DE69926767T2

DE69926767T2 - Endgerät mit parallelem pilotsucher

Info

Publication number: DE69926767T2
Application number: DE69926767T
Authority: DE
Inventors: Brian Harms; Sherman Gregory
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1998-09-09
Filing date: 1999-09-08
Publication date: 2006-06-29
Anticipated expiration: 2019-09-09
Also published as: EP1112622B1; US6765953B1; US20040264554A1; HK1039696A1; ATE302507T1; AU5816299A; EP1112622A1; DE69926767D1; WO2000014893A1

Description

Hintergrund der Erfindung
I. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Vielfachzugriffsspreizspektrumskommunikations- bzw. -nachrichtenübertragungssysteme und Netzwerke. Spezieller bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Erlangen bzw. Akquirieren von Signalen von solchen Systemen.
II. Beschreibung der verwandten Technik
Im Allgemeinen können drahtlose Kommunikations- bzw. Nachrichtenübertragungssysteme terrestrisch oder satellitengestützt sein. Ein exemplarisches terrestrisches, drahtloses Kommunikationssystem umfasst mindestens eine terrestrische Basisstation und mindestens einen Nutzeranschluss bzw. -endgerät (z.B. ein Mobiltelefon). Die Basisstation sieht Verbindungen vor und zwar von einem Nutzeranschluss zu anderen Nutzeranschlüssen oder Kommunikationssystemen wie beispielsweise einem terrestrischen Telefonsystem. Ein beispielhaftes satellitengestütztes, drahtloses Kommunikationssystem umfasst mindestens eine terrestrische Basisstation (im Folgenden als ein Gateway bezeichnet), mindestens einen Nutzeranschluss (z.B. ein Mobiltelefon) und mindestens einen Satelliten zum Weiterleiten von Kommunikations- bzw. Nachrichtenübertragungssignalen zwischen dem Gateway und dem Nutzeranschluss. Das Gateway sieht Verbindungen vor, und zwar von einem Nutzeranschluss zu anderen Nutzeranschlüssen oder Kommunikationssystemen wie beispielsweise einem terrestrischen Telefonsystem. Einige dieser drahtlosen Kommunikationssysteme setzen Spreizspektrumtechniken ein.
In einem typischen Spreizspektrumkommunikationssystem wird ein Satz mit vorausgewählten, pseudozufälligen Rausch-(PR; pseudorandom noise, PN)-Code-Sequenzen zum Modulieren (d.h. „Spreizen") von Informationssignalen über ein vorherbestimmtes spektrales Band verwendet, und zwar vor der Mo dulation auf ein Trägersignal zur Übertragung als Kommunikationssignale. Die PN-Spreizung, ein Verfahren der Spreizspektrumübertragung, das in der Technik wohlbekannt ist, erzeugt ein Signal zur Übertragung das eine Bandbreite besitzt, die viel größer ist, als die Bandbreite des Datensignals. In einer Satellitenvorwärtskommunikationsverbindung (d.h. in einer Nachrichtenübertragungs- bzw. Kommunikationsverbindung, die ihren Ursprung bei einem Gateway hat und bei einem Nutzeranschluss endet) werden PN-Spreizcodes verwendet zum Diskriminieren bzw. Unterscheiden zwischen Signalen, die von einem Gateway über verschiedene Strahlen bzw. Beams übertragen werden und zum Unterscheiden zwischen Mehrwegesignalen. Diese PN-Codes werden im Allgemeinen von allen Kommunikationssignalen innerhalb eines Beams geteilt bzw. gemeinsam genutzt.
In einem beispielhaften CDMA Spreizspektrum-System werden „Kanalisierungs"-Codes verwendet und zwar zum Unterscheiden zwischen Signalen, die für bestimmte Nutzeranschlüsse (im Folgenden als „Verkehrssignale" bezeichnet) gedacht sind, die innerhalb eines Satellitenbeams oder Teil- bzw. Unterbeams auf der Vorwärtsverbindung übertragen werden. Die Kanalisierungscodes bilden orthogonale Kanäle in einem SUB-Beam über den Kommunikationssignale transferiert werden. D.h. ein einzigartiger orthogonaler Kanal ist für jeden Nutzeranschluss auf der Vorwärtsverbindung vorgesehen durch verwenden einer einzigartigen „Kanalisierung" oder überdeckenden orthogonalen Code zum Modulieren von Signalen, die für den Nutzeranschluss gedacht sind. Walsh-Funktionen werden im Allgemeinen zum Implementieren der Kanalisierungscodes verwendet, wobei diese auch als Walsh-Codes oder Walsh-Sequenzen bekannt sind, und zwar mit einer typischen Länge in der Größenordnung von 64 Code Chips für terrestrische Systeme und 128 Code Chips für Satellitensysteme.
Typische CDMA Spreizspektrumkommunikationssysteme sehen die Verwendung von kohärenter Modulation und Demodulation für Vorwärtsverbindungsnutzeranschlusskommunkationen vor. Bei Kommunikationssystemen, die diesen Ansatz verwenden wird ein „Pilot"-Trägersignal (hier im Folgenden als ein „Pilotsignal") verwendet und zwar als eine kohärente Phasenreferenz für Vorwärtsverbindungen, d.h. ein Pilotsignal, welches keine Datenmodulation enthält wird von einem Gateway über ein Abdeckungs- bzw. Versorgungsgebiet hinweg übertragen. Ein einzelnes Pilotsignal wird im Allgemeinen von jedem Gateway übertragen und zwar für jeden verwendeten Strahl bzw. Beam und für jede verwendete Frequenz. Diese Pilotsignale werden gemeinsam verwendet und zwar von allen Nutzeranschlüssen, die Signale von dem Gateway auf einem gegebenen Beam empfangen.
Pilotsignale werden von Nutzeranschlüssen verwendet zum Erhalten von anfänglicher Systemsynchronisation und für Zeit-, Frequenz- und Phasennachführung von anderen Signalen, die von dem Gateway übertragen werden. Von dem Erlangen und Nachführen eines Pilotsignals erhaltene Phaseninformation wird als eine Trägerphasenreferenz zur kohärenten Demodulation von anderen Systemsignalen oder Verkehrssignalen verwendet. Diese Technik erlaubt es, dass viele Signale ein gemeinsames Pilotsignal als eine Phasenreferenz gemeinsam nutzen, was einen weniger teuren und effizienteren Nachführmechanismus vorsieht. Zusätzlich zu Pilotsignalen gibt es andere gemeinsam genutzte Ressourcen wie beispielsweise Paging- bzw. Rundruf- und Synchronisationssignale, die zum Übertragen von Systemoverheadinformation und speziellen Nachrichten an Nutzeranschlüsse verwendet werden.
Weil ein Pilotsignal im Allgemeinen Datenmodulation nicht umfasst, kann ein Spreizspektrumpilotsignal als ein, mit einem PN-Spreizcode moduliertes Trägersignal, charakterisiert werden. In einem Ansatz verwenden alle Pilotsignale innerhalb eines Kommunikationssystems, den gleichen PN-Spreizcode oder Codesatz, aber jeder Beam verwendet einen anderen relativen Code-Zeitsteuerungsversatz. Das sieht Signale vor, die einfach voneinander unterschieden werden können, während sie vereinfachte Akquisition und Nachführung vorsehen. Bei einem anderen Ansatz kann jedes Pilotsignal unter Verwendung eines anderen PN-Codes erzeugt werden. CDMA-Systeme erfordern schnelle und genaue Akquisition der Zeitsteuerung der Pilot-PN-Sequenz. Die Zeitsteuerung der PN-Sequenz muss genau bekannt sein, um Information von modulierten Signalen zu erhalten. Die Akquisition dieser Zeitsteuerung muss schnell sein, um eine Verzögerung der Akquisition von Kommunikationssignalen oder des Herstellens von Kommunikationsverbindungen zu vermeiden, was Systemnutzer nicht akzeptierbar frustrieren könnte.
Der Suchprozess umfasst ein Erzeugen von Zeitsteuerungshypothesen und ein Testen jeder Hypothese um Herauszufinden, welche die am wahrscheinlichsten vorsieht oder die am besten mit der Signalzeitsteuerung übereinstimmt, was manchmal als finden der „richtigen" Hypothese bezeichnet wird. Ein gemeinsames Entwurfsziel ist es jedoch, die Komplexität und Kosten des Nutzeranschlusses zu reduzieren. Deshalb kann eine minimale Menge von Ressourcen vorgesehen werden, einschließlich Schaltkreisen oder Verarbeitungsfähigkeiten. Aus diesem Grund testen einige konventionelle Sucher die Hypothesen seriell bzw. nacheinander, wobei jede weniger wahrscheinliche oder inkorrekte Hypothese eliminiert wird bevor die nächste getestet wird. Dieser Ansatz verbraucht jedoch auch sehr viel Zeit, was möglicherweise die Signalakquisition um einen unakzeptablen Betrag verzögert.
Ein anderer konventioneller Ansatz ist es, die Hypothesen in zwei Stufen zu testen. In der ersten Stufe werden die am wenigsten wahrscheinlichen Hypothesen eliminiert. In der zweiten Stufe wird jede verbleibende Hypothese seriell getestet. Zwar erfordert dieser Ansatz weniger Zeit als der oben beschriebene einstufige Ansatz, benötigt jedoch immer noch sehr viel Zeit.
Was deshalb erforderlich ist, ist eine Technik und eine Vorrichtung zum schnellen Testen von Hypothesen und zum schnellen Erlangen von Pilot- und damit anderen Kommunkationssignalen.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung sieht einen Parallelsucher bzw. ein Parallelsuchelement für ein Nutzerterminal und ein Verfahren zum Detektieren des Vor handenseins eines Signals vor wie in den angehängten Ansprüchen definiert ist.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass sie es einem Empfänger erlaubt viele PN Versätze gleichzeitig zu suchen und dadurch die Gesamtsignalakquisitionszeit reduziert. Die Erfindung erlaubt es einem Empfänger auch über mehrere PN-Codes, mehrere orthogonale Codes oder Pilotkanäle und mehrere Frequenzbereiche zu suchen, was jeweils Empfänger vorsieht, mit erhöhter Flexibilität und Brauchbarkeit und zwar besonders für fortschrittliche Kommunikationssystementwürfe. Dieser Prozess ist nicht gegenteilig durch das Vorhandensein eines äußeren Codes bei mehrlagigen bzw. mehrschichtigen Codeumgebungen beeinträchtigt.
Ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, dass sie die Menge von Ressourcen reduziert, die nötig sind, um nicht kohärente Akkumulation oder andere Operationen in einem Sucherempfänger durchzuführen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der unten angegeben detaillierten Beschreibung klarer werden, wenn man diese zusammen mit den Zeichnungen betrachtet, in denen gleiche Bezugszeichen durchgehend entsprechendes identifizieren und wobei:
1 ein beispielhaftes drahtloses Kommunikationssystem darstellt, in dem die vorliegende Erfindung nützlich ist;
2 einen beispielhaften Transceiver zur Verwendung in einem Nutzeranschluss darstellt;
3 ein Blockdiagramm ist, das die Architektur eines Sucherempfängers abbildet und zwar gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
4 ein Blockdiagramm ist, das die Architektur eines Sucherverarbeitungselements abbildet, und zwar gemäß eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
5 ein Blockdiagramm ist, das die Architektur eines Scheiben- bzw. Stückverarbeitungselementes abbildet und zwar gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
6 ein Blockdiagramm ist, das die Architektur eines nicht kohärenten Akkumulators abbildet und zwar gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
7 ein Flussdiagramm ist, das den Sucherprozess der vorliegenden Erfindung abbildet und zwar gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel;
8 ein Flussdiagramm ist, das den Betrieb der vorliegenden Erfindung beschreibt und zwar bei dem Suchen bzw. Durchsuchen der PN-Versatz-Dimension eines Suchraumes für einen Datenstrom gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel; und
9 die relative Zeitsteuerung von Signalen und Signalverarbeitungsschritten darstellt und zwar einschließlich der Anwendung von -Schwenken bzw. Slewing, um eine Verarbeitung von mehreren Sätzen mit Codeversätzen zu erlauben.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
I. Einführung
Die vorliegende Erfindung ist ein System und Verfahren zum schnellen und genauen Akquirieren bzw. Erlangen eines Signals wie beispielsweise dem Pilotsignal und zwar in einem Spreizspektrumnachrichtenübertragungs- bzw. Kommunikationssystem. Spezieller identifiziert die vorliegende Erfindung die Pseudorauschsequenz (auch als ein „PN-Code" bezeichnet) und speziell einen Zeitsteuerungsversatz des PN-Codes, der zum Spreizen des Signals vor seiner Übertragung verwendet wurde und zwar zusammen mit dem Pilotorthogonalkanalcode, Walshsequenz, Zuweisung und einer groben bzw. Kursschätzung des Doppelfrequenzversatzes. Wenn der Zeitsteuerungsversatz (auch als ein „PN-Versatz" bezeichnet) bestimmt worden ist, wird er zusammen mit dem PN-Code verwendet, um Signale zu entspreizen.
Die vorliegende Erfindung ist besonders zur Verwendung in Kommunikationssystemen geeignet, die Satelliten mit einer niedrigen Erdumlaufbahn (low Earth orbit, LEO) einsetzen. Wie es jedoch einem Fachmann auf dem relevanten Gebiet der Technik klar ist, kann die vorliegende Erfindung auch auf andere Arten von Kommunikationssystemen angewendet werden, wobei die Länge der Zeit für eine Signalakquisition ein wichtiger Faktor ist. Vor dem Erörtern der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung wird eine typische Umgebung präsentiert, in der die Erfindung betrieben werden kann.
II. Ein typisches drahtloses Kommunikationssystem
Ein beispielhaftes drahtloses Kommunikationssystem in dem die vorliegende Erfindung nützlich ist, ist in 1 dargestellt. Es wird in Erwägung gezogen, dass dieses Kommunikationssystem Codemulitplexvielfachzugriff- (code division multiple access, CDMA) artige Kommunikationssignale verwendet, aber dass ist für die vorliegende Erfindung nicht erforderlich. In einem Teil eines Kommunikationssystems 100, das in 1 dargestellt ist, werden eine Basisstation 112, zwei Satelliten 116 und 118, und zwei assoziierte bzw. zugehörige Gateways oder Hubs 120 und 122 gezeigt und zwar zum Durchführen von Nachrichtenübertragungen bzw. Kommunikationen mit zwei entfernten Nutzeranschlüssen- bzw. Endgeräten 124 und 126. Typischerweise sind die Basisstationen und Satelliten/Gateways Komponenten von getrennten Kommunikationssystemen, bezeichnet als terrestrisch und satellitengestützt, obwohl das nicht nötig ist. Die Gesamtzahl von Basisstationen, Gateways und Satelliten in solchen Systemen hängt von der gewünschten Systemkapazität und anderen Faktoren ab, die auf dem Gebiet der Technik klar sind.
Die Nutzeranschlüsse 124 und 126 umfassen jeweils eine drahtlose Kommunikationseinrichtung wie beispielsweise, aber nicht beschränkt auf ein drahtlo ses Telefon einen Datentransceiver oder einen Rundruf bzw. Paging oder Positionsbestimmungsempfänger und können tragbare, mobile oder fahrzeugmontierte oder Feststationseinheiten fahrzeugbefestigt sein und zwar wie gewünscht. Eine typische tragbare Einheit ist im Design einem konventionellen zellularen Telefon bzw. Mobilfunktelefon ähnlich. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel kann die tragbare Einheit mit terrestrischen zellularen Netzwerken wie auch mit den Satelliten 116 und 118 kommunizieren. Ein typischer mobiler Nutzeranschluss umfasst einen Handapparat und einen Autoeinbausatz, das Batterieleistung, eine höhere HF-Leistungsausgabe und eine Antenne mit höherer Verstärkung vorsieht. Feststationseinheiten kommunizieren mit einem Satelliten 102, aber typischerweise nicht mit anderen terrestrischen zellularen Netzwerken. Die Feststationseinheiten werden im Allgemeinen verwendet, um Gebiete zu versorgen, die nicht von terrestrischen, zellularen oder Drahtleitungsnetzwerken versorgt werden.
Im Allgemeinen decken Strahlen bzw. Beams von den Satelliten 116 und 118 unterschiedliche geografische Gebiete ab und zwar in vorherbestimmten Mustern. Strahlen bzw. Beams bei unterschiedlichen Frequenzen, auch als FDM Signale bezeichnet, CDMA Kanäle in einem CDMA System oder „Teil- bzw. Sub-Beams" können gesteuert werden, um die gleiche Region zu überlappen. Es ist dem Fachmann auch unmittelbar klar, dass eine Strahlabdeckung oder Dienstgebiete für mehrere Satelliten oder Antennenmuster für mehrere Basisstationen derart entworfen werden können, dass sie sich in einem gegebenen Gebiet komplett oder teilweise überlappen und zwar abhängig von dem Entwurf des Kommunikationssystems und der Art des angebotenen Dienstes und ob Raumdiversität bzw. Space Diversity erreicht wird.
Eine Vielzahl von Mulitsatellitenkommunikationssystemen sind vorgeschlagen worden, wobei ein beispielhaftes System Satelliten in der Größenordnung von 48 oder mehr einsetzt, die in acht unterschiedlichen orbitalen Ebenen in LEO Umlaufbahnen reisen, und zwar zum Versorgen einer großen Anzahl von Nutzeranschlüssen. Dem Fachmann wird jedoch unmittelbar klar werden, wie die Lehren der vorliegenden Erfindung auf eine Vielzahl von Satellitensystem- und Gatewaykonfigurationen anwendbar sind und zwar einschließlich anderer orbitaler Abstände und Konstellationen oder Basisstationen.
In 1 werden einige mögliche Signalpfade dargestellt und zwar für Kommunikationen, die zwischen den Nutzeranschlüssen 124 und 126 und der Basisstation 112 oder durch die Satelliten 116 und 118 mit Gateways 120 und 122 hergestellt sind. Die Basisstation-Benutzeranschlusskommunikationsverbindungen werden durch Linien 130 und 132 dargestellt. Die Satelliten-Nutzeranschlusskommunikationsverbindungen zwischen den Satelliten 116 und 118 und den Nutzerterminals 124 und 126 sind durch Linien 140, 142 und 144 dargestellt. Die Gateway-Satellit-Kommunikationsverbindungen zwischen den Gateways 120 und 122 und den Satelliten 116 und 118 sind durch Linien 146, 148, 150 und 152 dargestellt. Die Gateways 120 und 122 und die Basisstation 112 können als Teil von Einwege- oder Zweiwege-Kommunikationssystemen oder einfach zum Transferieren von Nachrichten oder Daten an die Nutzeranschlüsse 124 und 126 verwendet werden.
Ein beispielhafter Transceiver 200 für die Verwendung in einem Nutzeranschluss 124 oder 126 ist in 2 dargestellt. Der Transceiver 200 verwendet mindestens eine Antenne 210 zum Empfangen von Kommunikationssignalen, die an einen Analogempfänger 214 transferiert bzw. übertragen werden, in dem sie herunterkonvertiert, verstärkt und digitalisiert werden. Ein Dublexerelement 212 wird typischerweise verwendet, um es der gleichen Antenne zu erlauben, sowohl Sende- als auch Empfangsfunktionen zu dienen. Einige Systeme verwenden jedoch getrennte Antennen zum Betrieb bei unterschiedlichen Sende- und Empfangsfrequenzen.
