DE69929856T2

DE69929856T2 - Stromwandler

Info

Publication number: DE69929856T2
Application number: DE69929856T
Authority: DE
Inventors: Steven Little Chute Geissler
Original assignee: Illinois Tool Works Inc
Current assignee: Illinois Tool Works Inc
Priority date: 1998-07-09
Filing date: 1999-06-28
Publication date: 2006-07-27
Anticipated expiration: 2019-06-29
Also published as: DE69929856D1; JP2000071070A; KR20000011501A; EP0970775B1; US6115273A; CN1241466A; CA2275087C; CN1137798C; ATE317737T1; US6266257B1; US20080298102A1; US6625046B2; EP0970775A2; CA2275087A1; TW434990B; US20020191425A1; EP0970775A3; US6426888B2; US7778056B2; US20010026458A1

Description

Diese Erfindung betrifft im Allgemeinen Stromquellen, die beim Schweißen verwendet werden, und insbesondere Schweißstromquellen, die einen Vorregler aufweisen.
Stromquellen konvertieren typischerweise einen Eingangsstrom in einen notwendigen oder gewünschten Ausgangsstrom, der für eine spezifische Anwendung zugeschnitten ist. Bei Schweißanwendungen erhalten die Stromquellen typischerweise ein Hochspannungswechselstrom (VAC)- Signal und liefern ein Starkstrom-Schweiß-Ausgangssignal. Auf der ganzen Welt können Versorgungsstromquellen (sinusförmige Netzspannungen) 200/208V, 230/240V, 380/415V, 460/480V, 500V und 575V betragen. Diese Quellen können entweder einphasig oder dreiphasig sein und entweder 50 oder 60Hz haben. Schweißstromquellen erhalten solche Einspeisung und erzeugen einen ungefähr 10-75 Volt Gleich- oder Wechselstarkstrom-Schweißausgang.
Es gibt viele Arten von Schweißstromquellen, die zum Schweißen geeignete Leistung liefern, einschließlich Inverter-basierter Schweißstromquellen. Wie hierin verwendet, beinhaltet eine Stromversorgung des Inverter-Typs mindestens eine Stufe, in der Gleichstrom in Wechselstrom konvertiert wird. Es gibt mehrere gut bekannte Stromquellen des Inverter-Typs, die zum Schweißen geeignet sind. Diese beinhalten Boost-Stromquellen (boost power sources; Hochsetz-, bzw. Verstärkerstromquellen), Buck-Stromquellen (buck power sources; Tiefsetzstromquellen) und Boost-Buck-Stromquellen (boost-buck power sources; Hochsetz-/Tiefsetzstromquellen).
Traditionell wurden Schweißstromquellen für eine spezielle Eingangsleistung entwickelt. Mit anderen Worten kann die Stromquelle nicht den im Wesentlichen gleichen Ausgang über die verschiedenen Eingangsspannungen hinweg liefern. Zuletzt wurden Schweißstromquellen entwickelt, um jedwede Spannung über einen Bereich von Spannungen aufzunehmen, ohne Neuverkoppeln der Stromquelle zu erfordern. Eine Schweißstromquelle nach dem Stand der Technik, die einen Bereich von Eingangsspannungen akzeptieren kann, ist in der US-A-5 601 741 beschrieben.
Viele Schweißstromversorgungen nach dem Stand der Technik beinhalten mehrere Stufen, um die Eingangsleistung in Schweißleistung zu verarbeiten. Typische Stufen beinhalten eine Eingangsschaltung, einen Vorregler, einen Inverter und eine Ausgangsschaltung, welche eine Induktivität enthält. Die Eingangsschaltung nimmt den Netzstrom auf, richtet ihn gleich, und überträgt diesen Strom an den Vorregler. Der Vorregler erzeugt einen Gleichstrom-Bus, welcher zur Wandlung geeignet ist. Der Gleichstrom-Bus wird an den Inverter des einen oder anderen Typs geliefert, welcher den Schweißausgang bietet. Die Ausgangsinduktivität hilft dabei, einen stabilen Bogen zu liefern.
Die Vorregler-Stufe beinhaltet typischerweise Schalter, die verwendet werden, um den Strom zu steuern. Die Verluste in Schaltern können bei einer Schweißstromversorgung signifikant sein, insbesondere wenn sie Hart-geschaltet (hard-switched) werden. Der Stromverlust in einem Schalter zu jeder Zeit ist die Spannung über dem Schalter multipliziert mit dem Strom durch den Schalter. Hart-geschaltene Anschaltverluste treten auf, wenn ein Schalter einschaltet, mit einem resultierenden Anstieg im Strom durch den Schalter, und die Spannung über dem Schalter benötigt eine begrenzte Zeit, um auf Null abzufallen. Soft-Schalten (soft switching) versucht, Anschaltverluste zu vermeiden, indem eine Hilfs- oder Begrenzerschaltung mit einer zu dem Schalter seriellen Induktivität vorgesehen ist, welche den Strom begrenzt, bis der Übergang zu an vollzogen ist, und die Spannung über dem Schalter Null ist. Dies wird als Nullstromübergangs- (ZCT) Schalten bezeichnet.
In ähnlicher Weise treten hart-geschaltene Abschaltverluste ebenfalls auf, wenn ein Schalter abschaltet, mit einem resultierenden Spannungsanstieg über dem Schalter, und der Strom durch den Schalter benötigt eine begrenzte Zeit, um auf Null abzufallen. Soft-Schalten versucht, Abschaltverluste zu vermeiden, indem eine Hilfs- oder Begrenzerschaltung mit einer Kapazität über dem Schalter vorgesehen ist, welche die Spannung über dem Schalter begrenzt, bis der Übergang auf aus vollzogen ist und der Strom durch den Schalter Null ist. Dies wird als Nullspannungsübergangs- (ZVT) Schalten bezeichnet.
Es gibt zahlreiche Versuche im Stand der Technik, soft-schaltende Strom-Converter (Wandler) oder Inverter zu liefern. Diese Versuche transferieren jedoch oft entweder die Verluste auf andere Schalter (oder Dioden) und/oder erfordern teure zusätzliche Komponenten, wie zum Beispiel Hilfsschalter und deren Steuerschaltungen. Folglich ist ein effektiver und ökonomischer Weg, Schaltverluste bei Strom-Convertern oder Invertern wieder einzubringen (oder zu vermeiden) wünschenswert. Beispiele verschiedener Versuche zur Soft-Schaltung sind unten beschrieben.
Die US-A-5 477 131 offenbart eine ZW-artige Kommutierung. Es werden jedoch ein Hilfsschalter und eine gekoppelte Induktivität benötigt, um den ZVT zu realisieren. Außerdem ist der Hauptstrom diskontinuierlich.
Einige Anordnungen nach dem Stand der Technik erfordern eine diskontinuierliche Leitungsweise zur Diodenrückspeisung. Eine solche Anordnung ist in der US-A-5 414 613 zu finden. Dies ist wegen der extremen Hochfrequenz-Welligkeit (ripple) in den Stromleitungen nicht wünschenswert.
Ein ZVS-Converter, welcher in einer multiresonanten Weise arbeitet, ist in der US-A-5 343 140 offenbart. Diese Anordnung erzeugt relativ hohen und nicht wünschenswerten Effektivstrom und Effektivspannung.
