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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf implantierbare medizinische Vorrichtungen, und insbesondere
auf eine Niedrigleistungs-Strom/Frequenz-Wandlerschaltung, die in
einem implantierbaren Sensor verwendet werden kann, um einen kleinen
Analogstrom, der vom Sensor als Ergebnis des Abtastens eines spezifischen
Parameters oder einer Substanz erzeugt worden ist, in ein variables
Frequenzimpulsfolgesignal umzuwandeln. Eine Zählung der Impulse der Impulsfolge
kann durchgeführt
werden, um eine genaue digitale Messung des vom Sensor erzeugten
kleinen Analogstroms bereitzustellen.
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Auf dem Gebiet der implantierbaren
medizinischen Vorrichtungen wird eine medizinische Vorrichtung, die
zur Ausübung
einer gewünschten
medizinischen Funktion ausgebildet ist, in das lebende Gewebe eines Patienten
implantiert, so dass eine gewünschte
Funktion, wie für
das Wohl des Patienten notwendig, ausgeübt werden kann. Auf diesem
Gebiet sind zahlreiche Beispiele für implantierbare medizinische
Vorrichtungen bekannt, die von implantierbaren Schrittmachern, Cochlear-Stimulatoren, Muskelstimulatoren
bis zu Glukosesensoren und dergleichen reichen.
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Viele implantierbare medizinische
Vorrichtungen sind so konfiguriert, dass sie nur die Abtastfunktion ausführen, d.
h. einen speziellen Parameter abfühlen, wie z. B. die Menge einer
spezifizierten Substanz im Blut oder im Gewebe des Patienten, um
ein elektrisches Signal zu erzeugen, das auf die Menge oder die
Konzentration der abgefühlten
Substanz hinweist. Ein derartiges elektrisches Signal wird anschließend mit
einem geeigneten Steuerungselement gekoppelt, das implantiert sein
kann oder nicht und auf die abgefühlte Information auf eine Art
und Weise reagiert, die der medizinischen Vorrichtung ein Ausüben ihrer
vorbestimmten Funktion ermöglicht,
wie z. B. das Anzeigen und/oder Aufzeichnen des Messwerts der abgefühlten Substanz.
Ein Beispiel für
eine implantierbare medizinische Vorrichtung, die die Abfühlfunktion
ausübt,
ist z. B. in der US-A-4.671.288 angeführt.
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Da medizinische Vorrichtungen in
jüngsten
Jahren nützlicher
und zahlreicher geworden sind, besteht ein kontinuierlicher Bedarf
an der Bereitstellung von Niedrigstleistungssensoren, die mit solchen
Vorrichtungen verbunden werden können
oder in diese integriert sein können,
so dass die erwünschte
Funktion der Vorrichtung ohne hohen Leistungsverbrauch durchgeführt werden
kann (da Leistung bei implantierbaren Vorrichtungen normalerweise
begrenzt ist).
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Zudem ist das vom Sensor erzeugte
Ausgangssignal (das ein Maß des
Parameters oder der Substanz darstellt, die vom Sensor abgefühlt wird),
da der Leistungsverbrauch vieler implantierbarer Sensoren automatisch
sehr gering gestaltet wird, sehr klein (z. B. eine äußerst geringe
Amplitude). Dieses kleine Ausgangssignal muss dann in ein nützlicheres
Ausgangssignal, z. B. ein verstärktes
Signal oder ein digitales Signal, umgewandelt werden, bevor es zur
Steuerung der medizinischen Vorrichtung verwendet werden kann oder
von dieser angezeigt werden kann. Darüber hinaus ist der Sensor selbst
oft in einem Abstand von der medizinischen Vorrichtung angeordnet,
die die vom Sensor gemessene Information benötigt. Das Sensorsignal muss daher über einen
geeigneten Leiter zur medizinischen Vorrichtung gesendet werden
oder anderweitig an die medizinische Vorrichtung übertragen
werden. Da das Sensorausgangssignal so klein ist, wird es im Allgemeinen
zuerst verstärkt
oder anderweitig in ein Signal in einem brauchbareren Format umgewandelt
(d. h. durch einen Analog-Digital-Wandler in ein digitales Signal
umgewandelt), bevor es verlässlich
an die medizinische Vorrichtung gesendet oder übertragen werden kann. Leider
macht eine solche Verstärkung
und/oder A/D-Umwandlung
einen zusätzlichen
Schaltkreis erforderlich, der an der Sensorstelle angeordnet ist.
Dieser am Sensor angeordnete zusätzliche
Schaltkreis (der als Teil des Sensors integriert sein kann oder
einen zusätzlichen Schaltkreis
ausbildet, der mit dem Sensor verwendet werden muss), stellt nicht
nur einen zusätzlichen
Leistungsbedarf für
das System dar, sondern kann auch die Schaltkreiskomplexität, Größe und Kosten
des Sensorschaltkreises drastisch erhöhen. Es besteht daher Bedarf
an einer Niedrigstleistungs-Wandlerschaltung, die das äußerst kleine
Ausgangssignal, das von implantierbaren Sensoren typischerweise
erhalten wird, in ein Signalformat umwandelt, das die nachfolgende Übertragung
des Signals zur medizinischen Vorrichtung und dessen Verwendung
durch diese ermöglicht.
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Dies ist bei der Verwendung von mehr
als einem Sensor noch dringender erforderlich. Mehr als ein Sensor
muss z. B. verwendet werden, um mehr als eine Substanz oder physiologischen
Parameter zu messen. In anderen Fällen ist mehr als ein Sensor
erforderlich, um dieselbe Substanz oder denselben physiologischen Parameter
an unterschiedlichen Stellen im Körper des Patienten zu messen
oder abzufühlen.
Immer wenn mehrere Sensoren implantiert werden und gemeinsam benutzt
werden sollen, besteht der Bedarf, diese getrennten Sensoren mit
einer Einzel-Steuerungsschaltung oder einem gemeinsamen Kontrollpunkt
zu verbinden oder zu koppeln. Es ist daher unumgänglich notwendig, dass das
Ausgangssignal (das Ausgangsdaten darstellt) jedes Sensors zuerst
in ein Format umgewandelt wird, das die Übertragung des Sensorausgangssignals über einen
gemeinsamen Datenbus oder Kommunikationskanal ermöglicht,
ohne dabei die Vollständigkeit
der Daten zu beeinträchtigen
und eine große,
oder selbst moderate Menge an Strom zu verbrauchen.
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Die EP-A-670499 beschreibt einen
Spannungs-Frequenz-Wandler. Eine Eingangsspannung, die in einem
elektronischen Wechselstromzähler
verwendet wird, wird in eine der Eingangsspannung entsprechende Frequenz
umgewandelt. Die Patentschrift bezieht sich auf einen Spannungs-Frequenz-Wandler,
worin der Linearitätsfehler
begrenzt ist, selbst wenn der Operationsverstärker eine Eingangs-Nullspannung
aufweist.
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Die US-A-4349769 beschreibt einen
inkrementalen Integrierer und die resultierenden Inkremental-Ausgang-Servosensoren.
Der Integrierer ist dadurch gekennzeichnet, dass der Strom durch
die Entladung eines Kondensators und durch die Verwendung eine einfachen
Spannungsquelle anstatt einer symmetrischen Referenzspannungsquelle
erhalten wird. Die aus der Verwendung des Integrierers resultierenden
Inkremental-Ausgang-Servosensoren besitzen eine gemessene Größe, bei
der eine ursprünglich
elektrische Größe zu einer
physikalischen Größe wird.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die vorliegende Erfindung nimmt sich
der obigen sowie weiterer Bedürfnisse
an, indem eine Niedrigstleistungs-Strom/Frequenz-(I/F)Wandlerschaltung
zur Verwendung in situ mit einem implantierbaren Sensor, der als
Ausgangssignal einen niedrigen Analogstrom oder -spannung erzeugt,
bereitgestellt wird.
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Gemäß einem Aspekt der Erfindung
umfasst das vom Sensor erzeugte analoge Ausgangssignal einen äußerst geringen
elektrischen Analogstrom, und eine von der implantierbaren Vorrichtung
verwendete Wandlerschaltung umfasst eine Niedrigleistungs-Strom/Frequenz-Wandlerschaltung.
Eine solche Niedrigleistungs-Strom/Frequenz-Wandlerschaltung
schließt
Folgendes ein: (1) einen Operationsverstärker, (2) einen ersten Kondensator,
(3) einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO, voltage controlled
oscillator) und (4) eine Ladungspumpschaltung.
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Der Operationsverstärker, der
vorzugsweise aus Niedrigleistungs-N-MOS- und -P-MOSFET-Transistoren mit spezifischen
Dimensionen hergestellt ist, besitzt zwei Eingangsanschlüsse und
einen Ausgangsanschluss. Beim Betreiben wird ein zwischen die beiden
Eingangsanschlüsse
angelegtes elektrisches Signal differentialverstärkt, um an seinem Ausgangsanschluss
ein verstärktes
Ausgangssignal bereitzustellen. Der erste Kondensator ist mit einem
der Eingangsanschlüsse
des Operationsverstärkers
verbunden und wird verwendet, um die vom elektrischen Eingangsstrom
bereitgestellte Ladung aufzunehmen. Die VCO-Schaltung besitzt einen
Spannungs-Steuerungs-Eingangsanschluss und einen VCO-Ausgangsanschluss,
und der Spannungs-Steuerungs-Eingangsanschluss ist mit dem Ausgangsanschluss
des Operationsverstärkers
verbunden. Der VCO beinhaltet, wie auf dem Gebiet bekannt ist, ein
Mittel zum Erzeugen eines VCO-Signals mit einer Frequenz, die als
eine Funktion der Größe einer
an den Spannungs-Steuerungs-Eingang angelegten Steuerungsspannung
variiert.
