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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf eine Schaltung
zum Speisen einer Blindlast und, mehr insbesondere, auf einen äußerst effizienten
Resonanzschaltkreis zum Umwandeln von Gleichstrom in fließende sinusförmige Ströme in Blindlasten
bei Radiofrequenzen. Die vorliegende Erfindung kann genutzt werden,
um zum Beispiel reaktive (induktive) Schleifenantennen, wie sie
in einer Abfrageeinrichtung für
ein elektronisches Artikelüberwachungs(EAS)-System
benutzt werden, zu speisen.
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Die
Erfindung bezieht sich, mehr insbesondere, auf eine Schaltung zum
Speisen einer Blindlast mit hohem Wirkungsgrad, wobei die Schaltung
umfasst:
- – eine
Treiberschaltung zum Umwandeln eines Eingangsgleichstromes in einen
HF-Ausgangsstrom, wobei die Treiberschaltung wenigstens einen Schalter
und einen Schaltkondensator sowie eine Schaltdrossel aufweist;
- – einen
Ausgangsschwingkreis, der die Blindlast enthält; und
- – eine
Kopplungsreaktanz, die in Reihe zwischen den HF-Ausgangsstrom der
Treiberschaltung und einen Eingang des Ausgangsschwingkreises geschaltet
ist, wobei die Kopplungsreaktanz eine Reihen-Paralell-Impedanzanpassung
von der Treiberschaltung zu dem Ausgangsschwingkreis vornimmt.
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Eine
Treiberschaltung mit einem Schwingkreis wird üblicherweise benutzt, um die
effiziente Umwandlung von Energie aus einer Gleichstromversorgung
an einer Blindlast zu ermöglichen. 1 zeigt
in verallgemeinerter Form eine bekannte Treiberschaltung 100 zum
Speisen einer reaktiven (induktiven) Last 102 (Ls). Die
Treiberschaltung 100 enthält eine Stromschaltvorrichtung
Qs, einen Resonanzkondensator (Cs) und ein Verlustelement (Ro), wobei letzteres
die Energieverluste darstellt, die von den Widerständen der
Blindlast Ls 102 und des Kondensators Cs und von jeglichem
zusätzlichen
Widerstand, der an die Schaltung 100 angeschlossen sein kann,
herrühren.
Der Entwurf der Schaltung 100 wird optimiert, um Energie
in das Verlustelement (Ro) zu liefern statt Blindenergie in die
induktive Last (Ls). Die Analyse des Wirkungsgrades der Schaltung 100 steht
daher üblicherweise
in Beziehung zu der Größe der Energie,
die dem Verlustelement (Ro) geliefert wird. Die folgende Diskussion
bezieht sich auf dieses übliche
Analyseverfahren (ein zusätzlicher
Widerstand kann zu einem Teil des Schwingkreises gemacht werden,
der Ls und Cs umfasst, um zum Beispiel die Resonanzbandbreite zu
vergrößern.)
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2 zeigt
Spannungs- und Stromschwingungen 102, 104, die
typisch der Treiberschaltung 100 zugeordnet sind. Die obere
Schwingung 104 zeigt die Spannung (Vs) an der Stromschaltvorrichtung
Qs und dem Kondensator Cs, die aus der Stromumschaltung resultiert,
welche durch die Stromschaltvorrichtung Qs ausgeführt wird.
Die untere Schwingung 106 zeigt den Strom (Ils), der durch die
Blindlast Ls fließt.
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Es
ist erwünscht,
Treiberschaltungen für Blindlasten
mit dem höchst
möglichen
Wirkungsgrad zu betreiben. Ineffiziente Treiberschaltungen verlangen
größere Stromversorgungen.
Ineffiziente Treiberschaltungen vergeuden auch nennenswerte Energie
in Form von Wärme
und verlangen daher große Wärmeableiter
und/oder Kühlgebläse zur Wärmeabfuhr
und sind häufig
weniger zuverlässig.
Die Natur der Stromschaltvorrichtung Qs bestimmt den Wirkungsgrad
der bekannten Treiberschaltung 100. Insbesondere bestimmt
der Prozentsatz an Zeit, während
welchem die Schaltvorrichtung Qs in der linearen Betriebsart zum
Arbeiten gebracht wird, einer Betriebsart, in welcher der Strom
dazu gebracht wird, sich als eine kontinuierliche Funktion der Zeit
statt einer Ein/Aus-Funktion der Zeit zu verändern, die sogenannte Betriebsklasse
der bekannten Treiberschaltung 100.
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In
Blindlasttreiberschaltungen wie der Treiberschaltung 100 wird
der Energieumwandlungswirkungsgrad im Allgemeinen als die Menge
an Energie ausgedrückt,
die durch das Verlustelement Ro verbraucht wird (die Ohmschen Verluste
der Schaltung). Der Energieumwandlungswirkungsgrad ist somit der Prozentsatz
an in Ro verbrauchter Energie dividiert durch die Gesamtenergie,
die durch die Treiberschaltung 100 verbraucht wird (die
Summe der an Ro abgegebenen Energie und der durch die Stromschaltvorrichtung
Qs verbrauchten Energie).
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Üblicherweise
bekannte Betriebsklassen der Treiberschaltung 100 sind
Klasse A, Klasse B und Klasse C. Der Betrieb nach Klasse A bezieht
sich auf den Betrieb von Qs in der linearen Betriebsart zu 100%
der Zeit. Der Klasse-A-Betrieb ist sehr ineffizient wegen der in
der Stromschaltvorrichtung Qs verbrauchten Energie. Dieser Energieverbrauch
wird verursacht durch die Spannung an der und den gleichzeitigen
Stromfluss durch die Stromschaltvorrichtung Qs, die aus der linearen
Betriebsart von Qs resultieren. Der Klasse-A-Betrieb der bekannten Treiberschaltung 100 hat
einen theoretischen maximalen Wirkungsgrad von 25%.
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Der
Klasse-B-Betrieb der Schaltung 100 betrifft den Betrieb
der Stromschaltvorrichtung Qs in der linearen Betriebsart für etwa 50%
der Zeit. Mit anderen Worten, die Schaltvorrichtung Qs wird dazu
gebracht, für
etwa die Hälfte
jedes Zyklus der Treiberschwingung linear zu arbeiten. Der maximale
theoretische Energieumwandlungswirkungsgrad für den Klasse-B-Betrieb der
bekannten Schaltung 100 ist 78,65%, obgleich praktische
Realisierungen häufig weniger
als 50% Wirkungsgrad erreichen.
