DE69738130T2

DE69738130T2 - Sender für qam-kodierte daten

Info

Publication number: DE69738130T2
Application number: DE69738130T
Authority: DE
Inventors: Paul W. Pittsboro Dent
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-06-12
Filing date: 1997-05-19
Publication date: 2008-06-12
Anticipated expiration: 2017-05-20
Also published as: AU739232B2; EP0904650A2; EP0904650B1; SA97180141B1; CN1222277A; CA2257930A1; CA2257930C; DE69738130D1; BR9709696A; JP3887022B2; CN1183730C; WO1997048219A3; MY132622A; AU3069297A; TW329582B; BR9709696B1; SG143061A1; US5815531A; JP2000512457A; WO1997048219A2

Description

Hintergrund
Die vorliegende Erfindung betrifft die Übertragung von digitaler Information über Kanäle einer begrenzten Bandbreite, wie zum Beispiel Funkkanäle von Telefonleitungen. Die digitale Information kann zum Beispiel digital-kodierte Sprache umfassen.
Es ist bekannt, dass eine Quadratur-Amplituden-Modulation (QAM) ein Kodieren von Datenbits in Komplex-Vektorsignale umfasst, in denen die Real- und Imaginärteile jeder einen aus einer Vielzahl von Pegeln annehmen können. Zum Beispiel kann bei 16QAM der Realteil und der Imaginärteil jeder einen aus den vier Werten mit gleichem Abstand 3, 1, –1 oder –3 annehmen. Die 4×4 möglichen Punkte, die entstehen, werden die Konstellation genannt und sind in 1(a) gezeigt. Eine Modulation gemäß dieser Technik umfasst ein Abbilden von Vier-Bit-Datenwerten, bezeichnet B₀B₁B₂B₃, auf die 16 verschiedenen komplexen Signalwerte, wie in der Figur gezeigt.
Ein 16QAM-Sender gemäß dem Stand der Technik zum Erzeugen der oben beschriebenen Konstellation aus den Vier-Bit-Datenwerten ist in 1(b) dargestellt. Ein erstes Paar von Bits, B₀B₁, wird einem ersten 2-Bit-Digital-zu-Analog-Umwandler 101 (D/A-Umwandler) zugeführt, um zu bestimmen, welcher von vier Werten der Realteil erhält. Ein zweites Paar von Bits, B₂B₃, wird einem zweiten 2-Bit-D/A-Umwandler 103 zugeführt, um zu bestimmen, welcher von vier Werten der Imaginärteil erhält. Jeder der D/A-Umwandler 101, 103, führt seine Ausgabe zu einem entsprechenden von zwei Tiefpassfiltern 105, 107. Die Funktion der Tiefpassfilter 105, 107 ist es, das gesendete Spektrum durch Glätten von Übergängen von einem Wert zu dem nächsten zu erhalten, wenn irgendeines der Bits B₀B₁B₂B₃ geändert wird. Die Tiefpassfilter 105, 107 sind vorzugsweise Nyquist-Filter, die die Eigenschaft aufweisen, dass bei regelmäßigen Abtastzeiten nach einer Bit-Änderung die Filterausgabe genau den Wert erhält, der durch die Eingabebits B₀B₁B₂B₃ bestimmt wird. Die geglätteten Realwerte 109 werden einem Kosinus-Modulator 113 bereitgestellt, während die geglätteten Imaginärwerte 111 einem Sinuswellen-Modulator 115 bereitgestellt werden. Die modulierten Sinus- und Kosinuswellen 117, 119 werden an einem Summierungspunkt 121 addiert, um ein komplex-moduliertes Trägersignal 123 zu bilden, das sowohl in einer Phase als auch in einer Amplitude variiert. Um Amplitudenvariationen aufrechtzuerhalten, erfordert es der Stand der Technik, dass dieses Signal durch einen linearen Leistungsverstärker 125 verstärkt wird. Aufgrund der Nyquist-Eigenschaft der Tiefpassfilter 105, 107 wird, falls der Ausgabesignalvektor 127 bei geeigneten, regelmäßigen Augenblicken abgetastet wird, einer von 16 komplexen Werten beobachtet, wie in dem Gitterdiagramm aus 1(a) gezeigt.
Der 16QAM-Sender gemäß dem Stand der Technik weist den Nachteil auf, dass der lineare Leistungsverstärker 125 nicht effizient ist und dass, falls dieser eine Verzerrung oder Nicht-Linearitäten aufweist, die gewünschten 16 Konstellationspunkte nicht in dem Ausgabesignalvektor 127 beobachtet werden. Falls ebenso der Kommunikationskanal einschließlich der Tiefpassfilter 105, 107 nicht streng Nyquist-gemäß ist, verhindert eine Intersymbol-Interferenz (ISI), dass die gewünschten Konstellationspunkte beobachtet werden.
US-A-4,485,357 beschreibt ein Verfahren eines Herstellens eines Signals, das kontinuierlich sowohl in einer Amplitude als auch in einer Phase moduliert wird, wie zum Beispiel ein analoges SSB-Signal. Das Verfahren dieses Patentes wurde in einem Artikel von Chireix, „High Power Outphasing Modulation", Proc. IRE, Vol. 23, Nr. 11 (1935) beschrieben. Dieses Verfahren gemäß dem Stand der Technik umfasst ein Zusammenkoppeln von zwei gleichen Leistungsverstärkern und ein Antreiben von diesen mit Signalen, die sich in einem Phasenwinkel unterscheiden, mit dem Arcuscosinus des Verhältnisses der gewünschten Amplitude zu der Spitzenamplitude. Jedoch offenbart dieses keine Techniken zum digitalen Modulieren von Bits.
US-A-4,737,968 offenbart ein Verwenden einer Phasen-verriegelten Schleife, um die Phase eines vornehmlich Phasen-modulierten Signals zu filtern. Der Filter entfernt jegliche Amplitudenmodulation, die ursprünglich vorgelegen haben kann. Das Phasen-gefilterte Signal wird dann zu der gewünschten Sendefrequenz (in dem Mischer 84) heraufgewandelt.
EP-A-0 382 697 offenbart einen Steuerspannungsgenerator in einer Sendeanordnung für digital-modulierte Signale. Dieses Dokument zeigt die Verwendung von Leistungsverstärkern mit konstanter Hüllkurve in einem QAM-Sender und die Verwendung von OQPSK zum Kodieren von Datenbits.
EP-A-0 583 059 offenbart ein Modulationssystem, in dem Datenbits QPSK-Modulatoren bereitgestellt werden und die modulierten Signale auf unterschiedliche Pegel vor einer Kombination und Verstärkung in einem nicht-linearen Verstärker abgeschwächt werden. Die Datenbits werden vorverzerrt, um die Anwendungs-Nicht-Linearität zu kompensieren.
