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Hintergrund der Erfindung
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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf drahtlose digitale
Kommunikationssysteme. Insbesondere bezieht sich die vorliegende
Erfindung auf einen Codemultiplex-Vielfachzugriffs-CDMA-Empfänger mit
einer kontinuierlich einstellbaren Bandbreiten-Phasenregelschleife
zum präzisen
Bestimmen der Trägerfrequenz
eines empfangenen Signals.
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Beschreibung
des Standes der Technik
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In
den letzten zehn Jahren haben sich die Verbraucher an die Vorteile
drahtloser Kommunikationssysteme gewöhnt. Dies hat zu einer ungeheuer
angestiegenen Nachfrage nach drahtlosen Telefonen, nach drahtloser
Datenübertragung
und nach drahtlosem Zugriff auf das Internet (World Wide Web) geführt. Da
das zur Verfügung
stehende HF-Spektrum eine feste Größe ist, hat die Notwendigkeit
der effizienteren Nutzung des HF-Spektrums überragende Bedeutung. CDMA-Kommunikationssysteme
haben sich bei dem Bestreben, eine effizientere Nutzung des HF-Spektrums
vorzusehen, als vielversprechend erwiesen, dabei insbesondere Broadband
Code Division Multiple AccessTM (bzw. B-CDMATM) – Kommunikationssysteme.
B-CDMATM-Kommunikationssysteme
ermöglichen
es, dass viele Kommunikationen über
die selbe Bandbreite übertragen
werden, wodurch die Kapazität
des HF-Spektrums erheblich erhöht
wird. Bei einem B-CDMATM-Kommunikationssystem
wird ein Informationssignal beim Sender mit einem pseudozufälligen "Spreizcode" gemischt, der das Informationssignal über die
gesamte Kommunikationsbandbreite spreizt. Das Spreizsignal wird
für die Übertragung
auf ein HF-Signal aufwärts
gemischt. Ein Empfänger,
der den selben pseudozufälligen
Spreizcode besitzt, empfängt
das übertragene
HF-Signal und mischt das empfangene Signal mit einem durch einen
Erst-Stufen-Lokaloszillator
(LO) beim Empfänger
erzeugten HF-Sinussignal zum Abwärtsmischen
des Spreizspektrumssignals. Das gespreizte Informationssignal wird
in der Folge mit dem pseudozufälligen
Spreizcode gemischt, der ebenfalls lokal erzeugt wurde, um das ursprüngliche
Informationssignal zu erhalten.
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Um
die in einem empfangenen Signal eingebettete Information zu erfassen,
muss ein Empfänger
den exakten pseudozufälligen
Spreizcode kennen, der zum Spreizen des Signals verwendet wurde.
Alle Signale, die nicht mit dem pseudozufälligen Code des Empfängers codiert
wurden, erscheinen dem Empfänger
als Hintergrundrauschen. Daher wird bei einem Ansteigen der Anzahl
von Benutzern, die innerhalb des Betriebsbereichs einer bestimmten
Basisstation operieren, auch das Hintergrundrauschen größer, was
es den Empfängern
erschwert, die Signale richtig zu erfassen und zu empfangen. Der
Sender kann die Leistung des gesendeten Signals erhöhen, doch
wird dies das von den anderen Empfängern erfahrene Rauschen erhöhen. Deshalb
ist das Erhöhen
des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses
eines empfangenen Signals, ohne dass dafür eine entsprechende Erhöhung der
Sendeleistung des Signals erforderlich ist, wünschenswert.
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Eine
Möglichkeit,
das Signal-zu-Rausch-Verhältnis
eines empfangenen Signals zu erhöhen,
besteht darin, sicherzustellen, dass der Erst-Stufen-Lokaloszillator (LO)
beim Empfänger
auf der selben Frequenz wie das empfangene HF-Trägersignal ist. Wenn ein kleiner
Frequenzversatz auftritt, wird sich der Versatz im Basisbandabschnitt
des Empfängers
als ein Phasenfehler am decodierten QPSK-Symbol zeigen, was zu einer Verschlechterung
der Kommunikationsqualität
führt.
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Es
gibt schon bekannte Systeme, die versuchen, die Frequenz des lokalen
Oszillators in der Empfangseinheit einzustellen, um den lokalen
Oszillator mit dem übertragenen
Träger
auszurichten, wie das auch im US-Patent
Nr. 4,630,283 offenbart ist. Solche Systeme haben jedoch keinen Empfänger mit
einem Filter, der eine variable Bandbreite aufweist, das sich schnell
mit dem eine große
Bandbreite nutzenden übertragenen
Träger
synchronisieren und dann den lokalen Oszillator mit dem übertragenen
Träger
unter der Verwendung einer schmalen Bandbreite präzise ausrichten
kann.
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Es
ist demnach wesentlich, die Frequenz des empfangenen HF-Trägersignals
genau zu erfassen, um die Qualität
des empfangenen Signals zu optimieren.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
Erfindung sieht ein System gemäß Anspruch
1 und ein Verfahren gemäß Anspruch
10 vor.
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Die
erfindungsgemäße Phasenregelschleife
(Phase Locked Loop/PLL) mit kontinuierlich nachgestellter Bandbreite
wird von einem B-CDMATM-Empfänger
zum Korrigieren einer eventuell auftretenden Abweichung, bzw. eines
Versatzes, eingesetzt, der zwischen dem empfangenen HF-Trägersignal
und der Frequenz des Erst-Stufen-LO auftreten kann, der das empfangene
HF-Trägersignal
in eine Zwischenfrequenz (Intermediate Frequency/IF) umwandelt.