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Der
Klasse-C-Betrieb der Schaltung 100 bedeutet, dass die Stromschaltvorrichtung
Qs in der linearen Betriebsart für
weniger als 50% der Zeit betrieben wird. Tatsächlich kann im Klasse-C-Betrieb der
Schaltung 100 die Stromschaltvorrichtung Qs überwiegend
als Ein/Aus-Schalter arbeiten, was sie für echte lineare Verstärkungszwecke
nicht geeignet macht. Das Leitungszeit-Diagramm, das in 2 gezeigt
ist, gilt für
den Klasse-C-Betrieb. Der Klasse-C-Betrieb der bekannten Schaltung 100 ergibt den
Betrieb mit dem höchsten
Wirkungsgrad, welcher in praktischen Anwendungsfällen häufig zwischen 40% und 80% liegt.
Diese Wirkungsgrade erfüllen
die Ziele der vorliegenden Erfindung noch nicht.
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3 zeigt
eine bekannte „Rücklauf"-Treiberschaltung 108,
die üblicherweise
als eine Horizontalablenktreiberschaltung in Katodenstrahlröhrenanzeigen
(Fernsehgeräten
und Monitoren) verwendet wird. Wenn die Treiberschaltung 108 als
eine Ablenktreiberschaltung in Katodenstrahlröhren verwendet wird, enthält sie einen
Hochspannungstransformator (Ls), eine Stromschaltvorrichtung (Qs)
und einen Resonanzkondensator (Cs). Die Treiberschaltung 108 kann
auch einen Kopplungskondensator (Cc) großen Wertes enthalten, um zu
verhindern, dass Gleichstrom durch die Induktivität der Ablenkspule
(Lo) fließt,
der Horizontalpositionierungsfehler in der Katodenstrahlröhrenanzeige
verursachen würde.
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Die
Treiberschaltung 108 kann als eine Resonanzschalttreiberschaltung
gekennzeichnet werden, weil die Stromschaltvorrichtung Qs strikt
in der Ein/Aus-Betriebsart betrieben wird. Der Resonanzteil der
Treiberschaltung 108 wird durch die Parallelschaltung der
Ablenkspule (Lo) und des Hochspannungstransformators (Ls) in Verbindung
mit dem Resonanzkondensator (Cs) gebildet. Wenn die Schaltung als
eine Horizontalablenkschaltung betrieben wird, ist die Stromschaltvorrichtung
Qs für
die Ablenkdauer (etwa 80% der Gesamtperiode) geschlossen, was zur
Folge hat, das eine unten flache Spannungsschwingung an die Ablenkspule
(Lo) angelegt wird (vgl. die Schwingungen Vs und Vo in 3). Während der
Zeit, während
der die Stromschaltvorrichtung Qs Ein ist, wird die Versorgungsspannung (Vsp)
an die Drosselspulen (Ls) und (Lo) angelegt. Es ist auf dem einschlägigen Fachgebiet
bestens bekannt, dass die Ströme,
die durch Ls und Lo fließen, während dieser
Zeit linear ansteigen. Dieser lineare Stromanstieg ist erwünscht, weil
er eine mehr oder weniger lineare Ablenkung der Elektronen der Katodenstrahlröhre als
eine Funktion der Zeit bewirkt, wodurch eine mehr oder weniger gleichförmige Verteilung
von Information über
den Bildschirm der Katodenstrahlröhre bewirkt wird.
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Wenn
die Schaltvorrichtung Qs während
der sogenannten Rücklaufzeit
(etwa 20% der Gesamtperiode) öffnet,
wird die in den Drosselspulen Ls und Lo gespeichert Energie in Resonanz
auf den Resonanzkondensator (Cs) übertragen. Das führt zur
Erzeugung des Hochspannungssinushalbschwingungssignals an dem Kondensator
(Cs), dessen Scheitel in der Amplitude viel höher ist als die Stromversorgungsspannung
(Vsp). Daher wird die Spannung an den Drosselspulen Ls und Lo umgekehrt,
im Vergleich zu der an sie angelegten Spannung, als die Stromschaltvorrichtung
Qs geschlossen war, wodurch der durch sie hindurchfließende Strom
veranlasst wird sich umzukehren, was wiederum zur Folge hat, dass
der Kondensator (Cs) veranlasst wird, sich zu entladen und seine
gespeicherte Energie auf die Schaltung aus den Drosselspulen Ls
und Lo zurück zu übertragen.
Dieses Laden und Entladen des Kondensators (Cs) ist als Rücklauf bekannt
und erfolgt sinusförmig,
was zu Sinushalbschwingungsrücklaufimpulsen
führt,
die für
den Betrieb der Treiberschaltung 108 bezeichnend sind.
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Die
Rücklauftreiberschaltung 108 wandelt Gleichstromenergie
in Blindenergie bei RF-Frequenzen sehr wirksam um. Da die Stromschaltvorrichtung (Qs)
als ein Schalter verwendet wird und nicht als eine lineare Vorrichtung,
können
die Energieverluste, die mit Qs verbunden sind, sehr niedrig sein.
Leider ist die Rücklauftreiberschaltung 108 nicht
zum Speisen einer induktiven Schleifenantenne geeignet, weil das
Signal, das sie erzeugt, einen hohen Gehalt an Harmonischen hat.
Diese Harmonischen strahlen, wodurch ein hoher Grad an Emissionen
außerhalb des
Frequenzbereiches der beabsichtigten Strahlung erzeugt wird, was
für Funkregulierungsregierungsbehörden wie
die Federal Communications Commission der Vereinigten Staaten inakzeptabel
ist.
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4 zeigt
eine bekannte Treiberschaltung 110 der Klasse E zum Speisen
einer induktiven Last (Lo). Die Schaltung 110 umfasst eine
Stromschaltvorrichtung (Qs), einen Schaltkondensator (Cs), eine Gleichstromspeisungsdrosselspule
(Ls), einen Resonanzkondensator (Co), die Ausgangsdrosselspule (Lo),
die eine induktive Schleifenantenne sein kann, und ein Verlustelement
(Ro), wobei letzteres die Energieverluste repräsentiert, die den Widerständen von
Ls, Cs, Co, Lo und jeglichem zusätzlichen
Widerstand, der mit der Schaltung 110 verbunden sein kann,
zugeordnet sind. (Wie bei der Schaltung 100 nach 1 kann
ein zusätzlicher
Widerstand zu einem Teil des Schwingkreises gemacht werden, der zum
Beispiel Lo und Co umfasst, um die Resonanzbandbreite zu vergrößern.)
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5 zeigt
die Spannungs- und Stromschwingungen, die der Treiberschaltung 110 der Klasse
E zugeordnet sind. Ein Sinushalbschwingungsrücklaufimpuls 112 wird
an der Schaltvorrichtung Qs durch den Schaltkondensator (Cs), die
Ausgangsdrosselspule (Lo) und den Resonanzkondensator (Co) erzeugt.