Zusammenfassung
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren und ein Gerät zum Erzeugen von modulierten Signalen aus Datenbits gemäß dem Anspruch 1 bzw. 25 bereitgestellt. In einer Ausführungsform werden Quadratur-Amplituden-modulierte Signale aus Datenbits unter Verwendung eines ersten Quadratur-Phasen-Umtast-Modulators (Quadrature Phase Shift Keying-Modulator – QPSK-Modulator) zum Kodieren eines ersten Paars der Datenbits in eine von vier Trägersignalphasen erzeugt, wodurch ein erstes QPSK-Signal erzeugt wird. Ein zweiter QPSK-Modulator kodiert ein zweites Paar der Datenbits in eine von vier Trägersignalphasen, wodurch ein erstes QSPK-Signal erzeugt wird. Das erste QSPK-Signal wird auf einen ersten Leistungspegel verstärkt und das zweite QSPK-Signal wird auf einen zweiten Leistungspegel verstärkt. Die ersten und zweiten verstärkten Signale werden dann kombiniert, um ein Signal zu erzeugen, in dem vier Datenbits kodiert sind.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Ziele und Vorteile der Erfindung werden durch Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen verstanden, in denen:
1(a) ein Gitterdiagramm einer Konstellation von komplexen Signalwerten ist, die gemäß einem 16QAM-Sender gemäß dem Stand der Technik erzeugt werden;
1(b) ein Diagramm eines 16QAM-Senders gemäß dem Stand der Technik ist;
2 ein Blockdiagramm eines Senders gemäß einem Aspekt der Erfindung ist;
3(a)-3(e) Signale und Konstellationspunkte darstellen, die mit unterschiedlichen Knoten einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Senders verknüpft sind;
4 ein Blockdiagramm eines Senders ist, der eine OQPSK-Modulation verwendet, um ein Offset-16QAM bereitzustellen, das keinen Teil der vorliegenden Erfindung bildet; und
5(a)-5(h) Signale und Konstellationspunkte darstellen, die mit unterschiedlichen Knoten des Offset-16QAM-Senders verknüpft sind.
Detaillierte Beschreibung
Die unterschiedlichen Merkmale der Erfindung werden nun unter Bezug auf die Figuren beschrieben, in denen gleiche Teile mit den gleichen Referenzzeichen identifiziert werden.
2 ist ein Blockdiagramm eines Senders 200 gemäß einem Aspekt der Erfindung. Ein Vorteil des Senders 200 ist seine Fähigkeit eines Wiederherstellens der 16QAM-Konstellationspunkte, selbst falls nicht-lineare Verstärker verwendet werden.
In einer bevorzugten Ausführung empfängt ein erster Quadraturphasen-Umtastmodulator 201 (QPSK-Modulator) zwei Informationsbits B₀B₁ und moduliert diese auf einer Trägerwelle gemäß wohlbekannter Techniken. Das heißt die QPSK-Konstellation kodiert zwei Bits in einen der vier Vektorwerte ±1, ±j durch Ändern eines Realteils (I- oder Kosinuskomponente) zwischen den Werten +1 und –1 gemäß einem ersten Informationsbit und eines Imaginärteils (Q- oder Sinuskomponente) zwischen den Werten +j und –j gemäß einem zweiten Informationsbit. Da alle vier Vektoren, die erzeugt werden können, von der gleichen Amplitude sind (z.B. √2 = 1.414), kann das Ausgabesignal von dem ersten QSPK-Modulator 201 getreu durch einen Leistungsverstärker mit konstanter Hüllkurve 203 verstärkt werden. Der Leistungsverstärker mit konstanter Hüllkurve 203 sowie andere, die verwendet werden, wenn die Erfindung ausgeführt wird, können alternativ ein Leistungsverstärker sein, der bei einer Ausgabesättigung betrieben werden, ein Klasse-C-Verstärker oder ein Klasse-B-Verstärker. Die I- und Q-Komponenten, die bei der Ausgabe des Leistungsverstärkers mit konstanter Hüllkurve 203 auftreten, sind in 3(a) dargestellt und die entsprechende Konstellation von Vektoren ist in 3(b) dargestellt.
Die zwei verbleibenden Informationsbits, B₂B₃, werden in eine andere QPSK-Konstellation mittels eines zweiten QPSK-Modulators 205 kodiert. Das Ausgabesignal von dem zweiten QPSK-Modulator 205 wird dann einem zweiten Verstärker mit konstanter Hüllkurve (207) bereitgestellt, der dieses Signal getreu auf einen Leistungspegel verstärkt, der die Hälfte von demjenigen des ersten Verstärkers mit konstanter Hüllkurve 203 beträgt, so dass die Amplituden der I- und Q-Komponente
diejenigen betragen, die von dem ersten Verstärker mit konstanter Hüllkurve 203 erzeugt werden. Die verstärkten I- und Q-Komponenten, die bei der Ausgabe des zweiten Verstärkers mit konstanter Hüllkurve 207 auftreten, werden in 3(c) dargestellt. Die Konstellationspunkte, die bei der Ausgabe des zweiten Verstärkers mit konstanter Hüllkurve 207 erzeugt werden, werden daher durch
beschrieben und in 3(d) gezeigt.
Die Ausgaben der ersten und zweiten Verstärker mit konstanter Hüllkurve 203, 207 werden dann an entsprechende Eingänge von Vorrichtungen zum Summieren dieser Signale zugeführt, wie zum Beispiel dem in 2 gezeigten Richtkoppler 209. Der Richtkoppler 209 skaliert weiter das niedrigere Leistungssignal von dem zweiten Verstärker mit konstanter Hüllkurve 207 um einen Betrag, der
relativ zu der Spannungsskalierung des höheren Leistungssignals von dem ersten Verstärker mit konstanter Hüllkurve 203 beträgt. Das weiter-skalierte Signal wird dann zu dem höheren Leistungssignal addiert. Derartige Skalierungen, die unter Verwendung von passiven, verlustlos kombinierenden Netzwerken erzielt werden können, wie zum Beispiel dem Richtkoppler 209, sind auf die Werte begrenzt, die durch k und
beschrieben werden.
Um ein relatives Skalieren von
zu erzielen, sollte der Kopplungsfaktor k für das niedrigere Leistungssignal
betragen und dann beträgt der Kopplungsfaktor für das höhere Leistungssignal:
Das weitere relative Skalieren von
des niedrigeren Leistungssignals relativ zu dem höheren Leistungssignal, das mit seinem
bereits relativ zu dem höheren Leistungssignal kombiniert ist, kombiniert, um ein Signal eines relativen Pegels von 1/2 von demjenigen des höheren Leistungssignals zu erzeugen.
