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Hintergrund der Erfindung
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I. Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Vielfachzugriffsspreizspektrumskommunikations-
bzw. -nachrichtenübertragungssysteme
und Netzwerke. Spezieller bezieht sich die vorliegende Erfindung
auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Erlangen bzw. Akquirieren
von Signalen von solchen Systemen.
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II. Beschreibung der verwandten
Technik
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Im
Allgemeinen können
drahtlose Kommunikations- bzw. Nachrichtenübertragungssysteme terrestrisch
oder satellitengestützt
sein. Ein exemplarisches terrestrisches, drahtloses Kommunikationssystem
umfasst mindestens eine terrestrische Basisstation und mindestens
einen Nutzeranschluss bzw. -endgerät (z.B. ein Mobiltelefon).
Die Basisstation sieht Verbindungen vor und zwar von einem Nutzeranschluss
zu anderen Nutzeranschlüssen
oder Kommunikationssystemen wie beispielsweise einem terrestrischen
Telefonsystem. Ein beispielhaftes satellitengestütztes, drahtloses Kommunikationssystem
umfasst mindestens eine terrestrische Basisstation (im Folgenden
als ein Gateway bezeichnet), mindestens einen Nutzeranschluss (z.B.
ein Mobiltelefon) und mindestens einen Satelliten zum Weiterleiten
von Kommunikations- bzw. Nachrichtenübertragungssignalen zwischen
dem Gateway und dem Nutzeranschluss. Das Gateway sieht Verbindungen
vor, und zwar von einem Nutzeranschluss zu anderen Nutzeranschlüssen oder
Kommunikationssystemen wie beispielsweise einem terrestrischen Telefonsystem.
Einige dieser drahtlosen Kommunikationssysteme setzen Spreizspektrumtechniken
ein.
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In
einem typischen Spreizspektrumkommunikationssystem wird ein Satz
mit vorausgewählten,
pseudozufälligen
Rausch-(PR; pseudorandom noise, PN)-Code-Sequenzen zum Modulieren (d.h. „Spreizen") von Informationssignalen über ein
vorherbestimmtes spektrales Band verwendet, und zwar vor der Mo dulation
auf ein Trägersignal
zur Übertragung
als Kommunikationssignale. Die PN-Spreizung, ein Verfahren der Spreizspektrumübertragung,
das in der Technik wohlbekannt ist, erzeugt ein Signal zur Übertragung
das eine Bandbreite besitzt, die viel größer ist, als die Bandbreite
des Datensignals. In einer Satellitenvorwärtskommunikationsverbindung
(d.h. in einer Nachrichtenübertragungs-
bzw. Kommunikationsverbindung, die ihren Ursprung bei einem Gateway
hat und bei einem Nutzeranschluss endet) werden PN-Spreizcodes verwendet
zum Diskriminieren bzw. Unterscheiden zwischen Signalen, die von
einem Gateway über
verschiedene Strahlen bzw. Beams übertragen werden und zum Unterscheiden
zwischen Mehrwegesignalen. Diese PN-Codes werden im Allgemeinen
von allen Kommunikationssignalen innerhalb eines Beams geteilt bzw.
gemeinsam genutzt.
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In
einem beispielhaften CDMA Spreizspektrum-System werden „Kanalisierungs"-Codes verwendet und
zwar zum Unterscheiden zwischen Signalen, die für bestimmte Nutzeranschlüsse (im
Folgenden als „Verkehrssignale" bezeichnet) gedacht
sind, die innerhalb eines Satellitenbeams oder Teil- bzw. Unterbeams
auf der Vorwärtsverbindung übertragen
werden. Die Kanalisierungscodes bilden orthogonale Kanäle in einem SUB-Beam über den
Kommunikationssignale transferiert werden. D.h. ein einzigartiger
orthogonaler Kanal ist für
jeden Nutzeranschluss auf der Vorwärtsverbindung vorgesehen durch
verwenden einer einzigartigen „Kanalisierung" oder überdeckenden
orthogonalen Code zum Modulieren von Signalen, die für den Nutzeranschluss
gedacht sind. Walsh-Funktionen werden im Allgemeinen zum Implementieren
der Kanalisierungscodes verwendet, wobei diese auch als Walsh-Codes
oder Walsh-Sequenzen bekannt sind, und zwar mit einer typischen
Länge in
der Größenordnung
von 64 Code Chips für
terrestrische Systeme und 128 Code Chips für Satellitensysteme.
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Typische
CDMA Spreizspektrumkommunikationssysteme sehen die Verwendung von
kohärenter
Modulation und Demodulation für
Vorwärtsverbindungsnutzeranschlusskommunkationen
vor. Bei Kommunikationssystemen, die diesen Ansatz verwenden wird
ein „Pilot"-Trägersignal
(hier im Folgenden als ein „Pilotsignal") verwendet und zwar
als eine kohärente
Phasenreferenz für
Vorwärtsverbindungen,
d.h. ein Pilotsignal, welches keine Datenmodulation enthält wird
von einem Gateway über
ein Abdeckungs- bzw. Versorgungsgebiet hinweg übertragen. Ein einzelnes Pilotsignal
wird im Allgemeinen von jedem Gateway übertragen und zwar für jeden
verwendeten Strahl bzw. Beam und für jede verwendete Frequenz.
Diese Pilotsignale werden gemeinsam verwendet und zwar von allen
Nutzeranschlüssen,
die Signale von dem Gateway auf einem gegebenen Beam empfangen.
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Pilotsignale
werden von Nutzeranschlüssen
verwendet zum Erhalten von anfänglicher
Systemsynchronisation und für
Zeit-, Frequenz- und Phasennachführung
von anderen Signalen, die von dem Gateway übertragen werden. Von dem Erlangen
und Nachführen
eines Pilotsignals erhaltene Phaseninformation wird als eine Trägerphasenreferenz
zur kohärenten
Demodulation von anderen Systemsignalen oder Verkehrssignalen verwendet.
Diese Technik erlaubt es, dass viele Signale ein gemeinsames Pilotsignal
als eine Phasenreferenz gemeinsam nutzen, was einen weniger teuren
und effizienteren Nachführmechanismus
vorsieht. Zusätzlich
zu Pilotsignalen gibt es andere gemeinsam genutzte Ressourcen wie
beispielsweise Paging- bzw. Rundruf- und Synchronisationssignale,
die zum Übertragen
von Systemoverheadinformation und speziellen Nachrichten an Nutzeranschlüsse verwendet
werden.
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Weil
ein Pilotsignal im Allgemeinen Datenmodulation nicht umfasst, kann
ein Spreizspektrumpilotsignal als ein, mit einem PN-Spreizcode moduliertes
Trägersignal,
charakterisiert werden. In einem Ansatz verwenden alle Pilotsignale
innerhalb eines Kommunikationssystems, den gleichen PN-Spreizcode
oder Codesatz, aber jeder Beam verwendet einen anderen relativen
Code-Zeitsteuerungsversatz.
Das sieht Signale vor, die einfach voneinander unterschieden werden
können,
während
sie vereinfachte Akquisition und Nachführung vorsehen. Bei einem anderen
Ansatz kann jedes Pilotsignal unter Verwendung eines anderen PN-Codes erzeugt
werden. CDMA-Systeme erfordern schnelle und genaue Akquisition der
Zeitsteuerung der Pilot-PN-Sequenz. Die Zeitsteuerung der PN-Sequenz
muss genau bekannt sein, um Information von modulierten Signalen
zu erhalten. Die Akquisition dieser Zeitsteuerung muss schnell sein,
um eine Verzögerung
der Akquisition von Kommunikationssignalen oder des Herstellens
von Kommunikationsverbindungen zu vermeiden, was Systemnutzer nicht
akzeptierbar frustrieren könnte.
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Der
Suchprozess umfasst ein Erzeugen von Zeitsteuerungshypothesen und
ein Testen jeder Hypothese um Herauszufinden, welche die am wahrscheinlichsten
vorsieht oder die am besten mit der Signalzeitsteuerung übereinstimmt,
was manchmal als finden der „richtigen" Hypothese bezeichnet
wird. Ein gemeinsames Entwurfsziel ist es jedoch, die Komplexität und Kosten
des Nutzeranschlusses zu reduzieren. Deshalb kann eine minimale
Menge von Ressourcen vorgesehen werden, einschließlich Schaltkreisen
oder Verarbeitungsfähigkeiten.
Aus diesem Grund testen einige konventionelle Sucher die Hypothesen
seriell bzw. nacheinander, wobei jede weniger wahrscheinliche oder
inkorrekte Hypothese eliminiert wird bevor die nächste getestet wird. Dieser
Ansatz verbraucht jedoch auch sehr viel Zeit, was möglicherweise
die Signalakquisition um einen unakzeptablen Betrag verzögert.
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Ein
anderer konventioneller Ansatz ist es, die Hypothesen in zwei Stufen
zu testen. In der ersten Stufe werden die am wenigsten wahrscheinlichen
Hypothesen eliminiert. In der zweiten Stufe wird jede verbleibende Hypothese
seriell getestet. Zwar erfordert dieser Ansatz weniger Zeit als
der oben beschriebene einstufige Ansatz, benötigt jedoch immer noch sehr
viel Zeit.
