EP0718911A1 - Réseau conformateur de faisceaux pour antenne radiofréquence mettant en oeuvre la Transformée de Fourier Rapide et structure matérielle implantant un tel réseau, notamment pour les applications spatiales - Google Patents

Réseau conformateur de faisceaux pour antenne radiofréquence mettant en oeuvre la Transformée de Fourier Rapide et structure matérielle implantant un tel réseau, notamment pour les applications spatiales Download PDF

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Publication number
EP0718911A1
EP0718911A1 EP95402749A EP95402749A EP0718911A1 EP 0718911 A1 EP0718911 A1 EP 0718911A1 EP 95402749 A EP95402749 A EP 95402749A EP 95402749 A EP95402749 A EP 95402749A EP 0718911 A1 EP0718911 A1 EP 0718911A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
cells
cfh
row
inputs
outputs
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP95402749A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Francesc Coromina Pi
Mike Yarwood
Javier Ventura-Traveset Bosch
Wolfgang Bosch
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Agence Spatiale Europeenne
Original Assignee
Agence Spatiale Europeenne
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Filing date
Publication date
Application filed by Agence Spatiale Europeenne filed Critical Agence Spatiale Europeenne
Publication of EP0718911A1 publication Critical patent/EP0718911A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q25/00—Antennas or antenna systems providing at least two radiating patterns
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
    • H01Q3/40—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with phasing matrix

Definitions

  • the invention relates to a beam shaping network for radio frequency antenna implementing the Fast Fourier Transform, which will be called in the following, for reasons of simplification, "FFT” (commonly used abbreviation of the English expression “Fast Fourier Transform”).
  • FFT Fast Fourier Transform
  • It also relates to a hardware structure implanting such a network.
  • the invention applies advantageously, but not exclusively, to the field of antennas of the phase antenna array type for the generation of multiple beams for applications on board satellites.
  • a level of the order of -1 dB is required.
  • a well-known solution is to oversize the former and use only part of the die. As an example, using a 2N ⁇ 2N matrix , we obtain a transition level of -1.5 dB.
  • array antennas are normally used with a hexagonal grid topology instead of rectangular. Greater efficiency is obtained with regard to compactness: the number of radiating elements required, as is well known, is less, for the same coverage. However, in this case, a simple layout of the row / column type, as described in relation to the Butler matrix conformers, is no longer possible.
  • phase-shifting circuits placed on two levels.
  • the circuits are not very modular. With the exception of cells with three inputs and three outputs, there are no repetitive modules.
  • the antenna has a hexagonal shape.
  • the antenna may also be of triangular shape.
  • the signal processing algorithm must use Discrete Fourier Transform, which will be called in the following, for reasons of simplification, "DFT” (abbreviation of the commonly used Anglo-Saxon expression “Discrete Fourier Transform”) .
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • This "DFT” operates on a series of signals for sampling power supply of the radiating elements of the type antenna. hexagonal, such that the coefficients resulting from the “DFT” are also sampling of the hexagonal type in the domain of the transform (that is to say representing the center of the beams).
  • the requirement for hexagonal type sampling in the origin domain (generally called “time domain” in the signal processing technique) is essentially due to the usually hexagonal shape of the antenna.
  • the requirement for hexagonal type sampling in the transform domain (generally called “frequency domain” in the signal processing technique) comes from the fact that it allows more efficient coverage when the beams coincide with a hexagonal grid.
  • the invention therefore sets itself the aim of solving this problem, namely to offer both an efficient architecture and compatible with current integration technologies, the efficiency being expressed in terms of low mass, of simple implementation. , reliability and easy testing; and an optimized algorithm, the term "optimized" must in turn be included in criteria for technological rather than mathematical optimization.
  • the invention also relates to a structure for the mechanical implantation of such a network.
  • L I / N is an algebraic sequence called the modulo n residue sequence of the algebraic sequence LI, which is a two-dimensional lattice of integers.
  • the input values x (n) of equation (3) are determined (or alternatively the input values X (k) of equation (2)).
  • Equation (1) Since the periodicity matrix (equation (1)) is not a diagonal matrix, it is not possible to carry out a row / column decomposition in equation (2), which is the first condition required by the invention to get an efficient implantation.
  • Equation (10) can be rewritten as follows:
  • equation (13) therefore describes a conventional rectangular "DFT", with a row / column decomposition.
  • micro blocks which have been qualified in the above as “macro blocks”. These blocks are repeated in architecture.
  • det ( D ) can be expressed as the product of two numbers (ie p and q ) which are prime to each other.
  • decomposition into "DFT" of smaller dimension can be carried out directly in the case in two dimensions and not independently in the case in one dimension.
  • MPFA Anglo-Saxon name
  • the large two-dimensional "FFT” will consist of a layer of simple one-dimensional "DFT” (of order 3 or 4) for the "DFT” lines and at more than two layers of one-dimensional "DFT” of small dimension for the one-dimensional "DFT” of columns. There are therefore three layers in total.
  • a first case concerning an architecture of a beam former of moderate size in this case a hexagonal beam former of size 27 ⁇ 27, and a second case concerning a beam former more complex, in this case a 48 ⁇ 48 size beam former.
  • Equation (21) determines the input and output rearrangements.
  • Equation (19) can be rewritten as follows: in which the following expressions have been defined:
  • C (n 2 , k 1 ) can be defined as follows:
  • the architecture of the beam former can be determined so that it satisfies these equations (32) and (33), that is to say so that the transforms "DFT” and "IDFT” are carried out.
  • FIG. 5 illustrates the architecture of a hexagonal beam former CFH, of dimensions 27 ⁇ 27, according to the invention.
  • the CFH hexagonal beam former according to the invention comprises only two main layers of circuits.
  • it uses only one kind of cell, very simple, in this case circuits performing a one-dimensional "DFT" 3 points.
  • the CFH hexagonal beam former includes four sets of cells: 1 to 4, the set referenced 4 constituting one of the circuit layers.
  • This layer includes nine identical cells or modules, 41 to 47, performing a one-dimensional 3-point "DFT". Such a module will be described later with reference to FIG. 6.
  • the inputs of these cells, referenced e 1 to e 27 , from top to bottom in FIG. 5, are in number equal to the number of elements El i .
  • the second layer of circuits includes three games, referenced 1 to 3. Each of these games has 9 inputs and 9 outputs. Each set consists of two rows of 3 basic cells, each performing a 3-point "DFT". The two rows are connected by paths of the line / column links incorporating phase shifters: 111 to 133, 211 to 233 and 311 to 333, called CLC 1 to CLC 3 respectively, for games 1 to 3. Each game is provided with identical topology.
  • the three outputs of the first module for example module 11, are each connected to 0 ° phase shifters: 111, 112 and 113. In other words, the output signals are not phase shifted.
  • the three outputs of the second module, for example module 12, are connected, respectively to 0 °, 40 ° and 80 ° phase shifters: 121, 122 and 123.
  • the three outputs of the third module are connected, respectively to 0 °, 80 ° and 160 ° phase shifters: 131, 132 and 133.
  • the outputs of the first phase shifters of each set for example 111, 121 and 131, are connected to one of the three inputs (from top to bottom in FIG. 5) of the first module of the second row, for example module 14.
  • the outputs of the second phase shifters of each set for example 112, 122 and 132, are connected to one of the three inputs of the second module of the second row, for example module 15.
  • the outputs of the third phase shifters of each set for example 113, 123 and 133, are connected to one of the three inputs of the third module of the second row, for example module 16.
  • the outputs of the cells, 14 to 16, 24 to 26 and 34 to 36, of the second row of sets 1 to 3 are connected to the radiating elements in the following order, in accordance with the aforementioned rearrangement: El 1 , El 13 , El 16 , El 2 , El 14 , El 17 , El 3 , El 15 , El 18 , El 6 , El 20 , El 23 , El 7 , El 21 , El 4 , El 19 , El 22 , El 5 , El 12 , El 26 , El 9 , El 24 , El 27 , El 10 , El 25 , El 8 and El 11 (from top to bottom in the figure).
  • the first outputs of the first three cells, 41 to 43, of set 4 are connected to the first inputs of cells, 11 to 13, of the first row of set 1.
  • the first outputs of the following three cells , 44 to 46 are connected to the second inputs of the three cells, 11 to 13, and the first outputs of the last three cells, 47 to 49, to the third inputs of the three cells, 11 to 13.
  • the architecture of the hexagonal beam former according to the invention is therefore perfectly regular. In addition, it proves to be much less complex than the architecture of an equivalent hexagonal beam former according to the known art, such as that described, for example, in the aforementioned article by Chadwick.
  • the number of phase shifters is reduced to a minimum, according to one of the aims of the invention.
  • the hexagonal beam shaping architecture CFH which has just been described lends itself to very easy integration of a matrix of radiofrequency switches. By directly incorporating this matrix into the architecture of the shaper, a high degree of beam switching possibility is obtained. More precisely, the resulting architecture performs both the functions corresponding to a hexagonal beam former and those corresponding to a beam changer.
  • FIG. 6 schematically illustrates such an architecture, in the particular example of a hexagonal beam former CFH ', of dimensions 27 ⁇ 27. It takes up, in its entirety, the architecture of the shaper of FIG. 5 which it is useless to rewrite.
  • Each layer comprises nine matrixes of switches of dimensions 3 ⁇ 3: Co 11 to Co 19 , for the first layer Co 1 ; Co 21 to Co 29 , for the second layer Co 2 ; Co 31 to Co 39 , for the third layer Co 3 .
  • the first layer Co 1 is inserted between the inputs, e 1 to e 27 , and the inputs of the 3 ⁇ 3 cells, 41 to 49, of the circuits 4.
  • the second layer Co 2 is interposed between the outputs of the set of row / column connections 4a and the inputs of the cells of dimensions 3 ⁇ 3, 41 to 49.
  • the third layer Co 3 is inserted between the outputs of the three sets of row / column links, CLC 1 to CLC 3 , and the inputs of the 3 ⁇ 3 cells, 41 to 49.
  • crossbar reconfigurable circuits, divider-power mixer circuits, etc.
  • circuit layouts are limited by the insulation that can be reached between ports, insulation that decreases with the size of the switch matrix and / or with the associated insertion losses.
  • each signal propagates only through the switching circuits of a matrix of dimension 3 ⁇ 3, for a hexagonal beam former of dimensions 27 ⁇ 27.
  • the increase in insertion losses is negligible.
  • FIG. 7 very schematically illustrates the functional diagram of a circuit performing a one-dimensional "DFT" 3 points on three input signals, referenced I 1 to I 3 .
  • the output signals are referenced O 1 to O 3 .
  • it may be cell 11, it being understood that all the cells are identical.
  • It is a conventional circuit diagram, well known to those skilled in the art and which need not be described further. It is only useful to note that the connections between the inputs and the signal output O 3 are free of phase shifters. It is the same between I 1 and O 1 .
  • the direct links I 2 -O 2 and I 3 -O 3 include a phase shifter 120 °, ⁇ 22 and ⁇ 33 respectively.
  • the I 2 -O 3 and I 3 -O 2 cross links include a 240 ° phase shifter, ⁇ 23 and ⁇ 32 respectively.
  • the basic cells 11 to 49 can be produced by using miniaturization technologies, for example the technology known by the Anglo-Saxon name "GaAs MMIC” (for Monolithic Microwave Integrated Circuits on Gallium Arsenide ). Depending on the dimensions of the base cell, one or more "MMICs” chips will be required to integrate the cell.
  • the basic cell can be produced as illustrated in FIG. 8.
  • the cell 11, the functional diagram of which is illustrated by FIG. 7, is physically produced using radiofrequency "MMICs", integrating the circuits CI-1 to CI-3, each forming a 90 ° / 3 dB hybrid technology sub-cell, each having two inputs and two outputs, one of the outputs being 90 ° phase shifted.
  • the CI-2 sub-cell performs an asymmetrical division of the electrical power received, in the sense that 2/3 of the power is transmitted to the port marked "0" and 1/3 of the power to the port marked "-90".
  • the number of "MMICs" depends on the technological design. A solution based on a single chip is feasible if the total size of the chip remains compatible with the integration technologies used in the field.
  • the phase shift is obtained using capacitors and inductors, with localized constants, in the wavelength band "L” or "S”.
  • the additional phase shifters ⁇ -90 , ⁇ +30 and ⁇ +60 provide the phase shifts 120 ° and 240 ° of Figure 6.
  • the phase shifters 111 to 333 of Figure 5 could also be included in the "MMICs".
  • MMICs is (are) advantageously included (s) in a single microwave package.
  • MMICs in passive circuits based on circuits comprising only capacitors and inductances, a very high efficiency can be achieved during the manufacture of these, with low costs associated with this return.
  • FIG. 9 schematically illustrates the topology of a 3 ⁇ 3 cell according to a preferred embodiment of the invention.
  • capacitors and inductances are used, with localized constants, in the wavelength band "L” or "S".
  • the inductors are all marked “L” and the capacitors "C”, because these elements are all identical. This constitutes a first simplification.
  • the cell is extremely symmetrical and therefore easy to produce.
  • This 3 ⁇ 3 cell configuration allows, at a minimum, integration on a single "MMIC”. It is actually possible to integrate several cells on a single "MMIC" of larger dimensions, which is not possible to do simply for the cells produced in accordance with FIG. 8.
  • FIG 10 illustrates such an arrangement.
  • the capacitance C ′ is placed in parallel with a transistor T r of the MESFET type whose source and drain are at the potential of the earth M a .
  • this particular configuration is adopted for all the capacities of a 3 ⁇ 3 cell.
  • the initial two-dimensional "DFT” was converted into an "FFT” algorithm requiring only the calculation of a "DFT” of order 3 for the first level and of order 4 for the second and third levels. Only two types of one-dimensional "DFT” modules are used, 3 ⁇ 3 and 4 ⁇ 4 respectively.
  • FIG. 11 illustrates the architecture allowing the installation of a hexagonal beam former CFH ", according to the invention, of dimensions 48 ⁇ 48.
  • This architecture comprises two layers of circuits, comprising set 5 (one-dimensional "DFT” of order 3) for the first layer of circuits and sets 7 to 9 ("FFT" rectangular 4 ⁇ 4) for the second circuit layer.
  • the first set 5 is made up of 16 unidimensional 3 ⁇ 3 "DFT" cells, all identical, marked 51a - 54a, 51b - 54b, 51c - 54c and 51d - 54d (from bottom to top of Figure 11). Each cell has four inputs and four outputs. Only the extreme inputs e ' 1 and e' 48 have been identified so as not to overload the figure.
  • Sets 7 to 9 are made up of one-dimensional 4 ⁇ 4 "DFT" cells, also all identical, arranged in two rows of 4 modules to form what has been called above the second and third levels.
  • the first row includes cells 71 to 74, 81 to 84 and 91 to 94, for sets 7, 8 and 9, respectively.
  • the second row includes cells 75 to 78, 85 to 88 and 95 to 98, for sets 7, 8 and 9, respectively.
  • the two rows of cells are interconnected by line / column link paths marked 79, 89 and 99 for sets 7, 8 and 9, respectively. These paths are similar (well than slightly more complex) to those described in more detail with regard to the architecture of FIG. 5, relating to a hexagonal beam former of dimensions 27 ⁇ 27. They must check equation (44).
  • the first outputs of modules 71 to 74 are each connected to an input of cell 75, directly or via an additional phase shifter (in a similar manner to FIG. 5), the second outputs of cells 71 to 74 are each connected to an input of cell 76, and so on. It is the same, naturally for games 8 and 9.
  • first and second layers of circuits are interconnected by a path of connections, marked 6, and which will be described in more detail below.