Die von dem Analogempfänger 214 ausgegebenen digitalen Kommunikationssignale werden an mindestens einen digitalen Daten-Empfänger 216A und mindestens einen Sucher-Empfänger 218 transferiert. Zusätzliche digitale Datenempfänger 216B–216N können verwendet werden, um gewünschte Pegel bzw. Niveaus an Signaldiversität zu erlangen und zwar abhängig von einem akzeptabeln Niveau der Nutzeranschlusskosten oder Komplexität wie es ei nem Fachmann auf dem relevanten Gebiet der Technik klar wäre. Die digitalen Empfänger werden im Allgemeinen als „finger" bezeichnet, die einen „rake"-Empfänger bilden. Jeder Finger ist geeignet ein ankommendes Signal nachzuführen, abzudecken bzw. offenzulegen (uncovering) und zu demodulieren.
Mindestens ein Nutzeranschlusssteuerprozessor 220 ist mit den digitalen Datenempfängern 216A–216N und dem Sucherempfänger 218 gekoppelt. Der Steuerprozessor 220 sieht neben anderen Funktionen Folgendes vor: grundlegende Signalverarbeitung, Zeitsteuerung, Leistungs- und Weitergabe bzw. Handoff-Steuerung oder Koordination und Auswahl der für Signalträger verwendeten Frequenz. Eine andere grundlegende Steuerfunktion, die von dem Steuerprozessor 220 oft durchgeführt wird, ist die Auswahl oder Manipulation von Pseudo-Rausch-(pseudonoise, PN)-Code-Sequenzen oder orthogonaler Funktionen, die zur Verarbeitung von Kommunikationssignalwellenformen und ihrer entsprechenden Zeitsteuerung zu verwenden sind und zwar wie unten ferner erörtert. Die Signalverarbeitung durch den Steuerprozessor 220 kann die Bestimmung von relativer Signalstärke und Berechnung von verschiedenen verwandten Signalparametern umfassen. Solche Berechnungen von Signalparametern wie beispielsweise Zeitsteuerung und Frequenz kann die Verwendung von zusätzlichen oder getrennten dedizierten Schaltkreisen umfassen, um eine erhöhte Effizienz oder Geschwindigkeit bei Messungen oder eine verbesserte Zuweisung von Steuerverarbeitungsressourcen vorsehen, wie es einem Fachmann klar wäre.
Die Ausgaben der digitalen Datenempfänger 216A–216N sind mit digitalen Basisbandschaltkreisen 222 innerhalb des Nutzerterminals bzw. Nutzeranschlusses gekoppelt. Die digitalen Basisbandschaltkreise 222 des Nutzers weisen Verarbeitungs- und Darstellungselemente auf, die verwendet werden, zum Transferieren von Information an und von einem Nutzer eines Nutzeranschlusses. D.h. Signal- oder Datenspeicherelemente wie beispielsweise Transienter oder Langzeitdigitalspeicher; Eingabe- und Ausgabeeinrichtungen wie beispielsweise Anzeigebildschirme, Lautsprecher, Tatstaturanschlüsse und Handapparate; A/D Elemente, Sprachcodierer bzw. Vocoder und andere Sprach- und Analogsignalverarbeitungselemente; usw., die alle Teile der digitalen Basisbandschaltkreise 222 des Nutzers bilden und zwar unter Verwendung von in der Technik bekannten Elementen. Als Diversitätssignalverarbeitung angewendet wird, können die digitalen Basisbandschaltkreise 222 des Nutzers mindestens einen Diversitätskombinierer und Decodierer aufweisen. Einige dieser Elemente können auch betrieben werden unter der Steuerung des, oder in Kommunikation mit, dem Steuerprozessor 220.
Wenn Sprachdaten oder andere Daten als eine Ausgangsnachricht oder als ein Kommunikationssignal vorbereitet wird, das innerhalb des Nutzeranschlusses erzeugt bzw. veranlasst wird, werden die digitalen Basisbandschaltkreise 222 des Nutzers verwendet zum Empfangen, Speichern, Verarbeiten und anderweitigen Vorbereiten der gewünschten Daten zur Übertragung. Die digitalen Basisbandschaltkreise 222 des Nutzers liefern diese Daten an einen Sende- bzw. Übertragungsmodulator 226, der unter der Steuerung des Steuerprozessors 220 betrieben wird. Die Ausgabe des Übertragungsmodulators 226 wird an eine Leistungssteuereinrichtung 228 transferiert, die eine Ausgangsleistungsteuerung für einen Übertragungs- bzw. Sendeleistungsverstärker 230 vorsieht und zwar zur endgültigen Übertragung des Ausgangssignals von der Antenne 210 an ein Gateway.
Die Digitalempfänger 216A–N und der Sucherempfänger 218 sind mit Signalkorrelationselementen zum Demodulieren oder Nachführen bzw. Verfolgen spezieller Signale konfiguriert. Der Sucherempfänger 218 wird verwendet zum Suchen von Pilotsignalen oder anderen starken Signalen mit relativ festen Mustern, während die Digitalempfänger 216A–N zum Demodulieren anderer mit den detektierten Pilotsignalen assoziierten Signalen, verwendet werden. Deshalb können die Ausgaben dieser Einheiten überwacht werden, um die Energie in oder die Frequenz von dem Pilotsignal oder anderen Signalen zu bestimmen. Diese Empfänger setzen auch Frequenznachführelemente ein, die überwacht werden können, um eine aktuelle bzw. momentane Frequenz und Zeitsteuerinformation für den Steuerprozessor 220 vorzusehen und zwar für Signale die demoduliert werden.
Das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung wird unten im Detail erörtert. Während spezielle Schritte, Konfigurationen und Anordnungen erörtert werden, sollte es klar sein, dass dies nur für illustrative Zwecke geschieht. Ein Fachmann auf dem relevanten Gebiet der Technik wird erkennen, dass andere Schritte, Konfigurationen und Anordnungen verwendet werden können, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Die vorliegende Erfindung könnte Verwendung finden bei einer Vielzahl von drahtlosen Informations- und Kommunikationssystemen einschließlich jener, die für Positionsbestimmung gedacht sind. Eine bevorzugte Anwendung ist in drahtlosen CDMA Spreizspektrumkommunikationssystemen für Telefoniedienst.
III. Sucherempfänger
3 ist ein Blockdiagramm, das die Architektur des Sucherempfängers 218 abbildet und zwar gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Sucherempfänger 218 umfasst einen Dezimator 302 einen Rotator bzw. Rotierelement oder Komplex-Rotierelement 304, einen Sucherprozessor oder Maschine 306 auch einfach als ein Sucher bezeichnet, ein Schwellendetektor 308, einen orthogonalen (Walsh) Code-Generator 310, einen Pseudo-Rausch-(PR, pseudonoise, PN)-Code-Generator 312, eine Akkumulatorsteuereinrichtung 314, und Multiplizierer oder Kombinierer 316A und 316B. Ein Analogempfänger 214, eine Takt-/Zeitsteuereinheit 252 und der Steuerprozessor 220 sind als Referenz gezeigt.
Wie oben erwähnt, werden von dem Analogempfänger 214 ausgegebene digitale Kommunikationssignale an den Sucherempfänger 218 transferiert. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel umfassen diese Signale ein In-Phase-Signal (auch bezeichnet als "I-Kanal" Signal) und ein Quadratur-Signal (auch bezeichnet als "Q-Kanal" Signal). Diese Signale werden von dem Dezimator 302 empfangen. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel führt die Digitali sierung der Kommunikationssignale durch den Analogempfänger 214 zu einem Digitalsignal bzw. digitalen Signal, das überabgetastet ist, wobei achtfaches Überabtasten typisch ist. D.h. die resultierenden I-Kanal- und Q-Kanal-Signale enthalten jeweils acht Tastungen pro Codechipelement. Der Dezimator 302 selektiert, von den jeweils acht Tastungen zur weiteren Verarbeitung, aus. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die ausgewählten Tastungen zeitlich um eine Hälfte einer Chipdauer bzw. Chipperiode separiert. Eine Chipperiode ist die Dauer eines binären Sequenzelements, ähnlich des binären Bits der PN-Sequenz. Deshalb wird der PN-Code zeitlich gesteuert oder getaktet mit einer vorgewählten Chip- oder "Chipping"-Rate bzw. Geschwindigkeit, die als Chipx1 bezeichnet ist, während die überabgetasteten Daten eine entsprechende Taktrate bzw. Geschwindigkeit von Chipx8 besitzen wie unten weiter erörtert wird.
Die ausgewählten Tastungen werden an den Rotator 304 weitergeleitet. Der Rotator 304 entfernt einen Frequenzfehler, der auf einer Frequenzschätzung basiert und zwar durch Anwenden einer Phasenrotation auf die Eingangssignale. Der komplexe Rotator 304 liefert die vier frequenzberichtigten Tastungen an den Sucher 306. Diese Tastungen werden gemeinsam als der "Datenstrom" bezeichnet und in 3 wie folgt beschriftet: als I-ON-TIME bzw. I PÜNKTLICH und I LATE bzw. I-VERSPÄTET für die I-Kanal-Signale und Q-ON-TIME bzw. Q-PÜNKTLICH und Q LATE bzw. Q-VERSPÄTET für die Q-Kanal-Signale.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die von dem Rotierelement bzw. Rotator verwendete Frequenzschätzung durch die Suchersteuereinrichtung oder den Steuerprozessor erzeugt und zwar basierend auf einem Satz mit Frequenzschätzungen, die designed oder vorausgewählt wurden, um den gesamten interessierenden Doppler oder Frequenzverschiebungsbereich für das Kommunikationssystem abzudecken wie einem Fachmann klar wäre. Andere bekannte Schaltungselemente oder Konfigurationen können eingesetzt werden, um eine Frequenzschätzung zu erzeugen, und zwar ohne von dem Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Es ist zu sehen, dass die Dezimierung und die Rotation auf die gleiche Art und Weise erreicht werden, wie sie typischerweise in den Fingern oder Digitalempfängern verwendet wird.
