DE69634389T2 - Kodemultiplexvielfachzugriffsnachrichtenübertragunssystem - Google Patents

Kodemultiplexvielfachzugriffsnachrichtenübertragunssystem Download PDF

Info

Publication number
DE69634389T2
DE69634389T2 DE69634389T DE69634389T DE69634389T2 DE 69634389 T2 DE69634389 T2 DE 69634389T2 DE 69634389 T DE69634389 T DE 69634389T DE 69634389 T DE69634389 T DE 69634389T DE 69634389 T2 DE69634389 T2 DE 69634389T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
code
signal
sequence
phase
channel
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE69634389T
Other languages
English (en)
Other versions
DE69634389D1 (de
Inventor
Gary R. Centerport Lomp
John Kowalski
Fatih M. Port Washington Ozluturk
Avi Silverberg
Robert T. Huntington Regis
Michael Luddy
Alexander New York Marra
Alexander Mineola Jacques
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
InterDigital Technology Corp
Original Assignee
InterDigital Technology Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=21692981&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=DE69634389(T2) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by InterDigital Technology Corp filed Critical InterDigital Technology Corp
Publication of DE69634389D1 publication Critical patent/DE69634389D1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE69634389T2 publication Critical patent/DE69634389T2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B7/00Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/24Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
    • H04B7/26Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
    • H04B7/2628Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using code-division multiple access [CDMA] or spread spectrum multiple access [SSMA]
    • H04B7/2637Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using code-division multiple access [CDMA] or spread spectrum multiple access [SSMA] for logical channel control
    • GPHYSICS
    • G06COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06FELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F13/00Interconnection of, or transfer of information or other signals between, memories, input/output devices or central processing units
    • G06F13/14Handling requests for interconnection or transfer
    • G06F13/36Handling requests for interconnection or transfer for access to common bus or bus system
    • G06F13/368Handling requests for interconnection or transfer for access to common bus or bus system with decentralised access control
    • G06F13/374Handling requests for interconnection or transfer for access to common bus or bus system with decentralised access control using a self-select method with individual priority code comparator
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03HIMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00Networks using digital techniques
    • H03H17/02Frequency selective networks
    • H03H17/0223Computation saving measures; Accelerating measures
    • H03H17/0225Measures concerning the multipliers
    • H03H17/0226Measures concerning the multipliers comprising look-up tables
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073Synchronisation aspects
    • H04B1/7075Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073Synchronisation aspects
    • H04B1/7075Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/70751Synchronisation aspects with code phase acquisition using partial detection
    • H04B1/70753Partial phase search
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073Synchronisation aspects
    • H04B1/7075Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/70754Setting of search window, i.e. range of code offsets to be searched
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073Synchronisation aspects
    • H04B1/7075Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/70755Setting of lock conditions, e.g. threshold
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073Synchronisation aspects
    • H04B1/7075Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/70758Multimode search, i.e. using multiple search strategies
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073Synchronisation aspects
    • H04B1/7075Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/708Parallel implementation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073Synchronisation aspects
    • H04B1/7085Synchronisation aspects using a code tracking loop, e.g. a delay-locked loop
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709Correlator structure
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709Correlator structure
    • H04B1/7093Matched filter type
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097Interference-related aspects
    • H04B1/711Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B7/00Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/24Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
    • H04B7/26Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
    • H04B7/2628Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using code-division multiple access [CDMA] or spread spectrum multiple access [SSMA]
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04JMULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00Code division multiplex systems
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04JMULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00Code division multiplex systems
    • H04J13/10Code generation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04JMULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00Code division multiplex systems
    • H04J13/10Code generation
    • H04J13/102Combining codes
    • H04J13/107Combining codes by concatenation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0041Arrangements at the transmitter end
    • H04L1/0042Encoding specially adapted to other signal generation operation, e.g. in order to reduce transmit distortions, jitter, or to improve signal shape
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0059Convolutional codes
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/0212Channel estimation of impulse response
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/18Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/2032Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
    • H04L27/2053Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
    • H04L27/206Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/18Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/233Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
    • H04L27/2332Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/14Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex
    • H04L5/1438Negotiation of transmission parameters prior to communication
    • H04L5/1446Negotiation of transmission parameters prior to communication of transmission speed
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04NPICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N1/00Scanning, transmission or reproduction of documents or the like, e.g. facsimile transmission; Details thereof
    • H04N1/00912Arrangements for controlling a still picture apparatus or components thereof not otherwise provided for
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04NPICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N1/00Scanning, transmission or reproduction of documents or the like, e.g. facsimile transmission; Details thereof
    • H04N1/32Circuits or arrangements for control or supervision between transmitter and receiver or between image input and image output device, e.g. between a still-image camera and its memory or between a still-image camera and a printer device
    • H04N1/333Mode signalling or mode changing; Handshaking therefor
    • H04N1/3333Mode signalling or mode changing; Handshaking therefor during transmission, input or output of the picture signal; within a single document or page
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/06TPC algorithms
    • H04W52/08Closed loop power control
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/06TPC algorithms
    • H04W52/14Separate analysis of uplink or downlink
    • H04W52/143Downlink power control
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/18TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/24TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/18TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/24TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters
    • H04W52/241TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters taking into account channel quality metrics, e.g. SIR, SNR, CIR, Eb/lo
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/18TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/24TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters
    • H04W52/245TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters taking into account received signal strength
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/18TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/26TPC being performed according to specific parameters using transmission rate or quality of service QoS [Quality of Service]
    • H04W52/262TPC being performed according to specific parameters using transmission rate or quality of service QoS [Quality of Service] taking into account adaptive modulation and coding [AMC] scheme
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/30TPC using constraints in the total amount of available transmission power
    • H04W52/32TPC of broadcast or control channels
    • H04W52/322Power control of broadcast channels
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/30TPC using constraints in the total amount of available transmission power
    • H04W52/32TPC of broadcast or control channels
    • H04W52/325Power control of control or pilot channels
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/30TPC using constraints in the total amount of available transmission power
    • H04W52/34TPC management, i.e. sharing limited amount of power among users or channels or data types, e.g. cell loading
    • H04W52/343TPC management, i.e. sharing limited amount of power among users or channels or data types, e.g. cell loading taking into account loading or congestion level
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/30TPC using constraints in the total amount of available transmission power
    • H04W52/34TPC management, i.e. sharing limited amount of power among users or channels or data types, e.g. cell loading
    • H04W52/346TPC management, i.e. sharing limited amount of power among users or channels or data types, e.g. cell loading distributing total power among users or channels
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/30TPC using constraints in the total amount of available transmission power
    • H04W52/36TPC using constraints in the total amount of available transmission power with a discrete range or set of values, e.g. step size, ramping or offsets
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/38TPC being performed in particular situations
    • H04W52/50TPC being performed in particular situations at the moment of starting communication in a multiple access environment
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/52TPC using AGC [Automatic Gain Control] circuits or amplifiers
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/54Signalisation aspects of the TPC commands, e.g. frame structure
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03HIMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00Networks using digital techniques
    • H03H17/02Frequency selective networks
    • H03H17/06Non-recursive filters
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073Synchronisation aspects
    • H04B1/7075Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/7077Multi-step acquisition, e.g. multi-dwell, coarse-fine or validation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097Interference-related aspects
    • H04B1/711Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097Interference-related aspects
    • H04B1/711Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H04B1/712Weighting of fingers for combining, e.g. amplitude control or phase rotation using an inner loop
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B2201/00Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70701Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation featuring pilot assisted reception
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B2201/00Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70702Intercell-related aspects
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B2201/00Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70703Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation using multiple or variable rates
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B2201/00Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70707Efficiency-related aspects
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B2201/00Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70707Efficiency-related aspects
    • H04B2201/7071Efficiency-related aspects with dynamic control of receiver resources
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B7/00Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/24Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
    • H04B7/26Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
    • H04B7/2628Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using code-division multiple access [CDMA] or spread spectrum multiple access [SSMA]
    • H04B7/264Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using code-division multiple access [CDMA] or spread spectrum multiple access [SSMA] for data rate control
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04JMULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00Code division multiplex systems
    • H04J13/0007Code type
    • H04J13/004Orthogonal
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04JMULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00Code division multiplex systems
    • H04J13/0007Code type
    • H04J13/004Orthogonal
    • H04J13/0048Walsh
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04JMULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00Code division multiplex systems
    • H04J13/0077Multicode, e.g. multiple codes assigned to one user
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04JMULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00Code division multiplex systems
    • H04J13/10Code generation
    • H04J13/12Generation of orthogonal codes
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04JMULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00Code division multiplex systems
    • H04J13/16Code allocation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04JMULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00Code division multiplex systems
    • H04J13/0007Code type
    • H04J2013/0037Multilevel codes
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0047Decoding adapted to other signal detection operation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0054Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014Carrier regulation
    • H04L2027/0024Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026Correction of carrier offset
    • H04L2027/003Correction of carrier offset at baseband only
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014Carrier regulation
    • H04L2027/0044Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0053Closed loops
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04NPICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N2201/00Indexing scheme relating to scanning, transmission or reproduction of documents or the like, and to details thereof
    • H04N2201/32Circuits or arrangements for control or supervision between transmitter and receiver or between image input and image output device, e.g. between a still-image camera and its memory or between a still-image camera and a printer device
    • H04N2201/333Mode signalling or mode changing; Handshaking therefor
    • H04N2201/33307Mode signalling or mode changing; Handshaking therefor of a particular mode
    • H04N2201/33342Mode signalling or mode changing; Handshaking therefor of a particular mode of transmission mode
    • H04N2201/3335Speed or rate
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/06TPC algorithms
    • H04W52/14Separate analysis of uplink or downlink
    • H04W52/146Uplink power control
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/18TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/24TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters
    • H04W52/247TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters where the output power of a terminal is based on a path parameter sent by another terminal
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/18TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/26TPC being performed according to specific parameters using transmission rate or quality of service QoS [Quality of Service]
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/30TPC using constraints in the total amount of available transmission power
    • H04W52/36TPC using constraints in the total amount of available transmission power with a discrete range or set of values, e.g. step size, ramping or offsets
    • H04W52/367Power values between minimum and maximum limits, e.g. dynamic range
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/38TPC being performed in particular situations
    • H04W52/44TPC being performed in particular situations in connection with interruption of transmission
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04WWIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04TPC
    • H04W52/54Signalisation aspects of the TPC commands, e.g. frame structure
    • H04W52/60Signalisation aspects of the TPC commands, e.g. frame structure using different transmission rates for TPC commands
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02DCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D10/00Energy efficient computing, e.g. low power processors, power management or thermal management