  • the 48 outputs of cells 75 to 78, 85 to 88 and 95 to 98 are connected to the 48 radiating elements of the antenna (not shown in the figure).
  • the architecture of the hexagonal beam former according to the invention is therefore perfectly regular. In addition, it also turns out to be much less complex than the architecture of an equivalent hexagonal beam former according to known art such as, for example, than that described in the aforementioned article by Chadwick.
  • the matrices of the first layer have the same dimensions as the switching matrices described with reference to FIG. 6 since they must deliver signals on the three cell inputs of dimensions 3 ⁇ 3.
  • the matrices of the second and third layers are of 4 ⁇ 4 dimensions, the cells to be served being of 4 ⁇ 4 dimension.
  • the elementary matrices of switching circuits will have respective dimensions R ⁇ R, for the first layer, and N ⁇ N for the second and third layers.
  • the 3 ⁇ 3 “DFT” modules (51a to 54d) can be produced identically to the modules described in relation to FIGS. 7 and 8.
  • FIG. 12 very schematically illustrates the functional diagram of a one-dimensional 4 ⁇ 4 “DFT” calculation cell, for example the cell constituting the module 71; it being understood that all the modules 71 to 98 are identical.
  • the signal inputs have been marked I 1 to I 4 and the outputs O 1 to O 4 . All inputs are connected to all outputs (trellis), some directly (i.e. without phase shift): I 1 to all outputs, I 2 to O 1 , I 3 to O 1 and O3, d ' others via phase shifters.
  • I 2 is connected to O 2 by a phase shifter ⁇ '22 90 ° to O 3 by a phase shifter ⁇ ' 23 180 ° and O 4 by a phase shifter ⁇ '24 270 °.
  • I 3 is connected to O 2 by a 180 ° phase shifter 32 '32 and to 04 by a 180 ° phase shifter 34 ' 34 also.
  • I 4 is connected to O 2 by a phase shifter ⁇ '42 by 270 °, to O 3 by a phase shifter ⁇ ' 43 by 180 ° and to O 4 by a phase shifter ⁇ '44 by 90 °.
  • the 4 ⁇ 4 cells can be produced in the form of modules based on “MMIC” in Gallium Arsenide (AsGa).
  • FIG. 13 illustrates an example of integration of the basic cell "DFT" 4 ⁇ 4, for example cell 71, the functional diagram of which has just been recalled.
  • the module includes one or more "MMICs” in hybrid technology, integrating circuits CI-41 to CI-44 with two inputs and two outputs, including a direct output (without phase shift, indicated by an arrow in the figure) and a phase-shifted output 180 °.
  • the circuit CI-43 receives, at the input, the input signals I 1 and I 4 .
  • hybrid technology means that it is a circuit with four ports: two input ports and two output ports.
  • a signal present on a first input port (I 1 for example for the CI-43 circuit) is divided into two signals of the same power and of the same phase, transmitted to the two output ports, and that '' a signal present on the second input port (indicated by an arrow in figure 13: I 2 for example for the CI-43 circuit) is divided into two signals of the same power and of opposite phase, transmitted to the two ports of exit.
  • the circuit CI-44 receives as input the signals of the inputs I 2 and I 3 .
  • the direct output of the CI-43 circuit is crossed and connected to the first input of the CI-42 circuit (left in the figure).
  • the phase-shifted output of circuit CI-44 is crossed and transmitted to the second input of circuit CI-42 (right in the figure).
  • the exit direct from circuit CI-44 is transmitted, via an additional phase shifter ⁇ -90 to the second input of circuit CI-42 and the phase-shifted output of circuit CI-41 is transmitted to the first input of circuit CI-41.
  • the first and second outputs of the CI-41 circuit constitute the outputs O 1 and O 3 , respectively.
  • the first and second outputs of the CI-42 circuit constitute the outputs O 2 and O 4 , respectively.
  • FIG. 14 schematically illustrates the topology of a 4 ⁇ 4 cell according to a preferred embodiment of the invention.
  • capacitors and inductors are used, with localized constants, in the wavelength band "L” or "S".
  • the inductors are all marked “L” and the capacitors "C”, because these elements are all identical.
  • the cell is extremely symmetrical and therefore easy to produce.
  • This 4 ⁇ 4 cell configuration allows, at a minimum, their integration on a single "MMIC” and it is actually possible to integrate several cells on a single “MMIC” of larger dimensions.
  • the integration rate can be increased in large proportions.
  • FIG. 15 illustrates a first example of layout for a low complexity shaper ("normal" dimensions), for which the basic cells have been integrated on single "MMICs".
  • This example corresponds to a CFH hexagonal beam shaper of dimensions 27 ⁇ 27, as described in FIG. 5.
  • the same references have been kept to designate the elements thereof.
  • the CFH hexagonal beam former is installed in "2D", that is to say on a plane, for example a printed circuit board PCB. It comprises three layers of "MMICs” grouping, respectively, cells 4, cells 11 to 33 of the first row and cells 14 to 36 of the third row.
  • the interconnection lines of assemblies 4a and CLC 1 to CLC 3 are produced in multilayer technology. Examples of practical implementation will be detailed below.
  • FIG. 16 illustrates an example of physical layout of a CFH hexagonal beam former according to the invention of larger dimensions: second case mentioned above.
  • the base cells, 41 to 49, of the first layer of circuits are arranged on as many flat supports (printed circuit boards for example), all parallel to one another.
  • An exemplary embodiment will be detailed below, in relation to the description of FIG. 18.
  • the three sets, 1 to 3, making up the second layer of circuits, are each arranged on a support, also flat. These three planes are arranged at right angles to the planes formed by the supports of cells 41 to 49.
  • the first outputs of all the cells in set 4 are connected, only, to the inputs of set 1, the second outputs at the inputs of game 2 and the third outputs at the inputs of game 3. It is therefore easy to carry out in these circumstances the connection path connecting the first layer of circuits (set 4) to the second layer of circuits (sets 1 to 3), since the respective supports are in orthogonal planes.
  • the connectors C 1 to C 3 can be made integral with the supports of the cells 41 to 49. It then suffices to insert the three supports of the sets 1 to 3 in these connectors. No link crossing is necessary.
  • FIG. 17 illustrates an example of installation of a very large hexagonal beam former.
  • the assembly is carried out on the faces of a cube-shaped support S.
  • the sixteen 4 ⁇ 4 "DFT" modules can be grouped on a first side S 1 of this cube and rearranged in the form of a matrix comprising 4 rows and 4 columns of modules: 51a-54a, 51b-54b, 51c-54c and 51d-54d, respectively.
  • Each module has three input connections, only two of which, e ' 1 and e' 48 , for all the modules have been identified so as not to overload the figure unnecessarily.
  • the three sets 7, 8 and 9 of the second layer of circuits are arranged, for their part, on three faces of the cube, for example the upper face (in the figure) S 2 , the face S 3 , opposite the face S 1 , and the underside S 4 .
  • these faces are provided with four connectors, parallel to each other, in which will be inserted plates of rectangular parallelepiped shape, supports for modules 71-74, 81-84 and 91-94, for games 7, 8 and 9, respectively.
  • the assembly of the face S 2 has been identified and detailed (set 7). It should however be clear that this assembly is repeated in a similar manner on the faces S 3 and S 4 , for games 8 and 9.
  • the connectors fixed to the face S 2 are marked C 71 to C 74 .
  • a plate is inserted, supporting the modules 71 to 74, respectively.
  • the routing of the links (79, 89 and 99) interconnecting the first row of modules to the second row of modules makes it possible to physically carry out this routing in a very simple manner. It suffices to produce these modules (for example, modules 75 to 78) also in the form of plates.
  • Four rows of connectors, C 75 to C 78 , of module modules 71 to 74 are made integral, on the sides opposite to the connectors C 71 to C 74 .
  • the connectors C 75 to C 78 are mutually parallel and orthogonal to the connectors C 71 to C 74 .
  • each of these connectors is one of the plates, 75 to 78, respectively.
  • this arrangement is repeated for games 8 and 9, arranged on the sides S 3 and S 4 .
  • Each module has four output connections, of which only one, El ' 1 , for all the modules has been identified so as not to overload the figure unnecessarily.
  • the sixteen modules 51a to 54d comprising a total of 48 outputs (four per module), the connections 6 between the face S 1 and the three other faces can be produced, for example, using 48 coaxial cables.
  • the outgoing bundle 60 of 48 cables is divided into three sub-bundles of 16 cables: 61, 62 and 63, distributed at the inputs of the modules of sets 7, 8 and 9, respectively.
  • these cables will have to be adapted in phase and in insertion loss. We will also choose the constituent materials so that they have good temperature stability.
  • This material layout can be extended to more complex beam shapers. As the dimensions of these become larger, we can use the two free faces of the cube. When the complexity increases further, we can use, not a cube, but a polyhedral structure. Naturally, the structure of the basic cells constituting the modules also changes with the complexity of the hexagonal beam former.
  • the material structure of the hexagonal beam former shown in FIG. 16 (of dimensions 27 ⁇ 27 in the example illustrated), is a particular case which can be described as "limit" by compared to the more general structure shown in Figure 17. Indeed, it can be argued, in this particular case, that the supporting structure could have been reduced to its simplest expression, that is to say to a plane.
  • the connectors C 1 to C 3 play a role similar to the role played by the connectors C 74 to C 78 . It is no longer useful to have recourse to a bundle of coaxial cables, the connections between the cells of the first layer of circuits (4) and the second layer of circuits (1 to 3) being able to take place directly.
  • the modules of the second and third levels were, due to the low complexity of the circuits, arranged on a single wafer, which made it possible to eliminate the assembly using connectors between these modules as in the case of the shaper of dimensions 48 ⁇ 48 which has just been described (FIG. 17).
  • a cubic or even polyhedral structure could also have been used to mechanically implant the hexagonal beam shaper, of dimensions 27 ⁇ 27.
  • the modules 41 to 43 (set 4: FIG. 5) would be arranged on the face S 1 and the modules of the sets 1 to 3 (FIG. 5) on the faces S 2 to S 3 , respectively.
  • the second and third levels could have been separated.
  • the interconnections would then be made using connectors playing a role similar to connectors C 71 to C 78 .
  • the interconnections between the modules of the set 4 and the other modules could then be carried out, also, by using coaxial cables.
  • this structure while remaining consistent with the teaching of the invention, would however be more complex than that described with regard to FIG. 16.
  • the material constituting the cubic structure must be used as support. Various materials can be chosen. We will select a light material such as aluminum.
  • the connectors of the second stage establish the necessary interconnections between the modules of the second and third levels, in a manner very similar to what has been described in relation to FIG. 17.
  • the interconnections between the outputs of the N 2 modules of the first level and the inputs of the other modules require N t connections (trellis). They can be carried out, as before, using N t coaxial cables, adapted in phase and in insertion losses, and stable in temperature.
  • the general rule can be stated as follows: the outputs of rank i of each cell are each connected to one of the cell inputs of the independent game similarly rank ; with i ⁇ ⁇ 1, R ⁇ .
  • the rule is as follows: the output of row j of each cell of the first row is connected to an input of the cell of the same second row rank; with j ⁇ ⁇ 1, N ⁇ .
  • planar multilayer technology with radio frequency crossings.
  • Figure 18 illustrates such an arrangement.
  • the set of module 1 in FIG. 5 was taken as an example. This set comprises two rows of three 3 ⁇ 3 one-dimensional "DFT" cells: 11-13 and 14-16, respectively. It is assumed that it is produced on a single support which merges with the set 1 itself.
  • the connections between the modules of the two rows are effected by means of transmission lines arranged on two levels of a dielectric.
  • the latter also serves as a support for cells or modules 11 to 16.
  • the links 110 (cell 11 to cell 14), 111 (cell 11 to cell 15), 122 (cell 12 to cell 15), 132 (cell 13 to cell 15 ) and 133 (cell 13 to cell 16) occupies only one level (upper plane).
  • the links 112 (cell 11 to cell 16), 121 (cell 12 to cell 14), 123 (cell 12 to cell 16) and 131 (cell 13 to cell 14) occupy two levels (upper and lower planes).
  • Each of these links is divides into three sections: 112-112'-112 ", 121-121'-121", 123-123'-123 "and 131-131'-31", respectively.
  • the "lower” transmission lines are connected to the "upper” transmission lines using radio frequency feed-throughs: 1120-1121, 1210-1211, 1230-1231 and 1310-1311, respectively.
  • the dielectric material taking into account the frequency range used, is of the type known as "soft" substrates. More specifically, the material used can be, for example, Teflon, loaded or not with ceramic, or alumina.
  • adaptation elements or circuits may be necessary near the radio frequency crossings.
  • Ribbon-type lines are used, in thick or thin film depending on the precise application and the manufacturing methods involved.
  • the element shown, in section, in this figure comprises three parallel metallic ground planes PM 1 , PM 2 and PM 3 and, between these ground planes, two layers, D 1 and D 2 , forming supports, of dielectric material.
  • Two metallic ribbon lines, an upper line L 1 and a lower line L 2 are buried in the dielectric supports, respectively in D 1 and D 2 .
  • a radiofrequency crossing TR 1 in the form of a metallized hole.
  • an orifice of larger diameter, or more generally of larger dimensions is produced in the intermediate ground plane M 2 .
  • the latter plays the role of radio screen between the two lines L 1 and L 2 . This arrangement therefore ensures a very high level of radiofrequency insulation.
  • Another solution would be to provide a waveguide line on one level and a ribbon line on the other.
  • This solution offers a minimum of complexity, however the radiofrequency insulation is not as important as that offered by the ribbon lines. However, a sufficient degree of insulation can be achieved by increasing the thickness of the dielectric.
  • the mass per node "BFN" (from the Anglo-Saxon “BeamForming Network") is less than 1 g.
  • the number of nodes is defined as the product of the number of beams by the number of radiating elements.
  • a ratio of 10 g per node is commonly accepted as a reference ratio when total mass estimates are made for conforming networks of radiofrequency beams, using the usual technologies in the field.
  • the architecture of the invention therefore allows a reduction in the total mass in a ratio of about 1 to 10.
  • the invention cannot be confined to this single type of application. It applies to all radio frequency antennas of the network antenna type with phase control for the generation of multiple beams.

Abstract

L'invention concerne un réseau conformateur de faisceaux (CFH") comprenant des circuits opérant une Transformée de Fourier Discrète "DFT" bidimensionnelle hexagonale sur des signaux d'entrée de manière à commander les éléments rayonnants d'une antenne. Le nombre d'entrées étant égal à Nt, avec Nt= N<2>×R, les circuits comprennent une première couche (5) constituée de N cellules identiques (51a à 54d) opérant une "DFT" unidimensionnelle R×R et une seconde couche constituée de R jeux indépendants (7, 8, 9), chaque jeu comprenant des première (71 à74, 81 à 84, 91 à 94) et seconde (75 à 78, 85 à 88, 95 à 98) rangées de N cellules identiques opérant une "DFT" unidimensionnelle N×N. L'invention concerne également la structure d'implantation mécanique d'un tel réseau (CFH"). Application notamment à la commande d'antennes radiofréquences du type réseau à la commande de phase pour la génération de faisceaux multiples, embarquée sur un satellite. <IMAGE>

Description

  • L'invention concerne un réseau conformateur de faisceaux pour antenne radiofréquence mettant en oeuvre la Transformée de Fourier Rapide, que l'on appellera dans ce qui suit, pour des raisons de simplification, "FFT" (abréviation communément utilisée de l'expression anglo-saxonne "Fast Fourier Transform").
  • Elle concerne également une structure matérielle implantant un tel réseau.