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Im Betrieb ist die Ladungspumpschaltung
mit dem ersten Kondensator des Operationsverstärkers gekoppelt und pumpt eine
diskrete Ladung durch Steuerung der Frequenz des VCO-Signals vom
ersten Kondensator ab. Ein an den ersten Kondensator angelegter
elektrischer Strom, z. B. vom Ausgang des Sensors, neigt dazu, das
Ansammeln einer Ladung am ersten Kondensator als Funktion der Größe des elektrischen
Stroms zu verursachen, wobei die Ladung die Tendenz besitzt, die
Ausgangsspannung des Operationsverstärkers zu erhöhen, um
die Frequenz des VCO-Signals zu steigern. Die erhöhte VCO-Frequenz
wiederum verursacht, dass die Ladung mit erhöhter Geschwindigkeit vom ersten
Kondensator abgepumpt wird. Der Operationsverstärker bringt dadurch die Frequenz
des VCO-Signals auf die Rate, die erforderlich ist, um die Ladung
am ersten Kondensator bei im Wesentlichen null zu halten. Die Frequenz
des VCO-Signals variiert daher als eine Funktion der Größe des an
den ersten Kondensator angelegten elektrischen Stroms.
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In einer bevorzugten Ausführungsform
werden der Operationsverstärker,
der VCO und die Ladungspumpschaltung alle unter Verwendung einer
einzigen Versorgungsspannung mit einem ersten Anschluss V+ und einem
zweiten Anschluss V– betrieben
(wobei die beiden Anschlüsse
manchmal einfach als V und „Erde" bezeichnet werden).
Der erste Kondensator ist zwischen einen ersten Eingangsanschluss
des Operationsverstärkers
und V– geschaltet,
und ein zweiter Eingangsanschluss des Operationsverstärkers ist
ebenfalls mit V– verbunden.
Durch die derartige Verwendung einer Versorgungsspannung wird der
Stromverbrauch des Strom/Frequenz-Wandlers sehr niedrig gehalten.
In einer bevorzugten Ausführungsform
verbraucht die Niedrigleistungs-Strom/Frequenz-Wandlerschaltung
weniger als 600 Nano-Ampere (nA) an Strom.
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Gemäß eines weiteren Aspekts der
Erfindung kann die I/F-Wandlerschaltung in einem hermetisch abgedichteten
Teil eines implantierbaren Sensors eingeschlossen sein, der einen
nicht hermetisch abgedichteten Teil (umfassend z. B. Elektroden,
Verbindungsanschlüsse
und/oder Sensormaterialien, die mit den Körperfluiden oder dem Gewebe
in Berührung
sein müssen)
sowie einen hermetisch abgedichteten Teil (umfassend einen elektrischen
Schaltkreis, um den nicht hermetisch abgedichteten Teil zu verwalten,
zu überwachen und/oder
zu steuern). Ein erstes Paar an Anschlüssen ist als Teil des nicht
hermetisch abgedichteten Teils eingeschlossen und dient als Eingangs-/Ausgangsanschlüsse, um
den implantierbaren Sensor über
eine Verbindungsbusleitung, die lediglich zwei Leiter einschließt, von
denen jeder mit jeweils einem Anschluss verbunden ist, mit einer
implantierbaren medizinischen Vorrichtung zu verbinden. Sowohl der
Betriebsstrom als auch Steuerungsdaten werden über die Zwei-Leiter-Busleitung
von der medizinischen Vorrichtung auf den Sensor übertragen.
Und die abgefühlten
Daten, die durch den I/F-Wandler der vorliegenden Erfindung in eine
für die Übertragung
geeignete Form umgewandelt wurden, werden über dieselbe Zwei-Leiter-Busleitung
vom implantierbaren Sensor zur medizinischen Vorrichtung übertragen.
Das erste Paar an Anschlüssen
(oder ein zweites Paar an Anschlüssen,
das elektrisch mit dem ersten Paar an Anschlüssen verbunden ist) kann auch
als Verbindungsanschlüsse
dienen, um zusätzliche
implantierbare Sensoren in einer Prioritätsverkettung an der Verbindungsbusleitung
anzubringen, wie in der US-A-5999848 offenbart.
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Ein weiterer Aspekt der Erfindung
ist, dass die I/F-Wandlerschaltung auf einem einzigen integrierten Schaltungschip
ausgebildet werden kann.
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Es ist daher ein Merkmal der vorliegenden
Erfindung eine implantierbare Niedrigstleistungs-Strom/Frequenz-Wandlerschaltung
zur Verwendung in einem implantierbaren Sensor, wie z. B. einem implantierbaren
Glukosesensor, bereitzustellen, der als Funktion eines abgefühlten physiologischen
Parameters oder einer Substanz einen geringen elektrischen Analogstrom
erzeugt.
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Es ist ein weiteres Merkmal der Erfindung
eine implantierbare Niedrigstleistungs-Strom/Frequenz-Wandlerschaltung bereitzustellen,
die Eingangsstrom (I) in einem Speicherkondensator sammelt, eine Steuerungsspannung
als Funktion der Ladung im Speicherkondensator erzeugt, mit der
Steuerungsspannung ein VCO ansteuert, um ein VCO-Ausgangssignal
mit einer Frequenz (F) zu erzeugen, die als eine Funktion der Steuerungsspannung
variiert, und eine diskrete Ladung unter der Steuerung der Frequenz
des VCO-Signals vom ersten Kondensator abpumpt, so dass die Ladung
des ersten Kondensators bei etwa null gehalten wird und dadurch
der Eingangsstrom (I) in eine Ausgangsfrequenz (F) umgewandelt wird.
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Wiederum ein weiteres Merkmal der
Erfindung ist es, einen implantierbaren Sensor mit einem hermetisch
abgedichteten Teil und einem nicht hermetisch abgedichteten Teil
bereitzustellen, wobei elektrische Durchkontaktierungen elektrische
Verbindungen zwischen dem hermetisch abgedichteten Teil und dem
nicht hermetisch abgedichteten Teil bereitstellen und eine Niedrigleistungs-I/F-Wandlerschaltung
in den hermetisch abgedichteten Teil eingeschlossen ist.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ABBILDUNGEN
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Die obigen sowie weitere Aspekte,
Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch die
folgende detailliertere Beschreibung in Zusammenhang mit den folgenden
Abbildungen deutlicher, worin:
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1 ein
Blockschaltbild ist, das die Vielzahl miteinander über eine
Zwei-Leiter-Bus- oder
Sammelleitung verbundenen Sensoren veranschaulicht, wobei die Zwei-Leiter-Busleitung mit einem
Steuerungselement verbunden sein kann;
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2 schematisch
eine bevorzugte Art veranschaulicht, wie ein Sensor nach der vorliegenden
Erfindung mit einem Steuerungselement und anderen Sensoren in Serie
oder in einer Prioritätsverknüpfung (daisy chain)
geschaltet sein kann;
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3A eine
perspektivische Ansicht, teils in Einzelteilen, eines bevorzugten
Sensor darstellt, wie er in der Prioritätsverkettung in 2 verwendet wird;
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3B eine
seitliche Querschnittsansicht des Sensors aus 3A darstellt;
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3C eine
Querschnittsansicht des Sensors aus 3A von
oben darstellt;
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3D eine
Querschnittsansicht des Sensors aus 3A von
vorne darstellt;
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4 eine
implantierbare Leitung veranschaulicht, die eine Vielzahl von Sensoren
aus den 3A–3D einschließt;
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5A ein
Funktionsblockschaltbild einer einfachen, durch Prioritätsverkettung
verknüpfbaren
implantierbaren Sensors ist, der eine I/F-Wandlerschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung einschließt;
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5B ein
Funktionsblockschaltbild wie in 5A darstellt,
worin ein alternatives Verbindungsschema zum Anbringen zusätzlicher
Sensoren verwendet wird;
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5C einen
Funktionsblockschaltbild wie in 5A darstellt,
worin jedoch zusätzliche
Schaltungsvorrichtungen bereitgestellt sind, so dass eine Vielzahl
an unterschiedlichen Sensoren und ein Stimulator innerhalb derselben
implantierbaren Sensorvorrichtung eingeschlossen werden können, und
worin eine Vielzahl an I/F-Wandlerschaltungen
als Teil der Vorrichtung eingeschlossen sind;
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6 ein
Zeitsteuerungsdiagramm ist, das Eingangs- und Ausgangsdaten veranschaulicht,
die an einen implantierbaren Sensor, wie er in den 5A, 5B oder 5C gezeigt wird, gesendet
sowie von diesem empfangen werden;
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7 einen
Datenrahmen veranschaulicht, der für die Kommunikation mit dem
implantierbaren Sensor der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
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8 ein
Zeitsteuerungsdiagramm darstellt, das Zeitmultiplex-Eingangs- und - Ausgangsdaten innerhalb
eines Datenrahmens veranschaulicht, wie sie auf der Zwei-Leiter-Busleitung
vorkommen, die eine Vielzahl von durch Prioritätsverkettung verknüpfbaren
Vorrichtungen wie in den 5A, 5B oder 5C verbindet;
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9 ein
Funktionsblockschaltbild einer I/F-Wandlerschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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10A ein
Funktionsblockschaltbild des OP AMP Bereichs der in 9 dargestellten I/F-Wandlerschaltung
zeigt;
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10B ein
schematisches Diagramm der SPANNUNGSPUFFER- und LADUNGSPUMP-Bereiche der
in 9 dargestellten I/F-Wandlerschaltung
zeigt;
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10C ein
schematisches/logisches Diagramm des VCO Bereichs der in 9 dargestellten I/F-Wandlerschaltung
zeigt; und
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10D ein
Zeitsteuerungswellenformdiagramm zeigt, das mit dem Betreiben der
VCO-Schaltung aus 10C verbunden
ist.