Description

  • Hintergrund der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf das Gebiet der Codemultiplex-Vielfachzugriffs-(CDMA)-Kommunikation, die auch als Spreizspektrums-Kommunikation bekannt ist. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf ein System und ein Verfahren zum Vorsehen eines Hochkapazitäts-CDMA-Kommunikationssystems, das einen oder mehrere simultane Benutzer-Trägerkanäle über eine vorgegebene Hochfrequenz vorsieht, wodurch eine dynamische Zuteilung der Trägerkanalrate ermöglicht wird, während eine Mehrwegeinterferenz vermieden wird.
  • Beschreibung des Standes der Technik
  • Das Liefern qualitativ hochwertiger Telekommunikationsdienste an Benutzergruppen, die als abgelegen klassifiziert werden, wie zum Beispiel ländliche Telefonsysteme und Telefonsysteme in unterentwickelten Ländern, hat sich in den vergangenen Jahren als eine Schwierigkeit herausgestellt. Dieser Bedarf wurde teilweise durch drahtlose Funkdienste, wie zum Beispiel stationäre oder mobile Frequenzmultiplex-(FDM), Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff-(FDMA)-, Zeitmultiplex-(TDM)-, Zeitmultiplex-Vielfachzugriffs-(TDMA)-Systeme, kombinierte Frequenz- und Zeitteilungssysteme (FD/TDMA) und andere landgestützte mobile Funksysteme gedeckt. Normalerweise treffen diese abgelegenen Dienste auf mehr potentielle Benutzer, als durch ihre Frequenz- oder Spektralbandbreitenkapazität gleichzeitig unterstützt werden können.
  • Auf diese Einschränkungen eingehend haben die jüngsten Fortschritte auf dem Gebiet der Funkkommunikation Spreizspektrums-Modulationsverfahren zum Liefern simultaner Kommunikationen durch mehrere Benutzer verwendet. Bei der Spreizspektrums-Modulation wird ein Informationssignal mit einem Spreizcodesignal moduliert; dabei wird das Spreizcodesignal durch einen Codegenerator erzeugt, wobei der Zeitraum Tc des Spreizcodes wesentlich geringer als der Zeitraum des Informationsdatenbits oder -symbolsignals ist. Der Code kann die Trägerfrequenz modulieren, auf der die Information gesendet wurde, was Frequenzsprungspreizung genannt wird, oder kann das Signal direkt modulieren, indem der Spreizcode mit dem Informationsdatensignal multipliziert wird, was Direktsequenzspreizung (DS) genannt wird. Bei der Spreizspektrumsmodulation wird ein Signal mit einer Bandbreite erzeugt, die wesentlich größer ist als die zum Übertragen des Informationssignals erforderliche Bandbreite. Ein synchroner Empfang und ein Entspreizen des Signals beim Empfänger stellt die ursprüngliche Information wieder her. Ein Synchrondemodulator im Empfänger verwendet ein Referenzsignal zum Synchronisieren der Entspreizungsschaltungen mit dem Eingabe-Spreizspektrums-Modulationssignal zum Wiederherstellen des Träger- und Informationssignals. Das Referenzsignal kann ein Spreizcode sein, der nicht durch ein Informationssignal moduliert wird.
  • Die Spreizspektrumsmodulation in Funknetzen bietet viele Vorteile, weil viele Benutzer das gleiche Frequenzband nutzen können, während der jeweilige Empfänger des Benutzers eine minimale Interferenz erfährt. Außerdem verringert die Spreizspektrumsmodulation die Auswirkungen anderer Interferenzquellen. Zusätzlich können die synchronen Spreizspektrumsmodulations- und -Demodulationsverfahren durch das Vorsehen mehrerer Nachrichtenkanäle für einen einzigen Benutzer erweitert werden, wobei jedes mit einem anderen Spreizcode gespreizt wird, während jedoch immer noch ein einziges Referenzsignal an den Benutzer gesendet wird.
  • Ein Bereich, in dem Spreizspektrumsverfahren verwendet werden, ist das Gebiet mobiler zellularer Kommunikation zum Liefern persönlicher Kommunikationsdienste (PCS). Solche Systeme unterstützen wünschenswerterweise große Anzahlen von Benutzern, steuern Doppler-Verschiebung und Schwund, und liefern Hochgeschwindigkeits-Digital-Datensignale mit niedrigen Bitfehlerraten. Diese Systeme verwenden eine Gruppe um 90° zueinander phasenverschobener oder quasi-orthogonaler Spreizcodes, wobei eine Pilot-Spreizcodesequenz mit der Gruppe von Codes synchronisiert ist. Jedem Benutzer wird einer der Spreizcodes als eine Spreizfunktion zugeordnet. Die Probleme bei solchen Systemen sind die folgenden: die Unterstützung einer großen Anzahl von Nutzern mit den um 90° zueinander phasenverschobenen Codes, das Bewältigen verringerter Leistung, die den abgelegenen Einheiten zur Verfügung steht, und die Bewältigung von Mehrwegeschwundeffekten. Die Lösungen solcher Probleme sind unter anderem die Verwendung von Antennen mit elektronischer Strahlsteuerung (phased-array antennas) zum Erzeugen einer Vielzahl steuerbarer Strahlen, die Verwendung sehr langer orthogonaler oder quasi-orthogonaler Codesequenzen. Diese Sequenzen können durch eine zyklische Verschiebung des Codes, der mit einer zentralen Referenz synchronisiert ist, und durch eine Diversitätskombination von Mehrwegsignalen wieder verwendet werden.
  • Die Probleme der bekannten Systeme konzentrieren sich auf den zuverlässigen Empfang und die Synchronisation der Empfänger-Entspreizungsschaltungen mit dem empfangenen Signal. Das Vorhandensein eines Mehrwegeschwunds ruft ein spezifisches Problem bei Spreizspektrumsempfängern dahingehend hervor, dass ein Empfänger irgendwie die Mehrwegekomponenten nachverfolgen muss, um eine Codephasensynchronisation der Entspreizungseinrichtungen des Empfängers mit dem Eingabesignal aufrecht zu erhalten. Bekannte Empfänger verfolgen allgemein nur ein oder zwei der Mehrwegesignale nach, jedoch ist dieses Verfahren nicht zufriedenstellend, weil eine Kombination der Gruppe von Niederleistungs-Mehrwegesignalkomponenten tatsächlich viel mehr Leistung enthalten kann, als die ein oder zwei stärksten Mehrwegekomponenten. Die bekannten Empfänger verfolgen die stärksten Komponenten und kombinieren sie, um eine vorbestimmte Bitfehlerrate (BER) des Empfängers beizubehalten. Ein solcher Empfänger ist zum Beispiel im US-Patent Nr. 5,109,390 mit dem Titel "DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" ("Diversitätsempfänger in einem zellularen CDMA-Telefonsystem") von Gilhousen et al. beschrieben. Ein Empfänger, der alle Mehrwegekomponenten kombiniert, ist jedoch zum Beibehalten der erwünschten Bitfehlerrate mit einer Signalleistung fähig, die niedriger als diejenige bekannter Systeme ist, weil dem Empfänger eine größere Signalleistung zur Verfügung steht. Es besteht daher ein Bedarf nach einem Spreizspektrums-, Kommunikationssystem, das einen Empfänger einsetzt, der im Wesentlichen alle Mehrwegsignalkomponenten nachverfolgt, so dass im Wesentlichen alle Mehrwegsignale im Empfänger kombiniert werden können und daher die erforderliche Sendeleistung des Signals für eine vorgegebene Bitfehlerrate verringert werden kann.
  • Ein weiteres Problem bei Vielfachzugriffs-Spreizspektrumskommunikationssystemen ist die Notwendigkeit der Verringerung der Gesamtsendeleistung von Benutzern im System, da es sein kann, dass den Benutzern nur eine begrenzte Leistung zur Verfügung steht. Ein damit zusammenhängendes Problem, was eine Leistungssteuerung in Spreizspektrumssystemen notwendig macht, hängt mir der inhärenten Eigenschaft von Spreizspektrumssystemen zusammen, dass das Spreizspektrumsignal eines Benutzers vom Empfänger eines anderen Benutzers als Rauschen mit einem bestimmten Leistungspegel empfangen wird. Folglich können mit einem hohen Signalleistungspegel sendende Benutzer den Empfang anderer Benutzer stören. Wenn sich außerdem ein Benutzer im Verhältnis zum geographischen Standort eines anderen Benutzers bewegt, so machen es Signalschwund und -verzerrung notwendig, dass die Benutzer ihren Sendeleistungspegel anpassen, um eine bestimmte Signalqualität beizubehalten. Gleichzeitig sollte das System die Leistung, welche die Basisstation von allen Benutzern empfängt, auf einem relativ konstanten Pegel halten. Schließlich sollte, weil es bei dem Spreizspektrumssystem möglich ist, dass es mehr entfernte Benutzer hat, als gleichzeitig unterstützt werden können, das Leistungssteuerungssystem auch ein Kapazitätsverwaltungsverfahren anwenden, das zusätzlich Benutzer abweist, wenn ein maximaler Systemleistungspegel erreicht wurde.
  • Bekannte Spreizspektrumssysteme haben eine Basisstation eingesetzt, die ein empfangendes Signal misst und ein Leistungsanpassungssteuerungs-(adaptive power control/APC)-Signal an die entfernten Benutzer sendet. Entfernte Benutzer haben einen Sender mit einer Schaltung zur automatischen Verstärkungssteuerung (automatic gain control /AGC), die auf das APC-Signal anspricht. In solchen Systemen überwacht die Basisstation die Gesamtsystemleistung oder die vom jeweiligen Benutzer empfangene Leistung und setzt das APC-Signal entsprechend. Die Leistung dieses ohne Rückkopplung arbeitenden Systems kann durch das zusätzliche Vorsehen einer Messung der an der Basisstation gemessenen vom entfernten Benutzer empfangenen Leistung und durch das Senden eines APC-Signals zurück zur Basisstation zum Erzielen eines Leistungssteuerungsverfahrens mit Rückkopplung verbessert werden.
  • Diese Leistungssteuerungssysteme haben jedoch mehrere Nachteile. Zuerst muss die Basisstation einen komplexen Leistungssteuerungsalgorithmus ausführen, der die von der Basisstation zu bewältigende Verarbeitungsmenge erhöht. Zweitens erfährt das System tatsächlich verschiedene Typen der Leistungsveränderung: Veränderung der Rauschleistung, die durch die Veränderung der Anzahl von Benutzern verursacht wird, und Veränderungen der empfangenen Signalleistung eines bestimmten Trägerkanals. Diese Veränderungen treten mit unterschiedlicher Frequenz auf, so dass einfache Leistungssteuerungsalgorithmen dadurch optimiert werden können, dass sie nur einen der beiden Variationstypen ausgleichen. Schließlich haben diese Leistungsalgorithmen die Tendenz, die Gesamtsystemleistung auf einen relativ hohen Pegel hinaufzudrücken. Es besteht folglich ein Bedarf nach einem Spreizspektrum-Leistungssteuerungsverfahren, das schnell auf Veränderungen von Trägerkanal-Leistungspegeln reagiert, während gleichzeitig in Reaktion auf die Anzahl von Benutzern die Sendeleistung aller Benutzer angepasst wird. Außerdem besteht ein Bedarf nach einem verbesserten Spreizspektrums-Kommunikationssystem, das ein Leistungssteuerungssystem mit Rückkopplung verwendet, welches die Gesamtleistungsanforderungen des Systems minimiert, während eine genügende Bitfehlerrate bei den einzelnen entfernten Empfängern beibehalten wird. Zusätzlich sollte ein solches System den anfänglichen Sendeleistungspegel eines entfernten Benutzers steuern und die Gesamtsystemkapazität verwalten.
  • Spreizspektrums-Kommunikationssysteme sollten wünschenswerterweise große Anzahlen von Benutzern unterstützen, von denen jeder mindestens einen Kommunikationskanal hat. Zusätzlich sollte ein solches System eine Vielzahl generischer Informationskanäle bereitstellen, um Informationen an alle Benutzer auszusenden und um Benutzern den Zugang zum System zu ermöglichen. Unter Verwendung bekannter Spreizspektrumssysteme konnte dies nur dadurch bewerkstelligt werden, dass große Anzahlen von Spreizcodesequenzen erzeugt wurden.
  • Außerdem sollten Spreizspektrumssysteme Sequenzen verwenden, die um 90° phasenverschoben (orthogonal) oder fast orthogonal sind, um die Wahrscheinlichkeit zu verringern, dass ein Empfänger sich mit der falschen Spreizcodesequenz oder -phase synchronisiert. Das Erzeugen solch großer Familien von Codesequenzen mit diesen Eigenschaften ist jedoch schwierig. Außerdem erfordert das Erzeugen großer Codefamilien ein Erzeugen von Sequenzen, die eine lange Periode vor einer Wiederholung aufweisen. Folglich wird die Zeit verlängert, die ein Empfänger zum Erreichen einer Synchronisation mit einer langen Sequenz benötigt. Bekannte Spreizcodegeneratoren kombinieren oft kürzere Sequenzen zum Erstellen längerer Sequenzen, doch kann es sein, dass solche Sequenzen nicht mehr genügend orthogonal sind. Es besteht daher ein Bedarf nach einem verbesserten Verfahren zum zuverlässigen Erzeugen großer Familien von Codesequenzen, die fast orthogonale Eigenschaften und lange Perioden vor einer Wiederholung aufweisen, die jedoch auch den Vorteil einer kurzen Codesequenz haben, welche die Zeit verkürzt, die der Empfänger zum Akquirieren und Synchronisieren mit der richtigen Codephase benötigt. Außerdem sollte das Codeerzeugungsverfahren eine Erzeugung von Codes mit einer beliebigen Periode erlauben, da die Spreizcodeperiode oft durch Parameter wie zum Beispiel die Datenrate oder Rahmengröße bestimmt wird.
  • Eine weitere wünschenswerte Eigenschaft von Spreizcodesequenzen ist, dass der Übergang des Benutzerdatenwerts an einem Übergang der Codesequenzwerte stattfindet. Da Daten typischerweise eine Periode haben, die durch 2N teilbar ist, erfordert eine solche Eigenschaft normalerweise, dass die Codesequenz eine gerade Länge von 2N hat. Wie auf diesem Gebiet jedoch bekannt ist, verwenden Codegenerationen allgemein Linear-Rückkopplungs-Schieberegister, die Codes einer Länge von 2N – 1 erzeugen. Folglich sollte Spreizspektrum-Kommunikationssystem ebenfalls Spreizcodesequenzen einer geraden Länge erzeugen.
  • Schließlich sollte das Spreizspektrum-Kommunikationssystem zur Handhabung vieler unterschiedlicher Typen von Daten, wie zum Beispiel Fax- Sprach-Bandbreiten-Daten und ISDN zusätzlich zum herkömmlichen Sprach-Verkehr fähig sein. Zum Erhöhen der unterstützen Anzahl von Benutzern verwenden viele Systeme Codierungsverfahren, wie zum Beispiel ADPCM zum Erzielen einer "Kompression" des digitalen Telefonsignals. Fax, ISDN und andere Daten haben es jedoch nötig, dass der Kanal ein leerer Kanal ist. Es besteht folglich ein Bedarf nach einem Spreizspektrums-Kommunikationssystem, das Kompressionsverfahren unterstützt, die ebenfalls dynamisch den Spreizspektrums-Trägerkanal zwischen einem codierten Kanal und einem leeren Kanal in Reaktion auf den Typ von Information modifizieren, der im Signal des Benutzers enthalten ist.
  • Das US Patent 5,022,049 beschreibt einen Apparat zur Erzeugung eines komplexen Verbundcodes zur schnellen Erfassung bei Mehrfachbenutzern. Komponentencodes eines In-Phasen Verbundcodes sind von einem Code Erzeuger in eine Blindenkomponentenkanal abgeleitet. Wenn ein erster Komponentencode mit einem Eingangssignal korreliert wir an einem Codedetektor ein Codeerkennungssignal erzeugt und ein Erfassungssignal erstellt.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung beschreibt ein Schnellerfassungsgerät zur schnellen Synchronisierung einer Spreizcodephase eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems nach Anspruch 1.
  • Weitere bevorzugte Aspekte dieser Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.
  • Kurzbeschreibung der Zeichnungen
  • 1 ist ein Blockdiagramm eines Codemultiplex-Vielfachzugriffs-Kommunikationssystems nach der vorliegenden Erfindung.
  • 2a ist ein Blockdiagramm eines 36-Stufen-Linear-Schieberegisters, das zur Verwendung mit einem langen Spreizcode des erfindungsgemäßen Codegenerators geeignet ist.
  • 2b ist ein Blockdiagramm einer Schaltung, die den Vorwärtsregelungsbetrieb des Codegenerators veranschaulicht.
  • 2c ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Codegenerators der vorliegenden Erfindung mit einer Schaltung zum Erzeugen von Spreizcodesequenzen aus den langen Spreizcodes und den kurzen Spreizcodes.
  • 2d ist eine alternative Ausführungsform der Codegeneratorschaltung mit Verzögerungselementen zum Ausgleichen von elektrischen Schaltungsverzögerungen.
  • 3a ist eine Kurvendarstellung der Konstellationspunkte des Pilot-Spreizcode-QPSK-Signals.
  • 3b ist eine Kurvendarstellung der Konstellationspunkte des Nachrichtenkanal-QPSK-Signals.
  • 3c ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Schaltung, die das Verfahren zum Nachverfolgen der empfangenen Spreizcodephase der vorliegenden Erfindung implementiert.
  • 4 ist ein Blockdiagramm der Nachführschaltung, die den Median der empfangenen Mehrwege-Signalkomponenten nachverfolgt.
  • 5a ist ein Blockdiagramm der Nachführschaltung, die den Zentroid der empfangenen Mehrwegssignalkomponenten nachverfolgt.
  • 5b ist ein Blockdiagramm des adaptiven Vektorkorrelators.
  • 6 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Schaltung, die das Akquisitions-Entscheidungsverfahren und die korrekte Spreizcodephase des empfangenen Pilotcodes der vorliegenden Erfindung implementiert.
  • 7 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Pilot-RAKE-Filters, der die Nachführschaltung und eine digitale phasensynchrone Schleife zum Entspreizen des Pilotspreizcodes und einen Generator der Gewichtungsfaktoren der vorliegenden Erfindung umfasst.
  • 8a ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften adaptiven Vektorkorrelators und eines abgestimmten Filters zum Entspreizen und Kombinieren der Mehrwegekomponenten der vorliegenden Erfindung.
  • 8b ist ein Blockdiagramm einer alternativen Ausführungsform des adaptiven Vektorkorrelators und adaptiven angepassten Filters zum Entspreizen und Kombinieren der Mehrwegekomponenten der vorliegenden Erfindung.
  • 8c ist ein Blockdiagramm einer alternativen Ausführungsform des adaptiven Vektorkorrelators und adaptiven angepassten Filters zum Entspreizen und Kombinieren der Mehrwegekomponenten der vorliegenden Erfindung.
  • 8d ist ein Blockdiagramm des adaptiven angepassten Filters einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • 9 ist ein Blockdiagramm der Elemente einer beispielhaften Radio-Trägerstation (RCS) der vorliegenden Erfindung.
  • 10 ist ein Blockdiagramm der Elemente eines beispielhaften Multiplexers, der zur Verwendung in der in 9 gezeigten RCS geeignet ist.
  • 11 ist ein Blockdiagramm der Elemente eines beispielhaften Funkzugangscontrollers (wireless access controller/WAC) der in 9 gezeigten RCS.
  • 12 ist ein Blockdiagramm der Elemente einer beispielhaften Modemschnittstelleneinheit (modern interface unit/MIU) der in 9 gezeigten RCS.
  • 13 ist ein Übersichts-Blockdiagramm, das die Sende-, Empfangs-, Steuerungs- und Codeerzeugungsschaltungen des CDMA-Modems zeigt.
  • 14 ist ein Blockdiagramm des Sendeabschnitts des CDMA-Modems.
  • 15 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Modem-Eingangssignalempfängers.
  • 16 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Faltungscodierers, wie er in der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
  • 17 ist ein Blockdiagramm des Empfangsabschnitts des CDMA-Modems.
  • 18 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften adaptiven angepassten Filters, wie es in dem CDMA-Modem-Empfangsabschnitt verwendet wird.
  • 19 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Pilot-RAKEs, wie er in dem CDMA-Modem-Empfangsabschnitt eingesetzt wird.
  • 20 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Zusatz-Pilot-RAKEs, wie er im CDMA-Modem-Empfangsabschnitt eingesetzt wird.
  • 21 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Video-Verteilungsschaltung (video distribution circuit/VDC) der in 9 gezeigten RCS.
  • 22 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften HF-Sender/Empfängers und beispielhafter Leistungsverstärker der in 9 gezeigten RCS.
  • 23 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Teilnehmereinheit (SU) der vorliegenden Erfindung.
  • 24 ist ein Fließdiagramm eines beispielhaften Anrufs-Einrichtungsalgorithmus für eine ankommende Anrufsanforderung, die erfindungsgemäß zum Einrichten eines Trägerkanals zwischen einer RCS und einer SU verwendet wird.
  • 25 ist ein Fließdiagramm eines beispielhaften Anruf-Einrichtungsalgorithmus für eine Ausgangs-Anrufanforderung, die erfindungsgemäß zum Einrichten eines Trägerkanals zwischen einer RCS und einer SU verwendet wird.
  • 26 ist ein Fließdiagramm für einen beispielhaften Wartungs-Leistungssteuerungsalgorithmus der vorliegenden Erfindung.
  • 27 ist ein Fließdiagramm eines beispielhaften automatischen Vorwärts-Leistungssteuerungsalgorithmus der vorliegenden Erfindung.
  • 28 ist ein Fließdiagramm eines beispielhaften automatischen Rück-Leistungssteuerungsalgorithmus der vorliegenden Erfindung.
  • 29 ist Blockdiagramm eines beispielhaften Leistungssteuerungssystems mit Rückkopplung der vorliegenden Erfindung, wenn der Trägerkanal eingerichtet wird.
  • 30 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Leistungssteuerungssystems mit Rückkopplung der vorliegenden Erfindung während des Vorgangs der Einrichtung des Trägerkanals.
  • ABKÜRZUNGSVERZEICHNIS
    Figure 00110001
  • Figure 00120001
  • Figure 00130001
  • Figure 00140001
  • Figure 00150001
  • Figure 00160001
  • Beschreibung der beispielhaften Ausführungsform
  • Allgemeine Systembeschreibung
  • Das erfindungsgemäße System liefert einen lokalen Telefondienst unter der Verwendung von Funkverbindungen zwischen einer oder mehreren Basisstationen und einer Vielzahl entfernter Teilnehmereinheiten. In der beispielhaften Ausführungsform ist eine Funkverbindung für eine Basisstation beschrieben, die mit einer stationären Teilnehmereinheit (FSU) kommuniziert, doch ist das System in gleicher Weise auch auf Systeme anwendbar, bei denen mehrere Basisstationen mit Funkverbindungen sowohl zu FSU als auch zu mobilen Teilnehmereinheiten (MSUs) aufweisen. Folglich werden die entfernten Teilnehmereinheiten hier als Teilnehmereinheiten (SUs) bezeichnet.
  • In 1 stellt eine Basisstation (BS) 101 eine Anrufverbindung mit einem lokalen Netz (LE) 103 oder einer anderen Telefonnetz-Schaltschnittstelle her, wie zum Beispiel einer privaten Nebenstellenanlage (PBX) und weist eine Funk-Trägerstation (RCS) 104 auf. Eine oder mehrere RCS 104, 105, 110 haben eine Verbindung zu einer Funk-Verteilereinheit (RDU) 102 über Verbindungen 131, 132, 137, 138, 139 und RDU 102 bildet eine Schnittstelle mit LE 103 durch das Senden und Empfangen von Anruf-Setup-Steuerungs- und Informationssignalen über Telekommunikationsverbindungen 141, 142, 150. SUs 116, 119 kommunizieren mit der RCS 104 über Funkverbindungen 161, 162, 163, 164, 165. Alternativ weist eine weitere Ausführungsform der Erfindung mehrere SUs und eine "Master"-SU mit einer Funktionalität ähnlich einer RCS auf. Eine solche Ausführungsform kann eine Verbindung zu einem lokalen Telefonnetz haben oder auch nicht.
  • Die Funkverbindungen 161 bis 165 werden in den Frequenzbändern des DCS1800-Standards (1,71–1,785 GHz und 1,805–1,880 GHz); dem US-PCS-Standard (1,85–1,99 GHz); und dem CEPT-Standard (2,0–2,7 GHz) betrieben. Auch wenn diese Bänder hier in der beschriebenen Ausführungsform verwendet werden, ist die Erfindung auf das gesamte UHF bis SHF-Band anwendbar, einschließlich der Bänder von 2,7 GHz bis 5 GHz. Die Sende- und Empfangsbandbreiten sind Vielfache von 3,5 MHz, was bei 7 MHz anfängt, beziehungsweise Vielfache von 5 MHz, was bei 10 MHz anfängt.
  • Das beschriebene System umfasst Bandbreiten von 7, 10, 10,5, 14 und 15 MHz. In der beispielhaften Ausführungsform der Erfindung ist das Mindest-Schutzband zwischen der Aufwärts- und Abwärtsverbindung 20 MHz und ist wünschenswerterweise mindestens dreimal so groß wie die Signalbandbreite. Die Duplextrennung ist zwischen 50 bis 175 MHz, wobei die beschriebene Erfindung 50, 75, 80, 95 und 175 MHz verwendet. Es können auch andere Frequenzen eingesetzt werden.
  • Auch wenn die beschriebene Ausführungsform andere um einen Träger zentrierte Spreizspektrums-Bandbreiten für den Sende- und Empfangs-Spreizspektrumskanal verwendet, lässt sich das vorliegende Verfahren leicht auch auf Systeme ausdehnen, die vielfache Spreizspektrums-Bandbreiten für den Sendekanal und vielfache Spreizspektrums-Bandbreiten für den Empfangskanal verwenden. Alternativ kann aufgrund der Tatsache, dass Spreizspektrums-Kommunikationssysteme das inhärente Merkmal haben, dass eine Sendung eines Benutzers als Rauschen einem Entspreizungsempfänger eines anderen Benutzers erscheint, eine Ausführungsform den gleichen Spreizspektrumskanal sowohl für den Sende- als auch für den Empfangs-Pfad-Kanal verwenden. Mit anderen Worten können Aufwärts- und Abwärtsübertragungen das gleiche Frequenzband besetzen. Außerdem lässt sich das vorliegende Verfahren auch leicht auf vielfache CDMA-Frequenzbänder ausdehnen, von denen jedes jeweils einen anderen Satz von Nachrichten übermittelt, ob es sich dabei um Aufwärts-, Abwärts- oder Aufwärts- und Abwärtsverbindungen handelt.
  • Die binäre Spreizsymbol-Information wird über die Funkverbindungen 161 bis 165 unter der Verwendung von Quadratur-Phasenumtastung(QPSK)-Modulation mit Nyquist-Pulsformung in der vorliegenden Ausführungsform übertragen, auch wenn andere Modulationsverfahren verwendet werden können, einschließlich Offset-QPSK (OQPSK) und minimale Umtastung (MSK), Gaußsche Phasenumtastung (GPSK) und M-ary Phasenumsetzung (MPSK), jedoch nicht darauf beschränkt.
  • Die Funkverbindungen 161 bis 165 umfassen Breitband-Codemultiplex-Vielfachzugriff (B-CDMATM) als den Übertragungsmodus sowohl in der Aufwärts- als auch in der Abwärtsrichtung. CDMA-Kommunikationsverfahren (auch als Spreizspektrums-Kommunikationsverfahren bekannt), die in Vielfachzugriffs-Systemen verwendet werden, sind wohl bekannt und im US-Patent 5,228,056 mit dem Titel "SYNCHRONOUS SPREAD-SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM AND METHOD" ("Synchrones Spreizspektrums-Kommunikationssystem und entsprechendes Verfahren") von Donald T. Schilling beschrieben. Das beschriebene System verwendet das Spreizverfahren mit direkter Sequenz (DS). Der CDMA-Modulator führt die Spreizspektrums-Spreizcode-Sequenzerzeugung durch, die eine Pseudorauschen-Sequenz (PN-Sequenz) sein kann; und eine komplexe DS-Modulation des QPSK-Signals mit Spreizcodesequenzen für den in Phase befindlichen (I)-Kanal und den Quadratur(Q)-Kanal. Pilotsignale werden mit den modulierten Signalen erzeugt und ausgesendet, und Pilotsignale der vorliegenden Ausführungsform sind nicht durch Daten modulierte Spreizcodes. Die Pilotsignale werden zur Synchronisierung, Trägerphasenwiederherstellung und zum Schätzen der Impulsantwort des Funkkanals eingesetzt. Jede SU weist einen einzigen Pilotgenerator und mindestens einen CDMA-Modulator und -Demodulator auf, die zusammen als CDMA-Modem bezeichnet werden. Jede RCS 104, 105, 110 hat einen einzigen Pilotgenerator ausreichende CPMA-Modulatoren und -Demodulatoren für alle Logikkanäle, die von SUs in Benutzung sind.
  • Der CDMA-Demodulator entspreizt das Signal mit einer entsprechenden Verarbeitung zum Bekämpfen oder Ausnutzen von Mehrwege-Propagationseffekten. Die den empfangenen Leistungspegel betreffenden Parameter werden zum Erzeugen der Automatik-Leistungssteuerungs-Information (APC-Information) verwendet, die ihrerseits ans andere Ende der Kommunikationsverbindung gesendet wird. Die APC-Information wird zum Steuern der Sendeleistung der automatischen Vorwärts-Leistungssteuerungs-(AFPC) und automatischen Rückwärts-Leistungssteuerungs-(ARPC)-Verbindungen verwendet. Zusätzlich kann jede RCS 104, 105 und 110 Wartungs-Leistungssteuerung (MPC) in einer Weise durchführen, die der APC ähnelt, um die anfängliche Sendeleistung einer jeden SU 111, 112, 115, 117 und 118 einzustellen. Die Demodulation ist dann kohärent, wo das Pilotsignal die Phasenreferenz liefert.
  • Die beschriebenen Funkverbindungen unterstützen mehrere Verkehrskanäle mit Datenraten von 8, 16, 32, 64, 128 und 144 Kb/s. Der physische Kanal, der mit dem Verkehrskanal in Verbindung steht, wird mit einer 64k-Symbol/s-Rate betrieben. Andere Datenraten können unterstützt werden, und Vorwärts-Fehlerkorrektur (FEC)-Codierung kann eingesetzt werden. Für die beschriebene Ausführungsform wird eine FEC mit einer Codierungsrate von ½ und einer Einschränkungslänge von 7 verwendet. Andere Raten und Einschränkungslängen können in Übereinstimmung mit den verwendeten Codeerzeugungsverfahren verwendet werden.
  • Eine Diversitätskombinierung bei den Radioantennen der RCS 104, 105 und 110 ist nicht nötig, weil CDMA eine inhärente Frequenzdiversität aufgrund der Spreizbandbreite hat. Empfänger sind zum Beispiel adaptive angepasste Filter (AMFs) (nicht in 1 gezeigt), die die Mehrwegesignale kombinieren. In der vorliegenden Ausführungsform führen beispielhafte AMFs eine Maximal-Verhältnis-Kombination durch.
  • In 1 bildet RCS 104 eine Schnittstelle zu RDU 102 über Verbindungen 131, 132, 137 zum Beispiel mit 1,544 MB/s DS1-, 2,048 MB/s E1- oder HDSL-Formaten zum Empfangen und Senden digitaler Datensignale. Dies sind zwar typische Telefongesellschaft-Standardschnittstellen, doch ist die vorliegende Erfindung nicht nur auf diese digitalen Datenformate eingeschränkt. Die beispielhafte RCS-Leitungsschnittstelle (die in 1 nicht gezeigt ist) übersetzt die Leitungscodierung (wie zum Beispiel HDB3, B8ZS, AMI) und extrahiert oder produziert Rahmenbildungsinformation, führt Alarm- und Einrichtungs-Signalisierungsfunktionen, sowie kanalspezifische Schleifen- und Paritätsprüffunktionen aus. Die Schnittstellen für diese Beschreibung liefern 64-KB/s-PCM-codierte oder 32-KB/s-ADPCM-codierte Telefonverkehrskanäle oder ISDN-Kanäle an die RCS zur Verarbeitung. Andere ADPCM-Codierungsverfahren können in Übereinstimmung mit den Sequenzerzeugungsverfahren eingesetzt werden.
  • Das erfindungsgemäße System unterstützt auch eine Trägerratenmodifikation zwischen der RCS 104 und jeder SU 111, 112, 115, 117 und 118, die mit der RCS 104 kommunizieren, wobei ein 64 KB/s unterstützender CDMA-Nachrichtenkanal Sprachbanddaten oder Fax zugewiesen werden kann, wenn Raten über 4,8 KB/s vorhanden sind. Ein solcher 64-KB/s-Trägerkanal wird als uncodierter Kanal betrachtet. Für ISDN kann eine Trägerratenmodifikation dynamisch aufgrund der D-Kanal-Nachrichten durchgeführt werden.
  • In 1 weist jede SU 111, 112, 115, 117 und 118 entweder eine Telefoneinheit 170 auf oder bildet zu dieser eine Schnittstelle, oder bildet eine Schnittstelle zu einer lokalen Nebenstellenanlage (PBX) 171. Die Eingabe von der Telefoneinheit kann Sprache, Sprachbanddaten und Signalisierung sein. Die SU übersetzt die analogen Signale in digitale Sequenzen und kann auch ein Datenterminal 172 oder eine ISDN-Schnittstelle 173 aufweisen. Die SU kann Spracheingaben, Sprachbanddaten oder Fax und digitale Daten unterscheiden. Die SU codiert Stimmdaten mit Verfahren wie zum Beispiel ADPCM bei 32 KB/s oder niedrigeren Raten und erfasst Sprachbanddaten oder Fax mit Raten über 4,8 KB/s zum Modifizieren des Verkehrskanals (Trägerratenmodifikation) für eine uncodierte Übertragung. Außerdem kann eine A-Gesetz-Codierung, U-Gesetz-Codierung oder keine Kompandierung des Signals vor der Übertragung durchgeführt werden. Für digitale Daten können Datenkomprimierungsverfahren, wie zum Beispiel Leerlauf-Flag-Entfernung, zum Einsparen von Kapazität und zum Minimieren von Interferenz verwendet werden.
  • Die Sendeleistungspegel der Funkschnittstelle zwischen RCS 104 und SUs 111, 112, 115, 117 und 118 werden unter der Verwendung zweier verschiedener Leistungssteuerungsverfahren mit Rückkopplung gesteuert. Das automatische Vorwärts-Leistungssteuerungsverfahren (AFPC-Verfahren) bestimmt den Abwärts-Übertragungsleistungspegel, und das automatische Rückwärts-Leistungssteuerungs-Verfahren (ARPC-Verfahren) bestimmt den Aufwärts-Sendeleistungspegel. Der logische Steuerungskanal, durch den SU 111 und RCS 104 zum Beispiel Leistungssteuerungsinformation übertragen, wird mindestens mit einer Aktualisierungsrate von 16 KHz betrieben. Weitere Ausführungsformen können eine schnellere oder langsamere Aktualisierungsrate von zum Beispiel 64 KHz verwenden. Diese Algorithmen stellen sicher, dass die Sendeleistung eines Benutzers eine akzeptable Bitfehlerrate (BER) aufweist, die Systemleistung zum Einsparen von Leistung bei einem Minimum ist und der Leistungspegel aller SUs 111, 112, 115, 117 und 118, die von der RCS 104 empfangen werden, bei einem fast gleichen Pegel beibehalten wird.
  • Zusätzlich verwendet das System ein optionales Wartungs-Leistungssteuerungsverfahren während des inaktiven Modus einer SU. Wenn eine SU 111 inaktiv oder heruntergefahren ist, um Leistung einzusparen, wird die Einheit von Zeit zu Zeit aktiv, um ihre Anfangs-Sendeleistungspegeleinstellung in Reaktion auf ein Wartungs-Leistungssteuerungssignal von der RCS 104 einzustellen. Das Wartungs-Leistungssignal wird von der RCS 104 durch Messen der empfangenen Leistungspegel von SU 111 und des derzeitigen Systemleistungspegels und daraus einer Berechnung der notwendigen Anfangssendeleistung bestimmt. Das Verfahren kürzt die Kanal-Akquisitionszeit von SU 111 zum Beginnen einer Kommunikation. Das Verfahren verhindert auch, dass der Sendeleistungspegel von SU 111 zu hoch wird und während der anfänglichen Sendung mit anderen Kanälen interferiert, bevor die Leistungssteuerung mit Rückkopplung die Sendeleistung verringert.
  • RCS 104 erhält eine Synchronisation ihres Taktes von einer Schnittstellenleitung, wie zum Beispiel E1, T1 oder HDSL-Schnittstellen, jedoch hierauf nicht beschränkt. RCS 104 kann außerdem ihr eigenes inneres Taktsignal mit einem Oszillator erzeugen, der von einem Global-Positionierungssystem-Empfänger (GPS-Empfänger) geregelt werden kann. RCS 104 erzeugt einen globalen Pilotcode, einen Kanal mit einem Spreizcode, jedoch keine Datenmodulation, der durch 118 von entfernten SUs 111 akquiriert werden kann. Alle Übertragungskanäle der RCS sind mit dem Pilotkanal synchronisiert, und Spreizcodephasen von (nicht gezeigten) Codegeneratoren, die für logische Kommunikationskanäle innerhalb der RCS 104 verwendet werden, sind auch mit der Spreizcodephase des Pilotkanals synchronisiert. In ähnlicher Weise synchronisieren die SUs 111 bis 118, welche den globalen Pilotcode der RCS 104 empfangen, die Spreiz- und Entspreizcodephasen der (nicht gezeigten) Codegeneratoren der SUs mit dem globalen Pilotcode.
  • RCS 104, SU 111 und RDU 102 können eine Systemredundanz von Systemelementen und ein automatisches Schalten zwischen internen Funktionssystemelementen bei einem Fehlerereignis aufweisen, um einen Verlust oder ein Herausfallen aus einer Funkverbindung, Stromversorgung, einem Verkehrskanal oder einer Gruppe von Verkehrskanälen zu verhindern.
  • Logische Kommunikationskanäle
  • Ein "Kanal" des Standes der Technik wird normalerweise als ein Kommunikationsweg verstanden, der ein Teil einer Schnittstelle ist und der von anderen Wegen diese Schnittstelle ohne Ansehen seines Inhalts unterschieden werden kann. Im Fall von CDMA werden jedoch getrennte Kommunikationswege nur durch ihren Inhalt unterschieden. Der Begriff "logischer Kanal" wird zum Unterscheiden der getrennten Datenströme verwendet, die logisch äquivalent zu Kanälen im herkömmlichen Sinn sind. Alle logischen Kanäle und Unterkanäle der vorliegenden Erfindung werden auf einen üblichen 64-Kilo-Symbole-pro-Sekunde-(ksym/s)-QPSK-Strom abgebildet. Manche Kanäle sind mit Pilotcodes synchronisiert oder diesen zugeordnet, die vom System-Global-Pilotcode (GPC) erzeugt werden und eine ähnliche Funktion wie dieser ausführen. Die System-Pilotsignale werden jedoch nicht als logische Kanäle betrachtet.
  • Mehrer logische Kommunikationskanäle werden über die HF-Kommunikationsverbindung zwischen der RCS und SU verwendet. Jeder logische Kommunikationskanal hat entweder einen festen, vorbestimmten Spreizcode oder einen dynamisch zugewiesenen Spreizcode. Sowohl für den vorbestimmten als auch für den zugewiesenen Code ist die Codephase mit dem Pilotcode synchronisiert. Logische Kommunikationskanäle werden in zwei Gruppen eingeteilt: die Gruppe der globalen Kanäle (GC) enthält Kanäle, die entweder von der Basisstation-RCS an alle entfernten SUs gesendet werden oder von einer beliebigen SU an die RCS der Basisstation, unabhängig von der Identität der SU. Die Kanäle in der GC-Gruppe können Information eines vorgegebenen Typs für alle Benutzer enthalten, einschließlich derjenigen Kanäle, die von den SUs zum Systemzugang verwendet werden. Kanäle der Zuweisungs-Kanal-Gruppe (AC-Gruppe) sind diejenigen Kanäle, die der Kommunikation zwischen der RCS und einer bestimmten SU dienen.
  • Die Gruppe globaler Kanäle (GC) liefert 1) Sendesteuerungs-Logikkanäle, die Punkt-zu-Mehrpunkt-Dienste zum Aussenden von Nachrichten an alle SUs und Funkrufnachrichten an SUs vorsieht; und 2) Zugangssteuerungs-Logikkanäle, die Punkt-zu-Punkt-Dienste auf globalen Kanälen für SUs zum Zugriff auf das System und zum Erhalten zugewiesener Kanäle vorsehen.
  • Die RCS der vorliegenden Erfindung hat Vielfachzugriff-Steuer-Logikkanäle und eine Sende-Steuergruppe. Eine SU der vorliegenden Erfindung hat mindestens einen Zugangs-Steuerkanal und mindestens einen Sende-Steuer-Logikkanal.
  • Die globalen Logikkanäle, die von der RCS gesteuert werden, sind der schnelle Sendekanal (FBCH), der sich schnell ändernde Information darüber sendet, welche Dienste und welche Zugangskanäle derzeit verfügbar sind, und der langsame Sendekanal (SBCH), der sich langsam verändernde Systeminformation und Funkrufnachrichten aussendet. Der Zugriffskanal (AXCH) wird von den SUs zum Zugreifen auf eine RCS und zum Erlangen des Zugangs auf zugewiesene Kanäle verwendet. Jeder AXCH ist mit einem Steuerkanal (CTCH) zusammengeordnet. Der CTCH wird von der RCS zum Bestätigen und Beantworten von Zugriffsversuchen durch SUs verwendet. Der lange Zugangspilot (LAXPT) wird synchron mit AXCH zum Liefern der RCS mit einer Zeit und einer Phasenreferenz gesendet.
  • Eine Gruppe zugewiesener Kanäle (AC) enthält die logischen Kanäle, die eine einzige Telekommunikationsverbindung zwischen der RCS und einer SU steuert. Die Funktionen, die entwickelt werden, wenn eine AC-Gruppe gebildet wird, umfassen ein Paar Leistungssteuerungs-Logik-Nachrichtenkanäle für jede der Aufwärts- und Abwärts-Verbindungen und, je nach dem Typ der Verbindungen, ein oder mehrere Paare Verkehrskanäle. Die Trägersteuerungsfunktion führt die erforderlichen Vorwärtsfehlersteuerungs-, Trägerratenmodifikations- und Verschlüsselungsfunktionen aus.
  • Für jede SU 111, 112, 115, 117 und 118 wird mindestens eine AC-Gruppe gebildet, wenn eine Telekommunikationsverbindung existiert, und für jede RCS 104, 105 und 110 werden mehrere AC-Gruppen gebildet, jeweils eine für jede aktive Verbindung. Eine AC-Gruppe logischer Kanäle wird für eine Verbindung nach der erfolgreichen Herstellung der Verbindung erzeugt. Die AC-Gruppe umfasst Verschlüsselung, FEC-Codierung und Multiplexierung bei der Sendung und FEC-Decodierung, Entschlüsselung und Demultiplexierung beim Empfang.
  • Jede AC-Gruppe sieht einen Satz verbindungsorientierter Punkt-zu-Punkt-Dienste vor und wird in beiden Richtungen zwischen einer spezifischen RCS, zum Beispiel RCS 104, und einer spezifischen SU, zum Beispiel SU 111, betrieben. Eine für eine Verbindung gebildete AC-Gruppe kann mehr als einen Träger über den HF-Kommunikationskanal steuern, der einer einzigen Verbindung zugeordnet ist. Eine Vielzahl von Trägern wird zum Tragen verteilter Daten, wie zum Beispiel ISDN, jedoch hierauf nicht eingeschränkt, verwendet. Eine AC-Gruppe kann das Duplizieren von Verkehrskanälen zum Erleichtern des Umschaltens auf 64-KB/s-PCM für Hochgeschwindigkeits-Fax- und Modem-Dienste für die Trägerraten-Modifikationsfunktion bieten.
  • Die zugewiesenen logischen Kanäle, die nach einer erfolgreichen Rufverbindung gebildet werden und in der AC-Gruppe eingeschlossen sind, sind ein dedizierter Signalisierungskanal [Dienstleitung(OW)], ein APC-Kanal und ein oder mehrere Verkehrskanäle (TRCH), die, je nach dem unterstützten Dienst, Träger von 8, 16, 32 oder 64 KB/s sind. Für Sprachverkehr codierter Sprache mäßiger Rate kann ADPCM oder PCM auf den Verkehrskanälen unterstützt werden. Für ISDN-Dienste bilden zwei 64-KB/s-TRCHs die B-Kanäle und ein 16 KB/s-TRCH bildet den D-Kanal. Alternativ dazu kann der APC-Unterkanal entweder getrennt auf seinem eigenen CDMA-Kanal moduliert werden oder mit einem Verkehrskanal oder OW-Kanal zeitmultiplexiert werden.
  • Jede SU 111, 112, 115, 117 und 118 der vorliegenden Erfindung unterstützt bis zu drei gleichzeitige Verkehrskanäle. Die Abbildung der drei Logikkanäle für TRCHs zu den Benutzerdaten ist unten in Tabelle 1 gezeigt:
  • Tabelle 1: Abbildung von Diensttypen auf die drei verfügbaren TRCH-Kanäle
    Figure 00250001
  • Die APC-Datenrate wird bei 64 KB/s gesendet. Der APC-Logikkanal ist nicht FEC-codiert, um eine Verzögerung zu vermeiden, und wird mit einem relativ niedrigen Leistungspegel gesendet, um die für APC genutzte Kapazität zu minimieren. Alternativ dazu können APC und OW unter der Verwendung komplexer Spreizcodesequenzen getrennt moduliert werden, oder sie können auch zeitmultiplexiert werden.
  • Der OW-Logikkanal wird mit einer Rate von der Hälfte des Faltungscodes FEC-codiert. Dieser Logikkanal wird in Bursts übertragen, wenn Signalisierungsdaten vorhanden sind, um die Interferenz zu verringern. Nach einer Leerlaufperiode beginnt das OW-Signal mit mindestens 35 Symbolen vor dem Start des Datenrahmens. Für stumme Wartungs-Rufdaten wird die OW kontinuierlich zwischen Rahmen von Daten übertragen. Tabelle 2 fasst die in der beispielhaften Ausführungsform verwendeten Logikkanäle zusammen:
  • Tabelle 2: Logikkanäle und Unterkanäle der B-CDMA-Luftschnittstelle
    Figure 00260001
  • Figure 00270001
  • Die Spreizcodes
  • Die CDMA-Codegeneratoren, die zum Codieren der Logikkanäle der vorliegenden Erfindung verwendet werden, benutzen Linear-Schieberegister (LSRs) mit Rückkopplungslogik, was ein auf diesem Gebiet wohl bekanntes Verfahren ist. Die Codegeneratoren der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung erzeugen 64 synchrone einzigartige Sequenzen. Jeder HF-Kommunikationskanal verwendet ein Paar dieser Sequenzen für eine komplexe Spreizung (in Phase und um 90° phasenverschoben) der Logikkanäle, so dass der Generator 32 komplexe Spreizsequenzen liefert. Die Sequenzen werden durch einen einzigen Startparameter (Seed) erzeugt, der anfänglich in eine Schieberegisterschaltung geladen wird.
  • Die Erzeugung von Spreizcodesequenzen und die Startparameterwahl
  • Die Spreizcodeperiode der vorliegenden Erfindung ist als ein ganzzahliges Vielfaches der Symboldauer definiert, und der Anfang der Codeperiode ist auch der Anfang des Symbols. Das Verhältnis zwischen Bandbreiten und den Symbollängen, die für die beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gewählt wurde, ist wie folgt:
    BW (MHZ) L(chips/symbol)
    7 91
    10 130
    10,5 133
    14 182
    15 195
  • Die Spreizcodelänge ist auch ein Vielfaches von 64 und von 96 zur Unterstützung von ISDN-Rahmen. Der Spreizcode ist eine Sequenz von Symbolen, die Chips oder Chipwerte genannt werden. Die allgemeinen Verfahren zum Erzeugen von pseudozufälligen Sequenzen unter der Verwendung Galoisscher Feldmathematik ist dem Fachmann bekannt; für die vorliegende Erfindung wurde jedoch ein einzigartiger Satz, oder eine Familie, von Codesequenzen abgeleitet. Zuerst wird die Länge des linearen Rückkopplungs-Schieberegisters zum Erzeugen einer Codesequenz gewählt, und der Anfangswert des Registers wird als "seed" (Startparameter) bezeichnet. Zweitens wird die Beschränkung auferlegt, dass keine durch einen Codestartparameter erzeugte Codesequenz eine zyklische Verschiebung einer weiteren durch den gleichen Codestartparameter erzeugten Codesequenz sein darf. Schließlich darf keine von einem Startparameter erzeugte Codesequenz eine zyklische Verschiebung einer durch einen anderen Startparameter erzeugten Codesequenz sein.
  • Es wurde festgelegt, dass die Spreizcodelänge der Chipwerte der vorliegenden Erfindung die folgende ist: 128 × 233415 = 29877120 (1)
  • Die Spreizcodes werden durch Kombinieren einer linearen Sequenz der Periode 233415 und einer nicht linearen Sequenz der Periode 128 erzeugt.
  • Der FBCH-Kanal der beispielhaften Ausführungsform ist eine Ausnahme, weil er nicht mit der Sequenz der Länge 128 kodiert wird, so dass der FBCH-Kanal-Spreizcode eine Periode 233415 hat.
  • Die nicht lineare Sequenz der Länge 128 ist als eine feste Sequenz implementiert, die in ein Schieberegister mit einer Rückkopplungsverbindung geladen wird. Die feste Sequenz kann durch eine m-Sequenz einer Länge 127 erzeugt werden, die mit einer zusätzlichen logischen 0, 1, oder einem Zufallswert versehen sein kann, wie das auf diesem Gebiet wohl bekannt ist.
  • Die lineare Sequenz der Länge L = 233415 wird durch die Verwendung einer Linear-Rückkopplungs-Schieberegister(LFSR)-Schaltung mit 36 Stufen erzeugt. Die Rückkopplungsverbindungen entsprechen einem irreduziblen Polynom h(n) des 36. Grads. Das Polynom h(x), das für die beispielhafte Ausführungsform der Erfindung gewählt wurde, ist wie folgt h(x) = x36 + x35 + x30 + x28 + x26 + x25 + x22 + x20 + x19 + x17 + x16 + x15 + x14 + x12 + x11 + x9 + x8 + x4 + x3 + x2 + x1 oder in Binärnotation h(x) = (1100001010110010110111101101100011101) (2)
  • Es wird eine Gruppe von "Seed"-Werten für eine das Polynom h(x) der Gleichung (2) repräsentierende LFSR bestimmt, die Codesequenzen erzeugt, die zueinander fast orthogonal sind. Die erste Anforderung für die "Seed"-Werte (Startparameterwerte) ist, dass die Startparameterwerte nicht zwei Codesequenzen erzeugen, die einfach zyklische Verschiebungen von einander sind.
  • Die Startparameter sind als Elemente GF(236) repräsentiert, welches das Feld der Restklasse modulo h(x) ist. Dieses Feld hat ein primitives Element δ = x2 + x + 1. Die binäre Repräsentation von δ ist δ = 000000000000000000000000000000000111 (3)
  • Jedes Element von GF(236) kann auch als eine um eine δ-Potenz reduzierte Moduloperation h(x) geschrieben werden. Folglich sind die Startparameter als Potenzen von δ, dem primitiven Element, repräsentiert.
  • Die Lösung für die Ordnung eines Elements erfordert nicht die Suche aller Werte; die Ordnung eines Elements teilt die Ordnung des Felds (GF(236)). Wenn δ ein beliebiges Element von GF(236) mit xe ≡ 1für bestimmte e ist, dann ist e = 236 – 1. Die Ordnung eines beliebigen Elements in GF(236) teilt daher 236 – 1.
  • Unter Anwendung dieser Einschränkungen wurde festgestellt, dass eine numerische Suche eine Gruppe von Startparameterwerten, n, erzeugt, die Potenzen von δ, dem primitiven Element von h(x) sind.
  • Die vorliegende Erfindung weist ein Verfahren zum Erhöhen der Anzahl verfügbarer Startparameter zur Verwendung in einem CDMA-Kommunikationssystem dadurch auf, dass erkannt wird, dass bestimmte zyklische Verschiebungen der vorher bestimmten Codesequenzen gleichzeitig verwendet werden können. Die Rundlaufverzögerungen für die Zellengrößen und Bandbreiten der vorliegenden Erfindung ist weniger als 3000 Chips. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung können genügend getrennte zyklische Verschiebungen einer Sequenz in der gleichen Zelle verwendet werden, ohne dass für einen Empfänger, der versucht, die Codesequenz festzustellen, eine Mehrdeutigkeit verursacht wird. Dieses Verfahren vergrößert den Satz zur Verwendung verfügbarer Sequenzen.
  • Durch Durchführung der zuvor beschriebenen Tests wurden durch numerische Berechnung 3879 primäre Startparameter bestimmt. Diese Startparameter sind mathematisch gegeben als: δn modulo h(x) (5)wobei 3879 Werte von n im Anhang A aufgelistet sind, wobei δ = (00, ... 00111), wie zuvor in (3).
  • Wenn alle primären Startparameter bekannt sind, werden alle sekundären Startparameter der vorliegenden Erfindung aus den primären Startparametern dadurch abgeleitet, dass sie um 4095 Chips modulo h(x) verschoben werden. Nachdem eine Familie von Startparametern bestimmt wurde, werden diese Werte in einem Speicher gespeichert und bei Bedarf den logischen Kanälen zugewiesen. Nachdem er zugewiesen wurde, wird der Anfangsstartparameterwert einfach in LFSR geladen, um die dem Startparameter zugeordnete erforderliche Spreizcodesequenz zu erzeugen.
  • Schnelle Akquisition langer und kurzer Codes.
  • Die schnelle Akquisition der korrekten Codephase durch einen Spreizspektrumsempfänger wird durch die Konzeption von Spreizcodes erreicht, die schneller zu erfassen sind. Die vorliegende Ausführungsform der Erfindung weist ein neues Verfahren zum Erzeugen von Codesequenzen auf, die Schnell-Akquisitions-Eigenschaften haben, durch die Verwendung eines oder mehrerer der folgenden Verfahren. Zuerst kann aus zwei oder mehr kurzen Codes ein langer Code konstruiert werden. Die neue Implementierung verwendet viele Codesequenzen, von denen eine oder mehrere Schnell-Akquisitions-Sequenzen einer Länge L sind, die eine durchschnittliche Akquisitions-Phasen-Suche von r = log2L haben. Sequenzen mit solchen Eigenschaften sind dem Fachmann auf diesem Gebiet wohl bekannt. Die durchschnittliche Anzahl von Akquisitions-Testphasen der resultierenden langen Sequenzen ist ein Vielfaches von r = log2L, und nicht die Hälfte der Anzahl von Phasen langer Sequenzen.
  • Zweitens kann ein Verfahren zum Senden von in komplexen Werten auftretenden Spreizcodesequenzen (In-Phase-(I)- und Quadratur-(Q)-Sequenzen) in einem Pilotspreizcodesignal an Stelle des Sendens von Echtwertsequenzen verwendet werden. Zwei oder mehr getrennte Codesequenzen können über komplexe Kanäle gesendet werden. Wenn die Sequenzen unterschiedliche Phasen haben, kann eine Akquisition durch Akquisitionsschaltungen parallel oder über unterschiedliche Codesequenzen erfolgen, wenn die relative Phasenverschiebung zwischen den zwei oder mehreren Codekanälen bekannt ist. Bei zwei Codesequenzen kann zum Beispiel eine über einen In-Phasen-(I)-Kanal und eine über den Quadratur(Q)-Kanal gesendet werden. Zum Suchen der Codesequenzen durchsucht die Akquisitions-Erfassungseinrichtung die zwei Kanäle, beginnt jedoch den (Q)-Kanal mit einer Versetzung von einer Hälfte der Spreizcodesequenzlänge. Bei einer Codesequenzlänge von N beginnt die Akquisitionseinrichtung die Suche bei N/2 auf dem (Q)-Kanal. Die durchschnittliche Anzahl von Tests zum Auffinden der Akquisition ist gleich N/2 für eine einzige Codesuche, doch verringert ein paralleles Suchen des (I)- und des phasenverschobenen (Q)-Kanals die durchschnittliche Anzahl von Tests auf N/4. Die auf dem jeweiligen Kanal gesendeten Codes könnten der gleiche Code, der gleiche Code mit einer Phasenverzögerung von dem Code eines Kanals oder unterschiedliche Codesequenzen sein.
  • Epochen- und Subepochen-Strukturen
  • Die langen komplexen Spreizcodes, die für das beispielhafte System der vorliegenden Erfindung verwendet werden, haben eine Anzahl von Chips, nach denen sich der Code wiederholt. Die Wiederholungsperiode der Spreizsequenz wird eine Epoche genannt. Zum Abbilden der logischen Kanäle auf CDMA-Spreizcodes verwendet die vorliegende Erfindung eine Epochen- und Subepochen-Struktur. Die Codeperiode für den CDMA-Spreizcode zum Modulieren logischer Kanäle ist 29877120 Chips/Code-Periode, was die gleiche Anzahl von Chips für alle Bandbreiten ist. Die Codeperiode ist die Epoche der vorliegenden Erfindung, und Tabelle 3 unten definiert die Epochendauer für die unterstützten Chipraten. Zusätzlich sind zwei Unterepochen über die Spreizcodeepoche definiert, die 233415 Chips und 128 Chips lang sind.
  • Die 233415-Chip-Subepoche wird auch als lange Subepoche bezeichnet und wird zum Synchronisieren von Ereignissen der HF-Kommunikationsschnittstelle verwendet, wie zum Beispiel ein Verschlüsselungsschlüssel-Umschalten und das Wechseln vom globalen auf zugewiesene Codes. Die 128 Chips kurze Epoche wird zur Verwendung als eine zusätzliche Zeitabstimmungsreferenz definiert. Die höchste Symbolrate, die mit dem einzigen CDMA-Code verwendet wird, ist 64 ksym/s. Es gibt immer eine ganze Zahl von Chips in einer Symboldauer für die unterstützten Symbolraten 64, 32, 16 und 8 ksym/s. Tabelle 3: Bandbreiten, Chipraten und Epochen
    Figure 00320001
    • * Zahlen in diesen Spalten sind auf 5 Stellen gerundet.
  • Abbildung der logischen Kanäle auf Epochen und Subepochen Die komplexen Spreizcodes sind so konzipiert, dass der Beginn der Sequenzepoche mit dem Beginn eines Symbols für alle unterstützten Bandbreiten zusammenfällt. Die vorliegende Erfindung unterstützt Bandbreiten von 7, 10, 10,5, 14 und 15 MHz. Unter der Annahme eines nominellen Roll-Offs von 20% entsprechen diese Bandbreiten den folgenden Chipraten in Tabelle 4.
  • Tabelle 4: unterstützte Bandbreiten und Chipraten für CDMA
    Figure 00320002
  • Figure 00330001
  • Die Anzahl von Chips in einer Epoche ist: N = 29877120 = 27 × 33 × 5 × 7 × 13 × 19 (6)
  • Wenn eine Verschachtelung eingesetzt wird, fällt der Beginn der Verschachtelungsperiode mit dem Beginn der Sequenzepoche zusammen. Die unter der Verwendung des Verfahrens der vorliegenden Erfindung erzeugten Spreizsequenzen können Verschachtelungsperioden unterstützen, die Vielfache von 1,5 ms für verschiedene Bandbreiten sind.
  • Zyklische Sequenzen des Standes der Technik werden unter Verwendung von Linear-Rückkopplungs-Schieberegister-(LFSR)-Schaltungen erzeugt. Dieses Verfahren erzeugt jedoch nicht Sequenzen gleicher Länge. Eine Ausführungsform des Spreizcodesequenzgenerators unter Verwendung der vorher erzeugten Code-Anfangsparameter ist in 2a, 2b und 2c gezeigt. Die vorliegende Erfindung verwendet ein 36-Stufen-LFSR 201 zum Erzeugen einer Sequenz der Periode N' = 233415 = 33 × 5 × 7 × 13 × 19, was C0 in 2a ist. In den 2a, 2b und 2c repräsentiert das Symbol ⊕ eine binäre Addition (EXKLUSIV-ODER). Der wie oben konstruierte Sequenzgenerator erzeugt den in Phase befindlichen und den um 90° phasenverschobenen Teil eines Satzes komplexer Sequenzen. Die Anzapfverbindungen und der Anfangszustand des 36-Stufen-LFSR bestimmen die von dieser Schaltung erzeugte Sequenz. Die Anzapfkoeffizienten des 36-Stufen-LFSR werden so bestimmt, dass die resultierenden Sequenzen die Periode 233415 haben. Hier ist zu bemerken, dass die in 2a gezeigten Anzapfverbindungen dem in Gleichung (2) gegebenen Polynom entsprechen. Jede resultierende Sequenz wird dann durch eine binäre Addition mit der Sequenz C* der Länge 128 zum Erzeugen der Epochenperiode von 29877120 überlagert.
  • 2b zeigt eine Vorwärtsregelungs-Schaltung (Feed Forward (FF)-Schaltung) 202, die im Codegenerator verwendet wird. Das Signal X[n – 1] wird von der Chipverzögerung 211 ausgegeben, und der Eingang der Chipverzögerung 211 ist X[n]. Der Codechip C[n] wird durch den logischen Addierer 212 auf dem Eingangssignal X[n] und X[n – 1] gebildet. 2c zeigt den gesamten Spreizcodegenerator. Aus dem LFSR 201 gehen Ausgangssignale durch eine Kette von bis zu 63 Einzel-Stufen-FFs 203, die wie gezeigt kaskadiert sind. Das Ausgangssignal einer jeden FF wird mit der kurzen geraden Codesequenz-C*-Periode 128 = 27 überlagert, die im Codespeicher 222 gespeichert ist und spektrale Eigenschaften einer Pseudozufallssequenz aufweist, um die Epoche N = 29877120 zu erhalten. Diese Sequenz von 128 wird durch die Verwendung einer m-Sequenz (PN-Sequenz) einer Länge 127 = 27 – 1 und der Addition eines Bitwertes, wie zum Beispiel einer logischen 0, zur Sequenz zum Erhöhen der Länge auf 128 Chips, bestimmt. Die gerade Codesequenz C* wird in das Gerad-Code-Schieberegister 221 eingespeist, das ein zyklisches Register ist, das die Sequenz kontinuierlich ausgibt. Die kurze Sequenz wird dann mit der langen Sequenz unter Verwendung einer EXKLUSIV-ODER-Operation 213, 214, 220 kombiniert.
  • Wie in 2c gezeigt ist, werden bis zu 63 Spreizcodesequenzen C0 bis C63 durch Abgreifen der Ausgangssignale von FFs 203 und durch logisches Addieren der kurzen Sequenz C* in binären Addierern 213, 214 und 220, zum Beispiel, erzeugt. Einem Fachmann wird klar sein, dass die Implementierung von FF 203 einen kumulativen Verzögerungseffekt für die Codesequenzen erzeugen würde, die für jede FF-Stufe in der Kette erzeugt werden. Diese Verzögerung entsteht aufgrund der elektrischen Verzögerung von nicht Null in den elektronischen Komponenten der Implementierung. Die Zeitabstimmungsprobleme, die mit der Verzögerung zusammenhängen, können durch das Einfügen zusätzlicher Verzögerungselemente in die FF-Kette in einer Version der Ausführungsform der Erfindung abgeschwächt werden. Die FF-Kette von 2c mit zusätzlichen Verzögerungselementen ist in 2d gezeigt.
  • Die Codegeneratoren in der beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind zum Erzeugen von entweder globalen Codes oder zugewiesenen Codes konfiguriert. Globale Codes sind CDMA-Codes, die von allen Benutzern des Systems empfangen oder gesendet werden können. Zugewiesene Codes sind CDMA-Codes, die für eine bestimmte Verbindung zugeteilt werden. Wenn ein Satz von Sequenzen, wie beschrieben, vom selben Generator erzeugt wird, wird nur der Anfangsparameter des 36-Stufen-LFSR spezifiziert, um eine Familie von Sequenzen zu erzeugen. Sequenzen für alle globalen Codes werden unter Verwendung der gleichen LFSR-Schaltung erzeugt. Daher kann nach einer Synchronisierung einer SU mit dem globalen Pilotsignal von einer RCS und, nachdem die SU den Anfangsparameter für die LFSR-Schaltung für die Global-Kanal-Codes weiß, die SU nicht nur die Pilotsequenz, sondern auch alle anderen durch die RCS verwendeten globalen Codes erzeugen.
  • Das Signal, das auf HF hinaufkonvertiert wird, wird wie folgt erzeugt. Die Ausgangssignale der obigen Schieberegisterschaltungen werden in eine antipodale Sequenz (0 wird auf +1 abgebildet, 1 wird auf –1 abgebildet) konvertiert. Die logischen Kanäle werden anfänglich auf QPSK-Signale konvertiert, die als Konstellationspunkte abgebildet werden, wie das in diesem Gebiet wohl bekannt ist. Die In-Phase- und Quadratur-Kanäle eines jeden QPSK-Signals bilden den Real- und Imaginärteil des komplexen Datenwerts. In ähnlicher Weise werden zwei Spreizcodes zum Bilden komplexer Spreiz-Chipwerte verwendet. Die komplexen Daten werden dadurch gespreizt, dass sie mit dem komplexen Spreizcode multipliziert werden. In ähnlicher Weise werden die empfangenen komplexen Daten mit der Konjugation des komplexen Spreizcodes zum Wiederherstellen der entspreizten Daten korreliert.
  • Kurze Codes
  • Kurze Codes werden für den anfänglichen Hochfahr-Vorgang verwendet, wenn eine SU auf eine RCS zugreift. Die Periode der kurzen Codes ist gleich der Symboldauer, und der Start einer jeden Periode ist mit einer Symbolgrenze ausgerichtet. Sowohl SU als auch RCS beziehen den Real- und Imaginärteil der kurzen Codes von den letzten acht Vorwärtsregelungsabschnitten des die globalen Codes für diese Zelle erzeugenden Sequenzgenerators.
  • Die kurzen Codes, die in dieser beispielhaften Ausführungsform der Erfindung verwendet werden, werden alle 3 ms aktualisiert. Andere Aktualisierungszeiten, die mit der Symbolrate konsistent sind, können ebenfalls verwendet werden. Daher findet alle 3 ms ausgehend von der Epochengrenze ein Wechsel statt. Nach einem Wechsel wird der nächste Teil einer Symbollänge des entsprechenden Vorwärtsregelungs-Ausgangssignals der kurze Code. Wenn die SU einen bestimmten Kurzcode verwenden muss, so wartet sie, bis die erste 3-ms-Grenze der nächsten Epoche kommt, und speichert den nächsten Teil einer Symbollänge, der vom entsprechenden FF-Abschnitt ausgegeben wird. Dieser wird dann als der kurze Code bis zum nächsten Wechsel verwendet, der 3 ms später erfolgt.
  • Die durch diese kurzen Codes repräsentierten Signale sind als Kurz-Zugriffs-Kanal-Piloten (SAXPTs) bekannt.
  • Abbildung logischer Kanäle auf Spreizcodes
  • Das exakte Verhältnis zwischen den Spreizcodesequenzen und den CDMA-Logikkanälen und Pilotsignalen ist in den Tabellen 5a und 5b dokumentiert. Diese Signalnamen, die mit "-CH" enden, entsprechen logischen Kanälen. Diese Signalnamen, die mit "-PT" enden, entsprechen den Pilotsignalen, die später noch im Einzelnen beschrieben werden.
  • Tabelle 5a: Spreizcodesequenzen und globale CDMA-Codes
    Figure 00370001
  • Figure 00380001
  • Figure 00390001
  • Tabelle 5b: Spreizcodesequenzen und zugewiesene CDMA-Codes
    Figure 00390002
  • Figure 00400001
  • Für globale Codes werden die Seed-Werte für das 36-Bit-Schieberegister zum Vermeiden der Verwendung des gleichen Codes oder einer beliebigen zyklischen Verschiebung des selben Codes im gleichen geographischen Bereich gewählt, um eine Ambiguität oder eine schädliche Interferenz zu vermeiden. Kein zugewiesener Code ist einem globalen Code gleich oder von diesem eine zyklische Verschiebung.
  • Pilotsignale
  • Die Pilotsignale werden zur Synchronisation, Wiederherstellung der Trägerphase und zum Abschätzen der Impulsantwort des Radiokanals verwendet.
  • Die RCS 104 sendet eine Vorwärts-Verbindungs-Pilotträger-Referenz als eine komplexe Pilotcodesequenz zum Liefern einer Zeit- und Phasenreferenz für alle SUs 111, 112, 115, 117 und 118 in dem von ihr bedienten Bereich. Der Leistungspegel des globalen Pilotsignals (GLPT-Signals) wird zum Erzeugen einer angemessenen Abdeckung über den gesamten RCS-Dienstbereich gesetzt, wobei dieser Bereich von der Zellengröße abhängt. Da nur ein Pilotsignal in der Vorwärtsverbindung ist, ist die Verringerung der Systemkapazität aufgrund der Pilotenergie vernachlässigbar.
  • Die SUs 111, 112, 115, 117 und 118 senden jeweils eine Pilotträgerreferenz als eine quadraturmodulierte (Komplex-Wert)-Pilot-Spreizcodesequenz zum Liefern einer Zeit- und Phasenreferenz an die RCS für die Rückwärtsverbindung. Das von der SU ausgesendete Pilotsignal einer Ausführungsform der Erfindung ist um 6 dB schwächer als die Leistung des 32-KB/s POTS-Verkehrskanals. Der Rück-Pilotkanal wird mit APC gesteuert. Der einer bestimmten Verbindung zugeordnete Rückverbindungs-Pilot wird der zugewiesene Pilot (ASPT) genannt. Zusätzlich gibt es Zugangskanälen zugeordnete Pilotsignale. Diese werden als Lang-Zugangskanal-Piloten (LAXPTs) bezeichnet. Kurz-Zugangskanal-Piloten (SAXPTs) sind ebenfalls den Zugangskanälen zugeordnet und werden zur Spreizcode-Akquisition und zum anfänglichen Hochfahren verwendet.
  • Alle Pilotsignale werden aus komplexen Codes gebildet, wie unten definiert: GLPT (vorwärts) = {(C2 ⊕ C*) + j.(C3 ⊕ C*)}.{(1) + j.(0)} {komplexer Code}.{Träger}
  • Die komplexen Pilotsignale werden durch Multiplikation mit konjugierten Spreizcodes entspreizt: {(C2 ⊕ C*) – j.(C3 ⊕ C*)}. Dagegen sind die Verkehrskanäle in der folgenden Form: TRCHn(vorwärts/rückwärts) = {(Ck ⊕ C*) + j.(C1 ⊕ C*)}. {(±1) + j(±1)} {komplexe Codes}.{Datensymbol}die dadurch eine auf π/4 Radianz gesetzte Konstellation in Bezug auf die Pilotsignalkonstellationen bilden.
  • Die GLPT-Konstellation ist in 3a gezeigt, und die TRCHn-Verkehrskanalkonstellation ist in 3b gezeigt.
  • Logikkanalzuweisung der FBCH-, SBCH- und Verkehrskanäle Der FBCH ist ein globaler Vorwärtsverbindungskanal, der zum Aussenden dynamischer Information über die Verfügbarkeit von Diensten und AXCHs verwendet wird. Nachrichten werden kontinuierlich über diesen Kanal versendet, und jede Nachricht dauert ungefähr eine ms. Die FBCH-Nachricht ist 16 Bit lang, wird kontinuierlich wiederholt und ist auf die Epoche ausgerichtet. Der FBCH ist wie in Tabelle 6 definiert formatiert.
  • Tabelle 6: FBCH-Format
    Figure 00420001
  • Für den FBCH wird das Bit 0 zuerst gesendet. Wie in Tabelle 6 verwendet, entspricht eine Ampel einem Zugriffskanal (AXCH) und gibt an, ob der bestimmte Zugriffskanal derzeit in Verwendung (rotes Licht) oder nicht in Verwendung (grünes Licht) ist. Eine logische "1" zeigt an, dass die Ampel grün ist, und eine logische "0" zeigt an, dass die Ampel rot ist. Die Werte der Ampelbits können sich von Oktett zu Oktett ändern, und jede 16-Bit-Nachricht enthält eigene Dienst-Anzeigebits, welche die Typen von Diensten beschreiben, die für die AXCHs verfügbar sind.
  • Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet Dienstanzeigebits wie folgt, um die Verfügbarkeit von Diensten oder AXCHs anzuzeigen. Die Dienstanzeigerbits {4, 5, 6, 7, 12, 13, 14, 15} zusammen genommen können eine unsignierte binäre Zahl sein, wobei das Bit 4 das MSB und das Bit 15 das LSB ist. Jedes Diensttypinkrement hat eine zugeordnete nominelle Größe der erforderlichen Kapazität, und der FBCH sendet kontinuierlich die verfügbare Kapazität aus. Die ist so ausgelegt, dass sie einen maximalen Wert hat, der dem höchsten möglichen Dienstinkrement gleich ist. Wenn eine SU einen neuen Dienst oder eine Erhöhung der Anzahl von Trägern benötigt, vergleicht sie die erforderliche Kapazität zu der vom FBCH angegebenen Kapazität und betrachtet sich als blockiert, wenn die Kapazität nicht zur Verfügung steht. Der FBCH und die Verkehrskanäle sind auf die Epoche ausgerichtet.
  • Langsam-Sende-Informationsrahmen enthalten System- oder andere allgemeine Information, die allen SUs zur Verfügung steht, und Funkruf-Informationsrahmen enthalten Information über Rufanforderungen für bestimmte SUs. Langsam-Sende-Informationsrahmen und Funkruf-Informationsrahmen werden zusammen auf einem einzigen logischen Kanal multiplexiert, der den langsamen Sendekanal (SBCH) bildet. Wie schon vorher definiert, ist die Codeepoche eine Abfolge von 29877120 Chips mit einer Epochendauer, die von der in Tabelle 7 unten definierten Chiprate abhängt. Zur Erleichterung der Energieeinsparung ist der Kanal in N "Schlaf"-Zyklen aufgeteilt, und jeder Zyklus ist in M Schlitze (Slots) eingeteilt, die 19 ms lang sind, außer für die 10,5-MHz-Bandbreite, die Schlitze von 18 ms aufweist.
  • Tabelle 7: SBCH-Kanal-Format
    Figure 00430001
  • Figure 00440001
  • Schlafzyklusschlitz #1 wird immer zur Langsam-Sende-Information verwendet. Die Schlitze #2 bis #M – 1 werden für Funkrufgruppen verwendet, außer wenn erweiterte Langsam-Sende-Information eingefügt wird. Das Muster von Zyklen und Schlitzen in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung läuft kontinuierlich bei 16 KB/s.
  • Innerhalb eines jeden Schlafzyklus schaltet die SU den Empfänger ein und akquiriert erneut den Pilotcode. Dann erreicht sie eine Trägersynchronisation in ausreichender Genauigkeit für eine zufriedenstellende Demodulation und Viterbi-Decodierung. Die Ruhezeit zum Erreichen einer Trägersynchronisierung kann bis zu drei Schlitze lang sein. Zum Beispiel schaltet eine dem Schlitz #7 zugewiesene SU den Empfänger am Anfang von Schlitz #4 an. Da sie ihren Schlitz überwacht hat, erkennt die SU entweder ihre Funkrufadresse und hat eine Zugangsanforderung eingeleitet, oder sie hat ihre Funkrufadresse nicht erkannt, in welchem Fall sie zum Schlafmodus zurückkehrt. Tabelle 8 zeigt Tastgrade für die unterschiedlichen Bandbreiten, wobei eine Aufwachdauer von 3 Schlitzen angenommen wird.
  • Tabelle 8: Schlafzyklus-Energieeinsparung
    Figure 00440002
  • Spreizcodenachführung und AMF-Erfassung in Mehrwegekanälen Spreizcodenachführung
  • Drei CDMA-Spreizcodenachführverfahren in Mehrwege-Schwund-Umgebungen sind beschrieben, welche die Codephase eines empfangenen Mehrwege-Spreizspektrumssignals verfolgen. Das erste besteht in der bekannten Nachführschaltung, die einfach die Spreizcodephase mit dem höchsten Detektor-Ausgangssignalwert verfolgt, das zweite besteht in einer Nachführschaltung, die den Medianwert der Codephase der Gruppe von Mehrwegesignalen verfolgt, und das dritte besteht in einer Zentroid- Nachführschaltung, welche die Codephase eines optimierten, durch die Methode der kleinsten Vierecke gewichteten Durchschnitts der Mehrwege-Signalkomponenten verfolgt. Es folgt eine Beschreibung des Algorithmus, durch den die Spreizcodephase des empfangenen CDMA-Signals verfolgt wird.
  • Eine Nachführschaltung hat Betriebseigenschaften, die das Verhältnis zwischen dem Zeitfehler und der Steuerspannung aufzeigen, die einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) einer Spreizcodephasen-Nachführschaltung ansteuert. Wenn ein positiver Zeitfehler auftritt, erzeugt die Nachführschaltung eine negative Steuerspannung zum Ausgleichen des Zeitfehlers. Wenn ein negativer Zeitfehler auftritt, erzeugt die Nachführschaltung eine positive Steuerspannung zum Ausgleichen des Zeitfehlers. Wenn die Nachführschaltung einen Wert Null erzeugt, dann entspricht dieser Wert der perfekten Zeitausrichtung, die Synchronisationspunkt ("Lock-Point") genannt wird. 3 zeigt die grundlegende Nachführschaltung. Das empfangene Signal r(t) wird an das abgestimmte Filter 301 angelegt, was r(t) mit einer lokalen Codesequenz c(t) korreliert, die vom Codegenerator 303 erzeugt wurde. Das Ausgangssignal des abgestimmten Filters x(t) wird vom Sampler 302 abgegriffen, um Proben x[nT] und x[nT + T/2] zu erzeugen. Die Proben x[nT] und x[nT + T/2] werden von einer Nachführschaltung 304 dazu verwendet, um zu bestimmen, ob die Phase des Spreizcodes c(t) des Codegenerators 303 korrekt ist. Die Nachführschaltung 304 erzeugt ein Fehlersignal e(t) als ein Eingangssignal an den Codegenerator 303. Der Codegenerator 303 verwendet dieses Signal e(t) als ein Eingangssignal zum Abstimmen der von ihr erzeugten Codephase.
  • In einem CDMA-System wird das vom Referenz-Benutzer ausgesendete Signal in der Tiefpass-Repräsentation wie folgt geschrieben:
    Figure 00450001
    wobei ck die Spreizcodekoeffizienten, PTc (t) die Spreizcode-Chipwellenform und Tc die Chipdauer repräsentiert. Unter der Annahme, dass der Referenz-Benutzer keine Daten sendet, so dass nur der Spreizcode den Träger moduliert. Gemäß 3c ist das empfangene Signal
  • Figure 00460001
  • Hier beruht ai auf dem Schwundeffekt des Mehrwegekanals auf dem i-ten Pfad, und τi ist die Zufallszeitverzögerung, die dem gleichen Pfad zugeordnet ist. Der Empfänger lässt das empfangene Signal durch ein abgestimmtes Filter, das als Korrelationsempfänger implementiert und unten beschrieben ist. Dieser Betrieb erfolgt in zwei Schritten: Zuerst wird das Signal durch ein chipabgestimmtes Filter geleitet und zum Wiederherstellen der Spreizcode-Chipwerte abgegriffen, dann wird diese Chipsequenz mit der lokal erzeugten Codesequenz korreliert.
  • 3c zeigt das Chip abgestimmte Filter 301, das mit der Chipwellenform PTc(t) abgestimmt ist, und den Sampler 302. Idealerweise ist das Signal x(t) am Ausgang des chipabgestimmten Filters
    Figure 00460002
    wobei g(t) = PTc(t)*hR(t) (10)
  • Hier ist hR(t) die Impulsantwort des chipabgestimmten Filters und "*" bezeichnet die Faltung. Die Ordnung der Summen kann wie folgt umgeschrieben werden
    Figure 00460003
    wobei
  • Figure 00460004
  • Im oben beschriebenen Mehrwegekanal greift der Sampler das Ausgangssignal des abgestimmten Filters zum Erzeugen von x(nT) an den Punkten maximaler Leistung von g(t) ab. In der Praxis ist jedoch die Wellenform g(t) beträchtlich verzerrt, was am Effekt des Mehrwegesignal-Empfangs liegt, und eine perfekte Zeitausrichtung des Signals ist nicht verfügbar.
  • Wenn die Mehrwegeverzerrung im Kanal vernachlässigbar ist und eine perfekte Abschätzung der Zeitabstimmung verfügbar ist, d.h. a1 = 1, τ1 = 0 und ai = 0, i = 2, ..., M, ist das empfangene Signal r(t) = s(t). Dann wird bei diesem idealen Kanalmodell das Ausgangssignal des chipabgestimmten Filters
  • Figure 00470001
  • Wenn ein Mehrwegeschwund auftritt, ist jedoch die empfangene Spreizcode-Chipwert-Wellenform verzerrt und hat eine Anzahl lokaler Maxima, die sich von einem Abtastintervall zum anderen je nach den Kanaleigenschaften ändern können.
  • Bei Mehrwege-Schwund-Kanälen mit sich schnell ändernden Kanaleigenschaften ist es nicht praktikabel zu versuchen, das Maximum der Welle f(t) in jedem Chipperiodenintervall zu lokalisieren. Stattdessen kann eine Zeitreferenz von den Eigenschaften von f(t) erhalten werden, die sich vielleicht nicht zu schnell verändert. Es folgt eine Beschreibung von drei Nachführverfahren aufgrund unterschiedlicher Eigenschaften von f(t).
  • Bekanntes Spreizcode-Nachführverfahren:
  • Bei bekannten Nachführverfahren wird eine Codenachführschaltung verwendet, welche die Zeit festzustellen versucht, wann der maximale Ausgangswert des abgestimmten Filters der Chipwellenform auftritt, und das Signal entsprechend abzutasten. In Mehrwege-Schwund-Kanälen kann die vom Empfänger entspreizte Codewellenform jedoch eine Anzahl lokaler Maxima aufweisen, was speziell in einer mobilen Umgebung der Fall ist. Im Folgenden repräsentiert f(t) die empfangene Signalwellenform des Spreizcodechips, der mit der Kanalimpulsantwort gefaltet ist. Die Frequenzantwortkennlinie von f(t) und das Maximum dieser Kennlinie kann sich ziemlich schnell verändern, wodurch ein Nachführen des Maximums von f(t) impraktikabel wird.
  • τ sei die Zeitschätzung, welche die Nachführschaltung während eines bestimmten Abtastintervalls berechnet. Außerdem sei die folgende Fehlerfunktion definiert
  • Figure 00470002
  • Die Nachführschaltungen des Standes der Technik berechnen einen Wert des Eingangssignals, der den Fehler ε minimiert. So kann man Folgendes schreiben
  • Figure 00480001
  • Angenommen, f(τ) hat in den angegebenen Werten eine glatte Form, dann minimiert der Wert von τ, für den f(τ) ein Maximum ist, den Fehler ε, so dass die Nachführschaltung das Maximum von f(t) verfolgt.
  • Median-Gewichtungs-Wert-Nachführverfahren:
  • Das Median-Gewichtungs-Wert-Nachführverfahren einer erfindungsgemäßen Ausführungsform minimiert den absolut gewichteten Wert, der wie folgt definiert ist
  • Figure 00480002
  • Dieses Nachführverfahren berechnet den "Median"-Signalwert von f(t) durch Sammeln von Information aus allen Pfaden, wobei f(τ) wie in Gleichung 12 ist. In einer Mehrwege-Schwund-Umgebung kann die Wellenform f(t) mehrere lokale Maxima, jedoch nur einen Median haben.
  • Zum Minimieren von ε wird die Gleichung (16) nach τ abgeleitet, und das Ergebnis wird mit Null gleichgesetzt, was Folgendes ergibt
  • Figure 00480003
  • Der Wert von τ, der (17) erfüllt, wird der "Median" von f(t) genannt. Daher verfolgt das Median-Nachführverfahren der vorliegenden Ausführungsform den Median f(t). 4 zeigt eine Implementierung der Nachführschaltung auf der Grundlage des Minimierens des absolut gewichteten Fehlers, der oben definiert ist. Das Signal x(t) und seine um einen halben Chip versetzte Version x(t + T/2) werden durch den A/D 401 mit einer Rate von 1/T abgegriffen. Die folgende Gleichung bestimmt die Betriebskennlinie der Schaltung in 4:
  • Figure 00480004
  • Das Nachführen des Medians einer Gruppe von Mehrwegsignalen hält die empfangene Energie der Mehrwegsignalkomponenten im Wesentlichen gleich auf der frühen und späten Seite des Medianpunkts der korrekten lokal erzeugten Spreizcodephase cn. Die Nachführschaltung besteht aus einem A/D 401, der ein Eingangssignal x(t) zum Bilden der um einen halben Chip versetzten Abtastungen abtastet. Die um einen halben Chip versetzten Abtastungen werden alternativ in gerade Abtastungen, die als früher Satz von Abtastungen x(nT + τ), und ungerade Abtastungen, die als später Satz von Abtastungen x(nT + (T/2) + τ) bezeichnet werden, gruppiert. Das erste korrelationsbankadaptive angepasste Filter 402 multipliziert jede frühe Abtastung mit den Spreizcodephasen c(n + 1), c(n + 2), ..., c(n + L), wobei L im Vergleich zur Codelänge klein ist und ungefähr gleich der Anzahl von Chips Verzögerung zwischen dem frühesten und dem spätesten Mehrwegesignal ist. Das Ausgangssignal eines jeden Korrelators wird an eine entsprechende erste Sum-and-Dump-Bank 404 angelegt. Die Größen der Ausgangswerte der L Sum-and-Dumps werden im Rechner 406 berechnet und dann im Summierer 408 summiert, wodurch sich ein Ausgangswert ergibt, der zur Signalenergie in der frühen Mehrwegesignalen proportional ist. In ähnlicher Weise verfährt ein zweites korrelationsbankadaptives abgestimmtes Filter 403 mit den späten Abtastungen, wobei Codephasen c(n – 1), c(n – 2), ..., c(n – L) verwendet werden, und jedes Ausgangssignal wird an eine entsprechende Sum-and-Dump-Schaltung in einem Integrator 405 angelegt. Die Größen L Sum-and-Dump-Ausgangssignale werden in einem Rechner 407 berechnet und dann im Summierer 409 summiert, wobei sich ein Wert für die späte Mehrwegesignalenergie ergibt. Schließlich berechnet der Subtraktor 410 die Differenz und erzeugt das Fehlersignal ε(t) des frühen und späten Signalenergiewertes.