Die PLL im Empfänger
enthält
ein Filter mit einer einstellbaren Bandbreite. Während der anfänglichen
Akquisition des empfangenen Signals wird eine breitere Bandbreite
eingesetzt. Nachdem die PLL das empfangene Trägersignal unter der Verwendung
der breiteren Bandbreite akquiriert hat, wird die Bandbreite des
Filters allmählich
eingeengt, um einen kleinen Dauerzustandsfehler vorzusehen. Es ist
daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen verbesserten
CDMA-Empfänger
vorzusehen, der einen eventuell auftretenden Versatz korrigiert,
der zwischen dem empfangenen HF-Trägersignal
und der Frequenz des Erst-Stufen-LOs bestehen kann.
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Weitere
Aufgaben und Vorteile werden dem Fachmann nach der Lektüre der detaillierten
Beschreibung einer derzeit bevorzugten Ausführungsform ersichtlich.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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1 zeigt
ein erfindungsgemäßes Kommunikationsnetzwerk.
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2 zeigt
eine Ausbreitung von Signalen zwischen einer Basisstation und mehreren
Teilnehmereinheiten.
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3 ist
ein Blockdiagramm der in einem programmierbaren digitalen Signalprozessor
innerhalb des Empfängerabschnitts
eingesetzten PLL.
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4 ist
ein detailliertes Blockdiagramm eines gemäß der Lehre der vorliegenden
Erfindung eingesetzten Rake-Empfängers.
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5 ist
ein Blockdiagramm der erfindungsgemäßen PLL mit kontinuierlich
einstellbarer Bandbreite.
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6 ist
ein Diagramm der Abbildung polarer und kartesischer Koordinaten.
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7 ist
eine zur Implementierung des Arctangent-Analysierers verwendeten
Referenztabelle.
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8 ist
die bevorzugte Ausführungsform
einer zum Implementieren des Arctangent-Analysierers verwendeten
Referenztabelle.
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9 ist
ein Blockdiagramm des erfindungsgemäßen PLL-Filters, das ein Lag-Filter
und ein Lead-Filter umfasst.
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10 ist
ein Blockdiagramm des Bandbreitensteuerabschnitts.
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11 zeigt
die von der Bandbreitenberechnungseinheit verwendete Transferfunktion.
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12A ist ein Signaldiagramm der Trägerversatzfrequenzschätzung, die
von der Ausgabe des Lag-Filters geliefert wird.
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12B ist ein Signaldiagramm der Phasenkorrektur
in Graden, die von der Ausgabe der Lead-Filters geliefert wird.
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12C ist ein Signaldiagramm des Bandbreitensteuerungssignals
in Abhängigkeit
von der Zeit.
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12D ist ein Signaldiagramm der dynamischen Bandbreite
in Abhängigkeit
von der Zeit.
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13 ist
ein Fließdiagramm
des erfindungsgemäßen Verfahrens
zum Einstellen der PLL-Bandbreite.
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Detaillierte
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
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Es
folgt eine Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform anhand der Zeichnungen,
in denen die gleichen Bezugszeichen durchwegs die gleichen Elemente
repräsentieren.
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Ein
erfindungsgemäßes Kommunikationsnetz 2 ist
in 1 gezeigt. Das Kommunikationsnetz 2 umfasst
allgemein eine oder mehrere Basisstationen 4, von denen
jede mit mehreren Teilnehmereinheiten 6, die stationär oder mobil
sein können,
in drahtloser Kommunikation steht. Jede Teilnehmereinheit 6 kommuniziert entweder
mit der nächstliegenden
Basisstation 4 oder der Basisstation 4, die das
stärkste
Kommunikationssignal liefert. Die Basisstationen 4 kommunizieren
auch mit einer Basisstationssteuerung 8, welche die Kommunikationen
unter den Basisstationen 4 koordiniert. Das Kommunikationsnetz 2 kann
auch mit einem öffentlichen
Fernsprechwählnetz
(Public Switched Telephone Network/PSTN) 9 verbunden sein,
wobei die Basisstationssteuerung 8 dann auch die Kommunikationen
zwischen den Basisstationen 4 und dem PSTN 9 koordiniert.
Vorzugsweise kommuniziert jede Basisstation 4 mit der Basisstationssteuerung 8 über eine
drahtlose Verbindung, auch wenn eine landgestützte Leitung vorgesehen sein
kann. Eine Landleitung ist insbesondere dann anzuwenden, wenn sich
eine Basisstation 4 in großer Nähe zur Basisstationssteuerung 8 befindet.
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Die
Basisstationssteuerung 8 führt mehrere Funktionen aus.
Hauptsächlich
liefert die Basisstationssteuerung 8 alle Signalisierung
für den
Betrieb, die Verwaltung und Wartung (Operations, Administrative
and Maintenance/OA&M),
die der Einrichtung und Unterhaltung aller drahtloser Kommunikationen
zwischen den Teilnehmereinheiten 6, den Basisstationen 4 und
der Basisstationssteuerung 8 zugeordnet ist. Die Basisstationssteuerung 8 stellt
auch eine Schnittstelle zwischen dem drahtlosen Kommunikationssystem 2 und
dem PSTN 9 bereit. Bei dieser Schnittstelle geschieht auch
das Mulitplexieren und Demultiplexieren der Kommunikationssignale,
die über
die Basisstationssteuerung 8 in das System 2 hereinkommen
und es verlassen. Auch wenn das drahtlose Kommunikationssystem so
gezeigt ist, dass es Antennen zum Senden von HF-Signalen verwendet,
wird ein Fachmann erkennen, dass die Kommunikation auch über Mikrowellen-
oder Satellitenverbindungen bewerkstelligt werden kann. Zusätzlich können die
Funktionen der Basisstationssteuerung 8 mit einer Basisstation 4 zum
Bilden einer "Master-Basisstation" kombiniert werden.