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Übereinstimmende
Bezugszeichen weisen auf in den unterschiedlichen Ansichten der
Abbildungen übereinstimmende
Komponenten hin. Und ein allgemeiner Verweis auf „3", „5" oder „10" bezieht sich
jeweils auf sämtliche
mit dieser Nummer verbundenen Figuren, d. h. ein allgemeiner Verweis
auf „3" verweist auf sämtliche 3A, 3B, 3C und 3D; ein allgemeiner Verweis auf „5" verweist auf sämtliche 5A, 5B und 5C; und ein allgemeiner Verweis
auf „10" verweist auf sämtliche 10A, 10B, 10C und 10D.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Die folgende Beschreibung stellt
die Ausführungsform
dar, die derzeit als beste Umsetzungsform der Erfindung erachtet
wird. Die Beschreibung ist nicht eingrenzend zu verstehen, sondern
dient rein dem Zweck der Beschreibung der allgemeinen Prinzipien
der Erfindung. Der Schutzumfang der Erfindung sollte mit Verweis
auf die Ansprüche
bestimmt werden.
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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf eine Niedrigstleistungs-Strom/Frequenz(I/F)Wandlerschaltung,
die in Verbindung mit den 9–10 untenstehend detaillierter
beschrieben werden wird. Zweck der I/F-Wandlerschaltung ist es,
ein analoges Eingangssignal, d. h. einen elektrischen Strom mit äußerst geringer Amplitude,
in ein variables Frequenzausgangssignal umzuwandeln. Ein solches
Ausgangssignal hat eine Frequenz, die als Funktion der Größe des analogen
Eingangsstroms variiert.
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Die von der vorliegenden Erfindung
bereitgestellte I/F-Wandlerschaltung eignet sich vor allem zur Verwendung
in einem implantierbaren Sensor des in Verbindung mit den 1–8 beschriebenen
Typs. Es versteht sich jedoch, dass die Erfindung nicht nur auf
die Verwendung in einem Sensor des in Zusammenhang mit den 1–8 beschriebenen
Typs beschränkt.
Die Sensoren und Sensorsysteme des in Zusammenhang mit den 1–8 Typs
stellen vielmehr die derzeit als am besten erachtete Verwendungsform
einer I/F-Wandlerschaltung in einem implantierbaren Sensor dar.
Da kein umfassendes Verstehen solcher Sensoren erforderlich sein
sollte, um die herausragenden Merkmale der hierin beschriebenen
I/F-Wandlerschaltung zu erkennen und zu verstehen, jedoch ein allgemeines
Verstehen solcher Sensoren nützliche
Hintergrundinformation über eine
Verwendungsart der Erfindung geben kann, wird hierin nur eine kurze
Erklärung
der 1–8 gegeben. Eine detailliertere
Beschreibung jeder der 1–8 ist in der US-A-5999484
zu finden.
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Bezugnehmend auf 1 ist ein Blockschaltbild dargestellt,
das eine Vielzahl von Sensoren 12a, 12b, ... 12n oder
andere implantierbare Vorrichtungen, die miteinander verbunden sind,
sowie ein Steuerungselement (in 1 nicht
dargestellt) veranschaulicht, das lediglich zwei gemeinsame Leiter 14 und 16 aufweist. Die
zwei Leiter 14 und 16, die allgemein als Zwei-Leiter-Verbindungsbusleitung
bezeichnet werden, stellen einen gemeinsamen Signal- und Rückführleiter
für Datensignale
und Stromsignale bereit, die vom Steuerungselement an die Vorrichtungen 12a, 12b ... 12n gesendet
werden, sowie einen gemeinsamen Signal- und Rückführpfad für Datensignale, die von den
Vorrichtungen 12a, 12b ... 12n an das
Steuerungselement übertragen werden.
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2 veranschaulicht
schematisch, wie eine implantierbare Vorrichtung, z. B. ein Sensor 18a,
gemäß der vorliegenden
Erfindung mit einem Fernsteuerungselement 20 und anderen
implantierbaren Vorrichtungen 18b, ... 18n in
Serie oder in einer Prioritätsverkettung
geschaltet sein kann. Wie in 2 ersichtlich
wird, ist die Vorrichtung 18a durch zwei Leiter 14' und 16' mit dem Steuerungselement 20 verbunden,
die an einem ersten Paar von Anschlusspunkten oder Anschlüssen 13 und 15 entlang
einer proximalen (d. h. der dem Steuerungselement 20 am
nächsten
liegenden) Seite der Vorrichtung 18a angebracht sind. Ein
weiteres Paar von Anschlusspunkten oder Anschlüssen 17 und 19 ist
entlang einer distalen Seite (d. h. der vom Steuerungselement 20 am
weitesten entfernten Seite) der Vorrichtung 18a angeordnet.
Wie aus der nachfolgenden Beschreibung ersichtlich wird, ist der
distale Anschlusspunkt 17 durch die Schaltung 21,
die auf der Vorrichtung 18a angeordnet ist, elektrisch
mit dem proximalen Anschlusspunkt 13 verbunden. Auf ähnliche
Art ist der distale Anschlusspunkt 19 durch die Schaltung 21,
die innerhalb der Vorrichtung 18a eingeschlossen ist, mit
dem proximalen Anschlusspunkt 15 elektrisch verbunden.
Zwei zusätzliche
Leiter 14'' und 16'' werden nun verwendet, um die distalen
Anschlusspunkte 17 und 19 der Vorrichtung 18a mit
den zugehörigen
proximalen Anschlusspunkten 13' und 15' der nächsten Vorrichtung 18b in
der Prioritätsverkettung
zu verknüpfen.
Auf diese Weise können
so viele Vorrichtungen wie erwünscht
durch lediglich zwei Leiter mit dem Steuerungselement 20 in
Serie geschaltet werden.
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Es gibt zahlreiche unterschiedliche
Anwendungen für
durch Prioritätsverkettung
verknüpfbare
Sensoren 12 oder 18, wie sie in den 1 oder 2 veranschaulicht sind. Im Allgemeinen
ist der Sensor 12 oder 18, wenn er implantiert
wird, darauf ausgerichtet, einen oder mehrere Körperparameter oder Substanzen,
die im Körpergewebe
oder in Körperfluids
zu finden sind, wie z. B. Glukosespiegel, Blut-pH, O2,
Temperatur oder dergleichen, abzufühlen. Derartige Messungen können wertvolle
Information hinsichtlich des Zustands und Status des Patienten bereitstellen.
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Bezugnehmend auf die 3A, 3B, 3C und 3D ist eine Perspektive in Einzelteilen
(3A), eine Seitenansicht
(3B), eine Draufsicht
(3C) bzw. eine Stirn-Ansicht (3D) einer typischen implantierbaren
Sensorvorrichtung 30 dargestellt, die sich für die Verwendung
mit der vorliegenden Erfindung eignet. Wie in der 3A am besten ersichtlich ist, schließt die Sensorvorrichtung 30 üblicherweise
einen Träger
oder ein Substrat 36 ein, auf dem eine integrierte Schaltung
(IC) 38 und andere Komponenten, wie ein Kondensator 40, angebracht
sind. Es muss festgestellt werden, dass in manchen Ausführungsformen
der Träger
oder das Substrat 36 eigentlich das Substrat umfassen,
auf dem die integrierte Schaltung 38 hergestellt ist. Aufgrund
der nachfolgenden Erläuterung
wird jedoch angenommen, dass ein getrenntes Substrat oder ein getrennter
Träger 36 verwendet
wird, auf dem mehrere Schaltungselemente in Form einer Gabelschaltung
befestigt sind. Der Träger
oder das Substrat weisen geätzte
oder anderweitig ausgebildete Verdrahtungsmuster auf, um die integrierte
Schaltung 38, den Kondensator 40 und beliebige
andere Komponenten in Form einer Gabelschaltung miteinander zu verbinden,
die die erwünschte
Abfühlfunktion
(oder eine andere Funktion) ausführt.
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Sämtliche
Komponenten der Gabelschaltung sind innerhalb eines Hohlraums, der
durch einen Deckel oder eine Abdeckung 42 geformt wird
und auf das Substrat 36 geklebt ist, hermetisch abgedichtet.
Proximate Anschlusspunkte oder Anschlüsse 13 und 15 sowie
distale Anschlusspunkte oder Anschlüsse 17 und 19 verbleiben
außerhalb
des hermetisch abgedichteten Teils der Gabelschaltung. Diese proximalen
und distalen Anschlusspunkte sind jedoch durch geeignete Durchführungsverbindungen
elektrisch mit der Schaltung innerhalb des hermetisch abgedichteten
Bereichs verbunden. Eine Ausführungsmöglichkeit
einer solchen Durchführungsverbindung
ist es, eine Durchführungsverbindung
zu verwenden, die treppenartig durch den Träger oder das Substrat verläuft (einschließlich vertikaler
sowie horizontaler Segmente), offenbart in der Parallelanmeldung
Serien-Nr. 08/515,559, eingereicht am 16.8.1995 mit dem Titel „Hermetically-Sealed
Electrical Feedthrough For Use With Implantable Electronic Devices", wobei die Anmeldung
demselben Anmelder erteilt wurde wie bei der vorliegenden Erfindung.