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Was
deshalb erforderlich ist, ist eine Technik und eine Vorrichtung
zum schnellen Testen von Hypothesen und zum schnellen Erlangen von
Pilot- und damit anderen Kommunkationssignalen.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung sieht einen Parallelsucher bzw. ein Parallelsuchelement
für ein
Nutzerterminal und ein Verfahren zum Detektieren des Vor handenseins
eines Signals vor wie in den angehängten Ansprüchen definiert ist.
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Ein
Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass sie es einem Empfänger erlaubt
viele PN Versätze gleichzeitig
zu suchen und dadurch die Gesamtsignalakquisitionszeit reduziert.
Die Erfindung erlaubt es einem Empfänger auch über mehrere PN-Codes, mehrere
orthogonale Codes oder Pilotkanäle
und mehrere Frequenzbereiche zu suchen, was jeweils Empfänger vorsieht,
mit erhöhter
Flexibilität
und Brauchbarkeit und zwar besonders für fortschrittliche Kommunikationssystementwürfe. Dieser
Prozess ist nicht gegenteilig durch das Vorhandensein eines äußeren Codes
bei mehrlagigen bzw. mehrschichtigen Codeumgebungen beeinträchtigt.
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Ein
anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, dass sie die
Menge von Ressourcen reduziert, die nötig sind, um nicht kohärente Akkumulation
oder andere Operationen in einem Sucherempfänger durchzuführen.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Die
Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der
unten angegeben detaillierten Beschreibung klarer werden, wenn man
diese zusammen mit den Zeichnungen betrachtet, in denen gleiche Bezugszeichen
durchgehend entsprechendes identifizieren und wobei:
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1 ein
beispielhaftes drahtloses Kommunikationssystem darstellt, in dem
die vorliegende Erfindung nützlich
ist;
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2 einen
beispielhaften Transceiver zur Verwendung in einem Nutzeranschluss
darstellt;
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3 ein
Blockdiagramm ist, das die Architektur eines Sucherempfängers abbildet
und zwar gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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4 ein
Blockdiagramm ist, das die Architektur eines Sucherverarbeitungselements
abbildet, und zwar gemäß eines
bevorzugten Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung;
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5 ein
Blockdiagramm ist, das die Architektur eines Scheiben- bzw. Stückverarbeitungselementes abbildet
und zwar gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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6 ein
Blockdiagramm ist, das die Architektur eines nicht kohärenten Akkumulators
abbildet und zwar gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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7 ein
Flussdiagramm ist, das den Sucherprozess der vorliegenden Erfindung
abbildet und zwar gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel;
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8 ein
Flussdiagramm ist, das den Betrieb der vorliegenden Erfindung beschreibt
und zwar bei dem Suchen bzw. Durchsuchen der PN-Versatz-Dimension
eines Suchraumes für
einen Datenstrom gemäß einem bevorzugten
Ausführungsbeispiel;
und
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9 die
relative Zeitsteuerung von Signalen und Signalverarbeitungsschritten
darstellt und zwar einschließlich
der Anwendung von -Schwenken bzw. Slewing, um eine Verarbeitung
von mehreren Sätzen
mit Codeversätzen
zu erlauben.
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Detaillierte Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsbeispiele
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I. Einführung
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Die
vorliegende Erfindung ist ein System und Verfahren zum schnellen
und genauen Akquirieren bzw. Erlangen eines Signals wie beispielsweise
dem Pilotsignal und zwar in einem Spreizspektrumnachrichtenübertragungs-
bzw. Kommunikationssystem. Spezieller identifiziert die vorliegende
Erfindung die Pseudorauschsequenz (auch als ein „PN-Code" bezeichnet) und speziell einen Zeitsteuerungsversatz
des PN-Codes, der zum Spreizen des Signals vor seiner Übertragung
verwendet wurde und zwar zusammen mit dem Pilotorthogonalkanalcode,
Walshsequenz, Zuweisung und einer groben bzw. Kursschätzung des
Doppelfrequenzversatzes. Wenn der Zeitsteuerungsversatz (auch als
ein „PN-Versatz" bezeichnet) bestimmt
worden ist, wird er zusammen mit dem PN-Code verwendet, um Signale
zu entspreizen.
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Die
vorliegende Erfindung ist besonders zur Verwendung in Kommunikationssystemen
geeignet, die Satelliten mit einer niedrigen Erdumlaufbahn (low
Earth orbit, LEO) einsetzen. Wie es jedoch einem Fachmann auf dem
relevanten Gebiet der Technik klar ist, kann die vorliegende Erfindung
auch auf andere Arten von Kommunikationssystemen angewendet werden,
wobei die Länge
der Zeit für
eine Signalakquisition ein wichtiger Faktor ist. Vor dem Erörtern der
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung wird eine typische Umgebung präsentiert,
in der die Erfindung betrieben werden kann.
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II. Ein typisches drahtloses
Kommunikationssystem
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Ein
beispielhaftes drahtloses Kommunikationssystem in dem die vorliegende
Erfindung nützlich
ist, ist in 1 dargestellt. Es wird in Erwägung gezogen,
dass dieses Kommunikationssystem Codemulitplexvielfachzugriff- (code
division multiple access, CDMA) artige Kommunikationssignale verwendet,
aber dass ist für die
vorliegende Erfindung nicht erforderlich. In einem Teil eines Kommunikationssystems 100,
das in 1 dargestellt ist, werden eine Basisstation 112,
zwei Satelliten 116 und 118, und zwei assoziierte
bzw. zugehörige Gateways
oder Hubs 120 und 122 gezeigt und zwar zum Durchführen von
Nachrichtenübertragungen
bzw. Kommunikationen mit zwei entfernten Nutzeranschlüssen- bzw.
Endgeräten 124 und 126.
Typischerweise sind die Basisstationen und Satelliten/Gateways Komponenten
von getrennten Kommunikationssystemen, bezeichnet als terrestrisch
und satellitengestützt,
obwohl das nicht nötig
ist. Die Gesamtzahl von Basisstationen, Gateways und Satelliten
in solchen Systemen hängt
von der gewünschten
Systemkapazität
und anderen Faktoren ab, die auf dem Gebiet der Technik klar sind.
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Die
Nutzeranschlüsse 124 und 126 umfassen
jeweils eine drahtlose Kommunikationseinrichtung wie beispielsweise,
aber nicht beschränkt
auf ein drahtlo ses Telefon einen Datentransceiver oder einen Rundruf bzw.
Paging oder Positionsbestimmungsempfänger und können tragbare, mobile oder
fahrzeugmontierte oder Feststationseinheiten fahrzeugbefestigt sein
und zwar wie gewünscht.
Eine typische tragbare Einheit ist im Design einem konventionellen
zellularen Telefon bzw. Mobilfunktelefon ähnlich. In einem bevorzugten
Ausführungsbeispiel
kann die tragbare Einheit mit terrestrischen zellularen Netzwerken
wie auch mit den Satelliten 116 und 118 kommunizieren.
Ein typischer mobiler Nutzeranschluss umfasst einen Handapparat
und einen Autoeinbausatz, das Batterieleistung, eine höhere HF-Leistungsausgabe
und eine Antenne mit höherer
Verstärkung
vorsieht. Feststationseinheiten kommunizieren mit einem Satelliten 102,
aber typischerweise nicht mit anderen terrestrischen zellularen
Netzwerken. Die Feststationseinheiten werden im Allgemeinen verwendet, um
Gebiete zu versorgen, die nicht von terrestrischen, zellularen oder
Drahtleitungsnetzwerken versorgt werden.
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Im
Allgemeinen decken Strahlen bzw. Beams von den Satelliten 116 und 118 unterschiedliche
geografische Gebiete ab und zwar in vorherbestimmten Mustern. Strahlen
bzw. Beams bei unterschiedlichen Frequenzen, auch als FDM Signale
bezeichnet, CDMA Kanäle
in einem CDMA System oder „Teil-
bzw. Sub-Beams" können gesteuert
werden, um die gleiche Region zu überlappen. Es ist dem Fachmann
auch unmittelbar klar, dass eine Strahlabdeckung oder Dienstgebiete
für mehrere
Satelliten oder Antennenmuster für
mehrere Basisstationen derart entworfen werden können, dass sie sich in einem
gegebenen Gebiet komplett oder teilweise überlappen und zwar abhängig von
dem Entwurf des Kommunikationssystems und der Art des angebotenen
Dienstes und ob Raumdiversität
bzw. Space Diversity erreicht wird.
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Eine
Vielzahl von Mulitsatellitenkommunikationssystemen sind vorgeschlagen
worden, wobei ein beispielhaftes System Satelliten in der Größenordnung
von 48 oder mehr einsetzt, die in acht unterschiedlichen orbitalen
Ebenen in LEO Umlaufbahnen reisen, und zwar zum Versorgen einer
großen
Anzahl von Nutzeranschlüssen.
Dem Fachmann wird jedoch unmittelbar klar werden, wie die Lehren
der vorliegenden Erfindung auf eine Vielzahl von Satellitensystem- und Gatewaykonfigurationen
anwendbar sind und zwar einschließlich anderer orbitaler Abstände und
Konstellationen oder Basisstationen.