Durch Variieren der Frequenzschätzung kann die vorliegende Erfindung verwendet werden zum Durchsuchen der Frequenzdimension eines gewünschten Suchraums beim Versuch ein oder mehrere Signale zu Akquirieren. Die Verwendung des komplexen Rotators erlaubt auch, falls gewünscht, ein Suchen über unterschiedliche Frequenzbereiche beispielsweise aufgrund extremer Dopplerverschiebungen oder um Fehler oder Drift zu kompensieren und zwar in dem lokalen (UT) Oszillator, der zum Herstellen von Zeitsteuerung und Taktsignalen verwendet wird.
Der PN-Code-Generator 312 liefert drei Signale und zwar basierend auf, von der Takt-/Zeitsteuereinheit 252, empfangenen Zeitsteuerinformation. Zwei dieser Signale sind PN-Code-Sequenzen oder lokale Kopien, der zu verwendenden PN-Codes. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist jeweils eine Sequenz für die I- und Q-Kanäle vorgesehen. In 3 sind diese Sequenzen mit "PNI" bzw. "PNQ" beschriftet. Das dritte Signal ist ein Zeitsteuerungs- oder Synchronisationssignal, das in 3 mit "SYNC" beschriftet ist und dass Information, die den Zustand der PN-Sequenzen beschreibt für den Sucher 306 vorsieht. Diese Information wird verwendet zum Steuern des Betriebs der Akkumulatoren oder anderer Elemente innerhalb des Suchers 306 wie im Detail unten beschrieben wird.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der PN-Code-Generator 312 programmierbar, d.h. dass zum Erzeugen von Codes verwendete Polynom ist programmierbar oder änderbar. Der Steuerprozessor kann verschiedene Codes oder verschiedene Polynome auswählen, die beim Erzeugen der PN-Codes verwendet werden und kann die Zeitsteuerung des Erzeugungsprozesses steuern bzw. diesen unterbrechen oder einstellen wie später erörtert. Das erlaubt es dem Sucher ziemlich flexibel unterschiedliche PN-Codes und Code-Räume zu suchen bzw. zu durchsuchen, was in einigen Kommunikationssystemen sehr nützlich ist. Beispielsweise kann in dem beispielhaften Satelliten kommunikationssystem in den Satelliten jeweils unterschiedliche PN-Codes "zugewiesen" werden, wobei einige Wiederverwendung innerhalb jeder orbitalen Ebene zugelassen ist (mit Sichteinschränkungen) und zwar zum Unterstützen beim Unterscheiden von welchem Satelliten ein gegebenes Signal oder Strahl herstammt. Alternativ oder zusätzlich können Gateways und Basisstationen verschiedene PN-Codes in vorausgewählten Mustern oder Plänen verwenden. Die vorliegende Erfindung unterstützt bzw. nimmt solche PN-Code-Schemata unmittelbar auf und zieht daraus einen Vorteil.
Der orthogonale Code-Generator 310 liefert eine oder mehrere Walsh-Code-Sequenzen. In einem Ausführungsbeispiel ist die gleiche Walsh-Code-Sequenz sowohl für die I- als auch für die Q-Kanäle vorgesehen. In einem anderen Ausführungsbeispiel sind unterschiedliche Walsh-Code-Sequenzen jeweils für die I- und Q-Kanäle vorgesehen. Die Multiplizierer oder Kombinierer 316A und 316B kombinieren die Walsh-Code-Sequenzen mit den I- bzw. Q-PN-Sequenzen. Bei einigen Systemen wird Modulo-2-Addition verwendet, um diesen Betrieb zu erreichen. Die kombinierten Signale, hier auch als PN-Sequenzen bezeichnet, werden an den Sucher 306 geliefert. In 3 werden diese Signale mit "PNI1" und "PNQ1" beschriftet.
In dem es möglich ist, die verwendeten Walsh-Code-Sequenzen zu variieren oder auszuwählen, kann die vorliegende Erfindung verwendet werden, zum Suchen bzw. Durchsuchen der Kanal- oder Pilotcodedimension des Suchraums. D.h. Variieren des Walsh-Codes prüft die Korrelation über jene Codes, die beim Erzeugen kanalisierter Signale ausgewählt oder verwendet werden. Wenn ein anderer Walsh-Code oder Kanal als Code 0 (Wo) verwendet wird, kann die Steuereinrichtung bzw. der Kontroller den zu verwendenden Walsh-Code oder Kanal einfach spezifizieren. Dies passiert beispielsweise dann, wenn zwei Gateways einen einzelnen Strahl bzw. Beam gemeinsam nutzen bzw. Teilen und jeder einen anderen Pilot-Code bei Kommunikation verwenden muss. Diese Anwendung des orthogonalen Code-Generators erlaubt es, auf irgendeinem Walsh-Kanal und nicht nur einen einzelnen festen zu suchen. Deshalb kann die Erfindung Systeme aufnehmen, die mehrere Pilotkanäle o der unterschiedliche Pilotkanäle in unterschiedlichen Teilen des Systems verwenden.
Der orthogonale Code kann auch auf den 4 Bit-Datenstrom in einer typischen Art und Weise angewendet werden, aber eine Anwendung auf den PN-Spreiz-/Entspreizcode der dann mit dem Datenstrom verwendet wird, ist im Allgemeinen dem Pilotsuchen äquivalent und reduziert eine Komplexität der Hardware.
Basierend auf den Datenstrom, den PN-Sequenzen und dem Akkumulattorsteuersignalen erzeugt der Sucher 306 für die PN-Sequenzen mehrere hypothetische Zeitsteuerversätze (Hypothesen). Für jede Hypothese führt der Sucher 306 eine Relation zwischen dem Datenstrom und der PN-Sequenz durch, und zwar versetzt um den hypothetischen Zeitsteuerversatz, um ein Paar nicht kohärenter Summen (auch bezeichnet als "Korelationsergebnisse") zu erzeugen. Dieser Prozess wird im Detail unten beschreiben. Jede nichtkohärente Summe ist bezogen auf die in dem entspreizten Datenstrom empfangene Netto- bzw. Netzenergie. Eine große Summe zeigt eine große Menge von Netzenergie an, das anzeigt, dass der zum Erzeugen der Summe verwendete PN-Versatz sehr wahrscheinlich eine korrekte oder geeignete Zeitsteuerhypothese ist.
Der Sucher 306 leitet jede nicht kohärente Summe an den Schwellendetektor 308 weiter. Der Schellendetektor 308 empfängt eine Schwelle von dem Steuerprozessor 220. Die Schwelle wird gemäß der Technik wohl bekannten Verfahren ausgewählt. Diskussionen der Verwendung solcher Schwellen bei der Signalakquisition können beispielsweise gefunden werden in dem US Patent 5,644,591, erteilt am 1. Juli 1997 mit dem Titel "Method And Apparatus For Performing Search Acquisition In A CDMA Communcation System" und dem U.S. Patent Nr. 5,577,025, erteilt am 19. November 1996 mit dem Titel "Signal Acquisition In A Multi-User Communication System Using Multiple Walsh Channels", die beide durch Bezugnahme hier eingeschlossen sind.
Der Schwellendetektor 308 vergleicht jede nichtkohärente Summe mit der Schwelle. Wenn eine nicht kohärente Summe die Schwelle übersteigt, wird der mit der nichtkohärenten Summe assoziierte PN-Versatz als eine korrekte Hypothese bestimmt und an den Steuerprozessor 220 gesendet oder transferiert. In einem Ausführungsbeispiel erzeugt der Schwellendetektor 308 eine Unterbrechung (interrupt) um den Steuerprozessor 220 zu informieren, dass eine nichtkohärente Summe die Schwelle überschritten hat. Der PN-Versatz kann dann zum Demodulieren des Datenstroms verwendet werden.
Alternativ speichert oder akkumuliert der Schwellendetektor 308 eine vorherbestimmte Anzahl der größten, während der Suche gefundenen nichtkohärenten Summen und erhält eine dynamisch sortierte Liste der Summe (und assoziierten Versätze), die Schwelle in dem aktuell programmierten Suchfenster passiert haben. Ein typischer Wert für diese Anzahl ist vier, andere Werte können jedoch verwendet werden, wie beispielsweise drei, zwei oder eins; und vorzugsweise ist dieser Wert programmierbar, und zwar wie gewünscht.
4 ist ein Blockdiagramm, das die Architektur des Suchers 306 gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung abbildet. Der Sucher 306 umfasst eine Vielzahl von Akkumulations- bzw. Additions- oder Verarbeitungselementen, die hier als "Scheiben" bzw. "Stücke" (Slices) bezeichnet werden und als Elemente 402A bis 402L gezeigt sind, die den empfangenen Datenstrom oder das zu akquirierende Signal entspreizen und verarbeiten und zwar relativ zu bestimmten PN- und Orthogonal-Codes. Jedes Stück umfasst einen Entspreizer und einen Satz mit vier kohärenten Akkumulatoren. Ein als optionales Element 406 gezeigter Vorteiler bzw. Prescaler kann auch vor jedem der kohärenten Akkumulatoren verwendet werden, und zwar wie gewünscht.
Jedes Stück 402 erzeugt M kohärente Summen aus N Chips von dem empfangenen Datenstrom und zwar durch Akkumulieren bzw. Addieren von Chip-Energien über ein vorausgewähltes Zeitintervall. Ein beispielhafter Wert für N ist hier 32 Chips, obwohl andere Werte verwendet werden können, beispiels weise so groß wie 288 oder 1024 Chips, eine typische Größe für die äußeren bzw. inneren PN-Code-Sequenzen. Eine Anzahl solcher akkumulierter Werte wird quadriert wie unten erörtert und dann weiter summiert (sowohl I, als auch Q), um eine nichtkohärente Summe zu erzeugen. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Anzahl von Stücken 16 (L = 16). Mehr oder weniger Stücke können jedoch verwendet werden, und zwar abhängig von dem gewünschten bzw. Sollpegel der Parallelisierung und dem speziellen Kommunikationssystem und bekannten Faktoren wie beispielsweise gewünschter bzw. Sollsuchgeschwindigkeit, zulässiger Schaltkreiskomplexität, Kosten usw.