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In 2 ist
die Ausbreitung von Signalen zwischen einer Basisstation 4 und
mehreren Teilnehmereinheiten 6 gezeigt. Ein bidirektionaler
Kommunikationskanal 11 enthält ein von der Basisstation 4 an
die Teilnehmereinheit 6 gesendetes Signal 13 (Tx)
und ein von der Teilnehmereinheit 6 kommendes und von der
Basisstation 4 empfangenes Signal 15 (Rx). Die
Signalisierung zwischen der Basisstation 4 und den Teilnehmereinheiten 6 enthält die Übertragung
eines Pilotsignals 17. Das Pilotsignal 17 ist
ein Spreizcode, der keine Datenbits trägt. Das Pilotsignal 17 wird
zur Akquisition und Synchronisation der Teilnehmereinheit 6 sowie
zur Bestimmung der Parameter des im Datenempfänger eingesetzten adaptiven
abgestimmten Filters eingesetzt.
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Die
Teilnehmereinheit 6 muss das von der Basisstation 4 gesendete
Pilotsignal 17 akquirieren, bevor es Daten empfangen oder
senden kann. Die Akquisition ist der Vorgang, bei dem die Teilnehmereinheit 6 ihren lokal
erzeugten Spreizcode mit dem empfangenen Pilotsignal 17 ausrichtet.
Die Teilnehmereinheit 6 durchsucht alle möglichen
Phasen des empfangenen Pilotsignals 17, bis sie die korrekte
Phase (den Beginn des Pilotsignals 17) entdeckt.
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Die
erfindungsgemäße PLL 10 richtet
sich nach dem übertragenen
Pilotsignal 17, welches ein Hilfssignal ist, das von der
Basisstation 4 an alle Teilnehmereinheiten 6 und
von den Teilnehmereinheiten 6 an die Basisstation 4 übertragen
wird, das nicht als ein Verkehrskanal genutzt wird, um Sprach- oder
Dateninformation zu übertragen.
Bezüglich
der Teilnehmereinheiten 6 wird das Signal 17 wie
folgt genutzt: 1) zum Vorsehen einer Synchronisation des lokal erzeugten
Pseudozufallscodes mit dem übertragenen
Pseudozufallscode; und 2) als eine Sendeleistungsreferenz während des
anfänglichen
Hochfahrens der Leistung der Teilnehmereinheit 6. Mit Bezug
auf die Basisstation 4 wird das Pilotsignal 17 zum
Vorsehen einer Synchronisation des lokal erzeugten Pseudozufallscodes
mit dem übertragenen
Pseudozufallscode verwendet. Erfindungsgemäß wird das Pilotsignal 17 zusätzlich sowohl
in der Basisstation 4 als auch in der Teilnehmereinheit 6 zum
Bestimmen der Differenz zwischen der Frequenz des empfangenen HF-Trägersignals
und des Erst-Stufen-LO verwendet, der das empfangene HF-Trägersignal
auf die IF abwärts
mischt.
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Das
CDMA-Pilotsignal 17 ist eine Sequenz pseudozufälliger komplexer
Zahlen, die mit einem konstanten komplexen Pilotwert moduliert werden,
der eine Größe 1 und
eine Phase 0 hat. Der Vorteil der Verwendung des Pilotsignals 17 besteht
darin, dass der übertragene
Entspreizungswert der Teilnehmereinheit 6 bekannt ist.
Dies kann von der PLL 10 in der Teilnehmereinheit 6 zum
Schätzen
und Korrigieren eines Phasenfehlers aufgrund des HF-Trägersignalversatzes
genutzt werden.
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Die
Frequenzdifferenz des empfangenen HF-Trägersignals und des Erst-Stufen-LO kann allgemein auf
zwei Ursachen zurückgeführt werden:
1) Nicht zusammen passende Komponenten; und 2) HF-Verzerrung. Das
Nichtzusammenpassen von Komponenten zwischen dem Senderoszillator 4 und
dem Empfängeroszillator 6 kann
geringfügig
unterschiedliche Oszillatorausgangssignale verursachen. Diese fehlende Übereinstimmung
zwischen Komponenten kann außerdem
durch örtliche
Umweltbedingungen, wie zum Beispiel das Erwärmen oder Abkühlen elektronischer
Komponenten, was Leistungsveränderungen
der Komponenten zur Folge haben kann, noch verschlimmert werden.
Bezüglich
der HF-Verzerrung verursachen Doppler-Effekte, die durch die Bewegung der
Teilnehmereinheiten 6, der Basisstation 4 oder
eines Mehrwege-Reflektors verursacht werden, dazu führen, dass
der HF-Träger während der Übertragung
verzerrt wird. Dies kann zu einem HF-Trägerversatz
führen.