  • Die Nachführschaltung passt mittels des Fehlersignals ε(τ) die lokal erzeugten Codephasen c(t) an, so dass die Differenz zwischen den frühen und späten Werten gegen Null tendiert.
  • Zentroid-Nachführverfahren
  • Die optimale Spreizcodenachführschaltung einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird quadratgewichtete Nachführschaltung oder Zentroid-Nachführschaltung genannt. Wenn r zum Benennen der Zeitschätzung definiert ist, welche die Nachführschaltung auf der Grundlage einer Kennlinie von f(t) berechnet, minimiert die Zentroid-Nachführschaltung den wie folgt definierten quadratgewichteten Fehler:
  • Figure 00500001
  • Diese Funktion im Innern des Integrals hat eine quadratische Form, welche ein einziges Minimum aufweist. Der Wert von τ, der ε minimiert, kann durch Ableiten der obigen Gleichung nach τ und einer Gleichsetzung mit Null bekommen werden, wodurch sich Folgendes ergibt:
  • Figure 00500002
  • Daher ist der Wert von τ, der die Gleichung (21) erfüllt
    Figure 00500003
    die Zeitschätzung, die die Nachführschaltung berechnet, wobei β ein konstanter Wert ist.
  • Auf der Grundlage dieser Beobachtungen ist eine Ausführung einer beispielhaften Nachführschaltung, welche den quadratgewichteten Fehler minimiert, in 5a gezeigt. Durch die folgende Gleichung wird das Fehlersignal ε(τ) der Zentroid-Nachführschaltung bestimmt:
    Figure 00500004
  • Der Wert, welcher ε(τ) = 0 erfüllt, ist die perfekte Zeitschätzung.
  • Die frühe und späte Mehrwegesignalenergie auf jeder Seite des Zentroidpunkts sind gleich. Die in 5a gezeigte Zentroid-Nachführschaltung besteht aus einem A/D-Wandler 501, der ein Eingabesignal x(t) zum Bilden der um einen halben Chip versetzten Abtastungen abtastet. Die um einen halben Chip versetzten Abtastungen werden abwechselnd als ein früher Satz von Abtastungen x(nT + τ) und ein später Satz von Abtastungen x(nT + (T/2) + τ) gruppiert. Das erste korrelationsbankadaptiv angepasste Filter 502 multipliziert jede frühe Abtastung und jede späte Abtastung mit den positiven Spreizcodephasen c(n + 1), c(n + 2), ..., c(n + L), wobei L im Vergleich zur Codelänge klein und ungefähr gleich zur Anzahl von Chips Verzögerung zwischen dem frühesten und dem spätesten Mehrwegesignal ist. Das Ausgangssignal eines jeden Korrelators wird an eine entsprechende der L Sum-and-Dump-Schaltungen der ersten Sum-and-Dump-Bank 504 angelegt. Der Größenwert einer jeden Sum-and-Dump-Schaltung der Sum-and-Dump-Bank 504 wird durch den entsprechenden Rechner in der Rechnerbank 506 berechnet und an einen entsprechenden Gewichtungsverstärker der ersten Gewichtungsbank 508 angelegt. Das Ausgangssignal eines jeden Gewichtungsverstärkers repräsentiert die gewichtete Signalenergie in einem Mehrwege-Komponenten-Signal.
  • Die gewichteten frühen Mehrwegesignalenergiewerte werden in einem Abtastungsaddierer 510 summiert, wodurch sich ein Ausgabewert ergibt, der zur Signalenergie in der Gruppe von Mehrwegesignalen proportional ist, welche den positiven Codephasen entsprechen, die die frühen Mehrwegesignale sind. In ähnlicher Weise bearbeitet ein zweites korrelationsbankadaptives abgestimmtes Filter 503 die frühen und späten Abtastungen, wobei die negativen Spreizcodephasen c(n – 1), c(n – 2), ..., c(n – L) verwendet werden; jedes Ausgangssignal wird an eine entsprechende Sum-and-Dump-Schaltung des diskreten Integrators 505 geleitet. Der Größenwert der L Sum-and-Dump-Ausgangssignale wird durch den entsprechenden Rechner der Rechnerbank 507 berechnet und in der Gewichtungsbank 509 gewichtet. Die gewichteten späten Mehrwegesignalenergiewerte werden im Abtastungsaddierer 511 summiert, wobei sich ein Energiewert für die Gruppe von Mehrwegesignalen ergibt, der den negativen Codephasen entspricht, welche die späten Mehrwegesignale sind. Schließlich berechnet der Addierer 512 die Differenz der frühen und späten Signalenergiewerte zum Erzeugen eines Fehlerabtastwerts ε(τ).
  • Die Nachführschaltung von 5a erzeugt ein Fehlersignal ε(τ), das zum Abstimmen der lokal erzeugten Codephase c(nT) verwendet wird, um die gewichtete durchschnittliche Energie in den frühen und späten Mehrwegesignalgruppen gleich zu halten. Die gezeigte Ausführungsform verwendet Gewichtungswerte, die größer werden, wenn der Abstand vom Zentroid größer wird. Die Signalenergie in den frühesten und spätesten Mehrwegesignalen ist wahrscheinlich geringer als die Mehrwegesignalwerte in der Nähe des Zentroids. Folglich ist die von dem Addierer 510 berechnete Differenz gegenüber Veränderungen der Verzögerung der frühesten und spätestens Mehrwegesignale empfindlicher.
  • Quadratischer Detektor zur Nachführung
  • In der neuen Ausführungsform des Nachführverfahrens stimmt die Nachführschaltung die Abtastphase so ab, dass sie "optimal" und im Mehrwegeverfahren robust ist. f(t) soll die empfangene Signalwellenform in Gleichung 12 oben repräsentieren. Das bestimmte Verfahren zum Optimieren startet mit einer verzögerungssynchronen Schleife mit einem Fehlersignal ε(τ), das die Schleife ansteuert. Die Funktion ε(τ) muss nur einen Nullübergang bei τ = τ0 haben, wobei τ0 optimal ist. Die optimale Form für ε(τ) ist die kanonische Form:
    Figure 00520001
    wobei w(t, τ) eine Gewichtungsfunktion ist, die f(t) zum Fehler ε(τ) in Beziehung bringt, und die durch Gleichung 24 angegebene Beziehung trifft ebenfalls zu
  • Figure 00520002
  • Aus Gleichung (24) folgt, dass w(t, τ) äquivalent zu w(t – τ) ist. Man betrachte die Steigung M des Fehlersignals in der Nachbarschaft eines Verriegelungspunkts (Synchronisationspunkt) τ0:
    Figure 00520003
    wobei w'(t, τ) die Ableitung von w(t, τ) nach τ und g(t) der Durchschnitt von |f(t)2 ist.
  • Der Fehler ε(τ) hat einen deterministischen Teil und einen Rauschteil. Wenn z die Rauschkomponente in ε(τ) bezeichnet, dann ist |z|2 die durchschnittliche Rauschleistung in der Fehlerfunktion ε(τ). Folglich maximiert die optimale Nachführschaltung das Verhältnis
  • Figure 00530001
  • Es folgt eine Beschreibung der Implementierung des Quadratdetektors. Der diskrete Fehlerwert e eines Fehlersignals ε(τ) wird durch Durchführung der folgenden Operation erzeugt: e = yTBy (27)wobei der Vektor y die empfangenen Signalkomponenten yi, i = 0, 1, ... L – 1 repräsentiert, wie in 5b gezeigt. Die Matrix B ist eine L-mal-L-Matrix, und die Elemente werden durch eine Berechnung von Werten bestimmt, so dass das Verhältnis F (26) maximiert wird.
  • Der oben beschriebene Quadratdetektor kann zum Implementieren des oben anhand von 5a beschriebenen Zentroid-Nachführsystems verwendet werden. Für diese Implementierung ist der Vektor y das Ausgangssignal der Sum-and-Dump-Schaltungen 504: y = {f(τ – LT), f(τ – LT + T/2),f(τ – (L – 1)T), ... f(τ), f(τ + T/2), f(τ + T), ... f(τ + LT)}, und die Matrix B ist in Tabelle 9 angegeben.
  • Tabelle 9: B-Matrix für quadratische Form des Zentroid-Nachführsystems
    Figure 00530002
  • Bestimmung des benötigten Minimalwerts von L:
  • Der Wert von L im vorhergehenden Abschnitt bestimmt die minimale Anzahl von Korrelatoren und Sum-and-Dump-Elementen. L wird so klein wie möglich gewählt, ohne dass dadurch die Funktionalität der Nachführschaltung beeinträchtigt wird.
  • Die Mehrwege-Kennlinie des Kanals ist so, dass die empfangene Chip-Wellenform f(t) über QTc Sekunden gespreizt wird, oder die Mehrwege-Komponenten nehmen einen Zeitraum von Q Chips Dauer ein. Der gewählte Wert von L ist L = Q. Q wir durch ein Messen der bestimmten HF-Kanal-Sendeeigenschaften zum Bestimmen der frühesten und spätesten Mehrwege-Komponenten-Signalpropagationsverzögerung ermittelt. QTc ist die Differenz zwischen der frühesten und spätesten Mehrwege-Komponenten-Ankunftszeit bei einem Empfänger.
  • Adaptiver Vektorkorrelator
  • Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet einen adaptiven Vektorkorrelator (AVC) zum Schätzen der Kanal-Impulsantwort und zum Erhalten eines Referenzwerts zum kohärenten Kombinieren empfangener Mehrwege-Signalkomponenten. Die beschriebene Ausführungsform verwendet ein Feld von Korrelatoren zum Schätzen der die jeweiligen Mehrwegekomponente beeinflussenden komplexen Kanalantwort. Der Empfänger gleicht die Kanalantwort aus und kombiniert die empfangenen Mehrweg-Signalkomponenten kohärent. Dieses Verfahren wird als Maximal-Verhältnis-Kombinieren bezeichnet.
  • Gemäß 6 führt das Eingangssignal x(t) in das System Interferenzrauschen anderer Nachrichtenkanäle, Mehrwegesignale der Nachrichtenkanäle, thermisches Rauschen und Mehrwegesignale des Pilotsignals ein. Das Signal wird an den AVC 601 geleitet, der in der beispielhaften Ausführungsform eine Entspreizungseinrichtung 602, eine Kanalschätzeinrichtung zum Schätzen der Kanalantwort 604, eine Korrektureinrichtung zur Korrektur eines Signals gegen Auswirkungen der Kanalantwort 603 und einen Addierer 605 aufweist. Die AVC-Entspreizungseinrichtung 602 besteht aus mehreren Codekorrelatoren, wobei jeder Korrelator eine andere Phase des Pilotcodes c(t) verwendet, der vom Pilotcodegenerator 608 erzeugt wird. Das Ausgangssignal dieser Entspreizungseinrichtung entspricht einem Rauschleistungspegel, wenn der lokale Pilotcode der Entspreizungseinrichtung nicht mit dem Eingangscodesignal in Phase ist. Alternativ entspricht es einem empfangenen Pilotsignalleistungspegel plus Rauschleistungspegel, wenn die Phasen des Eingangspilotcodes und des lokal erzeugten Pilotcodes die gleichen sind. Die Ausgangssignale der Korrelatoren der Entspreizungseinrichtung werden hinsichtlich der Kanalantwort durch die Korrektureinrichtung 603 korrigiert und an den Addierer 605 angelegt, der die gesamte Mehrwege-Pilotsignalleistung sammelt. Die Kanalantwort-Schätzeinrichtung 604 empfängt das kombinierte Pilotsignal und die Ausgangssignale der Entspreizungseinrichtung 602 und liefert ein Kanalantwort-Schätzsignal w(t) an die Korrektureinrichtung 603 des AVC, und das Schätzsignal w(t) steht ebenfalls dem adaptiven abgestimmten Filter (AMF), das unten beschrieben ist, zur Verfügung. Das Ausgangssignal der Entspreizungseinrichtung 602 wird ebenfalls an die Akquisitions-Entscheidungseinrichtung 606 geliefert, die auf der Grundlage eines bestimmten Algorithmus, wie zum Beispiel eines sequenziellen Wahrscheinlichkeitsverhältnistests (SPRT) bestimmt, ob die anwesenden Ausgangspegel der Entspreizungsschaltungen der Synchronisation des lokal erzeugten Codes mit der erwünschten Eingangscodephase entsprechen. Wenn der Detektor keine Synchronisation feststellt, dann sendet die Akquisitions-Entscheidungseinrichtung ein Steuersignal a(t) an den lokalen Pilotcodegenerator 608 zum Verschieben seiner Phase um eine oder mehrere Chipperioden. Wenn eine Synchronisation gefunden wurde, informiert die Akquisitions-Entscheidungseinrichtung die Nachführschaltung 607, die eine enge Synchronisation zwischen der empfangenen und der lokal erzeugten Codesequenz erreicht und aufrecht erhält.
  • Eine beispielhafte Implementierung des Pilot-AVC, der zum Entspreizen des Pilotspreizcodes verwendet wird, ist in 7 gezeigt. Bei der beschriebenen Ausführungsform wird angenommen, dass das Eingangssignal x(t) mit einer Abtastperiode T zum Bilden von Abtastungen x(nT + τ) abgetastet wurde und aus Interferenzrauschen anderer Nachrichtenkanäle, Mehrwegesignalen aus Nachrichtenkanälen, thermischem Rauschen und Mehrwegesignalen des Pilotcodes zusammengesetzt ist. Das Signal x(nT + τ) wird an L Korrelatoren angelegt, wobei L die Anzahl von Codephasen ist, über die die Unsicherheit innerhalb des Mehrwegesignals existiert. Jeder Korrelator 701, 702, 703 weist einen Multiplikator 704, 705, 706 auf, der das Eingangssignal mit einer bestimmten Phase des Pilotspreizcodesignals c((n + i)T) multipliziert, und Sum-and-Dump-Schaltungen 708, 709, 710. Das Ausgangssignal des jeweiligen Multiplizierers 704, 705, 706 wird an eine entsprechende Sum-and-Dump-Schaltung 708, 709, 710 zum Durchführen eines diskreten Integrals angelegt. Vor dem Summieren der in den Ausgangssignalen der Korrelatoren enthaltenen Signalenergie kompensiert der AVC die Kanalantwort und die Trägerphasenrotation der verschiedenen Mehrwegesignale. Jedes Ausgangssignal eines jeden Sum-and-Dumps 708, 709, 710 wird mit einem Derotationszeiger [komplexe Konjugation von ep(nT)] aus der digitalen phasensynchronen Schleife (digital phase lock loop/DPLL) 721 durch den entsprechenden Multiplizierer 714, 715, 716 zur Berücksichtigung der Phasen- und Frequenzverschiebung des Trägersignals multipliziert. Der Pilot-RAKE AMF berechnet die Gewichtungsfaktoren wk, k = 1, ..., L für das jeweilige Mehrwegesignal durch Einleiten des Ausgangssignals eines jeden Multiplizierers 714, 715, 716 durch ein Tiefpassfilter (LPF) 711, 712, 713. Jedes entspreizte Mehrwegesignal wird mit seinem entsprechenden Gewichtungsfaktor in einem entsprechenden Multiplizierer 717, 718, 719 multipliziert. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 717, 718, 719 werden in einem Master-Addierer 720 summiert, und das Ausgangssignal p(nT) des Akkumulators 720 besteht aus den kombinierten entspreizten Mehrwege-Pilotsignalen im Rauschen. Das Ausgangssignal p(nT) wird ebenfalls in die DPLL 721 geleitet, um das Fehlersignal ep(nT) zum Nachführen der Trägerphase zu erzeugen.
  • Die 8a und 8b zeigen alternative Ausführungsformen des AVC, die zum Erfassen und Mehrwege-Signal-Komponenten-Kombinierung verwendet werden können. Die Nachrichtensignal-AVCs der 8a und 8b verwenden vom Pilot-AVC erzeugte Gewichtungsfaktoren zum Korrigieren der Nachrichten-Daten-Mehrwege-Signale. Das Spreizcodesignal c(nT) ist die Spreizcode-Spreizsequenz, die von einem bestimmten Nachrichtenkanal verwendet wird, und ist mit dem Pilotspreizcodesignal synchron. Der Wert L ist die Anzahl von Korrelatoren in der AVC-Schaltung.
  • Die Schaltung von 8a berechnet die Entscheidungsvariable Z, die durch den folgenden Ausdruck gegeben ist
    Figure 00560001
    Figure 00570001
    wobei N die Anzahl von Chips im Korrelationsfenster ist. In äquivalenter Weise ist die Entscheidungsstatistik gegeben durch
    Figure 00570002
  • Die alternative Implementierung, die aus Gleichung (29) resultiert, ist in 8b gezeigt.
  • Gemäß 8a wird das Eingangssignal x(t) zum Bilden von x(nT + τ) abgetastet und setzt sich aus Interferenzrauschen anderer Nachrichtenkanäle, Mehrwegesignalen von Nachrichtenkanälen, thermischem Rauschen und Mehrsignalen des Pilotcodes zusammen. Das Signal x(nT + τ) wird an L Korrelatoren angelegt, wobei L die Anzahl von Codephasen ist, über die die Unsicherheit in den Mehrwegesignalen existiert. Jeder Korrelator 801, 802, 803 enthält einen Multiplizierer 804, 805, 806, welcher das Eingangssignal mit einer bestimmten Phase des Nachrichtenkanal-Spreizcodesignals multipliziert, und eine entsprechende Sum-and-Dump-Schaltung 808, 809, 810. Das Ausgangssignal eines jeden Multiplizierers 804, 805, 806 wird an eine entsprechende Sum-and-Dump-Schaltung 808, 809, 810 angelegt, die eine diskrete Integrierung durchführt. Vor dem Summieren der in den Ausgangssignalen der Korrelatoren enthaltenen Signalenergie kompensiert der AVC die unterschiedlichen Mehrwegesignale. Jedes entspreizte Mehrwegesignal und sein entsprechender Gewichtungsfaktor, der aus dem entsprechenden Mehrwege-Gewichtungsfaktor des Pilot-AVC erhalten wird, wird in einem entsprechenden Multiplizierer 817, 818, 819 multipliziert. Die Ausgangssignale des Multiplizierers 817, 818, 819 werden in einem Master-Addierer 820 summiert, und das Ausgangssignal z(nT) des Akkumulators 820 besteht aus abgetasteten Pegeln eines entspreizten Nachrichtensignals im Rauschen.
  • Die alternative Ausführungsform der Erfindung weist eine neue Implementierung der AVC-Entspreizungsschaltung für die Nachrichtenkanäle auf, welche das Sum-and-Dump für jede Mehrwege-Signal-Komponente gleichzeitig ausführt. Der Vorteil dieser Schaltung liegt darin, dass nur eine Sum-and-Dump-Schaltung und nur ein Addierer nötig sind. Gemäß 8b liefert der Nachrichtencodesequenzgenerator 830 eine Nachrichtencodesequenz an das Schieberegister 831 der Länge L. Das Ausgangssignal eines jeweiligen Registers 832, 833, 834, 835 des Schieberegisters 831 entspricht der in Phase um einen Chip verschobenen Nachrichtencodesequenz. Der Ausgabewert eines jeden Registers 832, 833, 834, 835 wird in den Multiplizierern 836, 837, 838, 839 mit dem entsprechenden Gewichtungsfaktor wk, k = 1, ..., L multipliziert, der vom Pilot-AVC erhalten wurde. Die Ausgangssignale der L Multiplizierer 836, 837, 838, 839 werden durch die Addierschaltung 840 summiert. Das Addierschaltungs-Ausgangssignal und das Empfänger-Eingangssignal x(nT + τ) werden dann in Multiplizierer 841 multipliziert und durch die Sum-and-Dump-Schaltung 842 zum Erzeugen eines Nachrichtensignals z(nT) integriert.
  • Eine dritte Ausführungsform des adaptiven Vektorkorrelators ist in 8c gezeigt. Die gezeigte Ausführungsform verwendet die Statistik der kleinsten Quadrate (LMS) zum Implementieren des Vektorkorrelators und bestimmt die Denotations-Faktoren für jede Mehrwegekomponente vom empfangenen Mehrwegesignal. Der AVC von 8c ist der beispielhaften Implementation des Pilot-AVC ähnlich, der zum Entspreizen des Pilotspreizcodes verwendet wird, der in 7 gezeigt ist. Die digitale phasensynchrone Schleife 721 wird durch die phasensynchrone Schleife 850 ersetzt, die einen spannungsgesteuerten Oszillator 851, Schleifenfilter 852, Begrenzer 853 und einen Imaginärkomponentenseparator 854 aufweist. Die Differenz zwischen dem korrigierten entspreizten Ausgangssignal dos und einem idealen entspreizten Ausgangssignal wird durch den Addierer 855 geliefert, und das Differenzsignal ist ein entspreizter Fehlerwert ide, der durch die Rotations-Schaltungen zum Ausgleichen von Fehlern in den Derotations-Faktoren weiter verwendet wird.
  • In einer Mehrwege-Signalumgebung wird die Signalenergie eines übertragenen Symbols über die Mehrwege-Signalkomponenten verteilt. Der Vorteil einer Mehrwege-Signaladdition ist der, dass ein wesentlicher Teil der Signalenergie in einem Ausgangssignal vom AVC wieder hergestellt wird. Folglich hat eine Erfassungsschaltung ein Eingangssignal vom AVC mit einem höheren Signal-zu-Rauschen-Verhältnis (SNR), und kann so die Anwesenheit eines Symbols mit einer niedrigeren Bitfehlerrate (BER) erfassen. Zusätzlich liefert die Messung des Ausgangssignals des AVC eine gute Anzeige für die Sendeleistung des Senders und ein gutes Maß für das Interferenzrauschen des Systems.
  • Adaptives abgestimmtes Filter
  • Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist ein adaptives abgestimmtes Filter (Adaptive Matched Filter/AMF) zum optimalen Kombinieren der Mehrwege-Signalkomponenten in einem empfangenen Spreizspektrums-Nachrichtensignal auf. Das AMF ist eine angezapfte Verzögerungsleitung, die verschobene Werte des abgetasteten Nachrichtensignals enthält und diese nach einer Korrektur der Kanalantwort kombiniert. Die Korrektur der Kanalantwort wird unter Verwendung der Kanalantwortabschätzung durchgeführt, die im AVC berechnet wurde, der das Pilot-Sequenzsignal bearbeitet. Das Ausgangssignal des AMF ist die Kombination der Mehrwegekomponenten, die zum Ergeben eines Maximalwerts summiert werden. Diese Kombination korrigiert die Verzerrung des Mehrwege-Signalempfangs. Die verschiedenen Nachrichten-Entspreizungsschaltungen verarbeiten dieses kombinierte Mehrwege-Komponenten-Signal vom AMF.
  • 8d zeigt eine beispielhafte Ausführungsform des AMF. Das abgetastete Signal vom A/D-Wandler 870 wird an die L-Stufen-Verzögerungsleitung 872 angelegt. Jede Stufe dieser Verzögerungsleitung 872 enthält das einer anderen Mehrwege-Signalkomponente entsprechende Signal. Eine Korrektur der Signalantwort wird an jede verzögerte Signalkomponente durch Multiplizieren der Komponente im entsprechenden Multiplizierer der Multipliziererbank 874 mit dem entsprechenden Gewichtungsfaktor w1, w2, ... wL vom AVC entsprechend der verzögerten Signalkomponente angelegt. Alle gewichteten Signalkomponenten werden im Addierer 876 zum Ergeben des kombinierten Mehrwege-Komponentensignals y(t) summiert.
  • Das kombinierte Mehrwege-Komponentensignal y(t) enthält nicht die Korrektur aufgrund der Phase und der Frequenzverschiebung des Trägersignals. Die Korrektur der Phasen- und Frequenzverschiebung des Trägersignals wird an y(t) durch Multiplizieren von y(t) mit der Trägerphase und der Frequenzkorrektur (Derotations-Zeiger) im Multiplizierer 878 vorgenommen. Die Phasen- und Frequenzkorrektur wird vom AVC wie zuvor beschrieben erzeugt. 8d zeigt, dass die Korrektur vor den Entspreizungsschaltungen 880 durchgeführt wird, doch können alternative Ausführungsformen der Erfindung die Korrektur auch nach den Entspreizungsschaltungen anwenden.
  • Verfahren zum Verringern von Re-Akquisitionszeit mit virtuellem Standort
  • Eine Folge des Bestimmens der Differenz der Codephase zwischen der lokal erzeugten Pilotcodesequenz und einer empfangenen Spreizcodesequenz ist, dass ein angenäherter Wert für die Distanz zwischen der Basisstation und einer Teilnehmereinheit berechnet werden kann. Wenn die SU eine relativ feste Position im Verhältnis zur RCS der Basisstation hat, wird die Unsicherheit der empfangenen Spreizcodephase für folgende Re-Akquisitionsversuche durch die SU oder RCS verringert. Die von der Basisstation benötigte Zeit zum Akquirieren des Zugangssignals einer SU, die sich "ausgeklinkt" hat, trägt zur Verzögerungszeit zwischen dem Ausklinken der SU und dem Empfang eines Wähltons von der PSTN bei. Für Systeme, die eine kurze Verzögerung benötigen, wie zum Beispiel 150 ms für den Wählton, nachdem ein Ausklinken erfasst wurde, ist ein Verfahren wünschenswert, das die Akquisitions- und Trägerkanal-Einrichtungszeit verringert. Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet ein solches Verfahren zum Verringern der Re-Akquisitionszeit durch die Verwendung eines virtuellen Standorts.
  • Die RCS akquiriert das SU-CDMA-Signal durch Suchen von nur solchen empfangenen Codephasen, die der größten Propagationsverzögerung des spezifischen Systems entsprechen. Mit anderen Worten nimmt die CRS an, dass alle SUs in einer vorbestimmten, festen Distanz von der RCS sind. Das erste Mal, dass die SU einen Kanal mit der RCS einrichtet, wird das normale Suchmuster von der RCS zum Akquirieren des Zugangskanals durchgeführt. Das normale Verfahren fängt damit an, dass die Codephasen, die der längsten möglichen Verzögerung entsprechen, durchsucht werden, und die Suche allmählich auf die Codephasen mit der kürzesten möglichen Verzögerung eingeschränkt wird. Nach der anfänglichen Akquisition kann jedoch die SU die Verzögerung zwischen der RCS und der SU durch Messen der Zeitdifferenz zwischen dem Senden einer kurzen Zugangsnachricht an die RCS und dem Empfangen einer Bestätigungsnachricht und durch Verwendung des empfangenen globalen Pilotkanals als eine Zeitreferenz messen. Die SU kann auch den Verzögerungswert empfangen, indem durch die RCS die Rundlauf-Verzögerungszeit aus der Codephasendifferenz zwischen dem globalen Pilotcode, der von der RCS erzeugt wird, und der empfangenen zugewiesenen Pilotsequenz von der SU berechnet wird, und dann der SU der Wert auf einem vorbestimmten Steuerungskanal gesendet wird. Wenn die Rundlaufverzögerung einmal der SU bekannt ist, kann die SU die Codephase der lokal erzeugten zugewiesenen Pilotsequenz und der Spreizcodesequenz durch Addieren der erforderlichen Verzögerung angepasst werden, so dass die SU der RCS so erscheint, als wäre sie in der vorbestimmten festen Entfernung von der RCS. Auch wenn das Verfahren für die größte Verzögerung beschrieben ist, kann eine Verzögerung verwendet werden, die einem beliebigen vorbestimmten Standort im System entspricht.
  • Ein zweiter Vorteil des Verfahrens der Verringerung der Re-Akquisitionszeit durch einen virtuellen Standort ist der, dass eine Einsparung an SU-Energieverbrauch erzielt werden kann. Es wird darauf hingewiesen, dass eine SU, die "heruntergefahren" oder in einem Schlafmodus ist, den Trägerkanal-Akquisitionsvorgang mit einem niedrigen Sendeleistungspegel beginnen muss und die Energie nach und nach erhöhen muss, bis die RCS ihr Signal empfangen kann, um eine Interferenz mit anderen Benutzern zu minimieren. Da die nachfolgende Re-Akquisitionszeit kürzer ist und weil der Standort der SU relativ fest im Verhältnis zur RCS ist, kann die SU die Sendeleistung schneller erhöhen, weil die SU dann einen kürzeren Zeitraum wartet, bevor sie die Sendeleistung erhöht. Die SU wartet einen kürzeren Zeitraum, weil sie innerhalb eines kleinen Fehlerbereichs weiß, wann sie eine Antwort von der RCS empfangen sollte, wenn die RCS das SU-Signal akquiriert hat.
  • Das Spreizspektrums-Kommunikationssystem
  • Die Funk-Trägerstation (Radio Carrier Station/RCS)
  • Die Funk-Trägerstation (RCS) der vorliegenden Erfindung hat die Funktion einer zentralen Schnittstelle zwischen der SU und dem entfernten Verarbeitungs-Steuernetzwerkelement, wie zum Beispiel einer Funk-Verteilereinheit (Radio Distribution Unit/RDU). Die Schnittstelle zur RDU der vorliegenden Ausführungsform folgt dem Standard G.704 und einer Schnittstelle nach einer modifizierten Version von DECT V5.1, doch kann die vorliegende Erfindung eine beliebige Schnittstelle unterstützen, die Rufsteuerungs- und Verkehrskanäle austauschen kann. Die RCS empfängt Informationskanäle von der RDU, einschließlich Rufsteuerungsdaten und Verkehrskanaldaten, wie zum Beispiel, jedoch darauf nicht eingeschränkt, 32-KB/s-ADPCM, 64-KB/s-PCM und ISDN sowie Systemkonfigurations- und Wartungsdaten. Die RCS beendet auch die CDMA-Funk-Schnittstellen-Trägerkanäle mit SUs, wobei diese Kanäle sowohl Steuerungsdaten als auch Verkehrskanaldaten enthalten. In Reaktion auf die Anruf-Steuerungsdaten entweder von der RDU oder einer SU weist die RCS Verkehrskanäle an Trägerkanäle auf der RF-Kommunikationsverbindung zu und stellt eine Kommunikationsverbindung zwischen der SU und dem Telefonnetz durch eine RDU her.
  • Wie in 9 gezeigt, empfängt die RCS Anrufsteuerungs- und Nachrichten-Informationsdaten in den MUXs 905, 906 und 907 über Schnittstellenleitungen 901, 902 und 903. Auch wenn das E1-Format gezeigt ist, können andere ähnliche Telekommunikationsformate in der gleichen Weise unterstützt werden, wie unten beschrieben ist. Die in 9 gezeigten MUXs können unter Verwendung von Schaltungen implementiert werden, die den in 10 gezeigten ähnlich sind. Der in 10 gezeigte MUX weist einen System-Taktsignalgenerator 1001 auf, der aus (nicht gezeigten) phasensynchronen Oszillatoren besteht, die Taktsignale für die Leitungs-PCM-Multiplexleitung 1002 erzeugen (die ein Teil der PCM-Multiplexleitung 910 ist), und den Hochgeschwindigkeitsbus (HSB) 970; und den MUX- Controller 1010, der den Systemtakt 1001 mit der Schnittstellenleitung 1004 synchronisiert. Es ist vorgesehen, dass die phasensynchronen Oszillatoren bei fehlender Synchronisation mit einer Leitung Zeitgebersignale für die RCS liefern können. Die MUX-Leitungsschnittstelle 1011 trennt die Rufsteuerungsdaten von den Nachrichteninformationsdaten. Gemäß 9 liefert jeder MUX eine Verbindung zum Drahtlos-Zugangs-Controller (WAC) 920 über die PCM-Multiplexleitung 910. Der MUX-Controller 1010 überwacht auch die Anwesenheit unterschiedlicher im Informationssignal anwesender Töne mittels eines Tondetektors 1030.
  • Zusätzlich liefert der MUX-Controller 1010 die ISDN-D-Kanal-Netzwerksignalisierung lokal an die RDU. Die MUX-Leitungsschnittstelle 1011, wie zum Beispiel eine FALC 54, weist eine E1-Schnittstelle 1012 auf, die aus einem (nicht gezeigten) Sende-Verbindungs-Paar und einem (nicht gezeigten) Empfangs-Verbindungs-Paar des MUX besteht, der mit der RDU oder dem Amts(CO)-ISDN-Switch mit der Datenrate von 2,048 Mbps verbunden ist. Das Sende-Verbindungs-Paar und Empfangs-Verbindungs-Paar sind mit der E1-Schnittstelle 1012 verbunden, die differentielle drei-Pegel-Sende/Empfangs-codierte Paare in Pegel zur Verwendung durch den Framer 1015 übersetzt. Die Leitungsschnittstelle 1011 verwendet interne (nicht gezeigte) phasensynchrone Schleifen zum Erzeugen E1-abgeleiteter Takte von 2,048 MHz und 4,096 MHz sowie eines 8-KHz-Rahmen-Synchronisations-Pulses. Die Leitungsschnittstelle kann als Takt-Master oder Takt-Slave betrieben werden. Es ist zwar gezeigt, dass die beispielhafte Ausführungsform eine E1-Schnittstelle verwendet, doch ist auch vorgesehen, dass andere Typen von Telefonleitungen verwendet werden können, die mehrfach Anrufe leiten können, wie zum Beispiel T1-Leitungen oder Leitungen, die eine Schnittstelle zu einer privaten Nebenstellenanlage (Private Branch Exchange/PBX) bilden.
  • Der Leitungs-Schnittstellen-Framer 1015 rahmt die Datenströme durch ein Erkennen der Rahmenmuster auf Kanal-1 (Zeitschlitz 0) der Eingangsleitung und fügt Dienst-Bits ein und extrahiert diese, und erzeugt/überprüft Leitungs-Dienst-Qualitätsinformation.
  • Solange ein gültiges E1-Signal an der E1-Schnittstelle 1012 erscheint, zieht der FALC 54 ein 2,048 MHz-PCM-Taktsignal aus der E1-Leitung. Dieser Takt wird über den Systemtakt 1001 systemweit als ein PCM-Multiplex-Leitungs-Taktsignal verwendet. Wenn die E1-Leitung versagt, liefert der FALC 54 weiter einen PCM-Takt, der von einem Oszillatorsignal o(t) abgeleitet wurde, das an den (nicht gezeigten) Synchronisationseingang des FALC 54 geleitet wird. Dieser PCM-Takt dient dem RCS-System, bis ein anderer MUX mit einer funktionierenden E1-Leitung die Verantwortung zum Erzeugen der System-Taktsignale übernimmt.
  • Der Framer 1015 erzeugt einen Empfangs-Rahmen-Synchronisationspuls, der seinerseits zum Auslösen der PCM-Schnittstelle 1016 zum Übertragen von Daten auf die Leitungs-PCM-Multiplexleitung 1002 und in das RCS-System zur Verwendung durch andere Elemente verwendet werden kann. Da alle E1-Leitungen rahmensynchronisiert sind, sind alle Leitungs-PCM-Multiplexleitungen ebenfalls rahmensynchronisiert. Aus diesem 8-KHz-PCM-Synchronisationspuls verwendet der System-Taktsignal-Generator 1001 des MUX eine (nicht gezeigte) phasensynchrone Schleife zum Synchronisieren des PNx2-Takts [z.B. 15,96 MHz/W0(t)]. Die Frequenz dieses Taktsignals ist für unterschiedliche Sendebandbreiten unterschiedlich, wie in Tabelle 7 beschrieben.
  • Der MUX weist einen MUX-Controller 1010 auf, wie zum Beispiel einen 25-MHz-Quad-Integrated-Kommunikationscontroller, der einen Mikroprozessor 1020, einen Programmspeicher 1021 und einen Zeitmultiplexer (TDM) 1022 aufweist. Der TDM 1022 ist zum Empfangen des vom Framer 1015 gelieferten Signals angeschlossen und extrahiert Information aus den Zeitschlitzen 0 und 16. Die extrahierte Information bestimmt, wie der MUX-Controller 1010 die Verbindungs-Zugangs-Protokoll-D(LAPD)-Datenverbindung verarbeitet. Die Anrufssteuerungs- und Trägermodifikationsnachrichten, die zum Beispiel als V5.1-Netzwerk-Schichtnachrichten definiert sind, werden entweder an den WAC geleitet oder lokal vom MUX-Controller 1010 verwendet.
  • Die RCS-Leitungs-PCM-Multiplexleitung 1002 ist verbunden und hat ihren Ursprung beim Framer 1015 über die PCM-Schnittstelle 1016 und weist einen 2,048-MHz-Datenstrom sowohl in der Sende- als auch in der Empfangsrichtung auf. Die RCS weist auch einen Hochgeschwindigkeitsbus (HSB) 970 auf, der die Kommunikationsverbindung zwischen dem MUX, WAC und den MIUs ist. Der HSB 970 unterstützt eine Datenrate von zum Beispiel 100 Megabit pro Sekunde. MUX, WAC und MIU haben alle Zugang zum HSB unter Verwendung einer Vermittlung (Konkurrenzbereinigung). Die RCS der vorliegenden Erfindung kann auch mehrere MUXs verwenden, wobei ein Wort ein "Master" und der Rest "Slaves" sein müssen.
  • Gemäß 9 ist der Drahtlos-Zugangscontroller (WAC) 920 der RCS-Systemcontroller, der Anrufsteuerfunktionen und die Verbindung von Datenströmen zwischen den MUXs 905, 906, 907, Modem-Schnittstelleneinheiten (MIUs) 931, 932, 933 verwaltet. Der WAC 920 steuert und überwacht auch andere RCS-Elemente, wie zum Beispiel den VDC 940, RF 950 und Leistungsverstärker 960. Der WAC 920, wie er in 11 gezeigt ist, weist Trägerkanäle den Modems auf jeder MIU 931, 932, 933 zu und weist die Nachrichtendaten auf der Leitungs-PCM-Multiplexleitung 910 von den MUXs 905, 906, 907 den Modems auf den MIUs 931, 932, 933 zu. Diese Zuweisung erfolgt über die System-PCM-Multiplexleitung 911 mittels eines Zeitschlitzaustausches auf dem WAC 920. Wenn aus Redundanzgründen mehr als ein WAC vorhanden ist, bestimmen die WACs die Master-Slave-Beziehung mit einem zweiten WAC. Der WAC 920 erzeugt auch Nachrichten und Funkrufinformation in Reaktion auf Anrufsteuersignale von den MUXs 905, 906, 907, die von einem entfernten Prozessor, wie zum Beispiel einer RDU empfangen wurden; erzeugt Sendedaten, die an das MIU-Mastermodem 934 übertragen werden; und steuert die Erzeugung der globalen System-Pilot-Spreizcodesequenz durch die MIU-MM 934. Der WAC 920 ist auch mit einem externen Netzwerkmanager (NM) 980 für einen Techniker- oder Benutzerzugang verbunden.
  • Gemäß 11 weist der WAC einen Zeitschlitzaustauscher (TSI) 1101 auf, der Information von einem Zeitschlitz in einer Leitungs-PCM-Multiplexleitung und einer System-PCM-Multiplexleitung auf einen anderen Zeitschlitz entweder in der gleichen oder in einer anderen Leitungs-PCM-Multiplexleitung oder System-PCM-Multiplexleitung überträgt. Der TSI 1101 ist mit dem WAC-Controller 1111 von 11 verbunden, der die Zuweisung oder Übertragung von Information von einem Zeitschlitz auf einen anderen Zeitschlitz steuert und speichert diese Information im Speicher 1120. Die beispielhafte Ausführungsform der Erfindung hat vier PCM-Multiplexleitungen 1102, 1103, 1104, 1105, die mit dem TSI verbunden sind. Der WAC ist auch mit dem HSB 970, durch welchen der WAC mit einem zweiten (nicht gezeigten) WAC kommuniziert, mit den MUXs und den MIUs verbunden.
  • Gemäß 11 weist der WAC 920 einen WAC-Controller 1111 auf, der zum Beispiel einen Mikroprozessor 1112, wie zum Beispiel einen Motorola MC 68040, und einen Kommunikationsprozessor 1113, wie zum Beispiel den Motorola MC-68360-QUICC-Kommunikationsprozessor, und einen Taktoszillator 1114, der ein Takt-Synchronisationssignal wo(t) vom System-Taktgenerator empfängt, aufweist. Der Taktgenerator ist auf einem (nicht gezeigten) MUX vorhanden, um ein Zeitgebersignal an den WAC-Controller 1111 zu liefern. Der WAC-Controller 1111 weist auch einen Speicher 1120 auf, der einen Flash-Prom 1121 und einen SRAM-Speicher 1122 einschließt. Der Flash-Prom 1121 enthält den Programmcode für den WAC-Controller 1111 und ist für neue Softwareprogramme umprogrammierbar, die von einer externen Quelle heruntergeladen werden. Der SRAM 1122 ist zum Enthalten der temporären Daten vorgesehen, die durch den WAC-Controller 1111 in den Speicher 1120 geschrieben oder aus diesem ausgelesen werden.
  • Ein Niedergeschwindigkeitsbus 912 ist an den WAC 920 angeschlossen, um Steuer- und Statussignale zwischen dem HF-Sender/Empfänger 950, VDC 940, RF 950 und dem Leistungsverstärker 960 zu übertragen, wie in 9 gezeigt ist. Die Steuersignale werden vom WAC 920 zum Freischalten oder Sperren des HF-Senders/Empfängers 950 oder Leistungsverstärkers 960 gesendet, und die Statussignale werden vom HF-Sender/Empfänger 950 oder Leistungsverstärker 960 zum Überwachen der Anwesenheit einer Fehlerbedingung gesendet.
  • Gemäß 9 enthält die beispielhafte RCS mindestens eine MIU 931, die in 12 gezeigt ist und nun im Detail beschrieben wird. Die MIU der beispielhaften Ausführungsform weist sechs CDMA-Modems auf, die Erfindung ist jedoch nicht auf diese Anzahl von Modems eingeschränkt. Die MIU weist eine System-PCM-Multiplexleitung 1201 auf, die an jedes der CDMA-Modems 1210, 1211, 1212, 1215 über eine PCM-Schnittstelle 1220 angeschlossen ist, einen Steuer-Kanalbus 1221, der mit dem MIU-Controller 1230 und den jeweiligen CDMA-Modems 1210, 1211, 1212, 1213 verbunden ist, einen MIU-Taktsignalgenerator (CLK) 1231 und einen Modem- Ausgangssignalkombinierer 1232. Die MIU verleiht der RCS die folgenden Funktionen: Der MIU-Controller empfängt CDMA-Kanal-Zuweisungsbefehle vom WAC und weist ein Modem einem Benutzer-Informationssignal zu, das an die Leitungsschnittstelle des MUX angelegt wird, und ein Modem zum Empfangen des CDMA-Kanals von der SU; außerdem kombiniert sie die CDMA-Sende-Modemdaten für jedes der MIU-CDMA-Modems; sie multiplexiert I- und Q-Sendenachrichtdaten von den CDMA-Modems zum Senden an den VDC; sie empfängt analoge I- und Q-Empfangsnachrichtendaten vom VDC; sie verteilt die I- und Q-Daten an die CDMA-Modems; sie sendet und empfängt digitale AGC-Daten; sie verteilt die AGC-Daten an die CDMA-Modems; und sie sendet MIU-Board-Status- und Wartungsinformation an den WAC 920.
  • Der MIU-Controller 1230 der beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält einen Kommunikationsmikroprozessor 1240, wie zum Beispiel den MC-68360-"QUICC"-Prozessor, und weist einen Speicher 1242 auf, der einen Flash-Prom-Speicher 1243 und einen SRAM-Speicher 1244 umfasst. Der Flash Prom 1243 ist zum Enthalten des Programmcodes für den Mikroprozessor 1240 vorgesehen, und der Speicher 1243 ist zum Unterstützen neuer Programmversionen herunterladbar und neu programmierbar. Der SARM 1244 ist zum Enthalten des temporären Datenraums vorgesehen, der vom MC 68360-Mikroprozessor 1240 benötigt wird, wenn der MIU-Controller 1230 Daten in den Speicher schreibt oder aus ihm ausliest.
  • Die MIU-CLK-Schaltung 1231 liefert ein Zeitgebersignal an den MIU-Controller 1230 und liefert auch ein Zeitgebersignal an die CDMA-Modems. Die MIU-CLK-Schaltung 1231 empfängt das System-Taktsignal wo(t) und ist mit diesem synchronisiert. Der Controller-Taktsignalgenerator 1213 empfängt und synchronisiert sich auch mit dem Spreizcode-Taktsignal pn(t), das an die CDMA-Modems 1210, 1213, 1212, 1215 vom MUX verteilt wird.
  • Die RCS der vorliegenden Erfindung weist ein Systemmodem 1210 auf, das in einer MIU enthalten ist. Das Systemmodem 1210 weist einen (nicht gezeigten) Sendespreizer und einen (nicht gezeigten) Pilotgenerator auf. Das Sendemodem liefert die Sendeinformation, die vom beispielhaften System verwendet wird, und die Sendenachrichtdaten werden vom MIU- Controller 1230 an das Systemmodem 1210 gesendet. Das Systemmodem weist ebenfalls vier zusätzliche (nicht gezeigte) Modems auf, die zum Senden der Signale CT1 bis CT4 und AX1 bis AX4 verwendet werden. Das Systemmodem 1210 liefert ungewichtete I- und Q-Sendenachrichtendatensignale, die an den VDC angelegt werden. Der VDC addiert das Sendenachricht-Datensignal mit den MIU-CDMA-Modem-Sendedaten aller CDMA-Modems 1210, 1211, 1212, 1215 und das globale Pilotsignal.
  • Der Pilotgenerator (PG) 1250 liefert das globale Pilotsignal, das erfindungsgemäß verwendet wird, und das globale Pilotsignal wird an die CDMA-Modems 1210, 1211, 1212, 1215 durch den MIU-Controller 1230 geliefert. Andere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung benötigen jedoch den MIU-Controller zum Erzeugen des globalen Pilotsignals nicht, sondern verwenden ein globales Pilotsignal, das von einer beliebigen Form eines CDMA-Codesequenzgenerators erzeugt wurde. In der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung wird das ungewichtete I- und Q-Global-Pilotsignal auch an den VDC gesendet, wo es ein Gewicht zugewiesen bekommt und zu den MIU-CDMA-Modem-Sendedaten und dem Sende-Nachrichten-Datensignal addiert wird.
  • Eine System-Zeitabstimmung in der RCS wird aus der E1-Schnittstelle gezogen. Es gibt vier MUXs in einer RCS, von denen drei (905, 906 und 907) in 9 gezeigt sind. Zwei MUXs sind auf jedem Gehäuse angeordnet. Einer der zwei MUXs auf jedem Gehäuse ist als der Master bezeichnet, und einer der Master ist als der Systemmaster bezeichnet. Der MUX, der der Systemmaster ist, bezieht ein 2,048-MHz-PCM-Taktsignal von der E1-Schnittstelle unter der Verwendung einer (nicht gezeigten) phasensynchronen Schleife. Seinerseits teilt der Systemmaster-MUX das 2,048-MHz-PCM-Taktsignal in seiner Frequenz durch 16 zum Erzeugen eines 128-KHz-Referenz-Taktsignals. Das 128-KHz-Referenz-Taktsignal wird vom MUX, der der Systemmaster ist, an alle anderen MUXs verteilt. Jeder MUX multipliziert seinerseits das 128-KHz-Referenz-Taktsignal in seiner Frequenz zum Synthetisieren des System-Taktsignals, das eine Frequenz hat, die der doppelten Frequenz des PN-Taktsignals entspricht. Der MUX teilt auch das 128-KHz-Taktsignal in seiner Frequenz durch 16 zum Erzeugen eines 8-KHz- Rahmen-Synchronisationssignals, das an die MIUs verteilt wird. Das System-Taktsignal der beispielhaften Ausführungsform hat eine Frequenz von 11,648 MHz für einen CDMA-Kanal mit einer Bandbreite von 7 MHz. Jeder MUX teilt auch das System-Taktsignal in seiner Frequenz durch 2 zum Erzeugen des PN-Taktsignals und teilt das PN-Taktsignal weiter in seiner Frequenz durch 29877120 (die PN-Sequenzlänge) zum Erzeugen des PN-Synchronisationssignals, das die Epochengrenzen zeigt. Das PN-Synchronisationssignal aus dem Systemmaster-MUX wird auch zum Erhalten einer Phasenausrichtung der intern erzeugten Taktsignale für jeden MUX an alle MUXs verteilt. Das PN-Synchronisationssignal und das Rahmen-Synchronisationssignal werden ausgerichtet. Die beiden MUXs, die als die Master-MUXs für jedes Gehäuse bezeichnet wurden, verteilen dann sowohl das System-Taktsignal als auch das PN-Taktsignal an die MIUs und den VDC.
  • Die PCM-Multiplexleitungs-Schnittstelle 1220 verbindet die System-PCM-Multiplexleitung 911 mit jedem CDMA-Modem 1210, 1211, 1212, 1215. Der WAC-Controller sendet Modem-Steuerinformation, einschließlich Verkehrs-Nachrichten-Steuersignale für jedes entsprechende Benutzer-Informationssignal an den MIU-Controller 1230 über den HSB 970. Jedes CDMA-Modem 1210, 1211, 1212, 1215 empfängt ein Verkehrs-Nachrichten-Steuersignal, das Signalisierungsinformation vom MIU-Controller 1111 enthält. Verkehrs-Nachrichten-Steuersignale weisen auch Anrufs-Steuerungsinformation (CC-Information) und Spreizcode- und Entspreizcodesequenzinformation auf.
  • Die MIU enthält auch den Sendedaten-Kombinierer 1232, der gewichtete CDMA-Modem-Sendedaten einschließlich In-Phase-(I)- und Quadratur-(Q)-Modem-Sendedaten von den CDMA-Modems 1210, 1211, 1212, 1215 auf der MIU, addiert. Die I-Modem-Sendedaten werden getrennt von den Q-Modem-Sendedaten addiert. Das kombinierte I- und Q-Modem-Sendedaten-Ausgangssignal des Sende-Daten-Kombinierers 1232 wird an den I- und Q-Multiplexer 1233 angelegt, der einen einzigen CDMA-Sende-Nachrichtenkanal erzeugt, der aus den I- und Q-Modem-Sendedaten besteht, die einen digitalen Datenstrom multiplexiert wurden.
  • Die Empfänger-Daten-Eingangsschaltung (RDI) 1234 empfängt die Analog-Differential-I- und -Q-Daten von der Video-Verteilerschaltung (VDC) 940, die in 9 gezeigt ist, und verteilt Analog-Differential-I- und -Q-Daten an jedes der CDMA-Modems 1210, 1211, 1212, 1215 der MIU. Die Automatik-Verstärkungs-Steuerungs-Verteilungsschaltung (AGC) 1235 empfängt das AGC-Datensignal vom VDC und verteilt die AGC-Daten an jedes der CDMA-Modems der MIU. Die TRL-Schaltung 1233 empfängt die Ampelinformation und verteilt in ähnlicher Weise die Ampeldaten an jedes der Modems 1210, 1211, 1212, 1215.
  • Das CDMA-Modem
  • Das CDMA-Modem sorgt für die Erzeugung von CDMA-Spreizcodesequenzen und die Synchronisation zwischen dem Sender und dem Empfänger. Außerdem liefert es vier Voll-Duplex-Kanäle (TR0, TR1, TR2, TR3) die jeweils auf 64, 32, 16 und 8 ksym/s programmierbar sind, zur Spreizung und Sendung auf einem spezifischen Leistungspegel. Das CDMA-Modem misst die empfangene Signalstärke zur Ermöglichung einer automatischen Leistungssteuerung, es erzeugt und sendet Pilotsignale und codiert und decodiert unter der Verwendung des Signals für eine Vorwärts-Fehlerkorrektur (FEC). Das Modem in einer SU übernimmt auch eine Sender-Spreizcode-Pulsformung unter Verwendung eines FIR-Filters. Das CDMA-Modem wird auch von der Teilnehmereinheit (SU) verwendet, und in der folgenden Erörterung wird auf diejenigen Merkmale, die ausschließlich von der SU verwendet werden, eigens hingewiesen. Die Betriebsfrequenzen des CDMA-Modems sind in Tabelle 10 aufgeführt.
  • Tabelle 10: Betriebsfrequenzen
    Figure 00700001
  • Jedes CDMA-Modem 1210, 1211, 1212, 1215 von 12, und wie auch in 13 gezeigt, besteht aus einem Sendeabschnitt 1301 und einem Empfangsabschnitt 1302. Im CDMA-Modem ist außerdem ein Steuerungs-Center 1303 enthalten, der Steuernachrichten CNTRL vom externen System empfängt. Diese Nachrichten werden zum Beispiel zum Zuweisen spezifischer Spreizcodes, zum Aktivieren des Spreizens oder Entspreizens oder zum Zuweisen von Übertragungsraten verwendet. Zusätzlich hat das CDMA-Modem eine Codegeneratoreinrichtung 1304, die zum Erzeugen der verschiedenen Spreiz- und Entspreizcodes verwendet wird, die vom CDMA-Modem verwendet werden. Der Sendeabschnitt 1301 ist zum Senden der Eingangsinformation und der Steuersignale mi(t), i = 1, 2, ... I als gemäß dem Spreizspektrum verarbeitete Benutzerinformationssignale scj(t), J = 1, 2, ... J ausgelegt. Der Sendeabschnitt 1301 empfängt den globalen Pilotcode vom Codegenerator 1304, der durch die Steuereinrichtung 1303 gesteuert wird. Die gemäß dem Spreizspektrum verarbeiteten Benutzer-Informationssignale werden schließlich mit anderen in ähnlicher Weise verarbeiteten Signalen addiert und als CDMA-Kanäle über die CDMA-HF-Vorwärts-Nachrichtenverbindung, zum Beispiel an die SUs übertragen. Der Empfangsabschnitt 1302 empfängt CDMA-Kanäle als r(t) und entspreizt die Benutzerinformation und die Steuersignale rck(t), k = 1, 2, ...K, die über die CDMA-HF-Rück-Nachrichtenverbindung, zum Beispiel von den SUs an die RCS gesendet wurden, und stellt diese wieder her.
  • CDMA-Modem-Senderabschnitt
  • Gemäß 14 weist die Codegeneratoreinrichtung 1304 eine Sende-Zeitgeber-Steuerlogik 1401 und einen Spreizcode-PN-Generator 1402 auf, und der Sendeabschnitt 1301 weist einen Modem-Eingangssignal-Empfänger (MISR) 1410, Faltungscoder 1411, 1412, 1413, 1414, Spreizer 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 und Kombinierer 1430 auf. Der Sendeabschnitt 1301 empfängt die Nachrichten-Datenkanäle MESSAGE, faltungscodiert jeden Nachrichten-Datenkanal im entsprechenden Faltungscoder 1411, 1412, 1413, 1414, moduliert die Daten mit einer Zufalls-Spreizcodesequenz im entsprechenden Spreizer 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 und kombiniert modulierte Daten aus allen Kanälen, einschließlich des in der beschriebenen Ausführungsform vom Codegenerator empfangenen Pilotcodes, im Kombinierer 1430 zum Erzeugen von I- und Q-Komponenten zur HF-Sendung. Der Senderabschnitt 1301 der vorliegenden Ausführungsform unterstützt vier programmierbare Kanäle mit 64, 32, 16 beziehungsweise 8 KB/s (TR0, TR1, TR2, TR3). Die Nachrichtenkanaldaten sind ein zeitmultiplexiertes Signal, das von der PCM-Multiplexleitung 1201 durch die PCM-Schnittstelle 1220 empfangen und in den MISR 1410 eingegeben wird.
  • 15 ist ein Blockdiagramm des beispielhaften MISR 1410. Für die beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird durch das 8-KHz-Rahmen-Synchronisationssignal MPCMSYNC ein Zähler gesetzt und durch 2,048 MHz-MPCMCLK von der Zeitgeberschaltung 1401 inkrementiert. Das Zähler-Ausgangssignal wird vom Komparator 1502 mit TRCFG-Werten verglichen, die dem Zeitschlitzort für Daten des Nachrichtenkanals TR0, TR1, TR2 beziehungsweise TR3 entsprechen; und die TRCFG-Werte werden vom MIU-Controller 1230 in MCTRL empfangen. Der Komparator sendet Zählsignale an die Register 1505, 1506, 1507 und 1508, die Nachrichtenkanaldaten in Puffer 1510, 1511, 1512, 1513 unter Verwendung des aus dem Systemtaktgeber bezogenen TXPCNCLK-Zeitgebersignals getaktet eingeben. Die Nachrichtendaten werden vom Signal MSGDAT vom PCM-Multiplexleitungssignal MESSAGE geliefert, wenn Freischaltungssignale TR0EN, TR1EN, TR2EN und TR3EN von der Zeitgeber-Steuerlogik 1401 aktiv sind. In weiteren Ausführungsformen kann MESSAGE auch Signale einschließen, die Register frei schalten, was von einer Verschlüsselungsrate oder Datenrate abhängt. Wenn das Zähler-Eingangssignal gleich einer der Kanal-Standortadressen ist, dann werden die festgelegten Sende-Nachrichtendaten in den Registern 1510, 1511, 1512, 1513 in die Faltungscoder 1411, 1412, 1413, 1414, die in 14 gezeigt sind, eingegeben.
  • Der Faltungscodierer ermöglicht die Verwendung von Vorwärts-Fehlerkorrekturverfahren (FEC-Verfahren), die auf diesem Gebiet wohl bekannt sind. FEC-Verfahren arbeiten mit dem Einführen einer Redundanz bei der Erzeugung von Daten in kodierter Form. Codierte Daten werden übermittelt, und die Redundanz in den Daten ermöglicht es der Empfänger-Decodiervorrichtung, Fehler zu erfassen und zu korrigieren. Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet Faltungscodierung.
  • Zusätzliche Datenbits werden den Daten beim Codiervorgang hinzugefügt und stellen den Codier-Zusatz dar. Die Codierrate wird als das Verhältnis von übertragenen Datenbits zu übertragenen Gesamtbits (codierte Daten + redundante Daten) ausgedrückt und als die Rate "R" des Codes bezeichnet.
  • Faltungscodes sind Codes, bei denen jedes Codebit durch die Faltung eines jeden neuen uncodierten Bits mit einer Anzahl zuvor codierter Bits erzeugt wird. Die Gesamtzahl in diesem Codiervorgang verwendeter Bits wird als die Einschränkungslänge "K" des Codes bezeichnet. Bei der Faltungscodierung werden Daten in ein Schieberegister von K Bits Länge getaktet eingelesen, so dass ein ankommendes Bit in das Register getaktet eingelesen wird, und es und die existierenden K – 1 Bits gefaltet codiert werden, um ein neues Symbol zu erzeugen. Der Faltungsvorgang besteht aus dem Erzeugen eines Symbols, das aus einer Modul-2-Summe eines bestimmten Musters verfügbarer Bits besteht, wobei immer das erste Bit und das letzte Bit in mindestens einem der Symbole eingefügt wird.
  • 16 zeigt das Blockdiagramm eines Faltungscodierers mit K = 7, R = 1/2, der zur Verwendung als der in 14 gezeigte Codierer 1411 geeignet ist. Diese Schaltung codiert den Kanal TR0, der in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Ein Sieben-Bit-Register 1601 mit Stufen Q1 bis Q7 verwendet das Signal TXPNCLK zum getakteten Einlesen von TR0-Daten, wenn das TR0EN-Signal durchgesetzt wird. Der Ausgangswert der Stufen Q1, Q2, Q3, Q4, Q6 und Q7 wurden jeweils unter Verwendung der EXKLUSIV-ODER-Logik 1602, 1603 zum Erzeugen entsprechender I- und Q-Kanal-FEC-Daten für den TR0-Kanal FECTR0DI und FECTR0DQ kombiniert.
  • Zwei Ausgangs-Symbolströme FECTR0DI und FECTR0DQ werden erzeugt. Der FECTR0DI-Symbolstrom wird durch EXKLUSIV-ODER-Logik 1602 der Schieberegister-Ausgangssignale erzeugt, die den Bits 6, 5, 4, 3 und 0 (Oktal 171) entsprechen, und ist als eine In-Phase-Komponente "I" der Sende-Nachricht-Kanaldaten konzipiert. Der Symbolstrom FECTR0DQ wird ebenfalls von der EXKLUSIV-ODER-Logik 1603 der Schieberegister-Ausgangssignale aus Bits 6, 4, 3, 1 und 0 (Oktal 133) erzeugt, und ist als eine Quadratur-Komponente "Q" der Sende-Nachricht-Kanaldaten konzipiert. Zwei Symbole werden zum Repräsentieren eines einzigen codierten Bits gesendet, wodurch die Redundanz erzeugt , wird, die zur Ermöglichung einer Fehlerkorrektur, die am empfangenden Ende durchgeführt wird, nötig ist. Gemäß 14 wird das Verschiebungs-Freigabe-Taktsignal für die Sende-Nachrichten-Kanaldaten von der Steuerungs-Zeitgeberlogik 1401 erzeugt. Die gefaltet codierten Sende-Nachrichten-Kanal-Ausgangsdaten für den jeweiligen Kanal werden an den entsprechenden Spreizer 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 angelegt, der die Sende-Nachrichten-Kanaldaten mit seiner vorher zugewiesenen Spreizcodesequenz aus dem Codegenerator 1402 multipliziert. Diese Spreizcodesequenz wird durch die Steuerung 1303, wie vorher beschrieben, erzeugt und als Zufalls-Pseudorauschen-Signatursequenz (PN-Code) bezeichnet.
  • Das Ausgangssignal eines jeden Spreizers 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 ist ein gespreizter Sende-Datenkanal. Der Betrieb des Spreizers ist wie folgt: Das Spreizen des Kanal-Ausgangssignals (I + jQ), multipliziert mit einer Zufallssequenz (PNI + jPNQ) ergibt die In-Phasen-Komponente I des Ergebnisses, das aus (I xor PNI) und (–Q xor PNQ) zusammengesetzt ist. Die Quadratur-Komponente Q des Ergebnisses ist (Q xor PNI) und (I xor PNQ). Da keine Kanaldateneingabe an die Pilot-Kanallogik existiert (I = 1, Q-Werte sind verboten), ergibt das gespreizte Ausgangssignal der Pilotkanäle die entsprechenden Sequenzen PNI für I-Komponenten und PNQ für Q-Komponenten.
  • Der Kombinierer 1430 empfängt die I- und Q-gespreizten Sendedatenkanäle und kombiniert die Kanäle in ein I-Modem-Sende-Datensignal (TXIDAT) und ein Q-Modem-Sende-Datensignal (TXQDAT). Die I-gespreizten Sendedaten und die Q-gespreizten Sendedaten werden getrennt addiert.
  • Für eine SU weist der CDMA-Modem-Sendeabschnitt 1301 FIR-Filter zum Empfangen des I- und Q-Kanals vom Kombinierer zum Durchführen einer Pulsformung, Einschließen einer Spektralsteuerung und x/sin(x)-Korrektur für das gesendete Signal auf. Getrennte jedoch identische FIR-Filter empfangen die I- und Q-gespreizten Sendedatenströme mit der Chiprate, und das Ausgangssignal eines jeden Filters hat die doppelte Chiprate. Die beispielhaften FIR-Filter sind 28 symmetrische Filter mit geradzahligen Anzapfleitungen, die durch 2 interpolieren. Die Interpolation geschieht vor der Filterung, so dass sich 28 Zapfleitungen auf 28 Zapfleitungen bei der doppelten Chiprate beziehen, und die Interpolation wird durch Setzen einer jeden zweiten Abtastung auf Null durchgeführt. Beispielhafte Koeffizienten sind in Tabelle 11 gezeigt.
  • Tabelle 11: Koeffizientenwerte
    Figure 00750001
  • CDMA-Modem-Empfangsabschnitt
  • Gemäß den 9 und 12 akzeptiert der HF-Empfänger 950 der vorliegenden Ausführungsform analoge Eingangs-I- und -Q-CDMA-Kanäle, die an die CDMA-Modems 1210, 1211, 1212, 1215 über die MIUs 931, 932, 933 vom VDC 940 gesendet werden. Diese I- und Q-CDMA-Kanalsignale werden vom (in 13 gezeigten) CDMA-Modem-Empfangsabschnitt 1302 abgetastet und in I- und Q-Digital-Empfangs-Nachrichtensignale konvertiert, wobei der in 17 gezeigte Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler) 1730 verwendet wird. Die Abtastrate des A/D-Wandlers der beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist mit der Entspreizungscoderate äquivalent. Die I- und Q-Digital-Empfangs-Nachrichtensignale werden dann mit Korrelatoren unter Verwendung von sechs verschiedenen komplexen Spreizcodesequenzen entspreizt, die den Entspreizungscodesequenzen der vier Kanäle (TR0, TR1, TR2, TR3), der APC-Information und dem Pilotcode entsprechen.
  • Eine Zeitsynchronisation des Empfängers mit dem empfangenen Signal wird in zwei Phasen aufgeteilt; es gibt eine anfängliche Akquisitionsphase und dann eine Nachführphase, nachdem die Signalzeitabstimmung erhalten wurde. Die anfängliche Akquisition wird durch Verschieben der Phase der lokal erzeugten Pilotcodesequenz im Verhältnis zum empfangenen Signal und Vergleichen des Ausgangssignals des Pilot-Entspreizers mit einem Schwellenwert bewerkstelligt. Das eingesetzte Verfahren wird als sequenzielle Suche bezeichnet. Zwei Schwellenwerte (Übereinstimmung und Ablehnung) werden vom zusätzlichen Entspreizer berechnet. Nachdem das Signal akquiriert wurde, wird der Suchvorgang eingestellt, und der Nachführvorgang beginnt. Der Nachführvorgang erhält die Synchronisation des vom Empfänger eingesetzten (in 13 und 17 gezeigten) Codegenerators 1304 mit dem eintreffenden Signal. Die verwendete Nachführschleife ist die verzögerungssynchrone Schleife (DLL) und ist den mit "Akquisition und Nachführung" 1701 und "IPM" 1702 bezeichneten Blöcken von 17 implementiert.
  • In 13 implementiert der Modem-Controller 1303 die phasensynchrone Schleife (PLL) als einen Softwarealgorithmus in SW-PLL-Logik 1724 von 17, welche die Phasen- und Frequenzverschiebung des empfangenen Signals im Verhältnis zum gesendeten Signal berechnet. Die berechneten Phasenverschiebungen werden zum Derotieren der Phasenverschiebungen in den mit "Rotieren und Kombinieren" bezeichneten Blocks 1718, 1719, 1720, 1721 der Mehrwege-Datensignale zum Kombinieren zur Erzeugung von Ausgangssignalen verwendet, welche den Empfangskanälen TR0', TR1', TR2', TR3' entsprechen. Die Daten werden dann in Viterbi-Decodierern 1713, 1714, 1715, 1716 zum Entfernen der Faltungscodierung in jedem der empfangenen Nachrichtenkanäle Viterbi-decodiert.
  • 17 zeigt an, dass der Codegenerator 1304 die Codesequenzen Pni(t), i = 1, 2, ... I liefert, die von Empfangs-Kanal-Entspreizern 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 verwendet werden. Die erzeugten Codesequenzen werden in Reaktion auf das SYNK-Signal des System-Taktsignals erzeugt und vom CCNTRL-Signal aus dem in 13 gezeigten Modem-Controller 1303 bestimmt. Gemäß 17 weist der CDMA-Modem-Empfangsabschnitt 1302 ein adaptives abgestimmtes Filter (AMF) 1710, Kanalentspreizer 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709, Pilot-AVC 1711, Zusatz-AVC 1712, Viterbi-Decodierer 1713, 1714, 1715, 1716, Modem-Ausgangsschnittstelle (MOI) 1717, Rotier- und Kombinierlogik 1718, 1719, 1720, 1721, AMF-Gewicht-Generator 1722 und Quantil-Schätz-Logik 1723 auf.
  • In einer anderen Ausführungsform der Erfindung weist der CDMA-Modem-Empfänger auch einen Bitfehler-Integrator zum Messen der BER des Kanals und eine Leerlauf-Code-Einfügelogik zwischen den Viterbi-Decodierern 1713, 1714, 1715, 1716 und der MOI 1717 zum Einfügen von Leerlaufcodes im Fall eines Verlusts der Nachrichtendaten auf.
  • Das adaptive angepasste Filter (AMF) 1710 löst durch den Luftkanal eingeführte Mehrwege-Interferenz auf. Das beispielhafte AMF 1710 verwendet ein komplexes 11-Stufen-FIR-Filter, wie es in 18 gezeigt ist. Die empfangenen I- und Q-Digital-Nachrichtensignale werden beim Register 1820 vom A/D 1730 von 17 empfangen und in Multiplizierern 1801, 1802, 1803, 1810, 1811 durch I- und Q-Kanalgewichte W1 bis W11 multipliziert, die vom AMF-Gewicht-Generator 1722 von 17 erzeugt wurden. In der beispielhaften Ausführungsform liefert der A/D 1730 die I- und Q-Digital-Empfangs-Nachrichtensignaldaten als Komplementärwerte von 2, 6 Bits für I und 6 Bits für Q, die durch ein 11-Stufen-Schieberegister 1820 im Ansprechen auf Empfangs-Spreizcode-Taktsignal RXPNCLK getaktet werden. Das Signal RXPNCLK wird durch den Zeitgeberabschnitt 1401 der Codeerzeugungslogik 1304 erzeugt. Jede Stufe des Schieberegisters ist angezapft und in den Multiplizierern 1801, 1802, 1803, 1810, 1811 durch einzelne Gewichtungswerte (6 Bit I und 6 Bit Q) komplex multipliziert, um 11 anzapfungsgewichtete Produkte zu liefern, die im Addierer 1830 summiert werden, und auf 7-Bit-I- und 7-Bit-Q-Werte eingeschränkt.
  • Der CDMA-Modem-Empfangsabschnitt 1302 (der in 13 gezeigt ist) bietet unabhängige Kanalentspreizer 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 (wie in 17 gezeigt) zum Entspreizen der Nachrichtenkanäle. Die beschriebene Ausführungsform entspreizt 7 Nachrichtenkanäle, wobei jeder Entspreizer ein 1-Bit-I-mal-1-Bit-Q-Entspreizungs-Codesignal zum Durchführen einer komplexen Korrelation dieses Codes mit einem 8-Bit-I-mal-8-Bit-Q-Daten-Eingangssignal akzeptiert. Die 7 Entspreizer entsprechen den 7 Kanälen: Verkehrskanal 0 (TR0'), TR1', TR2', TR3', AUX (ein freier Kanal), automatische Leistungssteuerung (APC) und Pilot (PLT).
  • Der in 19 gezeigte Pilot-AVC 1711 empfängt die I- und Q-Pilot-Spreizcodesequenzwerte PCI und PCQ im Schieberegister 1920 im Ansprechen auf das Zeitgebersignal RXPNCLK und weist 11 einzelne Entspreizer 1901 bis 1911 auf, wobei jeder die I- und Q-Digital-Empfangs-Nachrichtensignaldaten mit einer um einen Chip verzögerten Version der gleichen Pilotcodesequenz korreliert. Signal OE1, OE2, ... OE11 werden von der Modemsteuerung 1303 zum Ermöglichen des Entspreizungsvorgangs verwendet. Die Ausgangssignale der Entspreizer werden in einem Kombinierer 1920 kombiniert, wodurch ein Korrelationssignal DSPRDAT des Pilot-AVC 1711 gebildet wird, das von der ACQ & Nachführlogik 1701 (in 17 gezeigt) und schließlich vom (in 13 gezeigten) Modem-Controller 1303 empfangen wird. Die ACQ & Nachführlogik 1701 verwendet dann den Korrelations-Signalwert zum Bestimmen, ob der lokale Empfänger mit dem entfernten Sender synchronisiert ist.
  • Der zusätzliche AVC 1712 empfängt ebenfalls die I- und Q-Digital-Empfangs-Nachrichtensignaldaten und weist in der beschriebenen Ausführungsform vier getrennte Entspreizer 2001, 2002, 2003, 2004 auf, wie in 20 gezeigt. Jeder Entspreizer empfängt und korreliert die I- und Q-Digital-Empfangs-Nachrichtendaten mit verzögerten Versionen der gleichen Entspreizungscodesequenz PARI und PARQ, die vom Codengenerator 1304 erzeugt und in das Schieberegister 2020 eingegeben und darin enthalten sind. Die Ausgangssignale der Entspreizer 2001, 2002, 2003, 2004 werden im Kombinierer 2030 kombiniert, der ein Rausch-Korrelationssignal ARDSPRDAT liefert. Die zusätzliche AVC-Spreizcodesequenz entspricht keiner Sende-Spreizcodesequenz des Systems. Signale OE1, OE2, ... OE4 werden durch die Modemsteuerung 1303 zum Ermöglichen des Entspreizungsvorgangs verwendet. Der zusätzliche AVC 1712 liefert ein Rausch-Korrelationssignal ARDSPRDAT, aus dem Quantil-Schätzungen vom Quantil-Schätzer 1733 berechnet werden, und liefert eine Rauschpegelmessung an die (in 17 gezeigte) ACX und Nachführlogik 1701 und den (in 13 gezeigten) Modem-Controller 1303.
  • Jedes entspreizte Kanal-Ausgangssignal, das den empfangenen Nachrichtenkanälen TR0', TR1', TR2' und TR3' entspricht, wird in einen entsprechenden in 17 gezeigten Viterbi-Decodierer 1713, 1714, 1715, 1716 eingegeben, der eine Vorwärts-Fehlerkorrektur an faltungscodierten Daten vornimmt. Die Viterbi-Decodierer der beispielhaften Ausführungsform haben eine Einschränkungslänge von K = 7 und eine Rate von R = 1/2. Die decodierten entspreizten Nachrichtenkanalsignale werden vom CDMA-Modem durch die MOI 1717 zur PCM-Multiplexleitung 1201 übertragen. Der Betrieb der MOI ist im Wesentlichen der gleiche wie der Betrieb des (in 13 gezeigten) Sendeabschnitts 1301, außer dass er umgekehrt ist.
  • Der CDMA-Modem-Empfangsabschnitt 1302 implementiert mehrere unterschiedliche Algorithmen während unterschiedlicher Phasen der Akquisition, des Nachführens und Entspreizens des Empfangs-CDMA-Nachrichtensignals.
  • Wenn das empfangene Signal momentan verloren geht (oder ernsthaft beschädigt wird) fügt der Leerlaufcode-Einfügungsalgorithmus Leerlaufcodes anstelle der verlorenen oder beschädigten Empfangs-Nachrichtendaten ein, wodurch verhindert wird, dass der Benutzer bei einem Sprachanruf ein lautes Rauschkrachen hört. Die Leerlaufcodes werden an die (in 17 gezeigten) MOI 1717 anstelle des codierten Nachrichtenkanal-Ausgangssignals von den Viterbi-Decodierern 1713, 1714, 1715, 1716 gesendet. Der für den jeweiligen Verkehrskanal verwendete Leerlaufcode wird im Modem-Controller 1303 durch Schreiben des entsprechenden Musters IDLE an die MOI programmiert, was in der vorliegenden Ausführungsform ein 8-Bit-Wort für einen 64 KB/s-Strom, ein 4-Bit-Wort für einen 32-KB/s-Strom ist.
  • Modemalgorithmen zur Akquisition und Nachführung empfangener Pilotsignale
  • Die Akquisitions- und Nachführalgorithmen werden vom Empfänger zum Bestimmen der ungefähren Codephase eines empfangenen Signals, zum Synchronisieren der lokalen Modem-Empfänger-Entspreizer mit dem eintreffenden Pilotsignal und zum Nachführen der Phase der lokal erzeugten Pilotcodesequenz mit der empfangenen Pilotcodesequenz verwendet. Gemäß 13 und 17 werden die Algorithmen durch den Modem-Controller 1303 ausgeführt, der Takt-Abstimmsignale an den Codegenerator 1304 liefert. Diese Abstimmsignale verursachen, dass der Codegenerator für die Entspreizer lokal erzeugte Codesequenzen im Ansprechen auf gemessene Ausgangswerte des Pilot-RAKEs 1711 und Quantil-Werte von Quantil-Schätzern 1723B anpasst. Quantil-Werte sind Rauschstatistiken, die aus den In-Phase- und Quadratur-Kanälen von den Ausgangswerten des (in 17 gezeigten) AUX-Vektor-Korrelators 1712 gemessen werden. Eine Synchronisation des Empfängers mit den empfangenen Signalen wird in zwei Phasen aufgeteilt; eine anfängliche Akquisitionsphase und eine Nachführphase. Die anfängliche Akquisitionsphase wird durch Takten der erzeugten Pilot-Spreizcodesequenz mit einer höheren oder niedrigeren Rate als die Spreizcoderate des empfangenen Signals, Verschieben der lokal erzeugten Pilot-Spreizcodesequenz und Durchführen eines sequenziellen Wahrscheinlichkeits-Verhältnistests (SPRT) am Ausgangssignal des Pilot-Vektorkorrelators 1711 durchgeführt. Die Nachführphase hält die lokal erzeugte Spreizcode-Pilotsequenz in Synchronisation mit dem eintreffenden Pilotsignal.
  • Der SU-Kalt-Akquisitionsalgorithmus wird vom SU-CDMA-Modem verwendet, wenn es das erste Mal eingeschaltet wird, und es hat daher keine Kenntnis über die korrekte Pilot-Spreizcodephase, oder wann eine SU eine Synchronisation mit dem eintreffenden Pilotsignal erneut zu erreichen versucht, hat jedoch eine überlange Zeit in Anspruch genommen. Der Kalt-Akquisitionsalgorithmus ist in zwei Unterphasen aufgeteilt. Die erste Unterphase besteht aus einer Suche über den vom FBCH verwendeten Code der Länge 233415. Nachdem diese Untercode-Phase akquiriert wurde, ist der Code des Piloten einer Länge von 233415 × 128 bis zu einer Ambiguität von 128 möglichen Phasen bekannt. Die zweite Unterphase besteht in einem Durchsuchen dieser verbleibenden 128 möglichen Phasen. Damit mit dem FBCH die Synchronisation nicht verloren geht, ist es in der zweiten Phase der Suche wünschenswert, zwischen einem Nachführen des FBCH-Codes und dem Versuch einer Akquisition des Pilotcodes hin- und herzuschalten.
  • Die RCS-Akquisition des Kurz-Zugriffspilot(SAXPT)-Algorithmus wird vom RCS-CDMA-Modem zum Akquirieren des SAXPT-Pilotsignals einer SU verwendet. Der Algorithmus ist ein Schnell-Suchalgorithmus, weil der SAXPT eine kurze Codesequenz einer Länge N ist, wobei N = Chips/Symbol, und reicht von 45 bis 195, je nach der Bandbreite des Systems. Die Suche geht zyklisch alle möglichen Phasen durch, bis die Akquisition vollständig ist.
  • Die RCS-Akquisition des Lang-Zugriffspilot(LAXPT)-Algorithmus beginnt unmittelbar nach der Akquisition von SAXPT. Die Codephase der SU ist innerhalb eines Vielfachen einer Symboldauer bekannt, so können bei der beispielhaften Ausführungsform der Erfindung 7 bis 66 Phasen innerhalb der Rundlaufverzögerung von der RCS zu durchsuchen sein. Diese Grenze ergibt sich daraus, dass das SU-Pilotsignal mit dem RCS-Global-Pilotsignal synchronisiert ist.
  • Der Algorithmus zur erneuten Akquisition beginnt, wenn ein Codesynchronisationsverlust (LOL) eintritt. Ein Z-Suchalgorithmus wird zum Beschleunigen des Vorgangs unter der Annahme eingesetzt, dass die Codephase nicht weit davon abgedriftet ist, wo sie das letzte Mal war, als das System synchronisiert war. Die RCS verwendet eine maximale Breite des Z-Suchfensters, die durch die maximale Rundlauf-Propagationsverzögerung begrenzt ist.
  • Die Vor-Nachführ-Periode folgt unmittelbar nach dem Akquisitions- oder Re-Akquisitions-Algorithmus und kommt unmittelbar vor dem Nachführalgorithmus. Die Vor-Nachführ-Periode ist eine Periode fester Dauer, während die vom Modem gelieferten Empfangsdaten noch nicht als gültig gelten. Die Vor-Nachführ-Periode erlaubt es anderen Modemalgorithmen, wie zum Beispiel denjenigen, die von ISW PLL 1724, ACQ & Nachführ, AMF-Gewicht-Generator 1722 verwendet werden, sich auf den aktuellen Kanal vorzubereiten und sich ihm anzugleichen. Die Vor-Nachführ-Periode besteht aus zwei Teilen. Der erste Teil ist die Verzögerung, während der die Code-Nachführschleife eingezogen wird. Der zweite Teil ist die Verzögerung, während der AMF-Anzapf-Gewicht-Berechnungen vom AMF-Gewicht-Generator 1722 zum Erzeugen ausgeruhter Gewichtungskoeffizienten durchgeführt werden. Im zweiten Teil der Vor-Nachführ-Periode wird auch der Träger-Nachführschleife erlaubt, durch die SW PLL 1724, einzuziehen, und die skalaren Quantil-Schätzungen werden vom Quantil-Schätzer 1723A durchgeführt.
  • Der Nachführvorgang wird eingeleitet, nachdem die Vor-Nachführ-Periode endet. Dieser Vorgang ist tatsächlich ein repetitiver Zyklus und ist die einzige Prozessphase, während der vom Modem gelieferte Empfangsdaten als gültig gelten können. Die folgenden Vorgänge werden während dieser Phase durchgeführt: AMF-Anzapf-Gewicht-Aktualisierung, Trägernachführung, Codenachführung, Vektor-Quantil-Aktualisierung, skalare Quantil-Aktualisierung, Codesynchronisationsüberprüfung, Derotation und Symbolsummierung und (Vorwärts- und Rückwärts-) Leistungssteuerung.
  • Wenn LOL entdeckt wird, beendet der Modemempfänger den Nachführalgorithmus und leitet automatisch den Re-Akquisitionsalgorithmus ein. In der SU führt ein LOL dazu, dass der Sender abgeschaltet wird. In der RCS führt ein LOL dazu, dass die Vorwärts-Leistungssteuerung ausgeschaltet wird, wobei die Sendeleistung konstant auf dem Pegel unmittelbar vor dem Verlust der Synchronisation gehalten wird. Außerdem führt er dazu, dass die Rück-Leistungssteuerungsinformation ein 010101... Muster annimmt, was die SU dazu veranlasst, ihre Sendeleistung konstant zu halten. Dies kann unter der Verwendung einer Signal-Synchronisations-Überprüfungsfunktion durchgeführt werden, die das Rücksetzsignal an die Akquisitions- und Nachführschaltung 1701 erzeugt.
  • Es werden zwei Sätze von Quantil-Statistiken geführt, einer vom Quantil-Schätzer 1723B und der andere vom skalaren Quantil-Schätzer 1723A. Beide werden vom Modem-Controller 1303 verwendet. Der erste Satz ist die "Vektor"-Quantil-Information, die so genannt ist, weil sie aus dem Vektor von vier komplexen Werten berechnet wird, die vom AUX-AVC-Empfänger 1712 erzeugt werden. Der zweite Satz ist die skalare Quantil-Information, die aus dem einzigen komplexen Wert des AUX-Signals berechnet wird, das vom AUX-Entspreizer 1707 ausgegeben wird. Die zwei Sätze von Information repräsentieren unterschiedliche Sätze von Rauschstatistiken, die zum Erhalten einer vorbestimmten Wahrscheinlichkeit eines falschen Alarms (Pfa) verwendet werden. Die Vektor-Quantil-Daten werden vom Akquisitions- und Re-Akquisitions-Algorithmus verwendet, der vom Modem-Controller 1303 zum Bestimmen der Anwesenheit eines empfangenen Signals im Rauschen implementiert wird, und die skalare Quantil-Information wird vom Code-Synchronisations-Überprüfungsalgorithmus verwendet.
  • Sowohl für den Vektor- als auch für den Skalar-Fall besteht die Quantil-Information aus berechneten Werten von Lambda0 bis Lambda2, die Grenzwerte sind, die zum Schätzen der Wahrscheinlichkeits-Verteilungsfunktion (p.d.f.) des entspreizten Empfangssignals und zum Bestimmen, ob das Modem mit dem PN-Code synchronisiert ist, verwendet werden. Der AUX-Leistungswert, der in der folgenden C-Unterroutine verwendet wird, ist das Quadrat der Stärke des AUX-Ausgangssignals des skalaren Korrelatorfelds der skalaren Quantile, und im Vektor-Fall die Summe der Quadrate der Stärken. In beiden Fällen werden die Quantile unter Verwendung der folgenden C-Unterroutine berechnet: for (n = 0; n < 3; n++) { lambda [n]+ = (lambda [n] < Aux_Power) ? CG[n]:GM[n]; }wobei CG[n] positive Konstanten und GM[n] negative Konstanten sind (unterschiedliche Werte werden für Skalar- und Vektor-Quantile verwendet).
  • Während der Akquisitionsphase verwendet die Durchsuchung des eintreffenden Pilotsignals mit der lokal erzeugten Pilotcodesequenz eine Reihe sequenzieller Tests zum Bestimmen, ob der lokal erzeugte Pilotcode die korrekte Codephase im Verhältnis zum empfangenen Signal hat. Die Suchalgorithmen verwenden den sequenziellen Wahrscheinlichkeits-Verhältnis-Test (SPRT) zum Bestimmen, ob die empfangene und die lokal erzeugte Codesequenz in Phase sind. Die Geschwindigkeit der Akquisition wird durch einen Parallelismus beschleunigt, der dadurch resultiert, dass ein "vielfingriger" Empfänger verwendet wird. In der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung hat der Haupt-Pilot-RAKE 1711 zum Beispiel insgesamt 11 "Finger" (Signalzweige), die eine Gesamt-Phasenperiode von 11 Chip-Perioden repräsentieren. Zur Akquisition werden acht getrennte sequenzielle Wahrscheinlichkeits-Verhältnis-Tests (SPRTs) implementiert, wobei jeder SPRT ein Vier-Chip-Fenster einhält. Jedes Fenster ist vom vorhergehenden Fenster um ein Chip versetzt, und in einer Suchsequenz ist eine bestimmte Codephase durch vier Fenster abgedeckt. Wenn alle acht SPRT-Tests abgewiesen werden, wird der Satz von Fenstern um acht Chips verschoben. Wenn einer der SPRTs angenommen wird, dann wird die Codephase der lokal erzeugten Pilotcodesequenz so abgestimmt, dass versucht wird, die Phase des angenommenen SPRTs innerhalb des Pilot-AVC zu zentrieren. Es ist wahrscheinlich, dass mehr als ein SPRT den Akzeptanzschwellenwert zur gleichen Zeit erreicht. Eine Referenztabelle wird verwendet, um alle 256 möglichen Kombinationen von Annahme/Ablehnung abzudecken, und der Modem-Controller verwendet die Information zum Abschätzen der korrekten Zentral-Codephase im Pilot-Rechen 1711. Jeder SPRT wird wie folgt implementiert (alle Operationen finden bei einer Symbolrate von 64k statt): Die Ausgangspegelwerte der Finger als I_Finger[n] und Q_Finger[n] bezeichnen, wobei n = 0 .. 10 (einschließlich, 0 ist der früheste (am weitesten fortgeschrittene) Finger), dann ist die Leistung eines jeden Fensters: Leistung Fenster[i] = n Σ(I_Finger2[n] + Q_Finger2[n])zum Implementieren der SPRTs führt der Modem-Controller für jedes der Fenster die folgenden Berechnungen durch, die als eine Pseudo-Code-Unterroutine ausgedrückt sind:
    Figure 00840001
    wobei lambda[k] wie im obigen Abschnitt über die Quantil-Schätzung und SIGMA [k], ACCEPTANCE_THRESHOLD und DISMISSAL_THRESHOLD vorbestimmte Konstanten sind. Es wird darauf hingewiesen, dass SIGMA[k] für niedrige Werte von k negativ und für rechte Werte von k positiv ist, so dass die Akzeptanz- und Ablehnungsschwellenwerte konstant sein können und nicht davon abhängig, welche Symbolmenge von Daten in der Statistik angesammelt wurde.
  • Der Modem-Controller stellt fest, in welchen von den Werten von lamba[k] eingegrenzten Bereich der Leistungspegel fällt, was dem Modem-Controller erlaubt, eine annähernde Statistik zu entwickeln.
  • Für den vorliegenden Algorithmus wird die Steuerspannung als ε = yTBY gebildet, wobei y ein Vektor ist, der aus den komplexen Ausgangswerten des Pilot-Vektorkorrelators 1711 gebildet wird, und B eine Matrix, die aus den konstanten Werten besteht, die zum Maximieren der Betriebseigenschaften vorbestimmt wurde, während das Rauschen minimiert wird, wie zuvor anhand des Quadratdetektors beschrieben.
  • Zum Verständnis des Betriebs des Quadratdetektors ist es nützlich, das Folgende zu betrachten. Ein Spreizspektrumsignal (CDMA-Signal) s(t) wird durch einen Mehrwegekanal mit einer Impulsantwort hc(t) geschickt. Das Basisband-Spreizsignal wird durch die Gleichung (30) beschrieben.
    Figure 00850001
    wobei Ci ein komplexes Spreizcodesymbol, p(t) ein vorbestimmter Chippuls und Tc der Chipzeitabstand ist, wobei Tc = 1/Rc ist, und Rc die Chiprate ist.
  • Das empfangene Basisbandsignal wird durch die Gleichung (31) repräsentiert
    Figure 00850002
    wobei q(t) = p(t)*hc(t), τ eine unbekannte Verzögerung und n(t) das additive Rauschen ist. Das empfangene Signal wird durch ein Filter hR(t) verarbeitet, so dass die zu verarbeitende Wellenform x(t) durch die Gleichung (32) gegeben ist
    Figure 00850003
    wobei f(t) = q(t)*hR(t) und z(t) = n(t)*hR(t) ist.
  • Im beispielhaften Empfänger werden Abtastungen des empfangenen Signals mit der Chiprate vorgenommen, das heißt also 1/Tc. Diese Abtastungen x(mTc + τ') werden durch ein Feld von Korrelatoren verarbeitet, die während der Korrelationsperiode rth die durch die Gleichung (33) gegebenen Werte berechnen.