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Auf dem der elektrischen Gabelschaltung
gegenüberliegenden
Seite des Trägers
oder des Substrats kann ein geeigneter elektrochemischer Sensor 44 oder
ein anderer gewünschter
Sensor- oder Stimulatortyp ausgebildet oder angebracht sein. Eine
Art von elektrochemischem Sensor, die verwendet werden kann, ist
z. B. der in der US-A-5.497.772, die hierin mit Verweis beinhaltet
ist, und insbesondere in den
2A, 2B, 2C, 3, 4A und 4B dieses Patents beschriebene Enzym-Elektrodensensor.
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Für
den Zweck der vorliegenden Erfindung ist die genaue Art des Sensors 44 und
anderer implantierbarer Elemente, die innerhalb der Vorrichtung 30 verwendet
werden, nicht entscheidend. Was wichtig ist, ist, dass der Sensor
oder ein anderes Element implantierbar sind, und dass er die gewünschte Funktion
erfüllt,
wie z. B. das Abfühlen
eines gewissen Substanzparameters, oder das Erzeugen eines gewissen
Signals in Reaktion auf ein geeignetes Steuerungssignal oder -signale.
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Die Signalkommunikation zwischen
der der Gabelschaltung zugewandten Seite des Substrats oder Trägers 36 (die
die Oberseite ist, wenn die Vorrichtung 30 wie in den 3B oder 3D ausgerichtet ist, und welche Oberseite
den hermetisch abgedichteten Abschnitt der Vorrichtung umfasst)
und der Sensor-Seite der Vorrichtung 30 (die wie in den 3B oder 3D gezeigt die Unterseite ist) erfolgt,
indem geeignete hermetisch abgedichtete Durchführungen angeordnet werden,
die stufenweise von der Gabelseite (Oberseite) der Vorrichtung 30 durch
das Substrat oder den Träger,
z. B. wie in der oben zitierten US-A-08/515559, bis zur Sensorseite
(Unterseite) der Vorrichtung 30 verlaufen.
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Die in 2 dargestellte
Konfiguration eignet sich besonders zur Prioritätsverkettung mehrerer implantierbarer
Vorrichtungen, um eine Einzelleitung 32 wie in 4 dargestellt auszubilden.
Wie in 4 ersichtlich
ist, sind drei Sensor-artige Vorrichtungen 30a, 30b und 30c durch
Leitungssegmente 46a, 46b und 46c miteinander
verbunden. Jedes der Leitungssegmente 46a, 46b und 46c verfügt über zwei
Leiter 14 und 16 und kann auf eine beliebige geeignete
Weise konstruiert sein, z. B. können
die zwei Leiter wie eine Spirale innerhalb der Leitungssegmente
gewickelt sein und die Spiralenwicklungen von einer Schicht Silicongummi
umhüllt oder
bedeckt sein, wie es auf dem Gebiet der Leitungstechnik bekannt
ist. Ein distaler Verschluss 34 bedeckt die distalen Anschlusspunkte
der End- oder am weitesten entfernten Vorrichtung 30c der
Leitung 32.
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Die Niedrigleistungs-Strom/Frequenz-Wandlerschaltung
der vorliegenden Erfindung kann als Teil einer elektrischen Schaltung,
die innerhalb oder als Teil des oben als „Gabelschaltungsabschnitt" bezeichneten Bereichs
der implantierbaren Vorrichtung 30 enthalten ist. Im Allgemeinen
ermöglicht
diese elektrische Schaltung eine Verbindung der implantierbaren
Vorrichtung 30 durch eine Prioritätsverkettung mit anderen ähnlichen implantierbaren
Vorrichtungen, und lässt
dennoch eine individuelle Adressierbarkeit jeder einzelnen Vorrichtung
zu, die von einem einzigen Steuerungselement 20 kontrolliert
und überwacht
werden. Insbesondere wandelt der I/F-Wandlerschaltkreis der gegenständlichen
Erfindung Niedrigpotential-Analogsignale, die aus dem Sensor 44 erhalten
wurden, oder von anderswoher, und die in eine Frequenz umgewandelt
werden sollen, welche Frequenz dann einfach über eine feste Zeitperiode
gezählt
werden kann, um ein digitales Signal zu erzeugen, das dem analogen
Sensorausgang entspricht. Solch ein digitales Signal kann danach
noch verlässlich über den
Zweileiter-Bus zur Steuerung 30 übertragen werden.
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Die im hermetisch abgedichteten Abschnitt
der Vorrichtung eingeschlossene Schaltung der Vorrichtung 30 kann
verschiedene und variable Formen annehmen. Die 5A, 5B und 5C zeigen drei dieser Varianten. 5A ist z. B. ein Funktionsblockschaltbild
einer grundlegenden Konfiguration der Steuerungs/Schnittstellenschaltung 50 dargestellt,
die mit einem einzelnen Sensor 52 verwendet werden kann.
Die strichlierte Linie 54 repräsentiert eine hermetische Dichtung,
die die Schaltung 50 und den gesamten Sensor 52 bis
auf einen Abschnitt hermetisch abdichtet. Die Eingangsanschlusspunkte 13 und 15 sowie
die Ausgangsanschlusspunkt 17 und 19 sind nicht
hermetisch abgedichtet, wodurch sich diese Anschlusspunkte einfach
mit den beiden Leitern 14 und 16 (1) des Steuerungselements 20 verbinden
lassen.
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Wie in der 5A ersichtlich ist, sind die Anschlusspunkte 13 und 15 mit
zugehörigen
Leiterbahnen mit der Bezeichnung LEITUNG 1 (EINGANG) und LEITUNG
2 (EINGANG) verbunden, welche die zwei Leiter der Zweileiter-Busleitung,
die die Vorrichtung 30 mit ihrer Steuerung 20 verbindet,
oder mit anderen Vorrichtungen. Jede dieser Leiterbahnen LEITUNG
1 oder LEITUNG 2 erstreckt sich durch zugehörige Durchführungen 53 und 55 in
den hermetisch abgedichteten Abschnitt der Schaltung 50.
Anschlusspunkte 17 und 19 auf der anderen Seite
der Schaltung sind ebenso mit zugehörigen Leiterbahnen mit der
Bezeichnung LEITUNG 1 (AUSGANG) und LEITUNG 2 (AUSGANG) verbunden,
und jede dieser Leiterbahnen erstreckt sich durch zugehörige Durchführungen 57 und 59 in
den hermetisch abgedichteten Abschnitt 54 der Schaltung 50.
Innerhalb des hermetisch abgedichteten Abschnitts ist die LEITUNG
1 (EINGANG) über
die Leiterbahn 56 mit der LEITUNG 1 (AUSGANG) und die LEITUNG
2 (EINGANG) über
die Leiterbahn 58 mit der LEITUNG 2 (AUSGANG) verbunden.
Dadurch ist der Anschlusspunkt 13 über die Bahn 56, die
durch den zwischen den Durchführungen 53 und 57 liegenden
hermetisch abgedichteten Abschnitt 54 verläuft, mit
dem Anschlusspunkt 17 verbunden. Diese Verbindung zwischen
Anschlusspunkt 13, Bahn 56 und Anschlusspunkt 57 kann
einfach als LEITUNG 1 bezeichnet werden. Auf ähnliche Art ist der Anschlusspunkt 15 über die
Bahn 58 elektrisch mit dem Anschlusspunkt 19 verbunden,
wobei die Bahn ebenfalls durch den zwischen den Durchführungen 55 und 59 liegenden
hermetisch abgedichteten Bereich 54 verläuft. Diese
Verbindung kann einfach als LEITUNG 2 bezeichnet werden.
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Wie in 5A ersichtlich
ist, ist zwischen der LEITUNG 1 und der LEITUNG 2 eine Leistungsgleichrichtungsschaltung
geschaltet. Diese Schaltung extrahiert und richtet jeden Signalimpuls,
der auf der LEITUNG 1 und der LEITUNG 2 auftritt, gleich und erzeugt
eine Betriebsspannung, +V und –V,
zum Versorgen der Schaltung 50. Das Gleichrichten ist angesichts
der schwachen Signale, die im Allgemeinen auf der LEITUNG 1 und
der LEITUNG 2 auftreten, keine einfache Aufgabe. Details eines solchen
Schaltkreises können in
US-A-5999849 gefunden werden.
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Zwischen der LEITUNG 1 und der LEITUNG
2 ist auch eine Leitungsschnittstellenschaltung 62 geschaltet.
Die Schaltung 62 dient als Schnittstelle zwischen der Schaltung 50,
der LEITUNG 1 und der LEITUNG 2. Dafür empfängt die Schnittstellenschaltung 50 hereinkommende
Datenimpulse auf LEITUNG 1/LEITUNG 2 und erzeugt daraus ein DATEN-EINGANG-Signal
auf Leitung 64. Die Schnittstellen schaltung 62 erzeugt
zudem ein Taktsignal (CLK) auf der Leitung 66, das mit
den hereinkommenden Datensignalen synchronisiert wird. Die Schnittstellenschaltung 50 empfängt auch
digitale Ausgangsdaten, DATEN-AUSGANG, von einem Zähler 68,
und wandelt diese Ausgangsdaten in ein geeignetes Format um, bevor
die Ausgangsdaten wieder an die LEITUNG 1/LEITUNG 2 abgegeben werden.
