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Diese Erfindung betrifft allgemein
das Gebiet implantierbarer medizinischer Vorrichtungen und insbesondere
eine Meßverstärker-Schaltungsanordnung
für ein
implantierbares Impulsgeneratorsystem.
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Implantierbare Impulsgeneratoren
(oder IPGs) sind aus dem Stand der Technik wohlbekannt. Die meisten
bei Bedarf arbeitenden Schrittmacher weisen eine Meßverstärker-Schaltungsanordnung
auf, um eine natürliche
elektrische Herzaktivität
zu erfassen, so daß die
Vorrichtungen daran gehindert werden können, unnötige Stimulations-Ausgangsimpulse zu
erzeugen, wenn ein Herz richtig arbeitet. Doppelkammer-Herzschrittmacher
weisen typischerweise getrennte Meßverstärker für das atriale bzw. atrielle
und das ventrikuläre
Messen auf. Die Meßverstärker erfassen
das Vorhandensein natürlicher
Signale, d. h. von P-Zacken,
die im Atrium natürlich
auftreten, und von R-Zacken,
die im Ventrikel natürlich
auftreten. Beim Erfassen eines natürlichen Signals erzeugt die
Meßverstärker-Schaltungsanordnung
ein digitales Signal zur Ausgabe an andere Komponenten, welche die
Abgabe eines Stimulationsimpulses an die entsprechende Kammer unterbinden.
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Es ist erwünscht, das Ansprechen bzw.
die Reaktion des Herzens auf einen elektrischen Stimulationsimpuls
genau und zuverlässig
zu messen. Das Messen eines solchen Ansprechens ermöglicht das
Bestimmen einer Stimulationsschwelle eines Patienten oder der minimalen
Energie, die ein Stimulationsimpuls erhalten muß, damit ein kardielles Ansprechen
hervorgerufen wird. Sobald die Stimulationsschwelle eines Patienten bestimmt
wurde, kann der Energiegehalt der Stimulationsimpulse angepaßt werden,
um das Abgeben von Impulsen mit einem unnötig hohen Energiegehalt zu
vermeiden. Es wird angenommen, daß das Minimieren des Energiegehalts
von Stimulationsimpulsen physiologischen Nutzen bringt und zusätzlich den
Energieverbrauch verringert, was in Zusammenhang mit batteriebetriebenen
implantierbaren Vorrichtungen sehr wichtig ist. Die Erfassung und
Messung des Ansprechens des Herzens auf einen elektrischen Stimulationsimpuls
können auch
beim Steuern der Stimulationsrate eines Schrittmachers, zum Feststellen
der physiologischen Wirkungen von Arzneimitteln oder zum Diagnostizieren
abnormer Herzzustände
verwendbar sein.
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Unmittelbar nach der Abgabe eines
Stimulationsimpulses an Herzgewebe wird durch die Ladung, die im
Gewebe durch die Abgabe eines Stimulationsimpulses induziert wird,
ein restliches Nachstimulations-Polarisationssignal (oder Polarisationssignal)
erzeugt. Falls der Stimulationsimpuls im Herzgewebe eine hervorgerufene
Antwort erzeugt, ist dem Polarisationssignal mit einer typischerweise
viel größeren Amplitude
ein hervorgerufenes Antwortsignal überlagert. Daher können herkömmliche
Schrittmacher oder PCDs entweder nicht zwischen Nachstimulationsimpuls-Polarisationssignalen
und hervorgerufenen Antwortsignalen unterscheiden oder haben Schwierigkeiten,
dazwischen zu unterscheiden. Dieses Problem wird dadurch weiter
kompliziert und verschlimmert, daß Restpolarisationssignale
typischerweise selbst dann hohe Amplituden aufweisen, wenn hervorgerufene
Antwortsignale auftreten. Es wird folglich schwierig, wenn nicht
unmöglich,
ein hervorgerufenes Antwortsignal unter Verwendung eines herkömmlichen
Schrittmachers oder PCD-Meßverstärkers zu
erfassen, bei dem lineare Frequenzfiltertechniken verwendet werden.
Daher können
die meisten Schrittmacher nicht zwischen Polarisationssignalen und
hervorgerufenen Antwortsignalen unterscheiden.
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Die meisten Schrittmacher verwenden
Meß- und
Zeitgeber-Schaltungen,
die nicht versuchen, hervorgerufene Antwortsignale zu erfassen,
bevor das Polarisationssignal nicht mehr vorhanden ist oder auf
einen minimalen Amplitudenpegel abgenommen hat. Das Messen wird
nur dann als zuverlässig
angesehen. In bezug auf die Mitnahmeerfassung tritt dieses Messen
jedoch typischerweise einen erheblichen Zeitraum nach dem Auftreten
des hervorgerufenen Antwortsignals auf. Daher können die meisten Schrittmacher
hervorgerufene Antwortsignale nicht zuverlässig erfassen.
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Die Erzeugung und die Abgabe eines
elektrischen Herzstimulationsimpulses führt zum Speichern von Ladung
in Körpergeweben.
Diese Stimulationspolarisationsartefakte, "Nachpotentiale" oder Polarisationssignale weisen typischerweise
viel größere Amplituden
auf als jene, die elektrischen Signalen entsprechen, welche sich
aus einem natürlichen
Herzschlag oder einer stimulierten Antwort ergeben. Polarisationssignale
können
auch die Erfassung und Analyse einer stimulierten oder hervorgerufenen
Antwort auf einen Stimulationsimpuls stören. Demgemäß besteht auf dem medizinischen
Gebiet ein Bedarf am zuverlässigen
Bestimmen, ob ein hervorgerufenes Antwortsignal in einer Stimulationsumgebung
aufgetreten ist.
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Polarisationssignale ergeben sich
typischerweise dadurch, daß der
Gewebe-Elektroden-Übergang nach
der Abgabe eines Stimulationsimpulses Energie speichert. Es gibt
typischerweise zwei Gewebe-Elektroden-Übergänge in einer Stimulationsschaltung,
nämlich
einen für
die Spitzenelektrode und einen für
die Ringelektrode (oder die Behälterelektrode).
Die gespeicherte Energie verteilt sich nach dem Stimulationsereignis, wodurch
das Nachpotential erzeugt wird.
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In bezug auf die von einer internen
Schaltungsanordnung eines Schrittmachers gemessene Impedanz schließt die Gesamtlast
der Stimulationsschaltung die Impedanz der Leitung selbst, die Impedanzen
des Gewebe-Elektroden-Übergangs
und die Impedanz des Körpergewebevolumens
ein. Die Impedanzen des Körpergewebes
und der Leitung können
als ein einfacher Reihenvolumenwiderstand modelliert werden, wobei
die Gewebe-Elektroden-Übergänge als
die die reaktive Energie absorbierenden bzw. abführenden Elemente der Gesamtlast
verbleiben. Die Spitzenelektrode ist das primäre Nachpotential-Speicherelement
verglichen mit Gehäuse-
und Ringelektroden. In einer Stimulationsschaltung speichert eine
Ringelektrode infolge der Differenzen der Elektrodenflächen typischerweise
mehr Energie als eine Gehäuseelektrode.
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Es wurden auf dem Fachgebiet mehrere
Verfahren zum Verbessern der Fähigkeit
einer implantierbaren Vorrichtung, hervorgerufene Antworten zu erfassen
und zu messen, vorgeschlagen.
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Beispielsweise ist in US-A-5 172
690 von Nappholz u. a. mit dem Titel "Automatic Stimulus Artifact Reduction
for Accurate Analysis of the Heart's Stimulated Response" eine dreiphasige
Stimulationswellenform vorgeschlagen, die aus Vorladungs-, Stimulations-
und Nachladungssegmenten bestehen. Die Dauer des Vorladungssegments
wird geändert,
bis die Amplitude des Stimulationsartefakts verglichen mit der hervorgerufenen
Antwort klein ist.
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In US-A-5 431 693 von Schroeppel
mit dem Titel "Method
of Verifying Capture of the Heart by a Pacemaker" ist ein Schrittmacher offenbart, der
eine Tiefpaßfilterung
eines gemessenen Signals ausführt,
um Rauschen und Durchgangsfrequenzen zu entfernen, die für das hervorgerufene
Herzsignal charakteristisch sind. Das gefilterte Signal wird verarbeitet,
um ein Wellenformsignal zu bilden, das die zweite Ableitung des
gefilterten Signals darstellt. Das gefilterte Signal der zweiten
Ableitung wird weiter analysiert, um minimale und maximale Amplitudenschwingungen
während
ausgewählten
ersten und zweiten Zeitfenstern zu erfassen. Die während der
zwei Zeitfenster gemessenen Amplitudendifferenzen werden miteinander
verglichen, um zu bestimmen, ob eine Mitnahme aufgetreten ist.
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In US-A-5 571 144 von Schroeppel
mit dem Titel "Method
of Verifying Capture of the Heart by a Cardiac Stimulator" ist ein Schrittmacher
offenbart, der eine atrielle hervorgerufene Antwort durch Auswerten
der Steigung der gemessenen Wellenform erfaßt.
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In US-A-4 114 627 von Lewyn u. a.
mit dem Titel "Cardiac
Pacer System and Method with Capture Verification Signal" ist ein Schrittmacher
offenbart, der Ausgangsstimulationsimpulse über einen Ausgangskopplungskondensator
abgibt.
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Während
der Abgabe eines Stimulationsimpulses ist der Meßverstärker von der Herzelektrode
entkoppelt. Wenn der Stimulationsimpuls endet, wird der Ausgangskopplungskondensator über einen
Entladungswiderstand mit Masse gekoppelt, wodurch die Elektrodenpolarisation
abgeleitet wird.
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In DE-A-4 444 144 von Hauptmann mit
dem Titel "Pacemaker
with Improved Sensing Circuit for Electrical Signals" ist ein Schrittmacher
mit einer Meßschaltung
offenbart, die intrakardielle Herzsignale aufzeichnet. Ein adaptives
nichtlineares Rauschfilter transformiert diese Signale. Ein abgestimmtes
Filter korreliert die transformierten Signale mit einem Impulsmuster
und erzeugt eine Ausgabe, die auf Herzimpulssignale hinweist. Die
Meßschaltung
reduziert eine fehlerhafte Signalerfassung, die durch eine Rauschfilterung
hervorgerufen wird, indem ermöglicht
wird, daß externes
Rauschen von Rauschen unterschieden wird, das wahren Herzsignalen
zugeordnet ist.
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In EP-A-0 464 252 ist eine Mitnahmeerfassungsvorrichtung
offenbart, in der zwei physiologische elektrische Signale gemessen
werden, von denen eines mitnahmefrei sein muß. Die Differenz zwischen diesen wird
bestimmt, um ein Mitnahmesignal zu erzeugen.
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Andere Offenbarungen, die sich auf
dasselbe allgemeine Problem beziehen, umfassen die nachstehend in
Tabelle 1 aufgelisteten US-Patente: Tabelle
1: Patente aus dem Stand der Technik
Patentnummer | Titel |
3 920
024 | Threshold
Tracking System and Method for Stimulating a Physiological System |
4 055
189 | Condition
Monitoring Pacemaker |
4 088
139 | Automatic
Detection and Registration of a Failure Condition in a Cardiac Pacer
Monitoring System |
4 144
892 | Cardiac
Pacer and Monitor System |
4 228
803 | Physiologically
Adaptive Cardiac Pacemaker |
4 305
396 | Rate
Adaptive Pacemaker and Method of Cardiac Pacing |
4 343
312 | Pacemaker
Output Circuitry |
4 373
531 | Apparatus
for Physiological Stimulation and Detection of Evoked Response |
4 537
201 | Process
and Device for Detecting the Response of the Heart to an Electrical
Stimulation Pulse |
4 543
956 | Biphasic
Cardiac Pacer |
4 649
931 | Sampled
Data Sense Amplifier |
4 665
919 | Pacemaker
with Switchable Circuits and Method of Operation of Same |
4 674
508 | Low-Power
Consumption Cardiac Pacer Based on Automatic Verification of Evoked
Contractions |
4 674
509 | System
and Method for Detecting Evoked Cardiac Contractions |
4 686
988 | Pacemaker
System and Method for Measuring and Monitoring Cardiac Activity
and for Determining and Maintaining Capture |
4 708
142 | Automatic
Cardiac Capture Threshold Determination System and Method |
4 729
376 | Cardiac
Pacer and Method Providing Means for Periodically Determining Capture
Threshold and Adjusting Pulse Output Level Accordingly |
4 759
366 | Rate
Responsive Pacing Using the Ventricular Gradient |
4 759
367 | Rate
Responsive Pacing Using the Magnitude of the Repolarization Gradient
of the Ventricular Gradient |
4 766
900 | Rate
Responsive Pacing System Using the Integrated Cardiac Event Potential |
4 766
901 | Rate
Responsive Pacing System Using the Integrated Evoked Potential |
4 811
738 | Cardiac
Pacemaker Circuit with Fast Stored Charge Reduction |
4 815
475 | Modulation
System for Evoked Response Stimulation and Method |
4 858
610 | Detection
of Cardiac Evoked Potentials |
4 878
497 | Pacemaker
with Improved Automatic Output Regulation |
4 895
152 | System
for Cardiac Pacing |
4 903
700 | Pacing
Pulse Compensation |
4 964
411 | Evoked
EMG Signal Processing |
4 969
467 | Pacemaker
with Improved Automatic Output Regulation |
4 979
507 | Energy
Saving Cardiac Pacemaker |
4 996
986 | Implantable
Medical Device for Stimulating a Physiological Function of a Living
Being with Adjustable Stimulation Intensity and Method for Adjusting
the Stimulation Intensity |
5 018
523 | Apparatus
for Common Mode Stimulation with Bipolar Sensing |
5 086
774 | System
and Method for Automatically Compensating for Latency Conduction
Time in a Programmable Pacemaker |
5 105
810 | Implantable
Automatic and Haemodynamically Responsive Cardioverting/Defibrillating
Pacemaker with Means for Minimizing Bradycardia Support Pacing Voltages |
5 127
401 | Method
of and Apparatus for Multi-Vector Pacing Artifact Detection |
5 143
081 | Randomized
Double Pulse Stimulus and Paired Event Analysis |
5 161
529 | Cardiac
Pacemaker with Capture Verification |
5 184
615 | Apparatus
and Method for Detecting Abnormal Cardiac Rhythms Using Evoked Potential
Measurements in an Arrhythmia Control System |
5 222
493 | Verification
of Capture Using an Indifferent Electrode Mounted on the Pacemaker
Connector Top |
5 233
985 | Cardiac
Pacemaker with Operational Amplifier Output Circuit |
5 265
601 | Dual
Chamber Cardiac Pacing from a Single Electrode |
5 265
603 | Electronic
Capture Detection for a Pacer |
5 271
393 | Pacemaker
Employing Antitachyarrhythmia Prevention Based on Ventricular Gradient |
5 312
446 | Compressed
Storage of Data in Cardiac Pacemakers |
5 330
512 | Electrode
Charge-Neutral Sensing of Evoked ECG |
5 350
410 | Autocapture
System for Implantable Pulse Generator |
5 391
192 | Automatic
Ventricular Pacing Pulse Threshold Determination Utilizing an External
Programmer and a Surface Electrogram |
5 417
718 | System
for Maintaining Capture in an Implantable Pulse Generator |
5 431
693 | Method
of Verifying Capture of the Heart by a Pacemaker |
5 443
485 | Apparatus
and Method for Capture Detection in a Cardiac Stimulator |
5 476
485 | Automatic
Implantable Pulse Generator |
5 522
855 | Implantable
Cardiac Stimulator |
5 571
144 | Method
of Verifying Capture of the Atrium by a Cardiac Stimulator |
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Wie Durchschnittsfachleute beim Lesen
der Zusammenfassung der Erfindung, der detaillierten Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsformen
und der Ansprüche,
die nachstehend dargelegt sind, leicht verstehen werden, können viele
der Vorrichtungen und Verfahren, die in den Patenten aus Tabelle
1 offenbart sind, unter Verwendung der Lehren der vorliegenden Erfindung
vorteilhaft modifiziert werden. Es ist ein implantierbarer Impulsgenerator
erforderlich, der in der Lage ist, die Mitnahme des Herzens zuverlässig und
beständig
zu erfassen.
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Dementsprechend sieht die vorliegende
Erfindung Mittel zum Erfassen einer Mitnahme bzw. eines Einfangs
(Captures) in einer implantierbaren medizinischen Vorrichtung mit
wenigstens einem Mittel zum Abgeben elektrischer Impulse und zum
Messen eines physiologischen elektrischen Signals vor, wobei das
Mitnahmeerfassungsmittel aufweist:
- (a) ein
Mittel zum Verstärken
des vom Abgabe- und Meßmittel
gemessenen physiologischen elektrischen Signals, wobei das Verstärkungsmittel
mit dem Abgabe- und Meßmittel
gekoppelt ist, und
- (b) ein Mikroprozessor- oder Schaltungsmittel, das mit dem Verstärkungsmittel
gekoppelt ist, um eine Polaritätsänderung
des physiologischen elektrischen Signals zu erfassen,
dadurch
gekennzeichnet, daß
das
Mittel mit dem Verstärkungsmittel
gekoppelt ist, um eine Negativspitzenverfolgung des verstärkten physiologischen
elektrischen Signals vorzunehmen.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung
wurde festgestellt, daß das
an der Spitzenelektrode unmittelbar nach der Abgabe eines Stimulationsimpulses
an das Herzgewebe erfaßte
Potential dazu neigt, sich in einer negativen Richtung (dV/dt < 0) zu bewegen.
Eine kurze Zeit danach erreicht das gemessene Signal typischerweise
einen minimalen Steigungswert (dV/dt = 0), bewegt sich dann in positiver
Richtung (dV/dt > 0)
und nimmt schließlich
ein Profil mit einer Amplitude von Null oder ein Profil mit einem
niedrigen Pegel an. Es wurde beobachtet, daß dieses Verhalten sowohl im
Fall mitgenommener als auch nicht mitgenommener Stimulationsimpulse
auftritt, jedoch vorausgesetzt, daß keine sehr großen Stimulationsenergien
verwendet werden. Es wurde weiterhin entdeckt, daß die Änderungsrate
mitgenommener Ereignisse viel größer sein
kann als diejenige, die nicht mitgenommenen Ereignissen entspricht.
Das heißt,
daß zumindest
in manchen Fällen
dV/dtMitnahme >> dV/dtkeine Mitnahme ist.