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In 1 werden
einige mögliche
Signalpfade dargestellt und zwar für Kommunikationen, die zwischen den
Nutzeranschlüssen 124 und 126 und
der Basisstation 112 oder durch die Satelliten 116 und 118 mit
Gateways 120 und 122 hergestellt sind. Die Basisstation-Benutzeranschlusskommunikationsverbindungen
werden durch Linien 130 und 132 dargestellt. Die
Satelliten-Nutzeranschlusskommunikationsverbindungen
zwischen den Satelliten 116 und 118 und den Nutzerterminals 124 und 126 sind
durch Linien 140, 142 und 144 dargestellt.
Die Gateway-Satellit-Kommunikationsverbindungen zwischen den Gateways 120 und 122 und
den Satelliten 116 und 118 sind durch Linien 146, 148, 150 und 152 dargestellt.
Die Gateways 120 und 122 und die Basisstation 112 können als
Teil von Einwege- oder Zweiwege-Kommunikationssystemen
oder einfach zum Transferieren von Nachrichten oder Daten an die
Nutzeranschlüsse 124 und 126 verwendet
werden.
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Ein
beispielhafter Transceiver 200 für die Verwendung in einem Nutzeranschluss 124 oder 126 ist
in 2 dargestellt. Der Transceiver 200 verwendet
mindestens eine Antenne 210 zum Empfangen von Kommunikationssignalen,
die an einen Analogempfänger 214 transferiert
bzw. übertragen
werden, in dem sie herunterkonvertiert, verstärkt und digitalisiert werden.
Ein Dublexerelement 212 wird typischerweise verwendet, um
es der gleichen Antenne zu erlauben, sowohl Sende- als auch Empfangsfunktionen
zu dienen. Einige Systeme verwenden jedoch getrennte Antennen zum
Betrieb bei unterschiedlichen Sende- und Empfangsfrequenzen.
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Die
von dem Analogempfänger 214 ausgegebenen
digitalen Kommunikationssignale werden an mindestens einen digitalen
Daten-Empfänger 216A und
mindestens einen Sucher-Empfänger 218 transferiert.
Zusätzliche
digitale Datenempfänger 216B–216N können verwendet
werden, um gewünschte
Pegel bzw. Niveaus an Signaldiversität zu erlangen und zwar abhängig von
einem akzeptabeln Niveau der Nutzeranschlusskosten oder Komplexität wie es
ei nem Fachmann auf dem relevanten Gebiet der Technik klar wäre. Die
digitalen Empfänger
werden im Allgemeinen als „finger" bezeichnet, die
einen „rake"-Empfänger bilden.
Jeder Finger ist geeignet ein ankommendes Signal nachzuführen, abzudecken
bzw. offenzulegen (uncovering) und zu demodulieren.
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Mindestens
ein Nutzeranschlusssteuerprozessor 220 ist mit den digitalen
Datenempfängern 216A–216N und
dem Sucherempfänger 218 gekoppelt.
Der Steuerprozessor 220 sieht neben anderen Funktionen
Folgendes vor: grundlegende Signalverarbeitung, Zeitsteuerung, Leistungs-
und Weitergabe bzw. Handoff-Steuerung oder Koordination und Auswahl
der für
Signalträger
verwendeten Frequenz. Eine andere grundlegende Steuerfunktion, die
von dem Steuerprozessor 220 oft durchgeführt wird,
ist die Auswahl oder Manipulation von Pseudo-Rausch-(pseudonoise,
PN)-Code-Sequenzen oder orthogonaler Funktionen, die zur Verarbeitung
von Kommunikationssignalwellenformen und ihrer entsprechenden Zeitsteuerung
zu verwenden sind und zwar wie unten ferner erörtert. Die Signalverarbeitung
durch den Steuerprozessor 220 kann die Bestimmung von relativer
Signalstärke
und Berechnung von verschiedenen verwandten Signalparametern umfassen.
Solche Berechnungen von Signalparametern wie beispielsweise Zeitsteuerung
und Frequenz kann die Verwendung von zusätzlichen oder getrennten dedizierten
Schaltkreisen umfassen, um eine erhöhte Effizienz oder Geschwindigkeit
bei Messungen oder eine verbesserte Zuweisung von Steuerverarbeitungsressourcen vorsehen,
wie es einem Fachmann klar wäre.
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Die
Ausgaben der digitalen Datenempfänger 216A–216N sind
mit digitalen Basisbandschaltkreisen 222 innerhalb des
Nutzerterminals bzw. Nutzeranschlusses gekoppelt. Die digitalen
Basisbandschaltkreise 222 des Nutzers weisen Verarbeitungs-
und Darstellungselemente auf, die verwendet werden, zum Transferieren
von Information an und von einem Nutzer eines Nutzeranschlusses.
D.h. Signal- oder Datenspeicherelemente wie beispielsweise Transienter
oder Langzeitdigitalspeicher; Eingabe- und Ausgabeeinrichtungen
wie beispielsweise Anzeigebildschirme, Lautsprecher, Tatstaturanschlüsse und Handapparate;
A/D Elemente, Sprachcodierer bzw. Vocoder und andere Sprach- und
Analogsignalverarbeitungselemente; usw., die alle Teile der digitalen
Basisbandschaltkreise 222 des Nutzers bilden und zwar unter
Verwendung von in der Technik bekannten Elementen. Als Diversitätssignalverarbeitung
angewendet wird, können
die digitalen Basisbandschaltkreise 222 des Nutzers mindestens
einen Diversitätskombinierer
und Decodierer aufweisen. Einige dieser Elemente können auch
betrieben werden unter der Steuerung des, oder in Kommunikation
mit, dem Steuerprozessor 220.
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Wenn
Sprachdaten oder andere Daten als eine Ausgangsnachricht oder als
ein Kommunikationssignal vorbereitet wird, das innerhalb des Nutzeranschlusses
erzeugt bzw. veranlasst wird, werden die digitalen Basisbandschaltkreise 222 des
Nutzers verwendet zum Empfangen, Speichern, Verarbeiten und anderweitigen
Vorbereiten der gewünschten
Daten zur Übertragung.
Die digitalen Basisbandschaltkreise 222 des Nutzers liefern
diese Daten an einen Sende- bzw. Übertragungsmodulator 226,
der unter der Steuerung des Steuerprozessors 220 betrieben
wird. Die Ausgabe des Übertragungsmodulators 226 wird
an eine Leistungssteuereinrichtung 228 transferiert, die
eine Ausgangsleistungsteuerung für
einen Übertragungs-
bzw. Sendeleistungsverstärker 230 vorsieht
und zwar zur endgültigen Übertragung
des Ausgangssignals von der Antenne 210 an ein Gateway.
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Die
Digitalempfänger 216A–N und der
Sucherempfänger 218 sind
mit Signalkorrelationselementen zum Demodulieren oder Nachführen bzw.
Verfolgen spezieller Signale konfiguriert. Der Sucherempfänger 218 wird
verwendet zum Suchen von Pilotsignalen oder anderen starken Signalen
mit relativ festen Mustern, während
die Digitalempfänger 216A–N zum Demodulieren
anderer mit den detektierten Pilotsignalen assoziierten Signalen,
verwendet werden. Deshalb können
die Ausgaben dieser Einheiten überwacht
werden, um die Energie in oder die Frequenz von dem Pilotsignal
oder anderen Signalen zu bestimmen. Diese Empfänger setzen auch Frequenznachführelemente
ein, die überwacht
werden können,
um eine aktuelle bzw. momentane Frequenz und Zeitsteuerinformation
für den
Steuerprozessor 220 vorzusehen und zwar für Signale
die demoduliert werden.
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Das
bevorzugte Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird unten im Detail erörtert. Während spezielle Schritte, Konfigurationen
und Anordnungen erörtert
werden, sollte es klar sein, dass dies nur für illustrative Zwecke geschieht.
Ein Fachmann auf dem relevanten Gebiet der Technik wird erkennen,
dass andere Schritte, Konfigurationen und Anordnungen verwendet
werden können,
ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Die vorliegende
Erfindung könnte
Verwendung finden bei einer Vielzahl von drahtlosen Informations-
und Kommunikationssystemen einschließlich jener, die für Positionsbestimmung
gedacht sind. Eine bevorzugte Anwendung ist in drahtlosen CDMA Spreizspektrumkommunikationssystemen
für Telefoniedienst.
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III. Sucherempfänger
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3 ist
ein Blockdiagramm, das die Architektur des Sucherempfängers 218 abbildet
und zwar gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung. Der Sucherempfänger 218 umfasst einen
Dezimator 302 einen Rotator bzw. Rotierelement oder Komplex-Rotierelement 304,
einen Sucherprozessor oder Maschine 306 auch einfach als
ein Sucher bezeichnet, ein Schwellendetektor 308, einen
orthogonalen (Walsh) Code-Generator 310, einen Pseudo-Rausch-(PR,
pseudonoise, PN)-Code-Generator 312, eine Akkumulatorsteuereinrichtung 314,
und Multiplizierer oder Kombinierer 316A und 316B.
Ein Analogempfänger 214,
eine Takt-/Zeitsteuereinheit 252 und der Steuerprozessor 220 sind
als Referenz gezeigt.