Daher kombiniert das höhere Leistungssignal ±1, ±j mit einem niedrigeren Leistungssignal das weiter auf
skaliert ist, um die 16 Konstellationspunkte mit Real- und Imaginärteilen zu erzeugen, die alle einen der vier Werte ±1.5, ±0.5 annehmen, die dann weiter durch die Gesamtskalierung von
verringert werden, die durch den Richtkoppler 209 erzeugt wird. Für die Konstellationspunkte einer größten Größe (∓1.5, ∓1.5j) werden die Ausgabewerte von dem Richtkoppler daher
entsprechend einem Spitzenleistungspegel von
Dies ist gleich der Summe der Verstärkerleistungen. Daher ist die Kopplungsanordnung zu 100% effizient bei dem Spitzenleistungs-Ausgabepegel. Andere Verteilungen der Gesamtskalierung von 1/2 zwischen dem Signal, das mit den signifikantesten Bits moduliert ist und demjenigen der am wenigsten signifikanten Bits könnten verwendet werden, andere als Allozieren von
für die Leistungsverstärkerdifferenzen und
für das relative Koppeln. Jedoch ergibt die bevorzugte Ausführungsform die maximale Effizienz bei Spitzenleistungs-Ausgabepunkten. Die 16QAM-Konstellationspunkte, die in 3(e) dargestellt sind, werden daher trotz der Verwendung von Verstärkern mit konstanter Hüllkurve (nicht-linear) 203, 207 getreu wiederhergestellt.
In dem erfindungsgemäßen Sender, der in 2 gezeigt ist, wird ein Glätten von Übergängen zwischen Konstellationspunkten innerhalb des ersten und zweiten QPSK-Modulators 201, 205 entweder durch Glätten von I- oder Q-Übergängen erzielt (so genanntes lineares Filtern) oder durch Glätten von Phasenübergängen von einem Punkt zu einem anderen. Ein lineares Filtern verursacht, dass das Signal von einer konstanten Amplitude zwischen den Konstellationspunkten abweicht und die nicht-linearen Verstärker mit konstanter Hüllkurve 203, 207 verzerren diese Amplitudenvariationen. Falls nichtsdestotrotz die Vektoren bei ihren exakten Werten bei einer geeigneten Abtastzeit ankommen, werden die Konstellationspunkte genau erreicht. Die Verzerrung zwischen Zeiten verursacht ein spektrales Energie-Verbreitern in benachbarte Kanäle. Nichtsdestotrotz kann der spektrale Einschluss der Übertragung unter Verwendung des erfindungsgemäßen 16QAM-Senders besser sein als der spektrale Einschluss von anderen Modulationen gemäß dem Stand der Technik, die zur Verwendung mit Leistungsverstärkern mit konstanter Hüllkurve geeignet sind. Eine Verzerrung in Leistungsverstärkern kann ebenso durch die Verwendung von wohlbekannten Vorverzerrungstechniken gemäß dem Stand der Technik verringert werden, wie zum Beispiel in dem US-Patent Nr. 5,191,597 für Ekelund et al. beschrieben, welches hiermit unter Bezug aufgenommen wird. In Ekelund et al. wird ein Verfahren zum Kompensieren von Nicht-Linearitäten in einem Endverstärker gezeigt, der eine gegebene Übertragungsfunktion H_R, H_α (für Amplitude bzw. Phase) aufweist und der in einem Funksender vom Quadratur-Typ für eine lineare, digitale Modulation eingeschlossen ist und in dem Tabellen-Nachschlageeinheiten (ST, CT) die digitalen Sinus- und Kosinuswerte (I(t, α) und Q(t, α)) der Quadraturkomponenten speichern, die von einem gegebenen Signalvektor α bestimmt werden. Gemäß dem Verfahren werden die Werte der Übertragungsfunktionen H_R, H_Φ für die Quadratur-modulierten Funksignale r(t, α) durch Adressieren von Speichereinheiten berechnet, die eine Anzahl von Werten H_R und H_Φ speichern. Die Sinus- und Kosinuswerte der adressierten Werte von H_R und H_Φ werden ebenso gebildet. Die so berechneten Werte werden mit den in den Tabellen-Nachschlageeinheiten (ST, CT) gespeicherten digitalen Werten multipliziert und mit dem invertierten Wert von H_R. Als ein Ergebnis werden neue, modifizierte Werte i(t, α), q(t, α) für die Quadraturkomponenten erhalten, die die Nicht-Linearitäten in dem Endverstärker kompensieren.
Es ist ebenso möglich, Übergänge zwischen Konstellationspunkten in einer Trajektorie mit konstanter Amplitude zu glätten. Zum Beispiel kann der Übergang zwischen den Werten 1 + j und 1 – j in der QPSK-Konstellation, die von dem Verstärker mit konstanter Hüllkurve 203 erzeugt wird, durch eine Bewegung im Uhrzeigersinn um 90° um einen Kreis erzielt werden, der einen Radius gleich zu aufweist. Unter Verwendung von QPSK jedoch kann ein Übergang zu einem diametral entgegengesetzten Punkt erforderlich sein und weder eine Drehung im Uhrzeigersinn noch entgegengesetzt des Uhrzeigersinns um 180° um einen Kreis mit konstantem Radius stellt einen guten spektralen Einschluss verglichen mit einem Übergang durch den Ursprung bereit, der ein Übergang mit nicht-konstanter Amplitude ist, der nicht zufrieden stellend von den Verstärkern mit konstanter Hüllkurve 203, 207 gehandhabt werden kann.
Gemäß einer weiteren Anordnung, die keinen Teil der vorliegenden Erfindung bildet, wird eine mit Offset-QAM (Versatz-QAM) bezeichnete Modulation bereitgestellt, bei der diametrale Übergänge der konstituierenden QPSK-Signale durch Verändern von Real- und Imaginärteilen bei alternierenden Zeitintervallen statt zur gleichen Zeit verhindert werden. Diese Modulation in ihrer allgemeinen Form weist nicht die Eigenschaft auf, dass ein Datensymbol einem von einer Anzahl von Konstellationspunkten auf einem Gitter entspricht, sondern weist eher die Eigenschaft auf, dass eine Hälfte der zugrunde liegenden Datenbits in den Realwerten eines komplexen Signals kodiert sind, das bei zum Beispiel ungeraden Intervallen eines Datentakts erhalten werden und die andere Hälfte in den Imaginärwerten des komplexen Signals kodiert sind, das in diesem Beispiel bei geraden Intervallen des Takts erhalten wird. Natürlich ist die Zuweisung von alternierenden Taktintervallen, wie die „geraden" oder die „ungeraden" Intervalle willkürlich und nicht begrenzend gemeint. Fortsetzend jedoch mit unserem ersten Beispiel werden Daten durch Abtasten des Realteils des Signals bei ungeraden Intervallen dekodiert oder demoduliert, bei welchen Zeiten die Imaginärteile zwischen Imaginärwerten liegen oder anders unbestimmt sind und durch Abtasten des Imaginärteils bei geraden Intervallen einer Zeit, wenn der Realteil unbestimmt ist. Es existiert daher kein Gitter von Konstellationspunkten, sondern eher ein Satz von imaginären oder horizontalen „Streifen" bei geraden Zeiten und ein Satz von realen oder vertikalen Streifen bei ungeraden Zeiten.