Ein weiterer multiresonanter Converter ist in der US-A 4 857 822 offenbart. Diese Anordnung verursacht nicht wünschenswerte Hochspannungsschwingung während ZVS-Ereignissen und nicht wünschenswerte Starkstromschwingung während ZCS-Ereignissen.
Die US-A-5 307 005 erfordert auch einen Hilfsschalter. Verluste treten auf, wenn der Hilfsschalter abgeschaltet wird. Das verlagert die Schaltverluste eher nur, als sie zu beseitigen. Andere Anordnungen, die Verluste „verlagern" sind in der US-A-5 418 704 und der US-A-5 598 318 gezeigt.
Eine Schaltung, welche einen gesteuerten Hilfsschalter erfordert, aber Verluste nicht zu dem Hilfsschalter „verlagert", ist in der US-A-5 313 382 gezeigt. Dies ist gegenüber dem Stand der Technik, bei dem Verluste verlagert werden, eine Verbesserung, erfordert aber noch immer einen teuren gesteuerten Schalter.
Eine weitere Anordnung, welche „Verlustverlagerung" vermeidet, ist in der US-A-5 636 144 gezeigt. Diese Anordnung erfordert jedoch eine Spannungsklemme (Voltage Clamp) für Rückspeisungsspitzen (recovery spikes), und 3 separate Induktivitäten. Auch sind die Spannungen an den Induktivitäten nicht gut gesteuert.
Ein Null-Strom resonanter Boost-Converter ist in der US-A-5 321 348 offenbart. Diese Anordnung benötigt jedoch relativ komplexe Magnetismusanwendung und hohen Effektivstrom in den Schaltern und den Größen. Es wird ebenfalls eine hohe Sperrspannung für die Boost-Dioden benötigt.
Wenn es nicht praktikabel oder kosteneffizient ist, eine echte ZCT- und ZVT-Schaltung zu verwenden, kann eine Näherung verwendet werden. Zum Beispiel beschreiben langsame Spannungs-/Strom-Übergänge (SVT und SCT), wie sie hierin benutzt werden, Übergänge, wo der Spannungs- oder der Stromanstieg verlangsamt ist (im Gegensatz zum Halten auf Null), während der Schalter ab- oder anschaltet.
Eine typische Schweißstromversorgung 100 nach dem Stand der Technik mit einem Vorregler 104 und einem Ausgangs-Converter oder Inverter 105 ist in 1 gezeigt. Eine Eingangsnetzspannung 101 wird an einen Gleichrichter 102 (typischerweise eine Diodenbrücke und mindestens eine Kapazität umfassend) geliefert. Der Vorregler 104 ist ein hart-geschaltener Boost-Converter, welcher einen Schalter 106 und eine Induktivität 107 einschließt. Eine Diode 108 erlaubt einer Kapazität 109, sich durch Strom aufzuladen, der in eine Induktivität 107 fließt, wenn der Schalter 106 abgeschaltet wird. Die Stromwellenform in der Induktivität 107 ist eine gleichgerichtete Sinuskurve mit Hochfrequenzmodulation (ripple).
Der Umfang an Welligkeit kann durch Erhöhen der Frequenz, bei der der Schalter 106 schaltet, reduziert werden. Da jedoch die Frequenz, bei der ein hart geschalteter Boost-Converter nach dem Stand der Technik geschaltet wird, gesteigert wird, um Welligkeit zu reduzieren, können die Schaltverluste untragbar werden.
Ein weiterer Nachteil einiger Stromversorgungen nach dem Stand der Technik ist ein schwacher Leistungsfaktor. Im Allgemeinen ermöglicht ein größerer Leistungsfaktor eine größere Leistungsabgabe bei einem gegebenen Eingangsstrom. Auch ist es im Allgemeinen notwendig, eine stärkere Ausgangsleistung zu haben, um mit Stabelektroden zu schweißen, welche größere Durchmesser haben. Folglich wird es eine Leistungsfaktorkorrektur-Schaltung einer gegebenen Stromversorgung ermöglichen, mit Stäben größeren Durchmessers für einen gegebenen Netzstrom verwendet zu werden. Ein Inverter im Stand der Technik, welcher einen guten Leistungsfaktor liefert, ist in der US-A-5 563 777 offenbart. Viele Converter nach dem Stand der Technik mit Leistungsfaktorkorrektur leiden unter hohen Schaltverlusten. Beispiele solcher Anordnungen nach dem Stand der Technik sind in der US-A- 5 673 184; der US-A-5 615 101; und der US-A-5 654 880 zu finden. Eine Art eines bekannten Ausgangs-Converters ist ein transformator-isolierter Halbbrücken-Inverter. Solche Ausgangsinverter haben jedoch oft hohe Schaltverluste und/oder benötigen passive Begrenzerschaltungen (was die Verluste erhöht), da jeder Begrenzer insgesamt in beiden Richtungen arbeiten muss, jedoch jeweils nur in einer Richtung. Ebenso haben bekannte Begrenzerschaltungen im Allgemeinen einen begrenzten Bereich an zulässigen Lasten und begrenzen nicht proportional zu der Last, weshalb die Verluste für höhere Lasten relativ hoch sind.
Entsprechend ist eine Leistungsschaltung, die geringe Schaltverluste und einen hohen Leistungsfaktor (nah an eins) bietet, wünschenswert. Auch sollte der Vorregler in der Lage sein, einen weiten Bereich an Eingangsspannungen anzunehmen ohne eine Neuverkopplung erforderlich zu machen. Ein wünschenswerter Ausgangs-Converter beinhaltet einen transformator-isolierten Vollwellen-Inverter, der soft-schaltet und einen Gesamtbereich-, Vollwellen-Begrenzer mit geringen Verlusten aufweist.
Entsprechend einem ersten Aspekt der Erfindung wird eine Schweißstromversorgung geliefert, umfassend:
einen Eingangsgleichrichter, welcher konfiguriert ist, eine Eingangsnetzspannung aufzunehmen und eine gleichgerichtete Spannung an einem Ausgang zur Verfügung zu stellen; einen Vorregler, der angeschlossen ist, um als einen Eingang den Ausgang des Gleichrichters aufzunehmen und als einen Ausgang einen Gleichstrombus zu liefern; und einen Converter, der angeschlossen ist, um den Ausgang des Vorreglers aufzunehmen und einen Schweißausgang zu liefern; wobei der Vorregler ein SVT- und SCT-geschalteter Converter ist.
Bei einer Ausführungsform beinhaltet der Vorregler eine Begrenzerschaltung, die eine Diode aufweist, welche SVT-geschaltet ist. Bei einer anderen Ausführungsform ist der Inverter ein Boost-Converter (Aufwärtswandler) mit einem Schalter; der Vorregler beinhaltet eine Begrenzerschaltung, welche eine Kapazität und eine Induktivität aufweist; die Kapazität ist angeschlossen, um den Schalterspannungsanstieg zu verlangsamen, während der Schalter abschaltet; und die Induktivität ist angeschlossen, um den Schalterstromanstieg zu verlangsamen, wenn der Schalter anschaltet.