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Wie
oben erwähnt,
werden von dem Analogempfänger 214 ausgegebene
digitale Kommunikationssignale an den Sucherempfänger 218 transferiert.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
umfassen diese Signale ein In-Phase-Signal (auch bezeichnet als "I-Kanal" Signal) und ein
Quadratur-Signal (auch bezeichnet als "Q-Kanal" Signal). Diese Signale werden von dem
Dezimator 302 empfangen. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
führt die
Digitali sierung der Kommunikationssignale durch den Analogempfänger 214 zu
einem Digitalsignal bzw. digitalen Signal, das überabgetastet ist, wobei achtfaches Überabtasten
typisch ist. D.h. die resultierenden I-Kanal- und Q-Kanal-Signale enthalten
jeweils acht Tastungen pro Codechipelement. Der Dezimator 302 selektiert,
von den jeweils acht Tastungen zur weiteren Verarbeitung, aus. In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
sind die ausgewählten
Tastungen zeitlich um eine Hälfte
einer Chipdauer bzw. Chipperiode separiert. Eine Chipperiode ist
die Dauer eines binären
Sequenzelements, ähnlich
des binären
Bits der PN-Sequenz. Deshalb wird der PN-Code zeitlich gesteuert
oder getaktet mit einer vorgewählten
Chip- oder "Chipping"-Rate bzw. Geschwindigkeit,
die als Chipx1 bezeichnet ist, während
die überabgetasteten
Daten eine entsprechende Taktrate bzw. Geschwindigkeit von Chipx8
besitzen wie unten weiter erörtert
wird.
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Die
ausgewählten
Tastungen werden an den Rotator 304 weitergeleitet. Der
Rotator 304 entfernt einen Frequenzfehler, der auf einer
Frequenzschätzung
basiert und zwar durch Anwenden einer Phasenrotation auf die Eingangssignale.
Der komplexe Rotator 304 liefert die vier frequenzberichtigten
Tastungen an den Sucher 306. Diese Tastungen werden gemeinsam
als der "Datenstrom" bezeichnet und in 3 wie
folgt beschriftet: als I-ON-TIME bzw. I PÜNKTLICH und I LATE bzw. I-VERSPÄTET für die I-Kanal-Signale
und Q-ON-TIME bzw.
Q-PÜNKTLICH
und Q LATE bzw. Q-VERSPÄTET
für die
Q-Kanal-Signale.
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In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
wird die von dem Rotierelement bzw. Rotator verwendete Frequenzschätzung durch
die Suchersteuereinrichtung oder den Steuerprozessor erzeugt und
zwar basierend auf einem Satz mit Frequenzschätzungen, die designed oder
vorausgewählt
wurden, um den gesamten interessierenden Doppler oder Frequenzverschiebungsbereich
für das
Kommunikationssystem abzudecken wie einem Fachmann klar wäre. Andere
bekannte Schaltungselemente oder Konfigurationen können eingesetzt
werden, um eine Frequenzschätzung
zu erzeugen, und zwar ohne von dem Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Es ist zu sehen, dass die Dezimierung und die Rotation auf die gleiche
Art und Weise erreicht werden, wie sie typischerweise in den Fingern
oder Digitalempfängern
verwendet wird.
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Durch
Variieren der Frequenzschätzung
kann die vorliegende Erfindung verwendet werden zum Durchsuchen
der Frequenzdimension eines gewünschten
Suchraums beim Versuch ein oder mehrere Signale zu Akquirieren.
Die Verwendung des komplexen Rotators erlaubt auch, falls gewünscht, ein
Suchen über
unterschiedliche Frequenzbereiche beispielsweise aufgrund extremer
Dopplerverschiebungen oder um Fehler oder Drift zu kompensieren
und zwar in dem lokalen (UT) Oszillator, der zum Herstellen von
Zeitsteuerung und Taktsignalen verwendet wird.
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Der
PN-Code-Generator 312 liefert drei Signale und zwar basierend
auf, von der Takt-/Zeitsteuereinheit 252, empfangenen Zeitsteuerinformation.
Zwei dieser Signale sind PN-Code-Sequenzen oder lokale Kopien, der
zu verwendenden PN-Codes. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
ist jeweils eine Sequenz für die
I- und Q-Kanäle
vorgesehen. In 3 sind diese Sequenzen mit "PNI" bzw. "PNQ" beschriftet. Das
dritte Signal ist ein Zeitsteuerungs- oder Synchronisationssignal,
das in 3 mit "SYNC" beschriftet ist
und dass Information, die den Zustand der PN-Sequenzen beschreibt
für den
Sucher 306 vorsieht. Diese Information wird verwendet zum
Steuern des Betriebs der Akkumulatoren oder anderer Elemente innerhalb
des Suchers 306 wie im Detail unten beschrieben wird.
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In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
ist der PN-Code-Generator 312 programmierbar, d.h. dass zum
Erzeugen von Codes verwendete Polynom ist programmierbar oder änderbar.
Der Steuerprozessor kann verschiedene Codes oder verschiedene Polynome
auswählen,
die beim Erzeugen der PN-Codes
verwendet werden und kann die Zeitsteuerung des Erzeugungsprozesses
steuern bzw. diesen unterbrechen oder einstellen wie später erörtert. Das
erlaubt es dem Sucher ziemlich flexibel unterschiedliche PN-Codes
und Code-Räume zu suchen
bzw. zu durchsuchen, was in einigen Kommunikationssystemen sehr
nützlich
ist. Beispielsweise kann in dem beispielhaften Satelliten kommunikationssystem
in den Satelliten jeweils unterschiedliche PN-Codes "zugewiesen" werden, wobei einige
Wiederverwendung innerhalb jeder orbitalen Ebene zugelassen ist (mit
Sichteinschränkungen)
und zwar zum Unterstützen
beim Unterscheiden von welchem Satelliten ein gegebenes Signal oder
Strahl herstammt. Alternativ oder zusätzlich können Gateways und Basisstationen
verschiedene PN-Codes in vorausgewählten Mustern oder Plänen verwenden.
Die vorliegende Erfindung unterstützt bzw. nimmt solche PN-Code-Schemata unmittelbar
auf und zieht daraus einen Vorteil.
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Der
orthogonale Code-Generator 310 liefert eine oder mehrere
Walsh-Code-Sequenzen.
In einem Ausführungsbeispiel
ist die gleiche Walsh-Code-Sequenz
sowohl für
die I- als auch für
die Q-Kanäle
vorgesehen. In einem anderen Ausführungsbeispiel sind unterschiedliche
Walsh-Code-Sequenzen jeweils für
die I- und Q-Kanäle
vorgesehen. Die Multiplizierer oder Kombinierer 316A und 316B kombinieren
die Walsh-Code-Sequenzen mit den I- bzw. Q-PN-Sequenzen. Bei einigen Systemen wird
Modulo-2-Addition verwendet, um diesen Betrieb zu erreichen. Die
kombinierten Signale, hier auch als PN-Sequenzen bezeichnet, werden an den
Sucher 306 geliefert. In 3 werden
diese Signale mit "PNI1" und "PNQ1" beschriftet.
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In
dem es möglich
ist, die verwendeten Walsh-Code-Sequenzen zu variieren oder auszuwählen, kann die
vorliegende Erfindung verwendet werden, zum Suchen bzw. Durchsuchen
der Kanal- oder Pilotcodedimension des Suchraums. D.h. Variieren
des Walsh-Codes prüft
die Korrelation über
jene Codes, die beim Erzeugen kanalisierter Signale ausgewählt oder
verwendet werden. Wenn ein anderer Walsh-Code oder Kanal als Code
0 (Wo) verwendet wird, kann die Steuereinrichtung bzw. der Kontroller
den zu verwendenden Walsh-Code
oder Kanal einfach spezifizieren. Dies passiert beispielsweise dann,
wenn zwei Gateways einen einzelnen Strahl bzw. Beam gemeinsam nutzen
bzw. Teilen und jeder einen anderen Pilot-Code bei Kommunikation
verwenden muss. Diese Anwendung des orthogonalen Code-Generators
erlaubt es, auf irgendeinem Walsh-Kanal und nicht nur einen einzelnen
festen zu suchen. Deshalb kann die Erfindung Systeme aufnehmen,
die mehrere Pilotkanäle
o der unterschiedliche Pilotkanäle
in unterschiedlichen Teilen des Systems verwenden.
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Der
orthogonale Code kann auch auf den 4 Bit-Datenstrom in einer typischen
Art und Weise angewendet werden, aber eine Anwendung auf den PN-Spreiz-/Entspreizcode der
dann mit dem Datenstrom verwendet wird, ist im Allgemeinen dem Pilotsuchen äquivalent
und reduziert eine Komplexität
der Hardware.
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Basierend
auf den Datenstrom, den PN-Sequenzen und dem Akkumulattorsteuersignalen
erzeugt der Sucher 306 für die PN-Sequenzen mehrere
hypothetische Zeitsteuerversätze
(Hypothesen). Für
jede Hypothese führt
der Sucher 306 eine Relation zwischen dem Datenstrom und
der PN-Sequenz durch, und zwar versetzt um den hypothetischen Zeitsteuerversatz,
um ein Paar nicht kohärenter
Summen (auch bezeichnet als "Korelationsergebnisse") zu erzeugen. Dieser
Prozess wird im Detail unten beschreiben. Jede nichtkohärente Summe
ist bezogen auf die in dem entspreizten Datenstrom empfangene Netto-
bzw. Netzenergie. Eine große Summe
zeigt eine große
Menge von Netzenergie an, das anzeigt, dass der zum Erzeugen der
Summe verwendete PN-Versatz sehr wahrscheinlich eine korrekte oder
geeignete Zeitsteuerhypothese ist.
