelnutzerversionen der anderen oben erwähnten Mehrfachzugriffssysteme). Zudem kann, obwohl die beispielhaften Ausführungsformen einen drahtlosen Übertragungskanal des vom IS-95 Standard angesprochenen Typs betreffen, die vorliegende Erfindung angewendet werden auf SSMA-Systeme mit anderen Kanaltypen, wie beispielsweise Lichtleiterkanäle, Kabelübertragungskanäle, infrarote drahtlose Kanäle und optische Kanäle im freien Raum.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt ein erläuterndes System, bei welchem ein UEP DS-CDMA-Kodierverfahren verwirklicht wird.
2 zeigt ein Blockdiagramm eines beispielhaften UEP DS-CDMA-Kodierers, der gemäß der vorliegenden Erfindung hergestellt ist.
3 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm des beispielsweisen UEP DS-CDMA-Kodierers der 2.
4a bis 4h zeigen, wie ein Signal von dem beispielsweisen UEP DS-CDMA-Kodierer der 3 im Vergleich zu einem CDMA-Kodierer ohne UEP verarbeitet wird.
5 zeigt ein Blockdiagramm eines beispielsweisen UEP DS-CDMA-Dekodierers zur Verwendung in Verbindung mit dem UEP DS-CDMA-Kodierer der 3.
5a zeigt ein detailliertes Blockdiagramm eines beispielsweisen UEP DS-CDMA-Decodierers der 5.
6 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm eines zweiten beispielsweisen UEP DS-CDMA-Kodierers, der gemäß der vorliegenden Erfindung hergestellt ist.
7a bis 7d zeigen, wie ein Signal von dem UEP DS-CDMA-Kodierer der 6 verarbeitet werden kann.
8 zeigt ein Blockdiagramm eines zweiten beispielsweisen UEP DS-CDMA-Dekodierers zur Verwendung in Verbindung mit dem UEP DS-CDMA-Kodierers der 6.
9 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm des UEP DS-CDMA-Dekodierers der 8.
10 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm eines dritten beispielsweisen UEP DS-CDMA-Kodierers, der gemäß der vorliegenden Erfindung gemacht ist.
11 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm eines dritten beispielsweisen UEP DS-CDMA-Dekodierers, der in Verbindung mit dem UEP-DS-CDMA-Kodierer der 10 verwendet werden kann.
Detaillierte Beschreibung der beispielsweisen Ausführungsformen
Die "detaillierte Beschreibung" wird beschrieben in einer Umgebung einer drahtlosen UEP DS-CDMA-Telefonieapplikation, welche zum Zweck der Einfachheit nur eine Basisstation zeigt. Fachleute werden jedoch erkennen, dass die vorliegende Erfindung mit vielen verschiedenen Typen von SS-Systemen, vielen verschiedenen Typen von Anwendungen und/oder vielen verschiedenen Typen von Kanälen verwendet werden kann.
Die beispielsweisen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden im Zusammenhang mit der Übertragung komprimierter Sprachsignale gezeigt. Wie in der Technik der Sprachkompression wohl bekannt ist, weist ein komprimiertes Sprachsignal eine Sequenz von Rahmen auf, wobei jeder Rahmen typi scherweise 20–30 ms nicht komprimierter Sprache repräsentiert. Ein Rahmen komprimierter Sprache weist einen Satz Bitfelder auf. Jedes derartiges Bitfeld repräsentiert Parameter, die zum Rekonstruieren von Sprache aus dem komprimierten Rahmen erforderlich sind. Beispielsweise repräsentieren diese Bitfelder typischerweise Parameter wie lineare Voraussagungskoeffizienten, Tonhöhe, Codebuchindices und Codebuchgewinne. Siehe US-Patentanmeldung mit der Anmeldungsnummer 08/179831 von B. Kleijn mit dem Titel "Method and Apparatus for Prototype Waveform Speech Coding", welches auf den Inhaber der vorliegenden Erfindung übertragen worden ist. Im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung sind diese Bitfelder beispielsweise Teile des komprimierten Sprachsignals, die verschiedene Grade von Bedeutung haben. Das Tonhöhe repräsentierende Bitfeld ist ein Beispiel eines Teils des Signals mit höherer Bedeutung im Gegensatz zu einigen anderen Bitfeldern des Rahmens. Das Packen und Entpacken von Bitfeldern in Sprachkodierung sind herkömmlich in der Technik. Zur Klarheit der Erläuterung der Ausführungsformen werden daher keine Einzelheiten des Packens und Entpackens von Bitfeldern (in der Erläuterung "Teile") dargestellt.
Zur Klarheit der Erläuterung werden die beispielsweisen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung als individuelle Funktionsblöcke (einschließlich als "Prozessoren" benannte Blöcke) aufweisend dargestellt. Die Funktionen, welche diese Blöcke repräsentieren, können durch die Verwendung entweder gemeinsam benutzter oder speziell zugeordneter Hardware geschaffen werden, einschließlich, aber nicht darauf begrenzter, Hardware, die zur Ausführung von Software in der Lage ist. Die Verwendung des Ausdrucks "Prozessor" sollte nicht ausgelegt werden als sich ausschließlich auf Softwareausführung fähige Hardware beziehend.
Beispielsweise Ausführungsformen können Digitalsignalprozessor (DSP)-Hardware, wie den AT&T DSP16 oder DSP32C, einen Nur-Lese-Speicher (ROM) zum Speichern von die unten erläuterten Operationen ausführender Software und Speicher mit beliebigem Zugriff (RAM) zum Speichern der DSP-Resultate aufweisen. Hardwareausführungsformen mit sehr hohem Integrationsgrad (VLSI von "very large scale integration") sowie kundenspezifische VLSI-Schaltungsan ordnungen in Kombination mit einer Mehrzweck-DSP-Schaltung können auch vorgesehen werden.
1 zeigt ein System, in welchem das UEP-DS-CDMA-Kodierschema realisiert werden kann. Das System besitzt eine Basisstation 100, ein öffentliches Telefonnetz 102 ("PSTN102" von public switched telphone network" 102), eine Mehrzahl von Mobileinheiten, beispielsweise 104a und 104b und eine Mehrzahl stationärer Einheiten, beispielsweise 106a und 106b. Die Basisstation 100 besitzt einen UEP-DS-CDMA-Sender 108, einen UEP-DS-CDMA-Empfänger 110 und eine Antenne 112. Die Mobileinheit 104a besitzt einen UEP-DS-CDMA-Sender 108a, einen UEP-DS-CDMA-Empfänger 110a und eine Antenne 114. Die Mobileinheit 104b besitzt einen UEP-DS-CDMA-Sender 108b, einen UEP-DS-CDMA-Empfänger 110b und eine Antenne 116. Die Mobileinheiten 104a und 104b können beispielsweise mit den stationären Einheiten 106a und 106b über die Basisstation 100, eine Verbindung 118 zwischen der Basisstation 100 und dem PSTN 102 und dem PSTN 102 kommunizieren.
Wieder bezugnehmend auf 1, wenn eine erste Person in der mobilen Einheit 104a mit einer bei der stationären Einheit 106 befindlichen zweiten Person sprechen möchte, startet die erste Person einen Anruf. Der UEP-DS-CDMA-Sender 108 kodiert und sendet Signale, welche für die Sprache der ersten Person repräsentativ sind. Der UEP-DS-CDMA-Empfänger 110 der Basisstation 100 empfängt und dekodiert das für die Sprache der ersten Person repräsentative Signal. Als nächstes nimmt der UEP-DS-CDMA-Sender 110 die dekodierte Sprache an und sendet sie an die stationäre Einheit 106a. Sprachsignale von der zweiten Person an die erste Person würden auch über das PSTN und die Basisstation 100 gesendet. Somit sind die erste Person und die zweite Person dazu in der Lage, zu kommunizieren.