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Die Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
betrifft eine adaptive nichtlineare Filtertechnik, bei der Beiträge zum gemessenen
Signal, die sich auf ein Restpolarisationssignal beziehen, unterdrückt werden, und
Beiträge
zum gemessenen Signal, die sich auf ein hervorgerufenes Antwortsignal
beziehen, durchgelassen werden, jedoch nur dann, wenn das hervorgerufene
Antwortsignal eine bestimmte minimale Amplitude aufweist.
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Gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird eine Referenzspannung in einer Mitnahmeerfassungsschaltung
kontinuierlich aktualisiert und im Wert verringert, wenn der Meßverstärker das
gemessene Signal verfolgt, vorausgesetzt daß dV/dt des gemessenen Signals
kleiner als null oder erheblich kleiner als null ist. Wenn oder
falls dV/dt des gemessenen Signals gleich null oder im wesentlichen
gleich null wird, wird diese Referenzspannung auf dem Minimalwert
oder der "negativen
Spitze" gehalten,
die sie während
des Zeitraums erreicht hat, zu dem dV/dt des gemessenen Signals
weniger negativ war. Wenn oder falls dV/dt später positiv oder in erheblichem
Maße positiv
wird, wird die Differenz zwischen dem gemessenen Signal und dem
zuvor erreichten und verfolgten Minimalwert verstärkt. Der
Begriff "Negativspitzenverfolgung" wird verwendet,
um die Arbeitsweise der vorhergehenden Schaltung zu beschreiben.
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Sobald die Mitnahmeerfassungsschaltung
gemäß der vorliegenden
Erfindung feststellt, daß eine "negative Spitze" erreicht worden
ist, wird ein Ausgangssignal, das der Differenz zwischen dem nach
der "negativen Spitze" gemessenen Signal
mit der größten Amplitude
und dem "negativen
Spitzenwert" selbst
entspricht oder dazu proportional ist, verstärkt und zur weiteren Unterscheidung
einer linearen Frequenzfilterschaltung zugeführt. Falls der Stimulationsimpuls
keine Mitnahme des Myokards bewirkt hat, wird von der linearen Frequenzfilterschaltung
nur ein geringes oder kein Signal zum Auslösen von einem oder einer Reihe
von Schwellenwertvergleichern übergeben.
Falls der Stimulationsimpuls umgekehrt keine Kontraktion (oder keine
Mitnahme) des Myokards hervorgerufen hat, wird ein Signal mit einer
verhältnismäßig großen Amplitude
von der linearen Frequenzfilterschaltung übergeben, um den einen oder
die mehreren Schwellenwertvergleicher auszulösen. Durch geeignetes Auswählen eines
Schwellenwerts für
diese Vergleicher kann die erfindungsgemäße Schaltung mit einem hohen
Grad an Genauigkeit und Zuverlässigkeit
zwischen mitgenommenen und nicht mitgenommenen Stimulationsimpulsen
unterscheiden.
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Die vorliegenden Erfindung schließt eine
als "Negativspitzenverfolgung" (oder "NPT") bezeichnete adaptive
nichtlineare Filtertechnik ein, die das anfängliche Restpolarisationssignal
entfernt und dann nur den Abschnitt des gemessenen Signals weiterleitet,
an dem eine Änderung
des Vorzeichens der Steigung auftritt. Es wurde beobachtet, daß sich der
Betrag des Polarisationssignals von Leitung zu Leitung und von Patient
zu Patient ändert.
Folglich muß der
Betrag der Polarisation, der in einem gegebenen Patienten existiert,
der eine gegebene Leitung aufweist, kompensiert werden. Es wurde
jedoch entdeckt, daß der
Betrag und der Frequenzgehalt des vom Filter gemäß der vorliegenden Erfindung übergebenen
Signals in erster Linie vom Änderungsbetrag
des Vorzeichens der Steigung und nicht vom Grad oder Betrag der
Polarisation abhängt.
Sobald die Schaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung eine Änderung
des Vorzeichens der Steigung erfaßt, wird ein Ausgangssignal
in ein lineares Frequenzfilter eingegeben, um eine weitere Unterscheidung
vorzunehmen. Falls keine Mitnahme aufgetreten ist, weist das vom
Filter und der Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung übergebene
Signal keinen ausreichenden Betrag zum Auslösen von einer oder mehreren
Vergleicherschaltungen auf. Falls umgekehrt eine Mitnahme aufgetreten
ist, löst
das durch den Filter und die Schaltung übergebene Signal umgekehrt
die eine oder die mehreren Vergleicherschaltungen aus. Die vorliegende Erfindung
unterscheidet demgemäß zwischen
mitgenommenen und nicht mitgenommenen Stimulationsimpulsen. Durch
eine sorgfältige
Auswahl zwischen Vergleicher-Schwellenwerten durch einen Benutzer
wird umgekehrt gemäß der vorliegenden
Erfindung die Zuverlässigkeit
der Ereignisunterscheidung verbessert.
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Die vorliegende Erfindung hat bestimmte
Ziele. Die vorliegende Erfindung bietet insbesondere Lösungen für auf dem
Fachgebiet auftretende Probleme. Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung
besteht darin, einen implantierbaren Impulsgenerator bereitzustellen,
der in der Lage ist, es zuverlässig
und konsistent zu bestimmen, falls ein gegebener Stimulationsimpuls
das Myokard mitgenommen hat und nachfolgend eine Kontraktion herbeigeführt hat.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen
implantierbaren Impulsgenerator bereitzustellen, der sowohl in der
unipolaren als auch in der bipolaren Leitungskonfiguration solche
Mitnahmeerfassungsfähigkeiten
aufweist. Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht
darin, einen implantierbaren Impulsgenerator bereitzustellen, der
sowohl für
atrielle als auch für
ventrikuläre
Anwendungen solche Mitnahmeerfassungsfähigkeiten aufweist. Eine andere
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen implantierbaren
Impulsgenerator mit den vorhergehenden Eigenschaften bereitzustellen,
der verhältnismäßig kostengünstig herzustellen
ist.
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Die vorliegende Erfindung weist bestimmte
Vorteile auf. Diese bestehen insbesondere darin, daß die vorliegende Erfindung
(a) wirksam, zuverlässig
und beständig
zwischen Nachstimulationspolarisationen und hervorgerufenen Potentialen
unterscheidet, (b) mit unipolaren oder bipolaren implantierbaren
Impulsgeneratoren verwendet werden kann, (c) bei atriellen oder
ventrikulären
Anwendungen verwendet werden kann, (d) bei implantierbaren Impulsgeneratoren
(IPGs), Schrittmachern, Schrittmachern-Kardiovertern-Defibrillatoren (PCDs),
externen Impulsgeneratoren (EPGs), implantierbaren Kardioverter-Defibrillatoren
(ICDs), implantierbaren Defibrillatoren und implantierbaren Kardiovertern
verwendet werden kann, (e) kostengünstig herzustellen ist, (f)
dabei hilft, die Gesundheitsdienstkosten zu verringern und (g) die
Sicherheit für
den Patienten durch eine erhöhte
Zuverlässigkeit
und Konsistenz beim Unterscheiden hervorgerufener Antworten und
Nachstimulationspolarisationen erhöht.
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Gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird die Unterscheidung zwischen einer hervorgerufenen
Antwort und der Nachstimulationspolarisation dadurch erreicht, daß die Polarität der positiven oder
negativen Spannungsänderung
in bezug auf die Zeit (oder dV/dt) der während eines kurzen Zeitraums unmittelbar
nach dem stimulierten Ereignis (nachfolgend als ein "Mitnahmeerfassungsfenster" oder "CDW" bezeichnet) auf
die Leitungselektroden fallenden Wellenform festgehalten wird. Insbesondere
weist das Nachstimulationspolarisationssignal während des Mitnahmeerfassungsfensters
eine konstante Polarität
auf, und die hervorgerufene Antwort kann bewirken, daß die Polarität dieses
Signals während
des CDWs umgekehrt wird. Das Vorzeichen der Nachstimulationspolarisationspolarität, positiv
oder negativ, wird durch den Entwurf der spezifischen Ausgangsschaltungsanordnung
bestimmt. Die hervor gerufene Antwort kann während des interessierenden
Fensters in beiden Fällen
die Polarität
des gemessenen Signals von positiv zu negativ oder von negativ zu
positiv umkehren.
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Gemäß einer anderen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung und wenn der Betrag der Nachstimulationspolarisation
so groß ist,
daß die
hervorgerufene Antwort die Polarität der Wellenform nicht umkehren
kann, wird die Unterscheidung der hervorgerufenen Antwort dadurch
erreicht, daß eine
Beschleunigung (oder ein sich vergrößernder Betrag von dV/dt) im
gemessenen Signal oder in der gemessenen Wellenform festgehalten
wird. Während
des Mitnahmeerfassungsfensters weist die Polarisation dieses Signals
nicht nur eine konstante Polarität,
sondern auch eine kontinuierliche Verzögerung (oder einen sich verringernden
Betrag von dV/dt) auf. Die hervorgerufene Antwort erzeugt demgemäß eine "Beschleunigung" des gemessenen Signals
oder der einfallenden Wellenform, die durch die Schaltungsanordnung
und das Verfahren gemäß der vorliegenden
Erfindung erfaßt
wird.
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Gemäß den vorhergehenden Konzepten
kann gemäß der vorliegenden
Erfindung eine Spitzenverfolgungsschaltung verwendet werden, die
eine Umkehrung der Polarität
der Eingangswellenform erfaßt
(die wiederum ein Artefakt der Nachstimulations-Elektrodenpolarisation
ist) und demgemäß das Nachstimulationspolarisationsartefakt
herausfiltert, während
ermöglicht
wird, daß die
hervorgerufene Antwort durch den Meßverstärker weiterläuft. Zusätzlich kann
eine sekundäre
Spitzenverfolgungsschaltung verwendet werden, die eine Beschleunigung
der Eingangswellenform erfaßt,
indem sie den Rückkopplungsstrom
in der ersten Spitzenverfolgungsschaltung überwacht.
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Andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile
der vorliegenden Erfindung werden anhand der anhängigen Zeichnung, der detaillierten
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen, die nur als Beispiel
dienen, und der Ansprüche
verständlich
werden.
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1 zeigt
ein gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung aufgebautes implantierbares Schrittmachersystem,
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2 zeigt
das in einen Menschen implantierte Schrittmachersystem aus 1,
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3 zeigt
ein Funktionsblockdiagramm, das der Schrittmacher-Schaltungsanordnung
des Schrittmachersystems aus 1 entspricht,
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4 zeigt
ein Funktionsblockdiagramm einer Ausführungsform der Mitnahmeerfassungsschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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5(a) zeigt
ein allgemeines schematisches Funktionsblockdiagramm der Vorverarbeitungseinrichtung
gemäß einer
Ausführungsform
des Meßverstärkers der
vorliegenden Erfindung,
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5(b) zeigt
einen Schaltplan einer speziellen Ausführungsform der in 5(a) dargestellten Vorverarbeitungseinrichtung,
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6(a) zeigt
ein allgemeines schematisches Funktionsblockdiagramm der Nachverarbeitungseinrichtung
gemäß einer Ausführungsform
des Meßverstärkers der
vorliegenden Erfindung,
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6(b) zeigt
einen Schaltplan einer speziellen Ausführungsform der in 5(a) dargestellten Nachverarbeitungseinrichtung,
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die 7(a) und 7(b) zeigen jeweils Wellenformen,
die die Eingabe in die Meßverstärker-Schaltungsanordnung
aus den 5(a), 5(b), 6(a) und 6(b) und
die Ausgabe aus dieser darstellen,
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8 zeigt
ein schematisches Funktionsblockdiagramm gemäß einer Ausführungsform
einer Mitnahmeerfassungsschaltung der vorliegenden Erfindung,
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9 zeigt
einen detaillierteren Schaltplan der in 8 dargestellten Mitnahmeerfassungsschaltung,
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10 zeigt
ein schematisches Funktionsblockdiagramm gemäß einer anderen Ausführungsform
der Mitnahmeerfassungsschaltung der vorliegenden Erfindung,
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11 zeigt
einen detaillierteren Schaltplan eines Abschnitts der Mitnahmeerfassungs-Schaltungsanordnung
aus 10,
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12 zeigt
einen detaillierteren Schaltplan eines anderen Abschnitts der Mitnahmeerfassungs-Schaltungsanordnung
aus 10,
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13 zeigt
einen detaillierteren Schaltplan eines anderen Abschnitts der Mitnahmeerfassungs-Schaltungs anordnung
aus 10,
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die 14(a)–14(c) zeigen Wellenformen,
die den Signalen entsprechen, die an verschiedenen Schaltungspunkten
der in 10 dargestellten
Mitnahmeerfassungs-Schaltungsanordnung
auftreten, nachdem ein Stimulationsimpuls abgegeben wurde, der keine
kardielle Antwort hervorruft,
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die 15(a)–15(c) zeigen Wellenformen,
die den Signalen entsprechen, die an verschiedenen Schaltungspunkten
der Mitnahmeerfassungs-Schaltungsanordnung aus 10 auftreten, nachdem ein Stimulationsimpuls
abgegeben wurde, der eine kardielle Antwort hervorruft,
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die 16(a)–16(c) zeigen Wellenformen,
die den Signalen entsprechen, die an verschiedenen Schaltungspunkten
der Mitnahmeerfassungs-Schaltungsanordnung aus 10 auftreten, nachdem ein Stimulationsimpuls
abgegeben wurde, der eine kardielle Antwort hervorruft, die schwächer als
diejenige ist, die in den 15(a)– 15(c) dargestellt ist,
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17 zeigt
ein schematisches Funktionsblockdiagramm, das gemäß einer
anderen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist,
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die 18(a) und 18(b) zeigen Wellenformen,
die den Signalen entsprechen, die am Eingang und am Ausgang der
in 17 dargestellten
Schaltung auftreten, wenn das Eingangssignal dadurch gekennzeichnet ist,
daß es
stark geneigte Abschnitte aufweist,
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die 18(c) und 18(d) zeigen Wellenformen,
die den Signalen entsprechen, die am Eingang und am Ausgang der
in 17 dargestellten
Schaltung auftreten, wenn das Eingangssignal dadurch gekennzeichnet ist,
daß es
Abschnitte aufweist, die weniger stark geneigt sind als jene, die
in 18(a) dargestellt
sind,
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19 zeigt
ein schematisches Funktionsblockdiagramm, das gemäß einer
anderen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist,
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20 zeigt
repräsentative
Wellenformen, die den am Eingang und am Ausgang der in 19 dargestellten Schaltung
auftretenden Signalen entsprechen,
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21 zeigt
ein Blockdiagramm gemäß einer
anderen Ausführungsform
der Mitnahmeerfassungsschaltung der vorliegenden Erfindung,
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22 zeigt
ein detaillierteres Blockdiagramm der in 21 dargestellten Schaltung,
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23 zeigt
weitere Einzelheiten der verschiedenen in 22 dargestellten Schaltungsanordnungsblöcke,
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24 zeigt
den Schaltungsblock 31/33 in 23 in weiteren Einzelheiten,
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25 zeigt
eine Schaltung zum Implementieren der Austast- und Vergleicherschaltung 33 aus 24,
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26 zeigt
einen Abschnitt eines unter Verwendung einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung aufgezeichneten Streifendiagramms,
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27 zeigt
ein Blockdiagramm einer Ausführungsform
einer Mikroprozessor-Mitnahmeerfassungsschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung, und
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28 zeigt
ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform einer Mikroprozessor-Mitnahmeerfassungsschaltung
gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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Der Begriff "Mitnahme" bzw. „Einfang" oder „Capture" bedeutet in der Beschreibung und den
Ansprüchen
das erfolgreiche Hervorrufen einer stimulierten Antwort in Herzgewebe
durch einen Stimulationsimpuls. Umgekehrt bedeutet der Begriff "Nicht-Mitnahme" in der Beschreibung
und den Ansprüchen
die Abgabe eines Stimulationsimpulses an Herzgewebe, wodurch eine
ungenügende
oder schwache stimulierte Antwort oder überhaupt keine stimulierte
Antwort hervorgerufen wird.
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Die Begriffe "Spitzenverfolgungsschaltung", "Mitnahmeerkennungsschaltung", "Mitnahmeerfassungsschaltung" und "Mitnahmedetektor" sind in der Beschreibung
und den Ansprüchen
synonym zueinander und bedeuten beliebige einer Anzahl verschiedener
Ausführungsformen
der in eine implantierbare medizinische Vorrichtung aufgenommenen
erfindungsgemäßen Schaltung,
die eine Mitnahme (oder eine hervorgerufene Antwort oder Kontraktion)
des Herzens erfaßt,
welche durch die Abgabe eines elektrischen Stimulationsimpulses
an Herzgewebe hervorgerufen wird, der von einem Schrittmacher, einem
implantierbaren Impulsgenerator (IPG), einem Schrittmacher-Kardiodefibrillator
(PCD) oder einem anderen Herzstimulator bereitgestellt wird.
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1 zeigt
ein gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung aufgebautes implantierbares Schrittmachersystem 10.
Das Schrittmachersystem 10 weist einen in einem hermetischen
Gehäuse 12 untergebrachten
Impulsgenerator und eine flexible langgestreckte Leitung 14 auf,
die mit einer Kopfteil- oder Anschlußblockanordnung 16 gekoppelt
ist, welche an dem Impulsgeneratorgehäuse 12 angebracht
oder damit gekoppelt ist. Das Gehäuse 12 besteht vorzugsweise
aus Titan oder einem anderen geeigneten biokompatiblen Material
oder Metall. Der Kopfteil 16 besteht vorzugsweise aus Polyurethan
oder einem anderen geeigneten biokompatiblen Material oder Metall.
Gemäß der herkömmlichen
Praxis weist die Leitung 14 einen oder mehrere elektrische
Leiter auf, die mit einem flexiblen Außenmantel aus einem biokompatiblen
Silastik, Silikongummi, Polyurethan oder dergleichen isoliert sind.