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Der
Sucher 306 leitet jede nicht kohärente Summe an den Schwellendetektor 308 weiter.
Der Schellendetektor 308 empfängt eine Schwelle von dem Steuerprozessor 220.
Die Schwelle wird gemäß der Technik wohl
bekannten Verfahren ausgewählt.
Diskussionen der Verwendung solcher Schwellen bei der Signalakquisition
können
beispielsweise gefunden werden in dem US Patent 5,644,591, erteilt
am 1. Juli 1997 mit dem Titel "Method
And Apparatus For Performing Search Acquisition In A CDMA Communcation
System" und dem U.S.
Patent Nr. 5,577,025, erteilt am 19. November 1996 mit dem Titel "Signal Acquisition
In A Multi-User Communication System Using Multiple Walsh Channels", die beide durch
Bezugnahme hier eingeschlossen sind.
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Der
Schwellendetektor 308 vergleicht jede nichtkohärente Summe
mit der Schwelle. Wenn eine nicht kohärente Summe die Schwelle übersteigt,
wird der mit der nichtkohärenten
Summe assoziierte PN-Versatz als eine korrekte Hypothese bestimmt
und an den Steuerprozessor 220 gesendet oder transferiert.
In einem Ausführungsbeispiel
erzeugt der Schwellendetektor 308 eine Unterbrechung (interrupt)
um den Steuerprozessor 220 zu informieren, dass eine nichtkohärente Summe
die Schwelle überschritten
hat. Der PN-Versatz kann dann zum Demodulieren des Datenstroms verwendet
werden.
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Alternativ
speichert oder akkumuliert der Schwellendetektor 308 eine
vorherbestimmte Anzahl der größten, während der
Suche gefundenen nichtkohärenten
Summen und erhält
eine dynamisch sortierte Liste der Summe (und assoziierten Versätze), die
Schwelle in dem aktuell programmierten Suchfenster passiert haben.
Ein typischer Wert für
diese Anzahl ist vier, andere Werte können jedoch verwendet werden,
wie beispielsweise drei, zwei oder eins; und vorzugsweise ist dieser
Wert programmierbar, und zwar wie gewünscht.
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4 ist
ein Blockdiagramm, das die Architektur des Suchers 306 gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung abbildet. Der Sucher 306 umfasst
eine Vielzahl von Akkumulations- bzw. Additions- oder Verarbeitungselementen, die hier
als "Scheiben" bzw. "Stücke" (Slices) bezeichnet
werden und als Elemente 402A bis 402L gezeigt
sind, die den empfangenen Datenstrom oder das zu akquirierende Signal
entspreizen und verarbeiten und zwar relativ zu bestimmten PN- und
Orthogonal-Codes. Jedes Stück
umfasst einen Entspreizer und einen Satz mit vier kohärenten Akkumulatoren.
Ein als optionales Element 406 gezeigter Vorteiler bzw.
Prescaler kann auch vor jedem der kohärenten Akkumulatoren verwendet werden,
und zwar wie gewünscht.
-
Jedes
Stück 402 erzeugt
M kohärente
Summen aus N Chips von dem empfangenen Datenstrom und zwar durch
Akkumulieren bzw. Addieren von Chip-Energien über ein vorausgewähltes Zeitintervall.
Ein beispielhafter Wert für
N ist hier 32 Chips, obwohl andere Werte verwendet werden können, beispiels weise
so groß wie
288 oder 1024 Chips, eine typische Größe für die äußeren bzw. inneren PN-Code-Sequenzen.
Eine Anzahl solcher akkumulierter Werte wird quadriert wie unten
erörtert
und dann weiter summiert (sowohl I, als auch Q), um eine nichtkohärente Summe
zu erzeugen. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Anzahl
von Stücken
16 (L = 16). Mehr oder weniger Stücke können jedoch verwendet werden,
und zwar abhängig von
dem gewünschten
bzw. Sollpegel der Parallelisierung und dem speziellen Kommunikationssystem
und bekannten Faktoren wie beispielsweise gewünschter bzw. Sollsuchgeschwindigkeit,
zulässiger
Schaltkreiskomplexität,
Kosten usw.
-
Jedes
Stück 402 empfängt die
vier Komponenten des Datenstroms. Das erste Stück, in 4 als Stück 402A gezeigt,
empfängt
die PN-Sequenzen PNI1 bzw. PNQ1 von den Multiplizierern 316A bzw. 316B. Wie
im Detail unten beschrieben wird, umfasst jedes Stück 402 eine
Verzögerungseinheit 506 (oder 506'). Die Verzögerungseinheit
in jedem Stück
verzögert
die PN-Sequenzen um einen vorherbestimmten Zeitbetrag oder Verzögerung und
zwar vor dem Transferieren der PN-Codes an das nächste Stück 402 im Sucher 306 zur
Korrelation mit dem Datenstrom. Die Stücke mit ihren entsprechenden
Verzögerungskomponenten
bilden eine angezapfte Verzögerungsleitung,
wobei jedes Element in der Leitung den PN-Code für 1-Chip-Zeit enthält, wobei 16
Verzögerungen
implementiert sind. Der PN-Code wird in diese Leitung eingegeben
und wird um einen Chip für
jedes nachfolgende Stück
in der Leitung verzögert.
Es ist möglich,
stattdessen, die Daten durch die Verzögerungsleitung zu verzögern, aber
die Amplitude der Daten ist größer und
macht den Prozess komplexer (1-Bit-Verzögerung im Gegensatz zu 4-Bit).
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In
diesem Ausführungsbeispiel
ist keine Verzögerung
zur Verarbeitung innerhalb des aktuellen Stückverarbeitungselements vorhanden,
nur die Verzögerung
von dem Verzögerungselement
des vorhergehenden Stückes
ist anwendbar. Alternativ kann die Verzögerungseinheit die PN-Codes
verzögern
und zwar vor der Anwendung in dem aktuellen Stück mit dem sie assoziiert ist.
Dies ist in 5 durch die gestrichelten Linien
für die
Verzögerungseinheit 506' dargestellt.
Dieser letztere Ansatz wird jedoch typischerweise bei einer langsameren
bzw. niedrigeren Verarbeitungsrate bzw. Geschwindigkeit betrieben,
was weniger wünschenswert
ist. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
ist jede Verzögerung
eine Chipdauer bzw. Periode der PN-Sequenz.
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Weil
jedes Stück 402 die
PN-Sequenzen verzögert,
bevor sie zu dem nächsten
Stück 402 weitergegeben
werden, ist das Ergebnis, dass jedes Stück 402 den Datenstrom
unter Verwendung eines unterschiedlichen PN-Versatzes korreliert.
Weil diese Korrelation im Wesentlichen gleichzeitig über eine
Folge von Stücken stattfindet,
kann der Sucher 306 mehrere PN-Versatz-Hypothesen parallel durchsuchen. Das
Ergebnis ist, dass mehr Hypothesen in einem gegeben Zeitabschnitt
verarbeitet werden können,
was zu einer kürzerren
Akquisitionszeit oder -zyklus führt.
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Jedes
Stück 402 empfängt auch
ein unterschiedliches bzw. anderes Synchronisationssignal von der Akkumulator-Steuervorrichtung 314.
In 4 sind die Signale mit "SYNC1", "SYNC2" usw. bis zu "SYNCL" beschriftet. Diese
Synchronisationssignale steuern die Zeitsteuerung der Korrelationen
von jedem Stück 402. In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
werden die Stücke 402 in
einer "domino" Art und Weise betrieben, wobei
jedes Stück
einen Korrelationszyklus initiiert und zwar eine Chipperiode nach
Initialisierung des Korrelationszykluses in dem vorhergehenden Stück. Beispielsweise
beginnt der Korrelationszyklus in dem Stück 402B eine Chipzeit
später,
als der Korrelationszyklus in dem Stück 402A. Somit beginnt
jedes Stück
seinen Korrelationszyklus bei dem gleichen PN Zustand bei den PN-Sequenzen,
aber an einem anderen Punkt in dem Datenstrom.
-
Diese
Ausrichtung von Korrelationszyklen mit dem PN Zustand ist speziell
vorteilhaft in einem System, das mehrere "ineinandergeschachtelte" (nested) PN-Sequenzen
einsetzt. In einem Ausführungsbeispiel
setzt die vorliegende Erfindung zwei ineinandergeschachtelte bzw.
verknüpfte
PN-Codes ein und zwar bezeichnet als "innere" und "äußere" Codes. Der innere
Code entspricht dem durch den PN-Code-Generator 312 erzeugten
PN-Code. Der äußere PN-Code bleibt über die
gesamte Dauer bzw. Periode des inneren PN-Codes konstant. In diesem
Ausführungsbeispiel
ist der kohärente
Akkumulationszyklus mit den Grenzen der inneren PN-Code-Sequenz
ausgerichtet. Deshalb ist die Akkumulierung durch Übergänge des
Zustands des äußeren PN-Codes
nicht betroffen. Die Verwendung von ineinandergeschachtelten bzw.
verknüpften
PN-Codes ist ferner beschrieben in einer gemeinsam besessenen parallel
angemeldeten U.S. Patent Anmeldung mit der Seriennr. 09/169,358
mit dem Titel "Multi-Layered
PN Code Spreading In A Multi-User Communications System".