Bei einer Ausführungsform beinhaltet der Boost-Converter eine Boost-Induktivität, einen Schalter und eine Ausgangskapazität; der Converter beinhaltet einen Begrenzer, der eine Begrenzerkapazität, eine Begrenzerinduktivität, eine erste Begrenzerdiode, eine zweite Begrenzerdiode, eine dritte Begrenzerdiode, eine vierte Begrenzerdiode und erste und zweite Begrenzerkapazitäten beinhaltet; die Begrenzerinduktivität, der Schalter und die vierte Diode sind so angeschlossen, dass Strom von der Boost-Induktivität zu irgendeiner der Begrenzerinduktivitäten, dem Schalter und der vierten Diode fließen kann; Strom, welcher durch die vierte Diode fließt, kann entweder durch die dritte Diode oder die zweite Kapazität fließen; Strom, welcher von der Boost-Induktivität durch die Begrenzerinduktivität fließt, kann entweder durch die erste Diode oder die erste Kapazität fließen; die vierte Diode und die zweite Kapazität sind parallel zu dem Schalter angeschlossen; Strom, der durch die dritte Diode fließt, kann entweder durch die erste Kapazität und die Begrenzerinduktivität oder durch die zweite Diode fließen; und Strom, der durch die ersten und zweiten Dioden fließt, fließt zum Ausgang. Bei einer Ausführungsform ist eine fünfte Diode antiparallel zum Schalter angeschlossen.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung, wird ein Verfahren zur Lieferung von Schweißstrom vorgesehen, umfassend die Schritte:
Gleichrichten einer Eingangsnetzspannung; Vorregeln der Eingangsnetzspannung um einen Gleichstrombus zu liefern; und Konvertieren des Gleichstrombus in einen Schweißausgang; wobei der Schritt des Vorregelns SVT- und SCT-Schalten eines Boost-Converters beinhaltet.
Bei einer Ausführungsform beinhaltet Vorregeln: Halten eines Boost-Converterschalters im Ausschaltzustand und Zulassen, dass ein Strom durch eine Boost-Induktivität, eine Begrenzerinduktivität und eine erste Diode zu dem Gleichstrombus fließt; Anschalten des Schalters und Ableiten von Strom von der Begrenzerinduktivität zu dem Schalter; Umkehren des Stroms in der Begrenzerinduktivität; Entladen einer zweiten Kapazität durch eine erste Kapazität, eine dritte Diode und die Begrenzerinduktivität, wodurch Energie von der zweiten Kapazität an die Begrenzerinduktivität transferiert wird; Ableiten eines Stroms durch eine vierte Diode, die dritte Diode und die erste Kapazität, wenn die zweite Kapazität entladen wird, wodurch Energie von der Begrenzerinduktivität zu der ersten Kapazität transferiert wird; Abschalten des Schalters und Ableiten von Strom durch die vierte Diode und in die zweite Kapazität; Ermöglichen, dass die Spannung an der zweiten Kapazität steigt, bis der Strom von der Begrenzerinduktivität zu der ersten Kapazität zu fließen beginnt; Ableiten von Strom von der zweiten Kapazität durch eine dritte Diode zur zweiten Diode; Ermöglichen, dass der Strom, der von der Boost-Induktivität zu der Begrenzerinduktivität fließt, ansteigt, bis der gesamte Strom von der Boost-Induktivität in die Begrenzerinduktivität fließt; Ableiten von Strom von der ersten Kapazität zur ersten Diode; und Wiederholen dieser Schritte.
Eine Ausführungsform beinhaltet SVT-Abschalten einer Diode in einer Begrenzerschaltung. Eine weitere beinhaltet Verlangsamen des Schalterspannungsanstiegs mit einer Kapazität, während der Schalter abschaltet, und Verlangsamen des Schalterstromanstiegs mit einer Induktivität, während der Schalter zum SVT- und SCT-Schalten eines Boost-Converters anschaltet.
Besondere Ausführungsformen von Strom-Convertern in Übereinstimmung mit dieser Erfindung werden nun mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in welchen:
1 ein Schaltplan einer Schweißstromversorgung nach dem Stand der Technik, welche einen Boost-Converter-Vorregler aufweist, ist;
2 ein Blockschaltbild einer Schweißstromversorgung ist, welche in Übereinstimmung mit der gegenwärtigen Erfindung konstruiert ist;
3 ein Schaltplan einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, welche in der bevorzugten Ausführungsform verwendet wird, ist;
4 ein Schaltplan des Vorreglers nach 2 ist;
5 bis 13 der Schaltplan der 4 sind, welche verschiedene Strompfade zeigen;
14 ein Schaltplan einer Schalterschaltung ist;
15 ein Vollwellen-Inverter, der die Schalterschaltung der 14 verwendet, ist;
16 ein Steuerschaltungsplan ist; und
17 bis 22 die Schaltpläne der 15 sind, welche verschiedene Strompfade zeigen.
Obwohl die gegenwärtige Erfindung mit Bezug auf eine Schweißstromversorgung veranschaulicht wird, welche einen Boost-Converter als Vorregler und spezielle Schaltungstechnik verwendet, sollte zu Beginn verstanden werden, dass andere Schaltungstopologien verwendet werden können, und die Energieversorgung für andere Zwecke verwendet werden kann.
Ein Blockschaltbild einer Schweißstromversorgung, welche in Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform konstruiert ist, ist in 2 gezeigt. Die Quelle 201 stellt die Eingangsnetzspannung dar, die verwendet wird, um Energie an die Schweißstromversorgung zu liefern. Die Eingangsnetzspannung bei der bevorzugten Ausführungsform kann irgendwo zwischen 90 und 250 Volt liegen. Die Spannung arbeitet typischerweise bei einer Frequenz von 60 Hertz (in den Vereinigten Staaten) und ist bei der bevorzugten Ausführungsform einphasig (obwohl alternative Ausführungsformen einen dreiphasigen Eingang verwenden). Andere Spannungen können ebenfalls verwendet werden. Die Eingangsspannung wird an einen Gleichrichter 202 geliefert, welcher ein einfacher Brückengleichrichter sein kann. Der Ausgang des Gleichrichters 202 ist eine gleichgerichtete Sinuskurve.
Ein Vorregler 204 nimmt die gleichgerichtete Sinuskurve von dem Gleichrichter 102 an und liefert einen Gleichspannungsbusausgang an einen Ausgangs-Inverter 205. Der Vorregler 204 ist bei der bevorzugten Ausführungsform ein soft-geschalteter Boost-Converter, welcher einen Leistungsfaktor nahe eins liefert. Andere Converter- oder Inverter-Konfigurationen können verwendet werden. Der Vorregler 204 ermöglicht auch, dass sich die Eingangsspannung irgendwo in einem Bereich von Eingangsspannungen bei der bevorzugten Ausführungsform befindet.
Der Converter 205 ist vorzugsweise ein Halbbrücken-, transformator-isolierter, soft-(oder langsam-) geschalteter Inverter. Solch eine Ausgangsschaltung wird im Detail unten beschrieben. Der Ausgangs-Converter 205 kann alternativ ein typischer Vorwärts-Converter sein (allgemein ein Buck-Converter und ein Transformator), und andere Ausgangs-Converter können bei anderen Ausführungsformen verwendet werden. Eine Schaltung, welche einen Ausgangs-Buck-Converter beinhaltet, ist in einer US-Patentanmeldung mit der Nummer 09/113 042 beschrieben. Der Ausgang des Converters 205 wird durch eine Induktivität 207 an dem Schweißausgang 208 bereitgestellt.