Die Leitung 14 weist im allgemeinen eine oder mehrere Elektroden
auf, die an ihrem distalen Ende oder in der Nähe von diesem angeordnet sind. 1 zeigt die Leitung 14 als
eine bipolare Leitung mit einer Spitzenelektrode 18 und
einer Ringelektrode 20. Andere Leitungstypen, wie unipolare
Leitungen, können
auch in Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
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Der Kopfteil 16 umgibt ein
oder mehrere hermetische Durchführungselemente
(in den Figuren nicht dargestellt) zum Ermöglichen des Übertragens
elektrischer Signale zwischen den Leitern der Leitung 14 und der
elektronischen Stimulations- und Steuerschaltungsanordnung 22,
die innerhalb des hermetischen Gehäuses 12 angeordnet
ist. Innerhalb des hermetischen Gehäuses 12 befindet sich
auch eine Batterie 24 zum Bereitstellen von Leistung für die verschiedenen
elektronischen Bauteile des Schrittmachersystems 10.
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2 zeigt
eine herkömmliche
laterale transvenöse
Implantation des Schrittmachersystems 10 in dem Körper eines
Patienten 26. Das hermetische Gehäuse 12 ist innerhalb
einer kleinen subkutanen Tasche unterhalb des Schlüsselbeins
des Patienten angeordnet. Die Leitung 14 erstreckt sich
transvenös
von dem Gehäuse 12,
so daß sich
ihr distales Ende innerhalb des Herzens 28 des Patienten 26 befindet.
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3 zeigt
ein Funktionsblockdiagramm des Schrittmachersystems 10 mit
einer Ausführungsform
einer elektronischen Stimulations- und Steuerschaltung 22 zum
Steuern von Stimulations- und Meßfunktionen. Die Stimulations-
und Steuerschaltung 22 kann herkömmlich aufgebaut sein, wie
jene, die in US-A-5 052 388 von Sivula u. a. mit dem Titel "Method and Apparatus
for Implementing Activity Sensing in a Pulse Generator" offenbart ist. In
dem Maße,
in dem bestimmte Bestandteile des Schrittmachersystems 10 in
ihrem Aufbau und ihrer Arbeitsweise herkömmlich sind, werden diese Bestandteile
hier nicht in näheren
Einzelheiten beschrieben, weil der Aufbau und die Implementation
dieser Bestandteile Durchschnittsfachleuten wohlbekannt sind. Beispielsweise
weist die Stimulations- und Steuerschaltung 22 in 3 eine Stimulationsimpuls-Ausgangsschaltungsanordnung
oder Stimulationsausgangsschaltung 30, einen Kristalltaktgeber
oder Oszillator 32, eine Direktzugriffsspeicher- und Nurlesespeicher-(RAM/ROM)-Einheit 34,
eine Telemetrieeinheit 38, eine Leitungsschnittstelleneinheit 42 und
eine Zentralverarbeitungseinheit (CPU) 36 auf, die auf dem
Fachgebiet alle wohlbekannt sind.
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Das Schrittmachersystem 10 weist
eine interne Kommunikations- und Telemetrieschaltung 38 auf,
die es dem System 10 ermöglicht, mit einer externen
Programmier- und Steuereinheit zu kommunizieren, die in den Figuren
nicht dargestellt ist. Der Kommunikationsschaltung 38 ist
eine Funkfrequenzantenne 40 zugeordnet, um den Empfang
und die Übertragung
von Funkfrequenzsignalen gemäß der herkömmlichen
Praxis und wie durch die Lehren von US-A-4 374 382 von Markowitz
mit dem Titel "Marker
Channel Telemetry System for a Medical Device", US-A-5 127 404 von Wyborny u. a. mit
dem Titel "Telemetry
Format for Implanted Medical Device" und US-A-4 556 063 von Thompson u.
a. mit dem Titel "Telemetry
System for a Medical Device" beispielhaft
angegeben ist, zu erleichtern.
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Gemäß einer Ausführungsform
der Erfindung ist die CPU 36 ein kundenspezifischer Mikroprozessor, der
dafür ausgelegt
ist, in herkömmlicher
Weise in der RAM/ROM-Einheit 34 gespeicherte Befehle abzurufen und
auszuführen.
Es wird jedoch erwogen, daß auch
andere Implementationen zur Verwirklichung der vorliegenden Erfindung
geeignet sein können.
Beispielsweise kann ein im Handel erhältlicher Standard-Mikroprozessor
oder eine im Handel erhältliche
Standard-Mikrosteuereinrichtung oder eine für eine Anwendung kundenspezifische,
festverdrahtete Logikschaltung oder Zustandsmaschinenschaltung die
Funktionen der CPU 36 ausführen. Wenngleich wir die vorliegende
Erfindung hier in Zusammenhang mit einem automatischen, implantierbaren
Schrittmachersystem beschreiben, wird weiterhin daran gedacht, daß die vorliegende
Erfindung vorteilhafte Anwendungen bei anderen automatischen Systemen
medizinischer Vorrichtungen als Schrittmachern, beispielsweise bei
externen und implantierbaren Defibrillatoren, Tachykardiekonvertierungsvorrichtungen
und anderen Vorrichtungen, finden kann.
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3 zeigt
weiterhin die Stimulations- und Steuerschaltung 22, die
mit einer oder mehreren Leitungen 14 gekoppelt ist, welche
sich bei der Implantation transvenös zwischen der Implantationsstelle
des Impulsgeneratorsystems 10 und dem Herzen 28 erstrecken.
Physikalische Verbindungen zwischen der Leitung 14 und den
verschiedenen internen Bestandteilen der Schaltungsanordnung 22 werden
durch die in 2 dargestellte
herkömmliche
Anschlußblockanordnung 16 ermöglicht.
Elektrische Verbindungen zwischen dem Leiter oder den Leitern der
Leitung 14 und der Stimulations- und Steuerschaltung 22 werden
von der Leitungsschnittstellenschaltung 42 eingerichtet
und ermöglicht.
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Die Schaltung 42 funktioniert
typischerweise in der Art eines Multiplexers und stellt elektrische
Verbindungen zwischen verschiedenen Leitern in der Leitung 14 und
mit diesen selektiv und dynamisch her. Beispielsweise können elektrische
Verbindungen mit atriellen Spitzen- oder Ringelektrodenleitern ATIP
und ARING oder ventrikulären
Spitzen- oder Ringelektrodenleitern VTIP und VRING durch die Leitungsschnittstellenschaltung 42 über die
Leitung 14 hergestellt werden.
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Im Interesse der Klarheit sind spezifische
Verbindungen zwischen den Leitern der Leitung 14 und den verschiedenen
Komponenten der Stimulations- und Steuerschaltungsanordnung 22 in 3 nicht dargestellt. Durchschnittsfachleuite
werden jedoch verstehen, daß Leiter
in der Leitung 14 direkt oder indirekt mit der Meßverstärkerschaltung 44 und
der Stimulationsimpuls-Ausgabeschaltung 30 gekoppelt werden
müssen,
um das Weiterleiten gemessener elektrischer Herzsignale zur Meßschaltung 44 und
die Abgabe von Stimulationsimpulsen an Herzgewebe über die
Leitung 14 zu ermöglichen.
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Die Stimulations- und Steuerschaltung 22 enthält die Zentralverarbeitungseinheit
(CPU) 36, die einen programmierbaren Standard-Mikroprozessor
oder eine programmierbare Standard-Mikrosteuereinrichtung aufweisen
kann. Gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist die CPU 36 eine kundenspezifische
integrierte Schaltung. Wenngleich spezifische Verbindungen zwischen
der CPU 36 und anderen Komponenten der Stimulations- und
Steuerschaltung 22 in 3 nicht
dargestellt sind, steuert die CPU 36 den zeitlichen Betrieb
der Stimulationsimpuls-Ausgabeschaltung 30 und der Meßverstärkerschaltung 44 unter
der Steuerung der in der RAM/ROM-Einheit 34 gespeicherten
Programmierung.
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Der Kristalloszillator oder Taktgeber 32 liefert
der Stimulations- und Steuerschaltung 22 Haupt-Zeittaktsignale
und ist am bevorzugtesten ein kristallgesteuerter 32768-Hz-Oszillator. Die spezifischen
Leitungen, über
die Taktsignale den verschiedenen Zeitsteuerungskomponenten der
Stimulations- und Steuerschaltungsanordnung 22 in der Art
der CPU 36 zugeführt
werden, sind aus 3 aus
Klarheitsgründen
fortgelassen.
-
Andere Verbindungen zwischen den
einzelnen Komponenten der Stimulations- und Steuerschaltung 22 sind
in 3 durch einen Mikroprozessor-
und E/A-Busblock 46 dargestellt.
-
Beispielsweise ist eine Verbindung
zwischen der CPU 36 und der Stimulationsausgabeschaltung 30 bevorzugt,
so daß die
CPU 36 der Ausgabeschaltung 30 Auslöse- oder
Sperrsignale zum Steuern der Abgabe von Stimulationsimpulsen an
das Herz 28 liefert. Aus Klarheitsgründen sind diese Verbindungen
in 3 nicht dargestellt.
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Die verschiedenen elektrischen und
elektronischen Komponenten des in 3 dargestellten
Schrittmachersystems 10 werden elektrisch durch eine Batterie 24 (in 1 dargestellt, in 3 jedoch nicht dargestellt)
gespeist. Wie in 1 dargestellt
ist, ist die Batterie 24 innerhalb des hermetischen Gehäuses 12 des Schrittmachersystems 10 enthalten.
Die 1 und 2 zeigen nicht die spezifischen
Verbindungen zwischen der Batterie 24 und anderen Komponenten
des Schrittmachersystems 10.
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Die Stimulationsimpuls-Ausgabeschaltung 30 erzeugt
Herzstimulationsimpulse ansprechend auf Steuersignale, die von der
CPU 36 ausgehen, und sie können von dem in US-A-4 476
868 von Thompson mit dem Titel "Body
Stimulator Output Circuit" offenbarten
Typ sein. Viele andere Typen von Stimulationsausgabeschaltungen
sind bei der Anwendung der vorliegenden Erfindung geeignet.
-
Die Meßverstärkerschaltung 44 empfängt elektrische
Herzsignale von der Leitung 14 und verarbeitet diese Signale,
um Ereignisangabesignale abzuleiten, die das Auftreten spezifischer
elektrischer Herzereignisse in der Art atrieller Kontraktionen (P-Zacken)
und ventrikulärer
Kontraktionen (R-Zacken) markieren. Diese ein Ereignis angebenden
Signale werden der CPU 36 zur Verwendung beim Steuern der
synchronen Stimulationsoperationen des Schrittmachersystems 10 zugeführt. Zusätzlich können die
ein Ereignis angebenden Signale durch Aufwärts-RF-Übertragung zu einer externen
Programmiereinheit übermittelt
werden, um sie einem Arzt anzuzeigen. Das Schrittmachersystem 10 kann
zahlreiche andere Komponenten und Teilsysteme, wie beispielsweise
Aktivitätssensoren
und eine zugeordnete Schaltungsanordnung, aufweisen. Das Vorhandensein
oder Nichtvorhandensein dieser zusätzlichen Komponenten im Schrittmachersystem 10 ist
jedoch nicht in hohem Maße
der vorliegenden Erfindung zugeordnet, die sich in erster Linie
auf die Implementation und den Betrieb der Meßverstärkerschaltung 44 bezieht.
-
4 zeigt
ein Funktionsblockdiagramm einer Meßverstärkerschaltung 44 mit
einer Anode 51 und einer Kathode 50 der Leitung 14,
einer Vorverstärkerschaltung 23,
einer Mitnahmeerfassungs- oder Spitzenverfolgungsschaltung 60,
einer Bandpaßfilterschaltung 27,
einer Gleichrichterschaltung 64, einer Vergleicherschaltung 31 und
einer digitalen Austast/Maskier/Verarbeitungs-Schaltung 33.
Von der Leitung 14 gemessene Herzsignale laufen von links
nach rechts von der Anode 51 und der Kathode 50 durch
die Schaltung 44 zur digitalen Austast/Maskier/Verarbeitungs-Schaltung 33.
-
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung umfassen in hohem Maße oder vollständig analoge
Komponenten die Vorverstärkerschaltung 23,
den Bandpaßfilter 27,
die Gleichrichterschaltung 64 und die Vergleicherschaltung 31.
Vollständig
oder teilweise digitale Implementationen der Schaltung 44 sind
in gleichem Maße
einsetzbar, wobei jedoch beispielsweise ein Analog-Digital-Wandler die Vorverstärkerschaltung 23 ersetzen kann.
-
Die Anode 51 und die Kathode 50 sind
vorzugsweise mit Körpergewebe
wechselspannungsgekoppelt, wodurch die automatische Unterdrückungsfilterung
aller Gleichspannungsverschiebungen des Körperpotentials, die auftreten
können,
ermöglicht
wird. Eine Austastung wird typischerweise bereitgestellt, um zu
verhindern, daß Stimulationsimpulsenergie
die Meßverstärkerschaltung 44 sättigt.
-
Die Spitzenverfolgungsschaltung 60 ist
ein wichtiger Bestandteil der vorliegenden Erfindung und wird nachstehend
in näheren
Einzelheiten beschrieben. Die Spitzenverfolgungsschaltung 60 kann
unter Verwendung vollständig
digitaler Schaltungsanordnungen und Komponenten, vollständig analoger
Schaltungsanordnungen und Komponenten oder einer Mischung analoger
und digitaler Schaltungsanordnungen und Komponenten verwirklicht
werden.
-
Die Bandpaßfilterschaltung 27 ist
zur Verwirklichung der vorliegenden Erfindung nicht erforderlich,
es ist jedoch wünschenswert,
sie in die Schaltung 44 aufzunehmen, weil sie unerwünschte niederfrequente
und hochfrequente Komponenten von Eingangssignalen unterdrückt und
auch das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR)
kohärenter
Komponenten dieser Eingangssignale erhöht. Die Bandpaßfilterschaltung 27 kann
in analoger oder digitaler Form implementiert werden. Bei einer
analogen Implementation kann die Bandpaßfilterschaltung 27 einen
oder mehrere geschaltete Kondensatoren aufweisen, und bei einer
digitalen Implementation kann sie beliebige von mehreren weitverbreitet
und im Handel erhältlichen
digitalen Signalverarbeitungschips (DSPs) aufweisen.
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Die Gleichrichterschaltung 64 ist
zum Verwirklichen der vorliegenden Erfindung nicht erforderlich. Wenn
sie verwendet wird, vereinfacht die Gleichrichterschaltung 64 jedoch
den Entwurf und die Komplexität der
Vergleicherschaltung 31. Die Gleichrichterschaltung gemäß der bevorzugten
Ausführungsform
kann in analogen oder digitalen Ausführungsformen implementiert
werden.
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Abhängig von der speziellen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kann in der digitalen Austast/-Maskier/Verarbeitungs-Schaltung 31 vor
der Erzeugung eines Ausgangssignals oder Erfassungsbits bei der
Verwendung eine erhebliche digitale Signalverarbeitung von der Gleichrichterschaltung 64,
der Bandpaßfilterschaltung 27 oder
der Mitnahmeerfassungsschaltung 60 empfangener Signale
ausgeführt
werden.
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5(a) zeigt
ein allgemeines schematisches Funktionsblockdiagramm einer Vorverarbeitungseinrichtung 44(a) gemäß einer
Ausführungsform
des Meßverstärkers 44 gemäß der vorliegenden
Erfindung. 5(b) zeigt
einen Schaltplan einer speziellen Ausführungsform der in 5(a) dargestellten Vorverarbeitungsschaltung 44(a). 6(a) zeigt ein allgemeines
schematisches Funktionsblockdiagramm einer Nachverarbeitungseinrichtung 44(b) gemäß einer
Ausführungsform
der Meßverstärkerschaltung 44 gemäß der vorliegenden
Erfindung. 6(b) zeigt
einen Schaltplan einer speziellen Ausführungsform der in 6(a) dargestellten Nachverarbeitungseinrichtung 44(b).
Die 5(a) und 6(b) stellen zusammen ein
vollständiges
allgemeines schematisches Funktionsblockdiagramm einer bevorzugten
Ausführungsform
der Meßverstärkerschaltung 44 dar.
Die 5(b) und 6(b) bilden zusammen einen
vollständigen
Schaltplan einer bevorzugten speziellen Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung. Die folgende Erörterung
bezieht sich auf die 5(a), 5(b), 6(a) und 6(b).
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Die Meßverstärkerschaltung 44 erfaßt das Vorhandensein
von Herzsignalen. Gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung weist die Meßverstärkerschaltung 44 getrennte,
im wesentlichen identische atrielle und ventrikuläre Meßverstärker auf,
wobei aus Klarheitsgründen
nur eine dieser Meßverstärkerschaltungen
in den 5(a) bis 6(b) dargestellt ist. Die
Meßverstärkerschaltung 44 ist
vorzugsweise für
das Erfassen des Vorhandenseins natürlicher atrieller und ventrikulärer Signale
konfiguriert. Beim Erfassen eines solchen natürlichen Signals erzeugt der
Meßverstärker 44 wenigstens
ein digitales Ausgangssignal, das zur CPU 36 übertragen
wird, die wiederum eine Ausgabe zum Sperren der Abgabe eines Stimulationsimpulses abgibt
oder eine geeignete Stimulationstherapie erzeugt.
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Gemäß einem Aspekt der vorliegenden
Erfindung und wie nachstehend in näheren Einzelheiten beschrieben
wird, ist die Meßverstärkerschaltung 44 weiterhin
in der Lage, das Vorhandensein einer hervorgerufenen kardiellen
Antwort (oder eines elektrischen Signals, das sich daraus ergibt,
daß atrielles
oder ventrikuläres
Herzgewebe ansprechend auf die Abgabe eines Stimulationsimpulses
kontrahiert) zu erfassen. Nach dem Erfassen einer solchen hervorgerufenen
Antwort liefert die Meßverstärkerschaltung 44 eine
Ausgabe von wenigstens einem digitalen Logiksignal zur Angabe der
Erfassung eines hervorgerufenen Signals. Die Meßverstärkerschaltung 44 kann
konfiguriert werden, um entweder ein natürliches Signal oder ein hervorgerufenes Antwortsignal
oder beide zu erfassen. Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht
darin, daß die
in der Schaltung 44 zur Erfassung hervorgerufener Antwortsignale
erforderliche zusätzliche
Schaltungsanordnung minimal umfangreicher ist als diejenige, die
für Erfassungsfähigkeiten
natürlicher
Signale allein erforderlich ist.
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Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kann die Meßverstärkerschaltung 44 heruntergefahren
werden und ihre Logikausgabe aktiviert oder deaktiviert werden.