-
Wieder
Bezug nehmend auf 4 umfasst der Sucher 306 auch
einen nichtkohärenten
Akkumulator bzw. Addierer 404. Die kohärenten Summen von jedem Stück 402 werden
an den nichtkohärenten
Akkumulator bzw. Nicht-Kohärent-Akkumulator 404 zur
nichtkohärenten
Akkumulierung transferiert. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
umfassen die kohärenten
Summen für
jedes Stück
eine pünktliche
(on-time) kohärente
Summe und eine verspätete
(Late) kohärente
Summe und zwar für
jeden der I- und Q-Kanäle.
Beispielsweise sind diese Summen für das Stück 402A in 4 mit "I1 ON-TIME", "I1 LATE", "Q1 ON-TIME", und "Q1 LATE" beschriftet.
-
Der
nichtkohärente
Akkumulator 404 erzeugt für jedes Stück ein Paar von nichtkohärenten Summen und
zwar eine für
die "on-time" bzw. pünktlichen
Komponenten und eine für
die "late" bzw. verspäteten Komponenten.
Jede nichtkohärente
Summe wird erhalten durch Summieren der Quadrate der entsprechenden
M I und Q kohärenten
Summen für
eine vorherbestimmte Periode bzw. Dauer von N-Chips oder Chip-Perioden, N
mal M-Chips mit Daten in dem endgültigen nichtkohärenten Summierungsergebnis
vorsehend. Beispielsweise sind die nichtkohärenten Summen für das Stück 402A gegeben
durch:
-
-
-
Die
Zeitsteuerung für
jeden nichtkohärenten
Akkumulationsszyklus oder Periode wird durch Signale von der Akkumulatorsteuereinrichtung 314 gesteuert.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
fahren die Zyklen in einer "dominio" Art und Weise fort,
wobei der Zyklus für
jedes nachfolgende Stück
eine (1) Chipperiode bzw. Dauer nach dem Start des Zykluses für das vorhergehende
Stück beginnt,
wobei L gesamte Stücke für die Verarbeitung
von Signalen während
der Akquisition verwendet werden. Da es N-Chips gibt, die durch die
Stücke
verarbeitet werden, gibt es N-Chips-Verzögerung zwischen kohärenten Summen,
die von einem Stück
ausgegeben werden. Die nichtkohärenten
Akkumulatorergebnisse werden an den Schwellendetektor 308 gegeben,
wie oben beschrieben.
-
5 ist
ein Blockdiagramm das die Architektur des Stücks 402B gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung abbildet. Das Stück 402B umfasst eine
Vielzahl von Akkumulatoren 502A, 502B, 502C und 502D;
ein Vielzahl von Multiplizierern 504A, 504B, 504C und 504D;
und eine Verzögerungseinheit 506.
Die Verzögerungseinheit 506 empfängt die
an das Stück 402B gegebenen
bzw. gelieferten PN-Sequenzen. In dem Fall des Stücks 402B sind
die PN-Sequenzen PNI2 und PNQ2 die von dem Stück 402A geliefert
werden. Die Verzögerungseinheit 506 auferlegt
den PN-Sequenzen
eine im wesentlichen uniforme Zeitverzögerung, wie es auf dem relevanten
Gebiet der Technik klar ist. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
ist die auferlegte Verzögerung
eine Chip-Periode.
-
Die
in 5 mit "PNI2" und "PNQ2" beschrifteten Signale
werden eingegeben oder transferiert zu den Multiplizierern 504 während die
mit "PNI3" und "PNQ3" beschrifteten verzögerten Signale
eingegeben werden oder transferiert werden zu dem nächsten Stück 402C (nicht
gezeigt) in dem Sucher 306. Alternativ wird bei einer Konfiguration
zuerst mit dem Verzögerungselement
wie durch das gestrichelte umrandete Verzögerungselement 506' gezeigt, die verzögerten Signale "PNI3" und "PNQ3" sowohl den Multiplizierern 504 als
auch den nächsten
Stück 402C eingegeben.
Die Multiplizierer 504 empfangen auch die Komponenten des
Datenstroms.
-
In
dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
empfangen die Multiplizierer 504A und 504B die
Q-Kanal-PN-Sequenz PNQ2. Der Multiplizierer 504A empfängt die
late bzw. verspätete
Q-Kanal-Datenstrom-Komponente Q-late und der Multiplizierer 504B empfängt die
pünktliche
bzw. on-time Q-Kanal-Datenstrom-Komponente
Q-on-time. Die Multiplizierer 504C und 504D empfangen
die I-Kanal-PN-Sequenz PNI2. Der Multiplizierer 504C empfängt die
verspätete
I-Kanal-Daten-Strom-Komponente I LATE und der Multiplizierer 504D empfängt die
pünktliche
(on-time) die Kanaldatenstromkomponente I ON-TIME.
-
Es
ist klar, dass während
Multiplizierer im Allgemeinen verwendet werden oder konzeptionell
eingesetzt werden zum Darstellen der Entspreizoperation, die für Spreizspektrumsignale
stattfindet. Spreizen ist jedoch das Äquivalent zu einer Rotation
bzw. Drehung um ein Vielfaches von 90 Grad. Deshalb kann das Entspreizen
erreicht werden durch Anwenden der inversen Rotation bzw. Drehung
auf die I- und Q-Signale und zwar basierend auf dem interessierenden
PN-Code. Die Verwendung einer Rotationsoperation oder eines Rotationselements
zum Implementieren von Entspreizen kann in vielen Situationen geeignet
sein, um die Abhängigkeit
von dem unbekannten Phasenversatz zwischen dem Übertrager bzw. Sender und Empfänger zu entfernen.
Deshalb können
die Multiplizierer 504A, 504B, 504C und 504D durch
geeignete bekannte Rotatoren für
diesen Zweck ersetzt werden.
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Die
Akkumulatoren 502A, 502B, 502C und 502D empfangen
die Ausgaben der Multiplizierer 504A, 504B, 504C bzw. 504D und
Erzeugen die kohärenten
Summen Q1 LATE, Q1 ON-TIME, I1 LATE bzw. I1 ON-TIME. Die Zeitsteuerung
der Akkumulationszyklen für
die Akkumulatoren 502A wird typischerweise im wesentlichen übereinstimmend
durch ein Signal SYNC2 gesteuert, das von der Akkumulatorssteuereinrichtung 314 geliefert
wird. In einem bevorzug ten Ausführungsbeispiel
akkumuliert jeder Akkumulator über
N-Chip-Perioden, wobei N typischerweise gleich 32 ist. Andere Werte
können
jedoch für
N gewählt
werden wie früher erörtert wurde,
wie beispielsweise 1024 Chips, der Länge eines typischerweise verwendeten
inneren PN-Codes.
-
Da
die Datentastungen bzw. Abtastung durch Dezimierungs- und Eingangselemente
oder Schaltungen mit einer achtfachen Übertastungsrate auftreten wie
früher
erörtert
(obwohl andere Raten bei anderen Anwendungen verwendeten werden
könnten)
bedeutet das, dass ein Takt mit Chipx8 zur Zeitsteuerung verfügbar ist.
Zur gleichen Zeit wird jede Summe oder Summierung mit der Chipx1-Rate
der PN-Codes aktualisiert und es gibt eine Zeit zwischen Datenpunkten
um Daten mit einer Chipx1-Rate zu verarbeiten. Deshalb ist im gewissen
Masse das seitliche Teilen bzw. zeitliche gemeinsame Nutzen (Time
sharing) von Hardware möglich und
einige dieser Operationen können
serialisiert werden, und zwar nicht übereinstimmend, um Verarbeitungshardware
zu sparen, während
die Ein-Chip-Zeitsteuerung erreicht wird. Die in den Figuren dargestellten Schaltkreise
können
in gewissen Umfang zeitlich geteilt werden, um Kosten und Komplexität für einen
Suchermechanismus zu sparen. Beispielsweise könnten ein einzelner Akkumulator
(Multiplizierer oder Rotierelement) und temporäre Speicherung (Speicher) verwendet
werden, um die vier Summen in einem Stück zu bilden und zwar wie jene
die für
die nichtkohärente
Akkumulationen verwendet werden, wie unten erörtert.
-
Um
aus mehrfacher Walsh-Code-Akquisition Vorteile zu ziehen, wie in
den früher
angegebenen Patenten erörtert,
müssen
die kohärenten
Akkumulationen mit den PN-Codes synchronisiert sein. Das erste Bit des
inneren Codes, hier 1024 Chips, korrespondiert mit dem ersten Bit
eines Walsh-Symbols (Code) (angenommene Länge von 128). Auf diese Art
und Weise passen acht Walsh-Symbole innerhalb jede PN-Code-Periode.
Weiterhin sind kohärente
Akkumulationen mit Symbolgrenzen synchronisiert. Falls die Länge der
kohärenten
Akkumulation N, zweiunddreißig
ist, dann startet die Akkumulation bei dem ersten, dreiunddreißigsten, fünfundsechzigsten
und siebenundneunzigsten Chip jedes Symbols. Für N gleich 64 beginnen die
Akkumulationen bei den ersten und fünfundsechzigsten jedes Symbols
und für
N gleich 128 deckt eine kohärente
Akkumulation exakt ein Symbol ab.