Das unterscheidende Merkmal der Klasse-E-Treiberschaltung 110 ist,
dass die Wechselstromkomponente des Stroms (Ils) 114 in der
Schaltdrossel (Ls) viel kleiner ist als der Gleichstrom 116,
der durch die Schaltdrossel (Ls) fließt.
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In
der Treiberschaltung 110 der Klasse E wird die Stromschaltvorrichtung
Qs als ein Schalter betrieben, und zwar entweder Ein oder Aus. Bei
Ein leitet die Stromschaltvorrichtung Qs für den Niederspannungsteil der
Sinushalbwelle, und deshalb wird minimale Energie verbraucht. Bei
Aus fließt
kein Strom durch die Stromschaltvorrichtung Qs, und deshalb wird
im Wesentlichen keine Energie verbraucht. In der Treiberschaltung 110 der
Klasse E hat die Gleichstromspeisedrossel Ls einen großen Wert
relativ zu der Ausgangsdrossel Lo und beeinträchtigt deshalb nicht den Resonanzbetrieb
der Schaltung 110. Die Resonanzfrequenz der Ausgangsdrossel
Lo und des Resonanzkondensators Co wird so gewählt, dass sie nominell bei
Fo ist, der Schaltfrequenz der Stromschaltvorrichtung Qs. Das ist
so, dass der Schwingkreis, der Lo und Co umfasst, die Harmonischen
des Sinushalbwellensignals, das an dem Schalter Qs erzeugt wird,
herausfiltert, um dadurch zu gewährleisten,
dass das abgestrahlte Ausgangssignal der Drossel Lo praktisch frei
von unerwünschten
Harmonischen ist. Der Sinushalbwellenteil des Signals Vs, das in 5 gezeigt
ist, ist das Ergebnis der kombinierten Wirkung von Cs, Co und Lo.
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In
einer praktischen Realisierung der Treiberschaltung 110 der
Klasse E kann die Resonanzfrequenz von Cs, Co und Lo etwas höher sein
als die Betriebsfrequenz Fo. Das dient zum Gewährleisten, dass das Signal
Vs auf Masse zurückkehrt,
bevor der Stromschalter Qs eingeschaltet wird. Das minimiert die
Energieverluste aus dem Stromschalter Qs, die dem Schalten zugeordnet
sind. Wir haben festgestellt, dass eine praktische Realisierung
der Klasse-E-Treiberschaltung zur Verwendung als ein Schleifenantennentreiber
ungeeignet ist, weil ein praktische Schaltvorrichtung Qs einen FET
umfasst, der eine große,
nichtlineare Vorrichtungskapazität hat.
Diese Vorrichtungskapazität
ist maximal, wenn die Spannung VS an der Vorrichtung minimal ist.
In der Praxis bewirkt diese große
nichtlineare Vorrichtungskapazität,
dass die Resonanzfrequenz der Schaltung während der Zeitspanne unmittelbar
nach dem Ausschalten des FET dramatisch niedriger ist. Das ergibt
eine Tendenz zum Verriegeln der Schaltung, so dass die Treiberspannung
(Vs) lange nach dem Abschalten des FET niedrig gehalten wird. Dieser
Verriegelungseffekt kann mehr als einen Zyklus dauern, bis der Strom,
der durch die Gleichstromversorgungsdrossel (Ls) fließt, ausreichend
ansteigt, um die große
nichtlineare Kapazität
des FET ausreichend aufzuladen und die Schaltung aus diesem Zustand
zu ziehen. Somit können
in einer praktischen Realisierung der Klasse-E-Treiberschaltung 110 die Treibersignalzyklen
wegen des Verriegelns übersprungen
werden, und zwar entweder periodisch (wobei ein subharmonisches
Signal erzeugt wird) oder willkürlich
(wobei eine chaotische Form von Rauschen erzeugt wird). Daher ist
eine praktische Realisierung der Klasse-E-Treiberschaltung 110 zur Verwendung
als ein Treiber für
eine Blindlast wie eine Schleifenantenne nicht geeignet.
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Rücklauftreiber
der Klassen A, B und C sind gegenüber solchen Problemen mehr
immun, weil die Resonanz dieser Schaltungen ihren Betrieb in einem viel
größeren Ausmaß steuert
eine Schaltung als der Klasse E. Die Drossel Ls in den Treiberschaltungen 100 der
Klassen A, B und C nach 1 und der Rücklauftreiberschaltung 108 nach 3 ist
relativ viel kleiner im Wert als die Drossel Ls der Klasse-E-Treiberschaltung 110.
Mit einem relativ kleinen Wert von Ls lädt der Stromanstieg in Ls (welcher
der an sie angelegten Spannung, wenn der Stromschalter Qs leitend
ist, zugeordnet ist) die nichtlineare Kapazität der praktischen Schaltvorrichtung
Qs (wie zum Beispiel einen FET) ausreichend schnell auf, so dass
die zuvor beschriebene Verriegelung nicht erfolgt.
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Die
Schaltungen jedoch, welche diese Klassen (A, B, C) des Betriebes
verwenden, sind entweder ineffizient oder erzeugen unakzeptable
Harmonische.
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Die
Druckschrift EP-A-0 523 271, welche die Basis für den Oberbegriff des unabhängigen Anspruchs
1 bildet, beschreibt eine Schaltung zum Speisen einer Blindlast,
die eine Treiberschaltung umfasst zum Umwandeln von Eingangsgleichstrom in
HF-Ausgangsstrom mit zwei Schaltern, einen Ausgangsschwingkreis,
der die Blindlast umfasst, und eine Kopplungsreaktanz. Mehr insbesondere,
diese Druckschrift beschreibt eine Schaltung zum Koppeln einer Gegentaktausgangsendstufe
eines HF-Generators, der durch Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate
gebildet wird, mit einem Antennenschwingkreis, welcher eine Spule
und einen Kondensator umfasst. Der Antennenschwingkreis ist Teil
einer Abfragevorrichtung eines Transpondersystems, bei dessen Gebrauch
ein sich sinusförmig
veränderndes
magnetisches Feld durch die Abfragevorrichtung mit Hilfe des Antennenschwingkreises
erzeugt wird und durch eine Antwortsendevorrichtung des Transpondersystems
empfangen wird und verwendet werden kann, um Versorgungsenergie
für die
Antwortsendevorrichtung zu erzeugen.