Von der Schaltung 44 werden vorzugsweise keine Ausgangslogiksignale
erzeugt, die eine Erfassung natürlicher
Signale angeben, wenn die Meßverstärkerausgabe
deaktiviert ist oder wenn der Meßverstärker 44 heruntergefahren
ist. Die Fähigkeit
des Meßverstärkers 44,
hervorgerufene Antwortsignale zu erfassen, ist auch vorzugsweise
programmierbar, so daß keine
Ausgabe erzeugt wird, die die Erfassung hervorgerufener Antwortsignale
angibt, wenn die Logikausgaben deaktiviert sind oder die Schaltung 44 heruntergefahren
ist.
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Die Meßverstärkerschaltung 44 hat
vorzugsweise die Fähigkeit,
hervorgerufene Antwortsignale und natürliche Signale zu messen, wenn
die Leitung 14 eine der folgenden Konfigurationen aufweist:
eine Einzelelektrodenkonfiguration (d. h. eine Spitze-zu-Gehäuse-Elektrodenkonfiguration
oder eine Ring-zu-Gehäuse-Elektrodenkonfiguration),
eine Doppelelektrodenkonfiguration (d. h. eine Spitze-zu-Ring-Elektrodenkonfiguration)
oder Konfigurationen mit mehr als zwei Elektroden. Die Meßverstärkerschaltung 44 erfaßt vorzugsweise
Eingangssignale sowohl positiver als auch negativer Polarität.
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Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung sind eine minimale Signaldauer von einer
Millisekunde und eine vorgegebene minimale Signalamplitude erforderlich,
bevor ein Eingangssignal als ein mögliches erfaßtes natürliches
oder hervorgerufenes Antwortsignal angesehen werden kann. Die vorgegebene
minimale Signalamplitude wird im allgemeinen durch die Empfindlichkeitsschwelle
des Meßverstärkers bestimmt
und ist vorzugsweise ein programmierbarer Parameter des Schrittmachersystems 10.
Die Empfindlichkeitsschwelle wird vorzugsweise auf ein beliebiges
Polaritätssignal
angewendet, wenn eine Elektrodenkonfiguration verwendet wird. Der
Status der Erfassung natürlicher
oder hervorgerufener Antwortsignale kann durch Lesen des Inhalts
in der CPU 36 enthaltener Statusregister über eine
Telemetrieeinrichtung festgestellt werden.
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Zum Ermöglichen einer externen nichtinvasiven
Beobachtung im Herzen auftretender elektrischer Signale (beispielsweise
der Beobachtung von Elektrogrammen oder EGMs) liefert die Meßverstärkerschaltung 44 vorzugsweise
ein analoges Ausgangssignal, das digitalisiert und nachfolgend über das
Telemetriesystem 38 zu einer externen Vorrichtung fernübertragen
wird. EGMs ist vorzugsweise eine Anzahl verschiedener programmierbarer
Verstärkungseinstellungen
zugeordnet. Die Erzeugung von EGMs im Schrittmachersystem 10 wird
vorzugsweise durch Schreiben in geeignete Steuerregister in der
CPU 36 aktiviert und deaktiviert. Die 5(a) und 5(b) zeigen
gemeinsam die Vorverarbeitungseinrichtung der Meßverstärkerschaltung 44.
Ein Spitzeneingang (oder ein Kathodeneingang) 50 und ein
Ringeingang (oder Anodeneingang) 52 sind mit der Spitzen elektrode
bzw. der Ringelektrode der Leitung 14 gekoppelt. (Es ist
wiederum zu verstehen, daß es
im Schrittmachersystem 10 vorzugsweise getrennte atrielle
und ventrikuläre
Meßverstärkerschaltungen 44 gibt, daß die Vorverarbeitungseinrichtung
der atriellen Meßverstärkerschaltung 44 mit
den ATIP- und ARING-Leitern der Leitung 14 gekoppelt ist
und daß die
Vorverarbeitungseinrichtung der ventrikulären Meßverstärkerschaltung 44 mit
den VTIP- und VRING-Leitern der Leitung 14 gekoppelt ist.)
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Die Vorverarbeitungsschaltung 44(a) und
die Nachverarbeitungsschaltung 44(b) der Meßverstärkerschaltung 44 weisen
vorzugsweise die folgenden Komponenten auf: (a) die Schalter 54 und 56 zum
Austasten der Meßverstärkerschaltung 44 ansprechend
auf den Empfang eines IBLANK-Eingangssignals, (b) die Differenzverstärkerschaltung
(DIFFAMP) 58 zum Umwandeln der differentiellen Elektrodensignale
in ein. Eintaktsignal, (c) die Mitnahmeerfassungsschaltung (oder
Schaltung zur Erfassung einer hervorgerufenen Antwort) 60, (d)
die Bandpaßfilterschaltung 27,
welche TRANSAMP 62 zum Unterdrücken unerwünschter Signale aufweist, (e)
die Gleichrichterschaltung 64 zum Gleichrichten des Signals,
die gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ein ABSVAL-Prozessor oder eine Operationsverstärkerschaltung
ist, (f) eine analoge Rauschfilterschaltung (ANF-Schaltung) 66 zum
Unterdrücken
kontinuierlichen Rauschens, (g) eine Reihe von Amplitudenvergleichern
(DAC) 68 und (h) eine Detektionslogikschaltung (DETLOGIC-Schaltung) 70.
Die Meßverstärkerschaltung 44 wird
durch Lese-/Schreibregister 72 gesteuert, die über den
Mikroprozessor- und E/A-Bus 46 von der CPU 36 zugänglich sind.
In ähnlicher
Weise sind digitale Logikausgangssignale vom Meßverstärker 44 über Nurleseregister
74 zugänglich,
welche auch mit dem Bus 46 verbunden sind.
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Der Spitzeneingang 50 und
der Ringeingang 52 sind vorzugsweise über 39-nF-Kondensatoren 76 bzw. 78 mit
dem Meßverstärker 44 gekoppelt.
Zwei 10-MΩ-Widerstände 80 und 82 liefern
an einem Schaltungspunkt 84 eine vorbestimmte Referenzvorspannung,
und sie bilden weiterhin in Zusammenhang mit Kondensatoren 76 und 78 ein
0,4-Hz-Hochpaßfilter.
Der Referenzvorspannungs-Schaltungspunkt 84 wird in etwa 600
mV unter der analogen Masse (AVDD) gehalten.
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Gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung sind die Schalter 54 und 56 P-Kanal-Transistoren,
wenngleich ein beliebiger anderer Typ eines geeigneten Festkörpertransistors
oder Schalters verwendet werden kann. Die Schalter 54 und 56 werden
vorzugsweise durch ein Eingangssignal IBLANK gesteuert und entkoppeln
ansprechend auf den Empfang eines solchen Signals die Meßverstärkerschaltung 44 vor dem
Einsetzen einer Stimulationssequenz von den Spitzen- und Ringeingängen. Nach
der Abgabe eines Stimulationsimpulses koppeln die Schalter 54 und 56 die
Spitzen- und Ringeingänge
wieder mit der Schaltung 44. Es ist bevorzugt, daß die Schalter 86 und 88 durch
das Eingangssignal CLRSPSM gesteuert werden und die Eingänge der
Meßverstärkerschaltung 44 während des
Austastens zum Referenzvorspannungs-Schaltungspunkt 84 kurzschließen. Dies
verhindert die Erzeugung oder die Ausgabe von Fremdsignalen. Die
Schalter 54, 56, 86 und 88 öffnen und
schließen
sich vorzugsweise in einer koordinierten Folge, um eine vorgegebene
Gleichspannungsreferenz-Vorspannung zum Koppeln der Kondensatoren 76 und 78 einzurichten,
nachdem diese Kondensatoren wiederaufgeladen oder vorgeladen wurden.
Die vorgegebene Gleichspannungsreferenz-Vorspannung wird durch direktes
Verbinden der Kondensatoren 76 und 78 mit dem
Referenzvorspannungs-Schaltungspunkt 84 in einer geeigneten
Weise und Abfolge erzeugt. Diese Schalt- und Vorspannungstechnik
minimiert die Erzeugung von Wiedereinkopplungsartefakten, nachdem
Stimulationsimpulse abgegeben worden sind.
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Die Meßkonfiguration der Meßverstärkerschaltung 44 ist
vorzugsweise durch einen anderen Satz von P-Kanal-Schaltern 90, 92, 94 und 96 festgelegt,
die durch Signale UR und UT gesteuert werden und in der Vorverarbeitungseinrichtung
der Meßverstärkerschaltung 44 angeordnet
sind. Gemäß bekannten
Schrittmacherpraktiken bewirken diese Schalter eine bipolare Erfassung
zwischen der Spitzen- und der Ringelektrode der Leitung 14,
oder sie bewirken eine unipolare Erfassung zwischen der Spitze-
und der Gehäuseelektrode (wobei
der leitende Behälter
der implantierten Vorrichtung als eine Erdungselektrode oder Blindelektrode
wirkt) oder zwischen der Ring- und der Gehäuseelektrode. Bei allen drei
Elektrodenkonfigurationen ist das Gehäuse geerdet. Das Gehäuse wird
nur dann zu einer schwebenden Masse, wenn eine bipolare Meßkonfiguration
verwendet wird und wenn Vorlade-, Stimulations- und Wiederaufladevorgänge ausgeführt werden.
Die drei möglichen
Elektroden-Meßkonfigurationen
erzeugen in Kombination mit den zwei Steuersignalen UR und UT vier binäre logische
Kombinationen. Die restliche (und ansonsten unbenutzte) vierte logische
Kombination wird vorzugsweise zum Steuern des Herunterfahrens der
Meßverstärkerschaltung 44 verwendet.
-
Abwärtsverbindungsfilter 98 und 100 reduzieren
die Möglichkeit,
daß das
Schrittmachersystem 10 durch Abwärtsverbindungsstöße von RF-Energie
gesperrt wird, und sie sind in der Vorverarbeitungseinheit des Meßverstärkers 44 angeordnet.
Die Filter 98 und 100 weisen vorzugsweise eine
Kaskade von zwei Tiefpaßfiltern
auf, die aus sich auf dem Chip befindenden Widerständen und
Kondensatoren gebildet sind. Ähnliche
Filter 102 befinden sich vorzugsweise am Eingang jedes
Schaltungsblocks der Meßverstärkerschaltung 44.
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Die Testbarkeit der Meßverstärkerschaltung 44 wird
durch sich auf dem Chip befindende Abschwächer 104 und 106 erhöht, die
es ermöglichen,
daß Eingangs-Testsignale
großer
Amplitude mit einem hohen Signal-Rausch-Verhältnis um einen vorgegebenen
Betrag abgeschwächt
werden. Die Abschwächer 104 und 106 bestehen
aus resistiven Spannungsteilerschaltungen, wobei jede dieser Schaltungen
ein in Reihe geschaltetes Abwärtsverbindungsfilter-Widerstandselement
und ein mit der Eingangsspannungsreferenz verbundenes Nebenschlußwiderstandselement
aufweist. Die Abschwächer 104 und 106 werden
durch das Signal ENATTEN aktiviert, das einen P-Kanal-Schalter in
Reihe mit einem Nebenschlußwiderstand
einschaltet. Gemäß der gegenwärtig bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung beträgt
das Abschwächungsverhältnis 20
: 1 oder etwa 26 dB.
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Die Eingangssignale für die Meßverstärkerschaltung 44 werden
im DIFFAMP 58 von differentiellen in Eintaktsignale umgewandelt.
Am bevorzugtesten ist der DIFFAMP 58 ein Transkonduktanzverstärker, dessen Transkonduktanz
umgekehrt proportional zum Wert eines hochgenauen CrSi-Widerstands
ist. Die Transkonduktanz des DIFFAMPs 58 weist vorzugsweise
zwei verschiedene Werte auf, die 5/R entsprechen, wobei R = [lo_gain,
hi_gain] ist. Der spezifische Wert von R wird vorzugsweise in Zusammenhang
mit der Empfindlichkeits einstellung des Digital-Analog-Wandlers
(DAC) 68 ausgewählt.
-
Die Ausgabe des DIFFAMPs 58 wird
vom Widerstand 108 (am bevorzugtesten ein hochgenauer CrSi-Widerstand)
mit einem Widerstandswert von etwa 400 kΩ für den Meßverstärker 44 im Ventrikelkanal
und etwa 800 kΩ für den Meßverstärker 44 im
atriellen Kanal geladen. Diese Ausgangsladung funktioniert im Zusammenwirken
mit der Transkonduktanzauswahl zum Festlegen der Spannungsverstärkung des
DIFFAMPs 58. Weil die Anpassungstoleranz der CrSi-Widerstände verhältnismäßig gut
ist, ist die Spannungsverstärkung des
DIFFAMPs 58 recht konsistent.
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Ein Überbereichs-Erfassungssignal
(OVRNG) auf einer Leitung 110 verhindert, daß der Meßverstärker 44 in
dem Fall ein Erfassungssignal ausgibt, in dem eine Gleichtaktmodus-Überbereichsbedingung auftritt. Wenn
eine Überbereichsbedingung
auftritt, wird die Bedingung in einem Meßstatusregister aufgezeichnet,
das im Nurlese-Statusregisterblock 74 enthalten ist. Das
entsprechende Überbereichs-Statusbit
wird gelöscht, wenn
das Register gelesen wird. Der DIFFAMP-Block 58 weist auch eine zusätzliche
Stromausgabe (IEGM) auf, die als ein EGM-Signal auf der Leitung 112 zum
Meßsystem
gesendet wird. Dieser Strom wird so skaliert, daß er mit dem Eingabebereich
eines Delta-Modulationswandlers übereinstimmt.
Am bevorzugtesten kann der Wandler vier verschiedene Vollskalenbereiche
auswählen.
Durch programmierbare Steuerung kann das IEGM-Signal durch das in
den DAC 68 eingegebene Stromsignal ersetzt werden, wodurch
es einem Benutzer ermöglicht
wird, das tatsächliche
vorverarbeitete Signal zu beobachten, das der Meßverstärker verwendet, um die Mitnahmeerfassung
zu bestimmen.
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Die Mitnahmeerfassung ist die Bestimmung,
ob ein abgegebener Stimulationsimpuls eine Kontraktion des Myokards
bewirkt oder nicht. Gemäß einem
wichtigen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Mitnahmeerfassung
durch eine Schaltungsanordnung erreicht, die den Meßverstärker 44 und
die Mitnahmeerfassungsschaltung (CDC) 60 aufweist. Eine
zusätzliche
Ausgangsschaltungsanordnung kann verwendet werden, um die Mitnahmeerfassungsfähigkeiten
zu erhöhen,
indem die Wirkungen von Nachpotentialsignalen verringert werden.
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Eine Herausforderung der Mitnahmeerfassung
besteht darin, erfolgreich zwischen einem hervorgerufenen Antwortsignal
und einem durch den Gewebe-Elektrodenübergang erzeugten Nachpotential-Artefaktsignal
zu unterscheiden. Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Nachpotential-Artefaktsignalunterdrückung durch
Spitzenverfolgung des Stimulationselektrodenpotentials in bezug
auf VDD erreicht. Während
des Mitnahmeerfassungsfensters sind die Arbeitsweise der Ausgangsschaltungsanordnung
und die Natur des Gewebe-Elektrodenübergangs derart, daß sich das
Nachpotential im allgemeinen als ein negativ pseudoexponentiell
abfallendes Artefakt über
die Stimulationselektrode und die Blindelektrode zeigt.
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Die CDC-Schaltung 60 ist
daher eine Negativspitzenverfolgungs-(NPT)-Schaltung, die gemäß dieser Ausführungsform
eine Spitzenverfolgung der Stromausgabe des DIFFAMPs 58 über einen
1,6-MΩ-Widerstand 114 ausführt und
das spitzenverfolgte Nachpotentialsignal durch die DIFFAMP-Schaltung 58 von
der Meßsignalausgabe
subtrahiert. Mit anderen Worten erfaßt die CDC-Schaltung 60 Änderungen
in der Polarität der
Ausgabe der DIFFAMP-Schaltung 58, wobei sich der Begriff "Polarität" hier auf das Vorzeichen
der Ableitung (dv/dt) des von der DIFFAMP-Schaltung 58 bereitgestellten
Ausgangssignals bezieht. Weil sich das Nachpotentialsignal typischerweise
als ein pseudoexponentiell abfallendes Artefakt zeigt, kann jede Änderung
der Polarität
der von der DIFFAMP-Schaltung 58 bereitgestellten Ausgabe
einem hervorgerufenen Antwortsignal zugeschrieben werden. Durch
Herausfiltern oder Subtrahieren des hervorgerufenen Antwortsignals
von der Ausgabe der DIFFAMP-Schaltung 58 betrifft der einzige
Strom, der in den Meßausgabe-Schaltungspunkt (SO-Schaltungspunkt) 116 eintritt,
die Signalauslenkungen, die in einer zu derjenigen des Verfolgungssignals entgegengesetzten
Richtung verlaufen. Auf diese Weise wird jedes Artefakt herausgefiltert,
das im wesentlichen dem Nachstimulations-Elektrodenpolarisationssignal zuzuschreiben
ist.
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Die 6(a) und 6(b) zeigen die Bandpaßfilterschaltung 27 als
zwei Pole aufweisend. Hochpaßpol-Eckfrequenzen
sind durch die Werte des Reihenkondensators 140 zwischen
den Schaltungspunkten SO 114 und GI 142 und des
mit dem Schaltungspunkt GO 148 verbundenen Reihenkondensators 146 bestimmt. Tiefpaßpol-Eckfrequenzen
sind durch die Werte des vorstehend erörterten differentiellen Vorverarbeitungskondensators
und des mit dem Ausgang von TRANSAMP 62 verbundenen Nebenschlußkondensators
bestimmt. Die von den Kondensatoren 146 und 150 am
Ausgang von TRANSAMP 62 bereitgestellte Filterung ist dadurch gekennzeichnet,
daß sie
Eckfrequenzen aufweist, die in erster Linie durch einen außerhalb
des Chips liegenden 70-kΩ -Widerstand 152 hoher
Genauigkeit bestimmt sind. Kondensatoren 140, 148 und 150 werden
ausgewählt,
um ein Zweipol-Bandpaßfilter
mit Eck frequenzen von 18,5 Hz und 58,5 Hz zu erzeugen. Identische oder
im wesentlichen ähnliche
Filterschaltungstopologien können
sowohl für
atrielle als auch für
ventrikuläre Verstärker 44 verwendet
werden. Der Rückkopplungswiderstand 154 des
TRANSAMPs 62 ist durch einen P-Kanal-Schalter 156 als
Teil der Meßverstärker-Austastschaltung
nebengeschlossen. Der P-Kanal-Schalter 156 wird durch ein
Signal TBLANK gesteuert und schwächt
das Signal durch das Bandpaßfilter
erheblich ab, wenn es aktiviert ist.