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Gemäß 3 wird
die PLL 10 in einem programmierbaren digitalen Signalprozessor
im digitalen Empfängerabschnitt 20 implementieren,
um die Systemarchitektur flexibel zu gestalten. Das Pilotsignal 17 wird über die
Antenne 60 empfangen und vom analogen Empfängerabschnitt 61 verarbeitet,
der einen HF-Abwärtsmischer 63 und
einen Analog-Digital-Abschnitt 65 enthält. Das abwärts gemischte und digitalisierte
Pilotsignal 17 wird dann durch den digitalen Empfängerabschnitt 20 verarbeitet,
der einen Pilot-Rake-Empfänger 40,
die PLL 10 und einen Datenempfänger 42 enthält. Das
Pilotsignal 17 geht zur Entspreizung durch den Rake-Empfänger 40.
Die PLL überwacht
die Ausgabe aus dem Pilot-Rake-Empfänger 40, die das entspreizte
Pilotsignal 30 enthält,
um einen von einem HF-Trägerversatz
verursachten Phasenfehler zu schätzen
und zu korrigieren, wodurch eine akzeptable Sprachqualität erzeugt
wird. Der Pilot-Rake-Empfänger 40 bearbeitet
das Pilotsignal 17, um ein Empfängerfilter aufzubauen. Das
Empfängerfilter
kompensiert die Kanalverzerrung aufgrund von Mehrwegeeffekten. Die
Filterparameter 45 werden vom Pilot-Rake-Empfänger 40 an
den Datenempfänger 42 weiter
geleitet, der das empfangene Filter gemäß dieser Parameter 45 aufbaut.
Wenn demnach ein Datensignal in den Datenempfänger 42 gelangt, besitzt
der Datenempfänger 42 die
Fähigkeit,
die aufgrund von Mehrwegeeffekten auftretende Kanalverzerrung auszugleichen
und ein genaueres Informationssignal 44 auszugeben.
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Der
Rake-Empfänger 40 ist
in 4 in größerem Detail
gezeigt. Der Rake-Empfänger 40 liefert
eine Schätzung
der komplexen Impulsantwort mit reellen und imaginären Komponenten
des Kanals, über
den das Pilotsignal 17 übertragen
wird. Der Rake-Empfänger 40 hat
mehrere unabhängige
Rake- Elemente 80.1,
80.2, 80.i, wobei die Eingabe an das jeweilige Rake-Element 80.1,
80.2, 80.i eine verzögerte
und entspreizte Replik 100 des empfangenen Pilotsignals 17 ist.
Der Wert der Verzögerung 84 zwischen
beieinander liegenden Rake-Elementen 80.1, 80.2, 80.i ist ein Chip.
Die verzögerten
Repliken 100 des Pilotsignals 17 werden ohne Verzögerungsleitungen
durch die Verwendung eines Mischers 88, 90, 92 zum
Korrelieren des empfangenen Pilotsignals 17 mit dem lokal
erzeugten Pilot-Pseudorauschcode 86, der durch die entsprechende
Menge von Chips 84 verzögert
wurde, erzeugt.
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Jedes
Rake-Element 80.1, 80.2, 80.i führt
eine rückführungslose
Schätzung
des Werts der Impulsantwort des HF-Kanals durch, der als h(t) repräsentiert
werden kann, am Punkt t = T·i,
wobei T die Länge eines
Chips ist. Daher erzeugt der Rake-Empfänger 40 N verrauschte
Schätzungen
der abgetasteten Impulsantwort des Kanals des empfangenen Pilotsignals 17 in
gleichmäßig beabstandeten
Intervallen, wobei N die Anzahl der Rake-Elemente 80.1, 80.2, 80.i
ist. Das Tiefpassfilter auf dem jeweiligen Rake-Element 80.1, 80.2,
80.i glättet
die jeweilige entsprechende Abtastimpulsantwortschätzung. Die
komplexen Konjugierten der jeweiligen geglätteten abgetasteten Impulsantwortschätzung werden
als Gewichte am Kanalabstimmungsfilter verwendet. Dies dient der
Entfernung der Signalverzerrung aus dem empfangenen Pilotsignal 17 und
den Datensignalen 46, die aufgrund von Mehrwegeeffekten
im Kanal auftreten.
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Der
Pilot-Rake-Empfänger 40 und
die PLL 10 arbeiten im Empfängerabschnitt 20 zusammen.
Damit die PLL 10 optimal funktionieren kann, erfordert
sie ein entspreiztes Pilotsignal 30, bei dem die Verzerrungseffekte
aufgrund von Mehrwegeeffekten entfernt wurden. Dies wird durch das
adaptive abgestimmte Filter erreicht, indem die durch den Pilot-Rake-Empfänger 40 gelieferte
Kanalimpulsantwortschätzung
verwendet wird. Der Pilot-Rake-Empfänger 40 und der Datenempfänger 42 können nicht
wirkungsvoll funktionieren, wenn das empfangene Pilotsignal 17 und
die Datensignale 16 nicht hinsichtlich des Phasenfehlers
aufgrund eines HF-Trägersignalversatzes
korrigiert wurden. Das Phasenfehler-Korrektursignal 50 wird
von der PLL 10 an den Pilot-Rake-Empfänger 40 und den Datenempfänger 42 geliefert.
Ein optimales Funktionieren des Empfängers 20 geschieht
erst dann, wenn der Pilot-Rake-Empfänger 40 und die PLL 10 einen
gegenseitig zufriedenstellenden Gleichgewichtspunkt erreicht haben.
Der Betrieb des Datenempfängers 42 ist
dem Fachmann auf diesem Gebiet wohl bekannt.