Den Fachleuten wird klar sein, dass es, obwohl nur eine Art von Kommunikation beschrieben worden ist, viele andere Arten des Kommunizierens gibt, bei denen die vorliegende Erfindung verwendet werden kann. Beispielsweise kann eine mobile Einheit 104a mit einer anderen mobilen Einheit 104b zu kommunizieren wünschen. Dies kann mehr als eine Basisstation erforderlich machen, beispielsweise wenn die Mobileinheiten weit entfernt voneinander sind. Des weiteren kann die vorliegende Erfindung verwendet werden, um Nachrichten über Satelliten zu senden/empfangen. Zusätzlich kann die vorliegende Erfindung in Systemen verwendet werden, in welchen Information, welche andere als Sprachsignale repräsentiert, gesendet und empfangen wird. Beispielsweise kann man Daten senden/empfangen, die andere Audiosignale, Videosignale, Audio-Video-Signale und andere Signaltypen betreffen. Nachdem all dies erwähnt worden ist, konzentrieren wir uns nun darauf, wie UEP in einem UEP-DS-CDMA-System für Sprachkommunikation angewendet werden kann.
2 zeigt ein Blockdiagramm eines UEP-DS-CDMA-Senders 108. Der UEP-DS-CDMA-Sender 108 besitzt einen Vorprozessor 200, einen UEP-Prozessor 202 und einen Nachprozessor 204.
2 kann in verschiedenen Arten ausgeführt werden. Beispielsweise kann 2 unter Verwendung eines Variabelzeit ("VT" von variable time)-UEP-Verfahrens, eines Variabelcode ("VC" von variable code)-UEP-Verfahrens oder eines Variabelleistung ("VP" von variable power)-UEP-Verfahrens ausgeführt werden. Außerdem kann 2 unter Verwendung von Kombinationen dieser drei Verfahren ausgeführt werden. Jedoch ist ein gemeinsamer Gedankengang unter den obigen Verfahren, dass sie alle ein erstes Fehlerschutzverfahren auf einen Satz von Teilen eines Signals mit höherer Bedeutung und ein zweites Fehlerschutzschema auf einen Satz von Teilen des Signals mit geringerer Bedeutung anwenden. Ferner wird, da das erste Fehlerschutzschema eine größere Höhe an Fehlerschutz schafft als das zweite Fehlerschutzschema, ungleicher Fehlerschutz oder UEP (von unequal error protection) innerhalb des DS-CDMA-Kodierschemas erreicht.
Nach der Beschreibung des VT-Verfahrens, das im Zusammenhang mit dem in 2 gezeigten UEP-DS-CDMA-Sender 108 verwendet werden kann, wird ein entsprechender, VT-Verfahren benutzender UEP-DS-CDMA-Empfänger beschrieben. Als nächstes wird ein VC-Verfahren, das in Zusammenhang mit dem in 2 gezeigten UEP-DS-CDMA-Sender 108 verwendet werden kann, und ein VC-Verfahren verwendender entsprechender UEP-DS-CDMA-Empfänger beschrieben. Als nächstes wird ein VP-Verfahren, das im Zusammenhang mit dem in 2 gezeigten UEP-DS-CDMA-Sender 108 verwendet werden kann, und ein VP-Methoden verwendender entsprechender UEP-DS-CDMA-Empfänger beschrieben. Schließlich werden Kombinationen der VT-, VP- und VO-Verfahren kurz beschrieben.
1. UEP-DS-CDMA-Sender: Das VT UEP-Verfahren und die VT UEP-Vorrichtung
3 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm eines UEP-DS-CDMA-Senders 108, der bei dem VT-Verfahren verwendet werden kann. Der Vorprozessor 200, der UEP-Prozessor 202 und der Nachprozessor 204 werden der Reihe nach beschrieben.
Der Vorprozessor besitzt eine Eingangssprachdatenschnittstelle 300, einen Kodierer 302 eines ersten Kanals und einen Kodierer 304 eines zweiten Kanals. Die Schnittstelle 300 kann irgendeine von einer Anzahl von Sprachkompressionstechniken verwenden. Sie dient jedoch zur Eingabe von Sprachdaten. Die Schnittstelle 300 trennt Sprachdaten in zwei Datenströme ungleicher Bedeutung auf. Die Relevanz der ungleichen Bedeutung für UEP wird ausführlich später beschrieben. Ein erster Datenstrom 306 (beispielsweise ein Datenstrom mit höherer Bedeutung) wird in den Kodierer 302 des ersten Kanals und ein zweiter Datenstrom 308 (beispielsweise ein Datenstrom mit geringerer Bedeutung) wird in den Kodierer 304 des zweiten Kanals eingegeben. Der Kodierer 302 des ersten Kanals und der Kodierer 304 des zweiten Kanals dienen im Wesentlichen zum Einbauen von Redundanzen in den ersten Datenstrom 306 und den zweiten Datenstrom 308, um einen kodierten Datenstrom 310 des ersten Kanals bzw. einen kodierten Datenstrom 312 des zweiten Kanals zu bilden. Der kodierte Datenstrom 310 des ersten Kanals und der kodierte Datenstrom 312 des zweiten Kanals werden in den UEP-Prozessor 202 gegeben.
Der UEP-Prozessor 202 übernimmt als seine Eingaben den kodierten Datenstrom 310 des ersten Kanals und den kodierten Datenstrom 312 des zweiten Kanals und verwendet einen ersten Variabelzeitmodulator 313 und einen zweiten Variabelzeitmodulator 315. Die Variabelzeitmodulatoren 313 und 315 erzeugen ein erstes zeitmoduliertes Signal 314 bzw. ein zweites zeitmoduliertes Signal 316 aus dem kodierten Datenstrom 310 des ersten Kanals bzw. dem ko dierten Datenstrom 312 des zweiten Kanals. Das erste zeitmodulierte Signal 314 und das zweite zeitmodulierte Signal 316 werden dann in dem Nachprozessor 204 weiterverarbeitet.
Der Nachprozessor 204 übernimmt als seine Eingaben das erste zeitmodulierte Signal 314 und das zweite zeitmodulierte Signal 316 und gibt ein HF-Signal aus, welches Sprachdaten repräsentiert, die durch eine Einrichtung 300 zur Eingabe von Sprachdaten eingegeben worden sind. Der Nachprozessor besitzt einen Multiplexer 318, einen Verschachteler 320, einen Spreizer 322, einen Modulator 324, einen Hochfrequenz ("RF" von radio frequency)-Sender 326 und eine Antenne 328, alle verbunden wie gezeigt. Der Multiplexer 318 bewirkt eine Kombination des ersten zeitmodulierten Signals 314 und des zweiten zeitmodulierten Signals 316. Das kombinierte Signal wird dann mittels des Verschachtelers 320 verschachtelt. Die Verarbeitung, die in dem Multiplexer 318, dem Spreizer 322, dem Modulator 324 und dem RF-Sender 326 geschieht, ist die Art von Verarbeitung, die für DS-CDMA-Systeme typisch ist, wie den einschlägigen Fachleuten bekannt ist. Beispielsweise übernimmt der Spreizer 322 als eine Eingabe eine Spreizsequenz 323. Die Art der Verarbeitung, die in dem Verschachteler 320 geschieht, wird später diskutiert.