Ein Typ an Leitungsschnittstellenschaltung 62, der in der Schaltung 50 verwendet
werden kann, ist im schematischen Diagramm der 9 veranschaulicht und wird untenstehend
in Verbindung mit dieser erläutert.
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Immer noch bezugnehmend auf 5A kann als Sensor 52 ein
beliebiger geeigneter implantierbarer Sensor eingesetzt werden,
der für
das Abfühlen
eines gewünschten
Zustands, Parameters oder Substanz ausgebildet ist, welche im implantierbaren
Gewebe, in das die Vorrichtung 30 implantiert wird, vorhanden
sind (oder nicht vorhanden sind. Der Sensor 52 kann z.
B. einen Glukosesensor umfassen, der auf der Leitung 69 einen
analogen Ausgangsstrom I erzeugt, dessen Größenordnung als Funktion des
gemessenen Glukose-Gehalts variiert.
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Aus praktischen Gründen erzeugt
der Sensor 52, egal was für eine Art von Sensor verwendet
wird, normalerweise entweder eine analoge Ausgangsspannung oder
einen analogen Ausgangsstrom als Funktion der Konzentration, Größenordnung,
Zusammensetzung oder eines anderen Attributs des zu messenden Parameters.
Analogstrom oder Analogspannung können dann mittels einer geeigneten
Wandlerschaltung 70 in ein Frequenzsignal auf der Leitung 72 umgewandelt
werden. Das Frequenzsignal auf Leitung 72 umfasst typischerweise
eine Abfolge von Impulsen mit einer Frequenz (oder Wiederholungsrate),
die als Funktion der Eingangsspannung oder des Eingangsstroms variiert.
In 5A wird z. B. angenommen,
dass der Sensor 52 einen Ausgangsstrom I erzeugt, und die
Wandlerschaltung 70 eine Strom-Frequenz-Wandlerschaltung
(I/F) umfasst, die auf der Leitung 72 eine Abfolge von
Ausgangsimpulsen erzeugt, deren Frequenz variiert, wenn sich die
Größenordnung
des Stroms I ändert.
Es ist diese I/F-Wandlerschaltung 70 oder eine äquivalente
Wandlerschaltung, die den Gegenstand der vorliegenden Erfindung
umfasst.
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Wenn eine Impulsabfolge 72,
oder ein anderes Wechselstromsignal, mit einer Frequenz erzeugt
wird, die sich als Funktion des durch den Sensor 52 gemessenen
Parameters verändert,
wird dieses Signal an einen Zähler 68 angelegt.
(Es ist zu beachten, dass ein Signal, das auf einer Signalleitung
mit einem gegebenen Bezugszeichen auftritt, in dieser Anwendung
als Abkürzung
als Signal mit diesem gegebenen Bezugszeichen bezeichnet werden
kann, d. h. das Signal auf der Signalleitung 72 kann einfach
als „Signal 72" bezeichnet werden).
Der Zähler
zählt die
Anzahl der Impulse, die im Signal 72 in einer bestimmten
Zeitspanne, z. B. einem fixen Zeitfenster von 1 s, auftreten, wodurch
ein Maß für die Frequenz
des Signals 72 bereitgestellt wird. Durch das Zurücksetzen
des Zählers 68 zu
Beginn jedes Messzeitraums, stellt der Zählerstand des Zählers am
Ende des Messzeitraums ein Signal bereit, das repräsentativ
für die
Frequenz des Signals 72 ist. Ein solches Zählsignal
kann daher, für
die in 5A dargestellte
grundlegende Ausführungsform,
als das Ausgangsdatensignal DATEN-AUSGANG dienen, das über die
Signalleitung 74 an die Leitungsschnittstellenschaltung 62 gesendet
wird.
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Die Steuerung des Zählers 68,
d. h. das Zurücksetzen
des Zählers
und/oder Stoppen des Zählers
nach einem vorbestimmten Messzeitraum, erfolgt durch die Steuerlogik 76.
In einer einfachen Ausführungsform kann
der Messzeitraum eine fixe Zeitspanne umfassen. In anderen Ausführungsformen
kann der Messzeitraum von den von der Leitungsschnittstellenschaltung 62 über die
Signalleitung 64 empfangenen Eingangsdaten festgesetzt
werden. Das Taktsignal 66 kann als ein Maß für die verstrichene
Zeit sein, sowie das Senden des DATEN-AUSGANG-Signals 74 vom
Zähler 68 an
die Leitungsschnittstellenschaltung 62 koordinieren.
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Je nach Bedarf erzeugt ein Spannungsgeneratorkreis 78 eine
Referenzspannung VREF sowie ein oder mehrere
Ansteuersignale VBIAS, auf die die Strom-Frequenz-Wandlerschaltung 70 (I/F)
zurückgreift,
wenn sie ihre Funktion ausübt
und das Analogstromsignal 69 in ein Frequenzsignal 72 umwandelt,
wie untenstehend in Verbindung mit den 9 und 10 detaillierter
beschrieben wird.
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Ähnlich
können
auch eine oder mehrere I/F-Wandlerschaltungen in den in den 5B und 5C veranschaulichten Vorrichtungen wie
in der US-A-5999848 beschrieben verwendet werden.
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Noch einmal bezugnehmend auf 2, wo eine Vielzahl an implantierbaren,
durch Prioritätsverkettung
verknüpfbare
Sensoren 18a, 18b ... 18n hintereinander
geschaltet dargestellt sind, ist eine bevorzugte Betriebsweise des
Steuerungselements 20, Betriebsstrom bereitzustellen sowie
jede der Vorrichtungen 18, die über eine Zwei-Leiter-Busleitung
bestehend aus den Leitern 14 und 16 mit diesem
verbunden sind, einzeln anzusprechen und Daten an diese zu senden
sowie von diesen zu empfangen. Eine Art wie diese Stromversorgung
und individuelle Adressierung erfolgen kann, ist in Verbindung mit
den 6, 7 und 8 dargestellt. 6 veranschaulicht z. B.
ein Zeitsteuerungsdiagramm, das ein bevorzugtes Verhältnis zwischen
Eingangsdaten (obere Wellenform), die an die implantierbare Vorrichtung
gesendet werden, und Ausgangsdaten (untere Wellenform), die von
den implantierbaren Vorrichtungen empfangen werden, zeigt, da solche
Daten auf den beiden LEITUNG-1/LEITUNG-2-Leitern auftreten würden, die
sämtliche
Vorrichtungen miteinander verbinden. Wie in 6 ersichtlich ist, besteht die bevorzugte
Form der Eingangsdaten in zweiphasigen Impulsen. Jeder zweiphasige
Impuls umfasst einen ersten Stromimpuls mit einer ersten Polarität, gefolgt
von einem zweiten Stromimpuls derselben Größenordnung jedoch mit gegenteiliger
Polarität.
Somit beträgt
der Nettostrom jedes zweiphasigen Impulses vorzugsweise null, wobei
der positive Stromimpuls den negativen Stromimpuls wirksam ausgleicht.
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Eine binäre oder logische „1" wird durch einen
zweiphasigen Impuls einer Phase, z. B. ein positiver Stromimpuls
gefolgt von einem negativen Stromimpuls, dargestellt, während eine
binäre
oder logische „0" durch einen zweiphasigen
Impuls mit entgegengesetzter Phase, z. B. ein negativer Impuls gefolgt
von einem positiven Impuls, repräsentiert
wird. Somit kann, wie in 6 ersichtlich
ist, eine binäre „1" durch einen positiven
Stromimpuls gefolgt von einem negativen Stromimpuls repräsentiert werden,
während
eine binäre „0" durch einen negativen
Stromimpuls gefolgt von einem positiven Stromimpuls dargestellt
wird.
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In 6 ist
zudem ersichtlich, dass die bevorzugte Form der Ausgangsdaten ebenfalls
ein zweiphasiger Impuls ist, wobei die Amplitude als eine Funktion
davon moduliert (oder vorzugsweise ein-aus moduliert ist), ob die
Ausgangsdaten eine binäre „1" oder „0" sind. In der bevorzugten
Ausführungsform
ist die Spitzenamplitude des Ausgangsdatenimpulses für eine binäre „1" IP,
während
die Spitzenamplitude des Ausgangsdatenimpulses für eine binäre „0" null ist. Somit repräsentiert
in diesem bevorzugten EIN/AUS-Modulationsschema ein vorhandener
Ausgangsdatenimpuls eine binäre „1" und ein fehlender
Ausgangsdatenimpuls eine binäre „0". Die Ausgangsdatenimpulse
werden in den auf den LEITUNG-1/LEITUNG-2-Leiterimpulsen auftretenden Datenstrom
zu einer bestimmten Zeit T2 nach dem Eingangsdatenimpuls eingeführt, so
dass sie als Zeitmultiplex zwischen den Eingangsdatenimpulsen auftreten.
Obwohl die bevorzugte Form der Ausgangsdatenimpulse ein zweiphasiger
Impuls ist (um eine Stromausgleichung zu erreichen), ist festzustellen,
dass in manchen Fällen
auch ein einphasiger Impuls zum Zeitpunkt T2 (mit einer Amplitude
IP oder null) verwendet werden kann.