Die Schaltung, die bei der bevorzugten Ausführungsform verwendet wird, um den Vorregler 204 zu implementieren, ist in 4 gezeigt (zusammen mit dem Gleichrichter 202 und der Spannungsquelle 201). Die Ausführungsform der 4 verwendet ein 90-250 Volt Wechselstromnetz als Eingangsspannung 201. Der Gleichrichter 202 umfasst die Dioden D6, D7, D8 und D9, welche die Eingangsspannung gleichrichten, um eine sinusförmige Eingangsspannung einer Polarität zu liefern.
Der Leistungsfaktorkorrekturteil (unten beschrieben) des Vorreglers 204 funktioniert am besten, wenn die Eingangsspannung sinusförmig ist, obwohl es auch eine andere alternierende Eingangsgröße sein könnte. Folglich ist eine kleine (10 μF) Kapazität (nicht gezeigt) am Eingangsgleichrichter 202 bei einer Ausführungsform vorgesehen, um die Eingangsnetzspannung zu glätten.
Die gleichgerichtete Eingangsspannung liegt an einer Boost-Induktivität L1 (750 μH) an, welche mit einem Boost-Schalter Z1 (vorzugsweise ein IGBT) verbunden ist, um einen Boost-Converter zu bilden. Eine antiparallele Diode D5 ist zum Schalter Z1 parallel geschaltet, um den Schalter Z1 während Übergängen zu schützen. Der Teil der Schaltung, der das verlustlose Schalten bietet, beinhaltet eine Begrenzerinduktivität L2 (3,9 μH), ein Paar von Kapazitäten C1 (1 μF) und C2 (0,068 μF) und Dioden D1, D2, D3 und D4. Der Schalter Z1 wird in einer bekannten Weise so geschaltet, dass der Ausgang des Vorreglers eine gewünschte Spannung ist, unabhängig davon, wie die Eingangsspannung ist. Der Ausgang ist parallel zu einer Kapazität CS (2000 μF) vorgesehen, der eine stabile Spannungsquelle (400 Volt bei der bevorzugten Ausführungsform) für den stromabwärtigen Converter bereitstellt. Ebenso verhindert die Kapazität CS, dass die Spannung gefährlich hoch ist und den Schalter Z1 beschädigt.
Das Soft-Schalten des Vorreglers 204 ist mit Bezug auf 5 bis 11 am besten zu verstehen, welche die Schaltung mit verschiedenen Strompfaden (Zuständen) zeigen. Der erste Zustand (5) tritt auf, wenn der Schalter Z1 ausgeschaltet ist, und der Strom (Pfeil 501) sich in einem Beharrungszustand durch die Induktivitäten L1 und L2 und die Diode D1 befindet, um die Ausgangskapazität CS (Pfeil 501) zu laden.
Dann wird der Schalter Z1 eingeschaltet und der Strom von der Induktivität L1 beginnt, sich durch den Schalter Z1 zu richten (Pfeil 601 von 6). Der Schalter Z1 legt eine umgekehrte Spannung an die Induktivität L2, was zu einem Abfall ihres Stromes führt. Folglich nimmt (in diesem Zustand) der Strom durch die Induktivität L2 ab und steigt durch den Schalter Z1 an. Die Induktivität L2 begrenzt den Strom effektiv oder verlangsamt den Strom in dem Schalter Z1 beim Anschalten, bis die Schaltspannung abfällt (bis zu nahe Null). Folglich ist das Anschalten ein Langsamstrom-Übergang (SCT). Letztendlich fließt der gesamte Strom von der Induktivität L1 durch den Schalter Z1, und der Strom in der Induktivität L2 fällt ab, bis er Null wird und kehrt sich dann um. Die Kapazität C2 entlädt sich durch die Kapazität C1, die Diode D3 und die Induktivität L2, wie in 7 durch Pfeil 701 gezeigt. Die Kapazitäten C1 und C2 ermöglichen der Diode D1, mit einem SVT abzuschalten, und so Verluste zu reduzieren. Die Entladung tritt bei einer Resonanzfrequenz auf, die durch die Zeitkonstante des Induktivitätswertes der Induktivität L2 und des Reihenkapazitätswertes der Kapazitäten C1 und C2 (f = 1/(2Π(L2·(C1 + C2/C1·C2)) bestimmt wird. Die Zeit, die die Kapazität C2 braucht, um sich zu entladen, ist die SW-Zeit für die Diode D1.
Die Kapazität C2 entlädt sich auf ungefähr Null Volt, und die Diode D4 beginnt zu leiten, wie durch den Pfeil 801 in 8 gezeigt ist. Wenn die Diode D4 leitet, gibt die Induktivität L2 die Energie, die darin gespeichert ist, an die Kapazität C1 bei einer Resonanzfrequenz frei, die durch die Induktivität L2 und die Kapazität C1 (f = 1/(2Π(L2·C1))) bestimmt ist. Die Spannungsenergie an der Kapazität C1 wird in Strom in der Induktivität L2 transferiert und dann in Spannung an der Kapazität C1. Das Spannungstranferverhältnis ist ungefähr gleich dem Kapazitätsverhältnis.
Wenn der Ladungstransfer vollzogen ist und der Strom aufhört, in die Begrenzerinduktivität L2 zu fließen, wird der Begrenzer zurückgesetzt und Strom in der Induktivität L1 nimmt durch den Schalter Z1, wie in 9 gezeigt, zu. Die Schaltung bleibt in diesem Zustand, bis der Schalter abgeschaltet wird.
Als nächstes wird der Schalter Z1 abgeschaltet (10) und Strom wird durch die Diode D4 und in die Kapazität C2 (Pfeil 1001) abgeleitet. Die Kapazität C2 liefert die M-Zeit für den Schalter Z1, folglich wird für ein Soft-Abschalten gesorgt. Die Spannung an der Kapazität C2 steigt weiterhin und erreicht letztendlich die Busspannung (die Spannung an der Kapazität CS) abzüglich der Spannung an der Kapazität C1.
Wenn das geschieht, beginnt die Spannung an der Kapazität C1, den Strom in der Spule L2 wieder auszubilden (11 und Pfeil 1101). Die Spannung an der Kapazität C2 steigt weiter, bis sie die Busspannung plus zwei Diodenabfälle erreicht. Zu dieser Zeit wird Strom von der Induktivität L1, welcher nicht von der Induktivität L2 aufgenommen wurde, durch die Diode D3 abgeleitet (12 und Pfeil 1201). Die Spannung an der Kapazität C1 steigt weiter, um den Strom in der Induktivität L2 ansteigen zu lassen.
Letztendlich fließt der gesamte Strom von der Induktivität L1 durch die Induktivität L2 und der Strom durch die Dioden D3 und D4 nimmt ab (13). Die Kapazität C1 liefert weiterhin Energie an den Bus.
Wenn die gesamte Energie an der Kapazität C1 (an den Bus) abgegeben wurde, fließt Strom von der Induktivität L1 an die Induktivität L2 und durch die Diode D1. Dies ist der anfänglich, mit Bezug auf 5, beschriebene Zustand, und der Zyklus wiederholt sich.