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In 5 ist
die erfindungsgemäße PLL 10 mit
kontinuierlich einstellbarer Bandbreite gezeigt. Die PLL 10 umfasst
einen Mischer 110, eine Normalisierungseinheit 112,
einen Arctangent-Analysierer 114, ein PLL-Filter 116,
einen spannungsgesteuerten Oszillator (Voltage Controlled Oszillator/VCO) 118 und
einen Bandbreitensteuerabschnitt 120. Der Mischer 110 empfängt seine
Eingabe vom Pilot-Rake-Empfänger 40. Das
aus dem Rake-Empfänger 40 ausgegebene
Signal ist das entspreizte Pilotsignal 30, das zur Korrektur
der von Mehrwegeeffekten herrührenden
Kanalverzerrung korrigiert wurde. Dieses Signal 30 wird
zum Erzeugen eines komplexen Fehlersignals 122 mit einem "Korrektursignal" 50 gemischt.
Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird die Bandbreite des PLL-Filters 116 durch
den Bandbreitensteuerabschnitt 120 zum Liefern eines revidierten
Korrektursignals 50 an den Mischer 110, den Rake-Empfänger 40 und
den Datenempfänger 42 eingestellt.
Dieser Vorgang wird wiederholt, bis das komplexe Fehlersignal 122,
das vom Mischer 122 ausgegeben wird, auf einem Minimum
ist. Es ist wünschenswert,
dass das komplexe Fehlersignal 122 so klein wie möglich ist;
idealerweise sollte es null sein.
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Das
entspreizte Pilotsignal 17 ist eine bekannte komplexe Zahl,
die eine Phase null hat. Diese komplexe Zahl kann, wie in 6 gezeigt,
in zwei verschiedenen Weisen dargestellt werden: 1) in kartesischer Form;
und 2) in polarer Form. In der kartesischen Form wird der reelle
Teil als die phasengleiche Komponente (In-Phase (I) Component) und
der imaginäre
Teil als die Quadraturkomponente (Q-Component) bezeichnet. Die polare
Form enthält
eine Größe (m) und
einen Phasenwinkel Φ.
Zum Konvertieren von der kartesische in die polare Form werden die
folgenden Gleichungen verwendet: ϕ = tan–1(Q/I) Gleichung (1) m = √I² + Q² Gleichung (2)
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Wieder
mit Bezug auf 5 wird das komplexe Fehlersignal 122 durch
die Normalisierungseinheit 112 verarbeitet, was im Einzelnen
hiernach beschrieben wird. Das normalisierte Signal 124 wird
dann in den Arctangent-Analysierer 114 eingespeist.
Der Arctangent-Analysierer 114 analysiert das normalisierte
Signal 124, das in der kartesischen Koordinatenform ist,
unter der Verwendung eines 8I-mal-8Q-Arctangent-Prozessors zum Bestimmen
der Phase Φ der
komplexen Zahl. Der Arctangent-Analysierer 114 verwendet
die kartesischen I- und Q-Komponenten, die zum Liefern der Phase Φ der komplexen
Zahl abgebildet werden. Auch wenn diese Funktion in Echtzeit unter
der Verwendung eines Mikroprozessors mit einem zugeordneten Speicher
durchgeführt
werden kann, ist dafür
ein Hochgeschwindigkeitsprozessor und ein großer Speicherplatz zur genauen
Berechnung nötig.
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Die
Gleichungen 1 und 2 werden unter der Verwendung einer Referenztabelle 150 implementiert, wenn
eine endliche Auflösung
akzeptabel ist. Wenn zum Beispiel von der I-Komponente zu erwarten
ist, dass sie eine ganze Zahl zwischen –10 und 10 ist, und von der
Q-Komponente zu erwarten ist, dass sie eine ganze Zahl zwischen –10 und
10 ist, dann kann die in 7 gezeigte Referenztabelle 150 implementiert
werden. Die Phase Φ für ein beliebiges
I- und Q-Komponentenpaar kann aus der Referenztabelle 150 erhalten
werden. Wenn zum Beispiel I=10,1 und Q=8,8 ist, würden die
Werte zuerst in die ganzen Zahlen I=10 und Q=9 quantisiert werden,
was zu einem Phasenwert Φ20 aus der Referenztabelle 150 führen würde. Der
Arctangent-Analysierer 114 ist
vorzugsweise mit einer Referenztabelle 152 mit acht I-Bins
und acht Q-Bins implementiert, die einen Bereich möglicher
I- und Q-Werte zwischen –1,4
und +1,4, wie in 8 gezeigt, abdecken. Wenn zum Beispiel
I = –0,8
und Q = 0,9 ist, gibt die Referenztabelle 152 einen Phasenwert
von Φ55 zurück.
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Die
Größe und Komplexität der Referenztabelle 152,
die im Arctangent-Analysierer 114 implementiert ist,
wächst
mit dem Bereich der Werte an, die in den Arctangent-Analysierer 114 eingegeben
werden. Wenn daher ein großer Bereich
von Werten zur Eingabe in den Arctangent-Analysierer 114 erlaubt
ist, wird die Komplexität
der Arctangent-Funktion größer, wodurch
die Referenztabelle 152 dramatisch anwächst. Um daher die Implementierung
so einfach wie möglich
zu halten, wird das komplexe Fehlersignal 122 durch die
Normalisierungseinheit 112 vor der Eingabe in den Arctangent-Analysierer 114 normalisiert.