Jedes Stück 402 empfängt die vier Komponenten des Datenstroms. Das erste Stück, in 4 als Stück 402A gezeigt, empfängt die PN-Sequenzen PNI1 bzw. PNQ1 von den Multiplizierern 316A bzw. 316B. Wie im Detail unten beschrieben wird, umfasst jedes Stück 402 eine Verzögerungseinheit 506 (oder 506'). Die Verzögerungseinheit in jedem Stück verzögert die PN-Sequenzen um einen vorherbestimmten Zeitbetrag oder Verzögerung und zwar vor dem Transferieren der PN-Codes an das nächste Stück 402 im Sucher 306 zur Korrelation mit dem Datenstrom. Die Stücke mit ihren entsprechenden Verzögerungskomponenten bilden eine angezapfte Verzögerungsleitung, wobei jedes Element in der Leitung den PN-Code für 1-Chip-Zeit enthält, wobei 16 Verzögerungen implementiert sind. Der PN-Code wird in diese Leitung eingegeben und wird um einen Chip für jedes nachfolgende Stück in der Leitung verzögert. Es ist möglich, stattdessen, die Daten durch die Verzögerungsleitung zu verzögern, aber die Amplitude der Daten ist größer und macht den Prozess komplexer (1-Bit-Verzögerung im Gegensatz zu 4-Bit).
In diesem Ausführungsbeispiel ist keine Verzögerung zur Verarbeitung innerhalb des aktuellen Stückverarbeitungselements vorhanden, nur die Verzögerung von dem Verzögerungselement des vorhergehenden Stückes ist anwendbar. Alternativ kann die Verzögerungseinheit die PN-Codes verzögern und zwar vor der Anwendung in dem aktuellen Stück mit dem sie assoziiert ist. Dies ist in 5 durch die gestrichelten Linien für die Verzögerungseinheit 506' dargestellt. Dieser letztere Ansatz wird jedoch typischerweise bei einer langsameren bzw. niedrigeren Verarbeitungsrate bzw. Geschwindigkeit betrieben, was weniger wünschenswert ist. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist jede Verzögerung eine Chipdauer bzw. Periode der PN-Sequenz.
Weil jedes Stück 402 die PN-Sequenzen verzögert, bevor sie zu dem nächsten Stück 402 weitergegeben werden, ist das Ergebnis, dass jedes Stück 402 den Datenstrom unter Verwendung eines unterschiedlichen PN-Versatzes korreliert. Weil diese Korrelation im Wesentlichen gleichzeitig über eine Folge von Stücken stattfindet, kann der Sucher 306 mehrere PN-Versatz-Hypothesen parallel durchsuchen. Das Ergebnis ist, dass mehr Hypothesen in einem gegeben Zeitabschnitt verarbeitet werden können, was zu einer kürzerren Akquisitionszeit oder -zyklus führt.
Jedes Stück 402 empfängt auch ein unterschiedliches bzw. anderes Synchronisationssignal von der Akkumulator-Steuervorrichtung 314. In 4 sind die Signale mit "SYNC1", "SYNC2" usw. bis zu "SYNCL" beschriftet. Diese Synchronisationssignale steuern die Zeitsteuerung der Korrelationen von jedem Stück 402. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden die Stücke 402 in einer "domino" Art und Weise betrieben, wobei jedes Stück einen Korrelationszyklus initiiert und zwar eine Chipperiode nach Initialisierung des Korrelationszykluses in dem vorhergehenden Stück. Beispielsweise beginnt der Korrelationszyklus in dem Stück 402B eine Chipzeit später, als der Korrelationszyklus in dem Stück 402A. Somit beginnt jedes Stück seinen Korrelationszyklus bei dem gleichen PN Zustand bei den PN-Sequenzen, aber an einem anderen Punkt in dem Datenstrom.
Diese Ausrichtung von Korrelationszyklen mit dem PN Zustand ist speziell vorteilhaft in einem System, das mehrere "ineinandergeschachtelte" (nested) PN-Sequenzen einsetzt. In einem Ausführungsbeispiel setzt die vorliegende Erfindung zwei ineinandergeschachtelte bzw. verknüpfte PN-Codes ein und zwar bezeichnet als "innere" und "äußere" Codes. Der innere Code entspricht dem durch den PN-Code-Generator 312 erzeugten PN-Code. Der äußere PN-Code bleibt über die gesamte Dauer bzw. Periode des inneren PN-Codes konstant. In diesem Ausführungsbeispiel ist der kohärente Akkumulationszyklus mit den Grenzen der inneren PN-Code-Sequenz ausgerichtet. Deshalb ist die Akkumulierung durch Übergänge des Zustands des äußeren PN-Codes nicht betroffen. Die Verwendung von ineinandergeschachtelten bzw. verknüpften PN-Codes ist ferner beschrieben in einer gemeinsam besessenen parallel angemeldeten U.S. Patent Anmeldung mit der Seriennr. 09/169,358 mit dem Titel "Multi-Layered PN Code Spreading In A Multi-User Communications System".
Wieder Bezug nehmend auf 4 umfasst der Sucher 306 auch einen nichtkohärenten Akkumulator bzw. Addierer 404. Die kohärenten Summen von jedem Stück 402 werden an den nichtkohärenten Akkumulator bzw. Nicht-Kohärent-Akkumulator 404 zur nichtkohärenten Akkumulierung transferiert. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel umfassen die kohärenten Summen für jedes Stück eine pünktliche (on-time) kohärente Summe und eine verspätete (Late) kohärente Summe und zwar für jeden der I- und Q-Kanäle. Beispielsweise sind diese Summen für das Stück 402A in 4 mit "I1 ON-TIME", "I1 LATE", "Q1 ON-TIME", und "Q1 LATE" beschriftet.
Der nichtkohärente Akkumulator 404 erzeugt für jedes Stück ein Paar von nichtkohärenten Summen und zwar eine für die "on-time" bzw. pünktlichen Komponenten und eine für die "late" bzw. verspäteten Komponenten. Jede nichtkohärente Summe wird erhalten durch Summieren der Quadrate der entsprechenden M I und Q kohärenten Summen für eine vorherbestimmte Periode bzw. Dauer von N-Chips oder Chip-Perioden, N mal M-Chips mit Daten in dem endgültigen nichtkohärenten Summierungsergebnis vorsehend. Beispielsweise sind die nichtkohärenten Summen für das Stück 402A gegeben durch:
Die Zeitsteuerung für jeden nichtkohärenten Akkumulationsszyklus oder Periode wird durch Signale von der Akkumulatorsteuereinrichtung 314 gesteuert. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel fahren die Zyklen in einer "dominio" Art und Weise fort, wobei der Zyklus für jedes nachfolgende Stück eine (1) Chipperiode bzw. Dauer nach dem Start des Zykluses für das vorhergehende Stück beginnt, wobei L gesamte Stücke für die Verarbeitung von Signalen während der Akquisition verwendet werden. Da es N-Chips gibt, die durch die Stücke verarbeitet werden, gibt es N-Chips-Verzögerung zwischen kohärenten Summen, die von einem Stück ausgegeben werden. Die nichtkohärenten Akkumulatorergebnisse werden an den Schwellendetektor 308 gegeben, wie oben beschrieben.
5 ist ein Blockdiagramm das die Architektur des Stücks 402B gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung abbildet. Das Stück 402B umfasst eine Vielzahl von Akkumulatoren 502A, 502B, 502C und 502D; ein Vielzahl von Multiplizierern 504A, 504B, 504C und 504D; und eine Verzögerungseinheit 506. Die Verzögerungseinheit 506 empfängt die an das Stück 402B gegebenen bzw. gelieferten PN-Sequenzen. In dem Fall des Stücks 402B sind die PN-Sequenzen PNI2 und PNQ2 die von dem Stück 402A geliefert werden. Die Verzögerungseinheit 506 auferlegt den PN-Sequenzen eine im wesentlichen uniforme Zeitverzögerung, wie es auf dem relevanten Gebiet der Technik klar ist. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die auferlegte Verzögerung eine Chip-Periode.
Die in 5 mit "PNI2" und "PNQ2" beschrifteten Signale werden eingegeben oder transferiert zu den Multiplizierern 504 während die mit "PNI3" und "PNQ3" beschrifteten verzögerten Signale eingegeben werden oder transferiert werden zu dem nächsten Stück 402C (nicht gezeigt) in dem Sucher 306. Alternativ wird bei einer Konfiguration zuerst mit dem Verzögerungselement wie durch das gestrichelte umrandete Verzögerungselement 506' gezeigt, die verzögerten Signale "PNI3" und "PNQ3" sowohl den Multiplizierern 504 als auch den nächsten Stück 402C eingegeben. Die Multiplizierer 504 empfangen auch die Komponenten des Datenstroms.
In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel empfangen die Multiplizierer 504A und 504B die Q-Kanal-PN-Sequenz PNQ2. Der Multiplizierer 504A empfängt die late bzw. verspätete Q-Kanal-Datenstrom-Komponente Q-late und der Multiplizierer 504B empfängt die pünktliche bzw. on-time Q-Kanal-Datenstrom-Komponente Q-on-time. Die Multiplizierer 504C und 504D empfangen die I-Kanal-PN-Sequenz PNI2. Der Multiplizierer 504C empfängt die verspätete I-Kanal-Daten-Strom-Komponente I LATE und der Multiplizierer 504D empfängt die pünktliche (on-time) die Kanaldatenstromkomponente I ON-TIME.