Folglich wird der Spannungsanstieg über dem Schalter Z1 durch die Kapazität C2 verlangsamt, um dem Strom zu ermöglichen, abzufallen, wenn der Schalter Z1 abgeschaltet wird. Der Stromanstieg in dem Schalter Z1 wird verlangsamt durch die Induktivität L2, um der Spannung zu ermöglichen, abzufallen, wenn der Schalter Z1 angeschaltet wird. Darüber hinaus wird die Diode D1 durch die Kapazitäten C1 und C2 soft-geschaltet.
Der Teil des Vorreglers 204, welcher die Leistungsfaktorkorrektur liefert, ist eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung 404 (4) und erfasst im Allgemeinen die Eingangsspannung-Wellenform, und passt die Form der Stromwellenform der der Netzspannungswellenform an. Das liefert einen Leistungsfaktor sehr nah bei 1, in der bevorzugten Ausführungsform 0,99. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung 404 kann unter Verwendung einer integrierten Schaltung, wie zum Beispiel UC3854 oder eines ML4831 oder mit diskreten Komponenten implementiert werden. Die Leistungsfaktor-Korrekturschaltung 404 erhält als Eingänge die Ausgangsspannung vom Gleichrichter 202, die Ausgangsspannung vom Vorregler 204 und den Ausgangsstrom des Vorreglers 204 (ein CT 405 wird verwendet). Da die Frequenz des Vorreglers 204 (25 kHz) viel höher ist als die des Netzes (60 Hz), kann der Vorregler-Strom veranlasst werden, die Eingangsnetzspannungsform aufzuspüren, durch Erfassen der Form der Eingangsspannung und durch Steuerung des Eingangsstroms als Antwort darauf.
Eine Ausführungsform der Leistungsfaktorkorrekturschaltung 404, welche diskrete Komponenten aufweist, ist in 3 gezeigt und steuert die Schalter so, dass der Eingangsstrom geformt wird, um der Eingangsspannung zu entsprechen, ebenso wie sie den Gleichstrom-Bus steuert.
Die Eingangsspannung wird gleichgerichtet und an einem zwei-poligen Bessel-Filter zur Verfügung gestellt, welcher Schaltfrequenzen entfernt. Der Bessel-Filter beinhaltet die Kapazitäten 1602 (0,0022 μF) und 1603 (0,0011 μF), die Widerstände 1606 bis 1608 (1 MΩ), die Widerstände 1609 bis 1610 (39,2 kΩ) und einen Operationsverstärker 1615, Der Ausgang des Bessel-Filters (V-RECT) wird einem Tiefpassfilter (ungefähr 2 Hz) geliefert, welcher die Widerstände 1611 und 1612 (68,1 kΩ), die Kapazität 1604 (0,22 μF), die Kapazität 1605 (471 μF) und den Operationsverstärker 1616 beinhaltet. Der Ausgang des Operationsverstärkers 1616 liefert einen Mittelwert der Eingangsnetzspannung (V-LINE).
V-LINE wird an eine typische Vorladeschaltung 1625 geliefert, welche eine Verzögerung festsetzt, bevor die Elektrolytkondensatoren in der Stromversorgung vorgeladen werden. Ein Operationsverstärker 1626 und Widerstände 1629 (100 KΩ) und 1630 (10 kΩ) verbieten es einer Kapazität 1627 (101 μF), sich durch einen Widerstand 1628 (100 Ω) aufzuladen, bis die Netzspannung einen Schwellwert erreicht. Nachdem die Netzspannung den Schwellwert erreicht, lädt sich die Kapazität 1627 bis zu einem Niveau auf, bei dem sie ein Relais (nicht gezeigt) durch zugehörige Komponenten anschaltet, welche einen Widerstand R63 (200 kΩ), einen Widerstand R51 (100 kΩ), einen Widerstand R108 (619 kΩ), einen Operationsverstärker U1, eine Diode D57, ein NAND-Gatter U2 und einen Widerstand R89 (4,7 kΩ) beinhalten, Diese Komponenten arbeiten in einer typischen Weise. Das Relais liefert Energie und zündet einen Thyristor (SCR), welcher die Elektrolytkondensatoren vorlädt.
Ein Multiplizierer/Teiler 1631 empfängt das gleichgerichtete Netzspannungssignal und teilt dieses durch den durchschnittlichen Eingang (typischerweise entweder 230 oder 460), so dass eine skalierte, gleichgerichtete Spannung geliefert wird. Dann wird die skalierte, gleichgerichtete Spannung mit einem Fehlersignal von dem Bus multipliziert, um einen Referenzbefehl zu erzeugen. Insbesondere V-RECT, der Ausgang des Operationsverstärkers 1615, welcher mit der gleichgerichteten Eingangspannung korrespondiert, wird durch einen Widerstand 1632 (100 kΩ) und einen Operationsverstärker 1633 als Einkanaleingang an die Multiplikation geliefert. Der andere Kanaleingang an die Multiplikation ist ein BUS-FEHLER-Signal, welches durch einen Operationsverstärker 1636A geliefert wird.
Der Ausgang des Operationsverstärkers 1633 wird durch einen Log-Transistor 1635 bereitgestellt und die Durchschnittsnetzspannung (V-LINE) wird durch einen Operationsverstärker 1636 und einem Log-Transistor 1637 zur Verfügung gestellt. Die gemeinsame Verbindung zwischen den Transistoren 1635 und 1637 ist eine Subtraktion, so dass die Basis des Transistors 1637 das Ergebnis der Substraktion darstellt. Diese Differenz wird durch einen Transistor 1638 auf den Bus-Fehler addiert. Die Summe wird einem Transistor 1639 bereitgestellt, der den Gegen-Log dieses Wertes nimmt. Folglich werden eine Division und Multiplikation ausgeführt. Der Ausgang wird durch einen Operationsverstärker 1641 und zugehörige Schaltungsanordnung skaliert, welche eine Diode 1642, eine Kapazität 1643 (0,0011 μF) und einen Widerstand 1645 (20 kΩ) beinhaltet.
Ein Transistor 1646 begrenzt den Ausgangsstrom des Operationsverstärkers 1641 und wird durch einen Widerstand 1647 (20 kΩ) und eine Diode 1642 gesteuert. Der Eingang des Operationsverstärkers 1650 ist eine skalierte Bus-Spannung und setzt den Maximalausgangsbefehl fest. Der Ausgangsbefehl (VCOMM) wird verwendet, um die Stromform zu zwingen, der Eingangspannungsform zu entsprechen.
Das BUS-FEHLER-Signal wird durch eine typische Fehlerschaltung bereitgestellt, die einen Operationsverstärker 1651 und zugehörige Schaltungswiderstände 1653 (20 kΩ), 1654 (11 kΩ) und 1655 (499 kΩ), eine Diode 1657 und eine Kapazität 1658 (0,047 μF) beinhaltet. Ein 8-Volt-Referenzsignal wird mit dem herunter geteilten (und skalierten) 800-Volt-Bus verglichen. Ein Fehlersignal wird durch einen Widerstand 1659 (82,5 kΩ) an einem Operationsverstärker 1636A bereitgestellt, der einen Anstieg oder Abfall im Strom zum Anheben oder Absenken der Bus-Spannung befiehlt. Ebenso wird der Strombefehl durch die Form des Eingangssignals eingestellt, wie es durch V-RECT bereitgestellt ist, um die Form des gleichgerichteten Eingangssignals zu imitieren. Somit wird der Strom bereitgestellt, der benötigt wird, um in einer gewünschten Bus-Spannung zu resultieren, jedoch in solch einer Form, dass ein Leistungsfaktor sehr nah bei eins erhalten wird.