  • L'invention s'applique avantageusement, mais non exclusivement, au domaine des antennes du type antenne réseau à commande de phase pour la génération de faisceaux multiples pour des applications embarquées sur satellites.
  • Les conformateurs radiofréquences de faisceaux conventionnels, pour les applications comportant un grand nombre de faisceaux synthétisés et un grand nombre d'élément rayonnant sur l'antenne, ne sont guère utilisables, du fait de leur masse. On recourt plutôt à des conformateurs de faisceaux de fréquence intermédiaire ("FI"), voire à des conformateurs numériques en bande de base, avec l'impact en consommation de puissance que cela implique.
  • L'article de P.S. Hall et S.J. Vetterlein : "Review of Radio Frequency Beamforming Techniques for Scanned and Multiple Beam Antennas", pages 293-303, publié dans "IEE Proceedings", Vol. 137, Pt. H., N° 5, octobre 1990, passe en revue les principales techniques utilisées pour la conformation de faisceaux radiofréquences.
  • Parmi celles-ci, la technique dite de "Matrice de Butler", décrite au paragraphe 4.2 de cet article (voir aussi figure 15), autorise une implantation compacte avec un minimum de circuits de couplage. A priori, de telles matrices de Butler sont appropriées pour la réalisation de réseaux linéaires. En ce qui concerne les réseaux plans à commande de phase mettant en oeuvre des arrangements rectangulaires d'éléments rayonnants, il est possible d'implanter le conformateur de faisceaux en utilisant également des matrices de Butler linéaires.
  • Cependant, la taille maximale d'une matrice de Butler (et donc le nombre maximum de faisceaux et d'éléments rayonnants de l'antenne) est limitée par plusieurs facteurs, comme indiqué ci-dessous :
    • 1) Les tolérances de fabrication : quand la taille de la matrice s'accroît, les décalages de fréquence entre les éléments rayonnants adjacents deviennent plus faible. Une commande plus fine des caractéristiques de phase s'avère nécessaire. On peut admettre, comme rappelé dans l'article précité, que la taille maximale d'une matrice de Butler, mettant en oeuvre la technologie dite "microstrip" (microruban), est de 64×64.
    • 2) La topologie complexe des connexions (cheminement) entre couches de coupleurs : comme il est aisé de le constater sur la figure 1 annexée à la présente description, pour une matrice de Butler, de dimensions 16×16, un cheminement complexe de lignes de connexions est nécessaire. Les circuits du conformateur de faisceau à matrice de Butler se répartissent selon deux niveaux (Niveaux 1 et 2), comprenant chacun quatre cellules, Cel1 à Cel4 et Cel'1 à Cel'4, respectivement. Aux liaisons 1 à 16 correspondent seize liaisons 1' à 16'. Une très grande isolation électrique entre ces liaisons est nécessaire. Cette complexité rend les technologies du type "plan" (connues sous le sigle anglo-saxon "planar" : guides à rubans, lignes microbandes) difficiles à mettre en oeuvre.
    • 3) Les exigences concernant les transitions entre faisceaux : Si on considère une antenne réseau linéaire comprenant N éléments rayonnants, un conformateur de faisceaux à matrice de Butler, de dimensions N×N, génère un jeu de N faisceaux avec des niveaux de transition de -4 dB.
  • Ce niveau est certainement trop faible pour les applications préférentielles visées par l'invention, à savoir les applications spatiales. Un niveau de l'ordre de -1 dB est exigé. Une solution bien connue consiste à surdimensionner le conformateur et à utiliser seulement une partie de la matrice. A titre d'exemple, en utilisant une matrice de dimensions 2N×2N, on obtient un niveau de transition de -1.5 dB.
  • Il est cependant aisé de comprendre que ce surdimensionnement du conformateur de faisceau à matrice de Butler ait un impact direct sur sa masse, sur ses tolérances de fabrication et accroisse les difficultés liées à la complexité des connexions.
  • En outre, pour les applications spatiales, on utilise normalement des antennes réseaux avec une topologie de grille hexagonale au lieu de rectangulaire. On obtient une efficacité plus grande en ce qui concerne la compacité : le nombre d'éléments rayonnants requis, comme il est bien connu, est moins important, pour la même couverture. Cependant, dans ce cas, une implantation simple du type ligne/colonne, comme décrit en relation avec les conformateurs à matrice de Butler, n'est plus possible.
  • Un autre configuration a été proposée par G.G. Chadwick et al., dans : "An Algebraic Synthesis Method for RN2 Multibeam Matrix Network", paru dans "Antenna Applications Symposium", Monticello (Illinois, USA), 23-25 septembre 1981, "Proceedings". Cette configuration est très similaire au concept de "matrice de Butler" : ces deux configurations constituent, en réalité, une implantation directe en radiofréquence de l'algorithme "FFT".
  • Bien qu'intéressante, cette configuration amène cependant les mêmes remarques que précédemment en ce qui concerne la masse, les tolérances de fabrication, le cheminement des liaisons et les niveaux de transition entre faisceaux adjacents.
  • En outre, comme il ressort clairement de la figure 12 de la publication précitée, un grand nombre de circuits déphaseurs, placés à deux niveaux, est utilisé. Enfin, les circuits sont très peu modulaires. A l'exception de cellules à trois entrées et trois sorties, il n'y a pas de modules répétitifs.
  • Or, comme il est bien connu, lorsqu'on se trouve en présence de circuits très complexes, cet aspect est très important pour les aspects coûts de fabrication, possibilités d'intégration et facilité de tests. A titre d'exemple, un module est naturellement plus facile à réaliser et moins coûteux à remplacer, en cas de défectuosité, qu'un circuit complexe. La technologie connue limite l'intégration à des circuits d'une certaine dimension et d'une certaine complexité. Des circuits répétitifs relativement peu complexes peuvent donc être réalisés sous forme de circuits intégrés, dont la fiabilité est généralement plus grande que celle des circuits discrets. Enfin, sans que cela soit exhaustif, la complexité des programmes de tests augmente, généralement de façon non linéaire, avec la complexité des circuits à tester.
  • En résumé, il peut être admis que la technologie des antennes radiofréquences, notamment pour les applications spatiales (antennes embarquées sur satellite), impose un certain nombre de contraintes, dont certaines vont maintenant être rappelées.
  • De façon générale, l'antenne a une forme hexagonale. Cependant dans le cadre de l'invention, l'antenne pourra être également de forme triangulaire.
  • Il est tout d'abord nécessaire de mettre en oeuvre une architecture efficace (le terme "efficace" devant être compris en termes de technologie et de faible complexité). L'algorithme de traitement de signal doit faire appel à Transformée de Fourier Discrète, qui sera appelée dans ce qui suit, pour des raisons de simplification, "DFT" (abréviation de l'expression anglo-saxonne couramment utilisée "Discrete Fourier Transform"). Cette "DFT" opère sur une suite de signaux à échantillonnage d'alimentation des éléments rayonnants de l'antenne de type hexagonal, de telle sorte que les coefficients résultant de la "DFT" soient également à échantillonnage de type hexagonal dans le domaine de la transformée (c'est-à-dire représentant le centre des faisceaux).
  • L'exigence concernant échantillonnage de type hexagonal dans le domaine d'origine (généralement appelé "domaine temporel" dans la technique du traitement de signal) est essentiellement due à la forme usuellement hexagonale de l'antenne. L'exigence concernant échantillonnage de type hexagonal dans le domaine de la transformée (généralement appelé "domaine fréquentiel" dans la technique du traitement de signal) vient du fait qu'il permet une couverture plus efficace quand les faisceaux coïncident avec une grille hexagonale.
  • L'invention se fixe donc pour but de résoudre ce problème, à savoir d'offrir tout à la fois une architecture efficace et compatible avec les technologies d'intégration actuelles, l'efficacité s'exprimant en termes de faible masse, de réalisation simple, de fiabilité et de test aisé ; et un algorithme optimisé, le terme "optimisé" devant à son tour être compris dans des critères d'optimisation technologique plutôt que mathématique.
  • L'invention a donc pour objet un réseau conformateur de faisceaux pour antenne radiofréquence comprenant un nombre déterminé d'éléments rayonnants pour la génération de faisceaux multiples, ledit réseau conformateur comprenant un nombre déterminé d'entrées de signaux, un nombre de sorties de signaux de commande des éléments rayonnants égal audit nombre prédéterminé d'entrées de signaux et effectuant sur les signaux d'entrées une transformée discrète de Fourier hexagonale bidimensionnelle, caractérisé en ce que ledit nombre prédéterminé d'entrées et de sorties étant égal à N t , avec N t = R×N 2 , R et N étant des nombres entiers, les circuits composant ledit réseau conformateur de faisceaux sont divisés en des premières et secondes couches de circuits effectuant, respectivement, une transformée discrète de Fourier unidimensionnelle de lignes et une transformée discrète de Fourier unidimensionnelle de colonnes ;
    • en ce que la première couche de circuits est constituée d'une rangée de N 2 cellules munies chacune de R entrées et de R sorties, chaque cellule recevant un signal présent sur l'une desdites N t entrées et effectuant, sur les signaux présents sur ses R entrées, une transformée discrète de Fourier unidimensionnelle ;
    • en ce que la seconde couche de circuits est constituée de R jeux indépendants de cellules, munies chacune de N entrées et N sorties, chaque jeu comportant une première et une seconde rangée de N cellules, chaque cellule effectuant, sur les signaux présents sur ses N entrées, une transformée discrète de Fourier unidimensionnelle ; chacune des sorties des cellules de ladite seconde rangée commandant un desdits éléments rayonnants ;
    • en ce que lesdites première et seconde couches de circuits sont reliées par un premier ensemble d'interconnexions, établissant des connexions entre les sorties des cellules de ladite rangée de N 2 cellules et les entrées des N cellules de la première rangée des R jeux indépendants de cellules ; les sorties de rang i de chaque cellule étant connectées, chacune, à l'une des entrées de cellule du jeu indépendant de même rang ; avec i ∈ {l, R};
    • et en ce que lesdites première et seconde rangées de cellules de chacun desdits R jeux indépendants sont reliées par un second ensemble d'interconnexions, établissant des connexions entre les sorties des N cellules de la première rangée et les entrées des N cellules de la seconde rangée ; la sortie de rang j de chaque cellule du premier rang étant connectée à une entrée de la cellule de même rang de la seconde rangée ; avec j ∈ {l, N}.
  • L'invention concerne également une structure pour l'implantation mécanique d'un tel réseau.
  • Elle concerne enfin l'application de ce réseau à la commande d'antennes radiofréquences du type réseau à commande de phase pour la génération de faisceaux multiples, notamment d'une antenne à grille hexagonale embarquée sur un satellite.
    • La figure 1 illustre schématiquement un conformateur de faisceaux à matrice de Butler de dimensions 16×16 selon l'art connu ;
    • La figure 2 représente schématiquement la topologie d'une région élémentaire du support des éléments rayonnants d'une antenne du type antenne réseau à commande de phase ;
    • La figure 3 représente schématiquement la duplication de cette région élémentaire sur un fragment plus important du support ;
    • La figure 4 représente schématiquement une région du support des éléments rayonnants pour un réseau hexagonal de dimensions 27×27 ;
    • La figure 5 illustre schématiquement l'architecture fonctionnelle d'un conformateur de faisceaux du type hexagonal selon l'invention de dimensions 27× 27 ;
    • La figure 6 illustre schématiquement l'architecture fonctionnelle d'un conformateur de faisceaux du type hexagonal selon l'invention de dimensions 27× 27, incorporant des commutateurs ;
    • Les figures 7 et 8 illustrent le schéma fonctionnel et la topologie des circuits d'une cellule de base de dimension 3×3 utilisée de façon répétée pour la réalisation du conformateur de la figure 5 ;
    • La figure 9 illustre la topologie des circuits d'une cellule de base de dimension 3×3 utilisée de façon répétée pour la réalisation des conformateurs des figures 5 ou 6, selon un second mode de réalisation ;
    • La figure 10 illustre une variante de ce second mode de réalisation ;
    • La figure 11 illustre schématiquement l'architecture fonctionnelle d'un conformateur de faisceaux du type hexagonal selon l'invention de dimensions 48× 48 ;
    • Les figures 12 et 13 illustrent le schéma fonctionnel et la topologie des circuits d'une cellule de base de dimension 4×4 utilisée de façon répétitive pour la réalisation du conformateur de la figure 11 ;
    • La figure 14 illustre la topologie des circuits d'une cellule de base de dimension 4×4 utilisée de façon répétée pour la réalisation du conformateur de la figure 11, selon un second mode de réalisation ;
    • La figure 15 illustre schématiquement un premier exemple d'implantation physique d'un conformateur de faisceaux ;
    • La figure 16 illustre schématiquement un deuxième exemple d'implantation physique d'un conformateur de faisceaux, particulièrement approprié pour un conformateur de grandes dimensions ;
    • La figure 17 illustre schématiquement un troisième exemple d'implantation physique de ce conformateur de faisceaux, particulièrement approprié pour un conformateur de très grandes dimensions;
    • La figure 18 illustre la réalisation d'un cheminement d'interconnexions mettant en oeuvre la technologie dite "planar" ;
    • La figure 19 illustre un exemple de réalisation de ligne de transmission du type ruban pouvant être utilisée comme élément de liaison.
  • Comme il a été rappelé, parmi les contraintes de la technologie radiofréquence, il est nécessaire de mettre en oeuvre une architecture efficace qui opère la transformée "DFT" d'une suite bidimensionnelle de signaux à échantillonnage hexagonal (c'est-à-dire des entrées de signal à un élément d'antenne qui est placé sur une grille de topologie hexagonale) de telle sorte que les coefficients résultant de la "DFT" soient aussi à échantillonnage hexagonal dans le domaine de la transformée (représentant le centre des faisceaux).
  • L'architecture doit avoir les caractéristiques suivantes :
    • 1. Il doit être fait usage d'une décomposition lignes/colonnes ;
    • 2. L'architecture doit être modulaire et faire appel à un très petit nombre de blocs fonctionnels (un ou deux) qui sont répétés et dont la complexité reste compatible avec les contraintes des technologies d'intégration habituelles à ce type d'application ;
    • 3. L'architecture doit offrir un degré de modularité additionnel tel que plusieurs blocs fonctionnels puissent être interconnectés pour former un bloc que l'on peut qualifier de "macro bloc" et qui peut être utilisé dans différentes parties de l'architecture dans sa globalité ;
    • 4. Le nombre de déphaseurs associés aux interconnexions doit être minimisé.
  • L'algorithme mathématique mis en oeuvre dans le conformateur de faisceaux selon l'invention doit être compatible avec les contraintes de l'architecture qui viennent d'être rappelées.
  • On va tout d'abord rappeler les principales propriétés et caractéristiques d'un algorithme "DFT" bidimensionnel hexagonal. Seules les caractéristiques nécessaires à l'invention seront explicitées en détail, le fondement mathématique d'une telle transformée étant bien connu per se. On pourra de nouveau se référer avantageusement, par exemple, à l'article de G.G. Chadwick et al. précité pour une explication plus détaillée de cet algorithme appliqué aux antennes radiofréquences du type réseau à commande de phase.
  • Les étapes décrites ci-après sont suivies :
    • 1. Il est tout d'abord nécessaire de déterminer les régions du support des deux domaines de transformée, c'est-à-dire d'établir, dans l'espace bidimensionnel d'origine, comment sont répartis les éléments rayonnants de l'antenne et, dans l'espace bidimensionnel de transformée, comment sont répartis les centres des faisceaux. Ces deux régions de support sont caractérisées par deux nombres, à savoir N 1 et N 2 , et sont dotées d'une forme sensiblement hexagonale comme illustré par la figure 2.