Die Normalisierungseinheit 112 empfängt das komplexe Fehlersignal 122 vom
Mischer 110 und führt
durch Teilen des komplexen Fehlersignals 122 durch die
Komponente (I oder Q), die die größere Größe aufweist, eine "Pseudonormalisierung" durch. Auf diese
Weise ist die Größe der an
den Arctangent-Analysierer 114 ausgegebenen Zahl zwischen
1,0 und 1,414.
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Alternativ
dazu wird eine echte Normalisierung durchgeführt, bei der die Normalisierungseinheit 112 die
Größe des komplexen
Fehlersignals 122 feststellt, und dann das Fehlersignal 122 durch
die Größe teilt. Das
Signal 124, das aus der Normalisierungseinheit 112 ausgegeben
wird, ist dann eine komplexe Zahl mit einer Größe von 1 und einem Phasenwinkel,
der durch den Arctangent-Analysierer 114 bestimmt werden muss.
Auch wenn eine Pseudonormalisierung des komplexen Fehlersignals 122 nicht
so optimal wie eine Normalisierung ist, erfordert eine Pseudonormalisierung
viel weniger Rechenleistung und kann in bestimmten Implementierungen
bevorzugt sein, bei denen die Rechenleistung teuer kommt.
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Da
die Pseudonormalisierung als Ergebnis eine komplexe Zahl mit I-
und Q-Komponentenwerten von zwischen 1,0 und 1,414 zum Ergebnis
hat, verursacht die Durchführung
einer Pseudonormalisierung an dem komplexen Fehlersignal 122,
dass das resultierende Signal 124 in einem kleineren Eingabebereich
der Domäne
der Referenztabelle 152 zu liegen kommt. Außerdem wird
durch Quantisieren der I- und Q-Komponenten jeweils in 8 Bins die
Größe der Referenztabelle 152 auf
64 Bins beschränkt,
mit einer Auflösung,
die für
die gewünschte
PLL-Leistung ausreichend ist.
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Die
Ausgabe aus dem Arctangent-Analysierer 114 ist ein quantisierter
Phasenwinkel des komplexen Fehlersignals 122. Da das Pilotsignal 17 mit einem
Phasenwinkel null übertragen
wird, ist es wünschenswert, das
quantisierte Phasenfehlersignal 126 auf einen Winkel mit
null Grad (einer Phase null) einzustellen. Der Bandbreitensteuerabschnitt 120 überwacht
das quantisierte Phasenfehlersignal 126 kontinuierlich
und generiert ein Steuersignal 130 zum Steuern der Bandbreite
des PLL-Filters 116 auf der Grundlage des quantisierten Phasenfehlersignals 126.
Wie im Detail noch beschrieben wird, wird mit dem Annähern des
quantisierten Phasenfehlersignals 126 an null die Bandbreite
des PLL-Filters 116 kleiner.
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Wieder
mit Bezug auf 5 wird das quantisierte Phasenfehlersignal 126 an
die beiden Abschnitte der PLL 10 geliefert: 1) das PLL-Filter 116;
und 2) den Bandbreitensteuerabschnitt 120. Bezüglich des
PLL-Filters 116 ist die Bandbreite des PLL-Filters 116 kontinuierlich
einstellbar. Das PLL-Filter 116 hat eine breitere Bandbreite,
wenn das quantisierte Phasenfehlersignal 126 groß ist und
eine kleinere Bandbreite, wenn das quantisierte Phasenfehlersignal 126 klein
ist. Die Bandbreite des PLL-Filters 116 wird selektiv und
kontinuierlich vom Bandbreitensteuerabschnitt 120 gesteuert,
um einen kleinen Dauerzustands-PLL-Fehler
vorzusehen.
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Beim
Einengen der Bandbreite des PLL-Filters 116 werden die
Hochfrequenzkomponenten des quantisierten Phasenfehlersignals 126 herausgefiltert.
Durch das Ausschließen
der Hochfrequenzkomponenten werden daher schnelle Variationen des
quantisierten Phasenfehlersignals 126 ausgeblendet und
das ausgegebene Signal geglättet.
Da jedoch ein Filter mit einer kleinen Bandbreite nicht die Möglichkeit
hat, schnelle Variationen eines Eingangssignals nachzuverfolgen,
werden zur anfänglichen
Nachführung
und zur Synchronisierung mit einem Signal Filter mit einer breiten
Bandbreite verwendet.
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Gemäß
9 umfasst
das PLL-Filter
116 ein Lag-Filter
140 und ein
Lead-Filter
142. Das Lag-Filter
140 empfängt zwei
Eingaben: 1) das Bandbreitensteuersignal
130 vom Bandbreitensteuerabschnitt
120;
und 2) das quantisierte Phasenfehlersignal
126, das vom
Arctangent-Analysierer ausgegeben wird. Das Lag-Filter
140 hat
die folgende Laplace-Transformation:
H(s) = a + b/s Gleichung
(3)wobei s die komplexe Zahl ist,
die als der Kern für
die Laplace-Transformation
verwendet wird:
und die Koeffizienten a und
b beide wie folgt Funktionen der Bandbreite (BW) sind:
a = 2√2Π·BW Gleichung (5) b = (2Π·BW)2 Gleichung (6) -
Das
Lag-Filter 140 fragt das quantisierte Phasenfiltersignal 126 ab
und generiert eine Schätzung
des HF-Trägerversatzes 144.
Der HF-Trägerversatz 144 wird
in das Lead-Filter 142 eingegeben, welches den HF-Trägerversatz 144 integriert,
um die dem Phasenfehler entsprechende Fehlerspannung 128 zu
bestimmen.