  • Figure 00850004
  • Diese Größen sind aus einer Rauschkomponente wk (r)) und einer deterministischen Komponente yk (r) zusammengesetzt, die durch die Gleichung (34) gegeben ist. y(r)k = E[ν(r)k ] = Lf(kTc + τ' – τ) (34)
  • In der Folge kann der Zeitindex r zur einfacheren Schreibweise unterdrückt werden, auch wenn darauf hingewiesen wird, dass die Funktion f(t) sich mit der Zeit langsam verändert.
  • Die Abtastungen werden zur Anpassung der Abtastungsphase τ' in optimaler Weise zur weiteren Verarbeitung durch den Empfänger verarbeitet, wie zum Beispiel durch eine abgestimmte Filterung. Diese Abstimmung ist unten beschrieben. Zum Vereinfachen der Darstellung des Vorgangs ist es hilfreich, ihn anhand der Funktion f(t + τ) zu beschreiben, wobei die Zeitverschiebung τ angepasst werden soll. Es wird darauf hingewiesen, dass die Funktion f(t + τ) in der Anwesenheit von Rauschen gemessen wird. Es kann daher problematisch sein, die Phase τ' auf der Grundlage von Messungen des Signals f(t + τ) anzupassen. Um das Rauschen zu berücksichtigen, wird die Funktion v(t): v(t) = f(t) + m(t) eingeführt, wobei der Ausdruck m(t) den Rauschvorgang repräsentiert. Der Systemprozessor kann aufgrund von Überlegungen der Funktion v(t) abgeleitet werden.
  • Der Vorgang ist nicht kohärent und basiert daher auf der Hüllkurven-Potenz-Funktion |v(t + τ)|2. Das in Gleichung (35) gegebene funktionale e(τ') ist zur Beschreibung des Vorgangs hilfreich. e(τ') = ∫0–∞ |ν(t + τ' – τ|2dt – ∫0 |ν(t + τ' – τ)|2dt (35)
  • Der Verschiebungsparameter wird auf e(τ') = 0 abgestimmt, was dann eintritt, wenn die Energie am Intervall (–∞, τ' – τ] gleich der Energie am Intervall [τ' – τ, ∞) ist. Die Fehlerkennlinie ist monoton und hat daher einen einzigen Nullübergang. Dies ist die wünschenswerte Qualität der Funktion. Ein Nachteil der Funktion ist, dass sie dahingehend schlecht definiert ist, dass die Integrale unbegrenzt sind, wenn ein Rauschen vorhanden ist. Trotzdem kann die Funktion e(τ') in die durch Gleichung (36) gegebene Form gebracht werden. e(τ')= ∫0–∞ w(t)|ν(t + τ' – τ)|2dt (36)wobei die Kennlinienfunktion w(t) gleich sgn(t), der Signaturfunktion ist. Zum Optimieren der Kennlinienfunktion w(t) ist es hilfreich, eine Gütezahl F, wie sie in Gleichung (37) angegeben ist, zu definieren.
  • Figure 00870001
  • Der Zähler von F ist die numerische Steigung der mittleren
  • Fehlerkennlinie im Intervall [-TA, 'TA], das den nachgeführten Wert τ0' umgibt. Das statistische Mittel wird bezüglich des Rauschens sowie des Zufallkanals hc(t) genommen. Es ist wünschenswert, eine statistische Kennlinie des Kanals festzulegen, um diesen statistischen Durchschnitt zu ziehen. Zum Beispiel kann der Kanal als ein stationärer korrelationsloser Weit-Erfassungsstreuungs-Kanal (Wide Sense Stationary Uncorrelated Scattering /WSSUS) mit eine Impulsantwort hc(t) und einem Weiß-Rauschen-Vorgang U(t) modelliert werden, der eine Intensitätsfunktion g(t) hat, wie sie in Gleichung (38) gezeigt ist. hc(t) = √g(t)U(t) (38)
  • Die Varianz von e(τ) wird als der mittlere Quadratwert der Fluktuation e'(τ) = e(τ) – <e(τ)> (39)berechnet, wobei <e(τ)> der Durchschnitt von e(τ) bezüglich des Rauschens ist.
  • Eine Optimierung der Gütezahl F bezüglich der Funktion w(t) kann unter der Verwendung wohl bekannter Optimierungs-Variationsverfahren durchgeführt werden.
  • Nachdem die optimale w(t) bestimmt wurde, kann der resultierende Prozessor genau durch einen quadratischen Abtastprozessor approximiert werden, der wie folgt abgeleitet wird.
  • Durch das Abtasttheorem kann das Signal v(t), das auf eine Bandbreite W in seiner Bandbreite beschränkt ist, auf seine Abtastungen hin ausgedrückt werden, wie in Gleichung (40) gezeigt ist. ν(t) = Σν(k/W)sinc[(Wt – k)π] (40)
  • Ein Einsetzen dieser Erweiterung in die Gleichung (Z + 6) resultiert in einer unendlichen quadratischen Form in den Abtastungen v(k/W + τ' – τ). Unter der Annahme, dass die Signalbandbreite gleich der Chiprate ist; wird eine Verwendung eines Abtastverfahrens möglich, welches durch das Chip-Taktsignal getaktet wird, das zum Erhalten der Abtastungen verwendet werden kann. Diese Abtastungen vk werden durch die Gleichung (41) repräsentiert. vk = v(kTc + τ' – τ) (41)
  • Diese Annahme führt zu einer Vereinfachung der Implementierung. Sie ist gültig, wenn der Verfälschungsfehler klein ist.
  • In der Praxis ist die abgeleitete quadratische Form beschnitten. Ein Beispiel einer normalisierten B-Matrix ist unten in Tabelle 12 gegeben. Für dieses Beispiel wird ein exponentielles Verzögerungs-Spreizprofil (g(t) = exp(–t/τ) angenommen, wobei τ gleich einem Chip ist. Ein Aperturparameter TA, der gleich eineinhalb Chips ist, ist ebenfalls anzunehmen. Der unterliegende Chippuls hat ein erhöhtes Kosinusspektrum mit einer Überschussbandbreite von 20%.
  • Tabelle 12: B-Matrix-Beispiel
    Figure 00880001
  • Die Codenachführung wird über einen Schleifen-Phasendetektor implementiert, der wie folgt ausgeführt wird. Der Vektor y ist als ein Spaltenvektor definiert, der die 11 komplexen Ausgabepegelwerte des Pilot-AVC 1711 repräsentiert, und B bezeichnet eine symmetrische 11 × 11-Realwert-Koeffizientenmatrix mit vorbestimmten Werten zum Optimieren der Leistung der nicht kohärenten Pilot-AVC-Ausgangswerte y. Das Ausgangssignal ε des Phasendetektors ist durch die Gleichung (42) gegeben: ε = yTBy (42)
  • Die folgenden Berechnungen werden zum Implementieren eines proportionalen plus integralen Schleifenfilters und des VCO implementiert: x[n] = x[n – 1] + βε z[n] = z[n – 1] + x[n] + αεfür β und α, welche Konstanten sind, die von der Modellierung des Systems zum Optimieren der Systemleistung für den bestimmten Sendekanal und die bestimmte Anwendung gewählt wurden, und wobei x[n] der Ausgabewert des Integrators des Schleifenfilters und z[n] der VCO-Ausgabewert ist. Die Codephasenabstimmungen werden vom Modem-Controller unter Befolgung der C-Unterroutine vorgenommen:
  • Figure 00890001
  • In dem obigen Pseudocode könnte auch eine andere Verzögerungsphase verwendet werden, was mit der vorliegenden Erfindung übereinstimmen würde.
  • Der AMF-Anzapfungs-Gewicht-Aktualisierungsalgorithmus des AMF-Gewicht-Generators 1722 findet periodisch statt, um die Phase eines jeden Fingerwerts des Pilot-RAKEs 1711 zu derotieren und zu skalieren, indem eine komplexe Multiplikation des Pilot-AVC-Fingerwerts mit dem komplexen Konjugat des aktuellen Ausgabewertes der Träger-Nachführschleife und durch Anliegen des Produkts an ein Tiefpassfilter und Bilden des komplexen Konjugats der Filterwerte zum Erzeugen von AMF-Anzapfungs-Gewicht-Werten durchgeführt wird, die periodisch in die AMF-Filter des CDMA-Modems geschrieben werden.
  • Der in 17 gezeigte Synchronisations-Überprüfungsalgorithmus wird vom Modem-Controller 1303 ausgeführt, der SPRT-Operationen am Ausgangssignal des Skalar-Korrelatorfelds durchführt. Das SPRT-Verfahren ist das gleiche wie dasjenige für den Akquisitionsalgorithmus, außer dass die Akzeptanz- und Ablehnungsschwellenwerte verändert werden, um die Wahrscheinlichkeit der Erfassung einer Synchronisation zu erhöhen.
  • Eine Trägernachführung wird über eine Schleife zweiter Ordnung durchgeführt, die die Pilot-Ausgabewerte des skalarkorrelierten Felds bearbeitet. Das Phasen-Detektor-Ausgangssignal ist die hart begrenzte Version der Quadraturkomponente des Produkts des (komplexe Werte aufweisenden) Pilot-Ausgangssignals des skalarkorrelierten Felds und des VCO-Ausgangssignals. Das Schleifenfilter hat eine proportionale plus integrale Konstruktion. Der VCO ist ein in einer Reihensumme akkumulierter Phasenfehler Φ, der in den komplexen Zeiger cosΦ + jsinΦ unter Verwendung einer Referenztabelle im Speicher konvertiert wird.
  • Die vorherige Beschreibung des Akquisitions- und Nachführalgorithmus konzentriert sich auf ein nicht kohärentes Verfahren, weil der beschriebene Akquisitions- und Nachführalgorithmus eine nicht kohärente Akquisition gefolgt von einer nicht kohärenten Nachführung benötigt, weil während der Akquisition eine kohärente Referenz erst dann verfügbar ist, wenn AMF, Pilot AVC, Aux-AVC und DPLL in einem Gleichgewichtszustand sind. Auf diesem Gebiet ist jedoch bekannt, dass eine kohärente Nachführung und Kombinierung immer optimal ist, weil bei der nicht kohärenten Nachführung und Kombinierung die Ausgangs-Phaseninformation eines jeden Pilot-AVC-Fingers verloren geht. Folglich verwendet eine andere Ausführungsform der Erfindung ein Zwei-Schritt-Akquisitions- und Nachführsystem, bei dem der zuvor beschriebene nicht kohärente Akquisitions- und Nachführalgorithmus zuerst ausgeführt wird, und dann schaltet der Algorithmus auf ein kohärentes Nachführverfahren um. Das kohärente Kombinier- und Nachführverfahren ist dem zuvor beschriebenen ähnlich, außer dass das nachgeführte Fehlersignal in der folgenden Form ist: ε = yTAy (43)wobei y als ein Spaltenvektor definiert ist, der die 11 komplexen Ausgangspegelwerte des Pilot-AVC 1711 repräsentiert, und A eine symmetrische 11 × 11-Realwert-Koeffizienten-Matrix mit vorbestimmten Werten zum Optimieren der Leistung bei den kohärenten Pilot-AVC-Ausgangssignalen y bezeichnet. Ein Beispiel einer A-Matrix ist unten gezeigt.
  • Figure 00910001
  • Gemäß 9 ist das Video-Verteilungs-Controller-Board (VDC) 940 der RCS mit jeder MIU 931, 932, 933 und den HF-Sendern/Empfängern 950 verbunden. Der VDC 940 ist in 21 gezeigt. Die Daten-Kombinier-Schaltung (DCC) 2150 weist einen Daten-Demultiplexer 2101, Datensummierer 2102, FIR-Filter 2103, 2104 und einen Treiber 2111 auf. Die DCC 2150 1) empfängt das gewichtete CDMA-Modem-I- und Q-Datensignal MDAT von jeder der MIUs 931, 932, 933, 2) summiert die I- und Q-Daten mit den digitalen Trägerkanaldaten von jeder MIU 931, 932, 933 3) und summiert das Ergebnis mit dem Sende-Daten-Nachrichtensignal BCAST und dem vom Master-MIU-Modem 1210 gelieferten globalen Code-Spreizcode GPILOT 4) führt an den summierten Signalen zur Sendung eine Bandformung durch und 5) erzeugt ein analoges Datensignal zur Sendung an den HF-Sender/Empfänger.
  • FIR-Filter 2103, 2104 werden zum Modifizieren der MIU-CDMA-Sende-I und -Q-Modem-Daten vor der Übertragung verwendet. Der WAC überträgt FIR-Filterkoeffizientendaten durch die serielle Portverbindung 912 durch den VDC-Controller 2120 und die FIR-Filter 2103, 2104. Jedes FIR-Filter 2103, 2104 ist eigens konfiguriert. Die FIR-Filter 2103, 2104 verwenden eine Aufwärtsabtastung (Up-Sampling) zum Betrieb mit der doppelten Chiprate, so dass Null-Datenwerte nach jedem MIU-CDMA-Sende-Modem-DATI- und DATQ-Wert zum Erzeugen von FTXI und FTXQ gesendet werden.
  • Der VDC 940 verteilt das AGC-Signal AGCDATA vom AGC 1750 an die MIUs 931, 932, 933 an den HF-Sender/Empfänger 950 durch die Verteilungsschnittstelle (DI) 2110. Die VDC-DI 2110 empfängt Daten RXI und RXQ vom HF-Sender/Empfänger und verteilt das Signal als VDATAI und VDATAQ an MIUs 931, 932, 933.
  • Gemäß 21 weist der VDC 940 auch einen VDC-Controller 2120 auf, der Status- und Fehler-Informationssignale MIUSTAT von MIUs überwacht und mit der seriellen Verbindung 912 und HSBS 970 zum Kommunizieren mit dem in 9 gezeigten WAC 920 verbunden ist. Der VDC-Controller 2120 weist einen Mikroprozessor, wie zum Beispiel einen Intel-8032-Mikrocontroller, einen (nicht gezeigten) Oszillator, der Zeitgebersignale liefert, und einen (nicht gezeigten) Speicher auf. Der VDC-Controllerspeicher weist einen (nicht gezeigten) Flash-Prom zum Enthalten des Controller-Programmcodes für den 8032-Mikroprozessor und einen (nicht gezeigten) SRAM zum Enthalten der temporären Daten auf, die vom Mikroprozessor in den Speicher geschrieben und aus diesem ausgelesen werden.
  • Gemäß 9 weist die vorliegende Erfindung einen HF-Sender/Empfänger 950 und einen Leistungsverstärkerabschnitt 960 auf. Gemäß 22 ist der HF-Sender/Empfänger 950 in drei Abschnitte aufgeteilt:
    Das Sendermodul 2201, das Empfängermodul 2202 und den Frequenzsynthesizer 2203. Der Frequenzsynthesizer 2203 erzeugt eine Sende-Trägerfrequenz TFREQ und empfängt eine Trägerfrequenz RFREQ im Ansprechen auf ein Frequenz-Steuersignal FREQCTRL, das vom WAC 920 auf der seriellen Verbindung 912 empfangen wird. Im Sendermodul 2201 werden die analogen Eingangs-I- und -Q-Datensignale TXI und TXQ vom VDC an den Quadraturmodulator 2220 angelegt, der ebenfalls ein Sende-Trägerfrequenzsignal TFREQ vom Frequenzsyntheziser 2203 empfängt, um ein quadraturmoduliertes Sender-Trägersignal TX zu erzeugen. Das analog-sender-trägermodulierte Signal, ein nach oben konvertiertes HF-Signal TX, wird dann an den Sende-Leistungsverstärker 2252 des Leistungsverstärkers 960 angelegt. Das verstärkte Sende-Trägersignal wird dann durch die Hochleistungs-Passivkomponenten (HPPC) 2253 der Antenne 2250 geleitet, die das nach oben konvertierte HF-Signal als ein CDMA-HF-Signal an den Kommunikationskanal sendet. In einer Ausführungsform der Erfindung weist der Sende-Leistungsverstärker 2252 acht Verstärker mit jeweils ungefähr 60 Watt Spitze zu Spitze auf.
  • Der HPPC 2253 weist eine Blitzschutzeinrichtung, ein Ausgangsfilter, einen 10-dB-Richtungskoppler, einen Isolator und einen an den Isolator angeschlossenen Hochleistungsabschluss auf.
  • Ein Empfangs-CDMA-HF-Signal wird an der Antenne 2250 vom HF-Kanal empfangen und durch den HPPC 2253 zum Empfangs-Leistungsverstärker 2251 geleitet. Der Empfangs-Leistungsverstärker 2251 weist zum Beispiel einen 30-Watt-Leistungstransistor auf, der von einem 5-Watt-Transistor angesteuert wird. Das HF-Empfangsmodul 2202 bekommt ein quadraturmoduliertes Empfangs-Trägersignal RX vom Empfangs-Leistungsverstärker. Das Empfangsmodul 2202 weist einen Quadraturdemodulator 2210 auf, der das empfangs-trägermodulierte Signal RX und das Empfangs-Trägerfrequenzsignal RFREQ vom Frequenzsyntheziser 2203 annimmt, den Träger synchron demoduliert und analoge I- und Q-Kanäle liefert. Diese Kanäle werden gefiltert, um die Signale RXI und RXQ zu erzeugen, die an den VDC 940 übertragen werden.
  • Die Teilnehmereinheit
  • 23 zeigt die Teilnehmereinheit (SU) einer erfindungsgemäßen Ausführungsform. Wie gezeigt, weist die SU einen HF-Abschnitt 2301 mit einem HF-Modulator 2302, einem HF-Demodulator 2303 und einen Splitter/Isolator 2304 auf, die globale und zugewiesene logische Kanäle empfangen, welche die Verkehrs- und Steuernachrichten und globalen Pilotsignale im Vorwärts-Verbindungs-CDMA-HF-Kanalsignal enthalten, sowie zugewiesene Kanäle und Rück-Pilotsignale im Rück-Verbindungs-CDMA-HF-Kanal empfangen. Die Vorwärts- und Rückverbindungen werden durch eine Antenne 2305 empfangen beziehungsweise gesendet. Der HF-Abschnitt verwendet in einer beispielhaften Ausführungsform einen herkömmlichen Superheterodynempfänger (Überlagerungsempfänger) mit zweifacher Konversion mit einer synchronen Demodulatorantwort auf das Signal ROSC. Die Selektivität eines solchen Empfängers wird durch ein (nicht dargestelltes) 70-MHz-Transversal-SAW-Filter hergestellt. Der HF-Modulator weist einen (nicht gezeigten) Synchronmodulator auf, der auf das Trägersignal TOSC zum Erzeugen eines quadraturmodulierten Trägersignals anspricht. Dieses Signal wird in seiner Frequenz durch eine (nicht gezeigte) Verschiebungs-Mischschaltung erhöht.
  • Die SU weist ferner eine Teilnehmer-Leitungs-Schnittstelle 2310 auf, welche die Funktionalität eines Steuerungsgenerators (CC-Generators), einer Datenschnittstelle 2320, eines ADPCM-Codierers 2321, eines ADPCM-Decodierers 2322, eines SU-Controllers 2330, eines SU-Taktsignalgenerators 2331, eines Speichers 2332 und eines CDMA-Modems 2340 aufweist, das im Wesentlichen das gleiche ist wie das CDMA-Modem 1210, das oben anhand von 13 beschrieben wurde. Es wird darauf hingewiesen, dass die Datenschnittstelle 2320, der ADPCM-Codierer 2321 und der ADPCM-Decodierer 2322 typischerweise als ein Standard-ADPCM-Codierer/Decodierer-Chip vorgesehen sind.
  • Das Vorwärts-Verbindungs-CDMA-HF-Kanalsignal wird an den HF-Demodulator 2303 zum Erzeugen des Vorwärts-Verbindungs-CDMA-Signals angelegt. Das Vorwärts-Verbindungs-CDMA-Signal wird an das CDMA-Modem 2340 geliefert, das eine Synchronisation mit dem globalen Pilotsignal erlangt, das globale Pilot-Synchronisationssignal an den Taktgeber 2331 erzeugt, um die System-Zeitgebersignale zu erzeugen, und die Vielzahl logischer Kanäle entspreizt. Das CDMA-Modem 2340 akquiriert auch die Verkehrsnachrichten RMESS und Steuernachrichten RCTRL und liefert die Verkehrs-Nachrichtensignale RMESS an die Datenschnittstelle 2320 und Empfangs-Steuer-Nachrichtensignale RCTRL an den SU-Controller 2330.
  • Die Empfangs-Steuerungs-Nachrichtensignale RCTRL enthalten ein Teilnehmer-Identifikationssignal, ein Codiersignal und Träger-Modifikationssignale. Das RCTRL kann auch Steuer- und andere Telekommunikations-Signalisierungsinformation enthalten. Das Empfangs-Steuerungs-Nachrichtensignal RCTRL wird an den SU-Controller 2330 angelegt, der anhand des aus RCTRL abgeleiteten Teilnehmer-Identifikationswertes überprüft, dass der Anruf für die SU ist. Der SU-Controller 2330 stellt anhand des Codiersignal- und Trägerraten-Modifikationssignals den Typ von im Verkehrs-Nachrichtensignal enthaltenen Benutzerinformation fest. Wenn das Codiersignal anzeigt, dass die Verkehrsnachricht ADPCM-codiert ist, wird die Verkehrsnachricht RVMESS an den ADPCM-Decodierer 2322 gesendet, indem eine Auswahlnachricht an die Datenschnittstelle 2320 gesendet wird. Der SU-Controller 2330 sendet ein ADPCM-Codiersignal und Trägerratensignal aus, das vom Codiersignal abgeleitet wurde, an den ADPCM-Decodierer 2322. Das Verkehrsnachrichtensignal RVMESS ist das Eingangssignal an den ADPCM-Decodierer 2322, wo das Verkehrs-Nachrichtensignal im Ansprechen auf die Werte des Eingangs-ADPCM-Codiersignal in ein digitales Informationssignal RINF konvertiert wird.
  • Wenn der SU-Controller 2330 feststellt, dass der Typ von Benutzerinformation, der im Verkehrs-Nachrichtensignal aus dem Codiersignal enthalten ist, nicht ADPCM-codiert ist, dann gelangt RDMESS transparent durch den ADPCM-Codierer. Die Verkehrsnachricht RDMESS wird von der Datenschnittstelle 2320 direkt an den Schnittstellen-Controller (IC) 2312 der Teilnehmerleitungsschnittstelle 2310 weitergeleitet.
  • Das digitale Informationssignal RINF oder RDMESS wird an die Teilnehmerleitungsschnittstelle 2310 angelegt, welche einen Schnittstellen-Controller (IC) 2312 und eine Leitungsschnittstelle (LI) 2313 aufweist. Auf die beispielhafte Ausführungsform ist der IC ein erweiterter PCM-Schnittstellen-Controller (EPIC), und die LI ist eine Teilnehmerleitungs-Schnittstellenschaltung (SLIC) für POTS, was Signalen des RINF-Typs entspricht, und eine ISDN-Schnittstelle für ISDN, was Signalen des RDMESS-Typs entspricht. Die EPIC- und SLIC-Schaltungen sind auf diesem Gebiet wohl bekannt. Die Teilnehmerleitungsschnittstelle 2310 konvertiert das digitale Informationssignal RINF oder RDMESS in das benutzerdefinierte Format. Das benutzerdefinierte Format wird vom SU-Controller 2330 an den IC 2312 geliefert. Die LI 2310 weist Schaltungen zur Durchführung solcher Funktionen, wie zum Beispiel A-Gesetz- oder μ-Gesetz-Konversion, erzeugen eines digitalen Tons und Erzeugen oder Interpretieren von Signalisierungsbits auf. Die Leitungsschnittstelle erzeugt auch das Benutzer-Informationssignal an den SU-Benutzer 2350, wie von der Teilnehmerleitungsschnittstelle definiert, zum Beispiel POTS-Sprache, Sprachbanddaten oder ISDN-Datendienst.
  • Für einen Rück-Verbindungs-CDMA-HF-Kanal wird ein Benutzerinformationssignal an die LI 2313 der Teilnehmerleitungsschnittstelle 2310 angelegt, welche ein Dienstsignal und ein Informationssignal an den SU-Controller aussendet. Der IC 2312 der Teilnehmerleitungsschnittstelle 2310 erzeugt ein digitales Informationssignal TINF, welches das Eingabesignal an den ADPCM-Codierer 2321 ist, wenn das Benutzerinformationssignal ADPCM-codiert werden soll, wie zum Beispiel für einen POTS-Dienst. Für Daten oder andere nicht ADPCM-codierte Benutzerinformation leitet der IC 2312 die Datennachricht TDMESS direkt an die Datenschnittstelle 2320 weiter. Das Anruf-Steuermodul (CC), welches in der Teilnehmerleitungsschnittstelle 2310 enthalten ist, bezieht Anruf-Steuerungsinformation aus dem Benutzerinformationssignal und leitet die Anrufs-Steuerungsinformation CCINF an den SU-Controller 2330 weiter. Der ADPCM-Codierer 2321 empfängt ebenfalls Codiersignale und Träger-Modifikationssignale vom SU-Controller 2330 und konvertiert das Eingabe-Digital-Informationssignal in das Ausgabe-Nachrichten-Verkehrssignal TVMESS im Ansprechen auf die Codier- und Träger-Modifikationssignale. Der SU-Controller 2330 gibt auch die Rück-Steuerungssignale aus, welche die Codiersignal-Anruf-Steuerungsinformation enthält, und das Träger-Kanal-Modifikationssignal an das CDMA-Modem. Das Ausgangs-Nachrichtensignal TVMESS wird an die Datenschnittstelle 2320 angelegt. Die Datenschnittstelle 2320 sendet die Benutzerinformation als ein Sende-Nachrichtensignal TMESS an das CDMA-Modem 2340. Das CDMA-Modem 2340 spreizt die Ausgangs-Nachrichten- und Rück-Steuerungskanäle TCTRL, die vom SU-Controller 2330 empfangen werden, und erzeugt das Rück-Verbindungs-CDMA-Signal. Das Rück-Verbindungs-CDMA-Signal wird an den HF-Sendeabschnitt 2301 geliefert und vom HF-Modulator 2302 zum Erzeugen des Rück-Verbindungs-CDMA-HF-Kanalsignals moduliert, das von der Antenne 2305 ausgesendet wird.
  • Ruf-Verbindungs- und -Einrichtungs-Vorgang
  • Der Vorgang der Einrichtung des Trägerkanals besteht aus zwei Vorgängen: dem Anruf-Verbindungsvorgang für eine Anrufsverbindung, die von einer entfernten Anrufs-Verarbeitungseinheit, wie zum Beispiel einer RDU, ankommt (eintreffende Anrufsverbindung), und dem Anrufsverbindungsvorgang für einen Anruf, der von der SU ausgeht (abgehende Anrufsverbindung). Bevor ein Trägerkanal zwischen einer RCS und einer SU eingerichtet werden kann, muss die SU ihre Anwesenheit im Netz beim entfernten Anrufsprozessor, wie zum Beispiel der RDU registrieren. Wenn das Abhebesignal von der SU erfasst wird, beginnt die SU nicht nur mit der Einrichtung eines Trägerkanals, sondern leitet auch den Vorgang dazu ein, dass die RCS eine Erdverbindung zwischen der RCS und dem entfernten Prozessor erhält. Der Vorgang zum Einrichten der RCS und der RDU-Verbindung ist im DECT-V5.1-Standard spezifiziert.
  • Für den in 24 gezeigten Vorgang für die eintreffende Anrufsverbindung empfängt zuerst 2401 der (in 9 gezeigte) WAC 920 über einen der MUXs 905, 906 und 907 eine eintreffende Anrufsanforderung von einer entfernten Anrufsverarbeitungseinheit. Diese Anforderung identifiziert die Ziel-SU und dass eine Verbindung zur SU gewünscht wird. Der WAC gibt periodisch den SBCH-Kanal mit Funkrufanzeigern für jede SU aus und gibt periodisch die FBCH-Ampeln für jeden Zugangskanal aus. In Reaktion auf die eintreffende Anrufsanforderung überprüft der WAC zuerst bei Schritt 2420, ob die identifizierte SU schon mit einem anderen Anruf aktiv ist. Wenn das so ist, gibt der WAC für die SU an die entfernte Verarbeitungseinheit durch den MUX ein Belegtsignal zurück, ansonsten wird der Funkrufanzeiger für den Kanal gesetzt.
  • Als Nächstes überprüft bei Schritt 2402 der WAC den Status der RCS-Modems und bestimmt bei Schritt 2421, ob eines für den Anruf verfügbar ist. Wenn ein Modem verfügbar ist, zeigen die Ampeln auf dem FBCH an, dass einer oder mehrere AXCH-Kanäle verfügbar sind. Wenn nach einer bestimmten Zeit kein Kanal verfügbar ist, gibt der WAC an die entfernte Verarbeitungseinheit durch MUX ein Belegtsignal für die SU zurück. Wenn ein RCS-Modem verfügbar ist und die SU nicht aktiv ist (im Schlafmodus ist), setzt der WAC den Funkrufanzeiger für die identifizierte SU auf dem SBCH zum Anzeigen einer eintreffenden Anrufanforderung. Inzwischen suchen die Zugriffskanalmodems kontinuierlich nach dem kurzen Zugangspilotsignal (SAXPT) der SU.
  • Bei Schritt 2403 geht eine SU im Schlafmodus periodisch in den Wachmodus. Im Wachmodus synchronisiert sich das SU-Modem mit dem Abwärtsverbindungs-Pilotsignal, wartet darauf, dass sich die SU-Modem-AMF-Filter und phasensynchronisierte Schleife beruhigt haben und liest den Funkrufanzeiger in den ihm zugewiesenen Schlitz auf dem SBCH zum Feststellen, ob ein Anruf für die SU vorliegt 2422. Wenn kein Funkrufanzeiger gesetzt ist, hält die SU das SU-Modem an und kehrt zum Schlafmodus zurück. Wenn ein Funkrufindikator für eine eintreffende Anrufverbindung gesetzt ist, überprüft das SU-Modem den Diensttyp und die Ampeln auf dem FBCH für einen verfügbaren AXCH.
  • Als Nächstes wählt bei Schritt 2404 das SU-Modem einen verfügbaren AXCH aus und startet ein schnelles Sende-Leistungs-Hochfahren auf dem entsprechenden SAXPT. Über einen Zeitraum fährt das SU-Modem mit dem schnellen Leistungshochfahren auf dem SAXPT fort und die Zugangsmodems suchen weiter nach dem SAXPT.
  • Bei Schritt 2405 akquiriert das RCS-Modem den SAXPT der SU und beginnt mit der Suche nach SU-LAXPT. Wenn der SAXPT akquiriert wurde, informiert das Modem den WAC-Controller und der WAC-Controller setzt die dem Modem entsprechenden Ampeln auf "rot", wodurch angezeigt wird, dass das Modem nun belegt ist. Die Ampeln werden periodisch ausgegeben, während weiterhin eine Akquisition des LAXPT versucht wird.
  • Das SU-Modem überwacht bei Schritt 2406 die FBCH-AXCH-Ampel. Wenn die AXCH-Ampel auf rot gesetzt wurde, nimmt die SU an, dass das RCS-Modem den LAXPT akquiriert hat und beginnt mit der Übertragung von LAXPT. Das SU-Modem fährt solange mit der Leistung des LAXPT mit einer langsameren Rate hoch, bis Sync-Ind-Nachrichten auf dem entsprechenden CTCH empfangen werden. Wenn die SU einer falschen Annahme unterlag, weil die Ampel tatsächlich in Reaktion darauf gesetzt war, dass eine andere SU den AXCH akquiriert hat, geschieht beim SU-Modem eine Zeitüberschreitung, weil keine Sync-Ind-Nachrichten empfangen werden. Die SU wartet eine beliebige Zeit, wählt einen neuen AXCH-Kanal und die Schritte 2404 und 2405 werden solange wiederholt, bis das SU-Modem Sync-Ind-Nachrichten empfängt.
  • Als Nächstes akquiriert das RCS-Modem bei Schritt 2407 den LAXPT der SU und beginnt mit dem Senden von Sync-Ind-Nachrichten auf dem entsprechenden CTCH. Das Modem wartet 10 ms darauf, dass sich das Pilot- und AUX-Vektor-Korrelatorfilter und die phasensynchronisierte Schleife beruhigen, sendet jedoch weiterhin Sync-Ind-Nachrichten auf dem CTCH. Dann beginnt das Modem mit der Suche nach einer Anforderungsnachricht für einen Zugang zum Trägerkanal (MAX_ACC_REQ) vom SU-Modem.
  • Das SU-Modem empfängt bei Schritt 2408 die Sync-Ind-Nachricht und friert den LAXPT-Sende-Leistungspegel ein. Das SU-Modem beginnt dann mit dem Senden wiederholter Anforderungsnachrichten für einen Zugang zu einem Träger-Verkehrskanal (MAC_ACC_REQ) mit festen Leistungspegeln und hört auf eine Anforderungs-Bestätigungsnachricht (MAC_BEARER_CFM) vom RCS-Modem.
  • Als Nächstes empfängt das RCS-Modem bei Schritt 2409 eine MAC_ACC_REQ-Nachricht; dann beginnt das Modem mit dem Messen des AXCH-Leistungspegels und startet den APC-Kanal. Das RCS-Modem sendet dann die MAC_BEARER_CFM-Nachricht an die SU und beginnt mit dem Hören auf eine Bestätigung MAC_BEARER_CFM_ACK der MAC_BEARER_CFM-Nachricht.
  • Bei Schritt 2410 empfängt das SU-Modem die MAC_BEARER_CFM-Nachricht und beginnt damit, der APC-Leistungssteuerungsnachricht zu gehorchen. Die SU sendet keine MAC_ACC_REQ-Nachricht mehr aus und sendet an das RCS-Modem die MAC_BEARER_CFM_ACK-Nachricht. Die SU beginnt mit dem Senden der Nulldaten auf dem AXCH. Die SU wartet 10 ms darauf, dass sich der Aufwärtsverbindungs-Sende-Leistungspegel beruhigt.
  • Das RCS-Modem empfängt bei Schritt 2411 die MAC_BEARER_CFM ACK-Nachricht und hört mit dem Senden der MAC_BEARER_CFM-Nachrichten auf. APC-Leistungsmessungen werden fortgeführt.
  • Als Nächstes haben bei Schritt 2412 sowohl die SU- als auch die RCS-Modems die Unterepochen synchronisiert, gehorchen APC-Nachrichten, messen Empfangsleistungspegel und vergleichen und senden APC-Nachrichten. Die SU wartet 10 ms darauf, dass sich der Abwärtsverbindungs-Leistungspegel beruhigt.
  • Schließlich ist bei Schritt 2413 der Trägerkanal zwischen den SU- und RCS-Modems eingerichtet und initialisiert. Der WAC empfängt das Träger-Einrichtungssignal von dem RCS-Modem, teilt den AXCH-Kanal erneut zu und setzt die entsprechende Ampel auf grün.
  • Für die abgehende Anrufsverbindung, die in 25 gezeigt ist, wird die SU vom Abhebesignal an der Benutzerschnittstelle bei Schritt 2501 in den aktiven Modus versetzt.
  • Als Nächstes zeigt bei Schritt 2502 die RCS verfügbare AXCH-Kanäle dadurch an, dass die entsprechenden Ampeln gesetzt werden.
  • Bei Schritt 2503 synchronisiert sich die SU mit dem Abwärtsverbindungspilot, wartet darauf, dass sich die SU-Modem-Vektorkorrelatorfilter und die Phasensynchronisationsschleife beruhigen, und die SU überprüft den Diensttyp und die Ampeln nach einem verfügbaren AXCH.
  • Die Schritte 2504 bis 2513 sind mit den Prozedurschritten 2404 bis 2413 für den Vorgang der eintreffenden Anrufsverbindung von 24 identisch und sind daher hier nicht im Detail erläutert.
  • In den vorherigen Prozeduren für die eintreffende Anrufsverbindung und die abgehende Anrufsverbindung besteht der Leistungs-Hochfahrvorgang aus den folgenden Ereignissen. Die SU beginnt mit einer sehr niedrigen Sendeleistung und erhöht ihren Leistungspegel, während der kurze Code SAXPT gesendet wird; nachdem das RCS-Modem den kurzen Code erfasst hat, schaltet es die Ampel aus. Nach dem Erfassen der veränderten Ampel fährt die SU die Leistung mit einer geringeren Rate weiter hoch, während dieses Mal der LAXPT gesendet wird. Nachdem das RCS-Modem den LAXPT akquiriert und eine Nachricht auf dem CTCH gesendet hat, um dieses anzuzeigen, hält die SU ihre Sendeleistung (TX-Leistung) konstant und sendet die MAC-Zugangs-Anforderungs-Nachricht. Diese Nachricht wird durch eine MAC_BEARER_CFM-Nachricht auf dem CTCH beantwortet. Nachdem die SU die MAC_BEARER_CFM-Nachricht empfangen hat, schaltet sie auf den Verkehrskanal (TRCH) um, welcher der Wählton für POTS ist.
  • Wenn die SU einen spezifischen Benutzerkanal AXCH auffängt, weist die RCS einen Code-Anfangsparameter (Seed) für die SU durch den CTCH zu. Der Code-Seed wird vom Spreizcodegenerator im SU-Modem zum Erzeugen des zugewiesenen Codes für den Rück-Pilot des Teilnehmers und die Spreizcodes für entsprechende Kanäle für Verkehr, Anrufsteuerung und Signalisierung verwendet. Die SU-Rück-Pilot-Spreizcodesequenz ist in Phase mit der RCS-System-Global-Pilot-Spreizcodesequenz synchronisiert, und die Verkehrs-, Rufsteuerungs- und Signalisierungs-Spreizcodes sind in Phase mit der SU-Rück-Pilot-Spreizcodesequenz synchronisiert.
  • Wenn die Teilnehmereinheit beim Auffangen eines spezifischen Benutzerkanals erfolgreich ist, richtet die RCS eine Erdverbindung mit der entfernten Verarbeitungseinheit ein, die dem spezifischen Benutzerkanal entspricht. Für den DECT-V5.1-Standard wird, nachdem die vollständige Verbindung von der RDU zur LE unter Verwendung der V5.1-ESTABLISHMENT-Nachricht eingerichtet wurde, eine entsprechende V5.1-ESTABLISHMENT-ACK-Nachricht von der LE an die RDU zurückgegeben, und es wird eine CONNECT-Nachricht an die Teilnehmereinheit gesendet, die anzeigt, dass die Übertragungsverbindung vollständig ist.
  • Unterstützung spezieller Diensttypen
  • Das erfindungsgemäße System weist ein Trägerkanal-Modifikationsmerkmal auf, das es erlaubt, die Senderate der Benutzerinformation von einer niedrigeren Rate auf maximal 64 KB/s umzustellen. Das Verfahren zur Träger-Kanalmodifikation (BCM) wird zum Umstellen eines 32-KB/s-ADPCM-Kanals in einen 64-KB/s-PCM-Kanal zum Unterstützen von Hochgeschwindigkeits-Daten- und Faxkommunikationen durch das Spreizspektrums-Kommunikationssystem der vorliegenden Erfindung zu unterstützen. Zuerst wird ein Trägerkanal der HF-Schnittstelle zwischen der RCS und RSU eingerichtet, und eine entsprechende Verbindung existiert zwischen der RCS-Erd-Schnittstelle und der entfernten Verarbeitungseinheit, wie zum Beispiel einer RDU. Die digitale Übertragungsrate der Verbindung zwischen der RCS und der entfernten Verarbeitungseinheit entspricht normalerweise einer datencodierten Rate, die zum Beispiel ADPCM bei 32 KB/s sein kann. Der WAC-Controller der RCS überwacht die codierte digitale Dateninformation auf der Verbindung, die von der Leitungsschnittstelle des MUX empfangen wird. Wenn der WAC-Controller die Anwesenheit des 2100-Hz-Tons in den digitalen Daten erfasst, gibt der WAC eine Anweisung an die SU durch den zugewiesenen logischen Steuerkanal und verursacht, dass eine zweite 64-KB/s-Duplexverbindung zwischen dem RCS-Modem und der SU eingerichtet wird. Zusätzlich befiehlt der WAC-Controller der entfernten Verarbeitungseinheit, eine zweite 64-KB/s-Duplexverbindung zwischen der entfernten Verarbeitungseinheit und der RCS einzurichten. Folglich tauschen die entfernte Verarbeitungseinheit und die SU über einen kurzen Zeitraum die gleichen Daten sowohl über die 32-KB/s- und die 64-KB/s-Verbindung über die RCS aus. Nachdem die zweite Verbindung eingerichtet wurde, verursacht die entfernte Verarbeitungseinheit, dass der WAC-Controller die Übertragung ausschließlich auf die 64-kB/s-Verbindung schaltet, und der WAC-Controller befiehlt dem RCS-Modem und der SU, die 32-KB/s-Verbindung zu beenden und abzubrechen. Gleichzeitig wird auch die 32-KB/s-Erdverbindung beendet und abgebrochen.
  • Bei einer anderen Ausführungsform des BCM-Verfahrens findet eine Verhandlung zwischen der externen entfernten Verarbeitungseinheit, wie zum Beispiel der RDU, und der RCS statt, wodurch redundante Kanäle auf der Erdschnittstelle möglich werden, während nur ein Trägerkanal auf der HF-Schnittstelle verwendet wird. Das beschriebene Verfahren ist ein synchrones Umschalten von der 32-KB/s-Verbindung zur 64-KB/s-Verbindung über die Luftverbindung, was von der Tatsache profitiert, dass die Spreizcodesequenz-Zeitabstimmung mit dem RCS-Modem und der SU synchronisiert ist. Wenn der WAC-Controller die Anwesenheit des 2100-Hz-Tons in den digitalen Daten erfasst, befiehlt der WAC-Controller der entfernten Verarbeitungseinheit, eine zweite 64-KB/s-Duplexverbindung zwischen der entfernten Verarbeitungseinheit und der RCS einzurichten. Die entfernte Verarbeitungseinheit sendet dann 32-KB/s-codierte Daten und 64-KB/s-Daten gleichzeitig an die RCS. Nachdem die entfernte Verarbeitungseinheit die 64-KB/s-Verbindung eingerichtet hat, wird die RCS informiert, und die 32-KB/s-Verbindung wird beendet und abgebrochen. Die RCS informiert ebenfalls die SU, dass die 32-KB/s-Verbindung abgebrochen wird und dass die Verarbeitung zum Empfangen uncodierter 64-KB/s-Daten auf dem Kanal umzustellen ist. Die SU und die RCS tauschen Steuernachrichten über den Träger-Steuerkanal der zugewiesenen Kanalgruppe aus, um die bestimmte Subepoche der Trägerkanal-Spreizcodesequenz zu identifizieren und zu bestimmen, in der die RCS mit dem Übertragen von 64-KB/s-Daten an die SU beginnen wird. Nachdem die Subepoche identifiziert wurde, geschieht das Umschalten synchron an der identifizierten Subepochengrenze. Dieses synchrone Umschaltverfahren geht mit der Bandbreite wirtschaftlicher um, da das System keine Kapazität für eine 64-KB/s-Verbindung bereithalten muss, um das Umschalten zu unterstützen.
  • Bei den zuvor beschriebenen Ausführungsformen des BCM-Merkmals bricht die RCS die 32-KB/s-Verbindung zuerst ab, doch wird es einem Fachmann auf diesem Gebiet bekannt sein, dass die RCS die 32-KB/s-Verbindung auch erst dann abbrechen könnte, nachdem der Trägerkanal auf die 64-KB/s-Verbindung umgeschaltet hat.
  • Als einen weiteren speziellen Diensttyp unterstützt das erfindungsgemäße System ein Verfahren zum Einsparen von Kapazität über die HF-Schnittstelle für Verkehr des ISDN-Typs. Diese Einsparung geschieht, während ein bekanntes Leerlauf-Bitmuster im ISDN-D-Kanal übertragen wird, während keine Dateninformation gesendet wird. Das erfindungsgemäße CDMA-System weist ein Verfahren zum Verhindern des Sendens redundanter Information auf, die auf dem D-Kanal von ISDN-Netzen getragen werden, für Signale, die durch eine drahtlose Kommunikationsverbindung gesendet werden. Der Vorteil eines solchen Verfahrens ist, dass es die gesendete Informationsmenge und folglich die von dieser Information gebrauchte Sendeleistung und Kanalkapazität verringert. Das Verfahren ist beschrieben, wie es in der RCS verwendet wird. Im ersten Schritt überwacht der Controller, wie zum Beispiel der WAC der RCS oder der SU-Controller der SU, den Ausgangs-D-Kanal von der Teilnehmerleitungsschnittstelle nach einem vorbestimmten Kanal-Leerlaufmuster. Zwischen dem Ausgang der Leitungsschnittstelle und dem CDMA-Modem ist eine Verzögerung eingefügt. Nachdem das Leerlaufmuster erfasst wurde, sperrt der Controller das Aussenden des Spreiz-Nachrichtenkanals durch eine Nachricht, die im Steuersignal an das CDMA-Modem enthalten ist. Der Controller überwacht weiterhin den Ausgangs-D-Kanal der Leitungsschnittstelle, bis die Anwesenheit von Dateninformation erfasst wird. Wenn Dateninformation erfasst wird, wird der Spreiz-Nachrichtenkanal aktiviert. Da der Nachrichtenkanal mit dem entsprechenden Piloten synchronisiert ist, der nicht gesperrt ist, muss das entsprechende CDMA-Modem am anderen Ende der Kommunikationsverbindung die Synchronisation des Nachrichtenkanals nicht erneut akquirieren.
  • Ausfall-Wiederherstellung
  • Die RCS und die SU überwachen jeweils das CDMA-Trägerkanalsignal zum Beurteilen der Qualität der CDMA-Trägerkanalverbindung. Die Verbindungsqualität wird unter Verwendung des sequenziellen Wahrscheinlichkeits-Verhältnis-Tests (SPRT) unter der Verwendung adaptiver Quantil-Schätzung beurteilt. Der SPRT-Vorgang verwendet Messungen der empfangenen Signalleistung; und wenn der SPRT-Vorgang entdeckt, dass der lokale Spreizcodegenerator die Synchronisation mit dem empfangenen Signalspreizcode verloren hat, oder wenn es die Abwesenheit oder einen niedrigen Pegel eines empfangenen Signals erfasst, erklärt der SPRT den Verlust der Synchronisation (LOL).
  • Wenn die LOL-Bedingung erklärt wird, beginnt das Empfängermodem einer jedem RCS und SU mit einer Z-Suche des Eingangssignals mit dem lokalen Spreizcodegenerator. Eine Z-Suche ist auf diesem Gebiet der CDMA-Spreizcodeakquisition und -erfassung wohl bekannt. Der Z-Suchealgorithmus der vorliegenden Erfindung testet Gruppen von acht Spreizcodephasen vor und nach der letzten bekannten Phase in immer größer werdenden Spreizcodephaseninkrementen.
  • Während der durch die RCS erfassten LOL-Bedingung sendet die RCS weiter an die SU auf den zugewiesenen Kanälen und sendet weiterhin Leistungssteuersignale an die SU zum Erhalten des SU-Sendeleistungspegels. Das Verfahren zum Senden von Leistungssteuersignalen ist unten beschrieben. Eine erfolgreiche erneute Akquisition findet wünschenswerterweise innerhalb eines spezifischen Zeitraums statt. Wenn die erneute Akquisition erfolgreich ist, geht die Anrufverbindung weiter, ansonsten bricht die RCS die Anrufverbindung ab, indem das vom WAC zugewiesene RCS-Modem deaktiviert und seine Zuweisung zurückgenommen wird, und sendet ein Anruf-Endsignal an den entfernten Anrufprozessor, wie zum Beispiel die RDU, wie zuvor beschrieben ist.
  • Wenn die LOL-Bedingung von der SU erfasst wird, stellt die SU die Sendung an die RCS auf den zugewiesenen Kanälen ein, was die RCS zwangsweise in einen LOL-Zustand versetzt, und startet den Algorithmus zur erneuten Akquisition. Wenn die erneute Akquisition erfolgreich ist, wird die Anrufverbindung fortgesetzt, und wenn sie nicht erfolgreich ist, bricht die RCS die Anrufverbindung ab, indem das SU-Modem deaktiviert und seine Zuweisung rückgängig gemacht wird, wie zuvor beschrieben wurde.
  • Leistungssteuerung
  • Allgemein
  • Das Leistungssteuerungsmerkmal der vorliegenden Erfindung wird zum Minimieren der von einer RCS und den SUs des Systems verwendeten Sendeleistungsmenge eingesetzt, und das Leistungssteuerungsuntermerkmal, das die Sendeleistung während einer Trägerkanalverbindung aktualisiert, wird als automatische Leistungssteuerung (APC) definiert. APC-Daten werden von der RCS an eine SU auf dem Vorwärts-APC-Kanal und von einer SU an die RCS auf dem Rück-APC-Kanal gesendet. Wenn keine aktive Datenverbindung zwischen den beiden besteht, aktualisiert das Wartungs-Leistungssteuerungs-(MPC)-Untermerkmal die SU-Sendeleistung.
  • Sendeleistungspegel des Vorwärts- und Rück-Zuweisungs-Kanals und Rückwärts-Globalkanals werden vom APC-Algorithmus zum Aufrechterhalten eines genügenden Verhältnisses der Signalleistung zur Interferenzrauschleistung (SIR) auf diesen Kanälen und zum Stabilisieren und Minimieren der Systemausgangsleistung gesteuert. Die vorliegende Erfindung verwendet einen Regelungs-Leistungssteuerungsmechanismus, bei dem ein Empfänger entscheidet, dass der Sender seine Sendeleistung inkrementell anheben oder senken sollte. Diese Entscheidung wird an den entsprechenden Sender über das Leistungssteuerungssignal auf dem APC-Kanal zurückgeschickt. Der Empfänger trifft die Entscheidung zum Anheben oder Senken der Leistung des Senders aufgrund von zwei Fehlersignalen. Ein Fehlersignal ist eine Anzeige für die Differenz zwischen der gemessenen und der erwünschten entspreizten Signalleistung, und das andere Fehlersignal liefert eine Anzeige der durchschnittlichen empfangenen Gesamtleistung.
  • Wie in der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung verwendet, soll der Begriff "endnahe" Leistungssteuerung die Einstellung der Ausgangsleistung des Senders in Übereinstimmung mit dem auf dem APC-Kanal vom anderen Ende empfangenen APC-Signal bedeuten. Dies bedeutet die Rück-Leistungssteuerung für die SU und eine Vorwärts-Leistungssteuerung für die RCS; und der Begriff "endferne" APC wird so verwendet, dass er sich auf eine Vorwärts-Leistungssteuerung für die SU und eine Rückwärts-Leistungssteuerung für die RCS bezieht (bei der die Sendeleistung des anderen Endes eingestellt wird).
  • Zur Einsparung von Leistung schließt das SU-Modem die Sendung ab und fährt die Leistung herunter, während sie auf einen Anruf wartet, was als die Schlafphase definiert ist. Die Schlafphase wird durch ein Aufwachsignal vom SU-Controller beendet. Die SU-Modem-Akquisitionsschaltung leitet automatisch die Reakquisitionsphase ein und beginnt den Vorgang des Akquirierens des Abwärtsverbindungspiloten, wie zuvor beschrieben.
  • Regelungs-Leistungssteuerungsalgorithmus
  • Die endnahe Leistungssteuerung besteht aus zwei Schritten: Zuerst wird die anfängliche Sendeleistung gesetzt; und zweitens wird die Sendeleistung gemäß vom fernen Ende empfangener Information unter Verwendung von APC kontinuierlich nachgestellt.
  • Für die SU wird die anfängliche Sendeleistung auf einen Minimalwert gesetzt und dann zum Beispiel mit einer Rate von 1 dB/ms hochgefahren, bis entweder ein (nicht gezeigter) Hochfahr-Zeitgeber ausläuft oder die RCS den entsprechenden Ampelwert auf dem FBCH auf "rot" ändert, wodurch angezeigt wird, dass die RCS eine Synchronisation mit dem kurzen Piloten SAXPT der SU erreicht hat. Ein Auslaufen des Zeitgebers verursacht, dass das SAXPT-Senden beendet wird, wenn nicht zuvor der Ampelwert auf rot gesetzt wird, wobei in diesem Fall die SU die Sendeleistung weiter hochfährt, jedoch mit einer niedrigeren Rate als zu der Zeit, bevor das "rote" Signal erfasst wurde.
  • Bei der RCS wird die anfängliche Sendeleistung auf einen festen Wert gesetzt, der dem Minimalwert entspricht, der für einen zuverlässigen Betrieb notwendig ist, wie experimentell für den Diensttyp und die aktuelle Anzahl von Systembenutzern ermittelt wurde. Globale Kanäle, wie zum Beispiel der globale Pilot oder FBCH werden immer mit einer festen Anfangsleistung gesendet, während Verkehrskanäle auf APC umgeschaltet werden.
  • Die APC-Bits werden als ein-Bit-auf- oder -ab-Signale auf dem APC-Kanal gesendet. In der beschriebenen Ausführungsform ist der 64-KB/s-APC-Datenstrom nicht codiert oder verschachtelt.
  • Eine endferne Leistungssteuerung besteht darin, dass das nahe Ende Leistungssteuerungsinformation für das ferne Ende zur Verwendung bei der Einstellung seiner Sendeleistung überträgt.
  • Der APC-Algorithmus veranlasst, dass die RCS oder die SU eine +1 sendet, wenn die folgende Ungleichung zutrifft, ansonsten eine –1. α1e1 – α2e2 > 0 (45)
  • Hier ist das Fehlersignal e1 wie folgt berechnet e1 = Pd – (1 + SNRREQ)PN (46)wobei Pd die Leistung für das entspreizte Signal plus das Rauschen ist, PN die Leistung für das entspreizte Rauschen, und SNRREQ das erwünschte Verhältnis von entspreiztem Signal zum Rauschen für den entsprechenden Diensttyp; und e2 = Pr – P0 (47)wobei Pr ein Maß für die empfangene Leistung und P0 der Sollwert für die automatische Verstärkungssteuerungsschaltung (AGC-Schaltung) ist. Die Gewichte α1 und α2 in der Gleichung (33) werden für den jeweiligen Diensttyp und die jeweilige APC-Aktualisierungsrate gewählt.
  • Wartungsleistungssteuerung
  • Während der Schlafphase der SU kann es sein, dass sich die Interferenz-Rauschleistung des CDMA-HF-Kanals ändert. Die vorliegende Erfindung weist eine Wartungs-Leistungssteuerung (MPC) auf, welche die anfängliche Sendeleistung der SU bezüglich der Interferenzrauschleistungs des CDMA-Kanals periodisch nachstellt. Die MPC ist der Vorgang, durch den der Sendeleistungspegel eine SU in enger Nachbarschaft des Minimalpegels für die RCS zum Erfassen des SU-Signals gehalten wird. Der MPC-Vorgang gleicht niedrige Frequenzveränderungen in der benötigten SU-Sendeleistung aus.
  • Das Wartungs-Steuerungsmerkmal verwendet zwei globale Kanäle:
    Einer wird als der Statuskanal (STCH) auf der Rückwärtsverbindung bezeichnet, und der andere wird als Überprüfungskanal (CUCH) auf der Vorwärtsverbindung bezeichnet. Die auf diesen Kanälen gesendeten Signale tragen keine Daten, und sie werden in der gleichen Weise erzeugt, wie die kurzen Codes erzeugt werden, die beim anfänglichen Hochfahren der Leistung verwendet werden. Die STCH- und CUCH-Codes werden von einem "reservierten" Zweig des globalen Codegenerators erzeugt.
  • Der MPC-Vorgang ist wie folgt. In Zufallsintervallen sendet die SU einen Spreizcode von der Länge eines Symbols periodisch 3 ms lang auf dem Statuskanal (STCH). Wenn die RCS die Sequenz erfasst, antwortet sie durch Senden einer Codesequenz mit der Länge eines Symbols innerhalb der nächsten 3 ms auf dem Überprüfungskanal (CUCH). Wenn die SU die Antwort von der RCS erfasst, verringert sie ihre Sendeleistung um die Größe eines bestimmten Schrittes. Wenn die SU innerhalb des Zeitraums von 3 ms keine Antwort von der RCS erfasst, erhöht sie ihre Sendeleistung um die Schrittgröße. Unter Verwendung dieses Verfahrens wird die RCS-Antwort mit einem Leistungspegel übertragen, der zum Erhalten einer Erfassungswahrscheinlichkeit bei allen SUs von 0,99 ausreicht.
  • Die Veränderungsrate der Verkehrslast und die Anzahl aktiver Benutzer steht in einem Verhältnis zur Gesamt-Interferenz-Rauschleistung des CDMA-Kanals. Die Aktualisierungsrate und Schrittgröße des Wartungs-Leistungs-Aktualisierungssignals für die vorliegende Erfindung wird unter der Verwendung von Verfahren der Schlangentheorie (Queues) bestimmt, die auf dem Gebiet der Kommunikationstheorie wohl bekannt sind. Durch eine Modellierung des Anrufs-Ursprungsverfahrens als eine exponentielle Zufallsvariable mit einem Mittel von 6,0 Minuten zeigt die numerische Berechnung, dass der Wartungs-Leistungspegel einer SU alle 10 Sekunden oder ein geringerer Zeitraum aktualisiert werden sollte, damit die Veränderungen des Interferenzpegels unter der Verwendung einer 0,5-dB-Schrittgröße verfolgt werden können. Bei einer Modellierung des Anruf-Ursprungsvorgangs als eine Poisson-Zufallsvariable mit exponentiellen Zwischenankunftszeiten, einer Ankunftsrate von 2 × 10–4 pro Sekunde pro Benutzer, einer Dienstrate von 1/360 pro Sekunde und einer gesamten Teilnehmerpopulation von 600 im RCS-Dienstbereich ergibt sich durch numerische Berechnung, dass eine Aktualisierungsrate von einem mal alle 10 Sekunden ausreicht, wenn eine Schrittgröße von 0,5 dB verwendet wird.
  • Eine Wartungs-Leistungseinstellung wird periodisch von der SU durchgeführt, die von der Schlafphase in die Aufwachphase schaltet und den MPC-Vorgang durchführt. Folglich ist der Vorgang für das MPC-Merkmal in 26 gezeigt und ist wie folgt beschaffen: Zuerst werden bei Schritt 2601 Signale zwischen der SU und der RCS ausgetauscht, wobei ein Sendeleistungspegel aufrecht erhalten wird, der nahe beim für die Erfassung notwendigen Pegel ist: Die SU sendet periodisch einen Spreizcode einer Länge eines Symbols in den STCH, und die RCS sendet als Antwort periodisch einen Spreizcode einer Länge eines Symbols in den CUCH.
  • Wenn als Nächstes bei Schritt 2602 die SU innerhalb von 3 ms nach dem Senden der STCH-Nachricht eine Antwort empfängt, verringert sie ihre Sendeleistung um eine bestimmte Schrittgröße bei Schritt 2603; wenn die SU jedoch innerhalb von 3 ms nach der STCH-Nachricht keine Antwort empfängt, erhöht sie ihre Sendeleistung um die gleiche Schrittgröße bei Schritt 2604.
  • Die SU wartet bei Schritt 2605 um einen bestimmten Zeitraum vor dem Senden einer weiteren STCH-Nachricht, dieser Zeitraum wird durch einen Zufallsvorgang bestimmt, der einen Durchschnitt von 10 Sekunden erzeugt.
  • Auf diese Weise wird die Sendeleistung der STCH-Nachrichten von der SU periodisch auf der Grundlage der RCS-Antwort nachgestellt, und die Sendeleistung der CUCH-Nachrichten von der RCS ist fest.
  • Abbildung des Leistungssteuerungssignals auf logische Kanäle für APC
  • Leistungssteuerungssignale werden auf bestimmte logische Kanäle zum Steuern von Sendeleistungspegeln für zugewiesene Vorwärts- und Rückkanäle abgebildet. Rück-Globalkanäle werden ebenfalls durch den APC-Algorithmus gesteuert, um ein ausreichendes Verhältnis der Signalleistung zur Interferenz-Rauschleistung (SIR) auf diesen Rückkanälen beizubehalten und um die System-Ausgangsleistung zu stabilisieren und zu minimieren. Die vorliegende Erfindung verwendet ein Regelungs-Leistungssteuerungsverfahren, bei dem ein Empfänger periodisch entscheidet, die Ausgangsleistung des Senders am anderen Ende inkrementell zu erhöhen oder zu verringern. Das Verfahren schickt diese Entscheidung auch an den entsprechenden Sender zurück.
  • Tabelle 13: APC-Signal-Kanal-Zuweisungen
    Figure 01090001
  • Figure 01100001
  • Vorwärts- und Rück-Verbindungen werden unabhängig gesteuert. Für eine bestehende Anrufverbindung wird die Vorwärts-Verbindungsleistung (TRCHs, APC und OW) von den auf dem Rück-APC-Kanal gesendeten APC-Bits gesteuert. Während des Anruf/Verbindungs-Herstellungsvorgangs wird die Rückverbindungs(AXCH)-Leistung ebenfalls von den auf dem Vorwärts-APC-Kanal gesendeten APC-Bits gesteuert. Tabelle 13 fasst die spezifischen Leistungssteuerungsverfahren für die gesteuerten Kanäle zusammen.
  • Die benötigten SIRs der zugewiesenen Kanäle TRCH, APC und OW und das zugewiesene Rück-Pilotsignal für eine bestimmte SU sind im Verhältnis zueinander festgelegt, und diese Kanäle unterliegen fast identischem Schwund, weshalb sie alle zusammen leistungsgesteuert werden.
  • Adaptive Vorwärts-Leistungssteuerung
  • Der AFP-Vorgang versucht, den mindest erforderlichen SIR während eines Anrufs/ einer Verbindung auf dem Vorwärtskanal zu erhalten. Der AFPC-Rekursivvorgang, der in 27 gezeigt ist, besteht aus den folgenden Schritten: Eine SU bildet zwei Fehlersignale e1 und e2 in Schritt 2701, wobei e1 = Pd – (1 + SNRREQ)PN (47) e2 = Pr – P0 (48)und Pd die entspreizte Leistung vom Signal plus Rauschen, PN die Leistung des entspreizten Rauschens, SNRREQ das erforderliche Signal-zu-Rauschen-Verhältnis des Diensttyps, Pr ein Maß der empfangenen Gesamtleistung und P0 der AGC-Sollwert ist. Als Nächstes bildet das SU-Modem das kombinierte Fehlersignal α1e1 + α2e2 in Schritt 2702. Hier werden die Gewichte α1 und α2 für jeden Diensttyp und jede APC-Aktualisierungsrate gewählt. In Schritt 2703 setzt die SU eine harte Grenze für das kombinierte Fehlersignal und bildet ein einziges APC-Bit. Die SU sendet das APC-Bit an die RCS in Schritt 2704, und das RCS-Modem empfängt das Bit in Schritt 2705. Die RCS erhöht oder verringert ihre Sendeleistung um die SU in Schritt 2706, und der Algorithmus wiederholt seinen Start von Schritt 2701.
  • Adaptive Rück-Leistungssteuerung
  • Der ARPC-Vorgang erhält die minimal erwünschten SIR auf dem Rückkanal zum Minimieren der Gesamt-System-Rück-Ausgangsleistung sowohl während der Einrichtung eines Anrufs/einer Verbindung als auch während eines bestehenden Anrufs/einer bestehenden Verbindung. Der rekursive ARPC-Vorgang, der in 28 gezeigt ist, beginnt bei Schritt 2801, wo das RCS-Modem in Schritt 2801 die beiden Fehlersignale e1 und e2 bildet, wobei e1 = Pd – (1 + SNRREQ)PN (49) e2 = Prt – P0 (50)und Pd die Leistung für das entspreizte Signal plus Rauschen, PN die Leistung des entspreizten Rauschens, SNRREQ das erwünschte Signal-zu-Rauschen-Verhältnis für den Diensttyp, Prt ein Maß für die von der RCS empfangene Gesamtleistung und P0 der AGC-Sollwert ist. Das RCS-Modem bildet das kombinierte Fehlersignal α1e1 + α2e2 in Schritt 2802 und setzt eine harte Grenze für dieses Fehlersignal zum Bestimmen eines einzelnen APC-Bits in Schritt 2803. Die RCS sendet in Schritt 2804 das APC-Bit an die SU, und in Schritt 2805 wird das Bit von der SU empfangen. Schließlich stellt die SU in Schritt 2806 ihre Sendeleistung entsprechend dem empfangenen APC-Bit ein, und der Algorithmus startet erneut von Schritt 2801.
  • Tabelle 14: Symbole/Schwellenwerte, die zur APC-Berechnung verwendet werden
    Figure 01110001
  • Figure 01120001
  • SIR und Mehrkanaltypen
  • Das erforderliche SIR für Kanäle auf einer Verbindung ist abhängig vom Kanalformat (zum Beispiel TRCH, OW), Diensttyp (z.B. ISDN B, 32 KBPS, ADPCM, POTS) und der Anzahl von Symbolen, über welche Datenbits verteilt sind (z.B. zwei 64 KB/s-Symbole werden zum Bilden eines einzigen 32-KB/s-ADPCM-POTS-Symbols integriert) ab. Eine Entspreizer-Ausgangsleistung, die dem entsprechenden SIR für den jeweiligen Kanal und Diensttyp entspricht, ist vorbestimmt. Während ein Anruf/eine Verbindung besteht, sind mehrere Benutzer-CDMA-Logikkanäle gleichzeitig aktiv; jeder dieser Kanäle sendet in jeder Symbolperiode ein Symbol. Das SIR des Symbols vom Kanal mit dem nominell höchsten SIR wird gemessen, mit einem Schwellenwert verglichen und zum Bestimmen der APC-Aufwärtsschritt/Abwärtsschritt-Entscheidung in jeder Symbolperiode verwendet. Tabelle 14 zeigt das Symbol (und den Schwellenwert), der zur APC-Berechnung nach Dienst- und Anruftyp verwendet wird.
  • APC-Parameter
  • APC-Information wird immer als ein einziges Informationsbit gesendet, und die APC-Datenrate ist äquivalent zur APC-Aktualisierungsrate. Die APC-Aktualisierungsrate ist 64 KB/s. Diese Rate ist zur Berücksichtigung erwarteter Rayleigh- und Doppler-Schwundeffekte hoch genug und erlaubt eine relativ hohe Bitfehlerrate (BER) (von ~0,2) im Aufwärts- und Abwärts-APC-Kanal, wodurch die für APC bereitgestellte Kapazität minimiert wird.
  • Die Einstellung der Leistung um einen Schritt nach oben/einen Schritt nach unten, die von einem APC-Bit angezeigt wird, ist nominell zwischen 0,1 und 0,01 dB. Der dynamische Bereich für die Leistungssteuerung ist für die beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung 70 dB auf der Rückverbindung und 12 dB auf der Vorwärtsverbindung.
  • Alternative Ausführungsform für das Multiplexieren von APC-Information
  • Die zuvor beschriebenen eigens bereitgestellten APC- und OW-Logik-Kanäle können auch zusammen in einem Logikkanal multiplexiert werden. Die APC-Information wird mit 64 KB/s kontinuierlich gesendet, während die OW-Information in Datenbursts auftritt. Der alternative multiplexierte Logikkanal enthält die uncodierte, nicht verschachtelte 64-KB/s-APC-Information zum Beispiel auf dem In-Phase-Kanal und die OW-Information auf dem Quadratur-Kanal des QPSK-Signals.
  • Regelungs-Leistungssteuerungsimplementierung
  • Die Regelungs-Leistungssteuerung während einer Anrufsverbindung reagiert auf zwei verschiedenen Variationen der Gesamtsystemleistung. Erstens reagiert das System auf lokales Verhalten, wie zum Beispiel Veränderungen des Leistungspegels einer SU, und zweitens reagiert das System auf Veränderungen des Leistungspegels der gesamten Gruppe aktiver Benutzer im System.
  • Das Leistungssteuerungssystem der beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in 29 gezeigt. Wie gezeigt, ist die zum Einstellen der Sendeleistung verwendete Schaltung ähnlich für die RCS (als RCS-Leistungssteuerungsmodul 2901 gezeigt) und die SU (als das SU-Leistungssteuerungsmodul 2902 gezeigt). Beginnend beim RCS-Leistungssteuerungsmodul 2901 wird das Rückverbindungs-HF-Kanalsignal von der HF-Antenne empfangen und zum Erzeugen des Rück-CDMA-Signals RMCH demoduliert. Das Signal RMCH wird an den variablen Leistungsverstärker (VGA1) 2910 angelegt, der ein Eingangssignal an die automatische Verstärkungssteuerungs-(AGC)-Schaltung 2911 erzeugt. Die AGC 2911 erzeugt ein Steuerungssignal des variablen Leistungsverstärkers an den VGA1 2910. Dieses Signal erhält den Pegel des Ausgangssignals von VGA1 2910 auf einem fast konstanten Wert. Das Ausgangssignal von VGA1 wird vom Entspreizungs-Demultiplexer (demux) 2912 entspreizt, der ein entspreiztes Benutzer-Nachrichtensignal MS und ein Vorwärts-APC-Bit erzeugt. Das Vorwärts-APC-Bit wird zum Erzeugen des Vorwärts-APC-Steuerungssignals an den Integrator 2913 angelegt. Das Vorwärts-APC-Steuerungssignal steuert die Vorwärtsverbindung VGA2 2914 und hält das Vorwärts-Verbindungs-HF-Kanalsignal auf einem minimalen zur Kommunikation erwünschten Pegel.
  • Die Signalleistung des entspreizten Benutzer-Nachrichtensignals MS des RCS-Leistungsmoduls 2901 wird von der Leistungsmessschaltung 2915 zum Erzeugen einer Signalleistungsanzeige gemessen. Das Ausgangssignal des VGA1 wird ebenfalls vom AUX-Entspreizer entspreizt, der das Signal unter Verwendung eines unkorrelierten Spreizcodes entspreizt, wodurch daher ein entspreiztes Rauschsignal erhalten wird. Die Leistungsmessung dieses Signals wird mit 1 plus dem erwünschten Signal-zu Rausch-Verhältnis (SNRR) zum Bilden des Schwellensignals S1 multipliziert. Die Differenz zwischen der entspreizten Signalleistung und dem Schwellenwert S1 wird vom Subtraktor 2916 erzeugt. Diese Differenz ist das Fehlersignal ES1, das ein sich auf den bestimmten SU-Sendeleistungspegel beziehendes Fehlersignal ist. In ähnlicher Weise wird das Steuerungssignal für den VGA1 2910 zum Verringern der Rate des Steuerungssignals für den VGA1 2910 an die Raten-Skalierungsschaltung 2917 angelegt. Das Ausgangssignal der Skalierungsschaltung 2917 ist ein skaliertes Systemleistungspegelsignal SP1. Die Schwellenberechnungslogik 2918 berechnet den Systemsignalschwellenwert SST für das RCS-Benutzer-Kanal-Leistungsdatensignal RCSUSR. Das Komplement des skalierten Systemleistungspegelsignals SP1 und der System-Signalleistungsschwellenwert SST werden an den Addierer 2919 angelegt, der ein zweites Fehlersignal ES2 erzeugt. Dieses Fehlersignal bezieht sich auf den Systemsendeleistungspegel aller aktiven SUs. Die Eingabe-Fehlersignale ES1 und ES2 werden im Kombinierer 2920 zum Erzeugen eines kombinierten Fehlereingangssignals an den Deltamodulator (DM1) 2921 kombiniert, und das Ausgangssignal des DM1 ist das Rück-APC-Bitstromsignal mit Bits der Werte +1 oder –1, das für die vorliegende Erfindung als ein 64 KB/s-Signal gesendet wird.
  • Das Rück-APC-Bit wird an die Spreizschaltung 2922 angelegt, und das Ausgangssignal der Spreizschaltung 2922 ist das Spreizspektrums-Vorwärts-APC-Nachrichtensignal. Vorwärts-OW- und Verkehrs-Signale werden ebenfalls an die Spreizschaltungen 2923, 2924 geliefert, die Vorwärts-Verkehrsnachrichtensignale 1, 2, ... N erzeugen. Der Leistungspegel für das Vorwärts-APC-Signal, das Vorwärts-OW- und das Verkehrs-Nachrichtensignal werden durch die entsprechenden Verstärker 2925, 2926 und 2927 zum Erzeugen der in ihren Leistungspegeln eingestellten Vorwärts-APC-, -OW- und TRCH-Kanalsignale eingestellt. Diese Signale werden vom Addierer 2928 kombiniert und an den VGA2 2914 angelegt, der das Vorwärtsverbindungs-HF-Kanalsignal erzeugt.
  • Das Vorwärtsverbindungs-HF-Kanalsignal, das das gespreizte Vorwärts-APC-Signal enthält, wird von der HF-Antenne der SU empfangen und zum Erzeugen des Vorwärts-CDMA-Signals FMCH demoduliert. Das Signal wird an den variablen Leistungsverstärker (VGA3) 2940 geliefert. Das Ausgangssignal des VGA3 wird an die automatische Leistungssteuerungsschaltung (AGC) 2941 angelegt, die ein Steuerungssignal des variablen Leistungsverstärkers für den VGA3 2940 erzeugt. Dieses Signal hält den Pegel des Ausgangssignals des VGA3 auf einem fast konstanten Pegel. Das Ausgangssignal des VGA3 2940 wird vom Entspreizungsdemultiplexer 2942 entspreizt, der ein entspreiztes Benutzer-Nachrichtensignal SUMS und ein Rück-APC-Bit erzeugt. Das Rück-APC-Bit wird an den Integrator 2943 angelegt, der das Rück-APC-Steuersignal erzeugt. Dieses Rück-APC-Steuersignal wird zum Halten des Rückverbindungs-HF-Kanalsignals auf einem minimalen Leistungspegel an den Rück-APC-VGA4 2944 geliefert.
  • Das entspreizte Benutzer-Nachrichtensignal SUMS wird ebenfalls an die Leistungsmessschaltung 2945 angelegt, die ein Leistungsmesssignal erzeugt, das zum Erzeugen des Fehlersignals ES3 mit dem Komplement des Schwellenwerts S2 im Addierer 2946 addiert wird. Das Signal ES3 ist ein Fehlersignal, das sich auf den RCS-Sendeleistungspegel für die bestimmte SU bezieht. Zum Erhalten des Schwellenwerts S2 wird die Anzeige für die entspreizte Rauschleistung vom AUX-Entspreizer um 1 plus das erwünschte Signal-zu-Rauschen-Verhältnis SNRR multipliziert. Der AUX-Entspreizer entspreizt die Eingangsdaten unter Verwendung eines unkorrelierten Spreizcodes, weshalb sein Ausgangssignal eine Anzeige für die Leistung des entspreizten Rauschens gibt.
  • In ähnlicher Weise wird das Steuersignal für den VGA3 zum Verringern der Rate des Steuersignals für den VGA3 an die Ratenskalierungsschaltung angelegt, um einen skalierten Empfangsleistungspegel RP1 zu erzeugen (siehe 29). Die Schwellenberechnungsschaltung berechnet den Empfangssignalschwellenwert RST aus dem gemessenen Leistungssignal SUUSR der SU. Das Komplement des skalierten empfangenen Leistungspegel RP1 und des empfangenen Signalschwellenwerts RST werden an den Addierer angelegt, der ein Fehlersignal ES4 erzeugt. Dieser Fehler steht im Verhältnis zur RCS-Sendeleistung an alle SUs. Die Eingabefehlersignale ES3 und ES4 werden im Kombinierer kombiniert und in den Deltamodulator DM2 2947 eingegeben. Das Ausgangssignal des DM2 2947 ist das Vorwärts-APC-Bitstromsignal mit Bits der Werte +1 oder –1. In der beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird dieses Signal als ein 64-KB/s-Signal ausgesendet.
  • Das Vorwärts-APC-Bitstromsignal wird an die Spreizschaltung 2948 zum Erzeugen des Ausgangs-Rück-Spreizspektrums-APC-Signals angelegt. Rück-OW- und -Verkehrssignale werden ebenfalls in die Spreizschaltungen 2949, 2950 eingegeben, wodurch Rück-OW- und Verkehrsnachrichtensignale 1, 2, ... N erzeugt werden, und der Rück-Pilot wird durch den Rück-Pilotgenerator 2951 erzeugt. Der Leistungspegel des Rück-APC-Nachrichtensignals, Rück-OW-Nachrichtensignals, Rück-Pilot und des Rück-Verkehrsnachrichtensignals werden durch die Verstärker 2952, 2953, 2954, 2955 eingestellt, um die Signale zu erzeugen, die vom Addierer 2956 kombiniert und in den Rück-APC-VGA4 2944 eingegeben werden. Es ist dieser VGA4 2944, der das Rückverbindungs-HF-Kanalsignal erzeugt.
  • Während des Anrufsverbindungs- und Trägerkanal-Einrichtungsvorgangs wird die Regelungs-Leistungssteuerung der vorliegenden Erfindung wie in 30 gezeigt modifiziert. Wie zu sehen ist, sind die zum Einstellen der Sendeleistung verwendeten Schaltungen für die RCS anders, die als Anfangs-RCS-Leistungssteuerungsmodul 3001 gezeigt ist; sowie für die SU, die als Anfangs-SU-Leistungssteuerungsmodul 3002 gezeigt ist. Beginnend mit dem Anfangs-RCS-Leistungssteuerungsmodul 3001 wird das Rückverbinduns-HF-Kanalsignal bei der HF-Antenne empfangen und demoduliert, wodurch das Rück-CDMA-Signal IRMCH erzeugt wird, das vom ersten variablen Leistungsverstärker (VGA1) 3003 empfangen wird. Das Ausgangssignal des VGA1 wird von der automatischen Leistungsverstärkungs-Steuerungsschaltung (AGC1) 3004 erfasst, die ein Steuersignal für den variablen Leistungsverstärker VGA1 3003 erzeugt, um den Pegel des Ausgangssignals des VGA1 auf einem fast konstanten Wert zu halten. Das Ausgangssignal des VGA1 wird vom Entspreizungsdemultiplexer 3005 entspreizt, der ein entspreiztes Benutzer-Nachrichtensignal IMS erzeugt. Das Vorwärts-APC-Steuersignal ISET wird auf einen festen Wert gesetzt und zum Setzen des Vorwärtsverbindungs-HF-Kanalsignals auf einen vorbestimmten Pegel an den Vorwärtsverbindungs-Variabel-Leistungsverstärker (VGA2) 3006 angelegt.
  • Die Signalleistung des entspreizten Benutzer-Nachrichtensignals IMS des Anfangs-RCS-Leistungsmoduls 3001 wird von der Leistungsmessschaltung 3007 gemessen, und die gemessene Ausgangsleistung wird von einem Schwellenwert S3 im Subtraktor 3008 abgezogen, um das Fehlersignal ES5 zu erzeugen, das ein Fehlersignal ist, das sich auf den Sendeleistungspegel einer bestimmten SU bezieht. Der Schwellenwert S3 wird durch Multiplizieren der entspreizten Leistungsmessung, die vom AUX-Entspreizer erhalten wurde, um 1 plus dem erwünschten Signal-zu-Rauschen-Verhältnis SNRR berechnet. Der AUX-Entspreizer entspreizt das Signal unter der Verwendung eines unkorrelierten Spreizcodes, weshalb sein Ausgangssignal eine Anzeige für die Leistung des entspreizten Rauschens bietet. In ähnlicher Weise wird das VGA1-Steuerungssignal zum Verringern der Rate des VGA1-Steuerungssignals an die Ratenskalierschaltung 3009 angelegt, um ein skaliertes Systemleistungspegelsignal SP2 zu erzeugen. Die Schwellenwertberechnungslogik 3010 bestimmt einen Anfangs-System-Signalschwellenwert (ISST), der aus dem Benutzer-Kanal-Leistungsdatensignal (IRCSUSR) berechnet wird. Das Komplement des skalierten Systemleistungspegelsignals SP2 und des ISST werden an den Addierer 3011 geliefert, der ein zweites Fehlersignal ES6 erzeugt, das ein Fehlersignal ist, das sich auf den Systemsendeleistungspegel aller aktiver SUs bezieht. Der Wert von ISST ist die erwünschte Sendeleistung für ein System mit der bestimmten Konfiguration. Die Eingabe-Fehlersignale ES5 und ES6 werden im Kombinierer 3012 zum Erzeugen eines kombinierten Fehlersignals kombiniert, das in den Deltamodulator (DM3) 3013 eingegeben wird. DM3 erzeugt das Anfangs-Rück-APC-Bitstromsignal mit Bits der Werte +1 oder –1, das in der beispielhaften Ausführungsform als ein 64-KB/s-Signal übertragen wird.
  • Das Rück-APC-Bitsttomsignal wird an die Spreizschaltung 3040 angelegt, um das Anfangs-Spreizspektrums-Vorwärts-APC-Signal zu erzeugen. Die CTCH-Information wird vom Spreizer 3016 zum Bilden des Spreiz-CTCH-Nachrichtensignals gespreizt. Das Spreiz-APC- und -CTCH-Signal werden von den Verstärkern 3015 und 3017 skaliert und vom Kombinierer 3018 kombiniert. Das kombinierte Signal wird an den VGA2 3006 angelegt, der das Vorwärtsverbindungs-HF-Kanalsignal erzeugt.
  • Das Vorwärtsverbindungs-HF-Kanalsignal, welches das Spreiz-Vorwärts-APC-Signal enthält, wird von der HF-Antenne der SU empfangen und demoduliert, um das Anfangs-Vorwärts-CDMA-Signal (IFMCH) zu erzeugen, das an den variablen Leistungsverstärker (VGA3) 3020 angelegt wird. Das Ausgangssignal des VGA3 wird von der automatischen Leistungssteuerungsschaltung (AGC2) 3021 erfasst, die ein Steuersignal an den variablen Leistungsverstärker VGA3 3020 erzeugt. Dieses Signal erhält den Ausgangsleistungspegel des VGA3 3020 auf einem fast konstanten Wert. Das Ausgangssignal des VGA3 wird vom Entspreizungsdemultiplexer 3022 entspreizt, der ein Anfangs-Rück-APC-Bit erzeugt, das vom Ausgangspegel des VGA3 abhängt. Das Rück-APC-Bit wird zum Erzeugen des Rück-APC-Steuersignals vom Integrator 3023 verarbeitet. Das Rück-APC-Steuersignal wird zum Halten des Rückverbindungs-HF-Kanalsignals auf einem vorbestimmten Leistungspegel an den Rück-APC-VGA4 3024 geliefert.
  • Das Global-Kanal-AXCH-Signal wird von den Spreizschaltungen 3025 zum Liefern des Spreiz-AXCH-Kanalsignals gespreizt. Der Rück-Pilotgenerator 3026 liefert ein Rück-Pilotsignal, und die Signalleistung von AXCH und des Rück-Pilotsignals werden durch die entsprechenden Verstärker 3027 und 3028 eingestellt. Das Spreiz-AXCH-Kanalsignal und das Rück-Pilotsignal werden vom Addierer 3029 zum Erzeugen des Rückverbindungs-CDMA-Signals summiert. Das Rückverbindungs-CDMA-Signal wird vom Rück-APC-VGA4 3024 empfangen, der das Rückverbindungs-HF-Kanalsignal erzeugt, das an den HF-Sender ausgegeben wird.
  • Systemkapazitätsverwaltung
  • Der Systemkapazität-Verwaltungsalgorithmus der vorliegenden Erfindung optimiert die maximale Benutzerkapazität eines RCS-Bereichs, der eine Zelle genannt wird. Wenn die SU in einen bestimmten Wert der maximalen Sendeleistung kommt, sendet die SU eine Alarmnachricht an die RCS. Die RCS setzt die Ampeln, die den Zugang zum System steuern, auf "rot", was, wie vorher beschrieben, ein Flag ist, der einen Zugang durch die SUs verhindert. Dieser Zustand bleibt solange erhalten, bis der Anruf an die den Alarm aussendende SU beendet ist oder bis die Sendeleistung der den Alarm sendenden SUs bei der SU gemessen ein Wert ist, der geringer als die maximale Sendeleistung ist. Wenn viele SUs Alarmnachrichten senden, bleibt der Zustand erhalten, bis entweder alle Anrufe von der den Alarm sendenden SU beendet sind oder bis die Sendeleistung der den Alarm sendenden SU gemessen an der SU geringer als die maximale Sendeleistung ist. Eine alternative Ausführungsform überwacht die Bitfehlerratenmessungen vom FEC-Decoder und hält die RCS-Ampeln auf "rot", bis die Bitfehlerrate geringer als ein vorbestimmter Wert ist.
  • Die Blockierstrategie der vorliegenden Erfindung weist ein Verfahren auf, das die von der RCS an eine SU gesendete Leistungssteuerungsinformation und die bei der RCS empfangenen Leistungsmessungen verwendet. Die RCS misst ihren Sendeleistungspegel, entdeckt, dass ein maximaler Wert erreicht wurde, und bestimmt, wann neue Benutzer blockiert werden sollen. Eine SU, die sich darauf vorbereitet, in das System einzutreten, blockiert sich selbst, wenn die SU die maximale Sendeleistung erreicht, bevor eine Trägerkanalzuweisung erfolgreich durchgeführt werden konnte.
  • Jeder zusätzliche Benutzer im System hat die Auswirkung einer Erhöhung des Rauschpegels für alle anderen Benutzer, der das Signal-zu-Rauschen-Verhältnis (SNR) verringert, das der jeweilige Benutzer erfährt. Der Leistungssteuerungsalgorithmus hält ein erwünschtes SNR für jeden Benutzer aufrecht. In Abwesenheit jeglicher anderer Einschränkungen hat das Hinzukommen eines neuen Benutzers im System nur eine vorübergehende Auswirkung, und das erwünschte SNR wird wiedererlangt.
  • Die Sendeleistungsmessung bei der RCS wird durch Messen des Effektivwerts (root mean square/rms) des basisbandkombinierten Signals oder durch Messen der Sendeleistung des HF-Signals und dessen Rückkopplung an digitale Steuerschaltungen durchgeführt. Die Sendeleistungsmessung kann auch durch die SUs vorgenommen werden, um zu bestimmen, ob die Einheit ihre maximale Sendeleistung erreicht hat. Der SU-Sendeleistungspegel wird durch Messen des Steuersignals des HF-Verstärkers und Skalieren des Werts auf der Basis des Diensttyps, wie zum Beispiel POTS, FAX oder ISDN, bestimmt.
  • Die Information, dass eine SU die maximale Leistung erreicht hat, wird von der SU an die RCS in einer Nachricht auf den zugewiesenen Kanälen übersendet. Die RCS bestimmt auch die Bedingung durch Messen von Rück-APC-Veränderungen, weil, wenn die RCS APC-Nachrichten an die SU sendet, die SU-Sendeleistung zu erhöhen, und die SU-Sendeleistung, die an der RCS gemessen wird, sich nicht erhöht, die SU die maximale Sendeleistung erreicht hat.
  • Die RCS verwendet keine Ampeln zum Blockieren neuer Benutzer, die ein Hochfahren ihrer Leistung unter Verwendung kurzer Codes beendet haben. Diese Benutzer werden dadurch blockiert, dass ihnen der Wählton verweigert wird und dass bei ihnen die Zeit ausläuft. Die RCS sendet alle 1en (Abwärtsschrittbefehle) auf dem APC-Kanal, damit die SU ihre Sendeleistung verringert. Die RCS sendet auch entweder keine CTCH-Nachricht oder eine Nachricht mit einer ungültigen Adresse, welche die FSU zwingen würde, den Zugangsvorgang abzubrechen und erneut anzufangen. Die SU startet den Akquisitionsvorgang jedoch nicht sofort, weil die Ampeln rot sind.
  • Wenn die RCS ihre Sendeleistungsgrenze erreicht, erzwingt sie eine Blockierung in der gleichen Weise, als wenn eine SU ihre Sendeleistungsgrenze erreicht. Die RCS schaltet alle Ampeln auf dem FBCH ab, beginnt, alle 1-APC-Bits (Abwärtsschrittbefehle) an diejenigen Benutzer zu senden, die ihr Hochfahren mit dem kurzen Code beendet haben, jedoch noch keinen Wählton bekommen haben, und sendet entweder keine CTCH-Nachricht an diese Benutzer oder sendet Nachrichten mit ungültigen Adressen, um sie zu zwingen, den Zugangsvorgang abzubrechen.
  • Der Selbstblockadevorgang der SU ist wie folgt. Wenn die SU damit beginnt, den AXCH zu senden, beginnt APC mit ihrem Leistungssteuerungsbetrieb unter der Verwendung des AXCH, und die SU-Sendeleistung erhöht sich. Während die Sendeleistung sich unter der Steuerung des APC erhöht, wird sie vom SU-Controller überwacht. Wenn die Sendeleistungsgrenze erreicht wurde, gibt die SU den Zugangsvorgang auf und startet erneut.
  • Systemsynchronisation
  • Die RCS wird entweder mit dem PSTN-Netz-Taktsignal über eine der Leitungsschnittstellen, wie in 10 gezeigt ist, oder mit dem RCS-Systemtaktoszillator synchronisiert, der zum Liefern eines Master-Zeitgebersignals für das System frei läuft. Der Global-Pilotkanal, und daher alle logischen Kanäle im CDMA-Kanal, sind mit dem Systemtaktsignal des RCS synchronisiert. Der globale Pilot (GLPT) wird von der RCS gesendet und definiert die Zeitabstimmung am RCS-Sender.
  • Der SU-Empfänger ist mit dem GLPT synchronisiert und verhält sich also als Slave zum Netzwerk-Taktoszillator. Die SU-Zeitabstimmung ist jedoch durch die Propagationsverzögerung verzögert. In der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung extrahiert das SU-Modem ein 64-KHz- und 8-KHz-Taktsignal aus dem CDMA-HF-Empfangskanal, und eine PLL-Oszillatorschaltung erzeugt ein 2-MHz- und ein 4-MHz-Taktsignal.
  • Der SU-Sender und daher der LAXPT oder ASPT sind Slaves der Zeitabstimmung des SU-Empfängers.
  • Der RCS-Empfänger ist mit dem LAXPT oder dem ASPT synchronisiert, der von der SU gesendet wird, es kann jedoch sein, dass ihre Zeitabstimmung durch die Propagationsverzögerung verzögert ist. Daher ist die Zeitabstimmung des RCS-Empfängers diejenige des RCS-Senders, um die doppelte Propagationsverzögerung verzögert.
  • Außerdem kann das System über eine Referenz synchronisiert werden, die von einem Global-Positionierungssystems-Empfänger (GPS-Empfänger) empfangen wird. In einem System diesen Typs liefert ein GPS- Empfänger in jeder RCS ein Referenztaktsignal an alle Untermodule der RCS. Da jede RCS die gleiche Zeitreferenz vom GPS empfängt, sind alle Systemtaktsignale aller RCS synchronisiert.
  • Auch wenn die Erfindung anhand mehrerer beispielhafter Ausführungsformen beschrieben wurde, versteht es sich für den Fachmann, dass die Erfindung mit Modifikationen an den Ausführungsformen in die Praxis umgesetzt werden kann, die im Umfang der Erfindung, wie er von den Ansprüchen definiert ist, liegen.