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Wie in den 7 und 8 dargestellt
ist, sind die durch das Steuerungselement über die LEITUNG-1-/LEITUNG-2-Leiter
gesendeten Eingangsdaten in Datenrahmen der Länge T3 unterteilt. Innerhalb
jedes Datenrahmen sind N Datenbits zu finden, wobei N eine ganze
Zahl üblicherweise
von 8 bis 64 ist. In 7 ist
eine repräsentative
Zuordnung der in einem Datenrahmen vorhandenen Datenbits veranschaulicht.
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Da die Eingangsdaten zweiphasige
Impulse umfassen, die in regelmäßigen Intervallen
oder Zeiteinheiten (z. B. alle T1 Sekunden) auftreten, kann die
in diesen Impulsen enthaltene Energie dazu verwendet werden, Betriebsstrom
für die
Schaltungen innerhalb der Vorrichtung 50'' bereitzustellen.
Dies wird durch die Verwendung der Gleichrichterschaltung 60, 60' oder 60'' (5A, 5B oder 5C) erreicht.
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Die Eingangs- und Ausgangsdatenimpulse,
wie sie in den 6 und 8 dargestellt sind, werden
durch die Leitungsschnittstellenschaltung 62, 62' oder 62'' (5A, 5B oder 5C) erzeugt. Eine schematische Darstellung
einer bevorzugten Leitungsschnittstellenschaltung ist in der US-A-5999848
beschrieben. Siehe insbesondere 9 des
Verweises und den zugehörigen
Begleittext.
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Bezugnehmend auf die 9 ist ein Blockschaltbild einer Niedrigleistungs-Strom/Frequenz-Wandlerschaltung 150 gemäß der vorliegenden
Erfindung dargestellt. Wie in 9 ersichtlich,
schließt
der Niedrigleistungs-Strom/Frequenz-Wandler 150 vier Hauptfunktionskomponenten
ein. Diese vier Hauptfunktionskomponenten schließen Folgendes ein: (1) einen
Operationsverstärker 152 mit
einem positiven Eingangsanschluss 153a und einem negativen
Eingangsanschluss 153b und einem Ausgangsanschluss 154;
(2) einen Kondensator (C4), der mit dem positiven Eingangsanschluss 153a des
Operationsverstärkers 152 verbunden
ist; (3) eine spannungsgesteuerte Oszillator-(VCO-)Schaltung 156 mit
einem spannungsgesteuerten Eingangsanschluss und einem VCO-Ausgangsanschluss,
wobei der VCO-Eingangsanschluss mit dem Ausgangsanschluss 154 des
Operationsverstärkers 154 verbunden
ist und der VCO-Ausgangsanschluss ein variables Frequenzsignal FOUT bereitstellt; und (4) einen Ladungspumpschaltung 158,
die mit dem Kondensator C4 gekoppelt ist (d. h. auch mit dem positiven
Eingangsanschluss 153a des Operationsverstärkers 152 verbunden
ist).
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Im Betrieb lädt das analoge Eingangssignal
IIN den Kondensator C4 auf. Die Ladungsmenge,
die sich im Kondensator C4 ansammelt, ist eine Funktion der Größenordnung
des Eingangsstroms IIN, der einen Messwert
des Parameters oder eines anderen Zustands, der vom Sensor abgefühlt wird
oder anderweitig in der implantierbaren Vorrichtung 30 überwacht
wird, wiederspiegelt. Die Ladungspumpschaltung 158 pumpt
während jedem
Zyklus des durch den VCO 156 erzeugten FOUT-Signals
eine diskrete Ladung (d. h. eine fixe Anzahl an Coulomb) vom Kondensator
C4 ab. Der Operationsverstärker 152 führt eine
Differentialverstärkung
eines zwischen die beiden Eingangsanschlüsse 153a und 153b angelegten elektrischen
Signals durch, um auf seinem Ausgangsanschluss 154 ein
verstärktes
Ausgangssignal zu erzeugen. Da der negative Ausgangsanschluss 153b geerdet
ist, ist das an den Operationsverstärker 152 angelegte
Differentialeingangssignal effektiv die Ladungsmenge oder Spannung,
die im Kondensator C4 angehäuft
wurde. Das verstärkte
Ausgangssignal des Operationsverstärkers 152 umfasst
eine Spannung, die als Funktion des Eingangsstroms IIN variiert.
Diese verstärkte
Ausgangssignal wird an den VCO 156 als Steuerungsspannung
angelegt, was dazu führt,
dass das Frequenzausgangssignal FOUT des
VCO eine Frequenz aufweist, die als Funktion des Eingangsstroms
IIN variiert.
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Das Ausgangsfrequenzsignal des VCO
FOUT, das als variables Frequenzausgangssignal
FOUT erhältlich
ist sowie über
einen vorbestimmten Zeitraum gezählt
werden kann (wie oben in Zusammenhang mit 5A beschrieben), wird ebenfalls an die
Ladungspumpschaltung 158 angelegt. Dieses Ausgangsfrequenzsignal
FOUT umfasst üblicherweise eine Impulsfolge,
deren Frequenz als Funktion der Größe einer an den Spannungssteuerungseingang
angelegten Spannung variiert. Mit jedem Impuls der variablen Frequenzimpulsfolge
FOUT pumpt die Ladungspumpschaltung 158 eine
diskrete Ladung vom Kondensator C4 ab. Es ist ersichtlich, dass
der Eingangsstrom IIN zu einer Ansammlung
einer Ladung auf dem Kondensator C4 führt, welche dazu neigt, die
Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 152 erhöhen, so
dass die Frequenz des FOUT-Ausgangssignals
steigt. Diese erhöhte
Frequenz verursacht wiederum, dass die Ladung vom Kondensator C4
abgepumpt wird, zunimmt (oder mit einer erhöhten Rate auftritt). Das Nettoergebnis
ist, dass der Operationsverstärker 152 durch
das Verstärken
der auf dem Kondensator C4 angehäuften
Ladung die Frequenz des FOUT-Signals auf
die jeweils notwendige Rate bringt, um die Nettoladung des Kondensators
C4 bei im Wesentlichen null zu halten. Dadurch variiert die Frequenz
des FOUT-Signals als Funktion der Größe des elektrischen
Stroms IIN, der an den Kondensator C4 angelegt
ist, und die erwünschte
Strom/Frequenz-(I/F)Wandlung wird vollzogen.
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Je nach Bedarf und wie untenstehend
in Verbindung mit 10 umfassender
erklärt,
kann eine Spannungspufferungsschaltung 160 als Teil einer
I/F- Wandlerschaltung 150 aus 9 dazu verwendet werden, eine
stabile und isolierte Referenzspannung VREF zu
erzeugen, die von der Ladungspumpschaltung 158 verwendet
wird, wenn diese die Ladungspumpfunktion durchführt.
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Obwohl weniger aufwendige I/F-Wandlerschaltungen
als die in 9 dargestellte
Schaltung 150 von Fachleuten auf dem Gebiet geplant werden
könnten
und geplant wurden, ist es ein vorteilhaftes Merkmal der I/F-Wandlerschaltung 150 in 9, dass sie durch Verwendung
von Niedrigstrom-FET-Transistoren so konfiguriert werden kann, sehr
wenig Strom zu verbrauchen. Eine derartige Niedrigstromkonfiguration
ist in den 10A, 10B, 10C und 10D dargestellt
und in Verbindung mit diesen beschrieben.
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Bezugnehmend auf die 10A, 10B, 10C und 10D sind schematische und/oder logische
Diagramme einer bevorzugten Niedrigleistungs-Strom/Frequenz-Wandlerschaltung
gemäß der Ausführungsform,
die derzeit als beste Umsetzungsform der Erfindung erachtet wird,
dargestellt. Die I/F-Wandlerschaltung 150 wird vorzugsweise mit
einer integrierten Miniaturschaltung (IC) umgesetzt, die z. B. mit
spezifischen Kombinationen von N-Kanal- und P-Kanal-Feldeffekttransistoren
(FETs), bezeichnet als „N-FET"- und „P-FET"-Transistoren, ausgestattet
sind, die auf einem gemeinsamen Substrat ausgebildet sind und speziell
für einen
geringen Stromverbrauch entworfen wurden. Die bevorzugte Größe (Länge und
Breite) jedes der relevanten N-FET-
und P-FET-Transistoren ist, zusammen mit anderen wichtigen Komponentenmerkmalen,
in Tabelle 1 aufgelistet. Die in Tabelle 1 angeführten N-FET- und P-FET-Abmessungen beziehen
sich auf die relative Größe jedes Transistors,
wie er auf dem Substrat der integrierten Schaltung ausgebildet ist.
Genauer gesagt bedeutet ein N-FET mit einer Größe von z. B. „5/10", dass die Breite
des Source-Drain-Kanals
5 Mikron (wobei „Mikron" für einen
Mikrometer steht, geschrieben als 1 μm oder 1 × 10–6 Meter)
und die Länge
des Kanals 10 Mikron beträgt.
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Diese Art der Beschreibung der verschiedenen
N-FET- und P-FET-Transistoren (durch Dimension oder Größe), die
in einer integrierten Schaltung verwendet werden, ist Fachleuten
auf dem Gebiet der Halbleiterverarbeitung bekannt und für diese
verständlich.
Durch gezieltes Auswählen
der Größe (Dimensionen)
solcher Transistoren während
der IC-Bearbeitungsschhritte kann die Leistung des FET-Transistors gesteuert oder
an den jeweiligen Verwendungszweck des Transistors angepasst werden.