      Les éléments d'indice i, El i , sont donc compris dans un hexagone repéré par rapport à deux axes arbitraires orthonormés yx. Le côté inférieur, de dimension N 1 , est confondu avec l'axe x et le côté supérieur, de dimension N 1 +1, est parallèle à cet axe x. Les côtés latéraux, de dimensions N 2 et N 2 +1, sont inclinés par rapport à l'axe x d'un angle α et d'un angle (π - α), respectivement, avec α peu différent de 45° dans l'exemple décrit. La légère asymétrie simplifie beaucoup l'explication des calculs mathématiques, mais n'a pas d'incidence sur le système selon l'invention, car dans un cas réel, seuls les éléments nécessaires à l'intérieur de la région de support peuvent être sélectionnés, région qui peut avoir une forme symétrique.
    • 2. Dans une deuxième étape, la périodicité de la matrice N est déterminée. Celle-ci constitue une matrice caractéristique de la transformée bidimensionnelle utilisée dans le cadre de l'invention. Elle doit être sélectionnée de telle manière qu'elle concerne un signal à échantillonnages hexagonal dont la transformée de Fourier est aussi un signal à échantillonnages hexagonal. Cette matrice peut prendre la forme suivante :
      Figure imgb0001
    • 3. Dans une troisième étape, on écrit les transformées de Fourier Discrètes (Directe) et Inverse : "DFT" et "IDFT". Elles peuvent être déterminées à partir des équations suivantes :
      Figure imgb0002
      Figure imgb0003
  • L'expression L I/N est une suite algébrique appelée la suite de résidus modulo n de la suite algébrique LI, qui est un treillis bidimensionnel de nombres entiers. En particulier, L I/N est une suite de classes d'équivalence, dont la classe générique [n] est donnée par l'expression : [n] = {m,n ∈ L I de telle manière que n = m (mod N)}
    Figure imgb0004
     [n] étant l'une des représentations possibles de cette classe.
  • De façon analogue, L I/N T est une suite de résidus modulo N T de LI, et de ce fait une suite de classes d'équivalence, pour laquelle une classe générique [k] est donnée par l'expression : [ k ] = {j,k ∈ L I de telle manière que k =j (mod N T )}
    Figure imgb0005
     [k] est une des représentations possibles de cette classe.
  • On va considérer l'une des suites, à titre d'exemple la suite L I/N . Le nombre de classes de résidus de la suite L I/N est appelé l'index de L I dans L N . Le nombre de classes de résidus, et donc de points à considérer dans l'équation (3), devient égal à |det(N)|, qui est lui-même égal à [(2N1 x N2) + N2 2] (Voir Equation (1)). Il existe une infinité de sélections possibles pour les suites représentatives de L I/N puisque le nombre de représentations d'une classe d'équivalence donnée est infini.
  • Lors d'une quatrième étape, les valeurs d'entrées x(n) de l'équation (3) sont déterminées (ou de façon alternative les valeurs d'entrée X(k) de l'équation (2)).
  • La procédure suivante est suivie (seul le cas de la détermination de x(n) est illustré, puisqu'on procède à des opérations équivalentes pour déterminer X(k)) :
    • a) Dans un espace bidimensionnel comprenant les éléments rayonnants comme illustré par la figure 2, on définit deux nouveaux axes, respectivement n 1 et n 2 , n 1 étant confondu avec l'axe x et n 2 formant un angle α avec cet axe (c'est-à-dire étant confondu avec le côté de dimension N 2 + 1 de l'hexagone). En outre, chaque élément rayonnant est repéré par rapport à ces nouveaux axes : x(n 1 , n 2 ).
    • b) On génère ensuite, comme illustré plus particulièrement par la figure 3 (duplications Rpi), une extension périodique du signal x(n 1 , n 2 ) en générant des répétitions du signal original définies comme : x(n 1 - ( r 1 ×N 2 + r 2 ×(N 1 + N 2 ), n 2 - ( r 1 x 2N 2 + r2xN 2 )) ;
      Figure imgb0006
       N 1 et N 2 étant les nombres entiers précédemment définis et r1 et r2 des nombres arbitraires, et dont les coordonnées sont exprimées par rapport aux axes n 1 et n 2 . Ces répétitions permettent de couvrir entièrement l'espace bidimensionnel. Le jeu initial de points x(n 1 , n 2 ), avant répétition, est appelé période fondamentale. La relation suivante est satisfaite : x(n 1 , n 2 ) = x(n 1 - ( r 1 ×N 2 + r 1 ×(N 1 + N 2 )), n 2 - ( r 1 x2N 2 + r 2 ×N 2 ))
      Figure imgb0007
       r 1 et r 2 étant des entiers arbitraires.
    • c) Finalement, on peut effectuer une correspondance entre x(n) et x(n(1)) et x(n(2)) dans la représentation étendue, n(1) et n(2) étant définis comme les deux coordonnées qui définissent la représentation des classes d'équivalence [n] de L I/N . X(n) = x(n(1), n(2))
      Figure imgb0008
       avec n = n(1), n(2))
      Figure imgb0009
  • A partir de ce résultat, il devient possible de déterminer une architecture du réseau conformateur de faisceaux selon l'invention. On peut résumer les étapes précédantes comme suit :
    • a) Détermination des éléments (jeu des représentations [n]) de L I/N (ou alternativement de L I/N T );
    • b) détermination des valeurs de x(n) selon l'équation (3) (ou alternativement de X(k) selon l'équation (2)) ;
    • c) Application de l'équation (2) pour la "DFT" (Directe) ou pour la "IDFT".
  • Jusqu'à ce point, la procédure a constitué en une simple reformulation du problème selon une représentation algébrique appropriée. En réalité, la "DFT" de l'équation (2) n'a pas recours à un algorithme rapide et, en conséquence, ne satisfait aucun des critères que se fixe l'invention.
  • Puisque la matrice de périodicité (équation (1)) n'est pas une matrice diagonale, il n'est pas possible de réaliser une décomposition lignes/colonnes dans l'équation (2), qui est la première condition requise par l'invention pour obtenir une implantation efficace.
  • Pour résoudre ce premier problème, il est nécessaire de réaliser les étapes suivantes :
    • a) Décomposition de la matrice périodique N en ce qu'il est appelé une forme normale de Smith. Cette décomposition est toujours possible. On obtient une relation matricielle de la forme : N = U.D.V
      Figure imgb0010
       relation dans laquelle U et V sont des matrices unimodulaire entières (c'est-à-dire pour lesquelles la relation suivante est satisfaite : det(U) = det(V) = 1, et D est une matrice diagonale entière de la forme :
      Figure imgb0011
       matrice dans laquelle d 1 est un diviseur de d 2 .
    • b) Substitution de l'équation (8) dans l'équation (3) par laquelle on obtient :
      Figure imgb0012
             avec k ∈ L I/N T .
  • En définissant n̂=U -1 .n (11) et k̂=(V -1 ) T .k (12), l'équation (10) peut être réécrite comme suit :
    Figure imgb0013
  • La matrice D étant une matrice diagonale, l'équation (13) décrit de ce fait une "DFT" rectangulaire conventionnelle, avec une décomposition lignes/colonnes.
  • Il est à noter que les nouvelles variables introduites (voir (11) et (12)) sont isomorphes avec les variables n et k, respectivement. En outre, elles ne supposent qu'un réarrangement dans les données d'entrée et de sortie qui n'implique pas de calculs supplémentaires. Il est à noter enfin que, les paramètres d'un problème particulier étant fixés, c'est-à-dire la géométrie de l'antenne et des faisceaux, le réarrangement précité n'a pas d'impact sur le matériel résultant. Il est juste nécessaire de connaître comment associer les entrées "DFT" avec les éléments rayonnants et les sorties "DFT" avec les faisceaux, ce qui peut se déduire de l'équation (11).
  • Avec a) et b), un premier objectif de l'invention conduisant à une implantation matérielle efficace, c'est-à-dire la décomposition lignes/colonnes, est atteint.
  • L'objectif consistant en une décomposition en blocs modulaires importants (qui ont été qualifiés dans ce qui précède de "macro blocs") est également atteint. Ces blocs sont répétés dans l'architecture.
  • Il est également intéressant de remarquer que toutes les lignes de "DFT" sont identiques parmi elles-mêmes et que ceci est également vrai pour les colonnes. Il est donc nécessaire de déterminer un seul de ces blocs.
  • En outre, la "DFT" bidimensionnelle de grande dimension a été réduite à deux "DFT" de plus petite dimension. La première étape pour le calcul d'un "FFT" a donc été réalisée.
  • Pour atteindre les autres objectifs que se fixe l'invention, il est nécessaire de procéder à des étapes supplémentaires. Chacune de ces deux unidimensionnelle "DFT" vont maintenant être décomposées en un jeu de blocs modulaires de faible dimension, compatibles avec les limitations des technologies d'intégration couramment utilisées pour ce type d'applications. Ces blocs pourront être réutilisés de nombreuses fois dans le réseau conformateur selon l'invention.
  • Il est nécessaire, pour ce faire de travailler plus avant de façon indépendante, les lignes et les colonnes des "DFT" unidimensionnelle et d'avoir recours à l'algorithme "FFT" bien connu pour des "DFT" unidimensionnelles, c'est-à-dire l'algorithme dit "radix" (radix-2, radix-3, radix-4, etc.), la décomposition en facteurs premiers, etc. La sélection de l'algorithme dépend de la taille de la "DFT" unidimensionnelle. Une revue de ces algorithmes peut être trouvée dans les articles suivants :
    • de Russel M. Mersereau : "The Processing of Hexagonally Sampled Two-Dimensional Signals", paru dans "Proceedings of the IEEE", vol. 67, No. 6, juin 1979, pages 930-949 ;
    • de Russel M. Mersereau et la. : "The Processing of Periodically Sampled Multidimensional Signals", paru dans "IEEE Transactions on ASSP", vol. 31, février 1983, pages 188-194 ;
    • et de Abderrezac Guessoum et al. : "Fast Algorithms for the Multidimensional Discrete Fourier Transform" paru dans IEEE Transactions on ASSP", vol. 34, août 1986, pages 937-943.
  • Bien que la décomposition précédente puisse être efficace en pratique (cas pour lesquels la taille du réseau et le nombre de faisceaux peuvent être ajustés de manière obtenir des nombres bien conditionnés), une procédure alternative, qui minimise encore plus le nombre de déphaseurs, peut être mise en oeuvre quand det(D) peut être exprimé comme le produit de deux nombres (c'est-à-dire p et q) qui sont premiers entre eux. Dans ce cas, la décomposition en "DFT" de plus petite dimension peut être réalisée directement dans le cas en deux dimensions et non indépendamment dans le cas en une dimension. Ce cas peut être considéré comme une extension de la théorie de la décomposition de la "FFT" unidimensionnelle en facteurs premiers, qui est connue sous l'appellation anglo-saxonne "MPFA" (pour Algorithme de Matrice en Facteurs Premiers).
  • Ces deux approches de décompositions permettent d'obtenir une architecture matérielle qui satisfait toutes les exigences que s'était fixées l'invention, c'est-à-dire, outre les exigences déjà rappelées, les exigences suivantes :
    • Les jeux de "DFT" unidimensionnelles de grandes dimensions se réduisent à des blocs "DFT" de faibles dimensions, répétés de nombreuses fois tout au long de l'architecture ;
    • Les déphaseurs dans les stades intermédiaires entre lignes et colonnes ne sont plus nécessaires ; le nombre de déphaseurs est donc réduit.
  • Généralement, avec les paramètres normaux à considérer dans une application de communications par satellites, la "FFT" bidimensionnelle de grande dimension consistera en une couche de simples "DFT" unidimensionnelles (d'ordre 3 ou 4) pour les "DFT" lignes et au plus de deux couches de "DFT" unidimensionnelles de faible dimension pour les "DFT" unidimensionnelles de colonnes. Il existe donc trois couches au total.
  • On va maintenant décrire l'architecture matérielle de conformateurs de faisceaux conformes à l'invention.
  • Pour fixer les idées, on considérera deux cas : un premier cas concernant une architecture d'un conformateur de faisceaux de taille modérée, en l'occurrence un conformateur de faisceaux hexagonal de taille 27×27, et un second cas concernant un conformateur de faisceaux plus complexe, en l'occurrence un conformateur de faisceaux de taille 48×48.
  • Selon la procédure qui vient d'être rappelée, il est tout d'abord nécessaire de déterminer les régions du support, c'est-à-dire de l'antenne. Si on admet que N 1 = N 2 = 3, le nombre total d'éléments rayonnants sera égal à 2×N 1 xN 2 + N 2 2 , soit 27 éléments rayonnants et 27 faisceaux. La région du support est illustrée par la figure 4 : éléments El 1 à El 27 .
  • On détermine la matrice N: Si on se réfère de nouveau à l'équation (1), la matrice N devient :
    Figure imgb0014
  • On détermine les valeurs des éléments [n] de L I/N et les éléments [k] de L I/N T :
  • La sélection n'est pas unique puisque, comme il a été indiqué, il existe une infinité de représentations de chaque classe. On peut choisir le jeu ci-dessous.
    Figure imgb0015
     et
    Figure imgb0016
  • Il est à remarquer que, puisque N est symétrique, [n] et [k] possèdent les mêmes jeux de valeurs.
  • On détermine ensuite les valeurs de x(n) et on les relie aux éléments El i de l'antenne (voir figure 4) :
    Figure imgb0017
  • On en déduit l'architecture "FFT" :
    • a) Décomposition de la matrice N dans sa forme normale de Smith :
      Figure imgb0018
    • b) Réécriture de la "DFT" sous la forme d'une "DFT" rectangulaire :
      Figure imgb0019
       et
      Figure imgb0020
      Figure imgb0021
  • L'équation (21) détermine les réarrangements d'entrée et de sortie.
  • L'algorithme "FFT" unidimensionnel est ensuite utilisé pour les "DFT" unidimensionnelles de ligne et de colonne :
    • a) En ce qui concerne la "DFT" unidimensionnelle de ligne, celle-ci est une "DFT" 3 points, elle est donc réduite à son expression minimale.
    • B) La "DFT" unidimensionnelle de colonne est une "DFT" de 9 points. Il est donc possible d'utiliser l'algorithme de décomposition lignes/colonnes radix-3.
  • L'équation (19) peut être réécrite de la manière suivante :
    Figure imgb0022
        dans laquelle il a été défini les expressions suivantes :
    Figure imgb0023
    Figure imgb0024
  • C(n 2 , k 1 ) peut être défini comme suit :
    Figure imgb0025
  • En substituant (25) dans (22), on obtient :
    Figure imgb0026
  • On effectue ensuite les changements de variables suivants : n 2 = 3p + q    avec p ∈ (0,1,2)    et q ∈ (0,1,2) k 2 = 3r + s    avec r ∈ (0,1,2)    et s ∈ (0,1,2)
    Figure imgb0027
  • On obtient alors l'équation (28) :
    Figure imgb0028
  • En appelant :
    Figure imgb0029
     et E q , k 1 , s = D q , k 1 , s exp(- j 2π 9 s · q )
    Figure imgb0030
        et en substituant (30) dans (28), on obtient finalement :
    Figure imgb0031
        ou de façon équivalente (équation (32)):
    Figure imgb0032
  • La transformée inverse peut être obtenue simplement en conjuguant les exponentielles, en normalisant par le déterminant de D et en changeant les variables (équation (33)):
    Figure imgb0033
  • L'architecture du conformateur de faisceaux peut être déterminée pour qu'il satisfasse ces équations (32) et (33), c'est-à-dire pour que les transformées "DFT" et "IDFT" soient réalisées.