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Der von der Bandpaßfilterschaltung 27 und
von TRANSRMP 62 bereitgestellte Ausgangsstrom ist durch
den sich außerhalb
des Chips befindenden 70-kΩ-Widerstand 152 mit
dem Eingang einer Stromgleichrichterschaltung 64 mit einer
geringen Eingangsimpedanz (ABSVAL) verbunden. Der Hauptzweck der
Gleichrichterschaltung 64 besteht darin, seine Eingabe
in ein Eintaktsignal umzuwandeln und dadurch die Empfindlichkeit
für die
Signalpolarität
zu entfernen oder zu verringern. Es werden der Gleichrichterschaltung 64 auf
den Leitungen 160 und 162 zwei getrennte gleichgerichtete
Ausgangssignale zugeführt.
Diese Ausgangssignale werden der analogen Rauschfilterschaltung
(ANF-Schaltung) 66 zur nachfolgenden Verarbeitung zugeführt.
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Die auf der Leitung 160 auftretende
gleichgerichtete Ausgabe der ABSVAL-Schaltung 64 wird direkt dem
Eingang der ANF-Schaltung 66 zugeführt. Die ANF-Schaltung 66 ist
eine Strommodus-Spitzenverfolgungsschaltung, deren Ausgabe durch
eine Tiefpaßfilterschaltung
mit einem geschalteten Kondensator gefiltert wird. Die CLKGEN-Schaltung 164 führt der
Tiefpaßfilterschaltung
mit einem geschalteten Kondensator ein nichtüberlappendes 1-kHz-Taktsignal
(PHI1 und PHI2) zu. Die ANF-Schaltung 66 erzeugt einen
Gleichstrom, dessen Betrag zur Spitzensignalamplitude jedes kontinuierlichen
eingehenden Rauschens proportional ist. Dieses kontinuierliche Rauschgrundsignal
wird dann von der auf der Leitung 162 auftretenden zweiten
Ausgabe der ABSVAL-Schaltung 64 subtrahiert, wodurch dieser
Abschnitt des Signals infolge des kontinuierlichen Rauschsignals
beseitigt wird. Das Ergebnis dieses Subtraktionsprozesses wird dem
Eingang der Vergleicherschaltung 68 auf der IVIGIN-Leitung 170 zugeführt. Gemäß diesem
Aspekt der vorliegenden Erfindung werden nur spontane Ereignisse,
deren Beträge
jene der Rauschquelle übersteigen
(beispielsweise spontane Herzereignisse) zum Schwellenwertvergleicher 68 weitergeleitet.
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Zusätzlich zum auf der Leitung 170 auftretenden
IVIGIN-Signal wird
auch ein kontinuierliches Rauschgrundsignal (IVNOISEO) auf der Leitung 172 in
die Vergleicherschaltung 68 eingegeben. Das IVNOISEO-Signal
wird mit einem Vielfachen einer Stromempfindlichkeitseinstellung
verglichen, um ein Mittel zum Bestimmen, ob ein übermäßig rauschbehaftetes Signal
vorhanden ist, bereitzustellen. Falls dies der Fall ist, wird jede automatische
Einstellung der Meßschwelle
durch die Steuerschaltungsanordnung im Schrittmacher 10 vorzugsweise
ausgesetzt, bis ein zuverlässigeres,
weniger rauschbehaftetes Signal erhalten wird.
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Die DAC-Schaltung 68 enthält einen
Satz von Vorspannungsspiegeln zum Skalieren des Haupt-Meßverstärker-Vorspannungsstroms
und zum Zuführen
des Vorspannungsstroms zu anderen Schaltungsblöcken innerhalb des Meßverstärkers. Der
DAC 68 weist fünf
getrennte Stromvergleicher zum Bestimmen der Signalamplitudenschwellen
auf, die mehreren verschiedenen erfaßten Ereignissen entsprechen.
Natürliche gemessene
Ereignisse werden durch das Aktivieren des Signals ICOMP angegeben.
Meßbereichs-Niederamplitudenereignisse
werden durch das Aktivieren des Signals MLCOMP angegeben. Meßbereichs-Hochamplitudenereignisse
werden durch das Aktivieren des Signals MHCOMP angegeben. Hervorgerufene
Antwortereignisse werden durch Aktivieren des Signals ECOMP angegeben.
Rauschgrundüberschreitungsbedingungen werden
durch Aktivieren des Signals NFLRCOMP angegeben. Die ersten vier
der vorhergehenden Vergleiche werden in bezug auf das IVIGIN-Signal
ausgeführt.
Der letzte der vorhergehenden Vergleiche wird in bezug auf das IVNOISEO-Signal
ausgeführt.
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Das Schwellenniveau für den intrinsischen
Vergleicher bzw. Natürlich-Vergleicher
bestimmt die Empfindlichkeit des Meßverstärkers und ist vorzugsweise
ein programmierbarer Parameter des Schrittmachers 10. Die
Hochbereichs- und Niederbereichsvergleicher weisen zusätzliche
Schwellenniveaus auf, die Vielfache des Schwellenwerts des grundlegenden
Natürlich-Vergleichers
sind. Die Werte dieser Vielfachen sind vorzugsweise programmierbare
Parameter des Schrittmachers 10. Die Niederbereichsschwelle
ist stets größer als
die Grundschwelle, jedoch kleiner als die Hochbereichsschwelle.
Die Bereichsvergleicher bestimmen den Grad, bis zu dem ein eingehendes
Signal Grundschwellen übersteigt.
Der Vergleicher für
hervorgerufene Antworten bestimmt, ob ein hervorgerufenes Antwortsignal
erfaßt
wurde, und weist ein Schwellenniveau auf, das vorzugsweise unabhängig programmierbar
ist.
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Die Ausgaben der Vergleicher werden
der Erfassungslogikschaltung (DETLOGIC-Schaltung) 70 zugeführt, um
die logischen Ausgaben des DACs 68 endgültig zu überprüfen. Die DETLOGIC-Schaltung 70 ist in
zwei Abschnitte unterteilt, die die Ausgabe des Vergleichers für hervorgerufene
Antworten und die Ausgabe des Natürlich-Vergleichers behandeln.
Die DETLOGIC-Schaltung 70 des ersten Vorgangs wird an dem
natürlichen
Antwortsignal ausgeführt,
um zu bestimmen, daß das
Signal eine minimale Dauer von 1 Millisekunde fortdauert. Ein 1-kHz-Taktsignal
wird zum Ausführen
dieser Verarbeitung verwendet. Das Auftreten eines natürlichen
Ereignisses ausreichender Dauer wird durch die ansteigende Flanke
eines ISENSE-Signals angegeben. Das ISENSE-Signal bleibt hoch, solange
der Vergleicher aktiviert ist. Ähnlich
der von der vorliegenden Erfindung vorgesehenen Erfassung natürlicher
Ereignisse bestimmt die DETLOGIC-Schaltung 70, ob ein hervorgerufenes
Signal wenigstens 1 ms fortdauert. Angaben hervorgerufener Antworten
können
nur während des
Mitnahmeerfassungsfensters (CDW) erfaßt werden. Das CDW ist ein
Fenster, das der Abgabe eines Stimulationsimpulses folgt und das
von der Stimulations- und Steuerschaltungsanordnung 22 erzeugt
wird.
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Wie vorstehend erwähnt wurde,
wird gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eine Nachpotentialunterdrückung gemessener
Signale durch eine Negativspitzenverfolgung des gemessenen Signals
erreicht. Gemäß dieser
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird eine Annahme gemacht, daß das Nachpotentialsignal
als ein negatives, im wesentlichen exponentiell abfallendes Artefakt
zwischen der Stimulationselektrode und der Blindelektrode auftritt.
Daher kann gemäß dieser
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung jede Änderung
der Polarität
des erfaßten
Signals dem Vorhandensein eines hervorgerufenen Antwortsignals zugeschrieben
werden.
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In 7(a) stellt
die untere Wellenform 120 die Ausgabe der DIFFAMP-Schaltung 58 dar,
während
die obere Wellenform 122 eine "spitzenverfolgte" Version der Wellenform 120 darstellt.
Das heißt,
daß die
Wellenform 122 die Wellenform 120 in nur einer
Richtung verfolgt. Wenn die Wellenform 120 die Richtung
zu ändern beginnt
(d. h. wenn sich die Polarität
der Änderungsrate
der Wellenform 120 zu ändern
beginnt), verfolgt die Wellenform 122 die Wellenform 120 nicht
mehr. Eine Richtungsänderung
der Wellenform 120 ist in 7(a) durch
einen Pfeil 124 angegeben. Die Wellenform 122 beginnt
die Wellenform 120 an dem durch einen Pfeil 126 angegebenen
Punkt wieder zu verfolgen, jedoch nur dann, wenn die Wellenform 120 noch
einmal ihren vorhergehenden Spitzenwert (durch den Pfeil 124 bezeichnet) übersteigt. 7(b) zeigt eine Wellenform 128 oder
das Signal, das sich ergibt, wenn die Wellenform 120 von
der Wellenform 122 subtrahiert wird. Mit anderen Worten
ergibt sich die Wellenform 128 aus der Subtraktion des
von der DIFFAMP-Schaltung 58 bereitgestellten Ausgangssignals
von dem spitzenverfolgten Signal. Die Wellenform 128 ist
das Signal, das am SO-Schaltungspunkt 116 in 5(a) auftritt.
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8 zeigt
ein detaillierteres Funktionsblockdiagramm der Negativspitzenverfolgungs-CDC 60. 8 zeigt, daß die CDC 60 einen
Transkonduktanz-Differenzverstärker 180 und
zwei Transistoren 182 und 184 aufweisen kann,
die als eine Diode zwischen dem Verstärker 180 und VDD wirken.
Wie vorstehend erwähnt
wurde, überwacht
die CDC 60 die Ausgabe vom DIFFAMP 58 über den
Widerstand 114. Wie eine Sperrklinke, die nur in einer
Richtung eingreift, kann die Spannung am Schaltungspunkt VNPT 129 nur
zu VDD hin zunehmen und den N-Kanal-Transistor 130 demgemäß nur in
höherem
Maße durchschalten.
Wenn der Transistor 130 in höherem Maße durchschaltet, fließt mehr
Strom, der vom Schaltungspunkt 132 ausgeht, aus dem Ausgang des
DIFFAMPs 58 über
den Transistor 130. Demgemäß werden nur Stromschwingungen,
die kleiner sind als der letzte spitzenverfolgte Strom, an den Widerstand 108 weitergeleitet.
Das heißt,
daß die
CDC 60 im wesentlichen eine Rückkopplungsschleife ist, die
versucht, den durch den Widerstand 114 fließenden Strom
aufzuheben und die den vom Schaltungspunkt 132 subtrahierten
Strom nur erhöhen
kann. Der Kondensator 135 erleichtert diesen Einwegeffekt
oder "Sperrklinkeneffekt", indem er verhindert,
daß die
an die Gate-Elektrode des Transistors 130 angelegte Spannung
abfällt,
wenn das gemessene Signal (also die Ausgabe des DIFFAMPs 58)
zunimmt.
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9 zeigt
einen detaillierteren schematischen Schaltplan einer bevorzugten
Ausführungsform
der CDC 60 gemäß der vorliegenden
Erfindung. Wie in 8 ist
der Differenzverstärker 58 oder
der DIFFAMP 58 (in 9 nicht
dargestellt) am Schaltungspunkt 132 mit der CDC 60 gekoppelt.
Der 1600-Kiloohm-Widerstand 114 ist mit den Schaltungspunkten 132 und 116 gekoppelt.
Der 400-Kiloohm- oder
800-kΩ-Pull-Up-Widerstand 108 (entsprechend
dem ventrikulären
bzw. dem atriellen Kanal) ist zwischen dem Schaltungspunkt 116 und einer
geregelten –0,6-V-Spannungsquelle
angeordnet. 9 zeigt
mehrere Eingaben CDW, CDCN und BLANK, die in 7 nicht dargestellt sind. Die Eingaben
CDW (Mitnahmeerfassungsfenster) und CDCN (Mitnahmeerfassungssteuerung)
aktivieren die CDC 60, wenn eine Mitnahmeerfassung erwünscht ist.
Die Eingabe BLANK dient dem Austasten der CDC 60, beispielsweise
während
der Stimulation.
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In Hinblick auf eine im Ventrikel
positionierte Niederpolarisationsleitung filtern die bisher beschriebenen
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung die hervorgerufene Antwort nicht in erheblichem
Maße, und
sie führen
daher dazu, daß im
Fall der Erfassung eines hervorgerufenen Antwortsignals ein annehmbares Signal-Rausch-Verhältnis (SNR)
erhalten wird. Für
höhere
Stimulationsenergien, Leitungen hoher Polarisation oder eine Erfassung
atrieller hervorgerufener Antworten kann ein größeres SNR erwünscht sein.
Dies liegt daran, daß in
diesen (und möglicherweise
in anderen) Situationen das Nachpotentialartefakt die Stimulationselektrodenspannung
in einem solchen Maße
dominieren kann, daß in
dem gemessenen Signal keine positiven Auslenkungen auftreten.
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Zum Lösen dieses Problems kann die
Mitnahmeerfassungsschaltungsanordnung gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eine zusätzliche Spitzenverfolgungsschaltungsanordnung
zur Spitzenverfolgung des Diodenstroms in der CDC 60 selbst
aufweisen. Diese zusätzliche
Schaltungsanordnung wird hier als "Spitzenverfolgungsschaltungsanordnung" zweiter Ordnung" bezeichnet. Diese
Schaltungsanordnung addiert Strom zum Schaltungspunkt 116,
falls der Verfolgungsstrom zunimmt. Wenn mit anderen Worten der
durch den Transistor 182 auf der Leitung 190 in 8 fließende Strom zunimmt, wird am
Schaltungspunkt 116 mehr Strom bereitgestellt. Die Erhöhung reflektiert
eine "Beschleunigung" oder einen zunehmenden
Betrag der Ableitung (dv/dt) des vom DIFFAMP 58 bereitgestellten
Ausgangssignals. Die "Beschleunigung" tritt auf, wenn
das Nachstimulations-Nachpotentialsignal das hervorgerufene Antwortsignal
in so hohem Maße
dominiert, daß keine
Umkehrung der Polarität
im gemessenen Signal auftritt. Durch Erfassen einer Beschleunigung
oder einer Erhöhung
des Betrags von dv/dt im gemessenen Signal wurde entdeckt, daß die hervorgerufene
Antwort getreu erfaßt
werden kann.
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10 zeigt
ein Blockdiagramm einer Negativspitzenverfolgungs-Detektorschaltung
gemäß einer Ausführungsform
der Erfindung. Die Schaltung enthält nicht nur die vorstehend
beschriebene CDC 60, sondern auch eine Negativspitzenverfolgungsschaltung 200 zweiter
Ordnung. Wie in 10 dargestellt
ist, enthält die
Spitzenverfolgungsschaltung 200 zweiter Ordnung drei Hauptbestandteile,
nämlich
eine Stromspiegel- und Tiefpaßfilterschaltung 202,
einen Transkonduktanzverstärker 204 und
einen Vorspannungsstromgenerator 206. Die Stromspiegel- und Tiefpaßfilterschaltung 202 empfängt ein
Verfolgungsstromsignal von der CDC 60 auf der Leitung 190 und
auch das NPT-Ausgangssignal VNPT von der CDC 60. Die Stromspiegelund
Tiefpaßfilterschaltung 202 führt eine
Tiefpaßfilterung
des Verfolgungsstroms auf der Leitung 190 von der CDC 60 aus und
spiegelt diesen Strom über
den 1,6-MΩ-Widerstand 208.
Der durch den Widerstand 208 fließende Strom wird durch den
Transkonduktanzverstärker 204 überwacht.
Falls der Verfolgungsstrom von der CDC 60 ansteigt, addiert
der Verstärker 204 Strom
zum Schaltungspunkt 116.
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Detailliertere schematische Diagramme
der die Verfolgungsschaltung 200 zweiter Ordnung aufweisenden
Schaltungsanordnung gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung sind in den 11, 12 und 13 dargestellt. 11 ist ein schematisches Diagramm der
Stromspiegel- und Tiefpaßfilterschaltung 202.
Eine Stromspiegelung des von der CDC
60 auf der Leitung 190 bereitgestellten
Verfolgungsstroms wird von Transistoren 212, 214, 216, 218, 220 und 222 ausgeführt. Die
Stromspiegelschaltung enthält
ein Tiefpaßfilter
mit einem Kondensator 224 und der Transkonduktanz des Transistors 212.
Die Verstärkung
der in 10 dargestellten
Spiegelschaltung beträgt
etwa 32.
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12 ist
ein schematisches Diagramm des in 9 dargestellten
Vorspannungsstromgenerators 206. In der Schaltung 206 und
während
des Mitnahmeerfassungsfensters wird von einem Transistor 230 ein schwacher
Strom (etwa 60 pA) erzeugt, um ein langsames Erhöhen des Negativspitzenverfolgungsstroms zweiter
Ordnung zu bewirken. Das Mitnahmeerfassungsfenster ist durch die
Steuerschaltungsanordnung für die
Vorrichtung 10 definiert und erzeugt ein Signal CDW zum
Anlegen an den Vorspannungsstromgenerator 206. In der Schaltung 206 und
hinter dem Mitnahmeerfassungsfenster wird vom Transistor 232 ein
anderer schwacher Strom erzeugt, um eine langsame Abnahme des Verfolgungsstroms
hervorzurufen. In der Schaltung 206 stellt das Eingangssignal
CD5 den Strom dar, der dem Schaltungspunkt VNPTP zugeführt wird.
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13 ist
ein schematisches Diagramm des in 10 dargestellten
Transkonduktanzverstärkers 204.
Der Transkonduktanzverstärker 204 ähnelt im
wesentlichen dem Transkonduktanzverstärker 180 in der vorstehend
erwähnten
Negativspitzenverfolgungsschaltung erster Ordnung CDC 60 und
führt eine
im wesentlichen ähnliche
Funktion aus. Das heißt,
daß der
Verstärker 204 den
durch den Widerstand 208 fließenden Strom und den Rückkopplungsstrom
am Schaltungspunkt 116 abtastet oder überwacht, um eine Erhöhung des gemessenen
Signals zu erfassen, von dem erwartet wird, daß es kontinuierlich abnimmt.