Es ist klar, dass während Multiplizierer im Allgemeinen verwendet werden oder konzeptionell eingesetzt werden zum Darstellen der Entspreizoperation, die für Spreizspektrumsignale stattfindet. Spreizen ist jedoch das Äquivalent zu einer Rotation bzw. Drehung um ein Vielfaches von 90 Grad. Deshalb kann das Entspreizen erreicht werden durch Anwenden der inversen Rotation bzw. Drehung auf die I- und Q-Signale und zwar basierend auf dem interessierenden PN-Code. Die Verwendung einer Rotationsoperation oder eines Rotationselements zum Implementieren von Entspreizen kann in vielen Situationen geeignet sein, um die Abhängigkeit von dem unbekannten Phasenversatz zwischen dem Übertrager bzw. Sender und Empfänger zu entfernen. Deshalb können die Multiplizierer 504A, 504B, 504C und 504D durch geeignete bekannte Rotatoren für diesen Zweck ersetzt werden.
Die Akkumulatoren 502A, 502B, 502C und 502D empfangen die Ausgaben der Multiplizierer 504A, 504B, 504C bzw. 504D und Erzeugen die kohärenten Summen Q1 LATE, Q1 ON-TIME, I1 LATE bzw. I1 ON-TIME. Die Zeitsteuerung der Akkumulationszyklen für die Akkumulatoren 502A wird typischerweise im wesentlichen übereinstimmend durch ein Signal SYNC2 gesteuert, das von der Akkumulatorssteuereinrichtung 314 geliefert wird. In einem bevorzug ten Ausführungsbeispiel akkumuliert jeder Akkumulator über N-Chip-Perioden, wobei N typischerweise gleich 32 ist. Andere Werte können jedoch für N gewählt werden wie früher erörtert wurde, wie beispielsweise 1024 Chips, der Länge eines typischerweise verwendeten inneren PN-Codes.
Da die Datentastungen bzw. Abtastung durch Dezimierungs- und Eingangselemente oder Schaltungen mit einer achtfachen Übertastungsrate auftreten wie früher erörtert (obwohl andere Raten bei anderen Anwendungen verwendeten werden könnten) bedeutet das, dass ein Takt mit Chipx8 zur Zeitsteuerung verfügbar ist. Zur gleichen Zeit wird jede Summe oder Summierung mit der Chipx1-Rate der PN-Codes aktualisiert und es gibt eine Zeit zwischen Datenpunkten um Daten mit einer Chipx1-Rate zu verarbeiten. Deshalb ist im gewissen Masse das seitliche Teilen bzw. zeitliche gemeinsame Nutzen (Time sharing) von Hardware möglich und einige dieser Operationen können serialisiert werden, und zwar nicht übereinstimmend, um Verarbeitungshardware zu sparen, während die Ein-Chip-Zeitsteuerung erreicht wird. Die in den Figuren dargestellten Schaltkreise können in gewissen Umfang zeitlich geteilt werden, um Kosten und Komplexität für einen Suchermechanismus zu sparen. Beispielsweise könnten ein einzelner Akkumulator (Multiplizierer oder Rotierelement) und temporäre Speicherung (Speicher) verwendet werden, um die vier Summen in einem Stück zu bilden und zwar wie jene die für die nichtkohärente Akkumulationen verwendet werden, wie unten erörtert.
Um aus mehrfacher Walsh-Code-Akquisition Vorteile zu ziehen, wie in den früher angegebenen Patenten erörtert, müssen die kohärenten Akkumulationen mit den PN-Codes synchronisiert sein. Das erste Bit des inneren Codes, hier 1024 Chips, korrespondiert mit dem ersten Bit eines Walsh-Symbols (Code) (angenommene Länge von 128). Auf diese Art und Weise passen acht Walsh-Symbole innerhalb jede PN-Code-Periode. Weiterhin sind kohärente Akkumulationen mit Symbolgrenzen synchronisiert. Falls die Länge der kohärenten Akkumulation N, zweiunddreißig ist, dann startet die Akkumulation bei dem ersten, dreiunddreißigsten, fünfundsechzigsten und siebenundneunzigsten Chip jedes Symbols. Für N gleich 64 beginnen die Akkumulationen bei den ersten und fünfundsechzigsten jedes Symbols und für N gleich 128 deckt eine kohärente Akkumulation exakt ein Symbol ab.
6 ist ein Blockdiagramm, das die Architektur des nichtkohärenten Akkumulators 404 gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung abbildet. Wenn ein Satz mit vier kohärenten Akkumulationen vervollständigt ist, bildet eine Quadrier- und Akkumulationseinheit I² + Q² für die pünktlichen (on-time) und verspäteten (late) Tastungen. In diesem Ausführungsbeispiels werden alle der nichtkohärenten Akkumulationssummen in einer Speicherstelle oder -element gespeichert wie beispielsweise einem Speicher 608 und werden unter Verwendung eines Quadrieres 604 und eines Addierers 606 modifiziert. Eine Vielzahl bekannter Speicherelemente und Addierer kann zum Implementieren der Erfindung verwendet werden, und zwar wie es bekannt wäre ohne die hierin offenbarten Lehren zu beeinträchtigen. Ein Multiplexer 602 wird verwendet, um kohärente Summen zur nichtkohärenten Akkumulation auszuwählen und zwar basierend auf den SYNC Signalen. Die SYNC Signale werden auch verwendet, um die nichtkohärente Summe im Speicher 608 auszuwählen und zwar die zu modifizieren ist. Die kohärenten Summen werden für den Multiplexer 602 sequentiell verfügbar. Diese Anordnung erlaubt es, alle nachfolgende Verarbeitung mit einem einzelnen Hardwaredatenpfad zu implementieren, der zwischen den verschiedenen Zeitsteuerhypothesen, die getestet werden, zeitlich geteilt ist. Das hat den Vorteil, dass nur ein Quadrierer und ein Addierer nötig sind, um alle nichtkohärenten Akkumulationen durchzuführen. Mehrere Quadrierer und Addierer können auch verwendet werden in einer weniger oder nicht zeitlich gemeinsam genutzten Anordnung innerhalb der Lehren der Erfindung, fals gewünscht und zwar wie es bekannt wäre.
Der Betrieb des nichtkohärenten Akkumulators 404 wird jetzt beschrieben. Am Anfang eines nichtkohärenten Akkumulatorzykluses werden die Werte an den Stellen innerhalb des Speichers 608 auf null gesetzt. Nachdem die kohärente Summe I1 ON-TIME am Multiplexer 602 empfangen wird, wird sie durch den Multiplexer 602 gemäß dem von der Akkumulatorsteuereinrichtung 314 emp fangenen Synchronisationssignalen ausgewählt. Die Synchronisationssignale werden noch verwendet, um eine Speicherstelle in dem Speicher 608 auszuwählen, die einer nichtkohärenten Summe ON-TIME 1 entspricht. Die kohärente Summe I1 ON-TIME wird durch den Quadrierer 604 quadriert. Die quadrierte kohärente Summe wird zu der ausgewählten Speicherstelle addiert. Nachdem die andere kohärente Summe in dem Paar Q1 ON-TIME an dem Multiplexer 602 empfangen wird, wird sie durch den Multiplexer 602 gemäß den, von der Akkumulatorsteuereinrichtung 314 empfangenen Synchronisationssignalen ausgewählt. Die Synchronisationssignale werden wieder verwendet, um eine Speicherstelle in dem Speicher 608 auszuwählen, die der kohärenten Summe ON-TIME 1 entspricht. Die kohärente Summe Q1 ON-TIME wird durch den Quadrierer 604 quadriert. Die quadrierte kohärente Summe wird zu der ausgewählten Speicherstelle addiert. Diese Operation wird M mal für jedes der fünf pünktlichen (on-time) und verspäteten (late) I-Q Paare in jedem Stück 402 wiederholt. Am Ende des nichtkohärenten Akkumulationszykluses werden die nichtkohärenten Summen von den Speicherstellen des Speichers 608 zu den Schwellendetektor 308 oder dem Mikroprozessor gesendet und zwar wie gewünscht.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die vorliegende Erfindung verwendet um einen Suchraum zu durchsuchen, der mehrere Dimensionen besitzt. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel umfassen diese Dimensionen Frequenzversatz, PN-Code, Pilot-Walsh-Kanal, erwartete Pilotsignalstärke und PN-Versatz. Der Frequenzversatz kann von Dopplereffekten folgen, die durch die schnelle Bewegung einer Signalquelle oder eines Weiterleitungselements eingeführt werden, wie beispielsweise Satelliten mit Bezug auf den Nutzeranschluss oder das Gateway. Der Frequenzfehler kann auch von einem Fehler folgen, der von einem Lokaloszillator eingeführt wird, der in dem Nutzeranschluss verwendet wird. Beispielsweise können billige Oszillatoren weniger genau sein, oder die Oszillatorausgabe kann mit der Verwendung oder dem Leistungspegel wandern. Der Suchraum umfasst eine PN-Code-Dimension, wenn das Kommunikationssystem mehrere PN-Codes verwendet. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel umfasst das Kommunikationssys tem 100 acht I-Q Paare mit PN-Codes. Der Suchraum umfasst auch zwei verschiedene Pilotkanäle, die verschiedene Walsh-Codes verwenden.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung sind die Werte von N und M programmierbar. Diese Werte werden, basierend auf der erwarteten Stärke des Pilotsignals, ausgewählt, Durch ändern dieser Werte wird die erwartete Pilotsignalstärkendimension des Suchraums durchquert.