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Die
Druckschrift US-A-5 493 312 beschreibt eine alternative Schwingkreiskonfiguration,
welche die Größe des HF-Stroms
reduziert, der durch die Leistungsstufentransistoren einer Sende-Empfangseinheit
geschaltet wird, und die dadurch auch das Zuverlässigkeitsrisiko beträchtlich
reduziert. Eine Parallelresonanzantennenkonfiguration von Spulen und
Kondensatoren reduziert den HF-Strom durch die Gegentaktausgangsstufentransistorkonfiguration
auf einen kleinen Bruchteil des HF-Stroms, mit dem typische Reihenschwingkreise
beaufschlagt werden.
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Die
Druckschrift US-A-4 963 880 beschreibt ein koplanares Antennensystem,
das eine Einzelspulenschleifenantenne hat, welche sowohl Sende-
als auch Empfangsfunktionen erfüllt.
Die Antenne arbeitet in einer abgestimmten Betriebsart während des Sendens
und einer verstimmten Betriebsart während des Empfangs. Totzonen-
und Transformatoreffektprobleme werden eliminiert. Der Sender ist
effizient, und der Empfänger
ist gegen Impulsrauschen immun.
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Trotz
der Verfügbarkeit
von vielen verschiedenen Art von Treiberschaltungen gibt es einen
Bedarf an einer Treiberschaltung, die Blindlasten effizient speisen
kann. Es ist deshalb das durch die vorliegende Erftindung zu lösende Problem,
eine Schaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 so zu verbessern,
dass sie Blindlasten effizienter speisen kann, ohne übermäßiges Rauschen
oder übermäßig Harmonische
hervorzurufen, und dass sie geeignet ist zum Speisen einer induktiven
Schleifenantenne.
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Dieses
Problem wird gemäß der vorliegenden
Erfindung durch eine Schaltung gelöst, die die Merkmale aufweist,
welche in dem kennzeichnenden Teil des unabhängigen Anspruchs 1 angegeben
sind. Weitere Ausgestaltungen der Erfindung bilden die Gegenstände der
abhängigen
Ansprüche.
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Die
vorliegende Erfindung schafft einen äußerst effizienten Resonanzschaltkreis
zum Umwandeln von Gleichstrom in fließende sinusförmige Ströme in Blindlasten
bei Radiofrequenzen. Für
diesen Zweck wird gemäß der vorliegenden
Erfindung der Schaltkondensator so bemessen, dass die Effekte der
nichtlinearen Ausgangskapazität
des Schalters minimiert werden. Die Treiberschaltung der Schaltung
nach der vorliegenden Erfindung benutzt nur einen Schalter, was
zu einer einfacheren Treiberschaltung führt. In einer Ausführungsform
der Schaltung nach der vorliegenden Erfindung ist die Treiberschaltung
als eine Differenzialschaltung realisiert, welche zwei Schalter
umfasst. Die besonderen Schaltungsanordnungseinzelheiten für die im
unabhängigen
Anspruch 1 beanspruchte Schaltung ermöglichen, eine Blindlast mit
hohem Wirkungsgrad zu speisen.
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Die
folgende ausführliche
Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung
wird besser verständlich,
wenn sie in Verbindung mit den beigefügten Ansprüchen gelesen wird. Zum Zwecke der
Veranschaulichung der Erfindung sind in den Zeichnungen Ausführungsformen
gezeigt, die gegenwärtig
bevorzugt werden. Es sollte jedoch klar sein, dass sich die Erfindung
nicht auf die präzisen Anordnungen
und Instrumentierungen, die gezeigt sind, beschränkt. In den Zeichnungen zeigt:
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1 ein
elektrisches Schaltbild einer bekannten Treiberschaltung zum Speisen
einer Blindlast;
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2 Spannungs-
und Stromschwingungen, die der Treiberschaltung nach 1 zugeordnet sind;
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3 ein
elektrisches Schaltbild einer bekannten Rücklauftreiberschaltung;
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4 ein
elektrisches Schaltbild eines bekannten Leistungsverstärkers der
Klasse E, der zum Speisen einer Blindlast verwendet wird;
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5 Spannungs-
und Stromschwingungen, die der Schaltung nach 4 zugeordnet
sind;
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6 ein
Funktionsblockschaltbild einer Schaltung nach der vorliegenden Erfindung,
die zum Speisen einer Blindlast verwendet wird;
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7A ein
elektrisches Ersatzschaltbild einer bevorzugten Realisierung der
Schaltung nach 6 als eine Eintaktschaltung;
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7B ein
elektrisches Ersatzschaltbild der Schaltung nach 7A in
einer Realisierung als Gegentaktschaltung;
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8 Spannungs-
und Stromschwingungen, die der Schaltung nach 7A zugeordnet
sind; und
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9 ein
Funktionsblockschaltbild einer Abfrageeinrichtung, die zur Verwendung
bei der vorliegenden Erfindung geeignet ist.
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Es
wird hier lediglich der Bequemlichkeit halber eine gewisse Terminologie
verwendet, die nicht als eine Beschränkung für die vorliegende Erfindung zu
verstehen ist. In den Zeichnungen werden dieselben Bezugszahlen
verwendet, um dieselben Elemente in sämtlichen Figuren zu bezeichnen.
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6 zeigt
ein Blockschaltbild einer Schaltung 10 nach der vorliegenden
Erfindung, die benutzt wird, um eine Blindlast zu speisen. In der
Ausführungsform
der Erfindung, die in 6 gezeigt ist, ist ein Ausgangsschwingkreis 12 gezeigt,
der wenigstens eine Drossel und einen Kondensator aufweist, wobei
eines dieser beiden Elemente die Blindlast ist. Die Drossel kann
eine induktive Schleifenantenne sein. Die Blindlast kann entweder
eine induktive Blindlast oder eine kapazitive Blindlast umfassen. 7A zeigt
ein Schaltbild einer bevorzugten Realisierung der Schaltungen 10 und 12.
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Gemäß der Darstellung
in 6 enthält
die Schaltung 10 eine Treiberschaltung 14, eine
Kopplungs- oder Anpaßreaktanz
(Lm) 16 und einen wahlweisen Kopplungskondensator (Cc) 18.
Die Treiberschaltung 14 wandelt einen Versorgungsgleichstrom (Vsp)
in HF-Ausgangsstrom um. Die Anpaßreaktanz (Lm) 16 ist
zwischen einen HF-Ausgang 15 der Treiberschaltung 14 und
einen Eingang des Schwingkreises 12 in Reihe geschaltet.
Gemäß der vorlie genden Erfindung
kann die Anpaßreaktanz 16 entweder
einen Kondensator oder eine Drosselspule umfassen. Die Anpaßreaktanz
(Lm) 16 nimmt eine Reihen-Parallel-Impedanzanpassung von
dem Ausgang der Treiberschaltung 14 zu dem Schwingkreis 12 vor.