Somit kann ein relativ „langer" N-FET mit einer
Größe von z.
B. 5/10 einen höheren
Einschaltwiderstand aufweisen (und daher eine langsamere Einschaltzeit)
als z. B. ein relativ „kurzer" N-FET mit einer
Größe von 4/4.
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Im Allgemeinen besitzt, wie auf dem
Gebiet bekannt ist, ein FET-Transistor drei Anschlüsse, „Source", „Drain" und „Gate". Die an den Gate-Anschluss
angelegte Spannung steuert die Leitfähigkeit des Halbleiterkanals,
der die Source- und Drain-Anschlüsse verbindet.
Durch Steuern der Leitfähigkeit
des Source-Drain-Kanals kann die durch den Kanal fließende Strommenge
gesteuert werden, und zwar von einem Null-Strom bis zu einem Maximal-Strom
(bestimmt durch den EIN-Widerstand und den verfügbaren Spannungsabfall über den
Kanal). Häufig
wird ein FET-Transistor
als Schalter verwendet. Bei der Verwendung als Schalter ist der Widerstand
des Source-Drain-Kanals, der durch die an den Gate-Anschluss angelegte
Spannung gesteuert wird, entweder sehr gering (FET-Schalter auf
EIN) oder sehr hoch (FET-Schalter auf AUS). Bei den in den Schaltungen
der 10A, 10B und 10C verwendeten
Arten von FETs tendiert die an das Gate eines P-FETs angelegte hohe
Spannung dazu, den P-FET auszuschalten, während eine an das Gate eines
N-FET angelegte hohe Spannung dazu neigt, den N-FET einzuschalten.
In den 10A, 10B und 10C wird ein N-FET in klassischer FET-Form
dargestellt, d. h. er erscheint im Allgemeinen als Vorwärts- oder
Rückwärts-Blockbuchstabe „C" bestehend aus drei
Segmenten, wobei ein Ende eines Segments von „C" die „Source" und ein Ende eines anderen Segments
von „C" (das durch einen
nahegelegenen Anschlusspunkt gekennzeichnet ist) die „Drain" umfasst. Das „Gate" wird als kurze Linie
dargestellt, die parallel zum Mittelsegment von „C" verläuft, dieses jedoch nicht berührt. Ein
P-FET ist auf dieselbe Art und Weise wie ein N-FET veranschaulicht,
ausgenommen, dass eine diagonale Linie durch „C" gezeichnet ist.
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In 10A ist
ein bevorzugter Operationsverstärker
(OP AMP) 152 schematisch dargestellt. P-FET M10 ist durch
ein externes Referenzspannungssignal BIASP vorgespannt, so dass
eine konstante Stromquelle mit wenigen Nano-Ampere für ein Differentialpaar
an Transistoren M11 und M12 ausgebildet wird. So lange die an jedes
Differentialpaar M11 und M12 angelegte Gate-Spannung gleich ist,
wird der von der Stromquelle M10 stammende Strom gleich zwischen
M11 und M12 aufgeteilt. N-FETs M13 und M14 sind permanent auf EIN
vorgespannt, um einen Stromspiegel bereitzustellen, der effektiv
als fixe Ladung für
das Differentialpaar M11 und M12 dient. Der Gate-Anschluss von M11
ist mit einer Seite des Speicherkondensators C4 verbunden. Die andere
Seite des Kondensators C4 ist geerdet (verbunden mit V–). Der
Gate-Anschluss von M12 ist mit dem Boden verbunden (V–). Der
Eingangsanschluss des OP AMP 152 umfasst das Gate von M11.
Daher beginnt ein beliebiger Eingangsstrom IIN,
der in den Operationsverstärker
fließt,
den Kondensator C4 aufzuladen, wodurch eine Spannung auf dem Gate
von M11 verursacht wird, die sich von der an das Gate von M12 angelegten
Spannung unterscheidet. Da der Transistor M11 ein P-FET-Transistor
ist, tendiert eine höhere Gate-Spannung
(die auftreten würde,
wenn ein Eingangsstrom IIN den Kondensator
C4 aufzuladen beginnt) M11 in den AUS-Zustand zu bringen (erhöht dessen
Widerstand). Die Erhöhung
des Widerstands wiederum führt
dazu, dass der konstante Strom von der Stromquelle M10 ungleichmäßig zwischen
den beiden M11/M12-Pfaden aufgeteilt wird. Genauer gesagt verursacht
eine Erhöhung
der an das Gate von M11 angelegten Eingangsspannung (durch Anlegen
eines Eingangsstroms IIN, um den Kondensator
C4 aufzuladen) einen erhöhten
Stromfluss durch den M12-Arm des Operationsverstärkers, wodurch die Ausgangsspannung VOUT (die die Spannung an der Drain von M12
ist) auf der Signalleitung 154, gemessen relativ zum Boden
(V–), gesteigert
wird. Durch geeignetes Auswählen
des Werts des effektiven Ladungswiderstands (M14) im M12-Arm des
Operationsverstärkers
und unter Annahme der gegebenen Leistungscharakteristika für das M11/M12-Transistorpaar
kann die „Verstärkung" des Operationsverstärkers (wobei „Verstärkung" im Zusammenhang
mit dem in 10A dargestellten
Operationsverstärker
als Verhältnis
von VOUT/VIN definiert
ist, wobei VIN die durch den Strom IIN auf dem Kondensator C4 entwickelte Spannung
ist) ausreichend groß gemacht
werden, um den insgesamt gewünschten
Betrieb der I/F-Schaltung zu unterstützen.
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Wenn die Eingangssignale an das M11/M12-Differentialpaar
auf null oder nahe null gehalten werden kann und mit der Kombination
an Schwellen-BIASP plus Spannung, die an den Körper (oder das Substrat) der P-FETs
angelegt ist (und üblicherweise
V+ oder etwa 3 Volt ist), kann sich die Ausgangsspannung VOUT des Operationsverstärkers 152 von nahe
Erd- bzw. Massepotential (V–)
bis etwa 1,5 Volt bewegen. Ein Kondensator C3 ist zwischen den Ausgangsanschluss
des Operationsverstärkers
(Drain von M12) angelegt und filtert diese Ausgangsspannung zu einem
gewünschten
Ausmaß.
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Die Ausgangsspannung VOUT des
OP AMP 152 (10A)
auf der Signalleitung 154 wird an den Steuerungsspannungseingang
des VCO 156 angelegt. Ein Schema- /Logikdiagramm eines bevorzugten Niedrigleistungs-VCO
ist in 10C veranschaulicht,
und ein Zeitsteuerungs-Wellenformdiagramm, das den grundlegenden
Betrieb des VCO 156 veranschaulicht, ist in 10D dargestellt. Der Einfachheit
halber sind Gates 162 bis 174, die im Niedrigleistungs-VCO
von 10C eingeschlossen
sind (und als kreuzgekoppeltes Latch mit Aktiv-HIGH-Eingängen konfiguriert
sind), in Form eines Logikdiagramms dargestellt. Es versteht sich jedoch,
dass solche Gates vorzugsweise unter Verwendung zusätzlicher
N-FET und P-FET-Transistoren konfiguriert sind, wie es auf dem Gebiet
bekannt ist.
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Die Betriebsweise des VCO ist am
besten verständlich,
wenn betrachtet wird, was direkt nachdem das Ausgangssignal des
Gates 172 (in den 10C und 10D als CLKB bezeichnet)
den Zustand HIGH annimmt passiert. Dadurch wird M15 ausgeschaltet
und ermöglicht
es der Drain von M15 (der derselbe Punkt wie die Drain von M16 ist),
sich in Richtung Erdpotential (V–) zu neigen, wie in 10D ersichtlich ist. Der
Anstieg der Rampe hängt
von der kapazitativen Impedanz des Drain-Knotens und vom Drain-Strom
(und daher der Gate-Spannung) von M16 ab. Wenn sich die Drain-Spannung
von M15/M16 auf etwa einen Schwellenwert unter V+ abfällt, nimmt
der P-FET M21 den EIN-Zustand an, wodurch das Eingangssignal an
Gate 164 über
die Signalleitung 176 (10C)
positiv wird. Wenn die Logikschwelle des Gates 164 erreicht
ist, nimmt das Ausgangssignal des Gates 164 den LOW-Zustand
an, wodurch M24 (über
die Signalleitung 178) eingeschaltet wird. Dieser Vorgang
führt zu
Hysterese indem das auf den HIGH-Zustand zusteuernde Signal am Eingang des
Gates 164 (über
die Signalleitung 176) verstärkt wird. Kurze Zeit später erreicht
das Ausgangssignal die Logikschwelle von Gate 170 und der
Latch (d. h. der kreuzgekoppelte Latch mit Aktiv-HIGH-Eingängen bestehend
aus Gates 162–172)
seinen Zustand verändert.
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Wenn der Zustand des kreuzgekoppelten
Latches umgeschaltet worden ist, nimmt das Ausgangssignal des Gates 172 den
LOW-Zustand und das Ausgangssignal des Gates 168 (CLKA) den HIGH-Zustand an, und die Sequenz wiederholt
sich, jedoch mit M18, M25 und Gate 162 im Signalpfad. Während der
Wiederholungszeit bleibt die Drain von M15/16 auf HIGH, während sich
die Drain von M18 (die derselbe Punkt wie die Drain von M19 ist)
in einer Geschwindigkeit in Richtung Erdpotential (V–) abfällt, die
von der kapazitativen Impedanz am Drain-Knoten und des Drain-Stroms
(und daher der Drain-Spannung) von M19 abhängt. Wie in 10D ersichtlich ist, führt dies
zur Erzeugung zweier komplementärer
Taktsignale CLKA und CLKB,
wobei aus dem CLKB-Signal ein Ausgangssignal
FOUT abgeleitet wird, gepuffert durch das
Inverter-Gate 174.