Das Befehlssignal wird mit einem Strom-Feedback-Signal von einem CT1 durch einen Operationsverstärker 1670 aufsummiert und vorgesehen, eine Boost-Treiberschaltung 1660 durch logische Gatter (nicht gezeigt) zu sein, um den Bipolartransistor mit integriertem Gate (IGBT) in dem Vorregler an- und ab- zu schalten. Ein CT wird verwendet, um Strom-Feedback zu liefern (anders als zum Beispiel eine LEM), da der Fall, dass eine LEM ausfällt, unbegrenzten Strom zur Folge hat.
Das Boost-Treibersignal ist ein digitales Signal von entweder Null (IGBT AN) oder fünfzehn Volt (IGBT AUS). Der Boost-Treibereingang wird an der Basis eines Paars von Transistoren 1661 und 1662 bereitgestellt, da der Ausgang der logischen Gatter nicht genug Strom liefert, um die IGBTs zu treiben. Folglich liefern die Transistoren 1661 und 1662 genug Strom. Ein Transistor 1663 verschiebt Niveaus. Die Gates eines Paars von Transistoren 1665 und 1666 werden durch eine Kapazität 1667 (0,1 μF) verbunden.
Ein weiterer Aspekt dieser Erfindung ist mit einem Halbbrücken-, transformatorisolierten Inverter implementiert, der SVT-geschaltet ist. Der Inverter verwendet eine Schalter-Schaltung 1400, gezeigt in 14, die ein Paar Schalter oder IGBTs 1402 und 1403 beinhaltet, und ein Paar Dioden 1404 und 1405. Die Diode 1404 ist eine antiparallele Diode für den Schalter 1402. Die Diode 1405 ist eine antiparallele Diode für den Schalter 1403. Die zwei Schalter/Diode-Parallelkombinationen liegen in Reihe aber umgekehrt, d.h. in entgegen gesetzten Richtungen. Diese Konfiguration liefert einen diodenartigen Schalter, dessen Richtung umgekehrt werden kann.
Ein Inverter, der die Schalterschaltung 1400 verwendet, ist in 15 gezeigt, und beinhaltet eine Gleichstrom-Spannungsquelle 1501, ein Paar von Schaltern 1502 und 1504 mit einem Paar von antiparallelen Dioden 1503 und 1505, ein Paar von Kapazitäten 1507 und 1508 (1410 μF), einen Transformator 1509, eine Kapazität 1512 (0,0991 μF), einen Ausgangsgleichrichter, der Dioden 1510 und 1511 beinhaltet, und eine Ausgangsinduktivität 1513.
Die Kapazität 1512 ist parallel zu dem Transformator 1509 durch Schalter 1502 und 1504 geschaltet. Die Schalter 1402 und 1403 werden verwendet, um die Schalter 1502 und 1504 soft zu schalten. Die Schalter 1402 und 1403 benötigen keine spezielle Zeitsteuerung und funktionieren mit dem Haupttaktgeber (main clock) bei effektiv 50% des Arbeitszyklus. Zum Beispiel schalten die Schalter 1502 und 1402 zusammen an, und der Schalter 1502 liefert Strom an den Transformator 1509, während der Schalter 1402 nichts leistet. Wenn der Schalter 1502 abschaltet, bleibt der Schalter 1402 an und Strom wird durch den Schalter 1402 und die Diode 1405 in die Kapazität 1512 gerichtet, was folglich einen SVT (Trägen Spannungsübergang) – Abschaltvorgang ergibt. Der Schalter 1402 wird nach dem Übergang abgeschaltet und die Diode 1405 verhindert den Rückfluss von Strom von der Kapazität 1512. Dies geschieht in komplementärer Weise mit den Schaltern 1501 und 1402 und der Diode 1405. Folglich liefert diese Schaltung Vollwellen-Transformator-Anwendung, PWM-Steuerung, vollständigen Kapazitätsabgleich ohne extra Schaltungsanordnung und effiziente Verwendung von Schaltern mit SVT.
Nun werden mit Bezug auf 17 bis 24 die verschiedenen Strompfade gezeigt, denen während eines vollständigen Zyklus gefolgt wird. Die Schaltung in diesen Figuren ist eine alternative Ausführungsform, welche die Aufteilung der Kapazität 1512 in zwei Kapazitäten beinhaltet, wobei eine an den oberen Bus und eine an den unteren Bus angeschlossen ist. Dies geschieht, weil der Pfad durch die Kapazitäten 1507 und 1508 die Effizienz des Begrenzers wesentlich vermindern kann.
Anfänglich sind alle Schalter in dem Begrenzer abgeschaltet, und die Kapazitäten 1512A und 1512B teilen den Bus. Der 800-Volt-Bus wird ebenfalls durch die Kapazitäten 1507 und 1508 geteilt (für Halbbrücken-Arbeitsweise). Die Kapazitäten 1507 und 1508 sollten groß genug sein, um die Verbindungsspannung zwischen ihnen während des Arbeitsvorgangs im Wesentlichen konstant zu halten. Die Schalter 1504 und 1402 werden zusammen angeschaltet. Der Schalter 1504 liefert Energie an den Transformator 1509 während der Schalter 1402 durch die Diode 1404 blockiert ist. Folglich befindet sich der Schalter 1402 in „Standby" bis der Schalter 1504 abschaltet, wie in 17 gezeigt.
Der Schalter 1504 schaltet ab und der Strom durch den Transformator überträgt sich auf den Schalter 1403, die Diode 1404 und die Kapazität 1512 (welche den Begrenzer-Pfad bilden). Die Spannung über dem Schalter 1504 steigt langsam, was einen trägen Spannungsübergang ergibt. Dieser Strompfad ist in 18 gezeigt.
Wenn die Spannung über dem Schalter 1504 die Bus-Spannung erreicht, läuft die übrig gebliebene Energie von dem Transformator 1509 durch die Diode 1503 zurück in den Bus. Dieser Strompfad ist in 19 gezeigt. Wenn die übrige Energie im Transformator 1509 an den Bus geliefert wurde, kommt das System zum Stillstand, wobei die Begrenzerkapazität 1512 vollständig geladen ist, um 1502 vollständig soft zu schalten (15).
Nachdem das System zum Stillstand kommt, werden die Schalter 1502 und 1403 zusammen angeschaltet. Der Schalter 1502 liefert Energie an den Transformator 1509, während der Schalter 1403 durch die Diode 1404 blockiert wird. Folglich ist der Schalter 1403 in Standby, bis der Schalter 1502 abgeschaltet wird (20).
Der Schalter 1502 wird abgeschaltet und Strom vom Transformator 1509 überträgt sich auf die Kapazität 1512 durch den Begrenzerpfad einschließlich der Diode 1404, und der Schalter 1403 steigt langsam an, was einen trägen Spannungsübergang ergibt. Dieser Strompfad ist in 21 gezeigt. Der Strom setzt sich in diesem Pfad fort, bis die Spannung über dem Schalter 1502 den Bus erreicht hat, und übrige Energie im Transformator 1509 gelangt durch die Diode 1505 (22) in den Bus. Die Kapazität 1512 ist voll geladen, so dass der Schalter 1504 soft-geschaltet werden kann. Der Prozess wiederholt sich dann.