Der optionale Kopplungskondensator 18 ist zwischen dem
HF-Ausgang 15 der Treiberschaltung 14 und der Anpaßreaktanz
(Lm) 16 in Reihe geschaltet und hindert die mittlere Gleichspannung,
welche der Treiberschaltung 14 zugeordnet ist, am Erscheinen
an dem Ausgangsschwingkreis 12.
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Gemäß der Darstellung
in 7A umfasst die Schaltung 10 die Treiberschaltung 14,
welche in Form einer Ersatzschaltung gezeigt ist, den Kopplungskondensator
(Cc) 18, die Anpaßreaktanz
(Lm) 16 und die Blindlast, entweder Co oder Lo, die Teil des
Ausgangsschwingkreises 12 ist. Die Treiberschaltung 14 hat
gewisse Vorteile, die einem Klasse-E-Leistungsverstärker zugeordnet
sind und zu denen eine Schaltvorrichtung (Qs), eine Schaltdrossel (Ls)
und ein Schaltkondensator (Cs) gehören. Der Resonatorersatzwiderstand
der Treiberschaltung 14 ist mit Rs bezeichnet. Die Schaltvorrichtung
(Qs) ist vorzugsweise ein Metalloxid-Halbleiterfeldeffektleistungstransistor
(MOSFET), kann aber auch irgendeine geeignete elektronische Schaltvorrichtung
umfassen, wie einen bipolaren Sperrschichtleistungstransistor (BJT),
einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate (IGBT), einen gesteuerten
MOS-Thyristor (MCT) oder eine Vakuumröhre.
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7A zeigt
die Treiberschaltung 14 realisiert als eine Eintaktschaltung,
bei der die aktiven Vorrichtungen kontinuierlich leiten. Die Treiberschaltung 14 kann
jedoch auch als eine Gegentaktschaltung realisiert werden, wie sie
in 7B gezeigt ist (d.h. als eine Differenzschaltung),
wobei es wenigstens zwei aktive Vorrichtungen gibt, welche abwechselnd
die negativen und positiven Zyklen der Eingangsschwingung verstärken.
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In 7B,
auf die nun Bezug genommen wird, ist eine Gegentaktkonfiguration
einer Schaltung 10' zum
Speisen einer Blindlast 12' gezeigt.
Die Schaltung 10' umfasst
eine Treiberschaltung 14',
die in Form einer Ersatzschaltung gezeigt ist, mit einem Paar Kopplungskondensatoren
(Cc) 18',
einem Paar Anpaßreaktanzen
(Lm) 16' und
der Blindlast, die Teil eines Ausgangsschwing kreises 12' ist. In der
Gegentaktkonfiguration enthält
die Treiberschaltung 14' ein Paar
Schaltvorrichtungen (Qs), ein Paar Schaltdrosseln (Ls) und ein Paar
Schaltkondensatoren (Cs). Der Ersatzausgangswiderstand der Treiberschaltung 14' ist als Widerstände Rs dargestellt.
Dem Fachmann ist klar, dass die Gegentaktkonfiguration einen höheren Energieumwandlungswirkungsgrad
und einen größeren Ausgangsstrom
haben kann, als die Eintaktkonfiguration. Die Gegentaktkonfiguration
hat auch andere Vorteile wie einen nominell gelöschten Gehalt an Harmonischen
gerader Ordnung. Das heißt,
ein Rücklaufschaltsinushalbschwingungsausgangssignal
aus der Treiberschaltung 14 (unten im Einzelnen mit Bezug
auf 8 erläutert)
erzeugt nur einen Gehalt an Harmonischen gerader Ordnung und keinen
Gehalt an Harmonischen ungerader Ordnung. In der Gegentaktkonfiguration
löschen
die Komponenten gerader Ordnung einander im Wesentlichen aus, so
dass im Wesentlichen kein Gehalt an Harmonischen erzeugt wird. In
der Praxis ist es schwierig, eine perfekte Rücklaufsinushalbschwingung zu
erzeugen, so dass eine vollständige
Auslöschung
nur näherungsweise
erreicht werden kann.
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Gemäß 7A,
auf die wieder Bezug genommen wird (und gemäß 7B, auf
die auch Bezug genommen wird), hindert der Kopplungskondensator
(Cc) 18 die mittlere Gleichspannung, die der Treiberschaltung 14 zugeordnet
ist, am Erscheinen an dem Ausgangsschwingkreis 12. Der
Wert des Kondensators 18 ist ausreichend groß, so dass
er den Betrieb der Schaltung 10 nicht nachteilig beeinflusst.
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Die
Anpaßreaktanz
(Lm) 16 nimmt eine Reihen-Parallel-Impedanzanpassung von der Treiberschaltung 14 (die
einen Widerstand (Rs) hat) zu der Last vor (die einen parallelen
Ersatzwiderstand (Rp) hat, der den Ausgangswiderstand des Schwingkreises 12 darstellt).
Der Widerstand (Rs) der Treiberschaltung 14 ist niedriger
als der Ausgangs- oder Lastwiderstand (Rp). Der Schwingkreis 12 ist
nicht verlustlos. Demgemäß muss ein
gewisses Ausmaß an
Energie dem Schwingkreis 12 für einen gegebenen fließenden Strom
geliefert werden. Bei Resonanz kann der Energieverbrauch dargestellt
werden durch den parallelen Ersatzwiderstand Rp, der üblicherweise
zu hoch ist (z.B. 3K bis 10K Ohm), um zu erlauben, dass der Schwingkreis 12 direkt
mit dem Ausgang der Treiberschaltung 14 verbunden wird. Wenn
eine solche direk te Verbindung hergestellt werden würde, würde die
Energieübertragung
sehr ineffizient sein und es würde
unzureichend Energie übertragen
werden. Es ist erwünscht,
diesen hohen Widerstand in einen niedrigeren Widerstand (z.B. 5–20 Ohm)
zu transformieren, um ihn besser an den Widerstand der Schaltvorrichtung
(Qs) und deren Resonanz anzupassen, was erlaubt, dem Schwingkreis 12 ausreichend
Energie zu liefern, um dem Schwingkreis 12 zu erlauben,
die Blindlast zu speisen.
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8 zeigt
Spannungs- und Stromkurvenformen, die der Treiberschaltung 14 nach 7A zugeordnet
sind. Die obere Kurvenform 20 zeigt die Eingangsschaltspannungskurvenform
(Vs), und die untere Kurvenform 22 zeigt den Strom (Ils)
durch die Schaltdrossel (Ls). Die Eingangsschaltspannungskurvenform 20 ist
eine Sinushalbwelle.