Unter Bezugnahme auf 3 teilt die Eingangssprachdatenschnittstelle 300 das Signal, beispielsweise Sprachdaten, in dem ersten Datenstrom 306 und dem zweiten Datenstrom 308. Der erste Datenstrom 306 besitzt einen "mehr" bedeutsamen Teil der Sprachdaten und der zweite Datenstrom besitzt einen "weniger" bedeutsamen Teil der Sprachdaten. Der wenigstens eine bedeutsamere Teil wird auch als ein erstes Segment bezeichnet. Der wenigstens eine weniger bedeutsame Teil wird auch als ein zweites Segment bezeichnet. Die Schnittstelle 300 führt diese Trennung durch basierend auf der Bedeutung des Zeitteils der Sprachdaten. Das erste Segment des Signals wird als bedeutsamer als das zweite Segment des Signals bezeichnet, wenn beispielsweise das erste Segment empfindlicher gegenüber Übertragungsfehlern ist. Das erste Segment und das zweite Segment können entweder digital oder analog sein. So kann beispielsweise der erste Datenstrom 306 Informationsbits aufweisen, die als bedeutsamer als der zweite Datenstrom erachtet werden. In dieser Situation können das erste Segment und das zweite Segment als ein Satz mehr bedeutsamer Bits bzw. ein Satz weniger bedeutsamer Bits bezeichnet werden.
4a bis 4f und 4h zeigen, wie ein Signal von dem in 3 gezeigten Kodierer über die Variabelzeitmodulatoren 313 und 315 verarbeitet wird. Als ein Beispiel zeigen die 4a und 4b sowohl den ersten Datenstrom 306 als auch den zweiten Datenstrom 308 als eine Länge von zwei Bits aufweisend. Der Kodierer 302 des ersten Kanals und der Kodierer 304 des zweiten Kanals sind je Halbratenkodierer. Wenn die Verarbeitung durch die Kodierer 302 und 304 geschehen ist, ist die Bitzahl in den Strömen 306 und 308 daher am Ausgang der Kodierer 302, 304 (siehe beispielsweise 4c und 4d) verdoppelt. Obwohl der Kodierer 302 des ersten Kanals und der Kodierer 304 des zweiten Kanals die gleiche Rate aufweisen, ist der Grund, weswegen zwei verschiedene Kanalkodierer verwendet werden, eine klare Abgrenzung zwischen den Teilen mit mehr Bedeutung und den Teilen mit weniger Bedeutung zu schaffen. Um diese Abgrenzung aufrecht zu erhalten, werden die beiden Kanaldekodierer in dem Empfänger 110 verwendet.
Wenn sie in dem Zeitbereich gezeigt werden (4a und 4b), sind der erste Datenstrom 306 und der zweite Datenstrom 308 je 8 Basiszeiteinheiten lang. Eine "Basiszeiteinheit" ist das längste Zeitintervall T0, so dass "gedehnte" Bits (siehe 4e und die zugehörige Diskussion unten), welche das erste Segment repräsentieren, und "komprimierte" Bits (siehe 4f und die zugehörige Diskussion unten), welche das zweite Segment repräsentieren, ganzzahlige Vielfache von T0 sind. Würde UEP nicht verwendet, wäre somit die in den 4a und 4b gezeigte Information kollektiv 16 Basiszeiteinheiten lang (im Gegensatz zum Aufspalten der 16 Basiszeiteinheiten von Bits in 8 wichtigere Basiszeiteinheiten von Bits und 8 weniger wichtige Basiszeiteinheiten von Bits). Allgemeiner ausgedrückt ist der einen Satz bedeutsamere Bits aufweisende erste Datenstrom 306 in einem ersten Zeitteil 350 (beispielsweise 8 Basiszeiteinheiten) repräsentiert. Der einen Satz weniger bedeutsamere Bits aufweisende zweite Datenstrom 308 ist in einem zweiten Zeitteil 352 (beispielsweise 8 Basiszeiteinheiten) repräsentiert. Wenigstens einer dieser Zeitteile 350 und/oder 352 ist zeitmoduliert. Nach der Verarbeitung durch den Kodierer 302 des ersten Kanals und den Kodierer 304 des zweiten Kanals wäre der Satz bedeutsamerer Bits zeitmoduliert zur Vergrößerung (beispielsweise Dehnung) des ersten Zeitteils bzw. wäre der Satz weniger bedeutsamer Bits zeitmoduliert zur Verringerung (beispielsweise Kompression) des zweiten Zeitteils, oder beides. Das Ergebnis der Zeitmodulation wird ein modulierter Rahmen 354 genannt, wie in 4h gezeigt. Während der modulierte Rahmen 354 der Einfachheit halber als aus vier Bitrahmen erzeugt gezeigt ist (siehe 4a und 4b) weisen Rahmen bedeutend mehr als 4 auf, wie den einschlägigen Fachleuten ersichtlich ist.
Unter Bezugnahme auf die 4c und 4d sind der kodierte Datenstrom 310 des ersten Kanals bzw. der kodierte Datenstrom 312 des zweiten Kanals gezeigt. Bei diesem Beispiel übernehmen der Kodierer 302 des ersten Kanals und der Kodierer 304 des zweiten Kanals den ersten Datenstrom 306 bzw. den zweiten Datenstrom 308 und verwenden zwei Bits, um jedes darin befindliche Informationsbit zu repräsentieren. Somit sind beide 4c und 4d als je vier Bits aufweisend gezeigt. Wenn in den Datenströmen 310 und 312 des ersten Kanals und des zweiten Kanals zweimal so viele Bits wie in dem ersten Datenstrom und dem zweiten Datentstrom auftreten, werden die Kodierer 302 und 304 des ersten und des zweiten Kanals als "Halbratenkodierer" bezeichnet. Ein anderes Beispiel wäre, dass die kodierten Datenströme des ersten Kanals und des zweiten Kanals dreimal soviel Bits wie der erste Datenstrom und der zweite Datenstrom aufweisen. In diesem Fall sind die Kodierer des ersten und des zweiten Kanals "Drittelkodierer".
Unter Bezugnahme auf die 4e bis 4h ist die Wirkung der Zeitmodulation gezeigt. Die 4e und 4f zeigen das erste zeitmodulierte Signal 314 bzw. das zweite zeitmodulierte Signal 316. Obwohl das erste und das zweite zeitmodulierte Signal 314 und 316 zwei ursprüngliche Bits repräsentieren (siehe 4a und 4b), sind das erste zeitmodulierte Signal 314 und das zweite zeitmodulierte Signal 316 als zwölf bzw. vier Basiszeiteinheiten lang gezeigt, wie in 4h gezeigt ist, anstatt von je 8 Zeitbits, wie in 4g gezeigt.
Wäre keine Zeitmodulation durchgeführt worden, würde eine Eingabe in den Spreizer 322 gleich wie in 4g aussehen, wobei der kodierte Datenstrom 310 des ersten Kanals und der kodierte Datenstrom 312 des zweiten Kanals kombiniert sind. Eigentlich würde man bei dieser Situation höchstwahrscheinlich nur einen Kanalkodierer haben und nicht zwei, und dabei bestünde kein Bedarf für den Multiplexer 318. Ferner hätten in dieser Situation, selbst wenn die Bits der 4a bedeutsamer wären als die Bits der 4b (unbekannt für den Kanalkodierer), die beiden in 4a gezeigten Bits 8 Basiszeiteinheiten, die ihnen gewidmet wären, bevor sie in den Spreizer 322 eingegeben werden. Auch die beiden in 4b gezeigten Bits hätten acht Basiszeiteinheiten, die ihnen gewidmet wären, bevor sie in den Spreizer 322 eingegeben werden.