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Während
der oben beschriebenen Betriebsweise dienen N-FETs M17 und M20 als
Stromquellen, die den Kapazitäts-Ladungsstrom
im VCO auf etwa 50 nA beschränken.
Durch das Beschränken
wird eine Sperrleitung verhindert, die ansonsten auftreten würde, wenn
der VCO über
seiner normalen Maximalfrequenz betrieben werden möchte.
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Es ist festzustellen, dass das in 10C dargestellte Frequenz-Spannungsverhältnis des
VCO nicht linear ist (da es vom Drain-Strom als Funktion der Gate-Spannungen der N-FETs
M16 und M19 abhängig
ist). Wie aus der Beschreibung der Betriebsweise des gesamten I/F-Wandlers
ersichtlich ist, hängt
die gesamte Strom/Frequenz-Linearität nur von der Wiederholbarkeit
des Ladungspumpens ab, und das ist, wie untenstehend beschrieben,
so gestaltet, dass mit jedem Kippen des VCO eine fixe Ladung von
weniger als 10 Pico-Coulomb, z. B. etwa 6 Pico-Coulomb (pC), gepumpt
wird.
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Ein besonderes Merkmal des in 10C dargestellten VCO besteht
darin, dass die NOR-Gates 162 und 164 jeweils
einen Serien-Vorspannungs-FET beinhalten, der den Versorgungsstrom
auf weniger als 100 nA beschränkt,
wenn die Logikeingangssignale bei Spannungen zwischen den Versorgungsschienen,
d. h. zwischen V+ und V–,
liegen.
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Wie in der unteren Hälfte von 10B ersichtlich ist, steuern
die CLKA- und CLKB-Signale die Ladungspumpschaltung 158 an.
Die Ladungspumpschaltung 158 schließt acht N-FET-Transistoren
M1 bis M8 ein. Im Betrieb gibt die Ladungspumpschaltung Ladungspakete
mit fixer Größe über die
Signalleitung 180 an den Schaltungseingangsknoten ab. Die
Ladungsmenge hängt
vom Wert des Kondensators C1 und C2 und der Referenzspannung VREF ab. Die Referenzspannung VREF umfasst
eine gepufferte Referenzspannung, die von der Spannungspufferungsschaltung 160 erzeugt
wird, wie in der unteren Hälfte
von 10B dargestellt.
Weitere von der I/F-Wandlerschaltung 150 verwendete Referenzspannungen
schließen
eine ungepufferte Referenzspannung VR, eine
BIASP-Referenzspannung und eine BIASN-Referenzspannung ein. Die
BIASP-Referenzspannung schließt
einen Strombegrenzer (d. h. einen Pull up-Widerstand) ein, der mit
diesem in Reihe geschaltet ist, der den Strom von der BIASP-Referenzspannung
auf weniger als etwa 100 nA begrenzt.
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Die Ladungspumpschaltung 158 wird
wie folgt betrieben, wenn der VCO den Zustand CLKA LOW
und CLKB HIGH, M3 und M4 EIN und M1 und
M2 AUS aufweist: Der Kondensator C1 lädt die Referenzspannung VREF auf. Wenn der Zustand des VCO gekippt
wird, d. h. wenn CLKA den HIGH-Zustand und
CLKB den LOW-Zustand, M3 und M4 den AUS-Zustand
sowie M1 und M2 den EIN-Zustand annehmen, führt dies dazu, dass sich C1 über die
Signalleitung 180 (die mit dem Eingang des OP AMP 152 verbunden
ist) entlädt,
wodurch die ansonsten auf den HIGH-Zustand zusteuernde Signalleitung
wieder in Richtung Erdpotential (V–) zurückgezogen wird (beachte, dass
der Eingangsstrom IIN den Kondensator C4
auflädt).
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Der zweite Kondensator C2 ist mit
dem ersten Kondensator C1 in Reihe geschaltet. Das heißt, während sich
der Kondensator C1 auf VREF auflädt, entlädt sich
der Kondensator C2 über
die Signalleitung 180 wieder auf Erde (V–). Während sich
der Kondensator C2 auf VREF auflädt, entlädt sich
der Kondensator C1 über die
Signalleitung 180 wieder auf Erdpotential. Jedes Mal wenn
C1 oder C2 sich entladen, wird Ladung vom Eingangskondensator C4 über die
Signalleitung 180 abgezogen. Das Nettoergebnis ist, dass
der I/F-Wandler am Eingangsanschluss 153a des OP AMP 152 dieselbe
Spannung wie am Eingangsanschluss 153b aufrecht erhält, und
die V– ist
(Erde).
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Es ist ersichtlich, dass mit jedem
Umschalten des VCO ein Ladungspaket vom Eingangskondensator C4 abgepumpt
wird. Da diese Ladungspakete den einzigen vom Sensor fließenden Strom
darstellen und sie alle dieselbe Größe haben, steht ihre Frequenz
in direktem Zusammenhang mit dem Eingangsstrom IIN.
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Die Größe der verschiedenen in der
Ladungspumpschaltung 158 verwendeten FETs und des VCO 156 ist
so gewählt,
dass die Kondensatoren C1 und C2 während jeder VCO-Betriebsphase,
selbst bei den höchsten
Frequenzen im normalen Betrieb, komplett aufgeladen und entladen
werden. Die Zeitsteuerung der beiden VCO-Ausgangssignale CLKA und
CLKB stellt sicher, dass auf den mit den
Ladungspumpkondensatoren C1 und C2 verbundenen Schaltern ein Öffner-vor-Schließer-Vorgang
ausgeführt
wird.
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Zusammenfassend wird der gesamte
Sensorstrom IIN, der im Kondensator C4 angesammelt
wird, durch die Ladungspumpschaltung vom Kondensator C4 abgepumpt.
Sobald der Eingangsstrom IIN versucht, den
Schaltungseingangsanschluss 153a von Erde wegzuziehen,
beschleunigt der Operationsverstärkerausgangsanschluss
den VCO, was wiederum zu mehr negativen Ladungspaketen führt, die
von der Ladungspumpe 158 abgegeben werden, wodurch der
Schaltungseingangsanschluss 153 zurück auf Erde gedrückt wird.
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Um eine Kreuzkopplung aufgrund vorübergehender
Ladung von VREF zu verhindern, wird die
Spannungspufferungsschaltung 160 verwendet. Eine solche
Pufferungsschaltung umfasst, wie in der oberen Hälfte von 10B ersichtlich, eine herkömmliche
Operationsverstärker-Folgeschaltung,
die sich aus FET-Transistoren M29–M35 zusammensetzt.
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Der Gesamtstromverbrauch der in Zusammenhang
mit 10 beschriebenen
I/F-Wandlerschaltung beträgt nur etwa
1,8 Mikrowatt (unter Annahme einer Betriebsspannung von 3 Volt und
einem Betriebsstrom von 600 nA). Der Ruhebetriebsstrom der Vorrichtung
liegt unter etwa 100 nA. Ein solcher Niedrigleistungsbetrieb ist
eines der herausragenden Merkmale der I/F-Wandlerschaltung der vorliegenden
Erfindung.
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Ein weiteres wichtiges Merkmal der
Erfindung ist, dass der Eingangsanschluss der I/F-Wandlerschaltung
150 – der
Anschluss 153a des OP AMP 152 – im Wesentlichen auf Erdspannung
gehalten wird, ohne dass eine zweite Spannungszufuhr notwendig ist.
Das heißt
in einem herkömmlichen
Operationsverstärker
wäre, um
die Eingänge
auf null Volt zu halten, eine Vorspannung des Operationsverstärkers mit
einer Spannung über null,
z. B. 5 Volt, und einer Spannung unter null, z. B. – 5 Volt,
notwendig, was die Verwendung zweier getrennter Spannungsversorgungen
erforderlich machen würde.
Durch Verwendung der Ladungspumpe, wie in 10A ersichtlich, ist es möglich, die
Eingänge
bei null oder nahe null zu halten, obwohl der Operationsverstärker nur
mit einer einzigen Versorgung zwischen V+ und V– (Erde) vorgespannt ist.
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Wie oben beschrieben wurde, ist dadurch
ersichtlich, dass die vorliegende Erfindung eine Niedrigleistungs-Strom/Frequenz-Wandlerschaltung
bereitstellt, die z. B. in einer implantierbaren Sensorvorrichtung
verwendet werden kann, bei der ein niedriges Analogsignal, wie ein
sehr kleiner elektrischer Gleichstrom, dessen Größe repräsentativ für einen abgefühlten Parameter
oder eine abgefühlte
Substanz ist, in einen digitalen Wert umgewandelt werden muss, der
besser über
eine gemeinsame Kommunikationssammelleitung an einen externen Empfänger übertragen
werden kann.
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Obwohl die hierin offenbarte Erfindung
anhand von spezifischen Ausführungsformen
und Anwendungen davon beschrieben worden ist, könnten Fachleute auf dem Gebiet
zahlreiche Modifikationen und Variationen daran vornehmen, ohne
dabei den in den nachfolgenden Ansprüchen erläuterten Schutzumfang der Erfindung
zu überschreiten.