Ein Offset-QPSK weist Übergänge lediglich zwischen zum Beispiel 1 + j und 1 – j (z.B. um 90°) und niemals diametrale Übergänge um 180° auf, wie zum Beispiel von 1 + j zu –1 – j. Daher können alle Übergänge auf Trajektorien um Kreise mit konstantem Radius eingeschränkt werden. Diese Einschränkung erzielt Signale mit konstanter Hüllkurve, die von Klasse-C-Leistungsverstärkern mit hoher Effizienz verstärkt werden können. Der spektrale Einschluss des resultierenden Offset-16QAM-Signals wird daher verglichen mit 16QAM-Modulationen gemäß dem Stand der Technik unter Verwendung von nicht-linearen Verstärkern verbessert.
Ein Sender 400, der ein Offset-16QAM verwendet, wird nun unter Bezug auf 4 beschrieben. In dieser Anordnung empfängt ein erster Offset-QPSK-Modulator 401 zwei Informationsbits, B₀B₁ und moduliert diese auf eine Trägerwelle gemäß den oben beschriebenen, erfindungsgemäßen Techniken. Das heißt, eines der Bits, z.B. B₀, wird durch Ändern eines Realteils (I- oder Kosinuskomponente) zwischen den Werten +1 und –1 bei ungeraden Intervallen eines Datentakts gemäß dem Wert des Informationsbits B₀ geändert und das andere Bit (B₁ in diesem Beispiel) wird durch Ändern eines Imaginärteils (Q- oder Sinuskomponente) zwischen den Werten +j und –j bei geraden Intervallen des Datentakts gemäß dem Wert des Informationsbits B₁ geändert. Diese Real- und Imaginärteile werden innerhalb des Offset-QPSK-Modulators 401 kombiniert und das resultierende Signal wird einem Verstärker mit konstanter Hüllkurve 403 zugeführt. Da alle Übergänge dieses Signals auf Trajektorien um Kreise mit konstantem Radius beschränkt sind, wodurch Signale mit konstanter Hüllkurve erzielt werden, können diese getreu durch den Verstärker mit konstanter Hüllkurve 403 verstärkt werden, der ein Klasse-C-Leistungsverstärker mit einer hohen Effizienz sein kann. Die I- und Q-Komponenten die bei der Ausgabe des Leistungsverstärkers mit konstanter Hüllkurve 403 auftreten, sind in 5(a) dargestellt. Wie oben beschrieben erzielt diese Art von Modulation keine Konstellation von Punktvektoren, wie bei einer herkömmlichen QPSK-Modulation. Stattdessen erhalten die Realkomponenten Werte von ±1 bei ungeraden Taktzeiten, wenn die Imaginärkomponenten unbestimmt sind, wie in 5(b) dargestellt und die Imaginärkomponenten erhalten Werte von ±j bei geraden Taktzeiten, wenn die Realkomponenten unbestimmt sind, wie in 5(c) dargestellt.
Die zwei verbleibenden Informationsbits, B₂B₃, werden in einen anderen Offset-QPSK-Satz von vertikalen und horizontalen Streifen mittels eines zweiten Offset-QPSK-Modulators 405 kodiert. Das Ausgabesignal von dem zweiten Offest-QPSK-Modulator 405 wird dann zu einem zweiten Verstärker mit konstanter Hüllkurve 407 zugeführt, der das Signal getreu auf einen Leistungspegel verstärkt, der die Hälfte desjenigen des ersten Verstärkers mit konstanter Hüllkurve 403 beträgt, so dass die Amplituden der I- und Q-Komponenten
diejenigen betragen, die durch den ersten Verstärker mit konstanter Hüllkurve 403 erzeugt werden. Die verstärkten I- und Q-Komponenten, die bei der Ausgabe des zweiten Verstärkers mit konstanter Hüllkurve 407 auftreten, sind in 5(d) dargestellt. Die verstärkten vertikalen Streifen, die während ungeraden Taktintervallen auftreten, sind in 5(e) dargestellt und die verstärkten horizontalen Streifen, die bei der Ausgabe des zweiten Verstärkers mit konstanter Hüllkurve 407 während geraden Taktintervallen auftreten, sind in 5(f) dargestellt.
Die Ausgaben des ersten und zweiten Verstärkers mit konstanter Hüllkurve 403, 407 werden dann jeweiligen Eingängen einer Vorrichtung zum Summieren dieser Signale zugeführt, wie zum Beispiel dem in 4 gezeigten Richtkoppler 409. Der Richtkoppler 409 skaliert dann das niedrigere Leistungssignal von dem zweiten Verstärker mit konstanter Hüllkurve 407 um einen Betrag weiter, der
relativ zu der Spannungsskalierung des höheren Leitungssignals von dem ersten Leistungsverstärker mit konstanter Hüllkurve 403 beträgt. Techniken zum Erreichen dieser relativen Skalierung in einem Richtkoppler wurden oben unter Bezug auf die Ausführung von 2 beschrieben. Das weiter skalierte Signal wird dann zu dem höheren Leistungssignal addiert.
Die weitere relative Skalierung von
des niedrigeren Leistungssignals relativ zu dem höheren Leistungssignal, das mit seinem
bereits relativ zu dem höheren Leistungssignal kombiniert ist, kombiniert, um ein Signal eines relativen Pegels von 1/2 von demjenigen des höheren Leistungssignals zu erzeugen. Daher kombiniert das höhere Leistungssignal mit einem niedrigeren Leistungssignal, das weiter auf
skaliert ist, um die vertikalen (realen) Streifen aus 5(g) während ungeraden Taktzeiten zu erzeugen, und die horizontalen (imaginären) Streifen aus 5(h) während geraden Taktzeiten. Die vertikalen Streifen können irgendeinen aus vier Werten ±1.5, ±0.5 annehmen, die weiter durch die Gesamtskalierung von
verringert werden, die durch den Richtkoppler 409 erzeugt wird. Ähnlich können die horizontalen Streifen irgendeinen der vier Werte ±1.5j, ±0.5j annehmen, die weiter durch die Gesamtskalierung von
verringert werden, die durch den Richtkoppler 409 erzeugt wird. Durch Abtasten des Signals bei einer ungeraden Taktzeit und ebenso bei seiner entsprechenden geraden Taktzeit, kann einer aus 16 unterschiedlichen Werten bestimmt werden.