Wenn jedoch die Zeitmodulation durchgeführt wird, hat dies vorzugsweise den Effekt des "Streckens" der bedeutsameren Bits und des "Komprimierens" der weniger bedeutsamen Bits, wie es durch die Schnittstelle 300 bestimmt ist. Die Zeitmodulatoren 313, 315 können in Software mittels herkömmlicher Zeitindexskalierungsverfahren implementiert werden. Beispielsweise ist die Anzahl der Basiszeiteinheiten, die zur Darstellung eines bedeutsameren Bits verwendet werden, größer als die Anzahl von Basiszeiteinheiten, die zur Darstellung eines weniger bedeutsamen Bits verwendet werden. Der Fachmann wird jedoch erkennen, dass die Verarbeitung des in 4 gezeigten Signals lediglich ein Beispiel darstellt und dass man folgendes könnte:

(a) einen einzigen Kanalkodierer verwenden, dessen Zeit aufgeteilt ist zwischen den bedeutsameren Bits und den weniger bedeutsamen Bits;
(b) keinen Kanalkodierer verwenden, in welchem Fall die bedeutsameren Bits und die weniger bedeutsamen Bits direkt eingegeben würden in beispielsweise den ersten Variabelzeitmodulator 313 und den zweiten Variabelzeitmodulator 315;
(c) mehr als zwei Grade signifikanter Bits haben (beispielsweise einen ersten, einen zweiten und einen dritten Bedeutsamkeitsgrad), wobei jedem Grad eine verschiedene Höhe von Fehlerschutz bereitgestellt wird;
(d) den Kodierer 302 des ersten Kanals mit einer gegebenen Rate und den Kodierer 304 des zweiten Kanals mit derselben Rate haben (wobei nicht notwendigerweise jeder ein Halbratenkodierer ist);
(e) einen beliebigen Prozentsatz der Bits (im Gegensatz zu den in 4 gezeigten 50%) haben, der als "bedeutsamer" erachtet wird, abhängig von der Anwendung und den Fähigkeiten der Schnittstelle 300;
(f) die bedeutsameren Bits dehnen, während die weniger bedeutsamen Bits unverändert gelassen werden, oder die weniger bedeutsamen Bits komprimieren, während die bedeutsameren Bits unverändert gelassen werden; und/oder
(g) Kombinationen des obigen, die nicht zu einem Konflikt führen wie "(e)" und "(f)".

Vorzugsweise ist die Symbollänge des Verschachtelers 320 die Basiszeiteinheit und somit arbeitet der Verschachteler 320 bei jeder Basiszeiteinheit des in 4h gezeigten Signals. Der Fachmann wird jedoch erkennen, dass man den Verschachteler 320 mit Symbolen betreiben kann, wobei die Symbollänge die Länge ist von:

(a) einem Chip, wobei ein Chip definiert werden kann als die Zeit, die einer Symboleinheit der Direktsequenzspreizsequenz zugeordnet ist, und wobei der Verschachtelungsvorgang von dem Verschachteler 320 der Spreizfunktion des Spreizers 322 nachfolgend durchgeführt wird;
(b) einem Mehrfachen einer ganzen Zahl eines Chips oder einer Basiszeiteinheit; und/oder
(c) nicht ganzzahligen Vielfachen des Chips oder der Basiszeiteinheit.

Der Verschachteler 320 kann auch sein Eingangssignal verschachteln unter Aufrechterhaltung der variablen Symbolzeitlängen der individuellen gedehnten und komprimierten Bits, welche durch 4e und 4f dargestellt sind, ungeachtet ob die gedehnten und komprimierten Bits eine gemeinsame Basiszeiteinheit haben. Für den Fall, dass keine Kanalkodierer verwendet werden, mag eine Verschachtelung nicht erforderlich sein, wobei Verschachteln über die Basiszeiteinheit zusätzlichen Schutz gegen Fading schafft.
Die Ausgabe des Verschachtelers geht in den Spreizer 322. Der Spreizer 322 repräsentiert einen typischen Spreizer für DS-CDMA-Anwendungen, wie beschrieben in K. S. Gilhousen, I. M. Jacobs, R. Padovani, A. J. Viterbi, L. A. Weaver, Jr., and C. E. Wheatley III, "On the Capacity of a Cellular CDMA System", IEEE Transactions of Vehicular Technology, Vol. 40, No. 2, 303–312 (May, 1991) (nachfolgend "der Artikel von Gilhousen et al."). Der Modulator 324, der HF-Sender 326 und die Antenne 328 sind auch typisch für solche Elemente, wie sie in dem Artikel von Gilhousen et al. erwähnt sind.
Vorzugsweise ist für den Fall einer orthogonalen Übertragung unter Verwendung von beispielsweise Walsh-Funktionen (siehe den Artikel von Gilhousen et al.) ein Walsh-Modulator basierend beispielsweise auf der Basiszeiteinheit T₀ beispielsweise eingeschoben zwischen den Verschachteler 320 und den Spreizer 322 des UEP DS-CDMA-Senders. Auch können der erste Kanalkodierer 302 und der zweite Kanalkodierer 304 Faltungskodierer oder Blockkodierer sein. Der Verschachteler 320 kann ein Blockverschachteler oder ein Faltungsverschachteler sein. Standardzeitsteuerungssignale werden innerhalb des Senders, beispielsweise 108 von 1, für die relevanten Einheiten bereitgestellt. Orthogonalübertragung und Standardzeitsteuerungssignale können auch verwendet werden mit VC-Sendern und VB-Sendern, die in Abschnitt "3." bzw. in Abschnitt "5." dieser detaillierten Beschreibung beschrieben sind.
2. UEP-DS-CDMA-Empfänger: Das VT-UEP-Verfahren und die VT-U-EP-Vorrichtung
5 zeigt ein Blockdiagramm eines UEP-DS-CDMA-Empfängers 110. Der UEP-DS-CDMA-Empfänger 110 besitzt einen Vorprozessor 500, einen UEP-Prozessor 502 und einen Nachprozessor 504. Der Vorprozessor 500, der UEP-Prozessor 502 und der Nachprozessor 504 werden der Reihenfolge nach mit Bezugnahme auf 6 beschrieben, welche einen Empfänger zeigt, der mit dem Sender der 3 verwendet werden kann.
Unter Bezugnahme auf 5a besitzt der Vorprozessor 500 eine Antenne 506, einen HF-Empfänger 508 und einen Demodulator 510, die alle wie gezeigt ver bunden sind. Die Ausgabe des Demodulators 510 ist die Eingabe in den UEP-Prozessor 502.
Der UEP-Prozessor besitzt einen Entspreizer 512, einen Entschachteler 514, einen Demultiplexer 516, einen ersten Akkumulator 518 und einen zweiten Akkumulator 520, die alle wie gezeigt verbunden sind. Der Fachmann ist damit vertraut, wie herkömmliche Synchronisations- und Zeitsteuerungsschemata, die mit DS-CDMS-Systemen im Zusammenhang stehen, implementiert werden. Diese Synchronisations- und Zeitsteuerungsschemata sind bereits in dem Vorprozessor 500 angewendet worden und somit empfängt der UEP-Prozessor richtig zeitgesteuerte und synchronisierte Signale ("die zeitliche gesteuerten Signale").
Der Entspreizer 512 empfängt ein Signal 528 und gibt ein entspreiztes Signal 530 aus. Der Entspreizer 512 bewirkt diese Funktion durch Korrelieren des Signals 528 mit der Spreizsequenz 532 über jede Basiszeiteinheit. Das entspreizte Signal 530 repräsentiert Analogwerte, die, wenn sie richtig kombiniert sind, eine Reihe von Soft-Entscheidungswerten bilden. Die Weise, in welcher diese Analogwerte kombiniert werden können, wird nun erläutert.