  • La figure 5 illustre l'architecture d'un conformateur de faisceaux hexagonal CFH, de dimensions 27×27, conforme à l'invention.
  • Le réarrangement des éléments de sortie est repéré par les références El 1 à El 27 . Ces références correspondent à celles des éléments rayonnants de la figure 4. Ce réarrangement est dérivé de l'équation (21).
  • Comme il ressort clairement de la figure 5, le conformateur de faisceaux hexagonal CFH selon l'invention ne comprend que deux couches principales de circuits. En outre, il n'utilise qu'une seule sorte de cellule, très simple, en l'occurrence des circuits effectuant une "DFT" unidimensionnelle 3 points.
  • De façon plus précise, le conformateur de faisceaux hexagonal CFH comprend quatre jeux de cellules : 1 à 4, le jeu référencé 4 constituant l'une des couches de circuits.
  • Cette couche comprend neufs cellules ou modules identiques, 41 à 47, réalisant une "DFT" unidimensionnelle 3 points. Un tel module sera décrit ultérieurement en regard de la figure 6. Les entrées de ces cellules, référencées e 1 à e 27 , de haut en bas sur la figure 5, sont en nombre égal au nombre d'éléments El i .
  • La seconde couche de circuits comprend trois jeux, référencés 1 à 3. Chacun de ces jeux comporte 9 entrées et 9 sorties. Chaque jeu est constitué de deux rangées de 3 cellules de base, chacun effectuant une "DFT" 3 points. Les deux rangées sont reliées par des cheminements des liaisons lignes/colonnes incorporant des déphaseurs : 111 à 133, 211 à 233 et 311 à 333, dénommés CLC1 à CLC3 respectivement, pour les jeux 1 à 3. Chaque jeu est doté d'une topologie identique. Les trois sorties du premier module, par exemple le module 11, sont reliées chacune à des déphaseur 0° : 111, 112 et 113. En d'autres termes les signaux de sortie ne sont pas déphasés. Les trois sorties du deuxième module, par exemple le module 12, sont reliées, respectivement à des déphaseurs 0°, 40° et 80° : 121, 122 et 123.
  • Les trois sorties du troisième module, par exemple le module 13, sont reliées, respectivement à des déphaseurs 0°, 80° et 160° : 131, 132 et 133. Les sorties des premiers déphaseurs de chaque jeu, par exemple 111, 121 et 131, sont reliées à l'une des trois entrées (de haut en bas sur la figure 5) du premier module de la seconde rangée, par exemple le module 14. Les sorties des deuxièmes déphaseurs de chaque jeu, par exemple 112, 122 et 132, sont reliées à l'une des trois entrées du deuxième module de la seconde rangée, par exemple le module 15. Les sorties des troisièmes déphaseurs de chaque jeu, par exemple 113, 123 et 133, sont reliées à l'une des trois entrées du troisième module de la seconde rangée, par exemple le module 16.
  • Les sorties des cellules, 14 à 16, 24 à 26 et 34 à 36, de la seconde rangée des jeux 1 à 3 sont reliées aux éléments rayonnants dans l'ordre suivant, conformément au réarrangement précité : El 1 , El 13 , El 16 , El 2 , El 14 , El 17 , El 3 , El 15 , El 18 , El 6 , El 20 , El 23 , El 7 , El 21 , El 4 , El 19 , El 22 , El 5 , El 12 , El 26 , El 9 , El 24 , El 27 , El 10 , El 25 , El 8 et El 11 (de haut en bas sur la figure).
  • Pour leurs parts, les premières sorties des trois premières cellules, 41 à 43, du jeu 4, sont reliées aux premières entrées des cellules, 11 à 13, de la première rangée du jeu 1. De même, les premières sorties des trois cellules suivantes, 44 à 46, sont reliées aux deuxièmes entées des trois cellules, 11 à 13, et les premières sorties des trois dernières cellules, 47 à 49, au troisièmes entrées des trois cellules, 11 à 13.
  • Ce schéma d'interconnexion se répète pour les deuxièmes sorties de toutes les cellules du premier jeu qui sont reliées aux deuxièmes entrées des jeux de la seconde couche. Il en est enfin de même pour les troisièmes sorties qui sont reliées à l'une des troisièmes entrées des cellules de la seconde couche de circuit.
  • Cet arrangement de liaisons lignes/colonnes porte la référence générale 4a.
  • L'architecture du conformateur de faisceaux hexagonal conforme à l'invention est donc parfaitement régulière. En outre, elle s'avère beaucoup moins complexe que l'architecture d'un conformateur de faisceaux hexagonal équivalent selon l'art connu, telle que celle décrite, par exemple, dans l'article de Chadwick précité. Le nombre de déphaseurs est réduit au minimum, selon l'un des buts que se fixe l'invention.
  • L'architecture de conformateur de faisceaux hexagonal CFH qui vient d'être décrite se prête à une intégration très aisée d'une matrice de commutateurs radiofréquence. En incorporant directement cette matrice dans l'architecture du conformateur, on obtient un haut degré de possibilité de commutation de faisceaux. De façon plus précise l'architecture résultante réalise, à la fois, les fonctions correspondantes à un conformateur de faisceaux hexagonal et celles correspondantes à un commutateur de faisceaux.
  • La figure 6 illustre schématiquement une telle architecture, dans l'exemple particulier d'un conformateur de faisceaux hexagonal CFH', de dimensions 27×27. Elle reprend, en son entier, l'architecture du conformateur de la figure 5 qu'il est inutile de redécrire.
  • La différence principale consiste en l'addition de trois couches de commutateurs, Co1 à Co3, respectivement. Chaque couche comporte neuf matrices de commutateurs de dimensions 3×3 : Co11 à Co19, pour la première couche Co1 ; Co21 à Co29, pour la deuxième couche Co2 ; Co31 à Co39, pour la troisième couche Co3.
  • La première couche Co1 est intercalée entre les entrées, e1 à e27, et les entrées des cellules 3×3, 41 à 49, des circuits 4.
  • La deuxième couche Co2 est intercalée entre les sorties de l'ensemble de connexions lignes/colonnes 4a et les entrées des cellules de dimensions 3×3, 41 à 49.
  • Enfin la troisième couche Co3 est intercalée entre les sorties de les trois ensembles de liaisons lignes/colonnes, CLC1 à CLC3, et les entrées des cellules 3×3, 41 à 49.
  • On constate que l'architecture du conformateur de faisceau CFH' reste tout à fait symétrique.
  • En initialisant toutes les vingt-sept matrices de commutateurs de dimensions 3×3 à un état approprié, on peut obtenir théoriquement 627 permutations des faisceaux réels dans l'espace, correspondant à chaque port d'entrée de faisceau.
  • Dans la réalité, cette technique ne permet pas l'implantation de toutes les permutations précitées. Cependant le nombre de permutations est extrêmement élevé. L'expérience montre qu'il est suffisant pour la plupart des applications.
  • Cette solution est à comparer à la solution classique qui aurait consisté, pour obtenir le même résultat, en la mise en oeuvre d'une matrice complète de commutateurs de dimensions 27×27 avec un conformateur de faisceaux en cascade.
  • Différentes architectures sont connues pour la réalisation de la fonction commutateur radiofréquence ("crossbar", circuits reconfigurables, circuits diviseurs-mélangeur de puissance, etc.). En général, les implantations de circuits sont limitées par l'isolation pouvant être atteinte entre ports, isolation qui décroît avec la taille de la matrice de commutateurs et/ou avec les pertes d'insertion associées.
  • Si on met en oeuvre l'architecture conforme à l'invention, qui autorise l'incorporation de la fonction commutation dans la fonction conformateur, on peut obtenir une bonne isolation :chaque signal ne se propage qu'au travers des circuits de commutation d'une matrice de dimension 3×3, pour un conformateur de faisceaux hexagonal de dimensions 27×27. L'augmentation des pertes d'insertion est négligeable.
  • La figure 7 illustre très schématiquement le diagramme fonctionnel d'un circuit effectuant une "DFT" unidimensionnelle 3 points sur trois signaux d'entrée, référencés I1 à I3. Les signaux de sortie sont référencés O1 à O3. A titre d'exemple, il peut s'agir de la cellule 11, étant entendu que toutes les cellules sont identiques. Il s'agit d'un schéma de circuit classique, bien connu de l'homme de métier et qui n'a pas besoin d'être décrit plus avant. Il est seulement utile de remarquer que les liaisons entre les entrées et la sortie de signal O3 sont exemptes de déphaseurs. Il en est de même entre I1 et O1. Les liaisons directes I2-O2 et I3-O3 comportent un déphaseur 120°, ϕ22 et ϕ33 respectivement. Les liaisons croisées I2-O3 et I3-O2 comportent un déphaseur 240°, ϕ23 et ϕ32 respectivement.
  • Les cellules de base 11 à 49 (figure 5) peuvent être réalisées en faisant appel aux technologies de miniaturisation, par exemple la technologie connue sous l'appellation anglo-saxonne "GaAs MMIC" (pour Circuits Intégrés Monolithique Micro-onde sur Arseniure de Gallium). En fonction des dimensions de la cellule de base, une ou plusieurs puces de "MMICs" seront nécessaires pour intégrer la cellule. Dans l'exemple décrit, la cellule de base peut être réalisée comme illustré par la figure 8. La cellule 11, dont le diagramme fonctionnel est illustré par la figure 7, est matériellement réalisée à l'aide de "MMICs" radiofréquence, intégrant les circuits CI-1 à CI-3, formant chacun une sous-cellule en technologie hybride 90°/3 dB, chacun ayant deux entrées et deux sorties, une des sorties étant déphasée de 90°. La sous-cellule CI-2 réalise une division asymétrique de la puissance électrique reçue, en ce sens que 2/3 de la puissance est transmise au port repéré "0" et 1/3 de la puissance au port repéré "-90". Le nombre de "MMICs" dépend de la conception technologique. Une solution à base de puce unique est réalisable si la taille totale de la puce reste compatible avec les technologies d'intégration utilisées dans le domaine. Le déphasage est obtenu à l'aide de capacités et d'inductances, à constantes localisées, dans la bande des longueurs d'onde "L" ou "S". Les déphaseurs supplémentaires ϕ-90, ϕ+30 et ϕ+60 permettent d'obtenir les déphasages de 120° et 240° de la figure 6. Les déphaseurs 111 à 333 de la figure 5 pourraient également être inclus dans le ou les "MMICs".
  • Le (les) circuit(s) intégré(s) "MMICs est (sont) avantageusement inclu(s) dans un seul boîtier hyperfréquence.
  • Il est aisé de constater que l'architecture décrite qui autorise le recours à une technologie "MMIC" est très avantageuse, à plusieurs points de vue.
  • On peut en effet espérer un comportement électrique très semblable d'une cellule à l'autre (tant en ce qui concerne le déphasage que l'amplitude des signaux délivrés). Les tolérances de fabrication et les problèmes qui y sont liés sont donc minimisés.
  • De même, du fait de la nature très simple des "MMICs", en circuits passifs à base de circuits ne comprenant que des capacités et des inductances, un très grand rendement peut être atteint lors de la fabrication de ceux-ci, avec de faibles coûts associés à ce rendement.
  • Il est encore possible d'améliorer la topologie des cellules de bases 3×3. La figure 9 illustre schématiquement la topologie d'une cellule 3×3 selon un mode de réalisation préféré de l'invention.
  • Comme précédemment, on suppose qu'il s'agit de la cellule 11, étant bien entendu que toutes les cellules sont identiques.
  • On a représenté les trois entrées, repérées I1 à I3, et les trois sorties, repérées O1 à O3.
  • Comme précédemment également, on utilise des capacités et d'inductances, à constantes localisées, dans la bande des longueurs d'onde "L" ou "S". Les inductances sont toutes repérées "L" et les capacités "C", car ces éléments sont tous identiques. Ceci constitue une première simplification.
  • En outre, on constate aisément à l'examen de la figure 9, que la topologie du circuit est extrêmement simple.
  • Les règles d'implantation sont les suivantes :
    • En entrée, chaque borne d'entrée, I1 à I3, est reliée aux deux autres par une inductance L ;
    • En sortie, chaque borne d'entrée, O1 à O3, est reliée aux deux autres par une inductance L ;
    • Chaque borne d'entrée, I1 à I3, est reliée à une borne de sortie, O1 à O3 respectivement, par une inductance L; plus précisément à la borne de sortie de même rang ;
    • Enfin, chaque borne, d'entrée, I1 à I3, ou de sortie, O1 à O3, est connectée au potentiel de la terre Ma par une capacité C.
  • La cellule est extrêmement symétrique et donc aisé à réaliser.
  • Cette configuration de cellule 3×3 autorise, au minimum, l'intégration sur un seul "MMIC". Il est en réalité possible d'intégrer plusieurs cellules sur un seul "MMIC" de plus grandes dimensions, ce qui n'est pas possible de réaliser simplement pour les cellules réalisées conformément à la figure 8.
  • Les avantages spécifiques à cette topologie sont les suivants :
    • La fonction désirée est obtenue avec un nombre d'inductances et de capacités plus réduits ;
    • Toutes les capacités ont la même valeur pour un même type de cellule, ce qui va permettre de procéder à un réglage des circuits du conformateur de faisceaux comme il va l'être montré ci-après.
  • Puisque tous les circuits "MMICs" utilisés dans un conformateur de faisceaux donné proviennent de la même plaquette ("wafer") en fabrication, toutes les capacités auront des valeurs présentant des erreurs très similaires par rapport aux valeurs nominales théoriques calculées. Naturellement, cette erreur peut générer corrélativement des erreurs de phase et d'amplitude, erreurs qu'il y a lieu de compenser.
  • Ce problème peut être résolu aisément si on remplace chacune des capacités C par une capacité fixe C' de plus faible valeur en parallèle sur un transistor de type MESFET, qui fonctionne comme une capacité de valeur variable. Il suffit de modifier la tension de commande de grille.
  • La figure 10 illustre une telle disposition. La capacité C' est placé en parallèle avec un transistor Tr de type MESFET dont la source et le drain sont au potentiel de la terre Ma. Naturellement, cette configuration particulière est adoptée pour toutes les capacités d'une cellule 3×3.
  • Puisque toutes les capacités utilisées dans toutes les cellules de base 3×3, dans le conformateur de faisceaux hexagonal en son entier, ont même valeur, il suffit de commander toutes les grilles par une tension de commande unique, Vc, pour pouvoir ajuster toutes les capacités appartenant au même type de cellule pour obtenir la valeur nominale désirée de capacité. On a en effet indiqué, ci-dessus, que toutes les erreurs résultant de la fabrication étaient très similaires. Il s'ensuit que les erreurs de phase et d'amplitude peuvent être réduites au minimum, de façon très simple.
  • Cet état de fait autorise, à lui seul, une augmentation très significative des dimensions maximales du conformateur de faisceaux que l'on peut atteindre.
  • On va maintenant décrire l'architecture d'un conformateur de faisceaux hexagonal de structure plus complexe. Pour fixer les idées, on considère le cas d'un conformateur de faisceaux de dimensions 48×48.
  • On suit les mêmes étapes que dans le cas du conformateur précédemment décrit.
  • On choisit N 1 = N 2 = 4, soit au total, comme il vient d'être indiqué, 3×N 1 2 = 3×N 2 2 = 48 éléments.