In einem anderen Aspekt der Erfindung können die oben skizzierten Prinzipien auf QAM-Konstellationen einer höheren Ordnung mit zum Beispiel 64 oder 256 Punkten durch die Hinzufügung eines dritten oder vierten Leistungsverstärkers mit konstanter Hüllkurve mit einer geeigneten Leistungsskalierung und einer skalierten Hinzufügung unter Verwendung von Ausgabekopplern ausgedehnt werden, so dass jeder einen Teil der Ausgabekonstellation in den binären Spannungsverhältnissen 1:1/2:1/4... usw. beisteuert. Derartige Variationen werden als innerhalb des Umfangs dieser Erfindung liegend betrachtet, wie dieser durch die angehängten Ansprüche beschrieben ist.
Es ist im Stand der Technik wohl bekannt, dass Offset-QPSK mit Übergängen von weniger als 90° in einem Phasenwinkel sich leichter eignet, spektral eingeschlossen zu werden, wenn die Vektor-Trajektorie beschränkt ist, um einem Kreis mit konstanter Hüllkurve durch Glätten der Änderungen in einem Winkel zu folgen. Die Änderungsrate eines Phasenwinkels ist definiert als die sofortige Abweichung der Frequenz des Signals von seiner nominalen Mittenfrequenz. Falls die Phasenwinkeländerungen von einem Datenbitzeitraum zu dem nächsten mit einer konstanten Rate stattfinden, z.B. durch Drehen des Phasenwinkels um ±90° über ein Bitintervall, beträgt die äquivalente Frequenzänderung ein Viertel eines Zyklus pro Bitzeitraum, oder B/4 Hz, wobei B die Bitrate ist.
Phasenänderungen mit konstanter Rate dieser Art verursachen eine Form von OQPSK mit konstanter Hüllkurve, genannt Minimalumtastung (Minimum Shift Keying – MSK).
Im MSK treten Winkeländerungen bei einer konstanten, glatten Rate auf, aber ihre abgeleitete, instantane Frequenz ändert sich in einer abrupten Weise, da die Richtung der Phasenänderung sich von einer Drehung im Uhrzeigersinn zu einer entgegengesetzt des Uhrzeigersinns ändert. Da der Winkel eine kontinuierliche Funktion ist, ist seine Ableitung (Frequenz) ebenso eine kontinuierliche Funktion (jedoch mit abrupten Stufen), wobei jedoch die Ableitung einer Frequenz unendliche Diskontinuitäten (Dirac-Funktionen) bei den abrupten Stufenpunkten aufweist.
Die Rate, bei der das Spektrum aus der gewünschten Signalbandbreite heraus fällt, beträgt 6N dB pro Oktave, wobei N die Ordnung der Ableitung mit der niedrigsten Ordnung ist, die Diskontinuitäten enthält; da daher die zweite Ableitung des Phasenwinkels Diskontinuitäten im Falle von MSK enthält, fällt das Spektrum bei 12dB pro Oktave aus dem Band.
Durch weiteres Filtern der Frequenzwellenform derart, dass die abrupten Stufen durch eine glatte Änderung in einer Frequenz ersetzt werden, können die Diskontinuitäten aus der zweiten Ableitung einer Phase zu noch höheren Ordnungen versetzt werden, wodurch das Spektrum veranlasst wird, schneller heraus zu fallen. Es gibt jedoch eine Grenze für den spektralen Einschluss, wenn eine Modulation mit konstanter Hüllkurve verwendet wird, da die tatsächlichen Komponenten des übertragenen Signals proportional zu dem Sinus und dem Kosinus der Phasen sind, die nicht-lineare Funktionen sind. Es wurde empirisch empfunden, dass unter diesen Bedingungen ein Gauß-geformtes Tiefpassfiltern der Frequenzwellenform den am Besten erzielbaren spektralen Einschluss erzeugt; diese Variante von MSK ist als Gauß-gefiltertes Minimalumtasten (Gaussian-filtered Minimum Shift Keying – GMSK) bekannt und wird in dem europäischen, digitalen, zellularen System verwendet, das als globales System zur Mobil-Kommunikation (GSM) bekannt ist. GMSK ist in der Tat eine Familie von Modulationen, die durch den Parameter BT beschrieben werden, dem Produkt der –3dB-Bandbreite der Gauß-Filter und der Informationsbit-Dauer (Bit-Zeitraum) T. Kleinere Werte von BT stellen einen engeren, spektralen Einschluss auf Kosten des Signals bereit, das nicht ganz die nominalen Konstellationspunkte erreicht, bevor dieses auf einer neuen Trajektorie für den nächsten Bit-Zeitraum startet, was ein Phänomen ist, das als „Teilantwort" bekannt ist, was es schwieriger macht, das Signal effizient zu dekodieren. Der Kompromiss zwischen einem spektralen Einschluss und dem Teilantwort-Phänomen wird den Gestaltern irgendeines bestimmten Systems überlassen.
Andere Frequenz-Wellenform-Filter, wie zum Beispiel Nyquist-Filter, können verwendet werden, die garantieren, dass das Signal (falls nicht wenn es empfangen wird, zumindest wenn es gesendet wird) durch die nominalen Konstellationspunkte passiert, zum Beispiel nicht den Teilantwort-Effekt aufweist.
Wenn ein Übergang zwischen Konstellationspunkten durch Filtern geglättet wurde, hängt die Form des Übergangs (der Trajektorie) nicht nur von den Start- und Endpunkten (dem gegenwärtigen Datenbit) ab, sondern ebenso von vorherigen und zukünftigen Datenbits. Die Anzahl von fortlaufenden Datenbits, von denen die Form der Trajektorie abhängt, ist gleich der Impuls-Antwortlänge des Filters. Falls dies eine begrenzte Anzahl von Datenbit-Zeiträumen L ist, wie wenn ein Filter für begrenzte Impulsantwort (Finite Impulse Response – FIR) verwendet wird, wird eine begrenzte Anzahl von 2 hoch L unterschiedlichen Trajektorien-Formen erzeugt, die allen möglichen Mustern von L-binären Bits entsprechen. Diese Wellenformen können vorberechnet werden und in einer Nachschlagetabelle als eine Serie von Wellenformproben gespeichert werden und basierend auf einer Adresse wieder aufgerufen werden, die unter Verwendung von L fortlaufenden Datenbits gebildet wird. Wieder aufgerufene Proben können digital-zu-analog (D/A) umgewandelt werden, um analoge I-, Q-modulierende Wellenformen zu erzeugen. Die D/A-Umwandler können ebenso durch Speichern vorberechneter Bitsequenzen von Delta-Sigma-Modulationsdarstellungen der Wellenformen beseitigt werden, wie in dem US-Patent Nr. 5,530,722 beschrieben.