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Wenn
die Schaltvorrichtung (Qs) mit Strom versorgt oder geschlossen wird,
fällt die
Kurvenform 20 ab auf Masse (0V) für ungefähr die Hälfte der Betriebsperiode. Die
Schaltdrossel (Ls) lädt
sich mit zunehmendem Stromfluss auf, wenn die Versorgungsspannung
(Vsp) an ihr abfällt.
Wenn der Stromfluss durch die Drossel (Ls) ansteigt, wird eine ansteigende
Menge an Energie in der Drossel (Ls) gespeichert. Wenn die Schaltvorrichtung
(Qs) nicht mehr mit Strom versorgt oder geöffnet wird für die andere
Hälfte
der Periode, steigt die Kurvenform (Vs) auf eine Scheitelspannung
sinusförmig
an, und der gespeicherte Strom in der Drossel (Ls) entlädt sich,
während
der Schaltkondensator (Cs) aufgeladen wird, bis die in der Drossel
(Ls) gespeicherte Energie auf den Kondensator (Cs) übertragen
ist. Die Scheitelspannung an diesem Punkt steht in direkter Beziehung
zu derselben Energie, die nun in dem Kondensator (Cs) gespeichert
ist, welcher in der Drossel (Ls) gespeichert war. Die Scheitelspannung
bewirkt, dass ein umgekehrter Strom in der Drossel (Ls) zu fließen beginnt.
Der umgekehrte Strom entlädt
den Kondensator (Cs) sinusförmig,
bis die Kurvenform (Vs) auf Masse zurückkehrt. Gemäß der vorliegenden
Erfindung sind die Drossel (Ls) und der Kondensator (Cs) so bemessen,
dass der Halbsinusschwingungsimpuls, der so gebildet wird, sich
in einem Viertel bis zur Hälfe
der Betriebsperiode vervollständigt.
Dieser Teil der Kurvenform wird hier als „Rücklaufimpuls" bezeichnet und gleicht
in mancherlei Hinsicht der Kurvenform der Katodenstrahlröhrenablenkschaltung, die
oben erläutert
worden ist. Der Si nushalbschwingungs- oder Rücklaufimpuls hat eine begrenzte
Anstiegsgeschwindigkeit, was der Schaltvorrichtung (Qs) Zeit zum
Abschalten gibt, während
die Spannung (Vs) ansteigt, und was Schaltübergangsverluste in der Schaltvorrichtung
(Qs) reduziert.
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Wenn
die Schaltvorrichtung (Qs) eingeschaltet ist, fällt bei dem durch sie hindurch
fließenden Strom
wenig oder keine Spannung an ihr ab. Es wird daher wenig Energie
vergeudet. Umgekehrt, wenn die Schaltvorrichtung (Qs) ausgeschaltet
ist, fließt kein
Wirkungsstrom durch sie (ausgenommen ein kapazitiver Strom), während Spannung
an ihr anliegt. Obgleich es einen Spannungsabfall an der Schaltvorrichtung
(Qs) gibt, wird somit wenig Energie vergeudet. Theoretisch ist die
Schaltung 10 zu 100% Wirkungsgrad in der Lage. Realistisch
geschehen treten Verluste auf als ein Ergebnis des endlichen Ein-Widerstands der Schaltvorrichtung
(Qs) sowie Verluste, die der endlichen Zeit zugeordnet sind, welche
die Schaltvorrichtung (Qs) benötigt,
um von Ein auf Aus überzugehen.
Typische Wirkungsgrade betragen etwas 80–90%.
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Ideal
sind die Drossel (Ls) und der Kondensator (Cs) des Schaltresonators
so bemessen, dass, wenn sie durch die Last (den Ausgangsschwingkreis 12)
bedämpft
sind, sie ihre gesamte gespeicherte Energie am Ende ihres Sinushalbimpulses
verlieren werden. Dieser Zustand tritt für etwa 3/4 eines Zyklus der
Resonanzfrequenz (Fs) des Schaltresonators auf. In der gegenwärtig bevorzugten
Ausführungsform
erzeugen die Schaltdrossel (Ls) und der Schaltkondensator (Cs) eine
Schaltresonanzfrequenz (Fs) zwischen dem Ein- bis Zweifachen der
Betriebsfrequenz (Fo) der Schaltung 10.
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Die
Scheitelspannung, der sich die Schaltvorrichtung (Qs) für eine perfekte
Rücklaufsinushalbschwingung
gegenüber
sieht, beträgt
etwas das 2,57-fache der Versorgungsspannung (Vsp). Das ist auf
die Tatsache zurückzuführen, dass
die mittlere Spannung an der Drossel (Ls) gleich null sein muss. Somit
muss das Produkt aus Spannung und Zeit für den Ein- oder niedrigen Teil
gleich dem Produkt aus Spannung und Zeit für den Aus- oder hohen Teil
der Kurvenform sein. Wenn der Rücklaufimpuls
eine echte Sinushalbwelle war, dann würde die erreichte Scheitelspannung
das π/2 – oder etwa
1,57-fache der Versorgungsspannung (Vsp) über der Versorgungsspannung
(Vsp) sein oder etwa das 2,57-fache der Versorgungsspannung relativ
zur Masse sein. Da die natürliche
Periode des Schaltresonators 1/Fs kürzer ist als ein Zyklus der
Betriebsfrequenz (Fo), sind die Scheitelspannungen im Allgemeinen
höher.
Die Scheitelspannungen sind typisch das Dreifache der Versorgungsspannung
(Vsp).
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Durch
die untere Kurve 22 in 8 ist gezeigt,
dass ein unterscheidendes Merkmal der Treiberschaltung 14 darin
besteht, dass die Wechselstromkomponente des Stroms in der Drossel
(Ls) größer ist
als der Gleichstrom (Idc). Die Wechselstromkomponente des Stroms
in der Drossel (Ls) bewirkt, dass der Strom (Ils) periodisch negativ
wird. Dieser negative Strom nähert
sich in der idealen Treiberschaltung 14 null. Außerdem ist
der Strom in der Drossel (Ls) nicht sinusförmig. Der Blindwiderstand der
Drossel (Ls) und des Kondensators (Cs) ist viel größer als
der Widerstand der Schaltvorrichtung (Qs), wenn diese eingeschaltet
ist. Der Wert Q des Schaltresonators ist kleiner als eins, wenn
die Schaltvorrichtung (Qs) leitend ist, und ist größer als
oder gleich zwei, wenn die Schaltvorrichtung (Qs) nichtleitend ist.