Der Entschachteler 514 empfängt das entspreizte Signal 530 und gibt ein entschachteltes Signal 534 ab. Der Entschachteler 514 führt somit die Funktion der Ausführung einer Operation aus, die invers zu derjenigen ist, die vom Verschachteler 320 des Senders 108 ausgeführt worden ist. Somit wird die Reihenfolge der Basiszeiteinheiten der Signaleingabe in den Verschachteler 320 wieder hergestellt. Die Amplitude des Signals in dem Empfänger 110 ist jedoch generell analog, somit führt der Entschachteler 514 "Soft"-Entschachtelungsvorgänge aus.
Der Demultiplexer 516 empfängt das entschachtelte Signal 534 und gibt einen ersten Satz Zeitbereichsteile aus, die dem Satz der bedeutenderen Bits entsprechen, und einen zweiten Satz Zeitbereichsteile, die dem Satz weniger bedeutsamer Bits entsprechen. Sowohl der erste Satz als auch der zweite Satz der Zeitbereichsteile weist Analogwerte auf, die durch das entspreizte Signal 530 repräsentiert wurden.
Der erste Akkumulator 518 empfängt den ersten Satz der Zeitbereichsteile. Der erste Akkumulator 518 agiert auf den Analogwert, der jeder Basiszeiteinheit für jedes gedehnte Bit zugeordnet ist. In 4e beispielsweise gibt es drei Analogwerte pro gedehntem Bit, da jedes gedehnte Bit drei Basiszeiteinheiten belegt. Diese Analogwerte werden zusammenaddiert, was zu einem Softentscheidungswert für jedes gedehnte Bit führt. Sobald dies für alle gedehnten Bits getan ist, ergibt sich eine Reihe von Softentscheidungswerten, welche den ersten Satz Zeitbereichsteile repräsentieren.
Der zweite Akkumulator 520 empfängt den zweiten Satz Zeitbereichsteile. Der zweite Akkumulator 520 agiert auf den Analogwert, welcher jeder Basiszeiteinheit für jedes komprimierte Bit zugeordnet ist. In 4f beispielsweise gibt es einen Analogwert für jedes komprimierte Bit, da jedes gedehnte Bit eine Basiszeiteinheit belegt. Obwohl generell Analogwerte zusammenaddiert werden, wie unter Bezugnahme auf 4e diskutiert worden ist, ist keine Addition erforderlich in dem Spezialfall lediglich eines Analogwertes pro komprimiertem Bit, wie in 4f gezeigt. Dies resultiert in einem Softentscheidungswert für jedes komprimierte Bit. Wenn dies für alle komprimierten Bits getan ist, ist das Resultat eine Reihe von Softentscheidungswerten, welche den zweiten Satz der Zeitbereichsteile repräsentieren.
Der Nachprozessor besitzt einen ersten Kanaldekodierer 522, einen zweiten Kanaldekodierer 524 und eine Ausgangssprachdatenschnittstelle 526. Vorzugsweise sind der erste Kanaldekodierer 522 und der zweite Kanaldekodierer 524 Viterbi-Dekodierer (wie vorzugsweise die anderen Kanaldekodierer, wie durchweg diskutiert). Ebenfalls vorzugsweise entsprechen diese Kanaldekodierer, beispielsweise 522, einem Speicher 6, 7, oder 8 Kodierer, das heißt 6, 7 oder 8 Bits werden bei dem Faltungskodierungsprozess verwendet. Der erste Kanaldekodierer 522 dekodiert die Softentscheidungswerte, welche den ersten Satz Zeitbereichsbereiche repräsentieren, um eine Repräsentation des ersten Datenstroms 306 wiederherzustellen. Der zweite Kanaldekodierer 524 dekodiert die Softentscheidungswerte, welche den zweiten Satz Zeitbereichsteile repräsentieren, um eine Darstellung des zweiten Datenstroms 308 wiederherzustellen.
Die Darstellungen des ersten Datenstroms 306 und des zweiten Datenstroms 308 werden in die Schnittstelle 526 gegeben.
Dem Fachmann werden die Änderungen klar sein, die man in dem Empfänger 110 in Abhängigkeit von Veränderungen in dem Sender 108 (wie in obigem Abschnitt "1." beschrieben) machen muss. Wenn beispielsweise keine Kanalkodierer verwendet werden, gibt es keine Kanaldekodierer. Es würden Entscheidungen Symbol auf Symbol gemacht. Wenn ebenfalls beispielsweise ein Kanalkodierer verwendet wird, könnte ein Kanaldekodierer verwendet werden, der die Symbolzeitsteuerung von dem ersten Zeitteil zu dem zweiten Zeitteil ändert.
3. Der UEP-DS-CDMA-Sender: Das VC-UEP-Verfahren und die VC-UEP-Vorrichtung
6 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm eines UEP-DS-CDMA-Senders 108, der bei dem VC-Verfahren verwendet werden kann. Der Vorprozessor 200, der UEP-Prozessor 202 und der Nachprozessor 204 werden der Reihe nach unter Bezugnahme auf 6 beschrieben.
Bezugnehmend auf 6 besitzt der Vorprozessor 200 eine Eingangssprachdatenschnittstelle 600. Die Schnittstelle 600 trennt die kodierten Sprachdaten in zwei Datenströme, einen ersten Datenstrom 606 und einen zweiten Datenstrom 608. Sowohl der erste Datenstrom 606 als auch der zweite Datenstrom 608 können beispielsweise durch eine Reihe von Bits repräsentiert werden.
Der UEP-Prozessor 202 besitzt einen ersten Kanalkodierer 602 und einen zweiten Kanalkodierer 604. Der erste Datenstrom 606 wird in den ersten Kanalkodierer 2 gegeben und der zweite Datenstrom 608 wird in den zweiten Kanalkodierer 604 gegeben. Der erste Kanalkodierer 602 und der zweite Kanalkodierer 604 bewirken die Bildung eines kodierten Datenstroms 610 vom ersten Normalkodierer bzw. eines kodierten Datenstroms 612 vom zweiten Kanalkodierer.
Der erste Kanalkodierer 602 und der zweite Kanalkodierer 604 sind Kodierer mit unterschiedlichen Raten. Dies stellt sicher, dass jedes Bit innerhalb des kodierten Datenstroms 610 des ersten Kanals innerhalb eines ersten Zeitbereichs dar gestellt wird und jedes Bit innerhalb des kodierten Datenstroms 612 des zweiten Kanals innerhalb eines zweiten Zeitteils dargestellt wird. Alle Bits in dem kodierten Datenstrom 610 des ersten Kanals und dem kodierten Datenstrom 612 des zweiten Kanals haben die gleiche Länge. Jedes Bit gleicht in der Länge auch T0 (der Basiszeiteinheit). Somit werden der kodierte Datenstrom 610 des ersten Kanals und der kodierte Datenstrom 612 des zweiten Kanals in der gleichen Anzahl von Basiszeiteinheiten dargestellt wie der erste Datenstrom 606 und der zweite Datenstrom 608.
Das obige Beispiel verwendet eine Hälfte der Anzahl von Bits in dem ersten kodierten Signal 606 (beispielsweise dem Satz bedeutenderer Bits) und eine Hälfte der Anzahl Bits in dem zweiten kodierten Signal 608 (beispielsweise dem Satz weniger bedeutender Bits). Ein herkömmlicher 1/4-Ratenkodierer wird verwendet zur Erzeugung des kodierten Datenstroms 610 des ersten Kanals und ein herkömmlicher 1/2-Ratenkodierer wird verwendet zur Erzeugung des kodierten Datenstroms 612 des zweiten Kanals. Somit ist effektiv die mittlere Rate für das gesamte Signal (mit dem ersten Datenstrom 606 und dem zweiten Datenstrom 608) 1/3.