Der "Sperrklinkeneffekt" der Negativspitzenverfolgungsschaltung
zweiter Ordnung wird dadurch hervorgerufen, daß der Transkonduktanzverstärker 204 über einen
P-Kanal-Transistor 250 und den Widerstand 208 Strom
in den Schaltungspunkt 116 injiziert, wenn eine Erhöhung des
gemessenen Signals auftritt. Ein Kondensator 252 ermöglicht ebenso
wie der Kondensator 135 in der CDC 60 diesen "Sperrklinkeneffekt", indem er verhindert,
daß die
an die Gate-Elektrode des Transistors 250 angelegte Spannung
abfällt,
wenn das gemessene Signal zunimmt, wobei ein n-Kanal-Transistor 254 den
erwähnten
Sperrklinkeneffekt unterstützt
und daran teilnimmt.
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Die 14(a), 14(b), 14(c), 15(a), 15(b), 15(c), 16(a), 16(b) und 16(c) zeigen den Betrieb der Negativspitzenverfolgungsschaltung 60 und
der Negativspitzenverfolgungsschaltung 200 zweiter Ordnung
gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. 14(a) zeigt
die Wellenform eines von der Spitzenelektrode 18 der Leitung 14 erfaßten Signals.
Eine Wellenform 300 zeigt das zwischen der Spitzenelektrode 18 und der
Blindelektrode auftretende Intrakardialsignal während des Zeitraums unmittelbar
nach der Abgabe eines Stimulationsimpulses. Die 14(a) bis 14(c) zeigen
den Fall, in dem ansprechend auf einen Stimulationsimpuls kein hervorgerufenes
Antwortsignal erzeugt wird. Demgemäß zeigt 14(a) das Spitze-zu-Gewebe-Polarisationsartefaktsignal,
das typischerweise einem Stimulationsimpuls folgt, der keine hervorgerufene
Antwort bewirkt. Wie vorstehend beschrieben wurde, ist ein solches
Artefaktsignal ein exponentiell abfallendes Signal, das keine Schwingungen
positiver Steigung aufweist.
-
Die in 14(b) dargestellten Signale entsprechen
den in
-
14(a) dargestellten
Signalen. Eine Wellenform 302 stellt den Ausgangsstrom
des Differenzverstärkers 58 oder
den durch den Widerstand 114 fließenden Strom dar, der von der
CDC 60 überwacht
wird, wenn der Betrag des abzugebenden Rückkopplungsstroms bestimmt
wird. Die durch eine gestrichelte Linie in 14(b) dargestellte Wellenform 304 stellt
den durch den Transistor 130 in der CDC 60 fließenden Strom
dar, wobei dieser Strom der Rückkopplungsstrom
ist, der dem Schaltungspunkt 132 in der CDC 60 zugeführt wird. Es
sei bemerkt, daß die
Wellenformen 302 und 304 in den 14(b) und 14(c) in
bezug auf die Wellenform 300 in 14(a) invertiert sind. Signale oder
Wellenformen 302 und 304 sind durch den Betrieb
des DIFFAMPs 58 invertiert.
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14(c) zeigt
Wellenformen 306 und 308. Die Wellenform 306 stellt
den durch den Transistor 222 fließenden Strom dar, wobei dieser
Strom durch die Negativspitzenverfolgungsschaltung 200 zweiter
Ordnung überwacht
wird, um den Betrag des bereitzustellenden Rückkopplungsstroms zu bestimmen.
Die als eine gestrichelte Linie in 14(c) dargestellte
Wellenform 308 stellt den durch den Transistor 250 fließenden Strom dar,
wobei dieser Strom der Rückkopplungsstrom
ist, der dem Schaltungspunkt 116 ansprechend auf erfaßte Erhöhungen der
Ausgabe von DIFFAMP 58 oder eine "Beschleunigung" davon zugeführt wird.
-
Die 15(a) bis 15(c) zeigen Wellenformen,
die sich aus einer hervorstechenden hervorgerufenen Antwort auf
einen Stimulationsimpuls ergeben, wobei diese Wellenformen ansonsten
den Wellenformen ähneln,
die in den 14(a) bis 14(c) dargestellt sind.
Die CDC 60 erster Ordnung ist gut dafür geeignet, hervorgerufene
Antworten in der Art derjenigen zu erfassen, die in 15(a) dargestellt sind. Die Wellenform 310 in 15(a) stellt das gemessene
Signal dar, das an der Spitzenelektrode 18 der Leitung 14 und
der Blindelektrode für
den Zeitraum unmittelbar nach der Abgabe eines Stimulationsimpulses
auftritt. Die hervorstechende Erhöhung oder das hervorstechende
Ansteigen des allgemein mit einer Bezugszahl 312 in 15(a) bezeichneten gemessenen
Signals stellt das hervorgerufene Antwortsignal dar.
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Ebenso wie die Wellenform 302 in 14(b) stellt eine Wellenform 314 in 15(b) den vom DIFFAMP 58 bereitgestellten
Ausgangsstrom (oder den von der CDC 60 überwachten Strom) dar. Ebenso
wie die Wellenform 304 in 14(b) stellt
die Wellenform 316 den durch den Transistor 130 in
der CDC 60 fließenden Strom
dar. Die Zeit T1 in 15(b) gibt
das Einsetzen eines hervorgerufenen Antwortsignals an. Trotz einer Verringerung
des Betrags oder einer Polaritätsänderung
der Wellenform 314, die im allgemeinen zur Zeit T1 auftritt,
nimmt der durch den Transistor 130 fließende Strom nicht ab. Dies
ist auf den Betrieb des Haltekondensators 135 in der Schaltung 60 zurückzuführen.
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In 15(c) stellt
eine Wellenform 318 den Strom dar, der durch den Transistor 222 in
der Negativspitzenverfolgungsschaltung 200 zweiter Ordnung
fließt
(oder den Strom, der durch den Widerstand 208 fließt und der
von der Schaltung 200 überwacht
wird). Eine durch gestrichelte Linien bezeichnete Wellenform 320 stellt den
durch den Transistor 250 fließenden Strom dar (oder den
von der Schaltung 200 bereitgestellten Rückkopplungsstrom).
In den 15(a) bis 15(c) ist das Konzept dargestellt,
daß die
CDC 60 erster Ordnung beim Erfassen hervorgerufener Antworten
dominant ist, wenn die hervorgerufenen Antwortsignale groß sind.
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Wenn weniger hervorstechende Antwortsignale
erfaßt
werden müssen,
muß jedoch
auf die Negativspitzenverfolgungsschaltung 200 zweiter
Ordnung für
die Erfassung hervorgerufener Antwortsignale zurückgegriffen werden. Die 16(a) bis 16(c) zeigen Wellenformen, die den Umstand
veranschaulichen, unter dem ein hervorgerufenes Antwortsignal nicht
hervorstechend ist. Eine Wellenform 322 in 16(a) stellt das zwischen der Spitzenelektrode 18 und
der Blindelektrode auftretende gemessene Signal dar, wenn das hervorgerufene
Antwortsignal schwach ist. 16(b) entspricht
den 14(b) und 15(b) und zeigt, daß die CDC 60 erster
Ordnung möglicherweise
nicht in der Lage ist, das schwache hervorgerufene Antwortsignal
zu erfassen, das dem großen,
dominanten Nachpotential-Abfallssignal überlagert ist. 16(b) zeigt, daß die vom DIFFAMP 58 bereitgestellte
Ausgabe (Wellenform 324) und der Strom durch den Transistor 130 in
der CDC 60 die Erfassung einer hervorgerufenen Antwort
nicht widerspiegeln. Es ist in 16(c) andererseits
ersichtlich, daß die
Negativspitzenverfolgungsschaltung 200 zweiter Ordnung
eine Negativspitzenverfolgung des durch den Transistor 222 fließenden Stroms
vornimmt (wie durch eine Wellenform 328 angegeben ist).
Das heißt,
daß der
Betrag des durch den Transistor 250 fließenden Stroms
(durch eine Wellenform 330 angegeben) nicht zunimmt, wenn
der Betrag des durch den Transistor 222 fließenden Stroms
zunimmt. Demgemäß erfaßt die Negativspitzenverfolgungsschaltung 200 zweiter
Ordnung weniger hervorstechende hervorgerufene Antwortsignale als
sie durch die CDC 60 erster Ordnung erfaßt werden
können.
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Eine andere Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung ist in 17 teilweise
dargestellt, wobei eine der Bandpaßfilter-Schaltungsanordnung
aus den 4, 5(a) und 5(b) vorhergehende Ersatz-Schaltungsanordnung
dargestellt ist. Diese Ausführungsform
der Erfindung kann als eine "Mitnahmeerfassungsschaltung mit
geglätteter
Ableitung" angesehen
werden. In 17 wird
das Eingangssignal im Ableitungsblock 700 abgeleitet und
dann im Halbwellengleichrichterblock 710 Halbwellen-gleichgerichtet.
Das Ableiten der Eingangssignale, gefolgt von der Halbwellen-Gleichrichtung führt dazu,
daß es
möglich
ist, das Eingangssignal während des
Zeitraums, in dem die Mitnahmeerfassung ausgeführt wird, auf Änderungen
der Signalpolarität
und der "Geschwindigkeit" (oder der Anstiegsgeschwindigkeit" zu überwachen.
Die 18(a) bis 18(d) zeigen die mit der
Ableitungs-/Gleichrichtungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
erhaltenen Ausgangssignale. Wenn im Eingangssignal kein hervorgerufenes
Antwortsignal zu erfassen ist, zeigt das abgeleitete und gleichgerichtete
Ausgangssignal keine ins Positive gehende Schwingungen (siehe die 18(a) und 18(b)). Wenn im Eingangssignal ein hervorgerufenes
Antwortsignal zu erfassen ist, zeigt das abgeleitete und gleichgerichtete
Ausgangssignal eine ins Positive gehende Schwingung, die wiederum
als ein erfaßtes
Ereignis an die Meßverstärkerschaltung
weitergegeben wird (siehe die 18(c) und 18(d)).
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Gemäß einer anderen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kann der Ableitungsblock erster Ordnung
aus 17 durch einen
Ableitungsblock zweiter Ordnung ersetzt werden, der als eine Mitnahmeerfassungsschaltung mit
geglätteter
Ableitung zweiter Ordnung wirkt.
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19 zeigt
eine weitere Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, in der die Ersatz-Schaltungsanordnung
dargestellt ist, die der Bandpaßfilter-Schaltungsanordnung
aus den 4, 5(a) und 5(b) vorhergeht. Diese Ausführungsform
der Erfindung kann als eine "intelligente" oder "modifizierte" Spitzenverfolgungsschaltung
angesehen werden, bei der die Anstiegsgeschwindigkeit des gemessenen
Signals (dV(t)/dt) im Gegensatz zur Spannung selbst (V(t)) verfolgt
werden kann. Die Schaltung 60 in 19 verfolgt die Abfallsrate oder die Änderungsrate
des gemessenen Signals während
des Zeitraums unmittelbar nach der Abgabe eines Stimulationsimpulses.
Eine konstante Anstiegsgeschwindigkeitsverfolgung des gemessenen
Signals geschieht an der Gate-Elektrode des Anstiegsfiltertransistors 131 am
Schaltungspunkt 132. Der Anstiegsfilterkondensator 135,
CNPT, glättet
das am Schaltungspunkt 139 vorhandene Spannungssignal.
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In der Schaltung aus 19 wird das gemessene Signal unmittelbar
nach der Abgabe des Stimulationsimpulses, jedoch bevor ein hervorgerufenes
Antwortsignal auftreten kann, abgetastet. Ein Hochpaßfilterblock
oder eine Schaltung 133 leitet das gemessene Signal ab
oder im wesentlichen ab und überführt es zum Abtast-und-Halte-Block
(SAH-Block) oder zur Abtast-und-Halte-Schaltung 134. Die
vom Abtast-und-Halte-Block 134 ausgegebene abgetastete
Spannung wird dem Transkonduktanzverstärker 136 zugeführt, der wiederum
einen zur Eingangsspannung proportionalen Ausgangsstrom erzeugt.
Dieser Ausgangsstrom ist in 19 als
Ileak dargestellt. Wenn die Anstiegsgeschwindigkeit des gemessenen
Signals groß ist,
ist Ileak entsprechend groß.
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Wenn die Anstiegsgeschwindigkeit
des gemessenen Signals klein ist, ist Ileak entsprechend klein.
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Die 20(a) und 20(b) zeigen, wie die Schaltung
aus 19 arbeitet, wenn
die Anstiegsgeschwindigkeit des gemessenen Signals groß ist (20(a)) und klein ist (20(b)). Die gestrichelten
Linien in den 20(a) und 20(b) bezeichnen den über CNPT 135 aus 19 gemessenen Leckstrom
oder Ileak. Dieser Leckstrom kann als eine Funktion des Polarisationsgrads
des die Elektrode umgebenden Gewebes angesehen werden und demgemäß ein genaueres
Mittel für
das Verfolgen des gemessenen Signals bereitstellen.
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Einige Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Schaltung
sind mit bestehenden Schaltungsanordnungen kompatibel und können für die meisten
von MEDTRONIC, INC. hergestellten Schrittmacher der Marke THERA
leicht in diese eingefügt
werden. Beispielsweise weisen die THERA-Schrittmachermodelle 7944,
7945, 7946, 8940, 8941 und 8942 (wie weiter in "THERA D Product Information Manual" und in "THERA SR Product
Information Manual" beschrieben
ist) eine Schaltungsanordnung auf, die recht leicht so modifiziert werden
kann, daß sie
die vorliegende Erfindung einschließt.
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21 zeigt
Blockdiagramme für
eine Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden
Erfindung, die in den Meßverstärker-Signalweg einer herkömmlichen
Schrittmacherschaltungsanordnung der Marke THERA eingefügt ist,
welche sich auf einer Prototyp-Leiterplatte befindet. Die CDC 60 befindet
sich wie dargestellt zwischen dem Tiefpaßausgang des differentiellen
Ausgangs des Meßverstärkers (d.
h. VSO) und dem Hochpaßeingang
des Bandpaßfilters 27.
Die sich am Eingang und Ausgang der CDC 60 befindenden
chipexternen Hybridkondensatoren sind bereits auf IPGs der Marke
THERA vorhanden. Demgemäß waren
geeignete Schaltungspunkte für
die erfindungsgemäße Schaltung
leicht zugänglich.
Die CDC 60 subtrahiert jede Restpolarisation, die vom DIFFAMP 23 wiederhergestellt
wird, und verhindert, daß sie
aus dem Bandpaßfilter 27 austritt. Nur
dann, wenn infolge des Auftretens eines hervorgerufenen Potentialsignals
eine ausreichende Auslenkung der Ausgabe des DIFFAMPs 23 auftritt,
wird das Bandpaßfilter 27 angeregt
und das Signal zur Pegelerfassung zum Vergleicher 41 des
Meßverstärkers und
zu den Schwellenwertvergleichern 31/33 weitergeleitet.
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21 zeigt
weiterhin die Mitnahmevergleicher- und Austastschaltung 31/33,
die parallel zum 70-kΩ-Widerstand 139 geschaltet
ist, welcher in Reihe mit dem Eingang des Vergleichers 41 des
Meßverstärkers angeordnet
ist. Die am Widerstand 139 erzeugte Spannung ist zum Stromsignal
proportional, das am Eingang des Vergleichers 41 des Meßverstärkers vorhanden
ist. Diese differentielle Spannung wird zwischen VCP und VCM gemessen
und wird nachstehend als VSI bezeichnet. VSI wird während eines
Zeitraums nach Abgabe eines Stimulationsimpulses mit einem Schwellenpegel
verglichen. Falls die Amplitude von VSI einen ausreichenden Betrag
aufweist, um den Vergleicher 31/33 während eines
vorgegebenen Zeitfensters oder CDW nach der Abgabe des Stimulationsimpulses
auszulösen,
wird davon ausgegangen, daß eine
Mitnahme aufgetreten ist. Ein externer Vergleicher erzeugt am bevorzugtesten
logische Mitnahmesignale, wenn das Austasten des internen Vergleichers 31/33 während des
CDWs maskiert wird.
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22 zeigt
ein detaillierteres Blockdiagramm der Schaltung aus 21. Die Schaltung aus 22 ist mit VTIP verbunden und synchronisiert
den Betrieb der CDC 60 und der Austastschaltungsanordnung
mit der Zeitsteuerung der Stimulationsimpulsabgabe. Die CDC 60 weist
die Negativspitzenverfolgungs-Detektorschaltung 61 (NPT 61)
auf. Der Spannungspuffer 71 isoliert die CDC 60 vom
Ausgang des DIFFAMPs 23. Das vom Spannungspuffer 71 bereitgestellte
Ausgangssignal wird in die CDC 60 und den Eingang 65 des
Differenzverstärkers 64 geleitet.
Der Ausgang der Negativspitzenverfolgungs-Detektorschaltung 61 wird
zum Eingang 66 des Differenzverstärkers 64 geleitet.
Die zwei Eingaben in den Differenzverstärker 64 bewirken,
daß der
Verstärker 64 das
bei VTIP gemessene Signal verfolgt, wenn eine anfängliche
Negativschwingung von einer Nachstimulationspolarisation herrührt (die
bei VSO gemessene Schwingung ist tatsächlich positiv). Der Differenzverstärker 64 verhindert,
daß ein
Teil des bei VTIP gemessenen Polarisationssignals in die Filterschaltung 27 läuft und
verhindert dadurch, daß die
Vergleicher 31/33 oder 41 fälschlicherweise
die Polarisation als eine hervorgerufene Antwort erfassen.
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Falls das bei VTIP gemessene Signal
beginnt, eine positive Steigung anzunehmen, weil ein hervorgerufenes
Antwortsignal vorhanden ist oder weil das Polarisationssignal nachzulassen
beginnt, beginnt der Differenzverstärker 64 damit, der
Filterschaltung 27 ein Ausgangssignal zuzuführen. Abhängig vom Änderungsbetrag
der im gemessenen Signal vorhandenen Steigungsänderung reagiert die Filterschaltung 27 entweder auf
die Änderung
oder filtert die Änderung
vollständig
heraus und liefert kein Ausgangssignal. Das heißt, daß kleine Änderungen des Änderungsbetrags
der Steigung des gemessenen Signals von der Filterschaltung 27 vollständig herausgefiltert
werden und daß große Änderungen
des Änderungsbetrags
der Steigung des gemessenen Signals von der Filterschaltung 27 als
ein hervorgerufenes Antwortsignal weitergeleitet werden.