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Die
Ausgabe des PLL-Filters 116, die in den VCO 118 eingegeben
wird, ist die Fehlerspannung 128. In Reaktion auf die Fehlerspannung 128 gibt
der VCO 118 ein entsprechendes Korrektursignal 50 an
den Mixer 110, den Pilot-Rake-Empfänger 40 und den Datenempfänger 42 aus.
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Der
Bandbreitensteuerabschnitt 120 wird in weiterem Detail
anhand von 10 erläutert. Der Bandbreitensteuerabschnitt 120 schätzt die
Varianz des quantisierten Phasenfehlersignals 126 und wandelt
es in eine dynamische Bandbreite um.
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Der
Bandbreitensteuerabschnitt 120 umfasst vier Verarbeitungseinheiten:
eine Quadrierungseinheit 160, eine (leckende) Integratoreinheit 162,
eine Bandbreitenberechnungseinheit 164 und eine Abtast/Halte-Einheit 168.
Die Quadrierungseinheit 160 quadriert das quantisierte
Phasenfehlersignal 126. Der Integrator 162, der
ein Tiefpassfilter erster Ordnung ist, integriert und glättet dann
das quadrierte Signal 170. Die Quadrierungseinheit 160 und
der Integrator 172 arbeiten zusammen, um die Standardabweichung
(quadriert), bzw. Varianz, 172 des quantisierten Phasenfehlersignals 126 zu
schätzen.
Dieser Wert 172 wird dann in die Bandbreitenberechnungseinheit 164 eingegeben.
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Die
Bandbreitenberechnungseinheit 164 bestimmt die gewünschte Bandbreite
des PLL-Filters 116 auf der Grundlage des Eingabewerts 172.
Der Betrieb der Bandbreitenberechnungseinheit 164 wird
im Einzelnen anhand von 11 erläutert. Wie
gezeigt, verwendet die Bandbreitenberechnungseinheit 164 eine
Auswahltransferfunktion 180 zum Korrelieren des Eingabesignals 172 mit
einer gewünschten
Ausgabebandbreite 174. Die Transferfunktion wird durch
vier Parameter definiert: 1) BWHI – der breiteste
Bandbreitenwert; 2) BWLO – die engste
Bandbreite; 3) γHI – der
höchste
Wert der Varianz des quantisierten Phasenfehlers; und 4) γLO – der niedrigste
Wert der Varianz des quantisierten Phasenfehlers. BWHI wird
zum Erzeugen der kürzesten
anfänglichen
Synchronisationszeit, typischerweise auf 1000 Hz, gewählt. Je
größer die
Bandbreite, desto schneller (kürzer)
der anfängliche
Synchronisationszeitraum. Wenn jedoch die Bandbreite zu groß ist, geschieht
niemals eine Synchronisierung, da das Filter versuchen wird, das
Rauschen nachzuverfolgen. BWLO wird zum
Liefern des erforderlichen PLL-Dauerzustandsfehlers
ausgewählt.
Typischerweise liefern 100 Hz einen Dauerzustandsfehler von 5 Grad,
was für
die vorliegende Erfindung akzeptabel ist. γHI und γLO hängen vom
Eingangs-Signal-zu-Rausch-Verhältnis
und der bestimmten Architektur und Anwendung ab. Eine anfängliche Schätzung für γLO wird
typischerweise durch den Betrieb der PLL 10 in einem "idealen" Modus erzielt (bei
dem die PLL für
jede Abtastung eine perfekte Korrektur erzeugt). Eine anfängliche
Schätzung
für γHI wird
typischerweise durch Betreiben der PLL in dem "Worst Case"-Modus erzielt (bei dem die PLL für jede Abtastung
eine Zufallskorrektur erzeugt).
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Typischerweise
umfasst die Transferfunktion 180 einen linearen Teil 182,
der den Eingabewert 172 mit der gewünschten Ausgabebandbreite 174 korreliert.
Es ist vorzuziehen, den linearen Teil 182 der Transferfunktion 180 auf
einen Bereich von Phasenfehlereingabewerten 172 und Bandbreitenausgabewerten 174 zu
beschränken,
um den Betrieb der Transferfunktionseinheit 164 zu vereinfachen.
Wenn der Phasenfehlereingabewert 172 zum Beispiel A ist,
wird die Transferfunktion 180 eine gewünschte Bandbreitenausgabe 174 von
B liefern. Die Bandbreitenberechnungseinheit 164 kann durch
einen Mikroprozessor implementiert sein, der die Bandbreite dann
dynamisch berechnet. Zusätzlich
kann der Mikroprozessor mit unterschiedlichen Transferfunktionen
je nach den Bedingungen des Systems und des HF-Kanals dynamisch
aktualisiert werden.
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Die
Bandbreitenberechnungseinheit 164 gibt die neue Bandbreite
des PLL-Filters 116 aus. Diese Bandbreite 174 wird
in die Abtast/Halte-Einheit 168 eingespeist, welche die Bandbreite 174 abtastet
und alle N Symbole eine abgetastete Bandbreite 130 an das
PLL-Filter ausgibt, wobei N eine vorbestimmte Anzahl ist. Ein kleiner
Wert von N wird eine bessere Leistung zu Lasten einer erhöhten Verarbeitung
erzielen. In der bevorzugten Ausführungsform ist N = 8. Die abgetastete
Bandbreite 130 aus der Abtast/Halte-Einheit 168 wird
in das PLL-Filter 116 eingespeist.