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Eine
wesentliche Differenz zwischen der Treiberschaltung 14 und
einem bekannten Verstärker der
Klasse E ist, dass der Treiberschaltung 14 einen relativ
großen
Resonanzstrom an der Schaltvorrichtung (Qs) aufrechterhält, indem
der Wert der Drossel (Ls) relativ klein gehalten wird, um die Verriegelungstendenzen
des Klasse-E-Verstärkers
zu eliminieren, wie oben erläutert.
Weil der Wert Q des Schaltresonators kleiner als eins ist, wenn
der Stromschalter Qs eingeschaltet ist, wird die Kurvenform, die
durch den Treiber erzeugt wird, überwiegend
durch den Schalter bestimmt, wohingegen bei Treibern der Klassen A,
B und C die Kurvenform überwiegend
durch den Resonator bestimmt wird. In dieser Hinsicht gleicht die
Treiberschaltung 14 der Katodenstrahröhreablenkschaltung, die oben
erläutert
worden ist, wobei sie sich in der Hinzufügung der Ausgangsanpassschaltung
(Anpaßreaktanz 16)
unterscheidet. Der schaltergesteuerte Betrieb ist äußerst effizient.
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Die
Anpaßreaktanz
(Lm) 16 wandelt, wie oben dargelegt, den parallelen Ersatzwiderstand
des Ausgangsschwingkreises 12 (der eine Resonanzantenne
ist, die einen Antennenausgangskondensator (Co) und eine An tennenausgangsdrossel
(Lo) umfasst) in einen Reihenersatzwiderstand um, der erforderlich
ist, um die korrekte Menge an Energie aus dem Ausgang der Treiberschaltung 14 aufzunehmen. Wenn
die Anpaßreaktanz
(Lm) eine Drossel ist, besteht ein zusätzlicher Vorteil darin, dass
sie ein zweipoliges Tiefpassfilter mit dem Ausgangskondensator (Co)
bildet. Das führt
zur Reduzierung der Energie von Harmonischen, die durch die Treiberschaltung 14 erzeugt
werden. Effiziente Schaltungen erzeugen natürlich Harmonische beträchtlicher
Energie wegen der Ausbildung der Schaltungen als Schalter. Daher muss
für die
meisten Anwendungsfälle,
in denen ein Ausgangssignal mit einer einzelnen Frequenz erwünscht ist,
diese Energie von Harmonischen herausgefiltert und am Erreichen
des Ausgangs gehindert werden.
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Der
Wert der Ausgangsantennendrossel (Lo) ist im Allgemeinen festgelegt
aufgrund der bekannten physikalischen Zwänge, denen die Antenne unterliegt,
wie z.B. zulässige
Größe, Strahlungsmuster und
dgl.
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Der
Wert des Ausgangsresonanzkondensators (Co) wird so gewählt, dass
die Ausgangsinduktivität
(Lo) bei der Betriebsfrequenz (Fo) in Resonanz schwingt, und ist
einstellbar, um zu erlauben, dass die Schaltung 12 präzise auf
die Betriebsfrequenz (Fo) abgestimmt wird, und kann durch die folgende Gleichung
bestimmt werden: Co = 1/(4 π2Fo2Lo).
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Der
parallele Ersatzwiderstand (Rp) wird hauptsächlich durch das Qo des Ausgangsschwingkreises 12 und
in einem viel geringeren Ausmaß durch
die Schaltdrossel 16 bestimmt und kann durch die folgende
Gleichung ermittelt werden: Rp = QoXLowobei XLo = 2πLoFo.
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Zum
Hindurchtreiben eines vorbestimmten Stroms durch die Blindlast,
in diesem Fall Lo, muss eine entsprechende Spannung Vo an die Last
angelegt werden und es muss eine entsprechende Energie Po aus der
Treiberschaltung 14 geliefert werden. Die Menge an Energie,
die erforderlich ist, hängt
von dem Wert Q des Ausgangsschwingkreises 12 ab, der in
umgekehrtem Verhältnis
zu den Verlusten des Schwingkreises 12 steht. Für den gegebenen
Strom gilt: Vo = IoXLo;und Po
= Vo2/Rpwobei Po die Energie ist, die
durch die Treiberschaltung 14 zu liefern ist, und XLo die
Impedanz der Reaktanz ist, die gespeist wird.
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Der
Treiberwiderstand (Rs) wird durch die Menge an Energie bestimmt,
die zu dem Ausgang der Treiberschaltung 14 geliefert wird,
und zwar auf der Basis der Versorgungsspannung (Vsp). Da das Signal
aus der Treiberschaltung 14 gewöhnlich vor dem Ausgang gefiltert
wird, liefert nur die Grenzfrequenzkomponente des Treibersignals
irgendwelche nennenswerte Energie. Da außerdem die Kurvenform der Schaltvorrichtung
(Qs) an ihrem Grund insgesamt rechteckig ist, ist die Scheitelspannung
der Grundfrequenzkomponente des Treibersignals im Allgemeinen gleich
der Versorgungsspannung (Vsp). Der Effektivwert der Spannung der
Grundfrequenzkomponente des Treibersignals ist: Rs
= 0,51/2 Vspoder Vd
= 0,7071 Vsp.
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Der
Treiberwiderstand (Rs) kann dann durch die folgende Gleichung berechnet
werden: Rs = 0,5 Vsp2/Po.
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Die
Anpaßreaktanz
(Lm) ist so bemessen, dass ihr Blindwiderstand bei der Betriebsfrequenz das
geometrische Mittel zwischen dem gewünschten Treiberwiderstand (Rs)
und dem parallelen Ersatzwiderstand (Rp) des Ausgangsschwingkreises 12 ist. Unter
dieser Bedingung erzeugt der Parallelwiderstand (Rp) einen gewissen
Wert (Qm) für
die Drossel (Lm), welcher das Verhältnis von Reaktanz zu Widerstand,
gemessen bei der Betriebsfrequenz, ist. Der Reihenwiderstand (Rs),
der sich ergibt, erzeugt auch denselben Wert (Qm). Die Beziehung
ist folgendermaßen
definiert: QmRs = Rp/Qm = X1 m;oder Xlm = (Rs Rp)1/2;und Lm = Xlm/(2πFo).
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So
wird dieser Wert der Reaktanz (Lm) bestimmt, der umgekehrt proportional
ist zu der Quadratwurzel der an dem Ausgang gelieferten Energie.