Claims (7)

  1. Schnellerfassungsgerät zum schnellen Synchronisieren einer Spreizcodephase eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems auf ein gesendetes Codesignal mit einem gesendeten in-Phase I-Codesignal und einem gesendeten Quadratur Q-Codesignal, wobei das gesendete I-Codesignal eine erste Spreizcodesequenz und das gesendete Q-Codesignal eine zweite Spreizcodesequenz aufweist; wobei das gesendete I-Codesignal und das gesendete Q-Codesignal einen vorbestimmten gemeinsamen Codesequenzphasenverhältniswert aufweisen, und mit einer Empfangsvorrichtung zum Empfang des gesendeten Codesignals; wobei das Schnellerfassungsgerät dadurch gekennzeichnet ist, dass die Empfangsvorrichtung (301302) eine Vorrichtung zum Aussondern des gesendeten I-Codesignals und des gesendeten Q-Codesignals aus dem empfangenen Codesignal aufweist; dass eine Korrelationsvorrichtung (304) zur Korrelation von Codesequenzen mit dem gesendeten Codesignal vorhanden ist, und diese einen I-Codesignalkorrelator und einen Q-Codesignalkorrelator umfasst; dass eine Vorrichtung (303) zur Erzeugung einer lokalen Codesequenz vorhanden ist, die als Reaktion auf einen Codesteuersignalwert hin einen lokalen Abschnitt der I-Codesequenz mit einem I-Codephasenwert sowie einen lokalen Abschnitt der Q-Codesequenz mit einem Q-Codephasenwert erzeugt; sowie dass eine mit dem I-Codesignalkorrelator, dem Q-Codesignalkorrelator und der Vorrichtung (303) zur Erzeugung einer lokalen Codesequenz verbundene Steuerung vorhanden ist, welche zur Bestimmung, zum Erhalt und zur Aufrechterhaltung einer Codesequenzsperre dient, worin der I-Codesignalkorrelator den lokalen Abschnitt der I-Codesequenz mit dem gesendeten I-Codesignal korreliert und einen Wert „I hoch" erzeugt, wenn der I-Codephasenwert des lokalen Abschnitts der I-Codesequenz und ein Codephasenwert des gesendeten I-Codesignals übereinstimmende Codephasenwerte haben, und worin der Q-Codesignalkorrelator den lokalen Abschnitt der Q-Codesequenz mit dem gesendeten Q-Codesignal korreliert und einen Wert „Q hoch" erzeugt, wenn der Q-Codephasenwert des lokalen Abschnitts der Q-Codesequenz und ein Codephasenwert des gesendeten Q-Codesignals übereinstimmende Codephasenwerte haben, worin die Steuerung den Codesteuersignalwert erzeugt, um den I-Codephasenwert des lokalen Abschnitts der I-Codesequenz als Reaktion auf den Wert „I hoch" zu sperren und den Q-Codephasenwert des lokalen Abschnitts der Q-Codesequenz zu setzen, und den Codesteuersignalwert erzeugt, um den Q-Codephasenwert des lokalen Abschnitts der Q-Codesequenz als Reaktion auf den Wert „Q hoch" zu sperren und den I-Codephasenwert des lokalen Abschnitts der I-Codesequenz zu setzen, die Steuerung als Reaktion auf die Abwesenheit der Werte „I hoch" und „Q hoch" den Codesteuersignalwert erzeugt, der den I-Codephasenwert und den Q-Codephasenwert einstellt, die erste und die zweite Spreizcodesequenz jeweils aus einer Vielzahl von Schnellerfassungssequenzen mit Codechips der Länge L ausgewählt sind; wobei jede dieser Schnellerfassungssequenzen einen kurzen Codeabschnitt mit Codechips der Länge N sowie einen langen Codeabschnitt mit Codechips der Länge M und einen mittleren Suchwert von log 2L Phasen aufweist, worin der kurze Codeabschnitt wiederholt auftritt, der lokale Abschnitt der I-Codesequenz eine I-Sequenz aufweist, die dem kurzen Codeabschnitt der entsprechenden Schnellerfassungssequenz äquivalent ist, und der lokale Abschnitt der Q-Codesequenzen eine Q-Sequenz aufweist, die dem kurzen Codeabschnitt der entsprechenden Schnellerfassungssequenz äquivalent ist, der I-Codesignalkorrelator des weiteren eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Wertes „I mittel" aufweist, wenn der I-Codephasenwert des lokalen Abschnitts der I-Codesequenz und die Codephase des gesendeten I-Codesignals Codephasenwerte aufweisen, die der I-Sequenz in Phase mit einem Auftreten der entsprechenden kurzen Codesequenz der ersten Spreizcodesequenz entsprechen, der Q-Codesignalkorrelator des weiteren eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Wertes „Q mittel" aufweist, wenn die Q-Codephase des lokalen Abschnitts der Q-Codesequenz und die Codephase des gesendeten Q-Codesignals Codephasenwerte aufweisen, die der Q-Sequenz in Phase mit einem Auftreten der entsprechenden kurzen Codesequenz der zweiten Spreizcodesequenz entsprechen, und die Steuerung als Reaktion auf den Wert „I mittel" und die Abwesenheit der Werte „I hoch" und „Q hoch" den Codesteuersignalwert erzeugt, der den I-Codephasenwert und den Q-Codephasenwert einstellt, um den jeweiligen lokalen kurzen Codesequenzabschnitt des lokalen Abschnitts der I-Codesequenz in Phase mit jedem jeweiligen Auftreten der kurzen Codesequenz der ersten Spreizcodesequenz zu halten; und als Reaktion auf den Wert „Q mittel" und die Abwesenheit der Werte „I hoch" und „Q hoch" den Codesteuersignalwert zur Einstellung des I-Codephasenwerts und des Q-Codephasenwerts erzeugt, um die jeweilige Q-Sequenz des lokalen Abschnitts der Q-Codesequenz in Phase mit jedem jeweiligen Auftreten der kurzen Codesequenz der zweiten Spreizcodesequenz zu halten.
  2. Schnellerfassungsgerät nach Anspruch 1, worin die erste Spreizcodesequenz äquivalent mit der zweiten Spreizcodesequenz ist, und das gesendete I-Codesignal und das gesendete Q-Codesignal in dem vorbestimmten gemeinsamen Codesequenzphasenverhältnis zueinander stehen, so dass die jeweiligen Codephasen nicht identisch sind.
  3. Schnellerfassungsgerät nach Anspruch 1, worin der kurze Codeabschnitt Codechips der Länge N aufweist, wobei N eine gerade ganze Zahl ist, und der lange Codeabschnitt Codechips der Länge M aufweist, wobei M eine ungerade ganze Zahl ist.
  4. Schnellerfassungsgerät nach Anspruch 1, worin der kurze Codeabschnitt Codechips der Länge N aufweist, wobei N eine ungerade ganze Zahl ist, und der lange Codeabschnitt Codechips der Länge M aufweist, wobei M eine gerade ganze Zahl ist.
  5. Schnellerfassungsgerät nach Anspruch 1, worin jede der Schnellerfassungssequenzen mit einem kurzen Codeabschnitt mit Codechips der Länge N und mit einem langen Codeabschnitt mit Codechips der Länge M, sowie die Vielzahl von Schnellerfassungssequenzen, Codechips der Länge L aufweist, wobei L, M und N ganze Zahlen sind, und L gleich M multipliziert mit N ist.
  6. Schnellerfassungsgerät nach Anspruch 1, worin jede der Schnellerfassungssequenzen mit einem kurzen Codeabschnitt mit Codechips der Länge N und mit einem langen Codeabschnitt mit Codechips der Länge M, sowie die Vielzahl von Schnellerfassungssequenzen, Codechips der Länge L aufweist, wobei L, M und N ganze Zahlen sind, und L gleich dem kleinsten gemeinsamen Vielfachen von M und N ist.
  7. Schnellerfassungsgerät nach Anspruch 3, worin die erste Spreizcodesequenz und die zweite Spreizcodesequenz mit aus der Vielzahl von Schnellerfassungssequenzen ausgewählten Schnellerfassungssequenzen äquivalent sind.
DE69634389T 1995-06-30 1996-06-27 Kodemultiplexvielfachzugriffsnachrichtenübertragunssystem Expired - Lifetime DE69634389T2 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US77595P 1995-06-30 1995-06-30
US775P 1995-06-30

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE69634389D1 DE69634389D1 (de) 2005-03-31
DE69634389T2 true DE69634389T2 (de) 2006-04-06

Family

ID=21692981

Family Applications (25)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE69634390T Expired - Lifetime DE69634390T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodemultiplexvielfachzugriffsnachrichtenübertragungssystem
DE69638368T Expired - Lifetime DE69638368D1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodeerfassung in einem CDMA-Nachrichtenübertragungssystem
DE0835593T Pending DE835593T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodemultiplexvielfachzugriffsnachrichtenunertragungssystem
DE69633351T Expired - Lifetime DE69633351T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Verfahren zur Übertragung zu den mobilen Stationen von Auskünften über die Verfügbarkeit von Kanälen in einem CDMA System.
DE0986188T Pending DE986188T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodemultiplexvielfachzugriffsmodem
DE1213845T Pending DE1213845T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodeerfassung in einem CDMA-Nachrichtenübertragungssystem
DE1156593T Pending DE1156593T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodeverteilvielfachzugriffskommunikationssystem
DE1213854T Pending DE1213854T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kapazitätsverwaltung in einem CDMA-System
DE69617429T Expired - Lifetime DE69617429T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Cdma-modem
DE0001237293T Pending DE02005245T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Verfahren zur Erhöhung der Kapazität in einem CDMA-System
DE69634389T Expired - Lifetime DE69634389T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodemultiplexvielfachzugriffsnachrichtenübertragunssystem
DE0991205T Pending DE991205T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Automatische Leistungsregelung für ein CDMA Kommunikationssystem
DE69635140T Expired - Lifetime DE69635140T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Adaptives signalangepasstes Filter
DE69634346T Expired - Lifetime DE69634346T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodemultiplexvielfachzugriffsmodem
DE69634098T Expired - Lifetime DE69634098T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Eine Kodesequenz-Generatorvorrichtung für ein CDMA modem
DE69635287T Expired - Lifetime DE69635287T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Verfahren zur Erhöhung der Kapazität in einem CDMA-System
DE69624242T Expired - Lifetime DE69624242T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Automatisches sendeleistungskontrollsystem für ein kodemultiplexvielfachzugriffsübertragungssystem
DE69635315T Expired - Lifetime DE69635315T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodeverteilvielfachzugriffskommunikationssystem
DE0984577T Pending DE984577T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Eine Kodesequenz-Generatorvorrichtung für ein CDMA modem
DE69634275T Expired - Lifetime DE69634275T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Ein pilotenvektorkorrelatorgerät für ein cdema-modem
DE0986187T Pending DE986187T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Ein Pilotenvektorkorrelatorgerät für ein CDMA-Modem
DE1213846T Pending DE1213846T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodeverteilvielfachzugriffsnachrichtenübertragungssystem
DE0996239T Pending DE996239T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Automatisches Sendeleistungsregelungssystem für ein Kodemultiplexvielfachzugriffübertragungssystem
DE69620884T Revoked DE69620884T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodemultiplexvielfachzugriffsnachrichtenübertragungssystem
DE0986186T Pending DE986186T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Adaptives signalangepasstes Filter

Family Applications Before (10)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE69634390T Expired - Lifetime DE69634390T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodemultiplexvielfachzugriffsnachrichtenübertragungssystem
DE69638368T Expired - Lifetime DE69638368D1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodeerfassung in einem CDMA-Nachrichtenübertragungssystem
DE0835593T Pending DE835593T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodemultiplexvielfachzugriffsnachrichtenunertragungssystem
DE69633351T Expired - Lifetime DE69633351T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Verfahren zur Übertragung zu den mobilen Stationen von Auskünften über die Verfügbarkeit von Kanälen in einem CDMA System.
DE0986188T Pending DE986188T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodemultiplexvielfachzugriffsmodem
DE1213845T Pending DE1213845T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodeerfassung in einem CDMA-Nachrichtenübertragungssystem
DE1156593T Pending DE1156593T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodeverteilvielfachzugriffskommunikationssystem
DE1213854T Pending DE1213854T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kapazitätsverwaltung in einem CDMA-System
DE69617429T Expired - Lifetime DE69617429T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Cdma-modem
DE0001237293T Pending DE02005245T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Verfahren zur Erhöhung der Kapazität in einem CDMA-System

Family Applications After (14)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE0991205T Pending DE991205T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Automatische Leistungsregelung für ein CDMA Kommunikationssystem
DE69635140T Expired - Lifetime DE69635140T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Adaptives signalangepasstes Filter
DE69634346T Expired - Lifetime DE69634346T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodemultiplexvielfachzugriffsmodem
DE69634098T Expired - Lifetime DE69634098T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Eine Kodesequenz-Generatorvorrichtung für ein CDMA modem
DE69635287T Expired - Lifetime DE69635287T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Verfahren zur Erhöhung der Kapazität in einem CDMA-System
DE69624242T Expired - Lifetime DE69624242T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Automatisches sendeleistungskontrollsystem für ein kodemultiplexvielfachzugriffsübertragungssystem
DE69635315T Expired - Lifetime DE69635315T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodeverteilvielfachzugriffskommunikationssystem
DE0984577T Pending DE984577T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Eine Kodesequenz-Generatorvorrichtung für ein CDMA modem
DE69634275T Expired - Lifetime DE69634275T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Ein pilotenvektorkorrelatorgerät für ein cdema-modem
DE0986187T Pending DE986187T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Ein Pilotenvektorkorrelatorgerät für ein CDMA-Modem
DE1213846T Pending DE1213846T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodeverteilvielfachzugriffsnachrichtenübertragungssystem
DE0996239T Pending DE996239T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Automatisches Sendeleistungsregelungssystem für ein Kodemultiplexvielfachzugriffübertragungssystem
DE69620884T Revoked DE69620884T2 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Kodemultiplexvielfachzugriffsnachrichtenübertragungssystem
DE0986186T Pending DE986186T1 (de) 1995-06-30 1996-06-27 Adaptives signalangepasstes Filter

Country Status (23)

Country Link
US (31) US5748687A (de)
EP (25) EP2285169A3 (de)
JP (39) JP3717123B2 (de)
KR (6) KR100383225B1 (de)
CN (9) CN1905389A (de)
AP (2) AP681A (de)
AR (11) AR002638A1 (de)
AT (13) ATE303680T1 (de)
AU (3) AU6401596A (de)
CA (9) CA2645140C (de)
DE (25) DE69634390T2 (de)
DK (14) DK1213845T3 (de)
ES (17) ES2234939T3 (de)
FI (14) FI118500B (de)
HK (12) HK1015983A1 (de)
ID (10) ID25596A (de)
MY (4) MY134704A (de)
NO (3) NO318270B1 (de)
PT (4) PT835593E (de)
SA (1) SA06270486B1 (de)
TW (1) TW318983B (de)
WO (3) WO1997002714A2 (de)
ZA (1) ZA965340B (de)