  • On détermine la périodicité de la matrice N (voir (1)) :
    Figure imgb0034
  • On décompose ensuite la matrice N en sa forme normale de Smith :
    Figure imgb0035
  • On doit remarquer, que dans ce cas, det(D) = 48 = 3×16, c'est-à-dire qu'il peut être écrit sous la forme du produit de deux nombres premier entre eux (p = 3, q = 16). Comme il a été signalé, ce cas présente plus de facilité pour la décomposition de la "DFT" à l'aide de l'Algorithme de Matrice de Facteurs Premiers ("MPFA"). L'algorithme est le suivant :
    Figure imgb0036
  • On peut définir les matrices suivantes : P 1 = U·D 1
    Figure imgb0037
     P 2 = D 1 ·V 1
    Figure imgb0038
     Q 1 = D 2 ·V 1
    Figure imgb0039
     Q 2 = U·D 2
    Figure imgb0040
        et les relations suivantes : n = D 2 ·U -1 ·n 1 + D 1 .U -1 · n 2 (mod N)
    Figure imgb0041
     k = V T · D 2 · ( V -1 )· k 1 + V T · D 1 · ( V -1 ) · k 2 (mod N T )
    Figure imgb0042
  • Dans lesquelles n 1 ∈ L I/P1 , n 2 ∈ L I/Q2 , k 1 ∈ L I/(QI) T , k 2 ∈ L I/(P2) T , n ∈ L I/N , et k ∈ L I/N T.
  • On introduit des nouvelles variables : n ˆ 1 = U -1 · n 1 (mod D 1 ) n ˆ 2 = U -1 · n 2 (mod D 2 ) k ˆ 1 = D 2 . V -1 · k 1 (mod D 1 ) k ˆ 2 = D 1 · V -1 · k 2 (mod D 2 )
    Figure imgb0043
  • Il est alors aisé de réécrire la "DFT" bidimensionnelle de dimensions 48×48 sous la forme :
    Figure imgb0044
  • A partir de là, on peut dériver une architecture comportant une décomposition lignes/colonnes, dont la partie ligne consiste en une "DFT" unidimensionnelle 3 points et chacune des trois "DFT" de colonne consiste en une "FFT" rectangulaire bidimensionnelle 4×4.
  • La "DFT" bidimensionnelle initiale a été convertie en un algorithme "FFT" ne nécessitant que le calcul d'une "DFT" d'ordre 3 pour le premier niveau et d'ordre 4 pour les deuxième et troisième niveaux. Il n'est fait usage que de deux types de modules "DFT" unidimensionnels, 3×3 et 4×4 respectivement.
  • La figure 11 illustre l'architecture permettant l'implantation d'un conformateur de faisceaux hexagonal CFH", conforme à l'invention, de dimensions 48×48.
  • Cette architecture, comme précédemment, comprend deux couches de circuits, comprenant le jeu 5 ("DFT" unidimensionnelle d'ordre 3) pour la première couche de circuits et les jeux 7 à 9 ("FFT" rectangulaire 4×4) pour la seconde couche de circuits.
  • Le premier jeu 5 est constitué de 16 cellules "DFT" unidimensionnelles 3×3, tous identiques, repérés 51a - 54a, 51b - 54b, 51c - 54c et 51d - 54d (de bas en haut de la figure 11). Chaque cellule comprend quatre entrées et quatre sorties. Seules les entrées extrêmes e' 1 et e' 48 ont été repérées pour ne pas surcharger la figure.
  • Les jeux 7 à 9 sont constitués de cellules "DFT" unidimensionnelles 4×4, également toutes identiques, disposées en deux rangées de 4 modules pour former ce qui a été appelé ci-dessus les deuxième et troisième niveaux. La première rangée comprend les cellules 71 à 74, 81 à 84 et 91 à 94, pour les jeux 7, 8 et 9, respectivement. La seconde rangée comprend les cellules 75 à 78, 85 à 88 et 95 à 98, pour les jeux 7, 8 et 9, respectivement. Les deux rangées de cellules sont interconnectées par des cheminements de liaisons lignes/colonnes repérés 79, 89 et 99 pour les jeux 7, 8 et 9, respectivement. Ces cheminements sont semblables (bien que légèrement plus complexes) à ceux décrits de façon plus détaillée en regards de l'architecture de la figure 5, relative à un conformateur de faisceaux hexagonal de dimensions 27×27. Elles doivent vérifier l'équation (44). Pour fixer les idées, en ce qui concerne le jeu 7, les premières sorties des modules 71 à 74 sont reliées, chacune à une entrée de la cellule 75, directement ou via un déphaseur supplémentaire (de façon analogue à la figure 5), les deuxièmes sorties des cellules 71 à 74 sont reliées, chacune à une entrée de la cellule 76, et ainsi de suite. Il en est de même, naturellement pour les jeux 8 et 9.
  • De même, les première et seconde couches de circuits sont interconnectées par un cheminement de liaisons, repéré 6, et qui sera décrit de façon plus détaillée ci-après.
  • Les 48 sorties des cellules 75 à 78, 85 à 88 et 95 à 98 sont connectées aux 48 éléments rayonnants de l'antenne (non représentés sur la figure).
  • L'architecture du conformateur de faisceaux hexagonal conforme à l'invention, selon ce second exemple de réalisation, est donc parfaitement régulière. En outre, elle s'avère aussi beaucoup moins complexe que l'architecture d'un conformateur de faisceaux hexagonal équivalent selon l'art connu telle, par exemple, que celle décrite dans l'article de Chadwick précité.
  • Naturellement, comme en ce qui concerne le conformateur de faisceaux hexagonal de dimensions 27×27, représenté sur la figure 5, on peur combiner les fonctions "conformateur" et "commutateurs". Selon cette variante de réalisation (non représentée), il suffit d'ajouter trois couches de matrices de commutation, de façon analogue à ce qui a été décrit en relation avec la figure 6, c'est-à-dire entre les entrées et les cellules de dimensions 3×3 des circuits 5 ; entre les sorties de l'ensemble de connexion lignes/colonnes 6 et les cellules de dimensions 4×4, 71 à 94 ; et entre les sorties des ensembles de liaisons lignes/colonnes, 79 à 99, et les entrées des cellules de dimensions 4×4, 75 à 98.
  • Les matrices de la première couche sont de mêmes dimensions que les matrices de commutation décrites en regard de la figure 6 puisqu'elles doivent délivrer des signaux sur les trois entrées de cellules de dimensions 3×3. Par contre, et pour une raison similaire, les matrices des deuxièmes et troisièmes couches sont de dimensions 4×4, les cellules à desservir étant de dimension 4×4.
  • De façon générale, pour un conformateur de faisceaux hexagonal de dimensions R×N 2 , les matrices élémentaires de circuits de commutation auront des dimensions respectives R×R, pour la première couche, et N×N pour les deuxième et troisième couches.
  • Les modules "DFT" 3×3 (51a à 54d) peuvent être réalisés de façon identique aux modules décrits en relation avec les figures 7 et 8.
  • Un mode de réalisation des modules "DFT" 4×4 va maintenant être décrit en regard des figures 12 et 13.
  • La figure 12 illustre très schématiquement le diagramme fonctionnel d'une cellule de calcul "DFT" unidimensionnelle 4×4, par exemple la cellule constituant le module 71 ; étant bien entendu que tous les modules 71 à 98 sont identiques.
  • Les entrées de signal ont été repérées I1 à I4 et les sorties O1 à O4. Toutes les entrées sont reliées à toutes les sorties (treillis), certaines directement (c'est-à-dire sans déphasage) : I1 vers toutes les sorties, I2 vers O1, I3 vers O1 et O3, d'autres par l'intermédiaire de déphaseurs. I2 est relié à O2 par un déphaseur ϕ'22 de 90°, à O3 par un déphaseur ϕ'23 de 180° et à O4 par un déphaseur ϕ'24 de 270°. De même I3 est relié à O2 par un déphaseur ϕ'32 de 180° et à 04 par un déphaseur ϕ'34 de 180° également. Enfin, I4 est relié à O2 par un déphaseur ϕ'42 de 270°, à O3 par un déphaseur ϕ'43 de 180° et à O4 par un déphaseur ϕ'44 de 90°.
  • Comme en ce qui concerne les cellules 3×3, les cellules 4×4 peuvent être réalisées sous forme modules à base de "MMIC" en Arseniure de Gallium (AsGa).
  • La figure 13 illustre un exemple d'intégration de la cellule de base "DFT" 4×4, par exemple la cellule 71, dont le diagramme fonctionnelle vient d'être rappelé. Le module comprend un ou plusieurs "MMICs" en technologie hybride, intégrant les circuits CI-41 à CI-44 à deux entrées et deux sorties, dont une sortie directe (sans déphasage, repérée par une flèche sur la figure) et une sortie déphasée à 180°. Le circuit CI-43 reçoit, en entrée les signaux d'entrée I1 et I4. Dans le contexte de l'invention, le terme "technologie hybride" signifie qu'il s'agit d'un circuit à quatre ports : deux ports d'entrée et deux ports de sortie. Ils présentent la particularité qu'un signal présent sur un premier port d'entré (I1 par exemple pour le circuit CI-43) est divisé en deux signaux de même puissance et de même phase, transmis aux deux ports de sortie, et qu'un signal présent sur le second port d'entré (repéré par une flèche sur la figure 13 : I2 par exemple pour le circuit CI-43) est divisé en deux signaux de même puissance et de phase opposée, transmis aux deux ports de sortie. Le circuit CI-44 reçoit en entrée les signaux des entrées I2 et I3. La sortie directe du circuit CI-43 est croisée et connectée à la première entrée du circuit CI-42 (gauche sur la figure). La sortie déphasée du circuit CI-44 est croisée et transmise à la seconde entrée du circuit CI-42 (droite sur la figure). La sortie directe du circuit CI-44 est transmise, via un déphaseur supplémentaire ϕ-90 à la seconde entrée du circuit CI-42 et la sortie déphasée du circuit CI-41 est transmise à la première entrée du circuit CI-41. Les première et seconde sortie du circuit CI-41 constituent les sorties O1 et O3, respectivement. Les première et seconde sortie du circuit CI-42 constituent les sorties O2 et O4, respectivement.
  • Comme en ce qui concerne les cellules de dimensions 3×3, il est encore possible d'améliorer la topologie des cellules de bases 4×4. La figure 14 illustre schématiquement la topologie d'une cellule 4×4 selon un mode de réalisation préféré de l'invention.
  • Comme précédemment, on suppose qu'il s'agit de la cellule 71, étant bien entendu que toutes les cellules sont identiques.
  • On a représenté les quatre entrées, repérées I1 à I4, et les quatre sorties, repérées O1 à O4.
  • Comme précédemment également, on utilise des capacités et des inductances, à constantes localisées, dans la bande des longueurs d'onde "L" ou "S". Les inductances sont toutes repérées "L" et les capacités "C", car ces éléments sont tous identiques.
  • Les règles d'implantation sont similaires à ce qui a été précédemment indiqué :
    • En entrée, chaque borne d'entrée, I1 à I4, est reliée aux deux autres par une inductance L ;
    • En sortie, chaque borne d'entrée, O1 à O4, est reliée aux deux autres par une inductance L ;
    • Chaque borne d'entrée, I1 à I4, est reliée à une borne de sortie, O1 à O4 respectivement, par une inductance L; plus précisément à la borne de sortie de même rang ;
    • Enfin, chaque borne, d'entrée, I1 à I4, ou de sortie, O1 à O4, est connectée au potentiel de la terre Ma par une capacité C.
  • La cellule est extrêmement symétrique et donc aisé à réaliser.
  • Cette configuration de cellule de dimensions 4×4 autorise, au minimum, leur intégration sur un seul "MMIC" et il est en réalité possible d'intégrer plusieurs cellules sur un seul "MMIC" de plus grandes dimensions.
  • Les avantages spécifiques à cette topologie sont identiques à ceux rappelés pour les cellules 3×3.
  • De ce fait, il est également possible de compenser simplement les erreurs sur les valeurs de capacités réellement obtenues par rapport aux valeurs nominales calculées en remplaçant ces capacités par une capacité fixe C' en parallèle sur un transistor Tr de type MESFET.
  • On va maintenant décrire des exemples d'implantation physique de conformateurs de faisceaux hexagonaux selon l'invention.
  • Dans des exemples de réalisation pratique, il y lieu de distinguer trois cas d'implantation selon la complexité des circuits du conformateur de faisceaux hexagonal conforme à l'invention.
  • On peut effectuer la distinction entre des dimensions qui seront appelées "normales", "grandes" et "très grandes", ce dernier cas constituant le cas le plus général.
  • Cette distinction est liée essentiellement aux possibilités d'intégration plus ou moins importantes permises par les technologies mises en oeuvre.
  • En outre, comme il a été indiqué, si on recourt au mode de réalisation préféré des cellules de bases (voir figures 10 et 14), on peut augmenter le taux d'intégration dans de grandes proportions.
  • La figure 15 illustre un premier exemple d'implantation pour un conformateur de faible complexité (dimensions "normales ), pour lequel les cellules de base ont été intégrées sur des "MMICs" uniques. Cet exemple correspond à un conformateur de faisceaux hexagonal CFH de dimensions 27×27, tel que décrit par la figure 5. On a conservé les mêmes références pour en désigner les éléments.
  • Le conformateur de faisceaux hexagonal CFH est implanté en "2D", c'est-à-dire sur un plan, par exemple une carte de circuit imprimé PCB. Il comporte trois couches de "MMICs" regroupant, respectivement, les cellules 4, les cellules 11 à 33 de la première rangée et les cellules 14 à 36 de la troisième rangée. Les lignes d'interconnexion des ensembles 4a et CLC1 à CLC3 sont réalisées en technologie multicouche. Des exemples de réalisation pratique seront détaillés ci-après.
  • En réalité cette approche pourrait être appliquée à des conformateurs plus complexes, de dimensions allant jusqu'à typiquement 144×144. La masse et les dimensions seraient alors réduites à leur strict minimum ; de l'ordre des centaines de grammes pour la masse et de la taille d'un circuit imprimé standard.
  • La figure 16 illustre un exemple d'implantation physique d'un conformateur de faisceaux hexagonal CFH selon l'invention de plus grandes dimensions : deuxième cas évoqué ci-dessus. Pour fixer les idées et pour ne pas compliquer à l'excès la description, on reprendra, comme précédemment, l'exemple du conformateur du faisceaux hexagonal CFH de dimensions 27×27 décrit en en regard de la figure 5. On supposera cependant que l'on ne peut intégrer toutes les cellules d'un niveau sur un seul "MMIC".
  • Les liaisons entre les deux couches de circuits : jeu 4, d'une part, et jeux 1 à 3, d'autre part, peuvent être réalisées simplement à l'aide de connecteurs, référencés C1 à C3. Dans l'exemple de réalisation illustré sur cette figure 16, les cellules de bases, 41 à 49, de la première couche de circuits sont disposées sur autant de supports plans (plaquettes de circuits imprimés par exemple), tous parallèles entre eux. Un exemple de réalisation sera détaillé ci-après, en relation avec la description de la figure 18. Les trois jeux, 1 à 3, composant la seconde couche de circuits, sont disposés chacun sur un support, également plan. Ces trois plans sont disposés à angle droit avec les plans formés par les supports des cellules 41 à 49. Comme il a été indiqué, les premières sorties de toutes les cellules du jeu 4, sont reliées, uniquement, aux entrées du jeu 1, les deuxièmes sorties aux entrées du jeu 2 et les troisièmes sorties aux entrées du jeu 3. Il est donc aisé de réaliser dans ces circonstances le cheminement de liaison reliant la première couche de circuits (jeu 4) à la seconde couche de circuits (jeux 1 à 3), puisque les supports respectifs sont dans des plans orthogonaux. De façon pratiques les connecteurs C1 à C3 peuvent être rendus solidaires des supports des cellules 41 à 49. Il suffit alors d'enficher les trois supports des jeux 1 à 3 dans ces connecteurs. Aucun croisement de liaisons n'est nécessaire.