-
6 ist
ein Blockdiagramm, das die Architektur des nichtkohärenten Akkumulators 404 gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung abbildet. Wenn ein Satz mit vier kohärenten Akkumulationen
vervollständigt
ist, bildet eine Quadrier- und Akkumulationseinheit I2 +
Q2 für
die pünktlichen (on-time)
und verspäteten
(late) Tastungen. In diesem Ausführungsbeispiels
werden alle der nichtkohärenten Akkumulationssummen
in einer Speicherstelle oder -element gespeichert wie beispielsweise
einem Speicher 608 und werden unter Verwendung eines Quadrieres 604 und
eines Addierers 606 modifiziert. Eine Vielzahl bekannter
Speicherelemente und Addierer kann zum Implementieren der Erfindung
verwendet werden, und zwar wie es bekannt wäre ohne die hierin offenbarten
Lehren zu beeinträchtigen.
Ein Multiplexer 602 wird verwendet, um kohärente Summen
zur nichtkohärenten
Akkumulation auszuwählen
und zwar basierend auf den SYNC Signalen. Die SYNC Signale werden
auch verwendet, um die nichtkohärente
Summe im Speicher 608 auszuwählen und zwar die zu modifizieren
ist. Die kohärenten
Summen werden für
den Multiplexer 602 sequentiell verfügbar. Diese Anordnung erlaubt
es, alle nachfolgende Verarbeitung mit einem einzelnen Hardwaredatenpfad
zu implementieren, der zwischen den verschiedenen Zeitsteuerhypothesen,
die getestet werden, zeitlich geteilt ist. Das hat den Vorteil,
dass nur ein Quadrierer und ein Addierer nötig sind, um alle nichtkohärenten Akkumulationen
durchzuführen.
Mehrere Quadrierer und Addierer können auch verwendet werden in
einer weniger oder nicht zeitlich gemeinsam genutzten Anordnung
innerhalb der Lehren der Erfindung, fals gewünscht und zwar wie es bekannt
wäre.
-
Der
Betrieb des nichtkohärenten
Akkumulators 404 wird jetzt beschrieben. Am Anfang eines
nichtkohärenten
Akkumulatorzykluses werden die Werte an den Stellen innerhalb des
Speichers 608 auf null gesetzt. Nachdem die kohärente Summe
I1 ON-TIME am Multiplexer 602 empfangen wird, wird sie
durch den Multiplexer 602 gemäß dem von der Akkumulatorsteuereinrichtung 314 emp fangenen
Synchronisationssignalen ausgewählt.
Die Synchronisationssignale werden noch verwendet, um eine Speicherstelle
in dem Speicher 608 auszuwählen, die einer nichtkohärenten Summe
ON-TIME 1 entspricht. Die kohärente
Summe I1 ON-TIME wird durch den Quadrierer 604 quadriert.
Die quadrierte kohärente
Summe wird zu der ausgewählten
Speicherstelle addiert. Nachdem die andere kohärente Summe in dem Paar Q1
ON-TIME an dem Multiplexer 602 empfangen wird, wird sie
durch den Multiplexer 602 gemäß den, von der Akkumulatorsteuereinrichtung 314 empfangenen
Synchronisationssignalen ausgewählt.
Die Synchronisationssignale werden wieder verwendet, um eine Speicherstelle
in dem Speicher 608 auszuwählen, die der kohärenten Summe
ON-TIME 1 entspricht. Die kohärente
Summe Q1 ON-TIME wird durch den Quadrierer 604 quadriert.
Die quadrierte kohärente
Summe wird zu der ausgewählten
Speicherstelle addiert. Diese Operation wird M mal für jedes
der fünf
pünktlichen (on-time)
und verspäteten
(late) I-Q Paare in jedem Stück 402 wiederholt.
Am Ende des nichtkohärenten
Akkumulationszykluses werden die nichtkohärenten Summen von den Speicherstellen
des Speichers 608 zu den Schwellendetektor 308 oder
dem Mikroprozessor gesendet und zwar wie gewünscht.
-
In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
wird die vorliegende Erfindung verwendet um einen Suchraum zu durchsuchen,
der mehrere Dimensionen besitzt. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
umfassen diese Dimensionen Frequenzversatz, PN-Code, Pilot-Walsh-Kanal,
erwartete Pilotsignalstärke
und PN-Versatz. Der Frequenzversatz kann von Dopplereffekten folgen,
die durch die schnelle Bewegung einer Signalquelle oder eines Weiterleitungselements
eingeführt
werden, wie beispielsweise Satelliten mit Bezug auf den Nutzeranschluss
oder das Gateway. Der Frequenzfehler kann auch von einem Fehler
folgen, der von einem Lokaloszillator eingeführt wird, der in dem Nutzeranschluss
verwendet wird. Beispielsweise können
billige Oszillatoren weniger genau sein, oder die Oszillatorausgabe
kann mit der Verwendung oder dem Leistungspegel wandern. Der Suchraum
umfasst eine PN-Code-Dimension,
wenn das Kommunikationssystem mehrere PN-Codes verwendet. In einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
umfasst das Kommunikationssys tem 100 acht I-Q Paare mit
PN-Codes. Der Suchraum umfasst auch zwei verschiedene Pilotkanäle, die
verschiedene Walsh-Codes verwenden.
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In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung sind die Werte von N und M programmierbar.
Diese Werte werden, basierend auf der erwarteten Stärke des
Pilotsignals, ausgewählt, Durch ändern dieser
Werte wird die erwartete Pilotsignalstärkendimension des Suchraums
durchquert.
-
7 ist
ein Flussdiagramm, das den Suchprozess der vorliegenden Erfindung
gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
abbildet. Die Dimensionen werden in ineinandergeschachtelten Schleifen
durchsucht. Deshalb werden die Schleifen zuerst initialisiert. Im
Schritt 702 werden Anfangswerte ausgewählt und zwar für Frequenzversatz,
PN-Code, Pilot-Walsh-Kanal (Orthogonal-Code verwendet zum Erzeugen
des Pilotkanals) und erwartete Pilotsignalstärke. Die PN-Versatz-Dimension
des Suchraums wird dann basierend auf jenen Werten durchsucht und
zwar wie im Schritt 704 gezeigt und im Detail unten mit
Bezug auf 8 beschrieben ist. Ein anderer
Frequenzversatz wird gewählt,
wie in Schritt 708 gezeigt, und die Suche der PN-Versatz-Dimension
wird wiederholt bis all die Frequenzversätze untersucht worden sind,
wie in Schritt 706 gezeigt. Die Suche der PN-Versatz- und
Frequenz-Versatz-Dimensionen
werden für
jeden PN-Code in dem Suchraum wiederholt, wie in den Schritten 710 und 712 gezeigt.
Die Suche der PN-Versatz-, Frequenz-Versatz- und PN-Code-Dimensionen werden
für jeden
Pilot-Walsh-Kanal wiederholt, wie in den Schritten 714 und 716 gezeigt.
-
Falls
es erwartet wird, dass die verfügbaren
Pilotsignale in der Stärke
stark variieren, dann kann die Suche der PN-Versatz-, Frequenz-Versatz-,
PN-Code und Pilot-Walsh-Kanal-Dimensionen optional auch für jeden
erwarteten Pilotsignalstärkenbereich
in dem Suchraum wiederholt werden, wie in den Schritten 718 und 720 gezeigt,
und zwar falls mehrere Stärkebereiche
eingesetzt werden. Im Allgemeinen fallen die Pilotsignale vorhersagbar
in einen bestimmten Stärkebereich
und Suchen über
mehrere Bereiche ist nicht ge wünscht. Wenn
die Suche über
die erwarteten Parameter oder Bereiche beendet ist, ist der Suchraum
vollständig
durchsucht worden.
-
An
dieser Stelle kehrt der Prozess zu dem Anfang zurück und beginnt
eine Suche für
neue Pilotsignale oder PN-Versätze,
die zu akquirieren sind usw. Alternativ wo mehrere Dienste für den Nutzeranschluss
potentiell verfügbar
sind wie beispielsweise terrestrischer Zellulardienst gegenüber Satellitenkommunikationsdienst beispielsweise
kann der Suchraum erweitert werden, um eine andere Dimension der "Systembestimmung" zu umfassen. Dieser
Parameter kann einen Wert haben, der auf einen Zustand (Dienst)
gesetzt wird, um anfangs oder zufällig einen gewünschten
Dienst auszuwählen
oder auf einer vorhergesagten Dienstverfügbarkeit zu basieren. Nach
der Vollendung eines Verarbeitungszykluses wie oben beschrieben,
kann dieser Parameter zurückgesetzt
werden und der obige Prozess wird wiederholt bevor zu dem Anfangssystemsuchzustand
zurückgekehrt
wird.
-
8 ist
ein Flussdiagramm, das die vorliegende Erfindung beim Sucher der
PN-Versatz-Dimension eines Suchraums für einen Datenstrom gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
beschreibt. Dieser Prozess entspricht dem Schritt 704 der 7.