Families Citing this family (765)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB0107746D0 (en) 2001-03-28 2001-05-16 Nokia Networks Oy Transmissions in a communication system
US6049535A (en) * 1996-06-27 2000-04-11 Interdigital Technology Corporation Code division multiple access (CDMA) communication system
ZA965340B (en) 1995-06-30 1997-01-27 Interdigital Tech Corp Code division multiple access (cdma) communication system
US6940840B2 (en) * 1995-06-30 2005-09-06 Interdigital Technology Corporation Apparatus for adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
US6801516B1 (en) 1995-06-30 2004-10-05 Interdigital Technology Corporation Spread-spectrum system for assigning information signals having different data rates
US5953346A (en) * 1996-06-27 1999-09-14 Interdigital Technology Corporation CDMA communication system which selectively suppresses data transmissions during establishment of a communication channel
US6697350B2 (en) 1995-06-30 2004-02-24 Interdigital Technology Corporation Adaptive vector correlator for spread-spectrum communications
US6788662B2 (en) 1995-06-30 2004-09-07 Interdigital Technology Corporation Method for adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
US7929498B2 (en) * 1995-06-30 2011-04-19 Interdigital Technology Corporation Adaptive forward power control and adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
US7123600B2 (en) * 1995-06-30 2006-10-17 Interdigital Technology Corporation Initial power control for spread-spectrum communications
US6885652B1 (en) 1995-06-30 2005-04-26 Interdigital Technology Corporation Code division multiple access (CDMA) communication system
US7072380B2 (en) * 1995-06-30 2006-07-04 Interdigital Technology Corporation Apparatus for initial power control for spread-spectrum communications
US5841768A (en) 1996-06-27 1998-11-24 Interdigital Technology Corporation Method of controlling initial power ramp-up in CDMA systems by using short codes
US7020111B2 (en) 1996-06-27 2006-03-28 Interdigital Technology Corporation System for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications
US6487190B1 (en) * 1996-06-27 2002-11-26 Interdigital Technology Corporation Efficient multichannel filtering for CDMA modems
US6816473B2 (en) 1995-06-30 2004-11-09 Interdigital Technology Corporation Method for adaptive forward power control for spread-spectrum communications
JP3598609B2 (ja) * 1995-09-20 2004-12-08 双葉電子工業株式会社 スペクトル拡散通信システムにおける受信装置
US7266725B2 (en) 2001-09-03 2007-09-04 Pact Xpp Technologies Ag Method for debugging reconfigurable architectures
JPH09191301A (ja) * 1996-01-10 1997-07-22 Canon Inc スペクトラム拡散通信装置
JP2820918B2 (ja) * 1996-03-08 1998-11-05 株式会社ワイ・アール・ピー移動通信基盤技術研究所 スペクトル拡散通信装置
JPH09261128A (ja) * 1996-03-22 1997-10-03 Matsushita Electric Ind Co Ltd スペクトル拡散通信機
JP2820919B2 (ja) * 1996-03-25 1998-11-05 株式会社ワイ・アール・ピー移動通信基盤技術研究所 Cdma移動体通信システムおよび送受信機
FI961362A (fi) * 1996-03-25 1997-09-26 Nokia Telecommunications Oy Häiriöiden vähentämismenetelmä ja radiojärjestelmä
EP0891681A1 (de) * 1996-04-04 1999-01-20 Siemens Aktiengesellschaft Kanalwechselsteuerung eines in einem isdn-system eingebundenen dect-spezifischen rll/wll-teilsystem
US6047017A (en) 1996-04-25 2000-04-04 Cahn; Charles R. Spread spectrum receiver with multi-path cancellation
US6678311B2 (en) 1996-05-28 2004-01-13 Qualcomm Incorporated High data CDMA wireless communication system using variable sized channel codes
US5930230A (en) 1996-05-28 1999-07-27 Qualcomm Incorporated High data rate CDMA wireless communication system
US6396804B2 (en) 1996-05-28 2002-05-28 Qualcomm Incorporated High data rate CDMA wireless communication system
EP1172942B1 (de) * 1996-06-27 2003-08-13 Interdigital Technology Corporation Ein Verfahren zum Kontrollieren des Hochfahrens der Anfangssendeleistung in einem CDMA System unter Verwendung kurzer Kodes
JP3681230B2 (ja) * 1996-07-30 2005-08-10 松下電器産業株式会社 スペクトル拡散通信装置
US6067292A (en) * 1996-08-20 2000-05-23 Lucent Technologies Inc Pilot interference cancellation for a coherent wireless code division multiple access receiver
US6950388B2 (en) * 1996-08-22 2005-09-27 Tellabs Operations, Inc. Apparatus and method for symbol alignment in a multi-point OFDM/DMT digital communications system
US5790514A (en) * 1996-08-22 1998-08-04 Tellabs Operations, Inc. Multi-point OFDM/DMT digital communications system including remote service unit with improved receiver architecture
US6771590B1 (en) 1996-08-22 2004-08-03 Tellabs Operations, Inc. Communication system clock synchronization techniques
US6118758A (en) * 1996-08-22 2000-09-12 Tellabs Operations, Inc. Multi-point OFDM/DMT digital communications system including remote service unit with improved transmitter architecture
DE19636758C1 (de) * 1996-09-10 1998-06-10 Siemens Ag Verfahren zum Steuern des Aufbaus von Telekommunikationsverbindungen in als lokale Nachrichtenübertragungsschleifen von Telekommunikationssystemen dienenden Telekommunikationsteilsystemen mit bezüglich der Übertragungskanalanforderungen unterschiedlichen Netzabschlüssen, insbesondere "ISDN/PSTNÛDECT-spezifische RLL/WLL"-Systeme
US6259724B1 (en) * 1996-10-18 2001-07-10 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Random access in a mobile telecommunications system
JP3323760B2 (ja) * 1996-11-07 2002-09-09 株式会社日立製作所 スペクトラム拡散通信システム
US6111870A (en) * 1996-11-07 2000-08-29 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for compressing and transmitting high speed data
CN1242633C (zh) * 1996-11-27 2006-02-15 株式会社日立制作所 发送控制方法,基地台装置和终端装置
US5889827A (en) * 1996-12-12 1999-03-30 Ericsson Inc. Method and apparatus for digital symbol detection using medium response estimates
JPH10190859A (ja) * 1996-12-20 1998-07-21 Nec Corp 無線通信システム
DE19654595A1 (de) 1996-12-20 1998-07-02 Pact Inf Tech Gmbh I0- und Speicherbussystem für DFPs sowie Bausteinen mit zwei- oder mehrdimensionaler programmierbaren Zellstrukturen
US6173007B1 (en) * 1997-01-15 2001-01-09 Qualcomm Inc. High-data-rate supplemental channel for CDMA telecommunications system
US5933781A (en) * 1997-01-31 1999-08-03 Qualcomm Incorporated Pilot based, reversed channel power control
US5914981A (en) * 1997-02-24 1999-06-22 At&T Wireless Services Inc. Method to indicate synchronization lock of a remote station with a base station for a discrete multitone spread spectrum communications system
US5933421A (en) 1997-02-06 1999-08-03 At&T Wireless Services Inc. Method for frequency division duplex communications
WO1998035458A1 (en) * 1997-02-06 1998-08-13 At & T Wireless Services, Inc. Method of synchronizing a remote station with a base station in a discrete multitone spread spectrum communications system
US5943375A (en) * 1997-02-06 1999-08-24 At&T Wireless Services Inc. Method to indicate synchronization lock of a remote station with a base station
US6542998B1 (en) 1997-02-08 2003-04-01 Pact Gmbh Method of self-synchronization of configurable elements of a programmable module
US6289041B1 (en) * 1997-02-11 2001-09-11 Snaptrack, Inc. Fast Acquisition, high sensitivity GPS receiver
US5842114A (en) 1997-02-12 1998-11-24 Interdigital Technology Corporation Global channel power control to minimize spillover in a wireless communication environment
EP1271801A3 (de) * 1997-02-12 2003-04-09 Interdigital Technology Corporation Globalkanal -Leistungsregelung zur minimierung des Überlaufs in einer schnurlosen Kommunikationsumgebung
US6360079B2 (en) 1997-02-12 2002-03-19 Interdigital Technology Corporation Global channel power control to minimize spillover in a wireless communication environment
US5991284A (en) 1997-02-13 1999-11-23 Qualcomm Inc. Subchannel control loop
IL120222A0 (en) * 1997-02-14 1997-06-10 D S P C Israel Ltd Method and apparatus for acquiring and tracking the sampling phase of a signal
US6078645A (en) * 1997-02-20 2000-06-20 Lucent Technologies Inc. Apparatus and method for monitoring full duplex data communications
US5923700A (en) * 1997-02-24 1999-07-13 At & T Wireless Adaptive weight update method and system for a discrete multitone spread spectrum communications system
US6408016B1 (en) 1997-02-24 2002-06-18 At&T Wireless Services, Inc. Adaptive weight update method and system for a discrete multitone spread spectrum communications system
US6898197B1 (en) 1997-02-28 2005-05-24 Interdigital Technology Corporation Geolocation of a mobile terminal in a CDMA communication system
US5943331A (en) * 1997-02-28 1999-08-24 Interdigital Technology Corporation Orthogonal code synchronization system and method for spread spectrum CDMA communications
DE19708626C2 (de) * 1997-03-04 1999-08-05 Rohde & Schwarz Nach dem Spreizspektrumverfahren arbeitendes Funkkommunikationssystem
JPH10271028A (ja) * 1997-03-25 1998-10-09 Alps Electric Co Ltd セルラ−電話機の受信回路
JPH10294676A (ja) * 1997-04-17 1998-11-04 Yozan:Kk 待ち受け回路
EP1499039B1 (de) 1997-04-17 2009-01-28 NTT DoCoMo, Inc. Sendegerät für ein Mobilfunksystem
US6396867B1 (en) * 1997-04-25 2002-05-28 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for forward link power control
KR100241894B1 (ko) * 1997-05-07 2000-02-01 윤종용 개인통신 시스템의 코드분할 접속방식 기지국 시스템에서 소프트웨어 관리방법
JPH1141141A (ja) * 1997-05-21 1999-02-12 Mitsubishi Electric Corp スペクトル拡散信号受信方法及びスペクトル拡散信号受信装置
US5920278A (en) * 1997-05-28 1999-07-06 Gregory D. Gibbons Method and apparatus for identifying, locating, tracking, or communicating with remote objects
US5867525A (en) 1997-06-10 1999-02-02 L-3 Commuications Corporation Synchronizer and method therefor and communications system incorporating same
US6075792A (en) * 1997-06-16 2000-06-13 Interdigital Technology Corporation CDMA communication system which selectively allocates bandwidth upon demand
US6151332A (en) 1997-06-20 2000-11-21 Tantivy Communications, Inc. Protocol conversion and bandwidth reduction technique providing multiple nB+D ISDN basic rate interface links over a wireless code division multiple access communication system
US6542481B2 (en) 1998-06-01 2003-04-01 Tantivy Communications, Inc. Dynamic bandwidth allocation for multiple access communication using session queues
US6081536A (en) * 1997-06-20 2000-06-27 Tantivy Communications, Inc. Dynamic bandwidth allocation to transmit a wireless protocol across a code division multiple access (CDMA) radio link
US6628699B2 (en) * 1997-06-23 2003-09-30 Schlumberger Resource Management Systems, Inc. Receiving a spread spectrum signal
US6741638B2 (en) 1997-06-23 2004-05-25 Schlumbergersema Inc. Bandpass processing of a spread spectrum signal
US6178197B1 (en) 1997-06-23 2001-01-23 Cellnet Data Systems, Inc. Frequency discrimination in a spread spectrum signal processing system
US6456644B1 (en) 1997-06-23 2002-09-24 Cellnet Data Systems, Inc. Bandpass correlation of a spread spectrum signal
US6647058B1 (en) * 1997-06-23 2003-11-11 Paradyne Corporation Performance customization system and process for optimizing XDSL performance
US6263009B1 (en) 1997-06-23 2001-07-17 Cellnet Data Systems, Inc. Acquiring a spread spectrum signal
KR100240869B1 (ko) * 1997-06-25 2000-01-15 윤종용 이중 다이버서티 시스템을 위한 데이터 전송 방법
KR100243425B1 (ko) * 1997-07-10 2000-02-01 곽치영 씨디엠에이 무선가입자망 시스템의 순방향 트래픽 채널 전력제어 방법 및 장치
KR100258221B1 (ko) * 1997-07-25 2000-06-01 윤종용 통신시스템의 패킷 트래픽 채널의 초기화 방법
US6085106A (en) * 1997-07-29 2000-07-04 Nortel Networks Limited Forward link power control in a cellular radiotelephone system
KR100264862B1 (ko) 1997-07-31 2000-09-01 윤종용 대역확산에따른직교부호도약다중접속방식통신시스템의송수신장치및그방법
FR2767238B1 (fr) * 1997-08-07 1999-10-01 Alsthom Cge Alcatel Dispositifs monocanal et multicanaux de demodulation coherente sans pilote, et ensemble correspondant de reception a plusieurs chemins de diversite
CN1049312C (zh) * 1997-08-12 2000-02-09 李道本 一种扩频地址码的编码方法
US6877116B1 (en) * 1997-08-28 2005-04-05 Seagate Technology Llc Method and apparatus for determining bit error rate in a sampled data system without requiring read channel circuitry
US5956368A (en) * 1997-08-29 1999-09-21 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Downlink channel handling within a spread spectrum communications system
US6185244B1 (en) * 1997-08-29 2001-02-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Cell searching in a CDMA communications system
US6307849B1 (en) * 1997-09-08 2001-10-23 Qualcomm Incorporated Method and system for changing forward traffic channel power allocation during soft handoff
KR100365346B1 (ko) * 1997-09-09 2003-04-11 삼성전자 주식회사 이동통신시스템의쿼시직교부호생성및쿼시직교부호를이용한대역확산장치및방법
US8686549B2 (en) * 2001-09-03 2014-04-01 Martin Vorbach Reconfigurable elements
FR2769777B1 (fr) * 1997-10-13 1999-12-24 Telediffusion Fse Procede et systeme d'evaluation, a la reception, de la qualite d'un signal numerique, tel qu'un signal audio/video numerique
US6370158B1 (en) 1997-11-14 2002-04-09 Wireless Facilities, Inc. Wireless T/E Transceiver frame signaling subcontroller
US20020051434A1 (en) * 1997-10-23 2002-05-02 Ozluturk Fatih M. Method for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications
US6259687B1 (en) * 1997-10-31 2001-07-10 Interdigital Technology Corporation Communication station with multiple antennas
US7184426B2 (en) * 2002-12-12 2007-02-27 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for burst pilot for a time division multiplex system
CA2220365A1 (en) * 1997-11-06 1999-05-06 Telecommunications Research Laboratories A cellular telephone location system
JPH11150523A (ja) * 1997-11-17 1999-06-02 Oki Electric Ind Co Ltd スペクトラム拡散送信装置、スペクトラム拡散受信装置及びスペクトラム拡散通信システム
JP3270015B2 (ja) * 1997-11-19 2002-04-02 沖電気工業株式会社 送信電力制御装置
JP3441636B2 (ja) * 1997-11-21 2003-09-02 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ チャネル推定値を求める装置および方法、受信装置ならびに伝送システム
JP3492177B2 (ja) * 1997-12-15 2004-02-03 松下電器産業株式会社 Cdma方式移動体通信機
US6708041B1 (en) 1997-12-15 2004-03-16 Telefonaktiebolaget Lm (Publ) Base station transmit power control in a CDMA cellular telephone system
US6134260A (en) * 1997-12-16 2000-10-17 Ericsson Inc. Method and apparatus for frequency acquisition and tracking for DS-SS CDMA receivers
US7936728B2 (en) 1997-12-17 2011-05-03 Tantivy Communications, Inc. System and method for maintaining timing of synchronization messages over a reverse link of a CDMA wireless communication system
US6222832B1 (en) * 1998-06-01 2001-04-24 Tantivy Communications, Inc. Fast Acquisition of traffic channels for a highly variable data rate reverse link of a CDMA wireless communication system
US9525923B2 (en) 1997-12-17 2016-12-20 Intel Corporation Multi-detection of heartbeat to reduce error probability
US7394791B2 (en) 1997-12-17 2008-07-01 Interdigital Technology Corporation Multi-detection of heartbeat to reduce error probability
FI106688B (fi) * 1997-12-17 2001-03-15 Nokia Networks Oy Menetelmä ISDN-käyttäjäportin tilavalvonnan toteuttamiseksi
US20040160910A1 (en) * 1997-12-17 2004-08-19 Tantivy Communications, Inc. Dynamic bandwidth allocation to transmit a wireless protocol across a code division multiple access (CDMA) radio link
DE19861088A1 (de) 1997-12-22 2000-02-10 Pact Inf Tech Gmbh Verfahren zur Reparatur von integrierten Schaltkreisen
IT1297935B1 (it) * 1997-12-23 1999-12-20 Alsthom Cge Alcatel Procedimento e dispositivo per la rivelazione della condizione di perdita di segnale all'ingresso di un'interfaccia di linea di
DE69942551D1 (de) * 1998-02-19 2010-08-12 Qualcomm Inc Leistungsregelung der Vorwärtsverbindung in einem zellularen System mit dem Signal-zu-Rausch-Verhältnis des Empfangssignals
US6289004B1 (en) 1998-03-12 2001-09-11 Interdigital Technology Corporation Adaptive cancellation of fixed interferers
US6366599B1 (en) 1998-03-16 2002-04-02 Trimble Navigation Limited Fast acquisition of spread-spectrum signals by dynamically varying spacing of search bins
DE69900818T2 (de) * 1998-03-17 2002-08-14 Interdigital Tech Corp Modulare feststation mit variabler datenübertragungskapazität
JP3109589B2 (ja) * 1998-03-18 2000-11-20 日本電気株式会社 Cdma端末の送信パワー調整方法及び装置
CA2324450C (en) * 1998-03-23 2006-01-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Power control device and method for controlling a reverse link common channel in a cdma communication system
FI107201B (fi) * 1998-03-23 2001-06-15 Nokia Networks Oy Tiedonsiirron laadun turvaaminen tietoliikenneverkossa
DE69930239D1 (de) * 1998-03-26 2006-05-04 Samsung Electronics Co Ltd Gerät und Verfahren zur Leistungskontrolle Orthogonaler Kanäle und Quasi-Orthogonaler Kanäle in einem CDMA Kommunikationssystem
BRPI9909104B8 (pt) * 1998-03-26 2016-05-31 Samsung Electronics Co Ltd dispositivo e método de comunicação de mensagem de canal comum em uma estação de base ou estação móvel de um sistema de comunicação cdma
KR100338662B1 (ko) * 1998-03-31 2002-07-18 윤종용 부호분할다중접속통신시스템의채널통신장치및방법
DK1068704T3 (da) 1998-04-03 2012-09-17 Tellabs Operations Inc Filter til impulssvarforkortning, med yderligere spektrale begrænsninger, til multibærebølgeoverførsel
US7440498B2 (en) 2002-12-17 2008-10-21 Tellabs Operations, Inc. Time domain equalization for discrete multi-tone systems
KR100268677B1 (ko) * 1998-04-04 2000-10-16 윤종용 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 확산 코드의 위상 획득 방법과 그 장치
BR9901046B1 (pt) 1998-04-08 2013-02-05 mÉtodo e sistema para controlar a potÊncia de transmissço de determinadas partes de uma transmissço de rÁdio.
AU736168B2 (en) * 1998-04-25 2001-07-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Power level arbitration between base station and mobile station in mobile communication system
US6731622B1 (en) 1998-05-01 2004-05-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Multipath propagation delay determining means using periodically inserted pilot symbols
US6370397B1 (en) 1998-05-01 2002-04-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Search window delay tracking in code division multiple access communication systems
US6324159B1 (en) * 1998-05-06 2001-11-27 Sirius Communications N.V. Method and apparatus for code division multiple access communication with increased capacity through self-noise reduction
US6486967B1 (en) * 1998-05-09 2002-11-26 Intel Corporation Recovery of bit-rotated frames during facsimile transmissions in a global system for mobile communications (GSM) network
JP2974004B1 (ja) * 1998-05-12 1999-11-08 日本電気株式会社 Cdma受信装置およびcdma通信システム
DE69938529T2 (de) * 1998-05-13 2009-06-10 Samsung Electronics Co., Ltd., Suwon Empfang von Zeitsgechalteten Sendeniversitäts-(TSTD)-Signalen und nicht-TSTD-Signalen
US6879575B1 (en) 1998-05-13 2005-04-12 Hitachi, Ltd. Code division multiple access mobile communication system
GB2337413A (en) * 1998-05-15 1999-11-17 Nokia Mobile Phones Ltd alternative Channel Measurement in a Radio Communication system
JP2970653B1 (ja) * 1998-05-27 1999-11-02 日本電気株式会社 スペクトラム拡散通信システムとその基地局
US8134980B2 (en) 1998-06-01 2012-03-13 Ipr Licensing, Inc. Transmittal of heartbeat signal at a lower level than heartbeat request
US7773566B2 (en) 1998-06-01 2010-08-10 Tantivy Communications, Inc. System and method for maintaining timing of synchronization messages over a reverse link of a CDMA wireless communication system
US7221664B2 (en) * 1998-06-01 2007-05-22 Interdigital Technology Corporation Transmittal of heartbeat signal at a lower level than heartbeat request
FR2779590B1 (fr) * 1998-06-03 2000-07-07 Commissariat Energie Atomique Recepteur pour systeme amrc
US6744754B1 (en) * 1998-06-09 2004-06-01 Lg Information & Communications, Ltd. Control of forward link power CDMA mobile communication system
DE69937795T2 (de) * 1998-06-13 2008-04-30 Samsung Electronics Co., Ltd., Suwon Verfahren und vorrichtung zur zustandsynchronisierung in einem cdma system
JP2000078058A (ja) * 1998-06-15 2000-03-14 Katsuyoshi Azeyanagi マッチドフィルタ出力分析・干渉波制御形cdma通信方式
US6429846B2 (en) 1998-06-23 2002-08-06 Immersion Corporation Haptic feedback for touchpads and other touch controls
US7068617B1 (en) * 1998-06-25 2006-06-27 Texas Instruments Incorporated Low complexity CDMA receiver
US6034971A (en) * 1998-06-30 2000-03-07 Motorola, Inc. Method and apparatus for controlling communication system capacity
US6320896B1 (en) * 1998-07-14 2001-11-20 Intermec Ip Corp. RF receiver having frequency-hopping/direct-sequence spread spectrum signal discrimination
FI106896B (fi) * 1998-07-22 2001-04-30 Nokia Networks Oy Tiedonsiirtomenetelmä, radioverkkoalijärjestelmä ja tilaajapäätelaite
RU2210867C2 (ru) * 1998-07-28 2003-08-20 Самсунг Электроникс Ко., Лтд. Стробированная передача в состоянии поддержки управления в системе связи множественного доступа с кодовым разделением каналов
KR100306285B1 (ko) * 1998-07-28 2001-11-01 윤종용 부호분할다중접속 통신시스템의 제어유지상태에서 단속적 송신방법 및 장치
US6587696B1 (en) * 1998-07-31 2003-07-01 Nokia Mobile Phones Limited Power control technique utilizing forward pilot channel
US6501747B1 (en) * 1998-08-20 2002-12-31 Metawave Communications Corporation Manifold assisted channel estimation and demodulation for CDMA systems in fast fading environments
US6331998B1 (en) * 1998-08-28 2001-12-18 Industrial Technology Research Institute Partially matched filter for spread spectrum communication
US6396817B2 (en) * 1998-08-31 2002-05-28 Qualcomm Incorporated Signal splitting method for limiting peak power in a CDMA system
DE19839633C2 (de) * 1998-08-31 2002-01-10 Siemens Ag Steuereinrichtung zur Zuweisung von Eingangssignalen zu Übertragungskanälen
KR100272431B1 (ko) * 1998-09-03 2000-11-15 김영환 Cdma 이동통신시스템의 통화권역 확장장치 및 그 방법
US6192222B1 (en) 1998-09-03 2001-02-20 Micron Technology, Inc. Backscatter communication systems, interrogators, methods of communicating in a backscatter system, and backscatter communication methods
KR20000019059A (ko) * 1998-09-08 2000-04-06 윤종용 무선 가입자망 시스템에서 데이터 전송방식에 따른 자원할당및 해제방법
IL135837A (en) * 1998-09-08 2004-06-20 Samsung Electronics Co Ltd Device and method for generating complex quasi-orthogonal quarterly code and transmitting a transmission signal by using quasi-orthogonal code in a CDMA communication system
US6765953B1 (en) * 1998-09-09 2004-07-20 Qualcomm Incorporated User terminal parallel searcher
US6173006B1 (en) * 1998-09-11 2001-01-09 Lg Information & Communications, Ltd. Direct sequence CDMA device and method for using the same
US7324544B1 (en) * 1998-09-11 2008-01-29 Cirrus Logic, Inc. Network slot synchronization scheme for a computer network communication channel
US6208684B1 (en) * 1998-09-18 2001-03-27 Dspc Technologies Ltd. Cyclic adaptive receivers for DS-CDMA signals
US6956840B1 (en) 1998-09-21 2005-10-18 Ipr Licensing, Inc. Power control protocol for highly variable data rate reverse link of a wireless communication system
EP1116339B1 (de) * 1998-09-22 2006-07-12 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum empfangen oder senden von nachrichten
US6944149B1 (en) * 1998-09-24 2005-09-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method or searching for PN sequence phase in multi-carrier CDMA mobile communication system
US6181674B1 (en) * 1998-09-30 2001-01-30 Conexant Systems, Inc. Method and apparatus for sharing transmit shaping filters among phase shifted signals
US6243561B1 (en) * 1998-10-13 2001-06-05 Qualcomm Incorporated Offline page monitoring
EP1133834B1 (de) 1998-10-27 2005-08-17 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum steuern von speicherzugriffen bei "rake"-empfängern mit "early-late tracking" in telekommunikationssystemen
CA2282800C (en) * 1998-11-09 2007-07-31 Lucent Technologies Inc. A coherent combining/noncoherent detection (ccnd) method and apparatus for detecting a pilot signal in a wireless communication system
CA2314232C (en) * 1998-11-09 2004-05-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Reservation multiple access in a cdma communications system
US6128330A (en) 1998-11-24 2000-10-03 Linex Technology, Inc. Efficient shadow reduction antenna system for spread spectrum
EP1050124A1 (de) * 1998-11-30 2000-11-08 Nokia Corporation Testanordnung für sendeempfänger
US6295289B1 (en) * 1998-11-30 2001-09-25 Nokia Mobile Phones, Ltd. Power control in a transmitter
KR100277697B1 (ko) * 1998-12-02 2001-01-15 정선종 제약조건을 갖는 평균평방 오차 최소화 방법을 이용한 적응형수신 장치
US6728202B1 (en) * 1998-12-24 2004-04-27 Agere Systems Inc. Code division multiplex satellite broadcasting system
US6278702B1 (en) * 1998-12-02 2001-08-21 Nortel Networks Limited Method for limiting the dynamic range of a CDMA signal
KR100312214B1 (ko) * 1998-12-08 2001-12-12 윤종용 부호분할다중접속통신시스템의채널확산장치및방법
US6337980B1 (en) 1999-03-18 2002-01-08 Hughes Electronics Corporation Multiple satellite mobile communications method and apparatus for hand-held terminals
US6366622B1 (en) * 1998-12-18 2002-04-02 Silicon Wave, Inc. Apparatus and method for wireless communications
US6366604B1 (en) * 1998-12-18 2002-04-02 Philips Electric North America Corporation Compensation for phase errors caused by clock jitter in a CDMA communication system
US6567418B1 (en) 1998-12-23 2003-05-20 At&T Corp. System and method for multichannel communication
US6470005B1 (en) * 1998-12-29 2002-10-22 Thomson Licensing Sa Transceiver prerotation based on carrier offset
KR100520161B1 (ko) * 1998-12-30 2005-11-24 삼성전자주식회사 국설교환기와isdn키폰시스템과의코딩변환회로
US6125378A (en) * 1999-01-13 2000-09-26 Barbano; Paolo Emilio Method and apparatus for generating families of code signals using multiscale shuffling
IL128262A0 (en) * 1999-01-28 1999-11-30 Israel State Dsss receiver
US6487252B1 (en) * 1999-01-29 2002-11-26 Motorola, Inc. Wireless communication system and method for synchronization
JP3618055B2 (ja) * 1999-02-05 2005-02-09 富士通株式会社 携帯移動端末および送信装置
GB2346776B (en) * 1999-02-13 2001-09-12 Motorola Ltd Synchronisation lock detector and method
US6463296B1 (en) * 1999-02-16 2002-10-08 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Power control in a CDMA mobile communications system
US6459695B1 (en) * 1999-02-22 2002-10-01 Lucent Technologies Inc. System and method for determining radio frequency coverage trouble spots in a wireless communication system
JP3362009B2 (ja) * 1999-03-01 2003-01-07 シャープ株式会社 スペクトル拡散通信装置
US6356764B1 (en) * 1999-03-09 2002-03-12 Micron Technology, Inc. Wireless communication systems, interrogators and methods of communicating within a wireless communication system
US7592898B1 (en) * 1999-03-09 2009-09-22 Keystone Technology Solutions, Llc Wireless communication systems, interrogators and methods of communicating within a wireless communication system
US6603391B1 (en) * 1999-03-09 2003-08-05 Micron Technology, Inc. Phase shifters, interrogators, methods of shifting a phase angle of a signal, and methods of operating an interrogator
US6721293B1 (en) * 1999-03-10 2004-04-13 Nokia Corporation Unsupervised adaptive chip separation filter for CDMA terminal
USRE44010E1 (en) * 1999-03-17 2013-02-19 Interdigital Technology Corporation Modular base station with variable communication capacity
US6603800B1 (en) * 1999-03-22 2003-08-05 Interdigital Technology Corporation CDMA location
MY129851A (en) * 1999-03-22 2007-05-31 Interdigital Tech Corp Weighted open loop power control in a time division duplex communication system
DE19913371A1 (de) * 1999-03-24 2000-10-19 Siemens Ag Initiale Sendeleistungseinstellung für die Abwärtsrichtung von W-CDMA Funk-Kommunikationssystemen
US6304216B1 (en) * 1999-03-30 2001-10-16 Conexant Systems, Inc. Signal detector employing correlation analysis of non-uniform and disjoint sample segments
US6249683B1 (en) * 1999-04-08 2001-06-19 Qualcomm Incorporated Forward link power control of multiple data streams transmitted to a mobile station using a common power control channel
US6452917B1 (en) * 1999-04-08 2002-09-17 Qualcomm Incorporated Channel estimation in a CDMA wireless communication system
US6334047B1 (en) 1999-04-09 2001-12-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Adaptive power control in a mobile radio communications system
KR100374336B1 (ko) * 1999-04-12 2003-03-04 삼성전자주식회사 부호분할다중접속 통신시스템의 단속 송신 장치 및 방법
US6404758B1 (en) * 1999-04-19 2002-06-11 Ericsson, Inc. System and method for achieving slot synchronization in a wideband CDMA system in the presence of large initial frequency errors
US6445930B1 (en) 1999-04-21 2002-09-03 Joseph Peter Bartelme Power control system and method for use with wireless communications system
JP2000307477A (ja) 1999-04-21 2000-11-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd 符号発生装置、その装置を用いた通信装置、通信システム及び符号発生方法
DE19918386C2 (de) * 1999-04-22 2003-08-28 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zum Decodieren eines Codemultiplex-Signals sowie Verwendung der Vorrichtung
US6400755B1 (en) * 1999-04-23 2002-06-04 Motorola, Inc. Data transmission within a spread-spectrum communication system
US6614776B1 (en) * 1999-04-28 2003-09-02 Tantivy Communications, Inc. Forward error correction scheme for high rate data exchange in a wireless system
US7372888B1 (en) 1999-05-10 2008-05-13 Agilent Technologies Inc. Method and apparatus for software reconfigurable communication transmission/reception and navigation signal reception
AU4529200A (en) 1999-05-10 2000-11-21 Sirius Communications N.V. Method and apparatus for high-speed software reconfigurable code division multiple access communication
TW472468B (en) * 1999-05-10 2002-01-11 Sony Electronics Inc A scalable method for generating long codes using gold sequences
US6850507B1 (en) * 1999-05-12 2005-02-01 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for acquiring PN sequence in multicarrier CDMA mobile communication system
US7085246B1 (en) 1999-05-19 2006-08-01 Motorola, Inc. Method and apparatus for acquisition of a spread-spectrum signal
JP4557331B2 (ja) * 1999-05-20 2010-10-06 キヤノン株式会社 情報処理装置、情報処理システム、動作制御方法、及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体
WO2000072614A1 (en) * 1999-05-21 2000-11-30 Chunyan Liu Wireless communication systems and methods using packet division multiple access
WO2000074292A1 (en) * 1999-05-31 2000-12-07 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for gated transmission in cdma communication system
WO2000074332A1 (en) * 1999-06-01 2000-12-07 Peter Monsen Multiple access system and method for multibeam digital radio systems
US7072410B1 (en) * 1999-06-01 2006-07-04 Peter Monsen Multiple access system and method for multibeam digital radio systems
WO2000077652A2 (de) 1999-06-10 2000-12-21 Pact Informationstechnologie Gmbh Sequenz-partitionierung auf zellstrukturen
US6507572B1 (en) 1999-06-11 2003-01-14 Lucent Technologies Inc. Primary transfer for simplex mode forward-link high-speed packet data services in CDMA systems
US6434367B1 (en) 1999-06-11 2002-08-13 Lucent Technologies Inc. Using decoupled power control sub-channel to control reverse-link channel power
US6757270B1 (en) 1999-06-11 2004-06-29 Lucent Technologies Inc. Low back haul reactivation delay for high-speed packet data services in CDMA systems
US6631126B1 (en) 1999-06-11 2003-10-07 Lucent Technologies Inc. Wireless communications using circuit-oriented and packet-oriented frame selection/distribution functions
JP3329383B2 (ja) * 1999-06-23 2002-09-30 日本電気株式会社 逆拡散器とタイミング検出装置とチャネル推定装置および周波数誤差測定方法とafc制御方法
US7386001B1 (en) * 1999-06-25 2008-06-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for channel coding and multiplexing in CDMA communication system
US6625128B1 (en) * 1999-06-28 2003-09-23 Legerity, Inc. Method and apparatus for prioritizing packet data transmission and reception
DE69901437T2 (de) * 1999-07-02 2002-12-12 Alcatel Sa Verfahren und Empfänger zum Schlichten von Kollisionen in der physikalischen Schicht bei einem Protokoll mit wahlfreiem Zugriff
GB2351864B (en) * 1999-07-05 2004-05-26 Symmetricom Inc A receiver for receiving rf pseudo-random encoded signals
JP3715141B2 (ja) * 1999-07-13 2005-11-09 松下電器産業株式会社 通信端末装置
US7327779B1 (en) 1999-07-23 2008-02-05 Agilent Technologies, Inc. Method and apparatus for high-speed software reconfigurable code division multiple access communication
US6580774B1 (en) * 1999-08-05 2003-06-17 Occam Networks Method and apparatus to perform cell synchronization in an asynchronous transfer mode network
KR100361223B1 (ko) * 1999-08-14 2002-11-23 주식회사 모리아테크놀로지 무선 이동통신에서 파일럿 채널 상에 페이징 정보를 천공시키는 시스템
KR100363944B1 (ko) * 1999-08-16 2002-12-11 한국전자통신연구원 상이한 규격의 이동통신 시스템간의 글로벌 로밍을 위한 인증 시스템 및 그 인증 방법
KR100396287B1 (ko) * 1999-08-30 2003-09-02 삼성전자주식회사 부호분할다중접속 통신시스템의 전력제어장치 및 방법
US6735242B1 (en) * 1999-08-30 2004-05-11 Nokia Corporation Time tracking loop for pilot aided direct sequence spread spectrum systems
US7085580B1 (en) * 1999-08-30 2006-08-01 Lucent Technologies Inc. Aggregate power measurement
US7110434B2 (en) * 1999-08-31 2006-09-19 Broadcom Corporation Cancellation of interference in a communication system with application to S-CDMA
FI19991871A (fi) * 1999-09-02 2001-03-02 Nokia Networks Oy Menetelmä signaalikomponenttien käsittelemiseksi kommunikaatiojärjestelmässä ja vastanotin
US6278726B1 (en) 1999-09-10 2001-08-21 Interdigital Technology Corporation Interference cancellation in a spread spectrum communication system
US6115406A (en) 1999-09-10 2000-09-05 Interdigital Technology Corporation Transmission using an antenna array in a CDMA communication system
JP2001086032A (ja) * 1999-09-10 2001-03-30 Pioneer Electronic Corp 通信装置及び通信方法
US6968493B1 (en) * 1999-09-14 2005-11-22 Maxtor Corporation Randomizer systems for producing multiple-symbol randomizing sequences
KR20010028099A (ko) * 1999-09-17 2001-04-06 박종섭 코드 분할 다중 접속방식을 이용한 수신기에서의 동기 추적장치 및 그 방법
SE516225C2 (sv) * 1999-09-17 2001-12-03 Ericsson Telefon Ab L M Ett förfarande för effektkontroll och ett radiosystem
KR100346227B1 (ko) * 1999-09-18 2002-08-01 삼성전자 주식회사 부호분할다중접속 이동통신시스템에서의 잡음전력 추정장치 및방법
CA2385082C (en) * 1999-09-21 2008-04-08 Interdigital Technology Corporation Multiuser detector for variable spreading factors
US6526034B1 (en) 1999-09-21 2003-02-25 Tantivy Communications, Inc. Dual mode subscriber unit for short range, high rate and long range, lower rate data communications
US6714527B2 (en) * 1999-09-21 2004-03-30 Interdigital Techology Corporation Multiuser detector for variable spreading factors
KR100594042B1 (ko) * 1999-09-22 2006-06-28 삼성전자주식회사 비동기 이동통신시스템의 멀티 스크램블링 코드 생성 장치 및 방법
US6658042B1 (en) * 1999-09-24 2003-12-02 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method and apparatus for time tracking a signal using hardware and software
WO2001024399A1 (en) * 1999-09-27 2001-04-05 Metawave Communications Corporation Methods of phase recovery in cellular communication systems
DE19946872A1 (de) * 1999-09-30 2001-05-03 Bosch Gmbh Robert Datenübertragungsverfahren- und vorrichtung
DE19948370A1 (de) * 1999-10-06 2001-06-21 Infineon Technologies Ag Einrichtung und Verfahren zur Verarbeitung eines digitalen Datensignals in einem CDMA-Funksender
US6414951B1 (en) * 1999-10-08 2002-07-02 Interdigital Technology Corporation Method for detecting short codes in CDMA systems
US8363757B1 (en) 1999-10-12 2013-01-29 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for eliminating the effects of frequency offsets in a digital communication system
FI111579B (fi) * 1999-10-13 2003-08-15 U Nav Microelectronics Corp Hajaspektrivastaanotin
US6643280B1 (en) * 1999-10-27 2003-11-04 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for generation of CDMA long codes
JP3525828B2 (ja) * 1999-11-01 2004-05-10 株式会社日立製作所 位置登録制御方法とそれを用いた移動局装置
CN1138354C (zh) * 1999-11-11 2004-02-11 华为技术有限公司 码分多址技术和变速率图像压缩编码技术相结合的传输方法
US6483867B1 (en) 1999-11-22 2002-11-19 Nokia Mobile Phones Ltd. Tracking loop realization with adaptive filters
SE516662C2 (sv) * 1999-11-26 2002-02-12 Ericsson Telefon Ab L M Förfarande för effektallokering för nedlänkkanaler i ett nedlänk effektbegränsat kommunikationssystem
KR100584150B1 (ko) * 1999-11-30 2006-05-26 엘지전자 주식회사 통신 시스템에서 무선장치의 오류진단 방법
JP2001168777A (ja) * 1999-12-06 2001-06-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd 通信端末装置及び無線通信方法
GB9929132D0 (en) * 1999-12-10 2000-02-02 Koninkl Philips Electronics Nv Spread spectrum receiver
JP3937380B2 (ja) 1999-12-14 2007-06-27 富士通株式会社 パスサーチ回路
US6282231B1 (en) 1999-12-14 2001-08-28 Sirf Technology, Inc. Strong signal cancellation to enhance processing of weak spread spectrum signal
KR100355376B1 (ko) * 1999-12-15 2002-10-12 삼성전자 주식회사 비동기형 광대역 직접 시퀀스 코드분할다중접속수신신호에 대한 동기획득 장치
EP1160976B1 (de) * 1999-12-16 2007-09-05 Seiko Epson Corporation Nichtzyklischer digitaler filter, und funkempfangsgerät mit dem filter
US6473596B1 (en) * 1999-12-20 2002-10-29 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Close proximity transmitter interference limiting
US8463255B2 (en) 1999-12-20 2013-06-11 Ipr Licensing, Inc. Method and apparatus for a spectrally compliant cellular communication system
KR100417824B1 (ko) * 1999-12-23 2004-02-05 엘지전자 주식회사 코드분할다중접속 패킷 데이터 시스템에서의 채널 동적 할당 방법
US6606363B1 (en) 1999-12-28 2003-08-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for estimating a frequency offset by combining pilot symbols and data symbols
US6628673B1 (en) * 1999-12-29 2003-09-30 Atheros Communications, Inc. Scalable communication system using overlaid signals and multi-carrier frequency communication
US7133439B1 (en) * 2000-01-12 2006-11-07 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Mobile communication terminal and method of communication
EP1117185A1 (de) * 2000-01-14 2001-07-18 Lucent Technologies Inc. Verfahren und RAKE-Empfänger zur Kodenachführung in einem CDMA-Nachrichtenübertragungssystem
US6831942B2 (en) * 2000-01-14 2004-12-14 University Of Hong Kong MPSK spread spectrum communications receiver with carrier recovery and tracking using weighted correlation techniques
EP1117186A1 (de) * 2000-01-14 2001-07-18 Lucent Technologies Inc. Adaptiver Kodenachlauf-RAKE-Empfänger für CDMA-Nachrichtenübertragung
JP3507882B2 (ja) * 2000-01-18 2004-03-15 独立行政法人農業・生物系特定産業技術研究機構 単純な演算要素による任意関数発生回路並びにそれを用いた暗号化方法
US6822635B2 (en) 2000-01-19 2004-11-23 Immersion Corporation Haptic interface for laptop computers and other portable devices
US6601078B1 (en) * 2000-01-27 2003-07-29 Lucent Technologies Inc. Time-efficient real-time correlator
US6895036B2 (en) * 2000-01-28 2005-05-17 Infineon Technologies Ag Apparatus and method for sub-chip offset correlation in spread-spectrum communication systems
US6937578B1 (en) * 2000-02-02 2005-08-30 Denso Corporation Fast-sleep configuration for CDMA slotted mode
AU3673001A (en) 2000-02-07 2001-08-14 Tantivy Communications, Inc. Minimal maintenance link to support synchronization
US7590095B2 (en) * 2000-02-14 2009-09-15 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for power control of multiple channels in a wireless communication system
US6801564B2 (en) * 2000-02-23 2004-10-05 Ipr Licensing, Inc. Reverse link correlation filter in wireless communication systems
US6823193B1 (en) 2000-02-28 2004-11-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Downlink transmit power synchronization during diversity communication with a mobile station
US6542756B1 (en) 2000-02-29 2003-04-01 Lucent Technologies Inc. Method for detecting forward link power control bits in a communication system
US6865393B1 (en) 2000-03-03 2005-03-08 Motorola, Inc. Method and system for excess resource distribution in a communication system
EP1130792A1 (de) * 2000-03-03 2001-09-05 Lucent Technologies Inc. Verfahren und Rake-empfänger für Phasenvektorschätzung in Kommunikationssystemen
US7088765B1 (en) * 2000-03-15 2006-08-08 Ndsu Research Foundation Vector calibration system
US6724778B1 (en) * 2000-03-16 2004-04-20 Motorola, Inc. Method and apparatus for long code generation in synchronous, multi-chip rate systems
JP3519338B2 (ja) * 2000-03-24 2004-04-12 松下電器産業株式会社 受信装置及び利得制御方法
EP1901441A1 (de) * 2000-03-28 2008-03-19 Interdigital Technology Corporation CDMA-System, das vor der Übertragung die Vordrehung benutzt
US6895033B1 (en) 2000-03-29 2005-05-17 Motorola Inc. Method and apparatus for call recovery after a power cut for a CDMA cellular phone
JP3424647B2 (ja) * 2000-04-04 2003-07-07 日本電気株式会社 Cdma送受信機
US6683903B1 (en) * 2000-04-27 2004-01-27 Motorola, Inc. Method and apparatus for synchronization within a spread-spectrum communication system
US6810072B1 (en) * 2000-05-30 2004-10-26 Nokia Corporation System for acquiring spread spectrum signals
US6956841B1 (en) * 2000-05-24 2005-10-18 Nokia Networks Oy Receiver and method of receiving a desired signal
US6385462B1 (en) 2000-05-26 2002-05-07 Motorola, Inc. Method and system for criterion based adaptive power allocation in a communication system with selective determination of modulation and coding
SE517039C2 (sv) * 2000-05-31 2002-04-02 Bjoern Ottersten Anordning och metod för kanalinterferensdämpning
US6879627B1 (en) * 2000-06-01 2005-04-12 Shiron Satellite Communications (1996) Ltd. Variable rate continuous mode satellite modem
JP2001345738A (ja) * 2000-06-06 2001-12-14 Sony Corp 同期検出装置
DE50115584D1 (de) 2000-06-13 2010-09-16 Krass Maren Pipeline ct-protokolle und -kommunikation
KR100605973B1 (ko) * 2000-06-27 2006-07-28 삼성전자주식회사 이동통신 시스템의 링크적응 방법 및 장치
KR100627188B1 (ko) * 2000-07-04 2006-09-22 에스케이 텔레콤주식회사 무선통신 역방향 동기 방식에서의 코드 할당 방법
KR20090126300A (ko) 2000-07-10 2009-12-08 앤드류 엘엘씨 셀룰러 안테나
US7068725B2 (en) * 2000-07-10 2006-06-27 Garmin At, Inc. Bit detection threshold in a TDMA burst communication system
JP3735015B2 (ja) * 2000-07-26 2006-01-11 松下電器産業株式会社 回線推定装置および回線推定方法
US6816732B1 (en) * 2000-07-27 2004-11-09 Ipr Licensing, Inc. Optimal load-based wireless session context transfer
DE10036803A1 (de) * 2000-07-28 2002-02-07 Tesa Ag Haftklebemassen auf Basis von Blockcopolymeren der Struktur P(A/C)-P(B)-P(A/C)
US6981010B1 (en) 2000-08-02 2005-12-27 Board Of Regents Of The University Of Nebraska System and method for generating psuedo-noise sequences
EP1320936B1 (de) 2000-08-03 2014-04-02 Intel Mobile Communications GmbH Flexible präamble-verarbeitung
EP1305884A2 (de) * 2000-08-04 2003-05-02 TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) Spreizfaktordetektor
US6813710B1 (en) * 2000-08-10 2004-11-02 Chung Shan Institute Of Science And Technology Invisible electronic signature
US6895217B1 (en) 2000-08-21 2005-05-17 The Directv Group, Inc. Stratospheric-based communication system for mobile users having adaptive interference rejection
JP3530118B2 (ja) * 2000-08-29 2004-05-24 松下電器産業株式会社 基地局装置および無線通信方法
JP3497480B2 (ja) * 2000-09-04 2004-02-16 松下電器産業株式会社 位相回転検出装置及びそれを備えた無線基地局装置
FR2813729B1 (fr) * 2000-09-07 2004-11-05 Mitsubishi Electric Inf Tech Recepteur cdma adaptatif uni-modulaire
KR100342496B1 (ko) * 2000-09-08 2002-06-28 윤종용 고속 서처의 직교확산부호 가설 변경 장치 및 방법
US7317916B1 (en) * 2000-09-14 2008-01-08 The Directv Group, Inc. Stratospheric-based communication system for mobile users using additional phased array elements for interference rejection
US6853633B1 (en) * 2000-09-26 2005-02-08 Ericsson Inc. Methods of providing signal parameter information using delta-modulation and related systems and terminals
US8058899B2 (en) 2000-10-06 2011-11-15 Martin Vorbach Logic cell array and bus system
KR100355270B1 (ko) * 2000-10-11 2002-10-11 한국전자통신연구원 시분할 방법을 이용하는 핑거와, 이를 구비한 레이크 수신기
US6735216B2 (en) * 2000-10-11 2004-05-11 Qualcomm, Inc. Simplified quality indicator bit test procedures
JP4228533B2 (ja) * 2000-10-18 2009-02-25 沖電気工業株式会社 光パス交換装置
KR100438447B1 (ko) * 2000-10-20 2004-07-03 삼성전자주식회사 이동통신시스템에서 버스트 파일롯 송신장치 및 방법
US6718180B1 (en) 2000-10-24 2004-04-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Power level convergence in a communications system
US6678707B1 (en) * 2000-10-30 2004-01-13 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Generation of cryptographically strong random numbers using MISRs
FI113921B (fi) * 2000-10-30 2004-06-30 Nokia Corp Vastaanotin, vastaanottomenetelmä, tietokoneohjelma ja tietokoneen muistiväline
US7009947B2 (en) * 2000-11-02 2006-03-07 Denso Corporation Integrity of pilot phase offset measurements for predicting pilot strength
KR100847187B1 (ko) * 2000-11-16 2008-07-17 소니 가부시끼 가이샤 정보 처리 장치 및 통신 장치
JP3589292B2 (ja) * 2000-11-30 2004-11-17 日本電気株式会社 移動体通信装置
US8155096B1 (en) 2000-12-01 2012-04-10 Ipr Licensing Inc. Antenna control system and method
US6907245B2 (en) 2000-12-04 2005-06-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Dynamic offset threshold for diversity handover in telecommunications system
US6954644B2 (en) 2000-12-04 2005-10-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Using geographical coordinates to determine mobile station time position for synchronization during diversity handover
US6980803B2 (en) 2000-12-04 2005-12-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Using statistically ascertained position for starting synchronization searcher during diversity handover
US7103317B2 (en) * 2000-12-12 2006-09-05 The Directv Group, Inc. Communication system using multiple link terminals for aircraft
US7400857B2 (en) 2000-12-12 2008-07-15 The Directv Group, Inc. Communication system using multiple link terminals
US6952580B2 (en) * 2000-12-12 2005-10-04 The Directv Group, Inc. Multiple link internet protocol mobile communications system and method therefor
CN1140075C (zh) * 2000-12-18 2004-02-25 信息产业部电信传输研究所 基于多径能量窗的码分多址系统初始同步与小区搜索装置
FR2818485B1 (fr) * 2000-12-18 2003-03-28 Eads Defence & Security Ntwk Procede d'allocation de ressources radio, station de base pour sa mise en oeuvre et systeme l'incorporant
CN1120591C (zh) * 2000-12-18 2003-09-03 信息产业部电信传输研究所 直接扩频/码分多址综合扩频相干接收装置
FR2819125B1 (fr) * 2000-12-29 2004-04-02 Commissariat Energie Atomique Dispositif d'echange de donnees numeriques dans un systeme cdma
CN1205540C (zh) * 2000-12-29 2005-06-08 深圳赛意法微电子有限公司 含有解码器的电路、时分寻址的方法和一个微控制器
FR2819126B1 (fr) * 2000-12-29 2003-03-21 Commissariat Energie Atomique Circuit numerique d'emission/reception dans un systeme cdma
EP1239602B1 (de) 2001-01-18 2010-12-29 NTT DoCoMo, Inc. Vorrichtung und Verfahren zur Sendeleistungsregelung und Mobilstation
US8396513B2 (en) 2001-01-19 2013-03-12 The Directv Group, Inc. Communication system for mobile users using adaptive antenna
US7187949B2 (en) 2001-01-19 2007-03-06 The Directv Group, Inc. Multiple basestation communication system having adaptive antennas
US7809403B2 (en) * 2001-01-19 2010-10-05 The Directv Group, Inc. Stratospheric platforms communication system using adaptive antennas
DE10102709B4 (de) * 2001-01-22 2014-02-06 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Verfahren und Vorrichtung zur Synchronisation auf eine Pilotsequenz eines CDMA-Signals
US7230910B2 (en) * 2001-01-30 2007-06-12 Lucent Technologies Inc. Optimal channel sounding system
US6529850B2 (en) * 2001-02-01 2003-03-04 Thomas Brian Wilborn Apparatus and method of velocity estimation
US6954448B2 (en) 2001-02-01 2005-10-11 Ipr Licensing, Inc. Alternate channel for carrying selected message types
US7551663B1 (en) 2001-02-01 2009-06-23 Ipr Licensing, Inc. Use of correlation combination to achieve channel detection
US20050251844A1 (en) * 2001-02-02 2005-11-10 Massimiliano Martone Blind correlation for high precision ranging of coded OFDM signals
US20050066373A1 (en) * 2001-02-02 2005-03-24 Matthew Rabinowitz Position location using broadcast digital television signals
WO2009149104A2 (en) 2008-06-03 2009-12-10 Rosum Corporation Time, frequency, and location determination for femtocells
US6963306B2 (en) * 2001-02-02 2005-11-08 Rosum Corp. Position location and data transmission using pseudo digital television transmitters
US8106828B1 (en) 2005-11-22 2012-01-31 Trueposition, Inc. Location identification using broadcast wireless signal signatures
US7042396B2 (en) * 2001-08-17 2006-05-09 Rosom Corporation Position location using digital audio broadcast signals
US7463195B2 (en) 2001-06-21 2008-12-09 Rosum Corporation Position location using global positioning signals augmented by broadcast television signals
US7126536B2 (en) * 2001-02-02 2006-10-24 Rosum Corporation Position location using terrestrial digital video broadcast television signals
US6970132B2 (en) * 2001-02-02 2005-11-29 Rosum Corporation Targeted data transmission and location services using digital television signaling
US20020184653A1 (en) * 2001-02-02 2002-12-05 Pierce Matthew D. Services based on position location using broadcast digital television signals
US8677440B2 (en) 2001-02-02 2014-03-18 Trueposition, Inc. Position determination using ATSC-M/H signals
US8233091B1 (en) 2007-05-16 2012-07-31 Trueposition, Inc. Positioning and time transfer using television synchronization signals
US6559800B2 (en) * 2001-02-02 2003-05-06 Rosum Corporation Position location using broadcast analog television signals
US7471244B2 (en) * 2001-02-02 2008-12-30 Rosum Corporation Monitor units for television signals
US8102317B2 (en) * 2001-02-02 2012-01-24 Trueposition, Inc. Location identification using broadcast wireless signal signatures
US7068616B2 (en) * 2001-02-05 2006-06-27 The Directv Group, Inc. Multiple dynamic connectivity for satellite communications systems
EP1231721A1 (de) * 2001-02-12 2002-08-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Verfahren zur Regelung der Empfangssignalpegel an einem Netzwerkknoten in TDMA-Punkt-zu-Mehrpunkt-Radiokommunikationssystemen
US7158474B1 (en) * 2001-02-21 2007-01-02 At&T Corp. Interference suppressing OFDM system for wireless communications
US6970716B2 (en) 2001-02-22 2005-11-29 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Power control for downlink shared channel in radio access telecommunications network
US7006483B2 (en) 2001-02-23 2006-02-28 Ipr Licensing, Inc. Qualifying available reverse link coding rates from access channel power setting
US9037807B2 (en) 2001-03-05 2015-05-19 Pact Xpp Technologies Ag Processor arrangement on a chip including data processing, memory, and interface elements
US7444531B2 (en) 2001-03-05 2008-10-28 Pact Xpp Technologies Ag Methods and devices for treating and processing data
US6930990B2 (en) * 2001-03-23 2005-08-16 Lucent Technologies Inc. Serial communications link for a base stations
DE10115410A1 (de) * 2001-03-29 2002-10-24 Bosch Gmbh Robert Busstation zum Anschluß an ein Bussystem für Rückhaltemittel und/oder Sensoren
US20030021271A1 (en) * 2001-04-03 2003-01-30 Leimer Donald K. Hybrid wireless communication system
US7274677B1 (en) * 2001-04-16 2007-09-25 Cisco Technology, Inc. Network management architecture
US7133125B2 (en) * 2001-04-23 2006-11-07 Circadiant Systems, Inc. Automated system and method for determining the sensitivity of optical components
US7298463B2 (en) * 2001-04-23 2007-11-20 Circadiant Systems, Inc. Automated system and method for optical measurement and testing
US7822154B2 (en) 2001-04-27 2010-10-26 The Directv Group, Inc. Signal, interference and noise power measurement
US7583728B2 (en) 2002-10-25 2009-09-01 The Directv Group, Inc. Equalizers for layered modulated and other signals
US7639759B2 (en) 2001-04-27 2009-12-29 The Directv Group, Inc. Carrier to noise ratio estimations from a received signal
US7471735B2 (en) 2001-04-27 2008-12-30 The Directv Group, Inc. Maximizing power and spectral efficiencies for layered and conventional modulations
US8005035B2 (en) 2001-04-27 2011-08-23 The Directv Group, Inc. Online output multiplexer filter measurement
US7423987B2 (en) 2001-04-27 2008-09-09 The Directv Group, Inc. Feeder link configurations to support layered modulation for digital signals
US7778365B2 (en) * 2001-04-27 2010-08-17 The Directv Group, Inc. Satellite TWTA on-line non-linearity measurement
ATE286601T1 (de) * 2001-05-04 2005-01-15 Deutsch Zentr Luft & Raumfahrt Verfahren zur verringerung der mehrwegstörungen in einem navigationsempfänger
US6850500B2 (en) * 2001-05-15 2005-02-01 Interdigital Technology Corporation Transmission power level estimation
US6735606B2 (en) * 2001-05-15 2004-05-11 Qualcomm Incorporated Multi-sequence fast slewing pseudorandom noise generator
US6680968B2 (en) * 2001-05-17 2004-01-20 Qualcomm Incorporated CDMA searcher with time offset compensation
US20050176665A1 (en) * 2001-05-18 2005-08-11 Sirna Therapeutics, Inc. RNA interference mediated inhibition of hairless (HR) gene expression using short interfering nucleic acid (siNA)
US7012966B2 (en) * 2001-05-21 2006-03-14 At&T Corp. Channel estimation for wireless systems with multiple transmit antennas
US7103115B2 (en) 2001-05-21 2006-09-05 At&T Corp. Optimum training sequences for wireless systems
KR100424538B1 (ko) * 2001-05-29 2004-03-27 엘지전자 주식회사 이동통신시스템에서의 스크램블링 코드 생성 장치 및 방법
US6970499B2 (en) * 2001-05-30 2005-11-29 Koninklijke Philips Electronics N.V. Varying early-late spacing in a delay locked loop
US6580920B2 (en) * 2001-06-05 2003-06-17 Nokia Mobile Phones Ltd. System for adjusting gain of a mobile station during an idle period of the serving base station
GB2376381B (en) * 2001-06-07 2004-06-16 Cambridge Broadband Ltd Wireless transmission system and method
SG185139A1 (en) 2001-06-13 2012-11-29 Ipr Licensing Inc Transmittal of heartbeat signal at a lower level than heartbeat request
US7139334B2 (en) * 2001-06-21 2006-11-21 Bartlett Alan M Cooperative code-enhanced multi-user communications system
US7688919B1 (en) * 2001-06-26 2010-03-30 Altera Corporation Parallel samples, parallel coefficients, time division multiplexing correlator architecture
JP3573745B2 (ja) * 2001-07-13 2004-10-06 川崎マイクロエレクトロニクス株式会社 Cdma受信装置およびcdma受信方法
US20030086486A1 (en) * 2001-07-31 2003-05-08 Graziano Michael J. Method and system for determining maximum power backoff using frequency domain geometric signal to noise ratio
US20030099286A1 (en) * 2001-07-31 2003-05-29 Graziano Michael J. Method and system for shaping transmitted power spectral density according to line conditions
US20030027579A1 (en) * 2001-08-03 2003-02-06 Uwe Sydon System for and method of providing an air interface with variable data rate by switching the bit time
US7333530B1 (en) * 2001-08-06 2008-02-19 Analog Devices, Inc. Despread signal recovery in digital signal processors
US6975690B1 (en) 2001-08-15 2005-12-13 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Signal folding coherent acquisition for weak global positioning system (GPS) C/A coded signal
CA2398057C (en) * 2001-08-15 2011-07-19 Raytheon Company Combining signal images in accordance with signal-to-noise ratios
US7996827B2 (en) 2001-08-16 2011-08-09 Martin Vorbach Method for the translation of programs for reconfigurable architectures
US7434191B2 (en) 2001-09-03 2008-10-07 Pact Xpp Technologies Ag Router
US6816470B2 (en) * 2001-09-18 2004-11-09 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for interference signal code power and noise variance estimation
US8686475B2 (en) * 2001-09-19 2014-04-01 Pact Xpp Technologies Ag Reconfigurable elements
CA2405322A1 (en) * 2001-09-28 2003-03-28 Telecommunications Research Laboratories Channel code decoding for the cdma forward link
US6456648B1 (en) * 2001-10-01 2002-09-24 Interdigital Technology Corporation Code tracking loop with automatic power normalization
FR2830384B1 (fr) * 2001-10-01 2003-12-19 Cit Alcatel Procede de dispositif de codage et de decodage convolutifs
US6680925B2 (en) * 2001-10-16 2004-01-20 Qualcomm Incorporated Method and system for selecting a best serving sector in a CDMA data communication system
US20040004945A1 (en) * 2001-10-22 2004-01-08 Peter Monsen Multiple access network and method for digital radio systems
US7218684B2 (en) * 2001-11-02 2007-05-15 Interdigital Technology Corporation Method and system for code reuse and capacity enhancement using null steering
US7058139B2 (en) * 2001-11-16 2006-06-06 Koninklijke Philips Electronics N.V. Transmitter with transmitter chain phase adjustment on the basis of pre-stored phase information
US7349478B2 (en) * 2001-12-06 2008-03-25 Pulse-Link, Inc. Ultra-wideband communication apparatus and methods
US8045935B2 (en) 2001-12-06 2011-10-25 Pulse-Link, Inc. High data rate transmitter and receiver
US7317756B2 (en) 2001-12-06 2008-01-08 Pulse-Link, Inc. Ultra-wideband communication apparatus and methods
US6944147B2 (en) * 2001-12-10 2005-09-13 Nortel Networks Limited System and method for maximizing capacity in a telecommunications system
US7298776B2 (en) * 2001-12-14 2007-11-20 Qualcomm Incorporated Acquisition of a gated pilot signal with coherent and noncoherent integration
US7240001B2 (en) * 2001-12-14 2007-07-03 Microsoft Corporation Quality improvement techniques in an audio encoder
US7586837B2 (en) * 2001-12-14 2009-09-08 Qualcomm Incorporated Acquisition of a gated pilot signal
JP3820981B2 (ja) * 2001-12-20 2006-09-13 日本電気株式会社 無線通信システム及び発信側携帯端末における相手先携帯端末の時刻識別方法
IL147359A (en) * 2001-12-27 2007-03-08 Eci Telecom Ltd High speed PRBS creation technique
KR100446745B1 (ko) * 2002-01-09 2004-09-01 엘지전자 주식회사 이동통신 단말기의 파워 제어방법
WO2003061151A1 (en) * 2002-01-10 2003-07-24 Analog Devices, Inc. Path search for cdma implementation
AU2003203650A1 (en) 2002-01-18 2003-08-07 Raytheon Company Combining signals exhibiting multiple types of diversity
AU2003208266A1 (en) 2002-01-19 2003-07-30 Pact Xpp Technologies Ag Reconfigurable processor
US7039134B1 (en) 2002-01-22 2006-05-02 Comsys Communication & Signal Processing Ltd. Reduced complexity correlator for use in a code division multiple access spread spectrum receiver
US7184468B2 (en) * 2002-01-24 2007-02-27 Broadcom Corporation Method and system for implementing a conditional one's complement of partial address
AU2003216105A1 (en) * 2002-01-25 2003-09-02 Nokia Corporation Method and system for adding ip routes to a routing mobile terminal with 3g messages
US7010017B2 (en) * 2002-01-30 2006-03-07 Qualcomm Inc. Receiver noise estimation
US7006557B2 (en) * 2002-01-31 2006-02-28 Qualcomm Incorporated Time tracking loop for diversity pilots
DE10204851B4 (de) * 2002-02-06 2005-12-15 Infineon Technologies Ag Datenübertragungssystem mit einstellbarer Sendeleistung
JP2003234696A (ja) * 2002-02-06 2003-08-22 Mitsubishi Electric Corp 送信電力補正方法、移動通信システムおよび移動局
KR20030067341A (ko) * 2002-02-08 2003-08-14 주식회사 팬택앤큐리텔 Is-2000 시스템에서의 기지국내 동기식 복조장치
US6862271B2 (en) * 2002-02-26 2005-03-01 Qualcomm Incorporated Multiple-input, multiple-output (MIMO) systems with multiple transmission modes
TW567682B (en) * 2002-03-01 2003-12-21 Benq Corp System and method to adjust searcher threshold parameter of RAKE receiver
US6985751B2 (en) * 2002-03-07 2006-01-10 Siemens Communications, Inc. Combined open and closed loop power control with differential measurement
US6748247B1 (en) * 2002-03-12 2004-06-08 Winphoria Networks, Inc. System and method of handling dormancy in wireless networks
US8914590B2 (en) 2002-08-07 2014-12-16 Pact Xpp Technologies Ag Data processing method and device
US20110161977A1 (en) * 2002-03-21 2011-06-30 Martin Vorbach Method and device for data processing
US6820090B2 (en) * 2002-03-22 2004-11-16 Lucent Technologies Inc. Method for generating quantiles from data streams
US7505431B2 (en) 2002-03-26 2009-03-17 Interdigital Technology Corporation RLAN wireless telecommunication system with RAN IP gateway and methods
US7394795B2 (en) 2002-03-26 2008-07-01 Interdigital Technology Corporation RLAN wireless telecommunication system with RAN IP gateway and methods
US20040192315A1 (en) * 2002-03-26 2004-09-30 Li Jimmy Kwok-On Method for dynamically assigning spreading codes
US7406068B2 (en) 2002-03-26 2008-07-29 Interdigital Technology Corporation TDD-RLAN wireless telecommunication system with RAN IP gateway and methods
US8432893B2 (en) 2002-03-26 2013-04-30 Interdigital Technology Corporation RLAN wireless telecommunication system with RAN IP gateway and methods
US7489672B2 (en) 2002-03-26 2009-02-10 Interdigital Technology Corp. RLAN wireless telecommunication system with RAN IP gateway and methods
US7372818B2 (en) * 2002-03-28 2008-05-13 General Motors Corporation Mobile vehicle quiescent cycle control method
US7453863B2 (en) * 2002-04-04 2008-11-18 Lg Electronics Inc. Cell searching apparatus and method in asynchronous mobile communication system
US7372892B2 (en) * 2002-04-29 2008-05-13 Interdigital Technology Corporation Simple and robust digital code tracking loop for wireless communication systems
US6950684B2 (en) * 2002-05-01 2005-09-27 Interdigital Technology Corporation Method and system for optimizing power resources in wireless devices
WO2003096580A2 (en) 2002-05-06 2003-11-20 Interdigital Technology Corporation Synchronization for extending battery life
JP2005525041A (ja) * 2002-05-07 2005-08-18 アイピーアール ライセンシング インコーポレイテッド 時分割複信方式システムにおけるアンテナ適応
US6973579B2 (en) 2002-05-07 2005-12-06 Interdigital Technology Corporation Generation of user equipment identification specific scrambling code for the high speed shared control channel
GB0211005D0 (en) * 2002-05-15 2002-06-26 Ipwireless Inc System,transmitter,receiver and method for communication power control
GB2389018B (en) * 2002-05-20 2004-04-28 Korea Advanced Inst Sci & Tech Fast code acquisition method based on signed-rank statistic
US6757321B2 (en) * 2002-05-22 2004-06-29 Interdigital Technology Corporation Segment-wise channel equalization based data estimation
US8699505B2 (en) * 2002-05-31 2014-04-15 Qualcomm Incorporated Dynamic channelization code allocation
US7200342B2 (en) * 2002-06-06 2007-04-03 The Aerospace Corporation Direct-sequence spread-spectrum optical-frequency-shift-keying code-division-multiple-access communication system
SG109499A1 (en) * 2002-06-17 2005-03-30 Oki Techno Ct Singapore Pte Frequency estimation in a burst radio receiver
ES2604453T3 (es) 2002-07-03 2017-03-07 The Directv Group, Inc. Método y aparato para modulación en capas
US7050775B2 (en) * 2002-07-11 2006-05-23 Itt Manufacturing Enterprises, Inc. Method and apparatus for securely enabling a radio communication unit from standby mode
US6968170B2 (en) * 2002-07-16 2005-11-22 Narad Networks, Inc. Adaptive correction of a received signal frequency response tilt
JP3796204B2 (ja) * 2002-07-31 2006-07-12 松下電器産業株式会社 マルチキャリア送信信号のピーク抑圧方法およびピーク抑圧機能をもつマルチキャリア送信信号生成回路
US7657861B2 (en) * 2002-08-07 2010-02-02 Pact Xpp Technologies Ag Method and device for processing data
GB2392054B (en) * 2002-08-14 2005-11-02 Fujitsu Ltd Capacity analysis for spread-spectrum radio communication systems
US7398287B2 (en) * 2002-08-19 2008-07-08 Analog Devices, Inc. Fast linear feedback shift register engine
US6670914B1 (en) * 2002-08-30 2003-12-30 Rf Micro Devices, Inc. RF system for rejection of L-band jamming in a GPS receiver
US7454209B2 (en) * 2002-09-05 2008-11-18 Qualcomm Incorporated Adapting operation of a communication filter based on mobile unit velocity
AU2003289844A1 (en) 2002-09-06 2004-05-13 Pact Xpp Technologies Ag Reconfigurable sequencer structure
US8504054B2 (en) 2002-09-10 2013-08-06 Qualcomm Incorporated System and method for multilevel scheduling
US7630321B2 (en) 2002-09-10 2009-12-08 Qualcomm Incorporated System and method for rate assignment
US7555262B2 (en) * 2002-09-24 2009-06-30 Honeywell International Inc. Radio frequency interference monitor
ITTO20020836A1 (it) * 2002-09-24 2004-03-25 Stimicroelectronics Srl Metodo e dispositivo a basso consumo per la generazione
GB2410995B (en) * 2002-10-15 2007-05-09 Immersion Corp Products and processes for providing force sensations in a user interface
GB2410316B (en) 2002-10-20 2007-03-21 Immersion Corp System and method for providing rotational haptic feedback
CA2503530C (en) 2002-10-25 2009-12-22 The Directv Group, Inc. Lower complexity layered modulation signal processor
US7133440B1 (en) 2002-10-25 2006-11-07 L-3 Communications Corporation Acquisition of a synchronous CDMA TDD QPSK waveform using variable thresholds for PN and burst synchronization
US20040203462A1 (en) * 2002-11-25 2004-10-14 Wei Lin Method and apparatus for setting the threshold of a power control target in a spread spectrum communication system
US7339994B2 (en) 2002-11-25 2008-03-04 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for fast convergent power control in a spread spectrum communication system
US7330504B2 (en) * 2002-11-25 2008-02-12 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for low power-rise power control using sliding-window-weighted QoS measurements
US20040137909A1 (en) * 2002-11-25 2004-07-15 Marios Gerogiokas Capacity adaptive technique for distributed wireless base stations
US8059088B2 (en) 2002-12-08 2011-11-15 Immersion Corporation Methods and systems for providing haptic messaging to handheld communication devices
WO2004052193A1 (en) 2002-12-08 2004-06-24 Immersion Corporation Methods and systems for providing haptic messaging to handheld communication devices
US8830161B2 (en) 2002-12-08 2014-09-09 Immersion Corporation Methods and systems for providing a virtual touch haptic effect to handheld communication devices
US7043214B2 (en) * 2002-12-11 2006-05-09 Microsoft Corporation Tower discovery and failover
US8165148B2 (en) 2003-01-13 2012-04-24 Qualcomm Incorporated System and method for rate assignment
US7199783B2 (en) * 2003-02-07 2007-04-03 Avago Technologies Ecbu Ip (Singapore) Pte. Ltd. Wake-up detection method and apparatus embodying the same
US7277509B2 (en) * 2003-02-10 2007-10-02 Nokia Corporation Low complexity frequency-offset correction method
EP1447915A1 (de) * 2003-02-14 2004-08-18 Siemens Aktiengesellschaft Anordnung zur Funksignalentspreizung bei einem Funkkommunikationssystem mit Code-Vielfachzugriffsverfahren
US7403583B1 (en) * 2003-02-19 2008-07-22 L-3 Communications Corporation System and method for predictive synchronization for locating interleaving frames and demodulation training sequences
US7346103B2 (en) * 2003-03-03 2008-03-18 Interdigital Technology Corporation Multi user detection using equalization and successive interference cancellation
TW200803540A (en) * 2003-03-05 2008-01-01 Interdigital Tech Corp Received communication signal processing methods and components for wireless communication equipment
DE112004000026D2 (de) * 2003-04-04 2006-06-14 Pact Xpp Technologies Ag Verfahren und Vorrichtung für die Datenverarbeitung
KR20040092830A (ko) * 2003-04-29 2004-11-04 삼성전자주식회사 광대역 무선 접속 통신 시스템에서 슬립 구간 설정 방법
DE10322943B4 (de) * 2003-05-21 2005-10-06 Infineon Technologies Ag Hardware-Vorrichtung zur Aufbereitung von Pilotsymbolen für eine Kanalschätzung mittels adaptiver Tiefpassfilterung
KR100957395B1 (ko) * 2003-05-23 2010-05-11 삼성전자주식회사 레벨 교차율을 이용한 속도추정 장치 및 방법
US7194279B2 (en) * 2003-05-23 2007-03-20 Nokia Corporation Adjustment of a phase difference between two signals
US7366137B2 (en) * 2003-05-31 2008-04-29 Qualcomm Incorporated Signal-to-noise estimation in wireless communication devices with receive diversity
US7760765B2 (en) * 2003-05-31 2010-07-20 Qualcomm, Incorporated System and method for the reacquisition of a gated pilot
US7429914B2 (en) * 2003-06-04 2008-09-30 Andrew Corporation System and method for CDMA geolocation
US7933250B2 (en) * 2003-06-23 2011-04-26 Qualcomm Incorporated Code channel management in a wireless communications system
US20050002442A1 (en) * 2003-07-02 2005-01-06 Litwin Louis Robert Method and apparatus for detection of Pilot signal with frequency offset using multi-stage correlator
WO2005008474A1 (en) * 2003-07-23 2005-01-27 Koninklijke Philips Electronics N.V. Device and method for composing codes
GB0318735D0 (en) * 2003-08-11 2003-09-10 Koninkl Philips Electronics Nv Communication system
KR101160604B1 (ko) * 2003-08-11 2012-06-28 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 통신 시스템 동작 방법, 통신 시스템 및 이동국
US7471932B2 (en) * 2003-08-11 2008-12-30 Nortel Networks Limited System and method for embedding OFDM in CDMA systems
US7428262B2 (en) * 2003-08-13 2008-09-23 Motorola, Inc. Channel estimation in a rake receiver of a CDMA communication system
DE10340397A1 (de) * 2003-09-02 2005-04-07 Siemens Ag §erfahren zum Übertragen von Signalen in einem Funkkommunikationssystem sowie entsprechende Sendestation und Empfangsstation
US7092426B2 (en) * 2003-09-24 2006-08-15 S5 Wireless, Inc. Matched filter for scalable spread spectrum communications systems
US7006840B2 (en) * 2003-09-30 2006-02-28 Interdigital Technology Corporation Efficient frame tracking in mobile receivers
KR101035219B1 (ko) * 2003-10-08 2011-05-18 디지털 파운튼, 인크. Fec-기반 신뢰도 제어 프로토콜
US8072942B2 (en) * 2003-11-26 2011-12-06 Qualcomm Incorporated Code channel management in a wireless communications system
US8164573B2 (en) * 2003-11-26 2012-04-24 Immersion Corporation Systems and methods for adaptive interpretation of input from a touch-sensitive input device
US7903617B2 (en) 2003-12-03 2011-03-08 Ruey-Wen Liu Method and system for multiuser wireless communications using anti-interference to increase transmission data rate
US20050152316A1 (en) * 2004-01-08 2005-07-14 Chien-Hsing Liao CDMA transmitting and receiving apparatus with multiple applied interface functions and a method thereof
GB2411803B (en) * 2004-01-16 2005-12-28 Compxs Uk Ltd Spread spectrum receiving
US7460990B2 (en) * 2004-01-23 2008-12-02 Microsoft Corporation Efficient coding of digital media spectral data using wide-sense perceptual similarity
US7190980B2 (en) * 2004-01-30 2007-03-13 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Method and system for power control in wireless portable devices using wireless channel characteristics
US7180537B2 (en) * 2004-02-18 2007-02-20 Tektronix, Inc. Relative channel delay measurement
US7263540B1 (en) * 2004-03-03 2007-08-28 The United States Of America As Represented By The Director National Security Agency Method of generating multiple random numbers
KR100922950B1 (ko) * 2004-03-05 2009-10-22 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중접속 방식을 기반으로 하는 이동통신시스템에서 데이터 프레임 처리 결과 송/수신장치 및 방법
KR100735337B1 (ko) * 2004-03-05 2007-07-04 삼성전자주식회사 광대역 무선 접속 통신 시스템의 슬립 모드에서 주기적레인징 시스템 및 방법
US6809675B1 (en) * 2004-03-05 2004-10-26 International Business Machines Corporation Redundant analog to digital state machine employed to multiple states on a single line
US7015835B2 (en) * 2004-03-17 2006-03-21 Lawrence Technologies, Llc Imposing and recovering correlithm objects in conjunction with table lookup
US7505597B2 (en) * 2004-03-17 2009-03-17 Lockheed Martin Corporation Multi-level security CDMA communications arrangement
US7529291B2 (en) * 2004-04-13 2009-05-05 Raytheon Company Methods and structures for rapid code acquisition in spread spectrum communications
CN1954594A (zh) * 2004-05-12 2007-04-25 汤姆逊许可证公司 Atsc-dtv接收器中的双模式同步发生器
DE602005019558D1 (de) 2004-05-12 2010-04-08 Thomson Licensing Symboltakt-mehrdeutigkeitskorrektur
WO2005112582A2 (en) * 2004-05-12 2005-12-01 Thomson Licensing Dual-mode equalizer in an atsc-dtv receiver
US7706483B2 (en) 2004-05-12 2010-04-27 Thomson Licensing Carrier phase ambiguity correction
JP4729564B2 (ja) * 2004-05-12 2011-07-20 トムソン ライセンシング キャリア位相不定性の補正
KR100608109B1 (ko) * 2004-06-28 2006-08-02 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 도플러 주파수 및 단말기의 이동속도 계산 장치 및 방법
LT1779055T (lt) * 2004-07-15 2017-04-10 Cubic Corporation Taikymosi taško patobulinimas imitacinėse mokymo sistemose
CA2575114A1 (en) * 2004-07-26 2006-02-23 Interdigital Technology Corporation High speed downlink packet access co-processor for upgrading the capabilities of an existing modem host
KR100823129B1 (ko) * 2004-08-18 2008-04-21 삼성전자주식회사 이동통신 시스템의 트랙킹 장치 및 방법
WO2006023012A2 (en) * 2004-08-24 2006-03-02 Venkata Guruprasad Distance division multiplexing
US7106801B1 (en) * 2005-03-01 2006-09-12 Venkata Guruprasad Distance division multiplexing
US20060061469A1 (en) * 2004-09-21 2006-03-23 Skyfence Inc. Positioning system that uses signals from a point source
US7716056B2 (en) * 2004-09-27 2010-05-11 Robert Bosch Corporation Method and system for interactive conversational dialogue for cognitively overloaded device users
US20060093051A1 (en) * 2004-11-03 2006-05-04 Silicon Integrated Systems Corp. Method and device for resisting DC interference of an OFDM system
JP4519606B2 (ja) * 2004-11-05 2010-08-04 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 基地局および移動通信システム並びに送信電力制御方法
US7116705B2 (en) * 2004-11-08 2006-10-03 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for reducing the processing rate of a chip-level equalization receiver
KR100725772B1 (ko) * 2004-11-16 2007-06-08 삼성전자주식회사 데이터 전송률 결정 방법 및 장치
US8126085B2 (en) * 2004-11-22 2012-02-28 Intel Corporation Method and apparatus to estimate channel tap
KR101050625B1 (ko) * 2004-11-24 2011-07-19 삼성전자주식회사 무선 송수신기의 cm 노이즈 제거방법 및 장치
US7596355B2 (en) * 2004-11-29 2009-09-29 Intel Corporation System and method capable of closed loop MIMO calibration
US7656853B2 (en) * 2004-12-27 2010-02-02 Microsoft Corporation Reducing power consumption of a wireless device
KR100696802B1 (ko) * 2005-02-16 2007-03-19 엘지전자 주식회사 디지털 멀티미디어 브로드캐스팅 기반의 항법 유도 장치 및이를 이용한 교통 정보 제공방법
US20100157833A1 (en) * 2005-03-10 2010-06-24 Qualcomm Incorporated Methods and systems for improved timing acquisition for varying channel conditions
US8675631B2 (en) * 2005-03-10 2014-03-18 Qualcomm Incorporated Method and system for achieving faster device operation by logical separation of control information
JP4559985B2 (ja) * 2005-03-15 2010-10-13 株式会社東芝 乱数発生回路
CA2597438C (en) * 2005-03-24 2011-11-01 Lg Electronics Inc. Method of connecting to network in broadband wireless access system
US20060217983A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for injecting comfort noise in a communications system
US20060215683A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for voice quality enhancement
US20060217972A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for modifying an encoded signal
US20060217970A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for noise reduction
US20060217988A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for adaptive level control
JP2006287756A (ja) 2005-04-01 2006-10-19 Ntt Docomo Inc 送信装置、送信方法、受信装置及び受信方法
US7672286B2 (en) * 2005-04-18 2010-03-02 Via Telecom Co., Ltd. Reverse-link structure for a multi-carrier communication system
US7564828B2 (en) * 2005-04-18 2009-07-21 Via Telecom Co., Ltd. Power-efficient signaling for asymmetric multi-carrier communications
US7474611B2 (en) * 2005-04-21 2009-01-06 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Reduced complexity channel estimation in OFDM systems
US7526705B2 (en) 2005-05-03 2009-04-28 Agere Systems Inc. Acknowledgement message modification in communication networks
US8279868B2 (en) * 2005-05-17 2012-10-02 Pine Valley Investments, Inc. System providing land mobile radio content using a cellular data network
US8145262B2 (en) 2005-05-17 2012-03-27 Pine Valley Investments, Inc. Multimode land mobile radio
JP2006333239A (ja) * 2005-05-27 2006-12-07 Nec Electronics Corp インタフェース装置と通信制御方法
US7634290B2 (en) * 2005-05-31 2009-12-15 Vixs Systems, Inc. Adjusting transmit power of a wireless communication device
CN101223747B (zh) * 2005-07-13 2011-06-08 文卡达·古鲁普拉赛德 使用均匀采样测谱法的依赖于距离的波谱
US7339976B2 (en) * 2005-07-18 2008-03-04 Motorola, Inc. Method and apparatus for reducing power consumption within a wireless receiver
KR100736612B1 (ko) * 2005-07-28 2007-07-09 엘지전자 주식회사 멀티유저 제어 가능한 디지털 방송 시스템
US20070030923A1 (en) * 2005-08-02 2007-02-08 Xiaoming Yu High accuracy non data-aided frequency estimator for M-ary phase shift keying modulation
CN100377509C (zh) * 2005-08-16 2008-03-26 华为技术有限公司 确定载波反向信道初始发射功率的方法
US7680251B2 (en) * 2005-09-13 2010-03-16 Motorola, Inc. Prevention of an alarm activation and supporting methods and apparatus
US8179318B1 (en) 2005-09-28 2012-05-15 Trueposition, Inc. Precise position determination using VHF omni-directional radio range signals
US8804751B1 (en) * 2005-10-04 2014-08-12 Force10 Networks, Inc. FIFO buffer with multiple stream packet segmentation
US7623607B2 (en) * 2005-10-31 2009-11-24 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for determining timing in a wireless communication system
US7498873B2 (en) 2005-11-02 2009-03-03 Rosom Corporation Wide-lane pseudorange measurements using FM signals
US20070121555A1 (en) * 2005-11-08 2007-05-31 David Burgess Positioning using is-95 cdma signals
US20070127458A1 (en) * 2005-12-06 2007-06-07 Micrel, Inc. Data communication method for detecting slipped bit errors in received data packets
US8289858B2 (en) * 2005-12-13 2012-10-16 Fujitsu Limited ONU delay and jitter measurement
US8948329B2 (en) * 2005-12-15 2015-02-03 Qualcomm Incorporated Apparatus and methods for timing recovery in a wireless transceiver
US7893873B2 (en) * 2005-12-20 2011-02-22 Qualcomm Incorporated Methods and systems for providing enhanced position location in wireless communications
WO2007077475A1 (en) * 2005-12-30 2007-07-12 Nokia Corporation Method for addressing and signalling using sequences with predetermined correlation properties
US8149168B1 (en) 2006-01-17 2012-04-03 Trueposition, Inc. Position determination using wireless local area network signals and television signals
JP2009524134A (ja) * 2006-01-18 2009-06-25 ペーアーツェーテー イクスペーペー テクノロジーズ アクチエンゲゼルシャフト ハードウェア定義方法
US7856250B2 (en) * 2006-03-28 2010-12-21 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for managing SOHO BTS interference using antenna beam coverage based on pilot strength measurement messages
MY187399A (en) * 2006-04-28 2021-09-22 Qualcomm Inc Method and apparatus for enhanced paging
US7860466B2 (en) * 2006-06-04 2010-12-28 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems, methods, and apparatuses for linear polar transmitters
US7873331B2 (en) * 2006-06-04 2011-01-18 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems, methods, and apparatuses for multi-path orthogonal recursive predistortion
US7518445B2 (en) * 2006-06-04 2009-04-14 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems, methods, and apparatuses for linear envelope elimination and restoration transmitters
US7941091B1 (en) * 2006-06-19 2011-05-10 Rf Magic, Inc. Signal distribution system employing a multi-stage signal combiner network
US7466266B2 (en) * 2006-06-22 2008-12-16 Rosum Corporation Psuedo television transmitters for position location
US7737893B1 (en) 2006-06-28 2010-06-15 Rosum Corporation Positioning in a single-frequency network
US8031816B2 (en) * 2006-07-17 2011-10-04 Mediatek Inc. Method and apparatus for determining boundaries of information elements
US8194682B2 (en) * 2006-08-07 2012-06-05 Pine Valley Investments, Inc. Multiple protocol land mobile radio system
US8725066B2 (en) * 2006-08-23 2014-05-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for allocating resource to mobile station connected to relay station in broadband wireless communication system
KR100819104B1 (ko) * 2006-09-07 2008-04-03 삼성전자주식회사 병렬 비트 테스트 회로 및 그에 의한 병렬 비트 테스트방법
US20080096483A1 (en) * 2006-10-20 2008-04-24 Wilson Electronics Power saving circuits for time division multiple access amplifiers
TWI361583B (en) * 2006-11-06 2012-04-01 Qualcomm Inc Codeword level scrambling for mimo transmission
US7698088B2 (en) * 2006-11-15 2010-04-13 Silicon Image, Inc. Interface test circuitry and methods
US8682341B1 (en) 2006-11-22 2014-03-25 Trueposition, Inc. Blind identification of single-frequency-network transmitters
US7769380B2 (en) * 2006-12-20 2010-08-03 King Fahd University Of Petroleum And Minerals Method for reducing the rate of registration in CDMA-based mobile networks
US20080168374A1 (en) * 2007-01-06 2008-07-10 International Business Machines Corporation Method to manage external indicators for different sas port types
US8208527B2 (en) * 2007-01-30 2012-06-26 California Institute Of Technology Scalable reconfigurable concurrent filter for wide-bandwidth communication
US8077677B2 (en) * 2007-01-31 2011-12-13 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for paging group handling
TWI628154B (zh) * 2007-04-27 2018-07-01 應用材料股份有限公司 減小曝露於含鹵素電漿下之表面腐蝕速率的方法與設備
WO2008148032A1 (en) * 2007-05-25 2008-12-04 Ruey-Wen Liu Method and system for multiuser wireless communications using anti-interference to increase transmission data rate
US7974651B2 (en) * 2007-06-13 2011-07-05 Motorola Solutions, Inc. Automatically switching a TDMA radio affiliated with a FDMA site to a TDMA site
US8046214B2 (en) * 2007-06-22 2011-10-25 Microsoft Corporation Low complexity decoder for complex transform coding of multi-channel sound
US8270457B2 (en) 2007-06-27 2012-09-18 Qualcomm Atheros, Inc. High sensitivity GPS receiver
US7885819B2 (en) * 2007-06-29 2011-02-08 Microsoft Corporation Bitstream syntax for multi-process audio decoding
WO2009009463A1 (en) * 2007-07-06 2009-01-15 Rosum Corporation Positioning with time sliced single frequency networks
US7868819B2 (en) * 2007-09-07 2011-01-11 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Arrangements for satellite-based navigation and methods therefor
WO2009046409A2 (en) * 2007-10-04 2009-04-09 Nortel Networks Limited Forming spatial beams within a cell segment
US8249883B2 (en) * 2007-10-26 2012-08-21 Microsoft Corporation Channel extension coding for multi-channel source
US20100281235A1 (en) * 2007-11-17 2010-11-04 Martin Vorbach Reconfigurable floating-point and bit-level data processing unit
WO2009068014A2 (de) * 2007-11-28 2009-06-04 Pact Xpp Technologies Ag Über datenverarbeitung
EP2235627A1 (de) * 2007-12-07 2010-10-06 Krass, Maren Verwendung von funktionsaufrufen als compiler-direktiven
KR101572880B1 (ko) * 2007-12-12 2015-11-30 엘지전자 주식회사 다중화율을 고려한 상향링크 전력제어 방법
US20090175379A1 (en) * 2007-12-12 2009-07-09 Rosum Corporation Transmitter Identification For Wireless Signals Having A Digital Audio Broadcast Physical Layer
US8135431B2 (en) * 2007-12-18 2012-03-13 Gilat Satellite Networks, Ltd. Multi-dimensional adaptive transmission technique
US7792156B1 (en) 2008-01-10 2010-09-07 Rosum Corporation ATSC transmitter identifier signaling
US7817559B2 (en) * 2008-04-11 2010-10-19 Nokia Siemens Networks Oy Network node power conservation apparatus, system, and method
US8155592B2 (en) 2008-04-11 2012-04-10 Robert Bosch Gmbh Method for transmitting low-frequency data in a wireless intercom system
KR101490796B1 (ko) * 2008-06-25 2015-02-06 삼성전자주식회사 주파수 채널 정보의 전송 방법과 수신 방법 및 그 장치
US8150478B2 (en) * 2008-07-16 2012-04-03 Marvell World Trade Ltd. Uplink power control in aggregated spectrum systems
US8537802B2 (en) 2008-07-23 2013-09-17 Marvell World Trade Ltd. Channel measurements in aggregated-spectrum wireless systems
US8073463B2 (en) 2008-10-06 2011-12-06 Andrew, Llc System and method of UMTS UE location using uplink dedicated physical control channel and downlink synchronization channel
US8125389B1 (en) 2008-10-20 2012-02-28 Trueposition, Inc. Doppler-aided positioning, navigation, and timing using broadcast television signals
RU2398356C2 (ru) * 2008-10-31 2010-08-27 Cамсунг Электроникс Ко., Лтд Способ установления беспроводной линии связи и система для установления беспроводной связи
US8675649B2 (en) * 2008-11-18 2014-03-18 Yamaha Corporation Audio network system and method of detecting topology in audio signal transmitting system
KR101479591B1 (ko) * 2008-11-21 2015-01-08 삼성전자주식회사 이동통신 시스템의 셀 탐색 방법 및 장치
US8751990B2 (en) * 2008-12-19 2014-06-10 L3 Communications Integrated Systems, L.P. System for determining median values of video data
CN101771477B (zh) * 2008-12-29 2013-06-05 深圳富泰宏精密工业有限公司 手机射频发射功率校正系统及方法
KR100991957B1 (ko) * 2009-01-20 2010-11-04 주식회사 팬택 광대역 무선통신시스템에서의 스크램블링 코드 생성 장치 및 그 방법
KR101555210B1 (ko) * 2009-01-30 2015-09-23 삼성전자주식회사 휴대용 단말기에서 내장 대용량 메모리를 이용한 컨텐츠 다운로드 방법 및 장치
CN101483909B (zh) * 2009-02-06 2011-03-02 中兴通讯股份有限公司 基于多载波的反向功率控制方法
US8253627B1 (en) 2009-02-13 2012-08-28 David Burgess Position determination with NRSC-5 digital radio signals
US8090319B2 (en) * 2009-02-27 2012-01-03 Research In Motion Limited Method and system for automatic frequency control optimization
US8406168B2 (en) * 2009-03-13 2013-03-26 Harris Corporation Asymmetric broadband data radio network
US8250423B2 (en) * 2009-03-24 2012-08-21 Clear Wireless Llc Method and system for improving performance of broadcast/multicast transmissions
US8358969B2 (en) * 2009-05-11 2013-01-22 Qualcomm Incorporated Feedback delay control in an echo cancellation repeater
CN102598635B (zh) * 2009-07-20 2015-04-01 爱立信电讯公司 网络地址分配方法
US8520552B2 (en) * 2010-01-05 2013-08-27 Qualcomm Incorporated Method for determining mutual and transitive correlation over a wireless channel to form links and deliver targeted content messages
JP5716373B2 (ja) * 2010-03-23 2015-05-13 セイコーエプソン株式会社 相関演算方法、衛星信号捕捉方法、相関演算回路及び電子機器
US10375252B2 (en) 2010-06-01 2019-08-06 Ternarylogic Llc Method and apparatus for wirelessly activating a remote mechanism
US8817928B2 (en) 2010-06-01 2014-08-26 Ternarylogic Llc Method and apparatus for rapid synchronization of shift register related symbol sequences
US8526889B2 (en) 2010-07-27 2013-09-03 Marvell World Trade Ltd. Shared soft metric buffer for carrier aggregation receivers
US9344306B2 (en) * 2010-08-09 2016-05-17 Mediatek Inc. Method for dynamically adjusting signal processing parameters for processing wanted signal and communications apparatus utilizing the same
US8488719B2 (en) 2010-08-12 2013-07-16 Harris Corporation Wireless communications device with multiple demodulators and related methods
JP5497968B2 (ja) * 2010-11-03 2014-05-21 エンパイア テクノロジー ディベロップメント エルエルシー Cdma干渉サブトラクションのための共同データ共有
US8908598B1 (en) * 2011-08-17 2014-12-09 Sprint Spectrum L.P. Switch-level page settings based on a combination of device performance and coverage area performance
US8934384B2 (en) * 2011-08-23 2015-01-13 Northrop Grumman Systems Corporation Packet-based input/output interface for a correlation engine
JP5634354B2 (ja) * 2011-08-26 2014-12-03 三菱電機株式会社 通信システムおよび受信機
US8983526B2 (en) * 2011-11-08 2015-03-17 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Optimized streetlight operation (OSLO) using a cellular network overlay
CN102547813B (zh) 2011-12-16 2014-04-02 华为技术有限公司 码道检测方法和相关装置及通信系统
US9072058B2 (en) * 2012-02-06 2015-06-30 Alcatel Lucent Method and apparatus for power optimization in wireless systems with large antenna arrays
US9244156B1 (en) * 2012-02-08 2016-01-26 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Orthogonal polarization signal agnostic matched filter
US8976844B2 (en) * 2012-02-14 2015-03-10 The Boeing Company Receiver for detection and time recovery of non-coherent signals and methods of operating same
US9264747B2 (en) * 2012-03-11 2016-02-16 Broadcom Corporation Audio/video channel bonding configuration adaptations
CN103379534B (zh) * 2012-04-13 2017-07-28 联芯科技有限公司 用于终端相对功率校准时的功率检测方法及系统
JP5982991B2 (ja) 2012-04-25 2016-08-31 セイコーエプソン株式会社 受信部駆動制御方法及び受信装置
US8861653B2 (en) 2012-05-04 2014-10-14 Qualcomm Incorporated Devices and methods for obtaining and using a priori information in decoding convolutional coded data
US8787506B2 (en) 2012-05-04 2014-07-22 Qualcomm Incorporated Decoders and methods for decoding convolutional coded data
WO2013173537A1 (en) 2012-05-16 2013-11-21 Nokia Corporation Alternating adjustment of power levels for the data channel and control channel
US9507833B2 (en) 2012-05-29 2016-11-29 Sas Institute Inc. Systems and methods for quantile determination in a distributed data system
US9703852B2 (en) 2012-05-29 2017-07-11 Sas Institute Inc. Systems and methods for quantile determination in a distributed data system using sampling
US9268796B2 (en) * 2012-05-29 2016-02-23 Sas Institute Inc. Systems and methods for quantile estimation in a distributed data system
US8964617B2 (en) 2012-05-30 2015-02-24 Qualcomm Incorporated Methods and devices for regulating power in wireless receiver circuits
US8868093B1 (en) * 2012-06-05 2014-10-21 Sprint Communications Company L.P. Carrier frequency assignment based on transmit power differentials
CN103517390B (zh) * 2012-06-19 2017-03-22 京信通信技术(广州)有限公司 一种功率控制方法及装置
CN102752013B (zh) 2012-06-21 2014-09-03 华为技术有限公司 激活码道检测方法及装置
TWI474728B (zh) * 2012-09-21 2015-02-21 建構於適應性網路模糊推論系統之三層串接式認知引擎之方法及裝置
RU2517243C1 (ru) * 2012-10-29 2014-05-27 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Российский государственный торгово-экономический университет" Устройство для моделирования процесса принятия решения в условиях неопределенности
WO2014106820A1 (en) 2013-01-04 2014-07-10 Marvell World Trade Ltd. Enhanced buffering of soft decoding metrics
US9166750B1 (en) * 2013-03-08 2015-10-20 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Soft decision analyzer and method
CN103227819B (zh) * 2013-03-28 2016-08-03 北京创毅视讯科技有限公司 机器类通信中业务数据的传输方法及系统、基站和ue
GB2513891A (en) * 2013-05-09 2014-11-12 Frontier Silicon Ltd A digital radio receiver system and method
JP6102533B2 (ja) * 2013-06-05 2017-03-29 富士通株式会社 受信回路
CN103634089A (zh) * 2013-07-05 2014-03-12 山东科技大学 熵分复用方法
US9129651B2 (en) * 2013-08-30 2015-09-08 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Array-reader based magnetic recording systems with quadrature amplitude modulation
US9135385B2 (en) * 2013-09-12 2015-09-15 Nxp B.V. Data error susceptible bit identification
KR101467314B1 (ko) * 2013-10-29 2014-12-01 성균관대학교산학협력단 부분상관함수에 기초한 boc 상관함수 생성 방법, boc 신호 추적 장치 및 이를 이용한 대역 확산 신호 수신 시스템
JP2015090277A (ja) 2013-11-05 2015-05-11 セイコーエプソン株式会社 衛星信号受信機
JP6318565B2 (ja) 2013-11-13 2018-05-09 セイコーエプソン株式会社 半導体装置および電子機器
JP2015108565A (ja) 2013-12-05 2015-06-11 セイコーエプソン株式会社 衛星信号受信用集積回路
GB201400729D0 (en) * 2014-01-16 2014-03-05 Qinetiq Ltd A processor for a radio receiver
GB2524464A (en) * 2014-01-31 2015-09-30 Neul Ltd Frequency error estimation
US9385778B2 (en) 2014-01-31 2016-07-05 Qualcomm Incorporated Low-power circuit and implementation for despreading on a configurable processor datapath
US9571199B1 (en) * 2014-05-12 2017-02-14 Google Inc. In-band control of network elements
KR101596756B1 (ko) * 2014-11-03 2016-03-07 현대자동차주식회사 리던던트 그랜드마스터를 이용한 차량 내 네트워크 시간 동기화 제공 방법 및 장치
US9872299B1 (en) 2014-12-09 2018-01-16 Marvell International Ltd. Optimized transmit-power allocation in multi-carrier transmission
US9596053B1 (en) * 2015-01-14 2017-03-14 Sprint Spectrum L.P. Method and system of serving a user equipment device using different modulation and coding schemes
CN105991720B (zh) * 2015-02-13 2019-06-18 阿里巴巴集团控股有限公司 配置变更方法、设备及系统
KR102301840B1 (ko) * 2015-02-25 2021-09-14 삼성전자 주식회사 이동 통신 시스템에서 단말의 전송 전력을 제어하는 방법 및 장치
GB2536226B (en) * 2015-03-09 2019-11-27 Crfs Ltd Frequency discriminator
CN104883229B (zh) * 2015-03-27 2017-03-01 北京理工大学 一种基于fdma体制的码分多波束信号分离方法
CN108471615B (zh) * 2015-03-27 2022-04-29 胡汉强 一种共享子频带的方法及基站
DE102015106201A1 (de) * 2015-04-22 2016-10-27 Intel IP Corporation Schaltung, integrierte schaltung, empfänger, sendeempfänger und verfahren zum empfangen eines signals
EP3304754A4 (de) 2015-06-01 2019-06-26 Transfert Plus Limited Partnership Systeme und verfahren für spektrumseffizienten und energieeffizienten ultrabreitband-impulsfunk mit skalierbaren datenraten
JP6785306B2 (ja) 2015-07-16 2020-11-18 ゼットティーイー ウィストロン テレコム エービー 測定に基づくランダムアクセス構成
RU2598784C1 (ru) * 2015-07-17 2016-09-27 Закрытое акционерное общество Научно-технический центр "Модуль" Способ шифрования сообщений, передаваемых с помощью шумоподобных сигналов
JPWO2017061247A1 (ja) * 2015-10-09 2018-07-26 ソニー株式会社 バスシステムおよび通信装置
US10601655B2 (en) 2015-12-04 2020-03-24 Skyworks Solutions, Inc. Dynamic multiplexer configuration process
US10205586B2 (en) * 2016-02-02 2019-02-12 Marvell World Trade Ltd. Method and apparatus for network synchronization
JP6754954B2 (ja) * 2016-02-18 2020-09-16 パナソニックIpマネジメント株式会社 端末機および端末機の制御方法、並びにこの端末機を用いた無線通信システム
US10243668B2 (en) 2016-04-27 2019-03-26 Industrial Technology Research Institute Positioning measurement device and the method thereof
TWI623200B (zh) * 2016-04-27 2018-05-01 財團法人工業技術研究院 定位絕對碼的解碼裝置及解碼方法
DE102016108206B4 (de) * 2016-05-03 2020-09-10 Bury Sp.Z.O.O Schaltungsanordnung und Verfahren zur Dämpfungskompensation in einer Antennensignalverbindung
US10230409B2 (en) * 2016-05-24 2019-03-12 Hughes Network Systems, Llc Apparatus and method for reduced computation amplifier gain control
FR3053861B1 (fr) * 2016-07-07 2019-08-09 Safran Electrical & Power Procede et systeme de communication pour des modules interconnectes par courants porteurs en ligne
US10057048B2 (en) * 2016-07-19 2018-08-21 Analog Devices, Inc. Data handoff between randomized clock domain to fixed clock domain
CN107707496B (zh) * 2016-08-09 2022-04-29 中兴通讯股份有限公司 调制符号的处理方法及装置
KR102565297B1 (ko) * 2016-10-17 2023-08-10 엘지디스플레이 주식회사 터치 표시 장치, 터치 시스템, 터치 마스터 및 통신 방법
US10892843B2 (en) * 2017-03-16 2021-01-12 British Telecommunications Public Limited Company Broadcasting in a communications network
WO2018166695A1 (en) 2017-03-16 2018-09-20 British Telecommunications Public Limited Company Branched communications network
CN109089255B (zh) * 2017-06-14 2022-01-25 中国移动通信有限公司研究院 用户位置通知控制方法、装置、系统、设备及存储介质
US10705105B2 (en) 2017-07-21 2020-07-07 Applied Concepts, Inc. Absolute speed detector
US10181872B1 (en) 2017-07-21 2019-01-15 Synaptics Incorporated Impulse response filtering of code division multiplexed signals in a capacitive sensing device
US10127192B1 (en) 2017-09-26 2018-11-13 Sas Institute Inc. Analytic system for fast quantile computation
EP3486678B1 (de) * 2017-11-17 2023-08-30 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG System zur messung der momentanen multisignalfrequenz
CA3026944A1 (en) 2017-12-08 2019-06-08 Evertz Microsystems Ltd. Universal radio frequency router with an automatic gain control
US10879952B2 (en) * 2018-04-18 2020-12-29 Huawei Technologies Co., Ltd. Apparatus and receiver for performing synchronization in analog spread spectrum systems
US10469126B1 (en) * 2018-09-24 2019-11-05 Huawei Technologies Co., Ltd. Code synchronization for analog spread spectrum systems
CN109243471B (zh) * 2018-09-26 2022-09-23 杭州联汇科技股份有限公司 一种快速编码广播用数字音频的方法
CN109450594B (zh) * 2018-10-11 2021-01-19 浙江工业大学 云接入网上行链路的无速率码度数分布优化方法
US11452058B2 (en) * 2018-11-09 2022-09-20 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus and method for cell detection by combining secondary spreading sequences
US10491264B1 (en) 2018-11-12 2019-11-26 Analog Devices Global Unlimited Company Combined demodulator and despreader
US11102050B2 (en) 2019-04-29 2021-08-24 Itron, Inc. Broadband digitizer used for channel assessment
US11075721B2 (en) 2019-04-29 2021-07-27 Itron, Inc. Channel plan management in a radio network
US10624041B1 (en) * 2019-04-29 2020-04-14 Itron, Inc. Packet error rate estimator for a radio
CN110300449B (zh) * 2019-07-26 2022-01-11 电子科技大学 一种基于伪多径的安全通信方法及装置
CN110518957B (zh) * 2019-07-30 2020-11-06 北京大学 一种开放无线信道中旁路网络导引方法
CN110908928B (zh) * 2019-10-15 2022-03-11 深圳市金泰克半导体有限公司 搜寻最后写入页的方法及装置
RU2718753C1 (ru) * 2019-10-28 2020-04-14 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" Устройство третьей решающей схемы ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов
CN111245527B (zh) * 2020-03-27 2022-04-08 四川虹美智能科技有限公司 性能检测系统及其检测方法
US11259250B2 (en) * 2020-04-10 2022-02-22 Totum Labs, Inc. System and method for selecting zero doppler transmission
CN113645169B (zh) * 2020-05-11 2022-07-05 大唐移动通信设备有限公司 正交频分复用多载波系统载波相位跟踪方法及装置
WO2021230430A1 (en) * 2020-05-13 2021-11-18 Samsung Electronics Co., Ltd. Efficient physical layer for intrabody communication networks
CN112155523B (zh) * 2020-09-27 2022-09-16 太原理工大学 一种基于模态能量主成分比量化的脉搏信号特征提取与分类方法
CN114286351A (zh) * 2020-09-27 2022-04-05 杭州承联通信技术有限公司 一种tdma无线自组网分叉业务中继方法
CN112597630B (zh) * 2020-12-03 2022-03-18 上海卫星工程研究所 一种基于离散积分的非线性遥参转换方法及系统
CN112234955B (zh) * 2020-12-10 2021-03-26 深圳市千分一智能技术有限公司 Dsss信号识别方法、装置、设备及计算机可读存储介质
CN113359517B (zh) * 2021-04-28 2023-03-28 青岛海尔科技有限公司 用于设备操作断电恢复的方法、装置、存储介质及电子设备
TWI764749B (zh) * 2021-06-07 2022-05-11 嘉雨思科技股份有限公司 訊號傳輸電路元件、多工器電路元件及解多工器電路元件
CN113645593B (zh) * 2021-08-18 2023-05-16 中国联合网络通信集团有限公司 M2m设备节点的广播通信方法、系统、基站及存储介质
CN113595599B (zh) * 2021-09-30 2021-12-10 华东交通大学 面向5g的群簇协作通信异构系统和干扰抑制的方法
CN114125069B (zh) * 2021-10-27 2023-01-24 青海师范大学 一种水声网络多对一并行传输mac协议的实现方法
CN114124616B (zh) * 2022-01-25 2022-05-27 浙江中控研究院有限公司 基于epa总线结构的时钟同步优化方法
CN114448837A (zh) * 2022-01-30 2022-05-06 北京航天飞行控制中心 天地回路时延的测量方法及测量装置
WO2023167754A1 (en) * 2022-03-01 2023-09-07 Sri International Multi-level aiding signal to support rapid communication
CN114572420B (zh) * 2022-03-04 2023-05-16 中航(成都)无人机系统股份有限公司 一种进气道隐身测试的低散射载体
CN115499036B (zh) * 2022-11-14 2023-02-24 北京航空航天大学合肥创新研究院(北京航空航天大学合肥研究生院) 宽带扩频信号并行捕获方法及存储介质