  • Enfin la figure 17 illustre un exemple d'implantation d'un conformateur de faisceaux hexagonal de très grandes dimensions. Pour fixer les idées et pour ne pas compliquer à l'excès la description, on reprendra, comme précédemment, l'exemple du conformateur du faisceaux hexagonal CFH de dimensions 48×48 décrit en regard de la figure 11. On supposera cependant que l'on ne peut intégrer toutes les cellules d'un niveau sur un seul "MMIC".
  • L'implantation mécanique de ce conformateur de faisceaux hexagonal CFH', de dimensions 48×48, ne peut plus s'effectuer aussi simplement que dans le cas d'un conformateur moins complexe (comme celui décrit en regard de la figure 16 par exemple, dont on a repris les conventions pour les références).
  • L'assemblage est réalisé sur les faces d'un support S en forme de cube. Les seize modules "DFT" 4×4 peuvent être regroupés sur une première face S1 de ce cube et réarrangés sous la forme d'une matrice comportant 4 lignes et 4 colonnes de modules : 51a-54a, 51b-54b, 51c-54c et 51d-54d, respectivement. Chaque module comporte trois connexions entrées, dont deux seulement, e' 1 et e' 48 , pour l'ensemble des modules ont été repérées pour ne pas surcharger inutilement la figure.
  • Les trois jeux 7, 8 et 9 de la seconde couche de circuits sont disposés, pour leur part, sur trois faces du cube, par exemple la face supérieure (sur la figure) S2, la face S3, opposée à la face S1, et la face inférieure S4.
  • De façon avantageuse, ces faces sont munies de quatre connecteurs, parallèles entre eux, dans lesquels vont venir s'enficher des plaquettes de forme parallélépipèdique rectangle, supports des modules 71-74, 81-84 et 91-94, pour les jeux 7, 8 et 9, respectivement. Pour ne pas surcharger inutilement la figure, seul l'assemblage de la face S2 a été repéré et détaillé (jeu 7). Il doit cependant être clair que cet assemblage se répète de façon similaire sur les faces S3 et S4, pour les jeux 8 et 9.
  • Les connecteurs fixés à la face S2 sont repérés C71 à C74. Dans chacun de ces connecteurs on insère une plaquette, support des modules 71 à 74, respectivement. Le cheminement des liaisons (79, 89 et 99) interconnectant la première rangée de modules à la seconde rangée de module permet de réaliser physiquement ce cheminement de façon très simple. Il suffit de réaliser ces modules (par exemple, les modules 75 à 78) également sous la forme de plaquettes. On rend solidaires quatre rangées de connecteurs, C75 à C78, des plaquettes-modules 71 à 74, ce sur les côtés opposés aux connecteurs C71 à C74. En outre, comme illustré par la figure, les connecteurs C75 à C78 sont parallèles entre eux et orthogonaux aux connecteurs C71 à C74. Dans chacun de ces connecteurs est entichée une des plaquettes, 75 à 78, respectivement. Comme il a été signalé, cet arrangement se répète pour les jeux 8 et 9, disposés sur les faces S3 et S4. Chaque module comporte quatre connexions de sortie, dont une seule, El' 1 , pour l'ensemble des modules a été repérée pour ne pas surcharger inutilement la figure.
  • Le cheminement 6 de connexions entre les sorties des modules 51a à 54d du jeu 5, d'une part, et les entrées des modules de la première rangée des autres jeux, d'autre part, étant plus complexe que dans le cas illustré par la figure 5, ces liaisons ne peuvent plus être réalisées simplement à l'aide de connecteurs. Les seize modules 51a à 54d comportant au total 48 sorties (quatre par modules), les liaisons 6 entre la face S1 et les trois autres faces pourront être réalisées, par exemple, à l'aide de 48 câbles coaxiaux. Le faisceau sortant 60 de 48 câbles se divise en trois sous-faisceaux de 16 câbles : 61, 62 et 63, distribués aux entrées des modules des jeux 7, 8 et 9, respectivement. Naturellement comme il est bien connu de l'Homme de métier, ces câbles devront être adaptés en phase et en pertes d'insertion. On choisira en outre les matériaux constitutifs de manière à ce qu'ils présentent une bonne stabilité en température.
  • Cette implantation matérielle peut être étendue à des conformateurs de faisceaux plus complexes. Au fur et mesure que les dimensions de ceux-ci deviennent plus importantes, on peut utiliser les deux faces libres du cube. Lorsque la complexité augmente encore, on peut utiliser, non plus un cube, mais une structure de forme polyédrique. Naturellement, la structure des cellules de base constituant les modules évolue également avec la complexité du conformateur de faisceaux hexagonal.
  • En résumé, on doit bien comprendre que la structure matérielle du conformateur de faisceaux hexagonal, représentée sur la figure 16 (de dimensions 27×27 dans l'exemple illustré), est un cas particulier que l'on peut qualifier de "limite" par rapport à la structure plus générale représentée sur la figure 17. En effet, on peut prétende, dans ce cas particulier, que la structure porteuse a pu être réduite à sa plus simple expression, c'est-à-dire à un plan. Les connecteurs C1 à C3 jouent un rôle similaire au rôle joué par les connecteurs C74 à C78. Il n'est plus utile d'avoir recourt à un faisceau de câbles coaxiaux, les liaisons entre les cellules de la première couche de circuits (4) et la seconde couche de circuits (1 à 3) pouvant s'effectuer directement. Les modules des deuxième et troisième niveaux ont été, du fait de la faible complexité des circuits, disposés sur une seule plaquette, ce qui a permis de supprimer l'assemblage à l'aide de connecteurs entre ces modules comme dans le cas du conformateur de dimensions 48×48 qui vient d'être décrit (figure 17).
  • Pour des raisons de standardisation, une structure cubique, voire polyédrique, aurait d'ailleurs pu être utilisée pour implanter mécaniquement le conformateur de faisceaux hexagonal, de dimensions 27×27. Dans ce cas, les modules 41 à 43 (jeu 4 : figure 5) seraient disposés sur la face S1 et les modules des jeux 1 à 3 (figure 5) sur les faces S2 à S3, respectivement. De la même façon, les deuxième et troisième niveaux auraient pu être dissociés. Les interconnexions s'effectueraient alors en faisant appel à des connecteurs jouant un rôle similaire aux connecteurs C71 à C78. Les interconnexions entre les modules du jeu 4 est les autres modules pourraient alors s'effectuer, également, en faisant appel à des câbles coaxiaux. On constate cependant que cette structure, tout en restant conforme à l'enseignement de l'invention, serait cependant plus complexe que celle décrite en regard de la figure 16.
  • De façon générale, un conformateur de faisceaux hexagonal avec N t =R×N 2 entrées, R et N étant des nombres entiers, est constitué de la façon suivante, en mettant en oeuvre une structure polyédrique :
    • a) Une rangée de N 2 cellules "DFT" unidimensionnelles d'ordre R×R. Cette rangée est disposée sur une des faces de la structure polyédrique précitée. Ces cellules peuvent naturellement être réarrangées sur cette face selon une organisation matricielle lignes/colonnes comme il ressort de la figure 12. Chaque cellule peut être réalisée sous forme de modules comprenant un ou plusieurs "MMIC" sur AsGa (voir figures 7 ou 11, par exemple).
    • b) R jeux indépendants de cellules "DFT" unidimensionnelles, chacun comprenant deux rangées (deuxième et troisième niveaux) de N cellules, chacune d'ordre N×N. Chacun de ces R jeux indépendants est disposé sur une des faces restantes de la structure polyédrique. En outre, chacun de ces jeux est implanté sous la forme d'un empilement de modules à deux étages. Le premier étage est constitué des N cellules de la première rangée, chacun étant enfiché dans un connecteur supporté par la face précitée. Le deuxième étage est constitué des N modules de la seconde rangée, chacun étant enfiché dans un connecteur supporté par les modules de la seconde rangée, les connecteurs des premier et second étages étant disposés orthogonalement entre eux comme illustré sur la figure 17.
  • Le matériau constituant la structure cubique, ou plus généralement polyédrique, doit servir de support. Divers matériaux peuvent être choisis. On sélectionnera un matériau léger tel que l'aluminium.
  • Si on désire incorporer la fonction "commutation" (voir figure 6), la complexité des matrices de commutation suit les mêmes règles, comme il a été indiqué. En effet, il s'agit de matrices carrées M×M avec M = N ou M = R, selon qu'elles desservent les entrées des cellules de dimensions N×N ou R×R.
  • Les connecteurs du deuxième étage établissent les interconnexions nécessaires entre les modules des deuxième et troisième niveaux, de façon tout à fait similaire à ce qui a été décrit en relation avec la figure 17. Les interconnexions entre les sorties des N 2 modules du premier niveau et les entrées des autres modules nécessitent N t liaisons (treillis). Elles peuvent s'effectuer, comme précédemment, à l'aide de N t câbles coaxiaux, adaptés en phase et en pertes d'insertion, et stables en température.
  • Pour les interconnexions entre le premier et le deuxième niveau, la règle générale peut s'énoncer ainsi : les sorties de rang i de chaque cellule sont connectées, chacune, à l'une des entrées de cellule du jeu indépendant de même rang ; avec i ∈ {1, R}. De même, pour les connexions entre les cellules des première et seconde rangée dans chacun des R jeux indépendants de cellules, la règle est la suivante : la sortie de rang j de chaque cellule du premier rang est connectée à une entrée de la cellule de même rang de la seconde rangée ; avec j ∈ {1, N}. Ces règles ne font que généraliser ce qui a été décrit de façon détaillée au regard des figures 5 et 11
  • Enfin, si on peut encore augmenter le degré d'intégration, notamment en mettant en oeuvre de cellules 3×3 ou 4×4 implantées selon l'enseignement des figures 9 et 14, respectivement, on peut implanter l'ensemble du conformateur de faisceaux hexagonal sur une simple carte de circuit imprimé multicouche..
  • On n'a pas considéré les déphaseurs supplémentaires entre niveaux, cependant, comme il a été indiqué, ils peuvent être intégrés dans les modules ou, pour le moins, réalisés sur les plaquettes supports de ces modules.
  • En ce qui concerne le cheminement des liaisons à l'intérieur des modules, celles-ci sont difficiles à réaliser en faisant appel aux techniques dites "planar" (planes), du fait des croisements nécessaires de ces liaisons, lorsque l'on considère un seul plan.
  • On peut naturellement penser à utiliser des cavaliers ou éléments similaires. Cependant cette solution conduirait à une dégradation de l'isolation radiofréquence.
  • Pour résoudre ce problème, on peut faire appel à la technologie plane multicouche, avec des traversées radiofréquences.
  • La figure 18 illustre une telle disposition. On a pris comme exemple le jeu de module 1 de la figure 5. Ce jeu comprend deux rangées de trois cellules "DFT" unidimensionnelles 3×3 : 11-13 et 14-16, respectivement. On suppose qu'il est réalisé sur un seul support qui se confond avec le jeu 1 lui-même.
  • Aucun problème ne se pose pour les entrées-sorties du jeu de modules 1, car il n'y a pas de croisements.
  • Par contre, les liaisons entre les modules des deux rangées s'effectuent à l'aide de lignes de transmission disposées sur deux niveaux d'un diélectrique. Ce dernier sert également de support aux cellules ou modules 11 à 16. Les liaisons 110 (cellule 11 à cellule 14), 111 (cellule 11 à cellule 15), 122 (cellule 12 à cellule 15), 132 (cellule 13 à cellule 15) et 133 (cellule 13 à cellule 16) n'occupe qu'un niveau (plan supérieur). Par contre, les liaisons 112 (cellule 11 à cellule 16), 121 (cellule 12 à cellule 14), 123 (cellule 12 à cellule 16) et 131 (cellule 13 à cellule 14) occupent deux niveaux (plans supérieur et inférieur). Chacune de ces liaisons se divise en trois tronçons : 112-112'-112", 121-121'-121", 123-123'-123" et 131-131'-31", respectivement. Les lignes de transmission "inférieures" sont reliées aux lignes de transmissions "supérieures à l'aide de traversées radiofréquences : 1120-1121, 1210-1211, 1230-1231 et 1310-1311, respectivement.
  • Le matériau diélectrique, compte-tenu de la gamme de fréquences mise en oeuvre est du type dit substrats "doux" ("soft"). Plus précisément, le matériau utilisé peut être, par exemple, du Téflon, chargé ou non en céramique, ou de l'alumine.
  • Comme il est bien connu, des éléments ou circuits d'adaptation peuvent être nécessaires à proximité des traversées radiofréquences.
  • Différentes variantes technologiques peuvent être mises en oeuvre.
  • Une de ces variantes est illustrée par la figure 19. On recourt à des lignes du type ruban ("stripline"), en film épais ou mince selon l'application précise et les méthodes de fabrication mises en jeu. L'élément représenté, en coupe, sur cette figure comprend trois plans de masse métalliques parallèles PM1, PM2 et PM3 et, entre ces plans de masses, deux couches, D1 et D2, formant supports, en matériau diélectrique. Deux lignes rubans métalliques, une ligne supérieure L1 et une ligne inférieure L2, sont enterrées dans les supports diélectriques, respectivement dans D1 et D2. Aux endroits où une interconnexion doit être réalisée entre les lignes L1 et L2, on prévoit une traversée radiofréquence TR1 sous la forme d'un trou métallisé. Naturellement, un orifice de plus grand diamètre, ou de façon plus générale de plus grandes dimensions, est réalisé dans le plan de masse intermédiaire M2. Ce dernier joue le rôle d'écran radioélectrique entre les deux lignes L1 et L2. Cette disposition assure donc un très haut niveau d'isolation radiofréquence.
  • Une autre solution, non illustrée, consisterait à prévoir une ligne guide d'onde sur un niveau et une ligne ruban sur l'autre. Cette solution offre un minimum de complexité, cependant l'isolation radiofréquence n'est pas aussi importante que celle offerte par les lignes rubans. On peut quand même atteindre un degré d'isolation suffisant en augmentant l'épaisseur du diélectrique.
  • D'autres solutions sont encore possibles. Dans tous les cas, pour réaliser le cheminement de liaisons d'interconnexions, deux niveaux de lignes de transmission sont nécessaires, avec un bon niveau d'isolation radiofréquence entre lignes et de faibles pertes aux traversées. En fonction des gammes de fréquences considérées, on fera appel à des technologies de films minces ou épais, à des substrats en matériaux flexibles ou en céramique, à des traversées radiofréquences du type trous métallisés ou broches ("pins").
  • Enfin, lorsque la complexité devient très importante, il est nécessaire de faire appel à d'autres solutions : connecteurs, câbles coaxiaux, etc., comme il a été explicité en regard de la figure 17.
  • La masse du conformateur de faisceaux hexagonal, pour le cas d'une antenne à grille de forme hexagonale, peut être estimée comme suit : Masse = (N r ×M r ) + (N n ×M n ) + (N t ×M c )
    Figure imgb0045
        relation dans laquelle :
    • N r est le nombre de modules de base R×R ;
    • M r est la masse de chacun de ces modules, incluant les boîtiers et les connecteurs ;
    • N n est le nombre de modules de base N×N ;
    • M n est la masse de chacun de ces modules, incluant les boîtiers et les connecteurs ;
    • N t est le nombre total d'entrées du conformateur de faisceau hexagonal ;
    • M c est la masse d'un câble coaxial, incluant les connecteurs d'extrémité.