Es wurde oben beschrieben, wie eine bestimmte Gruppe von Modulationen, die zumindest OQPSK, MSK und GMSK umfasst, nahe verwandt miteinander sind und Daten durch im Wesentlichen die gleichen Konstellationspunkte darstellen, die sich lediglich in der Form der Übergänge zwischen Konstellationspunkten unterscheiden. Jede dieser Modulationen kann in der vorliegenden Erfindung verwendet werden, um Paare von Datenbits zu kodieren, wobei Signale, die mit unterschiedlichen Paaren von Datenbits kodiert sind, dann skaliert und addiert werden, um das erfindungsgemäße Offset-QAM-Signal zu bilden.
Die Erfindung wurde unter Bezug auf eine bestimmte Ausführung beschrieben. Jedoch wird es für die auf dem Gebiet tätigen Fachleute leicht ersichtlich, dass es möglich ist, die Erfindung in spezifischen Formen zu verkörpern, die anders als diejenigen der oben beschriebenen bevorzugten Ausführung sind, ohne von dem Umfang der Erfindung abzuweichen, der durch die angehängten Ansprüche definiert wird. Die bevorzugte Ausführung ist lediglich darstellend und sollte nicht in irgendeiner Weise als einschränkend angesehen werden.

Claims

Verfahren eines Erzeugens eines modulierten Signals mit: Aufspalten von Multi-Bit-Informationssymbolen in Bit-Paare (B₀, B₁, B₂, B₃); Erzeugen eines Phasen-modulierten Signals für jedes Bit-Paar (B₀, B₁, B₂, B₃) durch Phasen-Modulieren eines Signals mit einer konstanten Hüllkurve als eine Funktion des Bit-Paares (B₀, B₁, B₂, B₃); gekennzeichnet dadurch, dass das Verfahren weiter umfasst: Erzeugen eines verstärkten Signals für jedes Phasen-moduliertes Signal durch Verstärken (203, 207) des Phasen-modulierten Signals auf einen jeweiligen Leistungspegel, wobei jeder Leistungspegel in Bezug zu jedem anderen skaliert ist; und Erzeugen (209) eines modulierten Signals, um kodierte Multi-Bit-Informationssymbole durch Kombinieren der verstärkten Signale gemäß Verstärkungswerten zu erhalten, wobei jeder Verstärkungswert weiter derart skaliert ist, dass ein binäres Verhältnis zwischen den skalierten Leistungspegeln existiert.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Multi-Bit-Informationssymbole 4-Bit-Symbole umfassen, die in einer Quadratur-Amplituden-Modulations-Konstellation (QAM – Quadrature Amplitude Modulation) abgebildet werden sollen und wobei ein Erzeugen eines verstärkten Signals für jedes Phasen-modulierte Signal durch Verstärken (203) des Phasen-modulierten Signals auf einen Leistungspegel ein Erzeugen eines ersten Phasen-modulierten Signals auf einen Leistungspegel umfasst, ein Erzeugen eines ersten Phasen-modulierten Signals, basierend auf ersten Bit-Paaren der 4-Bit-Symbole und ein Erzeugen eines zweiten Phasen-modulierten Signals basierend auf zweiten Bit-Paaren der 4-Bit-Symbole umfasst.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei ein Erzeugen eines verstärkten Signals für jedes Phasen-modulierte Signal durch Verstärken des Phasen-modulierten Signals auf einen Leistungspegel ein Erzeugen eines ersten Phasen-modulierten Signals auf einen Leistungspegel ein Erzeugen eines ersten verstärkten Signals durch Verstärken des ersten Phasen-modulierten Signals auf einen ersten Leistungspegel über einen ersten Leistungsverstärker im gesättigten Modus und ein Erzeugen eines zweiten verstärkten Signals durch Verstärken des zweiten Phasen-modulierten Signals auf einem zweiten Leistungspegel über einen zweiten Leistungsverstärker im gesättigten Modus umfasst.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei ein Erhalten des modulierten Signals durch Kombinieren der verstärkten Signale gemäß Verstärkungswerten ein Kombinieren der ersten und zweiten verstärkten Signale gemäß ersten bzw. zweiten Verstärkungswerten umfasst und wobei ein Bestimmen von zumindest einem der Leistungspegel und der Verstärkungswerte derart, dass die Multi-Bit-Informationssymbole in dem modulierten Signal kodiert sind, ein Setzen erster und zweiter Leistungspegel und Verstärkungswerte derart umfasst, dass das modulierte Signal Amplituden- und Phasenwerte annimmt, die definierten Punkten in der QAM-Konstellation entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein Erzeugen eines Phasen-modulierten Signals für jedes Bit-Paar durch ein Phasen-Modulieren eines Signals mit konstanter Hüllkurve als eine Funktion des Bit-Paares ein Kodieren eines ersten Paares von Bits unter Verwendung eines ersten Quadratur-Phasen-Modulations-Modulators (QPSK – Quadratur Phase Shift Keying) umfasst, um ein erstes QPSK-Signal zu erzeugen und ein Kodieren eines zweiten Paares von Bits unter Verwendung eines zweiten QPSK-Modulators, um ein zweites QPSK-Signal zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 5, weiter mit einem Glätten eines Übergangs der ersten und zweiten QPSK-Signale von einem Phasen-kodierten Wert zu einem anderen Phasen-kodierten Wert.
Verfahren nach Anspruch 6, weiter mit einem Filtern der ersten und zweiten QPSK-Singale unter Verwendung von einem oder mehreren Tiefpassfiltern, um den Übergang der ersten und zweiten QPSK-Singale zu glätten.