Family Cites Families (762)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US556392A (en) * 1896-03-17 Check-punch
US722051A (en) * 1902-07-31 1903-03-03 Adolf Sherman Adjustable miter-box.
US1570220A (en) * 1925-04-30 1926-01-19 Royal Typewriter Co Inc Ribbon-feeding mechanism for typewriting machines
US3700820A (en) 1966-04-15 1972-10-24 Ibm Adaptive digital communication system
US3656555A (en) * 1970-03-27 1972-04-18 Elvy E Johns Sr Lawn edger
US3761610A (en) 1971-02-16 1973-09-25 Graphics Sciences Inc High speed fascimile systems
DE2124320C1 (de) * 1971-05-17 1978-04-27 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Elektrische Schaltung zur Erzeugung einer Vielzahl verschiedener Codes
US4092601A (en) * 1976-06-01 1978-05-30 The Charles Stark Draper Laboratory, Inc. Code tracking signal processing system
US4069392A (en) 1976-11-01 1978-01-17 Incorporated Bell Telephone Laboratories Dual speed full duplex data transmission
US4156277A (en) 1977-09-26 1979-05-22 Burroughs Corporation Access request mechanism for a serial data input/output system
US4228538A (en) 1977-12-15 1980-10-14 Harris Corporation Real-time adaptive power control in satellite communications systems
JPS6230444Y2 (de) 1978-07-31 1987-08-05
US4292623A (en) 1979-06-29 1981-09-29 International Business Machines Corporation Port logic for a communication bus system
US4384307A (en) 1979-08-28 1983-05-17 Inteq, Inc. Facsimile communications interface adapter
JPS5723356A (en) 1980-07-02 1982-02-06 Hitachi Ltd Sound signal converter
US4385206A (en) 1980-12-16 1983-05-24 Stromberg-Carlson Corporation Programmable port sense and control signal preprocessor for a central office switching system
JPS57104339A (en) 1980-12-19 1982-06-29 Ricoh Co Ltd Optical communication network
US4425665A (en) 1981-09-24 1984-01-10 Advanced Micro Devices, Inc. FSK Voiceband modem using digital filters
US4480307A (en) 1982-01-04 1984-10-30 Intel Corporation Interface for use between a memory and components of a module switching apparatus
US4458314A (en) 1982-01-07 1984-07-03 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Circuitry for allocating access to a demand shared bus
JPS58139543A (ja) 1982-02-15 1983-08-18 Ricoh Co Ltd 通信回路網
US4417042A (en) 1982-02-17 1983-11-22 General Electric Company Scavengers for one-component alkoxy-functional RTV compositions and processes
US4608700A (en) 1982-07-29 1986-08-26 Massachusetts Institute Of Technology Serial multi-drop data link
US4625308A (en) 1982-11-30 1986-11-25 American Satellite Company All digital IDMA dynamic channel allocated satellite communications system and method
DE3311030A1 (de) * 1983-03-25 1984-09-27 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Verfahren und schaltungsanordnung zum uebertragen von datensignalen zwischen teilnehmerstellen eines datennetzes
US4667192A (en) 1983-05-24 1987-05-19 The Johns Hopkins University Method and apparatus for bus arbitration using a pseudo-random sequence
JPS6010876A (ja) 1983-06-30 1985-01-21 Ricoh Co Ltd フアクシミリ通信制御方式
JPS6019590U (ja) 1983-07-15 1985-02-09 株式会社 多田野鉄工所 搭載型クレ−ンの取付構造
JPH0722324B2 (ja) 1983-08-30 1995-03-08 富士通株式会社 データ伝送方式
US4570220A (en) 1983-11-25 1986-02-11 Intel Corporation High speed parallel bus and data transfer method
FR2557746B1 (fr) 1983-12-30 1986-04-11 Thomson Csf Filtre numerique a bande passante et phase variables
US4646232A (en) 1984-01-03 1987-02-24 Texas Instruments Incorporated Microprocessor with integrated CPU, RAM, timer, bus arbiter data for communication system
JPH0758690B2 (ja) 1984-02-24 1995-06-21 三井東圧化学株式会社 薄膜製造装置及び方法
US4599732A (en) 1984-04-17 1986-07-08 Harris Corporation Technique for acquiring timing and frequency synchronization for modem utilizing known (non-data) symbols as part of their normal transmitted data format
US4914574A (en) 1984-08-16 1990-04-03 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Data transmission apparatus having cascaded data processing modules for daisy chain data transfer
JPS6170869A (ja) 1984-09-14 1986-04-11 Fuji Photo Film Co Ltd 固体撮像装置および固体光センサ装置
US4768145A (en) 1984-11-28 1988-08-30 Hewlett-Packard Company Bus system
JPS61129963U (de) 1985-02-01 1986-08-14
US4675863A (en) 1985-03-20 1987-06-23 International Mobile Machines Corp. Subscriber RF telephone system for providing multiple speech and/or data signals simultaneously over either a single or a plurality of RF channels
JPS61170059U (de) 1985-04-10 1986-10-22
US4630283A (en) 1985-07-17 1986-12-16 Rca Corporation Fast acquisition burst mode spread spectrum communications system with pilot carrier
US4794590A (en) 1985-07-31 1988-12-27 Ricoh Company, Limited Communication network control system
US4785463A (en) * 1985-09-03 1988-11-15 Motorola, Inc. Digital global positioning system receiver
US4675865A (en) 1985-10-04 1987-06-23 Northern Telecom Limited Bus interface
GB2187367B (en) 1986-01-09 1990-03-28 Ricoh Kk Control system for local area network
JPH0779477B2 (ja) 1986-01-13 1995-08-23 松下電器産業株式会社 輝度信号搬送色信号分離装置
JPH06104694B2 (ja) 1986-01-23 1994-12-21 東邦チタニウム株式会社 オレフイン類重合用触媒
JPS62171342A (ja) * 1986-01-24 1987-07-28 Nec Corp デ−タ通信方式
FR2595889B1 (fr) 1986-03-14 1988-05-06 Havel Christophe Dispositif de controle de puissance d'emission dans une station emettrice-receptrice de radiocommunication
US4672156A (en) 1986-04-04 1987-06-09 Westinghouse Electric Corp. Vacuum interrupter with bellows shield
JPH0242500Y2 (de) 1986-04-28 1990-11-13
JPS62256516A (ja) 1986-04-30 1987-11-09 Matsushita Graphic Commun Syst Inc ベ−スバンド伝送用フイルタ装置
JPS6323425A (ja) * 1986-07-16 1988-01-30 Ricoh Co Ltd 音声再生方式
US4862402A (en) 1986-07-24 1989-08-29 North American Philips Corporation Fast multiplierless architecture for general purpose VLSI FIR digital filters with minimized hardware
JPH0758665B2 (ja) 1986-09-18 1995-06-21 ティーディーケイ株式会社 複合型回路部品及びその製造方法
US4839887A (en) 1986-09-18 1989-06-13 Ricoh Company, Ltd. Node apparatus for communication network having multi-conjunction architecture
US4811262A (en) 1986-09-19 1989-03-07 Rockwell International Corporation Distributed arithmetic realization of second-order normal-form digital filter
US4744079A (en) 1986-10-01 1988-05-10 Gte Communication Systems Corporation Data packet multiplexer/demultiplexer
JPS63226151A (ja) 1986-10-15 1988-09-20 Fujitsu Ltd 多重パケット通信システム
US4901307A (en) * 1986-10-17 1990-02-13 Qualcomm, Inc. Spread spectrum multiple access communication system using satellite or terrestrial repeaters
JPH0243642Y2 (de) 1986-10-31 1990-11-20
JPH0685731B2 (ja) 1986-12-27 1994-11-02 タイガー魔法瓶株式会社 炊飯方法
JPH0677963B2 (ja) 1987-05-30 1994-10-05 東京瓦斯株式会社 管の内張り方法及び拡開具
JPH0522285Y2 (de) 1987-06-05 1993-06-08
JPH0639053Y2 (ja) 1987-06-09 1994-10-12 日産自動車株式会社 内燃機関の吸気装置
JPH07107007B2 (ja) 1987-06-24 1995-11-15 東都化成株式会社 テトラブロムビスフエノ−ルaの精製方法
JP2582585B2 (ja) 1987-09-02 1997-02-19 株式会社リコー 不定形通信網のノード装置
JPS6447141U (de) 1987-09-18 1989-03-23
JPH0787011B2 (ja) 1987-10-21 1995-09-20 ティアツク株式会社 2次歪除去回路
US4841527A (en) 1987-11-16 1989-06-20 General Electric Company Stabilization of random access packet CDMA networks
US4901265A (en) 1987-12-14 1990-02-13 Qualcomm, Inc. Pseudorandom dither for frequency synthesis noise
DE3743731C2 (de) * 1987-12-23 1994-11-24 Ant Nachrichtentech Verfahren und Schaltungsanordnung zur Regelung der Phasenlage zwischen einem erzeugten Code und einem in einem empfangenen spektral gespreizten Signal enthaltenen empfangenen Code
DE3743732C2 (de) * 1987-12-23 1994-12-01 Ant Nachrichtentech Verfahren zur Synchronisierung eines Codewortes mit einem empfangenen spektral gespreizten Signal
JPH07107033B2 (ja) 1987-12-26 1995-11-15 キッセイ薬品工業株式会社 光学活性な3−アミノ−4−シクロヘキシル−2−ヒドロキシ酪酸塩酸塩およびその製造方法
JPH0738496Y2 (ja) 1988-01-11 1995-09-06 東陶機器株式会社 壁パネルの接続構造
US4928274A (en) 1988-01-19 1990-05-22 Qualcomm, Inc. Multiplexed address control in a TDM communication system
US4979170A (en) 1988-01-19 1990-12-18 Qualcomm, Inc. Alternating sequential half duplex communication system
US4905177A (en) 1988-01-19 1990-02-27 Qualcomm, Inc. High resolution phase to sine amplitude conversion
US4876554A (en) 1988-01-19 1989-10-24 Qualcomm, Inc. Pillbox antenna and antenna assembly
US4926130A (en) 1988-01-19 1990-05-15 Qualcomm, Inc. Synchronous up-conversion direct digital synthesizer
JP2584647B2 (ja) 1988-01-28 1997-02-26 株式会社リコー 通信網のノード装置
JPH01124730U (de) 1988-02-19 1989-08-24
US5351134A (en) 1988-04-07 1994-09-27 Canon Kabushiki Kaisha Image communication system, and image communication apparatus and modem used in the system
JPH066374Y2 (ja) 1988-05-07 1994-02-16 シャープ株式会社 複写機
CA1320767C (en) 1988-05-11 1993-07-27 Robert C. Frame Atomic sequence for phase transitions
US5105423A (en) 1988-05-17 1992-04-14 Ricoh Company, Ltd. Digital transmission device having an error correction mode and method for shifting down a data transmission rate
JPH0723022Y2 (ja) 1988-06-10 1995-05-24 株式会社三ツ葉電機製作所 モータにおける刷子ホルダステー
JPH0242500A (ja) * 1988-08-01 1990-02-13 Sharp Corp ディジタル録音再生装置
JPH0795151B2 (ja) 1988-08-23 1995-10-11 株式会社東芝 内視鏡装置
US4912722A (en) * 1988-09-20 1990-03-27 At&T Bell Laboratories Self-synchronous spread spectrum transmitter/receiver
JPH0284832A (ja) 1988-09-20 1990-03-26 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> Tdma無線通信方式
US5253347A (en) 1988-11-18 1993-10-12 Bull Hn Information Systems Italia S.P.A. Centralized arbitration system using the status of target resources to selectively mask requests from master units
CA2003977C (en) 1988-12-05 1995-08-01 Shinji Yamaguchi Ethylene-vinyl alcohol copolymer composite fiber and production thereof
IT1227520B (it) 1988-12-06 1991-04-12 Sgs Thomson Microelectronics Filtro digitale programmabile
JPH0284832U (de) 1988-12-15 1990-07-02
US4930140A (en) 1989-01-13 1990-05-29 Agilis Corporation Code division multiplex system using selectable length spreading code sequences
US4940771A (en) * 1989-01-30 1990-07-10 General Electric Company Reactive polycarbonate end capped with hydroxy phenyl oxazoline
JPH02215238A (ja) 1989-02-15 1990-08-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 移動無線装置
JP2783578B2 (ja) 1989-02-21 1998-08-06 キヤノン株式会社 スペクトラム拡散通信装置
JPH0340535Y2 (de) 1989-03-14 1991-08-26
JPH0730483Y2 (ja) 1989-03-15 1995-07-12 王子製袋株式会社 スパイラル式自動ストレッチ包装機
US4969159A (en) 1989-03-22 1990-11-06 Harris Corporation Spread spectrum communication system employing composite spreading codes with matched filter demodulator
JPH02256331A (ja) 1989-03-29 1990-10-17 Sharp Corp 無線通信システム
US5022046A (en) 1989-04-14 1991-06-04 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Narrowband/wideband packet data communication system
US5142278A (en) 1989-04-18 1992-08-25 Qualcomm Incorporated Current carrier tractor-trailer data link
JP2893709B2 (ja) 1989-04-21 1999-05-24 ソニー株式会社 Vtr一体型ビデオカメラ装置
JPH02287874A (ja) 1989-04-28 1990-11-27 Toshiba Corp 積和演算装置
US5339174A (en) 1989-05-02 1994-08-16 Harris Scott C Facsimile machine time shifting and converting apparatus
JPH077936B2 (ja) 1989-05-02 1995-01-30 日本電信電話株式会社 nビット多重分離変換回路
US5027306A (en) 1989-05-12 1991-06-25 Dattorro Jon C Decimation filter as for a sigma-delta analog-to-digital converter
JPH02301746A (ja) 1989-05-16 1990-12-13 Konica Corp 直接ポジ用ハロゲン化銀写真感光材料
JPH0332122A (ja) 1989-06-28 1991-02-12 Nec Corp 移動無線通信端末の送信出力制御方式
JPH06104829B2 (ja) 1989-07-06 1994-12-21 東京瓦斯株式会社 コークス炉炉蓋溝部の掃除効果分析方法
FR2650715B1 (fr) * 1989-08-03 1991-11-08 Europ Agence Spatiale Systeme de communications a acces multiple par repartition a codes avec porteuse activee par la voix de l'usager et synchronisation par code
JPH0669898B2 (ja) 1989-08-08 1994-09-07 矢崎総業株式会社 光ファイバ用多孔質母材合成用トーチ
US5159551A (en) 1989-08-09 1992-10-27 Picker International, Inc. Prism architecture for ct scanner image reconstruction
US5028887A (en) 1989-08-31 1991-07-02 Qualcomm, Inc. Direct digital synthesizer driven phase lock loop frequency synthesizer with hard limiter
US4965533A (en) 1989-08-31 1990-10-23 Qualcomm, Inc. Direct digital synthesizer driven phase lock loop frequency synthesizer
US5199061A (en) 1989-09-06 1993-03-30 Electronics And Telecommunications Research Institute Communication method and equipment for freeze-frame video phone
US5163131A (en) 1989-09-08 1992-11-10 Auspex Systems, Inc. Parallel i/o network file server architecture
US5113525A (en) 1989-11-06 1992-05-12 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Linear-modulation type radio transmitter
US5267262A (en) 1989-11-07 1993-11-30 Qualcomm Incorporated Transmitter power control system
US5109390A (en) 1989-11-07 1992-04-28 Qualcomm Incorporated Diversity receiver in a cdma cellular telephone system
US5265119A (en) * 1989-11-07 1993-11-23 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for controlling transmission power in a CDMA cellular mobile telephone system
US5485486A (en) 1989-11-07 1996-01-16 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for controlling transmission power in a CDMA cellular mobile telephone system
US5101501A (en) * 1989-11-07 1992-03-31 Qualcomm Incorporated Method and system for providing a soft handoff in communications in a cdma cellular telephone system
US5257283A (en) * 1989-11-07 1993-10-26 Qualcomm Incorporated Spread spectrum transmitter power control method and system
US5056109A (en) * 1989-11-07 1991-10-08 Qualcomm, Inc. Method and apparatus for controlling transmission power in a cdma cellular mobile telephone system
US5022049A (en) * 1989-11-21 1991-06-04 Unisys Corp. Multiple access code acquisition system
US5126748A (en) 1989-12-05 1992-06-30 Qualcomm Incorporated Dual satellite navigation system and method
US5017926A (en) 1989-12-05 1991-05-21 Qualcomm, Inc. Dual satellite navigation system
JP2894752B2 (ja) * 1989-12-06 1999-05-24 マツダ株式会社 車両のスリップ制御装置
US5084900A (en) * 1989-12-21 1992-01-28 Gte Spacenet Corporation Spread spectrum system with random code retransmission
US5050004A (en) 1989-12-26 1991-09-17 At&T Bell Laboratories Facsimile machine transmission rate fall-back arrangement
JPH03198423A (ja) 1989-12-27 1991-08-29 Fujitsu Ltd Pll周波数シンセサイザ
US5267238A (en) 1989-12-29 1993-11-30 Ricoh Company, Ltd. Network interface units and communication system using network interface unit
JPH03231523A (ja) 1990-02-07 1991-10-15 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 移動通信制御方式
US5107345A (en) 1990-02-27 1992-04-21 Qualcomm Incorporated Adaptive block size image compression method and system
US5021891A (en) 1990-02-27 1991-06-04 Qualcomm, Inc. Adaptive block size image compression method and system
US5193094A (en) * 1990-03-07 1993-03-09 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for generating super-orthogonal convolutional codes and the decoding thereof
US5117385A (en) 1990-03-16 1992-05-26 International Business Machines Corporation Table lookup multiplier with digital filter
US5878329A (en) 1990-03-19 1999-03-02 Celsat America, Inc. Power control of an integrated cellular communications system
US5446756A (en) * 1990-03-19 1995-08-29 Celsat America, Inc. Integrated cellular communications system
US5073900A (en) 1990-03-19 1991-12-17 Mallinckrodt Albert J Integrated cellular communications system
US5166952A (en) * 1990-05-24 1992-11-24 Cylink Corporation Method and apparatus for the reception and demodulation of spread spectrum radio signals
US5253268A (en) * 1990-05-24 1993-10-12 Cylink Corporation Method and apparatus for the correlation of sample bits of spread spectrum radio signals
US5140613A (en) 1990-05-25 1992-08-18 Hewlett-Packard Company Baseband modulation system with improved ROM-based digital filter
US5291515A (en) * 1990-06-14 1994-03-01 Clarion Co., Ltd. Spread spectrum communication device
US5166929A (en) * 1990-06-18 1992-11-24 Northern Telecom Limited Multiple access protocol
SE467332B (sv) * 1990-06-21 1992-06-29 Ericsson Telefon Ab L M Foerfarande foer effektreglering i ett digitalt mobiltelefonisystem
US5659569A (en) 1990-06-25 1997-08-19 Qualcomm Incorporated Data burst randomizer
US5103459B1 (en) * 1990-06-25 1999-07-06 Qualcomm Inc System and method for generating signal waveforms in a cdma cellular telephone system
US6693951B1 (en) 1990-06-25 2004-02-17 Qualcomm Incorporated System and method for generating signal waveforms in a CDMA cellular telephone system
US5511073A (en) 1990-06-25 1996-04-23 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for the formatting of data for transmission
US5568483A (en) 1990-06-25 1996-10-22 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for the formatting of data for transmission
CA2046369C (en) * 1990-07-05 1997-04-15 Naoji Fujino High performance digitally multiplexed transmission system
US5831011A (en) 1990-07-27 1998-11-03 Mycogen Corporation Bacillus thuringiensis genes encoding nematode-active toxins
US5115429A (en) 1990-08-02 1992-05-19 Codex Corporation Dynamic encoding rate control minimizes traffic congestion in a packet network
GB9017910D0 (en) * 1990-08-15 1990-09-26 Vaseal Electronics Limited Improvements in and relating to proximity switches
JPH0832513B2 (ja) 1990-11-27 1996-03-29 株式会社カンセイ 車両用乗員保護装置
US5099493A (en) 1990-08-27 1992-03-24 Zeger-Abrams Incorporated Multiple signal receiver for direct sequence, code division multiple access, spread spectrum signals
JP2775003B2 (ja) * 1990-09-04 1998-07-09 松下電器産業株式会社 移動通信システム
JPH04117849A (ja) 1990-09-07 1992-04-17 Fujitsu Ltd カード式電話機
US5128623A (en) 1990-09-10 1992-07-07 Qualcomm Incorporated Direct digital synthesizer/direct analog synthesizer hybrid frequency synthesizer
ES2083445T3 (es) 1990-09-18 1996-04-16 Alcatel Nv Circuito diezmador de varios canales.
US5099204A (en) 1990-10-15 1992-03-24 Qualcomm Incorporated Linear gain control amplifier
US5299226A (en) * 1990-11-16 1994-03-29 Interdigital Technology Corporation Adaptive power control for a spread spectrum communications system and method
US5093840A (en) * 1990-11-16 1992-03-03 Scs Mobilecom, Inc. Adaptive power control for a spread spectrum transmitter
US5535238A (en) 1990-11-16 1996-07-09 Interdigital Technology Corporation Spread spectrum adaptive power control communications system and method
US5081643A (en) * 1990-11-16 1992-01-14 Scs Mobilecom, Inc. Spread spectrum multipath receiver apparatus and method
US5390207A (en) * 1990-11-28 1995-02-14 Novatel Communications Ltd. Pseudorandom noise ranging receiver which compensates for multipath distortion by dynamically adjusting the time delay spacing between early and late correlators
US5101416A (en) * 1990-11-28 1992-03-31 Novatel Comunications Ltd. Multi-channel digital receiver for global positioning system
US5283536A (en) * 1990-11-30 1994-02-01 Qualcomm Incorporated High dynamic range closed loop automatic gain control circuit
US5107225A (en) * 1990-11-30 1992-04-21 Qualcomm Incorporated High dynamic range closed loop automatic gain control circuit
US5228056A (en) * 1990-12-14 1993-07-13 Interdigital Technology Corporation Synchronous spread-spectrum communications system and method
US5224120A (en) * 1990-12-05 1993-06-29 Interdigital Technology Corporation Dynamic capacity allocation CDMA spread spectrum communications
US5179572A (en) 1991-06-17 1993-01-12 Scs Mobilecom, Inc. Spread spectrum conference calling system and method
US5185762A (en) 1991-05-15 1993-02-09 Scs Mobilecom, Inc. Spread spectrum microwave overlay with notch filter
US5365544A (en) 1990-12-05 1994-11-15 Interdigital Technology Corporation CDMA communications and geolocation system and method
US5367533A (en) * 1990-12-05 1994-11-22 Interdigital Technology Corporation Dynamic capacity allocation CDMA spread spectrum communications
US5506864A (en) 1990-12-05 1996-04-09 Interdigital Technology Corporation CDMA communications and geolocation system and method
US5263045A (en) 1990-12-05 1993-11-16 Interdigital Technology Corporation Spread spectrum conference call system and method
US5161168A (en) 1991-05-15 1992-11-03 Scs Mobilecom, Inc. Spread spectrum CDMA communications system microwave overlay
US5351269A (en) 1990-12-05 1994-09-27 Scs Mobilecom, Inc. Overlaying spread spectrum CDMA personal communications system
US5513176A (en) 1990-12-07 1996-04-30 Qualcomm Incorporated Dual distributed antenna system
IL100213A (en) * 1990-12-07 1995-03-30 Qualcomm Inc Mikrata Kedma phone system and its antenna distribution system
US5274665A (en) 1990-12-14 1993-12-28 Interdigital Technology Corporation Polyopoly overlapping spread spectrum communication system and method
US5218619A (en) * 1990-12-17 1993-06-08 Ericsson Ge Mobile Communications Holding, Inc. CDMA subtractive demodulation
US5151919A (en) 1990-12-17 1992-09-29 Ericsson-Ge Mobile Communications Holding Inc. Cdma subtractive demodulation
JPH04222111A (ja) 1990-12-21 1992-08-12 Mitsubishi Electric Corp ディジタルフィルタ
US5276907A (en) * 1991-01-07 1994-01-04 Motorola Inc. Method and apparatus for dynamic distribution of a communication channel load in a cellular radio communication system
US5274474A (en) 1991-01-23 1993-12-28 Randolph-Rand Corporation Integrated telefacsimile and character communication system with standard and high speed modes
US5794144A (en) * 1994-03-11 1998-08-11 Bellsouth Corporation Methods and apparatus for communicating data via a cellular mobile radiotelephone system
US5182938A (en) * 1991-02-22 1993-02-02 Nordson Corporation Method and apparatus for detecting bubbles in pressurized liquid dispensing systems
JP2794964B2 (ja) 1991-02-27 1998-09-10 日本電気株式会社 制御信号発生回路
US5204876A (en) * 1991-03-13 1993-04-20 Motorola, Inc. Method and apparatus for providing high data rate traffic channels in a spread spectrum communication system
US5235614A (en) 1991-03-13 1993-08-10 Motorola, Inc. Method and apparatus for accommodating a variable number of communication channels in a spread spectrum communication system
US5241685A (en) 1991-03-15 1993-08-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Load sharing control for a mobile cellular radio system
JPH04287593A (ja) 1991-03-18 1992-10-13 Nec Eng Ltd ディジタル映像信号フィルタ回路
JP2538132B2 (ja) 1991-03-20 1996-09-25 松下電送株式会社 通信制御方法及びisdn用端末アダプタ装置
CA2063901C (en) * 1991-03-25 2002-08-13 Arunas G. Slekys Cellular data overlay system
JP2535135Y2 (ja) 1991-03-28 1997-05-07 マツダ株式会社 圧粉成形装置
US5504936A (en) 1991-04-02 1996-04-02 Airtouch Communications Of California Microcells for digital cellular telephone systems
US5233630A (en) 1991-05-03 1993-08-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for resolving phase ambiguities in trellis coded modulated data
US5940771A (en) 1991-05-13 1999-08-17 Norand Corporation Network supporting roaming, sleeping terminals
US5166951A (en) * 1991-05-15 1992-11-24 Scs Mobilecom, Inc. High capacity spread spectrum channel
US5228053A (en) 1991-05-15 1993-07-13 Interdigital Technology Corporation Spread spectrum cellular overlay CDMA communications system
TW197548B (de) 1991-05-17 1993-01-01 Ericsson Telefon Ab L M
US5678198A (en) 1991-05-22 1997-10-14 Southwestern Bell Technology Resources, Inc. System for controlling signal level at both ends of a transmission link, based upon a detected value
US5107487A (en) 1991-05-28 1992-04-21 Motorola, Inc. Power control of a direct sequence CDMA radio
CA2108459A1 (en) 1991-05-29 1992-11-30 Russell J. Fang Fully meshed cdma network for personal communications terminals
JP3160350B2 (ja) 1991-05-30 2001-04-25 株式会社リコー 通信網制御方法
AU658432B2 (en) 1991-06-04 1995-04-13 Qualcomm Incorporated Adaptive block size image compression method and system
FR2677473B1 (fr) 1991-06-05 1995-04-07 Telemecanique Procede et bus d'arbitrage pour transmission de donnees serie.
EP0517594B1 (de) * 1991-06-06 1995-12-13 Commissariat A L'energie Atomique Poliermaschine mit einem gespannten Feinschleifband und einem verbesserten Werkstückträgerkopf
CA2483322C (en) 1991-06-11 2008-09-23 Qualcomm Incorporated Error masking in a variable rate vocoder
US5710868A (en) * 1991-06-12 1998-01-20 Microchip Technology Incorporated Apparatus and method for generating a fuzzy number for use in fuzzy logic systems
EP0591356A1 (de) 1991-06-25 1994-04-13 Motorola, Inc. Verfahren und gerät zur etablierung einer kommunikationsverbindung
US5268900A (en) 1991-07-05 1993-12-07 Codex Corporation Device and method for implementing queueing disciplines at high speeds
US5195090A (en) 1991-07-09 1993-03-16 At&T Bell Laboratories Wireless access telephone-to-telephone network interface architecture
US5345467A (en) 1991-07-10 1994-09-06 Interdigital Technology Corp. CDMA cellular hand-off apparatus and method
US5179571A (en) 1991-07-10 1993-01-12 Scs Mobilecom, Inc. Spread spectrum cellular handoff apparatus and method
US5276684A (en) 1991-07-22 1994-01-04 International Business Machines Corporation High performance I/O processor
US5463623A (en) * 1991-07-31 1995-10-31 At&T Ipm Corp. Integrated wireless telecommunication and local area network system
US5133525A (en) 1991-08-01 1992-07-28 Good Brian G Can support device
US5210771A (en) * 1991-08-01 1993-05-11 Motorola, Inc. Multiple user spread-spectrum communication system
US5159283A (en) 1991-08-26 1992-10-27 Motorola, Inc. Power amplifier
US5204874A (en) 1991-08-28 1993-04-20 Motorola, Inc. Method and apparatus for using orthogonal coding in a communication system
US5159608A (en) 1991-08-28 1992-10-27 Falconer David D Method and apparatus for using orthogonal coding in a communication system
US5392023A (en) 1991-09-06 1995-02-21 Motorola, Inc. Data communication system with automatic power control
EP0531028A3 (en) 1991-09-06 1993-11-10 Qualcomm Inc Multi-transmitter wide-area cellular broadcast communication system
FI88981C (fi) 1991-09-09 1993-07-26 Elektrobit Oy Foerfarande foer automatisk reglering av saendningseffekten i en saendar-mottagarenhet laempad foer en koduppdelad multipelaotkomstomgivning som utnyttjar direktsekvensspridning
FR2681199B1 (fr) * 1991-09-11 1993-12-03 Agence Spatiale Europeenne Procede et dispositif pour multiplexer des signaux de donnees.
US5321721A (en) * 1991-09-13 1994-06-14 Sony Corporation Spread spectrum communication system and transmitter-receiver
JPH0583381A (ja) 1991-09-19 1993-04-02 Fujitsu Ltd 局線着信接続制御方式
US5289527A (en) * 1991-09-20 1994-02-22 Qualcomm Incorporated Mobile communications device registration method
US5469452A (en) 1991-09-27 1995-11-21 Qualcomm Incorporated Viterbi decoder bit efficient chainback memory method and decoder incorporating same
US5293641A (en) * 1991-10-03 1994-03-08 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Signal strength controlled directed retry in a mobile radiotelephone system
US5239685A (en) 1991-10-08 1993-08-24 Qualcomm Incorporated Process for fabricating a MMIC hybrid device and a transceiver fabricated thereby
US5179591A (en) 1991-10-16 1993-01-12 Motorola, Inc. Method for algorithm independent cryptographic key management
IT1253129B (it) 1991-10-25 1995-07-10 Sicaf Srl Piastra adattatrice per monoblocchi refrigeranti di celle frigorifere e similari,nonche' monoblocco incorporante tale piastra
US5262974A (en) 1991-10-28 1993-11-16 Trw Inc. Programmable canonic signed digit filter chip
US5245629A (en) * 1991-10-28 1993-09-14 Motorola, Inc. Method for compensating for capacity overload in a spread spectrum communication system
JP2953153B2 (ja) 1991-10-31 1999-09-27 日本電気株式会社 送信電力制御方式
JP2776094B2 (ja) * 1991-10-31 1998-07-16 日本電気株式会社 可変変調通信方法
US5247702A (en) 1991-11-08 1993-09-21 Teknekron Communications Systems, Inc. Method and an apparatus for establishing a wireless communication link between a base unit and a remote unit
US5267244A (en) 1991-11-08 1993-11-30 Teknekron Communications Systems, Inc. Method and an apparatus for establishing the functional capabilities for wireless communications between a base unit and a remote unit
IL100029A (en) * 1991-11-11 1994-02-27 Motorola Inc Method and apparatus for improving detection of data bits in a slow frequency hopping communication system
JP2741809B2 (ja) 1991-11-22 1998-04-22 シンワ株式会社 テーププレーヤの早送りおよび巻戻し装置
JP2554219B2 (ja) * 1991-11-26 1996-11-13 日本電信電話株式会社 ディジタル信号の重畳伝送方式
JP3198423B2 (ja) 1991-11-28 2001-08-13 イビデン株式会社 黒鉛鋳型
DE4139665A1 (de) 1991-12-02 1993-06-03 Hoechst Ag Verfahren zur herstellung von polymerisaten des tetrafluorethylens
JPH0746180Y2 (ja) 1991-12-04 1995-10-25 大建工業株式会社 収納棚
US5237455A (en) * 1991-12-06 1993-08-17 Delco Electronics Corporation Optical combiner with integral support arm
JPH05160861A (ja) 1991-12-06 1993-06-25 Fujitsu Ltd ディジタル伝送方式
JPH05235906A (ja) 1991-12-25 1993-09-10 Toshiba Corp 多元符号の復号装置及びこれを用いた誤り訂正・検出方式
EP0548939B1 (de) 1991-12-26 2000-09-13 Nec Corporation System zur Steuerung der Sendeleistung mit Gewährleistung einer konstanten Signalqualität in einem Mobilkommunikationsnetzwerk
US5260967A (en) * 1992-01-13 1993-11-09 Interdigital Technology Corporation CDMA/TDMA spread-spectrum communications system and method
IL104412A (en) * 1992-01-16 1996-11-14 Qualcomm Inc Method and instrument for the formation of data for transmission
US5414729A (en) * 1992-01-24 1995-05-09 Novatel Communications Ltd. Pseudorandom noise ranging receiver which compensates for multipath distortion by making use of multiple correlator time delay spacing
JP2850619B2 (ja) 1992-01-27 1999-01-27 日本電気株式会社 移動通信システムの送信電力制御方式
TW224191B (de) 1992-01-28 1994-05-21 Qualcomm Inc
GB9201879D0 (en) 1992-01-29 1992-03-18 Millicom Holdings Uk Ltd Communication system
JPH05219129A (ja) 1992-02-05 1993-08-27 Nec Eng Ltd 搬送波電力制御付き直交変調器
JPH05227124A (ja) 1992-02-10 1993-09-03 Sharp Corp 符号分割多元アクセス通信方式
US5487089A (en) 1992-02-17 1996-01-23 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Nyquist filter for digital modulation
SE9200607D0 (sv) 1992-02-28 1992-02-28 Ericsson Telefon Ab L M Communication methods and mean in a tdma cellular mobile radio system
US5267261A (en) 1992-03-05 1993-11-30 Qualcomm Incorporated Mobile station assisted soft handoff in a CDMA cellular communications system
ZA931077B (en) 1992-03-05 1994-01-04 Qualcomm Inc Apparatus and method for reducing message collision between mobile stations simultaneously accessing a base station in a cdma cellular communications system
US5392287A (en) * 1992-03-05 1995-02-21 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for reducing power consumption in a mobile communications receiver
FI90385C (fi) 1992-03-11 1994-01-25 Salon Televisiotehdas Oy Salattujen dataviestien tunnistus yksisuuntaisessa monipisteverkossa
US5258940A (en) 1992-03-16 1993-11-02 International Business Machines Corporation Distributed arithmetic digital filter in a partial-response maximum-likelihood disk drive system
US5305468A (en) 1992-03-18 1994-04-19 Motorola, Inc. Power control method for use in a communication system
SE9200915D0 (sv) * 1992-03-24 1992-03-24 Ericsson Telefon Ab L M Methods in a cellular mobile radio communincation system
US5237586A (en) * 1992-03-25 1993-08-17 Ericsson-Ge Mobile Communications Holding, Inc. Rake receiver with selective ray combining
DE4210305A1 (de) * 1992-03-30 1993-10-07 Sel Alcatel Ag Verfahren, Sender und Empfänger zur Informationsdatenübertragung mit veränderlichem Verkehrsaufkommen und Leitstation zur Koordinierung mehrerer solcher Sender und Empfänger
US5311176A (en) 1992-03-31 1994-05-10 Motorola, Inc. Method and apparatus for generating Walsh codes
US5216692A (en) * 1992-03-31 1993-06-01 Motorola, Inc. Method and apparatus for adjusting a power control threshold in a communication system
US5228054A (en) * 1992-04-03 1993-07-13 Qualcomm Incorporated Power-of-two length pseudo-noise sequence generator with fast offset adjustment
JPH05292012A (ja) * 1992-04-07 1993-11-05 Nec Corp 移動体通信システムの輻輳制御方式
GB9207861D0 (en) 1992-04-09 1992-05-27 Philips Electronics Uk Ltd A method of time measurement in a communications system,a communications system and a receiving apparatus for use in the system
US5345598A (en) 1992-04-10 1994-09-06 Ericsson-Ge Mobile Communications Holding, Inc. Duplex power control system in a communication network
MX9301888A (es) * 1992-04-10 1993-11-30 Ericsson Telefon Ab L M Acceso multiple de division de tiempo para acceso de un movil en un sistema de acceso multiple de division de codigo.
US5239557A (en) * 1992-04-10 1993-08-24 Ericsson/Ge Mobile Communications Discountinuous CDMA reception
SG50659A1 (en) * 1992-04-10 1998-07-20 Ericsson Ge Mobile Inc Random access in mobile telephone system
US5353352A (en) * 1992-04-10 1994-10-04 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Multiple access coding for radio communications
US5295153A (en) 1992-04-13 1994-03-15 Telefonaktiebolaget L M Ericsson CDMA frequency allocation
TW214620B (en) * 1992-04-13 1993-10-11 Ericsson Ge Mobile Communicat Calling channel in CDMA communications system
US5319450A (en) 1992-04-14 1994-06-07 Fuji Photo Film Co., Ltd. Circuitry for cancelling offsets of multiplexed color video signals
EP0917308A1 (de) 1992-04-17 1999-05-19 TELEFONAKTIEBOLAGET L M ERICSSON (publ) Mobil unterstütztes Weiterreichen mit Kodemultiplex-Vielfachzugriff
JPH0583381U (ja) 1992-04-17 1993-11-12 トキコ株式会社 空気圧縮機用サイレンサ
JPH05300077A (ja) 1992-04-17 1993-11-12 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> スペクトル拡散伝送方式を用いた移動通信システムのゾーン構成法
US5232347A (en) * 1992-05-08 1993-08-03 Vonbergen Howard J Fan mounting bracket apparatus
US5365551A (en) 1992-12-15 1994-11-15 Micron Technology, Inc. Data communication transceiver using identification protocol
JP3168063B2 (ja) 1992-05-18 2001-05-21 富士通株式会社 スぺクトラム拡散通信装置およびその通信方法
US5287299A (en) 1992-05-26 1994-02-15 Monolith Technologies Corporation Method and apparatus for implementing a digital filter employing coefficients expressed as sums of 2 to an integer power
US5316422A (en) 1992-06-01 1994-05-31 Qualcomm Incorporated Blind fastener
US5339184A (en) 1992-06-15 1994-08-16 Gte Laboratories Incorporated Fiber optic antenna remoting for multi-sector cell sites
JP3251642B2 (ja) 1992-06-19 2002-01-28 三菱レイヨン株式会社 不飽和カルボン酸製造用触媒の調製法
JP3376583B2 (ja) 1992-06-22 2003-02-10 モトローラ・インコーポレイテッド ハンドオフコマンド送信の間の電力レベル増大
US5297161A (en) * 1992-06-29 1994-03-22 Motorola Inc. Method and apparatus for power estimation in an orthogonal coded communication system
US5475861A (en) 1992-07-01 1995-12-12 Motorola, Inc. Method for controlling transmission power in a communication system
US5613228A (en) * 1992-07-06 1997-03-18 Micron Technology, Inc. Gain adjustment method in two-way communication systems
JPH0677963A (ja) * 1992-07-07 1994-03-18 Hitachi Ltd 通信方式および端末装置
DE4222821C2 (de) * 1992-07-08 1994-09-22 Ivoclar Ag Modifiziertes Chlorhexidin-Addukt
JPH0750631Y2 (ja) 1992-07-27 1995-11-15 株式会社ケンロック 締付バンド
US5285940A (en) * 1992-08-03 1994-02-15 Goulter Victor H Folding neck-supported food tray
US5465399A (en) 1992-08-19 1995-11-07 The Boeing Company Apparatus and method for controlling transmitted power in a radio network
JPH0677767A (ja) 1992-08-26 1994-03-18 Sony Corp ノンリニアキャンセラー
US5418624A (en) 1992-09-02 1995-05-23 Ricoh Co., Ltd. Negotiation method and apparatus enabling a facsimile machine to use async data communication protocols
GB9218876D0 (en) 1992-09-07 1992-10-21 Millicom Holdings Uk Ltd Communication system
US5353332A (en) 1992-09-16 1994-10-04 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Method and apparatus for communication control in a radiotelephone system
US5311459A (en) 1992-09-17 1994-05-10 Eastman Kodak Company Selectively configurable integrated circuit device for performing multiple digital signal processing functions
US5307405A (en) 1992-09-25 1994-04-26 Qualcomm Incorporated Network echo canceller
US5381443A (en) 1992-10-02 1995-01-10 Motorola Inc. Method and apparatus for frequency hopping a signalling channel in a communication system
US5603081A (en) 1993-11-01 1997-02-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method for communicating in a wireless communication system
JP3099848B2 (ja) 1992-10-05 2000-10-16 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 移動無線機
US5359182A (en) 1992-10-06 1994-10-25 Interdigital Technology Corporation Wireless telephone debit card system and method
JPH06133351A (ja) 1992-10-15 1994-05-13 Fujitsu Ltd 通信制御システム
JPH06132872A (ja) * 1992-10-19 1994-05-13 Oki Electric Ind Co Ltd 移動局送信電力制御装置
JPH06132871A (ja) 1992-10-19 1994-05-13 Oki Electric Ind Co Ltd 送信電力制御装置
JP3012414B2 (ja) * 1992-10-23 2000-02-21 日本電気通信システム株式会社 制御チャネル干渉検出方式
SE500565C2 (sv) * 1992-10-26 1994-07-18 Ericsson Telefon Ab L M Metod att åstadkomma slumpmässig access i ett mobilradiosystem
US5406559A (en) 1992-11-02 1995-04-11 National Semiconductor Corporation Isochronous link protocol
WO1994010766A1 (en) 1992-11-04 1994-05-11 Ntt Mobile Communications Network Inc. Code division multiplex access mobile communication system
JP3212390B2 (ja) * 1992-11-17 2001-09-25 クラリオン株式会社 スライディング相関器
US5341395A (en) 1992-11-24 1994-08-23 At&T Bell Laboratories Data recovery technique for asynchronous CDMA systems
US5570349A (en) 1994-06-07 1996-10-29 Stanford Telecommunications, Inc. Wireless direct sequence spread spectrum digital cellular telephone system
MX9307243A (es) 1992-11-24 1994-05-31 Ericsson Telefon Ab L M Reintento analogico.
ZA938323B (en) 1992-11-24 1994-08-01 Qualcomm Inc Tractor-trailer electronic transmission path
ZA938324B (en) 1992-11-24 1994-06-07 Qualcomm Inc Pilot carrier dot product circuit
US5440632A (en) 1992-12-02 1995-08-08 Scientific-Atlanta, Inc. Reprogrammable subscriber terminal
US5341456A (en) 1992-12-02 1994-08-23 Qualcomm Incorporated Method for determining speech encoding rate in a variable rate vocoder
US5299228A (en) * 1992-12-28 1994-03-29 Motorola, Inc. Method and apparatus of reducing power consumption in a CDMA communication unit
US5349606A (en) * 1992-12-31 1994-09-20 Gte Government Systems Corporation Apparatus for multipath DSSS communications
PL173299B1 (pl) * 1993-01-13 1998-02-27 Motorola Inc Sposób rozmieszczania przynajmniej części z wielu zarodków wykorzystywanych przez generatory pseudoszumowe do rozpraszania i likwidowania rozproszenia sygnałów rozłożonych w widmie
JPH06224880A (ja) 1993-01-25 1994-08-12 Canon Inc 無線データ通信装置
US5333175A (en) 1993-01-28 1994-07-26 Bell Communications Research, Inc. Method and apparatus for dynamic power control in TDMA portable radio systems
US5337338A (en) 1993-02-01 1994-08-09 Qualcomm Incorporated Pulse density modulation circuit (parallel to serial) comparing in a nonsequential bit order
US5353302A (en) 1993-02-03 1994-10-04 At&T Bell Laboratories Signal despreader for CDMA systems
WO1994018799A1 (en) 1993-02-03 1994-08-18 Qualcomm Incorporated Interframe video encoding and decoding system
FI96554C (fi) 1993-02-05 1996-07-10 Nokia Mobile Phones Ltd Aikajakoinen solukkoradiopuhelinjärjestelmä ja radiopuhelin sitä varten
WO1994018756A1 (en) * 1993-02-11 1994-08-18 Motorola, Inc. Method and apparatus for controlling a power level of a subscriber unit of a wireless communication system
US5488629A (en) * 1993-02-17 1996-01-30 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Signal processing circuit for spread spectrum communications
US5459759A (en) * 1993-02-17 1995-10-17 Interdigital Technology Corporation Frequency hopping code division multiple access system and method
US5286536A (en) * 1993-02-19 1994-02-15 Creative Extruded Products, Inc. Indentation-recoverable molding strip
US5396516A (en) * 1993-02-22 1995-03-07 Qualcomm Incorporated Method and system for the dynamic modification of control paremeters in a transmitter power control system
JPH06252797A (ja) 1993-02-23 1994-09-09 Sony Corp 送受信装置
US5341396A (en) * 1993-03-02 1994-08-23 The Boeing Company Multi-rate spread system
WO1994021056A1 (en) 1993-03-05 1994-09-15 Ntt Mobile Communications Network Inc. Random access communication method by use of cdma, and system for mobile stations which use the method
JPH0666974U (ja) 1993-03-05 1994-09-20 リョービ株式会社 衝撃工具の工具保持装置
US5392641A (en) * 1993-03-08 1995-02-28 Chrysler Corporation Ionization misfire detection apparatus and method for an internal combustion engine
FR2702614B1 (fr) 1993-03-09 1995-04-14 Alcatel Radiotelephone Procédé de contrôle de puissance du paquet d'accés émis par un mobile dans un système de radiocommunication, et système mettant en Óoeuvre ce procédé.
JP2802870B2 (ja) 1993-03-10 1998-09-24 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 符号分割多重移動通信機及び符号分割多重移動通信のセル選択方法
JPH06268574A (ja) * 1993-03-11 1994-09-22 Hitachi Ltd セルラ移動通信システム
US5329547A (en) * 1993-03-11 1994-07-12 Motorola, Inc. Method and apparatus for coherent communication in a spread-spectrum communication system
JP3277593B2 (ja) 1993-03-11 2002-04-22 株式会社日立製作所 スペクトル拡散通信システム
US5509126A (en) 1993-03-16 1996-04-16 Apple Computer, Inc. Method and apparatus for a dynamic, multi-speed bus architecture having a scalable interface
US5347536A (en) * 1993-03-17 1994-09-13 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Multipath noise reduction for spread spectrum signals
US5812542A (en) 1996-03-18 1998-09-22 Motorola, Inc. Method for determining weighting coefficients in a CDMA radio receiver
JPH06276176A (ja) 1993-03-18 1994-09-30 Fujitsu Ltd Cdma通信方式
JPH08501197A (ja) 1993-03-26 1996-02-06 クァルコム・インコーポレーテッド 電力増幅器バイアス制御回路および方法
JPH0677963U (ja) 1993-04-05 1994-11-01 戸田精機株式会社 金属湯汲出し装置
DE69326681T2 (de) * 1993-04-06 2000-02-10 Hewlett Packard Co Verfahren und Apparat zum Erzeugen von linearen Rückführungsschieberegistersequenzen
US5420593A (en) 1993-04-09 1995-05-30 Trimble Navigation Limited Method and apparatus for accelerating code correlation searches in initial acquisition and doppler and code phase in re-acquisition of GPS satellite signals
US5870427A (en) * 1993-04-14 1999-02-09 Qualcomm Incorporated Method for multi-mode handoff using preliminary time alignment of a mobile station operating in analog mode
JP2576357B2 (ja) 1993-04-21 1997-01-29 日本電気株式会社 多値直交振幅変調波歪補償回路
US5363403A (en) 1993-04-22 1994-11-08 Interdigital Technology Corporation Spread spectrum CDMA subtractive interference canceler and method
US5305349A (en) 1993-04-29 1994-04-19 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Quantized coherent rake receiver
JP3280141B2 (ja) 1993-04-30 2002-04-30 キヤノン株式会社 スペクトラム拡散受信装置
DE69418767T2 (de) * 1993-04-30 1999-10-07 Hewlett Packard Co Gemeinsame Farbkassettenplattform für verschiedene Druckköpfe
US5373259A (en) 1993-05-05 1994-12-13 Qualcomm Incorporated Voltage controlled oscillator with dissimilar varactor diodes
IT1270938B (it) * 1993-05-14 1997-05-16 Cselt Centro Studi Lab Telecom Procedimento per il controllo della trasmissione su uno stesso canale di flussi informativi a velocita' variabile in sistemi di comunicazione tra mezzi mobili, e sistema utilizzante tale procedimento
US5414732A (en) 1993-05-17 1995-05-09 Loral Aerospace Corp. Adaptive equalizer and method for operation at high symbol rates
JP2616244B2 (ja) * 1993-05-18 1997-06-04 日本電気株式会社 移動通信システムのチャネル割当て方法
JPH06334588A (ja) 1993-05-25 1994-12-02 Nec Corp 移動無線局通信方式および装置
JP3152013B2 (ja) 1993-06-01 2001-04-03 松下電器産業株式会社 スペクトラム拡散通信方式
US5793796A (en) * 1993-06-02 1998-08-11 Roke Manor Research Limited Apparatus for use in equipment providing a digital radio link between a fixed and a mobile radio unit
US5339046A (en) 1993-06-03 1994-08-16 Alps Electric Co., Ltd. Temperature compensated variable gain amplifier
US5353300A (en) 1993-06-07 1994-10-04 Motorola, Inc. Communication method for an adaptive direct sequence CDMA communication system
US5359624A (en) 1993-06-07 1994-10-25 Motorola, Inc. System and method for chip timing synchronization in an adaptive direct sequence CDMA communication system
US5297162A (en) 1993-06-04 1994-03-22 Motorola, Inc. System and method for bit timing synchronization in an adaptive direct sequence CDMA communication system
US5408697A (en) 1993-06-14 1995-04-18 Qualcomm Incorporated Temperature-compensated gain-controlled amplifier having a wide linear dynamic range
FR2706709B1 (fr) 1993-06-16 1995-08-25 Matra Communication Procédé de synchronisation pour des communications radiotéléphoniques à accès multiple à répartition par codes.
US5603113A (en) 1993-06-16 1997-02-11 Oki Telecom Automatic gain control circuit for both receiver and transmitter adjustable amplifiers including a linear signal level detector with DC blocking, DC adding, and AC removing components
US5400597A (en) * 1993-06-18 1995-03-28 Mirabile; Nicholas F. Turbocharger system with electric blower
ES2110248T3 (es) 1993-06-18 1998-02-01 Qualcomm Inc Metodo y aparato para determinar la velocidad de transmision de datos de una señal recibida.
US5442627A (en) 1993-06-24 1995-08-15 Qualcomm Incorporated Noncoherent receiver employing a dual-maxima metric generation process
US5546424A (en) 1993-06-30 1996-08-13 Casio Computer Co., Ltd. Spread spectrum communication system
US5430724A (en) 1993-07-02 1995-07-04 Telefonaktiebolaget L M Ericsson TDMA on a cellular communications system PCM link
US6031867A (en) * 1993-07-02 2000-02-29 Multi-Tech Systems, Inc. Modem with firmware upgrade feature
JP2726220B2 (ja) * 1993-07-05 1998-03-11 沖電気工業株式会社 符号分割多元接続装置
JPH0730483A (ja) * 1993-07-13 1995-01-31 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線電話装置
FI933209A (fi) 1993-07-14 1995-01-15 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä lähetystehon säätämiseksi solukkoradiojärjestelmässä sekä tilaajapäätelaite
JP2863975B2 (ja) 1993-07-16 1999-03-03 松下電器産業株式会社 Cdma方式送信装置および受信装置、cdma方式送信方法およびcdma方式移動通信システム
CA2127616C (en) 1993-07-16 1999-02-09 Osamu Kato Mobile communication unit
US5725165A (en) * 1993-07-17 1998-03-10 W. Schlafhorst Ag & Co. Method of monitoring the moving yarn at a winding station of an automatic winding frame
MY112371A (en) * 1993-07-20 2001-05-31 Qualcomm Inc System and method for orthogonal spread spectrum sequence generation in variable data rate systems
US5870393A (en) * 1995-01-20 1999-02-09 Hitachi, Ltd. Spread spectrum communication system and transmission power control method therefor
JP3457357B2 (ja) * 1993-07-23 2003-10-14 株式会社日立製作所 スペクトル拡散通信システム、送信電力制御方法、移動端末装置及び基地局
KR960704235A (ko) 1993-07-26 1996-08-31 하비 피. 화이트 Rf 전송의 노출을 제어하기 위한 방법 및 장치(method and apparatus for controlling the exposure torf transmissions)
FR2708405B1 (fr) 1993-07-27 1995-09-01 Mars Actel Répartiteur téléphonique.
US5506863A (en) 1993-08-25 1996-04-09 Motorola, Inc. Method and apparatus for operating with a hopping control channel in a communication system
GB9315845D0 (en) * 1993-07-30 1993-09-15 Roke Manor Research Apparatus for use in equipment providing a digital radio link between a fixed and a mobile radio unit
US5406615A (en) * 1993-08-04 1995-04-11 At&T Corp. Multi-band wireless radiotelephone operative in a plurality of air interface of differing wireless communications systems
US5574775A (en) * 1993-08-04 1996-11-12 Lucent Technologies, Inc. Universal wireless radiotelephone system
CN1068477C (zh) * 1993-08-06 2001-07-11 Ntt移运通信网株式会社 扩频通信的接收机和中继器
JP3277412B2 (ja) 1993-08-10 2002-04-22 ソニー株式会社 スペクトル拡散通信用受信方法及び装置
JPH0758690A (ja) * 1993-08-11 1995-03-03 Fujitsu Ltd 送信電力制御方式
CN1042585C (zh) 1993-08-11 1999-03-17 Ntt移动通信网株式会社 自动增益控制装置、通信系统和自动增益控制方法
FR2709029B1 (fr) 1993-08-13 1995-10-20 Matra Communication Procédé de transmission pour des radio communications AMRC et dispositifs pour sa mise en Óoeuvre.
FR2709028B1 (fr) 1993-08-13 1995-10-20 Matra Communication Procédé de sélection des trajets de propagation retenus pour recevoir des messages transmis par radiocommunication AMRC.
GB2281477A (en) 1993-08-20 1995-03-01 American Telephone & Telegraph Operation of a CDMA net
GB9317604D0 (en) 1993-08-24 1993-10-06 Philips Electronics Uk Ltd Receiver for ds-cdma signals
US5365585A (en) * 1993-08-30 1994-11-15 Motorola, Inc. Method and apparatus for encryption having a feedback register with selectable taps
US5377223A (en) 1993-08-30 1994-12-27 Interdigital Technology Corporation Notch filtering a spread spectrum signal using fourier series coefficients
US5379242A (en) 1993-09-01 1995-01-03 National Semiconductor Corporation ROM filter
JP3205137B2 (ja) * 1993-09-03 2001-09-04 株式会社日立製作所 無線通信システム及び移動無線端末
ZA946674B (en) * 1993-09-08 1995-05-02 Qualcomm Inc Method and apparatus for determining the transmission data rate in a multi-user communication system
US5404376A (en) * 1993-09-09 1995-04-04 Ericsson-Ge Mobile Communications Inc. Navigation assistance for call handling in mobile telephone systems
JP2600580B2 (ja) * 1993-09-09 1997-04-16 日本電気株式会社 同期式pn符号系列発生回路
US5361276A (en) * 1993-09-13 1994-11-01 At&T Bell Laboratories All digital maximum likelihood based spread spectrum receiver
JPH0787011A (ja) * 1993-09-14 1995-03-31 Toshiba Corp 無線通信システム及び無線装置及びスイッチ
US5412686A (en) * 1993-09-17 1995-05-02 Motorola Inc. Method and apparatus for power estimation in a communication system
KR960003847B1 (ko) 1993-09-18 1996-03-22 삼성전자주식회사 대역 확산 통신 방식 데이타 변복조장치
JP3192839B2 (ja) * 1993-09-20 2001-07-30 富士通株式会社 初期送信電力の決定方法
GB2282300B (en) * 1993-09-22 1997-10-22 Northern Telecom Ltd Communications system and receiver devices therefor
ZA947317B (en) 1993-09-24 1995-05-10 Qualcomm Inc Multirate serial viterbi decoder for code division multiple access system applications
DE69307343T2 (de) 1993-09-24 1997-04-24 Nokia Telecommunications Oy Verfahren und einrichtung zur steuerung der signalqualität in einem cdma-zellularkommunikationssystem
JP2911090B2 (ja) * 1993-09-29 1999-06-23 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 移動通信の基地局装置及び移動局装置
CH685237A5 (de) 1993-10-06 1995-05-15 Otto Hofstetter Ag Werkzeug Un Spritzgiess-Formwerkzeug.
WO1995010903A1 (fr) 1993-10-14 1995-04-20 Ntt Mobile Communications Network Inc. Detecteur de correlation et appareil de communication
US5377226A (en) 1993-10-19 1994-12-27 Hughes Aircraft Company Fractionally-spaced equalizer for a DS-CDMA system
US5537434A (en) 1993-10-25 1996-07-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Frequency hopping control channel in a radio communication system
US5649299A (en) 1993-10-27 1997-07-15 Motorola, Inc. Apparatus and method for adapting a digital radiotelephone system to increased subscriber traffic
ZA948134B (en) 1993-10-28 1995-06-13 Quaqlcomm Inc Method and apparatus for performing handoff between sectors of a common base station
US6157668A (en) 1993-10-28 2000-12-05 Qualcomm Inc. Method and apparatus for reducing the average transmit power of a base station
US5490165A (en) 1993-10-28 1996-02-06 Qualcomm Incorporated Demodulation element assignment in a system capable of receiving multiple signals
ES2223046T3 (es) 1993-11-01 2005-02-16 Qualcomm Incorporated Procedimiento y aparato para la transmision de datos digitales de velocidad variable.
US6088590A (en) 1993-11-01 2000-07-11 Omnipoint Corporation Method and system for mobile controlled handoff and link maintenance in spread spectrum communication
US6005856A (en) 1993-11-01 1999-12-21 Omnipoint Corporation Communication protocol for spread spectrum wireless communication system
US5471497A (en) * 1993-11-01 1995-11-28 Zehavi; Ephraim Method and apparatus for variable rate signal transmission in a spread spectrum communication system using coset coding
WO1995012945A1 (en) * 1993-11-01 1995-05-11 Omnipoint Corporation Despreading/demodulating direct sequence spread spectrum signals
US5546459A (en) 1993-11-01 1996-08-13 Qualcomm Incorporated Variable block size adaptation algorithm for noise-robust acoustic echo cancellation
US5414728A (en) * 1993-11-01 1995-05-09 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for bifurcating signal transmission over in-phase and quadrature phase spread spectrum communication channels
FR2712129B1 (fr) * 1993-11-02 1995-12-01 Commissariat Energie Atomique Procédé de transmission à modulation de phase synchrone et à étalement de spectre par séquence directe, émetteur et récepteur correspondants et composant pour ce récepteur.
US5459758A (en) 1993-11-02 1995-10-17 Interdigital Technology Corporation Noise shaping technique for spread spectrum communications
US5459760A (en) 1993-11-05 1995-10-17 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Transmitting and receiving apparatus
JP3003839B2 (ja) 1993-11-08 2000-01-31 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 Cdma通信方法および装置
US5487175A (en) 1993-11-15 1996-01-23 Qualcomm Incorporated Method of invoking and canceling voice or data service from a mobile unit
US5479475A (en) 1993-11-15 1995-12-26 Qualcomm Incorporated Method and system for providing communication between standard terminal equipment using a remote communication unit
WO1995014359A1 (en) 1993-11-15 1995-05-26 Qualcomm Incorporated Data communication using a dual mode radiotelephone
WO1995014345A1 (en) 1993-11-15 1995-05-26 Qualcomm Incorporated A method for handling unrecognizable commands in a wireless environment
ZA948428B (en) 1993-11-15 1995-06-30 Qualcomm Inc Method for providing a voice request in a wireless environment
US5539531A (en) 1993-11-15 1996-07-23 Qualcomm Incorporated System and method for facsimile data transmission
US5422908A (en) * 1993-11-22 1995-06-06 Interdigital Technology Corp. Phased array spread spectrum system and method
US5383219A (en) 1993-11-22 1995-01-17 Qualcomm Incorporated Fast forward link power control in a code division multiple access system
US5440597A (en) * 1993-11-23 1995-08-08 Nokia Mobile Phones Ltd. Double dwell maximum likelihood acquisition system with continuous decision making for CDMA and direct spread spectrum system
US5615232A (en) 1993-11-24 1997-03-25 Novatel Communications Ltd. Method of estimating a line of sight signal propagation time using a reduced-multipath correlation function
JPH07154297A (ja) 1993-11-30 1995-06-16 Fuji Xerox Co Ltd スペクトル拡散伝送装置
US5422909A (en) 1993-11-30 1995-06-06 Motorola, Inc. Method and apparatus for multi-phase component downconversion
KR960003102B1 (ko) * 1993-12-01 1996-03-04 재단법인 한국전자통신연구소 씨.디.엠.에이(cdma) 이동통신 기지국 변조장치의 채널 변조회로 및 그를 이용한 변조장치
IT1261365B (it) * 1993-12-02 1996-05-20 Cselt Centro Studi Lab Telecom Procedimento e dispositivo per il controllo di potenza nella tratta stazione base-mezzo mobile di un sistema radiomobile con accesso a divisione di codice
US5418813A (en) * 1993-12-06 1995-05-23 Motorola, Inc. Method and apparatus for creating a composite waveform
JP3158821B2 (ja) 1993-12-14 2001-04-23 株式会社日立製作所 Cdma移動通信システムおよび装置
US5406629A (en) 1993-12-20 1995-04-11 Motorola, Inc. Apparatus and method for digitally processing signals in a radio frequency communication system
JP2689890B2 (ja) * 1993-12-30 1997-12-10 日本電気株式会社 スペクトラム拡散受信機
JP2655068B2 (ja) * 1993-12-30 1997-09-17 日本電気株式会社 スペクトラム拡散受信機
JP2605615B2 (ja) * 1993-12-30 1997-04-30 日本電気株式会社 スペクトラム拡散受信機
FI94579C (fi) 1994-01-12 1995-09-25 Nokia Mobile Phones Ltd Tiedonsiirtomenetelmä
USD356560S (en) * 1994-01-14 1995-03-21 Qualcomm Incorporated Portable phone
JP2992670B2 (ja) 1994-01-31 1999-12-20 松下電器産業株式会社 移動体通信装置
US5469471A (en) 1994-02-01 1995-11-21 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for providing a communication link quality indication
US5465269A (en) 1994-02-02 1995-11-07 Motorola, Inc. Method and apparatus for encoding and decoding a supplementary signal
US5452339A (en) 1994-02-09 1995-09-19 Harris Corporation Local/remote modification of electronically alterable operating system firmware resident in redundant flash memory of remote unit for testing/conditioning subscriber line circuits
ZA95797B (en) 1994-02-14 1996-06-20 Qualcomm Inc Dynamic sectorization in a spread spectrum communication system
JPH07226709A (ja) 1994-02-14 1995-08-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線通信システム
US5802110A (en) 1994-02-16 1998-09-01 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Wireless mobile system
JPH07235913A (ja) 1994-02-23 1995-09-05 Sony Corp スペクトラム拡散通信装置及び信号強度検出装置
EP0700612A4 (de) 1994-02-25 1998-09-30 Motorola Inc Verfahren und vorrichtung zum zeitgemultiplexten gebrauch von spreizcodes in einem nachrichtenübertragungssystem
FI97929C (fi) 1994-02-25 1997-03-10 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä eri prioriteetin omaavien puheluiden lähettämiseksi solukkoradioverkossa
US5483549A (en) 1994-03-04 1996-01-09 Stanford Telecommunications, Inc. Receiver having for charge-coupled-device based receiver signal processing
US5491837A (en) * 1994-03-07 1996-02-13 Ericsson Inc. Method and system for channel allocation using power control and mobile-assisted handover measurements
FI941221A (fi) 1994-03-15 1995-09-16 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä matkaviestinjärjestelmän radiopuhelimen tehonkulutuksen pienentämiseksi ja matkaviestin
JP2856064B2 (ja) 1994-03-30 1999-02-10 日本電気株式会社 ディジタルフィルタ
US5497395A (en) 1994-04-04 1996-03-05 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for modulating signal waveforms in a CDMA communication system
JPH07297776A (ja) 1994-04-22 1995-11-10 Oki Electric Ind Co Ltd 通信システム
JP2904335B2 (ja) 1994-04-27 1999-06-14 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 送信電力制御方法および移動局装置
US6018528A (en) 1994-04-28 2000-01-25 At&T Corp System and method for optimizing spectral efficiency using time-frequency-code slicing
US5751739A (en) 1994-04-29 1998-05-12 Lucent Technologies, Inc. Methods of and devices for enhancing communications that use spread spectrum technology
US5544156A (en) * 1994-04-29 1996-08-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Direct sequence CDMA coherent uplink detector
US5535278A (en) * 1994-05-02 1996-07-09 Magnavox Electronic Systems Company Global positioning system (GPS) receiver for recovery and tracking of signals modulated with P-code
FI96468C (fi) 1994-05-11 1996-06-25 Nokia Mobile Phones Ltd Liikkuvan radioaseman kanavanvaihdon ohjaaminen ja lähetystehon säätäminen radiotietoliikennejärjestelmässä
JP2974274B2 (ja) 1994-05-12 1999-11-10 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 送信電力制御方法および送信電力制御装置
JP2993554B2 (ja) * 1994-05-12 1999-12-20 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 送信電力制御法および前記送信電力制御法を用いた通信装置
JP2980156B2 (ja) * 1994-05-12 1999-11-22 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 送信電力制御方法および該制御方法を用いたスペクトル拡散通信装置
US5442625A (en) * 1994-05-13 1995-08-15 At&T Ipm Corp Code division multiple access system providing variable data rate access to a user
JP2877248B2 (ja) 1994-05-20 1999-03-31 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 Cdmaシステムにおける送信電力制御方法および装置
FI99182C (fi) 1994-05-26 1997-10-10 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä tukiaseman yleislähetyskanavan kuuluvuuden parantamiseksi, sekä solukkoradiojärjestelmä
JP3198011B2 (ja) 1994-06-07 2001-08-13 株式会社リコー 無線伝送システム
US5537397A (en) 1994-06-07 1996-07-16 Aloha Networks, Inc. Spread aloha CDMA data communications
US5551057A (en) 1994-06-08 1996-08-27 Lucent Technologies Inc. Cellular mobile radio system power control
JPH07336323A (ja) 1994-06-10 1995-12-22 Oki Electric Ind Co Ltd 符号分割多元接続装置
FI111580B (fi) 1994-06-13 2003-08-15 Nokia Corp Tehonsäätömenetelmä ja -järjestely handoverin yhteydessä matkaviestinjärjestelmässä
US5511067A (en) 1994-06-17 1996-04-23 Qualcomm Incorporated Layered channel element in a base station modem for a CDMA cellular communication system
US5521938A (en) 1994-07-01 1996-05-28 Motorola, Inc. Apparatus for performing frequency conversion in a communication system
FI943249A (fi) 1994-07-07 1996-01-08 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä vastaanottimen ohjaamiseksi ja vastaanotin
US5603096A (en) 1994-07-11 1997-02-11 Qualcomm Incorporated Reverse link, closed loop power control in a code division multiple access system
ZA955600B (en) 1994-07-13 1996-04-02 Qualcomm Inc System and method for simulating interference received by subscriber units in a spread spectrum communication network
ZA955605B (en) 1994-07-13 1996-04-10 Qualcomm Inc System and method for simulating user interference received by subscriber units in a spread spectrum communication network
US5987014A (en) 1994-07-14 1999-11-16 Stanford Telecommunications, Inc. Multipath resistant, orthogonal code-division multiple access system
CA2153516C (en) 1994-07-20 1999-06-01 Yasuo Ohgoshi Mobile station for cdma mobile communication system and detection method of the same
US5548812A (en) 1994-07-21 1996-08-20 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for balancing the forward link handoff boundary to the reverse link handoff boundary in a cellular communication system
US5604730A (en) 1994-07-25 1997-02-18 Qualcomm Incorporated Remote transmitter power control in a contention based multiple access system
US5822318A (en) 1994-07-29 1998-10-13 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for controlling power in a variable rate communication system
US5499236A (en) 1994-08-16 1996-03-12 Unisys Corporation Synchronous multipoint-to-point CDMA communication system
US5614914A (en) 1994-09-06 1997-03-25 Interdigital Technology Corporation Wireless telephone distribution system with time and space diversity transmission for determining receiver location
US5548616A (en) 1994-09-09 1996-08-20 Nokia Mobile Phones Ltd. Spread spectrum radiotelephone having adaptive transmitter gain control
US5610940A (en) * 1994-09-09 1997-03-11 Omnipoint Corporation Method and apparatus for noncoherent reception and correlation of a continous phase modulated signal
US5566201A (en) 1994-09-27 1996-10-15 Nokia Mobile Phones Ltd. Digital AGC for a CDMA radiotelephone
FI96558C (fi) 1994-09-27 1996-07-10 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä datasiirtoa varten TDMA-matkaviestinjärjestelmässä sekä menetelmän toteuttava matkaviestinjärjestelmä
US5621723A (en) * 1994-09-27 1997-04-15 Gte Laboratories Incorporated Power control in a CDMA network
US5758266A (en) 1994-09-30 1998-05-26 Qualcomm Incorporated Multiple frequency communication device
US5528593A (en) 1994-09-30 1996-06-18 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for controlling power in a variable rate communication system
US5724385A (en) 1994-09-30 1998-03-03 Qualcomm Incorporated Serial linked interconnect for summation of multiple waveforms on a common channel
US5710768A (en) * 1994-09-30 1998-01-20 Qualcomm Incorporated Method of searching for a bursty signal
US5659573A (en) 1994-10-04 1997-08-19 Motorola, Inc. Method and apparatus for coherent reception in a spread-spectrum receiver
US5619524A (en) 1994-10-04 1997-04-08 Motorola, Inc. Method and apparatus for coherent communication reception in a spread-spectrum communication system
US5822359A (en) 1994-10-17 1998-10-13 Motorola, Inc. Coherent random access channel in a spread-spectrum communication system and method
US5873028A (en) 1994-10-24 1999-02-16 Ntt Mobile Communications Network Inc. Transmission power control apparatus and method in a mobile communication system
JP2982856B2 (ja) 1994-10-26 1999-11-29 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 送信電力制御法および前記送信電力制御法を用いた通信装置
US5561669A (en) 1994-10-26 1996-10-01 Cisco Systems, Inc. Computer network switching system with expandable number of ports
JPH08122474A (ja) 1994-10-28 1996-05-17 Toshiba Corp 燃料スペーサおよび燃料集合体
US5649292A (en) 1994-10-31 1997-07-15 Airnet Communications Corporation Obtaining improved frequency reuse in wireless communication systems
US5585850A (en) 1994-10-31 1996-12-17 Schwaller; John Adaptive distribution system for transmitting wideband video data over narrowband multichannel wireless communication system
JP2596392B2 (ja) 1994-11-16 1997-04-02 日本電気株式会社 データレート検出器
US5717713A (en) * 1994-11-18 1998-02-10 Stanford Telecommunications, Inc. Technique to permit rapid acquisition and alert channel signalling for base station-to-user link of an orthogonal CDMA (OCDMA) communication system
US5577022A (en) 1994-11-22 1996-11-19 Qualcomm Incorporated Pilot signal searching technique for a cellular communications system
KR970011690B1 (ko) * 1994-11-22 1997-07-14 삼성전자 주식회사 파일럿트 채널을 이용한 대역확산 통신시스템의 데이타 송신기 및 수신기
US5727033A (en) 1994-11-30 1998-03-10 Lucent Technologies Inc. Symbol error based power control for mobile telecommunication system
JPH08163085A (ja) * 1994-12-02 1996-06-21 Toshiba Corp 情報通信装置
JP2655108B2 (ja) 1994-12-12 1997-09-17 日本電気株式会社 Cdma送受信装置
JPH08166480A (ja) 1994-12-14 1996-06-25 Toshiba Corp 燃料集合体
US5654955A (en) 1994-12-15 1997-08-05 Stanford Telecommunications, Inc. Network entry channel for CDMA systems
US5722063A (en) * 1994-12-16 1998-02-24 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for increasing receiver immunity to interference
US5602833A (en) * 1994-12-19 1997-02-11 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for using Walsh shift keying in a spread spectrum communication system
US5627834A (en) 1994-12-19 1997-05-06 Electronics And Telecommunications Research Institute Code division multiple access (CDMA) automatic call simulator
US5592470A (en) 1994-12-21 1997-01-07 At&T Broadband wireless system and network architecture providing broadband/narrowband service with optimal static and dynamic bandwidth/channel allocation
JP2605648B2 (ja) 1994-12-22 1997-04-30 日本電気株式会社 Ss受信機における逆拡散符号位相検出装置
US5559788A (en) 1994-12-29 1996-09-24 Unisys Corporation Multiple channel quadrature communication system and method
US6035197A (en) 1994-12-29 2000-03-07 Cellco Partnership Method and system for providing a handoff from a CDMA cellular telephone system
US5691974A (en) 1995-01-04 1997-11-25 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for using full spectrum transmitted power in a spread spectrum communication system for tracking individual recipient phase, time and energy
US5574747A (en) * 1995-01-04 1996-11-12 Interdigital Technology Corporation Spread spectrum adaptive power control system and method
EP0750408B1 (de) 1995-01-05 2005-06-15 NTT DoCoMo, Inc. Vorrichtung und verfahren zur kohärenten verfolgung eines signals zur verwendung in einem cdma empfänger
US5621416A (en) * 1995-02-02 1997-04-15 Trimble Navigation Limited Optimized processing of signals for enhanced cross-correlation in a satellite positioning system receiver
US5541606A (en) * 1995-02-02 1996-07-30 Trimble Navigation Limited W-code enhanced cross correlation satellite positioning system receiver
US5638361A (en) 1995-02-08 1997-06-10 Stanford Telecommunications, Inc. Frequency hopped return link with net entry channel for a satellite personal communications system
US5623485A (en) 1995-02-21 1997-04-22 Lucent Technologies Inc. Dual mode code division multiple access communication system and method
US5563912A (en) 1995-02-27 1996-10-08 Nec Corporation High efficiency speech coding apparatus and transit switching system employing the same
JPH08316897A (ja) * 1995-03-13 1996-11-29 Hitachi Ltd 衛星通信システム及び方法
US5918155A (en) 1995-03-13 1999-06-29 Hitachi, Ltd. Satellite communication system and method thereof
US5568507A (en) 1995-03-20 1996-10-22 General Electric Company Geometric harmonic modulation (GHM) - analog implementation
US5634195A (en) 1995-03-27 1997-05-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson System and method for setting of output power parameters in a cellular mobile telecommunication system
US5594718A (en) 1995-03-30 1997-01-14 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for providing mobile unit assisted hard handoff from a CDMA communication system to an alternative access communication system
TW347616B (en) 1995-03-31 1998-12-11 Qualcomm Inc Method and apparatus for performing fast power control in a mobile communication system a method and apparatus for controlling transmission power in a mobile communication system is disclosed.
US6137840A (en) 1995-03-31 2000-10-24 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for performing fast power control in a mobile communication system
US6977967B1 (en) 1995-03-31 2005-12-20 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for performing fast power control in a mobile communication system
JPH08272722A (ja) 1995-04-03 1996-10-18 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 通信サービス管理装置
US5627835A (en) * 1995-04-04 1997-05-06 Oki Telecom Artificial window size interrupt reduction system for CDMA receiver
JPH08288881A (ja) 1995-04-14 1996-11-01 Hitachi Ltd 自動利得制御方式
US5875400A (en) 1995-04-18 1999-02-23 Northern Telecom Limited Cellular mobile communications system
US5757767A (en) 1995-04-18 1998-05-26 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for joint transmission of multiple data signals in spread spectrum communication systems
US5732328A (en) 1995-04-25 1998-03-24 Lucent Technologies Inc. Method for power control in wireless networks for communicating multiple information classes
US5883899A (en) 1995-05-01 1999-03-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Code-rate increased compressed mode DS-CDMA systems and methods
US5896368A (en) 1995-05-01 1999-04-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Multi-code compressed mode DS-CDMA systems and methods
US5781541A (en) 1995-05-03 1998-07-14 Bell Atlantic Network Services, Inc. CDMA system having time-distributed transmission paths for multipath reception
US5689815A (en) 1995-05-04 1997-11-18 Oki Telecom, Inc. Saturation prevention system for radio telephone with open and closed loop power control systems
US5508708A (en) * 1995-05-08 1996-04-16 Motorola, Inc. Method and apparatus for location finding in a CDMA system
JPH08307320A (ja) 1995-05-11 1996-11-22 Oki Electric Ind Co Ltd 無線通信装置
US5673259A (en) 1995-05-17 1997-09-30 Qualcomm Incorporated Random access communications channel for data services
US5627855A (en) * 1995-05-25 1997-05-06 Golden Bridge Technology, Inc. Programmable two-part matched filter for spread spectrum
JP2661591B2 (ja) 1995-05-26 1997-10-08 日本電気株式会社 移動体通信システムにおける信号伝送方法
US6324208B1 (en) 1995-06-02 2001-11-27 Airspan Networks, Inc. Apparatus and method of controlling transmitting power in a subscriber of a wireless telecommunications system
GB2301737A (en) 1995-06-02 1996-12-11 Dsc Communications Method of Transmitting Information in a Wireless Telecommunications System
GB2301746B (en) 1995-06-02 1999-09-08 Dsc Communications Remote control of wireless telecommunications systems
GB2301747A (en) 1995-06-02 1996-12-11 Dsc Communications Remotely programmable subscriber terminal in a wireless telecommunications system
US5959980A (en) 1995-06-05 1999-09-28 Omnipoint Corporation Timing adjustment control for efficient time division duplex communication
US5802046A (en) 1995-06-05 1998-09-01 Omnipoint Corporation Efficient time division duplex communication system with interleaved format and timing adjustment control
US5745484A (en) 1995-06-05 1998-04-28 Omnipoint Corporation Efficient communication system using time division multiplexing and timing adjustment control
US5689502A (en) 1995-06-05 1997-11-18 Omnipoint Corporation Efficient frequency division duplex communication system with interleaved format and timing adjustment control
US5592481A (en) 1995-06-06 1997-01-07 Globalstar L.P. Multiple satellite repeater capacity loading with multiple spread spectrum gateway antennas
US5664006A (en) 1995-06-07 1997-09-02 Globalstar L.P. Method for accounting for user terminal connection to a satellite communications system
JP2728034B2 (ja) 1995-06-15 1998-03-18 日本電気株式会社 スペクトラム拡散信号受信装置
US5764687A (en) 1995-06-20 1998-06-09 Qualcomm Incorporated Mobile demodulator architecture for a spread spectrum multiple access communication system
US5784406A (en) 1995-06-29 1998-07-21 Qualcom Incorporated Method and apparatus for objectively characterizing communications link quality
US5841768A (en) * 1996-06-27 1998-11-24 Interdigital Technology Corporation Method of controlling initial power ramp-up in CDMA systems by using short codes
US6487190B1 (en) 1996-06-27 2002-11-26 Interdigital Technology Corporation Efficient multichannel filtering for CDMA modems
US6049535A (en) 1996-06-27 2000-04-11 Interdigital Technology Corporation Code division multiple access (CDMA) communication system
US6940840B2 (en) 1995-06-30 2005-09-06 Interdigital Technology Corporation Apparatus for adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
DE19523851A1 (de) * 1995-06-30 1997-01-02 Basf Ag Verfahren zur Herstellung von Mischungen aus Diphenylmethan-diisocyanaten und Polyphenyl-polymethylen-polyisocyanaten mit einer verminderten Iodfarbzahl und einem reduzierten Chlorgehalt
US6816473B2 (en) 1995-06-30 2004-11-09 Interdigital Technology Corporation Method for adaptive forward power control for spread-spectrum communications
US5953346A (en) 1996-06-27 1999-09-14 Interdigital Technology Corporation CDMA communication system which selectively suppresses data transmissions during establishment of a communication channel
US7072380B2 (en) 1995-06-30 2006-07-04 Interdigital Technology Corporation Apparatus for initial power control for spread-spectrum communications
US6697350B2 (en) * 1995-06-30 2004-02-24 Interdigital Technology Corporation Adaptive vector correlator for spread-spectrum communications
US6788662B2 (en) 1995-06-30 2004-09-07 Interdigital Technology Corporation Method for adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
US5940382A (en) 1996-06-27 1999-08-17 Interdigital Technology Corporation Virtual locating of a fixed subscriber unit to reduce re-acquisition time
JP2718398B2 (ja) 1995-06-30 1998-02-25 日本電気株式会社 Cdma基地局送信装置
US7123600B2 (en) 1995-06-30 2006-10-17 Interdigital Technology Corporation Initial power control for spread-spectrum communications
US6801516B1 (en) 1995-06-30 2004-10-05 Interdigital Technology Corporation Spread-spectrum system for assigning information signals having different data rates
US5754803A (en) 1996-06-27 1998-05-19 Interdigital Technology Corporation Parallel packetized intermodule arbitrated high speed control and data bus
US7020111B2 (en) 1996-06-27 2006-03-28 Interdigital Technology Corporation System for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications
USRE38523E1 (en) 1995-06-30 2004-06-01 Interdigital Technology Corporation Spreading code sequence acquisition system and method that allows fast acquisition in code division multiple access (CDMA) systems
US5629934A (en) 1995-06-30 1997-05-13 Motorola, Inc. Power control for CDMA communication systems
US6885652B1 (en) 1995-06-30 2005-04-26 Interdigital Technology Corporation Code division multiple access (CDMA) communication system
US7929498B2 (en) 1995-06-30 2011-04-19 Interdigital Technology Corporation Adaptive forward power control and adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
ZA965340B (en) * 1995-06-30 1997-01-27 Interdigital Tech Corp Code division multiple access (cdma) communication system
JP3483991B2 (ja) 1995-07-27 2004-01-06 沖電気工業株式会社 符号分割多重アクセス通信用拡散符号発生器、符号分割多重アクセス通信システム及び符号分割多重アクセス通信用拡散符号発生方法
JPH0946174A (ja) 1995-07-31 1997-02-14 Sharp Corp フィルタ回路
FI98674C (fi) 1995-08-18 1997-07-25 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä lähetystehon säätämiseksi yhteydenmuodostuksen aikana sekä solukkoradiojärjestelmä
US6356555B1 (en) * 1995-08-25 2002-03-12 Terayon Communications Systems, Inc. Apparatus and method for digital data transmission using orthogonal codes
US5978413A (en) 1995-08-28 1999-11-02 Bender; Paul E. Method and system for processing a plurality of multiple access transmissions
US6108364A (en) 1995-08-31 2000-08-22 Qualcomm Incorporated Time division duplex repeater for use in a CDMA system
JP2762965B2 (ja) * 1995-09-04 1998-06-11 日本電気株式会社 基地局送信電力制御方式
US5715526A (en) * 1995-09-08 1998-02-03 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for controlling transmission power in a cellular communications system
US5719898A (en) 1995-09-29 1998-02-17 Golden Bridge Technology, Inc. Fuzzy-logic spread-spectrum adaptive power control
US5710758A (en) * 1995-09-29 1998-01-20 Qualcomm Incorporated Wireless network planning tool
US5872810A (en) 1996-01-26 1999-02-16 Imec Co. Programmable modem apparatus for transmitting and receiving digital data, design method and use method for said modem
US5734646A (en) 1995-10-05 1998-03-31 Lucent Technologies Inc. Code division multiple access system providing load and interference based demand assignment service to users
US5903552A (en) 1995-10-18 1999-05-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Discriminating between channels in wireless communication systems
US6035369A (en) * 1995-10-19 2000-03-07 Rambus Inc. Method and apparatus for providing a memory with write enable information
US6212566B1 (en) 1996-01-26 2001-04-03 Imec Interprocess communication protocol system modem
JP2723094B2 (ja) * 1995-11-07 1998-03-09 日本電気株式会社 Cdma受信装置
US5930706A (en) 1995-11-29 1999-07-27 Ericsson Inc. Detecting messages transmitted over a communications channel such as a paging channel
KR100399014B1 (ko) * 1995-12-26 2004-02-11 삼성탈레스 주식회사 이동무선시스템에서자동전력제어방법
US5822310A (en) 1995-12-27 1998-10-13 Ericsson Inc. High power short message service using broadcast control channel
JP3274337B2 (ja) * 1995-12-27 2002-04-15 株式会社東芝 Cdmaセルラ無線システム
KR100212053B1 (ko) * 1995-12-30 1999-08-02 윤종용 기지국 송출전력 자동 제어 장치 및 방법
US6575368B1 (en) 1996-01-31 2003-06-10 Psc Scanning, Inc. Multiple aperture data reader for multi-mode operation
US5722051A (en) * 1996-02-13 1998-02-24 Lucent Technologies Inc. Adaptive power control and coding scheme for mobile radio systems
US5828947A (en) 1996-02-13 1998-10-27 Alcatel Espace Method of power regulation in a satellite telecommunication network with at least two satellites in view
US5724236A (en) 1996-03-05 1998-03-03 Motorola, Inc. Power converter transformer having an auxilliary winding and electrostatic shield to suppress noise
US5884187A (en) * 1996-03-13 1999-03-16 Ziv; Noam A. Method and apparatus for providing centralized power control administration for a set of base stations
US5751763A (en) 1996-03-15 1998-05-12 Motorola, Inc. Method and apparatus for power control in a communication system
US5745520A (en) 1996-03-15 1998-04-28 Motorola, Inc. Method and apparatus for power control in a spread spectrum communication system using threshold step-down size adjustment
US5809020A (en) 1996-03-18 1998-09-15 Motorola, Inc. Method for adaptively adjusting weighting coefficients in a cDMA radio receiver
US5721757A (en) * 1996-03-20 1998-02-24 Lucent Technologies Inc. Automatic gain control loop
US5737327A (en) 1996-03-29 1998-04-07 Motorola, Inc. Method and apparatus for demodulation and power control bit detection in a spread spectrum communication system
US5805994A (en) 1996-04-03 1998-09-08 Motorola, Inc. Method for transmit power control in a communication system
US5745480A (en) 1996-04-03 1998-04-28 Adicom Wireless, Inc. Multi-rate wireless communications system
US5842113A (en) 1996-04-10 1998-11-24 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for controlling power in a forward link of a CDMA telecommunications system
US5924015A (en) 1996-04-30 1999-07-13 Trw Inc Power control method and apparatus for satellite based telecommunications system
JP3352593B2 (ja) * 1996-05-22 2002-12-03 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 移動通信システムおよび移動通信システムにおけるソフトハンドオーバ中送信電力制御方法
US5930230A (en) 1996-05-28 1999-07-27 Qualcomm Incorporated High data rate CDMA wireless communication system
US5926500A (en) 1996-05-28 1999-07-20 Qualcomm Incorporated Reduced peak-to-average transmit power high data rate CDMA wireless communication system
US6396804B2 (en) 1996-05-28 2002-05-28 Qualcomm Incorporated High data rate CDMA wireless communication system
US6678311B2 (en) 1996-05-28 2004-01-13 Qualcomm Incorporated High data CDMA wireless communication system using variable sized channel codes
JP2785804B2 (ja) 1996-05-30 1998-08-13 日本電気株式会社 移動通信システム
US5909434A (en) 1996-05-31 1999-06-01 Qualcomm Incorporated Bright and burst mode signaling data transmission in an adjustable rate wireless communication system
US5881368A (en) 1996-06-06 1999-03-09 Qualcomm Incorporated Method and apparatus of power control in a CDMA dispatch system
US5884196A (en) * 1996-06-06 1999-03-16 Qualcomm Incorporated Method and apparatus of preserving power of a remote unit in a dispatch system
US5828662A (en) 1996-06-19 1998-10-27 Northern Telecom Limited Medium access control scheme for data transmission on code division multiple access (CDMA) wireless systems
US5771461A (en) 1996-06-28 1998-06-23 Motorola, Inc. Method and apparatus for power control of a first channel based on a signal quality of a second channel
US5737326A (en) 1996-07-12 1998-04-07 Lucent Technologies Inc. Multi-code code division multiple access receiver
US5966403A (en) * 1996-07-19 1999-10-12 Trimble Navigation Limited Code multipath error estimation using weighted correlations
JP2800797B2 (ja) 1996-08-12 1998-09-21 日本電気株式会社 スペクトル拡散通信方式
US5884198A (en) * 1996-08-16 1999-03-16 Ericsson, Inc. Body conformal portable radio and method of constructing the same
US5870378A (en) 1996-08-20 1999-02-09 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus of a multi-code code division multiple access receiver having a shared accumulator circuits
US5881056A (en) 1996-08-20 1999-03-09 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus of a multi-code code division multiple access receiver having shared accumulator circuits
JPH1066156A (ja) 1996-08-23 1998-03-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd モード対応型電話機
US5784366A (en) 1996-08-27 1998-07-21 Transsky Corp. Wideband code-division-multiple access system and method
JPH1079701A (ja) * 1996-09-03 1998-03-24 Fujitsu Ltd 移動通信端末及びその送信電力制御方式
US5893035A (en) 1996-09-16 1999-04-06 Qualcomm Incorporated Centralized forward link power control
CA2185847A1 (en) * 1996-09-18 1998-03-19 Jean-Paul Chaib Method and apparatus for encoding and decoding digital signals
US6463295B1 (en) 1996-10-11 2002-10-08 Arraycomm, Inc. Power control with signal quality estimation for smart antenna communication systems
US5926501A (en) * 1996-12-12 1999-07-20 Motorola, Inc. Method and apparatus for dynamic channel configuration
GB2320648A (en) * 1996-12-20 1998-06-24 Dsc Telecom Lp Controlling interference in a cell of a wireless telecommunications system
US5715536A (en) * 1996-12-26 1998-02-10 Banks; David L. Static electricity dissipation garment
JP3421210B2 (ja) 1997-01-16 2003-06-30 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ Cdma移動通信システムにおける信号伝送方法及び信号送信装置
US5933781A (en) 1997-01-31 1999-08-03 Qualcomm Incorporated Pilot based, reversed channel power control
US5883889A (en) 1997-02-06 1999-03-16 Northern Telecom Limited Directional pseudonoise offset assignment in a CDMA cellular radiotelephone system
US6347083B1 (en) * 1997-02-24 2002-02-12 Oki Electric Industry Co., Ltd. Transmission power control apparatus for a CDMA system
US6240083B1 (en) 1997-02-25 2001-05-29 Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson Multiple access communication network with combined contention and reservation mode access
US6078568A (en) 1997-02-25 2000-06-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Multiple access communication network with dynamic access control
JP3294525B2 (ja) 1997-03-11 2002-06-24 株式会社日立テレコムテクノロジー 動的帯域割付方式
US6396867B1 (en) 1997-04-25 2002-05-28 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for forward link power control
US6173162B1 (en) 1997-06-16 2001-01-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Multiple code channel power control in a radio communication system
US6137789A (en) * 1997-06-26 2000-10-24 Nokia Mobile Phones Limited Mobile station employing selective discontinuous transmission for high speed data services in CDMA multi-channel reverse link configuration
JP3499719B2 (ja) 1997-06-30 2004-02-23 株式会社東芝 分離アクセス方式による監視システム
US6590889B1 (en) 1997-08-11 2003-07-08 Gte Internetworking Incorporated Data communications system and hybrid time-code multiplexing method
US20020051434A1 (en) 1997-10-23 2002-05-02 Ozluturk Fatih M. Method for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications
US7184426B2 (en) 2002-12-12 2007-02-27 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for burst pilot for a time division multiplex system
KR100369602B1 (ko) * 1997-11-03 2003-04-11 삼성전자 주식회사 부호분할다중접속방식이동통신시스템의전력제어비트삽입방법
US6708041B1 (en) * 1997-12-15 2004-03-16 Telefonaktiebolaget Lm (Publ) Base station transmit power control in a CDMA cellular telephone system
AU2452399A (en) * 1998-01-07 1999-07-26 George B. Diamond Resealable easy open closure and can
US6038577A (en) * 1998-01-09 2000-03-14 Dspc Israel Ltd. Efficient way to produce a delayed version of a maximum length sequence using a division circuit
US7430257B1 (en) 1998-02-12 2008-09-30 Lot 41 Acquisition Foundation, Llc Multicarrier sub-layer for direct sequence channel and multiple-access coding
JP3381794B2 (ja) 1998-02-14 2003-03-04 サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド 専用制御チャネルを備える移動通信システムのデータ通信装置及び方法
US6212399B1 (en) 1998-03-06 2001-04-03 Lucent Technologies, Inc. Method and apparatus for controlling the power radiated by a wireless terminal in a telecommunications system based on a variable step size
US6292519B1 (en) 1998-03-11 2001-09-18 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Correction of signal-to-interference ratio measurements
DE69930239D1 (de) 1998-03-26 2006-05-04 Samsung Electronics Co Ltd Gerät und Verfahren zur Leistungskontrolle Orthogonaler Kanäle und Quasi-Orthogonaler Kanäle in einem CDMA Kommunikationssystem
KR100338662B1 (ko) 1998-03-31 2002-07-18 윤종용 부호분할다중접속통신시스템의채널통신장치및방법
US6434124B1 (en) 1998-03-31 2002-08-13 Lucent Technologies Inc. Adaptive symbol error count based technique for CDMA reverse link outer loop power control
JP3429674B2 (ja) * 1998-04-28 2003-07-22 沖電気工業株式会社 多重通信システム
US6085237A (en) 1998-05-01 2000-07-04 Cisco Technology, Inc. User-friendly interface for setting expressions on an SNMP agent
JP3286247B2 (ja) 1998-05-08 2002-05-27 松下電器産業株式会社 無線通信システム
JP2000022170A (ja) 1998-06-29 2000-01-21 Murata Mfg Co Ltd 電子部品およびその製造方法
US6463089B1 (en) 1998-08-19 2002-10-08 Interair Wireless, Inc. Hybrid spread spectrum method and system for wirelessly transmitting and receiving wideband digital data
KR100339034B1 (ko) 1998-08-25 2002-10-11 삼성전자 주식회사 부호분할다중접속통신시스템의제어유지상태에서역방향폐루프전력제어장치및방법
US6396817B2 (en) 1998-08-31 2002-05-28 Qualcomm Incorporated Signal splitting method for limiting peak power in a CDMA system
SG84514A1 (en) 1998-08-31 2001-11-20 Oki Techno Ct Singapore Pte Receiving device and channel estimator for use in a cdma communication system
FI106897B (fi) 1998-09-14 2001-04-30 Nokia Networks Oy RAKE-vastaanotin
US6847821B1 (en) * 1998-09-14 2005-01-25 Nortel Networks Limited Method and system in a wireless communications network for the simultaneous transmission of both voice and non-voice data over a single radio frequency channel
US6289040B1 (en) * 1998-09-16 2001-09-11 Infineon Technologies Development Center Tel Aviv Ltd. Hierarchical delay lock loop code tracking system
KR100290676B1 (ko) 1998-09-21 2001-07-12 윤종용 광대역코드분할다중접속시스템을위한변조신호발생장치
EP0993128A1 (de) 1998-10-05 2000-04-12 Motorola, Inc. Leistungsregelung in Kommunikationssystemen
US6141374A (en) 1998-10-14 2000-10-31 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for generating multiple matched-filter PN vectors in a CDMA demodulator
EP1125369B1 (de) 1998-10-27 2004-03-24 Roke Manor Research Limited Verfahren und apparat zur verbesserten signalrückgewinnung in cdma-systemen
KR100274550B1 (ko) 1998-10-29 2000-12-15 윤종용 고속 이더넷의 충돌 방지 장치 및 그 방법
US6088399A (en) 1998-11-24 2000-07-11 Motorola, Inc. Multi-mode transmitter and receiver
US6512925B1 (en) 1998-12-03 2003-01-28 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for controlling transmission power while in soft handoff
KR100315670B1 (ko) 1998-12-07 2001-11-29 윤종용 부호분할다중접속 통신시스템의 단속 송신장치 및 방법
US6766143B1 (en) 1999-01-25 2004-07-20 Robert W. Beckwith Expanded capabilities for wireless two-way packet communications for intelligent electronic devices (IEDs)
US6625200B1 (en) * 1999-01-25 2003-09-23 Ericsson Inc. Multi-stage CDMA synchronization with parallel execution
US6788685B1 (en) * 1999-01-28 2004-09-07 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for controlling transmission power in a CDMA communication system
KR100651457B1 (ko) 1999-02-13 2006-11-28 삼성전자주식회사 부호분할다중접속 이동통신시스템의 불연속 전송모드에서 연속적인 외부순환 전력제어장치 및 방법
US6351486B1 (en) * 1999-05-25 2002-02-26 Conexant Systems, Inc. Accelerated selection of a base station in a wireless communication system
US6397070B1 (en) 1999-07-21 2002-05-28 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for estimating reverse link loading in a wireless communication system
SE516225C2 (sv) 1999-09-17 2001-12-03 Ericsson Telefon Ab L M Ett förfarande för effektkontroll och ett radiosystem
US6587447B1 (en) 1999-09-29 2003-07-01 Nortel Networks Limited Method and system for performing outer loop power control in discontinuous transmission mode
US6563810B1 (en) 1999-09-30 2003-05-13 Qualcomm Incorporated Closed loop resource allocation
US6519461B1 (en) 1999-10-29 2003-02-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Channel-type switching from a common channel to a dedicated channel based on common channel load
US6549565B1 (en) 1999-12-07 2003-04-15 Lucent Technologies Inc. Code division multiple access system and method of operation with improved signal acquisition and processing
JP2001166841A (ja) 1999-12-13 2001-06-22 Delta Kogyo Co Ltd 操作レバー
AU2001225416A1 (en) 2000-01-20 2001-07-31 Nortel Networks Limited Adaptive frame structures for hybrid cdma/tdma system
US6907020B2 (en) 2000-01-20 2005-06-14 Nortel Networks Limited Frame structures supporting voice or streaming communications with high speed data communications in wireless access networks
JP2001320326A (ja) 2000-03-03 2001-11-16 Sony Corp 通信システム、通信方法及び通信装置
US6396897B1 (en) 2000-04-18 2002-05-28 Ge Medical Systems Global Technology Company, Llc Method and apparatus for selecting retrospective reconstruction parameters
US6853675B1 (en) * 2000-08-10 2005-02-08 Umbrella Capital, Llc Methods and systems for optimizing signal transmission power levels in a spread spectrum communication system
CN1394394A (zh) 2000-10-20 2003-01-29 三星电子株式会社 在移动通信系统中确定分组数据的数据速率的设备和方法
KR100877447B1 (ko) 2000-10-24 2009-01-07 노오텔 네트웍스 리미티드 공유 채널 구조, arq 시스템 및 방법
JP4110734B2 (ja) * 2000-11-27 2008-07-02 沖電気工業株式会社 音声パケット通信の品質制御装置
US6850499B2 (en) 2001-01-05 2005-02-01 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for forward power control in a communication system
US6975672B2 (en) 2001-01-08 2005-12-13 Ericsson Inc. Apparatus and methods for intersymbol interference compensation in spread spectrum communications
US6977915B2 (en) * 2001-01-30 2005-12-20 Nortel Networks Limited Method and system for controlling device transmit power in a wireless communication network
GB2399998B (en) 2001-02-01 2005-04-13 Fujitsu Ltd Communications systems
JP3543959B2 (ja) 2001-02-16 2004-07-21 日本電気株式会社 基地局
US6763244B2 (en) 2001-03-15 2004-07-13 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for adjusting power control setpoint in a wireless communication system
US6973579B2 (en) 2002-05-07 2005-12-06 Interdigital Technology Corporation Generation of user equipment identification specific scrambling code for the high speed shared control channel
US6760321B2 (en) 2002-10-21 2004-07-06 Sandbridge Technologies, Inc. Method and apparatus for block-based chip timing estimation in a code division multiple access communication system
US7286484B2 (en) 2003-01-10 2007-10-23 Chunghwa Telecom Co., Ltd. Q-learning-based multi-rate transmission control (MRTC) scheme for RRC in WCDMA systems
US7403508B1 (en) 2003-09-22 2008-07-22 Miao George J Multiband MIMO-based W-CDMA and UWB communications
US7656931B2 (en) * 2003-12-31 2010-02-02 Ut-Battelle, Llc Hybrid spread spectrum radio system
US8208513B2 (en) 2006-03-31 2012-06-26 The Regents Of The University Of California Spread-spectrum receiver and reception method
US7583225B2 (en) 2006-05-18 2009-09-01 The Boeing Company Low earth orbit satellite data uplink
JP2009536396A (ja) 2006-06-19 2009-10-08 サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド OTA(Over−the−air)が可能な携帯装置のためのプログラムアップグレード方法およびシステム
TWM305922U (en) * 2006-07-26 2007-02-01 Universal Scient Ind Co Ltd Push and eject device of swap module
US20080304552A1 (en) 2007-06-05 2008-12-11 Chandrashekhar Thejaswi Pataguppe Receiver for communication system
JP2009176815A (ja) 2008-01-22 2009-08-06 Olympus Corp 実装構造体
WO2009156799A1 (en) 2008-06-27 2009-12-30 Nokia Corporation Methods, apparatuses, and computer program products for memory management in devices using software defined radios
FR2934107B1 (fr) * 2008-07-17 2010-08-27 Alcatel Lucent Methode de gestion d'un reseau de telecommunication et equipements associes
JP5227124B2 (ja) 2008-09-22 2013-07-03 小島プレス工業株式会社 接点装置
US9619246B2 (en) 2010-03-30 2017-04-11 Hon Hai Precision Industry Co., Ltd. Electronic computing device and reboot method thereof