Im Schritt 802 wird die von dem PN-Code-Generator 312 erzeugte
Pseudo-Rausch-Sequenz um einen vorgewählten Betrag durch die Verzögerungseinheiten 506 verzögert, um
eine Vielzahl verzögerter
Pseudo-Rausch-Sequenzen zu erzeugen. Jede verzögerte Pseudo-Rausch-Sequenz wird mit
dem Datenstrom kombiniert, um eine Vielzahl entspreizter Datenströme zu erzeugen,
wie in Schritt 804 gezeigt. Dieses Kombinieren wird durch
Multiplizier 504 (oder Rotatoren, wenn verwendet) durchgeführt, wie
oben beschrieben. Jeder entspreizte Datenstrom wird für eine Periode
von N-Chips akkumuliert, um eine kohärente Summe zu erzeugen, wie
in Schritt 806 gezeigt. Diese kohärente Akkumulierung wird durch
die Summierer 502 durchgeführt. Entsprechende Paare kohärenter Summen
werden für
M kohärente
Akkumulatorzyklen akkumuliert, um eine Vielzahl von nichtkohärenten Summen
zu erzeugen, wie im Schritt 808 gezeigt. Die nichtkohärente Akkumulation
wird durch den nichtkohärenten
Akkumulator 404 durchgeführt.
-
Jede
nichtkohärente
Summe wird mit einer Schwelle mit dem Schwellendetektor 308 verglichen,
wie im Schritt 810 gezeigt ist. Jene Summen, die die Schwellen übersteigen,
werden ausgewählt,
und zwar zur Verwendung bei der Bestimmung bei der für die Demodulation
verwendeten Zeitsteuerung, wie im Schritt 812 gezeigt ist.
In einem Ausführungsbeispiel
merkt sich, speichert oder akkumuliert der Schwellendetektor 308 eine
vorbestimmte Anzahl der größten, während der
aktuellen Suche gefundenen nichtkohärenten Summen während er
Einträge
verwirft oder ignoriert, die nur um einen halben Chip von einer
anderen nichtkohärenten Summe
versetzt sind. Eine lokale Maximumschaltung oder Element wird im
Allgemeinen verwendet um eine Zurückweisung der benachbarten
Hypothesen (1/2 Chip) zuzulassen und zwar davon dass beide in die
Tabelle Einzug halten. In dieser Situation ist nur der größere der
beiden zugelassen und zwar obwohl beide größer als andere Einträge sein
können.
Diese Fähigkeit
reduziert die für
die vorliegende Erfindung erforderliche Spitzendetektionverarbeitung
stark.
-
Wenn
eine nichtkohärente
Summe zur Verwendung bei der Demodulation ausgewählt wird, wird der mit der
nichtkohärenten
Summe assoziierte PN-Versatz
an einen ausgewählten
digitalen Datenempfänger 216 geliefert.
Der ausgewählte
digitale Datenempfänger
verwendet den vorgesehenen PN-Versatz
und den PN-Code zum Demodulieren des Datenstroms.
-
Die
bislang beschriebene Verarbeitung deckt einen Satz mit L PN-Versätzen in
den Stücken 402A–402L ab.
Zum Durchsuchen des gesamten möglichen
Code-Versatz-Raums ist es nötig,
durch alle N-Chips in den Code zu schieben. D.h. die Anwendung von
mehreren Stücken
zum parallelen Verarbeiten der Versätze adressiert nur L-Versätze, was
zu anderen N–L
Versätzen
oder Codehypothesen führt,
die nicht getestet sind. Für
einen gegebenen PN-Code von beispielsweise 1024 Chips (N = 1024,
aber andere Längen können verwendet
werden) beschreibt die PN-Versatzsuche von L-Versatzchips eine Suche
von L von 1024 möglichen
Versatzwerten. Diese Arten von Suche oder von Suchraum wird als
eine Rake (Rake) einer Suche bezeichnet. Nachdem jede Rake vervollständigt ist,
müssen
die Versätze
auf den nächsten
Satz mit L PN Versatzhypothesen eingestellt oder verschoben werden
und die Suche beginnt wieder. Deshalb sind zum Suchen bzw. Durchsuchen
einer Gesamtheit mit N PN-Versätzen
N/L Raken erforderlich. Für
L = 16 und N = 1024 wären
das 64 Raken durch den Sucher.
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Eine
als vorteilhaft erachtete Technik in der vorliegenden Erfindung
ist es die Sucher PN-Zeitsteuerung auf den nächsten Satz mit L PN-Versatzhypothesen
zu „schwenken" (slew) und zwar
durch Einstellen der Zeitsteuerung des PN-Codes oder Code-Generators, so dass
der Code gewissermaßen
um einen Faktor von L verschoben wird und zwar bevor jede Rake für die L-Stücke noch
einmal von vorne anfängt.
Das ist in dem Zeitsteuerdiagramm der 9 zu sehen,
dass die Beziehung zwischen der PN-Takt-Rate von Chipx1 und den verschiedenen
Signalen illustriert, die in den Stücken 402 und bei der
Verarbeitung der Daten verwendet werden.
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In 9 wird
der grundlegende PN-Codezeitsteuertaktzyklus 902 (chipx1)
oben gezeigt, wobei die Zeit auf der linken Seite beginnt und in
Richtung der rechten Seite zunimmt. Dies ist in der Figur nach unten gefolgt
von Verzögerung
bzw. Delay 1, Verzögerung
14 und Verzögerung
15 Ausgaben 906, 908 bzw. 910 und zwar
mit der Datenchipeingabe 912 für den Datenstrom. Der nächste Satz
dargestellter Signale besteht aus einem Schwenkfreigabesignal (Slew
Enable signal) 914 und Stückfreigabesignalen, Stück 0 Freigabe
(Slice 0 Enable), Stück
1 Freigabe, Stück
14 Freigabe bzw. Stück
15 Freigabe mit 916, 918, 920 bzw. 922 beschriftet.
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Die
dargestellte relative Zeitsteuerung der Codegeneratorausgabe 904 beginnt
mit der Chipnummer PN(30), während
die Verzögerung
1, 14, und 15 mit PN(29), PN(16) bzw. PN(15) beginnen, was eindeutig zeigt,
dass die PN-Versätze oder
der Versatz der Codezeitsteuerung durch die Verzögerungselemente in den Stücken beeinflusst
werden. Die Verarbeitung jedes Stücks wird unter Verwendung der
Stückfreigabesignale oder
Befehle gesteuert, wobei jeder einen Chip nachdem vorhergehenden
auftritt. Nachdem die Stücke die Verarbeitung
unter Verwendung der ersten L (16) PN-Versätze beendet haben, oder die
PN-Codes um die gewünschten
bzw. Sollverzögerungsbeträge hindurch
geschoben worden sind, wird der PN-Code-Generator eingefroren, verriegelt,
gebremst (retarded), ausgesetzt oder verzögert (geschwenkt bzw. slewed)
und zwar vom Erzeugen oder Ausgeben weiterer Codechips.
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PN(31)
ist der letzte Chip der in den letzen kohärenten Akkumulationen (N =
32) bei den Anfangs-PN-Versatzhypothesen zu verwenden ist. Das ist
zu sehen, wenn das Schwenkfreigabesignal 914 den Zustand ändert (beispielsweise
hier auf hoch wechselt) und die Codeausgabe 904 den Chipwert
PN(31) erreicht und hält,
repliziert oder fortfährt
den gleichen Chip PN(31) für
eine vorherbestimmte Periode bzw. Dauer auszugeben und zwar bis
es gewünscht
ist, die Verarbeitung der Stücke
erneut zu beginnen. Das tritt auf, wenn der nächste Versatz-Satz erreicht
wird, d.h. die PN-Zeitsteuerung wird um L verschoben. Das wird gezeigt, wenn
das Schwenkfreigabesignal 914 den Zustand ändert (zum
Beispiel hier nach niedrig bzw. low wechselt) und die Code-Ausgabe 904 Chipwerte
PN(32) ... PN(45), PN(46) usw. erreicht. PN(32) ist der erste Chip,
der in den ersten kohärenten
Akkumulationen (N = 32) bei dem nächsten Satz von Hypothesen
zu verwenden ist. Das geht weiter bis der nächste Schwenkpunkt erreicht
ist und der Prozess wird wiederholt, mit einem neuen Schwenkfreigabesignal
das stattfindet oder von dem Prozessor ausgegeben wird und die Verarbeitung
beginnt wieder nachdem Schieben bzw. Verschieben anderer L-Versätze. Es
ist zu sehen, dass typischerweise der Datenchip D(15) in den Akkumulationen
nicht verwendet wird und das Schwenkfreigabe (Einfrieren des PN-Generators)
das Komplement von Stück
0 Freigabe ist.
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IV. Ergebnis
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Die
vorliegende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele ist vorgesehen
es irgendeinem Fachmann zu ermöglichen,
die vorliegende Erfindung nachzuvollziehen oder anzuwenden. Während die
Erfindung teilweise gezeigt und mit Bezug auf ihre bevorzugten Ausführungsbeispiele
beschrie ben worden ist, ist es dem Fachmann klar, dass verschiedene Änderungen
der Form und Details durchgeführt
werden können, ohne
von dem Umfang der Erfindung abzuweichen.