Verfahren nach Anspruch 6, weiter mit einem Verwenden vor berechneter, digitalisierter Wellenformen, die in einer Nachschlagtabelle gespeichert sind, um den Übergang der ersten und zweiten QPSK-Signale zu glätten.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei die vorberechneten, digitalisierten Wellenformen vorkompensiert sind, um eine Verzerrung zu verringern, die auftritt, wenn ein verstärktes Signal für jedes Phasen-modulierte Signal erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei ein Erzeugen eines verstärkten Signals für jedes Phasen-modulierte Signal ein Verstärken des ersten QPSK-Signals auf einen ersten Leistungspegel unter Verwendung eines ersten Klasse-C-Verstärkers und ein Verstärken des zweiten QPSK-Signals auf einen zweiten Leistungspegel unter Verwendung eines zweiten Klasse-C-Verstärkers umfasst.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei ein Erzeugen eines verstärkten Signals für jedes Phasen-modulierte Signal ein Verstärken des ersten QPSK-Signals auf einen ersten Leistungspegel unter Verwendung eines ersten Klasse-B-Verstärkers und ein Verstärken des zweiten QPSK-Signals auf einen zweiten Leistungspegel unter Verwenden eines zweiten Klasse-B-Verstärkers umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein Erzeugen eines Phasen-modulierten Signals für jedes Bit-Paar durch ein Phasen-Modulieren eines Signals mit konstanter Hüllkurve als eine Funktion des Bit-Paares ein Kodieren eines ersten Paares von Bits unter Verwendung eines Versatz-Quadratur-Phasen-Modulations-Modulators (OQPSK – Offset Quadrature Phase Shift Keying) umfasst, um ein erstes OQPSK-Signal zu erzeugen und ein Kodieren eines zweiten Paares von Bits unter Verwendung eines zweiten OQPSK-Modulators, um ein zweites OQPSK-Signal zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 12, weiter mit einem Glätten eines Übergangs der ersten und zweiten OQPSK-Signale von einem kodierten Signalwert zu einem anderen kodierten Signalwert, um eine spektrale Eingrenzung des modulierten Signals zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 13, weiter mit einem Filtern der ersten und zweiten OQPSK-Signale unter Verwendung von einem oder mehreren Tiefpassfiltern, um den Übergang der ersten und zweiten OQPSK-Signale zu glätten.
Verfahren nach Anspruch 13, weiter mit einem Verwenden vorberechneter, digitalisierter Übergangswellenformen, die in einer Nachschlagetabelle gespeichert sind, um den Übergang der ersten und zweiten OQPSK-Signale zu glätten.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei die digitalisierten Übergangswellenformen vorkompensiert sind, um eine Verzerrung zu verringern, die auftritt, wenn ein verstärktes Signal für jedes Phasen-modulierte Signal erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei Übergänge der digitalisierten Übergangswellenformen einer Trajektorie mit konstanter Amplitude folgen.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei die Trajektorie mit konstanter Amplitude unter Verwendung einer Gauß-Minimal-Modulation (GMSK – Gaussian Minimum Shift Keying) gebildet ist.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei ein Glätten eines Übergangs der ersten und zweiten OQPSK-Signale von einem kodierten Signalwert zu einem anderen kodierten Signalwert ein Aufrechterhalten einer Signal-Trajektorie mit konstanter Amplitude umfasst.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei die Signal-Trajektorie mit konstanter Amplitude ein GMSK-Signal bildet.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei ein Erzeugen eines Amplituden-Signals für jedes Phasen-modulierte Signal durch Verstärken des Phasen-modulierten Signals auf einen Leistungspegel ein Verstärken eines ersten OQPSK-Signals auf einen ersten Leistungspegel unter Verwendung eines ersten Klasse-C-Verstärkers umfasst und ein Verstärken des zweiten OQPSK-Signals auf einen zweiten Leistungspegel unter Verwenden eines zweiten Klasse-C-Verstärkers.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei ein Erzeugen eines verstärkten Signals für jedes Phasen-modulierte Signal durch Verstärken des Phasen-modulierten Signals auf einen gewünschten Leistungspegel ein Verstärken des ersten OQPSK-Signals auf einen ersten Leistungspegel unter Verwendung eines ersten Klasse-B-Verstärkers umfasst und ein Verstärken des zweiten OQPSK-Signals auf einen zweiten Leistungspegel unter Verwendung eines zweiten Klasse-B-Verstärkers.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei ein Erzeugen eines verstärkten Signals für jedes Phasen-modulierte Signal durch Verstärken des Phasen-modulierten Signals auf einen gewünschten Leistungspegel eine Verstärkung des ersten OQPSK-Signals auf einen ersten Leistungspegel unter Verwendung eines ersten Leistungsverstärkers mit konstanter Hüllkurve umfasst und ein Verstärken des zweiten OQPSK-Signals auf einen zweiten Leistungspegel unter Verwendung eines zweiten Leistungsverstärkers mit konstanter Hüllkurve.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei ein Erzeugen eines verstärkten Signals für jedes Phasen-modulierte Signal durch Verstärken des Phasen-modulierten Signals auf einen gewünschten Leistungspegel ein Verstärken der ersten und zweiten OQPSK-Signale unter Verwendung erster und zweiter Leistungsverstärker im gesättigten Modus umfasst.
Gerät (200) zum Erzeugen eines modulierten Signals mit: einer aufspaltenden Vorrichtung zum Aufspalten von Multi-Bit-Informationssymbolen in Paare (B₀, B₁, B₂, B₃); einer kodierenden Vorrichtung (201, 205) zum Phasen-Modulieren eines Signals mit konstanter Hüllkurve als Funktion des Bit-Paares, um ein Phasen-moduliertes Signal für jedes Bit-Paar zu erzeugen; dadurch gekennzeichnet, dass das Gerät weiter umfasst: eine verstärkende Vorrichtung (203, 207) zum Verstärken des Phasen-modulierten Signals auf einen jeweiligen Leistungspegel, um ein verstärktes Signal für jedes Phasen-modulierte Signal zu erzeugen, wobei jeder Leistungspegel in Bezug zu jedem anderen skaliert ist; und eine kombinierende Vorrichtung (209) zum Kombinieren der verstärkten Signale gemäß Verstärkungswerten, um ein moduliertes Signal mit kodierten Multi-Bit-Informationssymbolen zu erzeugen, wobei jeder Verstärkungswert weiter derart skaliert wird, dass ein binäres Verhältnis zwischen den skalierten Leistungspegeln existiert.
Gerät (200) nach Anspruch 25, wobei die Multi-Bit-Informationssymbole 4-Bit-Symbole umfassen, die in eine Quadratur-Amplituden-Modulations-Konstellation (QAM – Quadrature Amplitude Modulation) abgebildet werden sollen und wobei die kodierende Vorrichtung (201, 205) einen ersten Kodierer (201) umfasst, um ein erstes Phasen-moduliertes Signal basierend auf ersten Bit-Paaren der 4-Bit-Symbole zu erzeugen und einen zweiten Kodierer (205), um ein zweites Phasen-moduliertes Signal basierend auf zweiten Bit-Paaren der 4-Bit-Symbole zu erzeugen.
Gerät nach Anspruch 26, wobei die verstärkende Vorrichtung (203, 207) einen ersten Leistungsverstärker im gesättigten Modus (203) umfasst, um ein erstes verstärktes Signal durch Verstärken des ersten Phasen-modulierten Signals auf einen ersten Leistungspegel zu erzeugen und einen zweiten Leistungsverstärker im gesättigten Modus (207), um ein zweites verstärktes Signal durch Verstärken des zweiten Phasen-modulierten Signals auf einen zweiten Leistungspegel zu erzeugen.