Ein Merkmal des geschalteten Begrenzers, der in den 15 bis 22 verwendet wird, ist, dass die Hauptschalter (1504 und 1502) keine effektiven Verluste auf sich ziehen, wenn die Ausgangsleistung geringer als notwendig ist, um die Begrenzerkapazität 1512 von „rail to rail" (Schiene zu Schiene) zu überführen. Folglich ist es nicht notwendig, den Begrenzer vollständig zu überführen. Der umkehrbare Ein-Richtungs-Schalter verhindert Begrenzerstörung beim Einschalten, und liefert folglich Begrenzung proportional zur Last. Dieses Merkmal ermöglicht sehr starke Begrenzung ohne den Lastbereich des Inverters zu beschränken.
Eine alternative Ausführungsform beinhaltet die Nutzung einer Vollbrückenversion des Begrenzers.
16 zeigt eine Steuerschaltung zur Steuerung des Schattens des geschalteten Begrenzers in 14 bis 22. Vier Gate-Treiber 1402A bis 1405A werden verwendet, um jeweils die Gate-Signale für die Schalter 1402 bis 1405 zu liefern. Diese Gate-Treiber sind nicht im Detail gezeigt und sind herkömmliche Gate-Treiber, wie zum Beispiel jene, welche in dem Miller XMT 3040^® zu finden sind. Die Gate-Treiber invertieren dahingehend, dass ein hoher Ausgang die Gates abgeschaltet hält und dass ein niedriger Ausgang die Gates abgeschaltet hält.
Die Gate-Treiber 1402A bis 1405A werden durch eine Logikschaltung 2301 gesteuert. Die Logikschaltung 2301 beinhaltet eine Vielzahl von NAND- und OR-Gattern in der bevorzugten Ausführungsform, ihre spezielle Konstruktion kann jedoch irgendeine nach Wahl des Entwicklers sein. Ein Aktivierungs-Signal ist als ein Eingang zur Logikschaltung 2301 bei einer Ausführungsform einbezogen. Das Aktivierungs-Signal wird nur während des Abschaltvorgangs verwendet.
Eine Fehlerverstärkungsschaltung 2303 ist ebenfalls in 16 gezeigt. Die Fehlerverstärkungsschaltung 2303 kann eine Standard-Fehlerschaltung sein und wird bei der bevorzugten Ausführungsform mit einem CT-Feedback-Signal verwendet. Der Ausgang der Fehlerverstärkungsschaltung 2303 ist ein PWM-Referenz-Signal. Die PWM-Referenz-Signal-Steuerung wird durch einen Opto-Isolator 2305 bereitgestellt, um den übrigen Teil der Schaltung von der Fehlerverstärkungsschaltung elektrisch zu isolieren. Ein Paar von Widerständen 2306 (10 kΩ) und 2307 (2 kΩ) skalieren den PWM-Referenzbefehl zur Eingabe in den Opto-Isolator 2305. Der Ausgang des Opto-Isolators 2305 ist von einem Strom zu einer Spannung durch einen Widerstand 2308 (10 kΩ) skaliert.
Im Allgemeinen implementiert die Steuerungsschaltungsanordnung ein modifiziertes PWM-Steuerungsschema. Über einer minimalen Pulsweiten-Arbeitsweise steht ein typisches PWM-System und die Pulsweite ist eingestellt, um Strom ansteigen oder abnehmen zu lassen. Für Strom jedoch, welcher geringer ist als der, der dem der minimalen Pulsweite entspricht, ist die Frequenz der Pulse reduziert (folglich wird die Sperrzeit erhöht). Die minimale Pulsweite wird verwendet, da die Gate-Treiber eine begrenzte Geschwindigkeit aufweisen.
Der herkömmliche Puls mit Modulationsanteil arbeitet mit einer Rampe, die durch einen Operationsverstärker 2310, Widerstände 2311 (10 kΩ), 2312 (10 kΩ) und 2313 (200 kΩ) erzeugt wird. Der PWM-Referenzbefehl wird durch einen Operationsverstärker 2310 durch eine Diode 2314 empfangen. Der geeignete Schalter wird beim Start der Rampe angeschaltet. Die Rampe wird initiiert durch einen Operationsverstärker 2315 und die Widerstände 2316 (10 kΩ), 2317 (611 Ω), 2318 (20 kΩ), 2319 (200 kΩ), 2321 (6,11 kΩ) und 2322 (2 kΩ).
Die Hauptstromschalter (1502 und 1504) werden zu 95% der totalen Rampenzeit an gelassen. Der 95%-Schwellenwert wird durch einen Operationsverstärker 2325 und einen Widerstand 2326 (10 kΩ) festgesetzt. Die Schalter werden abgeschaltet durch Änderung der Zustände an dem eingerichteten Eingang eines Flip-Flops 2327 (welches an einen Operationsverstärker 2325 angeschlossen ist). Die Begrenzerschalter (1402 und 1403) werden bei 100% der Rampe abgeschaltet.
Eine Stromquelle schließt die Transistoren 2330 und 2331 und die Widerstände 2333 (332 Ω), 2334 (100 Ω) und 2335 (100 Ω) ein. Die Stromquelle setzt die Steigung der Rampe fest. Wenn sich eine Kapazität 2337 (100 pF) bis zu einem durch eine Diode 2338 festgesetzten Schwellwert entlädt, wird die Rampe neu gestartet. Die Rampe steigt an der Steigung, die durch die Stromquelle gesetzt ist, weiter an, bis die Kapazitätsspannung den Schwellenwert erreicht, der durch einen Operationsverstärker 2315 und seine Schaltungsanordnung festgesetzt ist.
Ein Flip-Flop 2328 wird verwendet, um zwischen den Schaltern zu wechseln und um ein Aktivierungs-Signal und ein Gerät-ein/aus-Signal zu empfangen.
Im Allgemeinen arbeitet die Schaltung wie folgt: die Kapazitätsspannung wird vollständig auf das Minimum herab rückgestellt und dann beginnt die Rampe, hochzulaufen und die Spannung an der Kapazität steigt von der Stromquelle. Wenn sich die Kapazität auflädt, wird der Ausgang des Opto-Isolators an einen Operationsverstärker 2310 geliefert, dessen Pulsweite die Schalter moduliert. Wenn die Kapazitätsspannung über die Referenzspannung steigt, welche durch den Opto-Isolator festgesetzt ist, ändert der Operationsverstärker 2310 den Zustand, was den Schalter veranlasst, abgeschaltet zu werden. Das Steuer-Flip-Flop 2328 bestimmt welcher, und nur einer, der Hauptstromschalter auf eine herkömmliche Weise an ist. Wenn die Kapazitätsspannung bis zu dem Niveau steigt, das durch den Operationsverstärker 2315 (95% des Spitzenwerts) festgesetzt ist, schaltet der Hauptstromschalter, der an ist, ab.