Der Nachprozessor 204 übernimmt als seine Eingaben den kodierten Datenstrom 610 des ersten Kanals und den kodierten Datenstrom 612 des zweiten Kanals und gibt ein HF-Signal aus, welches die Sprachdaten repräsentiert, welche mittels der Schnittstelle 600 eingegeben worden sind. Der Nachprozessor 204 besitzt einen Multiplexer 614, einen Verschachteler 616, einen Spreizer 618, einen Modulator 620, eine HF-Sender 622 und eine Antenne 624, die alle wie gezeigt verbunden sind. Der Multiplexer 614 bewirkt eine Kombination des kodierten Datenstroms 610 des ersten Kanals und des kodierten Datenstroms 612 des zweiten Kanals. Das kombinierte Signal wird mittels des Verschachtelers 616 verschachtelt und mittels des Spreizers 618 gespreizt. Das gespreizte Signal wird moduliert und über den Modulator 620, den HF-Sender 622 und die Antenne 624 übertragen, auf herkömmliche Weise.
7a bis 7d zeigen den ersten Datenstrom 606, den zweiten Datenstrom 608, den kodierten Datenstrom 610 des ersten Kanals und den kodierten Datenstrom 612 des zweiten Kanals. Bei diesem Beispiel ist der Kodierer 602 des ers ten Kanals ein 1/4-Ratenkodierer und der Kodierer 604 des zweiten Kanals ein 1/2-Ratenkodierer. Die Ausgaben dieser Kodierer sind in den 7c bzw. 7d gezeigt. Man beachte, dass die Gesamtdauer der Signale in den 7c und 7d gleich der Gesamtdauer der Signale in 7a und 7b ist. Somit erreicht das VC-UEP-System wie das oben beschriebene VT-UEP-System UEP in einer DS-CDMA-Umgebung. Spezieller erreicht dieses Beispiel ein "Dehnen" und ein "Komprimieren" von Bits auf eine Weise, die von der des oben beschriebenen VT-Systems verschieden ist. Die Verarbeitung des Signals gemäß Darstellung in 7 ist lediglich beispielhaft. Man könnte UEP mit dem Kodierer 602 des ersten Kanals und dem Kodierer 604 des zweiten Kanals, welche die gleiche Coderate aber eine verschiedene Fehlerkorrekturfähigkeit (beispielsweise Komplexität) haben, bewirken.
Der Fachmann wird auch erkennen, dass man folgendes könnte:

(a) mehr als zwei Grade signifikanter Bits haben (beispielsweise einen ersten, einen zweiten und einen dritten Bedeutungsgrad), wobei jeder Grad eine unterschiedlichen Fehlerschutz, der ihm zuteil wird, aufweist;
(b) haben, dass der Kodierer 602 des ersten Kanals und der Kodierer 604 des zweiten Kanals irgendeine geeignete Kombination von Kodierern verschiedener Raten sind und nicht notwendigerweise ein 1/4-Ratenkodierer bzw. ein 1/2-Ratenkodierer;
(c) irgendein Prozentsatz von Bits (im Gegensatz zu in 7 gezeigten 50%) wird als "bedeutsamer" erachtet in Abhängigkeit von der Anwendung und den Fähigkeiten der Schnittstelle 600;
(d) die bedeutsameren Bits dehnen (beispielsweise durch die Rate des Kodierers des ersten Kanals), während die weniger bedeutsamen Bits unverändert gelassen bleiben, oder Komprimieren der weniger bedeutsamen Bits (beispielsweise mit der Rate des Kodierers des zweiten Kanals), während die bedeutenderen Bits unverändert gelassen bleiben; und/oder
(e) Kombinationen des obigen, die nicht in Konflikt miteinander treten, wie "(c)" und "(d)".

Vorzugsweise ist die Symbollänge des Verschachtelers 616 die Basiszeiteinheit und somit arbeitet der Verschachteler 616 auf jede Basiszeiteinheit des in 7 gezeigten Signals hin. Der Fachmann erkennt jedoch, dass man den Verschachteler 616 seine Arbeit an Symbolen vornehmen lassen kann, mit der Symbollänge als die Länge von:

(a) einem Chip, und wobei der von dem Verschachteler 616 durchgeführte Verschachtelungsprozess ausgeführt wird nachfolgend auf die Spreizfunktion des Spreizers 322; und/oder
(b) einem Vielfachen einer ganzen Zahl eines Chips oder der Basiszeiteinheit.

Die Ausgabe des Verschachtelers 616 geht in den Spreizer 618. Der Spreizer 618 repräsentiert einen typischen Spreizer für DS-CDMA-Anwendungen wie in dem Artikel Gilhousen et al. beschrieben. Der Modulator 620, der HF-Sender 622 und die Antenne 624 sind auch typisch für solche Elemente, wie sie in dem Artikel Gilhousen et al. beschrieben sind.
Vorzugsweise sind der Kodierer 602 des ersten Kanals und der Kodierer 604 des zweiten Kanals Kodierer, die auf ratenkompatiblen punktierten Faltungs-("RCPC" von rate compatible punctured convolutional)-Codes beruhen, wie sie in J. Hagenauer, N. Seshadri, und C-E. W. Sundberg, "The performance of rate compatible punctured convolutional code for digital mobile radio", IEEE Transactions on Communications, 38(7), 966–980 (Juli 1990) beschrieben sind. In diesem Fall würden die entsprechenden Dekodierer auch auf RCPC-Codes beruhen.
4. UEP-DS-CDMA-Empfänger: Das VC-Verfahren und die VC-Vorrichtung
8 zeigt ein Blockdiagramm eines UEP-DS-CDMA-Empfängers 110. Der UEP-DS-CDMA-Empfänger 110 besitzt einen Vorprozessor 800, einen UEP-Prozessor 802 und einen Nachprozessor 804.
Unter Bezugnahme auf 9 besitzt der Vorprozessor 800 eine Antenne 900, einen HF-Empfänger 902, einen Demodulator 904, einen Entspreizer 906, einen Entschachteler 908 und einen Demultiplexer 910, alle verbunden wie gezeigt. Die Ausgaben des Demultiplexers 910 werden in den UEP-Prozessor 802 gegeben. Diese sind alle herkömmlich für die DS-CDMA-Kodierungstechnik, wie sie in dem Artikel Gilhousen et al. beschrieben ist, mit der Ausnahme des Demultiplexers 910. Der Demultiplexer 910 bewirkt in dem obigen Beispiel eine Trennung des Satzes bedeutenderer Zeitteile des entschachtelten Signals von dem Satz weniger bedeutender Teile des entschachtelten Signals. Dies resultiert in Analogwerten, die eine Reihe von Softentscheidungswerten bilden, die in den UEP-Prozessor 802 gegeben werden.
Der UEP-Prozessor 802 besitzt einen Dekodierer 912 des ersten Kanals und einen Dekodierer 914 des zweiten Kanals. Diese Dekodierer 912 und 914 empfangen die Reihe von Softentscheidungswerten, die dem Satz bedeutenderer Teile des entschachtelten Signals zugeordnet sind, bzw. die Reihe von Softentscheidungswerten, die dem Satz weniger bedeutender Teile des entschachtelten Signals zugeordnet sind. Die Reihe der Softentscheidungswerte wird vorzugsweise mit einen Viterbi-Dekodierer verarbeitet.