7 ist ein Flussdiagramm, das den Suchprozess der vorliegenden Erfindung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel abbildet. Die Dimensionen werden in ineinandergeschachtelten Schleifen durchsucht. Deshalb werden die Schleifen zuerst initialisiert. Im Schritt 702 werden Anfangswerte ausgewählt und zwar für Frequenzversatz, PN-Code, Pilot-Walsh-Kanal (Orthogonal-Code verwendet zum Erzeugen des Pilotkanals) und erwartete Pilotsignalstärke. Die PN-Versatz-Dimension des Suchraums wird dann basierend auf jenen Werten durchsucht und zwar wie im Schritt 704 gezeigt und im Detail unten mit Bezug auf 8 beschrieben ist. Ein anderer Frequenzversatz wird gewählt, wie in Schritt 708 gezeigt, und die Suche der PN-Versatz-Dimension wird wiederholt bis all die Frequenzversätze untersucht worden sind, wie in Schritt 706 gezeigt. Die Suche der PN-Versatz- und Frequenz-Versatz-Dimensionen werden für jeden PN-Code in dem Suchraum wiederholt, wie in den Schritten 710 und 712 gezeigt. Die Suche der PN-Versatz-, Frequenz-Versatz- und PN-Code-Dimensionen werden für jeden Pilot-Walsh-Kanal wiederholt, wie in den Schritten 714 und 716 gezeigt.
Falls es erwartet wird, dass die verfügbaren Pilotsignale in der Stärke stark variieren, dann kann die Suche der PN-Versatz-, Frequenz-Versatz-, PN-Code und Pilot-Walsh-Kanal-Dimensionen optional auch für jeden erwarteten Pilotsignalstärkenbereich in dem Suchraum wiederholt werden, wie in den Schritten 718 und 720 gezeigt, und zwar falls mehrere Stärkebereiche eingesetzt werden. Im Allgemeinen fallen die Pilotsignale vorhersagbar in einen bestimmten Stärkebereich und Suchen über mehrere Bereiche ist nicht ge wünscht. Wenn die Suche über die erwarteten Parameter oder Bereiche beendet ist, ist der Suchraum vollständig durchsucht worden.
An dieser Stelle kehrt der Prozess zu dem Anfang zurück und beginnt eine Suche für neue Pilotsignale oder PN-Versätze, die zu akquirieren sind usw. Alternativ wo mehrere Dienste für den Nutzeranschluss potentiell verfügbar sind wie beispielsweise terrestrischer Zellulardienst gegenüber Satellitenkommunikationsdienst beispielsweise kann der Suchraum erweitert werden, um eine andere Dimension der "Systembestimmung" zu umfassen. Dieser Parameter kann einen Wert haben, der auf einen Zustand (Dienst) gesetzt wird, um anfangs oder zufällig einen gewünschten Dienst auszuwählen oder auf einer vorhergesagten Dienstverfügbarkeit zu basieren. Nach der Vollendung eines Verarbeitungszykluses wie oben beschrieben, kann dieser Parameter zurückgesetzt werden und der obige Prozess wird wiederholt bevor zu dem Anfangssystemsuchzustand zurückgekehrt wird.
8 ist ein Flussdiagramm, das die vorliegende Erfindung beim Sucher der PN-Versatz-Dimension eines Suchraums für einen Datenstrom gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel beschreibt. Dieser Prozess entspricht dem Schritt 704 der 7. Im Schritt 802 wird die von dem PN-Code-Generator 312 erzeugte Pseudo-Rausch-Sequenz um einen vorgewählten Betrag durch die Verzögerungseinheiten 506 verzögert, um eine Vielzahl verzögerter Pseudo-Rausch-Sequenzen zu erzeugen. Jede verzögerte Pseudo-Rausch-Sequenz wird mit dem Datenstrom kombiniert, um eine Vielzahl entspreizter Datenströme zu erzeugen, wie in Schritt 804 gezeigt. Dieses Kombinieren wird durch Multiplizier 504 (oder Rotatoren, wenn verwendet) durchgeführt, wie oben beschrieben. Jeder entspreizte Datenstrom wird für eine Periode von N-Chips akkumuliert, um eine kohärente Summe zu erzeugen, wie in Schritt 806 gezeigt. Diese kohärente Akkumulierung wird durch die Summierer 502 durchgeführt. Entsprechende Paare kohärenter Summen werden für M kohärente Akkumulatorzyklen akkumuliert, um eine Vielzahl von nichtkohärenten Summen zu erzeugen, wie im Schritt 808 gezeigt. Die nichtkohärente Akkumulation wird durch den nichtkohärenten Akkumulator 404 durchgeführt.
Jede nichtkohärente Summe wird mit einer Schwelle mit dem Schwellendetektor 308 verglichen, wie im Schritt 810 gezeigt ist. Jene Summen, die die Schwellen übersteigen, werden ausgewählt, und zwar zur Verwendung bei der Bestimmung bei der für die Demodulation verwendeten Zeitsteuerung, wie im Schritt 812 gezeigt ist. In einem Ausführungsbeispiel merkt sich, speichert oder akkumuliert der Schwellendetektor 308 eine vorbestimmte Anzahl der größten, während der aktuellen Suche gefundenen nichtkohärenten Summen während er Einträge verwirft oder ignoriert, die nur um einen halben Chip von einer anderen nichtkohärenten Summe versetzt sind. Eine lokale Maximumschaltung oder Element wird im Allgemeinen verwendet um eine Zurückweisung der benachbarten Hypothesen (1/2 Chip) zuzulassen und zwar davon dass beide in die Tabelle Einzug halten. In dieser Situation ist nur der größere der beiden zugelassen und zwar obwohl beide größer als andere Einträge sein können. Diese Fähigkeit reduziert die für die vorliegende Erfindung erforderliche Spitzendetektionverarbeitung stark.
Wenn eine nichtkohärente Summe zur Verwendung bei der Demodulation ausgewählt wird, wird der mit der nichtkohärenten Summe assoziierte PN-Versatz an einen ausgewählten digitalen Datenempfänger 216 geliefert. Der ausgewählte digitale Datenempfänger verwendet den vorgesehenen PN-Versatz und den PN-Code zum Demodulieren des Datenstroms.
Die bislang beschriebene Verarbeitung deckt einen Satz mit L PN-Versätzen in den Stücken 402A–402L ab. Zum Durchsuchen des gesamten möglichen Code-Versatz-Raums ist es nötig, durch alle N-Chips in den Code zu schieben. D.h. die Anwendung von mehreren Stücken zum parallelen Verarbeiten der Versätze adressiert nur L-Versätze, was zu anderen N–L Versätzen oder Codehypothesen führt, die nicht getestet sind. Für einen gegebenen PN-Code von beispielsweise 1024 Chips (N = 1024, aber andere Längen können verwendet werden) beschreibt die PN-Versatzsuche von L-Versatzchips eine Suche von L von 1024 möglichen Versatzwerten. Diese Arten von Suche oder von Suchraum wird als eine Rake (Rake) einer Suche bezeichnet. Nachdem jede Rake vervollständigt ist, müssen die Versätze auf den nächsten Satz mit L PN Versatzhypothesen eingestellt oder verschoben werden und die Suche beginnt wieder. Deshalb sind zum Suchen bzw. Durchsuchen einer Gesamtheit mit N PN-Versätzen N/L Raken erforderlich. Für L = 16 und N = 1024 wären das 64 Raken durch den Sucher.
Eine als vorteilhaft erachtete Technik in der vorliegenden Erfindung ist es die Sucher PN-Zeitsteuerung auf den nächsten Satz mit L PN-Versatzhypothesen zu „schwenken" (slew) und zwar durch Einstellen der Zeitsteuerung des PN-Codes oder Code-Generators, so dass der Code gewissermaßen um einen Faktor von L verschoben wird und zwar bevor jede Rake für die L-Stücke noch einmal von vorne anfängt. Das ist in dem Zeitsteuerdiagramm der 9 zu sehen, dass die Beziehung zwischen der PN-Takt-Rate von Chipx1 und den verschiedenen Signalen illustriert, die in den Stücken 402 und bei der Verarbeitung der Daten verwendet werden.
In 9 wird der grundlegende PN-Codezeitsteuertaktzyklus 902 (chipx1) oben gezeigt, wobei die Zeit auf der linken Seite beginnt und in Richtung der rechten Seite zunimmt. Dies ist in der Figur nach unten gefolgt von Verzögerung bzw. Delay 1, Verzögerung 14 und Verzögerung 15 Ausgaben 906, 908 bzw. 910 und zwar mit der Datenchipeingabe 912 für den Datenstrom. Der nächste Satz dargestellter Signale besteht aus einem Schwenkfreigabesignal (Slew Enable signal) 914 und Stückfreigabesignalen, Stück 0 Freigabe (Slice 0 Enable), Stück 1 Freigabe, Stück 14 Freigabe bzw. Stück 15 Freigabe mit 916, 918, 920 bzw. 922 beschriftet.
Die dargestellte relative Zeitsteuerung der Codegeneratorausgabe 904 beginnt mit der Chipnummer PN(30), während die Verzögerung 1, 14, und 15 mit PN(29), PN(16) bzw. PN(15) beginnen, was eindeutig zeigt, dass die PN-Versätze oder der Versatz der Codezeitsteuerung durch die Verzögerungselemente in den Stücken beeinflusst werden. Die Verarbeitung jedes Stücks wird unter Verwendung der Stückfreigabesignale oder Befehle gesteuert, wobei jeder einen Chip nachdem vorhergehenden auftritt. Nachdem die Stücke die Verarbeitung unter Verwendung der ersten L (16) PN-Versätze beendet haben, oder die PN-Codes um die gewünschten bzw. Sollverzögerungsbeträge hindurch geschoben worden sind, wird der PN-Code-Generator eingefroren, verriegelt, gebremst (retarded), ausgesetzt oder verzögert (geschwenkt bzw. slewed) und zwar vom Erzeugen oder Ausgeben weiterer Codechips.