Also Published As

Publication number Publication date
ATE307426T1 (de) 2005-11-15
EP2164184B1 (de) 2013-10-02
FI20145563A (fi) 2014-06-13
US5991332A (en) 1999-11-23
EP1158702B1 (de) 2004-09-08
CN1790932A (zh) 2006-06-21
EP0984577A2 (de) 2000-03-08
US20110158202A1 (en) 2011-06-30
JP5118175B2 (ja) 2013-01-16
JP5438062B2 (ja) 2014-03-12
DK2273689T3 (da) 2013-02-11
CN1905388B (zh) 2015-07-15
EP0986186A3 (de) 2003-05-02
AR033950A2 (es) 2004-01-21
JP5529988B2 (ja) 2014-06-25
DE69634390T2 (de) 2006-03-23
AP681A (en) 1998-09-14
SA06270486B1 (ar) 2011-06-22
CN1905391A (zh) 2007-01-31
JP3478342B2 (ja) 2003-12-15
AP9600832A0 (en) 1996-07-31
EP1156593A3 (de) 2003-06-18
JP2006217591A (ja) 2006-08-17
HK1149652A1 (en) 2011-10-07
FI125333B (fi) 2015-08-31
ES2173053T1 (es) 2002-10-16
DK1213846T3 (da) 2005-06-20
FI124382B (fi) 2014-08-15
EP2285169A3 (de) 2012-05-30
ATE288152T1 (de) 2005-02-15
HK1026533A1 (en) 2000-12-15
JP2010273380A (ja) 2010-12-02
DE69624242D1 (de) 2002-11-14
DE69635287T2 (de) 2006-06-22
AR034092A2 (es) 2004-02-04
EP0835568A2 (de) 1998-04-15
CA2224706A1 (en) 1997-01-23
US6674788B2 (en) 2004-01-06
US7756190B2 (en) 2010-07-13
JP2003224494A (ja) 2003-08-08
EP1237293A2 (de) 2002-09-04
DE69634346T2 (de) 2005-12-29
MY137703A (en) 2009-02-27
JP5837667B2 (ja) 2015-12-24
US20050243897A1 (en) 2005-11-03
JP2013051739A (ja) 2013-03-14
ES2146570T1 (es) 2000-08-16
JP2009247022A (ja) 2009-10-22
HK1049414B (zh) 2006-07-14
ES2398375T3 (es) 2013-03-15
DK0836770T3 (da) 2003-02-10
HK1041375B (zh) 2005-04-22
WO1997002714A3 (en) 1997-02-13
JP2006314143A (ja) 2006-11-16
FI20040917A (fi) 2004-07-01
ID25601A (id) 1997-03-13
FI20080292A (fi) 2008-04-17
ES2144384T1 (es) 2000-06-16
ID26158A (id) 2000-11-30
EP0986187B1 (de) 2005-01-26
JP2000501248A (ja) 2000-02-02
EP1213854B1 (de) 2005-02-23
US20040165654A1 (en) 2004-08-26
CN1905389A (zh) 2007-01-31
DE69635287D1 (de) 2006-02-23
JP3493374B2 (ja) 2004-02-03
CA2378885C (en) 2005-09-27
JP2006005957A (ja) 2006-01-05
JP4406631B2 (ja) 2010-02-03
EP1213846A3 (de) 2003-06-18
CN1492609A (zh) 2004-04-28
FI118500B (fi) 2007-11-30
US6229843B1 (en) 2001-05-08
EP1213845A2 (de) 2002-06-12
JP2015043604A (ja) 2015-03-05
CN1905388A (zh) 2007-01-31
EP2273689A2 (de) 2011-01-12
FI20125079A (fi) 2012-01-26
EP1237293B1 (de) 2005-10-12
EP1603248A3 (de) 2005-12-14
KR20040037264A (ko) 2004-05-04
EP1237293A3 (de) 2003-07-02
ES2201948T1 (es) 2004-04-01
ATE508536T1 (de) 2011-05-15
AU6401596A (en) 1997-02-05
FI974554A0 (fi) 1997-12-18
HK1049414A1 (en) 2003-05-09
HK1045614B (zh) 2011-12-23
US6744809B2 (en) 2004-06-01
EP0984577B1 (de) 2004-12-22
JP2011142691A (ja) 2011-07-21
JP4474476B2 (ja) 2010-06-02
WO1997002665A3 (en) 1997-02-20
ID26100A (id) 2000-09-13
EP0996239A2 (de) 2000-04-26
KR20050120819A (ko) 2005-12-23
ID25598A (id) 1997-03-13
EP2259634A2 (de) 2010-12-08
US6633600B2 (en) 2003-10-14
JP2009268134A (ja) 2009-11-12
JP2006314142A (ja) 2006-11-16
JP2011103689A (ja) 2011-05-26
FI974552A (fi) 1998-02-26
JP2000510655A (ja) 2000-08-15
DE991205T1 (de) 2000-11-09
DE69634390D1 (de) 2005-03-31
EP2285168A2 (de) 2011-02-16
US6721301B2 (en) 2004-04-13
JP2009268135A (ja) 2009-11-12
DE69635140T2 (de) 2006-07-13
EP1615350A3 (de) 2007-01-03
EP2285168A3 (de) 2012-06-20
DE69624242T2 (de) 2003-06-26
JP2008005529A (ja) 2008-01-10
US6381264B1 (en) 2002-04-30
CA2378873C (en) 2005-05-24
ID26191A (id) 1997-03-13
ID25596A (id) 1997-03-13
TW318983B (de) 1997-11-01
CA2376319A1 (en) 1997-01-23
DK2164184T3 (da) 2013-11-25
JP2014131299A (ja) 2014-07-10
AU6401396A (en) 1997-02-05
DE69617429T2 (de) 2002-08-08
DK1156593T3 (da) 2006-02-13
JP2003244023A (ja) 2003-08-29
AR033798A2 (es) 2004-01-07
DE69633351T2 (de) 2005-09-15
NO318270B1 (no) 2005-02-28
NO20052097L (no) 1998-02-18
NO976095L (no) 1998-02-18
FI121206B (fi) 2010-08-13
JP2009260999A (ja) 2009-11-05
US5796776A (en) 1998-08-18
CA2365087A1 (en) 1997-01-23
EP1213845A3 (de) 2004-12-15
DK1158702T3 (da) 2005-01-10
DE69617429D1 (en) 2002-01-10
JPH11509058A (ja) 1999-08-03
NO20041820L (no) 1998-02-18
ATE289714T1 (de) 2005-03-15
EP1213846B9 (de) 2005-10-26
ATE216826T1 (de) 2002-05-15
EP0986187A3 (de) 2003-05-02
CA2645140C (en) 2014-05-20
NO976095D0 (no) 1997-12-29
FI20145507A (fi) 2014-06-03
CN1909387A (zh) 2007-02-07
US20040071198A1 (en) 2004-04-15
EP2273689B1 (de) 2012-10-24
CA2224706C (en) 2002-10-01
EP1213845B1 (de) 2011-05-04
JP2004104820A (ja) 2004-04-02
EP2273689A3 (de) 2011-03-30
KR100632845B1 (ko) 2006-10-16
AR033491A2 (es) 2003-12-26
EP1158702A2 (de) 2001-11-28
JP2003249912A (ja) 2003-09-05
EP0836770A2 (de) 1998-04-22
FI20105117A (fi) 2010-02-05
JP2003274458A (ja) 2003-09-26
US20010015998A1 (en) 2001-08-23
EP0835593A2 (de) 1998-04-15
US6985467B2 (en) 2006-01-10
HK1045770A1 (en) 2002-12-06
US6272168B1 (en) 2001-08-07
ES2147548T1 (es) 2000-09-16
FI20125077A (fi) 2012-01-25
EP1156593B1 (de) 2005-10-19
HK1045771A1 (en) 2002-12-06
US20100002752A1 (en) 2010-01-07
US20020044539A1 (en) 2002-04-18
EP0835593B1 (de) 2002-04-24
CN1905390A (zh) 2007-01-31
JP5276187B2 (ja) 2013-08-28
WO1997002665A2 (en) 1997-01-23
HK1041375A1 (en) 2002-07-05
DE69633351D1 (de) 2004-10-14
FI20080001A (fi) 2008-01-02
EP0986188B1 (de) 2005-02-09
EP0996239A3 (de) 2003-03-05
US9564963B2 (en) 2017-02-07
DE984577T1 (de) 2000-11-09
ES2146569T1 (es) 2000-08-16
MY126175A (en) 2006-09-29
JP2003244028A (ja) 2003-08-29
US20030193914A1 (en) 2003-10-16
CA2365087C (en) 2008-09-23
US6674791B2 (en) 2004-01-06
US6456608B1 (en) 2002-09-24
AP682A (en) 1998-09-14
EP0836770B1 (de) 2002-10-09
EP1156593A2 (de) 2001-11-21
US20110194571A1 (en) 2011-08-11
KR20060022732A (ko) 2006-03-10
EP2285169A2 (de) 2011-02-16
US20140348135A1 (en) 2014-11-27
EP2164184A1 (de) 2010-03-17
ES2146567T3 (es) 2006-02-16
ES2146569T3 (es) 2005-07-16
HK1045771B (zh) 2005-09-09
DE69634098D1 (de) 2005-01-27
DE69634389D1 (de) 2005-03-31
CA2376321C (en) 2006-01-24
CA2376321A1 (en) 1997-01-23
FI124430B (fi) 2014-08-29
EP0986186B1 (de) 2005-08-31
FI20145509A (fi) 2014-06-03
US20020061050A1 (en) 2002-05-23
CA2848679A1 (en) 1997-01-23
JP3712709B2 (ja) 2005-11-02
ES2146568T1 (es) 2000-08-16
ID25597A (id) 1997-03-13
ATE285640T1 (de) 2005-01-15
EP0984577A3 (de) 2003-04-09
ID25602A (id) 1997-03-13
FI974553A (fi) 1998-02-10
US6215778B1 (en) 2001-04-10
EP1615350A2 (de) 2006-01-11
KR20050053646A (ko) 2005-06-08
DE986188T1 (de) 2000-11-09
US20100272155A1 (en) 2010-10-28
JP5123415B2 (ja) 2013-01-23
CA2378885A1 (en) 1997-01-23
HK1041376A1 (en) 2002-07-05
US7593453B2 (en) 2009-09-22
FI125334B (fi) 2015-08-31
CA2376313C (en) 2008-12-30
US20010030973A1 (en) 2001-10-18
EP1213854A3 (de) 2003-06-18
HK1015983A1 (en) 1999-10-22
ATE275780T1 (de) 2004-09-15
EP2259634A3 (de) 2013-08-07
DE1156593T1 (de) 2002-10-02
JP4308211B2 (ja) 2009-08-05
MY127923A (en) 2006-12-29
DE986187T1 (de) 2000-11-09
US5799010A (en) 1998-08-25
JP4756083B2 (ja) 2011-08-24
HK1026537A1 (en) 2000-12-15
JP2006014348A (ja) 2006-01-12
JP5876456B2 (ja) 2016-03-02
US6983009B2 (en) 2006-01-03
JP2014045494A (ja) 2014-03-13
JP4511796B2 (ja) 2010-07-28
PT2273689E (pt) 2013-01-31
US5912919A (en) 1999-06-15
CA2376319C (en) 2009-02-10
DE1213854T1 (de) 2002-11-28
EP1603248A2 (de) 2005-12-07
DE69620884D1 (de) 2002-05-29
DK0986188T3 (da) 2005-06-06
JP4751945B2 (ja) 2011-08-17
JP2003249876A (ja) 2003-09-05
KR100383225B1 (ko) 2003-05-16
DE69634275D1 (de) 2005-03-03
EP1933470A3 (de) 2012-11-07
US20020118653A1 (en) 2002-08-29
JP2011182469A (ja) 2011-09-15
CN1095257C (zh) 2002-11-27
JP2008011558A (ja) 2008-01-17
US8737363B2 (en) 2014-05-27
EP1213846A2 (de) 2002-06-12
ID26190A (id) 1997-03-13
KR100454188B1 (ko) 2005-01-24
CN1790932B (zh) 2012-11-14
DK1237293T3 (da) 2006-02-06
ES2146568T3 (es) 2005-07-01
US5748687A (en) 1998-05-05
ZA965340B (en) 1997-01-27
JP4309381B2 (ja) 2009-08-05
JP5438069B2 (ja) 2014-03-12
US20020106007A1 (en) 2002-08-08
EP0986187A2 (de) 2000-03-15
ES2147547T1 (es) 2000-09-16
JP3704521B2 (ja) 2005-10-12
JP5887623B2 (ja) 2016-03-16
JP2009225484A (ja) 2009-10-01
JP3640952B2 (ja) 2005-04-20
JP3707735B2 (ja) 2005-10-19
US6873645B2 (en) 2005-03-29
DE986186T1 (de) 2000-11-09
WO1997002675A3 (en) 1997-04-03
ES2167584T3 (es) 2002-05-16
ES2234940T3 (es) 2005-07-01
JP2016026443A (ja) 2016-02-12
AR033949A2 (es) 2004-01-21
EP0991205A2 (de) 2000-04-05
DE69634275T2 (de) 2006-01-05
JP3717123B2 (ja) 2005-11-16
EP0986188A2 (de) 2000-03-15
DE69635315T2 (de) 2006-07-13
FI124383B (fi) 2014-08-15
AU6342996A (en) 1997-02-05
ATE306751T1 (de) 2005-10-15
JP2003224492A (ja) 2003-08-08
NO319231B1 (no) 2005-07-04
AR034093A2 (es) 2004-02-04
DE69635315D1 (de) 2005-11-24
US20090103508A1 (en) 2009-04-23
JP3707785B2 (ja) 2005-10-19
DE02005245T1 (de) 2004-04-15
EP0986186A2 (de) 2000-03-15
PT835593E (pt) 2002-10-31
FI20070600A (fi) 2007-08-09
HK1045614A1 (en) 2002-11-29
CN1254933C (zh) 2006-05-03
JP2013132072A (ja) 2013-07-04
ID25599A (id) 1997-03-13
EP0986188A3 (de) 2003-04-23
FI974552A0 (fi) 1997-12-18
JP5801428B2 (ja) 2015-10-28
JP2011166841A (ja) 2011-08-25
AR033494A2 (es) 2003-12-26
DE69634346D1 (de) 2005-03-17
CA2378873A1 (en) 1997-01-23
ATE289134T1 (de) 2005-02-15
FI974553A0 (fi) 1997-12-18
KR100687596B1 (ko) 2007-03-02
MY134704A (en) 2007-12-31
AR002638A1 (es) 1998-03-25
ATE303680T1 (de) 2005-09-15
ES2225353T3 (es) 2005-03-16
US6212174B1 (en) 2001-04-03
FI118315B (fi) 2007-09-28
DE69620884T2 (de) 2002-11-07
DE69635140D1 (de) 2005-10-06
ES2366343T3 (es) 2011-10-19
HK1045770B (zh) 2005-09-09
DE69638368D1 (de) 2011-06-16
FI125331B (fi) 2015-08-31
HK1041376B (zh) 2006-06-02
EP0991205A3 (de) 2000-06-07
ES2146567T1 (es) 2000-08-16
JP2003264481A (ja) 2003-09-19
JP2003249875A (ja) 2003-09-05
JP2008005539A (ja) 2008-01-10
EP1213854A2 (de) 2002-06-12
AP9801214A0 (en) 1998-03-31
HK1026532A1 (en) 2000-12-15
DE1213845T1 (de) 2002-11-28
ATE289715T1 (de) 2005-03-15
EP1158702A3 (de) 2003-01-22
FI122550B (fi) 2012-03-15
FI974554A (fi) 1998-03-02
JP4908554B2 (ja) 2012-04-04
EP2285170A3 (de) 2012-05-30
JP3837116B2 (ja) 2006-10-25
DE996239T1 (de) 2000-11-09
ES2201948T3 (es) 2006-03-16
WO1997002675A2 (en) 1997-01-23
DK1213845T3 (da) 2011-08-15
CA2376313A1 (en) 1997-01-23
FI122549B (fi) 2012-03-15
ES2437178T3 (es) 2014-01-09
ES2144384T3 (es) 2002-11-16
JP5751471B2 (ja) 2015-07-22
ES2146570T3 (es) 2005-07-16
ES2234939T3 (es) 2005-07-01
KR100625757B1 (ko) 2006-09-20
US20020118729A1 (en) 2002-08-29
US6707805B2 (en) 2004-03-16
EP1933470A2 (de) 2008-06-18
JP2009027716A (ja) 2009-02-05
PT836770E (pt) 2003-02-28
ES2173053T3 (es) 2006-03-16
PT835568E (pt) 2002-04-29
CN1905387A (zh) 2007-01-31
FI119163B (fi) 2008-08-15
CA2645140A1 (en) 1997-01-23
JP3706108B2 (ja) 2005-10-12
FI20040925A (fi) 2004-07-02
AR033493A2 (es) 2003-12-26
JP4130925B2 (ja) 2008-08-13
DK0984577T3 (da) 2005-03-14
EP0835568B1 (de) 2001-11-28
EP2285170A2 (de) 2011-02-16
FI115810B (fi) 2005-07-15
JP4603618B2 (ja) 2010-12-22
DE1213846T1 (de) 2002-11-28
EP1213846B1 (de) 2005-02-23
AR033339A2 (es) 2003-12-17
EP2259450A3 (de) 2012-11-07
ES2184878T3 (es) 2003-04-16
US5991329A (en) 1999-11-23
DE835593T1 (de) 2000-05-04
DK0835568T3 (da) 2002-03-18
JP2012110029A (ja) 2012-06-07
US20020118722A1 (en) 2002-08-29
US7502406B2 (en) 2009-03-10
DK0986186T3 (da) 2006-01-09
DE69634098T2 (de) 2005-06-02
ATE225993T1 (de) 2002-10-15
HK1026534A1 (en) 2000-12-15
DK0986187T3 (da) 2005-05-30
ATE209834T1 (de) 2001-12-15
KR100582482B1 (ko) 2006-05-23
DK1213854T3 (da) 2005-10-17
EP2259450A2 (de) 2010-12-08
CN1192304A (zh) 1998-09-02
JP5415851B2 (ja) 2014-02-12
AR033492A2 (es) 2003-12-26
US20020051482A1 (en) 2002-05-02
WO1997002714A2 (en) 1997-01-23
KR19990028616A (ko) 1999-04-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE69634389T2 (de) Kodemultiplexvielfachzugriffsnachrichtenübertragunssystem
DE69826080T2 (de) Kodemultiplex-vielfachzugriffübertragungssystem
US7903613B2 (en) Code division multiple access (CDMA) communication system
US7123600B2 (en) Initial power control for spread-spectrum communications
US6801516B1 (en) Spread-spectrum system for assigning information signals having different data rates
US20020057659A1 (en) Apparatus for adaptive forward power control for spread-spectrum communications
US6788662B2 (en) Method for adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
US6816473B2 (en) Method for adaptive forward power control for spread-spectrum communications

Legal Events

Date Code Title Description
8364 No opposition during term of opposition