Der Postprozessor 804 besitzt eine Ausgangssprachdatenschnittstelle 916. Die Schnittstelle 916 empfängt ihre Eingaben von dem Dekodierer 912 des ersten Kanals und dem Dekodierer 914 des zweiten Signals und gibt ein für Sprache repräsentatives Signal aus.
Der Fachmann wird die Änderungen erkennen, die man in dem Empfänger 110 in Abhängigkeit von Änderungen machen muss, die in dem Sender 108 (wie in dem obigen Abschnitt "3." beschrieben) gemacht worden sind.
5. UEP-DS-CDMA-Sender: Das VP-UEP-Verfahren und die VP-UEP-Vorrichtung
Das VP-Übertragungsverfahren kann auf wenigstens zwei grundsätzliche Arten ausgeführt werden. Die erste Art ist in 10 gezeigt und die zweite Art wird als eine Variation davon beschrieben.
Unter Bezugnahme auf 10 besitzt der VP-Sender eine Eingangssprachdatenschnittstelle 1000, einen Kodierer 1002 des ersten Kanals, einen Kodierer 1004 des zweiten Kanals, einen Multiplexer 1006, einen Verschachteler 1008, einen Spreizer 1010, einen Modulator 1012, einen Variabelleistungsmodulator 1014, einen HF-Sender 1016 und eine Antenne 1018, alle verbunden wie gezeigt. Im Wesentlichen unterstützen der Kodierer 1002 des ersten Kanals, der Kodierer 1004 des zweiten Kanals und der Multiplexer 1006 das Signal von der Schnittstelle 1000 dabei, UEP unterzogen zu werden, was durch den Variabelleistungsmodulator 1014 besorgt wird.
Der Variabelleistungsmodulator 1014 hat als seine Eingabe ein Signal, wobei jeder Teil des Signals mit demselben Leistungsbetrag übertragen würde, wenn das Signal unter Verwendung von Standard-DS-CDMA-Techniken verarbeitet würde. Der Variabelleistungsmodulator 1014 stellt jedoch die Amplitudenpegel (beispielsweise durch Bewirken von Amplitudenmodulation) der bedeutenderen Teile des Signals bezüglich der Amplitudenpegel der weniger bedeutenden Teile des Signals derart ein, dass die zur Übertragung der bedeutenderen Teile des Signals verwendete Leistung höher ist als die zur Übertragung der weniger bedeutenden Teile des Signals verwendete Leistung.
Vorzugsweise wird die mittlere übertragene Leistung des Signals so eingehalten, dass die zur Übertragung des Signals benötigte Leistung dieselbe ist wie die mittlere Leistung, die ohne dieses UEP-Schema erforderlich wäre. Dies ist zu bevorzugen, weil die mittlere Zweikanalstörung, die mit der mittleren übertragenen Leistung sich störender Nutzer im Verhältnis steht, dieselbe bleibt. Die erforderliche Leistungssteuerung arbeitet in Abhängigkeit von der mittleren übertragenen Leistung für die VP-Technik.
Während die bevorzugte Form der VP-Vorrichtung und der -Technik beschrieben worden sind, erkennt der Fachmann, dass Abänderungen der bevorzugten Form aufweisen können:

(a) die Verwendung eines ersten Variabelleistungsmodulators, der zwischen den Kodierer 1002 des ersten Kanals und den Multiplexer 1006 geschaltet ist, und einen zweiten Variabelleistungsmodulator, der zwischen den Kodierer 1004 des zweiten Kanals und den Multiplexer 1006 anstelle des Variabelleistungsmodulators 1014 geschaltet ist;
(b) die Verwendung lediglich eines Kanalkodierers anstelle des Kodierers 1002 des ersten Kanals, des Kodierers 1004 des zweiten Kanals und des Multiplexers 1006;
(c) die Verwendung keines Kanalkodierers anstelle des Kodierers 1002 des ersten Kanals, des Kodierers 1004 des zweiten Kanals und des Multiplexers; und/oder
(d) jegliche Kombinationen des obigen, die kompatibel sind (beispielsweise "(a)" und "(b)".

6. UEP-DS-CDMA-Empfänger: Das VP-UEP-Verfahren und die VP-UEP-Vorrichtung
Unter Bezugnahme auf 11 besitzt der VP-Empfänger eine Antenne 1100, einen HF-Empfänger 1102, einen Demodulator 1104, einen Entspreizer 1106, einen Entschachteler 1108, einen Demultiplexer 1110, einen Dekodierer 1112 des ersten Kanals, einen Dekodierer 1114 des zweiten Kanals und eine Ausgangssprachdatenschnittstelle 1116, alle verbunden wie gezeigt.
In Abwesenheit jeglicher Übertragungsbeeinträchtigung hat der Demodulator 1104 als Eingabe ein Signal, bei welchem ein erstes Segment und ein zweites Segment des Signals einen höheren bzw. niedrigeren Leistungspegel haben. Dies beruht auf der Art der Übertragung des Signals vom Sender 108, wie in Abschnitt "5." diskutiert. Der UEP wird als Ergebnis der variablen Leistung erhalten, die von dem Variabelleistungsmodulator 1014 des Senders 108 eingebracht wird. Die Arbeitsweise des Demultiplexers 1110, des Dekodierers 1112 des ersten Kanals und des Dekodierers 1114 des zweiten Kanals schaffen eine klare Abgrenzung zwischen den bedeutenderen Bits und den weniger bedeutenden Bits. Dies dürfte dem Fachmann klar sein. Dem Fachmann werden auch die Abänderungen klar sein, die man in dem Empfänger 110 in Abhängigkeit von Abänderungen machen muss, die in dem Sender 108 (wie im obigen Abschnitt "5." beschrieben) gemacht worden sind.
7. UEP-DS-CDMA: Kombinationen von VT-, VC- und VP-Verfahren
Eine Anzahl verschiedener Ausführungsformen zum Erreichen von UEP in einem DS-CDMA-System sind oben beschrieben worden. Diese Ausführungsformen umfassen VT-, VC- und VP-Modulations/Demodulations-Techniken. Der Fachmann erkennt, dass Kombinationen dieser Techniken in einem einzigen System vorhanden sein können, das auch UEP in einem DS-CDMA-System erreicht. Beispielsweise könnte man VP- und VT-Techniken in einem einzigen System kombinieren. Auch könnte man VP- und VC-Techniken in einem einzigen System kombinieren. Auch könnte man VC- und VT-Techniken kombinieren. Schließlich könnte man VP-, VC- und VT-Techniken kombinieren.

Claims

Verfahren zum Verarbeiten eines Signals, welches die Anwendung eines Spreizspektrumkodierverfahrens aufweist, wobei das Signal eine Funktion der Zeit ist, aufweisend: Modulieren des Signals zur Erzeugung eines modulierten Signals, wobei das Signal ein erstes Segment und ein zweites Segment aufweist, das erste Segment von höherer Signifikanz ist als das zweite Segment und einen ersten Zeitteil des Signals aufweist, das zweite Segment einen zweiten Zeitteil des Signals aufweist, das Modulieren die Dauer des ersten Zeitteils relativ zu der Dauer des zweiten Zeitteils erhöht, und wobei die Erhöhung des ersten Zeitteils gleich groß ist wie die Verringerung des zweiten Zeitteils.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner aufweisend ein Spreizen des modulierten Signals zur Erzeugung eines Spreizspektrumsignals, wobei das Spreizen ein Kombinieren des modulierten Signals mit einem Spreizsignal aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner aufweisend: (a) Modulieren eines Hochfrequenzträgers mit einem Spreizspektrumsignal zur Erzeugung eines modulierten Hochfrequenzsignals; und (b) Senden des modulierten Hochfrequenzsignals.