  • Pour fixer les idées, dans le cas d'un conformateur de faisceaux hexagonal, de dimensions 48×48, implanté comme illustré par la figure 17, avec R = 3 et N = 4, utilisant la technologie proposée, et avec les estimations suivantes : M r = 25 g, M n = 35 g et M c = 20 g, la masse totale serait d'environ 2,2 Kg.
  • La masse par noeud "BFN" (de l'anglo-saxon "BeamForming Network" ou Réseau Conformateur de faisceaux) est inférieure à 1 g. Le nombre de noeuds est défini comme étant le produit du nombre de faisceaux par le nombre d'éléments rayonnants. Dans l'art connu, un rapport de 10 g par noeud est couramment admis comme rapport de référence lorsque l'on effectue des estimations de masse totale pour des réseaux conformateurs de faisceaux radiofréquences, en ayant recours aux technologies habituelles du domaine.
  • L'architecture de l'invention permet donc une diminution de la masse totale dans un rapport d'environ 1 à 10.
  • Il doit être clair que l'invention n'est pas limitée aux seuls exemples de réalisations précisément décrits, notamment en relation avec les figures 2 à 19. Notamment, l'intégration des cellules de base en modules peut s'effectuer en ayant recours à d'autres technologies. Les interconnexions peuvent s'effectuer également, comme il a été montré, en faisant appel à diverses technologies : multicouches, câbles coaxiaux, etc.
    commander des réseaux d'une antenne à grille de forme triangulaire, qui ne nécessitent pas d'être contigus ni d'être hexagonaux en périphérie.
  • Enfin, il est possible d'interposer, entre le réseau conformateur de faisceau et les éléments rayonnants de l'invention, des moyens de pondération en amplitude classiques, y compris le cas spécial de la pondération à zéro (pour les éléments rayonnants absents), ce qui permet d'obtenir très simplement des formes de faisceaux à recouvrement important.
  • Bien que particulièrement adaptée à des applications spatiales, on ne saurait cantonner l'invention à ce seul type d'applications. Elle s'applique à toutes antennes radiofréquence du type antenne réseau à commande de phase pour la génération de faisceaux multiples.

Claims (22)

  1. Réseau conformateur de faisceaux (CFH, CFH') pour antenne radiofréquence comprenant un nombre déterminé d'éléments rayonnants (El 1 à El 27 ) pour la génération de faisceaux multiples, ledit réseau conformateur (CFH, CFH') comprenant un nombre déterminé d'entrées de signaux (e 1 à e 27 ), un nombre de sorties de signaux de commande des éléments rayonnants (El 1 à El 27 ) égal audit nombre prédéterminé d'entrées de signaux(e 1 à e 27 ) et effectuant sur les signaux d'entrées une transformée discrète de Fourier hexagonale bidimensionnelle, caractérisé en ce que ledit nombre prédéterminé d'entrées et de sorties étant égal à N t , avec N t = R×N 2 , R et N étant des nombres entiers, les circuits composant ledit réseau conformateur de faisceaux (CFH, CFH") sont divisés en des premières et secondes couches de circuits effectuant, respectivement, une transformée discrète de Fourier unidimensionnelle de lignes et une transformée discrète de Fourier unidimensionnelle de colonnes ;
    en ce que la première couche de circuits est constituée d'une rangée (4, 5) de N 2 cellules (41 à 49, 51a à 54d) munies chacune de R entrées et de R sorties, chaque cellule recevant un signal présent sur l'une desdites N t entrées et effectuant, sur les signaux présents sur ses R entrées, une transformée discrète de Fourier unidimensionnelle ;
    en ce que la seconde couche de circuits est constituée de R jeux indépendants (1 à 3, 7 à 9) de cellules, munies chacune de N entrées et N sorties, chaque jeu comportant une première (11 à 13, 22 à 23 31 à 33 ; 71 à 74, 81 à 84, 91 à 94) et une seconde rangée (14 à 16, 24 à 26, 34 à 36 ; 75 à 78, 85 à 88, 95 à 98) de N cellules, chaque cellule effectuant, sur les signaux présents sur ses N entrées, une transformée discrète de Fourier unidimensionnelle ; chacune des sorties des cellules de ladite seconde rangée commandant un desdits éléments rayonnants ;
    en ce que lesdites première et seconde couches de circuits sont reliées par un premier ensemble d'interconnexions (4a, 6), établissant des connexions entre les sorties des cellules de ladite rangée de N 2 cellules et les entrées des N cellules de la première rangée des R jeux indépendants de cellules ; les sorties de rang i de chaque cellule étant connectées, chacune, à l'une des entrées de cellule du jeu indépendant de même rang ; avec i ∈ {1, R};
    et en ce que lesdites première et seconde rangées de cellules de chacun desdits R jeux indépendants sont reliées par un second ensemble d'interconnexions (CLC1 à CLC3, 79, 89 99), établissant des connexions entre les sorties des N cellules de la première rangée et les entrées des N cellules de la seconde rangée ; la sortie de rang j de chaque cellule du premier rang étant connectée à une entrée de la cellule de même rang de la seconde rangée ; avec j ∈ {1, N}.
  2. Réseau (CFH') selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des matrices de circuits de commutation de faisceaux, et en ce que ces circuits sont divisés en une première couche (Co1) disposée entre lesdites entrées de signaux en nombre déterminé (e1-e27) et ladite première couche de circuits (4) de N 2 cellules, en une deuxième couche (Co2) disposée entre les sorties dudit premier ensemble d'interconnexions (4a, 6) et les cellules (11 à 33) de la première rangée desdits R jeux indépendants, et une troisième couche (Co3) disposée entre les sorties dudit second ensemble d'interconnexions (CLC1 à CLC3) et les cellules (14 à 36) de la seconde rangée desdits R jeux indépendants.
  3. Réseau (CFH') selon la revendication 2, caractérisé en ce que les matrices de commutation sont des matrices carrées, en ce que les matrices de commutation de la première couche (Co1) sont de dimension R×R, et en ce que les matrices des deuxième et troisième couches sont des matrices de dimensions N×N.
  4. Réseau (CFH) selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que, N t étant égal à 27, N étant égal à 3 et R étant égal à 3, toutes les cellules (41 à 49, 11 à 36) effectuant la Transformée de Fourier Discrète unidimensionnelle sont identiques et comprennent 3 entrées et 3 sorties.
  5. Réseau (CFH") selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que N t étant égal à 48, N étant égal à 4 et R étant égal à 3, toutes les cellules (51a à 54d) effectuant la Transformée de Fourier Discrète unidimensionnelle de ladite rangée (5) de N 2 cellules sont identiques et comprennent 3 entrées et 3 sorties et en ce que toutes les cellules (71 à 98) effectuant la Transformée de Fourier Discrète unidimensionnelle des premières et secondes rangées desdits R jeux indépendants (7, 8, 9) sont identiques et comprennent 4 entrées et 4 sorties.
  6. Réseau (CFH, CFH', CFH") selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que lesdites cellules effectuant une transformée de Fourier Discrète sont réalisées sous la forme d'au moins une puce de circuit intégré monolithique hyperfréquence en Arséniure de Gallium.
  7. Réseau (CFH, CFH', CFH") selon la revendication 6, caractérisé en ce que lesdites puces sont des circuits passifs en technologie hybride à base de capacités et d'inductances à constantes localisées en bandes de fréquences L ou S.
  8. Réseau (CFH, CFH', CFH") selon la revendication 7, caractérisé en ce que lesdites cellules (11, 71) étant de dimensions X×X, avec X entier égal à N ou à R, ces cellules sont réalisées en reliant chaque entrée (I1 à I4) à une sortie de même rang (O1 à O4) par une inductance (L) de valeur déterminée, en reliant chaque entrée (I1 à I4) aux [X-1] autres entrées (I1 à I4) par une inductance (L) de la même valeur déterminée, en reliant chaque sortie (O1 à O4) aux [X-1] autres sorties (O1 à O4) par une inductance (L) de la même valeur déterminée, et en reliant chaque entrée (I1 à I4) et chaque sortie (O1 à O4) au potentiel de la terre (Ma) par des capacités (C) d'une même première valeur déterminée.
  9. Réseau (CFH, CFH', CFH") selon la revendication 8, caractérisé en ce que en ce que chaque capacité (C) est constituée d'une capacité fixe (C') d'une seconde de valeur déterminée inférieure à ladite première valeur déterminée en parallèle sur un transistor de type MESFET (Tr), dont la grille (G) est reliée à ladite capacité fixe (C') et le source et le drain sont reliés au potentiel de la terre (Ma) de manière à former une capacité variable, et en ce qu'une tension de commande (Vc) est appliquée sur la grille (G) de manière à modifier la valeur de la capacité composite formée par ladite capacité fixe (C') et ledit transistor (Tr) de manière à obtenir ladite première valeur déterminée.
  10. Réseau (CFH, CFH', CFH") selon la revendication 9, caractérisé en ce que ladite tension de commande (Vc) est unique et appliquée à toutes les cellules.
  11. Réseau (CFH, CFH', CFH") selon l'une quelconque des revendications 6 à 10, caractérisé en ce que lesdites puces sont implantées sur des substrats en matériau diélectrique et en ce que les interconnexions (111 à 133) entre puces sont réalisées par des lignes de transmissions multicouches, les connexions entre couches étant réalisées par des traversées radiofréquences (1120 à 1231).
  12. Réseau (CFH, CFH', CFH") selon la revendication 11, caractérisé en ce que lesdites lignes de transmission (L1, L2) sont réalisées sous la forme de lignes microrubans comprenant des premier et second plans de masse métalliques externes (M1 et M3), un plan de masse intermédiaire (M2) disposé entre les premier et second plan de masse métalliques et formant écran entre lesdites lignes de transmission (L1, L2), en ce que les trois plans (M1 à M3) sont parallèles entre eux, en ce que le volume compris entre ceux-ci et le plan intermédiaire est remplis d'un matériau diélectrique (D1, D2), en ce que lesdites lignes de transmission sont constituées de rubans métalliques (L1, L2) noyés dans les matériaux diélectriques (D1, D2) et disposés parallèlement auxdits plans (M1 à M3), et en ce que les interconnexions entre ces lignes sont réalisées par des trous métallisés formant traversée radiofréquence (Tr1), ledit plan intermédiaire (M2) comportant des ouvertures (Tr2) de section plus importante que la section de ces traversées, de manière à laisser libre passage auxdites traversées (Tr1).
  13. Structure pour l'implantation mécanique d'un réseau (CFH) selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, caractérisé en ce que, lesdites cellules étant réalisées sous forme de puces de circuits intégrés monolithiques hyperfréquence, elles sont implantées sur une carte de circuit imprimé multicouche (PCB), et en ce que lesdits premiers et second ensembles d'interconnexions (CLC1 à CLC3) sont implantés sous la formes de lignes de transmission multicouches sur ladite carte de circuits imprimé (PCB).
  14. Structure pour l'implantation mécanique d'un réseau (CFH") selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, caractérisée en ce qu'elle comprend un bâti (S) se présentant sous la forme d'un polyèdre, en ce que les cellules (51a à 51b) ladite rangée (5) de N 2 cellules sont disposées sur une première face (S1) dudit polyèdre (S) et en ce que chacun desdits R jeux indépendants (7, 8, 9) est disposé sur les R faces restantes (S2, S3, S4) dudit polyèdre (S).
  15. Structure selon la revendication 14, caractérisée en ce que lesdites N 2 cellules sont disposées sur ladite première face du polyèdre (S) selon une configuration matricielle de N colonnes et de N lignes.
  16. Structure selon les revendications 14 ou 15, caractérisée en ce que les cellules des première (71 à 74) et seconde (75 à 78) rangées desdits R jeux indépendants (7) étant réalisées sous forme de puces de circuits intégrés monolithiques hyperfréquence, chaque cellule (71 à 74, 75 à 78) est disposée sur un substrat plan de forme parallélépipèdique rectangle, en ce que les faces (S2 à S4) sur lesquelles sont disposés ces R jeux sont munies chacune d'un premier ensemble de N connecteurs (C71 à C74), parallèles entre eux, dans chacun desquels viennent s'enficher un desdits substrats plans supportant une cellule (71 à 74) de la première rangée, de manière à constituer, avec N t lignes de connexion supplémentaires, ledit premier ensemble d'interconnexions (6), établissant des connexions entre les sorties des cellules de ladite rangée de N 2 cellules et les entrées des N cellules de la première rangée des R jeux indépendants de cellules, en ce que ces substrats supportent, du côté opposé au côté d'insertion dans les connecteurs (C71 à C74), un second ensemble de N connecteurs (C75 à C78), ces connecteurs étant parallèles entre eux et orthogonaux aux connecteurs (C71 à C74) dudit premier ensemble, de manière à constituer lesdits seconds ensemble d'interconnexions (79), établissant des connexions directes entre les sorties des N cellules de la première rangée et les entrées des N cellules de la seconde rangée.
  17. Structure selon la revendication 16, caractérisée en ce que lesdites N t lignes de connexions supplémentaires sont constituées par des câbles coaxiaux (60), dont une première extrémité est connectée à l'une des sorties des cellules de ladite rangée (5) de N 2 cellules (51a à 54d) et la seconde extrémité à l'une des entrées des N cellules (71 à 74, 81 à 84, 91 à 94) des premières rangées desdits R jeux indépendants (7, 8, 9), via l'un desdits connecteurs du premier ensemble (C71 à C74), supporté par l'une des faces (S2 à S3) dudit polyèdre (S).
  18. Structure selon l'une quelconque des revendications 14 à 17, caractérisée en ce que, R étant inférieur ou égal à 5, ladite structure (S) est un cube.
  19. Structure pour l'implantation mécanique d'un réseau (CFH) selon l'une quelconque des revendications 1 à 4 ou 5 à 13, caractérisée en ce que, N t étant égal à 27, N étant égal à 3 et R étant égal à 3, les cellules étant réalisées sous forme de puces de circuits intégrés monolithiques hyperfréquence, chaque cellule de ladite rangée de N 2 cellules (42 à 48) est disposée sur un substrat plan indépendant, de forme parallélépipédique rectangle, ces N substrats plans étant parallèles entre eux, en ce que les cellules de chacun desdits R jeux indépendants (1, 2, 3), sont disposées sur un substrat plan commun, de forme parallélépipèdique rectangle, ces R substrats plans étant parallèles entre eux, en ce que lesdits N substrats plans sont disposés orthogonalement auxdits R substrats plans, et en ce que lesdits N substrats plans supportent sur l'un de leur côté R connecteurs (C1, C2, C3) dans chacun desquels vient s'enficher l'un desdits R substrats plans de manière à former ledit premier ensemble de liaisons.
  20. Structure selon la revendication 19, caractérisée en ce que le dit second ensemble de liaisons est réalisé par des lignes de transmission multicouches (111 à 133) entre cellules des première (11 à 13, 21 à 23, 31 à 33) et seconde (14 à 16, 24 à 26, 34 à 36) rangées desdits R jeux indépendants (1, 2, 3), les connexions entre couches étant réalisées par des traversées radiofréquences (1120 à 1231).
  21. Application d'un réseau (CFH, CFH', CFH") selon l'une quelconque des revendications 1 à 13 à la commande d'antennes radiofréquences du type réseau à commande de phase pour la génération de faisceaux multiples.
  22. Application selon la revendication 21, caractérisée en ce que les éléments rayonnants (El 1 à El 27 ) de ladite antenne sont disposés sur une grille hexagonale et en ce que l'antenne est embarquée sur un satellite.
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