PN(31) ist der letzte Chip der in den letzen kohärenten Akkumulationen (N = 32) bei den Anfangs-PN-Versatzhypothesen zu verwenden ist. Das ist zu sehen, wenn das Schwenkfreigabesignal 914 den Zustand ändert (beispielsweise hier auf hoch wechselt) und die Codeausgabe 904 den Chipwert PN(31) erreicht und hält, repliziert oder fortfährt den gleichen Chip PN(31) für eine vorherbestimmte Periode bzw. Dauer auszugeben und zwar bis es gewünscht ist, die Verarbeitung der Stücke erneut zu beginnen. Das tritt auf, wenn der nächste Versatz-Satz erreicht wird, d.h. die PN-Zeitsteuerung wird um L verschoben. Das wird gezeigt, wenn das Schwenkfreigabesignal 914 den Zustand ändert (zum Beispiel hier nach niedrig bzw. low wechselt) und die Code-Ausgabe 904 Chipwerte PN(32) ... PN(45), PN(46) usw. erreicht. PN(32) ist der erste Chip, der in den ersten kohärenten Akkumulationen (N = 32) bei dem nächsten Satz von Hypothesen zu verwenden ist. Das geht weiter bis der nächste Schwenkpunkt erreicht ist und der Prozess wird wiederholt, mit einem neuen Schwenkfreigabesignal das stattfindet oder von dem Prozessor ausgegeben wird und die Verarbeitung beginnt wieder nachdem Schieben bzw. Verschieben anderer L-Versätze. Es ist zu sehen, dass typischerweise der Datenchip D(15) in den Akkumulationen nicht verwendet wird und das Schwenkfreigabe (Einfrieren des PN-Generators) das Komplement von Stück 0 Freigabe ist.
IV. Ergebnis
Die vorliegende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele ist vorgesehen es irgendeinem Fachmann zu ermöglichen, die vorliegende Erfindung nachzuvollziehen oder anzuwenden. Während die Erfindung teilweise gezeigt und mit Bezug auf ihre bevorzugten Ausführungsbeispiele beschrie ben worden ist, ist es dem Fachmann klar, dass verschiedene Änderungen der Form und Details durchgeführt werden können, ohne von dem Umfang der Erfindung abzuweichen.

Claims

Ein Parallelsuchelement (218) zur Verwendung in einem drahtlosen Kommunikationsgerät, das Folgendes aufweist: ein Pseudorauschcodegenerator (312) zum Generieren mindestens einer Pseudorauschsequenz mit einer vorbestimmten Chipperiode; eine Vielzahl von Scheiben- bzw. Stückverarbeitungselementen (402A, ... 402N) (slice processing elements), wobei jedes Stück Folgendes aufweist: eine Verzögerungseinheit (506) zum Verzögern der Pseudorauschsequenz um eine vorbestimmte Cipperiode, ein Entspreizer (504A, ... 504D) zum Operieren an einem Datenstrom und zwar als einer Funktion einer Pseudorauschsequenz, die eine verzögerte Pseudorauschsequenz von einem vorhergehenden Stück ist, wenn das Stück nicht ein erstes Stück der Vielzahl ist, und zumindest ein Kohärent-Akkumulator (502A, ... 502D) zum kohärenten Akkumulieren einer Ausgabe bzw. Ausgangsgröße des Entspreizers; und ein Nicht-Kohärent-Akkumulator (404), der die Ausgabe jedes Stücks nicht-kohärent akkumuliert, um eine nicht-kohärente Summe für jedes Stück zu erzeugen; wobei ein Ausgang des Pseudorauschgenerators an einen Eingang der Verzögerungseinheit eines nächsten Stücks gekoppelt ist, ausgenommen dann, wenn das momentane Stück das letzte Stück der Vielzahl ist; wobei jedes Stück einen Ausgang von der Verzögerungseinheit an einen Eingang der Verzögerungseinheit eines nächsten Stücks gekoppelt besitzt.
Ein Parallelsuchelement (218) nach Anspruch 1, das weiterhin ein Akkumulierungssteuerelement (314) zum sequentiellen Initialisieren der kohärenten Akkumulatoren und zum sequentiellen Koppeln der Aus gänge der kohärenten Akkumulatoren zu den nicht-kohärenten Akkumulatoren basierend auf dem Zustand der Pseudorauschsequenz koppelt.
Ein Parallelsuchelement (218) nach Anspruch 1, wobei jeder der Kohärent-Akkumulatoren Folgendes aufweist: einen Mulitplizierer, der die Pseudorauschsequenz und den Datenstrom empfängt; und einen Akkumulator, der die Ausgabe des Mulitplizierers empfängt.
Ein Parallelsuchelement nach Anspruch 1, wobei der Entspreizer ein Komplex-Rotiererelement (304) aufweist.
Ein Parallelsuchelement nach Anspruch 1, wobei der Nicht-Kohärent-Akkumulator Folgendes aufweist: einen Multiplexer (602), der als Eingaben die Ausgaben eines jeden Stücks empfängt; ein Quadrierungselement (604), das die Ausgabe des Mulitplexers quadriert; einen Speicher (608), der eine Summe für jedes Stück speichert; ein Auswahlelement, das eine der Multiplexereingaben und eine entsprechende Summe basierend auf dem Zustand der Pseudorauschsequenz auswählt; und einen Addierer (606) der zu der ausgewählten Summe, die Ausgabe des Quadierungselements addiert.
Ein Parallelsuchelement nach Anspruch 1, das weiterhin Folgendes aufweist: einen Steuerprozessor (220), der eine Schwelle generiert; und einen Schwellendetektor (308), der die nicht-kohärente Summe von dem Nicht-Kohärent-Akkumulator empfängt und selektiv die Verzögerung, die der nicht-kohärenten Summe zugeordnet ist, zu dem Steuerprozessor basierend auf der Schwelle vorsieht.
Ein Parallelsuchelement nach Anspruch 6, das weiterhin Mittel aufweist zum Speichern einer dynamisch sortierten Liste einer vorbestimmen von nicht-kohärenten Summen, die eine Schwelle während eines Suchfensters überschreiten.
Ein Parallelsuchelement nach Anspruch 1, das weiterhin Folgendes aufweist: einen Walsh-Code-Generator (310), der eine Walsh-Code generiert; und einen Mulitplizierer (316A, 316B), der den Walsh-Code mit der Pseudorauschsequenz vor den Stücken (slices) kombiniert.
Ein Parallelsuchelement nach Anspruch 8, wobei der Walsh-Code-Generator (310) für alternative Walsh-Code-Sequenzen programmierbar ist, und zwar ansprechend auf eine Auswahleingabe, die Suchen über unterschiedliche orthogonale Codes erlaubt.
Ein Parallelsuchelement nach Anspruch 1, wobei der Pseudorauschcodegenerator (312) für alternative PN-Codes programmierbar ist, und zwar ansprechend auf eine Auswahleingabe, die Suchen über unterschiedlichen PN-Codes erlaubt.
Ein Parallelsuchelement nach Anspruch 1, das weiterhin ein Rotierelement in Serie mit einer Eingabe für die Stücke aufweist, und zwar zum Empfangen von Eingabedaten und zum Anlegen eines vorausgewählten Betrages einer Rotation hierauf und zwar steuerbar um ein Suchen über unterschiedliche Doppler-Frequenz-Versatzbereiche zu ermöglichen.
Ein Drahtlos-Kommunikationsgerät, das Folgendes aufweist: ein Parallelsuchelement (218) das Folgendes aufweist: einen Pseudorauschcodegenerator (312) zum Generieren einer Pseudorauschsequenz; eine Vielzahl von Verarbeitungselementen von Stücken bzw. Scheiben (402A, ... 402N), wobei jedes Stück Folgendes aufweist: eine Verzögerungseinheit (506) zum Verzögern der Pseudorauschsequenz, um eine vorbestimmte Chipzeit, einen Entspreizer (504A, ... 504D) zum Operieren auf einem Datenstrom als eine Funktion der verzögerten Pseudorauschsequenz ausgenommen, wenn es sich um einen ersten Entspreizer handelt, und zumindest einen Kohärent-Akkumulator (502A, ... 502D) zum kohärenten Akkumulieren einer Ausgabe des Entspreizers; und einen Nicht-Kohärent-Akkumulator (404), der die Ausgabe eines jeden Stücks nicht-kohärent akkumuliert um eine nicht-kohärente Summe für jedes Stück zu erzeugen; wobei eine Ausgabe von dem Pseudorauschgenerator an einen Eingang der Verzögerungseinheit eines nächsten Stücks gekoppelt ist, ausgenommen dann, wenn das momentane Stück das letzte Stück der Vielzahl ist; wobei jedes Stück einen Ausgang von der Verzögerungseinheit besitzt der an einen Eingang der Verzögerungseinheit des nächsten Stücks gekoppelt ist.
Ein Verfahren zum Detektieren des Vorliegens eines Signals in einem Datenstrom, wobei das Signal unter Verwendung einer Pseudorauschsequenz gespreizt wird, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Verzögern einer Pseudorauschsequenz, um eine Vielzahl von vorbestimmten Verzögerungen, um eine Vielzahl von verzögerten Pseudorauschsequenzen zu erzeugen; Kombinieren einer jeden der verzögerten Pseudorauschsequenzen mit dem Datenstrom um eine Vielzahl von entspreizten Datenströmen zu erzeugen; und Akkumulieren eines jeden der entspreizten Datenströme für eine Dauer um eine Vielzahl von kohärenten Summen zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 13, das weiterhin den Schritt des Akkumulierens einer jeden der kohärenten Summen für eine weitere Dauer aufweist, um eine Vielzahl von nicht-kohärenten Summen zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 14, das weiterhin die folgenden Schritte aufweist: Vergleichen einer jeden der nicht-kohärenten Summen mit einer Schwelle; und Auswählen einer nicht-kohärenten Summe, die die Schwelle überschreitet.
Verfahren nach Anspruch 15, das weiterhin folgenden Schritt aufweist: Entspreizen des Datenstroms unter Verwendung einer verzögerten Version der Pseudorauschsequenz, wobei die verzögerte Version erzeugt wird durch Verzögern der Pseudorauschsequenz unter Verwendung der einen der Vielzahl von vorbestimmten Verzögerungen, die der ausgewählten nicht-kohärenten Summe entspricht.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei das Timing genau gesteuert wird, um einen unbeeinträchtigten Betrieb bei Vorliegen von mehrschichtigen PN-Codes zu ermöglichen.