Verfahren nach Anspruch 1, bei welchem das Signal erzeugt wird durch: (a) Empfangen eines analogen Sprachsignals an einem Sender; (b) Kodieren des analogen Sprachsignals zur Erzeugung eines digitalisierten Sprachsignals; (c) Anwenden eines Vorwärtsfehlerkorrekturcodes auf das digitalisierte Sprachsignal zur Erzeugung eines Zwischensignals; und (d) Verschachteln des Zwischensignals zur Erzeugung des Signals.
Verfahren nach Anspruch 4, bei welchem das Verschachteln ein Verschachteln des Zwischensignals auf der Grundlage einer Basiszeiteinheit des Signals aufweist.
Verfahren nach Anspruch 2, bei welchem das Spreizen die Verwendung einer orthogonalen Spreizfolge aufweist.
Vorrichtung zur Verarbeitung eines Signals mit einer Einrichtung zur Anwendung eines Spreizspektrumkodierverfahrens, wobei das Signal eine Funktion der Zeit ist und die Vorrichtung aufweist: eine Einrichtung zum Modulieren des Signals zur Erzeugung eines modulierten Signals, wobei das Signal ein erstes Segment und ein zweites Segment aufweist, das erste Segment von höherer Signifikanz ist als das zweite Segment und einen ersten Zeitteil des Signals aufweist, das zweite Segment einen zweiten Zeitteil des Signals aufweist, die Einrichtung zum Modulieren eine Einrichtung zur Erhöhung der Dauer des ersten Zeitteils relativ zur Dauer des zweiten Zeitteils aufweist und wobei die Erhöhung des ersten Zeitteils gleich groß ist wie die Verringerung des zweiten Zeitteils.
Vorrichtung nach Anspruch 7, ferner aufweisend eine Einrichtung zum Spreizen des modulierten Signals zur Erzeugung eines Spreizspektrumsignals, wobei die Einrichtung zum Spreizen ein Kombinieren des modulierten Signals mit einem Spreizsignal aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 7, ferner aufweisend: (a) eine Einrichtung zum Modulieren eines Hochfrequenzträgers mit einem Spreizspektrumsignal zur Erzeugung eines modulierten Hochfrequenzsignals; und (b) eine Einrichtung zum Senden des modulierten Hochfrequenzsignals.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei das Signal erzeugt wird durch: (a) eine Einrichtung zum Empfangen eines analogen Sprachsignals an einem Sender; (b) eine Einrichtung zum Kodieren des analogen Sprachsignals zur Erzeugung eines digitalisierten Sprachsignals; (c) eine Einrichtung zum Anwenden eines Vorwärtsfehlerverbindungscodes auf das digitalisierte Sprachsignal zur Erzeugung eines Zwischensignals; und (d) eine Einrichtung zum Verschachteln des Zwischensignals zur Erzeugung des Signals.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei die Einrichtung zum Modulieren sowohl das erste Segment als auch das zweite Segment moduliert und wobei die Erhöhung des ersten Zeitteils gleich groß ist wie die Verringerung des zweiten Zeitteils.
Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei die Einrichtung zum Verschachteln eine Einrichtung zum Verschachteln des Zwischensignals auf der Grundlage einer Basiszeiteinheit des Signals aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei die Einrichtung zum Spreizen eine Einrichtung für die Verwendung einer orthogonalen Spreizfolge aufweist.
Verfahren zum Verarbeiten eines Signals mit Anwendung eines Spreizspektrumdekodierverfahrens, wobei das Signal eine Funktion der Zeit ist, aufweisend: ein zeitvariables Demodulieren des Signals zur Erzeugung eines zeitvariabel demodulierten Signals, wobei das Signal ein erstes Segment und ein zweites Segment aufweist, das erste Segment von höherer Signifikanz ist als das zweite Segment und einen ersten Zeitteil des Signals aufweist, das zweite Segment einen zweiten Zeitteil des Signals aufweist, die zeitvariable Demodulation eine Erhöhung der Dauer des zweiten Zeitteils relativ zum ersten Zeitteil aufweist und die Erhöhung des zweiten Zeitteils gleich groß ist wie die Verringerung des ersten Zeitteils.
Verfahren nach Anspruch 14, bei welchem der Schritt der zeitvariablen Demodulation aufweist: (a) Entspreizen des Signals zur Erzeugung eines entspreizten Signals; (b) Entschachteln des entspreizten Signals zur Erzeugung eines entschachtelten Signals; und (c) Demultiplexen des entschachtelten Signals zur Erzeugung eines ersten Signals und eines zweiten Signals.
Verfahren nach Anspruch 15, ferner aufweisend: (a) Erzeugen einer ersten Reihe von Weichentscheidungswerten basierend auf dem ersten Signal; und (b) Erzeugen einer zweiten Reihe von Weichentscheidungssignalen basierend auf dem zweiten Signal.
Verfahren nach Anspruch 14, bei welchem der Schritt der zeitvariablen Demodulation sowohl das erste Segment als auch das zweite Segment demoduliert und wobei die Erhöhung des zweiten Zeitbereichs gleich groß ist wie die Verringerung des ersten Zeitbereichs.
Verfahren nach Anspruch 15, bei welchem der Schritt des Entschachtelns ein Entschachteln des Zwischensignals auf der Grundlage einer Basiszeiteinheit des Signals aufweist.
Vorrichtung mit einer Einrichtung zur Anwendung einer Spreizspektrumdekodiermethode auf ein Signal, das eine Funktion der Zeit ist, wobei die Vorrichtung aufweist: eine Einrichtung zur zeitvariablen Demodulation des Signals zur Erzeugung eines zeitvariabel demodulierten Signals, wobei das Signal ein erstes Segment und ein zweites Segment aufweist, das erste Segment von höherer Signifikanz ist als das zweite Segment und einen ersten Zeitteil des Signals aufweist, das zweite Segment einen zweiten Zeitteil des Signals aufweist, die Einrichtung zum zeitvariablen Demodulieren eine Einrichtung zur Erhöhung der Dauer des zweiten Zeitteils relativ zum ersten Zeitteil aufweist und wobei die Erhöhung des zweiten Zeitteils gleich groß ist wie die Verringerung des ersten Zeitteils.
Vorrichtung nach Anspruch 19, bei welcher die Einrichtung zur zeitvariablen Demodulation aufweist: (a) eine Einrichtung zum Entspreizen des Signals zur Erzeugung eines entspreizten Signals; (b) eine Einrichtung zum Entschachteln des entspreizten Signal zur Erzeugung eines entschachtelten Signals; und (c) eine Einrichtung zum Demultiplexen des entschachtelten Signals zur Erzeugung eines ersten Signals und eines zweiten Signals.
Vorrichtung nach Anspruch 20, ferner aufweisend: (a) eine Einrichtung zum Erzeugen einer ersten Reihe von Weichentscheidungswerten basierend auf dem ersten Signal; und (b) eine Einrichtung zum Erzeugen einer zweiten Reihe von Weichentscheidungssignalen basierend auf dem zweiten Signal.
Vorrichtung nach Anspruch 19, wobei die Einrichtung zur zeitvariablen Demodulation sowohl das erste Segment als auch das zweite Segment demoduliert und wobei die Erhöhung des zweiten Zeitteils gleich groß ist wie die Verringerung des ersten Zeitteils.
Vorrichtung nach Anspruch 20, bei welcher die Einrichtung zur Entschachtelung eine Einrichtung zur Entschachtelung des Zwischensignals auf der Grundlage einer Basiszeiteinheit des Signals aufweist.