Die Frequenzeinstellung (für Schwachstrombefehle) arbeitet wie folgt: der Ausgang des Operationsverstärkers 2315 (die Rampenrückstellung) wird durch ein NAND-Gatter 2341, durch einen Widerstand 2342 (100 kΩ) und einen Puffertransistor 2343 rück gekoppelt (fed back). Das Gerät-ein/aus-Signal wird auch an den Transistor 2343 geliefert. Der Ausgang des NAND-Gatters 2341 veranlasst auch das Flip-Flop 2328, den Zustand durch den Takt-Eingang zu ändern.
Ein Spannungsteiler einschließlich der Widerstände 2342 und 2345 (68,1 kΩ) wird mit einer Diode 2346 verbunden. Wenn die Diode 2346 die Spannung an einem Ende des Widerstands 2345 herunter zieht, wird ebenfalls die Spannung an einem Widerstand 2347 (5,11 kΩ) herunter gezogen. Ein Stromspiegel einschließlich der Widerstände 2349 und 2350 (100 Ω) und der Transistoren 2351 und 23352 liefern den Ruhestrom für die Rampe. Wenn jedoch die Spannung durch 2346 niedrig genug ist, wird der Spannungseingang am Transistor 2343 Masse sein, und der Transistor 2343 wird keinen Strom an den Stromspiegel liefern, um die Kapazität 2333 rückzustellen und folglich der Rampe zu erlauben, sich weiter aufwärts fortzusetzen.
Die verschiedenen Aspekte dieser Erfindung haben, obwohl sie im Kontext einer Schweißstromversorgung beschrieben wurden, Anwendungsmöglichkeiten in vielen verschiedenen Bereichen. Im Allgemeinen kann in Anwendungen, wo Schalten mit geringen Verlusten unter Nutzung eines Boost-Converters wünschenswert ist, diese Anordnung verwendet werden.

Claims

Schweißstromversorgung, umfassend: einen Eingangsgleichrichter (202), der konfiguriert ist, um eine Eingangsnetzspannung aufzunehmen und eine gleichgerichtete Spannung an einen Ausgang zu liefern; einen Vorregler (204), der angeschlossen ist, um als einen Eingang den Ausgang des Gleichrichters aufzunehmen und einen Gleichstrombus als einen Ausgang zu liefern; und einen Converter (205), der angeschlossen ist, um den Ausgang des Vorreglers aufzunehmen und einen Schweißausgang zu liefern; wobei der Vorregler ein SVT- und ein SCT-geschalteter Converter ist.
Stromversorgung nach Anspruch 1, wobei der Vorregler eine Begrenzerschaltung einschließt, welche eine Diode aufweist, die SCT-geschaltet ist.
Stromversorgung nach Anspruch 2, wobei die Vorregel-Diode SVT-geschaltet ist.
Stromversorgung nach Anspruch 1, wobei der Converter (205) ein Boost-Converter ist, der einen Schalter (Z1) beinhaltet, und der Vorregler (204) eine Begrenzerschaltung einschließt, die eine Kapazität (C2) und eine Induktivität (L2) aufweist, wobei die Kapazität angeschlossen ist, um den Schaltspannungsanstieg zu verlangsamen, während der Schalter abschaltet, und die Induktivität angeschlossen ist, um den Schaltstromanstieg zu verlangsamen, wenn der Schalter anschaltet.
Stromversorgung nach Anspruch 1, wobei der Converter (205) ein Boost-Converter ist, welcher eine Boost-Induktivität (L1), einen Schalter (Z1) und eine Ausgangskapazität (C5) enthält; wobei der Converter einen Begrenzer beinhaltet, welcher eine erste Begrenzerkapazität (C2), eine Begrenzerinduktivität (L2), eine erste Begrenzerdiode (D1), eine zweite Begrenzerdiode (D2), eine dritte Begrenzerdiode (D3), eine vierte Begrenzerdiode (D4) und erste (C1) und zweite (C2) Begrenzerkapazitäten enthält; wobei die Begrenzerinduktivität, der Schalter und die vierte Diode so verbunden sind, dass Strom von der Boost-Induktivität zu irgendeinem der Begrenzerinduktivität, dem Schalter und der vierten Diode fließen kann; wobei Strom, der durch die vierte Diode fließt, entweder durch die dritte Diode oder die zweite Kapazität fließen kann; wobei Strom, der von der Boost-Induktivität durch die Begrenzerinduktivität fließt, entweder durch die erste Diode oder die erste Kapazität fließen kann; wobei die vierte Diode und die zweite Kapazität zum Schalter parallel geschaltet sind; wobei Strom, der durch die dritte Diode fließt, entweder durch die erste Kapazität und die Begrenzerinduktivität oder durch die zweite Diode fließen kann; und wobei Strom, der durch die ersten und zweiten Dioden fließt, zum Ausgang fließt.
Stromversorgung nach Anspruch 4, ferner beinhaltend eine fünfte Begrenzerdiode (D5), die zu dem Schalter antiparallel verbunden ist.
Verfahren zur Lieferung von Schweißstrom, umfassend die Schritte: Gleichrichten einer Eingangsnetzspannung; Vorregeln der Eingangsnetzspannung um einen Gleichstrombus zu liefern; und konvertieren des Gleichstrombus in einen Schweißausgang; wobei der Schritt des Vorregelns SVT- und SCT-Schalten eines Boost-Converters (205) beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Schritt des Vorregelns die Schritte umfasst: Ausgeschaltethalten eines Boost-Converter-Schalters (Z1), und Erlauben, dass ein Strom durch eine Boost-Induktivität (L1), eine Begrenzerinduktivität (L2) und eine erste Diode (D1) zu dem DC-Bus fließt; Anschalten des Schalters und Ableiten von Strom von der Begrenzerinduktivität zum Schalter; Umkehren des Stromes in der Begrenzerinduktivität; Entladen einer zweiten Kapazität (C2) durch eine erste Kapazität (C1), eine dritte Diode (D3) und die Begrenzerinduktivität, wodurch Energie von der zweiten Kapazität zur Begrenzerinduktivität transferiert wird; Ableiten von Strom durch eine vierte Diode (D4), die dritte Diode und die erste Kapazität, wenn die zweite Kapazität entladen wird, wodurch Energie von der Begrenzerinduktivität zur ersten Kapazität transferiert wird; Abschalten des Schalters und Ableiten von Strom durch die vierte Diode und in die zweite Kapazität; Erlauben, dass die Spannung an der zweiten Kapazität ansteigt, bis ein Strom von der Begrenzerinduktivität zur ersten Kapazität zu fließen beginnt; Ableiten von Strom von der zweiten Kapazität durch die dritte Diode zur zweiten Diode; Erlauben, dass der Strom, der von der Boost-Induktivität zur Begrenzerinduktivität fließt, steigt, bis der gesamte Strom von der Boost-Induktivität in die Begrenzerinduktivität fließt; Ableiten von Strom von der ersten Kapazität zur ersten Diode; und Wiederholen dieser Schritte.
Verfahren nach Anspruch 7, ferner beinhaltend den Schritt des SVT-Abschaltens einer Diode in einer Begrenzerschaltung.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei der Schritt des SVT-Schaltens und SCT-Schaltens eines Boost-Converters (205) das Verlangsamen des Schaltspannungsanstiegs mit einer Kapazität (C2) beinhaltet, während der Schalter abschaltet, und der Schaltstromanstieg mit einer Induktivität (L2) verlangsamt wird, während der Schalter anschaltet.