Gerät nach Anspruch 27, wobei die kombinierende Vorrichtung (209) das modulierte Signal durch Kombinieren der ersten und zweiten verstärkten Signale gemäß ersten bzw. zweiten Verstärkungswerten erzeugt und wobei zumindest einer der Leistungspegel und der Verstärkungswerte derart bestimmt ist, dass die Multi-Bit-Informationssymbole in dem modulierten Signal kodiert sind, die ersten und zweiten Leistungspegel und Verstärkungswerte derart einstellt, dass das modulierte Signal Amplituden- und Phasenwerte annimmt, die definierten Punkten in der QAM-Konstellation entsprechen.
Gerät nach Anspruch 25, wobei die kodierende Vorrichtung (201, 205) einen ersten Quadratur-Phasenmodulations-Modulator (QSPK – Quadrature Phase Shift Keying) (201) umfasst, der ein erstes Paar von Bits kodiert, um ein erstes QPSK-Signal zu erzeugen und einen zweiten QPSK-Modulator (205), der ein zweites Paar von Bits kodiert, um ein zweites QPSK-Signal zu erzeugen.
Gerät nach Anspruch 29, weiter mit einer Vorrichtung zum Glätten eines Übergangs der ersten und zweiten QPSK-Signale von einem Phasen-kodierten Wert zu einem anderen Phasen-kodierten Wert.
Gerät nach Anspruch 30, wobei die glättende Vorrichtung einen oder mehrere Tiefpassfilter umfasst.
Gerät nach Anspruch 30, wobei die glättende Vorrichtung eine Vorrichtung zum Verwenden vor berechneter, digitaler Wellenformen umfasst, die in einer Nachschlagetabelle gespeichert sind.
Gerät nach Anspruch 32, wobei die Nachschlagetabelle angepasst ist, vorberechnete Wellenformen zu enthalten, die eine Verzerrung in der verstärkenden Vorrichtung (203, 207) derart vor kompensieren, dass die verstärkten Signale, die von der verstärkenden Vorrichtung (203, 207) erzeugt werden, im Wesentlichen eine verringerte Verzerrung enthalten.
Gerät nach Anspruch 29, wobei die verstärkende Vorrichtung (203, 207) einen ersten Klasse-C-Verstärker (203) umfasst, um das erste QPSK-Signal auf einen ersten Leistungspegel zu verstärken und einen zweiten Klasse-C-Verstärker (207), um das zweite QPSK-Signal auf einen zweiten Leistungspegel zu verstärken.
Gerät nach Anspruch 29, wobei die verstärkende Vorrichtung (203, 207) einen ersten Klasse-B-Verstärker (203) umfasst, um das erste QPSK-Signal auf einen ersten Leistungspegel zu verstärken und einen zweiten Klasse-B-Verstärker (207), um das zweite QPSK-Signal auf einen zweiten Leistungspegel zu verstärken.
Gerät nach Anspruch 25, wobei die kodierende Vorrichtung (201, 205) einen ersten Versatz-Quadratur-Phasenmodulations-Modulator (OQPSK – Offset Quadrature Phase Shift Keying) (201) umfasst, der ein erstes Paar von Bits kodiert, um ein erstes OQPSK-Signal zu erzeugen und einen zweiten OQPSK-Modulator (205), der ein zweites Paar von Bits kodiert, um ein zweites OQPSK-Signal zu erzeugen.
Gerät nach Anspruch 36, weiter mit einer glättenden Vorrichtung um einen Übergang der ersten und zweiten OQPSK-Signale von einem kodierten Signalwert zu einem anderen kodierten Signalwert zu glätten, um eine spektrale Begrenzung des modulierten Signals zu erhalten.
Gerät nach Anspruch 37, wobei die glättende Vorrichtung einen oder mehrere Tiefpassfilter umfasst, um den Übergang der ersten und zweiten OQPSK-Signale zu glätten.
Gerät nach Anspruch 37, wobei die glättende Vorrichtung eine Vorrichtung zum Verwenden vorberechneter, digitalisierter Übergangswellenformen umfasst, die in einer Nachschlagtabelle gespeichert sind, um den Übergang der ersten und zweiten OQPSK-Signale zu glätten.
Gerät nach Anspruch 39, wobei die gespeicherten, digitalisierten Übergangswellenformen eine Verzerrung in der verstärkenden Vorrichtung derart vorkompensieren, dass die verstärkten Signale, die von der verstärkenden Vorrichtung erzeugt werden, im Wesentlichen eine geringere Verzerrung aufweisen.
Gerät nach Anspruch 39, wobei Übergänge der gespeicherten, digitalisierten Übergangswellenformen einer Trajektorie mit konstanter Amplitude folgen.
Gerät nach Anspruch 41, wobei die Trajektorie mit konstanter Amplitude unter Verwendung einer Gauß-Minimal-Modulation (GMSK – Gaussian Minimum Shift Keying) gebildet sind.
Gerät nach Anspruch 37, wobei die glättende Vorrichtung angepasst ist, den Übergang der ersten und zweiten OQPSK-Signale von einem kodierten Signalwert auf einen anderen kodierten Signalwert zu glätten, während eine Signal-Trajektorie mit konstanter Amplitude aufrechterhalten wird.
Gerät nach Anspruch 43, wobei die Signal-Trajektorie mit konstanter Amplitude ein GMSK-Signal bildet.
Gerät nach Anspruch 27, wobei die verstärkende Vorrichtung einen ersten Klasse-C-Verstärker umfasst, der das erste OQPSK-Signal auf einen ersten Leistungspegel verstärkt und einen zweiten Klasse-C-Verstärker, der das zweite OQPSK-Signal auf einen zweiten Leistungspegel verstärkt.
Gerät nach Anspruch 27, wobei die verstärkende Vorrichtung einen ersten Klasse-B-Verstärker umfasst, der das erste OQPSK-Signal auf einen ersten Leistungspegel verstärkt und einen zweiten Klasse-B-Verstärker, der das zweite OQPSK-Signal auf einen zweiten Leistungspegel verstärkt.
Gerät nach Anspruch 27, wobei die verstärkende Vorrichtung einen ersten Verstärker mit konstanter Hüllkurve umfasst, der das erste OQPSK-Signal auf einen ersten Leistungspegel verstärkt und einen zweiten Verstärker mit konstanter Hüllkurve, der das zweite OQPSK-Signal auf einen zweiten Leistungspegel umfasst.
Gerät nach Anspruch 27, wobei die verstärkende Vorrichtung die ersten und zweiten OQPSK-Signale unter Verwendung erster bzw. zweiter Leistungsverstärker im gesättigten Modus verstärkt.