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Am bevorzugtesten kann ein Benutzer
die Empfindlichkeit des Verstärkers 64 und
der Filterschaltung 27 oder von beiden einstellen, um einem
gegebenen Patienten oder einer implantierbaren medizinischen Vorrichtung
eine optimale Mitnahmeerfassung bereitzustellen. Der Betrag des
von der Filterschaltung 27 weitergeleiteten Signals und
sein Zeitablauf in bezug auf den Stimulationsimpuls sind Kriterien,
die im allgemeinen verwendet werden, um zu bestimmen, ob die Mitnahme
aufgetreten ist oder nicht.
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Wie in 22 dargestellt ist, wird das vom Stimulationsimpuls-Synchronisationsschaltungsblock 72 bereitgestellte
Ausgangssignal als PACE bezeichnet und löst den Betrieb mehrerer verschiedener
Schaltungen aus. Das PACE-Signal löst ein Rücksetzsignal aus, das vom Ausgang
des Rücksetzzeitgeber-Schaltungsblocks 73 bereitgestellt
wird. Das Rücksetzsignal
setzt wiederum die letzte vom Spitzendetektor-Speicherkondensator 63 gespeicherte
Negativspitzenspannung auf ein Anfangspotential zurück, das
der durch VSO bestimmten Vorspannung entspricht. Am bevorzugtesten
beträgt
die bei VSO bereitgestellte Vorspannung –600 mV, wenn die Eingabe in
den Meßverstärker 23 während des
Zeitraums, zu dem der Stimulationsimpuls abgegeben wird, ausgetastet
wird. Der Block 72 kann alternativ in einem integrierten
Schaltkreis implementiert werden.
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Es wurde beobachtet, daß die CDC 60 und
die NPT 61 optimal arbeiten, wenn sich das vom Rücksetzzeitgeber 73 bereit gestellte
Rücksetzsignal
bis zum Beginn der Löschperiode
erstreckt, die typischerweise dem Wiederaufladen der Stimulationsimpuls-Ausgabekondensatoren
folgt. Die CDC 60 kann sich selbst zurücksetzen, um eine individuelle
Negativspitzenverfolgung des nach der Abgabe jedes Stimulationsimpulses gemessenen
Nachstimulationssignals vorzunehmen. Demgemäß passen sich die CDC 60 und
die NPT 61 genau und schnell an Änderungen des Leitungstyps,
des Patientenzustands und Stimulationsimpulsenergien an und reagieren
auf diese.
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23 zeigt
weitere Einzelheiten der in 22 dargestellten
Schaltungsanordnung. Als integrierte Schaltkreise ausgeführte Zeitgeber
LM311 und LM555 im Schaltungsblock 72 erzeugen Synchronisations-
und Rücksetzsignale.
Ein Schalter DG412 im Rücksetzzeitgeber-Schaltungsblock 73 setzt
die NPT 71 vor der Abgabe jedes Stimulationsimpulses zurück. Ein
IC LM353A im Schaltungsblock 71 bildet den Spannungspuffer. Der
Differenzverstärker 64 weist
zwei TLC27L2C-ICs auf. Die Super-Diode 62 weist eine 1N4148-Diode und einen IC
LM353B auf. Die von der Super-Diode 62 bereitgestellte
Ausgabe wird zur Subtraktion vom VSO-Signal vom Spitzenspeicherkondensator 63 gespeichert.
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24 zeigt
den Schaltungsblock 31/33 in näheren Einzelheiten und die
zum Erzeugen eines CDWs und um es zu erfassen, wenn die Mitnahmeschwelle überschritten
worden ist, verwendete externe Schaltungsanordnung. Die am Widerstand 139 erzeugte
Spannung wird von der Instrumentenverstärkerschaltung 81 mit einer
Verstärkung
von Zehn wiedergewonnen und verstärkt. Die Gleichrichterschaltung 82 richtet
das von der Verstärkerschaltung 81 ausgegebene
Signal dann gleich. Die Verstärkerpufferschaltung 83 hat eine
Verstärkung
von Zehn und verstärkt
das von der Gleichrichterschaltung 82 ausgegebene Signal.
Das gleichgerichtete und zweifach verstärkte Signal wird dann der Spannungsvergleicherschaltung 84 mit
einem einstellbaren Auslösepunkt
zugeführt.
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Das von der Vergleicherschaltung 84 bereitgestellte
Ausgangssignal ist in Bezug auf das der Vergleicherschaltung 84 von
der CDW-Zeitgeberschaltung 87 bereitgestellte Eingangssignal
verlängert.
Das vom Ausgang der Vergleicherschaltung 84 bereitgestellte
verlängerte
Signal treibt eine LED im Schaltungsblock 85, um dadurch
eine Sichtangabe der Mitnahme bereitzustellen. Das CDW wird durch
eine Kaskade von Zeitgeberschaltungen 88 und 87 erzeugt,
deren letzte Ausgabe auf der Leitung 86 die Aktivierung
der Schwellenvergleicherschaltung 84 steuert. Die Zeitgeberschaltung 88 verzögert den
Beginn des CDWs um einen vorgegebenen Zeitraum nach der Abgabe eines
Stimulationsimpulses. Die Zeitgeberschaltung 87 bestimmt
die Dauer des CDWs. Das in die Zeitgeberschaltung 88 und
die Stimulationsausgabe- und LED-Indikatorschaltung 89 eingegebene
PACE-Signal führt
dazu, daß die
Synchronisationsschaltungsanordnung die Zeitgeberschaltungen 88 und 87 auslöst. Ebenso
wie das von der Vergleicherschaltung 84 bereitgestellte
Ausgangssignal ist das durch die Ausgabe des Schaltungsblocks 89 bereitgestellte
PAGE-Signal verlängert
und treibt eine LED, um eine Sichtangabe der Stimulationsimpulsabgabe
bereitzustellen.
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25 zeigt
die zum Implementieren der Austast- und Vergleicherschaltung 31/33 aus 24 verwendete Schaltung.
In 25 weist die Instrumentenverstärkerschaltung 81 einen
LT1101-IC auf. In Kaskade geschaltete LM347A- und LM347B-ICs und
ihre zugeordneten Dioden und Widerstände bilden die Gleichrichterschaltung 82.
Der Schaltungsblock 83 weist einen Operationsverstärker LM347C
und seine zugeordneten Widerstände
auf, um einen Puffer mit einer Verstärkung von etwa Zehn für die Eingabe
in die einen LM311-IC enthaltende Schwellenwert-Vergleicherschaltung 84 bereitzustellen.
Der Schwellenwert der Vergleicherschaltung 84 kann unter
Verwendung des 5-kΩ-Potentiometers
eingestellt werden. Die Dauer des von der Vergleicherschaltung 84 bereitgestellten
Ausgangssignals wird unter Verwendung einer Hälfte des LM556-Zeitgeber-ICs
im Schaltungsblock 87 gesteuert. Das vom Schaltungsblock 89 bereitgestellte
PACE-Signal wird in bezug auf das darin eingegebene PACE-Signal
durch eine Hälfte
eines LM556-ICs im Schaltungsblock 89 verlängert. Das
in den Schaltungsblock 31/33 eingegebene PAGE-Signal
löst auch
durch Auslösen
der beiden Hälften
der LM556-ICs in den Schaltungsblöcken 88 und 87 die
Erzeugung eines CDWs aus. Das vom LM556-Zeitgeber im Schaltungsblock 87 bereitgestellte
Ausgangssignal steuert die Basis des 2N2222-Transistors 91, bei dem ein
Kollektor mit der Schwellenwert-Vergleicherschaltung 84 verbunden
ist. Wenn der Transistor 91 durchschaltet, wird die Vergleicherschaltung 84 deaktiviert.
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Die in den 21 bis 25 dargestellte
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wurde in einem Hund getestet, der entsprechend
den Vorschriften und Anforderungen behandelt wurde, die von "American Association
for the Advancement of Laboratory Animal Care" veröffentlicht
wurden. Weil die vorliegende Erfindung in künftigen Produkten medizinischer
Vorrichtungen verwendet wird, die in Menschen implantiert werden sollen,
ist dieses Testen an Hunden für
die Sicherheit und Wirksamkeit der vorliegenden Erfindung nach den USFDA-Regeln
erforderlich.
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Die Untersuchung wurde unter Verwendung
einer ventrikulären
bipolaren 5024-CAPSURE®-Leitung von MEDTRONIC®,
einer ventrikulären
bipolaren 6962-Ring-zu-Spitze-Leitung von MEDTRONIC und eines THERA-i®-IPGs
von MEDTRONIC, der gemäß den Lehren
der vorliegenden Erfindung modifiziert war, ausgeführt. Die
Stimulation wurde sowohl im unipolaren als auch im bipolaren Modus
ausgeführt. 26 zeigt Beispiele natürlicher
und Mitnahmeverlust-Ereignisse, die während der Untersuchung aufgezeichnet
wurden. 26 zeigt einen
Abschnitt eines während
der Untersuchung aufgezeichneten Streifendiagramms, wobei Stimulationsimpulse
mit Amplituden von 3,0 Volt und Dauern von 1,5 ms verwendet wurden.
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Der erste Stimulationsimpuls, der
in 26 dargestellt ist,
nimmt das Myokard mit. Es sei auf die vom Stimulationsimpuls auf
dem VSI-Kanal (entsprechend dem Eingangssignal, das der Schwellenwert-Vergleicherschaltung 84 zugeführt wird)
hervorgerufene große
Auslenkung verwiesen. Das VSI-Signal ist in etwa eine Größenordnung
größer als
der Schwellenwert für
den Meßverstärker 23.
Das dem ersten Stimulationsimpuls entsprechende hervorgerufene T-Zacken-Ereignis
ist als ein ventrikuläres
Meßereignis
markiert, wenngleich es auf dem VSI-Kanal kaum sichtbar ist. Der
CAPT-Kanal zeigt, daß die
Mitnahme für
den ersten Stimulationsimpuls genau und zuverlässig erfaßt wurde.
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Das nächste Ereignis, das in 26 dargestellt ist, ist
ein als ein refraktäres
Meßereignis
aufgezeichnetes natürliches
P-Zacken-Ereignis. Das natürliche
P-Zacken-Ereignis ist auf dem VSI-Kanal kaum sichtbar. Diesem folgt
ein natürlicher
QRS-Komplex, der wiederum als ein refraktäres Meßereignis aufgezeichnet ist. Der
CAPT-Kanal zeigt genau kein Mitnahmeereignis, das dem natürlichen
Ereignis entspricht, bei dem kein Stimulationsimpuls abgegeben wurde.
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Der zweite Stimulationsimpuls in 26 wird während einer
natürlichen
Refraktärperiode
abgegeben, und er bewirkt daher keine Mitnahme des Myokards. Auf
dem VSI-Kanal tritt kein dem zweiten Stimulationsimpuls entsprechendes
Signal auf. Der CAPT-Kanal zeigt genau und zuverlässig, daß keine
Mitnahme erfaßt wurde.
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Der dritte Stimulationsimpuls nimmt
das Myokard mit. Wiederum zeigt der CAPT-Kanal, daß die Mitnahme
genau und zuverlässig
erfaßt
wurde. 26 zeigt, daß das gemessene
Signal (VTIP) das Aussehen nicht erheblich ändert, wenn Mitnahme- und Refraktär-Stimulationsereignisse
verglichen werden. Nichtsdestoweniger unterscheidet die Mitnahmeerfassungsschaltung
gemäß der vorliegenden
Erfindung in geeigneter Weise zwischen Mitnahmeereignissen und Refraktärereignissen.
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Die nachfolgende Tabelle 2 listet
die Kanalnummern, die Recorderdatenkanaleinstellungen und Eingabebereiche
für auf
dem digitalen Tonband (DAT) bei der Untersuchung aufgezeichnete
Daten auf, wobei ein TEAC-RD-130TE-DAT-Recorder verwendet wurde.
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TABELLE
2: DAT-RECORDER-EINSTELLUNGEN
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Die nachstehende Tabelle 3 listet
die Typen von Ereignissen auf, die für die Untersuchung auf dem DAT
aufgezeichnet wurden.
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TABELLE
3: BESCHREIBUNG VON DAT-EREIGNISSEN
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Die nachstehende Tabelle 4 zeigt
die Ergebnisse, die mit der Mitnahmeerfassungsschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung in der Untersuchung erhalten wurden. In Tabelle 4 ist
ein detaillierter Zählwert
für jede
Einstellung jedes aufgezeichneten Ereignisses dargestellt. Die erste
Spalte in Tabelle 4 listet den auf dem DAT-Band aufgezeichneten
Ereignisindex auf. Die zweite und die dritte Spalte in Tabelle 4
listen Stimulationsspannungen und Impulsbreiten auf, die für ein gegebenes
Ereignis verwendet werden. Die vierte Spalte in Tabelle 4 listet
die Anzahl der für
eine gegebene Einstellung abgegebenen Stimulationsimpulse auf.
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Die fünfte und die sechste Spalte
in Tabelle 4 listen die Anzahl der falschen positiven Mitnahmeereignisse
auf, die aufgetreten sind, wenn ein Signal erheblicher Amplitude
auf dem VSI-Kanal beobachtet wurde, auf dem EKG-Kanal jedoch kein
entsprechendes Depolarisationsereignis aufgetreten ist. Die üblichste
Manifestation dieser Art einer fälschlichen
Mitnahmeerfassung trat auf, wenn ein Stimulationsimpuls während einer natürlichen
T-Zacke abgegeben wurde. (Es sei am Rande bemerkt, daß dies durch
geeignetes Programmieren von Empfindlichkeits- und Zeitparametern
hätte korrigiert
werden können,
um eine Übereinstimmung
mit Hundeeigenschaften zu erzielen.) Es wurde das Auftreten des
nächstüblichsten
Typs einer fälschlichen
Mitnahmeerfassung beobachtet, wenn ein unterschwelliger Stimulationsimpuls
abgegeben wurde und ein natürliches Depolarisationsereignis
innerhalb des CDWs aufgetreten ist. Von den vorhergehenden zwei
Typen einer fälschlichen
Mitnahmeerfassung wurden nur jene falschen positiven Mitnahmeereignisse
gezählt,
bei denen keine Depolarisation aufgetreten ist.
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Die siebte Spalte gibt die Anzahl
der falschen Negativmitnahmeereignisse an, wobei ein Mitnahmeereignis
auf dem EKG-Kanal beobachtet wurde, jedoch auf dem VSI-Kanal kein
entsprechendes Ereignis auftrat. Es gab zwei Hauptursachen für diese
Art eines falschen negativen Mitnahmeereignisses, nämlich (1)
es wurde in der Nähe
eines natürlichen
Ereignisses (oder eines Fusionsschlags) eine Stimulation abgegeben
oder (2) die Stimulationsenergie war so groß, daß die Erfassung des hervorgerufenen
Antwortsignals unmöglich
war.
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Die letzte Spalte listet Erfolgsraten
für jede
Einstellung auf, welche als:
definiert ist. TABELLE
4: FUNKTIONSWEISE DER MITNAHMEERFASSUNGSSCHALTUNG
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Die vorstehende Tabelle 4 zeigt,
daß die
in den 21 –26 dargestellte Ausführungsform
der Mitnahmeerfassungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
die Mitnahme genau und konsistent erfaßt hat, wenn die Stimulationsimpuls-Spannungseinstellungen
für Stimulationsimpulsbreiten
von 0,4 ms kleiner oder gleich 6,0 Volt waren oder daß die Stimulationsimpuls-Spannungseinstellungen
für Stimulationsimpulsbreiten von
1,5 ms kleiner oder gleich 4,0 Volt waren, wenn 5026-CapSure-Leitungen
entweder in unipolaren oder in bipolaren Meßkonfigurationen verwendet
wurden. Die vorhergehenden Daten wurden über die Abgabe von mehr als
3200 Stimulationsimpulsen mit zahlreichen Spannungs- und Impulsbreiteneinstellungen
aufgenommen.
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Tabelle 4 zeigt auch, daß die in
den 21–26 dargestellte Ausführungsform
der Mitnahmeerfassungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
die Mitnahme genau und konsistent erfaßt hat, wenn die Stimulationsimpuls-Spannungseinstellungen
für Stimulationsimpulsbreiten
von 0,4 ms kleiner oder gleich 5,0 Volt waren oder für Stimulationsimpulsbreiten
von 1,5 ms kleiner oder gleich 4,0 Volt waren, wenn eine 6962-Ring-Spitzen-Elektrode
entweder in unipolaren oder in bipolaren Meßkonfigurationen verwendet
wurde. Die vorstehenden Daten wurden über die Abgabe von mehr als
1800 Stimulationsimpulsen mit zahlreichen Spannungs- und Impulsbreiteneinstellungen
aufgenommen.
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Tabelle 4 zeigt weiterhin, daß die Mitnahmeerfassungsgenauigkeit
erhöht
war, wenn Spitze-zu-Gehäuse
(d. h. unipolare) Meßkonfigurationen
statt Spitze-zu-Ring (d. h. bipolare) Meßkonfigurationen verwendet wurden,
wobei dies von der Stimulationsimpulspolarität unabhängig ist.
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Anhand der vorstehenden detaillierten
Beschreibung spezifischer Ausführungsformen
der Erfindung sollte ersichtlich sein, daß eine neuartige und wirksame
Meßschaltung
für eine
Herzstimulationsvorrichtung offenbart worden ist. Die Meßschaltung
ist in der Lage, starke und schwache hervorgerufene Reaktionen auf Herzstimulationsimpulse
zu erfassen. Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung erfaßt
eine Spitzenverfolgungsschaltung erster Ordnung Änderungen der Polarität der Steigung
eines gemessenen Herzsignals. Eine Rückkopplungsschaltung filtert
Nachstimulationsimpuls-Elektrode-Gewebe-Polarisationsartefakte aus
dem gemessenen Signal.
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Gemäß einer anderen Ausführungsform
der Erfindung wird auch eine Spitzenverfolgungsschaltung zweiter
Ordnung verwendet, um Erhöhungen
oder eine Beschleunigung der Steigung des gemessenen Signals zu
erfassen. Eine Rückkopplungsschleife
in der Spitzenverfolgungsschaltung zweiter Ordnung addiert ansprechend
auf eine solche erfaßte
Beschleunigung Strom zum gemessenen Signal.