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Ein
bevorzugter Mindestwert des Schaltkondensators (Cs) wird ausgewählt durch
Erzeugen eines Wertes Q von etwa zwei bei dem erwarteten Treiberwiderstand
für die
gelieferte Energie. Dieser Wert Q bewirkt, dass die Resonanzenergie
der Schaltvorrichtung Qs in etwa 3/4 des Resonanzzyklus der Schaltvorrichtung
(Qs) vollständig
verwendet wird. An dem Ende dieser Periode ist der Rücklaufteil
der Schaltkurvenform gerade auf null zurückgekehrt und für die nächste Einschaltzeit
bereit. Da die Schaltresonanz parallel ist, gilt: Xcs ≤ Rs/2; und Cs = 1/(2πFsXcs),wobei
Xcs die Impedanz des Schaltkondensators (Cs) ist. In der Praxis
ist der Schaltkondensator (Cs) so bemessen, dass die Effekte der
nichtlinearen Ausgangskapazität
der Schaltvorrichtung (Qs) minimiert werden. Wenn diese nicht linearen
Effekte nicht berücksichtigt
werden, können
sie zu Subharmonischen und/oder chaotischen Schwingungen führen, wie
oben dargelegt. Ein bevorzugter Maximalwert für (Cs) ist gleich der Maximalkapazität des Stromschalters
(Qs). Unter diesen Bedingungen ist der Schaltkondensator (Cs) oft
größer als
notwendig, um die gedämpfte
Rücklaufkurvenform
zu erzeugen, die oben beschrieben ist. Das führt zu höheren Strömen in dem Schaltresonator.
Jegliche ungedämpfte
Energie (umgekehrter Ils), die am Ende des Rücklaufimpulses verbleibt, versucht,
die Kurvenform der Schaltvorrichtung (Qs) unter die Masse zu schicken, um
die Sinusschwingung fortzusetzen. Das wird durch Sperrdioden (nicht
dargestellt) aufgehalten, die normalerweise der Schaltvorrichtung
(Qs) zugeordnet sind, oder in dem Ein-Widerstand der Schaltvorrichtung
(Qs) selbst. Das Ergebnis davon ist, dass dieser gespeicherte umgekehrte
Schaltdrosselstrom veranlasst wird, in die Versorgung zurückzufließen, wodurch überschüssige gespeicherte
Energie zu der Versorgung zurückgeleitet
wird. Insofern gibt es keine obere Grenze für die Größe des Schaltkondensators (Cs).
Ein übermäßig großer Kondensator
(Cs) vergeudet jedoch unnötigerweise
Energie wegen der Verluste, die den Bauelementen zugeordnet sind, welche
den Schaltresonator (Qs) bilden.
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Die
Schaltdrossel (Ls) ist so dimensioniert, dass sie eine Schaltresonanzfrequenz,
die das Ein- bis Zweifache der Betriebsfrequenz ist, wie folgt erzeugt: Fo < Fs < (2Fo);und Ls = 1/(4π2Fs2Cs).
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9 ist
ein Blockschaltbild einer Abfrageeinrichtung 24, die zur
Verwendung bei der vorliegenden Erfindung geeignet ist. Die Abfrageeinrichtung 24 und
ein Resonanzetikett 26 kommunizieren durch induktive Kopplung,
wie es an sich bekannt ist. Die Abfrageeinrichtung 24 enthält einen
Sender 10'', einen Empfänger 28,
eine Antennenbaugruppe 12'' und eine Datenverarbeitungs-
und Steuerschaltungsanordnung 30, die jeweils Eingänge und
Ausgänge haben.
Der Ausgang des Senders 10'' ist mit einem ersten
Eingang des Empfängers 28 und
mit dem Eingang der Antennenbaugruppe 12'' verbunden.
Der Ausgang der Antennenbaugruppe 12'' ist
mit einem zweiten Eingang des Empfängers 28 verbunden.
Ein erster und ein zweiter Ausgang der Datenverarbeitungs- und Steuerschaltungsanordnung 30 sind
mit dem Eingang des Senders 10'' bzw.
mit einem dritten Eingang des Empfängers 28 verbunden.
Darüber
hinaus ist der Ausgang des Empfängers 28 mit
dem Eingang der Datenverarbeitungs- und Steuerschaltungsanordnung 30 verbunden.
Abfrageeinrichtungen, die diese allgemeine Konfiguration haben,
können
gebaut werden, indem eine Schaltungsanordnung verwendet wird, wie
sie in den US-Patenten Nr. 3752960, 3816708, 4223830 und 4580041
beschrieben ist, die alle Walton erteilt worden sind und die alle durch
Bezugnahme in ihrer Gesamtheit hierin aufgenommen werden. Der Sender 10'' und die Antennenbaugruppe 12'' haben jedoch die Eigenschaften
und Kenndaten der Schaltung 10 und des Ausgangsschwingkreises 12,
die hier beschrieben sind. Das heißt, der Sender 10'' ist eine Treiberschaltung 10 gemäß der vorliegenden
Erfindung, und die Antennenbaugruppe 12'' ist
Teil des Ausgangsschwingkreises 12 gemäß der vorliegenden Erfindung.
Die Abfrageeinrichtung 24 kann körperlich das Aussehen von einem
Paar Sockelgebilden haben, obgleich andere körperliche Manifestationen der
Abfrageeinrichtung 24 im Rahmen der Erfindung liegen. Die
Abfrageeinrichtung 24 kann in EAS-Systemen verwendet werden,
die entweder mit herkömmlichen
Resonanzetiketten oder mit Radiofrequenzidentifizierungs (RFID)-Etiketten zusammenwirken.
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Aufgrund
des hohen Wirkungsgrades der Treiberschaltung 10 ist diese
besonders brauchbar, wenn sie als eine kleine Leiterplatte realisiert
wird, indem an der Oberfläche
befestigte Bauelemente verwendet werden, wenn die Wärmeableitung
schwierig ist. Die Treiberschaltung nach der Erfindung kann 2000
VA der fließenden
Antennenenergie bei 13,5 MHz steuern, bei etwa 20 W an Leistung,
während die
Harmonischen etwa 50 Dezibel unter der Trägerfrequenz gehalten werden.
Diese Menge an Antennenenergie ist ausreichend, um eine Abfragezone
für einen
Gang von 1,80 m (6 Fuß)
zu erzeugen, wobei eine Antenne auf jeder Seite des Ganges verwendet wird.
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Dem
einschlägigen
Fachmann ist klar, dass Änderungen
an den oben beschriebenen Ausführungsformen
vorgenommen werden könnten,
ohne das breite erfinderische Konzept derselben zu verlassen. Es
versteht sich deshalb, dass sich die Erfindung nicht auf die offenbarten
besonderen Ausführungsformen
beschränkt,
sondern dass sie Modifizierungen umfassen soll, die innerhalb des
Schutzbereiches der Erfindung liegen, wie er durch die beigefügten Ansprüche festgelegt
wird.