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Wie
in den Simulationsergebnissen der 12A–D gezeigt,
verbessert die Verwendung einer kontinuierlich einstellbaren PLL 10 die
Leistung des Empfängers 20 beträchtlich.
Alle vier Wertekurven präsentieren Daten
für den
selben Simulationsdurchlauf. 12A zeigt
die Trägerversatzfrequenzschätzung (in
Hertz), die durch die Ausgabe des Lag-Filters 144 geliefert wird,
in Abhängigkeit
von der Zeit in Sekunden. Bei ungefähr 0,01 Sekunden erreicht der
Durchschnitt der Frequenzschätzung
schnell den tatsächlichen
Wert von 7000 Hertz, da jedoch die Bandbreite breit ist, ist die
Schätzung
immer noch verrauscht. Mit einer beginnenden Einengung der Bandbreite
wird auch die Frequenzschätzung
weniger verrauscht. Bei 0,02 Sekunden hat sich die Bandbreite beträchtlich
verengt, und es gibt sehr wenig Rauschen in der Frequenzschätzung.
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12B zeigt die Phasenkorrektur (in Grad), die durch
die Ausgabe des Lead-Filters 142 geliefert wird, in Abhängigkeit
von der Zeit (in Sekunden). Diese Korrektur variiert stark bis zu
einer anfänglichen
Synchronisierung der PLL 10 bei 0,01 Sekunden. Da die Bandbreite
an diesem Punkt immer noch sehr breit ist, variiert die Korrektur.
Bei einem Einengen der Bandbreite wird die Variation der Korrektur
verringert. Bei 0,02 Sekunden hat sich die Bandbreite beträchtlich
eingeengt und die Variation ist minimiert.
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12C zeigt das Bandbreitensteuersignal (in Radians2) in Abhängigkeit
von der Zeit (in Sekunden), was ein Maß der Varianz des Phasenfehlers
ist. Nach der anfänglichen
Synchronisierung der PLL 10 beginnt die Varianz, kleiner
zu werden, was dann eine Einengung der dynamischen Bandbreite zur
Folge hat (siehe 12D). Die Varianz wird weiter
kleiner, während
die PLL 10 ihre Fähigkeit
verbessert, die Phasenkorrektur zu schätzen.
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12D zeigt die dynamische Bandbreite (in Hertz)
in Abhängigkeit
von der Zeit (in Sekunden). Die Bandbreite ist in der Nähe ihres
Maximums von 1000 Hertz bis zur anfänglichen Synchronisation der
PLL 10 bei ungefähr
0,01 Sekunden. Mit der Synchronisierung wird der Phasenfehler verringert,
was zur Folge hat, dass sich die Bandbreite allmählich einengt. Die Bandbreite
nähert
sich ihrem Minimum von 100 Hertz, während der Phasenfehler weiter
sinkt.
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Der
Vorgang zum Bestimmen der Größe des Phasenfehlers,
zum Bestimmen einer angemessenen PLL-10-Bandbreite, zum Einstellen
der PLL-10-Bandbreite
und zum Steuern des VCO 118 zum Liefern eines aktualisierten
Korrektursignals 50 ist in 13 zusammengefasst.
Nachdem das Pilotsignal 17 vom Pilot-Rake-Empfänger 40 empfangen
wurde (Schritt 200), wird das Pilotsignal 17 entspreizt
(Schritt 202) und seine Kanalverzerrung aufgrund von Mehrwegereflexionen
korrigiert (Schritt 204). Ein komplexes Fehlersignal wird
erzeugt (Schritt 206) und das Fehlersignal normalisiert
(Schritt 208), bevor dann die Phase des Fehlersignals quantisiert
wird (Schritt 210). Der Bandbreitensteuerabschnitt 120 schätzt die
Varianz des Phasenfehlers (Schritt 214) und bestimmt die
gewünschte
PLL-Bandbreite zum Erzeugen eines Korrektursignals (216).
Das PLL-Filter 116 liefert eine Schätzung des Versatzes des HF-Trägersignals
und des Phasenfehlers aufgrund des Trägersignalversatzes (Schritt 212)
und liefert ein Korrektursignal (Schritt 218) an den Pilot-Rake-Empfänger 40 und
den Datenempfänger 42.
Auf diese Weise wird die Bandbreite des PLL-Filters 116 kontinuierlich eingestellt
und verfeinert, während
die Größe des Fehlersignals 126,
die vom Arctangent-Analysierers 114 ausgegeben wird, kleiner
wird.
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Auch
wenn die Erfindung teilweise durch detaillierte Bezugnahme auf bestimmte
spezifische Ausführungsformen
beschrieben wurde, sollen die Einzelheiten instruktiven und keinen
restriktiven Charakter haben. Vom Fachmann auf diesem Gebiet wird
erkannt werden, dass viele Variationen beim Aufbau und in der Betriebsweise
der Erfindung vorgenommen werden können. Zum Beispiel kann die
spezifische Transferfunktion je nach dem zu analysierenden HF-Kanal
und den aktuellen Eigenschaften des Systems modifiziert werden. Außerdem kann
die Analyse des quantisierten Phasenfehlersignals unter der Verwendung
einer anderen mathematischen Analyse durchgeführt werden, wobei dann immer
noch ein kontinuierlich aktualisiertes PLL-Bandbreitensignal bereitgestellt
wird. Die am quantisierten Phasenfehlersignal durchzuführende Analyse ist
typischerweise ein Kompromiss zwischen der für die Rechneranalyse benötigten Rechenleistung
und der Verbesserung der Systemleistung.