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Die 27 und 28 zeigen Ausführungsformen
einer softwareprogrammierbaren Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung,
wobei jede solche Ausführungsform
zwei bevor zugte Merkmale aufweist, nämlich (1) einen Mikroprozessor
und (2) eine elektronische Schnittstellen-Schaltungsanordnung.
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27 zeigt
ein Blockdiagramm einer Mikroprozessor-Ausführungsform
der Mitnahmeerfassungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.
Die Austastschalter 52 und 56 und die Polaritätsschalter 88 ähneln jenen,
die vorstehend bei anderen Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung offenbart wurden. Das Bandpaßfilter 27 bietet
einen Anti-Aliasing-Schutz
für in
den Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler) 418 eingegebene
Signale. Der A/D-Wandler 418 gibt m-Bit-breite Wörter aus,
die zur nachfolgenden Verarbeitung zu speichern sind. Geeignete
A/D-Wandlerarchitekturen erfordern Abtastfrequenzen oberhalb von
1 kHz, und sie schließen
Flash-A/D-Wandler, Delta-Sigma-A/D-Wandler oder A/D-Wandler mit
aufeinanderfolgender Näherung
ein. Der Mikroprozessor 411 speichert eine eingehende Wellenform
in einem Feld im RAM 413, führt Negativspitzenverfolgungsund/oder
Spitzenverfolgungsoperationen zweiter Ordnung an dem gespeicherten
Feld aus und liefert eine Angabe zur Mitnahme oder Nicht-Mitnahme
zur lesbaren E/A.
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Nach einer Teststimulation wird eine
Wellenform geeigneter Länge
abgetastet und im RAM 413 des Mikroprozessors 411 gespeichert.
Es wurde herausgefunden, daß ein
bevorzugtes Zeitfenster, über
das die Wellenform aufzunehmen ist, etwa 110 Millisekunden nach
dem Zeitpunkt liegt, zu dem sich die Austastschalter 52/56 nach
der Abgabe eines Stimulationsimpulses schließen. In einer Weise, die den
Techniken im Groben ähnelt,
welche bei Nicht-Mikroprozessor-Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung, die vorstehend beschrieben wurden, verwendet werden,
führt der
Mikro prozessor 411 eine Spitzenverfolgung gespeicherter Wellenformfelder
aus und subtrahiert von ihnen das Nachstimulations-Polarisationssignal,
um ein geschätztes hervorgerufenes
Antwortsignal zu erhalten. Für
eine Spitzenverfolgung zweiter Ordnung kann der Mikroprozessor 411 eine
Schätzung
der Änderungsrate
der Spannung des Eingangssignals (oder gespeicherter Wellenformfelder)
entwickeln, indem er Wellenform-Feldsegmente sucht, an denen die
Anstiegsgeschwindigkeit beispielsweise eine sich negativ beschleunigende Änderungsrate
der Spannung des Eingangssignals aufweist.
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28 zeigt
ein Blockdiagramm einer Mikroprozessor-Mitnahmeerfassungsschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung. Der Schrittmacher 10 ist, wie in 28 schematisch dargestellt
ist, über
die Stimulationsleitung 14 elektrisch mit dem Herzen 28 eines
Patienten gekoppelt. Die Leitung 14 kann intrakardielle
Elektroden 18 und 20 und einen Drucksensor, der
sich in der Nähe
ihres distalen Endes befindet und innerhalb der rechten ventrikulären Kammer
(RV-Kammer) des Herzens 28 positioniert ist, aufweisen.
Die Leitung 14 kann so konfiguriert sein, daß sie unipolare
oder bipolare Elektroden aufweist, wie auf dem Fachgebiet wohlbekannt ist.
Die Leitung 14 kann auch eine unipolare Leitung mit einer
Steroid-Spitze einschließen,
die einen integrierten Druckwandler aufweist.
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Die Elektrode 18 kann über den
Eingangskondensator 52/56 mit dem Schaltungspunkt 406 und
mit Ein-/Ausgabeanschlüssen
der Ein-/Ausgabeschaltung 407 gekoppelt sein. Die Ein/Ausgabeschaltung 407 enthält die Analogschaltungen
für die
Schnittstelle zum Herzen 28, einen Aktivitätssensor,
einen Drucksensor und eine Antenne 40 sowie für das Anwenden
von Stimulationsimpulsen auf das Herz 28, um seine Frequenz
als Funktion von ihnen durch die softwareimplementierten Algorithmen
in der Mikrocomputerschaltung 408 zu steuern.
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Die Mikrocomputerschaltung 408 weist
eine sich auf der Platine befindende Schaltung 409 und
eine sich außerhalb
der Platine befindende Schaltung 410 auf. Die sich auf
der Platine befindende Schaltung 409 weist den Mikroprozessor 411,
die Systemtaktschaltung 412 und einen sich auf der Platine
befindenden RAM 413 und einen sich auf der Platine befindenden
ROM 414 auf. Die sich außerhalb der Platine befindende Schaltung 410 weist
eine sich außerhalb
der Platine befindende RAM/ROM-Einheit 415 auf. Die Mikrocomputerschaltung 408 ist
durch den Datenkommunikationsbus 416 mit der digitalen
Steuer-/Zeitgeberschaltung 417 gekoppelt. Die Mikrocomputerschaltung 408 kann
aus kundenspezifisch integrierten Schaltungsvorrichtungen hergestellt
sein, die durch Standard-RAM/ROM-Komponenten erweitert sind. Der
Datenkommunikationsbus 416 kann auch mit der analogen integrierten
Speicherschaltung 418 gekoppelt sein, die einen DAC 419,
eine Adressendecodierschaltung 420, eine Sample-and-Hold-Schaltung 421,
eine Hochspannungsversorgung und zugeordnete Schalter 422 und
EEPROM-Speicherzellen 423 aufweist.
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Es ist zu verstehen, daß die in 28 dargestellten elektrischen
Komponenten durch eine nicht dargestellte geeignete implantierbare
Batterieleistungsquelle 24 mit Energie versorgt werden,
wie es auf dem Fachgebiet üblich
ist.
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Die Antenne 40 ist zur Aufwärts-/Abwärtstelemetrie über die
RF-Sender-/Empfängereinheit (RF-TX/RX) 38 mit
der Ein- /Ausgabeschaltung 407 verbunden.
Eine Fernübertragung
sowohl analoger als auch digitaler Daten zwischen der Antenne 40 und
einer externen Vorrichtung in der Art einer externen Programmiereinrichtung
(nicht dargestellt) kann erreicht werden, indem alle Daten zuerst
digital codiert werden und dann auf einen gedämpften RF-Träger impulspositionsmoduliert
werden, wie in US-A-5 354 319 mit dem Titel "Telemetry System for an Implantable
Medical Device" von
Wyborny u. a., erteilt am 11. Oktober 1994, beschrieben ist.
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Die Kristalloszillatorschaltung 32,
typischerweise ein kristallgesteuerter Oszillator mit 32768 Hz,
liefert der digitalen Steuer-/Zeitgeberschaltung 417 Hauptzeittaktsignale.
Die Vref-/Vorspannungsschaltung 500 erzeugt eine stabile
Spannungsreferenz und Vorspannungsströme für die Analogschaltungen der
Ein-/Ausgabeschaltung 407. Die Analog-Digital-Wandler/Multiplexer-(ADC/MUX)-Einheit 418 digitalisiert
analoge Signale und Spannungen, um eine "Echtzeittelemetrie" von Drucksignalen und intrakardiellen
Signalen und eine Batterielebensdauerende-(EOL)-Austauschfunktion
bereitzustellen. Eine Einschalt-Rücksetzschaltung (POR-Schaltung) 419 funktioniert
als eine Einrichtung zum Rücksetzen
von Schaltungsanordnungen und verwandter Funktionen auf einen Standardzustand
bei Erfassung eines Batterieschwächezustands,
der bei einem anfänglichen
Hochfahren der Vorrichtung auftritt oder bei Vorhandensein beispielsweise
von elektromagnetischer Interferenz transient auftritt.
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Betriebsbefehle zum Steuern des Zeitablaufs
des Schrittmachers 10 werden durch den Bus 416 in
die digitale Steuer/Zeitgeberschaltung 417 gekoppelt, in
der digitale Zeitgeber und Zähler
verwendet werden, um das Gesamt-Escapeintervall
des Schrittmachers sowie verschiedene Refraktär-, Austast- und andere Zeitfenster
zum Steuern des Betriebs der Peripheriekomponenten innerhalb der
Ein/Ausgabeschaltung 407 festzulegen. Die digitale Steuer/Zeitgeberschaltung 417 ist
mit dem Meßverstärker 44 und
dem Elektrogrammverstärker 420 gekoppelt,
um verstärkte
und verarbeitete Signale zu empfangen, die von den Elektroden 18 oder 20 über Leiter 14a und
den Kondensator 76/78 aufgenommen wurden, welche
die elektrische Aktivität
des Herzens 28 des Patienten darstellen. Der Meßverstärker 44 verstärkt gemessene
elektrische Herzsignale und führt
dieses verstärkte
Signal der Spitzen- und Schwellenwert-Meßschaltungsanordnung 422 zu,
die der digitalen Steuer/Zeitgeberschaltung 417 auf einem
Signalweg 423 mit mehreren Leitern einen Hinweis auf gemessene
Spitzenspannungen und die gemessene Schwellenspannung des Meßverstärkers liefert.
Das verstärkte Meßverstärkersignal
wird auch dem Vergleicher 424 zugeführt. Das vom EGM-Verstärker 420 entwickelte Elektrogrammsignal
wird verwendet, wenn die implantierte Vorrichtung durch eine nicht
dargestellte externe Programmiereinrichtung abgefragt wird, um durch
Aufwärtstelemetrie
eine Darstellung des analogen Elektrogramms der elektrischen Herzaktivität des Patienten
zu übertragen,
wie in US-A-4 556 063 von Thompson u. a. beschrieben ist. Die Stimulationsimpuls-Ausgabeschaltung 30 liefert
die Stimulationsimpulse über
den Kopplungskondensator 76/78 ansprechend auf
ein Stimulationsauslösesignal,
das jedesmal dann von der digitalen Steuer/Zeitgeberschaltung 417 entwickelt
wird, wenn das Escapeintervall abläuft, oder wenn ein von außen übertragener
Stimulationsbefehl empfangen worden ist, oder ansprechend auf andere
gespeicherte Befehle, wie auf dem Gebiet der Schrittmacher wohlbekannt
ist, zum Herzen 28 des Patienten.
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Die digitale Steuer-/Zeitgeberschaltung 417 kann
auch mit einer Aktivitätsschaltung 425 gekoppelt sein,
um von einem intrakardiellen oder anderen Aktivitätssensor
empfangene Signale zu empfangen, zu verarbeiten und zu verstärken. Die
Aktivitätsschaltung 425 erzeugt
ein Aktivitätssignal,
das die Stoffwechselanforderungen des Patienten darstellt. In ähnlicher
Weise kann die digitale Steuer-/Zeitgeberschaltung 417 mit einer
Druckschaltung gekoppelt sein, um die Sensorausgabe von einem intrakardiellen
oder anderen Drucksensor zu empfangen, zu verstärken und zu verarbeiten. Eine
Druckschaltung erzeugt ein verstärktes,
gefiltertes analoges Drucksignal, das von der digitalen Steuer/Zeitgeberschaltung 417 empfangen
wird. In Zusammenhang mit dem ADC/MUX 418 kann die digitale
Steuer-/Zeitgeberschaltung 417 ein von einer Druckschaltung
erzeugtes Drucksignal abtasten und digitalisieren, um eine digitale
Darstellung des Spitzenwerts des intrakardiellen Drucks während jedes
Herzzyklus zu erhalten. Dieser Wert könnte dann dem Mikroprozessor 409 zugeführt werden,
der einen laufenden Mittelwert über
eine vorhergehende Anzahl von Herzzyklen (beispielsweise sechzehn
Zyklen) des intrakardiellen Impulsdrucks bildet.
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28 zeigt
weiterhin die Ein-/Ausgabeschaltung 407 einschließlich der
Empfindlichkeits-Steuerschaltungsanordnung 426, die zwischen
die digitale Steuer-/Zeitgeberschaltung 417 und die Meßverstärkerschaltung 44 geschaltet
ist. Die Empfindlichkeitssteuerschaltung 426 steuert die
Verstärkung
des Meßverstärkers 44 und
demgemäß die von
der digitalen Steuer-/Zeitgeberschaltung 417 vorgeschriebene
Meßschwelle des
Meßverstärkers 44.
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Im Speicher 418 in 28 wandelt der Digital-Analog-Wandler (DAC) 419 eine
digitale Darstellung eines Signals in ein Analogsignal um. Ein Adressendecodierer 420 steuert
das Adressieren der Zeilen und der Spalten des Analogspeichers 423,
um Daten sowohl zu schreiben als auch zu lesen. Die Sample-and-Hold-Schaltung 421 tastet
ein Analogsignal bei einer periodischen Rate ab, um das Speichern
eines Analogsignals im Analogspeicher 423 zu ermöglichen.
Die Hochspannungs-(HV)- und Schalter-Schaltung 422 erzeugt
eine Gleichspannung von in etwa 20 Volt und speichert über die
Schalter eine Darstellung eines Analogsignals im Analogspeicher 423.
Der Analogspeicher 423 kann ein EEPROM-Speicher sein, der für die vorliegende Anwendung
des Speicherns analoger Signale geeignet ist.
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In 28 wird
ein physiologisches elektrisches Signal oder ein intrakardielles
elektrisches Signal, das im Herzen 28 ausgeht, vom EGM 420 verarbeitet.
Der Mikroprozessor 209 tastet das physiologische elektrische
Signal durch die digitale Steuer-/Zeitgeberschaltung 417 ab.
Das physiologische elektrische Signal wird dann als ein Feld im
RAM 413 gespeichert. Es wird in dem Feld ein Referenzpunkt
festgelegt, der dem minimalen Stromwert des ganzen gespeicherten
Felds entspricht (vom Anfang bis zum Ende des Felds gemessen). Der
Referenzpunkt wird dann kontinuierlich aktualisiert und in seinem
Wert verringert, vorausgesetzt daß angenommen wird, daß eine Schätzung von
dV/dt um einen lokalen Punkt in dem Feld kleiner als null oder erheblich
kleiner als null ist. Wenn oder falls die Schätzung von dV/dt um einen lokalen
Punkt in dem Feld gleich null oder im wesentlichen gleich null wird,
wird der Referenzpunkt auf dem Minimum oder dem "negativen Spitzenwert" gehalten, den er
während
des Zeitraums erreicht hat, zu dem dV/dt des lokalen Punkts in dem
Feld negativ war. Wenn oder falls die Schätzung von dV/dt danach positiv
oder in erheblichem Maße
positiv wird, wird die Differenz zwischen dem lokalen Punkt und
dem zuvor erhaltenen und verfolgten Minimalwert verstärkt. Sobald
der Mikroprozessor 411 bestimmt, daß eine "negative Spitze" erhalten wurde, wird ein Ausgangssignal,
das der Differenz zwischen dem Signal größter Amplitude, das nach der "negativen Spitze" gemessen wird, und
dem "negativen Spitzenwert" selbst entspricht
oder dazu proportional ist, zur weiteren Unterscheidung und Differentiation
unter Verwendung von Techniken, die den vorstehend in bezug auf
Nicht-Mikroprozessorausführungsformen
der vorliegenden Erfindung beschriebenen im wesentlichen ähneln, verarbeitet.
Diese weitere Unterscheidungs- oder Differentiationsverarbeitung
kann eine minimale Signaldauerfilterung, eine Austastung während der
Stimulation und des Wiederaufladens, eine Maskierung während eines
längeren
Messens und eine Maskierung für
Rauschbedingungen einschließen.
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Falls ein Stimulationsimpuls das
Myokard beispielsweise nicht mitnimmt, führt eine weitere Unterscheidungs-
oder Differentiationsverarbeitung dazu, daß nur ein geringes oder kein
Signal ausgegeben wird, das eine unzureichende Amplitude aufweist,
um einen Schwellenwertvergleicher oder eine Reihe von Schwellenwertvergleichern
auszulösen.
Falls ein Stimulationsimpuls umgekehrt bewirkt, daß das Myokard
kontrahiert, und daher eine Mitnahme auftritt, führt eine weitere Unterscheidungs-
oder Differentiationsverarbeitung dazu, daß ein Signal verhältnismäßig großer Amplitude
ausgegeben wird, wobei seine Amplitude ausreicht, um einen Schwellenwertvergleicher
oder eine Reihe von Schwellenwert vergleichern auszulösen. Durch
geeignetes Auswählen
eines Schwellenwerts für
diese Vergleicher kann die Mikroprozessorschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung mit einem hohen Grad an Zuverlässigkeit und Genauigkeit zwischen
mitgenommenen und nicht mitgenommenen Stimulationsimpulsen unterscheiden.
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Fachleute werden nun verstehen, daß andere
Topologien der Mikroprozessor-Ausführungsform der Mitnahmeerfassungsschaltung
der vorliegenden Erfindung, die nicht in den 27 und 28 dargestellt
sind, auch innerhalb des Schutzumfangs der vorliegenden Erfindung
liegen.
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Wenngleich zusätzlich vorstehend nur einige
als Beispiel dienende Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung detailliert beschrieben worden sind,
werden Fachleute leicht verstehen, daß an den als Beispiel dienenden
Ausführungsformen
viele Modifikationen möglich
sind, ohne daß erheblich
von den neuartigen Lehren und Vorteilen der Erfindung abgewichen
wird. Demgemäß sollen
all diese Modifikationen innerhalb des in den folgenden Ansprüchen definierten
Schutzumfangs der vorliegenden Erfindung enthalten sein. Der Schutzumfang
der vorliegenden Erfindung ist nicht auf Stimulations-, Überwachungs-
oder Meßanwendungen
beschränkt,
sondern er erstreckt sich auf die Defibrillation, die Herzkartographierung
und andere medizinische Anwendungen und Verfahren und Anwendungen
und Verfahren medizinischer Vorrichtungen. Der Schutzumfang der
vorliegenden Erfindung ist nicht auf Anwendungen beschränkt, bei
denen ein menschliches Herz gemessen, überwacht, stimuliert oder defibrilliert
wird, sondern er schließt ähnliche
Anwendungen in anderen Säugetieren
und Säugetierorganen
ein.